tecnicas novedosas para control y … · tual tanto en aceleradores lineales como circulares [6]....

TECNICAS NOVEDOSAS PARA CONTROL YDIAGNOSTICO ORIENTADO A ACELERADORES DE

PARTICULAS

I. Badillo J. Jugo, J. Portilla,J. Feuchtwanger, C. San Vicente, V. Etxebarria

Dpto. de Electricidad y Electronica (UPV/EHU)[email protected], [email protected], [email protected],

[email protected], [email protected], [email protected]

Resumen

Este trabajo se centra en el campo de las tecno-logıas para aceleradores de partıculas. Mas concre-tamente, se presentan dos tecnicas avanzadas parael diagnostico y control en el ambito de los acelera-dores de partıculas. El objetivo es el desarrollo desistemas flexibles, modulares y altamente reconfi-gurables para dos dispositivos tıpicos en acelerado-res. Por una parte, una herramienta de diagnosti-co denominado monitor de posicion de haz (BPM,Beam Position Monitor en ingles). Por otra, tam-bien se presenta un sistema de control digital paraun sistema RF de bajo nivel (LLRF o Low-LevelRF), junto con un montaje experimental para suvalidacion. Junto con esto, se describe la metodo-logıa usada para trabajar con tecnicas de digitali-zacion conocida como submuestreo o subsamplingpara senales rapidas en el ambito del presente pro-yecto.

Palabras clave: submuestreo, adquisicion rapi-da, BPM, LLRF

1. INTRODUCCION

Los aceleradores de partıculas constituyen herra-mientas indispensables para el desarrollo de losmas ambiciosos experimentos cientıficos. Aun ası,estas maquinas no solo son usadas para grandesexperimentos cientıficos. La gran mayorıa de losaceleradores existentes son usados para aplicacio-nes industriales y medicas [1], contandose por mi-les. Debido a su gran complejidad, suponen ungran reto tecnologico y por lo tanto, la investi-gacion y el desarrollo de nuevas herramientas entorno a estas maquinas es muy dinamico.

Los grupos de Automatica y de RF y Microondasdel departamento de Electricidad y Electronica dela UPV/EHU desarrollan una linea de trabajo encolaboracion centrada en el desarrollo de nuevastecnologıas dirigidas a herramientas de control y

diagnostico de aceleradores de partıculas. Estosdos campos son imprescindibles en estas maqui-nas.

Los diagnosticos son fundamentales para el ajustey normal funcionamiento del acelerador. Estos sebasan en diferentes principios fısicos dependiendode la variable a medir y el tipo del acelerador enel que se encuentren. Como ejemplo, pueden estarbasados en el efecto de los campos electromagneti-cos de las partıculas, la interaccion de partıculaselementales o interaccion Coulombiana de partıcu-las cargadas penetrando en materia. De este modo,se obtienen diferentes diagnosticos como medidasde emitancia, monitores de posicion o detectoresde de perdida de haz.

Por otro lado, los sistemas RF son vitales en laaceleracion de las partıculas, por lo que su controljuega un papel prioritario dentro de las tecnologıasque rodean a los aceleradores. Para el diseno ydesarrollo de estos sistemas de control es necesariola colaboracion entre los campos de conocimientode la automatica y de RF, ya que las variables acontrolar son tıpicamente senales de RF y Micro-ondas del orden de decenas o centenas de MHz.Para una correcta aceleracion, las partıculas de-ben ser sincronizadas con la onda viajera. Estoconlleva un control muy preciso de la amplitud yfase de las senales.

1.1. MOTIVACION DEL TRABAJO

El objetivo de la linea de investigacion de los cita-dos grupos de investigacion es el desarrollo de sis-temas flexibles, modulares y reconfigurables paraherramientas de control y diagnostico. Para ellose ha optado por soluciones predominantementedigitales. Esto permite la posibilidad de introdu-cir cambios sustanciales en el diseno para incluir omodificar su funcionalidad simplemente cambian-do el codigo del programa. Esto supone una granventaja para el prototipado, ya que reduce el tiem-po de implementacion y permite adaptarse a nue-vos requerimientos.

Actas de las XXXVI Jornadas de Automática, 2 - 4 de septiembre de 2015. Bilbao ISBN 978-84-15914-12-9 © 2015 Comité Español de Automática de la IFAC (CEA-IFAC) 929

Considerando esta premisa, se ha escogido la pla-taforma PXIe de National Instruments para eldesarrollo de las aplicaciones propuestas. Esta,ofrece una gran variedad de modulos para adqui-sicion de datos, generacion de senales, tecnologıaFPGA, timing, etc. Otra gran ventaja de traba-jar con esta arquitectura es que todo el sistema seintegra en un entorno operado en LabVIEW. Es-to facilita la integracion de una gran cantidad dehardware reduciendo el esfuerzo de tareas comple-jas como desarrollo de drivers, streaming peer-to-peer o transferencias DMA, por poner unos ejem-plos.

Ası, uno de los fines de este trabajo es minimi-zar el numero de componentes analogicos en el di-seno tanto como sea posible. Esto supone un grandesafio cuando se trabaja con senales de RF enel rango de centenas de MHz. Las soluciones pro-puestas muestrean directamente las senales que sedesean adquirir, evitando cualquier etapa interme-dia entre la senal y los ADC.

La utilizacion de tecnicas convencionales de mues-treo conlleva velocidades de discretizacion muy al-tas en el presente area de trabajo, y a su vez, lanecesidad de equipos costosos. Con la intencion deevitar tan altas frecuencias de muestreo y ası po-der construir un sistema mas economico, se ha es-tudiado e implementado una tecnica de muestreoavanzada conocida como submuestreo o subsam-pling.

En las siguientes secciones se describe mas deta-lladamente esta tecnica de muestreo ası como laimplementacion de dos herramientas para acele-radores de partıculas basadas en ella.

2. SUBMUESTREO

Segun el teorema de muestreo de Nyquist, si unasenal con un ancho de banda limitado y con com-ponente frecuencial mas alto ω0 se muestrea a unafrecuencia ωs, y siendo ωs > 2ω0, la secuencia ob-tenida contendra toda la informacion de la senaloriginal evitando el fenomeno conocido como alia-sing [2].

Adicionalmente, una version modificada de esteteorema conocida como el criterio de Nyquist-Shannon, establece que el periodo de muestreomınimo se relaciona directamente con el ancho debanda (BW) de la senal original y no con su com-ponente frecuencial mas alto (ω0). Ası, bajo la con-dicion ωs > 2BW , es posible reconstruir la senaloriginal, ocurriendo esta vez aliasing pero sin dar-se la superposicion de componentes frecuenciales.Estos alias, es decir, las repeticiones periodicas dela senal original aparecen desplazadas a lo largode todo el espectro frecuencial localizados en[3]:

ws/2

F

BW

Fws/2 ws 3ws/2 2ws

alias

+

+ +- -+

Figura 1: Muestreo a ωs de una senal con anchode banda limitado BW que cumple el criterio demuestro de Nyquist.

Fws/2 ws 3ws/2 2ws

Fws/2 ws 3ws/2 2ws

ws/2

BW

+ -- -+

+

alias

Figura 2: Submuestreo de una senal con ancho debanda BW limitado, a una tasa de ωs. Observeseque en este caso ocurre inversion espectral.

f0 +mfs (1)

siendo fs la frecuencia de muestreo, f0 la frecuen-cia de la portadora original y m cualquier numeroentero.

De este modo, la tecnica conocida como submues-treo se vale de este fenomeno para utilizar los aliasaparecidos en bajas frecuencias para reconstruirla senal a digitalizar [4]. Esto abre las puertas afrecuencias de muestreo mas bajas, y por consi-guiente, a la posibilidad de utilizar hardware deadquisicion mas economico. Una comparacion delmuestreo clasico (oversampling) ante el submues-treo puede observarse en las Figuras 1 y 2.

Un aspecto importante a considerar cuando se tra-baja con submuestreo es el efecto de los armonicosde la senal original, ya que los ADCs reales tienenefectos no-lineales que anaden armonicos de altoorden, causando la existencia de aliasing no desea-do. Por esta razon, la seleccion de una frecuenciade muestreo adecuada es esencial para determinarel mejor rango para evitar un excesivo aliasing deNyquist de los armonicos de alto orden causadosen el proceso de conversion analogico-digital. Con-cretamente, la tasa de muestreo debe cumplir lasiguiente condicion para evitar la superposicion decomponentes frecuenciales y aliasing no deseado[5]:


2fcenter −BW

m≥ fs ≥

2fcenter +BW

m+ 1(2)

donde fs es la frecuencia de muestreo, m es cual-quier entero positivo o negativo, fcenter la frecuen-cia central de la senal a muestrear y BW su anchode banda.

3. HERRAMIENTAS DEDIAGNOSTICO Y CONTROLDESARROLLADAS

Los dos ultimos proyectos de la colaboracion delos grupos de investigacion de Automatica y RFy Microondas del departamento de Electricidady Electronica de la UPV/EHU estan dirigidosa dos herramientas concretas. La primera es undiagnostico conocido como BPM (monitor de po-sicion de haz o beam position monitor en ingles),el cual es la herramienta de diagnostico mas habi-tual tanto en aceleradores lineales como circulares[6]. La segunda es un sistema de control LLRF (RFde bajo nivel o Low-Level RF) usado para garanti-zar una aceleracion adecuada de las partıculas [7].Ambas se describen mas detalladamente en las si-guientes subsecciones.

3.1. BPM

Estos dispositivos se usan para obtener diagnosti-cos no-destructivos del haz de partıculas bajo estu-dio. Ofrecen dos medidas principales. Por un lado,el centro de masa transversal del haz, es decir, laposicion. Por el otro, tambien miden la forma lon-gitudinal de los paquetes de partıculas en el casode haces pulsados, o lo que es lo mismo, su perfil.

Los BPMs se catalogan en tres tipos dependiendode la tecnologıa en la que esten basados. Existenlos denominados linear-cut, o de corte lineal [8],stripline [9]y de tipo boton [10].

Para este trabajo se han usado estos ultimos, ba-sados en el efecto capacitivo. Estos, miden la cargainducida por los campos electricos de los haces departıculas en unos pequenos electrodos, tal y co-mo se describe en la Figura 3. Este campo electri-co esta directamente relacionado con los paquetesde partıculas (bunches en ingles) y por lo tantoson dependientes del tiempo. En consecuencia, lasmedidas ofrecidas por los BPMs son senales de co-rriente alterna (AC) de alta frecuencia.

Para calcular la posicion del haz, es decir, el centrode masa de las partıculas, se usan cuatro sensorescolocados transversalmente en forma de cruz entorno al conductor central, dos en el eje verticaly otros dos en el horizontal . Ası, de la diferencia

I(t) I(t)E

Iinducida(t)

t

Iinducida(t)=-I(t)

electrodo

Figura 3: Corriente inducida por el haz de partıcu-las en los electrodos.

de tension de dos sensores opuestos se obtiene laposicion en cada plano.

De este modo, las posiciones horizontal y verticalse obtienen de las siguientes ecuaciones [11]:

x =1

Sx

∆Udcha − ∆Uizq

∆Udcha + ∆Uizq+δx =

1

Sx

∆Ux

ΣUx+δx (3)

y =1

Sy

∆Utop − ∆Udown

∆Utop + ∆Udown+δy =

1

Sy

∆Uy

ΣUy+δy (4)

donde Sx y Sy son las sensibilidades en x e y res-pectivamente (medidas en %/mm) y δx y δylas co-rrecciones del offset de desviacion respecto al cen-tro electrico (mm).

Para el presente trabajo se ha desarrollado un test-bench compacto para el test y la validacion deun BPM digital. El montaje de laboratorio pue-de observarse en la Figura 4. Este consiste en unconductor de cobre que es alimentado por un ge-nerador de senales RF. De este modo se simula unhaz de partıculas. El BPM en sı mismo, cuyo di-seno mecanico ha sido realizado por los presentesgrupos de investigacion, esta situado en el bloquecentral de la plataforma, el cual contiene cuatropuertos SMA para obtener las medidas de los sen-sores. Esta plataforma central esta unida a unaestructura de traslacion micrometrica lineal 2D.Esta puede ser operada tanto manualmente comoa traves de dos motores paso a paso para facilitarla automatizacion de las medidas. Mediante estasolucion, se desplazan los tubos de aluminio de laestructura manteniendo fijo el conductor central.De esta manera se simula la desviacion del haz enlos dos planos, independientemente [10].

Para el sistema de adquisicion y monitorizacion, seha desarrollado un sistema en tiempo-real basadoen la arquitectura PXIe de National Instruments.En ella se ha integrado una tarjeta FlexRIO dealto rendimiento basada en tecnologıa FPGA jun-to con un modulo adaptador para adquisicion de


Figura 4: Montaje experimental para test delBPM desarrollado.

Cuadro 1: Especificaciones resumidas del hardwa-re utilizado en la estructura PXI para el BPM di-gital desarrollado

Modelo CaracterısticasChasis NI

PXIe-10828 ranuras

Controlador NI PXI-8108 Intel Core 2Duo

TarjetaFlexRIO

NIPXIe-7961R

FPGA Virtex5SX50T

ModuloAdaptador

NIPXIe-5761R

ADC 250MS/s

Tarjetamultifun-

cion

NI PXI 6259 32 AI,1.25MS/s

senales con un ADC de hasta 250 MS/s. La Tabla1 numera mas detalladamente el hardware utiliza-do en este montaje.

La frecuencia de la senal de RF utilizada es de352 MHz, la cual es una frecuencia tıpica en mu-chos aceleradores [12]. De este modo y suponiendoun ancho de banda de la senal de referencia des-preciable frente a su frecuencia central, la tasa demuestreo de 50MS/s cumple la condicion de sub-muestreo descrita en 2 para m=2. Submuestrean-do a esta velocidad, obtenemos el alias de la senaloriginal localizado dentro de la zona de Nyquist a102MHZ, tal y como se indica en la Ecuacion (1).

La adquisicion de datos basada en submuestreoha sido implementada en FPGA para obtener elmayor rendimiento posible, ası como el procesadomas prioritario. Los datos producidos por la FP-GA son enviados al controlador del PXIe que eje-cuta un sistema operativo en tiempo-real. Aquı seejecutan los calculos con menores restriccionestemporales ası como la adquisicion de senales len-tas, como la temperatura ofrecida por una tarjetaDAQ multifuncion.

Por ultimo, el interfaz de usuario se implementaen un ordenador generico que se comunica con elPXIe mediante Ethernet.

Figura 5: Dispersion de la medida de posicion conun promediado de 1 (azul), 10 (verde) y 100 (rojo)muestras.

3.2. RESULTADOSEXPERIMENTALES DEL BPM

Se han llevado a cabo diferentes experimentos ypruebas con el testbench desarrollado. Algunas delas mas destacadas son:

Testeo del rango de potencia de entrada . Elobjetivo es optimizar la relacion senal a ruidomediante la medida del SINAD. Se ha con-cluido que para el presente montaje la po-tencia de entrada optima a los ADCs es de-16dBm.

Calculo de los coeficientes de sensibilidad yoffsets de los sensores. Para obtener estos coe-ficientes, se han efectuado regresiones linealessobre las medidas realizadas en cada eje, conresultado:

1

Sx= 10,020±0,049mm/% ; δx = −0,460±0,01mm

1

Sy= 10,070±0,039mm/% ; δy = −0,446±0,01mm

Precision en la medida de posicion. En estecaso se ha estudiado la relacion del prome-diado de las medidas de posicion con la dis-minucion del error estadıstico. En la Figura5 se observa la dispersion de la medida condiferente cantidad de promediado. Finalmen-te se ha concluido que un promediado de 10muestras es el compromiso optimo entre pro-mediado y tiempo de procesado.

Precision del sistema de posicionamiento li-neal. Se ha medido la incertidumbre de la me-dida de posicion anadida por el procedimiento


Figura 6: Mapa de posiciones relacionando la po-sicion medida (punto rojo) con la posicion teorica(cırculo azul).

utilizado en la toma de datos. Se ha concluidoque la contribucion al error anadida es infe-rior a ±2µm, es decir, se encuentra por deba-jo de las especificaciones proporcionadas porel fabricante del sistema de posicionamientolineal.

Mapa de posiciones. Se han hecho medidasde la posicion en diferentes coordenadas conel objetivo de correlacionar la posicion teoricaobtenida de las Ecuaciones 3 y 4. Como resul-tado se ha obtenido la matriz de posiciones dela Figura 6.

3.3. SISTEMA LLRF

Los sistemas de control LLRF son otra parte vitalde los aceleradores. Su funcion es garantizar quela transferencia de energıa hacia el haz de partıcu-las que se da en las cavidades resonantes se lleve acabo adecuadamente. Para ello se deben controlarlos campos de aceleracion RF y a su vez, sincro-nizarlos con los paquetes de partıculas [13].

Un sistema LLRF tipo cuenta con dos lazos decontrol. El primero, un lazo de alta velocidad pararegular la amplitud y fase vista por las partıculasa acelerar. Este lazo debe ser capaz de compensarperturbaciones como las causadas por los ripplesde las fuentes de alta tension, ası como controlarel llenado de la cavidad resonante. Por otro la-do, otro lazo mas lento, encargado de ajustar lafrecuencia de resonancia de la cavidad. Este man-tiene el valor de resonancia fijado al valor desea-do frente a perturbaciones mecanicas y derivas detemperatura.

Se ha disenado y construido el montaje experimen-tal descrito en la Figura 7 para validar y probarel sistema LLRF digital desarrollado. El elemento

entrada RF 0(salida de la cavidad)

entrada RF 1(señal RF dereferencia)

90º

Filtro pasobajo

RotaciónCORDIC

Cálculo de amplitud

Fase

Anplitude

I

Q

I

Q

Filtro pasobajo

desfasede 90º

PID

PID

salida Icorregida

salida Qcorregida

I'

Q'

Figura 8: Descripcion del proceso de adquisicion,demodulacion control y generacion de senales.

central es una cavidad resonante a 79.59 MHz dealuminio.

El nucleo del control LLRF se ha implementadoen un sistema PXIe, al igual que el BPM anterior-mente presentado.

3.3.1. Lazo de control de fase y amplitud

El lazo de control de fase y amplitud adquiere lasenal a la salida de la cavidad resonante y aplicaun control para regular los parametros deseados.Tras ello, son generados mediante una tarjeta ge-neradora de senales y son dirigidos a la entrada deun modulador vectorial de cuadratura para crearla senal RF regulada, la cual se inyecta de nuevoen la cavidad cerrando ası el lazo.

Este lazo se basa en la demodulacion I/Q. Estopermite trabajar directamente con la fase y am-plitud de una senal, sin tener que manipular lasenal portadora [14]. El control se aplica indepen-dientemente en los parametros I y Q obtenidosde la senal adquirida, mediante dos controladoresPID, respectivamente. La Figura 8 representa elproceso mencionado.

Para este lazo se han disenado dos aproximacio-nes, una basada en el controlador en tiempo-realy otra implementada puramente en FPGAs:

La primera esta pensada para facilitar elprototipado y obtener una gran velocidadde desarrollo. Hace uso del controlador entiempo-real para implementar el controlador,lo que evita tiempos de compilacion y ofrecetodas las facilidades de LabVIEW en cuantoa herramientas. Como desventaja, la comuni-cacion DMA usada para transferir datos dela tarjeta de adquisicion al controlador, y deeste a la generadora, introduce un retardo ex-cesivo en el lazo.

La segunda esta mas orientada a una imple-mentacion final de los conceptos testados conla primera. En esta solucion se prescinde delcontrolador y toda la logica (adquisicion, pro-cesado, control y generacion) es implemen-tada en dos tarjetas FPGA. La comunica-cion entre ellas es mediante streaming pun-to a punto, lo que permite obtener mayoresanchos de banda en el lazo de control. Los in-convenientes de esta solucion son los grandes


I

Q

-3 db

Sistema LLRFPXI

Modulador I/Q

Divisor depotencia

Generador RF

Acopladorbidireccional

Detector depotencia

Motores pasoa pasoDriver

Figura 7: Esquema del montaje de laboratorio para probar y validar el sistema de control LLRF desa-rrollado.

tiempos de compilacion de las FPGAs, ası co-mo las limitaciones de formato de datos paratrabajar en ellas, lo que dificulta el desarrollo.

En la Tabla 2 se enumeran los dispositivos utili-zados en cada una de las soluciones.

Al igual que en el caso del BPM, para el sistemaLLRF tambien se ha hecho uso del submuestreo.En este caso, se ha usado una tarjeta con un ADCde hasta 250MS/s, pero operandola a una frecuen-cia de muestreo de 50 MS/s para la senal objetivode 79.59 MHz.

3.3.2. Lazo de ajuste de frecuencia deresonancia

El lazo de realimentacion para el ajuste de lafrecuencia de resonancia actua sobre dos moto-res situados a los lados de la cavidad. Estos des-plazan linealmente dos embolos colocados trans-versalmente, produciendo pequenos cambios en lageometrıa de la cavidad, y en consecuencia, cam-bios en su frecuencia de resonancia.

Para este sistema, tambien se ha optado por im-plementarlo siguiendo dos aproximaciones diferen-ciadas.

La primera esta basada en la fase de la senal ex-traıda de la cavidad. El objetivo es mantener elvalor de la fase fijado al identificado en la carac-terizacion de la cavidad mediante parametros S,-108º en este caso, tal y como se puede apreciaren la Figura 9. Para ello se ha disenado un lazo decontrol basado en un controlador PI.

La segunda solucion utiliza la potencia de la ondareflejada a la entrada de la cavidad como varia-ble a controlar. Bajo la condicion de resonancia,la senal transmitida a la cavidad sera maxima, porlo que la potencia de la senal reflejada alcanza suvalor mınimo [15]. De este modo, se hace uso un

Cuadro 2: Especificaciones resumidas del hardwa-re utilizado en las dos aproximaciones propuestaspara el lazo de amplitud y fase del LLRF

Solucion 1 Modelo CaracterısticasChasis NI

PXIe-10828 ranuras

Controlador NIPXIe-8135

Intel Core i7

TarjetaFlex RIO

NIPXIe-7866R

Virtex5 SX95T

Moduloadaptador

NIPXIe-5761R

ADC 250MS/s

FPGAmultifun-

cion

NIPXIe-7852R

8 AO, 1MS/s

Solucion 1 Modelo CaracterısticasChasis NI

PXIe-10828 ranuras

TarjetaFlex RIO 1

NIPXIe-7866R

FPGA Virtex5SX95T

TarjetaFlex RIO 2

NIPXIe-7861R

FPGA Virtex5SX50T

Moduloadaptador

1

NIPXIe-5761R

ADC 250MS/s

Moduloadaptador

2

AT-1212 DAC 1.25GB/s


7.5 7.6 7.7 7.8 7.9 8 8.1 8.2 8.3 8.4 8.5

x 107

−200

−180

−160

−140

−120

−100

−80

−60

−40

−20

0

Frequencia (MHz)

Fas

e (º

)

Fase s21 vs Frecuencia

Figura 9: Caracterizacion de la fase de la cavidadmediante parametros S.

acoplador bidireccional en la entrada de la cavi-dad, en el cual se acopla un detector de potenciaen el puerto de la onda reflejada. Este valor detension DC es minimizado por el controlador conel fin de mantener la frecuencia de la cavidad ensu valor optimo.

Ambas implementaciones producen dos senales di-gitales como salida, las cuales controlan los moto-res paso a paso encargados de mover los embolos.La primera de estas senales es un tren de pulsosel cual determina el numero de pasos del motorpor iteracion, mientras la segunda fija la direccionde rotacion. Para generar estas salidas, se ha usa-do una tarjeta multifuncion NI PXI-6259, la cualtambien adquiere la potencia DC necesaria en lasolucion basada en la potencia de la onda refleja-da.

3.4. RESULTADOSEXPERIMENTALES DEL LLRF

En este caso se exponen las principales medidasde diferentes experimentos llevados a cabo paravalidar el sistema de control LLRF desarrollado,incluyendo cada uno de sus lazos.

En el caso del lazo de amplitud y fase, se ha logra-do cerrar el lazo de control en un maximo de 7µsusando la aproximacion basada en FPGA, lo queofrece un ancho de banda suficiente para el con-trol de la cavidad. En cuanto a los requerimientosdel sistema, se exigıa un error < 1 % en ampli-tud y < 1ºen fase. Estos requerimientos tıpicos deaceleradores de iones pesados [16] han sido cum-plidos. En la Figura 10 se muestra la respuesta dela amplitud ante un cambio en la referencia de unvalor de 0.1mV a uno de 0.3mV.

Tambien se ha estudiado el ruido de fase anadi-do por el sistema de control LLRF al conjuntodel sistema completo, concluyendo que la contri-bucion total de jitter es de 9,090 ± 0,001ps para

0 100 200 300 400 500 6000.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35Seguimiento amplitud (mV)

Tiempo (us)

Am

plitu

d(m

V)

Figura 10: Respuesta de la amplitud de la senalante un cambio del valor de referencia bajo el con-trol implementado.

102

103

104

105

106

107

−160

−150

−140

−130

−120

−110

−100

−90

−80

−70

−60Phase and Amplitude Noise, Reference vs Loop

Frequency Offset (Hz)

Pha

se a

nd A

mpl

itude

Noi

se (

dBc/

Hz)

ReferenceCavity Output

Figura 11: Figuras de ruido de fase del generadorRF (azul) y sistema de lazo cerrado completo (ver-de) en un rango de [100 Hz, 100 MHZ] para unafrecuencia de 79.59 MHz

un rango de [100 Hz, 100 MHz] a 79.59 MHz. Estose muestra en la Figura 11, donde se representanlas senales de ruido del generador RF frente a laobtenida del sistema de lazo cerrado completo.

Por ultimo, se han realizado medidas del lazo deajuste de la frecuencia de resonancia basados enlas dos aproximaciones anteriormente propuestas.En ambos casos los resultados han sido compara-bles, corrigiendo el error producido por una per-turbacion mecanica en el orden de 1s, como puedeverse en la Figura 12, donde se representa la res-puesta de la amplitud de la senal medida a la sali-da de la cavidad frente a una deformacion aplicadaexternamente.

4. CONCLUSIONES

Los resultados obtenidos por los grupos de inves-tigacion de Automatica y RF y Microondas de laUPV/EHU han demostrado que la tecnica avan-zada de muestreo denominada submuestreo ofre-


0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20−3.9

−3.8

−3.7

−3.6

−3.5

−3.4

−3.3

−3.2

−3.1Ajuste Frecuencia Resonancia

Gan

anci

a C

avid

ad(d

B)

Tiempo(s)

Figura 12: Respuesta de la ganancia de la cavidadante una deformacion aplicada bajo el control deajuste de frecuencia de resonancia.

ce resultados positivos a la hora de discretizarsenales rapidas en aplicaciones para aceleradoresde partıculas. De este modo, se ha validado su usoen ciertos sistemas RF, con la ventaja que ellosupone en terminos de coste economico. Por otrolado, se ha demostrado que las soluciones digitalespresentadas son validas para aplicaciones de con-trol y diagnostico en el ambito de los aceleradoresde partıculas. Ademas, el caracter flexible y mo-dular de los sistemas desarrollados ha resultadoaltamente adecuado para tareas de prototipado ytrabajo de investigacion.

Agradecimientos

Los autores quieren agradecer el patrocinio parcialdel Gobierno Vasco mediante las ayudas a Gruposde Investigacion GIU06/04 y GIU08/01, ası comoa la Diputacion de Foral de Bizkaia mediante elproyecto 6/12/TK/2012/00032.

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tecnicas novedosas para control y … · tual tanto en aceleradores lineales como circulares [6]....

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