elektriajamite elektroonsed susteemid - ene.ttu.ee · integraallülituse leiutamine 1958. aastal,...

3

ELEKTRIAJAMITE ELEKTROONSED

SÜSTEEMID

4

Valery Vodovozov, Dmitri Vinnikov, Raik Jansikene Toimetanud Evi-Õie Pless Kaane kujundanud Ann Gornischeff Käesoleva raamatu koostamist ja kirjastamist on toetanud SA Innove Tallinna Tehnikaülikool Elektriajamite ja jõuelektroonika instituut Ehitajate tee 5, Tallinn 19086 Telefon 620 3700 Faks 620 3701 http://www.ene.ttu.ee/elektriajamid/ Autoriõigus: Valery Vodovozov, Dmitri Vinnikov, Raik Jansikene TTÜ elektriajamite ja jõuelektroonika instituut, 2008 ISBN ............................ Kirjastaja: TTÜ elektriajamite ja jõuelektroonika instituut

3

Sisukord

Tähised............................................................................................................................5 Sümbolid .................................................................................................................................. 5 Lühendid................................................................................................................................... 6

Sissejuhatus ....................................................................................................................7 1. Mootorite toiteallikad..................................................................................................13

1.1. Vahelduv/alalisvoolu muundurid – alaldid ....................................................................... 13 1.2. Alalis/vahelduvvoolumuundurid – vaheldid ..................................................................... 23 1.3. Vahelduvvoolumuundurid – regulaatorid......................................................................... 34 1.4. Alalisvoolumuundurid – pulsilaiusmuundurid .................................................................. 44

2. Energeetilised süsteemid...........................................................................................55 2.1. Üldpõhimõtted ................................................................................................................. 55 2.2. Trafod ja drosselid........................................................................................................... 60 2.3. Dioodid ja türistorid.......................................................................................................... 65 2.4. Transistorid...................................................................................................................... 68 2.5. Ohukaitse ........................................................................................................................ 75 2.6. Elektriline pidurdus .......................................................................................................... 80 2.7. Filtrid................................................................................................................................ 83

3. Jõulülitite juhtimine ....................................................................................................91 3.1. Türistoride juhtahelad...................................................................................................... 91 3.2. Transistoride juhtahelad ................................................................................................ 101 3.3. Plokkjuhtimine ............................................................................................................... 118 3.4. Pulsilaiusmodulatsioon.................................................................................................. 127 3.5. Vektorjuhtimine.............................................................................................................. 134

4. Automaatjuhtimine...................................................................................................139 4.1. Ülekandefunktsioonid ja struktuurskeemid.................................................................... 139 4.2. Signaalimuundurid ja regulaatorid................................................................................. 142 4.3. Regulaatorite ehitus ...................................................................................................... 149 4.4. Mootorite juhtimine ........................................................................................................ 156

5. Elektriajamite juhtimine............................................................................................164 5.1. Elektrimootor ................................................................................................................. 164 5.2. Asünkroonmootorite skalaarjuhtimine ........................................................................... 169 5.3. Asünkroonmootorite vektorjuhtimine ............................................................................. 176 5.4. Sünkroonmootoriga servoajamid............................................................................... 17685 5.5. Alalisvooluajamid........................................................................................................... 189

6. Rakenduste näiteid..................................................................................................195 6.1. Tööstusvõrgu toitega elektriajamite arvutus.................................................................. 196 6.2. Akutoitega elektriajamite arvutus .................................................................................. 207 6.3. Pinget tõstvate muundurite arvutus............................................................................... 213 6.4. Pinget madaldavate muundurite arvutus....................................................................... 217

Lisad. Lülitusskeemide spetsifikatsioonid ....................................................................226 Lisa 1. Firma Mitsubishi Electric servoajam ......................................................................... 226 Lisa 2. Firma Sew Eurodrive asünkroonajam....................................................................... 226 Lisa 3. Alalisvooluajam BTU 3601........................................................................................ 227 Lisa 4. Asünkroonajam......................................................................................................... 228 Lisa 5. Alalisvooluajam......................................................................................................... 228

4

Täiendavat lugemist.................................................................................................... 229

Monograafiad ........................................................................................................................229 Sõnastikud ............................................................................................................................234 Simulatsiooni keskkonnad ....................................................................................................234 Ajakirjad ................................................................................................................................235

Kasutatud lingid .......................................................................................................... 237 Jõupooljuhtmuundurite ja elektriajamite tootjad....................................................................237 Komponentide tootjad ...........................................................................................................237

Aineregister................................................................................................................. 238

5

Tähised

Sümbolid

A võimendi B andur С kondensaator D digitaalseade G generaator L reaktor, drossel M mootor R takisti S lüliti T trafo VD diood VS türistor VT transistor Z koormus A pindala a kiirendus B induktsioon C mahtuvus cos φ võimsustegur d,q rootori teljed F jõud f sagedus I vool i ülekandesuhe J inertsmoment k tegur L induktiivsus L1,2,3 kolmefaasiline ahel M pöördemoment m faaside arv, mass n pöörlemissagedus P võimsus p pooluste arv Q laeng

q töötsükkel R takistus r raadius S lipistus s operaator T periood, ajakonstant t aeg U pinge v kiirus X reaktiivtakistus x,y tasandi teljed z vahemuutuja Z näivtakistus W energia W(s) ülekandefunktsioon w keerdude arv α tüürnurk α,β staatori teljed β eelnemisnurk γ kommutatsiooninurk δ viga η kasutegur θ elektriline nurk λ ülereguleerimine μ hõõre ς haru σ lekketegur Φ magnetvoog τ temperatuur φ nurk ψ aheldusvoog ω nurkkiirus

6

Lühendid

A amper ac vahelduvvool BJT bipolaartransistor CFC voolu-sagedusjuhtimine CSI vooluvaheldi dc alalisvool DSP digitaal-signaaliprotsessor DTC momendi vahetu juhtimine EMC elektromagnetiline ühildatavus EMF elektromotoorjõud EO sümmeetriline optimum ESR ekvivalentne jadatakistus F farad FET väljatransistor FOC väljaorienteeritud juhtimine G giga = 109 (eesliide) GTO suletav türistor H henri Hz herts IGBT isoleeritud paisuga bip. transistor JFET pn-väljatransistor k kilo = 103 (eesliide) LPF madalpääsfilter m milli = 10-3 (eesliide)

M mega = 106 (eesliide) MMF magnetomotoorjõud MO mooduloptimum MOS metall-oksiid pooljuht MCT MOS-juhitav türistor n nano = 10-9 (eesliide) p piko = 10-12 (eesliide) PDU impulse jaotusseade PWM pulsilaiusmodulatsioon rms ruutkeskmine väärtus rpm pööret minutis s sekund SCR lihttüristor SO sümmeetriline optimum SVM vektorjuhtimine V volt VDC alalisvoolu volt VFC pinge-sageduse juhtimine VSI pingevaheldi W vatt ZCS nullvoolulüliti ZVS nullpingelüliti μ mikro = 10-6 (eesliide) Ω oom

7

Sissejuhatus “Be careful in driving!”

Charlie Chaplin

Elektroonika ja elektriajamid etendavad tähtsat osa inseneriteaduses ning on tihedalt seotud peaaegu kõigi füüsika, keemia ja mehaanika eriharudega. Need teadusharud rajasid kiirelt areneva valdkonna elektrotehnikas, kusjuures nende tehnoloogiad katavad laia valdkonna kogu tehnikas. Optimistliku nägemuse kohaselt toodab elektromehaanika üha rohkem ja rohkem asju erinevatele rahvastikugruppidele. Tänapäeval tagavad elektriseadmed tervisliku ja mugava elu kogu maailmas. Elektrooniline side levib kiiresti, võimaldades teha üha suuremaid muutusi faktides, seisukohtades ja kultuurides. Elektrimasinad koos elektroonsete energiamuunduritega püstitavad aga meile hulgaliselt keerulisi ülesandeid. Tänu teaduse ja sellega seotud tehnoloogiate uusimatele saavutustele võivad paljud inimesed kulutada rohkem aega töödele, mis rahuldavad nende elulisi vajadusi. Mida iganes me ka teeksime, aitavad elektroonika ja elektriajamid teha seda paremini.

Ajalooline taust. Võrreldes maailma teaduse ajalooga, on elektroonika ja elektriajamid noored teadusharud, sest esimesed ideed antud valdkondades tekkisid teadlaste hulgas vähem kui kaks sajandit tagasi.

Arusaam sellest, et kogu maailm ja kõik temas peituv koosneb liikuvast mateeriast, ajendas teadlasi uurima mudeleid, milles oleksid omavahel seotud nii mehaanika kui elektroonika. Paljudele inimestele jäi arusaamatuks, et üks keha võib teist vahetult mõjutada ”tühjuse” (näiliselt tühja ruumi) kaudu. Seetõttu püstitasid nad mitmeid hüpoteese, kuidas üks keha võib rakendada jõudu teisele ilma sellega kontaktis olemata.

Algul oletas Isaac Newton (1643…1727), et kehad võivad teineteisele mõjuda läbi “tühjuse”. Olulise tähtsusega avastuse selles vallas aga tegi inglise füüsik Michael Faraday (1791…1867). Üheksateistkümnenda sajandi algul formuleeris ta elektromagnetilise induktsiooni seaduse, st muutuv magnetväli tekitab elektrivälja. Seejärel avastas Georg Simon Ohm (1787…1854) voolu ja pinge vahelise sõltuvuse - Ohm’i seaduse. Esimene konkreetne tõestus elektri-ja magnetvälja seotuse kohta ilmus aastal 1820, kui Hans Christian Oersted (1777…1851) avastas, et magnetväli ümbritseb elektrivoolu, ja hiljem kirjeldas Andre-Maria Ampere (1775…1836) vooluga juhtide vahel tekkivat vastastikust elektromagnetilist jõudu. Aastal 1860 arendas inglise teadlane James Clark Maxwell (1831…1879) välja elektromagnetismi teooria matemaatilised alused. Sellega tõestas ta elektromagnetlainete olemasolu seoses sellega, et elektri-ja magnetväli mõjutavad teineteist nagu “mõju” ja “vastumõju” Newtoni kolmandas seaduses.

8

Sellele lisaks tõestas Maxwell, et valgus koosneb enamjaolt elektromagnetlainetest ning need lained avaldavad survet kõikidele pindadele, mis neid peegeldavad või neelavad.

Need faktid tähistasid elektriajastu tõhusat algust ning näitasid, et elektrotehnika rajaneb kolmel põhiseadusel: 1. Elektrivool juhis tekitab elektromagnetilise jõu, mis ümbritseb induktiivpooli. 2. Kui juht, liikudes magnetväljas, lõikab magnetvälja jõujooni, siis tekib juhis vool. 3. Muutuv elektriväli tekitab magnetvälja ja muutuv magnetväli tekitab elektrivälja.

Elektritööstuse kasvu põhjustas üha suurenev nõudmine elektritarvete järele. Aastal 1879 töötas Thomas Alva Edison (1847…1931) välja praktikas kasutatava hõõglambi ning hakkas uurima mittemetalsete ainete (pooljuhtmaterjalide) sobivust elektri juhtimiseks. Hiljem kinnitasid seda Heinrich Hertz (1857…1894) ja Peter Lebedev (1866…1912), valmistades sellega ette uute tehnoloogiate nagu raadio, televisioon, arvutid, jne kiire õitsengu.

Esimese elektrimootori ehitas Joseph Henry (1797…1878) aastal 1831 ja Moritz Hermann Jacobi (1801…1874) võttis selle 1834. aastal koheselt kasutusele. Aasta 1886 sai muudetava kiirusega elektriajamite sünniaastaks, kuna võeti kasutusele Ward Leonardi süsteem (generaator-mootor süsteem). Aastal 1889 leiutas Michail von Dolivo-Dobrowolsky (1862…1919) lühisrootoriga asünkroonmootori. Järgmisel aastal 1890 pakuti välja faasirootoriga asünkroonajami kiiruse juhtimise põhimõte.

Üheksateistkümnenda sajandi lõpul leiutati esimene elavhõbe-vaakumlamp ning samuti kaarlamp ja elavhõbealaldi. Seejärel ilmus vaakumdiood ning patenteeriti elektronkiiretoru ja vaakumtriood. Järgnevalt töötati välja juba palju tüüpe elektronseadiseid. Alates aastast 1923 sai võimalikuks ignitronidel põhinev juhitav alaldamine. Seejärel leiutati aastal 1928 türatron ja võrega juhitav elevhõbekaaralaldi. Esimene vaheldi valmistati aastal 1930.

Pooljuhtimise nähtus avastati mõni aasta enne aastat 1882 ning seda nähtust pakuti vahelduvvoolu alaldamiseks mehaaniliste lülitite asemel. Reaalne pooljuhtseadiste ajastu algas aastal 1947, kui ameerika teadlased J. Bardeen, W.H. Brattain, ja W.B. Shockley leiutasid germaaniumtransistori. Hiljem said nad selle leiutise eest Nobeli preemia. Aastal 1950 rakendati esimest korda ränil põhinevaid pooljuhtlüliteid ning alates aastast 1952 algas germaaniumdioodide tootmine. Viiekümnendate aastate keskel ja varajastel kuuekümnendatel hakkas elektroonikaskeemide koostamine üle minema vaakumseadistelt pooljuhtseadistele ja seeläbi avanes palju uusi võimalusi uurimis-ja arendusprojektidele. Aastal 1954 võeti kasutusele ränitransistor, selle kõrge töötemperatuuri, suure majandusliku edu ja töökindluse tõttu. Integraallülituse leiutamine 1958. aastal, mis järgis planaartehnoloogiat, sai 1959. aastal pooljuhtelektroonika võtmeks.

Enne 1960 aastat oli pooljuhtelektroonika üks nõrgavoolu ja madalpinge elektroonika osi. Aastast 1970 algas sensatsioonilisemaid kümnendeid madalpinge elektroonika ajaloos. Kaheksakümnendad aastad esindasid integraallülituste, hübriid- ja moodul andmemuundurite tootmise kiiret kasvu. Üheksakümnendate pooljuhtelektroonika põhirakendusteks olid tööstuse juhtimine, mõõtetehnika, mõõteaparatuur, meditsiin, audio- ja videoseadmed ning arvutid. Täiendavalt jätkus madala maksumusega ja väikese võimsusega muundurite kasutamine kõikides modemites, mobiiltelefonides, raadiosides ja muudes kantavates seadmetes. Suund kõrge integratsiooniastmega skeemidele ja võimsuskadude vähendamisele kestis kuni 2000-ndate aastateni.

Türistori leiutamisega aastal 1956 algas jõupooljuhtide ajastu. Tuginedes sellele leiutisele on välja töötatud mitmed jõupooljuhtseadiste põlvkonnad. Aastaid 1956…1975 võib lugeda

9

esimese põlvkonna pooljuhtseadiste ajastuks. Teise põlvkonna kestel aastast 1975 kuni 1990 arendati välja MOSFET-transistorid, bipolaartransistorid ja suletavad türistorid. Hiljem töötati välja mikroprotsessorjuhtimissüsteemid, spetsialiseeritud integraallülitused ning jõuintegraallülitused. Üheksakümnendatel võeti kasutusele isoleeritud paisuga bipolaartransistorid kui kolmanda põlvkonna jõuahelate lülitid.

Uus suund elektroonikas algas intelligentsete jõuseadmete ja jõumoodulite kasutuselevõtuga. Üheksakümnendate keskel rakendati tööstuses eri tüüpi ajameid, nagu üldotstarbeline avatud kontuuriga vektorjuhtimisega ajam, suletud kontuuriga magnetvoo vektorjuhtimisega ajam, momendi vahetu juhtimisega ajam ja servoajam. Mõni aeg hiljem ilmusid turule pulsilaiusmodulatsioonjuhtimisega elektriajamid.

Elektroonsed süsteemid. Elektroonseid süsteeme rakendatakse kõigis tööstusharudes ja samuti ka olmes. Toiteplokid, elektrilised kuumutid, valgustusseadmed, elektrivarustusseadmed ja elektriajamid on tüüpilised jõuelektroonika süsteemide näited. Igal aastal suureneb jõupooljuhtmuunduritest toidetavate elektriajamite arv. See võimaldab juhtida mootorite tööpunkti, st kiirust, pöördemomenti ning seega ka energiatarvet.

Jõupooljuhtmuundur on elektroonse süsteemi osa, mis muundab koormust toitvat elektrienergiat. Sõltuvalt pingest ja võimsusest kasutatakse ühe-või kolmefaasilisi jõupooljuhtmuundureid. Peale selle on veel tähtis vahelduvvoolu (ac) võrgupinge amplituud ja genereeritud alalisvoolu (dc) väärtus. Tähtis tegur on see, et elektrienergiat muundatakse ja juhitakse. Samuti osutub tähtsaks nõue, mille kohaselt muundur peab võrgust energiat tarbima või seda sinna tagastama.

Juhtimiselektroonika tagab muundurite ja elektroonsete süsteemide juhtimise. Edu elektroonika vallas ja materjalide tööstuses määrab olukorra ning suunad maailma elektriajamite tootmise tehnoloogias.

Iga lülitus koosneb elektroonikakomponentidest, milleks on takistid, kondensaatorid, trafod, induktiivpoolid (drosselid), kered, jne. ja põhilistest elektronseadistest:

• dioodid, sealhulgas Zener-i diood, optoelektroonikaseadised ja Schottky dioodid ning dinistorid (DIAC);

• türistorid, üheoperatsioonilised türistorid (SCR), sümistorid (TRIAC), suletavad türistorid (GTO), ja MOS-juhitavad türistorid (MCT);

• transistorid, nagu bipolaartransistorid (BJT), väljatransistorid (FET) ja isoleeritud paisuga bipolaartransistorid (IGBT).

Tänu pooljuhtseadiste tootmise tehnoloogia täiustumisele laienevad elektroonika rakendused ikka veel, mis võimaldab kõrgemaid pingeid ja voolusi ning paremaid lülitustunnusjooni. Teisest küljest on kaasaegsete muundurite peamisteks eelisteks kõrge kasutegur, väike mass ja väikesed mõõtmed, suur töökiirus ja kõrge erivõimsus, mis saavutatakse lülititalitlusega, kus pooljuhtseadiseid juhitakse ainult sisse/välja lülitamise põhimõttel.

Elektriajamid. Elektriajamid on eriti tähtsad tooted jõuelektroonika vallas, mille aastakäive maailmas ulatub kümnetesse billionitesse eurodesse. Elektriajam on üldjuhul elektroonne süsteem, kus elektrimootor ühendatuna ülekandemehhanismiga käitab töömasinat (koormusmasinat) tarbides selleks elektrienergiat. Tüüpilise elektriajami üldistatud plokkskeem on näidatud joonisel I.1. Joonise ülemine osa kujutab elektriajami jõuahelat, kuna alumine osa kujutab juhtimissüsteemi. Vastavalt sisendsignaalile juhivad alalisvoolu ja vahelduvvoolu

10

elektriajamid otstarbekalt töömasina kiirust, momenti ja asendit. Sisendsignaali ja kiiruse, momendi või asendi tegelike väärtuste võrdlemise abil, mis saadakse vastavatelt anduritelt, moodustab regulaator juhtahelale juhtsignaali, mis juhib jõupooljuhtmuundurit. Nagu on näidatud joonisel I.1, saab jõupooljuhtmuundur toite ühe- või kolmefaasilisest siinuspingega kindla sageduse ja amplituudiga pingega toitevõrgust ning muundab need suurused väljundis (sageduse, pinge amplituudi ja faaside arvu) mootori jaoks optimaalselt sobivateks suurusteks.

Paljudes üldotstarbelistes rakendustes töötab elektriajam ilma tagasisidedeta avatud juhtimissüsteemiga. See suur grupp lihtsaid elektriajameid leiab kasutamist nii tööstuses kui koduses majapidamises. Erinevaid jõupooljuhtmuundureid kasutatakse ka akutoitega seadmetes, nagu laadurtõstukid, starterid ja automatiseeritud abiajamid. Muundurid võivad toita nii asünkroonmootoreid kui ka sünkroonmootoreid.

Elektrimootor kujutab endast jõupooljuhtmuundurile spetsiifilist koormust, mis koosneb kolmest komponendist (joonis I.2): aktiivtakistusest, induktiivsusest ja vastuelektromotoorjõust (EMJ) . Peale selle muutuvad tavaliselt nende komponentide väärtused ajami töötamise kestel. Mootori mähiste aktiivtakistus sõltub temperatuurist, induktiivsus rootori asendist ja elektromotoorjõud mootori pöörlemiskiirusest.

Olles muundurile spetsiifiliseks koormuseks, ei tööta mootor tavaliselt püsikiirusel. Tavaliselt on kiirus muutuv, sisaldades järske kiirendusi ja pidurdusi mõlemas pöörlemissuunas ning täiendavalt ületatakse veel muutuvat pöördemomenti. Tavaliselt on elektriajamitel kaks talitlusviisi - mootoritalitlus ja rekuperatsioon (generaatoritalitlus). Mootori talitlust kasutatakse töömasina käitamiseks ja rekuperatsiooni juhul, kui töömasin käitab mootorit. Sõltuvalt ajami

R

Joonis S.2

L EMJ

M

Juhtimine

ωk

Sisend

Tagasiside anduritelt

Toide

Ut

Joonis S.1

MJõu- pooljuht- muudnur

Tööma- sin

Regulaator

Juhtahel

11

talitlusest võimaldavad erinevad muundurite lülitused samuti sobivaid talitlusi nt alaldamist ja vaheldamist, kasutades erinevaid väljundtunnusjooni. Joonisel I.3, a, on toodud muunduri ühekvadrandiline (1Q) tunnusjoon ning joonisel I.3, b, c, kahekvadrandiline (2Q) tunnusjoon ja joonisel I.3, d, neljakvadrandiline (4Q) tunnusjoon. Esimesel juhul on koormuse pinge ja vool ühesuunalised, teisel juhul võib muutuda koormuse pinge suund muutumatu voolu suuna korral ja kolmandal juhul võib muutuda koormusvoolu suund muutumatu pinge suuna korral.

Reeglina on mootorile vajalikud kahe- ja neljakvadrandilised muundurid, mis omavad jõuahelat pidurdusenergia vastuvõtmiseks ja hajutamiseks. Kuni mootori klemmidele on rakendatud toitepinge, tekitab see võimsuse (ka voolu) läbi alaldi, mis võib olla kahesuunaline, võimaldades masinal töötada nii mootorina kui generaatorina ning pöörelda ühes või teises suunas. Siin ongi põhjus, miks nõutakse neljakvadrandilisi süsteeme, kui koormuspinge ja koormusvool on kahesuunalised. Mootori talitlus pöörlemissuunaga “edasi” kujutab endast esimest kvadranti positiivse pinge ja vooluga. Edasisuunas pööreldes võib masin aeglustuda (pidurduda), muutudes mootorist generaatoriks, kus võimsus muudab suunda positiivse pinge ja negatiivse voolu korral, nagu on näidatud kvadrandis 2. Mootori talitlus pöörlemisega vastassuunas nõuab, et nii pinge kui vool oleksid negatiivsed ja vastaksid joonisel kvadrandile 3. Sel ajal kui mootor pöörleb vastassuunas ning pidurdub ja muutub generaatoriks toimub talitlus 4. kvadrandis.

Suure jõudlusega rakendustes nagu robotid, elektrilised töövahendid, tööpingid, jt, vajavad elektriajamid suletud automaatjuhtimissüsteeme koos sisseehitatud andurite ja regulaatoritega. Sageli on need mitmekontuurilised elektroonsed süsteemid, mis nõuavad kompleksseid juhtalgoritme ja modulatsioonimeetodeid. Käesolev raamat kirjeldab ja võrdleb elektroonikalülituste koostamise erinevaid põhimõtteid ja elektriajamite elektroonikalülitusi, milles kasutatakse kaasaegseid elektronseadiseid ja elektriajamite komponente. Esmalt käsitletakse mootori ja generaatori talitlust tagavaid jõupooljuhtmuundureid ning teisalt vaadeldakse mootori-muunduri juhtimistehnikat. Järgnevalt tulevad vaatluse alla elektrimootorid kui elektriajamite põhikomponendid. Samuti esitatakse kvantitatiivsed sõltuvused mootorite elektriliste ja mehaaniliste suuruste vahel, millel on väga suur tähtsus elektriajamite tehnoloogias ja elektromehaanika üldteoorias. Elektroonika ja mehaanika komponentide projekteerimise aluseid praktilises kasutuses olevatele elektriajamitele käsitletakse raamatu

Ik

Uk

Ik

Uk

Ik

Uk

Ik

Uk

a.

d.

Joonis S.3

b.

c.

12

viimases peatükis. Antud raamat annab ainult algteadmised elektriajamite elektroonsete süsteemide kohta. Mõistmaks põhitõdesid ja teadussaavutusi antud valdkonnas, on soovitav tutvuda elektroonika põhikomponentidega, elektrimasinatega ja põhiliste füüsika ja loodusseadustega. Et saada spetsialistiks, on vajalik täiendav mitmete eksperimentaalsete ja praktiliste materjalide lugemine, mis annavad palju sügavama ja detailsema ettekujutuse antud aine kohta. Ole hooliv, kannatlik ja kindlameelne ning Sa saavutad selle eesmärgi.

13

1. Mootorite toiteallikad “Yes! The apparatus of which I speak and which will doubtless

astonish you, is only an assemble of a number of good conductors of different sorts arranged in a certain way”

Alessandro Volta

Universaalse toiteallika ja elektrimootori koostoime sõltub otseselt elektriajami süsteemist, mis muundab elektrienergia koormusmasina võimsuseks. Eriti kiiretoimeliste lülitusseadmete kättesaadavus ja digitaaltehnoloogia edusammud on viinud jõupooljuhtmuundurite tormilisele arengule. Neli peamist jõupooljuhtmuunduri tüüpi, mida kasutatakse elektrimootorite toiteks, on kujutatud joonisel 1.1. Need on:

• vahelduv/alalisvoolu muundurid ehk alaldid, mis muundavad vahelduv-sisendpinge Us reguleeritavaks alalis-väljundpingeks Ud ja vooluks Id (joonis 1.1, a)

• alalis/vahelduvvoolu muundurid ehk vaheldid, mis muundavad alalis-sisendpinge Ud reguleeritava suuruse ja sagedusega vahelduv/väljundpingeks Us (joonis 1.1, b)

• vahelduvvoolumuundurid ehk sagedusmuundurid ja pingeregulaatorid, mis muundavad vahelduvpinge sagedust, faaside arvu ning suurust ja kuju (joonis 1.1, c)

• alalisvoolumuundurid ehk pulsilaiusmuundurid, mis muundavad alalispinget ja voolu pooljuhtlülitite abil (joonis 1.1, d)

1.1. Vahelduv/alalisvoolu muundurid – alaldid

Alaldamine. Vahelduv/alalisvoolu muundurid ehk alaldid. Need muundavad vahelduvvoolu alalisvooluks paljudes tööstuslikes, põllumajanduslikes, olmelistes ja muudes rakendustes. Praktiliselt piiramatu väljundvõimsuse ja hea juhitavuse tõttu kasutatakse alaldeid kui sõltumatuid seadmeid alalisvoolumootori (või mootorite) toiteks ja vahelduvvooluajamite sisendlülidena. Nende toimekiirus osutub tavaliselt piisavaks elektriajamites tekkivate elektromehaaniliste siirdeprotsesside juhtimiseks.

Võrguga sünkroniseeritud vahelduv/alalisvoolu muundureid ehk loomuliku kommutatsiooniga muundureid või passiivseid alaldeid kasutatakse seadmetes, mida toidetakse ühe- või kolmefaasilisest vahelduvvooluvõrgust. See osutub lihtsaks, kuna antud lülitused sisaldavad minimaalse arvu aktiiv- ja passiivkomponente.

Türistorid on võrguga sünkroniseeritud jõulülitid. Termin "võrguga sünkroniseeritud" tähistab teatud kommutatsiooni liiki, kus voolude üleminek ühest juhtivast elemendist teise toimub võrgupinge (toitepinge) kaasabil. Türistori avamiseks (sisselülitamiseks) on tarvis anda selle tüürelektroodile vooluimpulss.

14

Väikese võimsusega rakendustes, nagu elektrikärud, meditsiinitehnika ja kodutehnika, kus puudub vahelduvvoolutoide või loomuliku kommutatsiooni poolt põhjustatud reaktiivvool ja kõrgemad harmoonilised on ebasoovitavad, kasutatakse sundkommutatsiooniga muundureid, mille lülitused on palju keerulisemad ning mõnikord suuremate võimsuskadudega. Samuti eksisteerib analoogne olukord alalis-ja vahelduvvooluajamites, milles loomuliku kommutatsiooniga muundur osutub võimetuks toime tulema rangete dünaamika ja energiasäästu nõuetega ning kus lisamuundurit toidetakse alalisvoolulülist kõrge lülitussageduse puhul. Seetõttu on välja töötatud sõltumatud aktiivalaldid. Peamiste alalditüüpide elektriskeemid on näidatud joonisel 1.2. Dioodide baasil koostatud alaldit nimetatakse mittetüüritavaks alaldiks ja türistoride või transistoride baasil koostatud alaldit tuntakse tüüritava alaldina, kuna selle alalis-väljundpinge on muudetav. Alaldusprotsess võib olla üsna mitmesugune ning seetõttu kasutatakse erinevaid alaldilülitusi:

• keskväljavõttega (M)- ja sildalaldid (B), • ühefaasilised (M1, M2, B2)- ja kolmefaasilised alaldid (M3, B6), • poolperiood (1-pulsilised)- ja täisperioodalaldid (2, 3, 6-pulsilised).

Alaldite andmed. Alaldid erinevad pinge kuju, pulsatsiooni ja kasuteguri poolest, mis sõltuvad pinge-, voolu- ja võimsuse efektiiv-, kesk- ja amplituudväärtusest. Nende võimsuste vahemik on väga lai, ulatudes millivattidest megavattideni. Väikese võimsusega alaldid on tavaliselt ühefaasilise toitega, suure võisusega alaldid aga kolmefaasilise toitega. Alljärgnevas tabelis on toodud erinevate mittetüüritavate alaldite põhilised tehnilised andmed aktiivkoormuse korral.

Tüüp d

sU U

Uk = d

sI I

Ik = d

sP P

Pk = s

d

PP

=φcosd

RR U

Uk = d

FF I

Ik = d

rr U

Uk2

=

M1 2,22 1,57 3,10 0,29 3,14 1,00 1,57 M2 1,11 0,71 1,34 0,75 3,14 0,50 0,78 B2 1,11 1,00 1,11 0,90 1,57 0,50 0,78 M3 0,85 0,58 1,35 0,73 2,09 0,33 0,25 B6 0,42 0,82 1,05 0,95 1,05 0,33 0,06

~

=

a.

Us Ud =

~

b.

Ud

Us

~

~

c.

Us Us k =

=

d.

Ud t

Ud k

Joonis 1.1

M M

M M

15

Näivvõimsuse efektiivväärtus Ps, pinge Us, ja vool Is toidavad alaldit vahetult läbi drosselite või trafo. Alalisvoolukoormuse keskmine võimsus Pd, pinge Ud, ja vool Id on pulseerivad signaalid 1, 2, 3, või 6 pulsiga toitepinge perioodi T kohta. Tegureid kU, kI, kP, kR, ja kF nimetatakse vastavalt pinge-, voolu-, võimsuse-, vastu- ja pärilülituse teguriteks.

Väljundpinge pulsatsioonitegur kr määratakse tavaliselt alaldatud pulsatsioonipinge amplituudväärtuse Ur ja alaldatud pinge keskväärtuse Ud suhtena. Maksimaalne vastupinge UR ja päripinge UF sõltuvad alaldi skeemist. Alaldi võimsustegur kujutab endast väljundvõimsuse keskväärtuse Pd ja näivvõimsuse Ps jagatist. Võimsustegurit mõjutavad pinge ja voolu

Us

VD

Ud

a.

b.

Us

VS

Ud

d.

VS

VS VS

VS

Joonis 1.2

L1

U2

e.

L

L

VS1

VS2

VS3

VS

L1

L2

L3

U2 U1

VS VS

VS VS VSf.

U2

U2

U1

c.

VS1

VS2

M

M

M

M

M

M

16

efektiivväärtused, kusjuures φ on faasinihkenurk pinge ja voolu vahel. Antud pinge korral avaldub voolu efektiivväärtus valemiga

φcoss

ds U

PI = .

Eelnevast võib järeldada, et võimsustegur on pöördvõrdeline vooluga. Vool jaotus- ja ülekandeliinides ja trafodes tekitab energiakadusid nende aktiivtakistustel. Kui kaod suurenevad, on võimalik ülekoormus, kusjuures harmoonilised voolud võivad esile kutsuda resonantsi ülekandeliinides. Peale selle moonutub ka võrgupinge kuju, mis mõjub ebasoodsalt teistele lineaarsetele koormustele, kui märkimisväärne hulk tarbijaid tekitab võrgus moonutatud kujuga voolusid. See on aga põhjuseks, miks enamus tarbijaid eelistab ühtset võimsustegurit, mis annab võimsusse minimaalselt reaktiivvoolu.

Ühefaasilised alaldid. Võimsustel vähem kui mõni kilovatt nt elamute rakendustes varustatakse mootorid ühefaasiliste toiteallikatega. Põhiliselt kasutatakse seal ühefaasilisi poolperioodalaldeid (M1), mis on toodud joonisel 1.2, a, b. Poolperiooddioodalaldi resulteerivad väljundpinge ja voolu kujud on näidatud joonisel 1.3, a. Sealt,

θ1 = ω1t ,

ω1 = 2πf1,

Id

β γα2 α1

Ud

Id θ1

Ud

a.

Id θ1

с.

Ud

θ1

Id θ1

γ

θ1

Ud

f. Ud

g.

θ1

Joonis 1.3

b.

d.

Ud

θ1

Id θ1

Ud

e. Fi

17

kus ω1 on nurksagedus, f1 võrgupinge sagedus ja t aeg. Siinuspinge positiivse poolperioodi vältel dioodi VD anoodi potentsiaal on positiivne ja katoodi potentsiaal on negatiivne ning diood juhib voolu (on avatud) seni, kuni see on päripingestatud. Sel ajal läbib alalisvoolu positiivne poolperiood koormuseks olevat mootorit M. Siinuspinge negatiivse poolperioodi vältel muutub anoodi potentsiaal negatiivseks ja katoodi potentsiaal positiivseks. Nüüd on diood vastupingestatud (on suletud), vool praktiliselt koormust ei läbi ning seetõttu puudub ka koormusel pinge. Sellist tüüpi muundurit nimetatakse poolperioodalaldiks, kuna pinge negatiivne poolperiood on nagu “ära lõigatud.” Kuni koormuspinge poolperiood on positiivne, läbib koormust katkev alalisvool, st vool läbib koormust vaid ühes suunas ning omab katkestusi. Seetõttu saab alaldi töötada ainult pinge-voolutasandi esimeses kvadrandis, nagu näitab joonis 1.3, b, mistõttu nimetatakse seda ühekvadrandiliseks muunduriks.

Mootor on aktiiv-induktiivkoormus ja seega pinge Ud muutub lühiajaliselt negatiivseks ning vahelduvvoolu (sama mis Id) ja pinge vahel on faasinihe. Kui induktiivsus läheneb lõpmatusele siis muutub voolu kuju peaaegu nelinurkseks.

Kahe türistoriga ühefaasiline täisperioodalaldi (keskväljavõttega alaldi või M2) elektriline skeem on näidatud joonisel 1.2, c. Selline alaldi annab väljundis iga siinuspinge poolperioodi korral pulseeriva pinge ja voolu, nagu on näidatud joonisel 1.3, c. Induktiivkoormus põhjustab voolu “ülekatte”, mida nimetatakse kommutatsiooninurgaks γ. Vahelduvpinge ülekandmiseks dioodlülitusele vajab antud alaldi keskväljavõttega trafot. Mõlema türistori VS1 ja VS2 anoodid on ühendatud trafo sekundaarmähise alguse ja lõpuga ning katoodid on ühendatud kokku positiivsel ühisväljundil. Koormusmootor M ühendatakse katoodide ühispunktiga ja trafo sekundaarmähise keskväljavõttega. Trafo, kaks dioodi või türistori ja koormus moodustavad tervikliku voolukontuuri.

Türistoride juhtimisel tüürnurga α muutmisega vahemikus 0...π on võimalik muuta mootori pöörlemissuunda, kuid koormusvool ja pöördemoment jäävad ühesuunaliseks, nagu näitab joonis 1.3, d. Seega võib alaldi töötada pinge-voolutasandi kahes kvadrandis, kusjuures esimeses kvadrandis on tegemist alalditalitlusega ning neljandas vahelditalitlusega. Seetõttu on antud alaldi kahekvadrandiline muundur (joonis 1.3, e). Kuna muunduri väljundvool ei saa muutuda negatiivseks, on ajami juhtsignaalide ja pidurdusviiside kasutamine piiratud. Vahelditalitluse korral kasutatakse tüürnurga mõiste asemel sageli eelnemisnurga mõistet, mis täiendab α väärtust 180o-ni. Seda nurka tähistatakse tavaliselt tähega β (joonis 1.3, d). Sel juhul:

βcosαcosπβα−=

=+

Nelja dioodi või türistoriga täisperioodalaldit, mis on toodud joonisel 1.2, d, nimetatakse ühefaasiliseks sildalaldiks (B2). Kuna selle alaldi skeemis kasutatakse rohkem pooljuhtseadiseid, siis puudub vajadus keskväljavõttega trafo järele. Töötsükli vältel on sildalaldi kaks dioodi siinuspinge iga poolperioodi kestel päripingestatud. Siinuspinge positiivne poolperioodi kestel on dioodid VS2 ja VS3 päripingestatud ning dioodid VS1 ja VS4 vastupingestatud. Vool suundub vahelduvpingeallikast läbi dioodi VS2, läbi koormuse ja siis läbi dioodi VS3 tagasi toiteallikasse ning seetõttu läbib mootorit ühesuunaline koormusvool. Negatiivse poolperioodi vältel liigub vool vahelduvpingeallikast läbi dioodi VS1, läbi koormuse ning seejärel läbi dioodi VS4 tagasi toiteallikasse. Järelikult läbib mootorit samasuunaline vool kui eelmise poolperioodi vältel, mistõttu on ka pinge koormusel mõlema poolperioodi kestel

18

ühesuunaline. Selle tulemusena läbib mõlema poolperioodi kestel koormust pulseeriv alalispinge. Pingete ja voolude ajadiagrammid ja pinge-voolu tasand on käesoleval alaldil samasugused kui täisperioodalaldil.

Kolmefaasilised alaldid. Kolmefaasiline kolme dioodiga alaldi (keskväljavõttega alaldi, M3) annab väiksema pulsatsiooniga väljundpinget kui ühefaasiline ning tarbib seejuures vähem elektrienergiat. Sellist alaldit on otstarbekas kasutada kolmefaasilise toitevõrgu korral võimsuseni kuni üks kilovatt. Joonisel 1.2, e, on toitevõrgu faasid L1, L2, ja L3 ühendatud läbi trafo türistoride VS1, VS2, ja VS3 anoodidega. Mootor M ühendatakse türistoride katoodide ühispunktiga ja trafo tähtühenduses sekundaarmähise neutraalpunktiga. Kui faasis L1 on pinge maksimaalne ja negatiivne, läbib vool türistori VS1, kuni see vastupingestub. Faasi L1 negatiivse poolperioodi vältel on türistor VS1 suletud (ei juhi voolu). Ülejäänud türistorid talitlevad sarnaselt - juhivad voolu siinuspinge positiivse poolperioodi vältel ning ei juhi negatiivse poolperioodi vältel.

Kolmefaasiline kolme dioodiga alaldi pingete diagrammid on näidatud joonisel 1.3, f. Aktiiv-induktiivkoormuse puhul juhib diood või türistor voolu ka pärast seda, kui pinge on muutnud märki. Eelmainitud põhjusel ei sulgu türistor nullpingel hetkeliselt, vaid jääb avatuks. Türistori tüürnurga reguleerimisega on võimalik muuta pinge negatiivseks ja niimoodi saadakse jällegi kahekvadrandiline muundur.

Tavaliselt kasutatava kuuepulsilise, eelneva alaldi analoogi elektriline skeem on näidatud joonisel 1.2, f. Selles kolmefaasilises sildalaldis (B6) kasutatakse kuut dioodi või türistori. Türistoride VS4, VS5 ja VS6 anoodid on ühendatud kokku ühispunkti, katoodid VS1, VS2 ja VS3 aga teise punkti. Koormus ühendatakse nende punktide vahele. Järelikult kaks türistori juhivad voolu positiivse pinge korral, kusjuures teised kaks on vastupingestatud. Sama toimub ka negatiivse pinge korral - kaks türistori juhivad negatiivse pinge korral ning teised kaks grupist on vastupingestatud. Vähemalt kaks türistori on samaaegselt avatud olekus ning vähemalt üks türistor igast grupist peab juhtima, et kergendada voolu läbimist mootorist. Selle alaldi pinge pulsatsioon on madal, kuna väljundpinge koosneb kuuest pulsist siinuspinge perioodi kohta (joonis 1.3, g). Türistoride lülitusjärjekord joonisel 1.2, f, on: VS1, VS6, VS2, VS4, VS3, VS5. Lülitus ei vaja kolmefaasilise toiteallika neutraalpunkti, järelikult võib kasutada nii kolmnurk-kui tähtlülituses toiteallikaid. Antud alaldi on samuti kahekvadrandiline.

Juhul kui koormuse induktiivsus on suur, jätkub pärivool negatiivse pinge korral ning seetõttu tekib pooljuhtseadiste sulgumisel ajaline viide. Kuni varem avatud pooljuhtseadised pole sulgunud, osutub pärast järgmiste avanemist vajalikuks, et kolm või isegi rohkem seadist oleksid avatud kommutatsiooniprotsessi vältel. See tähendab, et rohkem kui üks diood anood-või katoodgrupist on avatud ja vool lülitub ümber ühest faasist teise.

Reverseeritavad alaldid. Eelnevate lülituste puhul oli muudetav koormuspinge suund, kuid mitte koormusvoolu suund. Joonisel 1.4, a, on näidatud kahe keskväljavõttega alaldi vastulülitus, mis võimaldab muuta koormusvoolu polaarsust (kahepolaarne alaldisüsteem). See on neljakvadrandiline reversseeritav alaldi, kuna türistoride tüürnurga muutmise abil võimaldab lülitus saada nii negatiivset voolu kui negatiivset pinget (joonis 1.4, b). Kui türistorid VS1, VS2 ja VS3 juhivad voolu, siis talitleb alaldi esimeses ja neljandas kvadrandis, kui aga voolu juhivad türistorid VS4, VS5 ja VS6, talitleb alaldi teises ja kolmandas kvadrandis.

Samuti kasutatakse neljakvadrandilise talitluse saamiseks kahte vasturööpselt lülitatud sildalaldit, nagu on näidatud joonisel 1.5. Sellist lülitust kasutatakse tavaliselt tööstuslikes

19

neljakvadrandilistes alalisvoolusüsteemides ning rakendustes, milles nõutakse kiiretoimelist juhtimist. Tavaliselt ühendab see lülitus endas head tunnusjooned, talitluse ohutuse ja võimaluse parandada juhtimise siirdeprotsesside kvaliteeti.

Tänapäeval toodetakse vasturööpselt lülitatud türistor-sildalalditega reverseeritavaid lülitusi komplektseadmetena väga laias võimsuste vahemikus alates mõnest kilovatist kuni kümnete megavattideni. Suurte võimsuste korral kasutatakse seadmete ehitamisel moodulpõhimõtet ning vajalikuks osutuvad õhk-või vesijahutusradiaatorid.

Ühefaasilised aktiivalaldid (sõltumatud alaldid). Diood-ja türistoralaldite kasutamine tekitab elektromagnetilise ühildatavuse (EMC - Electromagnetic Compatibility) probleeme. Tulenevalt madalast võimsustegurist, soojuslikest nähtustest, tõrgetest ning teiste seademete talitluse häirimisest on dioodid ja türistorid peamisteks võimsuse ja voolu moonutuste tekitajateks. Märkimisväärseks osutub, et alaldite poolt genereeritud kõrgemate harmooniliste sagedus jääb 3 kHz piiresse ning tagastatakse toitevõrku. Alaldid tekitavad kestvaid moonutusi siinusvooludes. Harmooniliste moonutuste sagedused on põhiharmoonilise sageduse 50 Hz

Ud

Id

b.

L

VS1

VS2

VS3

VS4

VS5

VS6

L1

U2 U1

L2

L3

M

a.

Joonis 1.4

20

kordsed nagu näitab joonis 1.6, a. Täiendavad harmoonilised moonutused tekivad katkeva voolu esinemise tõttu alaldi talitluses.

Alaldi pulsilisuse suurenemisega kasvab kõrgemate harmooniliste sagedus, kuid nende suhteline osakaal väheneb. Seetõttu paraneb sisendvoolu siinuselisus ja väljundvoolu silutakse paremini. Vastupidiselt eelnevale ei muutu kõrgemate harmooniliste sagedused ega amplituud türistoride tüürnurga kasvamisel, suureneb aga faasinihe harmooniliste ja võrgupinge vahel. Antud asjaolu kutsub esile reaktiivvõimsuse tarbimise toitevõrgust ning võimsusteguri

Joonis 1.5

VS1 VS2 VS3

VS4 VS5 VS6

VS7 VS8 VS9

VS10 VS11 VS12

M

L1

L2

L3

VD1 VD4 VD2 VD3

θ1

θ1 Is

Us, Is

Us

θ1

θ1

θ1

VT2, VT3

VT1, VT4 θ1

θ1

c.

Ud

Id

U, I

Joonis 1.6

VD3

VD1

VD4

VD2

VT3

VT1

VT4

VT2

Ud

b.

M

Is

a.

Us

d.

21

vähenemise. Sellest tulenevalt on vaja tagada kõrge võimsustegur, saavutamaks võrgupinge kõrget kvaliteeti.

Hiljuti väljaantud elektromagnetilise ühilduvuse standard määrab harmooniliste moonutuste piirangu, mis saavutatakse diood-ja türistoralaldite varustamisega toitevõrgu (sisendi) poolsete passiivfiltritega. Need filtrid võivad aga olla suurte mõõtmetega ning kõrge maksumusega. Mõningates elektromagnetilise ühilduvuse suhtes tundlikes rakendustes võib kõrgemate harmooniliste tekkimine alaldis (ka võrgufiltri olemasolul) häirida kogu süsteemi talitlust.

Eelmainitu heastamiseks töötati välja aktiivalaldid. Huvi aktiivalaldite vastu on kiiresti kasvanud viimase aastakümne jooksul tänu nende mitmetele tähtsatele eelistele, nt energia rekuperatsiooni võimalus, alalispinge reguleerimine, sisendvoolu vähesed harmoonilised moonutused ja kõrge võimsustegur.

Aktiivalaldid, nagu näidatud joonisel 1.6, b on koostatud transistoride baasil, mis erinevalt dioodidest ja türistoridest on täielikult tüüritavad pooljuhtseadised ning võimaldavad töötada kõrgetel lülitussagedustel. Toitepinge võib siin ühendada läbi faasidrosselite Us, kuna Ud kujutab endast alalispinge väljundit. Sellist ühefaasilist silda võib kasutada nii alaldina kui vaheldina ning sild võimaldab kahesuunalist energiaülekannet, mis on vajalik energia võrku tagastamisega rakendustes. Lülitus koosneb topeltlülititest kombinatsioonis passiivalaldiga.

Antud tüüpi muundurite jaoks on leiutatud mitmeid juhtimisviise, mille talitluspõhimõtted erinevad üksteisest oluliselt. Vaatamata sellele on paljud juhtimisviisid realiseeritud ja peamiselt töötavad aktiivalaldid kahel põhimõttel. Seega on esimeseks põhimõtteks klassikaline loomuliku kommutatsiooniga sildalaldi, mis juhib positiivset voolu ilma mistahes juhtahelata. Negatiivse voolu juhtimiseks mootori elektrilisel pidurdusel peavad transistorid olema avatud lülititalitluses. Teise põhimõtte kohaselt kasutatakse voolu alaldamiseks ja alaldatud pinge juhtimiseks transistor-sildalaldeid, milles vabavoolu dioodid juhivad negatiivset voolu ilma pinge juhtimiseta rekuperatsiooniperioodi vältel, nagu on näidatud joonisel 1.6, c. Mõlemal juhul võib vool olla nii positiivne kui negatiivne. Kahtlemata on transistorlülitite juhtimine palju keerulisem kui türistoride juhtimine toitevõrguga sünkroniseerimise vajaduse tõttu, kuid kasu sellest osutub mõnevõrra suuremaks.

Joonisel 1.6, d on näidatud sisendpinge (pidevjoon) ja sisendvoolu (punktjoon) kõverad. Nagu jooniselt näha on vool siinuseline ning ei sisalda kõrgemaid harmoonilisi. Lisaks sellele ei teki voolu ja pinge vahelise faasinihke puudumise tõttu reaktiivvõimsuse esimest harmoonilist. Võrdse võimsuse korral on aktiivalaldil võrreldes passiivalaldiga sisendvoolu amplituud ja efektiivväärtus märkimisväärselt väiksemad.

Kolmefaasilised aktiivalaldid. Kolmefaasilise Vienna silla elektriline skeem on toodud joonisel 1.7, a, mida võib iseloomustada järgmiselt. Silla toitevõrgu poolel paikneb igas faasis drossel ja väljund kujutab endast keskväljavõttega muudetava alalispingega ahelat. Skeemi eeliseks on lülitite madalama blokeerpinge vajadus tänu väljundpinge jaotamisele ning paremad juhtivustunnusjooned.

Igas faasis on üks juhitav lüliti nt MOSFET-transistor. Ümbritsetuna nelja dioodiga sildadest, töötavad need kahesuunaliste lülititena. Läbi kahe dioodi ja drosseli ühendab suletud lüliti toitepinge faasi alalisvoolu keskväljavõttega, tekitades magneetimise. Avatud lüliti korral demagnetiseerub drossel alalisvoolu koormusesse läbi vabavoolu dioodide, ühendades vastavalt koormuse positiivse või negatiivse klemmi.

22

Lülitusel (joonis 1.7, b) on samuti toitevõrk ühendatud läbi igas faasis paikneva drosseli. Vastupidiselt Vienna sillale paiknevad kondensaatorid muunduri toiteahelas ja alalispinget reguleeritakse muunduri väljundis koormuse positiivse ja negatiivse klemmi vahel.

Skeemis kasutatakse IGBT-transistoridest ja dioodidest koosnevaid kahesuunalisi lüliteid. Sarnaselt eelnevale muundurile võimaldab lülitus samuti alaldi-ja vahelditalitlust. Alalditalitluses on lülitid avatud, kuna vahelditalitluses on lülitite paar suletud.

Kokkuvõtteks. Kõige lihtsam alaldi on ühefaasiline poolperioodalaldi. Sellest hoolimata on sellel halb väljundvoolu kuju, väga kõrge pulsatsioon ja väga madal võimsustegur.

Kahe dioodiga (ühefaasilise) keskväljavõttega alaldi põhipuuduseks on keskväljavõttega trafo vajadus.

Ühefaasiline sildalaldi kasutab paremini trafot ja pooljuhtseadiseid ning omab siinusele lähedasemat väljundvoolu kuju ning seetõttu kasutatakse antud alaldit väikese võimsusega rakendustes (kuni 1 kW).

a.

Us

Joonis 1.7

VT1

Ud

M

VT2 VT3

b.

Us

VT1

Ud

M

VT2

23

Ühefaasiline alaldamine toimub kahe identse pulsi abil vahelduvvoolu perioodi kohta, samal ajal kui kolmefaasilisel alaldamisel kasutatakse kolme või rohkem pulsse. Järelikult vähendavad kolmefaasilised alaldid paremini toitevoolude moonutusi ja koormuspinge pulsatsiooni.

Kolmefaasilise keskväljavõttega alaldi peamisteks puudusteks on trafo võimsuse vähene ärakasutamine ja madal võimsustegur. Sellele vaatamata on alaldi põhiliseks eeliseks madala pulsatsiooniga kõrgekvaliteediline väljundpinge.

Heade tehniliste näitajate poolest osutuvad domineerivaks kolmefaasilised sildalaldid. Nendeks näitajateks on madal pulsatsioon, kõrge võimsustegur, lihtne ehitus ja madal maksumus. Tänapäeval kasutatakse neid võimsates ja väikese võimsusega toiteallikates ning alalisvoolulüliga vahelduvvoolumuundurites.

Aktiivalaldid ületavad passiivalaldeid järgmiste näitajate poolest:

• toitevoolud sisaldavad vähe kõrgemaid harmoonilisi, • töötamise vältel laetakse vahelüli siinuselise toitevoolu kogu perioodi kestel

võrgupingega ning seetõttu läbib peakaitse maksimaalne aktiivvõimsus, • alaldatud pinget ja voolu juhitakse laias ulatuses selliselt, et väljundpinge on

sõltumatu toitepingest, mis hõlbustab kõrvaldada tähtsaid probleeme, nagu toitepinge ebastabiilsus ja väljundpinge käsitsi eelsättimine,

• nõutavad on vaid vähesed ja väikese võimsusega passiivkomponendid.

Jääb vaid oodata, et eelmainitud alaldid, mida praegu kasutatakse suhteliselt harva, omandavad lähitulevikus piisava tähtsuse nii tööstuses kui muudes valdkondades.

1.2. Alalis/vahelduvvoolumuundurid – vaheldid

Vaheldamine. Alalis/vahelduvvoolumuundureid ehk vaheldid on mõeldud alalis-toitepinge muundamiseks ettenähtud suuruse ja sagedusega vahelduvpingeks. Vaheldites kasutatakse juhitavaid pooljuhtseadiseid nt lihttüristore, GTO-türistore ja transistore. Alalis-sisendpingeks võib olla näiteks alaldatud võrgupinge. Samuti võib alalispinget anda sõltumatu pingeallikas nagu kütuseelement või galvaanielement. Antud süsteemis toidetakse vaheldit vahetult võrgupingega Ud. Tüüpilised võrgupinged elektriveokites on 12, 24, 48, või 80 V, mis võimaldavad vaheldites lülititena eelistatult kasutada MOSFET-ja IGBT-transistore. Alalispinge toiteallikas on võimeline varustama elektrienergiaga ajami mootorit ning tagastama seda võrku pidurdustalitluse (generaatoritalitluse) puhul.

Vaheldeid toodetakse nii ühe-kui kolmefaasilise väljundiga, kuid enamikes tööstuslikes rakendustes on nõutav kolmefaasiline vahelduvvoolu-väljund. Madalapingelised poolperioodvaheldid juhivad elektrienergiat vaid ühe poolperioodi vältel. Selliseid vaheldeid kasutatakse koormuse võimsuste vahemikus 100…200 W.

Teisalt võib vaheldeid liigitada sõltumatuteks ja võrguga sünkroniseeritud vahelditeks. Juhul kui vaheldi on ainult vahelduvvoolukoormuse toiteallikas, nimetatakse seda sõltumatuks vaheldiks. Kui aga vaheldi kujutab endast toitevõrgu põhiosa, siis on tegemist võrguga sünkroniseeritud vaheldiga.

Kokkuvõtteks võib märkida, et reeglina liigitatakse vaheldid lülituse tüübi järgi pinge-ja vooluvahelditeks. Pingevaheldi (VSI-voltage source inverter formeerib pinge lähtuvalt nõutud parameetritest st suurusest, sagedusest ja faasinihkenurgast, ning on kõige sagedamini kasutatav vaheldi tüüp. Antud vaheldit iseloomustab väike näivtakistus. Tavaliselt ühendatakse

24

pingevaheldis toiteallikaga rööpselt suure mahtuvusega kondensaator, mis hoiab sisendpinge konstantse. Pingevaheldi lülitid koostatakse täielikult juhitavatest pooljuhtseadistest (transistorid, GTO-türistorid või MCT-türistorid). Juhul kui nõutakse kahesuunalist voolu, ühendatakse lülititega rööpselt vabavoolu dioodid ehk tagasitoite dioodid.

Vooluvaheldi (CSI-current source inverter) on vastavalt nõutavate parameetritega (voolu suurus, sagedus ja faasinihkenurk) vooluallikas. Reeglina ühendatakse vooluvaheldis toiteallikaga jadamisi drossel, mis hoiab sisendvoolu konstantse. Vooluvaheldi pooljuhtlülitid muudavad perioodiliselt väljundvoolu suunda ning koormuse näivtakistus on väga väike. Seega vastab vooluvaheldi väljundpinge kuju koormusvoolu poolt põhjustatud pingelangu kujule.

b.

Ud

Us

VT2 VD2

VT1 VD1 +

–

+

a.

–

0,5Ud

0,5Ud

Us VT3

VT1

VT4

VT2

Ud

c.

Joonis 1.8

M

M

–

+

Us1

VT3

VT1

VT4

VT2

d.

M

Us2

VT7

VT5

VT8

VT6

VT1 VD2 Us, Is

θ1

Us

VT2 VD1

Is

25

Sildlülituses pingevaheldi. Ühefaasilise keskväljavõttega poolsild-pingevaheldi elektriline skeem on näidatud joonisel 1.8. Lülitite VT1 ja VT2 ülesannet täidavad siin harilikult bipolaartransistorid, MOSFET-transistorid, IGBT-transistorid, GTO-türistorid või lihttüristorid koos sundkommutatsiooni ahelaga. Lülitid VT1 ja VT2 toidavad mootorit M ühissisendiga alalispingeallikast. Vaheldi pinge-ja vooludiagrammid on toodud joonisel1.8, b. Väljundpinge positiivse poolperioodi vältel on lüliti VT1 suletud ning pinge väljundis Us = +0,5Ud. Väljundpinge negatiivse poolperioodi vältel on lüliti VT2 suletud ning pinge väljundis Us = +0,5Ud. Enne kui üks lüliti sulgub, siis teine avaneb, kuid sellegipoolest on mõlemad lülitid hetkeliselt suletud ning lühistavad alalisvoolu toiteahela.

Voolu teekond reaktiivkoormuse korral on näidatud joonisel 1.8, b. Vabavoolu dioodid VD1 ja VD2 tagastavad mootori M reaktiivenergia toitevõrku. Kuna Us on positiivne ajavahemiku 0 < t < 0,5T kestel, juhib voolu transistor VT1 või diood VD1. Alates hetkest, kui Is muutub negatiivseks juhib poolperioodi alguses voolu diood VD1. Seega juhivad vabavoolu dioodid voolu siis, kui vool ja pinge on vastassuunalised.

Joonisel 1.8, c on toodud ühefaasilise täissild-pingevaheldi jõuahela skeem. Skeemi mõlemad õlad sisaldavad transistoride paari koos vasturööplülituses vabavoolu dioodidest koosneva vastuvoolu tühjendusahelaga. Vabavoolu dioodid moodustavad haru, mis juhib induktiivvoolu

L2 L1

L3

θ1

θ1 θ1

θ1

θ1

θ1

θ1

θ1

θ1

VT6

UL2

+ VT1 VT2 VT3

VT4 VT5 VT6

–

Ud M

a.

C

U

b.

UL1

VT1

VT2 VT3

VT4

VT5

Joonis 1.9

UL3

26

avatud lülitite puhul. Jällegi tagastavad dioodid alalisvoolu toitevõrku seni, kuni lülitid lülitavad reaktiivpinget.

Joonis 1.8, d kujutab muundurit, mis on ette nähtud kahe mähisega mootori M sagedusjuhtimiseks. Lülitus koosneb kahest ühefaasilisest täissild-pingevaheldist, kus esimene sild toidab mootori juhtimismähist ning teine ergutusmähist.

Kõige sagedamini kasutatava kolmefaasilise sildlülituses pingevaheldi jõuahela skeem on näidatud joonisel 1.9, a. Vaheldi koosneb kolmest õlast (üks igas faasis). Lülituse kõik õlad on võrdsed, st iga õla väljundpinge sõltub ainult alalis-toitepingest ja lülitite seisundist. Väljundpinge ei sõltu koormusvoolu suurusest.

Antud lülituses võib kasutada erinevaid transistoride avamis-ja sulgemiskombinatsioone, näiteks üks võimalik transistoride lülitusjärjekord on järgmine: VT1–VT6–VT2–VT4–VT3–VT5–VT1... Sel juhul on kaks transistori samas ajavahemikus ühes olekus ning väljundpinge on nelinurkse kujuga, nagu on näidatud joonisel 1.9, b. Vaheldi kolme õla tüürnurgad on üksteise suhtes 120° võrra nihutatud. Kui VT1 on avatud, siis faas L1 on ühendatud alalispinge toiteallika positiivse klemmiga ning UL1 = 0,5Ud. Kui VT4 on avatud, siis faas L1 on ühendatud alalispinge toiteallika negatiivse klemmiga ja UL1 = –0,5Ud. Faaside L2 ja L3 pingete kujud on täpselt samasugused kui faasi L1 pinge kuju, välja arvatud asjaolu, et pinged on faasis 60°võrra nihutatud. Kuna kõik transistorid on suletud, juhivad vabavoolu dioodid voolu eelnevas suunas, nt kui transistor VT1 sulgub, siis diood VD4 juhib voolu samas suunas, kuni see kahaneb nullini, nagu näitab ajadiagramm.

Antud lülitusjärjekorra puhul domineerib väljundpinges puktjoonega näidatud põhiharmooniline. Samuti on võimalikud teised lülituskombinatsioonid, ning neid kirjeldatakse raamatu järgmistes osades.

Kõige probleemsemaks osutub vaheldite korral kõrgepingeline talitlus. Pooljuhtlülitite lubatud maksimaalse pinge piirab oluliselt muundurite maksimaalset väljundpinget või sunnib kasutama kallimaid pooljuhtlüliteid soovitud pinge muundamiseks. Sel juhul on tüüpiliseks lahenduseks trafode kasutamine. Joonisel 1.10 on näidatud kolmefaasiline pingevaheldi, mis koosneb kolmest ühefaasilisest sillast ja kolmest ühefaasilisest trafost. Tänu trafode sekundaarmähiste tähtühendusele puudub nulljärgnevusvool läbi koormuse. Samuti on trafode tõttu lülitatav pinge piisavalt madal vältimaks kommutatsiooni liigpingeid.

+

–

Joonis 1.10

M

27

Mitmeastmelised pingevaheldid. Mitmemootorilistes rakendustes on pakutud mitmeid erinevaid vaheldite väljatöötlusi. Populaarsemad nende hulgas on “üks muundur – mitu mootorit” ja “üks muundur – üks mootor.” Esimese variandi maksumus on madal, sellel on keskmise keerukusega juhtimissüsteem, head dünaamilised ja staatilised tunnusjooned ja piisav töökindlus, kuid samas nõuab täiendavat arendusetappi ja mittestandardset teenindust. Teine variant põhineb standardsetel seadistel ja skeemilahendusel, kuigi on kallim ja juhtimisprobleemid tekivad mootorite koormuste märkimisväärse omavahelise sõltuvuse korral.

Tänapäeval on mitmeastmelised vaheldid eelistatuimad kõrgepingelistes ja suurevõimsuselistes rakendustes. Koos pinge kasvuga suureneb ka jõuahelate keerulisus. Kahemootorilise veoajami jõuahel on näidatud joonisel 1.11. Kõrgema pinge saamiseks ühendatakse skeemis igasse õlga kaks IGBT-transistoride baasil koostatud jadamisi ühendatud lülitit. Kahtlemata kaasnevad sellise lülitusega täiendavad võimsuskaod jõuahelas, nt juhtivuskaod, blokeerkaod ja lülituskaod.

Veoajami tüüpiliseks tunnuseks on faasi voolude ebasümmeetria tänu faaside erinevale koormusele, libistusele ja kiiruse erinevusele. See asjaolu põhjustab lekkevoolusi skeemi õlgades ning juhtimisprobleeme. Peale selle tekitab lülitite voolude ebavõrdsus pingete ebavõrdsuse ning seega võivad transistorid täiendava võimsustarbe tõttu üle kuumeneda. Ebasoovitavate voolude ja võimsuskadude vältimiseks omavahel ühendatud mootorite puhul on paberitööstuses, metallurgias, elektertranspordis jm kasutatavate elektriajamite tarbeks välja töötatud spetsiaalsed abiahelad.

Mootorite paari toiteks mõeldud viie astmega vaheldi jõuahel on joonisel 1.12, a. Sellisel vaheldil on tavalisele sildlülitusele lisatud kaks täiendavat õlga. Üks viiest õlast (ühisõlg) ühendatakse kummagi mootori faasi ühisklemmiga, ülejäänud neli aga kummagi mootori teiste faasiklemmidega.

Joonis 1.11

VT6

Ud

M

VT5VT4

–

M

VT3VT2VT1

28

Samasuguse mootorite paari juhtimiseks ettenähtud üheksa lülitiga vaheldi skeem on toodud joonisel 1.12, b. Antud lülituse puhul on kasutatud vahelelisamise topoloogiat st ülemine vaheldi on koostatud transistoride VT1…VT6 baasil ja alumine transistoride VT4…VT9 baasil. Mõlemaid vaheldeid juhitakse üheskoos või vaheldumisi.

Vooluvaheldi. Türistoridel põhineva sundkommutatsiooniga vooluvaheldi jõuahela skeem on näidatud joonisel 1.13, a. Antud lülituses täidab ühefaasiline sild kommutaatori rolli. Vooluallika talitluse saavutamiseks on vaheldi sisendisse lülitatud drossel. Väljundis olev kondensaator on nagu energeetiline puhver pulseeriva vooluga vaheldi ja koormuse vahel, ning teostab türistoride sundkommutatsiooni. Kui türistorid VS2 ja VS3 on avatud, siis laetakse kondensaatorit sisendpingega. Niipea kui türistorid VS1 ja VS4 avanevad, saavad türisorid VS2 ja VS3 kondensaatorilt vastupinge, mis aitab neil koheselt sulguda. Järgnevalt hakkab kondensaator laaduma vastupidise polaarsusega, lõpetades laadumise enne järgmist lülitushetke. Mida suurem on vool, seda kiiremini laadub kondensaator ümber ning seda lühemad on kommutatsiooni ajad.

VT2

VT7

+ VT3 VT4 VT5

VT8 VT9 VT10

–

Ud

M

a.

b.

Joonis 1.12

VT1

VT6

M

+ VT3

VT6

–

Ud M

VT2

VT5

VT1

VT4

VT9

–

VT8VT7

M

29

Türistoridel põhinevaid vooluvaheldeid kasutatakse kõige laialdasemalt võimsuste vahemikus 50 kuni 3500 kW ja pingeni kuni 700 V. Välja on töötatud ka antud vaheldite kõrgepingelisi variante pingega 3,3/6,6 kV, aga need pole osutunud majanduslikult otstarbekaks. Joonisel 1.13, b on kolmefaasilise sundkommutatsiooniga türistor-vooluvaheldi jõuahela skeem. Alalisvooluallikast võetav vool lülitatakse koormusele kindla järjestusega ning nõutava sagedusega. Jõuahelas toimuvat kommutatsiooniprotsessi võib kirjeldada järgmiselt. Kui kommutatsiooniprotsessi ei toimu, siis juhivad kaks türistori, näiteks VS1 ja VS6 alalisvoolu, kuna kondensaator C1 on eelmise kommutatsiooni tulemusena positiivselt laetud. Kui türistor VS2 on nüüd avatud, siis türistor VS1 sulgub kiire siirdeprotsessi tulemusena ja türistor VS2 juhib alalisvoolu. Sel tingimusel algab kommutatsioon. Ajal kui vool faasis L1 on kahanenud nullilähedaseks, kasvab vool faasis L2. Antud ajavahemikul toidetakse faasi L1 kondensaatori C1 kaudu, samuti rööpühenduses kondensaatorite C2 ja C3 kaudu. Lõpuks on diood VD1 suletud ja kommutatsioon on toimunud, kuna türistorid VS6 ja VS2 juhivad voolu. Dioodid takistavad kondensaatoritel kaotada järgmise kommutatsiooni toimumiseks vajalikku laengut, sest ilma nende dioodideta laadub kondensaator tühjaks läbi koormuse kahe faasi.

Idealiseeritud väljundvoolude kujud on näidatud joonisel 1.13, c, kus iga türistor juhib 60 elektrilise kraadi kestel. Juhul kui türistor on avatud, kommuteerib see koheselt sama grupi avatud türistore (ülemise grupi VS1, VS2, VS3 või alumise grupi VS4, VS5, VS6).

Koormusvoolus domineerib põhiharmooniline sõltumata iga kommutatsiooni vältel voolu kasvamisest ja katkemistest põhjustatud pingetippudest. Tavaliselt on vaheldi töösageduste vahemik 5 kuni 50 Hz, sest ülemise piiri seab suhteliselt aeglane kommutatsiooniprotsess. Sellist vaheldit kasutatakse ventilaatorite, pumpade, tigupresside, kompressorite jt ühemootoriliste elektriajamite toiteks, kus ei nõuta häid dünaamilisi omadusi ja kõrget võimsustegurit. Vastuvõetav on see, et võimsustegur langeb kiiruse vähenemisel.

L1

L1

L3

θ1

θ1

θ1

b.

c.

VS2

VS1

VS4

VS5

VS6

VS3

C6

VD5

VD2

VD6

VD3

VD4

VS5 C5 VS4 C4 VS6

VD1 C3

VS2 C2 VS1 C1 VS3 +

–

Ud

IL3

IL2

IL1

I

+

–

Us

VS1

VS3

VS2

VS4

Ud

a.

M

Joonis 1.13

M

L2

30

Tavalise IGBT-transistoride baasil valmistatud kolmefaasilise vooluvaheldi jõuahela skeem on joonisel 1.14. Harilikult on sellel vaheldil toiteallikaga jadamisi ühendatud suure induktiivsusega drossel, mis hoiab voolu konstantsena, ja samuti ka väljundisse ühendatud kondensaatorpatarei. Kondensaatorid on mõeldud vooluharmooniliste filtreerimiseks, voolu siinuselähedase kuju tagamiseks ja pingetippude piiramiseks.

Resonantsvaheldid. Kõigis ülalkirjeldatud skeemides töötavad elektronseadised lülititalitluses, kus nõutakse kogu koormusvoolu sisse-või väljalülitamist iga lülituse puhul. Eelneval juhul on lülitid tugevalt koormatud ja lülitamisel tekivad suured võimsuskaod, mis kasvavad proportsionaalselt lülitussageduse kasvuga. Teiseks märkimisväärseks puuduseks on siin suurte voolude ja pingete siirdeprotsessidest põhjustatud elektromagnetiline müra. Need puudused süvenevad lülitussageduse kasvuga, mis võimaldab vähendada vaheldite mõõtmeid ja massi ning suurendada erivõimsust.

Kõrgeid lülitussagedusi võib kasutada juhul, kui lülitusprotsess toimub hetkel, millal lüliti pinge ja/või seda läbiv vool on lülitushetkel võrdne nulliga. Seadmete mõõtmete vähendamine on üks edasiviivaid jõude kaasaegses jõuelektroonikas ning seetõttu sattusid suure tähelepanu alla resonantsvaheldid. Resonantsvaheldid on lülitavad vaheldid, milles juhitav lüliti sulgub või avaneb nullpinge (nullpingelüliti) ja/või nullvoolu (nullvoolulüliti) korral. Tänu resonantsile on võimalik traditsioonilise raske lülituse asemel kerge lülitus. Selliselt sai võimalikuks kõrgete lülitussageduste kasutamine nii, et lülituskaod jääksid soovitud tasemele. Seetõttu kulus vähem energiat hajuvõimsuse vähendamisele, reaktiivkomponendid muutusid mõõtmetelt väiksemaks, mille tulemusena muutus kompaktsemaks ka vaheldi ehitus.

Tavaliselt võib resonantsvaheldeid vaadelda kui vaheldi erinevate topoloogiate ja lülitusviiside kombinatsiooni, kuna neis on kasutusel rööp-ja jadaresonantsahelad ning nende kombinatsioonid (segaresonantsahelad). Mootorisse sisenevat ja sealt väljuvat energiavoogu juhitakse resonantsi näivtakistusega, mida omakorda muudetakse lülitussagedusega. Laialt levinud on kolm resonantsahela ja koormusahela kombinatsiooni:

• jadaresonantsvaheldid, milles kasutatakse koormuse ja resonantsahela jadaühendust

• rööpresonantsvaheldid, milles kasutatakse koormuse ja drosseli või resonantsahela kondensaatori rööpühendust

L

VT4 VT5 VT6

VT1 VT2 VT3

M

+

–

Ud

Joonis 1.14

31

• jada-rööpresonantsvaheldid, milles koormus on ühendatud üle resonantsahela ühe osa

Teine liigitus lähtub drosseli asukohast vaheldi jõuahelas:

• võrguresonantsvaheldid, drossel paikneb alalisvoolu poolel • koormusresonantsvaheldid, drossel paikneb vahelduvvoolu poolel

Rööp- ja jada-rööp nullvoolulülititega resonantsvaheldite elektrilised skeemid on näidatud joonisel 1.15, a, b. Need on sarnased vooluvahelditega, kuigi nende tunnussuurused on väga erinevad. Siin moodustavad sisenddrossel ja väljundkondensaator resonantsahela koos nende vahel paikneva lülitussillaga. Resonantsahela parameetrid ja silla lülitussagedus valitakse selliselt, et sisendvool oleks katkev, nagu näitab joonis1.15, c. Tänu antud valikule sulguvad silla transistorid siis, kui vool kahaneb nullini. Kui transistorid avanevad (t0), laadub kondensaator läbi drosseli pingele UC, mis on võrgupingest Ud kõrgem. Ajahetkel t1 kahaneb vool nullini ja seega saavad transistorid negatiivse pinge ning ajalise viite (t1 t2) jooksul kondensaator tühjeneb. Seejärel ajahetkel t2 avaneb järgmine transistorlülitite paar ilma vooluta. Alates hetkest t3 muutub kondensaatori pinge polaarsus. Tänu nullvoolu lülitamisele jäävad lülituskaod väikeseks, kuigi lülitussagedus võib märkimisväärselt kasvada.

Poolsild-, keskväljavõttega- ja täissild nullvoolulülititega resonantsvaheldite elektrilised skeemid on toodud joonisel 1.16, a, b, c. Erinevalt rööpvahelditest ei kahane resonantsahela kondensaatori pinge nullvoolu viite vältel, kuid koormusvool on siin katkev.

Jada-rööp nullvoolulülititega resonantsvaheldi skeem ja pingete ning voolude ajadiagrammid on näidatud joonisel 1.16, d, e. Alates hetkest, kui transistor VT1 sulgub, läbib vool dioodi VD2. Kui vool kahaneb nullini, hakkab kondensaator tühjenema ning järgnevalt läbib vool transistori

t

UC UC

Ud Ud

L L

C C

t3

t1t2 t0

+

–

Joonis 1.15

M

+

–

M

a. b.

c.

t UC

IL

I, U

32

VT2. Antud ajavahemiku vältel laadub kondensaator vastassuunalise polaarsusega pingega ning see protsess kordub jälle.

Nagu harilikult vähendab MOSFET-transistoride piiratud tööpinge vaheldi tõhusust ning trafode abil pole seda probleemi võimalik lahendada. Antud olukord esineb üha sagedamini samuti nagu kütuseelementidega toidetavas seadmes, kus sisendpinge on madal (reeglina 25V ja 60 V), kuid nõutav väljundpinge vastab harilikult vahelduvpingete standardile, nt 110 V või 230 V. See aga tähendab, et pingete ülekandesuhe on 5 ja 9 juhul, kui kütuseelement töötab nimivõimsusel.

Resonantsvaheldid, mis on toodud joonisel 1.17, koosnevad lülitusahelast VT1…VT4 ja madalapingelisest resonantsahelast LC. Resonantsahela LC maksimaalne sagedus on

θ1

Us

VT2

VT1 VT1

θ1

θ1

ULC

VT2

VD1

VD2

0,5Ud

0,5Ud

Ud

Us

Ud L C

+

–

Joonis 1.16

M

a.

e.

θ1 UC

IL

I, U

θ1

Us

0,5Ud L C

+

–

M

b.

0,5Ud

L C

+

–

M

c.

L C

+

–

M

d.

33

lähedane lülitite lülitussagedusele. Edasiselt tõstavad trafod pinge koormusmootorile nõutud väärtusele.

Kokkuvõtteks. Praktikas kasutatakse ühefaasilisi vaheldeid koormuse võimsuse vahemikus 100…200 W. Kõige sagedamini kasutatakse vaheldamist kui väljundi pingeallika funktsiooni. Efektiivseimaks osutuvad siin transistorsilda ja vabavooludioodide baasil valmistatud pingevaheldid.

Vooluvaheldeid kasutatakse elektriseadmetes, milles nõutakse voolu väärtuse juhtimist, eriti aga pöördemomendi juhtimisega elektriajamites. Võrreldes pingevahelditega, pole vooluvaheldid suure sisenddrosseli ja aktiiv-mahtuvusliku koormuse nõude tõttu nii populaarsed. Vooluvaheldite lülitussagedus on madalam ja seega on koormusvool moonutatud, mis omakorda viib mootori nimivõimsuse vähendamiseni, et vältida selle ülekuumenemist. Seetõttu kasutatakse vooluvaheldite asemel elektriajamites vooluallikatena sobiva voolutagasisidega pingevaheldeid.

VT1 VT2

VT3 VT4 –

+

Ud

LC

Us

M

Joonis 1.17

VT1 VT2

VT3 VT4 –

+

Ud

LC

Us

M

a.

b.

34

Resonantsvaheldites sulguvad ja avanevad juhitavad pooljuhtlülitid nullpinge ja/või nullvoolu puhul, mis võimaldab tõsta lülitussagedust. Järelikult muutuvad vaheldid väiksemahuliseks ja reaktiivkomponentide mõõtmed väiksemaks ning samuti nende ehitus kompaktsemaks, mistõttu selliste muundurite vastu tunnevad üha enam huvi kantavate elektriajamite tootjad. Kahjuks pole aga resonantsvaheldite väljundsagedus muudetav juhtimissüsteemile antava seadesignaali abil.

1.3. Vahelduvvoolumuundurid – regulaatorid

Liigitus. Muundurit, mis muundab vahelduvpinge teise pinge, sagedusega, faasinihkenurgaga või kujuga vahelduvpingeks, nimetatakse vahelduvvoolumuunuriks või regulaatoriks. Esimene grupp selliseid muundureid on vahetud sagedusmuundurid, mis muudavad vahelduvpinge sagedust ja kuju. Teise gruppi kuuluvad alalisvoolu vahelüliga sagedusmuundurid, milles alaldit kasutatakse pingeregulaatorina või konstantse pingega sisendlülina, kus vaheldi genereerib teatud sageduse ja väärtusega pinget.

b.

US K

θ1

θ1

θ1

θ1

Us k Us

VS1 VS2

VS3 VS4

VS5 VS6

VS7 VS8

US K

US

U a.

US K

c.

d.

Joonis 1.18

M

35

Tsüklokonverterid. Tsüklokonverterid on loomuliku kommutatsiooniga toitevõrguga sünkroniseeritud sagedusmuundurid. Tavaliselt kasutatakse neid sageduse vähendamiseks suure võimsusega (kuni kümned megavatid) rakendustes. Türistorid sulguvad tsüklokonverterites loomuliku kommutatsiooni tulemusena, st sulguvad juhul, kui anoodvool läbib nulli ning on peaaegu ainsad seadmed, mis on võimelised lülitama pingeid ja voolusid eelnevas võimsusvahemikus. Praktikas kasutatakse 3-, 6-, 12- ja 24-pulsilisi tsüklokonvertereid.

Tsüklokonverterite lülitused võib jagada kaheks: otsesed üheastmelised tsüklokonverterid ja kaudsed kaheastmelised tsüklokonverterid.

Joonisel 1.18, a on näidatud ühefaasilise kaudse tsüklokonverteri jõuahela skeem. Selle vasak- ja parempoolsed alammuundurid kujutavad endast võrgupoolset ning koormusepoolset tüüritavat alaldit, mis mõlemad võivad töötada nii alaldite kui vahelditena. Türistoride tüürsignaal määrab väljundpinge Uv sageduse, polaarsuse ja amplituudi. See tähendab, et kahe alammuunduri tüürnurgad sõltuvad juhtsignaalist. Joonis 1.18, a, b, c näitab, et väljundsagedus on ainult osa sisendsagedusest (näidatud on juhtum, kus väljundsagedus moodustab ühe kolmandiku sisendsagedusest). Sel ajal kui tüürnurgad muutuvad miinimumist maksimumini, sõltuvad võimalikud sageduste väärtused seadesignaali väärtusest. Joonisel 1.18, b, on tüürnurgal α minimaalväärtus. Muunduri väljundpinge kuju nõrgendatud seadesignaali korral on toodud joonisel 1.18, c. Kui seadesignaal muutub iga poolperioodi vältel, muutuvad ka türistoride tüürnurgad iga poolperioodi vältel. See asjaolu vähendab kõrgemaid harmoonilisi väljundpinges, nagu näitab joonis 1.18, d.

Tsüklokonverterid tagavad neljakvadrandilise talitluse. Et saada positiivset pinget ning juhtida positiivset voolu pinge-voolu tasandi esimeses kvadrandis, peavad lülitid VS5 ja VS8 olema avatud, VS6 ja VS7 aga suletud, sel ajal kui lüliti VS1 koos lülitiga VS4 ja lüliti VS2 koos lülitiga VS3 alaldavad pinget tüürnurga juhtimisega vahemikus 0 kuni 90 elektrilist kraadi. Negatiivse pinge saamiseks ja positiivse voolu juhtimiseks neljandas kvadrandis on lülitid VS5 ja VS8 ikka veel avatud, kuid lüliti VS1 koos lülitiga VS4 ja lüliti VS2 koos lülitiga VS3 lähevad üle vahelditalitlusse tüürnurga juhtimisega vahemikus 90 kuni 180 elektrilist kraadi. Et saada negatiivset pinget ja juhtida negatiivset voolu kolmandas kvadrandis, on lülitid VS6 ja VS7 avatud, VS5 ja VS8 aga suletud sel ajal, kui lüliti VS1 koos lülitiga VS4 ja lüliti VS2 koos lülitiga VS3 alaldavad pinget tüürnurga juhtimisega vahemikus 0 kuni 90 elektrilist kraadi. Positiivse pinge saamiseks ja negatiivse voolu juhtimiseks teises kvadrandis on lülitid VS6 ja VS7 veel avatud, kuid lüliti VS1 koos lülitiga VS4 ja lüliti VS2 koos lülitiga VS3 lähevad vahelditalitlusse.

Joonis 1.19

VS1 VS2 VS3

VS4 VS5 VS6

VS7 VS8 VS9

VS10 VS11 VS12

M

36

Kuuepulsilise kaudse tsüklokonverteri elektriline skeem on joonisel 1.19. Antud seadmel on kolmefaasiline sisend ja ühefaasiline sisend, mis koosneb kahest vasturööpselt lülitatud kolmefaasilisest sillast, kus türistorid sulguvad tänu pinge loomulikule kommutatsioonile. Mõlemasuunalise koormusvoolu juhtimiseks on “negatiivne muundur,”mis juhib negatiivset voolu rööpühenduses “posiivse muunduriga”. Sellist lülitust tuntakse loomuliku kommutatsiooniga tsüklokonverterina.

Antud tsüklokonverter annab väljundis vahelduvpinget ning juhib mõlemasuunalist koormusvoolu. Positiivse pinge saamiseks ja positiivse voolu juhtimiseks esimeses kvadrandis lülitid VS1 ja VS6, seejärel VS2 ja VS4 ning järgnevalt VS3 ja VS5 alaldavad pinget tüürnurga juhtimisega vastavalt alaldi talitlusele. Et saada negatiivset pinget ja juhtida positiivset voolu neljandas kvadrandis, peavad samad lülitid üle minema vahelditalitlusse tüürnurga juhtimisega vastavalt sellele talitlusele. Negatiivse voolu juhtimiseks vahetavad kaks silda osad, st lülitite VS7…VS12 tüürnurgad antakse lülititele VS1…VS6.

Türistoride tüürnurki juhitakse nii, et väljundpinge oleks võimalikult lähedane siinuspingele. Voolu sujuva kommutatsiooni tagamiseks ühelt sillalt teisele muudetakse tüürnurka hetkeliselt üle 45 elektrilise kraadi ja sild läheb vahelditalitlusse.

Kahjuks ei saa väljundpinge sagedus ületada toitepinge sagedust, ning see jääb alati vähemalt kaks korda madalamaks. Peale selle tundub suur hulk türistore skeemis esmapilgul ebavajalik. Kolmefaasilise väljundiga kuuepulsilise tsüklokonverteri jõuahela skeem on toodud joonisel 1.20, kus minimaalseks türistoride arvuks on 36. See näitab, et tsüklokonverterid pakuvad huvi

M

Joonis 1.20

37

eeskätt suurtes süsteemides, kus rööpsed türistorsillad võivad osutuda vajalikeks muunduri teistes ahelates.

Üks levinumaid vahetu sagedusmuunduri lülitusi on näidatud joonisel 1.21. Et saada kolmefaasilist väljundpinget, ühendab see kolmefaasiline tsüklokonverter endas kolmepulsilisi keskväljavõttega ja kaksikjuhtimisega alam-muundureid. Igal alammuunduril on kuus türistori, millest kolm juhivad positiivset ja kolm negatiivset koormusvoolu. Kolmefaasilise sekundaarmähisega trafot kasutatakse siin türistoride toiteallikana. Sellise lülituse puhul pole tähtis, kas koormus on passiivne või aktiivne, sest neljakvadrandiline talitlus on alati võimalik.

Kuna väljundpinge koostatakse liinipingete osadest (sektsioonidest), järelikult, siis kui väljundpinge sagedus kasvab, järgib väljundpinge siinuselist etteandesuurust suureneva vea ja pinge moonutusega. Sagedusvahemikuks

150 1mff <<

on tavaliselt talitluspiirkond, kus f1 on toitepinge sagedus ja m pulsside arv. Võrgusagedusel 50 Hz ja pulsside arvu m = 6 korral on väljundpinge maksimaalne sagedus fmax = 20 Hz. Loomulikult, kui on võimalik saada kõrgema sagedusega kolmefaasilist toitepinget, siis laieneb vastavalt sellele ka väljundpinge sagedusvahemik, mis võib kõne alla tulla näiteks elekterveokites või laevadel, kus kasutatakse toiteallikatena diisel-või turbogeneraatoreid.

Vaheldi puhul on lihtne meelde jätta, et kolmefaasiline sümmeetriline siinuspingega toitesüsteem tuleneb toitevõrgu konstantsest võimsusest. Kuna tsüklokonverter koosneb ainult lülititest ning ei sisalda energiasalvesteid (välja arvatud vajalikul lekkeinduktiivsused kaitseahelad jne), siis selle sisend-ja väljundvõimsused on võrdsed. Sellest olenemata esineb loomuliku kommutatsiooniga vahelditel toitepoolel türistoride tüürnurga juhtimisest tekitatud reaktiivvõimsus.

M

Joonis 1.21

38

Maatriks-sagedusmuundurid. Kahesuunaliste ja kahepolaarsete pooljuhtlülitite baasil ehitatud muundureid nimetatakse maatriksmuunduriteks. Nagu tsüklokonverterid tagavad need elektrienergia suunatud liikumise n-faasilise toitevõrgu ja m-faasilise tarbija vahel. Need muundurid on teistest muunduri tüüpidest palju kompaktsemad ja kergemad. Maatriksmuundurid võimaldavad laiemat väljundsageduste ja pingete piirkonda, kõrgemaid töötemperatuure ja loomulikku mõlemasuunalist energiavoogu, mis lubab tagastada elektrienergiat toitevõrku.

b.

Joonis 1.22

d.

Us k

Us

a.

c.

M

39

Maatriksmuundurite lülitused jagatakse samuti kaheks: otsesteks muunduriteks ja kaudseteks muunduriteks. Viimaseid tuntakse kui topeltsild- või kaheastmelisi maatriksmuundureid. Kolmefaasilise sisendiga ja kolmefaasilise väljundiga vahetu maatriks-sagedusmuunduri üldistatud skeem on näidatud joonisel 1.22, a. Selle jõusektsioonid koosnevad peamiselt kahesuunalistest ning kahepolaarsetest pooljuhtlülititest, mis paiknevad iga sisend-ja väljundfaasi vahel. Sellise ristpaigutuse korral ühendatakse koormuse klemmid toiteklemmidega vaheldumisi. Maksimaalset sagedust piirab siin vaid pooljuhtide lülitusvõime. Kuid faasinihked sisendpinge ja voolu vahel peavad olema juhitavad, kuid ei saa olla sama suured kui väljundis. Täiendavalt võib mainida, et pinge kuju ja sagedus on teineteisest sõltumatud. Kommutatsiooni strateegiad nõuavad, et need lülitid peavad olema võimelised sulguma ainult ühe voolu suuna puhul ning kindlal ajavahemikul, kuni blokeerimisvõime säilib vastassuunalise voolu korral.

Maatriksmuunduri lülitid peavad olema kahesuunalised, st need peavad blokeerima mõlema polaarsusega pinget ja juhtima voolu mõlemas suunas. Selline lülitusstrateegia võimaldab saada parima kvaliteediga väljundpinget, sest samal ajal väheneb toiteliinis reaktiivvool, kuna vool läbib vaid toitepinge perioodi keskmist osa. Tavaliselt koostatakse maatriksmuunduri kahesuunalised ja kahepolaarsed lülitid kahe pooljuhtlüliti ühendamise teel. Antud lülitused võimaldavad erinevaid voolu suundi sõltumatult juhtida. Lülitite sellise ühenduse korral on energiavoog läbi muunduri reverseeritav. Energiasalvestite puudumise tõttu on sisend- ja väljundhetkvõimsused võrdsed, mis eeldab ideaalseid jõulüliteid. Seni kuni muundur formeerib väljundpinget vahetult mitmefaasilisest toitepingest, lähevad sisendpinge osad väljundpingesse kindlatel ajahetkedel. Selliselt formeeritud nõutava sagedusega, faaside arvuga, faasinihkenurgaga, amplituudiga jne väljundpinge on laias ulatuses muudetav.

Kirjeldatud maatriksmuundur on lihtsa ehitusega ja väga hea juhitavusega, kuid kommutatsiooniprobleemid ja keerukas juhtimissüsteem takistavad selle laiemat levikut tööstuses. Teoreetiliselt peab pooljuhtide lülitusjärjekord maatriksmuunduris olema üheaegne ja hetkeline, kuid kahjuks pole see praktikas realiseeritav tänu IGBT-transistoride tunnusjoontele, Antud probleem on iseloomulik induktiivkoormuse (nt mootorid) korral ning seega võivad lülitamise tulemusel tekkivad liigpinged ja voolud pooljuhtlülitid rikkuda.

Need vaheldid vajavad sisendi ühendamiseks väljundiga suurt hulka kahesuunalisi pooljuhtlüliteid. Kui eriti kiiretoimelisi pooljuhtlüliteid pole võimalik hankida, siis saab need realiseerida lülitite kombineerimisega. Kahe IGBT-transistori vastulülitus on näidatud joonisel 1.22, a, mis võimaldab mõlemasuunalise voolu sõltumatut juhtimist ning lubab kasutada standardseid pooljuhtseadiseid laias pingete ja voolude vahemikus. Kuna praktikas on need lülitid teostatud mitme ühesuunalise lüliti kombineerimisega, siis on muunduri koostamisel nõutav suur hulk pooljuhtseadiseid (dioode ja transistore). Kõikide nende seadmete omavaheline ühendamine on keerukas ülesanne, kuna jõuahela poolt tekitatud suurte liigvoolu- ja liigpingeimpulsside vältimiseks peab olema palju erinevaid juhtsignaale. Alternatiiviks ränidioodidele vooluahelas võivad siin olla vastublokeertransistorid. Kuid ikkagi on vajalikud täiendavad juhtimisahelad, kuna kaks emitterit pole ühendatud sama potentsiaaliga.

Mahtuvuslikud filtrid kõrvaldavad toitevoolust kõrge sagedusega harmoonilisi voolukomponente ning alati on piiratud sisend-ja väljundpingete ning voolude väärtused. Nende muundurite väljatöötamisel on teretulnud kõik eelnimetatud probleemide lahendamise viisid. Seetõttu on paljude tootjate poolt välja arendatud mitmeid erinevaid ohutu kommutatsiooni strateegiaid ja koostatud lülitusi, nagu näitab joonis 1.22, b.

40

Mõnikord kasutatakse vastulülitatud türistore. Transistori ümbritsemine sildalaldiga lihtsustab juhtimist ning vähendab maksumust. Kuid ikkagi osutub vajalikuks kiiretoimeline vooluandur, kuna see ahel ei võimalda lülititel loomulikul viisil avaneda. Kõrgete sageduste korral tuleb kasutada kiireid IGBT-transistore ja vabavooludioode. Käesolevad lülitused võimaldavad sõltumatult juhtida mõlemasuunalist voolu. Ühiskollektoriga lülituses maatriksmuunduril on vajalik sisendi ja väljundi ühine toiteallikas, kuid nõutavaks osutuvad IGBT-transistoride eraldatud juhtimissüsteemid. Ühisemitteriga lülituse korral kasutavad juhtimissüsteemid galvaaniliselt eraldatud toiteallikat ning piisavaks osutub üks juhtimissüsteem kahe IGBT-transistori kohta, kui pole nõutud voolu suuna sõltumatut juhtimist.

Teiseks lähenemiseks on näiteks uusimate pooljuhtseadiste kasutamine, nt vastublokeerivaid IGBT-transistore. Nende tunnusjooned on sarnased tavaliste IGBT-transistoride omadega, kuid need sulguvad rakendatud vastupinge korral. Kahe sellise lüliti vasturööpühendus, nagu on näidatud joonisel 1.22 c, talitleb kahesuunalise ja kahepolaarse lülitina. Mõlemasuunaline vool on siin sõltumatult juhitav. Antud maatriksmuunduris osutub vajalikuks ainult üks juhtimissüsteem iga vastublokeeriva IGBT-transistori kohta ning üks juhtimissüsteem kõigi seadmete toiteallikate tarbeks, mis on ühendatud emitteri sama sisendi või väljundiga.

Erinevalt sama funktsiooniga vahetutest maatriksmuunduritest (joonis 1.22, d) kasutatakse neis eraldatud sisendit ja väljundit ühendatuna alalisvoolulüliga ilma energiasalvestiteta. Selline lülitus sisaldab neljakvadrandilist vaheldit vooluallikana ja pingevaheldit. Sisendsektsioon koosneb kahesuunalistest ja kahepolaarsetest lülititest ning väljundis on tavalise vooluvaheldina tuntud sildlülitus. Kolmefaasilises süsteemis töötamisel nimipingel on muunduris tavaliselt kolm kahe IGBT-transistoriga faasi õlga koos vastulülitatud vabavooludioodidega igas õlas. Kommutatsioon tagatakse sisendsektsiooni lülitite seisundi muutmisega samal ajal, kui väljundsektsioon on vabavoolutalitluses. Seega peab sisendsektsiooni lülitite lülitamine toimuma nullvoolu korral, mis tagab ohutu kommutatsiooni ja minimaalsed lülituskaod. Sisselülitamisel ei vaja kahesuunalised ja kahepolaarsed lülitid mõlema voolu suuna sõltumatut juhtimist. Kommutatsiooni algoritm on siin märkimisväärselt lihtsam ning töökindlus suurem, võrreldes tavaliste vahetute maatriksmuunduritega.

Alalisvoolu vahelüliga sagedusmuundurid. Alalisvoolu vahelüliga sagedusmuundur on tänapäeval kõige laialdasemalt kasutatav sagedusmuunduri tüüp. Antud muundureid kasutatakse kõigis tööstusharudes, nii ühe-kui mitmemootorilistes elektriajamites nende koormusest sõltumatu stabiilsuse, teenindusvaba talitluse ja kõrge kasuteguri tõttu. Tänu alalisvoolu vahelülis salvestatud pingele töötavad muundurid stabiilselt ülekoormusel ja tühijooksul ning võivad seiskuda olenevalt koormusest ilma täiendava käsusignaalita. Tavaliselt töötavad need ühes, kahes ja neljas kvadrandis, kui lisatakse vajalikud lisaseadmed. Reeglina ületab selliste muundurite väljundpinge väärtus sisendpinge väärtuse ning kasvab võrdeliselt väljundsagedusega. Väljundsageduste vahemikud on tavaliselt 0,1…10 Hz ja 120…400 Hz.

Joonisel 1.23 on toodud mittetüüritava alaldiga alalisvoolu vahelüliga sagedusmuunduri jõuahela skeem. Dioodidega VD1…VD6 alaldi muundab kolmefaasilise või ühefaasilise vahelduv-sisendpinge sellega võrdeliseks alalispingeks. Sagedusmuunduris kasutatakse vaheldis IGBT-transistore või väljatransistore ning vabavooludioode.

Tavaliselt ühendatakse alaldussild võrgupingele läbi drosselite või trafode, et kaitsta võrgupinget muundurist tulevate mittelineaarsete moonutuste eest. Sisendalaldi ja transistorvaheldi vahele on ühendatud reaktor (drossel) L, mis on ette nähtud muunduri kaitseks ja talitlusviisi optimeerimiseks. Tänu siludrosselile on alaldi väljundpinge madala pulsatsiooniga,

41

mis samuti vähendab liigpingeimpulsse ja rikkevoolu. Mõnikord sillatakse drossel vabavooludioodiga VD7, et vähendada tagasimõju avatud lülitite puhul.

Suure mahtuvusega elektrolüütkondensaator C kaitseb alalisvoolulüli liigpingete eest. Kondensaator “tugevdab” alalisvoolulüli pinget, moodustades kiirelt muutuva vooluga haru. Mõningates lülitustes on alalisvoolulüli sillatud täiendava RC ahelaga, mis takistab kõrgemate harmooniliste pääsu pingesse. Kui muundur sisse lülitada, siis kondensaator laadub vähendades sellega käivitusvoolu. Kondensaator võimaldab alalisvoolul, konstantse koormuspinge puhul, vaheldi kommutatsiooni kestel ajutiselt kasvada või kahaneda.

Vaheldi lülitid VT1…VT6 toidavad vahelduvvoolumootorit nõutava pingega vahelduvvooluga. Transistorvaheldi juhtimisega võimaldavad kahesuunaline vool ja pinge kahekvadrandilist talitlust, kus vastassuunaline energiavoog saadakse transistoride juhtimise abil.

Elektrilise pidurduse tagamiseks neljakvadrandilises talitluses hajutab vaheldi vabaneva soojusenergia alalisvoolulülis. Sel ajal, kui lülitid on avatud, moodustavad tagasiside dioodid induktiivvoolu juhtimiseks alternatiivse vooluahela. Dioodid suunavad regeneratiivse võimsuse alalisvoolu vahelülisse, mis tõstab lüli pinge kõrgemaks nimiväärtusest ning selle energia hajutamine võib põhjustada alalisvoolu vahelüli pinge ohtlikku kasvu.

Tavaliselt kasutatakse pinge liigse kõrgenemise vältimiseksm, st pidurdusenergia hajutamiseks koos energiasalvestitega veel spetsiaalset pidurdustransistori VT7 ning kondensaatoriga C rööpselt lülitatud pidurdustakistit R. Harilikult avaneb pidurdustransistor automaatselt, kui alalisvoolu vahelüli pinge ületab teatud väärtuse. Sõltuvalt juhtimissüsteemi riistvarast tuleb täiendavalt alaldi, pidurdustransistori või vaheldi ja mootori vahel kasutada vooluandureid. Need mõjutavad transistoride juhtimist sõltuvalt talitluse voolust ning tagavad ohutuse.

Tulenevalt sisendalaldist on antud lülitusel mõningad puudused:

• vahelduv-toitevool on mittesiinuseline ning seetõttu võib häirida teiste tarvitite normaalset talitlust

• voolu harmoonilised moonutused põhjustavad pinge moonutuse, mis võib häirida samasse võrku lülitatud muude tarvitite tööd

• antud lülitus ei saa töötada mootori sagedaste käivituste, pidurduste ja voolu suuna muutuste korral.

VT7

R

Joonis 1.23

VT4 VT5 VT6

VT1 VT2 VT3 VD1 VD2

VD4 VD5 VD6

C

L

VD3 VD7

M

42

Eelnimetatud probleemide lahenduseks võib olla transistoralaldi (aktiivalaldi) kasutamine. Sõltuvalt transistoride lülitusjärjekorrast võib selline sagedusmuundur (joonis 1.24) energiat üle kanda mõlemas suunas. Alaldi skeem on sarnane sõltumatu vaheldi skeemiga, kuid talitleb nagu võrguga sünkroniseeritud muundur. Mootori talitluses, kui koormus saab elektrienergiat võrgust juhib transistoralaldi voolu läbi dioodide, aga vahelditalitluses läbi transistoride. Pidurdustalitluses läheb vaheldi üle alalditalitlusse, juhtides voolu läbi dioodide, aga alaldi läheb üle vaheldi talitlusse, juhtides voolu läbi transistoride. Selle lülituse eeliseks on paindlik mõlemasuunaline energia ülekanne koormusesse ning koormusest tagasi toitevõrku. Lihtne energia tagastus toitevõrku saadakse sümmeetrilise ahelaga, võimsusteguri juhtimisega positiivses ja negatiivses piirkonnas ning laia sagedusvahemikuga all- ja ülalpool võrgusagedust. Normaalseks talitluseks on toiteahelas vajalik minimaalne induktiivsus hoidmaks ära avariiolukordi kommutatsioonil. Liinireaktorid (drosselid) osutuvad vajalikeks juhul, kui võrk on madala häirekindluse ja näivtakistusega.

Kokkuvõtteks. Seadmeid, mis muundavad kindla sagedusega toitepinge teise sagedusega väljundpingeks, tuntakse sagedusmuunduritena. Tsüklokonverter on populaarseim muundur (regulaator), mis muundab kindla sagedusega toitepinge vahetult teise sagedusega väljundpingeks pooljuhtseadiste loomuliku kommutatsiooni abil. Tsüklokonvertereid kasutatakse suure võimsusega rakendustes, nagu näiteks madalakiiruselised masinad (veskid, tõstukid, ekskavaatorid ja laevakruvid) võrgupinge sageduse vähendamiseks. Need ei salvesta elektrienergiat vahelülides. Tänu vahetule muundamisele on tsüklokonverterite kasutegur väga kõrge. Peamiselt kasutatavate vahetute sagedusmuundurite - tsüklokonverterite põhilisteks puudusteks on madal väljundpinge sagedus, mis ei saa olla kõrgem kui 0,4 toitepinge sagedust, ning madal võimsustegur.

Energiasalvestite puudumise tõttu sisendi ja väljundi vahel on maatriks-sagedusmuunduritel kõrgeim kasutegur. Maatriksmuundurist toidetav elektriajam on parem võrreldes teistest vahelditest toidetavaga, kuna siin puuduvad lühikese tööeaga massiivsed induktiivsused (drosselid, reaktorid), võimalikud on mõlemasuunaline energiavoog, siinuselised sisend-ja väljundvoolud ning reguleeritav võimsustegur. Lisaks sellele soovitatakse maatriksmuundurit kasutada kõrgetemperatuurilistes ja kriitilise võimsuse/kaalu suhtega rakendustes pooljuhtlülitite suure integratsiooniastme ja kõrge töökindluse tõttu. Pidurdustakistid pole antud muunduris vajalikud, kuna pidurdusel tekkiva energiavoo saab suunata tagasi toitevõrku. Kuid siiski,

L

Joonis 1.24

VT10 VT11 VT12

VT7 VT8 VT9

C M

VT4 VT5 VT6

VT1 VT2 VT3

43

võrreldes traditsiooniliste muunduritega, pole maatriksmuundurid leidnud laialdast kasutamist elektriajamite toiteallikatena lülitite suhteliselt komplitseeritud teostuse ja keeruka juhtimissüsteemi tõttu. Muunduri mittelineaarsused koos anduri hälvetega võivad ebasoodsalt mõjuda koormusele rakendatud pinge mõõtmisele. Tänini piiravad antud muundurite kasutamist madal pingete ülekandesuhe ja suure arvu pooljuhtseadiste vajadus.

Tänapäeval kasutatakse kõige laialdasemalt alalisvoolu vahelüliga vahelduvvoolumuundureid. Nende muundurite võimsused algavad vattidest ning jõuavad megavattideni. Parimaks mooduseks on energia mõlemasuunaline ülekanne sõltuvalt lülituse struktuurist ja pooljuhtseadiste lülitusjärjekorrast. Sellele vaatamata võib nende muundurite moonutatud sisendpinge häirida teiste samasse toitevõrku lülitatud elektritarvitite normaalset talitlust. Muundusahelatevaheliste elektrolüütkondensaatorite tõttu on muundurid kogukad ning nende kasutegurit piiravad võimsuskaod jadamisi ühendatud pooljuhtseadistes.

VD1 VD2

VD3 VD4

VT1 VT2

C

L

+

Ud k

VD1

C

VT

+

–

VD

L

a.

Ud s

VT1

VT2

VD2

–

+

b.

Ud s

VT3 VT4

c.

Ud s

Ud k

–

Joonis 1.25

M

M

Ud k M

Ud k

I

Ud

Id k

44

Olenemata sellest, kas vahelduvvoolumootorit toidetakse alalisvoolu vahelüliga muundurist või vahetust muundurist, on nende väljundpinge ikkagi mittesiinuseline. Eelnimetatud asjaolu on kõikide vahelduvvoolumuundurite peamiseks puuduseks.

1.4. Alalisvoolumuundurid – pulsilaiusmuundurid

Pulsilaiusmuundurid. Lülitavaid alalisvoolumuundureid nimetatakse pulsilaiusmuunduriteks. Reeglina muudavad ja stabiliseerivad need alalis-väljundpinget.

Põhilised lülitused on pinget madaldavad (forward or buckconverters)-ja pinget tõstvad (flyback or boost converters) pulsilaiusmuundurid. Mõlemad võimaldavad ühekvadrandilist kahekvadrandilist ja neljakvadrandilist talitlust nii tagasisidega kui ilma, ja väljundi galvaanilist lahutust. Tagasisidestatud muundureid tuntakse regulaatoritena. Pulsilaiusmuundur koosneb lülitusahelast ja filtrisektsioonist. Pinge tõstmiseks või alandamiseks võib lülitusahela ja filtrisektsiooni vahel olla ka trafo.

Pinget madaldav pulsilaiusmuundur. Pinget madaldavas muunduris paikneb jõulüliti VT vahetult sisendtoiteallika Ud s ja filtrisektsiooni vahel (joonis 1.25, a). Väljalülitatud (avatud) oleku kestel tekitab lüliti koormusel täiendava võimsuskao. Vabavooludiood VD, jadainduktiivsus (drossel) L ja kondensaator C moodustavad energiasalvesti, mille ülesandeks on vähendada võimsuskadu koormusel lüliti avatud oleku vältel.

Pinge rakendatakse koormusele muutuva lülitussagedusega. Pinget madaldava muunduri lüliti seisundi, silutud koormusvoolu Id k ja koormuse pinge Ud k diagrammid on näidatud joonisel 1.26, a. Muunduri talitlus katkeb töötsükli kahes faasis, nt siis kui lüliti on suletud (tsees). Selle faasi kestel suundub vool sisendtoiteallikast läbi koormuse kondensaatorisse ning diood on vastupingestatud. Drosseli vool kasvab kooskõlas järgmise seaduspärasusega

LUU

dtdI dksd −

=

ning lüliti avaneb (tvälj) ja vool läbib ikka veel drosseli. Nüüd hakkab diood juhtima (avaneb) ja koormusvool läbib dioodi (vabavoolutalitlus) ning seega moodustab koos koormusega suletud kontuuri. Drosseli vool kahaneb vastavalt avaldisele

LU

dtdI kd −= .

Järgnevalt sulgub lüliti uuesti ning tsükkel kordub. Selle ahela lülitusperiood on

Tc = tsees + tvälj

ja lülitussagedus

cc Tf 1= .

Ideaalne suhteline lülituskestus (duty ratio) on

c

sees

Ttq =

Väljundpinge efektiiv-ja keskväärtus on

45

sdkrms

sdkd

UqU

qUU

=

=

Juhtimistunnusjoonelt (joonis 1.26, b) on näha, et muunduri väljundpinge ja suhteline lülituskestus kasvavad lineaarselt. Praktilises rakenduses sõltub juhtimistunnusjoone tõusunurk voolust, st mida suurem on vool, seda väiksem on tunnusjoone tõusunurk, nagu näitab punktjoon joonisel 1.26, b.

Selline lülitus toidab koormust ühesuunalise vooluga, võimaldades sellega ainult ühekvadrandilist talitlust. Vool võib olla pidev või katkev (punktjooned joonisel 1.26, a). Katkevvoolutalitluses muutub pinge järgmiselt:

2

411

2

qk

UU sdkd

++= ,

Ud k

VT

θ1

tvälj tsees

Id k

a.

Joonis 1.26

θ1

Ud k

q

b.

+

–

Ud s

VD1

VD

VT1

VD2 L

C

Joonis 1.27

Ud k

M

46

kus RTLk

c

2= ja R mootori mähiste aktiivtakistus.

Pinget tõstev pulsilaiusmuundur. Pinget tõstev muundur on tagasisidestatud pinget madaldav muundur. Pingetagasiside, mis on näidatud punktjoonega joonisel 1.25, a, juhib suhtelist lülituskestust nii, et väljundpinge oleks soovitud väärtusega. Anduri ahel avastab väljundpinge muutuse ning reguleerib pooljuhtlülitite juhtimissüsteemi talitlust. Koormustakistuse vähenemisest põhjustatud koormuse kasvamisel või pöördemomendi suurenemisel mootori võllil muundur tavaliselt vähendab toitepinget. Muunduri väljundpinget mõõdetakse pingeanduriga, nagu näitab joonis 1.25 ja kasutades komparaatorit, võrreldakse seda pinge seadeväärtusega. Komparaatori väljund kujutab endast pulsilaiusmuunduri väljundpinge lülituseeskirja.

Mitmekvadrandilised pinget madaldavad pulsilaiusmuundurid. Lülitus, mis tagab kahekvadrandilise talitluse, on näidatud joonisel 1.25, b. Töötsükli esimese faasi vältel talitleb muundur põhimuundurina juhtides voolu transistoriga VT1. Vool läbib koormust, kui transistor VT1 on avatud. Järgneva faasi kestel transistor VT1 ei osale lülituse töös. Kuni transistor VT1 sulgub, hajutatakse reaktiivenergiat läbi vabavooludioodi VD2 ja siis transistoril VT2. Transistor VT2 reguleerib voolu, mis kasvab negatiivselt ja mida piirab koormuse induktiivsus. Kui transistor VT2 sulgub, on ainsaks voolu juhtivaks haruks ahel läbi dioodi VD1 tagasi toitevõrku ning seega on lülitus regeneratiivne.

Kahekvadrandilised pulsilaiusmuundurid töötavad alati pidevvoolutalitluses, sest lülitid võimaldavad juhtida voolu mõlemas suunas.

Joonisel 1.25, c on näidatud pinget madaldava sildlülituses neljakvadrandilise pulsilaiusmuunduri (filtrisektsiooni pole näidatud) jõuahela skeem. Skeem on sama kui ühefaasiline sildlülituses vaheldi ning seega sõltub väljundpinge väärtus ainult juhtimisviisist. Ideaalolukorras on väljundpinge keskväärtused siin järgmised:

Ud k = (2q – 1)Ud s.

Täissildmuunduri üheks variatsiooniks on poolsildmuundur, kus transistoride paari asemel kasutatakse alalisvoolu keskväljavõttega sisendis kahte kondensaatorit. Mõnikord kasutatakse sellist lülitust veidi väikesematel võimsustel võrreldes täissildmuunduriga.

Eraldustrafoga pinget madaldav pulsilaiusmuundur. Lüliti ja filtrisektsioonide vahel võib olla kolme mähisega trafo, mida kasutatakse pinge tõstmiseks või madaldamiseks, nagu

VT1

VD2

VD3 L

VT2

VD1

+

–

Ud s VD C

Joonis 1.28

Ud k

M CF

47

on näidatud joonisel 1.27. Trafoga tagatud galvaaniline eraldus on nõutav lülititalitluses töötavate alalispinge toiteallikate korral kolmel põhjusel: madala pingega alalispingeväljundi eraldamiseks võrgutoitest vältimaks elektrilöögi ohtu, erinevate seadepotentsiaalide saamiseks ja pingete sobitamiseks, et ära hoida suuri pinge-ja voolumuutusi pooljuhtseadistes. Iga lülitustsükli vältel demagnetiseerib trafo südamikku dioodidega VD1 ja VD2 jadamisi ühendatud kolmas mähis.

Eraldustrafoga pulsilaiusmuunduri talitlustsükkel koosneb kahest etapist: talitlusetapist ja jõudeetapist (tühijooksust). Esimesel etapil on lüliti suletud ning primaarvool läbib lülitit,

VD1 VD2

VD3 VD4

VT1 VT2 +

VT3 VT4

a.

Ud s

Ud k

–

Joonis 1.29

+

–

Ud s

b.

VD1

VD2

Ud k

M

U2 Ud k

M

+

– Ud s

c.

M

Ud k

48

indutseerides voolu trafo sekundaarmähises. Sekundaarvool laeb kondensaatorit. Teisel etapil, kus lüliti on avatud, jääb dioodile vastupinge tänu trafo endainduktsioonile. Seetõttu tekkib koormusvool ainult siis, kui kondensaator tühjeneb.

Kuna lüliti avaneb siis pole võimalik trafol kogu energiat hajutada ning mähistes võib tekkida liigpinge, mille vältimiseks kasutatakse tavaliselt lisamähist koos dioodiga. Trafo suur mass on antud lülituse peamiseks puuduseks. Koormusesse antavat energia hulka juhitakse pooljuhtlülitite suhtelise lülituskestuse muutmisega. Suhteline lülituskestus võib alati muutuda nullist üheni ning tavaliselt langeb 0,05 ja 0,50-ni, sest magneetimise ja demagneetimise kestused on piiratud. Väikeste koormuste korral

Ud k = qUd s.

Kahe lülitiga ja eraldustrafoga pinget madaldav pulsilaiusmuundur. Ühe lülitiga pinget madaldavaid pulsilaiusmuundureid kasutatakse koormuste võimsustel mõned sajad vatid. Seevastu kahe lülitiga muundurid ei vaja eraldatud demagneetimismähist ning neid kasutatakse koormuste võimsustel kilovatt ja rohkem. Joonisel 1.28 on näidatud sellise muunduri jõuahela skeem, kus mõlemat transistori avatakse ja suletakse üheaegselt. Antud kahe lülitiga ja eraldustrafoga pinget madaldavat pulsilaiusmuundurit tuntakse kui diagonaal-poolsildmuundurit, kahepoolset muundurit või asümmeetrilist poolsildmuundurit. Selles seadmes on sobiv kasutada MOSFET-transistore, kuna energiatagastusdioodid VD1 ja VD2 takistavad liigpinge tekkimist energiatagastustalitluses.

Eraldustrafo küllastuse tõttu ei saa suhteline lülitussagedus ületada väärtust 0,5. Esimese etapi vältel, kui mõlemad lülitid on suletud saavad dioodid VD1 ja VD2 vastupinge ja väljunddrosseli vool läbib dioodi VD3 sarnaselt ühe lülitiga pulsilaiusmuundurile. Teise etapi kestel, kui

C

Ud k

VT

VD1

VT

+

–

VD L

C

Ud k

Ud s

a.

+

–

b.

Ud s

Joonis 1.30

M

MC

Ud k

Id k

49

mõlemad lülitid on avatud, läbib trafo südamikku demagneetiv vool kahte primaarahela dioodi ning rakendab trafo mähisele pinge Ud s, põhjustades sellega demagneetimise. Rakendades trafo mähisele pinge –Ud s, vastupingestub diood VD3 ja väljunddrosseli vool läbib vabavooludioodi VD.

Sildlülituses ja eraldustrafoga pulsilaiusmuundurid. Need muundurid kasutavad keskväljavõttega trafo magnetahelat kahes kvadrandis. Joonisel 1.29, a on ilma alaliskomponendita vahelduvpinge rakendatud trafo primaarmähisele. Selle pinge kuju on sarnane plokkpingele (sümmeetrilised positiivsed ja negatiivsed pingeplokid), kuid koormusel on alati alalispinge. Joonisel 1.29, b, näidatud keskväljavõttega muundur koosneb ainult kahest transistorist, kuid vajalikud on kaks kondensaatorit (üks kondensaator kummalgi pool keskväljavõtet). Sellist lülitust kasutatakse mõnikord veidi väiksematel võimsustel kui täissildlülitust.

Kahetaktiline alalispinge muunduspõhimõte võimaldab ehitada kõrgema kasuteguriga lülitusi. Kahefaasiline kahetaktiline muundur on näidatud joonisel 1.29, c. Lülitus koosneb keskväljavõttega trafost ja keskväljavõttega alaldist. Esimese perioodi vältel on üks lüliti suletud ja teine avatud. Sel juhul läbib vool ülemist dioodi ning laeb kondensaatorit. Teise perioodi kestel muudavad lülitid oma seisundit. Vool läbib alumist dioodi ning laeb kondensaatorit uuesti ja selliselt toidetakse koormust kummagi perioodi vältel.

Pinget tõstvad pulsilaiusmuundurid. Eelpool vaadeldud pinget madaldavate pulsilaiusmuundurite väljundpinge on alati sisendpingest madalam. Kuid siiski on võimalik muunduri konfiguratsiooni muutmisega saada kõrgemaid väljundpingeid. Pinget tõstev energiatagastusega muundur (joonis 1.30, a) võimaldab saada sisendpingest kõrgemat väljundpinget. Siin paikneb drossel L vahetult sisendtoiteallika Ud s ja lüliti VT vahel. Dioodi VD on ühendatud sõlme, kuhu on ühendatud ka drossel ja lüliti, ning kondensaator C on lülitatud koormusega rööbiti. Järelikult pinget tõstev muundur sarnaneb pinget madaldava muunduriga,

Ur

Ir

2Ud s

θ1

θ1

θ1

a.

0,5 qmax

b.

Ud k

Id k

VT

Joonis 1.31

q

50

mille sisend ja väljund asukohad on omavahel vahetatud. See tagab voolu regeneratsiooni ja talitluse voolu-pinge tasandi teises kvadrandis.

Joonis 1.31, a näitab, et pinge tõstmise talitlus koosneb kahest etapist. Kui jõulüliti on suletud, siis läbib vool drosselit ning energia salvestub selles. Järgnevalt lüliti avaneb. Kuna vool läbi drosseli ei saa muuta suunda hetkeliselt ja peab seetõttu läbima dioodi ja koormust ning drosseli pinge muudab suunda. See põhjustab dioodi päripingestumise ja drosselis salvestunud energia ülemineku kondensaatorisse. Sel viisil laetakse drosselis salvestatud energiaga kondensaatorit, mille pingega toidetakse koormust. Drosseli vool väheneb ning protsess kordub seni, kuni drosseli energia on ammendatud. Kuna drosseli pinge tagastub sisendisse, siis muutub pinge kondensaatoril sisendpingest kõrgemaks. Kui kondensaatori pinge jõuab soovitud väärtuseni, sulgub lüliti uuesti. Kuna diood on vastupingestatud, ei saa kondensaator tühjeneda läbi lüliti. Seetõttu saadakse stabiilne pinge, mis tavaliselt ületab sisendpinget Ud s kahekordselt.

Kasutades ideaalset suhtelist lülituskestust, kirjeldab sisend-ja väljundpingeid järgmine valem:

qUU sd

kd −=

1

.

Muutes suhtelist lülituskestust q vahemikus 0 < q < 1, muutub väljundpinge vahemikus Ud s < Ud k < ∞. Praktikas piirab juhtimistunnusjoone ülemist osa parasiittakistus δR

δR = R1 + R2 + R3 + R4,

kus R1 on toiteallika sisetakistus, R2 drosseli aktiivtakistus, R3 lülitustransistori takistus (avatud olekus) ja R4 dioodi päritakistus. Seetõttu

9,0...8,0δ1max <−=RRq ,

kus R on koormuse aktiivtakistus. Juhtimistunnusjoon joonisel on 1.31, b, mis näitab transistori talitlust, kus koormuse pingele Ud k ja voolule Id k on omased pulsatsioonid Ur ja Ir.

Jällegi võib koormusvool olla pidev või katkev. Katkevvoolutalitluse korral

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++=

kqUU sdkd

2

25,05,0

kus cRT

Lk 2= .

Pinget tõstvaid pulsilaiusmuundureid soovitatakse kasutada võrguga sünkroniseeritud ühefaasiliste alaldite väljundlülidena, et parandada nende võimsustegurit vastavuses kaasaegsete elektromagnetilise ühildatavuse standarditega. Tänu sellistele lülidele muutuvad alaldite sisendpinged ja voolud lähedaseks siinuselistele, väheneb faasinihkenurk ning võimsustegur muutub lähedaseks ühele. Samal ajal võib aga väljundpinget muuta vastavale rakendusele soovitud vahemikus.

Pinget tõstev pulsilaiusmuundur on negatiivse pingetagasisidega energiat tagastav muundur, nagu näitab punktjoon joonisel 1.30, a. See võimaldab saada konstantset väljundpinget sõltumata toitepinge ja koormuse muutumisest. Antud lülitust kasutatakse toiteallikates, aktiivfiltrites ja reaktiivvõimsuse kompensaatorites. Tähtis on pinget tõstva muunduri võime korrigeerida siirdeprotsesse, st vähendada liigpingeimpulsse ja pingelange tarvitite toitmisel.

51

Eraldustrafoga muunduris, mis on näidatud joonisel 1.30, b, kasvab esimesel etapil primaarvool kuna lüliti on suletud ning primaarmähis salvestab energiat. Niipea kui lüliti avaneb, muutub endainduktsiooni tõttu mähiste polaarsus. Diood päripingestub, sekundaarvool laeb kondensaatorit ja primaarvool kahaneb ning selle tõttu puuduvad siin kõrged liigpinged. Koormusvool võib olla pidev või katkev, kuid toitevool on alati pidev.

Pinget madaldavad-tõstvad pulsilaiusmuundurid. Pulsilaiusmuundur, mis annab toitepingest madalamat või kõrgemat pinget (buck-boost converter), on toodud joonisel 1.32, a. Nagu pinget madaldavas muunduris paikneb jõulüliti VT vahetult sisendtoiteallika Ud s ja filtrisektsiooni vahel. Diood VD, jadadrossel L ja sildav kondensaator C moodustavad energiat salvestava ahela. Suletud lüliti puhul on drossel ühendatud toitepingele ja selle vool kasvab. Sel ajal, kui lüliti on avatud, muudab drosseli vool polaarsust ja kahaneb, läbides koormust ja dioodi.

Joonisel 1.32, b on näidatud väljundpinge ja voolu diagrammid, selles muunduris

qqUU sdkd −

=1 .

Suhtelise lülituskestuse q muutmisel vahemikus 0 < q < 1 võib väljundpinge teoreetiliselt muutuda vahemikus 0 < Ud k < ∞. Praktikas on q < qmax. Reaalsetes muundurites tuleb arvestada parasiittakistusega δR (joonis 1.32, c)

( ) ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ δ

+−⋅−=

RRqq

qUU supdkd2

11.

Vool võib olla nii pidev kui katkev. Viimasel juhul

Ud s

VD

b. a.

θ1

θ1

θ1

Ud k

Id k

0,5 qmax

VT

c.

Ud k

q

Joonis 1.32

C

Ud k

VD VT

L Ud s M

VT

+

–

C1 L1

C2

Ud k

Ud s

d.

M

L2

+

–

52

kqUU sdkd = ,

kus cRT

Lk 2= .

Pinget madaldavad-tõstvad regulaatorid on negatiivse pingetagasisidega pinget madaldavad-tõstvad pulsilaiusmuundurid, mille talitlus on lähedalt seotud nii pinget madaldavate kui pinget tõstvate regulaatoritega.

Joonisel 1.32, d on näidatud Cuk muundur (nimetatud leiutaja Slobodan Čuk-i järgi). Sarnaselt tavalisele pinget madaldavale-tõstvale muundurile annab Cuk muundur sisendi ühisklemmi suhtes negatiivset väljundpinget. Siin töötab kondensaator C1 primaarelemendina energia

VD1 VT1

VD2

VT2

VD L VD2

VD1

C L C1

C2

VT1

VT2

+

–

Ud s M

VD1

VD2 IVT1

θ1 VT2

VT2

C2 Ud s VT1 +

–

C

Ud k

b.

M

C1

θ1

θ1

Ud k

IVT2

VT1

Joonis 1.33

θ1

θ1

c. d.

C

L

–

+

a.

Ud s

Ud k

M

53

salvestamisel ja ülekandmisel sisendist väljundisse. Püsitalitluse korral on drosseli pinge võrdne nulliga. Seetõttu

UC1 > Ud s ,

UC1 > Ud k .

Kui lüliti on avatud, läbib vool dioodi VD ning vool IL1 kasvab, sest UC1 > Ud s. Drosselis L2 salvestunud energia toidab koormust ja samuti kahaneb ka IL2. Kui lüliti on suletud, vastupingestab UC1 dioodi. Voolud IL1 ja IL2 läbivad lülitit VT. Kondensaator C1 tühjeneb läbi lüliti ning vool IL2 kasvab. Sisendvõimsus toidab drosselit L1, põhjustades IL1 kasvamise. Muunduri sisend-ja väljundvõimsus vastavad avaldisele

qqUU sdkd −

=1 ,

mis näitab sama talitluspõhimõtet kui pinget madaldaval ja pinget tõstval muunduril. Üheks Cuk muunduri eeliseks on asjaolu, et saadakse pidev väljundvool ilma täiendavaid filtreid kasutamata. Muunduri pideva väljundvoolu tõttu väheneb kasutatava kondensaatori nõutav mahtuvus.

Sujuvlülitusega pulsilaiusmuundurid. Eelpool vaadeldud raske lülitusega muundurites tekivad regulaarselt võimsuskaod lülitusel (lülituskaod), seadiste elektrilised ja mehaanilised ülekoormused, soojuslikud ülekoormused ning elektromagnetilistest häiretest põhjustatud liigpinge-ja vooluimpulsid. Alalisvoolumuundurite mõõtmete vähendamiseks ja kasuteguri tõstmiseks osutub vajalikuks kasutada nii kõrgeid lülitussageduse kui võimalik (alates 2 kHz suure võimsusega rakendustes kuni 200 kHz ja rohkem väikese võimsusega rakendustes). Seda võimaldab kiiretoimeliste MOSFET-transistoride kasutamine. Kui selgus, et kõrged lülitussagedused ei avalda muundurile negatiivset mõju, võeti kasutusele sujuvlülitus.

Toestamaks lülitust nullpingel (ZVS), tuleb pinget madaldava pulsilaiusmuunduri lülitus modifitseerida, nagu näitab joonis 1.33, a (lisada väikese mahtuvusega välised kondensaatorid). Induktiivsuse väärtus tuleb seetõttu valida palju väiksem kui pinget madaldavate muundurite puhul ning selliselt, et drosseli vool oleks kõrge pulsatsiooniga, mis võimaldab transistoride ümberlülitamist nullpingel.

Näitena uuest tehnoloogiast on joonisel 1.33, b toodud summutusahelaga nullpinge ja nullvoolulülitiga pinget madaldava pulsilaiusmuunduri (SAZZ) elektriline skeem. See lülitus realiseerib soovitud võimalused nullvoolu sisselülitamisel ja nullpinge väljalülitamisel. Joonisel 1.33, c on näidatud SAZZ-tüüpi muunduri pinge ja voolu diagrammid. Esiteks tühjeneb summutuskondensaator C2 läbi abilüliti VT2, tekitades lüliti VT2 resonants-vastuvoolu abil nullpinge ja nullvoolu põhilülitil VT1. Kui lüliti VT1 avaneb, hakkab vool läbi lüliti VT1 kasvama nullist, kuna kondensaator C2 laadub.

Sujuvlülitusega pinget tõstev pulsilaiusmuundur on toodud joonisel 1.33, d, millel pealülititeks on transistorid VT1 ja VT2. Dioodid VD1 ja VD2 tõkestavad vastuvoolu mootorist toitevõrku. Väikese mahtuvusega kondensaatorid C1 ja C2 kindlustavad resonantsi drosselis L. Koormuspinge silutakse suure mahtuvusega kondensaatoriga C. Vastavalt juhtsignaalile sulguvad ja avanevad lülitid VT1 ja VT2 vaheldumisi. Kui üks lüliti on suletud, siis teine on avatud. Järelikult läbib resonantsvool suletud lülitit (näiteks VT1-e), seejärel drosselit, kondensaatorit C1 ja suundub tagasi läbi dioodi VD1. Algul on kondensaatori C2 pinge madal, järelikult kasvab induktoris resonantsvool. Teisest küljest, tänu eelmisele töötsüklile laadus

54

kondensaator C1 kõrgele pingele ning tühjeneb nüüd pärisuunas läbi mootori. Sel viisil saadaksegi väljundis kõrgendatud pinge. Kondensaatorite C1 ja C2 kommuteerimisega võib väljundpinge sisendpinget ületada ligikaudu kaks korda.

Kuna lülitamine toimub nullvoolul, on lülituskaod väikesed. Järelikult on sujuvlülitusega pulsilaiusmuunduril märkimisväärseks eeliseks kogu lülituse (seadme) kasuteguri tõstmine. Kuna lülitid talitlevad vahelduvalt resonantsi tõttu, siis võib märkida, et kõrgeks osutub reaktiivkomponentide kasutamise efektiivsus.

Kokkuvõtteks. Ühte alalispingemuunduri varianti tuntakse kui pulsilaiusmuundurit, kus lülitusahelad talitlevad harilikult sagedustel 2…200 kHz. Pinget madaldavate pulsilaiusmuundurite põhitunnused: väga kiired pingete ja voolude kasvamised ning kahanemised siirdetalitluste vältel, mis põhjustavad suuri dünaamilisi võimsuskadusid. Tööstuslikes rakendustes on selliste lülituste võimsused piiratud viie kilovatiga, kuid veoajameid valmistatakse võimsustega sadu kilovatte.

Alalisvoolumuundurid, mis annavad toitepingest kõrgemat väljundpinget, võivad salvestada energiat sisendi reaktiivelemendis (drosselis) ja juhtida seda sõltumatult erinevatel ajavahemikel väljundi reaktiivelementi (kondensaatorisse). Antud talitlust juhitakse suhtelise lülituskestuse muutmisega avatud või tagasisidestatud lülitustes.

Kõige universaalsemad alalisvoolumuundurid tõstavad ja madaldavad koormuse pinget, talitlevad ühes, kahes või neljas kvadrandis ning ei vaja täiendavaid filtreid ega võimsaid drosseleid. Antud lülituste jaoks osutuvad vajalikuks kiiretoimelised pooljuhtseadised. Vaatamata sellele on nendel muunduritel mõningad puudused. Selliste muundurite rakendamine on tulutoov juhul kui, vajatakse nii pinget madaldavat kui ka pinget tõstvat talitlust, aga teisest küljest saab kasutada pinget madaldavaid ja pinget tõstvaid muundureid ka eraldi.

55

2. Energeetilised süsteemid “Each point of our life is a point of choice”

A. Daniel

Praktikas on tähtis elektriajami jõuahela võimsusvahemiku ja elektriliste tunnusjoonte tundmine. Võimsusvahemikuks loetakse ajami võimsuse maksimaalseid ja minimaalseid piirväärtusi. Kõiki võimsusvahemikke tuleb arvesse võtta, mis võimaldab valida seadme nimivõimsuse selliselt, et nõutavaid piire kunagi ei ületataks. Tunnusjooned on jõuahelate kindla talitluse korral määratud (või mõõdetud) suuruste vahelised sõltuvused. Tunnusjoonte arv ja tüüp võib erinevatel tootjatel olla vägagi erinev. Mõned tunnusjooned antakse ainult põhisuuruste minimaal- ja maksimaalväärtustena, paljud aga graafilisel kujul.

2.1. Üldpõhimõtted

Elektriajamite liigitus. Reeglina algab ajami väljatöötamine nõudmise esitamisest, mis sisaldab endas mootori, ülekandemehhanismi ja energiamuunduri tüübi väljaselgitamist ja kogu süsteemi analüüsi, et saavutada kõrgeimat töökindlust, parimaid dünaamilisi ja staatilisi omadusi, minimaalseid mõõtmeid ja vastuvõetavat maksumust. Valitud seadmete tüüp peab rahuldama tehnilis-majanduslikke nõudeid.

Ajamite tõrked võivad põhjustada konflikti seadmete tarnija ja kasutaja vahel. Vältimaks eelmainitud probleemi, peab väljatöötlusdokumentatsioon (spetsifikatsioon) täpselt kirjeldama alljärgnevaid talitlus-ja keskkonnatingimusi:

• rakenduse tüüpi, • talitlustingimusi ja talitlusi, • toitevõrgu andmeid ja harmoonilist koostist, • mootori tüüpi, • võimsuste ja pöördemomentide vahemikku, • võrgu pinget, voolu ja sagedust, • kiiruse minimaal-ja maksimaalväärtust, • täpsust ja siirdeprotsesse, • kasutegurit ja võimsustegurit, • teenindust ja tööiga, • kehtivaid standardeid ja seadusi.

Alates projekteerimisest kuni ajami kohaletoimetamiseni ja käikulaskmiseni peavad partneritena töötama seadmete tarnija ning kasutaja (tarbija). Antud asjaolu on vajalik selleks, et kasutaja omandaks komplektse ajamisüsteemi koos inseneriteabega, kohaletoimetamisega, personali väljaõppega ja tarnijapoolse garantiiga. Eelmainitu on üks põhjusi rahvuslike ja rahvusvaheliste standardite ühildamiseks elektromagnetilise ühildatavuse (EMC), kõrgemate harmooniliste, ohutuse, müra, suitsu eraldumise rikke, tolmu ja vibratsiooni korral. Antud nõudmiste

56

ülehindamine viib aga sageli soovitust kallima lahenduseni. Kuna kasutajad on ajami väljatöötamisega seotud, peavad nad määrama ajami liidesed, sisendpinge, mehaanilise võimsuse ja võlli pöörlemiskiiruse, sest nende suuruste alusel arvutatakse pöördemoment ning tarbitav vool. Sagedus ja võimsustegur sõltuvad mootori ja ülekandemehhanismi valikust. Suure võimsusega ajamite korral on soovitav alati teha harmooniliste analüüs. See näitab kõrgemate harmooniliste algset taset ja võimaldab ligilähedaselt määrata harmooniliste taset pärast ajami käikulaskmist.

Elektriajameid võib liigitada järgmiste tunnussuuruste ja omaduste alusel:

• tööpinge: madalpinge (kuni 690 V) või keskpinge, • vooluliik: alalisvool või vahelduvvool, • mehaaniline sidestus: otse, läbi reduktori või kaudne, • kompaktsus: ühendatud või eraldiseisvad mootorid • liikumise iseloom: pöörlev, vertikaalne või horisontaalne kulgliikumine, • kujundus: sõltumatu, süsteemne, alalisvoolu vahelüliga jne, • pidurdusviis: energia tagastust võimaldav, energia tagastust mittevõimaldav, • jahutusviis: loomulik jahutus, sundjahutus (õhkjahutus, vedelikjahutus jne).

Elektriajamite liigitus rakenduse alusel. Elektriajamid liigitatakse rakenduse alusel nelja põhilisse gruppi:

• olmeajamid, • üldtarbeajamid, • eritüüpi ajamid, • servoajamid.

Alljärgnevas tabelis on toodud ajamitüüpide põhilised rakendused ja tunnused.

Tunnus Olmeajamid Üldtarbeajamid Eritüüpi ajamid Servoajamid

Rakendused Kodutarbe-

ajamid Ventilaatorid, pumbad, kompressorid, segistid

Testpingid, kraanad, elevaatorid, tõstukid

Robotid, tööpingid

Jõudlus Keskmine Madal Kõrge Väga kõrge

Võimsus

Madal Kogu vahemik

Madal ja keskmine

Mootor Peamiselt asünkroonmootorid Peamiselt servomootorid

Muundur Lihtne, odav Avatud, alalis-või

vahelduvvoolu Kallis, kõrgekvaliteediline

Põhitunnus Kodukasutus, masstootmine

Töötlus, kallid, väike jõudlus

Suur täpsus, hea dünaamika, hea lineaarsus

Iga ajami talitlus sõltub väga palju koormusmasina mehaanilisest tunnusjoonest. Kõige levinumad koormuste tüübid on järgmised:

• kiirusest sõltumatu koormusmoment (konstantne moment),

57

• kiirusest ruutsõltuvuses koormusmoment (muutuv moment), • kiirusest lineaarselt sõltuv moment (lineaarne moment), • kiirusest pöördvõrdeliselt sõltuv moment (pöördvõrdeline moment).

Momendi võib lugeda konstantseks, kui see ei muutu kogu talitluskiiruste vahemikus. Peamised konstantse momendiga koormused (töömasinad) on puurpingid, tõstukid, freespingid, metallilõikepinkide ettenihkelauad jne.

Teistel töömasinatel on muutuva momendiga tunnusjooned, kus nende moment kasvab koos kiiruse kasvuga. Pumpade, ventilaatorite, segistite ja tsentrifuugide moment on reeglina võrdeline kiiruse ruuduga ning võimsus kiiruse kuubiga. See tähendab, et kiiruse vähenemisel on võimsuse vähenemine suur ning järelikult ka energiasääst. Järelikult peab täiendavaks energia säästmiseks vähendama ajamile rakendatavat pinget.

Tigupresside, kopeerpinkide, paberi-ja trükimasinate, konveierite ja liftide moment sõltuv kiirusest lineaarselt, kuid kuulveskite, kerimispinkide, traaditõmbepinkide ja mõningate liftide moment on kiirusega pöördvõrdeline.

Elektriajamite soojenemine. Iga elektriajami töötamisel vabaneb teatud hulk soojust, mis tõstab selle osade (näiteks mootori) temperatuuri. Seadmete isolatsiooni maksimaalselt lubatavad temperatuurid ehk isolatsiooniklassid on määratud standardiga EN 60034. Tänapäeval kasutatakse kõige sagedamini B klassi isolatsioonimaterjale. Selle klassi puhul võib keskkonnatemperatuuri korral 40˚C isolatsiooni lubatud temperatuur tõusta kuni 120˚C-ni.

Elektriajamite talitlus ja nimivõimsus on alati seotud tsüklilisusega. Ajamite talitlusviisid määrab standard EN 60034. Peamisteks talitlusviisideks on kestevtalitlus, lühiajaline talitlus ja vaheajaline talitlus. Viimast talitlust iseloomustatakse suhtelise lülituskestusega st koormuse kestuse tk ja tsükli vältuse T suhtega:

Ttq k= .

Vaheajalises talitluses töötavatel ajamitel on maksimaalseks tsükli vältuseks 10 minutit. Sageli antakse suhteline lülituskestus protsentides.

Mootori võimsus valitakse sageli kestevtalitluse jaoks, kuid märkimisväärne arv elektriajameid töötab ka teistes talitlustes. Järelikult võib mootori võimsus erinevate talitlusviiside korral olla erinev ning siis on talitlusviisi määramine vajalikuks eeltingimuseks ajami väljatöötamisel. Kuna ajameid on väga erinevaid, tuleb talitlusviiside arvu rangelt piirata. Suure jõudlusega rakendustes, nagu elektervedu ja robotid, muutuvad moment ja kiirus talitluskestuse jooksul. Kiirenduse vältel vajavad elekterveokid suuremat momenti (peamiselt kahekordset nimimomenti) ning kogu talitluse vältel sagedasi pidurdusi. Kuna mootori moment muutub ajas, järelikult muutub ajas ka selle vool ja samuti magnetvoog. Mootori ja pooljuhtmuunduri elektriline, magnetiline ja soojuslik koormus näidatakse ajami tehnilistes andmetes. Alljärgnevas tabelis on toodud kaheksa erinevat talitlusviisi.

Tüüp Nimetus Kirjeldus

S1 Kestevtalitlus Talitlusviis, kus masin töötab pidevalt nimikoormusel, mille kestus on küllaldane, et masina kõigi osade temperatuurid saavutaksid väljakujunenud väärtuse.

58

Tüüp Nimetus Kirjeldus

S2 Lühiajaline talitlus

Masina töötamise aeg nimikoormusel on nii lühike, et masina üksikute osade temperatuurid ei jõua välja kujuneda. Töötamisele järgneb paus, mille vältel masin jõuab jahtuda temperatuurini, mis on kuni 2oC kõrgem väliskeskkonna temperatuurist.

S3 Vaheajaline talitlus Koosneb perioodiliselt vahelduvatest nimikoormusvahemikest ja pausidest, kusjuures tsükli vältus ei ületa 10 minutit. Masin ei saavuta tsükli ühegi osa vältel püsitemperatuuri.

S4 Vaheajaline talitlus olulise soojenemisega käivitusel

Koosneb perioodiliselt vahelduvatest käivitus-ja nimikoormusvahemikest ning pausidest. Käivituskadu on selles talitluses suhteliselt suur ja mõjutab oluliselt masina soojenemist.

S5

Vaheajaline talitlus olulise soojenemisega käivitusel ja elektrilisel pidurdusel

Koosneb perioodiliselt vahelduvatest käivitus-, nimikoormus-ja pidurdusvahemikest ning pausidest. Käivitus-ja pidurduskaod on selles talitluses suhteliselt suured ja mõjutavad oluliselt masina soojenemist.

S6 Koormusmuutlik talitlus

Pidevalt toitevõrku lülitatud mootori nimikoormusvahemikud vahelduvad tühijooksuvahemikega, kusjuures masina osade temperatuurid ei jõua koormuse ega tühijooksu ajal välja kujuneda.

S7 Suunamuutlik talitlus

Lühikesed nimikoormusvahemikud järgnevad üksteisele pöörlemissuuna vaheldumisega. Pidurdus-ja käivituskaod (reversseerimiskaod) on selles talitluses suhteliselt suured ja mõjutavad oluliselt masina soojenemist.

S8 Kiirusmuutlik talitlus

Lühikesed nimikoormusvahemikud järgnevad pidevalt üksteisele nimikiiruse vaheldumisega mingi teise kiirusega. Üleminek ühelt kiiruselt teisele on seotud suhteliselt suurte kadudega, mis mõjutavad oluliselt masina soojenemist.

Talitlusviiside S2 kuni S8 põhjalik analüüs näitab, et nende hulgas on kaks eraldiseisvat gruppi: esiteks – talitlusviisid S2, S3 ja S6 võimaldavad väiksemat mootori võimsust kui talitlusviis S1 ja teiseks – talitlusviisid S4, S5, S7 ja S8 nõuavad suuremat (suuremat lubatud ülekoormatavust) mootori võimsust kui S1.

Ajami talitlusviis mõjutab alati selle töökindlust ja tööiga ning jõupooljuhtseadiste valikut. Vaheajaline talitlusviis põhjustab pooljuhtseadistes täiendavaid võimsuskadusid. Sagedased kiirendused ja elektrilised pidurdused põhjustavad pooljuhtseadiste korduvat temperatuuri tõusu. Pooljuhtseadiste tööiga on sageli määratud maksimaalse kuumenemis-jahtumistsüklite arvuga.

Elektrilised nõuded. Elektrilised nõuded määravad võimsuse liigi ja toitevõrgu elektrilised parameetrid. Seoses sellega on eriti tähtsad sisendile ja väljundile esitatavad nõuded.

Elektriajameid projekteeritakse väga laiale toitepingete vahemikule, alates madalatest pingetest (187…264 V) kuni kõrgemate pingeteni (342…633 V) ning võrgusagedustele 47…63 Hz. Paljudes toitevõrkudes need suurused muutuvad, näiteks pikkade toiteliinide lõpus, kui võimsad tarbijad asuvad liinide alguses. Kohalike toitevõrkudega tööstusel on aga elektrienergia

59

parameetrite muutmise ja juhtimise võimalus kasin, kuid maailma konkreetse piirkonna elektrisüsteemide parameetrid peaksid olema samad. Mõnikord on toitevõrkude pinged püsi- või siirdetalitluse puhul ebasümmeetrilised. Igasugune anormaalne talitlus põhjustab tõenäoliselt elektrivõrgu rikke ja seetõttu tuleb selliseid talitlusi vältida.

Vahelduvvooluvõrgu sisendpinged, voolud, sagedused ja faaside arvud määravad kogu toitesüsteemi kvaliteedi. Kvaliteedinäitajate gruppi kuuluvad ka püsi-ja dünaamiline stabiilsus, pinge ning voolu võimalik mittesiinuselisus ja dünaamiliste häiringute kestus ning korduvus. Väikese võimsusega toitevõrgu puhul osutuvad piiratuks sisendvoolu harmooniline koostis, võimsustegur ja suuruste ajadiagrammid. Pikkade kaabelliinide korral tuleb arvestada nende aktiivtakistust. Kõrgharmoonilise kooseisuga voolu puhul kaablis on märkimisväärselt olulised jaotatud induktiivsused ja mahtuvused. Seega tuleb vältida või piirata resonantsnähtusi ja pingete ning voolude kuju moonutusi.

Alalisvoolu puhul määravad toitevõrgu kvaliteedi peamiselt sisend-nimipinged ja sisend-nimivoolud. Kvaliteedinäitajate hulka kuuluvad siin püsi-ja dünaamiline stabiilsus ning häiringute kestus ja korduvus. Olulised kvaliteedinäitajad on pulsatsiooni tase ja sagedus, väikese võimsuse korral omavad tähtsust elektrilised takistused. Need parameetrid aitavad määrata sisendvoolu mõju väljundpingele, kommutatsiooni liigpingeid ja pingelangusi koormuste suurenemisel ja vähenemisel.

Soovitud muunduril peab olema vajalik väljundvõimsusvahemik. Nõuded muunduri väljund-ja sisendparameetriteke on sarnased ning nende omadused määravad tavaliselt muunduri konfiguratsiooni. Väljundsuuruste nimiväärtused peavad vastama standarditele ning olema juhitavad vastavalt tariti vajadustele ja pingelangule kaabliharus.

Elektroonikaseadmed on väga tundlikud pingete ja voolude hetkväärtuste suhtes. Vältimaks lühiajalisi liigkoormusi ja liigpingeid, on nõutav pooljuhtseadiste arvu suurendamine või võimsamate pooljuhtseadiste kasutamine, mis suudavad töötada suuremate voolude ja kõrgemate pingete korral. Kuna tulemuseks võib olla liigkoormus ilma seadiste ülekuumenemiseta, siis tuleks muunduri näivvõimsust natuke vähendada.

Ehituslikud nõuded. Kaasajal, kus automatiseerimist kasutatakse kõigis tehnikasektori harudes, on domineerivaks elektriajamid, lihtsustub masinate mehaanika tunduvalt. Tänu kaasaegsele tehnoloogiale on elektriajamite kujundus palju lihtsam kui mõned aastad tagasi. Elektroonika pakub laia valikut liideseid kõikidele juhtimissüsteemidele ja võimalust kasutada arvutit seadmete tellimiseks, optimeerimiseks ja kalibreerimiseks.

Muunduri ehitus sõltub selle teenindustingimustest ning asukohast, nt sõltumatu, sisseehitatud või teise seadme osa. Kõige sagedamini rakendatakse sõltumatuid moodultüüpi muundureid kuna nõuded muunduri kerele on standardsed. Näitena võib siin tuua löögi ja vibratsioonikindluse, samuti tolmukindluse jne. Väga tähtsad on kontroll-, remont-ja rekonstrueerimistoimingud.

Kõrgniiskuses ja keemiliselt agressiivses keskkonnas töötavate muundurite puhul on lahenduseks muunduri kere hermetiseerimine. Sama probleem kerkib esile ka muundurite ladustamisel.

Seadmete sobitamiseks prevaleerivate keskkonnatingimustega, nagu kõrge niiskus, keemiliselt agressiivne keskkond, veepritsmed ja veejoad, tolmu kogunemine jne, peavad need olema varustatud kaitsekatetega, mille kaitseklass vastab standardile EN 60529 kodeeringuga IPXY.

60

Esimese numbri X ja teise numbri Y tähendused kaitse seisukohalt on toodud alljärgnevas tabelis.

IP X – kaitse juhupuute eest Y – kaitse vee sissetungi eest

0 Kaitse puudub Kaitse puudub

1 Esemed ja tahked kehad läbimõõduga üle 50 mm

Veetilgad (vertikaalsed tilgad)

2 Sõrmed ja tahked kehad läbimõõduga üle 12 mm

Veetilgad kuni 15˚ nurga all

3 Tihedad pritsmed kuni 60˚ nurga all (vihm)

4

Tööriistad ja tahked kehad läbimõõduga üle 1 mm Kõikidest suundadest pritsiv vesi

5 Kõik esemed ja kahjulikud tolmuosakesed Veejoad kõikidest suundadest

6 Puutekindel ja tolmukindel Voolav vesi (laevatekk)

7 Veekindel

8

Survevesi

Tavaliselt soovitatakse kasutada kere kaitseklasse IP54, IP55 või IP56. Toodetakse ka kõrgendatud korrosioonikaitse ja niiskus-ning happekindlusega (saavutatakse mähiste täiendava immutamisega) ning plahvatuskindlaid mootoreid, pidurmootoreid, vastavalt kaitseklassidele EExe (kõrgendatud ohutus), EExed (mootori kõrgendatud ohutus, plahvatuskindel pidurmootor), ja EExd (plahvatuskindel).

Ajami projekteerijal tuleb arvestada kõikide standarditega, mis reguleerivad seadmete maandamist. Maandamise meetodid ja kasutatavad elemendid peavad tagama konstantse maandustakistuse seadme kõikide talitlusviiside vältel. Teised standardid sätestavad erinevate tehnoloogiate ja komponentidega seotud tehnilisi tingimusi. Osaliselt on nendeks elektrijuhid, kogumislattide märgisus, signaalide parameetrid, kraabeldus, metroloogilised seadmed, ergonoomia jne.

Kokkuvõtteks. Käesolev peatükk näitab, kuidas valida sobivaid komponente elektriajamite jõuahelatesse, kasutades spetsifikatsioone ja andmebaase. Selgitused selle kohta on üldistatud ning sobivad enamlevinud jõuahelate korral.

Seadmestiku tüüp peab rahuldama tehnilis-majanduslikke nõudeid. Vältimaks tarnija ja kasutaja vahelisi konflikte, tuleb arvesse võtta talitlus-ja keskkonnatingimusi, rakenduslikke vajadusi ning soojuslikke, elektrilisi ja ehituslikke standardeid.

2.2. Trafod ja drosselid

Trafode ja drosselite vajadus. Trafode ja drosselite (reaktorite) vajadus tekib siinuspingega tööstusvõrkude korral, kus pinge kõikumine võib häirida elektriajamite talitlust. Nimipingel talitleb ajam normaalselt. Kui aga seda väärtust ületatakse, võib ajam seiskuda ning rikneda. Vähemtähtis on toitepinge sagedus.

Ilma alalisvoolu vahelülita kasutatakse elektriajami toitevõrku lülitamiseks kahte meetodit - läbi trafo või voolu piirava induktiivsuse, mida sageli nimetatakse reaktoriks või drosseliks (joonis 2.1). Trafo madaldab toitepinget kooskõlas muunduri võimsusega, mis tagab pooljuhtseadiste

61

parema ärakasutamise. Juhul kui kasutatakse keskväljavõttega täisperioodalaldit, on ainsaks võimaluseks sekundaarmähises neutraalpunkti tekitava keskväljavõttega trafo kasutamine.

Trafo kasutamine suurendab aga elektriajami massi ja mõõtmeid ning vähendab kasutegurit. Induktiivsus pooljuhtide anood-ja katoodahelas põhjustab omakorda aeglase kommutatsiooni ja muunduri suurema energiatarbe. Teisalt, piiravad induktiivsed elemendid seadmete toitevoolu ning kaitsevad seadet lühiste eest. Selle poolest on toitevõrgupoolsed liinireaktorid eriti efektiivsed.

Ajami installeerimisel on drosselite kasutamiseks palju erinevaid vajadusi. Toitepoole drossel asendab mitmeid voolu piiravaid mahtuvuslikke komponente, vähendab häireid toiteliinides, kaitseb kommutatsiooni liigpingete eest ja parandab süsteemi võimsustegurit laias võimsuste ja kiiruste vahemikus. Kui drossel asub vaheldi ja mootori vahel, vähendab see nii rikke-kui lekkevoolu. Alalisvooluahelates vähendab drossel kõrgemate harmooniliste poolt tekitatud pinge moonutusi ja vähendab pulsatsiooni.

Trafo. Jõuelektroonika seadistes on hädavajalik, et trafo koosneks kahest või enamast tihedalt sidestatud mähisest, kus kogu magnetvoog tekitatakse ühe mähise või selle sektsiooni poolt. Joonisel 2.2, a on näidatud eraldustrafoga alaldusahel. Trafo madaldab toitepinge efektiivväärtuse U1 väärtusele U2, mis mõnikord on alaldites sobivam kasutada. Primaarmähise keerdude arv on w1 ja sekundaarmähise keerdude arv w2. Sekundaarmähises indutseeritud pinge avaldub kujul

Us Uk M

Drosselid või Sisendfilter Liigpinge- Jõupooljuht- Väljund trafo kaitse muundur

Joonis 2.1

~

=

b.

Us

L

Ud U2 U1

w1 w2

Ud

~

=

a.

Joonis 2.2

62

wkUU

wwU 1

11

22 == ,

kus

2

1

wwkw = (2.1)

on trafo ülekandesuhe. Järelikult avaldub trafo sekundaarvool kujul

112

12 IkI

wwI w== . (2.2)

Seega sõltuvad trafo voolude ja pingete suhted keerdude arvu suhtest. Trafo sekundaarnäivvõimsus on ligikaudu võrdne primaarnäivvõimsusega:

U2I2 = U1I1. (2.3)

Koormusesse antav võimsus Ps on sekundaar-ja primaarvõimsuse aritmeetiline keskmine

mII

mIUP

d

dds

2

π

2 =

=,

kus m = 2 või 3 on faaside arv.

Pideva koormusvoolu puhul on selge, et sisendpinge muutumist (pulsatsiooni) tuleb piirata

soovitava pulsatsiooniteguri väärtuseni d

rr U

Uk2

= . Selle tulemusena jääb väljundpinge piiratud

vahemikku:

r

dd

r

dd

kUU

kUU

21

21

max

min

+=

−=

Muunduri arvutamisel võib trafo induktiivsuse Lt ja aktiivtakistuse Rt leida sõltuvalt koormuse induktiivsusest L ja aktiivtakistusest R

Lt ≈ (0,11…0,16) L

Rt ≈ (0,10…0,12) R

Tavaliselt on trafod ja muundurid projekteeritud koos ning seetõttu pole trafo tehnilisi andmeid eraldi allikates.

Trafo magnetsüdamiku materjali valik peab olema kooskõlas südamiku mõõtmetega ja pinge sagedusega. Ferriit on siin parim mehaanilise tugevuse poolest. Kõrgsageduslikel ferriitidel on kõrgem eritakistus ning seega väiksemad pöörisvoolukaod. Siiski on nende magnetiline läbitavus suurema magneetimisvoolu tõttu üldiselt väiksem. Metallisulamist südamikel on kõrge eritakistus ning need koosnevad õhukestest plaatidest (plekkidest). Sellele vaatamata on nende küllastust tekitav magnetiline induktsioon palju suurem kui ferriitidel, kuid see ei oma tähtsust, sest magnetvoogu piiravad rangelt pöörisvoolukaod.

63

Teine tähtis näitaja trafo puhul on magnetahela ava konfiguratsioon. Ava peab olema nii lai kui võimalik, et suurendada mähise laiust ja vähendada kihtide arvu. Eelmainitu tagab minimaalse takistuse ja puisteinduktiivsuse. Peale selle mõjutab laiem ava trafo mõõtmeid vähem. Laiema ava korral kulud vähem mähisetraati ning ava on paremini ära kasutatud.

Mantelsüdamikel ja PQ-südamikel on südamiku pinnaga võrreldes väiksem ruudukujuline ava. Mähis täidab peaaegu kogu ava ning mähise laius on lähedane optimaalsele. Selline südamik pole mõeldud kõrgsageduslikele rakendustele. Üks mantelsüdamike ja PQ-südamike eeliseid, võrreldes E-E-südamikega, on parem magnetiline varjestus. EC, ETD ja LP-südamikud on kõik E-E-südamike eritüübid. Nendel on lai ava, võrreldes südamiku mõõtmetega, ja soovitatav konfiguratsioon.

Toroidsüdamike korral peavad mähise keerud olema terve südamiku ulatuses ühtlaselt jaotatud. Seega paikneb kogu mähis südamiku ümber, tagades madala puisteinduktiivsuse ning minimaalse mähise kihtide arvu. Puisteinduktiivsus on siin samuti väga madal. Põhiprobleemiks toroidsüdamike puhul on asjaolu, et mähiste valmistamine on keeruline. Kõrgete sageduste puhul muutuvad üha populaarsemaks tasapinnalised südamikud, mis toovad uues valguses vaatluse alla väga vanad probleemid trafode arvutamisel. On kindel, et Faraday ja Ampere seadused on senini rakendatavad, kuid tasapinnaliste südamike korral muutuvad magnetiline induktsioon ja magnetvälja tugevus kõikides südamiku tähtsates piirkondades, mis muudab arvutuse palju keerulisemaks.

Drossel. Juhul kui drosseleid kasutatakse trafode asemel, tuleb need osta või arvutada, kasutades spetsiaalseid algoritme. Induktiivkomponentide tootjad (MTE Corp., AFP Transformers, Precision Electronics, Trafox, West Coast Magnetics jt) pakuvad laia valikut drosseleid, mis sobivad alalisvoolumuunduritesse. Mõned neist on tasapinnalise paigaldusega. Selliste drosselite populaarseimad südamike materjalid on ferriidid ja pulbermetallurgiline teras. Rull-ja varrassüdamikud on kergesti kättesaadavad, kuid kallid ning põhjustavad rohkem häiringuid.

Kolmefaasilise alaldi drosseli induktiivsus ja vool arvutatakse järgmiselt:

F

st

dt

sIkUL

II

22

32

=

=,

kus Us on faasipinge, dtdIsI F

F = voolu IF kasvukiirus alaldis ja k = 1,2…1,3 varutegur. Siin

dtds = (2.4)

on Laplace’i operaator.

Türistor-ja dioodalaldites (joonis 1.2) on sagedasti nõutav siludrossel, kui pinge pulsatsioon ületab 10 %. Näide on toodud joonisel 2.2, b. Koormusahela koguinduktiivsus määratakse valemiga

1

0* fIk

UkLkr

r≥Σ ,

64

kus Ik on koormusvool, kr pulsatsioonitegur, mis võetakse alaldite tunnussuuruste tabelist, U0 alaldatud pinge tühijooksul, kr* = 0,02…0,10 nõutav pulsatsioonitegur, f1 võrgupinge sagedus ja m = 2 või 3 faaside arv. Nõutava siluinduktiivsuse Lt väärtus

Lt = LΣ – Ls – L,

kus Ls ja L toiteallika ja koormuse induktiivsus.

Alalisvoolu pulsilaiusmuunduri drossel. Tagamaks alalisvoolu pulsilaiusmuunduri pidevvoolutalitlust, peab koguinduktiivsus rahuldama võrratust

( )cfqRL

21 min

Σ−

≥ ,

kus R koormuse aktiivtakistus c

on

Ttq min

min = , fc > (2...3)f1. Samuti võib kasutada valemit

( )ck

kd

fIqUL

21 min −

≥Σ ,

kus Ud k ja Id k on koormuse pinge ja vool. Koormuse maksimaalvool avaldub järgmiselt:

( )Σ

−=

LfqUI

c

dkd 2

1max .

Mõnikord võimaldab muunduri vajaliku induktiivsuse leida kolmas valem

( )min max

1

kdkdc

supd

loaddkd

IIfUUU

L−

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

≥Σ .

Tsüklokonverteri trafo. Trafo arvutus lülitusele, mis on toodud joonisel 1.21, a algab sekundaarpinge efektiivväärtuse põhiharmoonilise määramisega

kstFks

ks IRmUf

fkUU 1

2 2

++= ,

kus k = 1,2…1,3 on varutegur Us k, Is k ja fs k koormuse pinge, vool ja sagedus f1 toitepinge sagedus, m = 2 või 3 faaside arv, UF = 0,7…2 V pingelang türistoril ja Rt trafo aktiivtakistus. Eelnev valem annab ligikaudse tulemuse, mida peab enne trafo ja türistoride valikut täpsustama. Trafo sekundaarpinge nõutav amplituudväärtus on järgmine:

min

2max2

cos2

sinsin24

2

αππ

π=

mmm

UU

kus αmin = 0,1…0,2 on minimaalne tüürnurk.

Trafo ülekandesuhe leitakse valemiga (2.2)

2

1

2

1

32

UU

wwkw == .

Trafo voolude efektiivväärtused leitakse avaldisest(2.2)

65

loads

wloads

IIk

II

2

12

=

=

Trafo nimivõimsus määratakse valemiga (2.3)

332

331

cos min

π+

⋅α

π=

=

str

loadsloadss

PP

ImUP

Trafo kontrollarvutus. Muunduri komponentide valikul tuleb eelnevalt valitud trafo keerdude arv ja võimsus täpsustada (kontrollida). Alaldite puhul avaldub nende väljundvõimsus järgmiselt:

Ud = Ud* + kUF + Id Rt + kmf1Id Lt ,

kus Ud* nõutav pinge koormusel, k = 1 või rohkem, voolu juhtivate seadiste arv, Id alaldatud koormusvool, m = 2 või 3 faaside arv, f1 toitepinge sagedus, Rt ja Lt trafo aktiivtakistus ja induktiivsus ja UF pingelang pooljuhtseadisel, mille algväärtuseks harilikel alaldusdioodidel on UF = 0,7…2 V , difusioondioodidel 1,1…1,6 V, epitaksiaaldioodidel 0,8…1,3 V ja Schottky dioodidel 0,5…0,9 V.

Selle tulemusena on trafo sekundaarpinge

min

02 αcos

UkkU U> ,

kus k = 1,1 varutegur, kU alaldi pingetegur (võetakse alaldi tunnussuuruste tabelist), U0 alaldi tühijooksupinge (pinge lõpmatult suure koormustakistuse korral) ja αmin = 0,1…0,2 türistori minimaalne juhtimisnurk. Mittetüüritavates alaldites

U2 > k kU Ud.

Kokkuvõtteks. Juhul kui elektriajamit toidetakse tööstusvõrgust, on võimalik ühendada koormus kahel viisil: läbi trafo või läbi voolu piirava reaktori. Trafod tagavad muunduri galvaanilise eraldatuse toitevõrgust ning muudavad pingeid ja voolusid. Drosselid piiravad lühisvoolusid pooljuhtseadistes. Trafo kasutamine suurendab aga elektriajami massi ja mõõtmeid ning vähendab kasutegurit. Teisest küljest vähendavad induktiivelemendid liinivoolusid ning lihtsustavad kaitsenõudeid lühise korral. Reeglina vajatakse diood-ja türistoralaldites siludrosselit kui pulsatsioon ületab 10 %.

2.3. Dioodid ja türistorid

Alaldite pinged ja voolud. Pooljuhtseadiste valikul tuleb arvestada peamiselt nende piirparameetritega nagu maksimaalne lubatud perioodiliselt korduv vastupinge UR ja keskmine pärivool IF. Täiendavalt tuleb arvestada ka teiste seadise tehniliste andmete lehel toodud alalisvoolu parameetritega. Dioodi päripingelang UF on voolutugevusega määratud pinge, mis jääb anoodi ja katoodi vahele dioodi avatud olekus (sisselülitatud olekus). Jõudioodi tehniliste andmete lehel näidatakse ka mittekorduv maksimaalne pinge, mida diood suudab blokeerida lühiajalise liigpinge korral. Perioodiliselt korduv vastupinge rakendatakse dioodile kestvalt.

66

Vältimaks läbilööki, peab dioodi või türistori maksimaalne lubatud perioodiliselt korduv vastupinge alaldites M1, M2 ja B2 ületama väärtust

sR UkU 2=

ning alaldites M3 ja B6

sR UkU 32=

kus k = 1,7…1,85 on varutegur kaitseks korduvate ja lühiajaliste liigpingete eest ja Us toitepinge. Eraldustrafoga lülitustes Us = U2.

Läbilöögipinge URmax on pinge pooljuhtseadisel, mille korral tekib läbilöök ning seadise pn-siirde struktuur hävib.

Vastuvool (lekkevool) IR on vool, mis läbib seadist sellele rakendatud läbilöögipingest väiksema vastupinge korral. Väga tähtsad parameetrid on avanemis-ja taastumisajad tF, tR. Avanemisaeg määrab dioodile langeva pinge, enne kui seda hakkab läbima pärivool. Taastumisaeg on ajavahemik, mille vältel vastupingestatud dioodi vastuvool kahaneb nimiväärtuseni.

Kõrge sagedusega lülitamiste korral tuleb praktikas sageli arvestada pooljuhtseadise taastumisaega. Dioodide tootjad annavad kataloogides voolu muutumise kiiruse sI ja taastumisaja tR, mille abil saab leida maksimaalse lubatud vastuvoolu

IR max = sI tR ,

kus s on Laplace’i operaator (2.4). Kõrgsageduslikul lülitamisel on täiendavalt väga tähtsaks parameetriks soojussiirdetakistus, mis näitab siirde hetketemperatuuri sõltuvust ajast konstantsel võimsusel.

Voolu valikul etendavad väga suurt osa pooljuhtseadise jahutustingimused ning seetõttu monteeritakse jõudioodid harilikult jahutusradiaatorile, mis tõhusalt hajutab soojust kestevtalitluse puhul. Tavaliselt näidatakse dioodi tehniliste andmete lehel kolm erinevat voolu väärtust: voolu keskväärtus, voolu efektiivväärtus ja maksimaalne lubatud vool. Muundurit väljatöötav insener peab kindlasti teadma, et ühtegi neist väärtustest ei tohi ületada. Et seda tagada, peab ahela tegelik vool (voolu keskväärtus, efektiivväärtus ja maksimaalväärtus) olema arvutatud, simuleeritud arvutil või mõõdetud. Saadud väärtusi tuleb võrrelda nendega, mis on toodud pooljuhtseadise tehniliste andmete lehel. Siinuselise toitepinge korral peab seadise vool omama väärtust

IF = k kF Id ,

kus k = 2…3 varutegur kaitseks liigpinge eest, kF alaldi voolutegur (võetakse alaldite tunnussuuruste tabelist). Mittesiinuselise toitepinge korral (näiteks ristkülikimpulsid) on voolu efektiivväärtus järgmine:

max

max

FF

FaveF

IqI

qII

=

=

kus 1T

tq sees= , tsees pulsi kestus (laius) ja T1 toitepinge periood. Mõnikord on voolu ja impulsi

kestus toodud tehniliste andmete lehel.

67

Tsüklokonverterite pinged ja voolud. Tsüklokonverteri türistoride maksimaalne lubatud perioodiliselt korduv vastupinge UR ja maksimaalne pärivoolu efektiivväärtus IF peavad ületama väärtusi

3

2

loadsF

supsR

kII

UkU

=

=

kus k = 1,7…1,85 on pinge ja 2…3 voolu varutegurid kaitseks korduvate ja lühiajaliste liigpingete ja voolude eest ning Us = U2 toitepinge.

Maksimaalse voolu hindamisel mängivad olulist rolli türistoride jahutustingimused.

Pooljuhtseadiste ühendamine. Viimastel aastatel on jõuelektroonikas hulgaliselt välja töötatud seadmeid, mis nõuavad kõrgete pingetega ja suurte vooludega pooljuhtlüliteid. Sellistes rakendustes, kus pole võimalik leida nii suurte voolude ja kõrgete pingetega pooljuhtlüliteid, kui nõutud, ühendatakse seadiseid jadamisi või rööpselt, et koostada suure võimsusega lüliteid.

Kui vool on suur, siis kasutatakse rööpselt lülitatud alaldeid, nagu on näidatud joonisel 2.3, a. Kuna aga seadiste takistus on erinev, jaotub kogu pärivool IF ebaühtlaselt (joonis 2.3, b). Et saada ühtlast voolude jaotust, tuleb valida ühesuguste päripingelangudega pooljuhtseadised. See asjaolu on eriti tähtis siis, kui pooljuhtseadised on paigaldatud ühele jahutusradiaatorile, st jahutatakse ühiselt. Voolude ebaühtlus võib mõjutada ühe seadise temperatuuri, mis omakorda võib muuta seadise pinge-voolu tunnusjoont. Vältimaks pooljuhtseadiste liigvooludest tekitatud kahjustusi, on soovitav seadistega jadamisi ühendada induktiivsed voolujagurid. Kõrgepingelistes rakendustes on kõige sobivamad pooljuhtseadiste jadaühendused.

Alaldi jadaühenduse struktuur (joonis 2.3, c) võimaldab kõrgeid pingeid. Põhiprobleemiks jadaühenduse korral on pingete ebaühtlane jaotumine nii püsi-kui siirdetalitluses. Jadamisi ühendatud pooljuhtseadiste talitluspinge on kõrgem üksiku seadise talitluspingest ning ideaalolukorras peab pinge püsitalitluse puhul (suletud oleku) jadamisi ühendatud seadiste vahel jagunema ühtlaselt nagu ka dünaamilised ja staatilised parameetrid, juhtimisviivitused ja välisahela parameetrid. Pingete ebaühtlane jaotumine võib piirata üksiku seadme pinget, põhjustades selle tõrke, mis aga omakorda põhjustab kogu jadamisi ühendatud pooljuhtlülituse tõrke.

Muunduri koostaja esiteks peab kindlustama, et pooljuhtseadised oleksid korralikult ühildatud peamiselt nende vastupinge taastumisaegade osas, kuna summaarne vastupinge UR jaguneb ebaühtlaselt (joonis 2.3, d). Jadamisi ühendatud pooljuhtseadiste korral võib pinge ebaühtlus olla väga suur. Erinevate taastumisaegade tõttu võib mõnedel seadmetel vastupinge taastuda varem kui teistel, mistõttu langeb nendele kogu vastupinge. Vältimaks seadiste kahjustusi vastupinge toimel, osutuvad vajalikuks mahtuvuslikud pingejagurid. Harilikult ühendatakse iga seadisega rööpselt kondensaatorist ja takistist koosnev ahel.

Dioodide ja türistoride muud parameetrid. Muudest parameetritest omavad suurt tähtsust vastuvool ja siirdetalitluste kestused. Osaliselt näitab lülitusviivitust, st ajavahemikku hetkest millal vool kahaneb nullini, kuni hetkeni, kui vastuvool on saavutanud nimiväärtuse dioodi või türistori taastumisaeg. See parameeter on kõrgsageduslikel seadistel suurusjärgus mõni mikrosekund ning ulatub mõnedesse sadadesse millisekunditesse suure võimsusega ja madala päripingelanguga seadistel. Lühiajalisi kõrgeid vastupingeid ja suuri vastuvoolusid

68

taluvad spetsiaalsed dioodid nn laviindioodid. Uued kõrgsageduslikud Schottky dioodid on palju kiiremad kui tavalised alaldusdioodid. Kõrgete pingetega ja väga kiire toimega on ka difusioondioodid ja epitaksiaaldioodid.

Raskete lülitustingimuste korral, st suure induktiivsusega koormuse olemasolul on dioodides põhilisteks kadudeks väljalülituskaod. Selliselt juhivad voolu dioodid, mis avavad transistore, sest antud juhul on diood sunnitud üle võtma kogu vastupinge. Kõige lihtsam on leida lülituskadude arvväärtusi dioodi tehniliste andmete lehelt, sest need on seal näidatud konkreetsete talitlustingimuste puhul. Palju täpsema ülevaate lülituskadudest saab aga lülituskadude graafilise esitusviis põhjal.

Kokkuvõtteks. Pooljuhtseadiste valiku esimesel etapil tuleb arvesse võtta seadiste perioodiliselt korduvat lubatud maksimaalset vastupinget UR ja pärivoolu keskväärtust IF.

Tsüklokonverterite jõuahelad on türistoralaldite omadest palju keerulisemad, sest pinge juhtimise kanalile lisandub sageduse juhtimise kanal. Tulenevalt voolu kõrgest pulsatsioonist, madalast kasutegurist ja märkimisväärsetest häiretest ei sobi sellised lülitused suure dünaamikaga ja kiiretoimelistesse rakendustesse.

Vältimaks liigpingeid ja liigvoole, osutuvad pooljuhtseadiste rööp-ja jadaühenduse korral vajalikeks täiendavad jagurahelad. Teisteks suure tähtsusega parameetriteks on seadiste vastuvool ja siirdetalitluste kestused.

2.4. Transistorid

Transistori tüübi valik. Mõnikord on madalsageduslikes seadmetes mõistlikuks valikuks bipolaartransistorid. Bipolaartransistoride põhiparameetrid on kollektori maksimaalne impulssvool, kollektori ja emiteeri vaheline maksimaalne impulsspinge ja avanemis-ning sulgumisajad.

Suurte voolude korral kasutatakse transistoride rööplülitust koos täiendava vooluühtlustustakistiga R, nagu on näidatud joonisel 2.4, a. Vooluühtlustustakistite arvutamiseks kasutatakse tehniliste andmete lehelt võetud maksimaalset (Usat max)- ja minimaalset (Usat min) küllastuspinget. Tavaliselt peab voolude ebaühtlus Ir olema väiksem kui 10% kollektorivoolust ning seega:

r

satsat

IUUR minmax −= .

Tänapäeval on bipolaartransistorid peaaegu kõikides jõuelektroonika rakendustes asendatud MOSFET-transistoridega ja IGBT-transistoridega. Nende keskmised võimsuste vahemikud on joonisel 2.5. Märkimisväärne on, et MOSFET-transistoride kiire areng leidis aset alles viimase kümne aasta vältel. Metalloksiid-väljatransistoride (SFET-transistoride) tehnoloogia võimaldas 1996. aastal väga madala avatud oleku takistusega (neelu ja lätte vahelise takistusega), kuid madalate pingetega (UDS max < 100 V, RDS < 6 mΩ, UDS = 30 V) transistoride tootmist. CoolMOS-transistoride kasutuselevõtmine aastal 1998 võimaldas veelgi vähendada avatud oleku takistust RDS, võrreldes tavalise MOSFET-transistoriga ligikaudu 5...6 korda. Samuti suurenesid ka transistoride pinged UR = 0,6...1 kV. Vertikaalsete p-juhtivusega ribade kasutamine siirde triivipiirkonnas võimaldas laiendada ka ruumilaengu piirkonda horisontaalsuunas, mille tulemusena vähenes transistoride paksus ja seega vähenesid juhtivus-ja lülituskaod ning

69

tüürahela võimsus. Suurenes maksimaalne läbilöögienergia, kuid seadiste töökindlus säilis. Tänapäeval toodetakse MOSFET-transistore võimsustele kuni 0,1 MW.

MOSFET-transistore kasutatakse peamiselt väikese ja keskmise võimsusega kõrgsageduslikes rakendustes. Tänaseni pole neid võimalik hankida 2 kV-st kõrgematele pingetele ja 2 kA-st suurematele vooludele. Suuremate voolude puhul on vajalik seadiste rööpühendus. Reeglina paigaldatakse rööpühenduses MOSFET-transistorid ühisele jahutusradiaatorile minimaalsete vahedega. Et vältida järelvõnkeid sulgumisel, varustatakse transistoride paisuahelad täiendavate takistitega (joonis 2.4, b), mille suuruseks on mõnikümmend oomi.

Ülekuumenemise vältimiseks lühise toimel kasutatakse MOSFET-transistoridel sageli täiendavat väljundit, mida tuntakse vooluandurina. Tänu vooluanduri signaalile on kaitseahelas tagasisidestatud kontuur, mis kiirendab selle talitlust ja suurendab selektiivsust.

Tõhusaks lahenduseks on täielikult kaitstud MOSFET-transistoridel põhinevad jõulülitid, mis võimaldavad kõrgeid töötemperatuure ja suuri voolusid ning lülituvad välja anormaalsete talitluste puhul.

Märkimisväärset tähtsust omavad IGBT-transistorid, mis ilmusid turule alates aastast 1998. Viimase kümne aasta jooksul on võimsate muundurite väljatöötamisel olnud domineerivaks GBT-tehnoloogia. Kaasaegseid IGBT-transistore toodetakse pingete vahemikus 0,6…6,5 kV ja vooludele kuni 3 kA, mis võimaldab maksimaalset lülitusvõimsust kuni 4 MW. Tänapäeval on IGBT-transistorid kõige levinumad pooljuhtseadised jõuelektroonika rakendustes sagedusvahemikus 1 kuni 150 kHz. Transistoridele pole lubatud liigpinge, kuid need taluvad 7…10 kordset liigvoolu.

Tehniliste andmete lehel näidatakse IGBT-transistoride põhiparameetrid. Kollektori nimivool IF kujutab endast voolu maksimaalväärtust teatud temperatuuril, milleks harilikult on 25° ja 100° C. Sageli aitab tehniliste andmete lehel näidatud voolu IF sõltuvus kere temperatuurist valida transistori olemasolevate jahutustingimuste korral. Samuti on kollektori impulssvool IF piiratud transistori tehniliste andmete lehel toodud vooluga.

IF

IF

VD1

Ud k

a.

Joonis 2.3

VD2 Us

IF1

IF2

IF

VD1

Ud k

c.

VD2

Us

UR1 UR2

UR

UR1

IR

U

I

UU

I

b.

UR2

d.

M

M

70

Kollektor-emitteri nimipinge UR ja selle maksimaalväärtus UR max ning maksimaalne hajuvõimsus PF kajastuvad samuti tehniliste andmete lehel. Maksimaalne (UF max) ja minimaalne (UF min) küllastuspinge iseloomustavad IGBT-transistori juhtivuskadusid. Juhtimispinge UG läviväärtus näitab pinget, mis tekitab kollektorivoolu.

IGBT-transistorid ühendatakse rööpselt samuti nagu MOSFET-transistorid. Järelvõngete vältimiseks varustatakse paisuahelad takistitega. Ülekuumenemise vältimiseks peab voolude ebaühtlus olema väiksem kui 10...15% kollektorivoolust.

Rööpühenduses IGBT-transistori pingete ebaühtluse vähendamiseks kasutatakse mitmeid meetodeid. Kuna pingete ebaühtlus tuleneb peamiselt seadise parameetrite hajumisest ja juhtahela viivitustest, võib seda vähendada pooljuhtseadiste hoolika valikuga ning juhtsignaalide sünkroniseerimisega. Transistoride ohutu ümberlülitumise ja suure lülitusvõimsuse tagamiseks kasutatakse siin täiendavaid sobitusmeetodeid. Siirdetalitluste vältel on põhilisteks pingete sobitusmeetoditeks passiivsete summutusahelate, paindliku juhtimise ja pinget stabiliseerivate aktiivahelate kasutamine.

Esimene meetod nõuab sobiva suurusega takistite ühendamist rööpselt transistoridega, mille suurus sõltub soovitavast pingete ühtlustasemest.

103

102

101

100

8

6

4

2

0 1 2 3 4

I, kA

U, kV

a.

IGBT

MOSFET

0 101 103 105 107

f, kHz

P, kW

b.

IGBT

MOSFET

Joonis 2.5

VT2 VT2

VT1 VT1

Joonis 2.4

a.

R

R

b.

R

R

71

Paindliku juhtimise korral reguleeritakse tüürahela tüürsignaali vastavuses pingete ebaühtlusega, st suurendatakse või vähendatakse kollektor-emitter pingevahemikku. Antud meetod ei suurenda lülituskadusid ega aeglusta kommutatsiooni.

Lülitussagedused. Lülitussageduse õige valik on väga tähtis muunduri väljatöötamise etapp.

Lülitusprotsess on jõupooljuhtmuundurite põhiline talitlusviis. Iga diood, türistor ja transistor vajab ümberlülitumiseks teatud ajavahemikku. Siirdetalitluste vältel muutuvad jõuahela vool ja pinge väga laiades piirides. Antud protsess kaasneb energia muundamisega. Pooljuhtmuunduri jõuahel sisaldab palju energiat salvestavaid komponente, näiteks drosseleid, kondensaatoreid, elektrimootoreid jms. Piiratud energiasalvestusvõime tõttu ei saa aga nende energia tase muutuda hetkeliselt. Seetõttu analüüsitakse jõupooljuhtseadiste lülitusomadusi etteantud pingete ja voolude korral.

Joonisel 2.6 on näidatud ajavahemikud, mis iseloomustavad transistoride siirdetalitlusi. Transistori avanemiskestus tF koosneb kolmest etapist: avanemisviivitusest t0, voolu kasvamise kestusest t1 ja voolu stabiliseerumiskestusest t2. Voolu kasvamise kestus on väga lühike. Kolmest etapist koosneb samuti ka transistori sulgumiskestus tR : sulgumisviivitusest t3, kollektori voolu kahanemiskestusest t4 ja selle stabiliseerumisest t5. Transistori sulgumine toimub aeglasemalt kui avanemine. Tähtsateks parameetriteks on päripinge maksimaalne hüpe UF Max transistori avanemisel ja vastuvoolu maksimaalne hüpe IR max transistori sulgumisel.

Harilikult põhjustavad suuri päripingete hüppeid, mis võivad ulatuda kümnetesse ja sadadesse voltidesse, aktiiv-ja induktiivtakistused. Kõrgepingelistel dioodidel (mõned kilovoldid) on voolu kasvamise kestus mõned sajad nanosekundid ja voolu stabiliseerumise kestus ligikaudu üks mikrosekund, kusjuures tavalistel dioodidel võivad need väärtused olla kümme korda väiksemad. Tavaliselt ei teki võimsuskaod siirdetalitluses ja madalad juhtivuskaod üheaegselt. Vastuvoolu maksimaalne hüpe IR max fikseeritakse järgneva sulgumise vältel ning vool kahaneb kiiresti. Kuna transistor sulgub kahaneb vool peaaegu nullini ja transistori läbib vaid väga väike lekkevool. Vastuvoolu kahanemisel kasvab vastupinge UR ning saavutab maksimaalväärtuse UR max. Ajavahemike t4 ja t5 summat nimetatakse vastupinge taastumisajaks.

IF

U

IR max

I

Joonis 2.6

t

t

UR max

Avanem. Sulgum.

UF max

UR

t1 t2 t3 t4 t5t0

UF

72

Teiseks tähtsaks probleemiks lühiste vältimisel on “tundetuskestuse”, st ajavahemiku, kus üks transistor sulgub, kuid teine on alles avatud, õige valimine. Kaasaegsetel IGBT-transistoridel on väga lühikesed avanemis-ja sulgumiskestused (tavaliselt nanosekundites). “Tundetuskestuse” vähendamine tagab muunduri pooljuhtseadiste parema ärakasutamise, kuid samaaegselt väheneb muunduri töökindlus.

Kõrge lülitussagedus annab soovitud rakendustes mitmeid eeliseid, mis aitavad

• parandada rakenduste dünaamilisi omadusi, • laiendada koormuse sagedusvahemikku, • vähendada voolude amplituudväärtusi, magnetvoogu, momenti ja

modulatsioonikadusid, • vähendada mootori akustilisi ja muid mürasid.

Madala lülitussageduse puhul on momendi pulsatsioon suur, seda eriti juhul, kui mootori vool on mittesiinuseline. Enamikel kiirustel silub momendi pulsatsiooni rootori inerts. Mõned muundurid tekitavad märkimisväärset momendi pulsatsiooni (ligikaudu 3 Hz), kusjuures teised vähendavad seda edukalt. Momendi pulsatsioon, mida põhjustavad pinge kõrgemad harmoonilised, võib ilmneda mootori pinge ja sageduse äkiliste muutuste korral. Eelmainitut saab vältida elektrooniliselt, kuid vaadelda tuleb muunduri juhtimissüsteemi ülesehitust, veendumaks, et pulsside arvu muutumisel jääks pinge põhiharmooniline muutumatuks. Samal ajal tuleks aga üritada formeerida võimalikult siinusele lähedast pinget. Kõrge lülitussageduse valimine võib tekitada rohkem võimsuskadusid kui säästetakse energiat mootoris, ning võib püstitada järgmisi probleeme:

• kommutatsioonikadude suurenemine ning üldise energiatarbe kasv, • lekkevoolude tekitamine kaablites, toiteallikates ja mootori üksikutes osades,

mis on samuti süsteemi kogukadudeks, • lubatava liigpinge vähenemine muunduri halva ärakasutamise tõttu.

Seega on tundlikuks probleemiks optimaalse lülitussageduse leidmine, mis annaks kõikides rakendustes kõrgeima kasuteguri.

Transistoride nimisuurused. Alalisvoolu vahelüliga muundurites (joonis 1.23) avaldub nõutav alalisvoolulüli pinge

kmUqmUU Fks

d +=2

max ,

kus Us k on nõutav pinge, qmax = 0,95…0,98 maksimaalne suhteline lülituskestus k = 1 või 2 voolu juhtivate transistoride arv, UF = 2…3 V transistori pingelang ja m = 2 või 3 faaside arv.

Transistori nimipinge peab ületama väärtust

UR = k Ud,

kus k = 1,7…1,85 on varutegur kaitseks korduva ja lühiajalise liigpinge eest. Transistori nimivool peab olema suurem kui

IF = k Is k,

kus k = 1,5...3 on varutegur kaitseks liigpinge eest ja Is k koormusvoolu nimiväärtus. Tavaliselt piirab liigpinge kestust pooljuhtkristalli temperatuur, mille piiriks 150˚ C ning seetõttu on k vahemikus 1,9 kuni 2,2.

73

Võimsuskaod. Võimsuskadusid on vajalik arvestada igas olukorras. Peale muunduri kasuteguri määravad võimsuskaod ka nõuded pooljuhtseadiste jahutusradiaatoritele ja jahutusviisidele. Võimsuskaod liigitatakse juhtivus-, blokeer-, lülitus-ja muudeks kadudeks. Jõupooljuhtmuunduritel on samuti pingelangu, abitoiteallikate, kommutatsiooniahelate ja juhtimissüsteemi poolt tekitatud sisemised võimsuskaod. Viimased kolm võimsuskao liiki kasvavad koos muunduri väljundvõimsuse kasvuga.

Juhtivuskadusid põhjustab voolu juhtiva pooljuhtseadise päripingelang

PF =UF IF,

kus IF pärivool ja UF pärivoolust sõltuv päripingelang, mis näidatakse arvväärtusena või IF =f(UF) kõverana. Kõige lihtsam on määrata juhtivuskadusid kasutades päripingelangu arvväärtust. Seda väärtust on parem kasutada siis, kui seadme töövool on ligikaudu võrdne nimivooluga. Pinge-voolu tunnusjoon määrab täpselt võimsuskaod. Tüüpiliste tööpunktide tarvis on päripingelangu eksponentfunktsioon lineariseeritud.

Seadme jõudlustingimused peavad olema ühildatud rakenduse nõuetega. Jõupooljuhi nimisuurust on tavaliselt sobiv hinnata kõrgendatud temperatuuri puhul, mis on lähedane siirde maksimaalsele temperatuurile, ning kasutada neid väärtusi võimsuskadude arvutamiseks. Põhiliselt on tööpunkt nimikoormusel sõltumatu temperatuuriteguritest. Seda vastuolu võib rakendada muude koormuste korral.

Kõrgete pingete korral põhjustab blokeerkadusid suletud pooljuhti läbiv väike lekkevool (vastuvool)

PR =UR IR ,

kus IR on lekkevool ja UR pooljuhile rakendatud vastupinge. Pooljuhi tehniliste andmete lehel näidatakse lekkevoolu väärtused erinevate vastupingete ja temperatuuride korral. Lekkevoolu ja vastupinge vahel on harilikult eksponentsiaalne sõltuvus. See tähendab, et tehniliste andmete lehel toodud lekkevoolu väärtus antud vastupingel on tegelikust suurem ning seetõttu tulevad suuremad ka arvutuslikud blokeerkaod. Siiski on blokeerkaod tavaliselt väikesed ning sageli võib nendega mitte arvestada (kuid mitte alati).

Lülituskaod sõltuvad pooljuhtseadise tüübist. Jõupooljuhtmuundurites on transistorid optimeeritud töötama lülititalitluses (väljundtunnusjoone lineaarsel osal). See tähendab, et lülituskestused on lühikesed, võrreldes impulsi kestusega tüüpiliste lülitussageduste puhul. Voolu kasvamise ja kahanemise kestused on näidatud tehniliste andmete lehel. Lülituskaod tekivad lülitamise erinevatel etappidel.

IGBT-transistorid on optimeeritud teatud energia hulga töökindlaks lülitamiseks. Jällegi on lihtsamaks mooduseks lülituskadude määramine parameetrite arvväätuste alusel, kui muundur töötab tingimustes, mis on lähedased tehniliste andmete lehel näidatutele. Parameetrite graafilised sõltuvused võimaldavad lülituskadusid määrata palju täpsemini. Reeglina näidatakse tehniliste andmete lehel raskelülitusele vastavad andmed. Seevastu kergelülituse puhul tuleb kasutada graafikuid, et leida lülituskaod vastavate talitlustingimuste korral. Sõltuvalt ahelast võib lülitamine resonantsi olemasolul vähendada kadusid pooljuhtseadistes kuni nullini.

Jõupooljuhtmuundurite mittesiinuseline väljundpinge põhjustab eriti suuri võimsuskadusid elektrimootorites. Sagedusest sõltuvad võimsuskaod mootoris, nagu rauaskaod, suurenevad sageli lülitustalitluse vältel. Erinevad tootjad annavad mootorite tehniliste andmete lehtedel erineva suurusega varutegureid, kuid harilikult võimaldab mootor talitlust nimitöötemperatuuril

74

80...90 % nimivõimsuse puhul. Halbade jahutustingimuste tõttu peab madalate kiiruste korral olema mootori võimsusvaru eriti suur.

Soojuslik mudel. Transistori temperatuuri alandamiseks tuleb kaovõimsus hajutada. Muundurite töökindlus ja tööiga sõltuvad pooljuhtseadiste töötemperatuurist, mis võimaluse korral peaks olema madalam maksimaalselt lubatud töötemperatuurist. Teisest küljest võimaldab aga töötamine kõrgel temperatuuril vähendada jahutusradiaatorite mõõtmeid ja maksumust. Soojuse ärajuhtimiseks kasutatakse mitmeid jahutusmeetodeid, kuid üldotstarbelistes rakendustes kasutatavad muundurid projekteeritakse sageli loomuliku või sundõhkjahutusega vedelikjahutust kasutamata.

Pooljuhtseadiseid toodetakse paljude kere tüüpidega, mis erinevad üksteisest maksumuse, pinna sileduse, soojusjuhtivuse ja soojuskiirguse poolest. Siinkohal tuleb aga märkida, et eelnimetatud asjaolu seab kõrgendatud nõudmisi jahutusseadmetele ning raskendab tunduvalt nende arvutust ja valikut.

Maksimaalse pn-siirde temperatuuri standardväärtus on ümbritseva keskkonna ja seadise kere temperatuuri korral 25˚ C alati 125˚ C. Tagamaks pooljuhtseadise vajalikku temperatuuri kasutatakse alati välist jahutusradiaatorit. Ratsionaalne ja efektiivne jahutus tagab soojuse juhtimise pooljuhtkristallist jahutavasse pinda. See ongi põhjuseks, miks pooljuhtseadisega ühendatud jahutuspinda spetsiaalselt töödeldakse. Harilikult toimub hea soojusülekanne madala soojustakistuse ja kõrge hajutusvõime korral.

Jahutusradiaatori materjal peab olema optimaalse soojushajutusvõimega ja madala maksumusega. Seega on tavaliselt soovitatavateks materjalideks alumiinium, mõnikord ka

Radiaatori mõõtm.

Pooljuhi mõõtm.

a.

Soojushajutusvõime

Soojuslik kasutegur

b.

Joonis 2.7

Vedelikjahutus

Vedel. oleku muutus

Sundjahutus: ribidega jahutusagregaadid, ventilaatoritega,

radiaatorid

Loomulik konvektsioon:radiaatorid,metallpinnad

c.

Ribiline radiaator

Ribid Isoleertihend

Transistori kristall

Transistori kere

75

vask. Täiendavalt paigaldatud jahutusventilaator parandab tunduvalt soojushajutuse tunnusjoont (diagrammi). Tavaliselt antakse kõveral hajutatud soojusvõimsuse sõltuvus ajast ning transistori tehniliste andmete lehel jahutusradiaatori nõutav kuju ja mõõtmed. Joonisel 2.7, a on kvalitatiivselt näidatud pooljuhtseadise ja jahutusradiaatori mõõtmete vaheline sõltuvus. Tuginedes tehniliste andmete lehele võib jooniselt 2.7, b leida muunduri põhimõõtude vähendamiseks optimaalse lülitussageduse. Antud joonis illustreerib soojushajutusvõime ja soojusliku kasuteguri vahelist sõltuvust erinevate jahutusviiside korral.

Muundurite puhul võimsusega mõni kilovatt toimub soojuse hajutamine põhiliselt soojuskiirguse ja konvektsiooni teel jahutusradiaatorist ümbritsevasse keskkonda. Jahutusradiaatorid on harilikult alumiiniumist stantsitud ning suure arvu ribidega kehad. Ribide suur arv võimaldab tõsta nende soojuskiirgavuse intensiivsust ümbritsevasse keskkonda. Kuni 100 W soojusvõimsuse hajutamiseks saavutab radiaator suhteliselt madala temperatuuri (50 ºC või madalam) ning selle mõõtmed võivad olla suhtelisel väikesed, kuna jahutamiseks piisab loomulikust konvektsioonist. Suurematel võimsustel ja ümbritseva keskkonna temperatuuri puhul üle 60 ºC osutub sageli vajalikuks sundjahutus.

Paljudel juhtudel paikneb pooljuhtkristall seadise ülaosas ning seetõttu omab soojustakistusi Rth1, Rth2, Rth3, ......, mida läbivad soojusvõimsused P1, P2, P3,..., ning temperatuur etteantud punktis arvutatakse i-elementide summana PRthi. Õhkjahutuse meetodid põhinevad teadaoleval ümbritseva keskkonna temperatuuril. Harilikult sisaldab transistori siirde temperatuuri arvutamisel kasutatav summaarne soojustakistus järgmisi takistusi: jahutusradiaatori ja ümbritseva õhu vahelist, transistori kere ning radiaatori vahelist, läbi isoleertihendi ja transistori kere ning pooljuhtkristalli vahelist soojustakistust. Eelnimetatud transistori soojustakistusi näitab joonis 2.7, c.

Esimeseks soojustakistuseks on jahutusradiaatori ja ümbritseva õhu vaheline soojustakistus. Mitmetes rakendustes tuleb transistori kere jahutusradiaatorist elektriliselt isoleerida. Selleks kasutatakse tavaliselt vilgukivist, anodeeritud alumiiniumist, plastikkiledest jt materjalidest isoleertihendit. Soojustakistus pooljuhtseadise alusest jahutusradiaatori ülaosani jääb tavaliselt vahemikku 0,3 to 1 ºC / W. Paljude transistoride ja dioodide pooljuhtkristalli ja kere vahelised soojustakistused ning kere ja jahutusradiaatori vahelised soojustakistused on tootjate poolt näidatud tehniliste andmete lehtedel.

Kokkuvõtteks. Muundurite projekteerimisel võib bipolaartransistore valida vaid madalate lülitussageduste puhul. MOSFET-transistorid on eelistatud väikese võimsusega ja kõrgsageduslikes rakendustes. IGBT-transistorid on populaarseimad lülitustransistorid jõupooljuhtmuundurites, mille lülitussagedus on vahemikus 1 kuni 150 kHz.

Lülitussageduse valik on jõupooljuhtmuundurite projekteerimise väga tähtis etapp kuna sellest sõltuvad võmsuskadude ja soojusarvutus.

2.5. Ohukaitse

Kaitse liigitus. Seadme teenindamisel esinevaid avariisid (õnnetusi) on kahte liiki: sisemised ja välised avariid. Sisemisi avariisid põhjustavad komponentide rikked või nende parameetrite ebastabiilsus. Väliste avariide põhjused on tihti seotud toitevõrgu lubatud parameetrite ületamisega. Avariide vältimiseks kasutatakse jõuelektroonikalülitustes erinevaid kaitsesüsteeme (joonis. 2.8). Need erinevad üksteisest tööpõhimõtte ja ehituse poolest.

76

Jõupooljuhtmuundurid, mootorid ja kogu süsteem peab olema kaitstud liigkoormuste poolt põhjustatud kahjustuste eest. Muunduri sisemiste avariide põhjuseks on türistoride, transistoride ja nende juhtseadmete rikked. Liigpinged ja liigkuumenemine tekitavad suuri liigvoolusid ja faasidevahelise lühise, mis rikub pooljuhtlüliteid, trafosid ning teisi samasse toitevõrku lülitatud seadmeid. Reeglina võib lühisvoolu maksimaalnse amplituudväärtus ületada nimivoolu amplituudväärtuse kahekordselt või rohkem. Seetõttu on pooljuhtseadiste voolu piiramine muunduri esmane kaitseviis. Elektriajamite jõupooljuhtmuundurid peavad vastama järgmistele rahvusvahelistele standarditele:

• EN 60204 – Safety of machinery. Electrical equipment of machines. General requirements,

• EN 60146 – Semiconductor converters. General requirements and line commutated converters.

Harilikult on kõik seadmed varustatud kaitsega ühefaasilise ja faasidevahelise lühise eest ning liigvoolu- ja liigkuumenemiskaitsega. Alljärgnev tabel illustreerib kaitseseadmetevahelisi erinevusi (2 - täielik kaitse, 1 - osaline kaitse, 0 - kaitse puudub):

Liigvoolukaitse Liigkuumenemiskaitse Rike

Sulavkaitse Kaitselüliti Termistor Bimetall- termorelee

Lühis 1 2 2 2

Liigvool rohkem kui 200% 0 2 2 2

Käivitus/seiskamine üle 60 tsükli tunnis 0 1 2 2

Faasikatkestus 0 1 2 2

Pinge kõikumine 0 2 2 2

Sageduse kõikumine 0 2 2 2

Liigkuumenemine 0 0 2 2

Lihtsaimaks kaitse viisiks on sulavkaitsmete kasutamine. Mitmetel sulavkaitsmetel on häireseadmeteks mikrolülitid. Türistoride rööpühenduse korral on sulavkaitsmed peamisteks lühisekaitseseadmeteks. Sulavkaitsmete põhipuuduseks on asjaolu, et rakendumise korral tuleb need asendada uutega. Lisaks eelnevale ei kaitse sulavkaitsmed muundurit liigkoormuse eest.

Us Uk M

Sulav- Kaitse- Drosselid ja Lülitite Lülitus- kaitsmed lülitid filtrid blokeering kilp

Joonis 2.8

77

Muunduri sisendisse paigaldatud kiiretoimelised automaatkaitselülitid tagavad muunduri korduva kaitse ning võimaldavad ka kaugjuhtimist. Harilikult katkestavad need lühise korral seadme toite millisekundite vältel. Reeglina tagavad automaatkaitselülitid muunduri vajaliku kaitse ka liigkoormuse, liiga lühikese käivituskestuse ja liiga suurte käivitusvoolude korral. Kaitselülitid pole aga parimateks lühisekaitseseadmeteks.

Palju tõhusam on tüürimpulsside blokeerimine, kui muundur läheb alalditalitlusest üle vahelditalitlusse. Antud meetodid nõuavad täiendavaid andurilülitusi, näiteks termistoride või bimetalltermoreleede paigaldamist mootori mähistesse. Need tuleb paigaldada kohtadesse, kus võib ilmneda mähise, aga ka mootori teiste osade lubatust kõrgem temperatuur. Andurlülitused kaitsevad muundurit liigvoolu, liiga intensiivse lülituse, pöörleva koormuse kinnikiilumise, ühefaasilise käivituse, pinge ja sageduse kõikumise, sobimatute jahutustingimuste ja mootori laagrite rikke korral.

Kaitseseadmed on samuti ka filtrid, drosselid ja reaktorid. Liigpingekaitse tagatakse kondensaatoritega, lahenditega ja varistoridega. Toitevõrgu sees kaitsevad jõuahelaid induktiivsete ja mahtuvuslike koormuste lülitamisel tekkivate liigpingeimpulsside eest spetsiaalsed summutusahelad.

Võrguga sünkroniseeritud vaheldid vajavad täiendavat kaitset vääratustalitluse vastu. Vääratumine tekib muunduri üleminekul alalditalitlusest vahelditalitlusse, kui üheaegselt on avatud alaldi ja vaheldi grupi pooljuhtseadised, mis omakorda põhjustab vahelduv-ja alalisvooluahelate vahelise lühise. Kiiretoimeline kaitselüliti alalisvooluahelas kaitseb muundurit sellise avariitalitluse eest.

Sõltumatute vaheldite korral on kaitse põhieesmärgiks vaheldi ohutu lahutamine alalisvoolu vahelülist. Alalisvoolu kaitselülitid ja kontaktorid aitavad vältida avariitalitlusi. Selle probleemi teiseks võimalikuks lahenduseks on hetktoimega ja keskmise toimekiirusega vooluandurite kasutamine. Nende signaalid muudavad modulatsiooni viisi selliselt, et transistorid sulguksid liigvoolu korral.

Summutus-ja piirikahelad. Kõikidel türistoridel ja transistoridel tekkivate kõrgete pingete ja suurte voolude tõttu kasvavad lülitusprotsessi siirdetalitluses lülituskaod võrdeliselt muunduri lülitussageduse kasvuga. Lisaks suurenevatele lülituskadudele langeb muunduri kasutegur ja voolumuutus sI ning pingemuutus sU põhjustavad seadistes soojuslikke liigkoormusi ja elektromagnetilisi häireid. Ülalmainitud probleemid muutuvad teravamaks muunduri komponentides esinevate parasiitmahtuvuste ja induktiivsuste tõttu, mistõttu tuleb muunduri põhimõõtude ja maksumuse vähendamiseks ning kõrge kasuteguri tagamiseks kasutada energiat hajutavaid summutusahelaid.

Summutusahelate ülesandeks on pooljuhtseadiste lülituskoormuse vähendamine lubatud tasemeni. Pinge piirikahelaid kasutatakse laviinläbilöögist põhjustatud rikete vältimiseks, juhul kui liigpingeimpulsid ületavad lülititele lubatud väärtuse.

Summutus-ja piirikahelad on hädavajalikud jõulülititena kasutatavate dioodide, türistoride ja bipolaartransistoride korral. Seevastu MOSFET-transistorid on võimelised välja lülitama kõrgeid pingeid ja suuri voolusid ka ilma liigipingeid summutavate ahelateta. Kuna need pooljuhtseadised on väga tundlikud liigpingeimpulsside suhtes, siis osutuvad vajalikeks pinge piirikahelad.

Summutusahelad. Õigesti projekteeritud summutusahel võib vähendada peamiselt sisselülituskadusid, mida põhjustab kiire voolumuutus sI, kuid pingemuutuse sU tekitatud kaod

78

mõjutavad samuti muunduri jõuahelat. Tavaliselt ei vähenda summutusahelad kogukadusid, vaid pigem suunavad osa transistori või türistori lülituskadudest summutusahela takistisse ja seega kaitsevad pooljuhtseadist liigpinge eest lülitusprotsessi vältel.

Kõige levinum summutusahel koosneb jadamisi lülitatud kondensaatorist ja takistist ning ühendatakse pooljuhtlülitiga või liigkoormuse allikaga rööpselt.

Sisemiste liigpingete ärahoidmiseks kasutatakse RC-summutusahelat, mis on toodud joonisel 2.9. Kui taastuv vastuvool kasvab, siis kondensaatoril säilib pinge, mis on ligikaudu võrdne türistori või transistori pingelanguga. Teisest küljest hajutab takisti osa kommutatsiooniahelas salvestunud energiast. Harilikult on mahtuvuse väärtuseks 1 kuni 2 F ja takistus arvutatakse järgmiselt:

CLR

CL 2<< ,

kus L on kommutatsiooniahela induktiivsus (trafo faaside või drosseli induktiivsus).

Kuna pooljuhtseadise maksimaalne vastuvool IR ja pingemuutus su on toodud tehniliste andmete lehel, määravad kondensaatori ja takisti parameetrid järgmised valemid:

RIUR

RCUsU

=

= 632,0

kus U on seadisele langev pinge ja s on antud valemiga (2.4). Määratud su peab olema alati väiksem su tehniliste andmete lehel toodud nimiväärtusest. Takisti võimsus on

b. c.

Joonis 2.9

a.

Joonis 2.10

L1

L2

L3

U2 U1

79

P = 450CU 2

Et ära hoida väliseid liigpingeid, tuleb RC-summutusahelad ühendada toiteahelasse, nagu näitab joonis 2.10. Summutusahela mahtuvus määratakse valemiga

2

2

1π205,0

U

Rs

s

kkUf

mIC = ,

kus tegurid kr ja U võetakse alaldi tunnussuuruste tabelist, S ahela vool, S ahela pinge ja f1 sagedus. Transistori parameetrid määratakse järgmiste valemitega:

4000

22

2RIP

CLR

s=

≥

Summutusahelaid on lihtne kasutada, need vähendavad lülituskadusid suure võimsusega rakendustes. Kahjuks aga pingete ebaühtlust vähendavate summutusahelate suure mahtuvusega kondensaatorite tõttu pooljuhtseadiste kommutatsioon aeglustub. Muunduri lülitustunnusjooned halvenevad selle talitlussageduse alanemise tõttu. Kuna summutusahelate komponendid peavad taluma kõrgeid pingeid ja suuri voolusid, siis on need suuremõõtmelised ja kallid.

Piirikahelad. Piirikahelad koostatakse tavaliselt alaldusdioodide või pooljuhtstabilitronide (Zeneri dioodide) baasil. Pooljuhtstabilitronidega piirikahelate skeemid on toodud joonisel 2.11. Mõlemad ahelad vähendavad efektiivselt impulssliigpingeid. Pooljuhtstabilitronid hakkavad voolu juhtima väga kiiresti, kuid alaldusdioodid aeglasemalt.

Üheks pingepiirikute eriliigiks on sujuvpiirikud. Need piirikud suunavad liigpingeimpulsside energia kondensaatorisse või summutusahelasse. Sujuvpiirikuid kasutatakse jõudioodidel, türistoridel ja transistoridel üheaegselt esinevate liigpinge-ning vooluimpulsside vältimiseks. Pinge piirikahel väldib liigpingeimpulsse ja piirab pinge kasvukiirust sU pooljuhtseadise avanemisel, nagu on näidatud joonisel 2.12. Kui transistori sulgemisel kaob baasi vool, siis samal ajal juhitakse kollektori vool kondensaatorisse. Seetõttu väheneb kollektori vool ja kasvab pinge kollektori emitteri vahel, vältides samaaegselt liigpinge-ning liigvooluimpulsside teket. Kuna transistoridel puudub blokeerimisvõime (vastupinge talumisvõime), siis vahelduvvooluahelates sillatakse need dioodidega.

Joonisel 2.13 on kujutatud induktiivsusega rööpselt ühendatud piirikahel. Selle liigpingeimpulsside energia suunatakse kondensaatorisse ning ahel piirab pinge kasvamise kiirust sU transistoril.

a. b.

Joonis 2.11

80

Kokkuvõtteks. Pooljuhtseadiste voolu piiramine on muunduri kaitse esmaseks meetodiks. Täiendavalt varustatakse muundur kaitsega ühe- ja mitmefaasilise lühise, liigkuumenemise ning liigvoolu vastu. Sulavkaitsmed, automaatkaitselülitid ja termistorid on populaarseimad kaitse-ja lülitusseadmed. Võrguga sünkroniseeritud vaheldid vajavad täiendavat kaitset vääratustalitluse eest.

Summutusahelad piiravad pooljuhtseadiste lülituspingeid seadmetele lubatavate väärtusteni. Vältimaks perioodiliselt korduvat liigpinget ja liigvoolu, võib RC-summutusahelad ühendada türistori või transistoriga rööpselt. Seadmeväliste kommutatsioonide takistamiseks ühendatakse summutusahelad rööpselt toiteliinidega.

Piirikahelad kaitsevad elektronseadiseid tõhusalt liigpingeimpulsside eest. Tavaliselt koostatakse summutusahelad alaldusdioodide ja pooljuhtstabilitronide (Zeneri dioodide) baasil.

2.6. Elektriline pidurdus

Nõuded pidurdustalitlusele. Elektriline pidurdus kujutab endast talitlusviisi, kus mootori poolt toodetud energia tagastatakse ümbritsevasse keskkonda. Mootori pöördemoment mõjub sel juhul liikumist taksitavalt (masin töötab generaatori talitluses). Selline talitlus esineb juhtudel, kus koormus järsult aeglustub või peatub, näitaks koorma langetamisel jne. Kui koormuse inerts on suur, tuleb sellega arvestada juhul, kui mootorit on tarvis täiskiiruselt kiiresti peatada. Kuna pidurdamiseks on vajalik täiendav moment, siis tuleb pidurduse vältel koormuse energia hajutada. Ajamis salvestub kahte tüüpi energiat. mis tuleb pidurduse vältel hajutada:

a. b. c.

d. e. Joonis 2.12

a. b. Joonis 2.13

81

• inertsi või kineetiline energia, põhiliselt pöörlevates ja lineaarmasinates. Pidurdust tuleb intensiivistada, et saavutada energia hajutamine,

• potentsiaalne energia, põhiliselt liftides ja tõstukites, mis võivad liikuda ühtlaselt või kiireneda aeglaselt. Pidurdamisel tuleb rakendada kogu võimsust, et hoida kiirus muutumatuna, kui koormus väheneb.

Võimsuskaod elektriajamis, mehaaniline takistus ja ülekandemehhanismi kasutegur tulevad aeglustamisel kasuks, kuna need vähendavad nõutavat pidurdusvõimsust. Regenereeritud potentsiaalne energia sõltub maksimaalsest võimsusest ja väljajooksu ning peatumiskestusest. Pidurdusaeg ja pidurdustsükli kestus määratakse protsessile esitatavate nõuetega.

Energia hajutamine. Ajal mil mootor pidurdub muundatakse mehaaniline energia elektrienergiaks ja ning parimaks võimaluseks oleks selle tagastamine toitevõrku. Energia rekuperatsioon (regeneratsioon) toimub muunduri negatiivse voolu korral. Alalisvoolu vahelüliga muundurite puhul laeb negatiivne vool lüli kondensaatoreid. Toitepinge kasvab kui toitevõrk on piiratud võimsusega. Juhul kui muunduri alalispinge kasvab lubatust kõrgemaks rakendub liigpingevabasti. Kuna aga muunduri vabastit ei läbi mootori magnetvoog, on see mittejuhitav lüli.

Võimaldamaks mootoril aeglustumist, tuleb täiendav energia hajutada. Seetõttu osutub vajalikuks pidurdusenergia salvestada või muundada mõneks teiseks energialiigiks. Siin on mitmeid võimalusi (joonis 2.14):

• elektrienergia tagastamine toitevõrku (selle energiaga toidetakse teisi elektritarviteid),

• elektrienergia muundamine soojuseks läbi pidurdustransistori (lüliti) ühendatud pidurdustakistis,

• energiavahetus mitmemootorilistes rakendustes (pidurdusenergiaga toidetakse teisi sama muunduriga ühendatud mootoreid),

• dünaamiline pidurdus, kus koormuse kineetiline energia muundatakse soojuseks mootoris endas.

Kuna eeldatakse kiiret ja sagedast pidurdamist, peab jõupooljuhtmuundur pidurdusel vabaneva elektrienergia, kas mõlemasuunalise energiavoo võimalusel toitevõrku tagastama või hajutama läbi juhitava transistorlüliti pidurdustakistusel soojusena. Muunduri võimsuskaod toetavad seda

Us Uk M

Pidurdus - Pidurdus- Jõupooljuht- muundur transistor ja takisti muundur

Joonis 2.14

82

protsessi alalisvoolupidurdusel. Suurte kiiruste ja võimsuste korral võivad kaasaegsed elektriajamid pidurdusel arendada nimimomendist suuremat momenti ning anda nimivõimsusest suuremat võimsust ja sel juhul tuleb vaid eeldada, et mootor koos muunduriga tuleksid toime sellise energiahulga hajutamisega.

Elektrienergia rekuperatsioon. Elektrienergia rekuperatsiooni peamiseks eeliseks on asjaolu, et toitevõrku tagastatud elektrienergiat saavad kasutada teised samasse võrku lülitatud elektritarvitid. Selleks tuleb muunduriga ühendada täiendavad ahelad, mille mõõtmed ja mass ületavad sageli muunduri mõõtmed ning massi. Tänu kõrgele maksumusele kasutatakse antud muundureid harilikult spetsiaalsetes elektriajamites, kus on nõutavad rekuperatiivsed karakteristikud. Seega pole mootori väikese võimsuse ja koormusmuutliku talitluse korral rekuperatiivpidurdus majanduslikult otstarbekas, välja arvatud juhul, kui mootorit toidetakse piiratud võimsusega akupatareist.

Dünaamiline pidurdus. Erinevalt rekuperatiivpidurdusest ei tagastata dünaamilisel pidurdusel pidurdustakistisse antud elektrienergiat toitevõrku. Väikese pidurdusenergia puhul on odavam kasutada täiendava muunduri asemel pidurdustransistori ja välist pidurdustakistit. Dünaamilise pidurduse korral muundatakse elektrienergia pidurdustakistis soojuseks.

Pidurdustakisti on alalisvoolu vahelüliga muundurite põhikomponent, mis hajutab pidurdusel vabaneva energia. Pidurdusahela takisti võtab vastu alalisvoolulülisse tagastuva pidurdusenergia ning vähendab sellega koormuse võimsuskadusid. Kuna pidurdusenergia pole tavaliselt pidev, vaid esineb ainult teatud ajavahemikel, siis võimaldab see asjaolu määrata pidurdustakisti võimsuse P järgnevalt:

P > Prms,

kus Prms on pidurdusvõimsuse efektiivväärtus 120 sekundi vältel.

Pidurdustakisti valikul on soovitav kasutada järgmist algoritmi: peab olema teada mootori võllile taandatud pöördemoment M ja inertsmoment J , nurkkiirus ω ja pidurdusaeg tp. Nende andmete põhjal arvutatakse maksimaalne pidurdusmoment

pp t

JMM ω+=max .

Maksimaalne pidurdusvõimsus on

Pp max = Mp max ω

Maksimaalne elektriline pidurdusvõimsus sõltub mootori kadudest ning avaldub kujul

Pmax = Pp max – kδPM,

kus PM on mootori nimivõimsus ja kδ generaatoritalitluse kaotegur, mille väärtuseks on tavaliselt 0,03…0,08. Järgnevalt leiame pidurdustakisti takistuse

max

2

PUR d≤

kus Ud on alalispinge. Pidurdusvõimsus määratakse suhtelise pidurduskestuse qp ja teguri kq alusel

qkPP max= ,

83

kus tegur kq on joonisel 2.15,

Tt

q vдljp = ,

kus T on pidurdustsükli kestus.

Alalisvoolupidurdus. Alalisvoolupidurduse korral lahutatakse mootor vahelduvvoolu toitevõrgust ning mähistesse juhitakse alalisvool. Kasutades juhitava alalispingega vaheldit, tekitatakse rootori pidurdus-ja hoidemoment ilma energiat toitevõrku tagastamata. Kuna pinge sagedus on võrdne nulliga ning puudub mootori kiiruse juhtimine, siis pole võimalik täpselt määrata koormuse pidurdusaega. Rootorile mõjub sujuv pidurdusmoment ning seetõttu kasutatakse rootori pidurdamiseks ja seisval rootoril pidurdusmomendi hoidmiseks alalisvoolupidurdust lühikeste ajavahemike vältel. Sagedane alalisvoolupidurdus võib põhjustada mootori liigkuumenemist ning seetõttu on soovitav kasutada kaitseseadmeid.

Alalisvoolupidurduse kombineerimisel minimaalse energiatagastusega rekuperatiivpidurdusega on üheaegselt vajalikud sageduse vähendamine ja alaliskomponendi lülitamine mootori mähistesse. Sellist pidurdusviisi nimetatakse kompaundpidurduseks.

Kokkuvõtteks. Pidurdusseadmed võimaldavad mootori ja toitevõrgu vahelist energiavahetust. Selleks on mitmeid võimalusi. Tõhus pidurdusviis on rekuperatiivpidurdus, mille puhul pidurdusenergia tagastatakse toitevõrku. Antud pidurdusviisi puuduseks on aga pidurdusseadmete kõrge hind. Populaarseim pidurdusviis on dünaamiline pidurdus, mille korral pidurdusenergia muundatakse soojuseks pidurdustakistis. Kuigi dünaamiline pidurdus pole kõige tõhusam pidurdusviis, kasutatakse tänapäeval pidurdustakisteid kõige sagedamini. Alalisvoolupidurduse korral muundatakse koormuse kineetiline energia mootoris soojuseks, järelikult on tegemist kõige lihtsama pidurdusviisiga.

2.7. Filtrid

Elektromagnetiline ühildatavus. Paljud elektrivõrgud on hästi juhitavad ning säilitavad oma parameetrid lubatavate hälvete piires, kuid samal ajal võivad need olla tundlikud häiringute suhtes. Häiringud võivad esile kutsuda rikketalitluse, põhjustades sellega kogu süsteemi avariitalitluse. Elektrisüsteemi kahjustusi põhjustavad alati kohalike võrkude rikketalitlused, nt liigpinge-ja liigvooluimpulsid, magnettormid jne.

Lubamatute voolude ja pingete esinemist elektroonikaseadmetes nimetatakse häiringuteks. Elektromagnetilistel häiringutel on väga lai sagedusspekter, mis ulatub gigahertsideni.

kq

q 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

qp

10

2

Joonis 2.15

4

6

8

0

84

Elektromagnetilise (EMC) ühildatavuse seisukohalt ei tohi elektriseade talitluse vältel genereerida elektromagnetilisi häireid, mis segavad teiste seadmete normaalset talitlust, samuti ei tohi seade ise olla tundlik elektromagnetiliste häirete suhtes.

Jõuelektroonikaseadmete väljatöötaja tähtsaks ülesandeks on kõrgemate harmooniliste pärssimine, st hoida kõrgemate harmooniliste hulk lubatud piires. Vooluharmooniliste vähendamiseks kasutatakse kolme meetodit:

• drosselite ja kondensaatorite ühendamine toitevõrgu ja muunduri vahele, • LC-filtrite kasutamine, mida võivad läbida vaid seadme teatud sagedusega

voolud, • mitmefaasiliste seadmete rakendamine.

Drossel tuleb sisemiselt ühendada alalisvoolu vahelüliga või väliselt muunduri toiteklemmidega. Teiseks meetodiks, mis võimaldab vähendada kõrgemaid harmoonilisi, on väljundkaabli soonte ümbritsemine ferriitrõngaga, millega ümbritsetakse faasijuhid, kuid mitte neutraaljuht.

Suuremõõtmeline sisendkondensaator paikneb alalisvoolumuundurites tavaliselt toitevõrgu ja muunduri sisendi vahel. Suhteliselt suure mahtuvuse tõttu salvestab kondensaator nõutava kõrg-ja madalsagedusliku energia pinge iga perioodi vältel. Kondensaatorfilter koosneb harilikult kahest kondensaatorist: elektrolüütkondensaatorist, mis vähendab vooluharmoonilisi, ja lülitussageduse harmoonilisi vähendavast keraamilisest kondensaatorist. Sisendkondensaator laadub madala sagedusega pingega, kuid toiteallika vool on palju kõrgema sagedusega.

Põhilised tööstuses kasutatavad kõrgemate harmooniliste filtrid on mõnede summutustakistitega varustatud jada LC-filtrid. Filtritel võib olla suhteliselt lihtne ehitus (koosnevad vaid mõnest komponendist), kuid tavaliselt võimaldavad palju keerulisemad teist ja kolmandat järku filtrid laiemat sagedusvahemikku. Toitevõrgu ja muunduri vahelised LC-filtrid on tavaliselt kaheotstarbelised. Esiteks vähendavad nende resonantsahelad juhtivushäireid, mis antakse toitevõrku tagasi ligikaudu 30 dB võrra. Sellise filtri lõikesagedus ei pea olema rohkem kui 2 või 3 korda kõrgem toitevõrgu sagedusest. Kondensaator peab olema valitud vastavalt toitevõrgu pingele. Kasutatakse mahtuvusi vahemikus 100 nF kuni 2,2 μF. Teiseks ülesandeks on väikese näivtakistuse lisamine toiteliini ja suure mahtuvusega kondensaatori vahele, kui kasutatakse viimast. See vähendab kõiki siirdepingeid, liigpingeimpulsse või pingetippe. Kasutada tuleb tootja poolt ettenähtud filtrit, samuti tuleb arvestada kaabli pikkust, mahtuvust ja lülitussagedust. Alalisvoolukoormuse korral kasutatakse väljund LC-filtrina koormusega jadamisi ühendatud drosselit. Alalisvoolu puhul täiendatakse koormusega jadamisi ühendatud drosselit rööpkondensaatoriga. Selle ülesandeks on energia salvestamine ajavahemikul, kui lülitid on avatud. Kondensaator töötab mehaanilise vabavooluelemendi analoogina.

Kõrge pulsilisusega muundurite kasutamine võimaldab oluliselt vähendada madala järguga harmoonilisi. Kõrgema järgu harmooniliste sagedus on samuti kõrgem, järelikult lähenevad sisend-ja väljundvoolud siinuselistele. Kahte madalama pulsilisusega muundurit võib kombineerida pingete nihutamisega 30° võrra, et suurendada süsteemi pulsilisust. Kui kaks sarnaselt juhitavat muundurit on ühendatud ühele siinile, siis vähenevad harmoonilised voolud tänu tüürnurkade-vahelistele faasinihetele, sest muundurite talitluskiirus on erinev. Alljärgnevas tabelis võetakse kokku põhilised meetodid koormuse ja toiteallika elektromagnetilise ühilduvuse tagamiseks.

85

Vastuabinõu Toime Sagedus

Toiteallikas Koormusel

Toiteliin kuni 100 Hz Ühtlustusvoolude vältimine Voolude ühtlustamine. Maaühendusvoolude vältimine.

Põhilised harmoonilised

100 Hz…2,5 kHz

Liini ja/või alalisvoolulüli rektor alaldis. Kõrge pulsilisusega alaldi. Kontuuride vältimine harudes. Võrgu madal näivtakistus. Harmooniliste filtrid

Ühtlustatud vooluahelad. Kontuuride vältimine harudes. Filtreerimine

Kesksagedus 2,5 kHz…150 kHz Filtrid Filtreerimine. Varjestamine. Ühtlustatud vooluahelad

Madalsagedus 155 kHz…30 MHz Filtrid. Kaabli varjestamine Filtreerimine

Kõrgsagedus kõrgem kui 30 MHz Varjestamine. Sisemine filtreerimine

Varjestamine

Madalpääsfiltrid. Alalis- ja vahelduvpingete ning voolude soovimatute komponentide vältimiseks kasutatavaid lülitusi nimetatakse filtriteks. Filtrid koostatakse reaktiivkomponentide, nagu drosselid ja kondensaatorid, mille näivtakistus sõltub sagedusest, baasil. Induktiivtakistus kasvab koos sageduse kasvuga ning seega on jadamisi lülitatud drossel märkimisväärseks takistuseks kõrge sagedusega harmoonilistele komponentidele, kusjuures rööpselt ühendatud drossel võib nende osakaalu suurendada. Vastupidiselt induktiivsusele vähendab rööpselt ühendatud kondensaator kõrge sagedusega harmooniliste osakaalu, kuid jadamisi lülitatud kondensaator suurendab seda.

Madalpääsfilter (LPF) vähendab kõrge sagedusega harmooniliste osakaalu ning laseb läbi signaali madalsagedusliku osa. Joonisel 2.16, a on toodud madalpääsfiltri sagedustunnusjoon, joonisel 2.16, b lihtsa RC-madalpääsfiltri skeem ja joonisel 2.16, c LC-madalpääsfiltri skeem. Madalpääsfiltrid tõkestavad kõrge sagedusega signaale, nende lõikesagedused võib arvutada valemitega

b. c. a.

k LR

Usis Uvälj C

Joonis 2.16

Usis Uvälj C

f

86

LCTf

RCTf

fLC

fRC

π21

π21

π21

π21

==

==, (2.5)

kus Tf on filtrite ajakonstandid. Juhul kui R = 1 kΩ ja C = 1 μF, siis Tf = 1 ms ning fRC = 160 Hz. Kui L = 1 mH ja C = 1 μF, siis Tf = 32 μs ja fLC = 5 kHz.

Hatilikult kasutatakse madalpääsfiltreid alaldite väljundpinge silumiseks. Väikese võimsusega seadmetes on sobilik mahtuvuslik filter, mis talub sagedasi sisselülitamisi ja korduvaid liigpingeid. Suure võimsusega rakendustes on eelistatumad induktiivsed filtrid, kuna need tagavad trafode tõhusama talitluse. Kombineeritud filtreid kasutatakse sageli keskmise võimsusega rakendustes.

Hea väljundpinge kvaliteediga alalispingeaalika koostamiseks ühendatakse koormusega rööpselt suure mahtuvusega kondensaator. Kompensatsiooni elektrolüütkondensaator C (joonis 2.17) kaitseb alalisvoolulüli liigpingete eest alaldi väljundpinge pulstasiooni vähendamisega ehk silumisega (alalisvooluahela sisend). Kui alaldi väljundpinge hetkväärtus on suurem kui kondensaatori pinge hetkväärtus, siis laadub kondensaator alaldist. Kui aga alaldi väljundpinge hetkväärtus on kondensaatori pinge hetkväärtusest väiksem, siis on dioodid vastupingestatud ja kondensaator tühjeneb läbi koormuse. Selle tulemusena väheneb alaldi türistoride tüürnurk, kuna pulsatsioonipinge väljundis kahaneb. Järelikult peavad toitevõrk ja dioodid taluma kõrget perioodiliselt korduvat vastupinget.

Väljundmahtuvus valitakse tavaliselt nii, et pulsatsioonipinge Ur ei ületaks 0,1 % koormuse pingest. Kondensaatori jadanäivtakistus ja jõuahela vool määravad pinge pulsatsiooni. Kondensaatori näivtakistust (ja pinge pulsatsiooni) mõjutavad kolm suurust: mahtuvus C, ekvivalentne jadatakistus ESR ja ekvivalentne jadainduktiivsus ESL.

Kondensaatori mahtuvuse võib määrata valemiga

C > 0,15 Ud Id.

Teiseks võimaluseks on arvutada kondensaatori mahtuvus järgmiselt:

r

d

UICω

> ,

kus ω = 2πf1m alaldatud pinge nurksagedus ja Ur pulsatsioonipinge amplituudväärtus.

~

=

Joonis 2.17

R1

Ud R2 С

Us

87

Suurendamaks ekvivalentset jadatakistust, valitakse praktilistes rakendustes kondensaatori mahtuvus suurem kui vajalik mahtuvus. Pidevvoolutalitluse korral vajalik jadatakistuse väärtus, mis piirab pulsatsioonipinge Ur väärtuse nõutavale tasemele, on

d

r

IUESR > .

See ongi põhjuseks, miks kompensatsioonikondensaatori mahtuvus on 160…170 μF koormuse võimsuse 1 kW kohta.

Ekvivalentne jadainduktiivsus põhjustab järelvõnkeid mõne megahertsises sagedusalas, kuid seda saab vältida madala jadainduktiivsusega kondensaatori valikuga, kaabli lühendamisega ja ühe võimsa seadme asendamisega väiksema võimsusega seadmete rööpühendusega. Ärilistes rakendustes sobivad madala maksumusega ning madala ekvivalentse induktiivsusega alumiinium-, pooljuht-ja tantaalkondensaatorid. Madala ekvivalentse induktiivsusega ja odavatel elektrolüütkondensaatoritel on suur mahtuvus väikeste mõõtmete korral, kuid suur ekvivalentne jadatakistus. Viimasel ajal on tööstuses laialt kasutusel orgaanilise pooljuhtelektrolüüdiga Sanyo OS-CON sarja kondensaatorid. Nendel on madal ekvivalentne jadatakistus, kõrge temperatuuristabiilsus ja suur mahtuvus väikeste mõõtmete korral. Enamik OS–CON sarja kondensaatoritest on varustatud sisestusjuhtmetega radiaalkeredega. Saadaval on ka pindpaigaldusega kondensaatorid, kuid nendel on eelnevatega võrreldes vähem eeliseid suuruse ja talitluse osas. Tantaal-kiipkondensatorid on siinkohal parimateks pindpaigaldusega seadisteks. Sellised kondensaatorite sarjad nagu AVX TPS ja Sprague 593D on spetsiaalselt mõeldud toiteallikate tarbeks. Nendel on madal ning suhteliselt temperatuuristabiilne ekvivalentne jadatakistus, suur silumisvõime, madal ekvivalentne jadainduktiivsus, liigvoolutaluvus ja hea mõõtmete ning mahtuvuse suhe.

Kondensaatori ees paiknev ballasttakisti R1 vähendab alaldi sisselülitusvoolu (käivitusvoolu) suuruse kkFId võrra. Alaldisisendiga jõupooljuhtmuundurite kondensaator väldib takisti R1 suuri sisendvoolusid koormuse lülitamise hetkel, sest kompensatsioonikondensaator on harilikult väga suur ning alghetkel pole see laetud (kondensaatoril puudub pinge). Ilma antud takistita läbib alaldit tugev kondensaatori laadimisvool. Selline tugev siirdevool on väga ebasoovitav. Soovitud voolu kujuga vooluallika saamiseks ühendatakse mõnikord takisti R1 asemel koormusega jadamisi võimas drossel. Takisti R2 tühjendab kondensaatori ajavahemikul, kus lülitid on avatud.

Mõnedes pulsilaiusmodulatsiooniga alalisvoolu toiteallikates kasutatakse väljundfiltrina suure mahtuvusega elektrolüütkondensaatorit rööpühenduses metall-keraamilise kondensaatoriga.

Vähendamaks pinge kasvukiirust sU ja liigpingeimpulsse, ühendatakse sageli muunduri väljundisse erinevaid madalpääsfiltreid. RC-filtrid on mõeldud kaabli näivtakistuse sobitamiseks, et vältida pingelainete peegeldumist mootori sisendklemmidelt. RLC-filtrid summutavad resonantsi. LC-filtrid genereerivad siinusele lähedast väljundpinget.

Muud filtrid. Kõrgpääsfiltrid tõkestavad signaali madalsageduslikke osi ja lasevad läbi kõrgsageduslikud osad, nagu näitab joonis 2.18, a. Lihtsa RC-kõrgpääs-passiivfiltri skeem on joonisel 2.18, b ning LC-kõrgpääsfiltri skeem joonisel 2.18, c. Kõrgpääsfiltrid tõkestavad madalsageduslikke signaale ja nende lõikesageduse võib arvutada sama valemiga (2.5) kui madalpääsfiltrite korral.

88

Joonisel 2.19 on ribapääsfiltri ehk ribafiltri sagedustunnusjoon. Sellised filtrid koostatakse resonantsahelate baasil. Väga madalatel sagedustel on jadakondensaator tühi ja väljundsignaal puudub. Väga kõrgetel sagedustel on rööpkondensaator lühistatud ning jällegi puudub väljundsignaal. Nende kahe piirolukorra vahel saavutab väljundpinge resonantssageduse puhul maksimaalväärtuse

22

11

π21

π21

π21

π21

CRTf

CRTf

f

f

==

==

. (2.6)

Juhul kui L1 = L2 = 1 mh ja C1 = C2 = 1 F, siis F = 32 S ning f = 5 kHz. Filtri selektiivsus Q on määratud avaldisega

12

ff

fQ−

= , (2.7)

kus f2 ja f1 on lõikesagedused, mis määravad filtri sagedusriba

RCLRff

2112 π

1π

==− ,

kus R on koormustakistus. Siin

RCR

Lfff

12

12

12 π4π4f

==− .

Koormustakistuse korral (R → ∞)

b. c. a.

k

L RUsis Uvälj

C

Joonis 2.18

Usis Uvälj

C

f

L2 C2

b. a.

k

Uvälj

C1

f1

L1

Usis

f2 f

Joonis 2.19

89

( )( )

( )212122

2122

2

212

1

π41fπ4

ffLC

fLffC

−=

−=

.

Juhul kui L1 = L2 = 1 mh, f1= 3 kHz, f2= 7 kHz, siis C1 = 0,92 F ja C2 = 1,6 F.

Joonisel 2.20 on passiivse ribatõkkefiltri ehk tõkkefiltri elektriline skeem. Sellise ahela väljundsuurus on teatud sagedusel ligilähedane nullile. See filter laseb läbi vaid signaale, mille sagedus on suurem või väiksem lõikesagedusest. Tõkkefiltril on vasakul sisendsild ja paremal pingejagur. Passiivfiltri tõkkesagedus ja selektiivsus Q leitakse valemitega (2.6) ja (2.7).

Lõikesagedused on järgmised:

RCLRff

1212 π

1π4

==− .

Siin

RCRL

fff

21

12

12 ππf

==− ,

kus R on koormustakistus. Kui koormustakistus (R → ∞), siis

( )( )

( )21212

212

2

2122

21

π4

π41

ffLffC

ffLC

−=

−=

.

Juhul kui L1 = L2 = 1 mh, f1= 3 kHz, f2= 7 kHz, siis C1 = 1,6 F ning C2 = 0,92 F.

Kokkuvõtteks. Elektromagnetilise ühildatavuse seisukohalt ei tohi elektriseade talitluse vältel genereerida elektromagnetilisi häireid, mis segavad teiste seadmete normaalset talitlust, samuti ei tohi seade ise olla tundlik elektromagnetiliste häirete suhtes. Antud alajaotuses on näidatud kolm võimalust kõrgemate harmooniliste vähendamiseks: drosselite ja kondensaatorite

L2

C2

b. a.

k

Uvälj

C1

Joonis 2.20

f1

L1

Usis

f2f

90

kasutamine toiteallika ja muunduri vahel, teatud harmooniliste sagedusele häälestatud LC-filtrite kasutamine ja mitmefaasiliste muundurite rakendamine.

Filtrid on eelistatuimad seadmed elektromagnetilise ühilduvuse tagamiseks. Laialdaselt kasutatakse madalpääsfiltreid muundurite sisendites ja väljundites ning mootorite sisendites. Teiste hulgas kasutatakse sagedasti ka kõrgpääsfiltreid, ribafiltreid ja tõkkefiltreid. Samuti tuntakse mitmeid filtrite arvutusmeetodeid.

91

3. Jõulülitite juhtimine “Knowledge is whole when the depth of understanding is

physical, analytical, and abstract”

Denis O’Kelly

Juhtahelad (tüürahelad) tagavad jõuelektroonika seadmete vajalike parameetrite (pinge, voolu, võimsuse, segeduse jne) juhtimise vastavalt seadesuurustele, seadmete väljalülitamise, seadiste kaitse ja seadiste nõutava diagnostika. Kõik eelnevad funktsioonid täidavad juhtahelad pooljuhtseadiste lülitushetkede reguleerimisega. See protsess on tuntud kui pooljuhtseadiste tüürimine.

3.1. Türistoride juhtahelad

Juhtahelad (tüürahelad). Türistoride juhtahelad täidavad järgmisi ülesandeid:

• sünkroniseerimise ajahetkede määramine • kandevsageduse genereerimine • tüürimpulsside formeerimine • tüürimpulsside muundamine avamisimpulssideks • avamisimpulsside jaotamine türistoridele • juht-ja jõuahelate galvaaniline eraldamine • türistoride avamine.

Joonisel 3.1, a on toodud tüüritava alaldi (joonis 1.2) juhtahela üldistatud plokkskeem. See ahel reguleerib türistoride tüürimpulsside faasinihet (ajalist viidet) türistoride avamisel. Türistorid sulguvad automaatselt võrgupingete toimel ehk loomuliku kommutatsiooni tulemusel.

Faasi nihutav juhtahel D võrdleb seadesignaali u* perioodilise kandevsignaaliga uc, mis saadakse võrgupingega Us sünkroniseeritud kandevsignaali generaatorist G. Iga kord, kui signaalide võrdluse tulemus on positiivne esimese poolperioodi algul, formeerib kandevsignaali juhtahel juhtimpulsid ja saadab need võimendisse A. Jõu-ja juhtahelate galvaaniliseks eraldamiseks ühendatakse juhtahela ja türistori juhtelektroodi vahele galvaanilise eralduse ahel

VS

Ud

u*

Ud

uc

Us

A

u*

G

D

a.

δu* A1

b.

T

Joonis 3.1

92

T. Enamasti põhineb see väikestel impulsstrafodel või kõrgepingelistes rakendustes optilistel seadistel, et vältida elektromagnetilisi häireid. Selliselt välditakse ebasoovitavad lekkevoolud ja lühised juht- ja jõuseadmete vahel. Kasutusel on mitmeid erinevaid skeeme, mis põhinevad impulsstrafodel ja optilistel seadistel (nt optronitel). Enamik tootjaid varustab türistoride juhtahelad väratitega, mis võimaldavad juhtimist arvuti kaudu.

Kõige tähtsamaks piiranguks juhtimisel on juhtimpulsi minimaalne ja maksimaalne amplituud ning kestus (laius). Tagamaks turvalist kommutatsiooni, peab vooluimpulss olema nii kõrge ja piisava kestusega, mis väldib türistori ebasoovitava sulgumise vahetult pärast selle avanemist.

Mõnikord kasutatakse pinge stabiliseerimiseks pinge tagasisidet, mis juhib süsteemi tööd selliselt, et pinge väärtus püsib soovitud tasemel. Pinge automaatstabiliseerimise põhimõtet illustreerib joonis 3.1, b. Siinkohal sisestatakse seadepinge ja pingeandurilt saadud pingesignaal Ud võrdlussõlme. Pingete erinevusega (vahega) δU juhitakse võimendit A1, mille väljundsignaal sisestatakse türistori juhtahelasse.

Eelkirjeldatud juhtahel võimaldab muunduri ühe-ja kahekvadrandilist talitlust positiivse koormusvoolu korral.

Talitlusdiagramm. Kolmefaasilise sildalaldi juhtahela talitlusdiagramm, mida sageli nimetatakse ka ajadiagrammiks, on toodud joonisel 3.2. Neil ajahetkedel, mil pinged UL1, UL2, UL3 läbivad nullpunkti, genereeritakse kandevsignaali generaatori poolt kandevsignaal uc. Kandevsignaali impulsid võivad olla erinevad, kuid nende periood peab täpselt jaguma võrgupinge perioodiga. Juhtseadme järgmiseks ülesandeks on seadesignaali ehk modulatsioonipinge u* genereerimine. Modulatsiooni- ja kandevpinge on gradueeritud selliselt, et nende maksimaalväärtused Umax on võrdsed. Iga positiivse poolperioodi algul muutub nende vahe positiivseks (u* > uc) ning juhtahel genereerib lühikese impulsi IG, mis pärast võimendamist impulssvõimendis antakse vastava türistori tüürelektroodile, et avada türistori. Tagamaks pidevvoolutalitlust, peavad juhtimpulsid alates järgmisest poolperioodist olema laiemad või kahekordsed. Sellised paarisimpulsid on joonisel 3.2.

On näha, et seadepinge u* võrdlemine kandevpingega uc kujutab endast kvantimist pinge faasi muundamise pulsi faasimodulatsiooni abil. Sageli on kandevsignaal uc saehamba või koosinuslaine kujuline:

( )

max

1max1

*arccosα

θcosθ

Uu

Uuc

=

=.

Kandevpinge uc algpunkti, mis on ühtlasi avatud türistori loomuliku kommutatsiooni punktiks, kaudu arvutatud võrgupinge faas θ1, kusjuures Umax = max(uc, u*). Sarnane efekt tekib mõnikord ka juhul, kui juhtahela sisendkanalis kasutatakse arkussiinuslaine generaatorit.

Juhtimistunnusjooned. Ühefaasilised alaldid (joonis 1.2, b, c, d) töötavad aktiivkoormuse korral pidevvoolutalitluses. Nende alaldatud pinge väärtus sõltub türistoride tüürnurgast α, nagu näitab juhtimistunnusjoon joonisel 3.3, a:

( )αcos12

0 +=UUd .

Joonisel 1.2, b näidatud mittejuhitava poolperioodalaldi alaldatud pinge keskväärtus avaldub valemiga

93

ss UUU 45,0

π2

0 == .

Joonisel 1.2, c näidatud ühefaasilise täisperioodalaldi ja ühefaasilise sildalaldi (joonis 1.2, d) alaldatud pinge keskväärtus on

ss UUU 9,0

π22

0 == .

Lõpmatu induktiivsusega aktiiv-induktiivkoormuse puhul alaldatud pinge keskväärtus

Ud = U0 cos α, (3.1)

kus U0 = 0,9Us pidevvoolutalitluse korral. Vastav juhtimistunnusjoon on joonisel 3.3, a. Kahe tunnusjoone vahelisel alal tekib katkevvoolutalitlus.

Kolmefaasilises sildalaldis (joonis 1.2, e) on tüürnurga vahemikus α = 0…30° koormusvool aktiiv-ning induktiivkoormuse puhul pidev. Alaldatud pinge keskväärtus ei sõltu koormuse tüübist ja määratakse valemiga (3.1), kusjuures

θ1

θ1

α

θ1

θ1

θ1

θ 1

θ 1

θ 1

Joonis 3.2

UL3’ UL1’ UL2’UL3 UL2

Us UL1

IG1

IG6

IG2

IG4

IG3

IG5

u*

uc

Umax

94

ss

U

s UUkUU 17,1

π263

0 === .

Juhtimistunnusjoone vastav osa on joonisel 3.3, b. Tüürnurga vahemikus 30° ja 90° on lõpmatu induktiivsusega aktiiv-induktiivkoormuse puhul koormusvool pidev ja juhtimistunnusjoon on sarnane eelnevaga (3.1).

Aktiivkoormuse korral tekib katkevoolutalitlus tüürnurga vahemikus 30° ja 150° ja juhtimistunnusjoone avaldis omab kuju

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ++= α

6πcos1

30UUd ,

kus

ss UUU 67,0

π223

30 ==

Vastav juhtimistunnusjoon on joonisel 3.3, b.

Kolmefaasilise sildalaldi puhul (joonis 1.2, f) on tüürnurga vahemikus 0 ≤ α ≤ 60° vool läbi aktiivkoormuse ja induktiivkoormuse pidev. Alaldatud pinge keskväärtuse võib arvutada valemiga (3.1), kus

ss

U

s UUkUU 34,2

π63

0 === .

90° 180° α

α

90° 60° 120°

α

90° 30° 150°

d.

Induktiiv- koormus

Induktiiv- koormus

a.

0,5U0

90° 180°α

U0 Ud

b.

U0 Ud

Aktiivkoormus Aktiivkoormus

Joonis 3.3

Induktiiv- koormus

c.

U0 Ud

Aktiivkoormus

–U0

U0

Ud

95

Vastav juhtimistunnusjoon on joonisel 3.3, c. Tüürnurga vahemikus 60° ja 90° on lõpmatu induktiivsusega aktiiv-induktiivkoormuse puhul koormusvool pidev ja juhtimistunnusjoon sarnane eelnevaga (3.1).

Aktiivkoormuse korral tekib katkevoolutalitlus tüürnurga vahemikus 60° ja 120° ja juhtimistunnusjoone avaldis on kujul

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ++= α

3πcos10UUd ,

kus U0 = 2,34Us. Vastav juhtimistunnusjoon on toodud joonisel 1.7, c.

Aktiiv-induktiiv-ja vastuelektromotoorjõuga koormuse korral peab muunduri juhtimissüsteem tagama võrguga sünkroniseeritud vaheldamise tüürnurga suurendamisega üle 90°, nagu näitab joonis 3.3, d. See on tüüpiline elektriajami pidurdustalitlus.

Väljundtunnusjooned. Väljundtunnusjooned kujutavad endast muunduri väljunddiagrammi ehk väljundpinge ja koormusvoolu vahelisi sõltuvusi Ud (Id) voolu-pinge tasandil. Need sõltuvad koormuse vastuelektromotoorjõust ja muunduri sisetakistusest

Ud = U0 – δU,

kus δU on voolujuhtide arvust k, pooljuhtseadiste pingelangust UF, koormusvoolust Id, faaside arvust m ja trafo aktiivtakistusest Rt sõltuv pingelang, mida vaadeldi eelnevalt trafo arvutuse puhul

δU = kUF + Id Rt + kmf1 Id Ltr

Pidevvoolutalitluses kujutavad väljundtunnusjooned endast paralleelseid sirgeid (joonis 3.4, a). Koormusvoolu kasvamisel alaneb väljundpinge. Sõltuvalt võimsusest on voolu aktiiv-ja reaktiivkomponentide mõju pingelangule δU erinev. Harilikult on väikese võimsusega alaldites domineerivaks aktiivtakistus, kusjuures suure võimsusega muundurites mängivad olulist rolli induktiivkomponendid. Tavaliselt ei lange muundurite väljundpinge piiratud koormusvoolu

U0

–U0

Katkevvoolu piirkond

α= 0

Id

α = max

Ud

b.

Id

Ud

Id

Ud

a.

c.

Joonis 3.4

96

tingimustes, võrreldes tühijooksupingega U0, rohkem kui 15…20 %. Liigkoormuse korral kasvab see väärtus aga kiiresti.

Kui koormus on väike, siis läheneb muunduri talitlus katkevvoolutalitlusele ja väljundtunnusjoonte kuju muutub märkimisväärselt. Pinge järsk langus tunnusjoonte algosas on põhjustatud voolu ja elektromotoorjõu vahelisest sõltuvusest. Kaarega piiratud alasse (joonis 3.4, b) jääb katkevvoolu piirkond. Katkevoolutalitlus algab kaarjoonest vasakul ning pidevvoolutalitlus algab sellest paremal. Seega on väljundtunnusjooned pidevvoolu piirkonnas lineaarsed ja kergelt langevad. Erinevalt pidevvoolupiirkonnast, on väljundtunnusjooned katkevvoolupiirkonnas suure väljundpingelangu tõttu tugevalt mittelineaarsed. Koormusvoolu katkevvoolutalitluses võib arvutada järgmise valemiga

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +=

mmfLUIdb

πctgπ1π2

αsin0 ,

kus m alaldatud pinge pulsside arv, L alaldusahela induktiivsus ja f pulsatsioonipinge sagedus.

Joonis 3.5

Id

U

Id

c.

U

U

a.

Id

b.

97

Tühijooksul (koormusvool on võrdne nulliga) kui α = 0…mπ , siis

U(0) = U0 – δU

samas aga α > mπ , järelikult

U(0) = U0 cos α – δU

Kaksikalaldi juhtimine. Kahe-ja neljakvadrandilistes kaksikalaldites peab väljundpinge keskväärtus olema juhitav positiivsest maksimaalväärtusest negatiivse maksimaalväärtuseni. Sellised kaksikalaldid koostatakse kahe alaldi vasturööpse ühendamisega.

Kaksikalaldite juhtimiseks kasutatakse peamiselt kahte meetodit: sõltumatut ja ühildatud juhtimist.

Sõltumatute juhtimissüsteemide puhul juhib teatud ajavahemiku vältel voolu vaid üks alaldi, st alaldid talitlevad teineteisest sõltumatult. Sõltumatu juhtimine on eelistatud, siis kui üks alaldi peab juhtima positiivset koormusvoolu, teine aga negatiivset. Toiteliinide-vaheliste lühiste vältimiseks peab antud ajahetkel talitlema ainult üks muundur. Sõltumatu juhtimise eeliseks on asjaolu, et korraga tekivad lülituskaod ainult ühel türistoride paaril ning seetõttu võib mõlemad türistoride grupid paigaldada ühele jahutusradiaatorile. Kuna aga türistoride gruppidel on erineva polaarsusega pinge, tuleb need teineteisest elektriliselt isoleerida. Väikese võimsusega muundurite tarbeks on saadaval komplektsed türistormoodulid koos sisseehitatud lisaahelatega.

Juhtimissüsteem lülitab esimese alaldi välja ning teise alaldi sisse pärast ettenähtud ajalist viivitust. Lühise vältimiseks alaldi õlgades peab olema tagatud viide ühe alaldi lõplikuks väljalülitumiseks, enne kui teine sisse lülitatakse. Ajaline viide, kus vool läbib nulli ning ühe alaldi türistorid sulguvad sujuvalt, peab olema pikem kui alaldi energiasalvestusaeg. See viivitus põhjustab katkevvoolutalitluse koos tühijooksuperioodiga, mille vältuseks on harilikult 5 kuni 10 ms.

Pingemoonutuste kõrge tase põhjustab hilistumisaja. Koormust läbib moonutatud vool, tekitades tunnusjoonte mittelineaarsuse ja kitsa katkevvoolupiirkonna (joonis 3.5, a). Voolumoonutuste vältimiseks madalatel sagedustel on kõrgekvaliteedilistes ajamites nõutav hilistumisaja kompenseerimine. Siin kasutatakse nii tarkvaralist kui riistvaralist kompensatsiooni.

Mitmefaasiliste alaldite juhtimiseks kasutatakse tavaliselt tüürimpulsside jagurit (PDU), mis moodustab impulsside jada loogilise korrutamise abil. Joonisel 3.6 on tüürimpulsside jaguriga kolmefaasilise kaksikalaldi sõltumatu juhtlülitus. Kuna antud ajavahemikul töötab ainult üks alaldi, siis juhib tüürimpulsside jagur juhib mõlemat türistoride gruppi selliselt, et esimene grupp voolu pidevalt, teine on aga välja lülitatud. Täiendavalt tuleb siin jälgida, et türistore avavad impulsid antakse sisselülituvale muundurile siis, kui on kindel, et väljalülituva muunduri vool on võrdne nulliga. Türistore avavate impulsside andmine sisselülituvale muundurile, enne kui väljalülituva muunduri türistorid on täielikult suletud, võib põhjustada toiteliinidevahelise lühise, kusjuures lühisvoolusid saab vähendada juhtimisega või katkestada, kasutades sulavkaitsmeid või automaatkaitselüliteid.

Kui vool kahaneb nullini, saab vastulülitatud türistoride grupi avada, muutes sellega mootori voolu polaarsust (samuti pöörlemissuunda). Vooluregulaatorid B annavad sisendsignaale mõlemale tüürimpulsside formeerijale, kuid ainult üks nendest tohib anda loa türistoride avamisimpulsside formeerimiseks. Avatav türistor valitakse lüliti S korraldusel, mille talitlus

98

sõltub väljalülituva türistoride grupi voolust. Loogikalülituste & (JA) paar välistab voolu seadesignaali ja lülitussignaali polaarsuse määramisega türistori gruppide üheaegse avanemise. Niipea kui tekib võimalus gruppide üheaegseks avamiseks, katkestab loogiline juhtlülitus tüürimpulsside andmise avatud türistorile vaatamata sellele, et impulsside võimendi töötab.

Erinevalt sõltumatust juhtimisest juhitakse ühildatud juhtimise korral mõlemaid alaldeid üheaegselt, et saada ühesuguse keskväärtusega väljundpingeid. Selle tulemusena tekib uus voolukontuur, mis ei sisalda koormust. Voolu, mis läbib teisest türistoride grupist moodustatud kontuuri, nimetatakse ühtlustusvooluks. Seega koormab ühildatud juhtimine kaksikalaldit ühtlustusvooluga. Kuna kummagi muunduri pingete hetkväärtused pole võrdsed, siis osutub vajalikuks ühtlustusvoolusid vähendavate reaktorite kasutamine jõuahelas. Antud juhtimismeetodi peamiseks eeliseks on asjaolu, et voolu suuna muutmise korral ei nõuta ajalist viidet voolujuhtimise üleminekul ühelt alaldilt teisele.

Ühtlustusvool on parasiitnähtus, mille tulemusena kasvab kogu süsteemi poolt tarbitav võimsus. Selle väärtus sõltub alaldite pingete hetkväärtuste erinevuse suurusest ja ahela takistusest. Teoreetiliselt on võimalik vältida katkevvoolutalitlust, kui kummagi alaldi türistoride tüürnurgad α1 ja α2 arvutada valemitega

α1 + α2 = π; α1 – α2 = π.

Praktilistes rakendustes kasutatakse kahte ühildatud juhtimise meetodit.

Üldise ühildatud juhtimisega süsteemides juhitakse türistore kooskõlas järgmise seaduspärasusega:

α1 + α2 = π

Seega on pingete keskväärtused võrdsed, kuid hetkväärtused erinevad ning kaksikalaldis tuleb nende ühtlustamiseks kasutada ühtlustusreaktorit L. Koormust läbib sel juhul pidevvool ning ühtlustusvoolud läbivad reaktorit, türistore ja mähiseid. Vastav väljundtunnusjoon on joonisel 3.5, b. Juhul kui vool muudab suunda, on väljundtunnusjooned lineaarsed ning puudub ajaline

VS2

VS1

uc

uc PDU

Us

A1

u*

G

D1

A2

D2

Joonis 3.6

S

&

&

T1

T2

B

99

viide voolujuhtimise üleminekul ühelt alaldilt teisele. Eelmainitud asjaolu ongi antud juhtimismooduse peamiseks eeliseks.

Üldise mitteühildatud juhtimisega süsteemides juhitakse türistore lihtsa seaduspärasuse järgi:

α1 + α2 > π.

Antud juhul on pingete keskväärtused võrdsed, kuid jällegi ühtlustab ühtlustusreaktor L nende hetkväärtusi. Koormust läbib katkevvool ning ühtlustusvool läbib reaktorit, türistore ja mähiseid. Väljundtunnusjooned on mittelineaarsed (joonis 3.5, c), kuid siiski suurendab ühtlustusvool kogu süsteemi poolt tarbitavat võimsust ühtlustusvooluvaba talitlusega võrreldes.

Alalisvoolu toite korral pole võimalik loomulik kommutatsioon ning siis tuleb kasutada teisi pooljuhtseadiste lülitusviise.

Tsüklokonverteri juhtimine. Joonisel 1.21 näidatud tsüklokonverteri juhtimiseks on tarvis juhtahelat, mille skeem on joonisel 3.6. Sellele juhtahelale tuleb lisada täiendav kanal sageduse juhtimiseks. Iga türistoride grupp kujutab endast keskväljavõttega alaldit. Sarnaselt alalditele koosneb tsüklokonverteri juhtlülitus pulsigeneraatorist ja tüürimpulsside jagurist. Pinge esimest poolperioodi juhib ühisanoodlülituses türistoride grupp ja järgmist ühiskatoodlülituses türistoride grupp. Sellise talitluse puhul on üks türistoride grupp suletud, samal ajavahemikul on teine avatud.

Tsüklokonverteri juhtahela talitlusdiagramm on toodud joonisel 3.7. Toitepinged Us on siin näidatud kõveratena UL1, UL2, UL3. Iga türistoride kolmiku pinge keskväärtus muutub seaduspärasusega, mis vastab tüürnurga koosinusele. Järjestikulised tüürnurgad peavad muutma türistori juhtimisvoolu IG selliselt, et väljundpinge keskväärtus oleks lähedane siinuspingele.

θ1

θ1

UL3 UL2

Us , Us k UL1

u*

UL3 UL2 UL1

Joonis 3.7

uc

100

Nõutava väljundpinge moodustamiseks kolmefaasilisest sisendpingest on kaks võimalust: impulsi kestusega 120° või 180°. Mõlemal juhul määravad impulsid väljundpinge formeerimise ajavahemikud. Nendel pingetel on vajalik kuju ning faasinihkenurk. Impulsside jaotus pulsi kestusega π on joonisel 3.8. Tsüklokonverteri väljundi faaside pinged on sarnased sõltumatu juhtimisega keskväljavõttega alaldi samade pingetega. Ainsaks erinevuseks on siin positiivsete ja negatiivsete väljundpingete võrdsus. Igal ajahetkel, kui üks türistoride kolmik sulgub ja teine avaneb, läheb alalditalitlus üle vahelditalitluseks ning muutub pinge polaarsus. Kuna vool kahaneb nullini on, alaldi ja vaheldi türistoride grupid suletud ja edasiselt järgmine grupp avatud tänu positiivse pinge kasvamisele.

Nagu näitab joonis 3.7, määrab pinge u* polaarsus väljundpinge Uk polaarsuse, pinge u* amplituud väljundpinge amplituudi ja pinge u* sagedus väljundpinge sageduse. Pinge keskväärtust null nõutakse käivitushetkel, järelikult on sellel hetkel tüürnurk 90°. Pinge u* positiivse poolperioodi vältel on avatud alaldi türistorid ning negatiivse poolperioodi vältel vaheldi türistorid. Pinge u* kasvamisel väheneb türistoride tüürnurk. Pinge u* maksimaalväärtuse korral on tüürnurk minimaalne. Lisaks sellele suureneb tüürnurk, mis hiljem väheneb vajaliku astme võrra. Väljundpinge kuju joonisel 3.7 näitab olukorda, kus väljundpinge sagedus moodustab veerandi sisendpinge sagedusest. Kuna seadepinge muutub poolperioodi vältel, siis muutuvad poolperioodi vältel ka tüürnurgad.

Kolmefaasilise sisendpingega Us tsüklokonverteri juhtimistunnusjoon avaldub valemiga

αππ

π= cos

6sin

3sin24

2

s

sUU .

Kokkuvõtteks. Türistori juhtahela põhiosaks on faasi nihutav juhtlülitus, mis võrdleb kontrolleri seadesignaali signaaligeneraatorist saadud võrgupingega sünkroniseeritud perioodilise kandevsignaaliga. Lihtne juhtahel tagab alaldi ühekvadrandilise talitluse, kuid keerukamates rakendustes osutub vajalikuks mitme kanaliga tüürimpulsside jagur. Juhtahelate

IG

UL2

θ1

θ1

θ1 θ1

θ1

θ1

Joonis 3.8

2π π

UL1

UL3

θ1

θ1

θ1

101

talitlusdiagrammid ja juhtimistunnusjooned sõltuvad sellest, kas tegemist on pidev-või katkevvoolutalitlusega.

3.2. Transistoride juhtahelad

Lülitusomadused. Erinevalt alalditest on vahelduvvoolumuundurid, alalis/vahelduvvoolumuundurid ja alalisvoolumuundurid sõltumatu kommutatsiooniga muundurid. See tähendab, et pooljuhtseadised peavad avanema ja sulguma sõltumatult võrgupinge sagedusest.

Transistormuundurite juhtahelate ülesanded on sarnased türistormuundurite juhtahelate omadega ning need on järgmised:

• ajaliste viivituste tekitamine • kandevsignaalide genereerimine • juhtimpulsside genereerimine • juhtimpulsside jaotamine transistoridele • juhtimpulsside muundamine transistoride tüürimpulssideks • jõu-ja juhtahelate galvaaniline eraldamine • transistoride avamine ja sulgemine.

IGBT-transistoride ning MOSFET-transistoride lülitusomadused määravad nende struktuursed parasiitmahtuvused (joonis 3.9) ja sisend-ning väljundtakistused. Transistoride juhtimine sõltub oluliselt juhtelektroodi mahtuvuse ümberlaadumisest. Tüüpilise positiivse juhtpinge UG(on) +15V puhul IGBT-transistor avaneb ja sulgub negatiivse juhtpinge UG(off) -5 …-8...-15V korral. Joonisel 3.9 on parasiitmahtuvused antud, kui suletud transistori pingest sõltuvad nõrga signaali mahtuvused:

• sisendmahtuvused CIES = CGE + CGC and CISS = CGS + CGD • siirdemahtuvused vastupingel CRES = CGC and CRSS = CGD • väljundmahtuvused COES = CGC + CCE and COSS = CGD + CDS

Joonis 3.9

PAIS (G)

NEEL (D)

LÄTE (S)

CGD

CGS

CDS PAIS (G)

KOLLEKTOR (C)

EMITTER (E)

CGC

CGE

102

Alljärgnevas tabelis kirjeldatakse mahtuvuste nimetusi ja nende tekkepõhjusi IGBT-ja MOSFET-transistorides.

Tähis Nimetus Põhjused ja sõltuvus

CGE IGBT-transistori paisu ja emitteri vaheline mahtuvus

Ülekate paisu ja emitteri metalliseerimisel; sõltub paisu-emitteri pingest; ei sõltu kollektori-emitteri pingest

CCE IGBT-transistori kollektori ja emitteri vaheline mahtuvus

Siirde n-triivala ja p-kihi vaheline mahtuvus; sõltub siirde pindalast, kollektor-emitter läbilöögipingest ja pingest

CGC IGBT-transistori paisu ja kollektori vaheline mahtuvus

Põhjustatud paisu ja n-triivala ülekattest

CGS MOSFET-transistori paisu ja lätte vaheline mahtuvus

Ülekate paisu ja lätte metalliseerimisel; sõltub paisu-lätte pingest; ei sõltu neelu-lätte pingest

CDS MOSFET-transistori neelu ja lätte vaheline takistus

Siirde n-triivala ja p-kihi vaheline mahtuvus; sõltub siirde pindalast, neelu-lätte läbilöögipingest ja pingest

CGD MOSFET-transistori paisu ja neelu vaheline mahtuvus

Põhjustatud paisu ja n-triivala ülekattest

Sisend- ja väljundtakistuste täpsemal analüüsil tuleb arvestada paisu sisetakistust, IGBT-transistori triivtakistust, MOSFET-transistori neelu takistust ja p-süvendi kõrvalharu takistust.

Mahtuvused ei sõltu siirde temperatuurist, kuid sõltuvad paisu-emitteri (IGBT-transistorid) ja paisu-lätte (MOSFET-transistorid) vahelisest pingest. Sõltuvus on oluliselt suurem madalate pingete korral. Alljärgnevas tabelis on toodud IGBT-transistori IXGN 320N60A3 ja MOSFET-transistori IXFH 110N10P vastavate mahtuvuste arvväärtused.

Tähis Katse parameetrid Tüüpilised väärtused

CISS 25 nF

COSS 1000 pF

CRSS

IGBT: UCE = 25 V, UGE = 0 V, fC =1 MHz

140 pF

CISS 3550 pF

COSS 1370 pF

CRSS

MOSFET: UDS = 25 V, UGS = 0 V, fC =1 MHz

440 pF

Joonisel 3.10 on IGBT-transistori lihtsustatud siirdetunnusjooned avanemisel. Avanemisprotsessi võib jagada kolmeks etapiks: paisu-emitteri mahtuvuse laadimine, paisu-kollektori mahtuvuse laadimine ja paisu-emitteri mahtuvuse laadimine IGBT-transistori täieliku küllastumiseni. Ajavahemiku t0 vältel laeb paisuvool IG sisendmahtuvust CGE ja paisu-emitteri vaheline pinge UGE kasvab läviväärtuseni UGE(th). Kuna UGE on ikka veel madalam kui UGE(th), puudub sellel etapil kollektori vool ja kollektor-emitteri vaheline pinge UCE on võrdne toitepingega (UCC). IGBT-transistori avanemisprotsess algab kohe, kui UGE ületab pinget UGE(th) (ajavahemik t1). Kollektori vool IC hakkab kasvama ning saavutab koormusvoolu väärtuse IC(load), mis on võimalik ainult ideaalse vabavooludioodi korral. Reaalse vabavooludioodi puhul ületab

103

kollektori vool IC koormusvoolu IC(load). Seda põhjustab taastuv vastuvool, mis liitub koormusvooluga IC(load).

Harilikult on jõupooljuhtlülitid ümbritsetud vabavooludioodidega. Kuna vabavooludioodid juhivad ikka veel voolu ajavahemiku t2 alguses, siis kollektor-emitter pinge UCE ei lange. Paisu-emitteri pinge UGE saavutab läviväärtuse UGE(pl). Ajavahemikul t2 on paisu-emitteri pinge UGE võrdne pingega UGE(pl). Kui vabavoolu diood sulgub, siis kollektor-emitter pinge UCE hakkab langema kiirusega sUCE. Sel ajal kui UCE väheneb, et saavutada püsiväärtus UCE(sat), kasvab paisu ja kollektori vaheline mahtuvus CGC, kuna pinge langeb. Mahtuvust laeb vool IG. Pinge UGE jääb veelgi lavaväärtuse UGE(pl) tasemele (ajavahemik t3). Ajavahemiku t4 algul on IGBT-transistor täielikult avatud. Mahtuvusse CGE juhitud laeng põhjustab pinge UGE eksponentsiaalse kasvamise kuni juhtpingeni UGE(on). Paisu vool IG katkeb ja kollektor-emitteri pinge UCE saavutab küllastuspinge UCE(sat) väärtuse.

Transistori sulgumisel toimub protsess vastupidises suunas. Seetõttu tuleb laeng juhtelektroodilt eemaldada.

IGBT- ja MOSFET- transistoride juhtimisviisid. Juhtelektroodi mahtuvuste (kondensaatorite) laadimisprotsessi on teoreetiliselt võimalik juhtida takistuse, pinge ja voolu muutmisega või resonantsi abil.

Joonis 3.11 annab ülevaate eelnevatest juhtimisviisidest. Kaasaegsetes juhtlülitustes on eelistatuimaks viisiks jõutransistoride juhtimine üle jadatakisti (joonis 3.11, a). Kondensaatori CG laadimise vältel jadatakistis RG hajutatud energia E on võrdne kondensaatoris salvestatud energiaga ja avaldub kujul

UGE

UGE(on)

UGE(pl)

UGE(th)

UGE(off)

IG

UCE, IC

UCC IC = IC(load)

t

t

t t0 t1 t2 t3 t4

Miller’i tasand

UCEsat

Laadimine CGE Laadimine CGC Laadimine CGE

Lülituskestus

Joonis 3.10

104

2

2sGUCE = ,

kus Us on toiteallika pinge. Seega ei sõltu hajutatud energia jadatakisti suurusest. Lülitussageduse f puhul takistis hajutatud energia RG avaldub

2sGG UfCP = .

Takistuse RG maksimaalväärtuse määrab nõutud lülitussagedus, st, mida väiksem takisti RG, seda lühem lülituskestus. Juhtimisviisi puuduseks on MOSFET-ja IGBT-transistoride juhtelektroodide mahtuvuste erinevused, mis vahetult mõjutavad lülituskestusi ja lülituskadusid.

Jadatakistuse asemel kasutatakse ka pingeallikat Us transistori juhtahelas, mis vähendab eelnimetatud puudust, kuid nõuab juhtlülituselt suuremat väljundvoolu (joonis 3.11, b).

Transistori juhtimine positiivse ja negatiivse vooluga (joonis 3.11, c) määrab juhtelektroodi mahtuvuse laadimistunnusjoone ning on võrreldav jadatakistiga juhtimisega. Juhtelektroodi mahtuvust laetakse konstantse toitevooluga läbi jadatakisti. Praktilistes rakendustes vähendab jadatakisti RG juhtahela mõõtmeid, sest selle takistus võib sisaldada ainult transistori juhtelektroodi sisendtakistust ja ühendusjuhtmete näivtakistust. Sellises vooluahelas on takisti RG poolt hajutatud energiahulk väike, sest vooluallikas talitleb vabavoolul. Kogu hajutatud võimsuse võib arvutada valemiga

RI)t(fUCRIP ssGGsG2δ212 −+=

kus valemi parem pool kujutab endast vabavoolutalitluse vältel hajutatud energiat. Vabavoolutakisti R suhe määrab vooluahela tõhususe. Selline vooluallikaga transistori juhtlülitus, mis juhib voolu kestvalt, omab ka suuri juhtivuskadusid. Kaod on siin märkimisväärsemad kui jadatakistiga juhtlülituse puhul ning seda eriti madalatel lülitussagedustel.

Resonantsahelaga juhtlülitus (joonis 3.11, d) on kõige sobivam kõrgsageduslikes rakendustes, kus osa transistori sulgumisenergiast vähendab võimsuskadusid juhtlülituses. Antud juhtlülitus

Joonis 3.11 c. d.

b. a.

+

-

RG

CG

+

-

US CG US

RG

Is R

+

-

RG

LR

RP VD Piiratud resonants

CG CG US

105

põhineb LC-resonantsil ning võib talitleda kahel viisil: täisresonantsiga (kogu resonantsdrosseli LR energia kantakse üle juhtelektroodi kondensaatorisse) ja piiratud resonantsiga (resonantsi vältel on pinge piiratud ja niipea kui antud pinge taastub, drosseli energiajääk, kas hajutatakse või regenereeritakse).

IGBT-transistori juhtimine jadatakistitega. Paisupingegeneraatoriga ahelat kasutatakse tavaliselt kahte tüüpi MOSFET-transistoride (n-kanaliga ja p-kanaliga) juhtimiseks (joonis 3.12, a). Mõlemaid MOSFET-transistori paise juhitakse sama signaaliga. Kui signaal on tugev, avaneb n-kanaliga MOSFET ning, kui signaal on nõrk, siis avaneb p-kanaliga MOSFET. Nagu eelpool märgitud, saab iga IGBT-transistori lülitusomadusi sättida jadatakistiga RG. Kuna IGBT-transistori sisendmahtuvus muutub ja laadub ning tühjeneb lülitamise vältel peab paisutakisti määrama laadumis-ja tühjenemisajad vooluimpulsi (IG) piiramisega transistori avamisel (joonis 3.12, b) ning sulgemisel (joonis 3.12, c).

Joonisel 3.12, a näidatud paisupingegeneraatoril on sümmeetrilise juhtimise tarbeks kaks väljundit. Paisutakistid jaotatakse kaheks: avamistakistiks RG(on) ja sulgemistakistiks RG(off). Selliselt piiratakse vältimatu vool allikast UGG+ allikasse UGG- MOSFET-transistori juhtlülituses lülituse kestel. Paisutakisti määrab paisu maksimaalse avamisvoolu IG(on) max ja sulgemisvoolu IG(off) max. Maksimaalse paisuvoolu suurendamine võimaldab lühendada avamis-ja sulgemisaegu ning samuti vähendada lülituskadusid. Paisuvoolu maksimaalväärtus ja paisutakisti minimaalne takistus määratakse sõltuvalt paisupingegeneraatori talitlusest. Juhitava transistori sisendtakistus avaldab täiendavat mõju maksimaalsele paisuvoolule.

Maksimaalsed paisuvoolud transistori avamisel ja sulgemisel võib arvutada järgmistest avaldistest

RG(on)

Rin

UGG+

IG

RG(on)

RG(off)

Rin

UGG+

UGG-

UGE

RG(off) Rin

UGG-

IG

Joonis 3.12

c. b.

106

GonG

GGGGonG RR

UUI

++

= −+

)(max)( ,

GoffG

GGGGoffG RR

UUI

++

= −+

)(max)( ,

kus RG on IGBT-transistori paisu sisendtakistus. Paisuvoolude efektiivväärtused transistori avamisel ja sulgemisel (kolmnurkse impulsi korral) on

3max)()(qII onGonG =

3max)()(qII offGoffG =

Suhteline lülituskestus q avaldub

csc

on ftTtq == ,

kus ton avamis-ja sulgemisimpulsi kestus ja fc lülitussagedus. Paisutakisti hajuvõimsuse transistori avamisel ja sulgemisel võib arvutada valemitega

)(2

)()( onGrmsonGonG RIP = ,

RG2

RG1

RG(on) Rin

C1 +Rin

UGG-RGE C

UGE

VD

RG Rin

UGG+

UGG-

UGE

Joonis 3.13

b.

107

)(2

)()( offGrmsoffGoffG RIP = .

IGBT-ja MOSFET-jõutransistoride juhtimise eeliseks eraldatud paisutakistitega on võimalus hinnata ja optimeerida avamis-liigpingeid, sulgemis-liigpingeid ja lühiste tekkimise võimalusi. Kui paisutakisti tarbeks on ainult üks väljund, siis tuleb kasutada ebasümmeetrilist juhtimist (joonis 3.13, a). Transistori avamise ja sulgemise eraldi juhtimiseks kasutatakse teist takistit RG2 ja sellega jadamisi ühendatud dioodi VD, mis ühendatakse rööpselt paisutakistiga RG1. Selle paisutakisti RG1 takistuse suurendamine pikendab IGBT-transistori sulgumisaega, millega väheneb ka sulgumise liigpinge. Takisti RG2 takistuse suurendamine pikendab avanemisaega ning sellega väheneb vabavooludioodi maksimaalne vastuvool. Selline juhtlülitus põhjustab lühiseid MOSFET-moodulites, kuna puudub ajaline viide, mille vältel MOSFET-transistorid jõuaksid ümber lülituda. Joonisel 3.13, b on ühise paisutakistiga juhtlülitus, kus sama takistit kasutatakse nii transistori avamiseks kui sulgemiseks. Järelikult juhitakse paisu sümmeetriliselt. Nagu eelnev lülitus, põhjustab see ajalise viite puudumise tõttu MOSFET-moodulites lühiseid.

Joonis 3.14 näitab paisuvoolu IG ja paisu-emitteri pinge UGE tegelikku kuju takistitega juhtimise korral. Juhtpinge UGG suuruse mõlema polaarsuse puhul määrab paisu isolatsioon. Kaasaegsetel MOSFET- ja IGBT-jõutransistoridel on see 20 V. Antud väärtust ei tohi kunagi ületada. Teisest küljest võib MOSFET-transistori neelu-lätte takistus avatud olekus RDS(on) ja IGBT-transistori kollektor-emitteri küllastuspinge UCE max väheneda, kui paisupinge suureneb, ning seetõttu soovitatakse rakendada avatud olekus positiivset juhtpinget, mis IGBT-transistoridel on UGE = +15 V ja MOSFET-transistoridel UGS = +10 V.

Enamus IGBT-ja MOSFET-transistoride parameetreid põhinevad eelnevatel pinge väärtustel. Alljärgnevas tabelis on näitena toodud IGBT-transistori SKM 50GB063D tehniliste andmete lehel näidatud põhiparameetrid.

Tähis Nimetus Katse parameetrid Tüüpilised väärtused

CISS Sisendmahtuvus 2,8 nF

COSS Väljundmahtuvus 0,3 nF

CRSS Mahtuvus vastupingel

UCE = 25 V, UGE = 0 V, f =1 MHz

0,2 nF

UGE = 15 V, τj = 25 °C 25 mΩ RCE Kollektor-emitterahela takistus

UGE = 15 V, τj = 125 °C 33 mΩ

IC = 50 A, UGE = 15 V, τj = 25°C 2,1 V UCE(sat)

Kollektor-emitteri vaheline küllastuspinge IC = 50 A, UGE = 15 V, τj = 125 °C 2,4 V

QGG Paisu laeng UGE = 0…+15 V 120 nC

td(on) Avanemisviivitus 50 ns

tr Esifrondi kestus 40 ns

E(on) Avanemisenergia

RG(on) = 22 Ω, UCC = 300 V, IC = 50 A, τj = 125 °C,

UGE = ±15 V 2,5 mJ

td(off) Sulgumisviivitus 300 ns

tf Taastumisaeg 30 ns

E(off) Sulgumisenergia

RG(off) = 22 Ω, UCC = 300 V, IC = 50 A, τj = 125 °C,

UGE = ±15 V 1,8 mJ

Joonis 3.14 näitab, et IGBT-transistori paisupinge peab olema sulgemisel ja suletud olekus emitteri potentsiaali suhtes negatiivne (soovitatavad pinge väärtused -5...-8...-15 V). See tekitab sulgemiseks vajaliku negatiivse paisuvoolu (pinge UGE läheneb pingele UGE(th)), mis on piisav, et

108

tekitada sulgumisaja vältel kiire pingemuutuse sUCE abil n- triivpiirkonnas positiivne ruumilaeng. Antud protsessiga kaasneb kiirelt mööduv jääkvool ehk sabavool (tail current).

Juhtimistingimuste mõju lülitusomadustele. Kuna IGBT-ja MOSFET-jõutransistoride tähtsamad juhtimisomadused sõltuvad juhtpingetest (UGG+ või UGG-) ja paisutakistusest (RG), on alljärgnevas tabelis toodud ülevaade juhtimisomaduste ja transistori põhiparameetrite vahelisest sõltuvusest.

Parameeter UGG+ kasvab UGG- kasvab RG kasvab

Sulgumisaeg ton lüheneb jääb samaks kasvab

Avanemisenergia pulsi kohta Eon väheneb jääb samaks suureneb

Sulgumisaeg toff pikeneb lüheneb pikeneb

Sulgumisenergia pulsi kohta Eoff jääb samaks väheneb suureneb

Impulssliigvool avanemisel kasvab jääb samaks langeb

Impulssliigpinge sulgumisel jääb samaks kasvab langeb

MOSFET-ide pingetipu tundlikkus kasvab kasvab langeb

IGBT-de pingetipu tundlikkus kasvab langeb kasvab

Lühisetaluvus langeb jääb samaks kasvab

Päriparameetrid (RDS(on), UCE(th)) langeb jääb samaks jääb samaks

Juhtpinged ja paisutakistus võivad mõjutada IGBT-transistori avanemise kõiki etappe ton = td(on) + tr ning sulgumise kõiki etappe toff = td(off) + tf erineval viisil, sõltuvalt tõusu ajast tr ning taastumisajast tf. Kuna paisumahtuvus summeerib juhtpingete UGG+ ja UGG- vahemiku enne lülitamist, võib mahtuvuse ümberlaadumise aeg kahaneda (avanemisviivitus td(on), sulgumisviivitus td(off)) antud takisti RG korral, kui ümberlaadumisvool või (UGG+ + UGG-) kasvavad. Teisest küljest võivad lülitusaegu tr ja tf ning sellest tulenevat energia Eon ja Eoff hajutamist mõjutada ainult juhtpinged UGG+ või UGG-, kuna need määravad voolu suuruse läbi paisutakisti RG. Joonis 3.15 annab ülevaate IGBT-transistori IXYS IXGH42N30C3 lülitusaegadest ja lülituskadudest induktiivkoormuse korral.

Joonis 3.14

b. a.

UGE (5 V/div)

IG (0.4 A/div)

UGE (5 V/div)IG (0.4 A/div)

109

MOSFET-ja IGBT-transistoride pärivoolude sõltuvuse juhtahela parameetritest saab leida nende väljundtunnusjoontelt, mis on antud nende tehniliste andmete lehtedel ja tootja kataloogides. Joonisel 3.16 on mõned näited MOSFET-transistori IXYS IXTP 12N50P (a) ja IGBT-transistori IXYS IXGH42N30C3 (b) tunnusjoonte kohta.

Enamike rakenduste jaoks on näidatud transistoride piirparameetrid ja parameetrite soovitatavad väärtused, näiteks UGG+ = 10 V jõu MOSFET-transistoridel ja UGG+ = 15 V IGBT-

Joonis 3.15

b. a.

Ava

nem

isvi

ivitu

s t d(

on) (

ns)

RG (Ω)

IC = 42 A

IC = 84 A

tr td(on) Tj = 125 0C, UGE = 15 V UCE = 200 V

Esi

frond

i kes

tus

t r (n

s)

Sul

gum

isvi

ivitu

s t d(

off)

(ns)

RG (Ω)

Taas

tum

isae

g t f (

ns)

tf td(off) Tj = 125 0C, UGE = 15 V UCE = 200 V

IC = 42 A

IC = 84 A

Eon

(mJ)

RG (Ω)

Eof

f (m

J)

Eoff Eon Tj = 125 0C, UGE = 15 V UCE = 200 V

IC = 42 A

IC = 84 A

c.

Joonis 3.16

b. a.

UDS (V)

I D (A

)

UGS = 7 V

UGS = 6 V

UGS = 10 V UGS = 8 V

UCE (V)

I C (A

)

UGE = 5 V

UGE = 7 V

UGE = 9 V

UGE = 15 VUGE = 11 V

110

transistoridel, mis tagavad nõutava võimsuse hajutamise, avanemis-liigpingeimpulsside suuruse ja lühisetalitluse.

Neelu või kollektori voo (ID või IC) ja esifrondi kestus lüheneb paisuvoolu kasvamisel (kõrgem UGG+ või väiksem RG). See suurendab aga voolu kasvamise kiirust sIF vabavooludioodis, mis omakorda määrab taastuvlaengu QRR ja maksimaalse vastuvoolu IRRM. Joonisel 3.17 on näitena toodud vabavooludioodide, mida kasutatakse SEMIKRON SEMITRANS IGBT-moodulites, tüüpilised tunnusjooned.

Taastuvlaengu QRR ja maksimaalse vastuvoolu IRRM suurenemine põhjustab transistori sulgumisel suuremat hajuvõimsust sisemises vabavooludioodis. Kiirem voolu kasvamine sIF , mis on põhjustatud taastuvlaengu QRR ja maksimaalse IRRM vastuvoolu suurenemisest, võib tekitada hajuvõimsuse ja impulssliigpinge suurenemist transistori avanemisaja lühenemise tõttu. Maksimaalne vastuvool läbi kollektori või neelu IRRM liitub siin koormusvooluga.

Kui UGG- kasvab või RG väheneb, kasvab ka transistori sulgumise paisuvool. Neelu või kollektori voolu taastumisaeg tf kasvab, kui kasvavad -sID või -sIC, nagu näitab joonis 3.15. Kommutatsiooniahela parasiitmahtuvuse Ls poolt indutseeritud pingetipp -sILs kasvab lineaarselt koos transistori sulgumisaja lühenemisega.

Juhtahelatele esitatavad nõuded. Takistuspõhimõtte kasutamisel IGBT-ja MOSFET-transistoride juhtimiseks tekib vajadus kontrollerkiibi ühendamiseks jõupooljuhtlülititega. Seda saab teostada kas kontrolleri vahetu ühendamisega või ühendamisega läbi juhtlülituse.

Joonis 3.17

b. a.

sIF (A/us)

I RR

(A)

UR= 300 V TJ = 125 0C UGE = ±15 V

IF = 50 A

RG

Qrr

(uC

)

IF

UCC= 300 V TJ = 125 0C UGE = ±15 V

sIF (A/us)

RG

PWM modulaator

Out

Gnd

PWM modulaator

Out

Juhtlülitus

Out

Gnd

Joonis 3.18

b. a.

111

Uusimad kontrollerkiibid ühildatakse spetsiaalsete paisupinge generaatoritega, mis harilikult koosnevad kahest transistorist (joonis 3.12, a). Selle väljundit kasutatakse vahetult jõutransistori paisu juhtimiseks (joonis 3.18, a). Antud otselülitust võib kasutada ainult juhul, kui juht-ja jõuahelal on ühine maanduspunkt ning jõuahela võimsus on suhteliselt väike. Suure võimsusega jõuahelate korral kasutatakse praktikas peamiselt suure vooluga kontrollerkiipi, mis ühendatakse pooljuhtlüliti juhtimisahelasse (joonis 3.18, b). Selliseid kontrollerkiipe kasutatakse peamiselt sagedus-ja pingemuundurites võimsusega sadadest kilovattidest kuni megavatini.

„Ideaalne” kombineeritud juhtlülitus peab täitma järgmisi ülesandeid:

• juhtahelate ja kõrgepingeliste jõuahelate galvaaniline eraldamine, • paisu-lätte impulsside kuju formeerimine vastavalt nõuetele, • transistori liigvoolu ja võrgupinge kontrollimine, • galvaaniliselt eraldatud seisundisignaali genereerimine süsteemi kaitseks ja

diagnostikaks.

Joonisel 3.19 on toodud tööstusliku juhtmooduli üldistatud plokkskeem. Juhtmoodul on mõeldud kahe IGBT-transistori juhtimiseks kolmefaasilises sildlülituses. Juhtmoodulis sisalduvad kõik ülalnimetatud tunnused, mis on vajalikud muunduri töökindlaks talitluseks.

Tavaliselt koosneb juhtmoodul ajaliste viidete juhtimisplokist, blokeeringu ja lülitusaegade määramise plokist, galvaanilise eralduse plokist, positiivsete ja negatiivsete paisupingete generaatorist ja mõnedest diagnostika- ja kaitselülitustest.

Transistori juhtimismooduli põhiosaks on paisupingete generaator. Joonis 3.20 näitab suure võimsusega muundurites kasutatava paisupingete generaatori talitluspõhimõtet. Võrreldes lihtsustatud paisupingete generaatoriga (joonis 3.12), on vooluahel teostatud paisu-emitteri RGE takistiga ja kahe kondensaatoriga. Mitmetes rakendustes võib paisu-emitteri takisti (tavaliselt

Alalisvoolu- lüli pinge

Oleku signaali

generaa-tor

Veadetekor

Oleku signaali

generaator

VeadetektorKollektori

vool

Galvaanilineeraldus

Kiirkaitse

Vea link

Sisend- puhver

Sisend- puhver

Ülemise transistori juhtsignaal

Alumise transistori juhtsignaal

Ülemine transistor

- UDC Oleku- signaal

+ UDC

Toitevõrk (alalisvoolumuundur)

UGG+ ja UGG- ülemistele transistoridele

UGG+ ja UGG- alumistele transistoridele

Juhtimis- energia

Paisu pingegeneraatorPulsi

formeerija

Kiirkaitse

Paisu pinge generaatorPulsi

formeerija

Alumine transistor

POOLSILDMUUNDURI TRANSISTORIDE JUHT- LÜLITUS

~U

UGG juhtimine

Esmane juhtsektsioon

(tundetustsooni generaator, pulsside formeerija jne)

Paisu kaitse

Piasu- kaitUGG-

Joonis 3.19

112

10... 100 kΩ) ka puududa, kuna see väldib paisu mahtuvuse ettekavatsematut laadumist juhtlülituse töötamisel ning on piirajaks lülituse väljundparameetritele (lülitussagedus, sulgumis-ja toitepinge vääratus).

Madala induktiivsusega kondensaatorid C1 ja C2 (tavaliselt 0,22...1 μF) töötavad lülituse väljundis juhtpingete UGG+ ning UGG- puhvrina tagamaks nende minimaalseid dünaamilisi muutusi. Ainult sellistes tingimustes võib juhtahel vähendada voolude nihkeid tänu pingemuutusele sUCE, mis juhitakse üle paisu-kollektori mahtuvuse (Miller-i mahtuvuse) paisu, põhjustades kommutatsiooni vigu, parasiitvõnkumisi ning lubamatuid liigpingeid.

Juhtlülituste väljatöötamisel ja arendamisel on mitmeid tähtsaid aspekte paisupingete generaatori skeemi lahenduse valikul:

• paisuahela minimaalsed parasiitinduktiivsused, st lühikesed (lühemad kui 10 cm) ühendusjuhtmed paisu ja juhtlülituse ning emitteri vahel; minimaalne arv seadiseid vastavalt joonisele 3.20,

• emitteri parasiitinduktiivsusest tingitud koormusvoolu ja juhtpinge vahelise sidestuse vältimine; juhtmooduli maanduse ühendamine emitteriga,

• maaühenduskontuuride vältimine, • paisu ja kollektori vahelise trafo-ja kondensaatorsidestuse vältimine (mitte

kasutada paralleelseid juhtmeid kriitilistes piirkondades; varjestatud piirkondade ühildamine).

Need nõuded kerkivad esile ka isoleeritud neutraaliga toitevõrgu korral (st juhtlülitusega integreeritud lülititalitluses toiteahel) ja kõikide teiste jõutransistoride potentsiaalil olevate lülituste puhul.

Ühildatud kaitse-ja diagnostikafunktsioonid. MOSFET-või IGBT-moodulite kaitseks liigvoolude, lühiste, kollektor-emitteri liigpinge, paisu liigpinge, liigkuumenemise eest ja juhtpingete UGG+ ning UGG- jälgimiseks soovitatakse mitmeid tõhusaid kaitse-ja diagnostikafunktsioone.

IGBT/MOSFET-juhtimismoodulites kasutatakse vooluanduritena Halli andureid või mõõtetakisteid (šunte), mis ühendatakse emitteri/lätte väljaviiguga jadamisi (joonis 3.21, a). IGBT- transistoridel saab voolu määramise, liigvoolu-ja lühisvoolu piiramise osaliselt ühildada nende küllastumatusnähtusega. Küllastumatus tekib IGBT avanemisel, kui kollektor-emitteri

RG(on)

RG(off)

Rin

C1

C2

RGE

UGG+

UGG-

Joonis 3.20

113

pinge ei saavuta tehniliste andmete lehel näidatud küllastuspinge väärtust UCE(sat). Voolusid, mis 3 kuni 5 korda ületavad nimivoolusid, juhib IGBT üle kollektor-emitter ahela. See toob endaga kaasa suured võimsuskaod, mis võivad IGBT-transistori rikkuda. Tavaliselt on IGBT-transistoride juhtlülitused varustatud küllastuspinge UCE(at) jälgimisahelaga, nagu näidatud joonisel 3.21, b. Kollektor-emitteri pinge määratakse kiire kõrgepingelise dioodiga ja võrreldakse seadepingega (antud kõikide IGBT-transistoride tehniliste andmete lehtedel). Seadepinge lubatud väärtuse ületamise puhul peab transistor sulguma.

Tagamaks IGBT-transistori ohutut avanemist normaaltalitluses, tuleb rakendada pinge UCE(sat) määramist, siis kui viimane on langenud alla seadeväärtuse (UCE(ref)). Vastava ajavahemiku saab valida jooniselt 3.10.

Juhtahela klemmide vahelist liigpinge piiramist nõutakse ühest küljest paisu/emitteri või paisu/lätte pinge stabiliseerimiseks ning teisest küljest dünaamiliste lühisvoolude vähendamiseks. Joonis 3.22 annab ülevaate paisupinget piiravatest seadistest, nagu Zeneri diood (a), Schottky diood (b) ja MOSFET-transistor (c). Pinge piiramise lülituste juures tuleb rangelt jälgida, et need oleksid madala induktiivsusega ja paigaldatud paisule võimalikult lähedale.

Pinge piiramist transistori jõuklemmidel saab realiseerida transistori abil (läbilöögikindlad MOSFET-id) ning passiivsete või aktiivsete ahelatega, mis piiravad liigpingeid (aktiivne piiramine või paisu dünaamiline juhtimine). MOSFET-ja IGBT-transistoride kaitsmist

IC

I1 I2

Umõõt

UGG+

Umõõt

Rsense

Joonis 3.21

a.

RG

Udriver Udriver

RG

U+

RG

Udriver

c. b. a.

Joonis 3.22

114

jõuklemmidele ühendatud kondensaatoriga kasutatakse peamiselt pingevaheldites. Summutuskondensaatori ja kommutatsiooniahela vaheliste parasiitsete pingevõnkumiste piiramine saavutatakse RC summutusahela kasutamisega. Seda meetodit on soovitav kasutada madalpingelistes ja suure võimsusega MOSFET-transistoridel põhinevates muundurites.

Passiivsetes lülitustes pole aktiivkomponendid vajalikud, mis ongi nende peamiseks eeliseks. IGBT-ja MOSFET-transistoride aktiivsed pingepiirikud tekitavad Zeneri dioodi vahendusel vahetu kollektori/neelu pingetagasiside. Joonisel 3.23, a on CT-Concept GmbH poolt välja töötatud aktiivse pingepiiriku SCALE HVI elektriline skeem. Kollektori ja paisu vaheline Zeneri diood VDZ võimaldab transistoril avaneda, kui kollektori pinge saavutab ettenähtud väärtuse. IGBT-transistor hakkab voolu juhtima ja talitlema suure võimsusega Zeneri dioodina, mis väldib kollektori pinge edasist kasvu. Joonisel 3.23, a näidatud aktiivset piirikahelat kasutatakse reeglina väikese piiramisenergiaga rakendustes (nt impulsspinge muundurites). Teised võimalikud piirikahelate skeemid on joonisel 3.23, b, c, d.

Joonis 3.24 näitab IGBT-transistori (1200 A/3300 V) pinge kuju lühisvoolu väljalülitamisel. Ilma joonisel 3.24, a näidatud piirikahelateta ületab pinge tippväärtus alalisvoolulüli pinge püsiväärtust rohkem kui 400 %. Aktiivne pingepiirik vähendab tugevasti pinge tippväärtust transistori sulgemisel (pinge tippväärtus ainult 130 % alalisvoolulüli pinge püsiväärtusest, nagu näitab joonis 3.24, b). Seega laiendab aktiivsete pingepiirikute kasutamine tunduvalt transistori ohutu talitluse piirkonda.

RG Rin

UGG+

UGG-

VDZ

VDS

IG IVÄLJ

b.

a.

Joonis 3.23

c.

115

Dünaamilise paisu juhtimise korral määrab voolumuutusest sI ning pingemuutusest sU tulenevad liigpinged juhtlülitus. Lihtsamate kaitseviiside puhul vähendab IGBT-ja MOSFET-transistoride sulgemise liigpingeid suurem paisu jadatakistus (joonis 3.25, a) või vooluallika juhtimine (joonis 3.25, b).

Siirde temperatuuri vahetu mõõtmine on võimalik vaid siis, kui temperatuuriandur paigutatakse siirdele võimalikult lähedale (nt monoliitlülituste puhul või ühendatakse temperatuuriandur pooljuhtkristalliga). Temperatuuri saab määrata kaudselt dioodi või türistori vastuvoolu mõõtmisega. Siiski on selliseid meetodeid rakendatud ainult intelligentsetes jõumoodulites. Transistor-jõumoodulite temperatuuri mõõdetakse jahutusradiaatorite pinnal või pooljuhtkristalliga ühendatud termoanduritega. Seega annavad mõõtmised soojuslike ajakonstantide tõttu vaid keskmise temperatuuri (temperatuuri dünaamiline pole võimalik).

Kaasaegsed elektriajamid põhinevad mitmefaasilisel vastastakt-topoloogial, kus lülitustransistorid jagatakse õlgadeks (poolsildadeks). Lühiste vältimiseks ei tohi samas õlas paiknevad IGBT- ja MOSFET-transistorid üheaegselt avaneda. Püsitalitluses saab lühiseid vältida mõlema juhtlülituse blokeerimisega seni, kuni lülituse sisendisse antakse signaal (ei sobi kasutada vooluallikates). Sõltuvalt transistori tüübist, rakenduse spetsiifikast ja juhtlülitusest on juhtimise tundetustsooni pikkus tdead = 2...10 ms.

Juhtsignaalide edastamise põhimõtted ja juhtimise energia. Poolsildlülituse juhtimismoodulis (joonis 3.19) on alumised ja ülemised lülitid signaalitöötlusahelast,

b. a.

Joonis 3.24

3100 V

UCE (500 V/Div)

IC (1000 A/Div)

DC-link 720 V

6000 A

t (2 us/Div)

IC (1000 A/Div)

7900 A

DC-link 2200 V

2850 V

UCE (500 V/Div)

t (2 us/Div)

RG

UGG+

UGG-

VIGA

RG(viga) ON

OFF

RG

UGG+

UGG-

VIGA

IG(viga)

ON

OFF

b. a.

116

tagasisidedest ja veasignaalidest galvaaniliselt eraldatud. Mõnedes juhtlülitustes on galvaaniline eraldamine täielikult või osaliselt kombineeritud (juhtimisvõimsus või/ja signaaliülekanne). Joonisel 3.26 on näidatud levinuimad signaaliülekande (S) ja juhtimisvõimsuse (P) ülekandmise meetodid.

Paisu pinge generaator

SÜLEM

PÜLEM


SALUM

PALUM

Ülemine transistor

Alumine transistor

HB1 HB2 HB3

+UCC

-UCC

~U


SALUMINE1

PALUMINE

Alumine transistor

TR1

~U

TR2 TR3

SALUMINE 2 SALUMINE 3

-UCC


SÜLEM

P

SALUMINE

Ülemine transistor

Alumine transistor

+UCC

-UCC


c.

Joonis 3.26

SÜLEM

PÜLEMINE

SALUMINE

Ülemine transistor

Alumine transistor

+UCC

-UCC

Paisu pingegeneraator

PÜLEM

Paisu pingegeneraator

d.

b.

a.

117

Häirekindluse ja lülitite minimaalse vastasmõju tõttu on eelistatuim komplektne konfiguratsioon (joonis 3.26, a). Alumiste juhtlülituste toiteahel (joonis 3.26, b) on isoleeritud kõigist alumistest signaaliülekandeahelatest, kuid alumised toiteahelad on ühisel potentsiaalil. Seda kasutatakse väikese võimsusega rakendustes ja intelligentsetes jõumoodulites. Alglaaduriga ahel, kus puudub reaalne potentsiaalieraldus, on joonisel 3.26, c. Joonis 3.26, d illustreerib taseme nihutajaga süsteemi, kus juhtsignaal STOP edastatakse ilma galvaanilise eralduseta kõrgepingelisest ahelast. Lihtsaimaks mooduseks väga lühikeste lülitusaegade puhul on vahetult impulsstrafo kaudu juhtimine, mis muudab juhtsignaali juhtimisenergiaks (alalispingeks).

Galvaaniline eraldamine. Kasutusel on mitmeid meetodeid andmete edastuse ja juhtlülituse toiteahelate galvaaniliseks eraldamiseks. Alljärgnevas tabelis on toodud peamiste juht- ja jõuahelate galvaanilise eraldamise meetodite võrdlus.

Galvaaniline eraldus

Induktiivne Optiline Puudub

Seade Eraldustrafo Optron Fiiberoptika Taseme nihutaja

Kasutatakse jõumoodulites

üle 1700 V kuni 1700 V üle1700 V kuni 1200 V

Ülekandesuund Kahesuunaline Ühesuunaline Ühe-ja

kahesuunaline Ühesuunaline

Pingetipu taluvus Kõrge Madal Kõrge Madal

Maksumus Keskmine Madal Kõrge Madal

Järgnevas tabelis antakse tagasisidede põhilised omadused. Kui juhtsignaalide galvaaniliseks eraldamiseks kasutatakse impulsstrafosid või optrone, siis on juhtlülitus spetsiaalselt kaitstud väga väikeste või väga lühikeste impulsside (häireimpulsside) eest, mis põhjustavad juhtlülituse rikkeid. Näiteks võib Schmiti trigeri ühendada jadamisi galvaanilise eraldajaga, mis summutab kõik avamis-ja sulgemissignaalid loogikatasemel (CMOS, TTL) või lühema kestusega kui 0,2...0,5 ms. Selliseks lahenduseks on optroite kasutamine sekundaarpoolel.

Galvaaniline eraldus

Induktiivne Puudub

Seade toitevõrk 50 Hz Lülititalitluses toiteallikas Alglaaduriga ahel

Toide Põhi-või lisapinge Lisapinge Tööpinge alumisel poolel

Kasutatakse moodulites

kuni 1,2 kV üle 1700 V kuni 1,2 kV

Väljundpinge Positiivne ja negatiivne Positiivne ja negatiivne Ainult positiivne

Maksumus Madal Madal Väga madal

Intelligentsed jõumoodulid. Intelligentsed jõumoodulid (IPM) või spetsiaalrakenduste intelligentsed jõumoodulid (ASIPM) koosnevad IGBT-transistoridest ja juht-ning kaitselülitustest. Intelligentsed jõumoodulid on parim valik keskmise võimsusega elektriajamite korral ning neid toodetakse nimipingetega kuni 3,3 kV ja nimivooludega kuni 1,2 kA.

IPM-ja ASIPM-moodulite põhiülesandeks on jõupooljuhtseadiste ja nende välisahelate mahutamine ühte keresse. Sellised lahendused võimaldavad ühte keresse paigutada

118

juhtahelatega varustatud jõutransistorid, nende kaitseahelad ja ka jõuosa. Juhtimisahelad ja intelligentsete jõumoodulite sisendloogika võimaldavad tõhusalt juhtida suurte väljundvooludega transistore ning laadida ja tühjendada IGBT-ja MOSFET-transistoride paisu mahtuvusi, mis määravad transistori avamis-ja sulgumisajad. Juhtlülitus omab kaitseahelaid soovimatu lülituse, küllastumatuse, liigtemperatuuri ja alapinge vastu. Sellised eriomadused aitavad laiendada jõupooljuhtseadiste ohutu talitluse piirkonda. Mitmete esiletõstmist väärivate eeliste tõttu on IPM- või ASIPM-moodulid parimaks valikuks vaheldite puhul. IGBT-või MOSFET-transistoride juhtlülitused ja kaitseahelad sisaldavad jõuintegraallülitusi. Mõnede IPM-moodulite juhtsignaalide galvaaniline eraldus lubab moodulit vahetult mikrokontrollerist juhtida. Mooduli jõuahel koosneb IGBT-transistoridest (või MOSFET-transistoridest) ja vabavooludioodist. Need ASIPM-moodulid on ainult süsteemi integreerimise kõrvalsamm. Kuid nende moodulite temperatuuri hoidmine lubatud piirides (kaasa arvatud integraallülitustega jõupooljuhtseadised ja jõuintegraallülitused samas keres) piirab siiski nende kasutamist keskmise võimsusega rakendustes.

Joonisel 3.27 on üldistatud plokkskeem, mis näitab IPM-moodulite sisemiselt integreeritud funktsioone. IPM-mooduli sisemine juhtlülitus kaitseb pooljuhtseadist alapinge, liigtemperatuuri, liigvoolu ja lühise eest. Juhul kui mõni kaitseahelatest on rakendunud, antakse häiresignaal süsteemi kontrollerile. Antud skeemil on näidatud galvaaniliselt eraldatud liidesed ja juhtlülituse toiteahel. IPM-mooduli juhtimissisendid on juhtlülitusest galvaaniliselt eraldatud transistoroptronitega. Tavaliselt on saadaval nelja tüüpi jõuahelaga IPM-mooduleid: ühe transistoriga, kahe transistoriga, kuue transistoriga ja seitsme transistoriga. Nende moodulite põhilisteks tootjateks on Fuji Semiconductor, Infineon ja Toshiba.

Kokkuvõtteks. Jõutransistoride juhtimispõhimõtted on väga mitmekesised. Paisu mahtuvusi võib juhtida läbi takisti, pingeallika, vooluallika või resonantsi abil. Kõige levinumaks juhtimisviisiks on aga takistiga juhtimine. Erinevad juhtimistingimused mõjutavad lülituskiirust, võimsust ja võimsuskadusid. Seetõttu pakutakse arvukalt erineva struktuuriga jõutransistoride juhtlülitusi.

3.3. Plokkjuhtimine

Ühefaasilise sildlülituse juhtimine. Parimaks vahelduvvoolumuunduriks on seade, mis formeerib sümmeetrilise puhtalt siinuselise väljundpinge ning on ka parimaks alalisvoolumuunduriks täielikult lineaarset väljundpinget formeeriv seade. Kahjuks omavad aga kõikide muundurite väljundpinged suuremaid või väiksemaid moonutusi. Pingemoonutuste tüüp ja tase sõltuvad muunduri juhtlülituses kasutatavast modulatsiooni põhimõttest.

Joonis 3.27

TEMP 0C PAISU JUHTAHEL

GALVAAN. ERALDATUD TOITEVÕRK

GALVAAN. ERALDATUD

LIIDES

GALVAAN. ERALDATUD

LIIDES

Temperatuuri- andur

INTELLIGENTNE JÕUMOODUL (IPM, ASIPM)

Kollektor

Emitter

Veasignaal

Juhtimis- sisend

Voolu- andur

119

Lihtsaimaks jõupooljuhtmuundurite juhtimispõhimõtteks on järgnevalt kirjeldatav plokkjuhtimine. Kui vaadelda türistoride juhtimist, on tegemist pulsi faasimodulatsiooniga, sest plokkpinge- või nelinurkpinge modulatsiooni kasutatakse transistormuundurites.

Joonisel 3.28, a on ühefaasilise sildlülituses vaheldi (joonis 1.8, c) talitlusdiagramm. Modulatsiooni esimese poolperioodi vältel on transistorid VT1 ja VT4 avatud, kuna transistorid VT2 ja VT3 on suletud. Seega toidab koormust alalispinge Us. Järgmise poolperioodi kestel sulguvad transistorid VT1 ja VT4, sest transistorid VT2 ja VT3 avanevad, mistõttu muutub väljundpinge polaarsus. Kuna koormusel on teatud induktiivsus, ei saa punktjoonega näidatud voolu suund muutuda hetkeliselt, seega läbib vool vabavooludioode osa poolperioodi vältel.

Joonis 3.28, b illustreerib modulatsioonimeetodit, mida tuntakse kui faasinihkega plokkmodulatsiooni. Seda meetodit kasutatakse transistorsilla juhtimiseks. Erinevalt lihtsast nelinurkpinge modulatsioonist, kus juhitakse ainult sagedust, on siin vajalik pinge ning sageduse üheaegne juhtimine. See on põhiprobleemiks kõikides alalisvooluajamites. Joonisel 3.28, b on ühefaasilise sildlülituses vaheldi (joonis 1.8, c) juhtimise ajadiagramm. Esimese modulatsiooniperioodi algul avanevad transistorid VT1 ja VT4, kuna transistorid VT2 ja VT3 on suletud. Ajavahemiku tsees, vältel toidab mootori juhtimismähist alalispinge Us1. Esimese perioodi lõpus sulguvad transistorid VT1 ja VT4 ning juhtimismähis jääb toiteta ajavahemiku tvälj vältel. Järgmisel ajavahemikul tsees transistorid VT2 ja VT3 avanevad ning juhtimismähise pinge polaarsus muutub. Suhteline lülituskestus

a.

VD1, VD4

VD2, VD3

tvälj tsees

Tc

Us

θ1 VT1, VT4

θ1 VT2, VT3

θ1

Us1

Joonis 3.28

VT4

θ1 VT1

θ1 VT2

θ1 VT3

θ1

θ1

θ1 Us2

b.

θ1

120

c

sees

Ttq = (3.2)

on kogu perioodi vältel konstantne ja võrdeline juhtimpulsside sagedusega. Kui antud meetodit kasutatakse kahe mähisega alalisvoolumootori (joonis 1.8, d) juhtimiseks, on ergutusmähise pinge Us2 ankrumähise pinge suhtes 90° võrra nihutatud.

Täissild-pulsilaiusmuunduri (joonis 1.25, c) talitlusdiagramm on samasugune kui ühefaasilise oma (joonis 1.8, c), sest väljundpinge sõltub ainult modulatsiooni viisist. Selle lülituse puhul on võimalikud alalispingeväljundi sümmeetriline ja vahelduv-või alalispingeväljundi asümmeetriline juhtimine. Joonisel 3.28, a toodud ajadiagrammidel muudavad kõik pooljuhtlülitid seisundit üheaegselt. Esimesel etapil on transistorid VT1 ja VT4 avatud ja dioodid VD2 ja VD4 juhivad voolu ajal, mil transistorid on suletud. Transistorid VT2 ja VT3 juhivad vastuvoolu ja sellega tagatakse neljakvadrandiline vahelditalitlus.

Joonisel 3.28, b näidatud asümmeetrilise juhtimise puhul reguleeritakse väljundpinget ühe lülitusgrupi pinge nihutamisega teise suhtes, et jälgida nullpinge vahemikku. Unipolaarse vahelduvpinge saamiseks juhitakse vasaku õla mõlemaid transistore VT1 ja VT3 selliselt, et ühel ajavahemikul on avatud neist üks ja teisel teine (joonis 3.29). Tekitamaks sulgemisimpulsi ajalist nihet, juhitakse parema õla mõlemaid transistore VT2 ja VT4 suhtelise lülituskestusega 1 – q. Seega muudavad transistorlülitid VT2 ja VT4 seisundit, kui transistor VT1 on avatud ja transistor VT2 suletud. Suhtelise lülituskestuse juhtimisega tagatakse väljundpinge reguleerimisulatus nullist kuni positiivse ja negatiivse nimipingeni.

Nähtavasti võimaldab asümmeetriline juhtimine vähendada voolu pulsatsiooni ilma lülitussagedust muutmata.

Koormusvoolu hetkväärtus sõltub lülituse tüübist ja juhtimisviisist. Sümmeetrilise juhtimisega neljakvadrandilise pulsilaiusmuunduri kohta kehtivad avaldised

RE

Tt

kkk

RUI

RE

Tt

kkk

RUI

dvдlj

dsees

−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−−

−=

−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−−

−=

exp1121

exp1121

21

1

21

2

,

ning asümmeetrilise juhtimise puhul

Us

Joonis 3.29

VT4

θ1 VT1

θ1 VT2

θ1 VT3

θ1

θ1

121

RE

Tt

kkk

RUI

RE

Tt

kkk

RUI

dvдlj

dsees

−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−−

−=

−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −−−

−=

exp1121

exp111

21

1

21

2

,

kus

( )

ondc

c

c

c

RIqUERLT

fT

TTqk

TqTk

−===

−=

−=

, ,1

1exp

exp

2

1

Siin on fc kandevsagedus, R ja L koormuse aktiivtakistus ja induktiivsus ja E koormuse elektromotoorjõud.

Id k

Ud k

f.

q = 0,1

q Ud k

q = 0,1

q =

Id k

c.

Ud k

Id k

q = 0,5

q = 0,1

q = 1

d.

Ud k

q = 1

Katkevvoolupiirkond Id k q = 0,1

q = 0,7

Ud k

e.

Ud k = 0,1

Ud k = 1

q

Id k

Ud k = 4

Joonis 3.30

q = 0.1

b.

Ud k = 1

a.

Id k

122

Väljundtunnusjooned. Ühekvadrandilise pinget madaldava pulsilaiusmuunduri väljundpinge ja väljundvool on lineaarses sõltuvuses suhtelisest lülituskestusest, nagu näitab pidevjoon joonisel 3.30, a. Punktjoonega tähistatakse katkevvoolupiirkonda. Kui koormuse aktiivtakistus on R ja koormuse nimivool Id k, siis pinge keskväärtus on RId k, järelikult

sd

kd

URIq

= .

Koormusvoolu Id k kahanemise korral läheb muundur pidevvoolutalitlusest katkevvoolutalitlusse. Kahe talitluse vaheline piir on näidatud joonisel 3.30, b punktjoonega.

Kahekvadrandiline pinget madaldav pulsilaiusmuundur võimaldab muuta koormusvoolu suunda, kuid ei võimalda muuta väljundpinge polaarsust (joonis 3.30, c). Sümmeetrilise juhtimisega neljakvadrandiline pinget madaldav pulsilaiusmuundur tagab talitluse kõikides kvadrantides (võimaldab muuta väljundpinge polaarsust). Sellise muunduri väljundtunnusjooned on toodud joonisel 3.30, d. Sümmeetrilise juhtimise puhul vastavad samad tunnusjooned suhtelisele lülitussagedusele –1 < q < 1.

Pinget tõstva pulsilaiusmuunduri väljundtunnusjooned sõltuvad suhtelisest lülituskestusest. Koormusvoolu Id k kahanemise puhul läheb muundur pidevvoolutalitlusest katkevvoolutalitlusse ja koormuse pinge Ud k muutub vastavalt joonisele 3.30, e, f.

θ1

VT6

VT5

VT4

VT3

VT2

VT1 θ1

θ1

θ1 θ1

θ1

θ1

Joonis 3.31

2π π

θ1 UL1

UL2

θ1 UL3

θ1

θ1

UL1L2

UL2L3

θ1 UL3L1

123

Kolmefaasilise sildlülituse juhtimine. Kolmefaasilise sildlülituses pingevaheldi (joonis 1.9) juhtimiseks kasutatakse harilikult kahte juhtimismoodust: moodust, kus pooljuhtlülitid on avatud 120° vältel ja moodust, kus pooljuhtlülitid on avatud 180° vältel.

Esimese juhtimismooduse kasutamisel on väljundpingete kujud sellised nagu joonisel 3.31. Pooljuhtlülitite lülitusjärjekord on järgmine: VT1–VT6–VT2–VT4–VT3–VT5–VT1… Koormuse väljalülitamiseks nullpingetel kasutatakse lülitusjärjekorda: VT1–VT2–VT3 või VT4–VT5–VT6. Iga faasi pooljuhtlülitid on avatud 1/3 perioodi vältel ja suletud 2/3 perioodi kestel. Kogu lülitusperioodi kestus (2π) sõltub nõutavast modulatsioonisagedusest, mille määrab seadepinge u* ja seetõttu on väljundsagedust lihtne muuta. Konstantse alalis-toitepinge korral on vaheldi väljundpinge amplituud alati konstantne.

Teise juhtimismooduse kasutamisel on lülitite seisundid ning faasi-ja liinipingete kujud joonisel 3.32. Kolme poolsilla pingetevahelised faasinihkenurgad on siin 120°. Iga faasi pooljuhtlülitid on modulatsiooni esimese poolperioodi vältel avatud ja teise poolperioodi vältel suletud. Vastavalt kirjeldatud juhtimismoodusele on teatud faas ühendatud vaheldumisi negatiivse ja positiivse poolusega, kusjuures kaks faasi jäävad rööpühendusse. Kui transistor VT1 on avatud, on faas L1 ühendatud alalispinge toiteallika positiivse klemmiga ning UL1 = 0,5Ud. Kui aga transistor VT4 on avatud, on faas L1 ühendatud alalispinge toiteallika negatiivse klemmiga ning UL1 = –0,5Ud. Faaside L2 ja L3 pingete kujud on sarnased faasi L1 pinge kujuga, kuid on 120° võrra nihutatud.

Pingete ja voolude analüüs. Faasipinge efektiivväärtus kolmefaasilise talitluse korral avaldub valemiga

dd

LN UUU 4714,032

== .

Sümmeetrilise kolmefaasilise talitluse puhul

UL1 + UL2 + UL3 = 0. (3.3)

Kuna kolmefaasilise süsteemi faasipingeid (pinged faasijuhi ja neutraalpunkti vahel) mõõdetakse koormuse neutraalpunkti suhtes, siis pole antud süsteem sümmeetriline ning

3321 LLL

NUUUU ++

= . (3.4)

Kolmefaasilise süsteemi neutraalpunkti potentsiaal on kas positiivne või negatiivne, kuna vaheldi õlas on kaks alumist ja kaks ülemist transistori. Sellest järeldub, et koormuse faasipinged avalduvad kujul

UL1N = UL1 – UN, UL2N = UL2 – UN, UL3N = UL3 – UN. (3.5)

Seetõttu iga faasi pingelang on ±3

dU või ±3

2 dU ning polaarsus oleneb sellest, kas faas on

ühendatud positiivse või negatiivse poolusega. Sellistel vahelditel on kuuepulsiline väljundpinge. Kuuepulsiline väljundpinge modulatsiooni perioodi kohta ongi põhjuseks, miks antud juhtimisviisi nimetatakse kuuepulsiliseks modulatsiooniks.

124

Faasivoolu hetkväärtus avaldub kujul

( ) ( )

( )

( ) ( )⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −

+−⋅+

−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ −++

−=

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −

+−⋅+

−=

Tt

kkk

RUI

Tt

kk

RUI

Tt

kkk

RUI

d

d

d

exp1

21113

exp112

3

exp1

2113

3180...120

3

2

120...60

360...0

oo

oo

o

,

kus

RLT

mfTk == ,exp

1

.

VT1

θ1

θ1

θ1

VD4

VT6

VT5

VT4

VT3

VT2 θ1 θ1 θ1

θ1

Joonis 3.32

UL3N

0,16Ud

Ud

2π π

UN

0,5Ud θ1 UL1

UL2

θ1 UL3

θ1

θ1 UL2L3

θ1 UL3L1

UL1L2

θ1

θ1 0,67Ud

θ1

θ1

UL1N

UL2N

VD1

125

Siin on R ja L koormuse aktiivtakistus ja induktiivsus, m = 6 pulsilisus ja f1 võrgupinge sagedus. Need voolud, mida juhivad vabavooludioodid transistori sulgumisel, on näidatud joonisel punktjoonega.

Liinipinged (pinged faaside vahel) avalduvad järgmiselt:

UL1L2 = UL1 – UL2, UL2L3 = UL2 – UL3, UL3L1 = UL3 – UL1. (3.6)

Liinipingete efektiivväärtused on

ddLL UUU 8165,032

== .

Need pinged on nelinurkse kujuga ja pulsi laiusega 120°.

Fourier analüüs näitab plokkpinge korral, et pinge harmooniline koostis kujutab endast geomeetrilist jada. Liinipinged ja faasipinged sisaldavad 1/5 viiendat harmoonilist, 1/7 seitsmendat jne. Liini-ja faasipingetes puuduvad kolmandad harmoonilised, samuti nende kordsed harmoonilised, järelikult puuduvad need ka vooludes. Liinipinge efektiivväärtus on

π6 dU , siis standardkoormus pingega 460 V nõuab alalispinge väljundil pinget 590 VDC. Sel

põhjusel on alalisvoolulüli pinge 600 V vaheldi koormuse standardpingeks USA-s ja teistes riikides. Koormuse standardpinge 380 V nõuab alalisvoolulüli pinget 487 V ja standardpinge 400 V nõuab alalisvoolulüli pinget 512 V.

Kuuepulsiline juhtimismoodus tagab võrgupinge hea kasutusvõimaluse ja väiksemad väljundpinge moonutused, võrreldes esimese juhtimismoodusega. Samaaegselt on muunduri loogiline struktuur mõlema juhtimismooduse korral muutumatu, kuna avatud ja suletud transistoride arv on võrdne ega muutu kogu modulatsiooniperioodi vältel. See ongi kirjeldatud juhtimismooduste peamine eelis. Võimalikud on ka muud juhtimismoodused, nt lülitite avatud olek võib 180° asemel kesta 150°. Sel juhul kasutatakse järgmist lülitusjärjekorda: VT1–VT6, VT1–VT2–VT6, VT2–VT6, VT2–VT4–VT6, VT2–VT4, VT2–VT3–VT4, VT3–VT4, VT3–VT4–VT5, VT3–VT5, VT3–VT5–VT1, VT5–VT1, VT5–VT1–VT6. Antud järjekorra puhul muutub muunduri struktuur.

Lülitustabel. Lülitusmudel joonisel 3.33, a simuleerib joonisel 1.9 näidatud kolmefaasilise vaheldi talitlust. Koormuse iga klemm saab juhtlülituse poolt määratud potentsiaali. Kuna koormuse klemmid ühendatakse toiteallika positiivse või negatiivse poolusega, on välditud vaheldi õlgade lühistamine. Siin on üks lüliti suletud, kui teine lüliti on avatud, välja arvatud lühike kaitseviide juhuks, kui mõlemad lülitid on rikkis. Kaitseviide kestab vaid mõned mikrosekundid ning liitub lõpliku lülitusajaga.

Reversseerivaid lüliteid võib vaadelda kui kahendmuutujaid, st ülemine lüliti on 1 ja alumine lüliti 0 asendis. Vastavalt kolmebitilisele kahendsõnale määrab muunduri lülitite seisundi kaheksa erinevat kombinatsiooni: 100, 110, 010, 011, 001, 101, 111 ja 000. Lülititite seisundid on joonisel 3.33, b.

Joonis 3.34 illustreerib kuut faasipingete ümberlülitamise asendit (vaata ka joonis 1.9). Sõltuvalt

sellest, millised transistorid on avatud, on faasipinge modulatsiooniperioodi vältel võrdne ±3

2 dU ,

±3

dU või nulliga. Järelikult peab kuuepulsilise väljundpinge saamiseks muutma seisundit ainult

126

üks paar vaheldi lüliteid (sarnaselt Gray koodile). Need lülitid on seotud joonisel 3.34 toodud lülitustabeliga. Ülejäänud transistorid säilitavad oma eelneva seisundi kuni järgmise lülituseni.

Kokkuvõtteks. Plokkjuhtimise (modulatsiooni) eelisteks on kõrge kasutegur (ligikaudu 98 %), kõrge töökindlus ja kiiretoimelisus. Lihtne plokkjuhtimine tagab pooljuhtlülitite sobiva lülititalitluse, kuna konstantse lülitussagedusega lülitusviis garanteerib kiiretoimelisuse ja minimaalsed tõrked püsitalitluses.

Lihtsa plokkmodulatsiooniga juhtlülitused ei võimalda juhtida voolu, mis on ühtlasi nende peamiseks puuduseks. Seetõttu kasutatakse plokkjuhtimist põhiliselt väikese võimsusega rakendustes, kus pingepiirkond on fikseeritud ja dünaamilised omadused pole tähtsad. Näitena võib siinkohal tuua sagedusmuundurid ja juhitava alalisvoolusisendiga vaheldid. Faasijuhtimisega alaldi vajadus vaheldi pinge juhtimiseks on selle lülituse ehituslikuks puuduseks. Alalisvoolulüli toitev võrguga sünkroniseeritud alaldi ei tekita ainult madalat järku harmoonilistega liinivoolu, vaid annab võrku ka oluliselt suuri reaktiivvoolusid. Seega vähendab suure mahtuvusega kompensatsioonikondensaator süsteemi toimekiirust.

Vahelduvvoolumuundurite plokkjuhtimise teiseks puuduseks on mittesiinuseline väljundpinge kuju, mis tekitab koormusvoolu pulsatsiooni ning ebastabiilsust koos suurte võimsuskadudega, mis on eriti suured madalatel sagedustel. Sellistes vaheldites on harmooniliste pinge amplituud pöördvõrdeline nende järjekorranumbriga. Seega annab kuuepulsiline modulatsioon halvima harmoonilise koostisega pinge, st pinge sisaldab 20 % viiendat harmoonilist, 14 % seitsmendat harmoonilist jne. Järelikult pole pinges kõrget järku harmoonilisi, sest need filtreerib välja koormuse induktiivsus.

1

0

M +

–100

M+

–110

M+–

010

M –

011

M +–

001

M+–

101

M+

–111

M +

–000

b.

+

1

0

+

–

a.

1

0

Joonis 3.33

M

127

3.4. Pulsilaiusmodulatsioon

Pulsilaiusmodulatsiooni liigid. Tänapäeval kasutatakse üha rohkem vaheldite juhtimiseks pulsilaiusmodulatsiooni (PWM). See juhtimismoodus ühildab pinge ja sageduse juhtimise. Pulsilaiusmodulatsiooni väljundiks on konstantse amplituudiga impulsside jada, kus vajaliku kujuga signaali saamiseks muudetakse impulsside kestust (laiust) konstantse perioodi korral. Kaasaegsetes muundurites on pulsilaiusmodulatsioon kiire protsess, mille sagedus ulatub mõnest kilohertsist mootorite juhtimisel megahertsidesse resonantsmuundurites.

Eelnevalt vaadeldud muundurite alalisvoolu vahelüli pinge pole sageli juhitav, sest sisendiks on lihtne dioodsild. Pulsilaiusmodulatsiooni kasutamisel on lihtne saada transistoride lülitamise abil reguleeritavat ja tavaliselt madala harmoonilise koostisega väljundpinget. See on põhjuseks, miks aktiivalaldeid tuntakse sageli pulsilaiusmodulatsioonalalditena ning samuti vaheldeid pulsilaiusmodulatsioonvahelditena.

PLM-muundurite talitlus sõltub märkimisväärselt juhtimismoodusest ja modulatsiooni tüübist. Tänapäeval on saadaval erineva ehitusega ja integratsiooniga pulsilaiusmuundureid, mis lihtsustab tunduvalt muundurite ehitust. Kasutusel on ka palju erinevaid pulsilaiusmodulatsiooni meetodeid, mis erinevad üksteisest stabiilsuse ja akustilise müra poolest. Seega suudavad pulsilaiusmodulaatorid rahuldada mitmeid tähtsaid nõudmisi, nagu lineaarse talitluse lai piirkond ja minimaalne lülituste arv. Need tagavad minimaalsed lülituskaod pooljuhtseadistes, voolu ja pinge kõrgemate harmooniliste väikese osakaalu ja madala sagedusega harmooniliste kõrvaldamise (väldib mootori momendi pulsatsiooni).

Modulatsioonimeetodid jagatakse tavaliselt kaheks. Modulatsiooni, kus impulsi laius pidevalt muutub, tuntakse siinuselise pulsilaiusmodulatsioonina, ning modulatsiooni, kus talitlus toimub gruppidesse jagatud fikseeritud impulsside laiusega, aga plokk- pulsilaiusmodulatsioonina.

100 110 010 011 001 101

U VT1,VT5,VT6

VT1,VT2,VT6

VT4,VT2,VT6

VT4,VT2,VT3

VT4,VT5,VT3

VT1,VT5,VT3

UL1N 3

2 dU 3

dU 3

dU− 32 dU−

3dU−

3dU

UL2N 3dU−

3dU

32 dU

3dU

3dU−

32 dU−

UL3N 3dU−

32 dU−

3dU−

3dU

32 dU

3dU

θ1

θ1

θ1

UL1N

UL2N

UL3N

Joonis 3.34

128

Siinuseline pulsilaiusmodulatsioon. Enimtuntud siinuselise pulsilaiusmodulatsiooni eesmärgiks on pinge formeerimine, mis tekitab majanduslikult otstarbeka siinusele lähedase kujuga voolu. Pulsilaiusmodulatsiooniga genereeritakse juhtsignaalid kandevsagedusega kolmnurkpinge uc võrdlemisel seadesignaaliga (siinuspinge) u* nagu joonisel 3.35, a. Sellist moodust kasutatakse ühefaasilise sildlülituses vaheldi (joonis 1.8, c) juhtimiseks. Eelnimetatu on põhjuseks, miks pulsilaiusmodulatsiooni tuntakse kui kandevsagedusega modulatsiooni. Kui u* > uc, on kaks transistori avatud ja ülejäänud kaks suletud. Suhtelise lülituskestuse saab määrata valemist (3.2) ja sulgumise jaoks

qqvдlj −= 1 .

Sõltuvalt seadepinge u* suurusest ja polaarsusest võib suhteline lülituskestus q muutuda nullist üheni. Tulenevalt pingehüppest +Us ja −Us, nimetatakse sellist lülitusviisi bipolaarseks pulsilaiusmodulatsiooniks. Väljundvoolu keskväärtus võib olla positiivne või negatiivne. Võimalik on ka unipolaarne väljundvool.

Järgmist avaldist kasutatakse poolperiood-modulatsiooni või signaali põhiharmoonilise korral

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=

max

*121

cuuq .

Us

uc u*

θ1

tvälj U

tsees

θ1

Tc

a.

Joonis 3.35

b.

Us

θ1

U

θ1

129

See valem näitab, et väljundpinge keskväärtus sõltub seadepingest lineaarselt nagu lineaarsetes võimendites. Kui u* = uc max, siis q = 1, kui u* = −uc max, siis q = 0 ning kui u* = 0, siis q = 0,5. Näited on toodud joonisel 3.35, b.

Pulsilaiusmodulatsiooni korral sõltub pinge kuju seadepinge u* maksimaalväärtuse ja kolmnurkpinge uc maksimaalväärtuse suhtest. Kandevsuhe (sageduste suhe) määrab impulsside arvu vaheldi igas väljundpinge perioodis

*ffk c

f = ,

kus fc on kandevsagedus ja f* modulatsioonisagedus. Mida suurem on kf, seda lähedasem siinusele on väljundvool. Tavaliselt kf = 50…500.

Modulatsiooniindeks määrab impulsside amplituudi ja seega vaheldi väljundpinge

max

max*c

mod Uuk = .

Siinuselise pulsilaiusmodulatsiooni puhul on maksimaalne modulatsiooni indeks võrdne ühega. Erinevate modulatsiooniviiside korral kmod < 1, mis kujutab endast tähtsat talitluskriteeriumi, sest vaheldi võimsus sõltub selle väljundpingest.

Mittesiinuselise pulsilaiusmodulatsiooni korral on võimalik, et kmod > 1. Seda olukorda tuntakse kui ülemodulatsiooni. Talitlus ülemodulatsiooni piirkonnas tekitab probleeme juhtimise ja rakenduse osas.

Sageli on kandev-ja modulatsioonisignaalid sünkroniseeritud, st modulatsioonitsükleid on perioodis kindel arv. Kui tsüklite arv on valitud “hea” siinuspinge jaoks madalal sagedusel 1 Hz, siis kf peab olema suurusjärgus 100. Sama suurusjärgu kasutamisel 100 Hz sagedusega mootori puhul peab kandevsagedus olema 10...20 kHz. Selline sagedus võib olla bipolaartransistoridele liiga kõrge. Seega on “kandevsuhte” muutmine võimalik kf-i vähendamisega, kuna modulatsioonisagedus kasvab. Selliselt koostatakse ka tööstuses kasutatavad seadmed.

Kolmefaasilise sildlülituse (joonis 1,8) juhtimiseks kõige sagedamini kasutatav pulsilaiusmodulatsiooni algoritm on joonisel 3.36. Siinuseline seadesignaal u* määrab siin väljundpinge soovitud kuju. Kolmefaasilise sümmeetrilise väljundpinge saamiseks on vajalikud kolm omavahel 120° võrra nihutatud siinuselist seadesignaali. Samuti on vajalik kõrge sagedusega kolmnurkne kandevsignaal uc. Selle sagedus on tavaliselt vahemikus 2 kHz kuni 200 kHz. Pingete u* ja uc loomulikud lõikumispunktid määravad nihe ja juhtsignaali vältus.

Impulsside laiuse muutmisega iga poolperioodi vältel muutuvad muunduri väljundi faasipinged UL1, UL2, UL3 (mõõdetakse alalisvoolulüli keskpunti suhtes). Seadesignaali ja kandevsignaali lõikumisel on need lülitatud positiivsele ja negatiivsele siinile. Erinevalt plokkjuhtimisest peab transistori avamisnurk ton olema väiksem kui 60°.

Lülitusjärjekord pole tähtis nagu plokkjuhtimise puhul, kuid koormuse nullpingele vastavaid nullkohti kasutatakse regulaarselt. Kui transistor VT1 avaneb, ühendatakse faas L1 koormuse

positiivse klemmiga ja 21

duL

UkU = . Kui transistor VT4 avaneb, ühendatakse faas L1 koormuse

130

negatiivse klemmiga ning 21

duL

UkU −= . Faaside L2 ja L3 pingete kujud on sarnased faasi L1

pinge kujuga, välja arvatud see, et need on faasis nihutatud.

Kui plokkjuhtimise korral kehtib kolmefaasilise sümmeetrilise pingesüsteemi kohta valem (3.3), siis koormuse liinipinge võib arvutada valemiga (3.4).

Koormuse liinipinge on kolmekordse seadepinge sagedusega ja koosneb kolmekordsetest harmoonilistest, mis puuduvad koormuse faasipinges. Koormuse faasipinge saab arvutada

valemiga (3.5). Seetõttu saab iga faas pinge ±3

dmodUk , ±3

2 dmodUk või nullpinge. Tegemist on

jällegi kuuepulsilise väljundpingega. Faasipinge efektiivväärtus on võrdne

UL2L3

UL3L1

uc

UL3N

UL2N

UL1N

θ1 UN

UL1L2

UL3

UL2

tvälj

u*

tsees

θ1

θ1 UL1

T*

θ1

θ1

Joonis 3.36

θ1

θ1

θ1

θ1

θ1

θ1

131

2dmod

LNUkU = ,

kui kuuepulsilise modulatsiooni indeks kod = 1, mis võib ülemodulatsiooni korral seda väärtust ületada. Vastavad liinipinged arvutatakse valemiga (3.6).

Tuleb märkida, et pinge positiivne ja negatiivne poolperiood on erinevad täisarv k kordselt kuni fc ≠ 6kf* kuigi need on suhtelised sarnased, et anda keskväärtuseks null. Muunduri väljundpinge Fourier analüüs näitab, et see sisaldab vähem harmoonilisi kui plokkjuhtimise puhul. Sellele vaatamata on pingete põhiharmoonilised siinuselised, kuid muunduril on märkimisväärsed kaod pooljuhtseadistes ja akustiline müra koormusel.

Kandevsuhte kf ja modulatsiooniindeksi kmod suurendamisel paraneb pingete sümmeetria ja harmooniline koostis ning vähenevad kaod, nagu näitab joonis 3.37.

Pulsilaiusmodulatsiooniga juhtimine. Pulsilaiusmodulatsioon on tegelikult Nyquist-i sagedusel kulgev protsess, kuigi kandevsagedus on sellest sagedusest üle kahe korra kõrgem. Praktikas võib kandevsagedus ületada Nyquist-i sageduse kümnekordselt ja rohkem. Selleks kasutatakse digitaalseid ühekristallilisi alamprotsessoreid. Nende ülesandeks on genereerida kolmnurkset kandevsignaali uc, võrrelda seda ühega kolmest seadesinaalist u* ja leida loogiline tulemus (joonis 3.9, a). Juhtlülitus avab vajalikud transistorid, kui u* > uc, ja sulgeb vastupidises olukorras.

Tuntud on paljud tarkvaral põhinevad modulatsiooni meetodid, mis kasutavad piiramatut paindlikkust omavaid kiireid signaaliprotsessoreid. Signaaliprotsessorid ühildavad pulsilaiusmodulatsiooni ajaoptimaalse voolujuhtimisega. Peamiselt pakub see huvi suure võimsusega madalsageduslike vaheldite juhtimisel.

Sageli asendatakse mõiste loomulik modulatsioon täiendava mõistega regulaarmodulatsioon, kus modulatsioonisignaalid on konstantsed ning nende sagedus moodustab neljandiku kandevsignaali sagedusest.

Joonisel 3.38, a on näidatud modulatsiooniprotsess, mis võimaldab kasutada mikroprotsessortehnikat. Selleks kasutatakse Euleri interpolatsiooni ehk sammlähendamist.

U

uc

u*L1

u*L2 u*L3

UL1

UL2

UL3

Joonis 3.37

θ1

θ1

θ1

θ1

132

Protsessi kiirendamiseks võib ühe perioodi Tc arvutuse asendada sümmeetrilise interpolatsiooniga ( joonis 3.38, b).

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=

c

con u

uTt *14

,

2c

onoffTtt += .

Kasutada võib ka asümmeetrilist interpolatsiooni. Mõistmaks selle meetodi olemust, on joonisel 3.38, c toodud pingete ajadiagramm. Tänu sageduse kahekordsele mõõtmisele paraneb modulatsiooni dünaamika ja väheneb koormusvoolu moonutus.

Kõik interpolatsiooni meetodid formeerivad signaale korrektselt igal ajahetkel, kuid on piiratud sagedusalaga ja kvantimisega. Signaale kvanditakse teatud sammuga (astmega), kuid ei

Tc

θ1

θ1 Us

Joonis 3.38

Tc

θ1

θ1 Us

b.

c.

a. Tc

θ1

θ1 Us

133

arvestata signaali kiireid muutusi, mis ilmnevad sammu kestel. See põhjustab tähtsate mõõtepunktide puudumise. Arendatud on teisi interpolatsiooni meetodeid, mis leiavad signaali madalad ja kõrged väärtused kvantimise sammu vältel ning kasutavad seda juhtimisel. Sel juhul peab modulatsioonisüsteem analüüsima kitsaid impulsse ja nurki, mis võivad ka puududa.

Pulsilaiusmodulatsiooniga vaheldi kasutegur küündib 98 %-ni, kuid seda mõjutab tugevasti lülitussageduse valik, sest madala sageduse korral on muunduri võimsuskaod väikesed, kõrgetel sagedustel aga suuremad.

Vastukaaluks nendele eelistele on lülitussagedus ahelates muudetav ja küllalt kõrge, nt lülituste

arv modulatsiooniperioodi kohta on fk

2 . Selle tulemusena on pulsilaiusmodulatsiooni korral

lülituskaod suuremad kui plokkjuhtimisel. Kui fc ≠ 6kf*, siis on faasipinged ebasümmeetrilised ning seetõttu põhjustab bipolaarne modulatsioon suuremat voolu pulsatsiooni ja kõrgemat reaktiivenergia taset.

Kõrgema kandevsageduse valimine kvaliteetsema siinuspinge saamiseks tekitab suuremaid võimsuskadusid muunduris kui koormuses.

Plokk-pulsilaiusmodulatsioon. Plokk-pulsilaiusmodulatsioon on sarnane plokkjuhtimisega. Alalispingelüli pinge muutmise asemel reguleeritakse väljundpinget vaheldi kahe transistori lülitamisega muutumatu kestusega impulsiga, mida nimetatakse kandevperioodiks, ja impulsside sakkide juhtimisega. Impulsside arv on etteantud kiirusel muutumatu, kuid seda võidakse muuta erinevate etteandekiiruste korral. Plokk-pulsilaiusmodulatsiooni ajadiagramm on joonisel 3.39, kus pooljuhtseadiste lülituskestus on piiratud kuuekümne elektrilise kraadiga, mis tagab minimaalse vältusega lülitustsükli. Plokk-pulsilaiusmodulatsiooniga ja plokkjuhtimisega muunduritel on madalatel kiirustel mootori momendi pulsatsioon palju väiksem kui kuuepulsilise modulatsiooniga juhitavatel muunduritel. Kuuepulsilise juhtimisega muundurite väljundpinge harmooniline on sarnane plokk-pulsilaiusmodulatsiooniga muundurite omaga, kuid seal on lülitussagedusest põhjustatud

Joonis 3.39

2π θ

π θ1

UL1N

θ1 UL2N

θ1 UL3N

θ1

θ1 UL2L3

θ1 UL3L1

UL1L2

134

kõrgemaid harmoonilisi. Seega on mootori müra ja kaod, võrreldes teiste juhtimismoodustega, suuremad ning seda meetodit ei kasutada eriti sageli.

Kokkuvõtteks. Pulsilaiusmodulatsioon on peamine juhtimismoodus, mida kasutatakse kaasaegsetes muundurites. Siinuselise pulsilaiusmodulatsiooni kasutamisel vähenevad tunduvalt madalat järku harmoonilised, kuid teiste harmooniliste osakaal sõltub modulatsiooni kandevsagedusest. Antud modulatsioon on heaks lahenduseks, kui muundurit kasutatakse laias pingete ja sageduste vahemikus. Kuna pulsilaiusmodulatsiooni puhul on pinge ja sagedus mõlemad juhitavad, siis pole probleemiks nõutava sagedusega pinge saamine.

Pulsilaiusmodulatsiooniga muunduritel tekivad mõningad probleemid vahelduvvoolumootorite juhtimisel. Sageli suurendavad väljundpinge harmoonilised komponendid võimsuskadusid mootoris ja pinge muutumise kiirusest sU põhjustatud liigpingeimpulsid rikuvad mootori isolatsiooni. Pulsilaiusmodulatsiooniga muundurite poolt genereeritud kõrge sagedusega pinge võib suurendada mehaanilisi pingeid vahelduvvoolumootori laagrites ja teistes võlliga ühendatud mehhanismides. Laagrite mehaaniline pinge tekitab akustilist müra ning murdumisi laagrite sõlmedes. Muunduri pingelaine kiire muutus sU peegeldub ühenduskaablites ja võib mootori klemmidel põhjustada liigpinge, mis ületab nimipinget üle kahe korra. Selle liigpinge väärtus sõltub muunduri väljundpinge muutumise kiirusest sU ning kaabli pikkusest. Seetõttu kasutatakse liigpinge vähendamiseks muunduri väljundis mitmeid erinevaid filtreid.

3.5. Vektorjuhtimine

Eesmärk. Lubamatu müratase (elektromagnetilise ja akustilise) on sundinud välja töötama väga erinevaid modulatsioonimeetodeid. Nende eesmärgiks on vooluharmooniliste, võimsuskadude, voolu pulsatsiooni püsitalitluses ja akustilise müra vähendamine.

On palju lülitusi, kus vajatakse modulaatori sisendsageduse täpset ja kiiret juhtimist, aga pinget tuleb muuta ajutiselt (või astmeliselt) ning palju aeglasemalt. Järelikult, mida sagedamini muudetakse pinge suunda perioodi vältel, seda rohkem nõudeid pinge põhiharmoonilise kvaliteedi osas on täidetud.

Tagamaks ohutut kommutatsiooni, tuleb kahe järjestikulise lülitusoperatsiooni vahele jätta siiski minimaalne ajavahemik. Peale selle tuleb arvestada iga kommutatsioonitsükli poolt põhjustatud võimsuskadusid, mis tähendab aga seda, et eksisteerib lülitussageduse ülempiir.

Väga tõhusat, kiirete muundurite juhtimiseks sobivat juhtimismeetodit nimetatakse välja vektorjuhtimiseks (SVM) või vektoriaalseks pulsilaiusmodulatsiooniks, kuna siin kasutatakse pingevektori modelleerimist erinevatel ajahetkedel mikrokontrolleri abil. See on digitaaltehnika, kus “ehitatakse” pinge, mille keskväärtus on lähedane vajalikule väärtusele. Meetodi põhiideeks on lülitussageduse vähendamine, et väljundpinges soovimatute harmooniliste komponentide osakaalu vähendada. Seda tehakse iga kvantimise perioodi vältel lülitite seisundi põhjaliku valikuga. Lülitite erinevate seisundite vältused arvutatakse täpselt ning ülevaate sellest annab lülitustabel. Lülitite seisundi valik ja aegade arvutus põhinevad ruumivektori teisendamisel, kus vahetult töödeldakse seadepinge vektorit. Nagu plokkjuhtimine ja siinuseline pulsilaiusmodulatsioon, rakendab see meetod kõiki võimalikke lülitite seisundeid, mis on määratud kuuepulsilise plokkjuhtimissüsteemi poolt.

135

Ruumivektordiagramm. Kuuepulsilise väljavektormodulatsiooni saavutamiseks kasutatakse igat tabelis olevat kahendsõna (joonis 3.34). Resulteeriv ruumivektor kirjeldab muunduri pooljuhtlülitite seisundeid kaheksa ruumivektori U0...U7 abil. See vektor sisaldab kuute aktiivset pingevektorit U1, U6, vastavalt lülitite seisunditele 100, 110, 010, 011, 001, 101 ja kahte nullpinge ruumivektorit U0, U7 vastavalt lülitite seisunditele 111 ja 000.

Joonisel 3.40 näidatud diagrammil (tuntud Concordia diagrammina) jagavad kuus 60° võrra nihutatud ruumivektorit tasandi võrdseteks sektoriteks. Pingevektorid on orienteeritud U1, U3, U5 faaside L1, L2, L3 telgede suunas. Toitepinge Ud amplituudi näitavad ruumivektorite moodulid. Nõutav seadevektor mooduliga u* ja faasinurgaga θ*. Seadevektori mooduli iga faasinurga korral saab arvutada valemiga

3*max

dUu = .

Kuna ruumivektori moodulit u* reeglina teised ruumivektorid ei mõjuta, siis on soovitav

faasinurga suurus on 3π*θ max = .

Juhtimismeetod. Vektormodulatsiooni korral asub pinge ruumivektor u* sobiva ajastuse puhul pinge ruumivektorite ja nullpinge ruumivektorite kõrval. See olukord saavutatakse lülitusjärjekorraga ehk naabervektorite U1…U6 võrdlemisel nullpingevektoritega U0 või U7 ajal, mil pinge muudab suunda. Nagu näitab joonis 3.34, muudab lülitustsükli vältel üks lülitite paar seisundit: VT2 koos VT5-ga, VT1 koos VT4-ga või VT3 koos VT6-ga. Selle tulemusena liigub vektor u* mööda kuusnurkset trajektoori või peatub. Vektori liikumise kõrvalekalle ringtrajektoorist põhjustab pinge ja voolu moonutusi.

Kaheksa pingevektori U0…U7 liikumise koordineerimine on vektormodulatsiooni peamiseks ülesandeks. Koosnegu modulatsiooniperiood 2π kuuest osast, kus iga osa sisaldab kindla arvu seadeintervalle, siis

fcc kf

fT π2*π2== .

Et saada resulteerivat vektorit u*, mis paikneb naabervektorite Ui ja Ui+1 vahel, tuleb impulsside Ui ning Ui+1 lülitusjärjekord genereerida igas ajavahemikus kestusega ti ja ti+1 siis

u* = fc (ti Ui + ti+1Ui+1),

U1

L1 telg

Joonis 3.40

u*

L2 telg

L3 telg

U4

U3 U2

U6U5

θ*

136

kus Ui on üks pingevektoritest, Ui+1 järgmine pingevektor, Tc modulatsiooniperiood ja ti ning ti+1 reaalajas arvutatud ajavahemikud, kus kaks vektorit on kõrvuti. Vektori u* ja ajavahemiku ti minimaalväärtusteks on 0, kuna nende maksimaalväärtused on u*max ja Tc. Üldjuhul

ti + ti+1 + t0 = Tc,

kus t0 on nullpingevektori kestus. Ajavahemike ti ja ti+1 kohta kehtivad seosed

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −= *θ

3πsin

2*3

cd

i TUut ,

*θsin2

*31 c

di T

Uut =+ .

Kuna ti ja ti+1 on arvutatud, siis on nullpingevektorite kvantimiseks järelejäänud aeg

t0 = Tc – ti – ti+1.

Antud modulatsioon tehakse keskmiselt kolme pingevektoriga Ui, Ui+1 ja nullpingevektoriga U0 (U7) modulatsiooniperioodi Tc vältel. Täpsemalt võib vektori u* mooduli väärtuse ilma ajalise viiteta (kui t0 = 0) leida järgmise valemiga

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ −

=*θsin*θ

3πsin3

2*

c

d

T

Uu .

Iga sirgjoonega piiratud sektor on kuusnurga külg, mis ühendab ruumivektorite otsad. Võttes sektori kõrguse maksimaalseks ruumivektori u*max mooduliks, saame optimaalsele lülitusjärjekorrale vastava ringjoone. Seega on vektormodulatsiooni korral pinge

amplituudväärtus võrdne kuusnurga siseringi raadiusega 3dU või 15.5 % kõrgem kui siinuselise

pulsilaiusmodulatsiooni korral, kus kmod = 1. See tähendab, et nullpingevektorid osalevad alati

lülitusprotsessis, välja arvatud juhul kui 3πk (k = 1…6). Ruumivektorite moodulite keskväärtuste

juhtimiseks (väljundpinge katkestamiseks) on nõutav lülitusprotsessi kõrge kvaliteet ja lülitusjärjekord, mis näidatakse lülitustabelis.

Joonisel 3.41 on toodud vektoriaalse pulsilaiusmodulatsiooni ajadiagramm. Nullpingevektoreid esitavad täiendavad impulsid on joonisel näidatud kriipsjoonega. Populaarseim välja vektorjuhtimise meetod on sümmeetriliste nullseisunditega modulatsioon, kus vektorite U0 ja U7 kestused on 0,5t0. Talitlusdiagrammil

• sektorites 0...60° ja 180°...240° säilitavad lülitid VT1 ja VT4 oma seisundid, lülitid VT2 ja VT5 lülituvad pidevalt ümber, pöörates ruumivektorit mööda ringjoont, ning lüliti VT6 asendub hetkeliselt VT3-ga, et esitada nullpingevektor;

• sektorites 60°...120° ja 240°...300° säilitavad lülitid VT3 ja VT6 oma seisundid, lülitid VT1 ja VT4 lülituvad pidevalt ümber, pöörates ruumivektorit mööda ringjoont, ning lüliti VT2 asendub hetkeliselt VT5-ga, et esitada nullpingevektor;

• sektorites 120°...180° ja 300°...360°, lülitid VT2 ja VT5 säilitavad oma seisundid, lülitid VT3 ja VT6 lülituvad pidevalt ümber, pöörates ruumivektorit mööda ringjoont, ning lüliti VT4 asendub hetkeliselt VT1-ga, et esitada nullpingevektor.

137

Soovitav on võrrelda vektoriaalse pulsilaiusmodulatsiooni ajadiagramme eelnevalt vaadeldud plokk-pulsilaiusmodulatsiooni ja siinuselise pulsilaiusmodulatsiooni ajadiagrammidega.

Nähtavasti moonutab nullpingevektori ajastamine väljundpinget, kui seadepinge kasvab. Selle vältimiseks kasutatakse spetsiaalset ülemoduleerimise algoritmi.

Antud valemid kajastavad ideaalset olukorda, kus pole arvestatud pooljuhtlülitite olemuslike ajaliste viivitustega. Praktilise rakendusega modulaatorite väljatöötamisel tuleb aga neid osaliselt arvesse võtta, nt avanemis-ja sulgumisaegade erinevust, mis põhjustab muunduri tunnusjoonte märkimisväärseid moonutusi madala pinge ja madala sagedusega talitluse korral.

Vektormodulatsiooni juhtimine. Erinevate vektormodulatsiooni algoritmide realiseerimiseks on välja töötatud mitmeid digitaalse signaaliprotsessoriga (DSP) mikrokontrollereid. Neil on suure jõudlusega mikroprotsessor koos sisseehitatud universaalsete signaaligeneraatoritega ning liidestega andurite ühendamiseks muunduriga. Välja on arendatud tõhus juhtalgoritm, kus arvutatud kahendloogiline pooljuhtseadiste lülitusjärjekord salvestatakse mällu ja kasutatakse väikeste pinge-ja vooluvahemike juhtimiseks reaalajas. Sobiva modulaatori valmistamiseks on soovitav kasutada suhteliselt väikese mahuga mälu. Seda võib saavutada ainult ühe faasi andmete salvestamisega. Salvestatud mudeli ümberkujundamine ja pööramine annab seejuures ülejäänud informatsiooni. Tegelikkuses on eelpool kirjeldatud lahendus vajalik piisavate täpsusnõuete rahuldamiseks.

Eriti sobivad on vaheldite juhtimissüsteemides kasutata Texas Instruments-i 16-bitised digitaalsed signaaliprotsessorid TMS320LF2407, Intel-i signaaliprotsessorid MCS-196/296, Analog Devices-e signaaliprotsessorid ADMC300/330 ja Atmel Crystal-i signaaliprotsessorid

0 π/3 2π/3 π 4π/3 5π/3 2π π/3 2π/3 π 4π/3 5π/3 2π π/3

UL1

UL3N

UL2N

UL1N

θ1 UN

UL1L2

UL3

UL2

Tc

θ1

T*

θ1

θ1

Joonis 3.41

θ1

θ1

θ1

θ1

138

AT90PWM3. Tänu RISC-protsessorituumale, heale välkmälule, staatilisele muutmälule, püsimälule, 8-ja16-bitistele taimeritele, sildlülituses vaheldi pulsilaiusmodulatsioonile orienteeritud kanalitele, 10-bitistele analoog-digitaal ja digitaal-analoog muunduritele ning pulsigeneraatoritele on nende toimekiirus 20 megabitti sekundis.

Vektormodulaatori üldistatud talitlusskeem on joonisel 3.42. Modulaatori sisendplokis arvutatakse ruumivektori faasinurgad ja sektorid. Järgnevalt moodustatakse esimesest plokist saadud siinuspingele vastavate faasinurkade jaoks tabel. Järgmine plokk lahendab võrrandid ajavahemikke ti, ti+1, ja t0 sisaldavad võrrandid, et formeerida juhtimpulsid ning jaotada need pooljuhtlülititele.

Kokkuvõtteks. Välja vektorjuhtimisel on suurim jõudlus vaatamata sellele, et seda teostatakse ainult mikroprotsessori abil. Antud juhtimismoodus nõuab seadepinge ruumivektori arvutamist reaalajas.

Võrreldes plokk-ja siinuselise pulsilaiusmodulatsiooniga, võimaldab vektormodulatsioon saada kõrgemaid faasipingeid ning suuremat muunduri väljundvõimsust minimaalse lülitussageduse korral. Siinuselise pulsilaiusmodulatsiooni puhul on muunduri väljundpinge amplituud ligikaudu

2dU , vektormodulatsiooni korral aga võrdne kuusnurga siseringi raadiusega

3dU või sellest

15.5 % kõrgem. Kuigi see saavutatakse väljundpinge siinuselisuse moonutamisega, mis toob endaga kaasa kõrgemate harmooniliste poolt põhjustatud lisakaod.

Peale selle on sisendi dioodalaldil kõrge võimsustegur (lähedane ühele), mis võimaldab väljundpingete ja koormuste vahemiku määramisel ära kasutada kogu siseneva vahelduvvooluenergia. Siin pole pulsilaiusmodulatsioon vajalik ning seetõttu ei sõltu vektormodulatsioon koormuse parameetritest. Tavaliselt on vektormodulatsioon häirekindel signaalitöötluse meetod, mis tagab kiiretoimelise ja täpse juhtimise.

Seega sobib vektormodulatsioon kasutamiseks eelkõige suurt jõudlust ja suurt toimekiirust nõudvates rakendustes.

Ui, Ui+1

Sektor

θ uc

u*

G

Nurga ja sektori

arvutamine

Joonis 3.42

ti, ti+1, t0

Lülitustabel

Juht-

impulsid

Siinus- tabel

139

4. Automaatjuhtimine “Make things as simple as possible but not simpler”

Albert Einstein

Jõupooljuhtmuundureid saab kergest juhtida, varustamaks koormust vajaliku toitepinge-voolu-või sagedusvahemikuga, garanteerides seejuures nõutavad dünaamilised omadused. Lisaks eelnevale peavad muundurid olema toitevõrgu ja mootori vahelisteks liidesteks. Viimastel aastatel on jõupooljuhtmuundurite arendamisel, ehitamisel ja kasutamisel tehtud suuri edusamme, kuid saavutused mootorite juhtimise vallas pole olnud nii märkimisväärsed.

Käesolev peatükk annab ülevaate elektriajamite elektroonse juhtimise üldpõhimõtetest ja mõningatest praktilistest kogemustest, lähtudes sellest, et jõupooljuhtmuundurite juhtimine on väga lai ja interdistsiplinaarne valdkond. Elektriajamite projekteerijad (ka insenerid) peavad tundma jõupooljuhtmuundurite staatilisi ja dünaamilisi omadusi ning teadma, kuidas valitakse nende komponente soovitud juhtimismooduste rakendamiseks. Projekteerijad peavad olema asjatundjad automaatjuhtimise, eriti aga mittelineaarsete süsteemide alal, kuna muundurid ja elektrimootorid on mittelineaarsed juhtimisobjektid. Samuti peavad elektriajamite projekteerijad tundma mikrokontrollerite analoog- ja digitaalrakendusi ning erinevaid andurite lülitusi. Kaasaegseid modelleerimise metoodikaid ja komplitseeritud juhtimisprotsesse ei kasutata mitte ainult stabiilsete ja rahuldavate staatiliste ning dünaamiliste omadustega automaatjuhtimissüsteemide loomiseks, vaid ka madala häiretundlikkusega või eelistatavalt häirekindlate süsteemide loomiseks.

4.1. Ülekandefunktsioonid ja struktuurskeemid

Ülekandefunktsioonid. Elektriajamite lineaarseid komponente kirjeldatakse matemaatiliselt Laplace’i teisenduse abil, kasutades ülekandefunktsioone ja struktuurskeeme. Tuletatud lineaarseid mudeleid kasutatakse ahelate aseskeemide ja tagasisidedel põhinevate lineaarsete automaatjuhtimissüsteemide väljatöötamiseks. Klassikaline automaatjuhtimise teooria põhineb ülekandefunktsioonidel, mis sobivad hästi elektriajamite üksikute komponentide mudeliteks.

140

Ülekandefunktsioon on lineaarse ahela matemaatiline mudel, mis kirjeldab selle väljund-ja sisendmuutujate suhet operaatorkujul nulliga võrdsete algtingimuste korral. Diferentsiaalvõrrandite teisendamisel operaatorkujule (Laplace’i teisendus) kasutatakse algebralist suurust s, mida nimetatakse Laplace’i operaatoriks. Sümbolkujul

33

22 ,, ⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛==

dtds

dtds

dtds jne.

See on moodus, kuidas teisendada diferentsiaalvõrrand algebralisele kujule, et leida selle lahendid.

Jõupooljuhtmuundureid kirjeldatakse sageli esimese astme diferentsiaalvõrrandiga nagu lihtsaid lineaarahelaid, mille ülekandefunktsioon on järgmine:

( )1+

=sTksW

c

cc , (4.1)

kus kc on ülekandetegur või võimendustegur, mis sõltub muunduri talitlusest. See võib olla tüüritava alaldi väljundpinge ja seadepinge suhe või vaheldi väljundsageduse ning sisendvoolu suhe jne. Ajakonstant Tc määrab muunduri ajalise viite keskväärtuse. Türistormuundurite korral on ajakonstant

121mf

TT cfc += ,

kus Tcf = 1…10 ms on sisendfiltri ajakonstant, m pulsilisus ja f1 toitepinge sagedus. Transistormuundureid käsitletakse tavaliselt mittelineaarsete mudelitena.

Kõiki suure jõudlusega elektriajamites töötavaid mootoreid vaadeldakse rohkem või vähem lineaarsete mudelitena, kasutades selleks mõningaid lineariseerimise tehnikaid. Mootori operaatormudeli koostamisel on tähtsad neli energia muundamist iseloomustavat suurust: elektromotoorjõu tegur (konstantsel kiirusel) kME, momenditegur kMM, mehaaniline ajakonstant TM ja elektromagnetiline ajakonstant Te, kus

.

,

,

,

RLT

kJRkTMIk

Ek

e

MMMEM

M

MMM

M

MME

=

=

=

ω=

(4.2)

Suurused ωM ja IM on mootori niminurkkiirus ja nimivool, EM = UM – RIM elektromotoorjõud (EMF), UM mootori nimipinge, J mootori võllile taandatud inertsmoment, L ja R mähiste induktiivsus ja aktiivtakistus. Elektromotoorjõu tegur näitab lineaarset sõltuvust nurkkiiruse ωM ja elektromotoorjõu EM vahel. Samuti määrab momenditegur mootori voolu ja pöördemomendi vahelise sõltuvuse. Ajakonstandid TM ja Te kirjeldavad kiiruse ja momendi muutumist (muutumise kiirust).

Mootori nurkkiiruse ja voolu reaktsiooni elektromotoorjõu E astmelisel muutumisel konstantse momendi korral kirjeldavad järgmised Laplace’i võrrandid:

141

( ).1

,1

2

2

++=

++=ω

sTsTTRsTEI

sTsTTkE

MeM

M

MeM

ME

Järgmine paar Laplace’i võrrandeid kirjeldavad momendi Ms astmelist muutumist (häiringut) konstantse seadesignaali korral

( )( )

.1

,1

1

2

2

++=

+++

−=ω

sTsTTkMI

sTsTTJsTTM

MeM

MMs

MeM

eMs

Tuginedes Laplace’i võrranditele, on mootori seadesuuruste ülekandefunktsioonid järgmised (ilma häiringute mõju arvastamata):

( )

( ) ( ).1

,1

2

2

++==

++=

ω=

sTsTTRsT

EIsW

sTsTTk

EsW

MeM

MMI

MeM

MEM

(4.3)

Ilma seadesignaalide mõju arvestamata on häiringuta ülekandefunktsioonid järgmised:

b. c. a.

u* UC E ω

Ms ω

U

E

I M ω Ms

E I

12 ++ sTsTTk

MeM

ME

( )12 ++ sTsTTRsT

MeM

M

d.

Ms I

( )( )1

12 ++

+−

sTsTTJsTT

MeM

eM

12 ++ sTsTTk

MeM

MM

e.

( )11+sTR e MMk

1Js1

MEk1

–

–

f.

Joonis 4.1

1+sTk

c

c

142

( )( )

.1

,1

1

2

2

++==

+++

−=ω

=

sTsTTk

MIW

sTsTTJsTT

MW

MeM

MM

sMIs

MeM

eM

sMs

(4.4)

Struktuurskeemid. Antud võrrandid sobivad muunduri ja mootori matemaatilise mudeli esitamiseks struktuurskeemide kujul, nagu on näidatud joonisel 4.1. Joonisel 4.1, a…e vastab iga ühe elemendi ülekandefunktsioon ühele struktuurskeemi plokile. Detailsem struktuurskeem, mis kirjeldab mootorit suletud süsteemi (kiiruse tagasisidega), on toodud joonisel 4.1, f. Mootori väljundsuurusteks on siin vool, pöördemoment ja vastuelektromotoorjõud.

Ülekandefunktsioon on teist järku, mis näitab, et mootori siirdetunnusjoon (hüppekaja) on võnkeline või aperioodiline. Protsessi iseloom sõltub ajakonstantide suhtest. Siirdeprotsess on aperioodiline, kui TM > 4Te, või võnkeline, kui TM < 4Te. Vastavad siirdekõverad on näidatud joonisel 4.2 pidev-ning punktjoontega.

Kokkuvõtteks. Käesolev alajaotus annab lugejale algteadmised ülekandefunktsioonide ja struktuurskeemide kasutamise kohta automatiseeritud elektriajamite projekteerimisel, mis on vajalikud palju põhjalikumaks tutvumiseks antud valdkonnaga. Klassikaline automaatjuhtimise teooria põhineb lineaarsete komponentide ülekandefunktsioonidel, mis sobib seetõttu kõige paremini elektriajamite juhtimis-ja häälestamispõhimõtete tundmaõppimiseks. Jõupooljuhtmuundureid võib vaadelda lihtsate lineaarsete ahelatena juhul, kui nende toimekiirus on vastavate mehaaniliste komponentide omast suurem.

Kõiki suure jõudlusega elektriajamites töötavaid mootoreid vaadeldakse rohkem või vähem lineaarsete mudelitena kasutades selleks mõningaid lineariseerimise meetodeid. See kehtib eelkõige püsiergutusega alalisvoolumootorite, sünkroon-servomootorite ja vektorjuhtimisega asünkroonmootorite kohta.

4.2. Signaalimuundurid ja regulaatorid

Aktiivfiltrid. Seadmeid, mis kõrvaldavad ebasoovitavaid alalis-ja vahelduvvoolusignaale, nimetatakse filtriteks. Sõltuvalt filtrites kasutatavatest komponentidest (passiv-või aktiivkomponendid) liigitatakse need passiiv-ja aktiivfiltriteks. Esimesed on koostatud takistite, induktiivpoolide ja kondensaatorite baasil, teised aga takistite, kondensaatorite ja

t

I

ω

Joonis 4.2

143

operatsioonivõimendite (aktiivelemendid) baasil. Passiivfiltrite lülitused on aktiivfiltrite omadest tunduvalt lihtsamad.

Operatsioonivõimendi baasil koostatud aktiivne madalpääsfilter on joonisel 4.3, a. Selle lõikesageduse saab arvutada valemiga

CRTf

f 2π21

π21 == ,

kus Tf on filtri ajakonstant. Madalpääsfiltri ülekandefunktsiooni kirjeldab avaldis (4.1):

R1

R2

C

Us Uv

a.

R1

R2

C

Us Uv

b.

R1

R2 C

Us Uv

c.

R1

R2

C1

Joonis 4.3

Us Uv

d.

C2

R1

R2 C1

Us Uv

e.

C2

144

( )11 2

1

2

+=

+=

CsRRR

sTksW

f

ff , (4.5)

kus kf on filtri ülekandetegur (passiivfiltritel võrdne ühega).

Operatsioonivõimendi baasil koostatud aktiivse kõrgpääsfiltri skeem on joonisel 4.3, b, c. Selle lõikesageduse arvutamiseks kasutatakse sama valemit kui madalpääsfiltri puhul. Joonisel 4.3, b näidatud kõrgpääsfiltri ülekandefunktsioon on

( )11 1

1

2

+=

+=

CsR

sRR

sTsksW

f

ff (4.6)

kus F on filtri ülekandetegur. Joonisel 4.3, c oleva kõrgpääsfiltri ülekandefunktsioon on järgmine:

( ) ( ) ( )11 11

2 +=+= CsRRRsTksW fff .

Joonisel 4.3, d on toodud aktiivse ribafiltri skeem. Väga madalatel sagedustel puudub sellel filtril väljundsignaal. Filtri ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ( ) ( )11 21 +⋅+=

sTsTsksW f

f , (4.7)

kus

2221111

2 , , CRTCRTRRkf === .

Aktiivne ribatõkkefilter (kitsastõkkefilter) on joonisel 4.3, e. Selle ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ( )( )1

12

1

++

=sTsTksW f

f , (4.8)

kus

2221111

2 , , CRTCRTRRkf === .

Digitaalsed filtrid. Filtritel, mille koostamiseks kasutatakse mikroprotsessortehnikat, on mõned erilised omadused. Reeglina asendab üks digitaalseade tervet analoogseadmete gruppi. Lisaks sellele on digitaalseadmel veel täiendavad funktsioonid, nagu mudeli testimine, täiendavad automaatarvutused, isehäälestumine, signaali amplituudi piiramine, diagnostika ja rikketeadete väljastamine. Filtritalitlus digitaalseadmes toimub vastavalt juhtalgoritmile ja programmile. Seadme tarkvara võib korrigeerida enne selle töölerakendamist ja talitlemise vältel. Digitaalseadmete peamiseks puuduseks analoogseadmetega võrreldes on väiksem täpsus, piiratud arvutamise sammu (kvantimise sammu) T0 tõttu. Mida väiksem on T0, seda lähedasemad on digitaalseadmete omadused analoogseadmete omadele. Praktiline soovitus oleks järgmine:

145

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛≤

151...

410

dinTT ,

kus Tdin on digitaalseadmega kontuuri reageerimisaeg. Vastavalt Shannon’i teoreemile

c

Tωπ

0 ≤

kus ωc töödeldava signaali omavõnkesagedus.

Üldistatud filtri mudelit kirjeldab ülekandefunktsioon

( )24

23

122

1

ksTsTksTsT

UUsW

in

out

++++

== ,

mis vastab diferentsiaalvõrrandile

( ) ( ) inout UksTsTUksTsT 122

1242

3 ++=++ .

Võrrandi saab esitada numbriliselt, kasutades lõplikke muutusi

[ ] [ ] [ ]( ) [ ] [ ]( ) [ ]

[ ] [ ]( ) [ ]( ) [ ]11212

11212

10

22

0

1

20

42

0

3

−+−−+−+−−

=−+−−+−+−−

kUkkUUTTkUkUU

TT

kUkkUkUTTkUkUkU

TT

inininininin

outoutoutoutoutout

kus Uout[k] ja Uin[k] väljund-ja sisendmuutujate diskreetsed väärtused k-nda sammuga numbrilisel lahendamisel

[ ] [ ] [ ] [ ] [ ] [ ]2121 21021 −+−++−−−−= kUBkUBkUBkUAkUAkU inininoutoutout ,

kus

( ) ( )

( ) . , ,2

, , ,2

3401

2120

201

1

1200

32

3402

021

TTTDDTB

DTTTTkB

DTTTB

DTA

DTTTTkA

+==−−

=

+==

−−=

Digitaalse madalpääsfiltri võib esitada kujul

[ ] [ ] [ ]111 00 −+−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−= kU

TTkkU

TTkU in

ffout

fout .

Summaator ja lahutaja. Joonisel 4.4 on toodud lihtsad operatsiooniplokid. Joonisel 4.4 on operatsioonivõimendiga summeeriv võimendi, mida sageli nimetatakse summaatoriks. Selle lülituse väljundpinge on võrdne sisendpingete summaga

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+−=

22

11

RRU

RRUUout .

146

Joonisel 4.4, b on näidatud lahutaja, mille väljundpinge on võrdne sisendpingete vahega, kui R1 = R2 ja R = R3, siis

( )1

12 RRUUUout −= .

Summaator kujutab endast P-regulaatorit (proportsionaalset regulaatorit), millel on võimendus igas sisendis ja vastavad ülekandefunktsioonid

( )

( ) .

,

222

111

RRksW

RRksW

rr

rr

==

== (4.9)

Digitaalse P-regulaatori matemaatiline mudel avaldub kujul

[ ] [ ]kUkkU inrout = .

Integraatorid. Joonisel 4.3, a näidatud madalpääsfiltrit võib vaadelda kui integraatorit, mida samuti nimetatakse I-regulaatoriks (integreerivaks regulaatoriks), kui R2 → ∞. See lülitus teostab integreerimist

∫−= dtUT

U inr

out1 ,

kus Tr = R1C on ajakonstant ja t aeg. Integraatori laialt põhiülesandeks on väljundpinge rambi tekitamine, st lineaarselt kasvava või kahaneva väljundpinge tekitamine. Kui sisendsignaaliks on nelinurkimpulss laiusega t, siis sisendvool

1

RUI in

in = .

Kuna kondensaator laadub ja selle pinge kasvab, siis saab väljundpinge võrdseks kondensaatori pingega. Positiivse sisendpinge korral on väljundpinge negatiivne ning kasvab vastavalt seaduspärasusele

r

ininout T

tUC

tIU −=−= ,

U2

U2

U1

U1

R

R2

R1

b.

R3

R2

R1

Joonis 4.4

a.

Uvälj

R

Uvälj

147

kuni operatsioonivõimendi küllastub. Tagamaks integraatori normaalset talitlust, peab selle tagasisidestatud ahela ajakonstant olema suurem sisendimpulsi kestusest t. Juhul kui Uout = 20 mV, R1 = 1 kΩ, C = 10 μF ja t = 0,5 ms, siis Tr = 10 ms ja Uin ei tohi ületada 400 mV, et vältida operatsioonivõimendi küllastumist.

Integraatori ülekandefunktsioon omab kuju

( )sT

sWr

r1

= . (4.10)

Digitaalse I-regulaatori matemaatiline mudel on järgmine:

[ ] [ ] [ ] [ ]11 0 −++−= kUTTkUkUkU in

rinoutout .

Kuna kondensaator laadub alalisvoolusignaalidega, siis puudub nullsageduse puhul negatiivne tagasiside. Ilma tagasisideta läheb operatsioonivõimendi väljund kõrge sisendsignaali tõttu määramata ajaks küllastusse. Selle vältimise üheks võimaluseks on pingevõimenduse vähendamine nullsagedusel takistite valikuga, mis vastab võrratusele R2 > 10R1. Ramp kahaneb positiivse poolperioodi vältel ja kasvab negatiivse poolperioodi vältel. Seetõttu on väljundpinge kolmnurkse või eksponentsiaalse kujuga ning selle amplituudväärtus avaldub kujul

r

inout fT

UU4

−= ,

kus f on integraatori sisendpinge sagedus. Sellist lülitust nimetatakse PI-regulaatoriks (proportsionaal-integraalseks regulaatoriks)

CRTRRk rr 1

1

2 , == ,

takisti ja kondensaatori rööpühenduse korral, kus Tr = R2C. Juhul kui maksimaalne väljundpinge Uout = 20 mV, R1 = 1 kΩ, R2 > 10 kΩ, C = 10 μF ja f = 1 kHz, siis Tr = 10 ms ja Uin ei tohi ületada 800 mV, et vältida operatsioonivõimendi küllastumist.

PI-regulaatori ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=

sTksW

rrr

11 . (4.11)

Digitaalse PI-regulaatori matemaatiline mudel on järgmine:

[ ] [ ] [ ] [ ]⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−++−= 111 0 kU

TTkUkkUkU in

rinroutout .

Diferentsiaatorid. Joonisel 4.3, b on operatsioonivõimendiga diferenstiaator, mida nimetatakse D-regulaatoriks (diferentseerivaks regulaatoriks), kui R1 → 0 ja joonisel 4.3, c on diferentsiaator, kui R1 → ∞ . Diferentsiaator on ahel, mis teostab diferentseerimist

inrinr

out sUTdtdUTU =−= ,

kus Tr = R2C ja t on aeg. Diferentsiaatori väljundpinge on võrdne sisendpinge tuletisega. Selle põhiülesandeks on nelinurkimpulsi esi-ja tagakülgede määramine või nelinurkimpulsi tekitamine

148

lineaarselt muutuvast sisendpingest. Teiseks ülesandeks on väga kitsaste impulsside tekitamine.

Diferentsiaatori põhiliseks puuduseks on kalduvus tekitada ebastabiilseid võnkumisi. Nende vältimiseks ühendatakse diferentsiaatori kondensaatoriga jadamisi mõned takistid, nagu näitab joonis 4.3, b. Takisteid või ühendada ka kondensaatoriga rööpselt (joonis 4.3 c). Tavaliselt valitakse takistid vastavalt kordsusele 0,01 R2 ja 0,1 R2. Vastavalt takistuste väärtustele on suletud ahela pingevõimendused 10 ja 100. Võimendustegurit tuleks vähendada kõrgematel sagedustel, kus võnkelisus kasvab. Sellist lülitust nimetatakse PD-regulaatoriks (proportsionaal-diferentseerivaks regulaatoriks). Lülituse võimendustegur ja kaks ajakonstanti avalduvad järgmiselt:

CRTCRTRRk rrr 2211

1

, , === .

PD-regulaatori ülekandefunktsioon avaldub kujul

( )

( ) ( ).1

,11)(

,

1

2

1

+=

++

=

=

sTksWsTsTksW

sTsW

rrr

r

rrr

rr

(4.12)

Digitaalse PD-regulaatori matemaatiline mudel on järgmine:

[ ] [ ] [ ] [ ] [ ]⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−+−−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++−= 21211

0

1

0

1

0

1 kUTTkU

TTkU

TTkkUkU in

rin

rin

rroutout .

PID-regulaatorid. Kaks proportsionaal-integraal-diferentsiaal regulaatorit (PID-regulaatorit) on joonistel 4.3, d ja 4.3, e. Need muudavad impulsside kuju ning võimendavad esi-ja tagakülge. PID-regulaatori parameetrid on järgmised:

2221111

2 , , CRTCRTRRk rrr === .

PID-regulaatori ülekandefunktsioon avaldub

( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++= sT

sTksW r

rr 1

2

11 . (4.13)

Tavaliselt on takisti R1 takistus R2-e takistusest tunduvalt väiksem. Digitaalse PID-regulaatori matemaatiline mudel on järgmine:

[ ] [ ] [ ] [ ] [ ]⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−+−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−−+⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++−= 211211

0

1

0

1

2

0

0

1 kUTTkU

TT

TTkU

TTkkUkU in

rin

r

rin

rroutout .

Kokkuvõtteks. Samuti nagu mootoreid ja pooljuhtmuundureid võib ka mõningaid teise elektriajami komponente kirjeldada lineaarsete mudelitega. Tüüpilisemad neist on aktiivfiltrid, operatsiooniplokid ja regulaatorid.

Lineaarsete digitaalseadmete matemaatiline kirjeldamine toimub standardsel viisil. Kuna kvantimise sammud (astmed) on suhteliselt väikesed, siis on elektriajami ajakonstandid samuti väikesed.

149

4.3. Regulaatorite ehitus

Juhtimise struktuur. Suure jõudlusega elektriajamid on suletud automaatjuhtimissüsteemidega, kus tagasisidesignaalid saadakse juhtimisobjektiga (muunduriga, mootoriga, töömasinaga) ühendatud anduritelt. Neid signaale töödeldakse juhtimissüsteemi regulaatorites. Nagu näitab joonis 4.5, a kirjeldatakse regulaatorit ülekandefunktsiooniga Wr(s), mis mõjutab juhtimisobjekti Wo(s), mille talitluse määravad andurid Wy(s). Juhtimissüsteemi sisendiga z* võib määrata nõutava nurkkiiruse ω*, joonkiiruse v*, pöördenurga φ* samuti aga nõutava momendi M*, voolu I* või pinge U*. Negatiivse tagasiside korral võrreldakse võrdlussõlmes seadesignaali tegeliku signaaliga z. Nende signaalide erinevus ehk viga δ antakse regulaatori sisendisse. Kogu lineaarse juhtimissüsteemi ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )sWsWsW

sWsWzzsW

zor

or

1

* +== .

Iga ülekandefunktsioon kirjeldab süsteemi ühe osa staatilisi ja dünaamilisi omadusi. Selleks et tagada elektriajami soovitud omadusi, peab regulaatori ülekandefunktsioon olema järgmine:

( ) ( )( )

( ) ( )sWsWsW

sWsW

zor 1

1−

⋅=

Regulaatorit kirjeldav ülekandefunktsioon sisaldab juhtimisobjekti ülekandefunktsiooni pöördväärtust, mis sõltub soovitud mudelist ning anduritega tagasisideahelast.

Tunnusvõrrandid. Eeldatakse, et praktilistes rakendustes on tegemist ühe ekvivalentse väikese ajakonstandiga Tμ. Võimatu on projekteerida piiramatu toimekiirusega elektriajamit, millel on ebasümmeetriline ajaline viide ja mudelit kirjeldab diferentsiaalvõrrand.

Juhtimissüsteemi ülekandefunktsioonid W(s) erinevad oluliselt nende hulkliikmetega tunnusvõrranditest.

Soovitud ülekandefunktsioon on kirjeldatav lihtsa esimese astme tunnusvõrrandiga

( ) 1μ11 += sTasW .

Sel juhul saab elektriajami juhtimissüsteem olla väga stabiilne aperioodilise siirdetunnusjoonega (hüppekajaga) süsteem, mis on näidatud joonisel 4.2 punktjoonega.

Teist soovitud ülekandefunktsiooniga juhtimissüsteemi kirjeldab teise astme tunnusvõrrand (ruutvõrrand)

( ) 1μ122

μ11 ++= sTasTasW ,

kusjuures süsteem on stabiilne, siis kui a1 > 1 vastavalt Hurwitz’i kriteeriumile. Kui a1 < 2, on süsteem võnkeline, kui 2 ≤ a1 < 4, siis on süsteem aperioodiline; kui a1 ≥ 4, on süsteemi siirdetunnusjoon aperioodiline (pidevjoon joonisel 4.2).

Soovitud ülekandefunktsiooniga juhtimissüsteem, mida kirjeldab kolmanda astme tunnusvõrrand

( ) 1μ222

μ2133

μ211 +++= sTasTaasTaasW

on stabiilne a1 > 0 ja a2 > 1 vastavalt Hurwitz’i kriteeriumile. Sumbuvate võnkumistega ja võnkeliste süsteemide vahelist piiri kirjeldatakse Vyshnegradsky võrrandiga

150

.27 kui 27184

,27 kui 02792

2121

22

2122

21221

≥=+⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+−

<=+−

aaaaaaaa

aaaaa

Antud võrrandi lahendite kõver on joonisel 4.5, b. Piirkond 1 tähistab võnkelisi protsesse, piirkond 2 aperioodilisi ja piirkond 3 ebastabiilseid protsesse.

Seega sõltub suletud juhtimissüsteemide võnkelisus ja stabiilsus ajakonstantide suhtest või, täpsemini öeldes, nende absoluutväärtustest.

Standardhäälestused. Järgmiseks sammuks juhtimissüsteemi väljaarendamisel on süsteemi ülekandefunktsiooni valik W(s), mida võimaldavad realiseerida saadaval olevad juhtimisseadmed. Tegurite a1 ja a2 valikuga saadakse optimaalsed siirdekõverad, mis vastavad standardhäälestustele (optimumidele). Joonisel 4.5, c näidatud süsteemide järku tähistavad siirdekõverate numbrid: 1 - esimest järku süsteem, 2 - teist järku süsteem ja 3 - kolmandat järku süsteem.

Teist järku süsteemi aperioodiline optimum ehk eksponentsiaalne optimum (EO) saadakse juhul, kui tegur a1 = 4. Käivitusaeg on siis 9,5Tμ ning puudub ülereguleerimine. Kolmandat järku süsteemil on sarnane siirdekõver kui a1 = 3 ja a2 = 9. Esimest järku süsteemil on sarnane siirdekõver kui a1 = 2.

Teist järku süsteemi eksponentsiaalne optimum (monotoonne optimum) saadakse, siis kui tegur a1 = 2. Käivitusaeg jääb vahemikku 4,7Tμ ja 10,5 Tμ ning ülereguleerimine γ = 4,3 %. Sellist standardhäälestust nimetatakse mooduloptimumiks (MO). Kolmandat järku süsteemil on sarnane siirdekõver kui a1 = 2,25 ning a2 = 6 ja esimest järku süsteemil, siis kui tegur a1 = 2.

Kolmandat järku süsteemi võnkeline siirdeprotsess leiab aset, kui tegur a1 = 2 ja a2 = 4. Käivitusaeg on sel juhul 3,1Tμ ja ülereguleerimine γ = 43 %. Antud standardhäälestust

Tμ

zky

z* z ( )sWr –

a.

Joonis 4.5

( )sWo

( )sWz

t

c. b.

10

8

6

4

2

0 1 2 3

a1

a2

1

2

3

1

2 4 6 8 10 12 14 16

3. a1=2,a2=4 (SO)

2. a1=2 (MO)

2. a1=4 1. a1=2

(EO)

151

nimetatakse sümmeetriliseks optimumiks (SO). Teist järku süsteemil on sarnane siirdekõver, kui tegur a1 = 0,25, ning väiksem kui ajakonstant Tμ. Esimest järku süsteemis võnkumisi ei teki.

Seega sõltuvad suletud juhtimissüsteemides käivitusaeg ja ülereguleerimine ainult juhtimisahela tüübist ja ekvivalentsest väikeset ajakonstandist Tμ. Lineaarsete süsteemide korral ei mõjuta süsteemi teised parameetrid siirdeprotsesside iseloomu.

Jadakorrektsioon. Juhtimissüsteemide häälestamisel standardhäälestuste järgi tuleb järgida mõningaid põhimõtteid.

Jadakorrektsiooni põhimõtte puhul tuleb süsteem jagada kaheks kontuuriks, kus mõlemas jadamisi ühendatud regulaator Wr(s) ja juhtimisobjekt Wo(s), nagu näitab joonis 4.6, a. Sel juhul vaadeldakse ühte ajakonstanti (harvem kahte või kolme) suure ajakonstandina To, kusjuures teised on väikesed ajakonstandid Tμi. Regulaatori ülesandeks on tasakaalustada suur ajakonstant juhtimiskontuuri muundamisega lihtsaks, eelistatumalt esimest järku süsteemiks. Teoreetiliselt võimaldab see luua täiesti inertsivaba kontuuri, kuigi praktikas esineb mõningaid

z* z ( )sWr –

a.

Joonis 4.6

1+sTk

o

o

zk

z* z ( )sWr –

b.

1μ +sTkC

zk

sTk

o

o

z* z ( )sWr –

с.

1μ +sTkC

zk

1+sTk

o

o

z* z ( )sWr –

d.

1μ +sTkC

zk

ok

152

määramatuid parameetreid ning alati jääb sisse väike ekvivalentne ajakonstant Tμ. Järgnevalt tulevad vaatluse alla korrektsiooni meetodid.

Kirjeldagu juhtimisobjekti lihtne esimest järku süsteem, nagu on näidatud joonisel 4.6, b, siis

( )1+

=sTkksW

o

zoo .

Suure ajakonstandi To tasakaalustamiseks on nõutav PI-regulaator, mida kirjeldab järgnev ülekandefunktsioon:

( )

. ja 1

,111

0or

zor

r

rr

rrr

TTTT

kkk

sTsTk

sTksW

=⋅=

+=⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=

μ

Sellisel juhul lihtsustub suletud kontuuri ülekandefunktsioon ning võtab kuju

( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )1

1 1

μ +

=+

=sTksWsW

sWsWsWzor

or .

Antud valem eeldab, et kontuuri omadused sõltuvad ainult väikesest ajakonstandist ja võimendustegurist.

Joonisel 4.6, c on näidatud palju keerulisem juhtimiskontuur, milles objekti ülekandefunktsioon sisaldab kahte ajakonstanti To ja Tμ

( ) ( )1μ +=

sTsTkkksW

o

zoCo .

Suure ajakonstandi tasakaalustamiseks kasutatakse P-regulaatorit

( )μ1

1TT

kkkaksW o

zoCrr ⋅== .

Selle tulemusena saadakse kontuuri teist järku ülekandefunktsioon

( ) ( )11

μ22

μ ++=

sTsTksW

z

.

Mõnikord puudb juhtimisobjektis suur ajakonstant, nagu näitab joonis d, siis

( )1μ +

=sT

kkksW zoCo .

Sel juhul kasutatakse I-regulaatorit ning ülekandefunktsioon avaldub kujul

( )sTkkkas

ksWzoC

rr

μ1

11⋅== .

Kui tagasiside ja otseahel sisaldab mitmeid väikseid ajakonstante, siis kasutatakse arvutustes nende summat kui ühte väikest ajakonstanti

∑= iTT μμ

153

Alljärgnevas tabelis on toodud põhilised soovitused jadakorrektsiooni kohta

Objekt AjakonstandidOpti- mum

Regu-laator

Parameetrid

1+sTk

o

o – EO PI oro

or TT

kTTk == , μ

MO P o

or kT

Tkμ2

=

( )1μ +sTsTk

o

o To > 4Tμ

SO PI μμ

4 , 2

TTkT

Tk ro

or ==

MO PI oro

r TTkT

Tk == , 2 μ

0

( ) ( )11 μ +⋅+ sTsTk

o

o To > 4Tμ

SO PI μμ

4 , TTkT

Tk ro

or ==

MO I o

r kTT

μ21

=

1μ +sTko –

SO I o

r kTT

μ

4=

( ) ( )11 12

21μ ++⋅+ sTsTTsTk

ooo

o To1 > 16Tμ

To2 ≤ 4To2 MO PID

1221

μ

1

,

, 2

oror

o

or

TTTTkT

Tk

==

=

MO PID

1221

μ

1

,

, 2

oror

o

or

TTTTkT

Tk

==

=

To2 < 4Tμ

To1 ≥ 4Tμ

SO PID

21μ2

μ

1

,4

, 2

orr

o

or

TTTTkT

Tk

==

=

MO PID

1221

μ

1

,

, 2

oror

o

or

TTTTkT

Tk

==

=

( ) ( ) ( )111 21μ +⋅+⋅+ sTsTsTk

oo

o

To2 ≥ 4Tμ

To1 > To2

SO PID

μ211

2μ

21

4 ,

, 8

TTTTkT

TTk

ror

o

oor

==

=

( ) ( ) ( )111 212

21μ +⋅++⋅+ sTsTsTTsTsk

oooo

o To1 > 16Tμ

To1 ≤ 4To2 MO PID

1221

μ

,

, 2

1

oror

or

TTTTkT

k

==

=

154

Kontuuride allutamine. Kontuuride allutamise eesmärgiks on jagada keeruline objekt maksimaalseks arvuks lihtsamini juhitavateks alamobjektideks ning saada mitmekontuuriline juhtimissüsteem. Kontuuride arv on võrdne alamobjektide arvuga. Igas kontuuris ühendatakse regulaatorid selliselt, et eelmise regulaatori väljund on järgneva regulaatori sisendiks. Seetõttu näeb alluvkontuuridega juhtimissüsteem välja nagu joonisel 4.7. Iga välimise kontuuri suhtes võib sisemise kontuuriga haaratud süsteemiosa vaadelda kui juhtimisobjekti. Iga kontuuri regulaatori väljundis võrreldakse kontuuri seadesignaali andurilt saadud tegeliku signaaliga.

Kontuuride allutamist kasutatakse koos süsteemi jadakorrektsiooniga. Kontuuri suured ajakonstandid tasakaalustatakse regulaatoritega, et vähendada kontuuri inertsust. Korrigeeritud kontuurides on ainult väikesed ajakonstandid ning kontuure kirjeldavad madala järguga ülekandefunktsioonid. Üksikuid kontuure on lihtne häälestada moodul-või sümmeetrilisele optimumile.

Häälestades välimise kontuuri mooduloptimumile, kirjeldab sisemist kontuuri esimest järku ülekandefunktsoon ning selle ajakonstandid on ligikaudu kaks korda väiksemad. Kontuuri ülekandefunktsioon on

( )12

1122

1μμ

22μ +

⋅≈++

⋅=sTk

ksTsTk

ksWzz

i ,

kus k on tegur, mis määrab sisendi võimenduse. Programmeeritavate kontrollerite korral nimetatakse tegurit k mastaabiteguriks. Kui regulaatorid on koostatud operatsioonivõimendite põhjal, siis tagasisidetakisti R2 ja sisedtakisti R1 suhe on

1

2

RRk = .

Mooduloptimumile häälestatud mitmekontuurilise süsteemi i-nda kontuuri ülekandefunktsioon avaldub

( ) ( )( )( ) 111...12...2221

μμ2

μ1

μ ++++⋅= −−− sTsTsTsTk

ksW iiiiiz

i .

Kui sisemine kontuur on häälestatud sümmeetrilisele optimumile peab selle kontuuri ees olema madalpääsfilter, et häälestada välimist kontuuri. Madalpääsfiltri ülekande funktsioon avaldub kujul

( )14

1+

=μsT

sWf .

z’* z’( )sWr 2 –

Joonis 4.7

'zk

( )sWo2 z* ( )sWr1

–

z ( )sWo1

zk

155

Selle tulemusena võtab sisemise kontuuri ülekandefunktsioon kuju

( )14

11488

1μμ

22μ

33μ +

⋅≈+++

⋅=sTk

ksTsTsTk

ksWzz

i .

Sümmeetrilisele optimumile häälestatud mitmekontuurilise süsteemi i-nda kontuuri ülekandefunktsioon avaldub

( ) ( ) ( ) ( ) 12428281

2 μ

122 μ

133 μ

1 +++⋅=

−−− sTsTsTkksW

iiiz

i .

Seega suurenevad välimise kontuuri ajakonstandid kontuuride arvu suurenemisel ning kahekordistuvad iga uue kontuuri lisamisega. Järelikult iga kontuur vähendab kahekordselt süsteemi toimekiirust ja töötäpsust.

Kokkuvõtteks. Suletud automaatjuhtimissüsteemidega elektriajamid on standardsed süsteemid. Juhttoimete moodustamiseks ühendatakse regulaatorid objektidaga jadamisi. Sõltuvalt rakendusest erinevad optimeerimise kriteeriumid üksteisest märkimisväärselt, kuigi nende kriteeriumide arv on piiratud. Suletud juhtimissüsteemide hulkliikmetega tunnusvõrrandid võimaldavad saada parimaid tulemusi süsteemi häälestamisel.

Standardhäälestuste hulgast on kõige levinumad moodul-ja sümmeetriline optimum. Need optimumid kindlustavad elektriajami sobiva ajaoptimaalse talitluse, mis saavutatakse lihtsate P, PI ja PID- regulaatorite kasutamisega.

ηmax

P Pmax

Asünkroonmootor

Asünkroonmootor

U>UM

U=UM

ω0

Mk

M

ω

Joonis 4.8

a.

ω0

Ik

I

ω

b.

M

c.

M

η

d.

156

Regulaatori parameetrite valikuga võimaldab jadakorrektsioon vähendada juhtimisobjekti inertsust. Kontuuride allutamine võimaldab keerulise juhtimisobjekti jagada maksimaalseks arvuks lihtsamini juhitavateks alamobjektideks ja seega saada mitmekontuuriline juhtimissüsteem.

4.4. Mootorite juhtimine

Elektriajamite tunnusjooned. Elektriajami talitluse tõhusus sõltub mootori ja töömasina tunnusjoonte sobitusest. Selleks kasutatakse kahte tüüpi tunnusjooni, st staatilisi ja dünaamilisi tunnusjooni (siirdetunnusjooni) Juhtimissüsteem peab tagama mootori parimad tehnilised näitajad nii staatilises kui siirdetalitlustes.

Staatilist talitlust (püsitalitlust) iseloomustatakse koormuskarakteristikutega, mis kujutavad endast mehaanilisi karakteristikuid, elektromehaanilisi karakteristikuid, väljundvõimsuse kõveraid ja kasuteguri kõveraid. Süsteemi dünaamiliste omaduste iseloomustamiseks kasutatakse ülekandefunktsioone.Mootori mehaaniline karakteristik iseloomustab selle kiiruse ja momendi vahelist sõltuvust konstantse toitepinge korral. Lineaarsete karakteristikute puhul langeb kiirus momendi kasvamisel lineaarselt. Suuremal kiirusel arendab mootor väiksemat momenti. Nagu on näidatud joonisel 4.8 a, võib lineaarse koormuskarakteristiku määrata kahe punktiga. Nendeks on ideaalse tühijooksupunkt ω0 ja mootori käivitusmoment Mk, mis muutub võrdeliselt rakendatud pinge ja sagedusega.

Seisva rootoriga mootor ei tekita vastuelektromotoorjõudu. Mootor peab arendama sobivat käivitusmomenti, et jõuda töökiirusele võimalikult ruttu. Vältida tuleb aga mootori liigkuumenemist. Käivitusel arendavad igat tüüpi mootorid töömomendist mitu korda suuremat käivitusmomenti.

Lineaarse koormuskarakteristiku kaldenurka ehk gradienti iseloomustab avaldis

kMM0ω=

δδω .

Püsikiirust võib iseloomustada gradiendiga

MMδδωωω 0 −=

Kiiruse-momendi gradient on tähtis elektriajamit iseloomustav suurus, mis võimaldab erinevaid elektriajameid vahetult võrrelda. Tühijooksukiirust mõjutavad välised takistused ja suletud juhtimissüsteemi võimendustegur. Väiksem gradient ja väiksem tundlikkus koormuse muutuste suhtes suurendavad ajami võimsust. Laiema kiiruse reguleerimisulatuse saamiseks on nõutav suurem võimendustegur. Parimates suletud juhtimissüsteemiga ajamites läheneb gradient suure võimendusteguri tõttu nullile.

Asünkroonmootori mehaaniline karakteristik on näidatud joonisel 4.8, a punktjoonega. Mootori käivitusmoment Mk on minimaalne moment, mida mootor peab arendama seisva rootori korral. Alates käivitamise hetkest suureneb moment kuni vääratusmomendini. Vääratusmoment on maksimaalne moment, mida asünkroonmootor arendab ilma kiiruse järsu vähenemiseta. Sellele lisaks võib asünkroonmootor arendada suuremat momenti reversseerimise korral, kus magnetvälja pöörlemissuund muudetakse vastupidiseks rootori pöörlemissuunaga. Asünkroonmootori puhul on põhiprobleemiks lineaarse mehaanilise karakteristiku saamine. Selleks kasutatakse spetsiaalseid juhtimismooduseid.

157

Joonisel 4.8, b on toodud asünkroonmootori elektromehaaniline karakteristik. Seda on lihtne konstrueerida ideaalse tühijooksupunkti ω0 ja käivitusvoolu Ik abil. Käivitusvool oleneb käivitusmomendi suurusest. Elektromehaaniline karakterisik näitab voolu ja momendi vahelist sõltuvust. Mida suurem on vool, seda suuremat momenti arendab mootor. Lineaarsete karakteristikute puhul avaldub käivitusmoment järgmiselt:

klMMk IkM =

Kui mootor käivitub nimipingel, siis teoreetiliselt ületab mootori käivitusvool nimivoolu kümnekordselt. Suurim vool on käivituse alghetkel. See väärtus on kindlasti suurem masina voolutaluvusest. Peale selle tekib mootori aseskeemi näivtakistusel pingelang, mis momentaalselt vähendab pinget suure võimsusega asünkroonmootori toiteklemmidel. Pinge mootori klemmidel langeb tasemeni, mis mõjutab ebasoodsalt mootori käivitusomadusi. Seega tuleb sõltuvalt mootori tüübist ja toitevõrgu parameetritest käivitusvoolu mõnede meetoditega vähendada. Mootori kiirenemisel vool kahaneb. Mootori tühijooksuvool sõltub sisemisest hõõrdest laagrites ja kadudest ventilaatoris.

Mootori mehaaniline väljundvõimsus arvutatakse kiiruse ja momendi valemiga (5.1). Mehaanilisel karakterisikul on mootori väljundvõimsus võrdeline karakteristiku alaossa jääva kolmnurga pindalaga. Võimsus on suurim poolel käivitusmomendil ja poolel tühijooksukiirusel. Joonisel 4.8, c on kujutatud võllivõimsuse sõltuvus pöördemomendist. See kõver kujutab endast parabooli, kus maksimaalväärtus on ruutsõltuvuses mootori pingest või sagedusest.

Mootori kasutegur η on mootori väljundvõimsuse (mehaanilise võimsuse) ja võrgust tarbitava elektrilise võimsuse suhe, mis avaldub kujul

UIMωη = .

Võib märkida, et konstantse toitepinge korral suureneb kasutegur kiiruse kasvamisel ja momendi vähenemisel. Joonis 4.8, d näitab, et väikese momendi korral muutuvad hõõrdekaod märkimisväärseks ja kasutegur langeb kiiresti nulli. Maksimaalne kasutegur arvutatakse sõltuvalt tühijooksuvoolust ja käivitusvoolust (sõltumata pingest) avaldisega

.12

0max ⎟

⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=η

kII

Tuntud reegel ütleb, et mootori kasutegur on maksimaalne ühe seitsmendiku käivitusmomendi korral. See näitab, et mootori kasutegur pole maksimaalne maksimaalvõimsusel. Kiiruse kahanedes kasutegur väheneb.

Kiiruse juhtimine. Kiiruse juhtimine on vajalik mootori kiiruse stabiliseerimiseks

U

Joonis 4.9

ω* ω ωrW

– 1+sTk

c

c

1ω

ω

+sTk

12 ++ sTsTTk

MeM

ME

158

muutuval koormusel. Selleks võrreldakse juhtimissüsteemis pidevalt etteandekiirust ω* (seadekiirust) mootori tegeliku kiirusega ω. Tagamaks kiiruse juhtimist laias vahemikus, eriti aga madalatel kiirustel, tuleb kasutada suure eraldusvõimega tahhomeetreid ja väga lühikesi kvantimisaegu (samme). See nõuab kiiret arvutusprotsessi ja seega võimsat mikroprotsessorit.

Mõõtetundlikkuse saavutamiseks ühendatakse tahhomeeter vahetult mootori võlliga, kus signaal on võrdeline pöörlemiskiirusega. Tegeliku-ja seadekiiruse erinevus määratakse kiiruse regulaatoris ning reguleeritakse muunduri võimsust selliselt, et mootor vähendaks kiiruste erinevust. See nõuab kiiruse reguleerimiseks suletud kontuuri.

Elektriajami suletud kiirusekontuur on toodud joonisel 4.9. Juhtimisobjekt omab ülekandefunktsiooni

( ) ( ) ( )11 12

21μ ++⋅+=

sTsTTsTksW

ooo

oo ,

kus ko = kc kME kω, Tμ = TC + Tω, To1 = TM, To2 = Te. Optimaalse häälestuse saavutamiseks kasutatakse kiiruse kontuuris PID-regulaatorit, mille parameetreid saab muuta üksteisest sõltumatult. Regulaatori ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++= sT

sTksW r

rrr 1

2ω

11 .

Kui 4To2 ≥ To1 > 16Tμ, siis on mooduloptimumile häälestamiseks nõutavad

. ,

, 2

1221

1

oror

o

or

TTTT

kTTk

==

=μ

Kui 4To2 < To1, avaldub juhtimisobjekti ülekandefunktsioon kujul

( ) ( ) ( ) ( )111 21μ +′⋅+′⋅+=

sTsTsTksW

oo

oo ,

kus

.22

,22

2

1

2

1

eMMM

o

eMMM

o

TTTTT

TTTTT

−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛−=′

−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛+=′

Mooduloptimumile häälestamisel arvutatakse võimendustegur ja ajakonstandid järgmiselt:

, ,

,2

1221

1

oror

o

or

TTTT

kTTk

′=′=

′=

μ

Süsteemi häälestamisel sümmeetrilisele optimumile kasutatakse ajakonstante

159

. ,4

,2

212

1

orr

o

or

TTTT

kTTk

′==

′=

μ

μ

Kiiruse ja voolu juhtimine. Voolu juhtimine tagab mootori voolu, mis on võrdeline seadesuurusega. Samuti muutub mootori moment võrdeliselt voolu seadesuurusega. Voolu regulaator parandab kiiruse juhtimise kontuuri dünaamilisi omadusi.

Kahekontuurilise kiiruse juhtimissüsteemi struktuurskeem on joonisel 4.10. Selles alluvkontuuridega süsteemis on sisemiseks voolukontuur ja välimiseks kiiruse juhtimise kontuur. Kiiruse regulaatori väljundsignaal määrab voolukontuuri seadesuuruse. Voolu tegelik väärtus muundatakse alalisvoolusignaaliks. Vooluregulaator võrdleb seadesuurust ja voolu tegelikku väärtust ning töötab välja juhtsignaalid, mis suunatakse jõupooljuhtlülitite juhtseadmetesse ja muunduri juhtseadmesse. Voolukontuur on süsteemi sisemine kontuur, mis peab olema eriti kiiretoimeline, kuna see määrab kõikide kõrgema taseme regulaatorite toimekiiruse. Vooluregulaatori juhtimisobjektil on järgmine ülekandefunktsioon:

( ) ( ) ( )( ) ( ) ( ) ( )111111 2μ ++⋅+

=+⋅++⋅+

=sTsTTsT

sTkksTsTskRJksT

JskkkksWMeMI

MIc

IeMMMEc

MMMEIcoI ,

kus TμI = Tc + TI. Tänu voolukontuuri kiiretoimelisusele ei arvestata harilikult selle häälestamisel elektromotoorjõu tagasisidet, st sω = 0. Selline käsitlus annab palju lihtsama ülekandefunktsiooni

( ) ( ) ( )11μ +⋅+≈

sTsTRkksW

eI

IcoI .

Mooduloptimumile häälestamisel peavad PI-regulaatoril olema järgmised parameetrid:

erIIcI

erI TT

kkTRTk == ,

2 μ

.

Voolu juhtimise staatiline viga läheneb nullile, kuna PI-regulaatoril on piiramatu võimendustegur. Tänu voolukontuurile suudab juhtimissüsteem toime tulla igasuguste võrguhäiretega.

Kiiruse regulaatori juhtimisobjekt sisaldab häälestatud voolukontuuri koos sisendsignaaliga ja tasakaalustatud elektromotoorjõu tagasisidega ning selle ülekandefunktsioon omab kuju

( ) ( ) ( ) ( )1112 μω

ω

ωμ

ω

+=

+⋅+≈

sTJskkk

sTsTJskkksW

MMIIMMIo ,

*ω SM

cUω rW

)1(1+sTR e1+sT

kc

c

1ω

ω+sT

k

1+sTk

I

I

rIW

MEk1

Js1

MMk1I ω

Joonis 4.10

160

kus Tμω = 2TμI + Tω. Kiiruse kontuuri häälestamisel mooduloptimumile on soovitatav P-regulaatori ksutamine. Selle võimendustegur

( )ωμω

ωω 2 kTJkkksW MMI

rr == .

Kiiruse kontuuri häälestamisel sümmeetrilisele optimumile peab PI-regulaatoril olema samasugune võimendustegur kui mooduloptimumile häälestamisel ning ajakonstant Trω = 4Tμω . Kahe kontuuri tõttu lühendab antud süsteem mootori käivitusaega, kuid suurendab dünaamilist viga ülereguleerimise tõttu koormushäiringute puhul. Süsteemil puudub staatiline viga.

Asendi juhtimine. Kiiruse regulaatorile korrigeerivate signaalide andmisega tagab asendi juhtimine rootori tegeliku asendi (pöördenurga) vastavuse etteantud asendile (seadeasendile). Asendisignaal saadakse tavaliselt asendianduritelt, asendiregulaatoreid kasutatakse juhttoimete väljatöötamiseks. Suure pulsside arvuga inkrementaalne asendiandur (koodandur) võimaldab saada täpse asendisignaali ning seda eriti madalatel kiirustel.

Impulsside genereerimiseks ühendatakse koormusega erineva juhtimisviisiga optilised või selsüünandurid. Harilikult määravad asendiandurid impulsi esi-ja tagakülje. Sõltuvalt koodanduri pulsside arvust tagab see neli korda kõrgema positsioneerimistäpsuse. Positsioneerimiseks võib kasutada koodandureid ainult koos sisseehitatud pulsside jada juhtlülitusega. See võimaldab vältida elektromagnetilisi häireid, mis põhjustavad signaali kadusid ja püsivat positsioneerimisviga. Suletud juhtimissüsteemiga positsioneeriva elektriajami struktuurskeem on joonisel 4.11. Juhtimisobjekti ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ( ) ( )11 2μφ

φ

++⋅+=

sTsTTsTskkk

sWMeM

MEco ,

kus Tμφ = Tc + Tφ. Süsteemi inertsuse vähendamiseks peab objekti ülekandefunktsioon olema neljandat järku, nagu määrab jadakorrektsiooni põhimõte. Objekti ülekandefunktsioon omab kuju

( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++= φφ sT

sTsT

sksWr

rr

rr3

12

1111 ,

kus ülekandefunktsiooni parameetrid on

μφ232φμφ1

φ , , , TaTTTTTkkkTa

Tk rMrerIMEc

Mr ==== .

Süsteemi häälestamiseks eksponentsiaalsele optimumile tuleb valida a1 = 3 ja a2 = 9. Häälestamisel mooduloptimumile peab a1 = 2,25 ja a2 = 6. Sümmeetriline optimum on võimalik

φ U

Joonis 4.11

φ* ω φrW

– 1+sTk

c

c

1φ

φ

+sTk

12 ++ sTsTTk

MeM

ME s1δ

161

kui a1 = 2 ja a2 = 4. Tavaliselt on sellise regulaatori rakendamine ja häälestamine küllaltki keerukas kuna standardhäälestamiseks tuleb süsteem jagada mitmeks kontuuriks (tavaliselt voolu ja kiiruse kontuuriks).

Asendi ja kiiruse juhtimine. Juhtimissüsteemi suure toimekiiruse ja täpsuse saavutamiseks kasutatakse sisemise kontuurina kiiruse kontuuri. Kahekontuurilise positsioneeriva elektriajami skeem on joonisel 4.12. Sellise süsteemi korral juhib sisemine kontuur mootori kiirust, välimine aga koormuse (töömasina) asendit. Väline asendi etteandesuurus φ* on juhtimissüsteemi poolt kasutatavaks seademuutujaks. Asendi seadesuuruse φ* ja tegeliku väärtuse φ erinevus δ antakse asendiregulaatori sisendisse, mille väljund on mootori kiiruse seadesuuruseks. Kiiruse seadesuurust ja tegelikku väärtust võrreldakse madalama tasemega kiiruse regulaatoris. Kiiruse regulaatori väljundsignaal suunatakse muunduri juhtimisseadmesse, kus genereeritakse pooljuhtlülitite juhtsignaalid.

Olgu süsteemi kiiruse kontuur häälestatud mooduloptimumile, siis ülekandefunktsioon on

( ) ( )121μωω +

=sTk

sW ,

kus Tμω = Tc + Tω või Tμω = 2TμI + Tω. Asendiregulaatori juhtimisobjekti ülekandefunktsioon avaldub kujul

( ) ( )12 μφω

φ

+=

sTskk

sWo .

kus Tμφ = 2Tμω + Tφ. Asendikontuuri häälestamisel mooduloptimumile peab P-regulaatoril olema võimendustegur

( )φμφ

ωφφ 2 kT

kksW rr == .

Eksponentsiaalse optimumi korral

( )φμφ

ωφφ 4 kT

kksW rr == .

Asendikontuuri häälestamisel sümmeetrilisele optimumile peab PI-regulaatoril olema eelnev võimendustegur ja ajakonstant Trφ = 4Tμφ . Asendi ja kiiruse regulaatori vahele lülitatud madalpääsfiltri korral

( )14

1μω +

=sT

sWf .

Asendikontuuri häälestuse määravad nõuded juhtimissüsteemi staatilistele ja dünaamilistele omadustele. Sümmeetrilise optimumi korral on PI-regulaatoril avatud süsteemi ülekandefunktsioon

( ) ( )1814

μφ22

μφ

μω

++

=sTsT

sTsWopen .

162

Selline häälestus tagab hea toimekiiruse, kusjuures puudub staatiline viga. Samal ajal aga halvendab selline integreerimine ajami käivitus-ja aeglustusomadusi ning suurendab ülereguleerimist.

Prognoosiv juhtimine. Prognoosiv juhtimine, mis kasutab otseside signaali, on tõhus meetod staatilise vea vähendamiseks dünaamilisi omadusi halvendamata. Üks võimalustest lisada otseside kontuur asendi juhtimisega elektriajami struktuurskeemi on joonisel 4.12. Otseside kontuur on näidatud punktjoonega. Diferentsiaatori ülekandefunktsiooniga kfs otseside regulaator on ühendatud P-regulaatoriga rööpselt. Sel juhul on asendijuhtimisega elektriajami ülekandefunktsioon järgmine:

( ) ( )122

1

μφ22

μφφ

φ

++

+=

sTsTk

skk

sW r

f

.

Nagu näitab eelnev valem, mõjutab otseside kontuur staatilisi ja dünaamilisi omadusi erinevalt. Nende mõjude hindamiseks on positsioneerimisvea ülekandefunktsioon

( ) ( )122

22)(1

*φδ

μφ22

μφφ

φμφ

22μφ

φδ ++

−+=−==

sTsTkkksTsT

sWk

sW r

f

.

Kui süsteem talitleb püsikiirusel (s = 0), siis avaldub kiiruse viga valemiga

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

ω=δ

φμφ

φω

r

f

kkT

k2 .

Süsteemi parimad omadused saavutatakse, kui

φ

ωφμφ ==

kkkTk rf 2 .

Muud kf-i väärtused tekitavad üle-või alareguleerimise.

Kuna prognoosiv süsteem on efektiivne vaid kindlas sisendsignaalide vahemikus, siis ei tööta see juhtsignaali ega häiringute muutumise korral. Sellepärast lülitatakse harilikult see kontuur mootori käivituse ja pidurduse ajaks välja.

Kokkuvõtteks. Käesoleva alajaotuse alguses vaadeldi muundurist toidetavate mootorite staatilisi tunnusjooni. Kõige tähtsamad nende hulgas on mootori ja töömasina mehaanilise karakteristikud.

φ rW 12 ++ sTsTT

kMeM

ME 1+sT

kc

c

1φ

φ

+sTk

1ω

ω+sT

k

ωrWs1

*φskf

ω φ

Joonis 4.12

163

Järgnevalt vaadeldi kaasaegsete elektriajamite juhtimis-ja häälestamismooduseid. Need kujutavad endast suletud automaatjuhtimissüsteemide juhtimismooduseid, mis tagavad elektriajami suure talitlusjõudluse.

Jadakorrektsioon ja kontuuride allutamine kujutavad endast elektriajamite juhtimismooduseid. Praktikas kasutatakse sageli ühe-ja mitmekontuurilisi juhtimissüsteeme.

Ühekontuuriliste kiiruse ja asendi juhtimisega süsteemides on nõutavad regulaatorid, mille ülekandefunktsioonid on teist või kõrgemat järku. Sellised süsteemid on suhteliselt lihtsad ja kiiretoimelised, kuid nende häälestamine pole mugav paljude vastastikku seotud ahelate tõttu.

Alluvkontuuridega kahekontuurilised süsteemid (kiiruse ja voolukontuuriga, kiiruse ja asendikontuuriga) on eelistatumad tänu kontuuride eraldi häälestamise võimalusele.

Kui nõutakse mitmete ebastabiilsete parameetritega süsteemilt suurt täpsust, siis kasutatakse mitmekontuurilisi süsteeme, nt kiiruse-, asendi-ja voolukontuuriga või kiiruse-, momendi-ja voolukontuuriga süsteeme.

164

5. Elektriajamite juhtimine “The fact that one body may act upon another at the distance… is to me so great an absurdity that I believe no man who was in philosophical matters any competent faculty of thinking can ever fall into it”

Isaac Newton

Jõupooljuhtmuundurid on elektriajamite parimad juhitavad toiteallikad. Nende põhilisteks omadusteks on töökindlus praktiliselt piiramatu väljundvõimsuse juures ja head dünaamilised näitajad. Tänu pooljuhtide tehnoloogia kiirele arengule viimaste aastate jooksul on võimalik tõhusate pooljuhtmuundurite kasutamine suurema võimsusega mootorite juhtimiseks. See puudutab eeskätt jõupooljuhtlüliteid, signaaliprotsessoreid ja mikrokontrollereid ning pooljuhtseadiste juhtlülitustega vahetult ühendatavaid loogikalülitusi.

Asünkroon-, sünkroon- ja alalisvooluajamid eristatakse neis kasutatava mootori tüübi järgi asünkroonmootorid, sünkroonmootorid või alalisvoolumootorid.

Tänapäeval on tööstuses kõige laiemalt levinud jõuallikateks asünkroonajamid. Harilikult kasutati asünkroonmootoreid konstantse kiirusega rakendustes, kuna puudusid seadmed nende kiirete dünaamiliste protsesside juhtimiseks. Viimased arendused muutsid seda olukorda järsult. Peamiseks põhjuseks oli siin asjaolu, et lühisrootoriga asünkroonmasinad on palju odavamad ja töökindlamad kui sünkroon- või alalisvoolumasinad. Viimasel kümnendil on intensiivsete uuringute tulemuseks selles vallas keerukad suletud automaatjuhtimissüsteemid.

Vaatamata sellele pole sünkroonajamid peamised suure jõudlusega rakendustes ning alalisvooluajamid on piisavalt populaarsed vanamoelistes töömasinates.

5.1. Elektrimootor

Mehaanilise tasakaalu võrrandid. Vastavalt energia jäävuse seadusele toovad kõik elektromehaanilised protsessid endaga kaasa kineetilise energia Wd muundamise potentsiaalseks energiaks Ws ja vastupidi, kusjuures summaarne energiahulk ei muutu

W = Wd + Ws = const.

Kineetilise energia suurenemine on võrdeline potentsiaalse energia vähenemisega ning nende summa jääb igal ajahetkel muutumatuks. Võimsuste bilansi võib avaldada seejuures järgmiselt:

P = Pd + Ps,

165

kus sWdt

dWP == .

Staatiline võimsus Ps = sWs kirjeldab salvestunud potentsiaalset energiat, mis on vajalik mehhanismi vastujõu, nt hõõrdejõu, gravitatsioonijõu, elastsusjõu jne ületamiseks. Kineetilise energia tuletis aja järgi annab dünaamilise võimsuse Pd = sWd. Pöörleval liikumisel

2ω2JWd = , sJsJPd 2

ωωω2

+= ,

kus J on inertsmoment mootori võllil ja ω võlli nurkkiirus. Inertsmomendi ühikuks on kgm2. Mõnikord kasutatakse inertsmomendi asemel hoomomenti GD2 = 4J. Nurkkiiruse ω ühikuks on rad/s. Sageli kasutatakse nurkkiiruse asemel pöörlemissagedust n, mille ühikuks on p/min:

2π60ω

=n . Nurkkiirus on võlli pöördenurga φ tuletis aja järgi ja ω = sφ.

Translatoorse liikumise (sirgliikumise) korral

2

2mvWd = , smv

mvsvPd 2+=

2

,

kus m on liikuv mass ja v kontuuri joonkiirus ς: v = sς.

Energia jäävuse seaduse kohaselt ei saa süsteemi väljundvõimsus olla sisendvõimsusest suurem.

Mootori moment määratakse mehaanilise võimsuse P ja nurkkiiruse ω suhtega ning mootori jõud võimsuse P ja joonkiiruse v suhtega, järelikult

ωPM = ,

vP

F = . (5.1)

Eelnevatest valemitest saame momentide ja jõudude tasakaaluvõrrandid

sJJsMMMM sds 2ωω ++=+= ,

smvmsvFFFF sds 2++=+= ,

kus Ms ja Fs on staatiline moment (koormusmoment) ja staatiline jõud (koormusjõud) ning Md ja Fd dünaamiline moment ja dünaamiline jõud.

Momentide tasakaaluvõrrandit kui J = const

ωJsMM s += (5.2)

nimetatakse elektriajami liikumise põhivõrrandiks või elektriajami mehaanilise tasakaaluvõrrandiks. Selle diferentsiaalvõrrandi lahendamine annab nurkkiiruse ja momendi vahelise sõltuvuse (kiiruse siirdekõvera). Seega tuleb elektriajami juhtimiseks anda sisendisse vajalik pinge, et muuta mootori momenti sõltuvalt ajast ja koormusmomendist.

Mootoritalitlus. Joonisel 5.1 on mootor näidatud motoorse momendi M tekitajana ning jõud F mõjub ühise telje suunas. Mootori liikumatut osa nimetatakse staatoriks ja pöörlevat osa rootoriks. Elektromagnetilise seadmena koosneb mootor induktorist, mis tekitab magnetvälja, ja ankrust, mille mähistes indutseeritakse voolud. Sõltuvalt mootori ehitusest võib induktor asuda

166

staatoril või rootoril. Induktor tekitab ergutusvoo Φ, mis omakorda tekitab elektromagnetilise

induktsiooni A

B ψ= , kus A = ςr on pind, mida läbib magnetvoog ja ψ aheldusvoog, mille suurus

sõltub induktori pindalast ς, juhi pikkusest l ja raadiusest r. Vastavalt Ampere’i seadusele mõjub igale magnetväljas asuvale vooluga juhile elektromagnetiline jõud F. Selle tõttu mõjub mootori mähise keerdudele elektromagnetiline moment

Iψ ×=θς== sin12 lrBFrM (5.3)

Aheldusvoo- ja vooluvektori ψ, I vahelist nurka θ nimetatakse koormusnurgaks, mis on tasandiga risti. Igal ajahetkel ψ = LI, kus L on mähisekeeru induktiivsus. Seetõttu võib elektromagnetilist momenti vaadelda kui magnetvoo poolt tekitatud momenti. Staatori magnetvälja mõjutab rootori magnetväli, resulteeriv väli pole sümmeetriline.

Pöördemoment mootori võllil M erineb elektromagnetilisest momendist hõõrdekadude ja ventilatsioonikadude ehk tühijooksukadude δM tõttu

M = M12 – δM (5.4)

Vahelduvvoolu toite korral muutuvad ajas koormusnurk ja aheldusvoog. Momendi juhtimiseks on vajalik teada nurkkiirust ning aheldusvoo ja vooluvektorite asetust teineteise suhtes. Harilikult valib suure jõudlusega elektriajamit projekteeriv insener õige koormusnurga, kui rootor pöörleb magnetvälja sagedusega või magnetväli pöörleb rootori sagedusega. Magnetvoog tuleb esitada nagu alalisvoolumasina ergutusahela voog või püsimagnetite poolt tekitatud magnetvoog.

Alalisvoolumasinates määrab ergutusvoo ja ankruvoolu magnetvoo vahelise nurga kommutaator vahelduvvoolumasinates aga sõltub see nurk välisest juhtimisest. Ilma sellise juhtimiseta muutub magnetvoogude vaheline nurk sõltuvalt koormusest ja põhjustab soovimatuid võnkumisi siirdetalitlustes.

Kui on saavutatud olukord, et θ = 1, on juhtimissüsteemi lihtsustamisel järgmise sammuna tarvilik fikseerida aheldusvoog ψ. Momenti saab juhtida seda tekitava voolu muutmisega. Momendi kiire juhtimine saavutatakse siis, kui vool muutub kiiresti ja moment jääb konstantseks. Elektriajamites, kus koormusnurk ja magnetvoog Φ jäävad konstantseks sõltub moment vahetult voolust ning valem (5.3) lihtsustub tunduvalt

S

N

Φ

B

ψ I

θ

r

+

•

Joonis 5.1

167

M12 = ψI = kc ΦI, (5.5)

kus kc on mootori võrdetegur.

Eelnev kehtib alalisvoolumasina kohta, kus alalispinge tekitab konstantse magnetvoo, kuna vahelduvpinge toite puhul tekitab rootor vajaliku momendi. Alalisvoolumasina magnetvoo vektor on orienteeritud pooluste telgede suunas ning vooluvektor on tänu harjade paigutusele sellega risti.

Sünkroonmasinates toidetakse rootorit alalisvooluga, kuid staatori magnetvälja tekitab vahelduvvool. Alalismagnetvoo vektor on orienteeritud pooluste telgede suunas. Sünkroonsetes servimootorites mõjutab rootori asendi koodanduri signaal elektroonilise vaheldi juhtimissüsteemi ja vaheldi tagab õige nurga magnetvoo ja vooluvektori vahel sarnaselt alalisvoolumootorile.

Kahjuks pole aga lühisrootoriga asünkroonmootoril eraldi kanalit aheldusvoo stabiliseerimiseks ning seetõttu tuleb momendi juhtimiseks kasutada spetsiaalseid juhtimissüsteeme.

Mootori momendi, kiiruse ja rootori asendi juhtimiseks kasutatakse elektrilisi muundureid ja mikrokontrollereid, et varustada mootorit toitepingega ja juhtsignaalidaga, tagades samas soovitud staatilised ja dünaamilised omadused mootori võlliga ühendatud erinevates töömasinates.

Mootori vektordiagramm. Joonisel 5.2 toodud vektordiagramm kirjeldab mootoris toimuvaid protsesse mingil ajahetkel. Ühefaasilisi ruumivektoreid vaadeldakse siin erinevate faaside vektorite geomeetrilise summana. Nende amplituud on 1,5 korda suurem kui faaside vektoritel ja nurgad vastavad faasinihetele.

Rakendatud toitepinge U1 tekitab staatorivoolu I1. Vektor E1 kujutab staatori elektromotoorjõudu vastavalt pingele U1. Magneetimisvoolu kujutab vektor I12, mis tekitab kasuliku aheldusvoo ψ12. Vektor E2 kujutab rootori vastuelektromotoorjõudu, mis on risti vektoriga ψ12. Rootori vool I2 järgib elektromotoorjõudu E2. Staatori ja rootori aheldusvood ψ1 ja ψ2 erinevad aheldusvoost ψ12

puistevoogude ψ1σ = L1σI1 ja ψ2σ = L2σI2 tõttu.

Ψ2σ

Ψ2σ

θ

Ψ12

Ψ2

I12

I2 E2

sΨ1

I1R1

E1 I1

U1

Ψ1

θ

Joonis 5.2

168

Vektor U1 esitab kolme elektrilist suurust: pingelangu I1R1 staatori aktiivtakistusel R1, endainduktsiooni elektromotoorjõudu sψ1, mida sageli nimetatakse transformatoorseks elektromotoorjõuks, ja vastuelektromotoorjõudu E1. Sarnaselt eelnevaga kirjeldatakse mootorites rootori pinget U2.

Püsitalitluse korral pöörlevad staatori ja rootori ruumivektorid kindla nurksagedusega. Siirdetalitluste vältel muutuvad nende amplituudid ja nihkenurgad ajas.

Mootori momenti võib käsitleda (valem 5.3) kui voolude I2, I1, aheldusvoogude ψ12, ψ2 ja koormusnurga θ poolt tekitatud lõpp-produkti. Seega sõltub moment kolme aheldusvoo ja voolu amplituudidest ning faasinurkadest. Need on staatori aheldusvoog, rootori aheldusvoog, õhupilu kasulik aheldusvoog, staatori vool, rootori vool ja õhupilu magneetimisvool. Momendi juhtimiseks magnetvoo abil on võimalikud kolm meetodit. Valitud vektor võib olla staatori aheldusvoog, rootori aheldusvoog või magneetimisharu aheldusvoog. Siit ka terminoloogia: staatorivoo-, rootorivoo- ja magneetimisharu voo orienteeritud juhtimine.

Tähised, mis on vajalikud asünkroonmootori vektordiagrammi kirjeldamiseks ja mõistmiseks, on toodud alljärgnevas tabelis.

Tähis Tähendus

θ1, f1 Toitepinge faas ja sagedus

ω1 = sθ1 = 2πf1 Staatori magnetvälja nurksagedus, mida sageli nimetatakse mootori sünkroonkiiruseks

θ2, f2 Rootori elektromotoorjõu faas ja sagedus

ω2 = sθ2 = 2πf2 Rootori pöörlemissagedus

θ12, f12 Rootori elektromotoorjõu faas ja sagedus staatori pingevektori nurksageduse suhtes

ω12 = sθ12 = 2πf12 Rootori nurksagedus staatori pöörleva magnetvälja suhtes

Vastavalt elektromehaanika seadustele on rootori magnetomotoorjõud alati määratud staatori magnetomotoorjõu poolt ja seetõttu kehtivad valemid

ω1 = ω2 + ω12, (5.6)

kus

2

22

1

11 ,

ψ=ω

ψ=ω

EE . (5.7)

Asünkroonmasinates nimetatakse staatori magnetvälja pöörlemiskiirust sünkroonkiiruseks või ideaalse tühijooksu kiiruseks, kuna rootori võlli pöördenurka ja nurksagedust mõõdetakse staatori magnetvälja suhtes, siis

p1

0ω

=ω , pp

2121 , ω−ω=ω

θ−θ=φ , (5.8)

kus p on pooluste arv. Asünkroonmootorites tekitab momendi magnetvoo ja staatorivoolu aktiivkomponent vastavalt valemitele (5.3) ja (5.7). Seda komponenti nimetatakse sageli reaalvooluks, mis tekitab rootori elektromotoorjõu ja koostoimes rootori vooluga I2, osaleb momendi tekitamises. Staatorivoolu reaktiivkomponenti nimetatakse ka imaginaarvooluks, mille tekitab kasulik aheldusvoog. Järelikult on asünkroonmootori mõlemad voolukomponendid

169

omavahel seotud ja ühe komponendi muutumine põhjustab teise muutumise. Seega täidab staator üheaegselt nii ankru kui induktori ülesandeid. Võrreldes teiste mootoritega, põhjustab asünkroonmootori voolu reaktiivkomponent suuremat voolu ning kuumenemist. Eelnev nähtus väljendub selgesti madalatel kiirustel.

Asünkroonmootori tähtis tunnussuurus on libistus ehk libistussagedus, mis valemite (5.6) ja (5.8) põhjal avaldub kujul

1

2

0

0

1

2

ωω

ωωω=

−==

ffS . (5.9)

Libistus on rootori suhteline pöörlemiskiirus staatori pöördmagnetvälja suhtes, nagu eeldavad valemid (5.7).

Sünkroonmasinates antakse rootorisse alalisvooluergutus, seega ω2 = 0 ja ω1 = ω12. Alalisvoolumasinates on staatoril alalisvooluergutus, järelikult ω1 = 0 ja ω2 = ω12.

Kokkuvõtteks. Elektrimootorid on tõhusad energiasäästlikud masinad, mis annavad võimaluse täiustada juhtimist ja vähendada mehaanilisi pingeid. Kahjuks aga tekitavad paljud kaasaegsed elektriajamid suurt akustilist müra ja toitevõrgus kõrgemaid harmoonilisi. Seetõttu peab mootori valik olema hästi kooskõlastatud rakenduse vajadustega. Antud vajadused ja nõudmiste eelistused võivad olla rakenduste ning tööstusharude lõikes erinevad.

Energiajäävuse seaduse kohaselt ei saa süsteemi väljundvõimsus ületada sisendvõimsust. Motoorne moment ja kiirus on määratud võimsusega ning samuti ajami inertsi ja kiirendusjõudlusega. Motoorne moment tekib magnetvoo ja voolu koostoime tõttu. Elektriajami mehaanilise tasakaalu võrrandid on sobiva süsteemi arvutuse aluseks. Mootori vektordiagramm selgitab selle talitluspõhimõtet püsitalitluse korral.

5.2. Asünkroonmootorite skalaarjuhtimine

Juhtimismoodused. Eelneva analüüsi põhjal soovitati mitmeid asünkroonmootorite juhtimismooduseid. Valemist (5.8) on näha, et kiiruse juhtimiseks tuleb muuta toitepinget. Samal ajal näitab valem (5.7), kui sagedus langeb, siis magnetvoog suureneb ning vastavalt vektordiagrammile kasvab ka magneetimisvool, mis põhjustab mootori täiendavat kuumenemist. Seetõttu tuleb voolu, libistust või magnetomotoorjõudu muuta kooskõlas sageduse muutmisega. Sageduse, libistuse ning voolu/sageduse, pinge/sageduse ja magnatvoo/sageduse vastastikust juhtimist nimetatakse skalaarjuhtimiseks, sest siin kasutatakse juhtimiseks muutujate efektiivväärtusi. Erinevalt skalaarjuhtimisest kasutatakse vektorjuhtimise puhul mootori

f1*

θ1

Joonis 5.3

Uk

a.

U1*

ω*

b. M

Pinge- vaheldi

170

dünaamilist mudelit (muutujate hetkväärtusi).

Pinge-sageduse juhtimine. Pinge-sageduse juhtimine (VFC) on tõhus juhtimismoodus, mida põhiliselt kasutatakse halvemate dünaamiliste omadustega elektriajamite kiiruse juhtimiseks.

Vastavalt valemile (5.7) on lihtsaimaks asünkroonmootori kiiruse reguleerimise viisiks selle elektromotoorjõu muutmine. Asendades elektromotoorjõu E1 staatori pingega U1, näeme, et pinget U1 tuleb juhtida sõltuvalt nurksagedusest ω1 = 2πf1. Vahelduvpinget saab reguleerida vahelduvvoolumuunduri või juhitava alaldiga ühendatud vaheldi abil, kus alaldi töötab kuuepulsilises talitluses ja annab mootorile konstantse pinge erinevate kiiruste korral. Kui muutub sagedus, peab muutuma ka pinge amplituudväärtus, nagu näitab joonis 5.3, a. Teiseks võimaluseks on pulsilaiusmodulatsiooniga alalisvoolulüliga sagedusmuunduri kasutamine.

Asünkroonmootori pinge-sagedusjuhtimise (skalaarjuhtimise) plokkskeem on toodud joonisel 5.3, b. Kahe muutuja, st pinge ja sageduse hulgast on sageduse juhtimine märksa kriitilisem, kuna väikesed sageduse muutused põhjustavad suuri libistuse muutusi ja märkimisväärseid koormusvoolu muutusi. Vältimaks pinge amplituudi sama järske muutusi kui sageduse muutusi, kasutatakse alalisvoolu vahelülis suure mahtuvusega kondensaatorit, mis praktiliselt ei tekita ajalist viidet pooljuhtlülitite juhtimisel. Seega peatab kondensaator sageduse alalisvoolulülis, tagades sellega mootori toite ainult ettenähtud pinge-sageduse suhtega. Standardseks

Joonis 5.4

M

f1*

U1* ω*

Juht- lülitus

Juht- lülitus

Ud>Umax

171

meetodiks on samuti filtri (reeglina esimest järku filtri) ühendamine vaheldi sisendisse, piiramaks sageduse muutusi tasemeni, mis ei tekita mootoris liigvoolusid (joonis 5.3, b).

Segeduse suurendamisel on vaja tõsta pinget, et hoida magnetvoo maksimaalväärtust konstantsena. See pole harilikult võimalik, sest suurematel kiirustel on ka moment väiksem. Seda moodust nimetatakse momendi vähendamiseks põhikiirusel.

Alalisvoolulüliga ja tüüritavate alalditega vahetud sagedusmuundurid on joonisel 1.24. Need muundurid võimaldavad neljakvadrandilist talitlust, st energia suuna muutmist vastavalt pooljuhtlülitite lülitusjärjekorrale. Joonisel 5.4 on toodud sagedusmuunduri skeem, kus alaldit juhib alalisvoolu vahelüli ning vaheldi juhib asünkroonmootorit. Antud lülituse puhul on võimalik pöörlemiskiiruse ja võimsuse suuna muutmine. Alaldi poolel on võimsustegur juhitav ning induktiivkoormuse korral, mis on asünkroonmootor, tunneb toiteallikas ära, kas tegu on aktiiv-või mahtuvusliku koormusega. Sageduse muutmisel juhib vaheldi mootori kiirust, kuid momenti juhitakse staatorivoolu ja tüürnurga muutmisega. Vaheldi läheb rekuperatiivpidurduse vältel üle aladitalitlusse, mis võimaldab muuta asünkroonmootori libistuse negatiivseks. Joonisel 5.4 näidatud ajam leiab kasutamist elektertranspordis. Akudega varustatud elektersõidukid kasutavad rekuperatiivpidurduse ajal vaheldit alaldina ning mõnikord lihtsalt akude laadimiseks. Sel juhul saab alaldi toite ühe-või kolmefaasilisest süsteemist. Joonisel 5.5 on akutoitega elektersõiduki elektriajam, mis on koostatud standardse kolmefaasilise sildlülituses pingevaheldi

Joonis 5.5

M

f1*

U1* ω*

Juht- lülitus

Ud>Umax

Aku- plokk

+–

Võrk

172

baasil (joonis 1.9). Antud süsteemis kasutatakse veomootori pingevaheldit alaldina kahel eesmärgil: rekuperatiivpidurdusel ja kolmefaasilisest võrgust toidetava akulaadijana.

P-või PI-regulaatoriga suletud automaatjuhtimissüsteemi kasutamine aitab stabiliseerida mootori kiirust, nagu näitab joonis 5.6, a. Siin on ω* = ω0 seadekiirus ja ω2 = (ω0 – ω)p libistussagedus. Libistussageduse ja rootori pöörlemissageduse ωp summa annab magnetvälja pöörlemissageduse seadesuuruse ω1*.

Elektromotoorjõu E1 täpsemaks juhtimiseks lahutatakse seadepingest pingelang I1R1 (joonis 5.6, b). Seda moodust nimetatakse mõnikord IR-kompensatsiooniks. Praktikas stabiliseerub staatori aheldusvoog vastavalt valemile (5.7)

constω

ψ1

11 ==

E ,

U1

f1

U1*

ω

I1 –

f1*

E1*

ω1* ω2

+ –

f1*

U1*

ω*

a.

M

p

ω1* ω2

+ – U1*

ω*

b.

Mω

p R1

Joonis 5.6

I1 +

f1*

ω1* ω2

+ –

ω*

c.

Mω

p I1/f1

U1

I1

U1

I1

U1

I1

ω regulaator

Pingevaheldi

Pingevaheldi

Pingevaheldi

ω regulaator

ω regulaator

173

mistõttu juhtimine põhineb konstantsel magnetvool. Tegelikult on antud arvutus palju keerukam, kuna R1 pole konstantne.

Kuna madalatel kiirustel on sisendpinge madal ning enamus pingest langeb näivtakistusele, siis põhjustab see magnetvoo ja koos sellega ka momendi vähenemise. Staatori pingelangu ja magneetimisvoolu vähenemise kompenseerimise tõhusaks mooduseks on aheldusvoo stabiliseerimine (ψ12 = const). Seda moodust tuntakse kui pingelangu kompenseerimist, sest käivituse hetkel ja madalatel kiirustel antakse mootori mähistele lisapinge. Tänu pingelangu kompenseerimisele (joonis 5.6, b) on nullsageduse korral (mootori käivituse hetkel) mähistel lisapinge.

Kui mootor on madalatel kiirustel kergelt koormatud, siis võib magnetvoog ületada nimiväärtuse ning põhjustada mootori liigkuumenemise. Teisest küljest võib aga mehaaniline ülekoormus kiiresti tõsta libistussagedust ja seega suurendada voolu. Ülekoormus tuleb avastada kiiresti ja vähendada vaheldi sagedust selliselt, et libistussagedus ja vool jääksid lubatud piiridesse. Ülekoormuse võib kergesti avastada alalisvoolu vahelüli pinge kontrollimisega. Mittepidurduv koormus võib muuta mootori momendi suunda, põhjustades energia rekuperatsiooni ja alalispinge vahelüli pinge kasvamise, kui tagastuv võimsus ületab muunduri võimsuskaod. Vältimaks ülemäärast energia rekuperatsiooni, tuleb mootori toitepinge sagedust tõsta. Seega on alalisvoolu vahelüli pinge ja vool iga juhtimissüsteemi jaoks tähtsad muutujad.

Libistuse kompensatsioon võimaldab parandada ajami dünaamilisi omadusi. Seda moodust kasutatakse suure jõudlusega asünkroonajamites, kus peamiseks eesmärgiks on kiiruse reguleerimine. Parim tulemus saavutatakse siin sageduse muutmisega sõltuvalt alalisvoolulüli voolust (koormusest), järelikult libistussageduse juhtimisel jääb rootori pöörlemiskiirus ligikaudu konstantseks. Samuti saab libistussagedust vahetult juhtida mootori võlliga ühendatud kiiruse anduri abil. Sel juhul sõltub muunduri väljundsagedus võlli kiiruse ja libistussageduse impulssidest (joonis 5.6, c). Matemaatiliselt kujutab see rootori aheldusvoo stabiliseerimist

constψωω

ψ 1

1

1

2

22 ====

SSEE .

Libistuse kompenseerimine ei anna tulemust anduriteta (avatud) süsteemides, sest tegemist on sisemise kompenseerimisega. Seejuures põhineb libistus positiivsel tagasisidel (koormuse suurenemisel väljundsagedus kasvab) ja kompensatsioon võib kergesti põhjustada ebastabiilse talitluse.

Voolu-sageduse juhtimine. Asünkroonmootor muundab toitevõrgu elektrilise võimsuse P1 (va väikesed võimsuskaod staatorimähises) elektromagnetiliseks võimsuseks

SRIP 2

22

123

= . (5.10)

Osa võimsusest P12 hajub rootoris ning seega avaldub mootori võllivõimsus kujul

SPPP 121 −= .

Elektromagnetiline võimsus (5.10) sünkroonkiirusel tekitab elektromagnetilise momendi

2

222

0

222

0

1212 ω

3ω3

ωpRI

SRIPM === . (5.11)

174

Asünkroonmootori kiiruse juhtimist toitepinge sageduse ja voolu muutmisega nimetatakse voolu-sageduse juhtimiseks (CFC). Erinevalt pinge-sageduse juhtimisest nõuab see juhtimismoodus vooluvaheldi kasutamist pingevaheldi asemel. Vooluvaheldi on vähem tundlik seadiste parameetrite ebastabiilsuse suhtes, kuid sellel on suurte mõõtmetega drossel, suur mass ja madal toimekiirus.

Seetõttu kasutatakse vooluvaheldeid sageli voolutagasiside saamiseks traditsioonilistes alalisvoolu vahelüliga pingevaheldites.

Lähtudes sellest, et I2 ≈ I1 ja vastavalt valemitele (5.8) ning (5.11), on joonisel 5.7, a näidatud asünkroonmootori voolu-sagedusjuhtimise moodus. Joonisel toodud skeem põhineb tüüpilisel kolmefaasilisel vooluvaheldil, mille siinuselised juhtsignaalid määravad nõutava sagedusega faaside seadevoolud I*L1, I*L2, ja I*L3. Neid võrreldakse andurite poolt mõõdetud tegelike vooludega IL1, IL2, ja IL3. Signaalide erinevus antakse hüstereesregulaatorisse, mille väljund kehtestab kaks loogilist taset 1 või 0. Loogiline tase 1 avab vastavad transistorid ning loogiline 0 sulgeb sama õla teised transistorid.

–

IL1

IL2

IL3

I*L1

I*L2

I*L3

L2 L1

L3

θ1

+ VT1 VT2 VT3

VT4 VT5 VT6

–

M

a.

I

b.

Joonis 5.7

–

–

175

Kui muunduri õla ülemised transistorid on suletud, siis faasi vool kahaneb. Juhul kui vool saavutab nõutava minimaalväärtuse, muudab hüstereesregulaator lülitite seisundit, avades ülemised transistorid ning sulgedes alumised. Selle tulemusena faasi vool kasvab. Hetkel, mil faasi vool saavutab nõutava maksimaalväärtuse, muudab hüstereesregulaator uuesti lülitite seisundit, sulgedes ülemised ja avades alumised transistorid ning faasi vool hakkab kahanema. Kasutades sellist liuglevat juhtimismoodust, kordub tsükkel ja aljalise viitega juhtsignaal moodustab ”hüstereesikoridori” nagu joonisel 5.7, b.

Antud juhtimismooduse puhul juhivad regulaatorid sõltumatult iga õla pooljuhtlüliteid, kuid mõjutavad teisi faase. Seetõttu tekivad sobimatud lülituskombinatsioonid, mille tulemuseks on koormusvoolu võnkumised ja madalat järku harmoonilised.

Tagamaks momendi täpsemat juhtimist, ühendatakse vooluvaheldi ahelasse mittelineaarseid elemente, mis kompenseerivad voolu ja sageduse vahelise ruutsõltuvuse (valem 5.11) Selliste muundurite kasutamisel tuleb üks aheldusvoogudest (ψ1, ψ12, või ψ2) muuta konstantseks.

Joonisel 5.8 on näidatud alalisvoolu vahelüliga, voolu tagasisidega ja vooluregulaatoriga üldotstarbeline asünkroonmootorite voolu-sagedusjuhtimise lülitus.

Kokkuvõtteks. Lühisrootoriga asünkroonmootorid on teiste mootoritega võrreldes ehituselt lihtsamad ning seetõttu kasutatakse neid tööstuses kõige laialdasemalt. Lihtsuse ja töökindluse tõttu vajavad need vähest hooldust ning on teistest mootoritest odavamad. Neid võib valmistada hermeetiliste mootoritena, töötamaks saastatud ja plahvatusohtlikus keskkonnas. Lühisrootoriga asünkroonmootorite omahind on suhteliselt madal, kuid nende kasutegur on suhteliselt kõrge. Loetletud eelised muudavad need mootorid tööstuse tarbeks kõige sobivamaks.

Pinge-sagedusjuhtimist kasutatakse peamiselt halvemate dünaamiliste omadustega asünkroonajamite juhtimiseks. Sageduse muutmisega juhitakse mootori kiirust ning momenti kaudselt üle staatori pinge ja sageduse. Sageli aitab mootori kiirust stabiliseerida P-või PI-regulaatoriga suletud automaatjuhtimissüsteemi kasutamine. Juhtimine konstantse staatori-või rootori magnetvooga tagab laiema kiiruse reguleerimise vahemiku ja talitluse stabiilsuse väga madalatel kiirustel.

Voolu-sageduse juhtimine on vähem tundlik seadiste parameetrite ebastabiilsuse suhtes. Erinevalt pinge-sageduse juhtimisest nõuab see juhtimismoodus vooluvaheldi kasutamist pingevaheldi asemel. Vooluvaheldil on suurte mõõtmetega drossel, suur mass ja madal toimekiirus. Seetõttu kasutatakse vooluvaheldeid sageli voolutagasiside saamiseks traditsioonilistes alalisvoolu vahelüliga pingevaheldites.

Id

I1* I2*

ω*

Joonis 5.8

ω

ω1* ω2

+ –

I1*

M

p

–

ω regulaator

I regulaator Vooluvaheldi

176

5.3. Asünkroonmootorite vektorjuhtimine

Park’i teisendused. Eelpool vaadeldud skalaarjuhtimine on üks võimalikest asünkroonmootorite juhtimismoodustest, kuid selle puudusteks on piiratud kiiruse reguleerimisvahemik ja ebatäpne juhtimine eriti madalatel kiirustel. Sellistel ajamitel on aeglane momendi juhtimine siirdetalitlustes, kuna staatori vool ja magnetvoog pole siis konstantsed. Antud ajameid kasutatakse ainult kiiruse juhtimiseks, sest koormuse asendit ei saa juhtida täpselt.

Elektrimootori mudel on mittelineaarne ning ajast sõltuv. R. H. Park’i poolt on välja pakutud pöörleva magnetomotoorjõu ja magnetvälja mudel, mis kehtib mitmefaasiliste masinate puhul, kuid on teisendatud kahefaasiliseks masinaks. Park’i elementaarmasinal on kaks sarnast omavahel ruumiliselt 90° võrra nihutatud staatorimähist ning kaks rootorimähist, mis on paigutatud sarnaselt staatorimähistega. Masina õhupilu on ühtlase suurusega ega sõltu rootori asendist. Joonisel 5.9 oleval diagrammil on sellel masinal kaks risti asetsevat mähiste süsteemi w1 ja w2. Staatorimähised on paigutatud piki telgi α,β ja d,q on rootorimähiste teljed. Harilikult on staatori teljed liikumatud, rootori teljed ja teised vaheteljed x,y pöörlevad ruumis mingi nurksagedusega. Liikumissuund vastu kellaosuti liikumissuunda loetakse positiivseks, liikumine kellaosuti suunas aga negatiivseks. Park’i teisenduses kasutatavad sümbolid on toodud alljärgnevas tabelis.

Sümbol Tähendus

L1, L2, L3 3-faasilise masina staatori faaside loomulikud koordinaadid

2L1, 2L2, 2L3 3-faasilise masina rootori faaside loomulikud koordinaadid

α,β Masina staatori liikumatud ristkoordinaadid (Park’i koordinaadid)

d,q Masina rootori pöörlevad ristkoordinaadid (Park’i koordinaadid)

x,y Masina vahekoordinaadid on liikumatud koordinaadid (Park’i koordinaadid)

ωk Vahekoordinaatide nurksagedus

Ühed mudeli Park’i koordinaadid võib teisendada teisteks, kasutades geomeetrilisi teisendusi.

Kolmefaasilise sümmeetrilise pingesüsteemi korral on faaside IL1, IL2 , IL3 voolud

IL1 + IL2 + IL3 = 0,

ristkoordinaadistikus α,β kirjeldavad voolusid järgmised valemid:

( )

( ).31

.21

32

321

3211

LL

LLL

III

IIII

−=

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +−=

β

α

(5.14)

Juhul kui ristkoordinaadid α,β teisendatakse ristkoordinaatideks d,q, kehtib voolude kohta j võrrandsüsteem

.32sin

32sinsin

32

,32cos

32coscos

32

2322222122

2322222122

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

+θ+⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

−θ+θ−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

+θ+⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

−θ+θ=

LLLq

LLLd

IIII

IIII

177

Pöördteisenduse valemid on

( )( )βα

βα

α

+−=

−−=

=

113

112

11

321

321

III

III

II

L

L

L

(5.15)

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

+θ−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

+θ=

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

−θ−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ π

−θ=

θ−θ=

32sin

32cos

32sin

32cos

sincos

222232

222222

222212

qdL

qdL

qdL

III

III

III

Kaksikteisenduse valemid

122122β1

122122α1

12β112α12

12β112α12

θcosθsinθsinθcosθcosθsinθsinθcos

qd

qd

q

d

IIIIIIIIIIII

+=

−=

+−=

+=

Koordinaatsüsteemide x,y jaα,β vastastikune suhe

1β11α11

1β11α11

θcosθsinθsinθcos

IIIIII

y

x

+−=

+= (5.16)

1111β1

1111α1

θcosθsinθsinθcos

yx

yx

IIIIII

+=

−= (5.17)

x

y q

d

β

α

w2q w2d

w1β

w1α

θ2 θ12

θ1

Joonis 5.9

178

Pinge amplituudide ja aheldusvoogude teisendamise valemid on sarnased voolude teisendamise valemitega

( )

( )32β1

321α1

23

21

LL

LLL

UUU

UUUU

−=

+−= (5.18)

Mootori dünaamiline mudel. Mootori kombineeritud vektor ja mähiste mudel amplituudi võrranditega x,y pöörleb nurksagedusega ωk. Staatori ja rootori mähiste elektrilist tasakaalu kirjeldatakse Kirhchoff’i II seadusega ja siis on võrrandid järgmised:

( )( ) xkyyy

ykxxx

xkyyy

ykxxx

sIRUsIRU

sIRUsIRU

2212222

2212222

11111

11111

ψωωωψψωωωψ

ψωψψωψ

⋅+−++=

⋅+−−+=

++=

−+=

(5.19)

Ristkoordinaadistikus

22

222

21

211

22

222

21

211

yx

yx

yx

yx

IiI

III

UUU

UUU

+=

+=

+=

+=

(5.20)

Faasimähiste aktiivtakistused R1 ja R2 on sümmeetriliselt jaotatud rootori ringile. Järgmised valemid määravad mootori aheldusvoogude, induktiivsuste ja voolude vahelised sõltuvused

,,,,

112222

112222

212111

212111

yyy

xxx

yyy

xxx

ILILILIL

ILILILIL

+=ψ

+=ψ

+=ψ

+=ψ

(5.21)

kus L1 ja L2 on staatori ja rootori induktiivsused ning L12 nende vastastikune induktiivsus.

Tänu ristkoordinaadistikule võib aheldusvood määrata nende projektsioonidest

22

222

21

211

yx

yx

ψ+ψ=ψ

ψ+ψ=ψ (5.22)

Mootorites on induktiivsused määratud magnetilise juhtivusega ja mähise keerdude arvuga. Elektromagnetilised sidestustegurid ja puistetegurid

179

2121

212

2

122

1

121

11σ kkLL

L

LLk

LLk

−=−=

=

=

(5.23)

annavad aheldusvoogude kaudu voolude pöördvalemid:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−=

1

12

22

1

12

22

2

21

11

2

21

11

ψψ

σ1

ψψσ1

ψψ

σ1

ψψσ1

kLI

kLI

kLI

kLI

yyy

xxx

yyy

xxx

(5.24)

Sõltumatult mootori koordinaadistikust võib mootori elektromagnetilise momendi leida valemiga (5.3). Ristkoordinaadistikus x,y on mõned aheldusvoogude ja voolude kaudu antud vajalikud elektromagnetilise momendi võrrandid järgmised:

( )

( )

( )

( )yxxy

xyyx

yxxy

yxxy

IIpM

IIpM

LkpM

IIIIpLM

222212

111112

21212

112

21211212

ψψ23

ψψ23

ψψψψσ2

323

−=

−=

−=

−=

(5.25)

Nende võrranditega kirjeldatud elektromagnetilise momendi väärtus väljendub valemiga (5.4), kui aga kasutada inertsmomenti ja koormusmomenti, siis valemiga (5.1).

Väljaorienteeritud juhtimine. Väljaorienteeritud juhtimine (FOC) on tuntud kui vektorjuhtimine, mida kasutatakse tööstuses heade dünaamiliste omadustega asünkroonajamite juhtimiseks. Vektorjuhtimise põhimõte on sarnane alalisvoolumootorite juhtimisega. See on üks tähtsamaid avastusi vahelduvvoolumootorite juhtimispõhimõtetes. Selle juhtimismooduse korral tuleb andurite abil täpselt määrata mootori kiirus ja õhupilu magnetvoo vektor. Viimane meetod pole aga praktiline, kuna nõutavad on magnetvoo andurid.

Momendi ja ergutusvälja lahtisidestamiseks kasutatakse mootori voolude, pingete ja magnetvoogude amplituudide mudelit (5.19) , mis pöörleb vahekoordinaadistikus x,y magnetvälja pöörlemissagedusega ωk = ω1:

xyyy

yxxx

sIRUsIRU

111111

111111

ψωψψωψ

++=

−+= (5.26)

180

Korraldamaks juhtimist, mis hoiab staatori voolu ja rootori magnetvoo vektorid kogu aeg risti, tuleb teljele x lisada aheldusvoog ψ2 ja arvutada nurk θ1 koordinaadistikus α,β, mis vastab koordinaadistikule x,y. Antud teisendus on näidatud joonisel 5.10, a. Kuna koordinaadistik pöörleb nurksagedusega ω1, võib selle asendi igal ajahetkel määrata valemiga

∫==t

dts 0

11

1 ωωθ (5.27)

Vastav skeem on toodud joonisel 5.11. Park’i teisendus teisendab andurite poolt määratud voolud IL1...IL3 ja faaside L1,L2,L3 pinged UL1...UL3 koordinaadistikku α,β, kasutades valemeid (5.14), (5.18) ja x,y koordinaadistikku, kasutades valemit (5.16). Järgnevalt arvutatakse mootori aheldusvoo vektori ψ2 moodul valemitega (5.27), (5.26), (5.14) ja (5.22):

( )

( )

( )( )

22

222

11122

11122

11111

1

11111

1

ψψψ

σψψσψψ

ψω1ψ

ψω1ψ

yx

yyy

xxx

xxxy

yyyx

ILkILk

sIRU

sIRU

+=

−=−=

−−−=

−−=

(5.28)

Rootori magnetvoog arvutatakse staatori magnetvoost tingimusel, et voolud ja pinged on mõõdetavad.

Väljundvoo vektori moodulit |ψ2| võrreldakse seadesuurusega |ψ2*| ning tulemus antakse momendiregulaatorisse. Seega stabiliseerib suletud juhtimissüsteem rootori aheldusvoo. Nüüd on aheldusvoo vektor kantud teljele x koormusnurgaga θ = 90°, ψ2y = 0, ja ψ2x = ψ2max = const (joonis 5.10, b). Toetudes valemitele (5.25), (5.23), ja (5.21), saame

yxyx IpkIpM 1222212 ψ23ψ

23

=−= .

Selle tulemusena on asünkroonmootori moment konstantse magnetvoo puhul võrdeline vooluga, nagu alalisvoolumasina korral (5.5).

θ θ θ1 α

βω1

I1x

I1y

y

x Ψ2

sΨ1

I1R1

E1 I1

U1

Joonis 5.10

α

βω1

I1=I1y

y

x Ψ2

sΨ1

I1R1

E1

U1

a. b.

181

Järgnevalt genereerib stabiliseeritud magnetvoog staatorivoolu seadesuuruse imaginaarkomponendi I1x*. Pärast mõõtkava täpsustamist regulaatoris antakse signaal Park’i pöördteisenduse plokki.

Teist seadesignaali ω* võrreldakse rootori tegeliku nurksagedusega ω ning tulemus antakse regulaatorisse, mis genereerib libistussageduse ja sobiva staatorivoolu reaalkomponendi I1y*. Pärast mõõtkava täpsustamist regulaatoris antakse signaal samuti Park’i pöördteisenduse plokki. Harilikult kasutatakse momendi ja kiiruse kontuurides PI-regulaatoreid.

Park’i pöördteisendus teisendab faaside L1,L2,L3 seadevoolude amplituudväärtused I1x*, I1y* koordinaadistikust x,y koordinaadistikku α,β, kasutades valemeid (5.17) ja (5.15). Resulteerivad seadevoolud IL1*, IL2*, IL3* määravad vahelduvvoolumuunduri väljundpinge ja selle sageduse.

Siin võib kasutada voolu-või pingevaheldit. Vooluvaheldit kasutatakse elektriajamites, kus on vajalik voolu juhtimine, milleks on momendijuhtimisega ajamid. Pingevahelditega võrreldes ei ole vooluvaheldid suure sisenddrosseli ja aktiiv-mahtuvusliku koormuse tõttu nii laialt levinud. Vooluvaheldi lülitussagedus on madalam ning koormusvoolu kuju moonutatud, mis nõuab mootori ülekuumenemise vältimiseks selle võimsuse piiramist. Seetõttu kasutatakse elektriajamites vooluvaheldite asemel vooluallikatena sobiva voolutagasisidega pingevaheldeid. Näide selle kohta on joonisel 5.12. Antud skeemis toidab mootorit standardne alalisvoolu vahelüliga pingevaheldi. Andurite poolt mõõdetud faaside voolusid IL1, IL2, IL3 võrreldakse seadevooludega IL1*, IL2*, IL3* ning nende erinevust võrreldakse vooluregulaatoris (tavaliselt PI-regulaator), mille tulemus antakse muunduri juhtlülitusse. Selliselt juhitakse mootori voolusid sõltuvalt seadevooludest.

Viimasel kümnendil on välja arendatud mitmeid andurita vektorjuhtimise süsteeme, millel on suhteliselt väike kiiruse reguleerimise viga (1...2 % või väiksem) ning kallid kiiruseandurid ja

ω1

δψ2 ≡ I1x*

I1y*

I1x*

|Ψ2|

ω12

|Ψ2*|

– –

–

θ1

I1x

I1y

U1x

U1y

IL2,UL2

IL3,UL3

IL1,UL1

IL2*

IL3*

–

+

IL1*

ω2 ≡ I1y* ω*

M

I1x regulaator

Joonis 5.11

p

I1y regulaator

x,y L1,L2,L3 teisen-

dus

ψ2 regulaator

ω regulaator

Mootori-mudel

L1,L2,L3 x,y

teisendus

∫

Voolu- vaeldi

182

muu riistavara pole siin vajalikud. Väga paljusid andurita vektorjuhtimisega ajameid kasutatakse tööstuses üldotstarbeliste elektriajamitena.

Elektriajamites, kus puudub kiiruse andur, arvutab nurksageduse mootori matemaatiline mudel, kasutades selleks aheldusvoogusid

.

,

,arctan

21

22

2

22

p

sy

x

ω−ω=ω

θ=ω

ψψ

=θ

Asendi mõõtmisega tekivad probleemid madalatel kiirustel või liikumatu rootori korral. Tänu ajami elementide mittelineaarsustele ja raskustega määrata parameetrid täpselt, pole alati võimalik kasutada lineaarseid juhtimissüsteeme. Ajami dünaamilisel talitlusel muutub tööpunkt ja mõned parameetrid võivad muutuda laias ulatuses, süsteemi talitlusest sõltuvalt. Elektriajamite korral kerkib see probleem eriti esile, siis kui rootori inertsmoment muutub talitluse vältel laias ulatuses.

Samal ajal sõltub väljaorienteeritud juhtimise talitlus, süsteemi ehitus ja rakendamine tugevasti mootori parameetrite, nagu koormus, sagedus, temperatuur jne, hindamise täpsusest.

Sõltumatult süsteemidest, kus staatori voolu vektor ja rootori magnetvoo vektor hoitakse risti kasutataks ka süsteeme, milles staatori magnetvoog ja kasulik magnetvoog hoitakse konstantsed. Need meetodid on sarnased, kuid mootori mudelil on teine topoloogia.

Momendi vahetu juhtimine. Kaheksakümnendate keskpaiku, kui paljud teadlesed arendasid väljaorienteeritud juhtimist, teatasid Dependrock, Takahashi, ja Noguchi momendi

IL2

IL3

IL1

IL2*

IL3*

IL1*

Ud

–

–

M

IL1 regulaator

Joonis 5.12

IL2 regulaator

Pinge- vaheldi

–

IL3 regulaator

183

vahetu juhtimise (DTC) meetodist. Erinevalt väljaorienteeritud juhtimisest, mis kujutab endast staatori voolu juhtimismeetodit, on momendi vahetu juhtimine hüstereesjuhtimine ning juhib vahetult staatori voogu ja momenti ning ei vaja sisemisi vooluregulaatoreid ega pulsilaiusmodulatsiooni. Selle mooduse korral juhitakse vaheldi lüliteid vahetult staatori voolu ja momendi muutumise kvalitatiivse seaduse järgi.

Momendi vahetu juhtimise realiseerimiseks on momendi ja magnetvoo hindajad, sarnaselt väljaorienteeritud juhtimisele, ühildatud mootori matemaatilise mudeliga. Mudeli ülesandeks on leida magnetvoog pingete ja voolude mõõtmise abil. Et arvutada staatori magnetvoogu, tuleb arvutada ka mootori moment ja kiirus.

Momendi vahetu juhtimisega süsteemides kasutatakse vektoriaalse pulsilaiusmodulatsiooni asemel pingete lülitusseadet (lülitustabelit). Vektorjuhtimise põhialuseks on staatoripinge vektori õige valik eesmärgiga juhtida magnetvoogu ja momenti. Selleks peab juhtimissüsteem olema võimeline genereerima mistahes pinge vektori, mis on vajalik vektormodulatsiooniks.

Momendi vahetu juhtimisega elektriajami struktuur on joonisel 5.13. Park’i teisendusega teisendatakse andurite poolt mõõdetud faaside L1,L2,L3 voolud IL1, IL2, IL3 ja pinged UL1, UL2, UL3 pöörlevast ristkoordinaadistikust liikumatusse ristkoordinaadistikku α,β, kasutades valemeid (5.14) ja (5.18). Asünkroonmootori standardmudelit (5.19)…(5.22) saab kasutada mootori mudeli plokis mootori muutujate arvutamiseks ruumivektoritena liikumatus koordinaadistikus α,β (ωk = 0)

.,

,,

212111

212111

1111

1111

βββ

ααα

βββ

ααα

+=ψ

+=ψ

ψ+=

ψ+=

ILILILIL

sIRUsIRU

(5.29)

θ1

ω

δψ1

f*

u*

|Ψ1|

|Ψ1*|

– ω12

I1α

I1β

U1α

U1β

IL2,UL2

IL3,UL3

IL1,UL1

UL2*

UL3*

–

UL1*

ω2 ω1 ω*

MJoonis 5.13

Lülitus- tabel

ω regulaator

Mootori mudel

L1,L2,L3 α,β

teisendus

Pinge- vaheldi

∫

184

Eelnevate võrrandite põhjal arvutab mootori matemaatiline mudel järgmised suurused reaalajas:

( ) ( )

( )

( ) ( )

, , ,

,arctan ,arctan

,1 ,1

,23

,

, ,

2122

11

2

22

1

11

11112

211112

2

111112

21

211

01111

01111

pdtd

dtd

ILL

ILL

IIpM

dtIRUdtIRUtt

ω−ω=ω

θ=ω

θ=ω

θθ

=θθθ

=θ

−ψ=ψ−ψ=ψ

ψ−ψ=

ψ+ψ=ψ

−=ψ−=ψ

β

α

β

α

βββααα

αββα

βα

βββααα ∫∫

(5.30)

Seejärel antakse staatori voo viga hüstereeskomparaatorisse. Komparaatori väljundil võib olla kaks loogilist taset 1 või 0. Kui aheldusvoog ψ12 on seadesuurusest ψ12* väiksem, tuleb voogu suurendada ning komparaatori väljundis on loogiline 1. Kui aheldusvoog ψ12 ületab seadeväärtust ψ12*, tuleb voogu vähendada ja komparaatori väljundis on loogiline 0.

Kiiruse regulaator, milleks reeglina on PI-regulaator, genereerib elektromagnetilise momendiga võrdelise libistussageduse. Elektromagnetilise momendi viga antakse momendiregulaatorisse. Selle väljundil võib olla kolm olekut 1, –1 või 0. Väärtus 1 suurendab sagedust, väärtus –1 vähendab sagedust ja väärtus 0 sagedust ei muuda.

Pingete lülitusseadme ülesandeks on moduleerida signaal kaheksa ruumivektori abil (vaata joonis 4.32) nagu vooluvaheldis. Vaatamata sellele pole vajalik vektormodulatsiooni lülitusjärjekorra genereerimine, sest see moodus on mõeldud suure jõudlusega ajamite ebasoovitavate harmooniliste ja lülitussageduse vähendamiseks.

Pingete lülitusseadmel, nagu vektormodulaatorilgi on kaks täisarvulist väljundit: seadepinge ja seadesagedus. Esimene arv muudab nullvektorite kestust kogu modulatsiooniperioodi vältel, mis lüheneb, kui u* = 1, ja pikeneb kui u* = 0. Teine arv määrab kandevsignaali perioodide arvu iga moduleeritud pinge perioodi kohta. See väheneb, kui f* = 1, ja kasvab juhul, kui f* = –1 ning jääb muutumatuks, kui f* = 0. Täiendav nurksageduse ω1 sisend näitab ruumivektori sektorit.

Antud juhtimismoodus tagab, võrreldes väljaorienteeritud juhtimisega, momendi kiiretoimelise juhtimise, kuna staatori magnetvoo ja momendi juhtimine on eraldatud.

Kuid siiski on momendi vahetu juhtimise ehituslikeks puudusteks muutuv lülitussagedus ja suurem momendi pulsatsioon. Lisaks eelnevale muutub staatori vool käivituse vältel väga kiiresti, sest muutub staatori magnetvoo seadesuurus. Sealjuures on hüstereesregulaatori tarbeks vajalik kõrge kvantimissagedus. Eelnevate puuduste kõrvaldamiseks toimuvad tänapäeval laiaulatuslikud uuringud.

Kokkuvõtteks. Esimese järeldusena võib märkida, et vektorjuhtimine pole teostatav ilma rakendusteta, kus nõutakse asünkroonmootorite momendi, kiiruse ja koormuse kiiret ja täpset juhtimist. Vektorjuhtimist kasutatakse rakendustes, milles on vajalik sama kiire juhtimine kui alalisvoolu kommutaatormootoritega rakendustes. Uued juhtimisstrateegiad on välja arendatud digitaalsetes seadmetes, mistõttu areneb kiirelt digitaalse modulatsiooni tehnika.

185

Park´i teisenduse kasutamine elektriajamites tähendab väljaorienteeritud juhtimist, mis muutub tööstuslikuks standardiks suure jõudlusega elektriajamites. Vooluvaheldid ja vooluga juhitavad pingevaheldid on kasutusel kui uusimad anduriteta juhtimistehnoloogiaga seadmed.

Andurita vektorjuhtimine võimaldab süsteemidel kontrollida väljundpinget ja voolu suure täpsusega ning arvutada muutujaid väga kiiresti. Sellel vaatamata on mootori talitlust madalatel kiirustel ilma anduriteta keerukas juhtida.

Erinevalt väljaorienteeritud juhtimisest, mis kujutab endast staatori voolu juhtimismeetodit, on momendi vahetu juhtimine hüstereesjuhtimine, mis juhib vahetult staatori voogu ja momenti, ei vaja aga sisemisi vooluregulaatoreid ja pulsilaiusmodulatsiooni. Momendi vahetu juhtimise korral juhitakse vaheldi lüliteid vahetult staatori voolu ja momendi muutumise kvalitatiivse seaduspärasuse järgi.

5.4. Sünkroonmootoriga servoajamid

Sünkroonmootorid. Kui asünkroonmootor panna sünkroonkiirusega pöörlema välise seadme abil, siis on rootori voolude sagedus ja suurus võrdsed nulliga. Välise alalisvoolutoite ühendamisel rootorimähisesse polariseerub rootor sarnaselt püsimagnetile.

Sünkroonmootorid on masinad, mille staatori ja rootori magnetväli pöörlevad sünkroonselt nurksagedusega ω = ω0 või ω1 = ω12, nagu näitab valem (5.6). Pöörlev magnetväli tekitatakse staatori mähiste spetsiaalse ruumilise paigutusega ja kolmefaasilise süsteemi voolude järgnevusega.

Rootorimähise poolt tekitatud magnetvoog lõikab staatorimähiseid ja tekitab vastuelektromotoorjõu, mis muudab sünkroonmootori asünkroonmootorist märkimisväärselt erinevaks, seetõttu et asünkroonmootori koormamisel tekib erinevus rootori ja magnetvälja pöörlemiskiiruste vahel. Rootori poolused on staatori magnetvälja suhtes nihutatud seda nurka nimetatakse rootori nihkenurgaks θ12. Joonisel 5.14, a on näidatud sünkroonmootori vektordiagramm, kus ristkoordinaadid x,y on seotud rootori koordinaatidega d,q ja ψ2 = ψ12 = const. Mootor võib arendada vastuelektromotoorjõudu, mis on väiksem või suurem mähistele rakendatud pingest. Mootor võib olla ala-või üleergutatud. Üleergutatud mootor võib juhtida võimsustegurit, mis on vajalik suure võimsusega rakendustes.

Seetõttu on sünkroonmootorid eelistatud suure võimsusega rakendustes, sest need võimaldavad ergutuse juhtimisega juhtida võimsustegurit. Nendel mootoritel on laiem kiiruste vahemik ja kõrgem kasutegur. Seega on sünkroonmootorid asünkroonmootoritest kallimad.

Vektordiagrammil võib voolu jagada tavaliselt kaheks komponendiks, Id ja Iq, mis tekitavad magnetomotoorjõud rootori telgede d ning q suunas. Staatori seadeteljestikus α,β esitatakse magnetomotoorjõude kui sageduse siinuselisi komponente.

Kui jätta arvestamata staatori pingelang, siis saab arendatava momendi leida vektordiagrammilt valemiga

θsinψ3θsinωψ3

12111

1112 dpI

LUpM ≈= . (5.31)

Kui mootor talitleb konstantsel võrgupingel, siis jääb ka sageduse ja pinge suhe konstantseks ja mootor arendab kõikidel kiirustel ühesugust momenti. Suurema momendi korral suureneb koormusnurk (valemid 5.3 ja 5.13), nagu näitab nurkdiagramm joonisel 5.14, b. Staatori pooluse esimene äär “lükkab” rootorit ja tagumine “tõmbab”, mis põhjustab eelpool nimetatud efekti.

186

Kui θ läheneb 90 elektrilisele kraadile, rootori poolused asuvad täpselt kahe staatori pooluse vahel on rootorile mõjuv jõud maksimaalne ning staatori vool ja vastuelektromotoorjõud on faasis , nagu näitab joonis 5.14, c. Antud juhul määrab momendi ainult staatorivoolu amplituudväärtus. Mootori poolt arendatav maksimaalne moment väheneb staatorimähise aktiivtakistusel tekkiva pingelangu tõttu. Seda pingelangu saab vältida sisendpinge tõstmisega sarnaselt asünkroonmootorite IR-kompensatsioonile.

Kui koormusnurk θ edasiselt kasvab, tähendab, et mootor on üle koormatud, moment väheneb, mootori talitlus muutub ebastabiilseks ning lõpuks võib mootor seiskuda.

Samal ajal kui mootorit toidetakse vooluallikast, võib see kõikidel kiirustel arendada ühesugust momenti. Vooluallikast toidetava sünkroonmootori talitlus vastab valemile (5.31), mis annab paremad dünaamilised omadused ja kõrgema töökindluse automaatse voolu piiramise tõttu. Voolu juhtimisega juhtlülitusi võib kasutada tsüklokonverterite, maatriksmuundurite või standardsete alalisvoolu vahelüliga vahelduvvoolumuundurite puhul. Nendes muundurites tuleb mootori faasivoolude reguleerimiseks kasutada sõltumatuid vooluregulaatoreid, mis tagavad mootori tasakaalustatud juhtimise, nagu näitab joonis 5.12. Nõutav on kolmefaasiline vooluallikas, mille voolu amplituud ja faasinurgad on juhitavad sõltumatult.

Servomootor. Servomootori staatori toiteahel on sarnane asünkroonmootori omaga, seega on ka jõupooljuhtmuundurite tüübid mõlema mootori jaoks sarnased. Peamiseks erinevuseks on siin koormusnurga θ1 määramise meetod juhtimissüsteemis. Asünkroonmootori korral arvutatakse see nurk integraalina magnetvälja pöörlemiskiirusest ω1, mis on määratud võrgu ja mootori tegelike sagedustega, kuid servomootori koormusnurka θ1 tuleb mõõta

θ12

Mmax

θ

M

Joonis 5.14 c.

b.

α

β

d

θ

ω1= ω12

I1

q

Ψ12

sΨ1 I1R1

E1 U1

θ12 α

β

d

θ

ω1= ω12

I1

q

Ψ12

sΨ1 I1R1 E1

U1

a.

187

vahetult. Erinevalt tavalistest sünkroonmootoritest on püsimagnetitega sünkroonmootoritel mitmeid eeliseid, nt kõrgem kasutegur ja kompaktsem ehitus. Neid kasutatakse laialdaselt suure jõudlusega muudetava kiirusega ja suletud juhtimissüsteemiga elektriajamites, mida nimetatakse servoajamiteks.

Saavutamaks servomootori maksimaalset momenti, on nõutav, et koormusnurk θ oleks lähedane 90-le elektrilisele kraadile. See tähendab, et staatori magnetväli peab mootori talitluses olema rootori magnetväljast 90˚ võrra ees ja pidurdustalitluses 90˚võrra taga. Mootori juhtimise eesmärgiks servoajamites on vooluvektori asendi arvutamine nõutava pöördemomendi saamiseks. Selleks kasutatakse asendi koodandureid, mis määravad rootori pöördenurga. Sõltuvalt pöörlemissuunast ja momendi mõjusuunast juhtimissüsteem kas liidab rootori asendile 90˚ või lahutab sellest 90˚. Koodandur ühendatakse mootori võlliga selliselt, et käivitusel oleks staatori ja rootori magnetomotoorjõudude vaheline esimene nihkenurk 120˚ ja järgmine 60˚.

Pöörata staatori magnetvälja selle suuruse ja suuna määramisega, tuleb määrata staatori magnetvälja asend rootori iga pöördenurga korral. Selleks genereerib rootori asendiandur signaalid Ue1, Ue2, Ue3. Need lihtsad nelinurkimpulsid tekitavad kolmefaasilise süsteemi, mille periood on 2π, nagu näitab ajadiagramm joonisel 5.15. Impulsside järjekord sõltub rootori nõutavast pöörlemissuunast. Rootori pöördenurga täpseks määramiseks varustatakse süsteem impulsiga, mis näitab algasendit. Järgnevalt kasutatakse pidevalt mõõdetud rootori pöördenurka θ voolu etteandeseadmesse antava tagasisidesignaalina, nagu on näidatud joonisel 5.16. See moodul väljastab kolm nelinurkset voolu seadeimpulssi ning jaotab need vooluvaheldi jõupooljuhtlülititele.

Lülitusalgoritme võib olla erinevaid, kuid populaarseim on kuueastmeline algoritm, milles lülitus toimub võlli pöördenurga korral 60°. Üks võimalikest pöördenurkade lülitusjärjekordadest vastab joonisele 5.15:

+IL1* = Ue1 ja ei Ue2


2π

θ1

θ1

θ1

θ1 θ1

θ1

θ1

Joonis 5.15

θ1

θ1

θ1

θ1

θ1

πUe1

Ue2

Ue3

VT1

VT2

VT3

VT4

VT5

VT6

UL1*

UL2*

UL3*

188


-IL1* = Ue2 ja ei Ue1



Sellisel juhul kasvab moment nurkade θ = 60° kuni θ = 90° korral ja langeb kuni θ = 120°. Järgnevalt lülitusprotsess kordub. Selle tulemusena on koormusnurk

2π

23π

3π2

θ =+

= ,

ja momendi keskväärtus, mis on näidatud joonisel 5.14, b nurgadiagrammil

max

3

32

max3sin MdMMπ

=θθ= ∫π

π

.

Moment ja vool on pulseerivad, mille sagedus sõltub mootori pöörlemiskiirusest.

Tagamaks staatori voolu, mis vastaks nõutavale momendile, korrutatakse voolude ±IL1*, ±IL2* ±IL3* amplituudväärtused kiiruse regulaatori väljundsignaaliga. Rakendatakse ka teist tüüpi lülituse komponente, nt hüstereesregulaatorid jt.

Kasutades kõrge eraldusvõimega koodandurit või selsüünandurit, saadakse elektrooniliste vahenditega siinuseline väljundvool. Selle tulemuseks on mootori ühtlane ja väga täpne talitlus ning head reguleerimisomadused.

Võimalikuks osutub mootori pöörlemiskiirus üle 50000 p/min. Mitmepooluseliste mootorite korral saab elektrooniliselt kiirust piirata, sest rohkem kommutatsioonitsükleid on võimalik kasutada kiiruse 1 p/min. kohta. Maksimaalne kiirus sõltub mootori ehitusest, seal kasutatavatest laagritest ja rootori tasakaalustatusest. Koos elektroonika seadmetega on servomootorite tööiga kümneid tuhandeid tunde.

Kokkuvõtteks. Sünkroonmootorid on eelistatumad suure võimsusega rakendustes, sest need võimaldavad ergutuse muutmisega juhtida reaktiivenergiat ja seega võimsustegurit.

–

Ue1 Ue2 Ue3

IL2*

IL3*

IL1*

M* ω*

M

Joonis 5.16

Voolu etteande-

seade ω

regulaator

Voolu- vaheldi

M BQ

189

Sünkroonmootoritel on laiem kiiruste vahemik ja kõrgem kasutegur. Keerukama ehituse tõttu on sünkroonmootorid asünkroonmootoritest kallimad.

Sünkroonsete servomootorite ehitus on sarnane tavaliste sünkroonmootorite ehitusega, kuid nendes tekitatakse rootori magnetväli püsimagnetitega. Juhtimisel kasutatakse asendiandureid, et tagada magnetomotoorjõu ja rootori asendi sünkroniseerimine vaheldi juhtsignaalide abil. Uusi magnetmaterjale iseloomustab suur koertsitiivjõud, mis võimaldab vähendada püsimagnetite mõõtmeid ja ületada demagneetumise probleeme. Vaseskadude puudumine tõstab nende mootorite kasutegurit. Servomootorite tehnilisteks eelisteks on mehaanilise kommutaatori puudumine, pikk tööiga, suur pöörlemiskiirus madalatel toitepingetel, hea soojushajutusvõime, hea ülekoormatavus, praktiliselt lineaarsed mehaanilised karakteristikud, head juhtimisomadused ja väga väikesed elektromagnetilised ajakonstandid. See on põhjuseks, miks servomootorid on eelistatud suure jõudlusega rakendustes. Neid kasutatakse laialdaselt suletud juhtimissüsteemiga muudetava kiirusega tööpinkide elektriajamites, meditsiinitehnikas ja olmerakendustes.

5.5. Alalisvooluajamid

Alalisvoolumootor. Palju aastaid olid harjadega alalisvoolumootorid peaaegu ainsaks valikuks häid dünaamilisi omadusi nõudvates elektriajamites. Tänapäeval kasutatakse harjadega alalisvoolumootoreid vanamoodsates reguleeritava kiirusega ja positsioneerivates elektriajamites, kus nõutakse häid dünaamilisi omadusi ja kestevtalitlust. Näitena võib tuua mõned roboti ajamid, printerite ajamid, elektrilised tööriistad, kuulveskite ajamid, paberi ja tekstiilitööstuse ajamid ja paljud teised. Alalisvoolumootorite (eriti võõrergutusega alalisvoolumootorite) juhtimine on mehaanilise kommutaatori olemasolu tõttu väga otsene. Harjadega varustatud kommutaator võimaldab mootoril arendada konstantse ergutusvoo korral ankruvooluga võrdelist momenti. Klassikalised juhtimisteooriad on kergesti rakendatavad momendi ja teiste parameetrite juhtimiskontuuride väljatöötamiseks. Mehaaniline kommutaator piirab aga kõrgete toitepingete rakendamist ja seega jäävad mootorite võimsused vaid sadadesse kilovattidesse. Kasutatakse rööp-ja jadaergutuse kombinatsioone (kompaundmootor), kuna alalisvoolumootoreid kasutatakse suure koormusega rakendustes. Maksimaalne ankruvool on samuti piiratud kommutaatori ehituse tõttu.

Alalisvoolumootoril on kaks sõltumatut muutujat, mille koostoimes arendatakse pöördemoment. Need on staatoriahel ja rootoriahel. Alalisvoolumootori mudeli koostamiseks liikumatus koordinaadistikus α,β (joonis 5.17, a,) on telg β pooluste teljeks, mida kommuteeritakse mootori talitluse vältel. Telg α on ühildatud harjade teljega ning seega on üks ankrumähis paigutatud piki seda telge. Alalisvoolumootori staatorit nimetatakse induktoriks (seal paikneb ergutusmähis). Rootorit nimetatakse ankruks (seal paikneb ankrumähis).

Nagu teistel mootoritel, koosneb alalisvoolumootori vooluvektor kahest komponendist: ankruvoolust ja ergutusvoolust. Ankruvool sõltub koormusest ning tekitab magnetomotoorjõu ja elektromagnetilise momendi. Seega on konstantse ergutuse korral arendatav elektromagnetiline moment määratud valemiga (5.5). Ergutusvool tekitab mootori ergutusvoo. Mõlemad voolukomponendid on ehituslikult eraldatud ning eraldi juhitavad. Olenemata sellest esineb alalisvoolumootoris ankrureaktsioon, mis muudab aheldusvoogu ψ1, kuid seda kompenseeritakse harilikult ehituslike meetoditega. Tänu ankrureaktsiooni kompenseerimisele on alalisvoolumootori parameetrid järgmised, L12 << L1, L12 << L2, seega ψ1 avaldub valemiga

190

M

MMMc

IRUkω

Φψ1−

== , (5.32)

kus UM, RM, IM on mootori ankruahela nimisuurused ja ωM nimipöörlemiskiirus. Järgides liikumatute telgede x,y ühildamist konstantse ergutusvooga (ωk = ω1 = 0 ja ω2 = ω12), kirjeldavad mootori dünaamilisi protsesse valemid (5.19), (5.2) ja (5.32). Siit saame mootori võrrandid

.,

,,

12

12

2222

1111

ω+=≈

Φ=

ωΦ−ψ+=

ψ+=

JsMMMIkM

ksIRUsIRU

s

c

c (5.33)

Valem (5.33) näitab, et ergutusvoo tekitamiseks peab ergutusmähisele olema rakendatud pinge. Pinge asemel kasutatakse harilikult püsimagneteid. Vastavalt Faraday’i seadusele jaguneb ankrupinge U2 ankrumähise pingelanguks R2I2, endainduktsiooni elektromotoorjõuks sψ2 = sL2I2 ja vastuelektromotoorjõuks E2 = kcΦω.

Alalisvoolumootori tunnusjooned. Mootori mehaanilise karakteristiku avaldamiseks tuleb avaldist (5.33) teisendada järgmiselt:

ωωΦΦ

ωΦΦ

222222 c

cs

ccc

s ksk

JLsMkLs

kJR

kMRU ++++= . (5.34)

Jagades valemi (5.34) suurusega kcΦ ning kasutades superpositsiooniprintsiipi, saame

( )

,

,

,

02

2

2

maxmax2

22

2

ω=Φ

=

=ω

=Φ

ω=

Φ

c

e

MMMcc

kU

TLR

TM

JIRk

JRk

JR

(5.35)

kus TM on elektriajami mehaaniline ajakonstant, Te elektromagnetiline ajakonstant ja ω0 ideaalse tühijooksu kiirus. Kasutades valemit (5.35) ja võrrandit (5.34), saame esimest järku diferentsiaalvõrrandi

ω

M

a.

β

α

θ

I1

Ψ12

sΨ1 I1R1

E1

U1

Joonis 5.17

b.

191

seMsM

MeM sMJTT

JMTsTsTT −−ω=ω+ω+ω 0

2 . (5.36)

Püsitalitluse korral, kus s = 0, avaldub valemist (5.36) alalisvoolumootori mehaaniline karakteristik

( )222

0 ΦΦωω

c

s

c

sM

kMR

kU

JMT

−=−= . (5.36)

Joonisel 5.17, b näidatud mehaanilisel karakteristikul on ankrureaktsiooni tõttu mõned kumerused. Täielikult kompenseeritud ankrureaktsiooniga alalisvoolumootori mehaaniline karakteristik on näidatud punktjoonega joonisel 5.17. Asendades eelnevas valemis momendi ankruvooluga, saame kiiruskarakteristiku (elektromehaanilise karakteristiku) avaldise

ΦΦω 222

cc kIR

kU

−= . (5.37)

Vastavalt alalisvoolumootori mehaanilisele ja kiiruskarakteristikule, mida esitavad valemid (5.36) ja (5.37), langeb mootori kiirus koormuse suurenedes. Üleminekul tühijooksult nimikoormusele langeb kiirus 5 kuni 10%. Seda põhjustavad pingelang ankrumähisel ja ankrureaktsiooni mõju ergutusväljale. Erinevalt konstantse ergutusega rööpergutusega mootorist (haruvoolumootorist) on jadaergutusega mootoril (peavoolumootoril) ergutusmähis ühendatud ankrumähisega jadamisi. Selline ühendus annab madalatel kiirustel suure momendi. Antud mootoreid kasutatakse seetõttu veomootoritena elektertranspordi seadmetes. Need mootorid töötavad

ω*

ω

Joonis 5.18

M

– ω

regulaator Juht- lülitus

192

väikestel koormustel nimikiirusest suuremal kiirusel, kuna ergutusvoog väheneb. Ankruvool peab olema võrdne nimivooluga, kui nõutakse haruvoolumootori kiiruse reguleerimist üle nimikiiruse ergutusvälja nõrgendamisega. Kiiruse reguleerimine on piiratud, sest nõrga magnetvoo korral tekivad kommutatsiooniprobleemid. Tavaliselt on maksimaalkiirus piiratud kolmekordse nimikiirusega. Samuti põhjustab juhtimine ergutusvälja nõrgendamisega momendi vähenemist.

Alalispinge toiteallikad. Tänu alalisvoolumootorite konstantsele ergutusvoole võib neid kergesti juhtida ankruvoolu muutmisega pooljuhtmuundurite abil. Sõltuvalt rakendusest võib alalisvoolumootori toiteallika valida paljude eelpool kirjeldatud jõupooljuhtmuundurite hulgast.

Juhtimisnurga muutmisega juhitavad türistoralaldid on eelistatumad suure võimsusega mootorite juhtimiseks, seevastu pulsilaiusmuundurid on eelistatumad väikese võimsusega alalisvooluajamite korral. Osaliselt juhitavat türistoralaldit või ühekvadrandilist pulsilaiusmuundurit võib kasutada ajamites, kus pole nõutud rekuperatiivpidurdus. Teisest küljest on suur jõudluse ning laia kiiruse reguleerimise ulatusega alalisvooluajamites ankruahela toiteks vajalik neljakvadrandiline türistor-või transistormuundur ja ergutusahela toiteks kahekvadrandiline muundur.

Sagedusel millega pooljuhtmuundurid talitlevad, nt 100 Hz ühefaasilisel 50 Hz võrgutoitega türistoralaldil, 300 Hz kolmefaasilisel sildalaldil, 20 kHz pulsilaiusmodulatsiooniga MOSFET-transistoridega muunduritel jne, on suur mõju alalisvooluajami dünaamilistele omadustele . Suure võimsusega seadmetel on madalam lülitussagedus kui väikese võimsusega seadmetel, mis on sobiv väikese võimsusega mootoritele, kuna sageli nõutakse neilt häid dünaamilisi omadusi ja suurt täpsust.

Suure jõudlusega alalisvooluajamid. Suure jõudlusega alalisvooluajamites kasutatakse tavaliselt kahesuunalise talitlusega türistormuundureid, nagu on näidatud joonisel 5.18. Avamisnurga juhtseadmed ja teised liikumise juhtimise kontuurid, näiteks kiiruse regulaator, on tavaliselt süsteemiga ühildatud. Kaks vasturööpselt lülitatud sildalaldit on ühendatud samasse vahelduvvooluvõrku. Mõlemat kahekvadrandilist muundurit saab siin kasutada mootori rekuperatiivpidurdusel. Sellises talitluses töötab pidurdav muundur vaheldina ning juhib mootori vastuelektromotoorjõu poolt tekitatud voolu. Mootori poolt toodetud energia tagastatakse vahelduvvoolu toitevõrku. Pidurdavat muundurit võib kasutada pidurdusvoolu säilitamiseks maksimaalsel tasemel, et pidurdada mootor nullkiiruseni. Pidurduse juhtimiseks säilitavad türistoride tüürnurgad kogu pidurduse kestel sobiva väärtuse. Momendi juhtimiseks võib lisada sisemise juhtimiskontuuri, mis asendab ankruvoolu juhtimiskontuuri alalisvooluajamites. Kiiruse ja voolukontuure vaadeldakse harilikult kui hierarhilisi juhtimiskontuure. Juhtimiskontuurid on üksteisest eraldatud, kusjuures iga kontuur peab töötama sellele määratud piiratud tingimustes.

Väikese võimsusega pulsilaiusmuundureid kasutatakse sageli veo-ja tõsteseadmete ajamites. Vastavalt rakenduse nõuetele saavad need muundurid töötada ühes, kahes või neljas kvadrandis. Suure jõudlusega alalisvooluajamites kasutatakse harilikult neljakvadrandilist talitlust, mis võimaldab kahesuunalist voolu ja rekuperatiivpidurdust (joonis 5.19). Edasisuunas juhtimiseks kasutatakse muundurit pinget madaldava pulsilaiusmuundurina, mis toidab ankruahelat muudetava pingega. Rekuperatiivpidurdusel edasisuunas kasutatakse muundurit pinget tõstva pulsilaiusmuundurina, mis reguleerib mootori pidurdusvoolu. Vastuelektromotoorjõu poolt tekitatud pidurduva mootori energia antakse dioodide kaudu

193

alalisvooluvõrku. Pidurdavat muundurit võib siin kasutada ka pidurdusvoolu säilitamiseks maksimaalsel tasemel, et pidurdada mootor nullkiiruseni.

Lülitussageduse ja jõupooljuhtlülitite tüübi määrab tavaliselt rakendus. Jõupooljuhtseadiste märkimisväärse arengu tõttu on lülitussagedused 10–20 kHz kergesti saavutatavad. Selliste sageduste puhul pole mootori võimsusvaru praktiliselt vajalik.

Mitmesuunalise talitlusega ajami korral tuleb kasutatava muunduri lülituse tüüp eelnevalt kindlaks määrata. Elektriajami lülituse lihtsustamine osutub võimalikuks juhul, kui pole nõutud rekuperatiivpidurdus.

Kokkuvõtteks. Alles hiljuti olid alalisvooluajamid laialdaselt kasutusel reguleeritava kiirusega ajamitena. Kahjuks pole aga mehaanilise kommutaatoriga masinad suure erivõimsuse, suurte kommutatsioonivoolude ja piiratud väljundvõimsuse (1...2 MW kiirusel 1000 p/min.) tõttu kasutatavad keemiliselt agressiivses ja plahvatusohtlikus keskkonnas. Alalisvooluajamite kasutamine on keelatud ohtlikes keskkonnatingimustes, sest saadaval on väga piiratud hulgal tule- ja plahvatuskindlaid alalisvoolumasinaid. Kommutaatori ja harjade hooldus on keerukas kõikides keskkonnatingimustes. Lisaks eelnevale on harjade ja kommutaatori sädelemine täiskoormusel vältimatu.

Talitlusolude tõttu kaaluti alalisvoolumootorite rakendamist. Nende ankruvool sisaldab hulgaliselt kõrgemaid harmoonilisi, mis on osaliselt iseloomulik jõupooljuhtmuunduritele. Voolude pulsatsiooni tagasimõju pooljuhtseadiste juhtahelatele põhjustab lülitite ülekoormust ja kaitse rakendumist. Nende probleemide vältimiseks on ilmtingimata vajalik tõhus filtreerimine. Kui muundurit lülitatakse korrapäraste ajavahemike järel, siis töötab vooluregulaator pidevalt ning pooljuhtseadiste juhtimisviivitus võib põhjustada liigpingeid. Seega peab liigpingete vältimiseks piirama vooluregulaatori võimendustegurit. Peale selle tuleb muunduri

ω*

ω

Joonis 5.19

– ω

regulaator Juht- lülitus

M

194

lülitussagedus valida sõltuvalt soovitud voolu pulsatsioonist, toitevoolude harmoonilisest koostisest ja elektriajami dünaamilistest omadustest. Kiirusanduri väljundsignaali pulsatsioon segab ka kiiruse regulaatori talitlust (vähendab täpsust). Kiiruse analoogandurid on osaliselt kõrge müratasemega ja mõõdavad täpselt ainult kiiruste vahemiku suuremaid kiirusi. Digitaalsed kiiruse andurid, nagu impulssandurid (koodandurid) ja selsüünandurid leevendavad eelnevaid piiranguid märkimisväärselt.

Kogu eelnev ongi põhjuseks, miks tänapäeval asendatakse traditsioonilistes valdkondades alalisvoolumootorid servomootoritega ja vektorjuhtimisega asünkroonmootoritega.

195

6. Rakenduste näiteid “Mankind passes from the old to the new on a human

bridge formed by those who labor is the Three Principal Arts: agriculture, manufacture, transportation”

Henry Ford

Projekteerimine on tuntud valdkond, kus üliõpilased ja spetsialistid saavad proovile panna ja arendada oma loomingulisi võimeid.

Järjekindlalt kasvab elektromehaaniliste süsteemide projekteerimisel ja arendamisel lahendamist vajavate probleemide hulk. Mõned aastad tagasi ei kuulunud osa probleeme projekteerimise valdkonda, kuid praegu on need eriti aktuaalsed. Eelkõige puudutab see automatiseerimise protsessi formaliseeritud kirjeldamist. Tõhusate ajamissüsteemide projekteerimisel puututakse sageli kokku ülimalt keerukate algoritmidega. Projekteerimine koosneb struktuuri sünteesist, seadmete valikust, katsete planeerimisest ja tulemuste töötlemisest, mis on vajalik loodud süsteemi täiustamiseks.

Projekti edukaks juhtimiseks on mõned kuulsad firmad arendanud välja spetsiaalsed tehnoloogiad ja tarkvarad. Näitena võib siinkohal tuua ABB, Siemens, Omron, Sew Eurodrive, Maxon Motors, Mitsubishi Electric, jt firmade poolt välja arendatud tarkvarad ning juhtimissüsteemid. Tavaliselt on projekteerimise esimese etapi tulemuseks tegevuskriteeriumite määramine. Elektromehaanilise süsteemi parameetrite hulka kuuluvad talitlusjõud, koormusmoment, inertsmoment, hõõre, kiirused, kiirendused, jne. Kasutades seda tehnoloogiat on projekteerijal võimalus ületada talle seatud takistusi, hinnata saadud tulemusi ning korrata oma uuringuid teistes tingimustes. Hiljem täpsustatakse ülekandemehhanisme, mootorite ja jõupooljuhtmuundurite võimsusi ning jätkatakse sobivate andmebaaside uuringuga, määramaks elektriajami optimaalset ehitust.

Sellise käsitluse valdamine kindlustab

• arusaamise probleemist, et antud tingimuste korral tuleb leida maksimaalse talitlusvõimega ja parima esitusega lahendus

196

• mitte võtta vaatluse alla ainult eesmärki aga näha ette hulgaliselt eesmärgi samm-sammulisi lähendusi, kuid kogemuste hulk on võrdeline vigade hulgaga

• kõige ratsionaalsema tehnoloogiliste vahendite valiku, mis on vajalikud probleemi lahendamiseks ning “pimeduses kobamise” vältimise

• vigaste mudelite kõrvaleheitmise

• mõtlemise oma väljapakutud lahendust iga hinna eest kaitsta

Töötamise vältel ürita oma konstrueerimisprotsess muuta maksimaalselt kasulikuks, sest see aitab sul omandada kõige rohkem kogemusi antud valdkonnas.

6.1. Tööstusvõrgu toitega elektriajamite arvutus

Algandmed. Siinuselise pingega tööstusvõrgust (Us = 220 V, 50 Hz) toidetavate seadmete jaoks tuleb valida ülekandemehhanism, elektrimootor ja sobiv jõupooljuhtmuundur standardsete seadmete hulgast. Tuleb võrrelda võimalikke skeemilisi lahendusi. Koormuse andmed:

m 3000 kg liikuv kogumass,

v 0,5 sm maksimaalkiirus,

r 0,03 m telje raadius, rL 0,25 m ratta raadius, rμ 0,5 mm rataste veerehõõrdetegur, μ 0,020 liugehõõrdetegur,

Jλ 100 ülekandesuhe.

Koormuse arvutus. Hõõrdetegur arvutatakse valemiga

0,0044.0,25

0,030,0200,0005=

⋅+=

μ+μ=μΣ

L

r

rr

Eeldatav elektriajami kasutegur on L η = 0,85, siis staatiline võimsus on

760,85

0,50,00449,813000ημΣ =

⋅⋅⋅==

LL

vmgP W.

Ratta nurksagedus

.s

rad20,250,5

===ω′Lrv

Staatiline moment

382

76ω

==′

=′ LPM Nm.

197

Rattapaari ligikaudne inertsmoment

187,50,253000 22 =⋅==′ LmrJ kgm 2.

Ülekandemehhanismi arvutus. Nõutaval ülekandel on järgmine piirang:

MMG ′≥ , 38=′≥ω

MiP

G

G ja 2=ω′≥ωiG

Tuhandete ülekandemehhanismide hulgas on kolm sobivat väikeste mõõtmetega mehhanismi, mis on toodud alljärgnevas tabelis.

# Ülekande-

mehhanism GP ,

W

Gω ,

srad

GM , Nm

i Gη , %

m, kg

LM , Nm

Lω ,

srad

LJ , kgm2

1 1.4g-080 570 157 160 63,0 69 30 0,87 126 0,047 2 1.4g-080 660 105 230 50,0 71 30 1,07 100 0,075 3 1.4g-080 1120 78,5 340 31,5 74 30 1,63 63 0,189

Koormuse parameetrid tuleb taandada mootori võllile valemiga

iMM

GL

η′

= , iL ωω ′= , 2i

JJL′

= .

Need andmed sisalduvad eelnevas tabelis.

Vahelduvvoolumuunduriga servoajam. Kuna ajamit toidetakse tööstusvõrgust, tuleb valida servomootor, mille parameetrid sobivad iga ülekandemehhanismiga tingimustel

LM MM ≥ , LLM MP ω≥ , LM ωω > .

Alljärgnevas tabelis on toodud firma Mitsubishi Electric kolme servomootori tehnilised andmed.

# Mootor MP ,

W MM ,

Nm maxMM ,

Nm

Mω ,

srad

MI , A

stallMI ,

A MJ , kgcm2 m,

kg

1 HC-MFS 43 400 1,3 3,80 314 2,8 9,00 0,143 1,45

2 HC-PQ 43 400 1,3 2,92 314 2,8 6,44 0,146 1,42

3 HC-SFS 52 500 2,4 7,16 210 3,2 9,60 6,600 5,00

Esimene mootor sobib esimese ülekandemehhanismiga. Mootoritel on väike täismass m, suur maksimaalne pöördemoment MM max ja suur käivitusvool IM stall.

Järgnevalt valime firma Mitsubishi Electric pooljuhtmuunduri MRC 10A, mille Pc = 100 W ja Ic = 6 A ning vastab nõudele

76=≥ Lc PP W, 1,871,3

2,80,87=

⋅=≥

M

MLc M

IMI A.

Firma Mitsubishi Electric servoajami MRC 10A ühendusskeem on joonisel 6.1 ja lisas1 on toodud klemmide otstarbe kirjeldus. Lülituse plokk TE sisaldab alalisvoolu vahelüliga vaheldit, mida toidetakse sisseehitatud alaldist. Vaheldi pulsilaiusmoduleeritud pinge antakse mootorile, kuni on rakendatud käivitussignaal SON. Pulsi laius määratakse juhtlülitusega, mis asub sisendite/väljundite sektsioonis DE. Pulsilaiusmoduleeritud pinge tekitab mootoris siinuselise

198

voolu, kuna pöördmagnetväli tekitatakse mootori staatorimähiste poolt. Pöördmagnetväli mõjutab rootorit jõuga. Tänu staatori ja rootori vahelisele magnetilisele sidestusele, rootor kiireneb ja hakkab pöörlema magnetvälja pöörlemissagedusega (sünkroonselt). Koodandur määrab mootori võlli absoluutse asendi iga pöörde vältel. Sõltuvalt ploki ST1/ST2 käivitussignaalist ja pöörlemissuunast ning momendi mõjusuunast, liidetakse pöördenurgale 90° või lahutatakse sellest 90°. Seega on vajalikud voolud arvutatud. Staatori pöördvälja sobiv asend määratakse rootori kõikide asendite korral, st rootor määrab staatori pöördmagnetvälja tugevuse ja pöörlemissuuna. Seega “pöörab” rootor staatori magnetvälja.

Ajami inertsmoment on

0,0550,85

0,0470,0000143ηL

=+=+= LM

JJJ kgm2.

Vastaval trajektoorile leiame käivitusaja ja kiirenduse

2,390,873,81260,055ω

max

=−⋅

=−

=LM

La MM

Jt s

0,62

0,52,392

ς =⋅

==vta

a m

2sm0,2

2,390,5

===atva

SG

MC

220 V

Gear

Joonis 6.1

M

Encoder

HC-MFS 43

TE

DE

FR

NFB MC

ON OFF

MC

L1

L2

P

C

BC

L1

L2

L1

L1

V

W

U

PE

V

W

U

E

B1 B2

Brake

BE

24 VDC + SN1

12V24 20V+ 1

SON 17ST1 13ST2 14DI1 15ALM 2PF 3

ZSP 4SN3

SN2

MRC 10A

199

Induktiivsus ML = 1 mH ja aktiivtakistus MR = 7 Ω, siit leiame ajakonstandid ja mootori võrdetegurid

0,0001437

0,001===

M

Me R

LT s

2,151,32,8 ===

M

MMM M

Ik , 2,15 =≈ MMME kk

1,782,152,1570,055 =⋅⋅⋅== MEMMM kkJRT s

Servomootori käivituskõver on näidatud joonisel 6.2. Tänu täiendavale pingelangule mootori mähistes ning ühenduskaablis ja staatilisele momendile võllil on mootori püsikiirus käivituse lõpus avatud süsteemis seadekiirusest madalam. Voolu siirdeprotsess on eriti kiire, kuna servoajami elektromagnetilised ajakonstandid on väga väikesed. Kiirus kasvab aga suure mehaanilise ajakonstandi tõttu aeglaselt.

Ajami omaduste optimeerimiseks tuleb kasutada ühekontuurilist suletud juhtimissüsteemi. Suletud juhtimissüsteemi struktuurskeem on joonisel 4.9. Juhtimisobjekti ülekandefunktsioon on

( ) ( ) ( )11 12

21 ++⋅+=

μ sTsTTsTksW

ooo

oo ( ) ( ) ( )111 21 +′⋅+′⋅+

=μ sTsTsT

k

oo

o ,

kus ko = kc kME kω, Tμ = Tc + Tω, To1 = TM, To2 = Te. Olgu kc = kω = 1, Tc = Tω = 1 ms, siis ko = 2,15, Tμ = 2 ms, To1 = 1,78 s, To2 = 0,143 ms, To1 > 4To2.

s 0001,0000143,078,1278,1

21,78

22

s 78,1000143,078,1278,1

21,78

2222

1

22

1

=⋅−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛−=−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛−=′

=⋅−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛+=−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛+=′

eMMM

o

eMMM

o

TTTTT

TTTTT

Optimaalsete kiiruslike omaduste saavutamiseks tuleb kiiruse kontuurile lisada järgmise võimendusteguriga PID-regulaator (valem 4.13)

1304015,2002,02

6378,12 μ

1ω =

⋅⋅⋅

=′

=o

or kT

iTk

Joonis 6.2

200

ja ajakonstant 1,021 =′= or TT ms. Häälestus mooduloptimumile nõuab, et 78,112 =′= or TT s, sest

8244 μ2 =⋅== TTr ms vastab sümmeetrilisele optimumile. Mõlemad häälestused lühendavad

käivituskestust 10…30 ms võrra ja vähendavad oluliselt kiiruse viga.

Vahelduvvoolumuunduriga asünkroonajam. Eelnevaga sarnaseks rakenduseks on alalisvoolu vahelüliga sagedusmuundurist toidetav asünkroonajam. Jälle tuleb valida asünkroonmootor, mille parameetrid sobivad ülekandemehhanismiga tingimusel

LkM MM ≥ , LLM MP ω≥ , J

LM

JJλ

≥ , LM ωω >

4A sarja mootorite (220/380 V) tehnilised andmed on toodud järgnevas tabelis.

# Mootor

MP , W

MkM Nm

maxMM ,

Nm

Mω ,

srad

1R , Ω

1X , Ω

2R , Ω

2X , Ω

12X , Ω

MI , A

MJ , kgm2

m, kg

1 4A80A 1100 13,6 14,9 138 9,62 6,25 5,45 9,62 136 2,7 0,003 18

2 4A80B 1500 18,8 20,7 141 7,42 4,82 4,26 7,42 118 3,6 0,003 20

3 4A90L 1100 20,5 24,3 72 8,17 9,42 6,91 18,8 88 3,6 0,009 29

Tabeli teises reas kirjeldatud minimaalse massi ja mõõtmetega ning suure käivitusmomendiga mootor sobib eelnevalt valitud ülekandemehhanismiga.

Järgnevalt valime Sew Eurodrive’i muunduri MOVITRAC 004, mille Pc = 400 W ja Ic = 3,5 A ning täidab nõuet

76=≥ Lc PP W, 0,41500

1573,61,07=

⋅⋅=

ω≥

M

MMLc P

IMI A

Sew Eurodrive’i vahelduvvoolumuunduri MOVITRAC 004 ühendusskeem on joonisel 6.3 ning selle klemmide kirjeldus on toodud lisas 2.

MOVITRAC sarja sagedusmuundurid on siinuselise pulsilaiusmodulatsiooniga ja mikroprotsessorjuhtimisega seadmed. Sellised muundurid annavad sagedusega võrdeliselt kasvavat väljundpinget, mis võib ulatuda toitepingeni.

Sagedusmuundur koosneb kahest põhiosast: jõuahelast PS ja protsessorist PP. Jõuahelast antakse toide asünkroonmootorile ja juhtlülitusele. Jõuahel põhineb alalisvoolu vahelüliga muunduril, kus mootorit toidetakse alalisvoolulüli ja IGBT-transistoridega vaheldi kaudu. Alalisvoolulüli kondensaator hoiab pinge stabiilsena. Mikroprotsessori poolt juhitav vaheldi juhib mootori kiirust ja momenti. Tavaliselt sisaldab jõuahel pidurdustransistori ja erinevaid kaitseseadmeid. Harilikult lülitatakse jõuahel kolmefaasilisse toitevõrku läbi liinireaktori. Võrgupinge võib olla vahemikus 380 kuni 500 V. Liinireaktor kaitseb teisi samasse võrku ühendatud tarbijaid liigpingete ja ebasoovitavate voolukomponentide eest. Liinireaktor vähendab võrguhäireid ja kaitseb muunduri sisendit liigpingete eest.

Jõuahel täidab järgmisi kaitsefunktsioone: alalisvoolulüli liigpingekaitse, kaitse faasi katkemise eest, lühisekaitse, liigkuumenemiskaitse ja pidurdustransistori liigpingekaitse. Summutusahelad kaitsevad jõuahelat võrgupinge liigpingeimpulsside (pingetippude) eest, mis võivad tekkida induktiiv-ja mahtuvuslike koormuste lülitamisel võrku.

201

Ajami pidurdusel muundatakse kineetiline energia elektrienergiaks ja suunatakse läbi vabavooludioodide tagasi alalisvoolulülisse. Alalisvoolulüli kondensaatori piiratud mahtuvuse tõttu kasvab lüli pinge. Võimaldamaks mootoril pidurduda, tuleb pidurdusenergia hajutada. MOVITRAC- seeria muunduritel on sisseehitatud pidurdustransistor, kus pidurdusenergia muudetakse soojuseks takistis, mis võib olla väline või paikneda muunduri sees. Pidurdustransistor kontrollib alalisvoolulüli pinget ja teatud pingel hakkab sagedasti avanema ja sulguma, lülitades takistit sisse ja välja ning tagades sellega pidurdusenergia hajutamise.

Protsessor PP sisaldab lülituse juhtimise juhtelektroonikat, programmeeritavaid digitaalväljundeid ja sisendeid, analoogsisendeid, analoogväljundeid, andurite liideseid, standardseid sideliideseid ja lisaseadmeid.

Elektriajami inertsmoment on

0,090,850,0750,003

L

=+=η

+= LM

JJJ kgm2.


0,470,8720,71000,09ω

max

=−⋅

=−

=LM

La MM

Jt s

0,122

0,50,472

ς =⋅

==vta

a m

220 V

Joonis 6.3

M

4A80B

PS

PP

NF V

W

U

24 VDC X2

04044

43476030

MOVITRAC 004

ND

X1

X0

1

2

3

4

5

6

8

9

BE

3134

X341

42

6162

48496030

X14

X4

202

2sm1,1

0,470,5

===atva

Asünkroonmootori parameetrid on

0,5631421183

314

23 12

12 =⋅⋅

=⋅=XL H

0,580,563144,82

314 121

1 =+=+= LXL H

0,590,563147,42

314 122

2 =+=+= LXL H

0,950,580,56

1

121 ===

LLk , 0,96

0,590,56

2

122 ===

LLk

0,080,960,95-1 1σ 21 =⋅=−= kk

Rootori muutumatu aheldusvoo korral

0,050,580,08σ 1 =⋅== LL H

11,354,260,967,42 22

221 =⋅+=+= RkRR Ω

ja ajakonstandid ning mootori võrdetegurid avalduvad järgmiselt:

0,00411,350,05

===RLTe s

0,341500

1413,6ω =⋅

==M

MMMM P

Ik , 0,7911,353,6-220

141ω =⋅

=−

≈RIU

kMM

MME

0,270,790,3411,350,09 =⋅⋅⋅== MEMMM kkJRT s

Kiiruse ja voolu siirdekõverad käivitusel on toodud joonisel 6.4, a, millel on näidatud käivitusmoment, vääratusmoment ja käivitusvool. Ajam talitleb normaalselt kõverate lineaarsel osal. Koormuse kasvamisel suurenevad moment ja vool, aga kiirus langeb sujuvalt. Kui koormusmoment ületab vääratusmomendi, langeb kiirus järsult ja mootor seiskub.

Asünkroonmootori käivitusprotsess on näidatud joonisel 6.4, b, c. Tänu koormusele indutseeritakse rootorimähistes vool. Käivituse alghetkel on vool väga suur, sest rootorimähise aktiivtakistus on väga väike. Elektromagnetiline moment kasvab koos voolu aktiivkomponendi kasvuga ning saavutab konstantse väärtuse. Käivitusmomendi muutumise amplituud ületab vääratusmomendi. Kuid see momendi hetkväärtus langeb väga kiiresti ning käivitusmomendi keskväärtus ei ole piisavalt suur ning kiirus kasvab käivituse esimesel etapil aeglaselt. Järgnevalt väheneb rootori elektromotoorjõud, samuti vool ning moment ja kiiruse kasv on jällegi aeglane.

Sagedusmuunduri kasutamine võimaldab vältida võimsuse järsku suurenemist käivitusel. Vool hakkab kasvama nullist ja suureneb koormuse kiirendamisel, kuid puudub oht, et vool ületaks lubatud väärtust. Sellel on kaks peamist eelist. Esiteks pole tähtis, kas lülitid on avatud või suletud, ei ületa vool ikkagi nõutavat maksimaalväärtust. Teiseks on vool korralikult juhitud ning pole vaja kasutada sujuvkäivitit. Selle tõttu pole lisaseadmete kasutamine vajalik.

203

Järgnevalt koostame kahekontuurilise juhtimissüsteemi nagu joonisel 4.10. Voolukontuuri lihtsustatud ülekandefunktsioon on järgmine:

( ) ( ) ( )11μ +⋅+≈

sTsTRkksW

eI

IcoI ,

kus TμI = Tc + TI. kui kc = kI = 1 ja Tc = TI = 1 ms, siis TμI = 2 ms. Mooduloptimumile häälestamisel on vajalik PI-regulaator (valem 4.11), siis on voolukontuuri parameetrid

4 ,35,1111002,02

35,11004,02 μ

===⋅⋅⋅

⋅== erI

IcI

erI TT

kkTRTk ms.

Kiiruse kontuuril on väike ajakonstant

Tμω = 2TμI + Tω = 2·2 + 1 = 5 ms.

c. Joonis 6.4

a.

b.

204

Kiiruse kontuuri häälestamisel mooduloptimumile on vajalik P-regulaator (valem 4.9), mille võimendustegur on

1531005,025009,034,01

2 ωμωω =

⋅⋅⋅⋅⋅

==kTJikkk MMI

r .

Kiiruse kontuuri sümmeetrilise optimumi korral on samuti vajalik PI-regulaator (valem 4.11), mille võimendustegur on võrdne eelmisega, ja ajakonstant Trω = 4Tμω = 4·5 = 20 ms.

Vahelduv/alalisvoolumuunduriga alalisvooluajam. Kolmandaks tööstusvõrgu toidet kasutavaks rakenduseks on juhitava türistoralaldiga alalisvooluajam. Valime alalisvoolumootori, mille parameetrid sobivad ülekandemehhanismiga tingimusel

LM MM ≥ , LLM MP ω≥ , J

LM

JJλ

≥ , LM ωω >

Alalisvoolumootorite tehnilised andmed on toodud järgnevas tabelis.

# Mootor MP ,

W MM ,

Nm maxMM ,

Nm

Mω ,

srad

MI , A

MU , V

MR , Ω

ML , mH

MJ , kgm2

m, kg

1 PGT 1 1000 3,2 20,80 314 20,4 60 0,23 3 0,0007 64

2 PGT 1 1000 3,2 20,80 314 20,4 60 0,23 3 0,0007 64

3 PGT 2 2000 6,5 42,25 314 21,2 110 0,22 5 0,0020 79

Ülekandemehhanismiga sobib tabeli esimeses reas olev suhteliselt väikese massiga alalisvoolumootor.

Juhitav türistoralaldi BTU 3601-301 või VNIIR, mille Pc = 1000 W, Ic = 10 A, Uc = 220 V, Rc = 0,4 Ω, ja Lc = 3 mH, täidab järgmisi nõudeid

76=≥ Lc PP W, 5,53,2

20,40,87=

⋅=≥

M

MLc M

IMI A

Türistoralaldi BTU 3601 ühendusskeem on joonisel 6.5 ning klemmide funktsioonide selgitused lisas 3.

Ajami inertsmoment

0,0550,85

0,0470,0007η

=+=+=L

LM

JJJ kgm2


0,360,8720,81260,055ω

max

=−⋅

=−

=LM

La MM

Jt s

0,092

0,50,362

ς =⋅

==vta

a m

2sm 1,4

0,360,5

===atva .

Elektriajami parameetrid on järgmised:

205

633 =+=+= Mc LLL mH

0,630,230,4 =+=+= Mc RRR Ω

0,010,630,006

===RLTe s

6,3753,220,4 ====

M

MMEMM M

Ikk

1,46,3756,3750,630,055 =⋅⋅⋅== MEMMM kkJRT s

Türistoralaldiga alalisvooluajami voolu ja kiiruse siirdekõverad käivitusel on joonisel 6.6, a. Väikese koormusega alas tekib katkevvoolutalitlus ja kõver langeb järsult. Katkevvoolutalitlus tekib ainult diagrammi vasakpoolsel osal ja pidevvoolutalitlus jääb paremale osale. Jooniselt on näha, et pidevvoolutalitluse korral on karakteristikud lineaarsed ning ainult veidi langevad. Katkevvoolu piirkonnas on karakteristikud tugevasti mittelineaarsed ja väljundpinge langeb järsult.

Ajami käivituse siirdeprotsessi esimene etapp on näidatud joonisel 6.6, b. Suure käivitusvoolu tõttu tekib siin pidevvoolutalitlus. Pidevvoolutalitluses on vool koormuse induktiivsuse poolt silutud, väljundsignaalides ei esine katkestusi ning voolu ja pinge kujud on sarnased. Käivituse lõppedes väheneb koormusvool ja saabub püsitalitlus. Katkevvoolutalitluse puhul koosneb vool sageli eraldatud impulssidest. Selle talitluse kestus sõltub koormuse induktiivsusest ja alaldi tüübist.

K3

380 V

Joonis 6.5

PGT1

X1

X2

13

14

171819

BTU 3601

B1

A3

B3

C3

8

13

11

12

1516

U V

W

F6

L1

A1

C1

20

2324

2122

26

29

2728

T

M

BR

PA

PV

R1 R2 K2 K1

R3

K3

R4 R5

H3

K1 K2

206

Parimate dünaamiliste omaduste saamiseks tuleb kasutada kahekontuurilist juhtimissüsteemi (joonis 4.10), kus kc = kI = 1 ja Tc = 3,5 ms, TI = 1 ms ning TμI = Tc + TI = 4,5 ms. Mooduloptimumile häälestamine nõuab voolukontuuris järgmiste parameetritega PI-regulaatorit (valem 4.11)

10 7011004502

6300102 μ

===⋅⋅⋅

⋅== erI

IcI

erI TT,,

,,,

kkTRTk ms.

Kiiruse kontuuri väike ajakonstant

Tμω = 2TμI + Tω = 2·4,5 + 1 = 10 ms.

Kiiruse kontuuri häälestamiseks mooduloptimumile on vajalik järgmise võimendusteguriga P-regulaator (valem 4.9)

110410102

630550375612 ωμω

ω =⋅⋅

⋅⋅⋅==

,,,

kTJikkk MMI

r

Kiiruse kontuuri sümmeetrilise optimumi korral on samuti vajalik PI-regulaator (valem 4.11), mille võimendustegur on võrdne eelmisega, ja ajakonstant Trω = 4Tμω = 4·10 = 40 ms.

b. Joonis 6.6

a.

207

6.2. Akutoitega elektriajamite arvutus

Selgitus. Antud alajaotuses vaadeldakse akutoitega elektriajameid, mille toitepinge Usup = 48 VDC. Madalpingelise toitevõrgu korral algab muunduri väljatöötamine enne mootori ja ülekandemehhanismi valikut.

Olgu pardatoiteallikast toidetava rakenduse algandmed samad mis eelmistes näidetes. Samuti olgu samad koormuse andmed. Jällegi töötatakse välja elektriajam, mis koosneb muundurist, sobivast mootorist ja ülekandemehhanismist. Võrreldud on võimalikke vahelduv-ja alalisvooluajamite lülitusi.

Omavalmistatud vaheldiga asünkroonajam. Tavaliselt kasutatakse vahelduvvooluajamites kolmefaasilist silda. Asünkroonmootori toitepinge on piiratud muunduri väljundpingega

2022,53

0,9532483

32

max

=⋅

−⋅

=−=kU

qU

U Fsupc V

kus Usup on alalisvoolu toiteallika pinge, qmax transistorlülitite maksimaalne suhteline lülituskestus, k voolu juhtivate transistoride arv ja UF IGBT-transistori pingelang. Sageli pole saada spetsiaalseid madalapingelisi vahelduvvoolumootoreid ning seetõttu tuleb üldotstarbeliste mootorite hulgast leida mootorid, mis töötavad madalal sagedusel fc madala pingega Uc

4,55220

2050=

⋅==

M

cMc U

Uff Hz

kus fM = 50 Hz on mootori nimisagedus ja UM = 220 V mootori nimipinge. Nõutaval ülekandemehhanismil on järgmised piirangud

MMG ′≥ , 76238ω =⋅=′′≥ MPG , ja 224,55502 =⋅⋅ω′≥

ω =c

MG

f

fi

Järgnevas tabelis on toodud kolme minimaalsete mõõtmete ja massiga planetaarülekannete tehnilised andmed.

# Ülekande-

mehhanism GP ,

W

Gω ,

srad

GM , Nm

i Gη , %

m, kg

LM , Nm

Lω ,

srad

LJ , kgm2

1 3P-25-1 1500 225 68,0 10,0 70 23 5,43 20,0 1,88

2 1MPz2-50 1500 105 48,4 3,75 73 67 13,88 7,5 13,33

3 1MPz2-50 2200 157 46,7 3,50 78 65 13,92 7,0 15,31

Koormuse andmed taandatakse mootori võllile valemiga

iMM

GL

η′

= , iL ωω ′= , 2i

JJL′

= .

Eelnevad andmed on ülekandemehhanismide tabelis.

Valitud asünkroonmootori parameetrid peavad rahuldama järgmisi võrratusi

208

LM MM ≥ ,

C

MLLM

f

fMP ω≥ ,

c

MLM f

fω≥ω ,

J

LM

JJλ

≥

Asünkroonmootorite toitepingega UM = 220 V tehnilised andmed on toodud järgnevas tabelis.

Mootor

4A ,MP

kW

,MsM Nm

,maxMMNm

,ωM

srad

,1R Ω ,1X Ω ,2R Ω ,2X Ω ,12X Ω ,MI A ,MJ kgm2

m, kg

80A 1,5 9,5 11,7 300 5,60 3,4 3,27 5,4 167 3,3 0,002 18

112M 3,0 54,3 67,9 100 2,53 2,2 1,88 3,0 566 7,4 0,017 56

112M 3,0 54,3 67,9 100 2,53 2,2 1,88 3,0 566 7,4 0,017 56

Esimene mootor, millel on küllaldane võimsus, väikesed mõõtmed ja mass, sobib tabeli esimeses reas oleva ülekandemehhanismiga.

Muunduri transistoride nimipinge peab ületama väärtust

86,5481,8 =⋅== supR kUU V,

kus k = 1,8 liigpingekaitse varutegur. Transistoride nimivool peab olema suurem kui

83,32,4 =⋅== MF kII A

kus k = 2,4 liigvoolukaitse varutegur ja IM mootori nimivool.

Ajamis sobivad kasutamiseks International Rectifier’i IGBT-moodulid CPV 364M4U. Nende kollektor-emitter pinge, kollektori vool ja päripingelang on URCE = 600 V, IFC = 20 A, UFCE = 2,1 V.

IGBT-mooduli CPV 364M4U baasil ehitatud elektriajami ühendusdiagramm on joonisel 6.7 ning komponentide funktsioonide kirjeldused on toodud lisas 4. Muunduri toitepingeks on siin akupatarei pinge. Juhtlülitus lülitab jõutransistore selliselt, et mootorit toidetakse pulsilaiusmoduleeritud pingega. Regulaator võrdleb seadesuurusi tegelike suurustega, kasutab juhtsignaalide genereerimiseks pulsilaiusmodulatsiooni ning jaotab need signaalid muunduri igale transistorile. Soovitav pinge kuju saadakse jõutransistoride avamise-ja sulgemisega konstantsel sagedusel. Moduleeritud pinge tekitab mootoris voolu, mis mootori ja ühenduskaabli induktiivsuste tõttu on siinuseline. Vaatamata sellele sisaldab vool madala sagedusega harmoonilisi, mis sõltuvalt võrgu näivtakistusest võib põhjustada pingemoonutusi.

Iga jõutransistoriga on rööpselt ühendatud diood. Need vabavooludioodid väldivad muundurit kahjustavaid endainduktsioonpingeid. Antud olukord võib tekkida induktiivkoormuse väljalülitamisel. Dioodid juhivad salvestunud energia muunduri sisendisse tagasi. Dioodid tekitavad haru, kus toimub reaktiivenergia vahetamine mootori ja muunduri vahel.

Elektriajami inertsmoment on

2,210,851,880,002

η=+=+=

L

LM

JJJ kgm2.


75,4311,7202,21ω

max

=−⋅

=−

=LM

La MM

Jt s

209

1,7520,57

2ς =

⋅==

vtaa m

2sm0,07

70,5

===atva

Stabiliseeritud rootori aheldusvooga asünkroonmootori parameetrid on järgmised:

0,831421673

314

23 12

12 =⋅⋅

=⋅=XL H

0,810,83143,4

314 121

1 =+=+= LXL H

0,810,83145,4

314 122

2 =+=+= LXL H

0,9850,810,8

1

121 ===

LLk , 0,985

0,810,8

2

122 ===

LLk

T/Itrip

HinU

HinV

HinW

LinU

LinV

LinW

V+

LeU

LeV

LeW

Joonis 6.7

VT4 VT5 VT6

VT1 VT2 VT3

M

VbUVbVVbWU V W

Regulaator

Juhtlülitus

Rg4 Rg1 Rg5 Rg2 Rg6 Rg3

Rsh

GND15VDC

210

0,030,9850,985-1 1σ 21 =⋅=−= kk

0,0240,810,03σ 1 =⋅== LL H

8,773,270,9855,6 2 2

221 =⋅+=+= RkRR Ω

Ajakonstandid ja mootori võrdetegurid arvutatakse valemitega

0,0038,77

0,024===

RLTe s

0,661500

0033,3ω =⋅

==M

MMMM P

Ik , 1,578,773,3-220

300ω =⋅

=−

≈RIU

kMM

MME

201,570,668,772,22 =⋅⋅⋅== MEMMM kkJRT s

Omavalmistatud pulsilaiusmuunduriga alalisvooluajam. Nõutaval ülekandemehhanismil on järgmised piirangud

MMG ′≥ , 76238ω =⋅=′′≥ MPG , ja ωω ′≥iG .

Järgnevas tabelis on toodud kolme minimaalsete mõõtmete ja massiga planetaarülekannete tehnilised andmed.

# Ülekande-

mehhanism

GP ,

W

Gω ,

srad

GM , Nm

i Gη , %

m, kg

LM , Nm

Lω ,

srad

LJ , kgm2

1 3P-25-1 750 125 64,0 10,0 70 14 5,43 20,0 1,875

2 1MPz2-50 1100 78 57,3 4,35 68 70 12,85 8,7 9,900

3 3P-28-1 1100 125 95,0 10,0 70 18 5,43 20,0 1,875

Koormuse andmed taandatakse mootori võllile valemiga

iMM

GL

η′

= , iL ωω ′= , 2i

JJL′

= .

Eelnevad andmed on ülekandemehhanismide tabelis.

Alalisvoolumootori toitepinge populaarseim lülitus on neljakvadrandiline pinget madaldav pulsilaiusmuundur. Sümmeetrilise juhtimise korral on pulsilaiusmuunduri pinge keskväärtus

Uc = qmax Usup – kUF = 0,95 · 48 – 2 · 2,5 = 40,6 V,

kus Usup on alalisvoolu toiteallika pinge, qmax transistoride maksimaalne suhteline lülituskestus, k voolu juhtivate transistoride arv ja UF IGBT-transistori pingelang.

Valime alalisvoolumootori, mille parameetrid sobivad ülekandemehhanismiga tingimusel

cM UU ≥ , LM MM ≥ , LLM MP ω≥ , J

LM

JJλ

≥ , LM ωω >

Alalisvoolumootorite tehnilised andmed on järgnevas tabelis.

211

# Mootor MP ,

W MM ,

Nm maxMM ,

Nm

Mω ,

srad

MI , A

MU , V

MR , Ω

ML , mH

MJ , kgm2

m, kg

1 PGT 2 2000 6,5 42,25 314 21,2 110 0,20 5 0,0020 79

2 PGT 4 4000 13,0 84,50 314 21,0 220 0,30 10 0,0007 109

3 PGT 2 2000 6,5 42,25 314 21,2 110 0,22 5 0,0020 79

Esimene mootor, millel on küllaldane võimsus, väikesed mõõtmed ja mass, sobib tabeli esimeses reas oleva ülekandemehhanismiga.

Pulsilaiusmuunduri transistoride nimipinge peab ületama väärtust

86,5481,8 =⋅== supR kUU V,

kus k = 1,8 on liigpingekaitse varutegur. Transistoride nimivool peab olema suurem kui

5121,22,4 =⋅== MF kII A

kus k = 2,4 liigvoolukaitse varutegur ja IM mootori nimivool.

Valime Semikron’i IGBT-transistorsilla SK 50 GD066ET, mis vastab antud rakenduse nõuetele. Transistoride kollektor-emitteri pinge, kollektorivool ja päripingelang on URCE = 600 V, IFC = 51 A, UFCE = 1,45 V.

Transistorsilla SK 50 GD066ET baasil valmistatud elektriajami ühendusskeem on joonisel 6.8 ja komponentide funktsioonid on kirjeldatud lisas 5.

Neljakvadrandiline pulsilaiusmuundur on kiiretoimelise reverseeritava ja reguleeritava kiirusega ajami põhiosaks. Reeglina välditakse siin katkevvoolutalitlust lülitussageduse suurendamisega või mootoriga jadaühenduses drosseli lisamisega.

Võimaldamaks talitlust pikkade ühenduskaablitega, lülitatakse muunduri väljundisse drossel. See kompenseerib kaablite mahtuvuse.

Kiiruse ja voolu regulaatorid saavad informatsiooni kasutajalt, milleks on seadekiirus. Seadekiirus võimaldab mootoril arendada nõutavat kiirust ja võllimomenti. Regulaatorid kaitsevad ajamit, kui olukord seda nõuab, ning annavad kasutajale informatsiooni ajami

Joonis 6.8

rad s

ω,

t, ms

1

0 100

2

MO

SO

I, A

1000

500

0

200

I

212

seisundi kohta. Mootorile rakendatud pinge täpse juhtimise puhul võib kasutaja olla kindel talitluse õigsuses.

Elektriajami inertsmoment

2,210,85

1,8750,002η

=+=+=L

LM

JJJ kgm2.


1,25,4342,25022,21ω

max

=−⋅

=−

=LM

La MM

Jt s

0,320,51,2

2ς =

⋅==

vtaa m

2sm0,42

1,20,5

===atva

Alalisvooluajami parameetrid on

550 =+=+= MC LLL mH

0,270,221,21,45

=+=+= MM

FCE RI

UR Ω

Joonis 6.9

50 VDC

GND

+12 VDC 12 VDC

-12 VDC

+M

-M

ES

SCC/PWM

TS

FVC

E R MN

+SET

–SET

+TACH

–TACH

ENA ENA\ ENB ENB\

+

VT1 VT2

VT3 VT4

CS

PGT2

M C

213

0,0180,270,005

===RLTe s

3,266,521,2

====M

MEMMM M

Ik k

6,343,263,260,272,21 =⋅⋅⋅== MEMMM kkJRT s

6.3. Pinget tõstvate muundurite arvutus

Eesmärk. Alalisvoolumootorile UM = 48 V ja käivitusvooluga IM max = 15 A on vaja koostada akutoitega Usup = 24 V alalisvoolumuundur. Nõutav lülitus ja ajadiagrammid vastavad joonistele 1.30, a ja 1.31, a. Muunduri lülitussagedus fc = 40 kHz. Koormuse võimsus

2071584 max =⋅== MMM IUP W.

Lüliti arvutus. Maksimaalne toitevool

3024

720 max ===M

Msup U

PI A.

Lüliti vastupinge peab olema suurem kui

49184 =+=+= FMR UUU V,

kus UF on dioodi päripingelang (eeldatavalt 1 V).

Lüliti VT pidevvoolul peab olema varutegur 1,5...3 Isup. Samuti peab pinge varutegur olema ligikaudu 1,8, et ületada liigpingeid. Selle tulemusena tuleb valida MOSFET-transistorid IXTP60N10T kataloogist IXYS Semiconductors Catalogue, mille põhilised tehnilised andmed on toodud alljärgnevas tabelis.

Parameeter Väärtus

Neelu ja lätte vaheline pinge URDS 100 V

Neelu pidevvool IFD 60 A

Neelu ja lätte vaheline staatiline takistus RDS 18 mΩ

Maksimaalne paisu ja lätte vaheline pinge UGS 10 V

Paisu laeng QGS 49 nC

Esifrondi kestus tr 40 ns

Voolu kahanemiskestus tf 37 ns

Siirde ja kere vaheline soojustakistus Rthjc 0,85 WCo

Kere ja radiaatori vaheline soojustakistus Rthch 0,50 WCo

Sokeldus TO-220

Leiame suhtelise lülituskestuse (pingelangu arvestamata)

214

5,048

2448 =−

=−

=M

supM

UUU

q .

Määrame juhtivuskaod, kasutades neelu ja lätte vahelist takistust ning neeluvoolu efektiivväärtust

( ) ( ) 1,810185,030 322

)( =⋅⋅== −DSsuponVT RqIP W.

MOSFET-transistoride lülituskaod on

( ) 26,2103740104030495,0 )(5,0 33max)( =⋅+⋅⋅⋅⋅⋅=+⋅= frcsupRswVT ttfIUP W.

Juhtimisega kaasnevad võimsuskaod

02,01040101049 39 =⋅⋅⋅⋅== −cGSGSVTGS fUQP W.

Summaarne võimsuskadu lülitis VT

38,1002,026,210,8w)()( =++=++= VTGSsVTonVTVT PPPP W.

Siirde temperatuuri piiramiseks τj = 105 ˚C eeldame, et keskkonnatemperatuur τa = 50 ˚C, siis jahutusradiaatori soojustakistus peab olema

65,33,05,085,038,10

50105ττ=−−−

−=−−−

−= thwthchthjc

VT

ajthh RRR

PR

WCo ,

kus Rthw = 0,3 on 1,5 mm paksuse alumiiniumoksiidist isoleertihendi ALO-220 soojustakistus. TO-220 sokeldusega MOSFET-transistoridel on isoleerimata alusplaat ja seetõttu on vajalik isoleertihend, et isoleerida dioodide ja transistoride potentsiaalid jahutusradiaatori potentsiaalist. Eraldatud seadiste korral võib isoleertihend puududa. Suure võimsusega muunduritele, mis töötavad kõrgendatud keskkonnatemperatuuril (τa = 70...80 ˚C), tuleb valida suurema pinnaga ja väiksema soojustakistusega jahutusradiaator.

Dioodi arvutus. Diood VD juhib koormusvoolu, siis kui transistor VT on suletud. Tähtsateks parameetriteks dioodi valikul on lülituskiirus, läbilöögipinge, nimivool, päripingelang ja sobiv sokeldus.

Valitud dioodi läbilöögipinge peab olema kõrgem maksimaalsest koormuspingest UM, sest vajalik varutegur 1,7...1,85 võimaldab taluda liigpingeid. Harilikult ületab valitud dioodi vool maksimaalse koormusvoolu IM max kahekordselt, et piirata siirde temperatuuri. Selle tulemusena valime Schottky dioodi mooduli DSA30C100PB firma IXYS Company tootekataloogist, mille põhiparameetrid on järgnevas tabelis.


Maksimaalne korduv vastupinge URAC 100 V

Pärivoolu keskväärtus IFA 2 · 15 A

Maksimaalne impulssvool IFA max 120 A

Päripingelang UFAC 1 V


215



Sokeldus TO-220AB

Kaks dioodi on paigutatud samasse keresse ja katoodid on kokku ühendatud (ühiskatoodiga lülitus). Dioodide parameetrid on erinevad ning kaks korda suurem pärivool saavutatakse mooduli minimaalsete mõõtmetega.

Päripingelang on dioodis peamiseks võimsuskadude põhjuseks. Dioodi maksimaalse võimsuskao võib arvutada päripingelangu ja maksimaalse koormusvoolu korrutisena

15151max =⋅== MFACVD IUP W.

Jahutusradiaatori arvutus toimub analoogselt pooljuhtlüliti radiaatori arvutusega. Eeldame, et keskkonnatemperatuur τa = 50 ˚C ning võttes arvesse kahe dioodi maksimaalse võimsuskao saame jahutusradiaatori soojustakistuse

WC12,13,05,075,1

1550105ττ °

=−−−−

=−−−−

= thwthchthjcVD

ajthh RRR

PR

kus Rthw = 0,3 on 1,5 mm paksuse alumiiniumoksiidist isoleertihendi ALO-220 soojustakistus. Valitud Schottky diood tuleb paigaldada sobiva soojustakistusega eraldatud jahutusradiaatorile või ühisele radiaatorile koos lülitustransistoride ja dioodiga. Jahutusradiaator tuleb valida märkimisväärselt väikese soojustakistusega Rthh.

Drosseli ehitus. Drossel L salvestab magnetvälja energiat. Seega on drossel ette nähtud konstantse voolu saamiseks või voolu muutumise piiramiseks. Pinget tõstva jõupooljuhtmuunduri induktiivsus valitakse maksimaalse pulsatsioonivoolu Ir piiramiseks. Väljunddrossel valmistatakse eeldusel, et drosseli pulsatsioonivool ei ületa sisendvoolu rohkem kui 15 %

5,424

72015,015,0 =⋅=⋅≤sup

Mr U

PI A.

Drosseli pulsatsioonivool on võrdeline rakendatud pingega ja pinge rakendamise kestusega ning pöördvõrdeline induktiivsusega. Nõutav induktiivsuse väärtus on

44,69)5,01(10405,4

2449)1( 3 =−⋅⋅⋅

−=−

−= q

fIUU

Lcr

supR μH.

Lisaks induktiivsusele on drosseli koostamisel tähtsateks parameetriteks maksimaalne alalisvoolu impulss ja maksimaalne töösagedus. Kasutades drosselit alalisvooluahelas, tuleb veenduda, et see üle ei kuumeneks ega küllastuks. Tuleb jälgida, et maksimaalsagedusest madalamal sagedusel töötaval drosselil poleks võimsuskaod lubatust suuremad. Suuremate võimsuskadude tulemuseks on ülekuumenemine ja küllastus. Drosseli voolu keskväärtus arvutatakse valemiga

305,01

151

max =−

=−

=q

II ML A.

Drosseli maksimaalne impulssvool

216

25,3225,430

2max =+=+= rLL

III A.

Sobiva drosseli võib valida firma West Coast Magnetics tootekataloogist ning alljärgnevas tabelis on toodud drosselite näited sellest kataloogist. Erilist tähelepanu drosseli valikul tuleb pöörata sellele, et induktiivsus ja maksimaalne impulssvool poleks arvutuslikest väiksemad. Valitud drosseli (tootekood 306-10) induktiivsus on 91 μH ja nimivool 39 A. Mõlemad suurused on kooskõlas väljatöötamise nõuetega.

Tootekood Induktiivsus L, μH Aktiivtakistus R, mΩ Nimivool IL, A

306-1 582 15,98 15,00

306-2 494 12,61 17,00

306-3 388 9,77 19,00

306-4 273 6,56 23,00

306-5 195 4,40 27,00

306-6 178 3,92 28,00

306-7 146 3,20 31,00

306-8 131 2,80 33,00

306-9 103 2,14 37,00

306-10 91 1,89 39,00

306-11 79 1,63 42,00

306-12 58 1,25 48,00

306-13 49 1,03 55,00

306-14 40 0,81 58,00

306-15 33 0,70 66,00

306-16 26 0,55 74,00

Drosseli mähist läbiv vool põhjustab võimsuskadusid aktiivtakistusel R. Võimsuskadu (rauaskadu) tekib ka drosseli magnetsüdamikus vahelduvpinge ümbermagneetiva toime tõttu, kuid see kadu on niivõrd väike, et enamikel juhtudel võib seda mitte arvestata. Mõnikord antakse drosseli maksimaalne töösagedus volt-sekund ühikutes, mis võimaldab hinnata rauaskadusid. Kaovõimsuse hajutamine tõstab drosseli temperatuuri. Tugev kuumenemine rikub mähise isolatsiooni ning suurendab rauaskadusid. Seetõttu tuleb alati jälgida, et ei ületataks drosseli parameetrite maksimaalväärtusi. Võimsuskaod drosselis avalduvad valemiga

7,11089,130 322 =⋅⋅== −RIP LL W.

Kondensaatori valik. Pinget tõstvatel muunduritel ei läbi drosseli vool koormust pidevalt. Suletud pooljuhtlülitite korral on drossel maandatud ja koormust toidetakse kondensaatorist C. Siit järeldub, et kondensaator on sobiv energiasalvesti ning pulsatsioonivoolude vähendaja eelnimetatud perioodil.

Tavaliselt lülitatakse pinget tõstva muunduri väljundisse kondensaator, mis vähendab pulsatsioonipinget Ur nõutava väärtuseni (0,1 % koormuse pingest). Kondensaatori mahtuvuse määramiseks pidevvoolutalitluses kasutatakse järgmist valemit eeldusel, et pulsatsioonipinge on mahtuvuse funktsioon

217

390610401048

5,01533

max =⋅⋅⋅

⋅=≥ −

cr

M

fUqIC μF.

Ekvivalentne jadatakistus (ESR), mis vähendab pulsatsioonipinget Ur arvutatakse järgmiselt

49,125,321048 3

max

=⋅

==−

L

r

IUESR mΩ.

Kondensaatorit läbiv pulsatsioonivool tekitab kondensaatoris võimsuskadusid, mis tõstab kondensaatori temperatuuri. Tugev kuumenemine lühendab oluliselt kondensaatori tööiga.

Kondensaatori pulsatsioonivoolu efektiivväärtus pidevvoolutalitluse korral arvutatakse valemiga

6,105,015max === qII MM A.

6.4. Pinget madaldavate muundurite arvutus

Eesmärk. Alalisvoolumootorile UM = 48 V ja käivitusvooluga IM max = 15 A on vaja koostada alalisvoolumuundur võimsusega PM = 720 W ja toitepingega Usup = 230 V. Selline kahe lülitiga pinget madaldav pulsilaiusmuundur on joonisel 1.28. Muunduri lülitussagedus fc = 40 kHz ja nõutav kasutegur ηc = 0,9.

Kahe lülitiga pinget madaldava muunduri pooljuhtlülitite pinge ei tohi ületada võrgupinget rohkem kui kahe dioodi pingelangu võrra. Seega pingete erinevus püsitalitluses võib olla ±10 % ja 15% siirdetalitluse korral. Maksimaalsed ja minimaalsed võrgupinged on

410151112230max =⋅⋅= ,,Usup V,

248850902230min =⋅⋅= ,,Usup V.

Nõutav toitevõrgu võimsus on seega

8009,0

720==

η=

c

Msup

PP W.

Lüliti arvutus. Eraldustrafo küllastuse vältimiseks ei tohi muunduri suhteline lülituskestus olla suurem kui 0,5. Antud tüüpi muunduri väljatöötamise reegli kohaselt on transistori avatud oleku maksimaalne kestus tsees lülitusperioodi vältel 0,4 (q = 0,4), seetõttu jõuab eraldustrafo südamik enne järgmist tsüklit demagneetida ja küllastust ei teki. Arvutuste lihtsustamiseks eeldatakse, et transistori vooluimpulsid on ristkülikukujulised, amplituudiga IF. Selle voolu amplituudväärtus on minimaalse sisendpinge korral

840248

800min

max =⋅

==,qU

PI

sup

supF A.

Transistoride valikul tuleb arvestada vastupinge (blokeerpinge) ohutusteguriga, mille väärtus on 1,8 kordne sisendpinge. Transistoride töövoolu valimisel on ohutusteguri väärtuseks kahekordne voolu amplituudväärtus. Seega valime lülitustransistorideks VT1 ja VT2 MOSFET-transistorid IXYS IXFH20N80P. Need on saadaval sokeldusega TO-247 ja isoleerimata alusplaadiga, nagu näitab järgnev tabel.

218


Neelu ja lätte vaheline pinge URDS 800 V

Neelu pidevvool IFD 20 A

Neelu ja lätte vaheline staatiline takistus RDS 520 mΩ

Esifrondi kestus tr 24 ns

Voolu kahanemise kestus tf 24 ns

Paisu laeng QGG 86 nC

Siirde ja kere vaheline soojustakistus Rthjc 0,25WCo


Maksimaalne paisu ja lätte vaheline pinge UGS 15 V

Sokeldus TO-247

MOSFET-transistoride juhtivuskaod on võrdelised kanali takistusega ning põhiliselt määratud neeluvooluga

31310520840 322max )( ,,RqIP DSFonDS =⋅⋅⋅=== − W.

Maksimaalsed lülituskaod arvutatakse valemiga

( ) ( ) 97,11024242

841010252

93

maxmax)( =⋅+⋅

⋅⋅⋅=+= −

frFsupC

swDS ttIUf

P W.

Transistori juhtimiskaod

03,01025151086 39 =⋅⋅⋅⋅== −cGSGSVTGS fUQP W

MOSFET-transistoride summaarne võimsuskadu

3,1503,097,13,13)()( =++=++= VTDSswDSonDSVT PPPP W

Transistori jahutusradiaatori soojustakistuste arvutus on sarnane pinget tõstva muunduri radiaatori arvutusega. Eeldame, et keskkonnatemperatuur on 50 ˚C, siis jahutusradiaatori soojustakistus peab olema järgmine

WC83,23,021,025,0

3,1550105ττ o

=−−−−

=−−−−

= thwthchthjcVT

ajthha RRR

PR ,

kus Rthw = 0,3 on 1,5 mm paksuse alumiiniumoksiidist isoleertihendi ALO-220 soojustakistus. Sarnase soojustakistusega jahutusradiaator on vajalik ka teisele lülitustransistorile.

Eraldustrafo ehitus. Põhiliseks eesmärgiks trafo väljatöötamisel on selle kasuteguri suurendamine ja maksumuse vähendamine. Antud eesmärki mõjutavad mitmed faktorid. Mõned faktorid, mis vajavad leevendamist, nõuavad kompromissi arenduseesmärkide või talitluskeskkonnaga. Nende hulka kuuluvad mass, võimsus, pindala, töötemperatuur, vaseskaod, rauaskaod, kasutegur, reguleerimine ja voolutihedus. Väljatöötamine algab trafole esitatavate spetsiifiliste mõistmisega ja määramisega.

219

Algselt määravad trafo väljatöötamise kolm tegurit, reguleerimine kt1 = 1, magnetahela ava kasutamine kt2 = 0,4 ja magnetiline induktsioon B = 0,1. Maksimaalne lüliti avatud oleku kestus

1610254,0

3 =⋅

== −C

sees fqt μs.

Trafode väljatöötamisel kasutatakse kahte meetodit, pindala meetodit ja südamiku geomeetria meetodit. Esimese meetodi eeliseks on südamike identifitseerimine tootja arvkoodi alusel. Need arvkoodid näitavad südamike mõõtmeid ja elektrilisi omadusi. Pindala meetodil arvutamine võimaldab projekteerijal saada südamike tehnilisi andmeid tootjate kataloogidest. Teine meetod on sobiv juhul kui vases-ja rauaskaod on rangelt piiratud. Need kaod mõjutavad trafo väljundit ning seega pinge reguleerimist. Siin näitab südamiku kujutegur kg magnetsüdamiku kasulikku pinda. Seda meetodit kasutatakse suhteliselt harva, sest see pole otseselt seotud tootjate kataloogide andmetega.

Südamiku geomeetria meetodit kasutatakse siin kahe lülitiga pinget madaldava muunduri eraldustrafo väljatöötamiseks.

Südamiku elektriline tegur ke avaldub järgmiselt

91101,01025145,010145,0 4262422 =⋅⋅⋅⋅=⋅⋅= −−Bfk ce .

Südamiku kujutegur

523911

408001

,,kkqP

ket

supg =

⋅⋅

== cm5.

Antud rakenduse jaoks valime firma CoreMaster International Inc. toroidsüdamiku TCA8132Q. See südamik põhineb magnetmaterjalil E-2000 Q, millel on minimaalsed kaod ja väike jääkmagnetism, mis on eriti oluline pinget madaldavate muundurite puhul. Valitud südamiku tehnilised andmed on toodud järgnevas tabelis.


Südamiku kujutegur kg 4,95

Küllastav magnetiline induktsioon B 1,1 T

Magnetiline läbitavus μ 30000

Südamiku mass mc 395 g

Südamiku pindala Ac 1,9 cm2

Ava pindala Aw 44,2 cm2

Kogu välispindala At 604 cm2

Toroidi välisraadius ro 10,4 cm

Toroidi siseraadius ri 7,5 cm

Toroidi kõrgus ς 2,85 cm

Primaarvoolu efektiivväärtus

06,54,08max1 =⋅== qII F A.

Primaarmähise keerdude arv

220

2091,0109,125000

4,02484

min1 =

⋅⋅⋅⋅

== −BAfqU

wcc

sup .

Primaarmähise voolutihedus

242

1 cmA120

4,01,0102,449,1250004,080022

δ =⋅⋅⋅⋅⋅

⋅⋅== −

twcc

sup

BkAAfqP

I .

Primaarmähise traadi ristlõikepindala

042,0120

06,5δ

11 ===

IIA cm2.

Kõrgsageduslike magnetkomponentide väljatöötamisel tuleb erilist tähelepanu pöörata pinnaefektile. Pinnaefekti puhul on magnetiline induktsioon juhtme pinna läheduses suurem kui magnetsüdamikus, st elektrivool liigub mööda juhi pinda. Pinnaefekt põhjustab juhi takistuse suurenemist sageduse suurenemisel. Voolu sissetungimise sügavust vaskjuhtmesse toatemperatuuril ning sõltuvalt sagedusest iseloomustab valem

042,025000

62,662,6===

cw f

r cm.

Järelikult optimaalne juhi ristlõikepindala on

0055,0042,0ππ 22 =⋅== woptw rA cm2.l

Seega on trafos sobiv kasutada AWG-20 tüüpi juhet ristlõikepindalaga A20AWG = 0,00518 cm2 ja

eritakistusega R20 AWG = 333,01 cmΩμ . Juhtme tehnilised andmed on toodud järgnevas tabelis

AWG Raadius, cm Ristlõike-

pindala, cm2

Eritakistus,

cmΩμ AWG

Raadius, cm

Ristlõike-pindala,

cm2

Eritakistus,

cmΩμ

10 0,129 0,0526 32,77 21 0,036 0,00410 419,95

11 0,115 0,0417 41,34 22 0,032 0,00326 529,53

12 0,103 0,0331 52,10 23 0,029 0,00258 667,98

13 0,091 0,0262 65,72 24 0,026 0,00205 842,19

14 0,082 0,0208 82,84 25 0,023 0,00162 1062,01

15 0,072 0,0165 104,50 26 0,020 0,00129 1338,91

16 0,065 0,0131 131,80 27 0,018 0,00102 1688,65

17 0,057 0,0104 166,14 28 0,016 0,000810 2129,27

18 0,051 0,00823 209,48 29 0,014 0,000642 2684,71

19 0,046 0,00653 264,14 30 0,013 0,000509 3385,83

20 0,042 0,00518 333,01 31 0,011 0,000404 4268,37

Primaarmähise juhtmete arv

221

800518,0

042,020

11 ===

AWGAAm .

Kaheksa juhtmega primaarmähise eritakistus (juhe AWG-20)

cmΩμ625,41

801,333δ

1

201 ===

mRR AWG .

Primaarmähise aktiivtakistuse saab arvutada mähise keskmise keerdude arvu (MLT) ja antud juhi vase takistuse kaudu. Keskmine keerdude arv magnetsüdamikulTCA8132Q

24,3295,4

2,449,1 22

=⋅

==g

wc

kAAMLT .

Seega on primaarmähise aktiivtakistus

28,010625,4120924,32δ 6111 =⋅⋅⋅=⋅= −RwMLTR Ω.

Primaarmähise vaseskaod

17,728,006,5 21

211 =⋅== RIP W.

Trafo sekundaarpinge on

5,1224,0

1482 =

+=

+=

qUUU FM V,

kui dioodi päripingelang UF = 1 V. Sekundaarmähise keerdude arv

104100

11248

5,122209100

1 1

min

212 =⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ +⋅⋅=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ += t

sup

kU

Uww .

Eraldustrafo ülekandesuhe on

01,2104209

2

1 ===wwkw .

Sekundaarmähise voolu efektiivväärtus

54,104,048

8002 === q

UP

IM

sup A.

Sekundaarmähise juhtme ristlõikepindala

088,0120

54,10δ

22 ===

IIA cm2.

Sekundaarmähise juhtmete arv

1700518,0

088,020

22 ===

AWGAAm .

Seitsmeteist juhtmega sekundaarmähise eritakistus (juhe AWG-20)

cmΩμ59,19

1701,333δ

2

202 ===

mRR AWG .

222

Sekundaarmähise aktiivtakistus

066,01059,1910424,32δ 6222 =⋅⋅⋅=⋅= −RwMLTR Ω.

Sekundaarmähise vaseskaod

30,7066.054,10 22

222 =⋅== RIP W.

Eraldustrafo summaarsed vaseskaod

47,1430,717,721 =+=+= PPPw W

Erikaod magnetsüdamikus

gmW18,0

21,0250001064,8

21064,8δ

1122,2834,17

1122,2834,17 =⋅⋅⋅=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛⋅= −− BfP cc .

Rauaskadu

07,03951018,0δ 3 =⋅⋅== −ccc mPP W.

Eraldustrafo kogukaod on vases-ja rauaskadude summa

54,1407,047,14 =+=+= cwt PPP W.

Watt´i tihedus avaldub valemiga

2cmW024,0

60454,14δ ===

t

tt A

PP .

Trafo kaod on mõnikord vahetult piiratud toitevõrgu nõutava kasuteguriga. Kuid palju sagedamini on trafo kaod piiratud südamiku ja mähiste temperatuuri liigse kasvuga. Trafo temperatuuri tõus avaldub valemiga

67,20024,0450δ450δτ 826,0826,0 =⋅=⋅= tP °C.

Rakenduse jaoks vajaliku trafosüdamiku mõõtmed peavad olema minimaalsed, mis võimaldavad nõutud kadusid südamikus, nõutavat temperatuuri ja toiteallika kasutegurit. Olme ja tööstuslikes rakendustes võib trafo välispinna temperatuur tõusta normaalselt 55 0C-ni, kuid sisemine temperatuur on sel juhul 100 °C. Seega tuleb märkida, et trafo peab olema arvutatud suure koormusega talitluse tarvis, st püsitalitluse jaoks arvestades mootori käivitusvoolu.

Eraldustrafo kasutegur arvutatakse valemiga

98,054,14800

800η =+

=+

=tsup

supt PP

P.

Dioodide valik. Dioodi VD3 ja VD vabavooludioodi vastupinged on erinevad. Järgnevate valemitega arvutatakse dioodide maksimaalsed vastupinged

( ) ( ) 25,824,0101,2

4,02481

min3 =

−⋅⋅

=−

⋅=q

qk

UU

w

supRVD V,

20401,2

410max ===w

supRVD k

UU V.

223

Majanduslikult efektiivsem ja tehniliselt paremini teostatav on kahe ühises keres paikneva ühise katoodiga dioodide (dioodmooduli) kasutamine väljundis. Seega on dioodmooduli vastupinge määratud vabavooludioodi VD vastupingega. Kuna kiiretel dioodidel on maksimaalne korduv vastupinge 380 V (ohutustegur 1,70...1,85) ja nimivool 30 A (kahekordne vool on valitud juhtivuskadude vähendamiseks ja kaitseks liigvoolude eest), siis võib neid kasutada antud rakenduses.

Tähtis on dioodi VD vastupinge taastumisaeg, kuna sisselülitamise siirdetalitluse korral läbib vool dioodi VD3 ja dioodi VD vastupinge taastumise perioodi vältel. See võib avalduda lülitites liigvooluna siirdetalitluse vältel. Selle tõttu valime IXYS Company (FREDs) poolt toodetud epitaksiaaldioodid DSEC 60-04A, mille tehnilised andmed on järgnevas tabelis.


Maksimaalne korduv vastupinge URAC 400 V

Pärivoolu keskväärtus IFA 2 · 30 A

Maksimaalne impulssvool IFSM 200 A

Päripingelang UFAC 1 V



Sokeldus TO-247AD

Järgmised valemid kirjeldavad kaovõimsuse hajutamist dioodid

64,0151max3 =⋅⋅== qIUP MFACVD W,

( ) ( ) 94,011511max =−⋅⋅=−= qIUP MFACVD W.

Jahutusradiaatori Nõutav soojustakistus

WC22,23,025,09,0

1550105ττ

3

o

=−−−−

=−−−+−

= thwthchthjcVDVD

ajthh RRR

PPR ,

kus Rthw = 0,3 on isoleertihendi soojustakistus. Mitmetes kahe lülitiga muundurite rakendustes paigutatakse pooljuhtseadised ühisele väikese soojustakistusega jahutusradiaatorile. Erinõudeks on isoleertihendite kasutamine kõikidel pooljuhtseadistel, et saada parim potentsiaalieraldus.

Drosseli mõõtmed. Drosseli L arvutamisel võtame pulsatsioonivoolu Ir maksimaalväärtuseks 20% IM max

3152,02,0 max =⋅=⋅= Mr II A.

Maksimaalne voolu pulsatsioon tekib maksimaalsel sisendpingel, kui lülitid on avatud lühiajaliselt. Suhteline lülituskestus tööpunktis on

( ) 24,0410

14801,2)(max

min =+⋅

=+

=sup

FMw

UUUkq .

224

Induktiivsuse määrab voolu järsk kahanemine, mis vastab lülitite suletud olekule

53240125000

11

1 =

−⋅=

−=

),()q(ft

mincmaxvдlj μs,

siit

86,03

1053)148()( 6max =

⋅⋅+=

+=

−

r

offFM

ItUU

L mH.

Pärast talitlusparameetrite määramist tuleb sobiv filter osta kaubandusvõrgust (kui võimalik) või arvutada filter kasutades selleks spetsiaalseid arvutusalgoritme.

Sisendkondensaatori valik. Sisendi filterkondensaator CF peab olema valitud selliselt, et saada minimaalse sisendpinge korral maksimaalne väljundvõimsus ja sobiva pulsatsiooniga pinge sagedusel 50 Hz. Kondensaatori valimisel tuleb arvestada kondensaatori voolu efektiivväärtust (peamine mehaaniliste pingete põhjus) ja nimipinget. Kondensaatori maksimaalne mahtuvus on

827)200248(509,0

800)(η 222

2min,2

min1

=−⋅⋅

=−

=supsupc

supf UUf

PC μF,

kus ηc = 0,9 on muunduri kasutegur, Usup min = 248 V minimaalse toitepinge tippväärtus ja Usup min,2 = 200 V toitepinge minimaalväärtus.

Valitud kondensaatorid HU32G471MRA 2 x 470 μF, 400 V on toodud HITACHI tootekataloogis. Juhtivuse kestus

250π2248200arccos

π2

arccos

1

min

2min,

=⋅⋅

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

=f

UU

t sup

sup

c ms.

Sisendi filterkondensaatori maksimaalvool

85,19102

)200248(10827)(3

62min,min

max =⋅

−⋅⋅=

−= −

−

c

supsupfcf t

UUCI A.

Väljundkondensaatori valik. Väljundkondensaatori ülesandeks on väljundpinge pulsatsiooni vähendamine nõutava tasemeni (0,5 %) ja energia salvestamine. Väljundkondensaatori valik põhineb nõuetel pinge pulsatsioonile. Väljundkondensaatori pulsatsioonivool on sama, mis drosseli pulsatsioonivool. Drosseli maksimaalne pulsatsioonivool Ir = 3 A (20 %). Selline pulsatsioon on tänu ekvivalentsele jadatakistusele (ESR), kuna mahtuvuslik komponent on väike. Väljundkondensaatori ekvivalentne jadatakistus arvutatakse eeldusel, et väljundpinge pulsatsioon oleks 0,5 % (Ur = 0,24 V)

80324,0

===r

r

IUESR mΩ.

Nõutav väljundkondensaatori mahtuvus on

50250001024,0

310

=⋅⋅

=⋅⋅

=cr

r

fUIC μF.

225

Täitmaks ESR-i ja pulsatsioonivoolu nõudeid, lisatakse väljundisse rööpselt ühendatud kondensaatorid mahtuvustega 200mΩ ja 100μF. Nende kondensaatorite pinge on 100 V, mida normaaltalitluse korral ei ületata. Mõnikord on odavam kasutada täiendavat LC-filtrit, et vähendada häireid ning vältida madala ESR-iga kallite elektrolüütkondensaatorite kasutamist.

Muunduri kogukaod ja kasutegur. Muunduri võimsuskaod tekivad passiivkomponentides (takistid, kondensaatorid, drosselid, trafod, jne) ja aktiivkomponentides (transistorid, dioodid, jne). Trafo südamiku ümbermagneetimiskaod (läbi dioodide VD1 ja VD2) on ligikaudu 0,2 W. Seega avalduvad antud muunduri kogukaod valemiga

34,882,06954,423,1522 123 =++++⋅=++++= VDVDVDtVTc PPPPPP W.

Madalaim kasutegur määratakse avaldisega

9,034,88800

800η =+

=+

=csup

supc PP

P.

Madal kasutegur on ligikaudu 90 %, kuid muunduri talitluse korral nimitingimustes suureneb see tunduvalt, saavutades väärtuse 92…94 %.

226

Lisad. Lülitusskeemide spetsifikatsioonid

Lisa 1. Firma Mitsubishi Electric servoajam

Joonis 6.1 Ühendusskeem 220 VAC Toitevõrk 24 VDC Digitaalsete sisendite/väljundite toide NFB Kaitselüliti MC Magnetkäiviti FR Võimsustegurit parandav drossel või liinifilter TE Jõuahela toiteklemmid DE Digitaalsed sisendid/väljundid CN1 Juhtsignaalide ühendusklemmid (I/O signal connector) CN2 Asendianduri ühendusklemmid CN3 RS-232C arvuti sideliides P, C, BC Pidurdustakisti ühendusklemmid B1, B2, BE Elektromagnetilise pidurduse klemmid L1, L2 Ajami toiteklemmid (jõusisend) U, V, W Servomootori toiteklemmid M Mootor PE, E Maandusklemmid SG Jõuahela ühisklemm V24 Alalispingeväljund, 24 V, 200 mA V+ Digitaalväljundi jõuklemm SON Käivitussignaali klemm ST1, ST2 Pöörlemissuuna signaalid DI1 Kõrge/madala kiiruse valik ALM Veasignaali väljund PF Positsioneerimise lõpetamine ZSP Nullkiiruse väljundsignaal

Lisa 2. Firma Sew Eurodrive asünkroonajam

Joonis 6.3 Ühendusskeem 220 VAC Toitevõrk 24 VDC Digitaalsete sisendite/väljundite toide PS Jõuahel PP Protsessor M Mootor ND Liinidrossel NF Sisendfilter HF Väljundfilter BE Pidurdustakisti ühendusklemmid X0 Maandusklemmid X1…X14 Juhtahelate klemmid 1, 2, 3 Ajami toiteklemmid

227

4, 5, 6 Mootori toiteklemmid 8, 9 Pidurdustakisti ühendamise võimalus 31 Seadepotentsiomeeter, alalispinge10 V 34 Seadesignaali sisend 0 Kereühendus (10 V) 40 Väline toitevõrk 24 V (diagnostikaseadmetele) 44 Täiendav alalispingeväljund 24 V 41 Edasisuuna peatamisnupu sisend 42 Tagasisuuna peatamisnupu sisend 43 Kiirpeatamise sisend 47 Rambi generaatori sisend 30 Kereühendus (24 V) 60 Kahendkoodi seadesisend 61 Piduri vabastamise kahendkood sisend 62 Veasignaali väljund (kahendkood) 48 Madala kiiruse kahendkoodi sisend 49 Kõrge kiiruse kahendkoodi sisend X4 Klaviatuuri liides RS-232 ja RS-485 jadaliides

Lisa 3. Alalisvooluajam BTU 3601

Joonis 6.5 Ühendusskeem X1 Jõuahela klemmid X2 Juhtahela klemmid M Mootor BR Tahhogeneraator T Toitetrafo L1 Siludrossel PA, PV Koormuse ampermeeter ja voltmeeter R1, R2, R3 Seadetakistid K1, K2 Suuna valiku releed R4, R5, K3 Voolu piiramise takistid ja relee F6 Kaitselüliti A1, B1, C1 Juhtimissüsteemi toiteklemmid A3, B3, C3 Toitetrafo sekundaarklemmid 8, 13 Mootori toiteklemmid 11, 12, 13 Koormuse ampermeetri ja voltmeetri klemmid 14, 16 Välised jõuklemmid (24 V) 15, 17, 18 Seadekiiruse klemmid ( ±15 V) 19, 16 Välised jõuklemmid ( -24 VDC) 20, 15 Regulaatori blokeerrelee kontaktid 21, 22 Kiiruse sättimine 23, 22 Tahhogeneraatori klemmid 26, 14 Signaallampide klemmid 27, 17 Voolu piirava takisti klemmid 28, 15 Voolu piiramise tihvtklemmid 29, 22 Täiendavad sisendid kiiruse sättimiseks

228

Lisa 4. Asünkroonajam

Joonis 6.7 Ühendusskeem M Mootor VT1…VT6 Jõulülitid U, V, W Jõuahela väljund V+ Jõusisend LeU…LeW Jõuahela sisend 15VDC Juhtahela toide GND Jõuahela ühisklemm VbU…VbW Vooluandurid HinU…HinW Kõrge sagedusega juhtsignaalid LinU…LinW Madala sagedusega juhtsignaalid T/Itrip Kuumenemis-ja liigkoormuskaitse Rg1…Rg6 Paisu voolu piirajad Rsh Šundid

Lisa 5. Alalisvooluajam

Joonis 6.8 Ühendusskeem VT Jõulülitid 50 VDC Toitepinge GND Jõuahela ühisklemm 12 VDC Väline toide ±12 VDC Alalispingeväljund ±M Mootori toitepinge (45 V) ±SET Seadesignaalide sisendid ±TACH Tahhogeneraatori sisend EN A…B\ Enkoodri sisend E Lubav sisendsignaal R Väljundsignaal “valmis” MN Monitori väljund PS MOSFET-moodul PWM PWM- juht-ja kaitseahelad SCC Kiiruse/voolu regulaator C Drossel ES Elektromotoorjõu andur CS Vooluandur TS Tahhomeetriline andur FVC Sageduse-pinge muundur

229

Täiendavat lugemist

Monograafiad

1. Agrawal, J. P., Power Electronic Systems: Theory and Design, Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 2001. 562 p. ISBN: 0134428803

2. Ahmed, A., Power Electronics for Technology, Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 1999. 427 p. ISBN: 0132310694

3. Ang, S. S., Power-Switching Converters, NY: M. Dekker, 1995. 412 p. ISBN: 0824796306

4. Baliga, B. J., Power Semiconductor Devices, Boston: PWS Publishing Co., 1996. 624 p.

5. Barnes, M., Practical Variable Speed Drives and Power Electronics, Newnes, MA, 2003. 286 p. ISBN: 0750658088

6. Barton, T. H., Rectifiers, Cycloconverters and AC Controllers, Oxford: Clarendon Press; NY: Oxford University Press, 1994. 687 p. ISBN: 0198561636

7. Batarseh, I., Power Electronic Circuits, Hoboken, NJ: John Wiley, 2004. 574 p. ISBN: 0471126624

8. Benda, V., J. Gowar, and D. A.Grant, Power Semiconductor Devices: Theory and Applications, Chichester; NY: Wiley, 1999. 419 p. ISBN: 047197644X

9. Bradley, D. A., Power Electronics, NY: Chapman & Hall, 1994. ISBN: 0412571005

10. Brown, M., Practical Switching Power Supply Design, San Diego: Academic Press, 1990. 240 p. ISBN: 0121370305

11. Bürkel, R. and T. Schneider, Fast Recovery Epitaxial Diodes (FRED): Characteristics, Applications, Examples, Lampertheim: IXYS Semiconductor Data Book, 1998

12. Cattermole, K. W., Principles of Pulse Code Modulation, NY: Elsevier, 1969. ISBN: 444197478

13. Circuits and Components for Power Electronics, Berlin; Munchen: Siemens Aktiengesellschaft, 1988. 33 p. ISBN: 3800938758

14. Dorf, R. and Bishop, R., Modern Control Systems, Addison-Wesley, New York, 1995. 807 p. ISBN: 0201845598

15. Erickson, R. W. and D. Maksimovic, Fundamentals of Power Electronics, Norwell, Mass.: Kluwer Academic, 2001. 883 p. ISBN: 0792372700

16. Facts Worth Knowing About Frequency Converters, Danfoss A/S, 1991. 136 p. ISBN: 8787411024

17. Grant, D. A. and D. Gower, Power MOSFETS – Theory and Application, New York: Wiley, 1989. 504 p. ISBN: 047182867X

18. Hart, D. W., Introduction to Power Electronics, Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall, 1997. 418 p. ISBN: 0023511826

19. Heumann, K., Basic Principles of Power Electronics, Berlin [etc.]: Springer, 1986, 294 p. ISBN: 3540161384

230

20. Hoft, R. G., Semiconductor Power Electronics, Krieger, 1991, 384 p., Reprint of Van Nostrand Reinhold, 1986. 384 p.

21. Holmes, D. G. and T. A. Lipo, Pulse-Width Modulation for Power Converters: Principles and Practice, Hoboken, NJ: John Wiley, 2003. 724 p. ISBN: 0471208140

22. Ibrahim, K. F., Electronic Systems & Techniques, London: Addison Wesley; Longman, 1994. 400 p.

23. IEC60747-1, General Remarks on Maximum Ratings and Characteristics. Tests

24. IEC60747-2, Rectifier Diodes

25. IEC60747-9, Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBTs)

26. Jacob, J. M., Power Electronics: Principles & Applications, Albany: Delmar Thomson Learning, 2002. 525 p. ISBN: 0766823326

27. James, M., Higher Electronics, Oxford [etc.]: Newnes, 1999. 310 p. ISBN: 075064169X

28. Joller, J., Jouelectroonika, Tallinn Technical University, 1996. 216 p. ISBN: 9985690095

29. Kassakian, J. G., M. F. Schlecht, and G. C. Verghese, Principles of Power Electronics, MA: Addison-Wesley, 1992. 738 p.

30. Kazmierkowski, M. P. and H. Tunia, Automatic Control of Converter-Fed Drives, Amsterdam; NY: Elsevier; Warszawa: PWN, Polish Scientific Publishers, 1994. 559 p. ISBN: 044498660X

31. Kazmierkowski, M. P. (editor), Control in Power Electronics: Selected Problems, Amsterdam; NY: Academic Press, 2002. 518 p. ISBN: 0124027725

32. Kenjo, T., Power Electronics for the Microprocessor Age, Oxford [England]; NY: Oxford University Press, 1990. 349 p. ISBN: 0198563302

33. Khanna, V. K., The Industrial Gate Bipolar Transistor, IGBT. Piscataway (NY): IEEE Press; Hoboken, NY: Wiley Interscience. 2003. 627 p. ISBN: 0471238457

34. Krein, P. T., Elements of Power Electronics, NY: Oxford University Press, 1998. 766 p. ISBN: 0195117018

35. Kyyra, J., Suuntaajatekniikka, Helsinki: Teknillinen korkeakoulu, 1995. 328 p.

36. Lander, C. W., Power Electronics, London; NY: McGraw-Hill, 1993. 480 p. ISBN: 0077077148

37. Laugis, J. and T. Lehtla, Asunkroonajamite Sagedusjuhtimine, Tallinn: Tallinn University of Technology, 1994. 92 p.

38. Lee, F. C. (editor), Power Electronics Technology and Applications II, NY: The Institute of Electrical and Electronics Engineers, 1997. ISBN: 0780341910

39. Lehtla, T., Power Electronics and Electrical Drives, Tallinn: Tallinn University of Technology, 2003. 103 p. ISBN: 998569029X

40. Lehtla, M., Electroonikaseadmete Raalprojekteerimine, Tallinn: Tallinn University of Technology, 2002. 140 p. ISBN: 9985690257

231

41. Lenk, J. D., Complete Guide to Electronic Power Supplies, Englewood Cliffs, NJ: Prentice Hall, 1990. 272 p. ISBN: 0131728180

42. Leonhard, W., Control of Electric Drives, NY: Springer-Verlag, 1996. 420 p. ISBN: 3540593802

43. Luo, F. L. and H. Ye, Advanced DC/DC Converters, Boca Raton, FL: CRC Press, 2003. 792 p. ISBN: 0849319560

44. Marston, R. M., Power Control Circuits Manual. Oxford, [England]; Boston; Mass.: Newnes, 1997. 220 p. ISBN: 0750630051

45. Mazda, F. F., Power Electronics Handbook, Oxford [England]: Newnes; Boston: Butterworth, 1997. 441 p. ISBN: 0750629266

46. Mohan, N. First Course on Power Electronics and Drives, Minneapolis, MN: MNPERE, 2003. 248 p. ISBN: 0971529221

47. Mohan, N., T. M. Undeland, and W. P. Robbins, Power Electronics: Converters, Applications, and Design, Hoboken, NJ: John Wiley & Sons, 2003. 802 p. ISBN: 0471226939

48. Nicolai, U., T. Reimann, J. Petzoldt and J. Lutz, Semikron: Application manual power modules, Verlag ISLE, 2000.

49. Ozenbaugh, R. L., EMI Filter Design, New York: Marcel Dekker, 2001.319 p.

50. Paice, D. A., Power Electronics Converter Harmonics: Multipulse Methods for Clean Power, Wiley, 2001, 222 p. ISBN: 0780353943

51. Patrick, D. R. and S. W. Fardo, Industrial Electronics: Devices and Systems. Lilburn, Ga: Fairmont press; Basel: Dekker. 2000. 671 p. ISBN: 0824705017

52. Pressman, A. I., Switching Power Supply Design, New York: McGraw-Hill, 1998, 682 p. ISBN: 0070522367

53. Rankis, I., Energoelektronika: Otrais atkartotais izdevums, Riga: RTU Izdevnieciba, 2004. 160 p. ISBN: 9984323781

54. Rashid, M. H. (editor), Power Electronics Handbook, San Diego: Academic Press, 2001. 895 p. ISBN: 0125816502

55. Rashid, M. H., Power Electronics, Circuits, Devices and Applications, Upper Saddle River, NJ: Pearson Education, 2003. 912 p.

56. Reddy, R. S., Fundamentals of Power Electronics, Boca Raton, Fla.: CRC Press; New Delhi: Narosa Pub. House, 2000. 190 p. ISBN: 0849309344

57. Rincon-Mora, G. A., Voltage References: From Diodes to Precision High-Order Bandgap Circuits, Piscataway, NJ: IEEE Press; New York: Wiley-Interscience, 2002. 168 p. ISBN: 0471143367

58. Rombaut, C. and G. Seguier, Power Electronic Converters – AC/AC Conversion, McGraw-Hill, 1987. 340 p.

59. Rosen, A. and F. J. Zutavern (editors), High-Power Optically Activated Solid-State Switches, Boston: Artech House, 1994. 377 p. ISBN: 0890065071

232

60. Ross, J. N., The Essence of Power Electronics, London; NY: Prentice Hall, 1997. 217 p. ISBN: 0135256437

61. Seguier, G., Power Electronic Converters: DC-AC Conversion, Berlin; NY: Springer-Verlag, 1993. 444 p. ISBN: 3540549749

62. Sen, P. C., Principles of Electric Machines and Power Electronics, NY: John Wiley & Sons, 1997. 615 p. ISBN: 0471022950

63. Shepherd, W., Power Electronics and Motor Control, Cambridge [etc.]: Cambridge University Press, 1995. 539 p. ISBN: 0521478138

64. Sillakivi, P., Electronic Circuits: Examples for Project Based Subject "Technologies of Electronic Products", Tallinn: [Tallinna Tehnikaulikooli Kirjastus], 2003. 25 p. ISBN: 9985594002

65. Skvarenina, T. L. (editor), The Power Electronics Handbook, Boca Raton, Fla.: CRC Press, 2002. p. 664 ISBN: 0849373360

66. Subrahmanyam, V., Power Electronics, New York: J. Wiley, 1997. 786 p. ISBN: 0470233419

67. Sum, K. K., Switch Mode Power Conversion, Basic Theory and Design, New York: M. Dekker, 1984. 324 p. ISBN: 0824772342

68. Tarter, R. E., Solid-State Power Conversion Handbook, NY: Wiley, 1993. 719 p. ISBN: 0471572438

69. Thollot, P. A. (editor), Power Electronics Technology and Applications, NY: Institute of Electrical and Electronics Engineers, 1992. 429 p. ISBN: 0780308808

70. Thorborg, K., Power Electronics, (English translation of Kraftelektronik), NY: Prentice Hall, 1988. 504 p. ISBN: 0136865933 0136865771

71. Tihanyi, L., Electromagnetic Compatibility in Power Electronics, NY: IEEE Press; Sarasota, Fla.: JK: Eckert; Oxford, U.K.: Butterworth Heinemann, 1995. 403 p. ISBN: 0780304160

72. Trzynadlowski, A. M., Introduction to Modern Power Electronics, NY: Wiley, 1998. 433 p. ISBN:0471153036

73. Tse, C. K., Complex Behavior of Switching Power Converters, Boca Raton: CRC Press, 2004. 262 p., ISBN: 0849318629

74. Vithayathil, J., Power Electronics: Principles and Applications, NY: McGraw-Hill, 1995. 632 p. ISBN: 0070675554

75. Vodovozov, V. M. and R. Jansikene, Electronic Engineering, Tallinn: TUT, 2006. 148 p. ISBN: 109985690397

76. Vodovozov, V. M. and R. Jansikene, Power Electronic Converters, Tallinn: TUT, 2006. 120 p. ISBN: 9985690389

77. Waggoner, R. M. (editor), Practical Guide to Quality Power for Sensitive Electronic Equipment, Overland Park, Kan.: EC&M Books, 1997. 144 p. ISBN: 0872886670

233

78. Whittington, H. W., B. W. Flynn, and D. E. MacPherson, Switched-Mode Power Supplies - Design and Construction, Taunton, Somerset, England: Research Studies Press; New York: Wiley, 1997. 236 p. ISBN: 0863802036

79. Williams, B. W. Power Electronics: Devices, Drivers, Applications, and Passive Components, NY: McGraw-Hill, 1992. 542 p. ISBN: 0070704392

80. Williams, T., EMC for Product Designers, Oxford; Boston: Newnes, 2001. 360 p. ISBN: 0750649305

81. Wu, K. C., Pulse-Width Modulated DC/DC Converters, New York: Chapman & Hall: International Thomson Pub., 1997. 234 p. ISBN:0412105411

82. Wu, K. C., Transistor Circuits for Spacecraft Power System, Norwell, Mass.: Kluwer Academic Publishers 2003. 217 p. ISBN:1402072619

83. Башарин А. В., В. А. Новиков, Г. Г. Соколовский., Управление электроприводами, Ленинград: Энергоатомиздат. 1982. 392 с.

84. Водовозов А. М., Элементы систем автоматики, Москва: Академия. 2006. 224 с. ISBN 5769529342

85. Водовозов В. М., Теория и системы электропривода, С.-Петербург: Изд-во СПбГЭТУ «ЛЭТИ». 2004. 305 с. ISBN 5762905675

86. Герман-Галкин С. Г. и др., Цифровые электроприводы с транзисторными преобразователями, Ленинград, Энергоатомиздат, 1986. 248 с.

87. Глазенко Т. А., Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянного тока, Ленинград, Энергия. 1973. 304 с.

88. Горбачев, Г. Н. и Е. Е. Чаплыгин, Промышленная электроника, Москва: Энергоатомиздат, 1988. 319 с. ISBN: 5283005178

89. Грузов, В. Л., Вентильные преобразователи, Вологда, ВоГТУ, 2002. 92 с. ISBN: 5878511800

90. Ибрагим, К. Ф., Основы электронной техники. Элементы, схемы, системы, Москва: Мир, 2001. 397 с. ISBN: 5030033947

91. Колпаков, А. И., В лабиринте силовой электроники, СПб: Изд-во Буковского, 2000.

92. Розанов, Ю. К., Основы силовой электроники, Москва: Энергоатомиздат, 1992. 296 с. ISBN: 5283006816

93. Руденко, В. С., В. И. Сенько и В. В. Трифонюк, Основы промышленной электроники, Киев: Вища шк., 1985. 400 с.

94. Семенов, Б. Ю., Силовая электроника для любителей и профессионалов, Москва: Солон-Р, 2001. 327 с. ISBN: 5934550896

95. Соколовский Г.Г., Электроприводы переменного тока с частотным управлением, Москва: Академия, 2006. 272 с. ISBN: 5769523069

96. Терехов В. М., О. И. Осипов., Системы управления электроприводов, Москва: Академия, 2006. 304 с. ISBN 5769529113

234

97. Уильямс, Б. В., Силовая электроника: приборы, применение, управление, Москва: Энергоатомиздат, 1993. 542 с. ISBN: 0070704392

Sõnastikud

1. Amos, S. W., Newnes Dictionary of Electronics, Oxford [etc.]: Newnes, 1999. 389 p. ISBN: 0750656425

2. IEEE Standard Dictionary of Electrical and Electronics Terms – Fifth Edition, IEEE, 1993. 1568 p.

3. Power Sources Manufacturers Association, Inc., Handbook of Standardized Terminology for the Power Sources Industry, Los Angeles, CA. 1995. 95 p.

4. Лисовский, Ф. В. и И. К. Калугин, Англо-русский словарь по радиоэлектронике, Москва, Руссо, 1999. 752 с. ISBN: 5887211210

5. Мостицкий, И. Л., Новейший англо-русский толковый словарь по современной электронной технике: Ок. 8000 терминов, Москва: Лучшие книги, 2003. 527 с. ISBN: 5936730220

6. Федоров, Н. Д и Д. Н. Федоров, Толковый словарь по электронике М.: Радио и связь, 2001. 237 с. ISBN: 5356015109

7. Черепанов, А. Т., Англо-русский словарь сокращений по компьютерным технологиям, информатике, электронике и связи: Ок. 12 500 ед., Москва: Рус. яз, 2000. 496 с. ISBN: 5200027527

Simulatsiooni keskkonnad

1. Attia, J. O., PSpice and Matlab for Electronics: An Integrated Approach, FL: Boca Raton [etc.], CRC Press, 2002. 338 p. ISBN: 0849312639

2. Berube, R. H., Computer Simulated Experiments for Electric Circuits Using Electronics Workbench, NJ: Upper Saddle River, OH: Columbus, Prentice Hall, 1997. 263 p. ISBN: 0133596214

3. Borris, J. P., Semiconductor Devices Simulation Using Electronics Workbench, NJ: Upper Saddle River, OH: Columbus, Prentice-Hall, 2000. 207 p. ISBN: 0130260835

4. Craig, E. C., Laboratory Manual for Electronics via Waveform Analysis, New York [etc.]: Springer, 1994. 130 p. ISBN: 0387941363

5. Gosling, J. B., Simulation in the Design of Digital Electronic Systems, Cambridge [etc.]: Cambridge University Press, 1993. 273 p. ISBN: 0521426723

6. Horsey, M. P., Electronics Projects Using Electronics Workbench, Oxford [etc.] : Newnes, 1998. 227 p. ISBN: 0750631376

7. Kularatna, N., Power Electronics Design Handbook, Boston: Newnes, 1998. 300 p. ISBN: 0750670738

8. Lenk, J. D., Simplified Design of Switching Power Supplies, Boston: Butterworth-Heinemann, 1995. 224 p. ISBN: 0750695072

9. Massobrio, G., Semiconductor Device Modeling with Spice, New York: McGraw-Hill, 1993. 479 p. ISBN: 0070024693

235

10. Price, T. E., Analog Electronics: An Integrated PSpice Approach, London [etc.]: Prentice hall, 1997. 706 p. ISBN: 0132428431

11. PSpice Reference Guide, Oregon: Cadence PCB System Division. 2000

12. PSpice User’s Guide, Oregon: Cadence PCB System Division. 2000

13. Raghuram, R., Computer Simulation of Electronic Circuits, New York [etc.]: New Delhi: Wiley; Wiley Eastern, 1989. 246 p. ISBN: 0470213310

14. Ramshaw, R. and D. Schuurman, PSpice Simulation of Power Electronic Circuits, An Introductory Guide, NY: Chapman & Hall, 1996. 400 p. ISBN: 0412751402

15. Tuinenga, P. W., Spice: A Guide to Circuit Simulation and Analysis Using PSpice, NJ: Englewood Cliffs, Prentice Hall, 1995. 288 p. ISBN: 0134360494

16. Болотовский, Ю. И. и Г. Таназлы, OrCAD. Моделирование, Поваренная книга, Москва: Солон-Пресс. 2005

17. Водовозов, В. М., Проектирование электропривода с использованием пакета eDrive, СПб: Изд-во СПбГЭТУ “ЛЭТИ”, 2006, 32 с.

18. Герман-Галкин, С. Г., Силовая электроника: Лабораторные работы на ПК, Москва: Корона Принт, 2002. 304 с.

19. Карлащук, В. И., Электронная лаборатория на IBM PC: Программа Electronics Workbench и ее применение, Москва: Солон-Р, 1999. 70 с. ISBN: 5934550063

20. Панфилов, Д. И., В. С. Иванов и И. Н. Чепурин, Электротехника и электроника в экспериментах и упражнениях: Практикум на Electronics Workbench: В 2 т. Т. 1: Электротехника, Москва: Додэка, 1999. 304 с. Т. 2: Электроника, Москва: Додэка, 2000. 288 с. ISBN: 5878350513

21. Разевиг, В. Д., Система сквозного проектирования электронных устройств DesignLab 8.0, Москва: Солон. 1999.

Ajakirjad

AEU – International Journal of Electronics and Communications Chip News Computers and Electrical Engineering Electric Power System Research Electromechanical and Power Systems EPCOS Components EPE Journal IEEE Industry Applications Magazine IEEE Power Engineering Review IEEE Transactions on Components, Hybrids and Manufacturing Technology IEEE Transactions on Education IEEE Transactions on Energy Conversion IEEE Transactions on Industrial Electronics IEEE Transactions on Industry Applications IEEE Transactions on Fuzzy Systems IEEE Transactions on Mechatronics

236

IEEE Transactions on Power Electronics International Journal of Electrical Power & Energy Systems Power Systems World Solid-State Electronics Известия вузов. Электроника Компоненты и технологии Силовая электроника Практическая силовая электроника Электронные компоненты

237

Kasutatud lingid

Jõupooljuhtmuundurite ja elektriajamite tootjad

ABB – http://www.abb.com/ Advanced Power Technology – http://www.advancedpower.com/ Danfoss – http://www.danfoss.com/products/ International Rectifier – http://www.irf.com/product-info/ IXYS – http://www.ixys.com/ Maxon Motor – http://www.maxonmotor.com/ Mean Well – http://www.meanwell.com/ Mitsubishi Electric – http://www.mitsubishielectric.com/ National Semiconductor – http://www.national.com/ Nihon Electronic – http://www.niec.co.jp/ Omron – http://www.omron.com/ Schneider Electric – http://www.schneider-electric.com/ Semikron – http://www.semikron.com/ Sew-Eurodrive – http://corporate.sew-eurodrive.com/ Siemens – http://www.siemens.com/ Symmetron – http://www.symmetron.ru/suppliers/ Texas Instruments – http://www.ti.com/ Toshiba – http://www.toshiba.com/taec/

Komponentide tootjad

Advanced Micro Devices – http://www.amd.com/ American Microsystems – http://www.amis.com/ Analog Devices – http://www.analog.com/ Fujitsu – http://www.fujitsu.com/global/ General Instrument – http://www.antiquetech.com/companies/GI.htm Hitachi – http://www.hitachi.com/ Infineon – http:// www.infineon.com Intel – http://www.intel.com/ Motorola – http://www.motorola.com/ NEC – http://www.nec.com/ ON Semiconductor – http://www.onsemi.com/ RCA – http://www.rca.com/ Rockwell – http://www.rockwellautomation.com/ Samsumg – http://www.samsung.com/ Siliconix – http://www.1stcallelectronics.com/ Tyco Electronics – http://www.tycoelectronics.com/ Zilog – http://www.zilog.com/

238

Aineregister aeg

vastupinge taastumis, 71 ahel

anduri, 45 aheldusvoog, 166

kasulik, 167 puiste, 167 rootori, 167 staatori, 167

ajakonstant suur, 151 väike, 151

aktiivtakistus, 10 alaldi

aktiiv, 21 keskväljavõttega, 17 mittetüüritav, 14 passiivne, 13 poolperiood, 17 PWM, 127 reversseeritav, 18 sild, 17 tüüritav, 14 Vienna, 21

alaldid, 13 alalisvoolu

dc, 9 ankur, 165 asendi koodandur, 167 automaatkaitselüliti, 77 avarii, 75 blokeerimine, 77 diagramm

aja, 92 talitlus, 92

diferentsiaator, 147 diood

vabavoolu tagasitoite, 24 drossel

silu, 63 elektriajam, 9 elektriajamid, 7 elektrienergia rekuperatsioon, 82 elektriskeemid, 14 elektromotoorjõud

endainduktsiooni, 168 pöörlemise, 168 transformatoorne, 168 vastu, 168

elektromotoorjõud, EMF, 10 elektroonika, 7

jõu, 9 juhtimine, 9

elektroonseid, 9 EMC, 19 energia rekuperatsioon, 81 ergutusvoog, 166 filter, 85

aktiiv, 142 kõrgpääs, 87

funktsioon ülekande, 139

generaator kandevsignaali, 91

häiringud, 83 hoomoment, 165 induktiivsus, 10

vastastikune, 178 induktor, 165 integraator, 146 interpolatsioon

assümmeetriline, 132 Euleri, 131

jõud dünaamiline, 165 elektromagnetiline, 166 staatiline, 165

juhtahel, 91 juhtimine

andurita vektor, 181 liuglev, 175 momendi vahetu, DTC, 183 pinge-sageduse, VFC, 170 prognoosiv, 162 sõltumatu, 97 ühildatud, 98 üldine mitteühildatud, 99 üldine ühildatud, 98 väljaorienteeritud, FOC, 179 väljavektor, 134 vektor, 179 voolu-sageduse, CFC, 174

kaitsekate, 59 kandevsuhte muutmine, 129 kaod

tühijooksu, 166 karakteristik

kasuteguri, 156 kiiruse, 156 mehaaniline, 156

kiirus ideaalse tühijooksu, 168

kompensatsioon IR, 172 libistuse, 173 pingelangu, 173

239

kondensaator kompensatsiooni, 86

kontaktor, 77 korrektsioon

jada, 151 kvantimine, 92 libistus, 169 liigpingevabasti, 81 lisapinge, 173 lülitus

kerge, 30 raske, 30

lülitustabel, 126 mähised, 165 modulatsioon

bipolaar pulsilaius, 128 faasinihkega, 119 kuuepulsiline, 123 loomulik, 131 plokkpinge, 119 pulsi faasi, 92 pulsilaius, PWM, 127 regulaar, 131 siinuseline pulsilaius, 128 vektoriaalne pulsilaius, 134

modulatsiooniindeks, 129 momendi vähendamine, 171 moment

dünaamiline, 165 elektromagnetiline, 166 mootori, 165 pöörde, 166 staatiline, 165 vääratus, 156

mootor alalisvoolu, 164 sünkroon, 164

mootori võrdetegur, 167 muundur

alalisvoolu, 44 assümmeetriline poolsild, 48 Cuk, 51 diagonaal-poolsild, 48 jõuelektroonika, 9 kahepoolne pinget madaldav, 48 kahetaktiline, 49 maatriks, 38 neljakvadrandiline, 18 pinget madaldav, 45 PWM, 127 sõltumatu kommutatsiooniga, 101 ühekvadrandiline, 17 vahelduvvoolu, 34 võrguga sünkroniseeritud, 13

muundurid alalis/vahelduvvoolu, 23

sundkommutatsiooniga, 14 nõudmiste esitamine, 55 nurk

eelnemis, 17 faasinihke, 16 kommutatsiooni, 17 tüür, 17

nurkdiagramm, 185 operator

Laplace, 140 optimum

eksponentsiaalne, EO, 150 moodul, MO, 150 sümmeetriline, SO, 151

otseside, 162 pidurdus

alalisvoolu, 83 kompaund, 83 takisti, 82

pidurdusenergia, 11 piirik

sujuv, 79 piirikahel, 77 pinge

modulatsiooni, 92 pingevektor

aktiivne, 135 pingevektor null, 135 pöördenurk, 165 pulsilaiusmuundur, 44

eraldustrafoga, 46 kahe lülitiga eraldustrafoga pinget

madaldav, 48 pinget madaldav, 44 pinget madaldav-tõstev, 50 pinget tõstev, 44, 50

regulaator, 34, 44 D, 147 I, 146 P, 146 PD, 148 pinget madaldav-tõstev, 51

rootor, 165 ruumivektor, 135 sagedus

lülitus, 44 nurk, 168 tõkke, 89

seadus energia jäävuse, 164 Newtoni, 7 Ohm’i, 7

selektiivsus, 88 servoajam, 187 servomootor, 167 signaal

240

kandev, 91 seade, 91

siirdetalitlus, 71 skeem

struktuur, 139 spetsifikatsioon, 55 staator, 165 standardhäälestus, 150 suhe

kandev, 129 sageduste, 129

suhteline lülituskestus, 44 sulavkaitse, 76 summaator, 145 tagasiside, 92 takisti

ballast, 87 pidurdus, 41

talitlus alaldamine, 11 kestev, 57 lühiajaline, 57 mootori, 10 pidevvoolu, 93 rekuperatsioon, 10 ühtlustusvooluvaba, 99 vaheajaline, 57 vaheldamine, 11

tegur elektromagnetiline sidestus, 178 elektromotoorjõu, 140 momendi, 140 pulsatsiooni, 15 võimsus, 15

tööiga, 58 töökindlus, 58 trafo ülekandesuhe, 62 tsüklilisus, 57 tsüklokonverter, 35 tühijooks, 46

tunnusjoon dünaamiline, 156 juhtimis, 92 koormus, 156 staatiline, 156 väljund, 95

tunnusjooned, 55 juhtimis, 45

tüürimine, 91 tüürimpullside jagur, PDU, 97 ühtlustusvool, 98 ülemodulatsioon, 129 ülereguleerimine, 160 vaheldi, 23

pinge, VSI, 23 PWM, 127 resonants, 30 voolu, CSI, 24

vahelduvvoolu, 9 väljaselgitamine, 55 väljundpinge, 16 väljundtunnusjooned, 11 väljundvool, 16 vastujõud, 165 vasturööpne ühendamine, 97 vastuvoolu maksimaalne hüpe, 71 võimendi, 91

summeeriv, 145 võimendustegur, 140 võimsus

staatiline, 165 võimsusvahemik, 55 vool

reaal, 168 rootori, 167 staatori, 167

voolu kasvukiirus, 63 võrrand

mehaanilise tasakaalu, 165 momentide ja jõudude tasakaalu, 165

elektriajamite elektroonsed susteemid - ene.ttu.ee · integraallülituse leiutamine 1958. aastal,...

Documents