h30年度 群馬大学電気電子工学特別講義ii
TRANSCRIPT
ATN
アナログ技術ネットワーク
群馬大学・客員教授 1 00000-A Rev. 1.00
2018/10/02(火)
■ アナログ技術ネットワーク
ATN (Analog Technology Network)
■ 群馬大学 理工学部 電子情報理工学科
客員教授
89頁
■ 東京理科大学
電気電子情報工学科
松浦 達治
■ 元ルネサスエレクトロニクス
主管技師長
H30年度 群馬大学電気電子工学特別講義II
(集積電子回路工学)
1. ミックスドシグナル信号処理LSIとは
16:00-17:30 (90分)
ATN
アナログ技術ネットワーク
群馬大学・客員教授
1976年 東大・工・計数卒, 1978 同大大学院修士課程了
1978年 日立製作所・中央研究所入所
アナログ信号処理LSI、画像信号処理LSI、AD/DA変換器
ミックストシグナルLSI等について研究
1995年 日立製作所・半導体グループ
2003年 株式会社ルネサステクノロジ(発足)
2010年 ルネサスエレクトロニクス株式会社(発足)
技術開発本部、ミックスドシグナルコア開発統括部
主管技師長
2011年 シニアエクスパート
2012年11月 独立行政法人科学技術振興機構 FIRST合原最先端数理モデル
プロジェクト研究員 東京都市大学在勤
2014年4月 東京理科大学 電気電子情報工学科 嘱託助教
2018年4月 東京理科大学 電気電子情報工学科 非常勤講師
IEEE会員、電子情報通信学会、電気学会、応用科学学会会員
1996-2002年 CICC技術プログラム委員
2006-2010年 ISSCC技術プログラム委員
2010年~群馬大学 客員教授
工学博士 (東工大)
講演者略歴
2
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アナログ技術ネットワーク
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3
1. ミックスドシグナルLSIの基礎
1.1 ミックスドシグナル信号処理IC/LSIの例
1.2 ハードディスク用PRML信号処理LSI
2. Bluetooth送受信機の概略
2.1 Bluetoothとは
2.2 送信部(変調)の設計
2.3 受信部(復調)の設計
3. AD/DA搭載マイコンとその応用
3.1 アナログ・デジタル処理の4分類
3.2 AD/DA搭載マイコンと応用例
3.3 マイコンによるモータ制御・電源制御の例
目次
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5
1.1 A/D, D/A変換器搭載アナ・デジ混載CMOS-LSI
アナログ信号とシステムLSI 携帯電話用高周波LSI
送受信LSI 高周波電力 増幅器
ブルートゥース LSI
「デジタルはメインの技術、アナログはキーの技術」
自然界の信号はアナログ信号
自然界の信号をマイコンやデジタル信号処理チップが 扱えるデジタル信号に変換してやる必要がある.
RF信号はアナログ
無線で使われるRF信号はアナログ デジタル変調を使っても最後はアナログ
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6
Bluetooth用トランシーバIC
ADC
LNA PA
PLL
Logic
DAC
AGC
IRMIX VCO BPF
3.4 mm
3.3
mm
BPF
SW
AGC
VCO PLL
Gaussian Filter
Phase Shifter
IR MIX
*** Internal Clocks
f r
f LO
N
PA
LNA CH
Filter
DC Cancel
Correlator
ADC PLL
DEMOD
Loop Filter
I/O
DAC
Clock Generator
X ’ tal
BPF
SW
AGC
VCO PLL
Gaussian Filter
Phase Shifter
IR MIX
*** Internal Clocks
f r
f LO
N
PA
LNA CH
Filter
DC Cancel
Correlator
ADC PLL
DEMOD
Loop Filter
I/O
DAC
Clock Generator
X ’ tal
・Bluetooth送受信機:
デジタルで復調するアーキテクチャを採用.
デジタル信号処理でチャンネル選択フィルタを
実現して小面積化.
・13MHz, 6bit, 3.2mA パイプラインADCを開発.
0.35um BiCMOS
ISSCC 2002 5.5 Kokubo, Matsuura et al.
ESSCIRC 2001 p544-547 Kudoh, Matsuura et al.
電源電圧 2.7V
電流 送信 35mA
受信 45mA
論理面積 2.94x1.11=3.27mm2
18kG程度
11) A Small-Chip-Area Transceiver IC for Bluetooth Featuring a
Digital Channel-Selection Filter,
Masaru Kokubo, Tatsuji Matsuura, et. al.
IEICE Trans. Electron, Vol. E87-C, No. 6, June 2004
0.35-µm CMOS
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7
ハードデイスク・リードチャンネルLSI
・ISSCC
1998, 24.5
matsuura
et al.
・JSSC
1998, Dec.
matsuura
et al.
コントローラ
メカ
アナログ
デジタル
プリアンプ
AGC アナログフィルタ ADC
ML (EPRML)
FIR 等化器
シンセサイザ リード PLL
エンコーダ
デコーダ
マイクロコントローラ モータ
ドライバ
ハードデイスク
コントローラ
DRAM ホスト
コンピュータ フラッシュ
メモリ
リードチャンネル
コントローラ
メカ
アナログ
デジタル
プリアンプ
AGC アナログフィルタ ADC
ML (EPRML)
FIR 等化器
シンセサイザ リード PLL
エンコーダ
デコーダ
マイクロコントローラ モータ
ドライバ
ハードデイスク
コントローラ
DRAM ホスト
コンピュータ フラッシュ
メモリ
Tc : Channel-bit Interval
+1
0
-1
+1
-1
1 0 0 1 0 0 0 0 1 1
1 1 1 0 0 0 0 0 1SN SN SN NS NS NS NS NS SN NSNS
0
0
Tc : Channel-bit Interval
+1
0
-1
+1
-1
1 0 0 1 0 0 0 0 1 1
1 1 1 0 0 0 0 0 1SN SN SN NS NS NS NS NS SN NSNS
0
0
プリアンプ
出力
PR4
等化
出力
記録波形 (NRZI記録)
4.8 x 5.2 mm2
0.35-µm CMOS
論理面積 6.0mm2
35kGトレリス論理
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9
1.2.1 ハードディスク(HDD)システム
ヘッド・アンプ
マイコン
HDC DRAM モータ・
ドライバ
リード・ライト・チャネルLSI
・ハードデイスク=外部記憶装置.
・磁性体を円盤の表面に塗布し、ヘッドに電流を流して磁性体の磁気の向きをS/NかN/Sかに反転させることにより、デイスク上に1,0のデジタルデータを記録させる.
・デイスクの周りの機構
1)デイスクを回転させるスピンドル
モータ、とその回転数を一定に
保つサーボ制御.
2) データ書読する磁気ヘッド
の位置を制御するボイスコイル
モータ、とそのサーボ制御.
図1 ハードディスクシステム
(1/11)
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10
ハードディスクPRML信号処理システム PRML LSI
Controller
Mechanism
Analog
Digital
Pre-Amp
AGC Filter ADC
ML
(EPRML) Dig.Equalizer
Synthesizer Read-PLL
Encoder
Decoder
µComp.
Motor
Driver
HDC
DRAM Host
Computer
Flash
Memory
信号読み出し: 磁気ヘッドからの微弱な信号をプリアンプで増幅し、PRMLリードチャンネル
で信号を読取る.
読取った1、0データはHDC (ハードディスクコントローラ)でエラー訂正信号処理をされ、
一時的にDRAMメモリに蓄えられ、適切なタイミングで読出される.
これらはマイコンで制御され、読取られたデータはホストコンピュータに送られる.
図2 ハードディスク
システムブロック図
(2/11)
0,1,1,0,0,1…
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11
ハードディスクシステムの信号処理チェーン
PRML信号処理:
1) パーシャルレスポンス
(Partial Response: PR)
符号間干渉を積極的に利用し、狭帯域チャンネルの
伝送効率を上げる通信技術.
2) 最尤復号
(Maximum Likelihood Decoding: ML)
データ復号をビット毎でなく、前後のデータと共に
尤も確からしさ(尤度)の高いという条件で行う.
ビタビアルゴリズムが代表的.
(3/11)
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読出し再生信号: ピークディテクト→PR4へ (4/11)
15:12
図3 ピークディテクト信号処理
図4 高密度化による
波形の変化とPR4波形等化
3値に等化 1 1 0 0
-1 -1 0 0 1 1 0 0 -1 -1 0 0
1 0 -1 0 0
+1
0
-1
符号間干渉あり
アナログフィルタ+ADC+デジタルフィルタで
等化された波形のサンプリング値
磁気記録密度の向上で起きる課題.
波形の幅がサンプリング間隔のいくつかに跨る.
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13
パーシャルレスポンス PR4 等化性能
図5 パルスのPR4等化波形実測値
-1 0 +1
(5/11)
3値(+1, 0, -1)に
波形等化されている.
アナログフィルタ+ADC+デジタルフィルタで
等化された波形のサンプリング値
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ハードディスク用リードチャンネルLSIのブロック図
VGAACTIVE FILTER
ADCFIR
FILTEREPR4
VITERBISYNC BYTE
DE- CODER
SCRAMBLER
I/O CON TROL
PR4 VITERBI
TA DET.
EN- CODER
ADA PTIVE CONTROL
PRE CODER
WRITE PRE
COMPEN-SA TION
VOLTAGE REGULATOR
SEQUENCE CONTROL
REGISTER CONTROL
CHARGE PUMP
AMPLI- TUDE DET.
VCOCHARGE
PUMPPHA SE DET.
BAND GA P
REFERENCE
VCO
CHARGE PUMP
PHA SE DET.
CLOCK GENERATOR
PULSE GENERATOR
NRZ0-3
RRCLK
WD
WD
OSCCLK
Synthesiz er
RINX
RINY
AGCHOLDZERO CROSS DET.
PHA SE ADJ.
Read PLL
3.3 V
5 V
RESET PDWN RG WG SG
SDATA SEN SCLK
SRVDA TA
AGC
14 図6 PRMLリードチャンネルブロック図
(6/11)
② ③ ④ ⑤ ⑥
6b, 255Msps
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7次イクイリップルフィルタ②の利得特性
10 1 .1 -60
-40
-20
0
20
Ga
in (
dB
)
frequency f/fc
Total Gain
BQ1
BQ2
BQ3
1st order LPF
図7 7次イクイリップルローパスフィルタの利得特性
HD円盤の内周を読む
時と外周を読む時では線速度が異なる.
カットオフ周波数fcは
それに応じて、変更する必要がある.
Fc=60~110MHz
なお、このフィルタは高周波を扱うフィルタなのでgm-C形の回路で設計した.
2次BQを縦続接続してフィルタを作る.
(7/11)
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16
43210
0
1
2
3
4
5
正規化周波数 (f/fc)fc
Total
LPF
BQ1 BQ2
BQ3
Gro
up D
ela
y ( n
s/
)
波形等化のアナログフィルタは群遅延が一定なことが必要. 群遅延とは、各周波数成分 毎の信号遅延時間を示す. 群遅延がフラットなのは 信号遅延時間が周波数に 寄らないことを示し、 従って波形が歪まない. イクイリップルフィルタは群遅延がフラット.
7次イクイリップルフィルタ②の群遅延特性
図8 7次イクイリップルローパスフィルタの群遅延特性
(8/11)
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PRMLチップ写真
4.8 x 5.2 mm2
Logic
Filter ADC
Read
PLL
Synth.
AGC
WPC
(9/11)
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User
density
= 2.35
S/N S: Vo-p of an isolated Lorenzian pulse N: Vrms
Bit
Err
or
Rate
10-9
10-7
10-5
10-3
16.0 20.0 24.0 28.0
S/N (dB)
130 Mbps
160 Mbps
200 Mbps
240 Mbps
PR4 EPR4
SNRに対する実測ビットエラーレート
18
(10/11)
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ハードディスク用PRML信号処理LSIのまとめ
19
(11/11)
1) ハードディスク信号処理では、磁気ディスク上に高密度に1, 0信号を記録する.
2) 従来のピークディテクト方式では記録密度があげられない.パーシャルレスポンスという、エッジの読み出し波形を複数の点で表す方式を用いて、高密度化する.
3) パーシャルレスポンスの波形等化により、磁気ディスク上で磁石のSN, NSが交代するエッジで発生するピーク波形が、3値で表現される.
4) 波形等化に使うフィルタは、アナログフィルタとデジタルフィルタの組合せ.
5) アナログフィルタでは、高域の雑音を除くと同時に、波形をひずませないよう、
遅延時間が周波数によらない群遅延一定のフィルタが必要.
6) このため、7次イクイリップル(アナログ)フィルタが用いられる.
7) アナログフィルタはバイクワッドセクションの縦続接続で実現される.
8) ハードディスク・PRMLリードチャンネルの性能: SNR=24dBで、
ビットエラーレートBER=10-8の性能が得られた.
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20
アナ・デジ混在信号処理の一般化
通信路 等
アナログ フィルタ
デジタル フィルタ
デジタル 信号処理
受信 データ
VGA
可変ゲイン アンプ
ADC
サンプリング タイミング抽出
VCO/ DCO等
設計パラメータ 必要遮断特性 次数 カットオフ周波数fc フィルター形式
サンプリング周波数fs (ナイキスト、Δ∑?) 分解能
必要遮断特性 次数 カットオフ周波数fc フィルター形式 FIR, IIR? フィルタービット幅
𝐻(𝑠)
連続時間伝達関数
𝐻(𝑧)
離散時間伝達関数
図 ミックスドシグナル信号処理システムの一般的構成
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デジタル・アナログフィルタのカバー領域
パッ
シブ
フィ
ルタ
ア
クテ
ィブ
フィ
ルタ
デ
ジタ
ルフ
ィル
タ
WLAN-RF 2.4GHz
5.8GHz
LC型フィルタ
使用周波数 (Hz)
無線周波数
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23
2.1 Bluetoothとは
2.1.1 Bluetoothの送受信方式
2.1.2 周波数ホッピング・スプレッドスペクトラム通信
2.1.3 Bluetoothの送受信機の概略
2.2 送信部(変調)の設計
2.2.1 VCO直接変調方式
2.2.2 ガウスフィルタによる狭帯域化
2.3 受信部(復調)の設計
2.3.1 受信復調方式(ローIF方式)
2.3.2 受信用チャンネル選択フィルタの設計
Bluetoothチップまとめ
目次(2)
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24
2.1 Bluetoothとは
10世紀デンマーク
2代目デンマーク王:
ハラール青歯(Bluetooth)王
(940年頃~986年頃)
デンマークとスェーデン全土をキリスト教で征服.
(スカンジナビアの聖徳太子)
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1) 2.4 GHz ISMバンドを使った無線通信システム
2) 周波数ホッピング
3) データレート: 1Mbps、近距離 :10 m
4) 低消費電力、低価格なシステム構成
Bluetoothとは
25
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26
FH/TDD
625 μs毎にキャリア周波数および送受を切り替え
Master
Slave
Tx Rx Tx Rx
Rx Tx Rx Tx
周波数切替
送信 受信 受信 送信
625 μs
高速PLL必要 < 220 μs
時間
2.1.1 Bluetoothの通信方式(1)
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FH: Frequency Hopping
- デバイスID(48-bit)固有のhop-pattern
- 高速hopping: 1600-hop/s
T
周波数 (MHz) 2400
2402 2480 2483.5
R
T
T
R
R
T
時間
625 μs
1 Mbit/s
f0 +160 kHz -160 kHz
‘0’ ‘1’
隣接ch chスペクトル
-20 dBc@500k off
f0 -1MHz
2.1.2 Bluetooth通信方式(2)-スプレッドスペクトラム
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FSK: Frequency Shift Keying
GFSK: Gaussian Filtered
Frequency Shift Keying
ベースバンド
信号
変調信号
1 1 0 0 1 0
VCO
ベースバンド信号 変調信号
ベースバンド
信号
変調信号
1 1 0 0 1 0
VCO
ベースバンド信号 変調信号
Gaussian Filter
0
-20
-40
-60
-80
-100
-120
0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5
正規化周波数 電
力ス
ペク
トル
密度
(d
B) FSK
GFSK
フィルタをかけて必要周波数
帯域幅を狭める
Bluetoothの通信方式(3)-ベースバンド変調方式
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Bluetooth用トランシーバIC
ADC
LNA PA
PLL
Logic
DAC
AGC
IRMIX VCO BPF
3.4 mm
3.3
mm
BPF
SW
AGC
VCO PLL
Gaussian Filter
Phase Shifter
IR MIX
*** Internal Clocks
f r
f LO
N
PA
LNA CH
Filter
DC Cancel
Correlator
ADC PLL
DEMOD
Loop Filter
I/O
DAC
Clock Generator
X ’ tal
BPF
SW
AGC
VCO PLL
Gaussian Filter
Phase Shifter
IR MIX
*** Internal Clocks
f r
f LO
N
PA
LNA CH
Filter
DC Cancel
Correlator
ADC PLL
DEMOD
Loop Filter
I/O
DAC
Clock Generator
X ’ tal
・Bluetooth送受信機:
デジタルで復調するアーキテクチャを採用。
デジタル信号処理でチャンネル選択フィルタを
実現して小面積化。
・13MHz, 6bit, 3.2mA パイプラインADCを開発。
ISSCC 2002 5.5 kokubo, matsuura et al.
IEICE 2004, Kokubo, et al.
ESSCIRC 2001 p544-547 Kudoh,
matsuura et al. (ADC部のみ)
0.35um BiCMOS
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課題 フィルターのチップ占有面積が大きい。
× Filter
MOD
送信部
Ref
受信部
PLL
TX DATA
RX DATA DEMOD
SW
LNA
IRMIX
VCO
Lo
Bluetoothトランシーバの構成
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チップ面積の小さいBluetooth ICを開発
受信部
プリアンブル期間に高速収束するAGCを用いた
デジタル主体のチャンネル選択フィルタを用いる。
開発基本思想
変調度補正を用いた、
VCO(電圧制御発振器)直接変調方式。
送信部
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トランシーバの設計要素
1) 送信部
できるだけ簡単な構成の送信部
(低消費電力化、小面積化)
2) 受信部
大きな面積を必要とするアナログベースバンドフィルタ対策
ADCが比較的小さく出来るなら、デジタルフィルタ化が有効
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VCO直接変調方式
変調周波数の設計仕様 Δf = 160 ± 15 kHz
Δf = K × V(DAC) 変調感度 変調DAC振幅
PA
送信 DATA
PLL
V(DAC)
K
変調 DAC
VCO
V(PLL)
fc ± Δf
fc : キャリア周波数 2.4~2.48GHzで 周波数ホッピング
送信 DATA
1 0 1 1
fc=2.4GHz
Δf=+160kHz
時間(s)
発振周波数(Hz)
Δf=-160kHz
変調周波数
2.2.1 VCO直接変調方式
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C)L(C2
1ff
ΔπΔ
Vm
Vc
MOD
Vcc
fo
C
DC
1fc
f
M
M3
Δ
変調端子付LC-VCO
LC-VCO発振周波数
変調指数
fcfC
fM
Δ
Δ
変調度のfc依存変動
変調端子Vm付LC-VCO
変調端子
送信周波数
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変調指数の変動を補正したDACによるVCO直接変調
VCO fr fTX
N
Loop Filter
PLL
Gaussian filter
DAC with compensation
I/O
Open/Close
Vc
Vm
開発した送信部
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FSK: Frequency Shift Keying
GFSK: Gaussian Filtered
Frequency Shift Keying
ベースバンド
信号
変調信号
1 1 0 0 1 0
VCO
ベースバンド信号 変調信号
ベースバンド
信号
変調信号
1 1 0 0 1 0
VCO
ベースバンド信号 変調信号
Gaussian Filter
0
-20
-40
-60
-80
-100
-120
0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5
正規化周波数 電
力ス
ペク
トル
密度
(d
B) FSK
GFSK
フィルタをかけて必要周波数
帯域幅を狭める
2.2.2 ガウスフィルタを使った狭帯域化
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40
4000 4050 4100 4150 4200 4250 4300 4350 4400-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
6.5MHz5bit近似ガウスフィルタDAC再生波形8倍サンプル
6.5MHz5bit近似ガウスフィルタ+アナログ2次バタワースフィルタ
ガウシアンフィルタ構成: デジタルFIR+アナログLPF
デジタル
FIRフィルタ
アナログ
LPF DAC A点 B点
A点
B点
送信用ガウスフィルタ: デジタル+DAC+アナログ
6.5Msps 6.5Msps
1-bit
+1/-1
5-bit
時間
振幅
(V)
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41
アナログLPF無し
アナログLPF有り
DAC後アナログLPFの効果
0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 -120
-100
-80
-60
-40
-20
0
6.5MHz 5bit近似ガウスフィルタ DAC再生波形 8倍サンプル
6.5MHz5bit近似ガウスフ ィルタ+アナログ2次 バタワースフィルタ
8倍オーバーサンプルDAC再生波形スペクトルとアナログフィルタ後スペクトル
6.5MHz
13MHz 19.5MHz 26MHz
8192点FFT
D/A変換器クロック 6.5MHzの高調波成分
作りたい信号成分
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・フィルタを強くかけすぎると送信データのアイがつぶれる。
・アイが開き、かつスプリアスが小さくなる所へフィルタfcを設定する。
送信アイパターンのシミュレーション結果 f 0
+
16
0kH
z
-16
0kH
z
時間
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43
・Bluetooth送信方式では、ガウスフィルタを使うことにより、
送信の周波数帯域を狭め、周波数利用効率を高めている。
・ガウスフィルタは、デジタルフィルタとD/A変換器で作られた
階段型の波形を、更にアナログフィルタで平滑化して作成する。
・これによりD/A変換器のクロック6.5MHzの高調波成分が
スプリアスとして発生し、送信スペクトルを汚すことを防止する。
・ただしアナログフィルタを強くかけすぎるとアイパターンが
つぶれるのでトレードオフとなる。
送信側フィルタのまとめ
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45
BPF
AGC
IR MIX
LNA
Phase shifter
Lo
ADC
Q: 0.8
Ts<Preamble (4 μs)
DEMOD DC cancel
& correlator
I/O
RF
FIR: 33 taps
Channel selection filter
2.3.1 受信ブロック構成 (ローIF方式)
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46
受信復調方式
ローIF方式
IF周波数を数MHzとした方式。IF周波数を数MHzにすることで、ADCを介してデジタル
処理することができ、IC化に適した方式の一つ。一方イメージ周波数をフィルタで除去
することができないため、イメージリジェクションミキサーが必要となる。
イメージ信号は希望波と同じ周波数に折り返され、Co-channel妨害波と同等の
振舞いとなる。必要なイメージリジェクション量は、イメージ信号のCI比が-9dBである
ことから、11dB(Co-channel信号のCI比)-(-9dB)=20dBと計算される。
BPF
Antenna
filter
VCOLNA
BPF Demod LPF
IF:数MHz
90°
45°
45°
ADC
AGC
2MHz
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開発基本思想
• チップ面積の小さいBluetooth ICを開発
受信部
– プリアンブル期間に高速収束するAGCを用いた
デジタル主体のチャンネル選択フィルタを用いる。
– 変調度補正を用いた、
VCO(電圧制御発振器)直接変調方式。
送信部
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妨害波の除去
送信機1
送信機2
受信機1
受信機2
強い妨害波
弱い希望波
強い妨害波
弱い希望波
チャンネル選択フィルタの仕事は
隣接する妨害波を十分減衰させること。
受信フィルタ: チャンネル選択フィルタ
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50
f0 +1M
+2M
+3M +4M -1M -2M -3M -4M
0dB
30dB
40dB
-15dB
-40dB -50dB
フィルタ減衰量
f0 +1M +2M +3M +4M -1M -2M -3M -4M
-15dB -10dB -15dB -10dB
フィルタ後の隣接チャンネル残留妨害波量
ミキサーでダウン
コンバージョンして
f0を2MHzに変換
している。
-2M -1M 0M +1M +2M +3M +4M +5M +6M 実周波数 (MHz)
電波ではf0は
2.40-2.48 GHz
マイナス
周波数は
イメージ
リジェクション
で減衰
Bluetoothの妨害波スペック
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Analog
BPFlimiter Discriminator
limiter Discriminator
AGC
ADCDigital
BPF
Analog
BPF
1)全アナログフィルタ方式
2)アナログ・デジタル混在方式
2)の混在方式が、ADC要求精度が高すぎず、アナログフィルタも実現できる範囲なので、良い。
# 1)全アナログフィルタ 2)アナログデジタル混在 3)デジタル(+アンチエリアス)
1 1MHz 妨害波抑圧度 15dB 0 dB +15dB 0 dB +15 dB
2 2MHz 妨害波抑圧度 40dB 15 dB +25 dB 0 dB +40 dB
3 3MHz 妨害波抑圧度 50dB 25 dB +25 dB 0 dB +50 dB
4 アナログフィルタ次数
(括弧内は必要な Q)
25 次以上
(7 以上)
5 次
(2.563)
4 次
(1.307)
5 ADC ビット数 ADC 不要 6 ビット 10 ビット
6 判定 × ○ ×
3)全デジタルフィルタ方式
チャンネル選択フィルタの構成比較
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52
HPF
w=0.25
LPF
w=1.4
HPF
w=0.1
HPF
w=0.25
HPF
w=0.25
LPF
w=1.4
LPF
w=1.4
-60.0
-50.0
-40.0
-30.0
-20.0
-10.0
0.0
0.0 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0
Frequency [MHz]
Gai
n [d
B]
fc -10%
fc +10% RC素子ばらつき
+/-10%による
特性変動幅あり。
スペック範囲
アナログBPFの構成と特性
2MHzのLow-IF信号
を通す
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53
in
out+A
C1
R2R1
C2
in
out+A
C1
R2
R1
C2
22
2
)(
sQ
s
sH22
2
)(
sQ
s
ssH
11
22
21
12
22
11)1(
1
RC
RC
RC
RC
RC
RCA
Q
2121
1
RRCCw
22
11
21
12
11
22)1(
1
RC
RC
RC
RC
RC
RCA
Q
2121
1
RRCCw
LPFの構成 HPFの構成
伝達
関数
回路
構成
計算
式
アナログフィルタ: アクテイブフィルタの構成法
正帰還形回路(シャレンキー)
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-60.0
-50.0
-40.0
-30.0
-20.0
-10.0
0.0
0.0 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0
Frequency [MHz]
Gai
n [d
B]
S
26次 FIR
FIR型フィルタ
デジタルフィルタの構成と特性
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55
-60.0
-50.0
-40.0
-30.0
-20.0
-10.0
0.0
0.0 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0
Frequency [MHz]
Gai
n [d
B]
Total (-10%)
Total (+10%)
各妨害波の周波数で必要な減衰量を取ることができた。
スペック
アナログフィルタ+デジタルフィルタ合成の特性
2MHz
Low-IF
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56
・受信フィルタの役目:隣接チャンネルの妨害波を減衰させる
チャンネル選択フィルタ。
・アナログフィルタはR,Cのプロセスばらつき+/-10%を考慮する必要がある。
(アナログフィルタだけで安定度の良い鋭いフィルタを作るのは難しい。)
・一方デジタルフィルタは必要な精度に設計できるが、デジタルだけで
チャンネル選択を行うと、A/D変換器に高分解能 (>10bit) が必要になる。
・アナログとデジタルフィルタの両方を使ってチャンネル選択フィルタを
実現することが望ましい。
受信フィルタのまとめ
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Supply voltage
Current TX
RX
Actual sensitivity level
VCO phase noise at 3 MHz
Output power
2.7 V
35 mA
45 mA
-83 dBm
-127 dBc/Hz
+1 dBm
Frequency drift (5 packets) 20 kHz
Initial frequency offset 3.4 kHz
Eye-opening ratio 0.83
Interference performance -42 dB (> 3 MHz)
Modulation-index variation +/-1.8 %
Bluetoothチップ評価性能まとめ 2002年
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3.4 mm
3.3
mm
RF
I/O
TX IF
Chip area comparison
IF R
F TX I/O
This work
Ref.5
Chip Photo
0 5 10 15 20 Chip area (mm2)
40%
ADC
LNA PA
PLL
DAC
AGC
IR MIX VCO
BPF IF
RF TX
I/O
Ref.5: ISSCC2001 13.4 N. Filiol
Bluetoothチップ面積の比較
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59
小チップサイズ実現
低コスト実現
Bluetoothチップまとめ
・0.35mm-BiCMOSにて、小チップ面積のBluetooth RF-ICを開発した。
特徴は
・受信: 高速収束するAGCと、6-bit ADCとで、デジタル主体のチャンネル
選択フィルターを実現した。
(アナログフィルタには簡単な妨害波除去の役割を持たせ、ADC分解能の
増加を防止 (10bit→6bit))
これによりアナログ主体のフィルタを使うよりチップ面積が小さくなる。
・送信: 変調感度変化の補正機能を開発することにより、
VCO直接変調方式送信回路を実現した。
・送信スペクトラム狭帯域化のためガウスフィルタを用いる。
デジタルFIRとアナログフィルタで実現。
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60
3. AD/DA搭載マイコンとその応用
3.1 アナログ・デジタル処理の4分類
アナログ信号をA/D、D/A変換器でデジタル化する他に
中間的な処理はあるのか?
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アナログ・ミックスドシグナルの4分類
連続時間 離散時間
連続値
(連続
振幅)
領域1: 連続時間アナログ回路
古典的アナログ: バイポーラが得意
領域2: 離散時間アナログ回路
スイッチドキャパシタ回路、サンプリング回路
CMOSが得意
離散値
(離散
振幅)
領域3: 時間領域アナログ回路
PWM回路、PDM回路、TDC等
領域4: デジタル信号処理回路
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62
(領域3) 振幅離散・時間連続アナログ回路 (1/3)
PWM (Pulse Width Modulation) :振幅2値
パワーエレクトロニクス
PWM技術・AudioクラスDアンプ
パワーエレクトロニクスでは、アナログの中間的な値を扱うことが
難しい(*)ためスイッチング回路(ON/OFF)が多用される. (*)電力効率が非常に悪くなるため.(A級だと25%以下)
on
on
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63
デジタル(ON,OFF)制御は原理的にロスのない変換が可能
雑音(スパイク雑音)多いが、
効率は良い
雑音の無いクリーンな電圧だが、
効率は悪い
DC/DCコンバータ
ポーラー変調器等
理想的な効率100%近くが得られる.
スイッチング電源
(領域3) 振幅離散・時間連続アナログ回路 (3/3)
アナログレギュレータ
デジタルレギュレータ
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Inverter
Shunt Res 5%
I shunt
SMPS
Vcc5%
Vref=Vcc/2
1%
1%
+
Reg
三相出力タイマ
MCU
AD Converter AD out
UNUP VP
CPU
VN WP WN
1%
OP-Amp
1%
Vcc AVcc
IW VW
IV
Motor
IU
U
64 1シャント電流検出方式
PWM駆動
インバータモータシステム ハードウエア構成図
電流検出
駆動 モータ電流を検出するセンサ(CT)が高価なため、家電用途を中心にOSCD(※)が広く適用されている
※ OSCD: One Shunt Current Detection
1本の電流検出抵抗によってモータ電流を検出する方法
AC100V
~
200V
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65
3.2 AD/DA搭載マイコンと応用例
アナログ信号をA/D、D/A変換器でデジタル化して、
マイコンでソフトウエア的にデジタル処理を行なうシステム
(SoCではほとんどをハードウエア化するが)
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66
6 8 10 12 14 16 18~24
分解能 (bit)
逐次比較型
変換スピード
(Hz)
1G
1k
10M
100k
100M
1M
10k
デルタシグマ型
フラッシュ型、フォールディング型
パイプライン型
サブレンジング型 SoC
MCU
RC700 40nm RV40F 240MHz RC600 90nm RC03F 120MHz
電力大
電力小
ADCの性能と変換方式 (MCU/SoC境界:数Msps)
RX
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プロセッサを用いたモータ制御システム パワーエレクトロニクス
パワーエレクトロニクス用プロセッサを用いたPMモータの速度制御システム
71
永久磁石型同期電動機: 回転子に永久磁石
従来の誘導モータに比べ損失の低減が可能.
パワーエレクトロニクスでは、出力側はミックスドシグナルの領域3(PWM)が使われる.
DACは使われない.
A/D変換器
PWM信号発生器
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PWM(パルス幅変調)とは
Pulse Width Modulationは、パルス波のデューティ比(D)を変化 させて信号を表現する変調方法. デューティ比(D)とは周期的なパルス波の周期(T)とパルス幅(τ) の比.
D= T τ D:デューティ比
T:パルス周期 τ:パルス幅
T
τ
τ
D=30%
D=50%
72
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PWM発生回路
(1)PWM生成回路 従来アナログ方式
方形波 発振器
積分器
コンパレータ オーディオアンプ
- +
オーディオ信号の PWM変換
(2)マイコンでは、パルス幅の調整はカウンタで可能 マイコン方式
73
A
入力Aが高い
⇒
パルスの
H期間が長い
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モーター制御技術
PWM信号と電流の関係
PWM信号とAD変換のタイミング 75
モーターの電流は
インダクターLに流れる
電流なので、スイッチを
オンオフしても値は
徐々に変化するのみ.
「インダクターLは電流を
保存する性質がある.」
スイッチングでも比較的
ゆっくりした変動になる.
デジタル電源などパワー
エレクトロニクスでは
インダクターを用いるので
同様.
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三相電圧波形
発電所では50Hzないし60Hzの三相交流が発電されている.従来の誘導モータは その三相電圧が作り出す回転磁界でモータが駆動されており、50Hz, 60Hzの整数倍 の回転周波数であった.
76
話は変わって
(1/3)
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三相インバータ回路 パワーエレクトロニクス
DC電源から、パワースイッチSu等を順次オンオフすることで 任意の周波数の三相交流を作り出すことが出来、 三相誘導モータを駆動することが出来る. 周波数を可変に出来るので回転数も可変に出来る.
インバータ: 直流を交流に変換する回路(装置)
77
(2/3)
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三相インバータのPWM制御法(3)
パワーエレクトロニクス
三相インバータのPWM制御では、スイッチング周波数を基本周波数に対して十分高くする. 三角波比較PWM制御 図では指令電圧Vu*の周波数に対して三角波周波数を9倍にしているが、実際は、例えば60Hzの指令電圧Vu*に対して、三角波の周波数は12~18kHz程度が使われており、200~300倍程度.
78
(3/3)
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DCサーボモータのモデル化と制御
参考文献[2]
DCサーボモータの等価回路
(制御の面から見るとすべてのモータは
DCサーボモータに帰着する.
モータの 1)電気子・電流制御(トルク制御)、
2) 速度制御、3) 位置制御、など自動制御に
必要とされるモータのモデル化:
つまり、等価回路を説明.
交流モータであるACサーボモータも
ベクトル制御を用いることで、等価回路は
DCサーボモータと同一に扱うことが出来る.)
aTq iKT
磁界中に電気子電流が流れると、電磁力が発生し、
それが回転力:トルクとなる.磁束をΦ、電気子電流をia
トルクをTqとすると、
Φは永久磁石の強さで決まる一定値で、トルクは
電気子電流に比例する.KTはトルク係数で、捲数、
有効長などで決まる定数.
DCサーボモータの原理的構成
フレミングの左手の法則 79
(1/6)
参考
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参考文献[2]
DCサーボモータの等価回路 DCサーボモータの電気的等価回路
逆起電力EB
電気子捲き線が磁界の中で運動すると
電磁誘導により逆起電力EBが発生する.
回転速度をω[rad/s]とすると、
wTB KE
逆起電力は回転速度に比例する.
係数はトルク係数と同じ.
電気回路としての要素は、直流電源VD
電気子捲線の抵抗Ra, インダクタンスLa,
および逆起電力EBである.
)t(EV)t(iRdt
)t(diL BDaa
aa
DCサーボモータのモデル化
80
(2/6)
参考
[2] 永久磁石(PM)モータ制御の基礎と応用
~ハイブリッド自動車/家庭電器製品/情報機器~、トリケップス 2006年3月 52,290円
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参考文献[2]
モータと負荷機械
ある程度以上の大きさのモータ駆動系では、
機械的損失Dは無視できることが多い.
機械系の運動方程式
回転速度をω[rad/s]、
モータの慣性モーメントをJM
負荷のトルクをTL,
慣性モーメントをJL
軸受けの摩擦や空気抵抗などの
機械的損失をDとすると、
ただし、J=JM+JL
Lq TTDdt
dJ w
w
DCサーボモータのモデル化
81
(3/6)
参考
ATN
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参考文献[2]
・電源電圧と逆起電力の差電圧に対して
電気子電流が応答
モータの特性の式をまとめてラプラス変換すると、
DCサーボモータのモデル化
)s(E)s(VRsL
1)s(I BD
aa
a
)()( sIKsT aTq ・電気子電流に比例したトルクTqが発生
)s(T)s(TDJs
1)s( Lq
・Tqと負荷トルクTLの差に対して速度が応答
)s(K)s(E TB ・速度に比例した逆起電力が発生
速度変化を考慮したモデル
以上から、DCサーボモータのブロック図として下記が得られる.
82
(4/6)
参考
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参考文献[2]
DCサーボモータに、速度フィードバックを掛ける時の制御ブロック図を下記に示す.
DCサーボモータのモデル化と制御
速度フィードバック制御ブロック図
83
(5/6)
電流フィードバックループ
速度フィードバックループ
参考
簡単な制御では、電流フィードバックだけで回転トルクをコントロールする.
制御 制御
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ゲイン-周波数特性 速度のステップ゚応答
Ks小のステップ応答 Ks大のステップ応答
参考文献[2]
速度フィードバック制御の性能
84
前頁の制御モデルを用いて、(z変換を用いた)離散時間の制御系を作りモータを
コントロールする.下図はその性能の例である.
(6/6)
参考
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86
マイコン制御 デジタル電源の例
ルネサス「デジタル電源分野向けRX62G新製品セミナー;デジタル電源の基礎 2011/11/24」から一部引用(7頁)させていただきました.
デジタル電源 アナログ制御の演算回路とPWM回路を、デジタル回路で構成したもの パワー回路(主回路)は、アナログ制御でもデジタル制御でも変わらない
(1/3)
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まとめ
89
1. アナログデジタル処理の4分類を示した.パワーエレクトロニクス関連では電圧方向には2値で時間方向に情報のあるPWMが良く使われる.
2. AD/DA搭載マイコンの応用では各種センサからの信号をA/D変換して、制御や情報処理に使う例が多い.
3. AD搭載マイコンによるモーターコントロールや、デジタル電源では、PWM情報で電源スイッチを高速にオンオフしてインダクターに流れる電流を制御し、モーターを動かしたり、電源の値を安定化する制御が行われている.
4. これら制御はソフトウエアで記述されているため仕様変更に対応しやすいなど各種のメリットがある.
AD/DA搭載マイコンとその応用