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Enginyeria Tècnica Industrial Electrònica

Implementación de un regulador de tensión formado por tres convertidores Boost en interleaving

AUTOR: Pere Blanch Aubia. DIRECTOR: Abdelali El Aroudi.

FECHA: Abril / 2004.


Índice general

1. Memoria descriptiva ..................................................................................................... 1 1.1 Objetivo del proyecto .............................................................................................. 2

1.2 Titular ...................................................................................................................... 2

1.3 Antecedentes............................................................................................................ 2

1.4 Estudio del sistema .................................................................................................. 2

1.4.1 Promediado de las ecuaciones de estado ........................................................... 4

1.4.2 Linealización ..................................................................................................... 7

1.4.3 Funciones de transferencia en lazo abierto........................................................ 9

1.4.4 Funciones de transferencia en lazo cerrado por control del voltaje ..................12

1.4.5 Funciones de transferencia en lazo cerrado por control de corriente ................19

2. Memoria de cálculo ....................................................................................................24 2.1 Introducción...................................................................................................................25

2.2 Cálculo de los parámetros de la planta ..........................................................................25

2.2.1 Cálculo de los valores de los inductores ..............................................................30

2.2.2 Elección de condensadores y MOSFET...............................................................31

2.2.3 Elección del diodo ................................................................................................32

2.2.4 Driver....................................................................................................................32

2.2.5 Sensor de corriente INA145 .................................................................................33

2.3 Circuito desfasador de señales.......................................................................................35

2.3.1 Reloj (TC496CN) .................................................................................................39

2.4 Generador de diente de sierra ........................................................................................40

2.5 Control en modo tensión ...............................................................................................41

2.6 Control en modo tensión – corriente .............................................................................44

2.6.1 Circuito SET-RESET ...........................................................................................46

2.7 Simulaciones mediante PSIM........................................................................................48

2.8 Resultados experimentales ............................................................................................54 3. Presupuesto ....................................................................................................................66 3.1 Precios elementales .......................................................................................................67

3.1.1 Capitulo 1: Diseño, simulación e implementación................................67

3.1.2 Capitulo2 : Material...............................................................................68


3.2 Anidamientos.................................................................................................................70



3.3 Aplicación de precios ....................................................................................................73



3.4 Precio por ejecución por material..................................................................................76

3.5 Precio de ejecución por contrato ...................................................................................76

3.6 Precio por licitación.......................................................................................................76

3.7 Resumen del presupuesto ..............................................................................................76 4. Planos..............................................................................................................................77 4.1 Esquema de la etapa de potencia ...................................................................................78

4.2 Esquema del control de tensión.....................................................................................79

4.3 Esquema del control de corriente ..................................................................................79

4.4 Placa de potencia...........................................................................................................80

4.5 Placa de control .............................................................................................................80

4.6 Placa del desfasador de señales .....................................................................................81 5. Pliego de condiciones.....................................................................................................82 5.1 Disposición y alcance del Pliego de Condiciones .........................................................83

5.1.1 Objetivo del Pliego ............................................................................................83

5.1.2 Descripción General del Montaje......................................................................83

5.2 Condiciones de los Materiales.......................................................................................84

5.2.1 Especificaciones Eléctricas ...............................................................................84

5.2.1.1 Placas de circuito impreso ........................................................................84

5.2.1.2 Conductores ..............................................................................................84

5.2.1.3 Zócalos torneados tipo D.I.L ....................................................................84

5.2.1.4 Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión............................................84

5.2.1.5 Resistencias ..............................................................................................85

5.2.1.6 Condensadores..........................................................................................86

5.2.1.7 Circuitos integrados y semiconductores...................................................86

5.2.2 Especificaciones Mecánicas ..............................................................................86


5.2.2.1 Interconexionado de placas ......................................................................87

5.2.2.2 Ensayos, verificaciones y ajustes .............................................................87

5.3 Condiciones de la ejecución ..........................................................................................87

5.3.1 Descripción del proceso ....................................................................................87

5.3.1.1 Encargo y compra del material.................................................................87

5.3.1.2 Construcción de los inductores.................................................................87

5.3.1.3 Fabricación del circuito impreso ..............................................................87

5.3.2 Soldadura de los componentes ..........................................................................89

5.4 Condiciones facultativas................................................................................................89 6 Anexo .................................................................................................................................. 6.1 Webs utitlizadas...............................................................................................................A

6.2 Datasheets. ......................................................................................................................B

6.3 Bibliografia......................................................................................................................C


1.- MEMORIA DESCRIPTIVA

Memoria Descriptiva 1


1.1 Objetivo del proyecto

El Objetivo principal de este proyecto es construir físicamente tres convertidores Boost conectados en paralelo, de modo que se controlen en modo tensión y modo corriente por interleaving.

Otros objetivos a tener en cuenta es intentar obtener el máximo rendimiento posible. 1.2 Titular

El titular del proyecto es el Departament d’Enginyeria Elèctrica, Electrónica i Automática (DEEEA) situado a l’Avinguda Països Catalans nº 26 de la ciudad de Tarragona. El director del proyecto es el Doctor Abdelali El Aroudi . 1.3 Antecedentes

Los convertidores electrónicos de potencia, debido a su naturaleza no lineal, tienen un rango muy ancho de comportamientos no lineales. Para el estudio de estos, las técnicas utilizadas son casi siempre mediante la aproximación de estos sistemas no lineales por sistemas lineales. En los recientes años se han estudiado intensivamente el comportamiento dinámico de estos convertidores, especialmente los de primer y de segundo orden. Pero el estudio de convertidores de ordenes superior a dos y de convertidores conectados en paralelo es raramente estudiado aunque en su práctica son de gran importaría. Recientemente, La conexión en paralelo de varios convertidores se ha convertido en una técnica popular para el reparto de energía entre las diferentes ramas del sistema, de este modo podremos mejorar la capacidad de procesamiento, fiabilidad y la flexibilidad. No obstante, al ser un sistema no lineal , los convertidores conectados en paralelo es un sistema que puede comportarse de muchas maneras que puedan ser imposible de predecir por el análisis que se utilizan para el estudio de los sistemas lineales. 1.4 Estudio del sistema El estudio se va a realizar a partir de un solo convertidor, de forma que aproximaremos dicho convertidor Boost, el cual es un sistema no lineal, por un sistema lineal utilizando la técnica de promediación y linealización en el espacio de estado. Cuando obtengamos el sistema lineal, podremos encontrar las funciones de transferencias así como los diagramas de bode en lazo abierto y en lazo cerrado. A partir de estas funciones de transferencia podremos aplicar cualquier criterio de estabilidad de los existentes, como puede ser el de margen de ganancia y margen de fase, para asegurar la estabilidad del convertidor dentro de unos rangos prefijados. A continuación mediante un esquema podemos ver los diferentes pasos que se utilizan para la promediación y la linealización de las ecuaciones del convertidor Boost. En la figura 1.1 podemos ver el diagrama de bloques del circuito.



Ecuaciones de estado Aproximación

a baja frecuencia

Promediado de las ecuaciones

Ecuaciones continuas pero no lineales

Aproximación a pequeña señal

Linealización

Ecuaciones linealizadas

Donde: Uk - Variables de entrada Xk - Variables de estado Yk - Variables de salida d - Variable de control

Figura 1.1: Diagrama de bloques



Las funciones de transferencia en lazo cerrado por control de tensión que podemos encontrar y que más adelante demostraremos son las siguientes:

• =)()(

1

1

sUsY Admitancia de entrada = )(1

1 sZ −

• =)()(

2

1

sUsY Audiosuceptibilidad de corriente de salida

• =)()(

1

2

sUsY Audiosuceptibilidad

• =)()(

2

2

sUsY Impedancia de salida = )(2 sZ

1.4.1 Promediado de las ecuaciones de estado. La primera parte del análisis será estudiar el circuito en sus dos estados de conmutación, de esta forma podremos estudiar su comportamiento. El segundo paso será promediar los dos estados durante un ciclo . Promediar lo podemos definir como hacer el promedio de las dos ecuaciones durante un ciclo de conmutación. Aplicando esta técnica podemos ver como el efecto de conmutación desaparece. Veamos, en la figura 1.2, el comportamiento de la corriente de entrada y la tensión de salida y el promediado de estos dos.

La P será la forma de onda del promediado y la S.P será la forma de onda sin promediar.

Figura 1.2: Formas de onda conmutadas y promediadas

A continuación procederemos con el análisis del circuito. El circuito del convertidor Boost a estudiar es el de la figura 1.3, donde definiremos x1 como la corriente del inductor, x2 la caída de tensión del condensador o que es la misma que la



tensión de salida por estar en paralelo, u1 tensión de entrada y u2 es una fuente de corriente que simula las posibles variaciones de la carga.

Figura 1.3 : Convertidor Boost

Estado número 1: S1 en ON y S2 en OFF (0< t < d·ts)

Figura 1.4: Primer estado (Transitor ON, Diodo OFF)

dtdxLL

1=V y u LV=1 dtdxL 1

1 =u (1.1)

dt

dxCRx 22

2 +=u (1.2)



Estado número 2: S1 en OFF y S2 en ON (d·ts< t <1·ts)

Figura nº1.5: Segundo estado (Transitor OFF, Diodo ON)

21

1 xdtdxLu += (1.3)

122

2 xdt

dxC

Rx

u −+= (1.4)

Una vez hemos analizado los dos posibles estados del circuito y tenemos las

ecuaciones, podemos promediarlas para obtener el denominado modelo promediado. Si nos fijamos en la ecuaciones (1.1) y (1.3), podemos comprobar que el termino solo aparece en la ecuación (1.3), entonces ese termino se multiplica por (1-d) ya que la variable solo se encuentra en el estado (1-d), es decir, en el estado 2. El resultado de esta promediación es la ecuación (1.5). Para las ecuaciones (1.2) y (1.4) seguiremos el mismo proceso que el anterior y obtenemos la ecuación (1.6)

2x

2x

Si re-escribimos los términos de las derivadas en la forma:

11 x

dtdx

&= y 22 x

dtdx

&=

obtenemos un único sistema, lo que llamaremos el sistema promediado y que

también podemos ver en la figura 1.6 el circuito promediado. u (1.5)

211 )1( xdxL −+= &

122

2 )1( xdxCRx

−−+= &u

(1.6)



Figura nº1.6: circuito promediado 1.4.2 Linealización

Linealizar el circuito no implica olvidarse de las componentes de la frecuencia de conmutación, en otras palabras, no podemos eliminar este comportamiento sin más, pero si la frecuencia natural de la función de transferencia que encontraremos, al linealizar el circuito, es menor que la frecuencia de conmutación, se puede tratar estas componentes por separado.

Supongamos que las variables y los parámetros están compuestos por un término

constante y una pequeña perturbación a su alrededor:

dDd ˆˆˆ

0

0

0

+=+=+=

uUuxXx

Reemplazando estas expresiones en el modelo conmutado anterior, obtenemos

un modelo en la forma:

dˆˆˆ EuBxAx ++=&

ecuación a partir de la cual se puede obtener las diferentes funciones de transferencia de interés. A título de ejemplo se puede obtener que la función de transferencia ciclo de trabajo-salida en bucle abierto tiene la forma:

)()()()( sDssss EBUAXX ++=

200

202 2)(

)(:)(wws

ZsGsX

sDsH++

−==

ζ

f0<<fs

donde G0 , Z, ζ y w0 son parámetros que dependen de los parámetros del circuito en estado estacionario y f0 la frecuencia natural del circuito y fs la frecuencia de conmutación.



A continuación se mostrará como linealizar los términos que no sean lineales y obtener las matrices y los vectores A, B, E. Veamos la linealización de los términos

y ( . 2)1( xd− 1)1 xd−

[ ]dXxD

xdXdxDDXxXxXdDxXdxxxdˆ)1(

ˆˆˆˆˆ)ˆ)(ˆ[(ˆ)1(

202

220220220220220222

−−→

+++−+→−+−+→−=−

[ ]

dXxD

xdXdxDDXxXxXdDxXdxxxdˆ)1(

ˆˆˆˆˆ)ˆ)(ˆ[(ˆ)1(

101

110110110110110111

−−→

+++−+→−+−+→−=−

Al Sustituir estos términos en las ecuaciones (1.5) y (1.6), el resultado que

obtenemos es el siguiente:

(1.7)

dXxDxLu ˆ)1( 20211 −−+= &

[ dXxDxCRx ˆ)1( 1012

22 −−−+= & ]u (1.8)

Aislando los términos de las derivadas 11 x

dtdx

&= y 22 x

dtdx

&= el resultado es:

L

dXxDux

ˆ)1( 20211

+−−=&

(1.9)

C

dXC

xDRCx

Cux

ˆ)1( 101222 −

−+−=& (1.10)

Las ecuaciones (1.9) y (1.10) son la linealización de las ecuaciones de promediado (1.5) y (1.6). Con este sistema de ecuaciones podemos obtener los valores de continua haciendo que los valores de las derivadas sean cero o podemos encontrar las funciones de transferencia mediante la transformada de Laplace.



1.4.3 Funciones de transferencia en lazo abierto.

Rescribiendo las ecuaciones (1.9) y (1.10), se ha obtenido que la forma general del modelo promediado de un convertidor dc-dc es de la forma

dEBuAxx ++=&

siendo A,B,E matrices que contienen los valores constantes, x es el vector de las variables de estado y u es el vector de las fuentes que pueden variar alrededor del punto de trabajo y es el ciclo de trabajo que constituye la variable de control. d

[dCXL

X

uu

C

Lxx

RCCD

LD

xx ˆ··10

01

·11

)1(0

10

20

2

1

2

1

2

1

−+

+

−−

−−

=

&

& ] (1.11)

Aplicando la transformada de Laplace y utilizando las variables de pequeña señal podemos rescribir la ecuación como:

[ )(ˆ·)(ˆ)(ˆ

·10

01

)(ˆ)(ˆ

·11

)1(0

)(ˆ)(ˆ

10

20

2

1

2

1

2

1 sd

CXL

X

susu

C

Lsxsx

RCCD

LD

Isxsx

s

−+

+

−−

−−

=

] (1.12)

Aislando las variables de y tenemos que: )(ˆ1 sx )(ˆ2 sx

[ ])(ˆ·)(ˆ)(ˆ

·10

01

)(ˆ)(ˆ

·11

)1(0·

10

20

2

1

2

1 sd

CXL

X

susu

C

Lsxsx

RCCD

LD

Is

−+

=

−−

−−

−

[ ]

−+

−−

−−

−=

−

)(ˆ·)(ˆ)(ˆ

·10

01

·11

)1(0·

)(ˆ)(ˆ

10

20

2

1

1

2

1 sd

CXL

X

susu

C

L

RCCD

LD

Issxsx

[ ]

−+

−−

−−

−

=

−

)(ˆ·)(ˆ)(ˆ

·10

01

·11

)1(0

00

)(ˆ)(ˆ

10

20

2

1

1

2

1 sd

CXL

X

susu

C

L

RCCD

LD

ss

sxsx

[

−+

+−−

−

=

−

)(ˆ·)(ˆ)(ˆ

·10

01

·1)1(

)1(

)(ˆ)(ˆ

10

20

2

1

1

2

1 sd

CXL

X

susu

C

L

RCs

CD

LDs

sxsx ] (1.13)



Si calculamos la matriz inversa de la ecuación (1.13) tenemos que:

−

−−+

−++

=

+−−

− −

sC

DL

DRC

s

CLD

RCssRC

sC

DL

Ds

)1(

)1(1

·)1(

11)1(

)1(

22

1

Substituyendo el resultado de la matriz inversa a la ecuación (1.13) tenemos que:

[

−+

−++

−

−−+

=

)(ˆ·

)(ˆ)(ˆ

·10

01

·)1(

)1(

)1(1

)(ˆ)(ˆ

10

20

2

12

22

1 sd

CXL

X

susu

C

L

CLD

RCss

sC

DL

DRC

s

sxsx ] (1.14)

A partir de la ecuación (1.14) podemos encontrar cualquier función de transferencia en Lazo abierto. Unas de las funciones de transferencia interesante a encontrar es la relación de la tensión de salida y la variable de control.

CLD

RCss

CX

sCL

XD

sdsx

22

1020

2

)1(

)1(

)(ˆ)(ˆ

−++

−−

= (1.15)

Antes de continuar necesitamos identificar todas las relaciones que existen entre la variable de control y todas las posibles variables de estado y las fuentes del sistema conjuntamente con las ecuaciones de la planta. La relación entre la variable de control y las variables de estado lo definiremos como control por Feedback. La relación entre la variable de control y las fuentes del sistema lo definiremos como control Feedforward . De esta forma podemos escribir esta relación como:

[ ])(ˆ)(...)(ˆ)()(ˆ)()(ˆ)(...)(ˆ)()(ˆ)(ˆ

22112211 susQsusQsusQsxsFsxsFsxsFd nnnn +++++++=

[ ]

+++=

)(ˆ...

)(ˆ)(ˆ

)(...)()(ˆ

2

1

21

sx

sxsx

sFsFsFd

n

n (feedback)



[ ]

++++

)(ˆ...

)(ˆ)(ˆ

)(...)()(

2

1

21

su

susu

sQsQsQ

n

n (feedforward)

[ )(ˆ)()(ˆ)(ˆ ssssd uQxF TT += ]

]

(1.16)

La ecuación (1.16) es la que definiremos como la ecuación de la ley de control. Substituyendo esta a la forma general

obtenemos: )(ˆ)(ˆ)(ˆ)(ˆ sdssss EuBxAx ++=

(1.17) [ ] [ )(ˆ)()()(ˆ 1 sssss uEQBEFAIx TT +−−=

−

Esta es la ecuación general donde podemos encontrar cualquier función de transferencia con cualquier lazo de control implementado.



1.4.4 Funciones de transferencia en lazo cerrado por control del voltaje. El objetivo de esta apartado será el análisis del circuito, pero introduciendo un lazo de control de tensión. El objetivo de los circuitos realimentados es el control de alguna variable que nos interesa aunque varíen las otras variables. En nuestro caso la necesidad de un lazo de control es porque si la variable de entrada sufre alguna variación, la salida tiene que mantenerse constante al valor deseado.

El circuito a utilizar para el control del voltaje será el siguiente:

Figura 1.7: Circuito de control de tensión.

El primer paso será buscar la relación entre la tensión de salida, que será la deseada, y la variable de control . La variable de control la podemos reemplazar

por

)(ˆ sd

VpseVsd )(ˆ)(ˆ =

)(ˆ seV

ˆe

. Ahora tenemos de encontrar una relación entre y d . La variable la podemos reemplazar por V . Pero como solo nos interesa las pequeñas variaciones de salida y además suponemos que Vref va a ser fija, V .

)(ˆ2 sx)(sK−

)(ˆ s)(sˆ))(1()(ˆ

2xVrefsKse +=

)(sˆ)()( 2xsks −= Si recordamos la ley de control que hemos definido en la ecuación (1.16)

podemos ver que no hay que controlar ninguna de las variables de la fuente , la cual cosa implica que el vector =0 . Pero tenemos que controlar una de las variables de estado que es , esto implica que el vector .Substituyendo

obtenemos que:

)(sTQ)(ˆ2 sx [ Vpsks /)(0)( −=TF ]

)(ˆ seV



Vpsxsksd )(ˆ)()(ˆ2−= (1.18)

Con la combinación de las ecuaciones (1.12) y (1.18) encontramos que:

[ ]

−

−+

+

−−

−−

=

)(ˆ)(ˆ

)(0·)(ˆ)(ˆ

·10

01

)(ˆ)(ˆ

·11

)1(0

)(ˆ)(ˆ

2

1

10

20

2

1

2

1

2

1

sxsx

Vpsk

CXL

X

susu

C

Lsxsx

RCCD

LD

Isxsx

s

Hay que destacar que la variable de control ha desaparecido, de esta forma con las funciones de transferencias que se obtendrán, solo podremos conseguir la estabilidad de sistema por algún de los métodos conocidos, pero no la respuesta del sistema según la variable de control. Para poder trabajar con la respuesta del sistema según la variable de control necesitaríamos de alguna manera introducir alguna variable que dependiera de la variable de control. Esta variable podría ser perfectamente la Vref la cual hemos eliminado porque suponemos que no va a sufrir ninguna variación. Entonces introduciendo esta como posible variable que puede sufrir algún cambio podríamos encontrar la respuesta del sistema según la variable de control. En nuestro caso nos basaremos solo en asegurar la estabilidad. El procedimiento a seguir será el mismo que el utilizado para obtener la ecuación (1.14). Aislando las variables x tenemos que: ˆ

[ ]

=

−

−−

−−

−−

−)(ˆ)(ˆ

·10

01

)(ˆ)(ˆ

·)(0·11

)1(0

2

1

2

1

10

20

susu

C

Lsxsx

Vpsk

CXL

X

RCCD

LD

sI

[ ]

−

−−

−−

−−

−=

−

)(ˆ)(ˆ

·10

01

·)(0·11

)1(0

)(ˆ)(ˆ

2

1

1

10

20

2

1

susu

C

LVpsk

CXL

X

RCCD

LD

ssxsx

I

[ ]

−

−−

−−

−−

−

=

−

)(ˆ)(ˆ

·10

01

·)(0·11

)1(0

00

)(ˆ)(ˆ

2

1

1

10

20

2

1

susu

C

LVpsk

CXL

X

RCCD

LD

ss

sxsx

−

+

+−−

−

=

−

)(ˆ)(ˆ

·10

01

··

)(·1)1(

)1(

)(ˆ)(ˆ

2

1

1

10

2

1

susu

C

LVpC

skX

RCs

CD

LDs

sxsx

(1.19)



A partir de la ecuación (1.19) podemos encontrar cualquier función de transferencia en lazo cerrado con el lazo de control de tensión implementado.

∆

−+

=VpC

skXRC

sL

susx

)(1/1

)(ˆ)(ˆ

10

1

1

∆

+

−−

=VpLC

skXLC

D

susx

)(1

)(ˆ)(ˆ

20

2

1

∆−

=LCd

susx /)1()(ˆ)(ˆ

1

2

∆=

Cssusx /)(ˆ)(ˆ

2

2

Donde es el denominador de todas las funciones de transferencia: ∆

−

−−

+−

++=∆ sL

DRDVpRC

skULC

DRCss

2

210

22 )1(

)1()()1( (1.20)

Si escribimos cualquiera de las funciones de transferencia en lazo cerrado de la siguiente manera:

)()(1)(

sHsGsG

+

Podemos deducir que 1+G(s)H(s) es igual a la ecuación (1.20), es decir al

denominador de todas las funciones de transferencias, donde G(s)H(s) es la ganancia de lazo la cual se le puede aplicar cualquier criterio de estabilidad conocido.

−++

−

−−

+−

++=+

LCD

RCss

sL

DRDVpRC

skU

LCD

RCsssHsG 2

2

2

210

22

)1(

)1()1(

)(

1)1()()(1

LCD

RCss

sL

DRDVpRC

skU

sHsG 22

2

210

)1(

)1()1(

)(

)()(−

++

−

−−

= (1.21)

Para hacer el cálculo de los diagramas de polo-cero y bode, se puede utilizar una



herramienta de MATLAB que se llama SISOTOOL. Esta herramienta nos permite a representar el diagrama de bode y de polos-ceros de una función de transferencia de la ganancia de lazo, en otras palabras, podemos ver la estabilidad o inestabilidad que presenta el circuito si cerramos el lazo. Luego, si es necesario, modificando el valor del compensador introducido, sea la red compensadora que sea, podemos hacer que el circuito sea estable si es que este era inestable.

Si k(s)=ko, es decir de tipo proporcional, el resultado que obtendremos para la ganancia de lazo de la ecuación (1.21) será el circuito sin compensar. El resultado que se obtiene del diagrama de bode y el diagrama de polos-ceros es el siguiente:

Figura 1.8:diagrama de bode y de polos-ceros del circuito sin compensar. En el diagrama de bode de la figura 1.8 podemos comprobar que el circuito tiene

un par de polos complejos conjugados, siendo fácilmente el coeficiente de amortiguamiento ξ del sistema 0.1 la cual cosa implicaría un pico máximo de 14dB. Otro aspecto importante a tener en cuenta es que si la realimentación es proporcional el circuito es inestable con los vlaores de los parámetros utilizados en la gráfica ya que tiene un margen de ganancia inferior a 0 dB y un margen de fase inferior a 0 también. Para obtener una respuesta del circuito satisfactoria , debemos tener un margen de fase(φm) de 45º y un margen de ganancia de 6dB. La figura 1.9 muestra la definición de margen de ganancia y margen de fase.



Figura 1.9: Margen de ganancia y margen de fase Otro aspecto a tener en cuenta para saber si el circuito es estable o inestable es

la situación de los polos. Podemos ver en la figura 1.8 que para este valor de realimentación ko los polos se encuentran en el semiplano derecho esto es condición suficiente para la inestabilidad del circuito.

El paso siguiente es fijar unos valores a la ecuación (1.21), entonces modificando los valores del compensador con la herramienta SISOTOOL se puede llevar el circuito a la estabilidad si como es deseado.



Veamos un ejemplo. Supongamos que los parámetros tienen los siguientes valores: L=360µH, C=1000µF, U10=10V, R=10, Vout=X2=20V y Vp=1.

Si resolvemos la ecuación (1.21) con estos valores encontramos que la función

de transferencia del lazo es:

6.944e005 s 100 s^2 k(s)2.778e007· s 4000·k(s)-)()·(

+++

=sHsG

Introduciendo esta función a la herramienta SISOTOOL y dejando el valor del

compensador de tipo proporcional k=1 el resultado que obtenemos es el mismo que la figura 1.10.

Figura 1.10:Diagrama de bode y de polos-ceros del circuito sin

compensar

Podemos comprobar que los polos se encuentran en el semiplano derecho, que la ganancia de margen es inferior a los 6 dB y que el margen de fase es de –40º, la cual cosa implica que el circuito es inestable.



Modificando los valores del compensador hasta que el circuito sea estable obtenemos la figura 1.11.

Figura 1.11: Diagrama de bode y de polos-ceros del circuito compensado

Una vez modificado los valores hasta llevar el circuito a la estabilidad podemos comprobar que los polos se encuentran en el semiplano izquierdo que el margen de ganancia es de 6 dB y que el margen de fase es de 92º. Para la estabilidad nos basta con solo 45º. Con este resultado sabemos que el valor del compensador k(s) tiene que ser:

sssk

8.01509.0

407.01509.0)( +=

+=



Para la implementación de esta k(s) podríamos utilizar la red compensadora de la figura 1.12, la cual tiene la siguiente función de transferencia.

CsRRR

sVesVcsk

·11

12

)()()( −−==

Figura 1.12: red compensadora PI

1.4.5 Funciones de transferencia en lazo cerrado por control de corriente. El objetivo de este apartado será el análisis del circuito, pero introduciendo un lazo de control de corriente. En este caso podremos comprobar que la corriente, la cual es conocida, indirectamente formará parte de la variable de control. Esta dependencia provocará la desaparición de una variable de estado, provocando que el orden del sistema total se vea reducido a uno comparado con el control por modo tensión.

Para encontrar las funciones de transferencia utilizaremos las ecuaciones de estado analizadas anteriormente. Estas son (1.1) y (1.2) para el estado1 o ON y (1.3) y (1.4) para el estado 2 o OFF, pero en este caso no tendremos en cuenta la fuente u . 2

Estado 1 o ON tenemos

dtdxLL

1=V y LVu =1 dtdxLu 1

1 = (1.22)

Rx

dtdxC 22 −= (1.23)

Estado 2 o OFF tenemos

21

1 xdtdxLu += (1.24)

122 x

Rx

dtdxC +−= (1.25)



Una vez hemos analizado los dos posibles estados del circuito y tenemos las ecuaciones de estado, podemos promediarlas para obtener el denominado modelo promediado. El procedimiento es el mismo seguido en las ecuaciones (1.5) y (1.6). Si re-escribimos los términos de las derivadas por :

11 x

dtdx

&= y 22 x

dtdx

&=

obtenemos un único sistema de ecuaciones que llamaremos del sistema promediado.

(1.26)

211 )1( xdxLu −+= &

12

2 )1( xdRxxC −+−=&

(1.27) Si aislamos los términos de las derivadas obtenemos:

L

xdLux 21

1)1( −

−=& (1.28)

C

xdRCxx 12

2)1( −

+−=& (1.29)

El siguiente paso será separar el termino (1-d) de la ecuación (1.29), como resultado obtenemos:

1

22

)1x

RxxC

d+

=−&

( (1.30)

Substituyendo la ecuación (1.30) a la ecuación (1.28) obtenemos:

+−=

1

22

211 x

Rx

xC

Lx

Lux

&& (1.31)

Aislando algunos términos obtenemos:

R

xxxCxuxxL

22

221111 ··· −−= && (1.32)

1111

22

22 ··· xxLxuR

xxx && −=+C (1.33)

En la ecuación (1.33) podemos comprobar que la variable de control d ha



desaparecido. Pero como que el control es por modo corriente y esta será conocida podemos deducir que será la nueva variable de control. Vamos a renombrar x1 por I para no confundirse con la variable de estado que are en el control de corriente.

El siguiente paso será linealizar.

2022 xXx += 101 uUu +=

iII ˆ0 +=

Si linealizamos la ecuación (1.33) obtenemos que:

iLIiUIuR

xXxCX ˆ·ˆ··ˆ

ˆ·2ˆ· 0001220

220&& −+=+ (1.34)

Aplicando la transformada de LAPLACE tenemos:

ssiLIsiUIsuR

sxXssx )(ˆ·)(ˆ·)·(ˆ)(ˆ·2

)(ˆ· 0001220

220 −+=+CX

(1.35)

( sLIUsiIsuRX

sCXsx 000120

202 )(ˆ)·(ˆ2)(ˆ −+=

+ ) (1.36)

A partir de la ecuación (1.36) podemos encontraremos la función de transferencia la cual relaciona la tensión de salida y la corriente, donde esta corriente introduce indirectamente la variable de control d.

( )

RX

sCX

sLIUsisx

2020

002 2

)(ˆ)(ˆ

+

−=

+

−

=1

2·2

1·)(ˆ

)(ˆ20

0

00

2

sCRRX

UsLI

Usisx

+

−

=1

2

1··2

·)(ˆ

)(ˆ 0

0

20

0

2

sCRU

sLIX

RUsi

sx (1.37)

Si tenemos en cuenta la relación de potencia entre la entrada y la salida obtenemos la siguiente ecuación.



R

XIUPoutPin

220

00 · =→= donde RU

XI

·0

220

0 = (1.38)

Substituyendo la ecuación de la corriente de la ecuación (1.38) a la ecuación ( 1.37) llegaremos al resultado de la siguiente ecuación.

+

−

=1

2

··

1··2

·)(ˆ

)(ˆ2

0

220

20

0

2

sCR

sRU

XLX

RUsi

sx

Y finalmente aislando i(s) obtendremos la función de transferencia en lazo

cerrado que relaciona la tensión de salida con la corriente que circulará por el inductor.

+

−

=1

2

··

1··2

·

)(ˆ)(ˆ 2

0

220

20

0

2

sCR

sRU

XLX

RU

sisx (1.39)

El paso siguiente fijar unos valores a la ecuación (1.39), seguidamente

representar el los diagramas de bode y polo-cero mediante la herramienta de SISOTOOL de MATLAB y modificar el compensador para la estabilidad del sistema si este que esta es inestable.

Si substituimos los parámetros utilizados en el control de tensión, los cuales son

L=360µH, C=1000µF, U10=10V, R=10, Vout=X2=20V, obtenemos la siguiente función de transferencia.

1005.0

5.200036,0)()(2

++−

=ss

sisx



Representando con la herramienta SISOTOOL de MATLAB obtenemos la

figura 1.13

Figura 1.13: Diagrama de bode y de polos-ceros del circuito compensado En este caso podemos comprobar que únicamente cerrando el lazo y con una

realimentación proporcional el circuito es estable, es decir , sin la necesidad de ningún controlador PI.



2.- MEMORIA DE CÁLCULO

Memoria de Cálculo 24


2.1 Introducción. En este capitulo se llevará a cabo todas las justificaciones de la elección de los componentes así como los cálculos de algunos de ellos. También se explicara mediante esquemas la forma de conectar los diferentes circuitos entre ellos. Los dos últimos apartados de esta capítulo se detallará los resultados simulados y los resultados experimentales. Veamos en la figura siguientes el diagrama de bloques del circuito completo que se va a construir físicamente.

2.2 Cálculo de los parametros de la planta El primer paso para el cálculo de la planta será hacer el estudio de un convertidor para poder deducir los valores máximos y mínimos de corriente así como el rizado de tensión y también la relación entre la potencia de entrada y salida, finalmente encontraremos relación que hay entre el ciclo de trabajo y las tensiones de entrada y salida, es decir, todos los valores de corriente, tensión, ciclo de trabajo... del punto de trabajo. El estudio se va a realizar a partir de los circuitos de las figuras 1.4 y 1.5 de la memoria descriptiva, pero sin tener en cuenta las variaciones en pequeña señal , en otras palabras , solo teniendo en cuenta punto de trabajo. Antes de continuar vamos hacer unos cambios de variables para mal no interpretar estas variables con las de pequeña señal. El cambio a tener en cuenta es

, y que . En este caso no tendremos en cuenta la variable u , la cual son posibles variaciones de la carga.

Vinu =1 Voutx =2 ix =1 2

Si estamos en el estado 1 S1 en ON y S2 en OFF (0< t < d·ts) podemos comprobar que la tensión del inductor es:

dtdiLL =V y que Vin LV=

LVin

dtdi

= (2.1)



Si estamos en el estado 2 S1 en OFF y S2 en ON (d·ts< t <1·ts) podemos comprobar que la tensión del inductor es:

VoutVindtdiL −= (2.2)

Aplicando la transformada de Laplace a la ecuación (2.1) obtenemos:

sL

VinIsis·

)(· 1 =− donde sI

sLVins 1

2·)( +=i (2.3)

Aplicando la transformada de Laplace a la ecuación (2.2) obtenemos:

sLVoutVinIsis·

)(· 2−

=− donde sI

sLVoutVins 2

2·)( +

−=i (2.4)

Si hacemos la antitransformada de Laplace de las ecuaciones (2.3) y (2.4)

respectivamente obtenemos:

1)( ItL

Vinti += y también 2)( ItLVoutVint +

−=i (2.5)

La ecuaciones (2.5) es el resultado de la corriente en el inductor de cada estado de conmutación. A continuación podemos ver el valor de la corriente del inductor antes de cambiar de estado:

2)( ItiDtt

==

y 1)1()( It

Dtt=

−=i (2.6)

Igualando las ecuaciones de las corriente de cada estado y el valor que tendrán exactamente antes de cambiar de estado obtendremos:

12 IDTL

VinI += y 21 )1( ITDLVoutVinI +−

−= (2.7)

Reorganizado las ecuaciones (2.7) tenemos que:

DTL

VinII =− 12 y también TDLVoutVinII )1(12 −

−=− (2.8)

Donde definiremos la diferencia entre del valor máximo y el valor mínimo de la corriente como el rizado de corriente (2.9) 12 III L −=∆ Si igualamos las ecuaciones (2.8) obtendremos:



DVin

Vout−

=1

1 aislando veremos queVoutVinD −= 1 (2.10)

Donde D será lo que llamaremos Duty cycle o ciclo de trabajo. A continuación demostraremos los parámetros que depende de los valores máximos y mínimos de la corriente. Si suponemos que el convertidor no tiene perdidas, cosa que es imposible, podemos afirmar que: o Vin (2.11) PoutPin = IoutVoutIin ·· =

+

=2

12 IIIin y queR

VoPout2

= (2.12)

Siendo Pin y Pout la potencia de entrada y salida respectivamente

Combinando las ecuaciones (2.11) y (2.12) obtenemos:

R

VoutVinII 212 ·

2=

+ (2.13)

El resultado final de los valores de corriente máxima se obtiene combinando las ecuaciones (2.8) y (2.13)

DTL

VinRD

VinI·2·)1( 21 −

−= y DT

LVin

RDVinI

·2·)1( 22 +−

= (2.14)



Para el cálculo del rizado de tensión utilizaremos la siguiente gráfica:

Figura 2.1: Forma de onda de la tensión y corriente de salida.

Donde sabemos que :

CQVout = entonces

CQVout ∆

=∆ .

Para calcular podemos comprobar en la forma de onda de la corriente de

salida de la figura 2.1 que: Q∆

DTIoutTonIoutQ ·· ==∆ .

El resultado final del rizado de tensión de la salida será:

C

DTIoutVout ·=∆ (2.15)



Una vez tenemos toda la relación de los parámetros del circuito podemos continuar con la elección de los componentes del circuito. El circuito a diseñar será el siguiente:

Figura 2.2: Circuito de potencia. En nuestro caso la entrada será de Vin=10V y el objetivo será obtener a la salida Vout= 30V. La frecuencia a la cual el convertidor va a trabajar será de F=20000kHz con unos valores de inductancias de 360 uH y la carga del convertidor será del 10Ω.

Si observamos la ecuación (2.10) y los parámetros del diseño, deducimos que el ciclo de trabajo D=66.66%. A continuación mediante las ecuaciones (2.14) podemos deducir que I2=9,463 A y que I1=8,547 A y según estos valores y la ecuación (2.9) obtenemos que el rizado de corriente ∆L=0.92 A y la corriente media de entrada del convertidor es dada por la ecuación (2.12), siendo esta de 9 A. Pero al tener tres convertidores conectados en paralelo en cada uno de los inductores solo circulara 1/3 de la corriente de entrada, es decir, 3 A por cada convertidor. Los valores de corriente de cada una de las ramas lo representaremos de la siguiente forma, ILXY siendo X cada una de las ramas de los convertidores y la Y la corriente máxima(2) o mínima(1). Entonces deducimos que para la rama número 1, la corriente máxima y mínima que circulará por el inductor será IL12=3.493 A y IL11=2.537 A. Estos valores son los mismo para las ramas número 2 y número 3 ya que estos son completamente igual. Ahora, en momento de calcular el inductor, sabemos que va a circular una corriente de 3 A en valor medio.



Para calcular las resistencias en serie con el inductor para el sensado de corriente, hemos de tener en cuenta que deben ser de un valor muy pequeño para que el rendimiento del convertidor sea lo mas grande posible, en nuestro caso hemos elegido unas resistencias de 0.010 Ω. Se puede ver claramente por la ley de Ohm que la potencia a disipar por cada resistencia será de 0.09W. Para el cálculo de rizado de la tensión de salida, utilizaremos la ecuación (2.15). Si queremos un rizado de 100mV como máximo, encontraremos que la capacidad del condensador de salida tiene que ser de 1000µF. 2.2.1 Cálculo de los valores de los inductores.

TOROIDAL POLVO DE HIERRO O-ring iron-dust core

• Material grado 75 Tipo NTH 039

L∆ 70mh/1000 Turns(vueltas): 1000±10% Dimensiones en mm. ∅ ext.: 39,80. Dimensiones en mm. ∅ int.: 24,13. Dimensiones en mm. Alto: 14,48.

Figura 2.3: Núcleo toroidal de las bobinas Para la construcción el inductor, utilizaremos un núcleo de polvo de ferrita. La

elección del núcleo de polvo de ferrita se debe a que es especial para la construcción de inductores de acumulación.

Una vez escogido el núcleo es el momento del tamaño de este. Este viene asociado según las vueltas de hilo que se tengan que dar al núcleo y según la inductancia que se quiera obtener.

El siguiente paso será calcular la inductancia de la bobina. La inductancia que hemos considerado para el cálculo de la bobina es de 350 uH , esto se debe para que el rizado de corriente sea el menor posible y no entremos en modo de conducción discontinua.

Si nos fijamos en las ecuaciones (2.14) podemos comprobar que estas están formadas por dos términos, un primer termino es igual para las dos ecuaciones, este lo llamaremos el valor medio de la corriente del inductor, el segundo término igual para las dos ecuaciones pero en una ecuación está sumando y en la otra está restando. Se puede ver claramente que el rizado de corriente viene determinado por este segundo termino y que cuanto más grande sea valor del inductor mas pequeña será el rizado.

Para el cálculo de este utilizaremos la siguiente ecuación: (2.16) 62 10·· −∆= NL L

Donde N será el número de vueltas, ∆L la inductancia nominal y L la inductancia deseada en Henrios. Como que tenemos una variación de la inductancia nominal del ±10% escogemos el peor de los casos que es -10%. Entonces el resultado de la inductancia nominal que utilizaremos para los cálculos será de 63mH.



6910.63

10·1·00035.03

6

== −N vueltas (2.17)

El siguiente paso será la elección del hilo y el numero de hilos a colocar. Si la intensidad máxima del inductor es de 3 A , el inductor que calcularemos será de para soportar una intensidad de 5A. Con estos valores tenemos que:

222 833.000833.0

/6005 mmcm

cmAA

== (2.18)

Normalmente se toma la densidad de corriente de valores de 200,400,600 o 800

A/cm2. Con un diámetro de hilo de cobre de 0.280mm, el cual tiene una sección neta de

0.0616 mm2, se necesitan:

hilosmm

mmhilosN 140616.0833.0º 2

2

== (2.19)

Para la construcción del inductor será necesario 69 vueltas con 14 hilos de

diámetro de 0.280mm al núcleo NTH 039. Una aspecto importante es saber los metros de cable que vamos a utilizar. Para el

conocimiento de esto utilizaremos la siguiente fórmula. L=(2·(diámetro exterior – diámetro interior)+2·alto)·nº vueltas

En nuestro caso tenemos que: L=(2·(39.80-24.13)+2·14.48)·69=4160.7mm =4.1607 m 2.2.2 Elección de Condensadores y MOSFET.

EL condensador que vamos a usar va ser uno de tipo electrolítico, al ser este de

tipo electrolítico este debe conectarse con la debida polaridad, y la tensión a la que son sometidos no debe sobrepasar nunca la especificada en ellos. Al ser la tensión de trabajo inicial del Boost de 30 V, y considerando que puede trabajar y proporcionar tensiones más elevadas se ha escogido que los condensadores electrolíticos puedan soportar hasta 100 voltios. También, este tipo de condensadores, pueden ser dañados si trabajan a alta frecuencia, en nuestro caso no trabajamos a alta frecuencia pero podemos prevenir este efecto introduciendo unos condensadores de tipo no electrolítico en paralelo con estos. Los que vamos a utilizar nosotros son los del tipo Z5U los cuales tienen una capacidad de 2.2 µF

Al momento de la elección del MOSFET se tiene que tener en cuenta la tensión

máxima prevista entre drenador-fuente y la corriente máxima que circulará. Otro aspecto importante es la resistencia interna en conducción del MOSFET, mientras más baja sea esta, menos pérdidas se producirán en el sistema y más elevado será el rendimiento.



El MOSFET que se ha elegido es el STW60NE10. Este MOSFET presenta una tensión VDS de 100 voltio. Su resistencia en conducción es de 0’016 ohmios. Podemos comprobar que el MOSFET presenta una muy baja resistencia cuando esta en conducción

La corriente máxima que debe soportar el MOSFET viene dada por la ecuación

2.19. En nuestro caso el transistor MOSFET podrá trabajar con los valores de corriente predeterminados.

( ) RD

VinI L 21−= (2.19)

2.2.3 Elección del Diodo.

El diodo que se utilizará será de tipo Schottky, ya que estos tiene una caída de

tensión muy baja. Este hecho hace que el rendimiento aumente, y además, la conmutación es más suave con lo que se reduce el contenido de harmónicos en la salida del convertidor. También podemos afirmar que estos diodos son de conmutación mas rápida que los normales, cosa que nos hace deducir que pueden trabajar al más alta frecuencia.

El diodo que se ha escogido es un schottky 40CPQ100, que soporta una tensión

inversa máxima de 100 V, una tensión suficiente para soportar la tensión máxima que se dará cuando el interruptor esté conduciendo.

2.2.4 Driver.

El circuito “driver” utilizado es el que se observa en la figura 2.4

Figura 2.4: Circuito Driver.

La necesidad de este circuito es para la activación y desactivación del interruptor MOSFET. Los transistores bipolares PNP y NPN tienen que ser lo suficiente rápidos para trabajar a la frecuencia deseada y la colocación de un condensador en paralelo para que pueda suministrar la energía deseada.

La utilización resistencia R3 es para reducir el valor del coeficiente de amortiguamiento ξ del sistema de segundo orden que se genera con la inductancia de la pista y el condensador entre la puerta y el surtidor del transistor. En estos casos la



resistencia tiene un valor muy pequeño, para nuestra aplicación hemos utilizado un valor de 10Ω, pero esta puede variar según el diseño

El diodo Zener, es utilizado para proteger la puerta del interruptor. Cuando escogemos un MOSFET en el Datasheet nos muestran el valor máximo que puede soportar la puerta del transistor, en nuestro caso el de 20V, entonces el diodo Zener que utilizaremos será de 15V.

Finalmente, tenemos de dimensionar la resistencia R2. Esta tiene un valor mucho mas alto que R2 y su utilización es para ayudar a la descarga del condensador de la puerta del transistor. 2.2.5 Sensor de corriente INA145 El INA145 es una amplificador diferencial el cual tiene una ganancia variable configurable mediante resistencias externas. Los rangos de ganancia a los cuales se puede llegar son desde 1 hasta 1000. El circuito utilizado es el de la figura 2.5

Figura 2.5:Circuito sensor de corriente Este circuito lo utilizaremos para sensar la corriente del inductor, de esta forma podremos implementar el lazo de control modo corriente. Un aspecto muy importante es la situación de este circuito. Para sensar una corriente deberemos colocar una resistencia en serie con el inductor para que haya una caída de tensión en ella y mediante el sensor poder traducir esta corriente en un voltaje. Pero esta resistencia deberá tener un valor muy bajo para no reducir drásticamente el rendimiento del convertidor. El valor el cual hemos utilizado es de 10 mΩ. Este valor de resistencia nos llevan a una caída de tensión del orden de mili voltios, cosa que nos hace deducir que esta tensión será muy sensibles al ruido.

En nuestro caso tenemos que por cada inductor del circuito, en valor medio, circula una corriente de tres amperios. Si aplicamos la ley de Ohm tenemos que. V mVmVIR sensadoLsensadosensado 303·10· =Ω=→=



Podemos comprobar que el valor medio de la tensión será de 30 mV. Para evitar

cualquier posible interferencia de ruido se a colocado este chip muy cerca de la resistencia de sensado de tal manera que la pista entre los puntos de sensado y las patillas del chip es inferior o igual a 1 centímetro. El valor de tensión que se obtiene en la salida del INA145 según la diferencia de potencial que haya en las patillas 3 y 2 es: Vo )1/21)(( RGRGVinVin +−= −+

La siguiente tabla muestra los valores de las resistencias para obtener los valores

de ganancias.

Ganancia Total (V/V) RG1 RG2 RB

1 ninguna 10k - 2 20k 20k - 5 12.4k 49.9k - 10 11.0k 100k - 20 10.5k 200k - 50 10.2k 499k - 100 10.2k 1M - 200 499 100k 9.53k 500 100 49.9k 10k 1000 100 100k 10k



2.3 Circuito desfasador de señales. La necesidad de este circuito se debe al control por interleaving, ya que este tipo de control hace trabajar los diferentes convertidores pero desfasados en el tiempo. Si los convertidores se conectasen sincronizadamente, este circuito no se utilizaría. El circuito desfasador de señales es un circuito formado por dos partes, la primera parte es un circuito secuencial que es capaz de generar n señales desfasada 360º/n. En nuestro caso tenemos que generar tres señales la cual cosa implica que cada una de ellas debe estar separada 360º/3=120º. Para este objetivo deberemos conectar cinco biestable de la forma que indica la figura 2.6. Los biestables que se han usado son 74HC74.

La segunda parte del circuito esta formada por un circuito combinacional. La necesidad de este es debido a que las señales generadas en la primera parte tienen un ciclo de trabajo de 50% y el objetivo global del completo es conseguir las señales desfasadas 120º y con un ciclo de trabajo del 1% o 2%.

Figura 2.6: Circuito desfasador de señales



Otro aspecto a tener en cuenta es la frecuencia de salida de las señales . La relación que hay entre la frecuencia de la señales salida, que llamaremos fSx, y

la frecuencia del CLK’,que llamaremos fc, es fc=3*fSx. Esto significa que si queremos que S1,S2 y S3 tengan una frecuencia de fx=20 KHz, la frecuencia del reloj CLK’ ha de ser de fc=60 KHz. Para generar la señal CLK’ utilizamos el circuito TL494CN. Este circuito es un modulador de la anchura de pulsos y lo conectamos de tal forma que le podemos variar la frecuencia y el ciclo de trabajo por separado. En el siguiente apartado se mostrará la configuración para este circuito.

1S 2S3S

El circuito secuencial nos genera las formas de onda de la figura 2.7.

Figura 2.7: Formas de onda del circuito secuencial

La segunda parte de este circuito esta formado por un circuito combinacional. Para crear este circuito hay que crear un mapa de KARNAUGH y luego extraer el circuito combinacional a implementar a partir de este. Podemos comprobar que las salidas del circuito secuencial tienen una frecuencia, que llamaremos fSx’, de fSx’=fc/6 y que fc=6* fSx’. Con el resultado de la figura 2.7 podemos crear el siguiente mapa de KARNAUGH.

CLK’ S1’ S2’ S3’ S1 S2 S3 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1

Tabla 2.1: Mapa de KARNAUGH



Donde en la tabla 2.1, CLK’, S1’, S2’, S3’ son las entradas del circuito combinacional y S1, S2, y S3 las salidas del circuito global. A continuación vamos a encontrar la función lógica que debe tener cada una de las salidas con respecto a las entradas.

Salida S1

S2’ S3’ CLK’ S1’

00 01 11 10

00 0 0 0 0

01 0 0 0 0

11 1 0 0 0

10 0 0 1 0

Tabla 2.2

'3'·2·'1'·'3·'2'·1'·1 SSSCLKSSSCLKS +=

Salida S2

S2’ S3’ CLK’ S1’

00 01 11 10

00 0 0 0 0

01 0 0 0 0

11 0 0 0 1

10 0 1 0 0

Tabla 2.3

'3·'2·'1'·'3'·2'·1'·2 SSSCLKSSSCLKS +=



Salida S3

S2’ S3’ CLK’ S1’

00 01 11 10

00 0 0 0 0

01 0 0 0 0

11 0 0 1 0

10 1 0 0 0

Tabla 2.4

'3·'2·'1'·'3'·2'·1'·3 SSSCLKSSSCLKS += Las funciones S1, S2 ,S3 se han implementado en un circuito combinacional obteniendo el resultado de la figura 2.8.

Figura 2.8: Formas de onda del circuito desfasador de señales. En la figura 2.8 podemos comprobar que la señal entrada CLK’ de 60 kHz obtenemos tres señales desfasadas 120º, las cuales son S1,S2 y S3, con una frecuencia tres veces menor que el CLK’ pero con el mismo ciclo de trabajo que este. Para la implementación del circuito se han utilizado los inversores 74HC04 las puertas AND’s de cuatro entradas 74HC21 y las puestas NOR’s de dos entradas 74HC32.



2.3.1 Reloj (TL494CN). Este integrado TL494CN es un circuito de control que genera una señal cuadrada, cuya anchura de pulso es variable. Una de las partes importantes a destacar es el oscilador configurable desde el exterior mediante un condensador y un resistor, de esta forma podemos generar una onda cuadrada con la frecuencia deseada siempre dentro de los rangos especificados por el Datasheet. Para poder variar la frecuencia colocaremos un condensador de 10nF y un potenciómetro de 10KΩ, en este caso podemos trabajar en un rango de frecuencias entre 15kHz y 180kHz. En este circuito podemos ver también que posee una entrada Vref la cual su variación, mediante un regulador de tensión, implica variar la anchura del pulso, recordemos que necesitamos un ciclo de trabajo de 1% o 2% para poder utilizar esta señales como reloj(CLK’) de los biestables del circuito secuencial del apartado 2.3.

Figura 2.9: Circuito generador del reloj Para regular la tensión de Vref se a utilizado el LM317. La configuración utilizada es la siguiente con un potenciómetro de valor de 10K para poder variar la tensión entre 0 y 3 voltios.

Figura nº2.10: Circuito regulor de tensión



2.4 Generador de diente de sierra.

El circuito para generar una señal en forma de diente de sierra es el mostrado en la figura nº2.11

Figura 2.11: Generador diente de sierra.

Uno de los parámetros a tener en cuenta en el circuito generador de diente de sierra es la constante τ formada por R1 y C1 , la cual tiene que ser mucho mayor que el periodo del convertidor, es decir, que si el convertidor trabaja a una frecuencia de 20 k Hz, es decir, con un periodo de 50us, entonces el valor de R1C1 tiene que ser mucho mayor que esta constante para que entonces podamos asegurarnos que el tramo de la carga del condensador es casi lineal. En nuestro caso la resistencia R1 tiene un valor de 10kΩ y el condensador C1 de 100nF. La señal Sx es generada en el circuito comentado en el apartado 2.3. Como comentemos anteriormente esta señal tiene forma de onda cuadrada pero con un ciclo de trabajo de 1% o 2 %, traducido a tiempo significa que genera una onda cuadra con valor máximo(1) durante 0.5 µs o 1 µs y el resto del periodo esta con el valor mínimo(0). Esta señal es la que activa el transistor con la consecuencia de que el condensador se descarga a través de este. EL tiempo de 1 µs es suficiente para que el condensador de descargue completamente y luego empiece a cargarse otra vez cuando el valor de Sx tenga un valor de mínimo(0) La señal en forma diente de sierra que se genera es de valor muy pequeño. Para amplificar esta señal se le coloca una etapa amplificadora en configuración no inversora y con una ganancia variable para poder variar la amplitud de la señal. El resultado que se obtiene es la señal Vpx.



2.5 Control en modo tensión.

Figura 2.12: Control en modo tensión

El circuito para el control de tensión es el mostrado a la figura 2.12. Este circuito solo nos sirve para el control modo tensión, si se quiere implementar el control tensión - corriente tenemos de introducir el lazo de control de corriente. El control tensión - corriente lo veremos en el siguiente apartado pero hay que destacar que la Vcon se generará de la misma forma que este circuito.

Este circuito esta formado por tres partes. La primera esta formada por un divisor de tensión y una etapa separadora, la utilidad de estos es para trabajar con una muestra de tensión de la salida .

La segunda parte esta formada por un amplificador de error el cual nos da como resultado la diferencia entre una muestra de la tensión de salida(Vo’) y una tensión de referencia(Vref), seguidamente del amplificador de error tenemos un red PI para mejorar la respuesta del sistema.

La tercera y ultima parte está formada por un comparador el cual compara la tensión de control(Vcon) con una señal diente de sierra(Vp), esta comparación nos da como resultado la forma de onda PWM que activará y desactivará el MOSFET. Hay que hacer notar que la señal de control d se relaciona con Vp y Vcon mediante la siguiente fórmula.



VpVcond =

Para calcular los valores de R2 y R3 utilizaremos la fórmula conocida para el cálculo de un divisor de tensión.

32

3·Vo'

RRRVout

+=

Cuando la tensión de salida(Vout) sea la deseada, el valor de Vo’ tiene

que ser igual a Vref, para que el valor de la salida del amplificador diferencial(Ve) de una diferencia de 0.

En nuestro caso si Vout=30, Vref la fijamos a 5V y fijamos R2=10kΩ el resultado para R3 será de 2kΩ. Nosotros, para R3, utilizaremos un potenciómetro de 10kΩ para poder variar el valor Vo’ y de esta forma poder variar el valor de tensión en la salida.

Para realizar la resta entre dos señales se ha utilizado un amplificador operacional en configuración diferencial. Este circuito es el mostrado en la figura 2.13

Figura 2.13:Amplificador en configuración diferencial.

La tensión de error(Ve) vendrá dada por la expresión siguiente.

+

++−=

2

1

32

3

2

1 1·

'·RR

RRVrefR

VoRRVe

Para que la ganancia sea unidad, se han utilizado las cuatro resistencias de igual valor. El valor utilizado es de 10kΩ. Para aumentar la estabilidad y reducir el error en estado estacionario del sistema hemos utilizado un controlador PI. Este controlador esta compuesto por un condensador de 100nF un potenciómetro R8=10k y R9=100k. Estos valores se deben ajustar mediante ensayos en el laboratorio. La parte proporcional del PI deben ser inferior a la unidad para poder trabajar con una señal rampa de bajo valor.

El control en modo tensión responde únicamente (y ajusta el ciclo de trabajo del convertidor) a los cambios en la tensión de salida. Esto significa que ante un cambio en el convertidor de la corriente de la carga o la fuente de entrada, el control no actuará



hasta detectar el correspondiente cambio en la tensión de salida. Este tiempo de espera afecta la regulación y llega a ser de varios ciclos de trabajo. Dependiendo de la carga o la perturbación en la entrada, existirá una correspondiente perturbación en la tensión de salida, no siempre proporcional a la perturbación inicial y esto puede llevarnos a la inestabilidad del circuito.

Este circuito fue probado físicamente en el laboratorio y se pudo comprobar que el circuito se vuelve inestable si arrancamos la parte de control y la parte de potencia al mismo tiempo.

Este se vuelve directamente inestable debido a que las condiciones iniciales son 0, es decir, que el condensador y el inductor están inicialmente descargados y todos los cálculos que hemos llevado a cabo son cuando el convertidor esta trabajando alrededor del punto de trabajo.

Otra causa que lleva este circuito a la inestabilidad es que solo se controla la tensión de salida y se deja la corriente sin controlar, entonces cuando la corriente pierde el control como que no hay ningún sistema que la controle lleva al convertidor a la inestabilidad y al mismo tiempo la tensión de salida.



2.6 Control en modo tensión - corriente. En el apartado anterior se ha diseñado la forma de controlar la tensión de salida, pero también se ha comentado que el circuito es muy inestable a cualquier perturbación o variación de la fuente o de la carga. Para resolver estos problemas se introduce otro lazo que controla la corriente. Entonces tenemos las dos variables del circuito, tensión - corriente, controladas. De esta forma aunque cualquier de ellas sufra una variación, su respectivo control las va estabilizar. El circuito el cual se va a llevar a cabo será el mostrado en de la figura 2.14

Figura 2.14: Control en modo tensión – corriente. Hay que destacar antes de continuar que las señales CLKx de este apartado corresponden a la salidas Sx creadas en el circuito desfasador de señales del apartado 2.3 de la memoria de cálculo.

En la figura 2.14 se puede ver claramente que este circuito es solo para un convertidor. En nuestro caso tenemos 3 convertidores conectados en paralelo que comparten la misma carga, entonces la parte de control de corriente se tiene de implementar tantas veces como ramas en paralelo existan. En nuestro caso es de tres ramas , por lo tanto tendremos para cada rama un sensor de corriente, una señal de diente de sierra(Vpx), un sumador el cual suma la señal de diente de sierra(Vpx) y la tensión de sensado(Vix), un comparador para comparar la suma de las tensiones comentadas anteriormente con la tensión de control (Vcon) y finalmente un circuito Set – Reset. Hay que recordar que la tensión de control (Vcon) será la misma a utilizar para las tres diferentes ramas ya que la carga que comparten es la misma .



El control de corriente consiste básicamente en coger una muestra de la corriente, convertirla en tensión, amplificarla y sumarla la señal diente de sierra. Con esta suma obtenemos la tensión Vsumx la cual compararemos con la tensión Vcon. El resultado de esta comparación genera una señal PWM. La función de esta señal PWM es hacer un Reset al interruptor MOSFET, o que es lo mismo, dejar el MOSFET en circuito abierto para que la energía almacenada en el inductor pase al condensador y de esta forma pueda incrementar la tensión de salida. Para asegurar que la señal de control de tensión se cruza con la señal de control de corriente, formada por la suma de la tensión de sensado de corriente y la diente de sierra, a la llegada de cada CLKx se aplica un Set al interruptor para asegurar que este incremente la corriente en el inductor y provoque que la tensión de control disminuya. Este proceso se tiene de llevar a cabo cada ciclo de trabajo del convertidor y estabilizar la tensión de salida al valor deseado. Un aspecto a tener en cuenta es que el CLKx que utilizamos para generar la diente de será la misma que utilizaremos para hacer el Set. Hemos de tener en cuenta de no mezclar estas señales, es decir, que el mismo CLKx que utilizamos para generar la diente de sierra de la rama 1 lo tenemos de utilizar para el Set de la rama 1 y así sucesivamente.

Para generar la suma de la señal diente de sierra y la tensión de sensado se a utilizado el circuito de la figura 2.15

Figura 2.15: Sumador

Es te circuito se caracterizar por la siguiente formula:

+

++

+

+= Vi

RR

RRRVp

RR

RRRVsum

4

4

12

1

3

4

12

2 11

Se puede ver claramente que si los valores de las resistencias tienen el mismo

valor el resultado Vsumx es la suma de Vpx mas Vix. En nuestro caso vamos a usar cuatro resistores de 10KΩ.



2.6.1 Circuito SET – RESET.

En el apartado anterior se puede ver que se utiliza un biestable SET – RESET pero asíncrono, es decir, sin la necesidad de reloj, como un circuito combinacional. Para realizar el siguiente circuito se procedimos del siguiente modo.

Como hemos dicho antes, el circuito SET – RESET es un circuito combinacional el cual tiene de cumplir la siguiente tabla de la verdad. Cuando viene un SET la salida debe ser 1 y cuando viene un RESET la salida debe ser 0. Si el SET y RESET valen 0 la salida no tiene de variar pero si el SET Y RESET se ponen a 1 deberíamos intentar conseguir que la salida fuese 0.

SET RESET Q 0 0 Q 0 1 0 1 0 1 1 1 0

Veamos como se comporta el siguiente circuito:

Figura 2.16: Set-Reset con puertas NOR.

La tabla de la verdad del circuito de la figura 2.16 es el mostrado en la tabla 2.5.

En esta se puede observar que cuando tanto en el SET como en el RESET se le aplica un ‘1’ lógico se produce una situación inestable, que hace impredecible el valor de la salida del circuito.

SET RESET ESTADO

0 0 No cambia de valor 0 1 0 1 0 1 1 1 No permitida (X)

Tabla 2.5: Tabla de la verdad.



La solución escogida para implementar el circuito SET-RESET es el de la

Figura 2.17 , en esta se observa como se ha evitado la situación no permitida que se produce cuando las señales de SET y RESET son un ‘1’ lógico. Lo que se ha hecho es añadir dos puertas lógicas más. Estas son una AND y una NOT. Mediante estas dos puertas se ha creado un latch con RESET dominante, es decir, que cuando la señal de RESET tiene valor ‘1’ domina sobre la señal de SET y siempre se realiza el RESET, excluyendo así la posibilidad no permitida con el circuito anterior.

Figura 2.17: SET-RESET con RESET dominante.

La tabla de la verdad de este circuito es la mostrada en la Tabla 2.6.

SET RESET Estado Presente Siguiente Estado 0 0 Q Q 0 1 X 0 1 0 X 1 1 1 X 0

Tabla 2.6: Tabla de la verdad.

En la tabla siguiente podemos comprobar que hay tres combinaciones que al estado futuro al que se quiere llegar no depende del estado presente. Solo hay una combinación el cual depende del estado presente , esta es la SET y RESET con valor logica 0, la cual deja el estado futuro como estaba en el estado anterior, ya que si no tenemos ni SET ni RESET es lógico que el valor que había en el estado anterior qsea el mismo para el estado futuro. Otro aspecto a tener en cuenta es que las puertas logicas se tiene de alimentar a 10 Voltios ya que la salida de este circuito van directamente al DRIVER y luego al interruptor MOSFET, el cual tiene que activase con una tensión en la puerta de 10 Voltios. Para este propósito se han utilizado los chips de la serie 4000 los cuales trabajan a tensiones de entre 3 y 15 voltios.



2.7 Simulaciones mediante PSIM. En este apartado podremos ver el resultado de las simulaciones realizadas con el programa de simulación PSIM. El circuito completo que se va a montar experimentalmente es el de la figura 2.18.

Figura 2.18:Circuito completo de tres convertidores boost conectados en interleaving



Figura 2.19: Forma de onda de la corriente en cada inductor.

Figura 2.20: Forma de onda de tensión de salida y de la cirriente de cada inductor. En la figura 2.19 se pude ver las tres señales desfasada 120º entre ellas, también se puede comprobar en la figura 2.20 que el rizado de tensión de salida, debido al efecto del interleaving, se reduce considerablemente. También se puede hacer notar que debido a la elevada capacidad del condensador el rizado de la tensión de salida ya era bastante reducido.



Figura 2.21: Transitorios de tensión y de corriente de los inductores.

En la figura 2.21 se pueden ver los transitorios de la tensión de salida y de las corrientes de los inductores. Podemos hacer notar que el transitorio de tensión en bastante suave , pero el de corriente tiene un pico de un valor considerable. Si tenemos en cuenta que este transitorio de corriente es en cada unos de los inductores, podemos afirmar que el pico máximo que tendrá de subministrar la fuente en este momento será de 30A Esto es debido a que el condensador de salida esta inicialmente descargado. Para reducir este pico tenemos de introducir un sistema que ayude a cargar el condensador mucho mas rápido que en un ciclo del convertidor. La solución adoptada es colocar un diodo entre la entrada y el condensador, de forma que mientras la tensión de salida sea inferior a la tensión de entrada este diodo estará en conducción y cargará el condensador al mismo valor que la tensión de entrada. El circuito se verá modificado de la siguiente forma.

Figura 2.22: Convertidor boost con diodo de arranque.



Si conectamos un diodo como el mostrado en la figura 2.22 podemos observar que la componente de corriente se ve reducida considerablemente, esto lo observamos el la figura 2.23. Ahora el pico de corriente de cada uno de los inductores es de 5,5 A aproximadamente y en la entrada seria de 16.5A

Figura 2.23: Transitorios de tensión y de corriente de los inductores



A continuación, en la figura 2.24, podemos ver las conmutaciones generadas entre la tensión de control y la señal rampa.

Figura 2.24: Conmutaciones debidas al cruce entre la tensión de control y la

señal rampa.

Se puede hacer notar que en el momento que la tensión de control tiene una pendiente negativa el inductor esta cargándose de energía, es decir , que el convertidor se encuentra en estado ON. Al momento que esta tensión de control se cruza con la señal rampa, el estado de convertidor cambia al OFF, entonces el inductor descarga la energía al condensador hasta que llega un ciclo de reloj que vuelve a cambiar al estado ON.



La figura 2.25 muestra la respuesta del sistema a cualquier variación de la tensión de referencia. Esta tensión no debe variar en ningún de los casos porque es la que fija la tensión de la salida. Pero la variación de esta se puede ver la respuesta del convertidor.

En este caso tenemos que a la tensión de referencia se le introduce un escalón de 1 voltio y el lazo de control responde para estabilizar el circuito. Podemos comprobar que esta respuesta tardará unos 25 ms en estabilizarse y que es de tipo Sub-Amortiguado.

Figura 2.25: Respuesta del convertidor a un escalón en la tensión de referencia.



2.8 Resultados experimentales.

En la figuras 2.26 y 2.27 respectivamente, se puede ver las señales de reloj (CLKx=Sx) de cada rama desfasadas entre ellas 120 º o 16.6666µs y las señales diente de sierra creadas a partir de las señales reloj.

Figura 2.26: Pulsos desfasados.



Figura 2.27: dientes de sierra.



En las figuras 2.28 y 2.29 respectivamente, se puede ver la respuesta de tensión que tiene el sistema a una variación de Vref.

Figura 2.28: Duración del pulso.

Figura 2.29: Valor de pico de la respuesta.

La relación entre la tensión de salida y Vref es: α··

32

3 VoRR

RVo=

+=Vref .

Para llevar a cabo la prueba de la respuesta del circuito, se utilizo una tensión de entrada de 7V, el valor del divisor de tensión , que coge una muestra de la tensión de salida, se



calculó para que la salida tuviese un valor de 14 V, con un valor de Vref de 5V, es decir, α=0.358. Para ver la respuesta del sistema solo hace falta crear una señal variable a Vref . En nuestro caso creemos una señal cuadra con una amplitud de pulsos de 2V, con un nivel de continua de 5V y con una frecuencia de 10Hz. Se ve claramente que la señal Vref tenia una variación de 5 a 7 V con una frecuencia de 10Hz. LA frecuencia baja se debe para el sistema le de tiempo a responder. Podemos comprobar en las figura 2.27 que mientras la Vref tenia un valor de 5 V, el valor de la salida era de 14V, pero al momento de que Vref se incrementaba hasta 7V el sistema tardaba 30 ms en estabilizarse. También podemos comprobar que la respuesta fue sub-amortiguada con un valor de pico máximo de 21.2V y al momento de estabilizar el circuito, la tensión, como era de esperar, llego al valor de Vref·α=7/0.358=19.55V. Esta respuesta es controlada por el controlador PI que se a introducido en el lazo de control de tensión. A continuación variando estos parámetros podemos hacer que el sistema tenga diferentes tipos de respuestas. Veamos algunas gráficas que se tomaron en el laboratorio cambiando estos parámetros.

Figura 2.30:sistema con Amortiguamiento crítico.



Figura 2.31:sistema Sub-Amortiguado

Figura 2.32: sistema cerca de la inestabilidad




Figura 2.34:sistema con Amortiguamiento crítico.

En la figura 2.30 podemos ver como el sistema tarda un poco mas de tiempo en

responder pero no genera ningún tipo de pico positivo. Con esta respuesta podemos asegurar que el coeficiente ξ era aproximadamente de 1.

En la figura 2.31 se intento que el sistema respondiera mas rápido, pero introducir rapidez significa conducir el sistema a la inestabilidad como se puede apreciar en la figura 2.32. Con respuesta de la figura 2.31 podemos asegurar que el



coeficiente ξ inferior de 1 y con la respuesta de la figura 2.32 el coeficiente ξ era aproximadamente 0.

En las figuras 2.33 y 2.34 respectivamente se puede ver el impulso positivo y negativo que genera un sistema Sub-Amortiguado y otro sistema con Amortiguamiento crítico.

En las figuras 2.35 y 2.36 respectivamente, se puede ver las formas de onda dela corriente en los inductores.

Figura 2.35: Corriente en la rama 1 y 2 respectivamente

Figura 2.36: Corriente en la rama 1 y 3 respectivamente



Figura 2.39:sistema Sub-Amortiguado (una visión detallada)

En las figuras 2.37, 2.38, 2.39 se puede comprobar que la forma de onda de

corriente también tiene su respuesta a la variación de Vref. En esta caso el sistema es Sub-Amortiguado pero cualquiera que sea la respuesta, en la figura 2.39, se ve que todos los convertidores responden del mismo modo, es decir, que el desfasamiento de las señales continua igual incluso en el transitorio.



En las figuras 2.40 y 2.41 respectivamente, se puede ver las forma de onda de la corriente de entrada.

Figura 2.40: La corriente de la entrada del convertidor trabajando a 50%

Figura 2.41: La corriente de la entrada del convertidor trabajando a 66.666% En las figuras anterior se puede comprobar que cuando el convertidor trabaja a un 50 % la cancelación harmónica en la corriente de entrada no es total pero cuando trabaja al 66.666% la cancelación harmónica el máxima y esto produce que la corriente de entrada sea casi continua.



En las figuras 2.42 y 2.43 respectivamente, se puede ver las forma de onda de

la corriente de entrada y la corriente de un inductor pero con los tres convertidores sincronizados, es decir, sin interleaving.

Figura 2.42: Corriente de entrada sin interleaving

Figura 2.43: Corriente del inductor sin interleaving

En este caso al tener los tres convertidores conectados sincronizados podemos comprobar como la cancelación harmónica no se produce, es decir, que el rizado de la corriente de entrada es de valor mas grande que cuando estaba el convertidor conectado



en interleaving. En este caso se ha de cumplir que la pendiente de la recta de la corriente de entrada es aproximadamente tres veces mayor que la corriente del inductor.

Figura 1 178576283500

=−−

=∆∆

=EE

xyPendiente

Figura 2 50000626

3.1=

−=

∆∆

=Ex

yPendiente



3.- PRESUPUESTO

Presupuesto 66


3.1 Precios elementales. 3.1.1 Capitulo 1: Diseño, simulación e implementación.

Número Unidades Descripción Precio A1000 h Estudio teórico y simulación 28∈ A1001 h Diseño del hardware 28∈ A1002 h Montaje y puesta en marcha del equipo 13.5∈

Presupuesto 67


3.1.2 Capitulo2 : Material.

Número Unidades Descripción Precio

B1000 u Resistencia de carbón 10Ω, 10% de tolerancia, ¼ W 0.04∈



B1003 u Resistencia de carbón 1kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 0.04∈




B1007 u Resistor de 0.01Ω, 1% de tolerancia, 3W 1∈

B1008 u Resistencia 10Ω, 1% de tolerancia, 150 W 9∈

B2000 u Potenciómetro de montaje horizontal 1kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 0.26∈





B2005 u Potenciómetro de montaje horizontal 1MΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 0.26∈

B3000 u Condensador no electrolítico 100nF, 100V. 0.36∈

B3001 u Condensador no electrolítico 1µF, 63V. 0.36∈

B3002 u Condensador no electrolítico Z5U 2.2µF, 100V. 0.46∈

B3003 u Condensador electrolítico 1000µ, 100V. 5∈

B4000 u Transistor bipolar 2N2222 0.4∈ B4001 u Transistor bipolar BD139 0.5∈ B4002 u Transistor bipolar BD140 0.5∈ B4003 u Transistor MOSFET STW60NE10 9∈ B5000 u Diodo Zener, 15V, ½ W 0.12∈ B5001 u Diodo Schottky 40CPQ100 12∈

Presupuesto 68


B6000 u Regleta de conexión de 2 bornes 0.5∈ B7000 u Biestable 74HC74 0.4∈ B7001 u Puerta NOT 74HC04 0.4∈ B7002 u Puerta OR, 2 Inputs, 74HC32 0.4∈ B7003 u Puerta AND, 4 Inputs, 74HC21 0.4∈ B7004 u Modulador PWM TL494CN 0.6∈ B7005 u A.O TL074CN 0.4∈ B7006 u Puerta AND, 2 Inputs, CD4081BE 0.4∈ B7007 u Puerta NOT CD4069BE 0.4∈ B7008 u Puerta OR, 2 Inputs, CD4001BE 0.4∈ B8000 u Regulador de tensión LM317 0.3∈ B8001 u Regulador de tensión LM7812 0.22∈ B8002 u Regulador de tensión LM7912 0.22∈ B9000 u Zocalo de 14 PINS 0.23∈ B10000 u Núcleo Toroidal NTH039 Ariston 0.91∈

Presupuesto 69


3.2 Anidamientos.

3.2.1 Capitulo 1: Diseño, simulación e implementación.

Número Unidades Descripción Cantidad A1000 h Estudio teórico y simulación 25 A1001 h Diseño del hardware 15 A1002 h Montaje y puesta en marcha del equipo 60

Presupuesto 70



Número Unidades Descripción Cantidad

B1000 u Resistencia de carbón 10Ω, 10% de tolerancia, ¼ W 3



B1003 u Resistencia de carbón 1kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 3




B1007 u Resistor de 0.01Ω, 1% de tolerancia, 3W 3

B1008 u Resistencia 10Ω, 1% de tolerancia, 150 W 1

B2000 u Potenciómetro de montaje horizontal 1kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 3





B2005 u Potenciómetro de montaje horizontal 1MΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 3

B3000 u Condensador no electrolítico 100nF, 100V. 12

B3001 u Condensador no electrolítico 1µF, 63V. 1

B3002 u Condensador no electrolítico Z5U 2.2µF, 100V. 5

B3003 u Condensador electrolítico 1000µ, 100V. 1

B4000 u Transistor bipolar 2N2222 3 B4001 u Transistor bipolar BD139 3 B4002 u Transistor bipolar BD140 3 B4003 u Transistor MOSFET STW60NE10 3 B5000 u Diodo Zener, 15V, ½ W 3 B5001 u Diodo Schottky 40CPQ100 3 B6000 u Regleta de conexión de 2 bornes 8

Presupuesto 71


B7000 u Biestable 74HC74 3 B7001 u Puerta NOT 74HC04 1 B7002 u Puerta OR, 2 Inputs, 74HC32 1 B7003 u Puerta AND, 4 Inputs, 74HC21 3 B7004 u Modulador PWM TL494CN 1 B7005 u A.O TL074CN 3 B7006 u Puerta AND, 2 Inputs, CD4081BE 1 B7007 u Puerta NOT CD4069BE 1 B7008 u Puerta OR, 2 Inputs, CD4001BE 2 B8000 u Regulador de tensión LM317 2 B8001 u Regulador de tensión LM7812 1 B8002 u Regulador de tensión LM7912 1 B9000 u Zocalo de 14 PINS 16 B10000 u Núcleo Toroidal NTH039 Ariston 3

Presupuesto 72


3.3 Aplicación de precios.

3.3.1 Capitulo 1: Diseño, simulación e implementación.

Número Unidades Descripción Precio Cantidad Importe

A1000 ∈ Estudio teórico y simulación 28 25 700

A1001 ∈ Diseño del hardware 28 15 420

A1002 ∈ Montaje y puesta en marcha del equipo 13.5 60 810

TOTAL DEL CAPITULO 1:Diseño, simulación y implementación. 1930∈

Presupuesto 73



Número Unidades Descripción Precio Cantidad Importe

B1000 ∈ Resistencia de carbón 10Ω, 10% de tolerancia, ¼ W 0.04 3 0.12

B1001 ∈ Resistencia de carbón 100Ω, 10% de tolerancia, ¼ W

0.04 1 0.04

B1002 ∈ Resistencia de carbón 220Ω, 10% de tolerancia, ¼ W

0.04 2 0.08

B1003 ∈ Resistencia de carbón 1kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W 0.04 3 0.12

B1004 ∈ Resistencia de carbón 10kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W

0.04 19 0.76


0.04 1 0.04


0.04 3 0.12

B1007 ∈ Resistor de 0.01Ω, 1% de tolerancia, 3W 1 3 3

B1008 ∈ Resistencia 10Ω, 1% de tolerancia, 150 W 9 1 9

B2000 ∈ Potenciómetro de montaje horizontal 1kΩ, 10% de tolerancia, ¼ W

0.26 3 0.78


0.26 2 0.52


0.26 3 0.78


0.26 3 0.78


0.26 1 0.26

B2005 ∈ Potenciómetro de montaje horizontal 1MΩ, 10% de tolerancia, ¼ W

0.26 3 0.78

B3000 ∈ Condensador no electrolítico 100nF, 100V. 0.36 12 4.32

B3001 ∈ Condensador no electrolítico 1µF, 63V. 0.36 1 0.36

Presupuesto 74


B3002 ∈ Condensador no electrolítico Z5U 2.2µF, 100V.

0.46 5 2.3

B3003 ∈ Condensador electrolítico 1000µ, 100V. 5 1 5

B4000 ∈ Transistor bipolar 2N2222 0.4 3 1.2 B4001 ∈ Transistor bipolar BD139 0.5 3 1.5 B4002 ∈ Transistor bipolar BD140 0.5 3 1.5

B4003 ∈ Transistor MOSFET STW60NE10 9 3 27

B5000 ∈ Diodo Zener, 15V, ½ W 0.12 3 0.36 B5001 ∈ Diodo Schottky 40CPQ100 12 3 46

B6000 ∈ Regleta de conexión de 2 bornes 0.5 8 4

B7000 ∈ Biestable 74HC74 0.4 3 1.2 B7001 ∈ Puerta NOT 74HC04 0.4 1 0.4

B7002 ∈ Puerta OR, 2 Inputs, 74HC32 0.4 1 0.4

B7003 ∈ Puerta AND, 4 Inputs, 74HC21 0.4 3 1.2

B7004 ∈ Modulador PWM TL494CN 0.6 1 0.6

B7005 ∈ A.O TL074CN 0.4 3 1.2

B7006 ∈ Puerta AND, 2 Inputs, CD4081BE 0.4 1 0.4

B7007 ∈ Puerta NOT CD4069BE 0.4 1 0.4

B7008 ∈ Puerta OR, 2 Inputs, CD4001BE 0.4 2 0.8

B8000 ∈ Regulador de tensión LM317 0.3 2 0.6



B9000 ∈ Zocalo de 14 PINS 0.23 16 3.68

B10000 ∈ Núcleo Toroidal NTH039 Ariston 0.91 3 2.73

TOTAL DEL CAPITULO 2: Material 124.77∈

Presupuesto 75


3.4 Precio por ejecución por material.

Total capítulo 1............................................................................... ................1930∈

Total capítulo 2............................................................................... .............124,77∈

Total presupuesto de ejecución por material.................................. ...........2054,77∈

3.5 Precio de ejecución por contrato.

Total presupuesto de ejecución por material.................................. ...........2054,77∈

Gastos generales 13%..................................................................... .............267,12∈

Beneficio industrial 6%.................................................................. .............123,28∈

Precio total...................................................................................... ...........2445,17∈

3.6 Precio por licitación.

Precio total ..................................................................................... ...........2445,17∈

I.V.A 16%....................................................................................... .............391,22∈

Precio total por licitación .............................................................. ...........2836,40∈

3.7 Resumen del presupuesto.

El presupuesto asciende a: 2836,40 euros DOS MIL, OCHOCIENTOS TREINTA Y SEIS EUROS CON CUARENTA CÉNTIMOS Tarragona, 20 de Marzo del 2004

Presupuesto 76


4.- PLANOS

Planos 77


4.1 Esquema de la etapa de potencia.

Planos 78


4.2 Esquema del control de Tensión.

4.3 Esquema del control de Corriente.

Planos 79


4.4 Placa de potencia.

4.5 Placa de control.

Planos 80


4.6 Placa del Desfasador de señales.

Planos 81


5.-PLIEGO DE CONDICIONES

Pliego de Condiciones 82


5.1 Disposición y Alcance del Pliego de Condiciones. 5.1.1 Objetivo del Pliego.

El objetivo de este proyecto es el estudio y montaje de tres convertidores Boost conectados en paralelo controlados mediante una mezcla de tensión y corriente. Por lo tanto, la utilidad del presente proyecto se centra en crear una base experimental para posteriores estudios, este hecho implica que el prototipo no se ha diseñado para un desarrollo industrial. En caso de una futura aplicabilidad industrial se tendrían que tener en cuenta aspectos que ahora no se han tenido en cuenta como por ejemplo las protecciones contra cortocircuitos y sobrecorrientes.

En caso de una futura aplicabilidad industrial se tendría que tener en cuenta el siguiente pliego de condiciones, que tiene como principal función regular las condiciones entre las partes contratadas considerando los aspectos técnicos, facultativos, económicos y legales.

El presente pliego de condiciones define entre otros, aspectos siguientes: - Obras que componen el proyecto. - Características exigibles a los materiales y componentes.

- Detalles de la ejecución. - Programa de obras.

Debido al amplio abanico de detalles tratados, si se presentasen dudas a la hora

de poner el proyecto en marcha sería recomendable consultar al proyectista. 5.1.2 Descripción General del Montaje.

A continuación se enumeran las diferentes partes que componen la obra, poniendo especial énfasis en el orden establecido, no efectuando una actividad concreta sin haber realizado previamente la anterior.

1) Encargo y compra de los materiales y componentes. 2) Construcción de los inductores. 3) Fabricación de las placas de circuito impreso. 4) Montaje de los componentes en las placas. 5) Montaje en las placas. 6) Interconexionado de los módulos. 7) Ajuste y comprobaciones de los parámetros. 8) Mantenimiento del equipo para un correcto funcionamiento.

Todas las partes que en su conjunto forman la obra del proyecto, deber ser

ejecutadas por montadores cualificados, que se someterán a las normas y reglas que la comunidad autónoma, país o bien comunidades internacionales tengan previstas para estos tipos de montajes, no haciéndose cargo el proyectista de los desperfectos ocasionados por su incumplimiento.



5.2 Condiciones de los Materiales.

En este apartado se explican las características técnicas exigibles a los componentes en la ejecución de la obra. 5.2.1 Especificaciones Eléctricas. 5.2.1.1 Placas de circuito impreso. Todos los circuitos se realizarán sobre placas de fibra de vidrio de sensibilidad positiva, en diferentes medidas, utilizándose una sola cara o doble cara. 5.2.1.2 Conductores. Los conductores para la unión de las señales de control se utilizará cable de sección 0.5 mm2 ya que la corriente que circulan por estas líneas de control es pequeña, pero para la interconexión entre las fuente de alimentación y la planta y esta con la carga se utilizará cable de 6mm2 equipado en cada uno de los extremos del cable por un terminal. 5.2.1.3 Zócalos torneados tipo D.I.L Todos los circuitos integrados que aparecen dispondrán de un zócalo para la unión con la placa de circuito impreso. Estos zócalos son del tipo (“Dual In Line”) de contacto mecanizado de gran cantidad y de perfil bajo, formados por contactos internos de cuatro dedos(3-5 µm) de estaño sobre una base de cobre berilio niquelado y con un recubrimiento de carbón estañado. También están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio. Sus características se encuentran en la tabla siguiente.

Margen de temperaturas 55ºC a 125ºC Resistencia de contacto 10mΩ(máximo)

Resistencia de aislamiento 1010Ω Fuerza de inserción por contacto 120 gr Fuerza de extracción por contacto 80 gr Fuerza de retención por contacto 400 gr

5.2.1.4 Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión.

Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén incluidos en el reglamento Electrotécnico de Baja Tensión, tendrán que cumplir lo que disponen las respectivas normas.

Las instrucciones más importantes relacionadas con la realización del Proyecto

son las siguientes:

• M.I.B.T. 017 Instalaciones interiores o receptores. Prescripciones de carácter general.

• M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas tensiones.



• M.I.B.T. 030 Instalaciones a tensiones especiales.

• M.I.B.T. 031 Receptores. Prescripciones generales.

• M.I.B.T. 035 Receptores. Transformadores y autotransformadores. Reactáncias

y rectificadores. Condensadores.

• M.I.B.T. 044 Normas U.N.E. de obligado cumplimiento. 5.2.1.5 Resistencias. Es necesaria establecer los extremos máximos y mínimos entre los que estarán comprendidos las resistencia. La tolerancia marca estos valores que se expresan normalmente como porcentajes del valor en ohmios asignados teóricamente. Para obtener estos valores se tendrá que multiplicar el valor nominal de la resistencia por su tolerancia y luego sumar este resultado al valor nominal para saber el valor máximo al que puede obtener y restar al valor nominal para saber el valor mínimo. Existen resistencias con una gran precisión en el valor, el que implica fijar tolerancias muy bajas, pero se tendrá en cuenta que su precio aumenta considerablemente y solamente serán necesarias en aplicaciones muy especificadas estando normalmente destinadas a usos generales. Las tolerancias estandarizadas son 5%,10% y 20%. Según el valor óhmico y a la tolerancia, se establecen de forma estándar una serie de valores, de forma que con ellos se pueda tener toda una gama de resistencias desde 1 ohmio en adelante, estos valores son los siguientes: E6 1, 1.5 , 2.2 , 3.3 , 4.7 , 6.8 E12 1, 1.5 , 1.8 , 2.2 , 2.7 , 3.3 , 3.9 , 4.7 , 5.6 , 6.8 , 8.2 E24 1 , 1.2 , 1.3 , 1.5 , 1.6 , 1.8 , 2 , 2.2 , 2.4 , 2.7 , 3 , 3.3 , 3.6 , 3.9 , 4.3 , 4.7 , 5.1 , 5.2 , 5.6 , 6.8 , 7.5 , 8.2 , 9.8 La serie E6 equivale a valores correspondientes a la tolerancia del 20%, la seria E12 a valores definidos por la tolerancia del 10%, y la serie E24 a la del 5%. El conjunto total de valores de toda la gama se obtiene multiplicando por 0.1 , 1 , 10 , 100 , 103 , 104 ,105 , 106 o 107 . la tabla anterior. Para evitar la utilización de un número elevado de ceros en la designación del valor de una resistencia se utilizan las letras: k y M que designan un factor multiplicador de 103 y 106 respectivamente. Para identificar el valor de una resistencia se utiliza por medio de colores que permite cubrir toda la tabla anterior. A este sistema se le denomina código de colores y consiste en pintar alrededor de la resistencia, en un extremo, cuatro anillos de unos colores determinados. Los dos primeros colores son los que identifican el valor de las series E6,E12 y E24, el tercer color al numero de ceros que es necesario añadir y cuarto a la tolerancia.



5.2.1.6 Condensadores. La capacidad de los condensadores se mide en unidades llamadas Faradios, pero debido que la unidad es muy grande, se utilizan ala practica otras más pequeñas que son fracciones de la anterior. Las más usuales son:

• Microfaradio=1µF=10-6F • Nanofaradio=1nF=10-9F • Picofaradio=1pF=10-12F

En alguna ocasiones nos podemos encontrar que la representación de los nF se

intercambia por kpF, es decir, si encontramos un en un condensador el cual las unidades están con son con la letra k solo deberemos tener en cuenta la notación comentada anteriormente. Otro aspecto atener en cuenta es la tolerancia de los condensadores, los cuales pueden tener unas tolerancias de 5, 10, 20 % pero a tener en cuenta que los electrolíticos puede llegar a ser 50%. 5.2.1.7 Circuitos integrados y semiconductores. Los circuitos integrados se deberán alimentar adecuadamente atendiendo las especificaciones del “datasheet”. Tanto los circuitos integrados como los semiconductores nunca se deberán de exponer a valores de tensión y corriente superiores a las indicados al “datasheet”. Otro aspecto importante a tener en cuenta será los daños que se pueden producir a estos elementos a cause de la electricidad estática. Para reducir las posibilidades de este efecto será necesario la utilización de guantes de Látex , de esta forma evitaremos cualquier descarga indeseada a los circuitos integrados ya que estos son los mas sensibles a este tipo de descargas. 5.2.2 Especificaciones Mecánicas.

Todos los materiales escogidos son de una calidad que se adapta al objetivo del proyecto que se persigue. No obstante, en el caso de que no se encuentre en el mercado algún producto por agotado o fuera de fabricación, el instalador encargado del montaje tendrá que estar capacitado para substituirlo por uno similar o equivalente.

Las placas de circuito impreso se realizarán en fibra de vidrio. Se recomienda el

uso de zócalos torneados, para la inserción de los componentes. De esta forma se reduce el tiempo de reparación y además se disminuye el calentamiento de los pines de los componentes electrónicos en el proceso de soldadura que podría producir su deterioro.



5.2.2.1 Interconexionado de Placas.

Se distinguen dos tipos de conexionados, unos son los que unen la planta en si con su respectivo módulo de control , y los otros son los que unen la planta con la carga y la alimentación.

Los primeros se tratan de conectores tipo regleta de dos contactos para soldaje sobre placa y el otro son cables de 6 mm2 los cuales a los extremos tienen un terminal para poder ser fijados mediante tornillos. 5.2.2.2 Ensayos, Verificaciones y Ajustes.

Antes de proceder al montaje de las placas en los módulos, se alimentarán estas con las tensiones apropiadas.

Se recomienda que se verifiquen las formas de señales obtenidas en los diferentes puntos de los circuitos mediante un osciloscopio de alta sensibilidad.

El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede ser debido a múltiples causas que pueden ser resumidas en los tres puntos siguientes:

• Conexionado defectuoso entre los módulos. • Componentes defectuosos, donde, una vez localizado, se

procederá a su substitución. • Conexión defectuosa del componente a la placa de circuito

impreso. Este tipo de fallada es muy corriente entre placas de doble cara donde los agujeros no están metalizados, en nuestro caso pasaremos un hilo conductor y posteriormente comprobar la conducción.

5.3 Condiciones de la Ejecución. 5.3.1 Descripción del proceso. 5.3.1.1 Encargo y compra del material.

La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrán que realizarse con el tiempo necesario, de manera que estén disponibles en el momento que comience el ensamblado de componentes. 5.3.1.2 Construcción de los inductores.

A tal efecto se dispondrá de cable de bobinar de diámetro con sección neta de 0.0616 mm2 soldable. En primer lugar se cortarán 14 hilos con una longitud de 4.2 m. Una vez tengamos los cables los enrollaremos entre si para posteriormente enrollarr las 69 vueltas al núcleo toroidal. 5.3.1.3 Fabricación del circuito impreso.



A continuación se detallan los pasos a seguir para la fabricación del circuito impreso.

• Los materiales y aparatos para la realización de la placa de circuito impreso son:

la insoladora ,si puede ser con lámpara de luz actínica. El revelador (o en su defecto disolución de sosa cáustica y agua). El atacador rápido que se puede sustituir por una disolución con la siguiente composición: 33% de HLC, 33% de agua oxigenada de 110 volúmenes y 33% de agua destilada y finalmente se necesitan las placas de circuito impreso de material fotosensible positivo de doble y simple cara.

• La forma de operar será la siguiente: en primer lugar se efectuará una copia de

los planos de la placa(Cara componentes y cara soldura) en papel de acetato. Posteriormente se unirán las dos copias procurando la correspondencia entre pistas

de las dos caras, dejando una ranura sin unir por donde se introducirá la placa. • El conjunto(copias en papel de acetato y placa) se expondrán a la luz ultravioleta

de la insoladora. Esta recubre la placa y las copias en acetato con un material plástico el cual se le aplica el vacío evitando que se formen burbujas de aire en el papel de acetato y la placa. A continuación se expone el conjunto a la luz ultravioleta durante el tiempo que aconseje el fabricante. Este tiempo de exposición depende de la lámpara utilizada, de la distancia de esta a la placa, del material fotosensible y el envejecimiento del mismo. El fabricante recomendará cual es el tiempo óptimo.

• Una vez acabada la exposición, se retira la placa y se coloca dentro del líquido

revelador, el tiempo de atacado de revelado depende del fabricante de la placa de circuito impreso, quien indicará cual es el más adecuado. De todas formas el proceso puede darse por acabado cuando las pistas se vean nítidamente, y el resto de la superficie se aprecie libre de cualquier sustancia fotosensible(se observa el cobre limpio).

Cuando la placa ya este revelada se limpia con agua, esto implica una parada del

proceso de revelado y comenzar con el proceso del atacado, donde se sumerge la placa en el atacador rápido o en la disolución y se observa como desaparece el cobre que no forma el trazado de las pistas.

Una vez ha desaparecido toda la superficie de cobre que no forma parte de las pistas se secará la placa del atacador y se limpiará para finalizar el proceso de atacado.

• Finalmente se limpia la emulsión fotosensible que recubre las pistas con alcohol

o bien con acetona. Si se desea se puede volver a insolar pero sin ningún plano, entonces al pasarlo por el revelador desaparecerá la emulsión fotosensible que cubre las pistas. Hemos de tener en cuenta que si pasamos la placa por el atacador después de eliminar la parte fotosensible de las pista, estas desaparecerían.

• El último paso a seguir será taladrar los agujeros y soldar los componentes.



5.3.2 Soldadura de los componentes.

Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos conductores eléctricos, o lo que es lo mismo, realizar entre ellos una conexión eléctrica, pero el más útil, por sus excelentes características de sencillez, seguridad y rapidez es la soldadura realizada mediante la fusión de una aleación metálica.

El proceso de soldadura consiste por lo tanto, en unir dos conductores de tipos y formas diferentes (terminales de componentes entre si) de forma que mediante la adicción de un tercer material conductor en estado líquido, por fusión a una determinada temperatura, se cree un compuesto intermetálico entre los tres conductores de tal forma que al enfriarse y llegar a temperatura ambiente se obtenga una unión rígida permanente.

La realización de la soldadura requiere unas condiciones iniciales para las

superficies conductoras que se van a unir, así como para los útiles para soldar. Se debe vigilar las condiciones de limpieza de los conductores que se pretenden soldar, ya que la presencia de óxidos, grasas o cualquier otro tipo de suciedad impiden que la soldadura realizada sea de la calidad necesaria de manera que pueda mantenerse sin ningún tipo de degradación con el tiempo. 5.4 Condiciones facultativas.

Los permisos de carácter obligatorio necesarios para llevar a término la obra o la utilización de la misma, se tendrán que obtener por parte de la empresa contratante, quedando la empresa contratista al margen de todas las consecuencias derivadas de la misma.

Cualquier retardo producido en el proceso de fabricación por causas debidamente justificadas, siendo estas ajenas a la empresa contratista, serán aceptadas por el contratante, no teniendo este último derecho a reclamaciones por daños y perjuicios.

Cualquier retraso no justificado supondrá el pago de una multa por valor del 6%

del importe total de fabricación, por cada fracción de retardo temporal (acordado en el contrato).

La empresa contratante se compromete a proporcionar las mayores facilidades al

contratista para que la obra se realice de una forma rápida y adecuada. El aparato cumplirá los requisitos mínimos respecto al Proyecto encargado,

cualquier variación o mejora substancial en el conjunto del mismo deberá ser consultado con el técnico diseñador (proyectista). Durante el tiempo que se tenga estimado en la instalación, el técnico proyectista podrá anunciar la suspensión momentánea si así lo estimase oportuno.

Las características de los elementos y componentes serán los especificados en la

memoria y el pliego de condiciones, teniendo en cuenta su perfecta colocación y posterior uso.



La contratación de este proyecto se considerará válida una vez las dos partes implicadas, propiedad y contratista, se comprometan a concluir las cláusulas del contrato, para el cual tendrán que ser firmados los documentos adecuados en una reunión conjunta al llegar a un acuerdo.

Los servicios de la empresa contratista se consideran finalizados desde el mismo

momento de la puesta en funcionamiento del aparato, después de la previa comprobación de su correcto funcionamiento.

El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el

proceso de instalación, ni las obras que fuesen necesarias, que irán a cargo de la empresa contratante.

El cumplimiento de las elementales comprobaciones por parte de la empresa

instaladora, no será competencia del proyectista, el cual queda fuera de toda responsabilidad derivada del incorrecto funcionamiento del equipo como consecuencia de esta omisión.



6.- ANEXO

Anexo


6.1 Webs utilizadas.

En este apartado se detallaran todas las webs utilizadas para la obtención de los componentes.

I. http://www.st.com II. http://www.onsemi.com

III. http://www.semiconductors.philips.com IV. http://www.irf.com V. http://www.burr-brown.com

VI. http://www.ti.com VII. http://www.farnell.com

6.2 DATASHEETS. En el datasheets se pueden encontrar todas las características de los componentes así como corriente máxima que puede circular por el dispositivo, tensión máxima de que puede soportar, el Slew rate y muchas características de estos- A continuación de tallaremos los enlaces directos a los que hemos utilizado para el desarrollo de del proyecto. PLACA DE POTENCIA STW60NE10: http://www.st.com/stonline/books/pdf/docs/6675.pdf 40CPQ100: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/40cpq080.pdf BD139: http://www.onsemi.com/pub/Collateral/BD139-D.PDF BD140: http://www.onsemi.com/pub/Collateral/BD140-D.PDF INA145: http://www-s.ti.com/sc/ds/ina145.pdf Resistor de sensado: http://www.farnell.com/datasheets/18192.pdf Resistor de carga: http://www.farnell.com/datasheets/32367.pdf PLACA DE CONTROL TL074: http://www.st.com/stonline/books/pdf/docs/2297.pdf CD4081b: http://www-s.ti.com/sc/ds/cd4081b.pdf CD4069ub: http://www-s.ti.com/sc/ds/cd4069ub.pdf CD4001ub: http://www-s.ti.com/sc/ds/cd4001ub.pdf 2N2222A: http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/2N2222_CNV_2.pdf DESFASADOR DE SEÑALES SN74HC21: http://www-s.ti.com/sc/ds/sn74hc21.pdf SN74HC74: http://www-s.ti.com/sc/ds/sn74hc74.pdf SN74HC32: http://www-s.ti.com/sc/ds/sn74hc32.pdf SN74HC04: http://www-s.ti.com/sc/ds/sn74hc04.pdf TL494CN: http://www.tij.co.jp/jsc/docs/pcn/pdf/TL494.pdf LM317: http://www.onsemi.com/pub/Collateral/LM317-D.PDF

Anexo

http://www.st.com/

http://www.onsemi.com/

http://www.semiconductors.philips.com/

http://www.irf.com/

http://www.burr-brown.com/

http://www.ti.com/

http://www.farnell.com/

http://www.st.com/stonline/books/pdf/docs/6675.pdf

http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/40cpq080.pdf

http://www.onsemi.com/pub/Collateral/BD139-D.PDF

http://www.onsemi.com/pub/Collateral/BD140-D.PDF

http://www-s.ti.com/sc/ds/ina145.pdf

http://www.farnell.com/datasheets/18192.pdf

http://www.farnell.com/datasheets/32367.pdf

http://www.st.com/stonline/books/pdf/docs/2297.pdf

http://www-s.ti.com/sc/ds/cd4081b.pdf

http://www-s.ti.com/sc/ds/cd4069ub.pdf

http://www-s.ti.com/sc/ds/cd4001ub.pdf

http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/2N2222_CNV_2.pdf

http://www-s.ti.com/sc/ds/sn74hc21.pdf




http://www.tij.co.jp/jsc/docs/pcn/pdf/TL494.pdf

http://www.onsemi.com/pub/Collateral/LM317-D.PDF


6.3 Bibliografia. [1] M.A Recasens & J. González, "Diseño de circuitos impresos con Orcad Capture y Layout v.9.2". Madrid: International Thomson, cop.1992. (2203.11 REC). [2] L. Maixé. “Apuntes de la asignatura de electrónica de potencia”. Universitat Rovira I Virgili. E.T.S.E Curso Académico 2002-2003. [3] Mitchell,D.M, “DC-DC switching regulator analysis”. McGrall-Hill,1998 [4] K.Kit Sum, “Switch mode Power Conversion (Basic theory and design)”. Marcel Dekker [5] Abraham & Pressman, “Switching Power supply Design”. McGrall-Hill

Anexo

enginyeria tècnica industrial electrònicadeeea.urv.cat/public/propostes/pub/pdf/506pub.pdf ·...

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