báo cáo.pdf

Lời Cam Đoan:

Kính gửi: Hội đồng bảo vệ đồ án chuyên ngành khoa Điện tử - Viễn

thông, Trường Đại Học Bách Khoa - Đại học Đà Nẵng.

Em tên là : Trần Minh Phong

Hiện đang học lớp 09DT1 - khoa Điện tử - Viễn thông, Trường Đại học

Bách Khoa Đà Nẵng.

Em xin cam đoạn nội dung của đồ án này không phải là sao chép của

bất kì đồ án hoặc công trình nào đã có từ trước. Nếu vi phạm em xin chịu

mọi hình thức kỷ luật của khoa.

Sinh viên thực hiện đồ án:

Trần Minh Phong

Mục lục

Mở đầu 4

1 Một số đặc tính kênh truyền sóng vô tuyến 6

1.1 Giới thiệu chương . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2 Các tính chất vật lý của truyền sóng vô tuyến . . . . . . . . 6

1.2.1 Suy hao (Attenuation) . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2.2 Shadowing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.2.3 Doppler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.2.4 Nhiễu liên kí tự (ISI) . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.5 Fading phẳng và fading lựa chọn tần số . . . . . . . 9

1.3 Ảnh hưởng của các nguồn tính hiệu ngoài . . . . . . . . . . 9

1.3.1 Nhiễu đồng kênh . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.3.2 Nhiễu xuyên kênh ICI . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.3.3 Noise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.4 Thiết bị thu phát . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.4.1 Noise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.4.2 Méo phi tuyến . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.4.3 Bù tần số . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.5 Kết luận chương . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2 Kĩ thuật xử lí tín hiệu trong miền tần số 12


2.2 Ghép kênh phân chia tần số trực giao OFDM . . . . . . . . 12

2.2.1 Xử lý tính hiệu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.2.2 Ưu và nhược điểm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.3 Điều chế đơn sóng mang cân bằng trong miền tần số (Single

Carrier Modulation with Frequency Domain Equalization) . 15

2.3.1 Cân bằng trong miền tần số (frequency domain equal-

ization) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2

2.3.2 So sánh với OFDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.4 Kết luận chương . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3 Single Carrier FDMA 20


3.2 xử lý tín hiệu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.3 Sắp xếp sóng mang con . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.4 Biểu diễn trong miền thời gian của tín hiệu SC-FDMA . . . 25

3.4.1 Các kí tự trong miền thời gian của IFDMA . . . . . 26

3.4.2 Các kí tự trong miền thời gian của LFDMA . . . . . 28

3.4.3 Các kí tự trong miền thời gian của DFDMA . . . . . 29

3.4.4 So sánh sắp xếp các mô hình sắp xếp sóng mang con 29

3.5 SC-FDMA và OFDMA (đa truy cập phân chia tần số trực

giao) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.6 PAPR(peak-to-average-power)của tín hiệu SC-FDMA . . . . 32

3.7 Kết luận chương . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4 Chương trình và kết quả mô phỏng 35


4.2 Mô phỏng kĩ thuật SC/FDE . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

4.3 Mô phỏng hệ thống SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4.4 Mô phỏng PAPR của SC-FDMA . . . . . . . . . . . . . . . 39

Kết luận và hướng phát triển 54

Tài liệu tham khảo 55

3

Lời mở đầu

Ngày nay, thông tin di động đang phát triển mạnh mẽ và không ngừng

được cải tiến nhằm đáp ứng nhu cầu trao đổi thông tin phong phú và

đa dạng của con người. Các thế hệ mạng di động đầu tiên được thương

mại hóa vào những năm 1980 sử dụng đa truy nhập phân chia theo tần

số (FDMA). Truyền dẫn số xuất hiện đầu tiên vào những năm 1990 với

phần lớn các hệ thống được triển khai đa truy cập phân chia theo thời

gian(TDMA) và một số khác dựa vào phân chia theo mã (CDMA). Công

nghệ thế hệ thứ ba bắt đầu từ năm 2000 sử dụng phân chia theo mã, trong

khi các thế hệ mạng thông tin di động tiếp thep đang có xu hướng trở về

các kĩ thuật phân chia theo tần số.

Hiện tại đang có hai xu hướng sử dụng công nghệ FDMA đang cạnh

tranh nhau để dành được chổ đứng trong các mạng thông tin di động tế

bào thế hệ kế tiếp. Trong khi WIMAX, được chuẩn hóa bởi tổ chức IEEE

sử dụng công nghệ OFDMA cho truyền dẫn đường lên và đường xuống thì

một công nghệ tiềm tàng khác là LTE(Long Term Evolution) được chuẩn

hóa bởi tổ chức hợp tác thế hệ thứ 3 (3GPP) lại chỉ sử dụng OFDMA cho

truyền dẫn đường xuống, trong khi đường lên sử dụng công nghệ đa truy

cập phân chia theo tần số đơn sóng mang.

Muốn tiếp cận với công nghệ đa truy cập và tìm hiểu rõ hơn về LTE

em chọn đề tài:

" Kỹ thuật SC-FDMA "

Đồ án được trình bày qua 4 chương:

Chương 1: Một số đặc tính kênh truyền sóng vô tuyến. chương

này sẽ trình bày về các đặc tính vật lí kênh truyền, các yếu tố gây ảnh

hưởng lên tín hiệu truyền sóng vô tuyến.

Chương 2: Kĩ thuật xử lí tín hiệu trong miền tần số. Chương

này sẽ trình bày về hai kĩ thuật xử lí tín hiệu trong miền tần số là ghép

kênh phân chia tần số trực giao OFDM và truyền dẫn đơn sóng mang cân

bằng trong miền tần số SC/FDE.

4

Chương 3: Single Carrier FDMA. Chương này sẽ trình bày về công

nghệ SC-FDMA: các khối thực thi hệ thống, các mô hình sắp xếp sóng

mang con và so sánh với OFDMA để giải thích tại sao lại chọn SC-FDMA

cho đường lên trong LTE.

Chương 4: Mô phỏng. Chương này sẽ thực hiện mô phỏng hai hệ

thống OFDM và SC/FDE. Mô phỏng các mô hình sắp xếp sóng mang con

của SC-FDMA và mô phỏng PAPR của SC-FDMA so sánh với OFDMA.

Đưa ra những nhận xét và kết luận.

Được sự quan tâm giúp đỡ và chỉ bảo tận tình trong nghiên cứu và cung

cấp tài liệu của thầy giáo Dr.Nguyễn Văn Cường và ý kiến đóng góp của

các thầy cố giáo trong bộ môn thông tin di động và nỗ lực của bản thân,

đồ án được hoàn thành với nội dung ở mức độ nhất định. Tuy nhiên do

trình độ và thời gian có hạn, đồ án chắc chắn không khỏi những sai sót,

kính mong các thầy cô giáo đóng góp ý kiến chỉnh sửa và hướng phát triển

tiếp theo để đồ án của e được hoàn thiện hơn.

Em xin chân thành cảm ơn thầy giáo Dr.Nguyễn Văn Cường, các thầy

cô giáo bộ môn đã giúp đỡ trong thời gian học tập và nghiên cứu thực hiện

đồ án chuyên ngành viễn thông này.

5

Chương 1

Một số đặc tính kênh truyền sóngvô tuyến

1.1 Giới thiệu chương

Khi nghiên cứu hệ thống thông tin, việc tạo ra các mô hình kênh

đóng một vai trò quan trọng trong việc đánh giá chất lượng hoạt động của

hệ thống. Bản chất biến đổi một cách ngẫu nhiên theo thời gian của kênh

truyền gây ra những ảnh hưởng, thiệt hại không thể lường trước làm cho

cấu trúc bộ thu, kĩ thuật sửa lỗi ngày càng phức tạp. Khi nghiên cứu các

thuật toán, giải thuật để hạn chế những ảnh hưởng của kênh truyền, điều

cần thiết là phải xây dựng những mô hình có thể xấp xỉ môi trường truyền

dẫn một cách hợp lí. Tín hiệu khi truyền từ máy phát đến máy thu sẽ bị

các yếu tố làm ảnh hưởng đến tín hiệu. Những yếu tố này có thể được

nhóm thành 3 loại theo hiện tượng mà gây nên chúng:

- Ảnh hưởng do đặc tín vật lí của truyền sóng vô tuyến từ máy phát

đến máy thu.

- Ảnh hưởng do sự có mặt của những nguồn tín hiệu bên ngoài.

- Ảnh hưởng do các tín chất của thiết bị thu và phát.

1.2 Các tính chất vật lý của truyền sóng vô tuyến

1.2.1 Suy hao (Attenuation)

Năng lượng phát xạ từ một anten đa hướng sẽ lấp đầy một khối cầu, và

do đó thành phần tia năng lượng ban đầu tới một anten thu thay đổi tỉ lệ

nghịch với khoảng cách giữa anten phát và thu. Trong không gian tự do,

năng lượng thu được sẽ tỉ lệ nghịch với bình phương khoảng cách(d m).

Với các tín hiệu lan truyền trên mặt đất, năng lượng thu được cũng thay

6

Chương 1: Một số đặc tính kênh truyền sóng vô tuyến

đổi tỉ lệ nghịch với khoảng cách(1/dα) nhưng do các yếu tố môi trường tự

nhiên tác động nên α > 2. Các tín hiệu phát từ các anten đẳng hướng có

mối quan hệ tương tự giữa năng lượng thu được và khoảng cách nhưng

hằng số tỉ lệ phụ thuộc vào độ lợi anten xác định bởi bản chất của các

anten thu và phát.

1.2.2 Shadowing

Nếu suy hao là ảnh hưởng duy nhất do khoảng cách đến cường độ tín

hiệu thì một tín hiệu sẽ được nhận với công suất ngang bằng tại mọi điểm

cùng khoảng cách tới máy phát. Tuy nhiên, do tín hiệu phát truyền đi với

những đường truyền khác nhau làm cho tín hiệu thu được tại những điểm

khác nhau cùng khoảng cách với máy phát là khác nhau. Sự khác nhau

trong công suất tín hiệu thu tại một khoảng cách cho trước được đề cập

đến như “shadowing”, bởi vì phần lớn là do sự khác nhau của các chướng

ngại vật trên đường từ máy phát đến máy thu.

Shadowing ảnh hưởng làm thay đổi chậm khi các thiết bị đầu cuối di

chuyển từ một vị trí này đến vị trí khác, xét ở khoảng cách hàng chục met.

Do đó, shadowing còn được gọi là “slow fading”.

1.2.3 Doppler

Khi máy phát hay máy thu đang di chuyển, tần số của tín hiệu thu là

khác so với tần số của tín hiệu đã phát. Sự khác nhau là do “dịch doppler”

và nó tỉ lệ với fd = v/λ Hz với v(m/s) là vận tốc tương đối của máy phát

và máy thu và λ(m) là bước sóng của tín hiệu phát.

Sự sai khác tần số cũng tỉ lệ với cosine của góc tia tới. Trong hệ thống

thông tin di động, sự tán xạ làm cho tín hiệu thu là tập hợp của nhiều tia

tới với góc tới anten thu khác nhau. Do đó tín hiệu thu được có các thành

phần có tần số là f ± fd. Cường độ của những thành phần tín hiệu này

được đặc trưng bởi phổ doppler của kênh truyền sóng vô tuyến, nó biểu

diễn mật độ phổ công suất là hàm theo tần số. Ví dụ biểu diễn toán học

của "classical Doppler spectrum" cho tín hiệu phát sóng sine như sau:

S(f) =

{ A√1−( ffd )

2, |f | < fd

0 , |f | > fd(1.1)

Hình 1.1 biễu diễn S(f) với fd = 185.2Hz và A = 1

7


Hình 1.1: Classical Doppler spectrum.

1.2.4 Nhiễu liên kí tự (ISI)

Truyền sóng đa đường là một hiện tượng phổ biến trong truyền tín hiệu

di động. Do các đặc trưng của môi trường, các thành phần của tín hiệu

phát đi đến máy thu sau khi phản xạ từ mặt đất và các vật cản trên đường

như hình 1.2. Do đó, đáp ứng xung của kênh truyền có thể được mô hình

như một tập các xung với các độ trễ tỉ lệ với độ dài đường truyền của các

thành phần tín hiệu khác nhau.

Tại máy thu, một kí tự số với khoảng thời gian T (s) có các thành

Hình 1.2: truyền sóng đa đường.

8


phần di chuyển đến với khoảng thời gian dài hơn và do đó sẽ gây nhiễu lên

những kí tự khác. Ảnh hưởng này là nhiễu liên kí tự (ISI). Để giảm ISI

cách tôt nhất là giảm tốc độ dữ liệu, nhưng với nhu cầu hiện nay là yêu

cầu tốc độ truyền phải tăng nhanh. Do đó giải pháp này không thực hiện

được. Một đề nghị đưa ra là chèn các tiền tố CP. Ta sẽ xem xét ở chương

sau.

1.2.5 Fading phẳng và fading lựa chọn tần số

Sự tán xạ tín hiệu và truyền sóng đa đường cùng tạo ra sự thay đổi đột

ngột ở cường độ tín hiệu của tín hiệu thu tại một trạm gốc khi thiết bị di

động di chuyển qua vùng dịch vụ của nó. Sự thay đổi này là do sự khác

nhau trong cường độ tín hiệu thu tại các vị trí cách nhau một khoảng là

bậc của bước sóng sóng mang của tín hiệu phát. Hiện tượng này thông

thường được đề cập đến như là fast fading nó khác biệt hẳn so với hiện

tượng shadowing. Sự khác biệt này là ở cường độ tín hiệu thu khi mà hiện

tượng shadowing gây ra đối với các vị trí đặt cách nhau một khoảng cách

xa còn fast fading gây ra sự sai khác cường độ tín hiệu tại các vị trí đặt

cách nhau một khoảng cách ngắn, cỡ vài centimet.

Ảnh hưởng của fast fading lên các tín hiệu thu được phụ thuộc vào mối

quan hệ của băng thông tín hiệu với độ rộng của đáp ứng tần số kênh

truyền. Đáp ứng tần số là chuyển đổi fourier của đáp ứng xung. Khi băng

thông của tín hiệu là Bs(Hz) là nhỏ hơn so với độ rộng của đáp ứng tần

số, thì fast fading được đề cập đến như là phẳng bởi vì tất cả thành phần

tần số của tín hiệu phát bị suy hao xấp xỉ nhau. Ngược lại fast fading là

fading lựa chọn tần số.

1.3 Ảnh hưởng của các nguồn tính hiệu ngoài

1.3.1 Nhiễu đồng kênh

Nhiễu đồng kênh được biết trong mô hình tái sử dụng tần số của thông

tin di động. Để sử dụng phổ sóng vô tuyến hiệu quả, một số trạm gốc

trong một vùng dịch vụ sử dụng lại các kênh truyền vật lí.

9


1.3.2 Nhiễu xuyên kênh ICI

Nhiễu xuyên kênh cũng xảy ra trong tất cả các hệ thống thông tin

di động. Nhiễu xuyên kênh gây ra do các thiết bị phát trên các kênh liền

nhau. Nhiễu liên kênh thường xảy ra do tín hiệu truyền trên kênh vô tuyến

bị dịch tần gây can nhiễu sang các kênh kề nó. Để loại bỏ nhiễu xuyên

kênh người ta phải có khoảng bảo vệ (guard band) giữa các dải tần.

1.3.3 Noise

Nhiễu đồng kênh và nhiễu xuyên kênh là ảnh hưởng của các tín hiệu

được tạo bởi hệ thống di động và do đó nó nằm dưới sự kiểm soát của

các nhà điều hành mạng di động. Mặc dù các nhà khai thác mạng có giấy

phép cung cấp cho họ độc quyền để truyền năng lượng trong vùng phổ

được phân công,tuy nhiên có một năng lượng bức xạ trong các băng di

động bởi một loạt các nguồn tự nhiên và nhân tạo bên ngoài sự kiểm soát.

Ảnh hưởng của chúng lên các máy thu trạm gốc thông thường được mô

hình như là nhiễu trắng hay là nhiễu xung. Nguồn nhiễu phổ biến nhất là

nhiệt của khí quyển. Nhiễu khí quyển được mô hình như là nhiễu trắngvới

mật độ phổ cống suất:

N0 = 1.3807× 10−23 × T (J) (1.2)

Với T là nhiệt độ Kenvin và 1.3807×10−23 hệ số là hằng số Boltzmann’s

Đơn vị đo là Joules cũng có thể được biểu diễn là W/Hz. Do vậy, trong

một băng thông Bs(Hz), nhiễu công suất là N0.Bs(W). Trong hệ thống di

động, mức công suất thường được đo theo đơn vị dBm.

1.4 Thiết bị thu phát

1.4.1 Noise

Nhiễu nhiệt trong các thiết bị điện tử làm tăng công suất nhiễu không

khí tại máy thu sóng vô tuyến. Nhiễu được cộng thêm này thường được

biểu diễn là con số nhiễu thu, là tỉ số của tổng công suất nhiễu trong máy

thu trên nhiễu khí quyển.

10


1.4.2 Méo phi tuyến

Sự phi tuyến trong các bộ khuếch đại công suất máy phát là điều không

thể tránh khỏi. các kĩ thuật yêu cầu khuếch đại tuyến tín cao là rất đắt

và cồng kềnh và chúng hoạt động với hiệu quả công suất thấp. trong các

hệ thống FDMA, khuếch đại phi tuyến tăng làm PAPR của tín hiệu phát

cao. Đây cũng là điều vì sao người áp dụng SC-FDMA vào cấu trúc đường

lên của hệ thống di động bở PAPR của nó thấp hơn so với những kĩ thuật

khác, đặc biệt là OFDMA.

1.4.3 Bù tần số

Có sự sai khác trong tần số và pha của các bộ dao động đặt tại máy

thu và máy phát của một hệ thống thông tin. Các kĩ thuật miền tần số là

đặc biệt dễ bị tổn thương bởi bù tần số bởi vì tại một máy thu chúng sẽ

phá hủy sự trực giao của tín hiệu ở các băng con riêng biệt. Để tối thiểu

hóa bù tần số, các hệ thống OFDM và SC-FDMA sử dụng một số kếnh

băng hẹp như pilot tones phát các tín hiệu đã biết giúp máy thu tạo ra

tần số tham chiếu để bắt đúng với tần số máy phát.

1.5 Kết luận chương

Chương này ta có thể hiểu rõ hơn các đặc tín của kênh truyền sóng

vô tuyến. Trong những ảnh hưởng của kênh vô tuyến thì truyền sóng đa

đường là một chướng ngại đáng kể cho hệ thống vô tuyến băng rông. Kênh

đa đường gây nên nhiễu ISI trong miền thời gian và lựa chọn tần số trong

miền tần số.

11

Chương 2

Kĩ thuật xử lí tín hiệu trong miềntần số


Trong chương này sẽ trình bày về hai kĩ thuật xử lí tín hiệu trong miền

tần số là ghép kênh phân chia theo tần số trực giao(OFDM) và truyền dẫn

đơn sóng mang cân bằng trong miền tần số (SC-FDE). Đây là cơ sở để ta

hiểu rõ hơn về kỹ thuật SC-FDMA ở chương sau.

2.2 Ghép kênh phân chia tần số trực giao OFDM

OFDM là hệ thống đa sóng mang như hình 2.1, chúng đưa dữ liệu lên

các sóng mang con và truyền chúng song song. OFDM sử dụng các sóng

mang con trực giao, phổ tần số của chúng chồng lẫn lên nhau do đó hiệu

suất phổ của chúng cao so với các hệ thống ghép kênh phân chia theo tần

số(FDE). Hình 2.2 biễu diễn phổ của 10 tín hiệu trực giao. Mỗi tín hiệu là

không đổi trên mỗi chu kì kí hiệu nên phổ của chúng có dạng sinc.

Hình 2.1: Hệ thống điều chế đa sóng mang chung.

12

Chương 2: Kĩ thuật xử lí tín hiệu trong miền tần số

Hình 2.2: Các sóng mang con trực giao trong OFDM.

2.2.1 Xử lý tính hiệu

Ý tưởng cơ sở của OFDM là chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành các

luồng dữ liệu tốc độ thấp và truyền mỗi luồng dữ liệu đó trên các băng

tần số riêng biệt, các luồng dữ liệu tốc độ thấp được ghép kênh tần số để

tạo thành một dạng sóng. Nếu các tín hiệu băng hẹp có tốc độ đủ thấp thì

khoảng thời gian kí tự sẽ đủ dài để hạn chế nhiễu xuyên kí tự ISI. Mặc dù

fast fading là fading lựa chọn tần số xảy ra trên toàn bộ băng tần tín hiệu

OFDM nhưng khi xét mỗi dải băng hẹp của các tín hệu có tốc độ thấp thì

có thể coi như là fading phẳng.

Hình 2.3 mô tả các phần tử của máy thu và máy phát OFDM sử dụng

kĩ thuật xử lí tín hiệu số. Chuỗi bit nhị phân đầu vào được đưa vào bộ

điều chế băng tần cơ sở (thông thường là QAM) để chuyển thành chuỗi

các kí tự điều chế nhiều mức có giá trị phức. Một bộ xử lí thực hiện thuật

toán IDFT lên mỗi chuổi Nkí tự điều chế tạo ra một kí tự OFDM, nó chứa

N băng tần con.

Các mẫu N băng tần con nhận được từ IDFT được phát qua kênh fading

và máy thu thực hiên DFT để khôi phục lại N kí tự điều chế trong miền

thời gian từ tín hiệu thu trong miền tần số. Cân bằng kênh sẽ bù lại méo

tuyến tính gây ra do truyền sóng đa đường. Bộ tách sóng (detect) sẽ cho ra

chuỗi bit nhị phân tương ứng với đầu vào của máy phát OFDM. Để triệt

nhiễu giữa các kí tự điều chế điều chế kế tiếp nhau, chu kì của kí tự trong

mỗi băng con phải lớn hơn trải trễ lớn nhất của kênh.

13


Hình 2.3: Hệ thống xử lí tín hiêụ OFDM.

Mặc dù có thể loại bỏ được nhiễu xuyên kí tự từ các tín hiệu có tốc độ

thấp trong các băng tần khác nhau những trải trễ của kênh vẫn có thể gây

xuyên nhiễu giữa các kí tự OFDM kế tiếp nhau. Để giảm nhiễu này, hệ

thống OFDM đưa ra một khoảng thời gian bảo vệ giữa các kí tự OFDM

kế tiếp nhau, khoảng thời gian bảo vệ đó phải lớn hơn trải trể. Khoảng

thời gian bảo vệ này tương ứng với khoảng thời gian truyền của G mẫu

điều chế và trong khoảng thời gian bảo vệ, tại thời điểm bắt đầu của mỗi

kí tự OFDM, máy phát thực hiện việc tái tạo lại G tín hiệu điều chế được

chuyển đổi tạo ra bời bộ xử lí IDFT. G mẫu điều chế được phát trong

khoảng thời gian bảo vệ được gọi là cycle prefix (CP) của kí tự OFDM.

2.2.2 Ưu và nhược điểm

Ưu điểm chính của OFDM trong hệ thống vô tuyến băng rộng là giảm

mạnh được nhiễu liên kí tự ISI, điều mà gây trở ngại rất lớn đồi với các

máy thu. Tóm lại, OFDM có những ưu điểm sau:

- Hiệu suất sử dụng phổ cao

- Các hệ thống OFDM chịu “selective-frequency fading” tốt hơn

- Loại trừ được nhiễu ICI và ISI bằng cách chèn thêm một khoảng bảo

vệ trước mỗi symbol

- Kĩ thuật cân bằng kênh đơn giản hơn so với những kĩ thuật cân bằng

kênh thích ứng được sử dụng trong những hệ thống đơn sóng mang

14


- Sử dụng kĩ thuật DFT để bổ sung vào các chức năng điều chế làm

giảm khả năng phức tạp của OFDM

- OFDM chịu đựng tốt nhiễu xung và với nhiễu xuyên kênh kết hợp

Nhược điểm chính của OFDM là PAPR cao. Tín hiệu phát là tổng của

tất cả các sóng mang con được điều chế và biên độ đỉnh cao là không thê

tránh khỏi bởi vì nhiều thành phần sóng mang con cùng pha. Biên độ đỉnh

này là vấn đề lớn đối với các bộ khuếch đại công suất ở máy phát. So với

các kĩ thuật truyền sóng trong miền thời gian, OFDM nhạy cảm hơn với

bù tần số. Nó cũng yêu cầu một mô hình thích nghi hoặc phải được mã

hóa để tránh được phổ không của kênh truyền.

2.3 Điều chế đơn sóng mang cân bằng trong miền

tần số (Single Carrier Modulation with Frequency Do-

main Equalization)

2.3.1 Cân bằng trong miền tần số (frequency domain equalization)

Một bộ cân bằng sẽ bù đắp méo tuyến tính gây bởi kênh truyền sóng

đa đường. Với kênh băng rộng, các bộ cân bằng miền thời gian là ko thiết

thực bởi vì đáp ứng xung kênh truyền trong miền thời gian là rất dài.

Cho nên trong trường hợp này, bộ cân bằng miền tần số(frequency domain

equalization) là khả thi hơn.

Bộ cân bằng kênh thông thường là lọc nghịch đảo méo tuyến tính gây

bởi kênh truyền sóng đa đường. với một hệ thống tuyến tính bất biến trong

miền thời gian, lọc tuyến tính là một phép tích chập trong miền thời gian

và là một phép nhân trong miền tần số. Phép biến đổi Fourier sẽ chuyển

đổi tín hiệu miền thời gian sang tín hiệu miền tần số, rồi được cân bằng bởi

chia cho một ước lượng kênh đáp ứng tần số. Hình 2.4 biểu diễn phương

trình cơ sở cân bằng trong miền thời gian và cân bằng trong miền tần số.

Sử dụng DFT, cân bằng miền tần số có thể dễ dàng thực hiện bằng

cách sử dụng xử lí tín hiệu số hiện đại. Vì kích thước của DFT ko tăng

tuyến tính với độ dài đáp ứng kênh truyền, cho nên độ phức tạp của FDE

thấp hơn nhiều so với bộ cân bằng miền thời gian cho các kênh băng rộng.

Điều chế đơn sóng mang với cân bằng miền tần số(SC/FDE) là một kĩ

thuật khả thi giảm ảnh hưởng của fading lựa chọn tần số. Hiệu năng của

nó tương tự như OFDM với cùng một độ phức tạp, thậm chí với các đáp

15


Hình 2.4: Cân bằng.

ứng xung kênh truyền dài. Hình 2.5 mô tả sơ đồ khối máy thu SC/FDE và

OFDM, ta có thể thấy các thành phần của chúng là giống nhau chỉ khác

nhau ở vị trí của khối IDFT.

Hình 2.5: Các khối của hệ thống SC/FDE và OFDMA.

Bộ điều chế SC/FDE sẽ phát các kí tự điều chế liên tiếp nhau. Nó chia

chuỗi các kí tự điều chế thành các khối và thêm các CP vào đầu mỗi khối.

CP là copy của phần cuối cùng của khối như hình 2.6. Cũng giống OFDM,

CP này sẽ ngăn chặn nhiễu xuyên khối, đồng thời việc thêm CP này sẽ

làm cho tích chập của đáp ứng xung kênh truyền với các kí tự điều chế có

dạng chập vòng.

Một điều đáng chú ý là vấn đề dung hòa việc xử lí tín hiệu tại máy thu

với việc chuyển đổi tín hiệu gây ra bởi kênh là vấn đề tổng quát cho việc

cân bằng miền tần số sử dụng biến đổi rời rạc. Khi tín hiệu truyền qua

16


Hình 2.6: Cyclic prefix(CP).

kênh, nó chập tuyến tín với đáp ứng xung của kênh truyền. Bởi vì bộ cân

bằng luôn cố gắng thực hiện nghịch đảo đáp ứng xung kênh truyền, nên

nó thực hiện cùng một kiểu tích chập giống như kênh truyền, hoặc là chập

tuyến tính hoặc là chập vòng. Một cách giải quyết vấn đề này là add CP

ở máy phát để làm cho giống như chập vòng.

Hình 2.5, máy thu SC/FDE chuyển tín hiệu nhận được sang miền tần

số bằng cách áp dụng DFT. Sau khi thực hiện cân bằng trong miền tần

số, thuật toán IDFT sẽ chuyển tín hiệu đơn sóng mang này trở lại miền

thời gian và bộ tách sóng khôi phục lại kí tự điều chế ban đầu. Ngược lại,

OFDM áp dụng các bộ tách sóng riêng biệt cho từng sóng mang con.

2.3.2 So sánh với OFDM

Các khối trong hệ thống OFDM và SC/FDE là tương tự nhau. Tuy

nhiên chúng có sự khác biệt trong thực hiện, điểm khác biệt cơ bản là ở

các bộ cân bằng của chúng. SC/FDE thực hiện cả DFT và IDFT ở máy

thu, trong khi OFDM thực hiện IDFT ở máy phát và DFT ở máy thu.

Ở máy thu, OFDM thực hiện tách dữ liệu trên từng sóng mang con

trong miền tần số, trong khi SC/FDE thực hiện tách dữ liệu trong miền

thời gian sau khi thêm bộ IDFT như ở hình 2.7. Chính sự khác biệt này

mà OFDM nhạy cảm hơn với điểm không trong phổ kênh truyền. Để khắc

phục thì nó yêu cầu mã hóa kênh truyền hoặc điều khiển công suất để tăng

công suất phát ở tần số có đáp ứng yếu.

Chu kì của các kí tự điều chế trong miền thời gian được mở rộng trong

trường hợp của OFDM khi truyền dẫn song song các khối dữ liệu trong

suốt chu kí thời gian được giãn ra này như hình 2.8. Hệ thống có độ rộng

băngBs(Hz) được chia nhỏ thành nhiều băng tần sóng mang con nhỏ hơn

và dữ liệu độc lập được truyền tải trên mỗi sóng mang con.

Tóm lại, SC/FDE có các ưu điểm vượt trội so với OFDM như:

- PAPR thấp hơn do điều chế đơn sóng mang tại máy phát.

17


Hình 2.7: máy thu OFDM và SC/FDE.

Hình 2.8: Kí tự OFDM và SC/FDE.

- Chịu tốt với phổ không kênh truyền.

- Ít nhạy cảm với dịch tần số sóng mang.

- Độ phức tạp thấp tại máy phát, tạo nhiều thuận lợi cho các thiết bị

đầu cuối di động trong truyền thông đa đường lên.


Chương này ta thấy được hai kĩ thuật OFDM và SC/FDE. OFDM mở

rộng khoảng kí tự và sử dụng các sóng mang con trực giao để truyền tải

dòng dữ liệu song song tốc độ thấp hơn, làm giảm thiểu được nhiễu ISI.

Với băng thông hệ thống được chia thành các băng hẹp, mỗi băng con xem

như là một kênh fading phẳng thay vì là kênh lựa chon tần số. SC/FDE

18


có cấu trúc giống OFDM tuy nhiên khác nhau ở vị trí đặt bộ IDFT, nó

giải quyết nhiễu ISI và tín lựa chọn tần số của kênh bằng cách cân bằng

trong miền tần số với việc chèn CP và các bộ DFT/IDFT.

Điểm giống và khác nhau giữa OFDM và SC/FDE:

Giống nhau:

- Xử lí tín hiệu dưa trên cơ sở các bộ DFT/IDFT và sử dụng CP.

- Cân bằng trong miền tần số.

- Ít phức tạp hơn với cân bằng trong miền thời gian.

khác nhau:

OFDM SC/FDE

Tryền đa sóng mang Truyền đơn sóng mangChia luồng dữ liệu đầu vào thành các Truyền cùng tốc độ dữ liệu chuỗi đầu vào

luồng dữ liệu song song tốc độ thấp hơnPAPR cao PAPR thấp

Nhạy với bù tần số Ít nhạy với bù tần sốNhạy với phổ không kênh truyền Chịu tốt với phổ không của kênh truyền

19

Chương 3

Single Carrier FDMA


OFDMA và SC-FDMA là các phiên bản sửa đổi của các mô hình OFDM

và SC/FDE. Tuy nhiên kĩ thuật đa truy cập trong chương này là truyền

nhiều tín hiệu đồng thời. Tất cả các kĩ thuật phân chia tần số trực giao

sử dụng một tập các sóng mang con trực giao phân bố trên toàn bộ băng

thông của hệ thống. Tất cả chúng đều gồm những bộ biến đổi rời rạc để

chuyển tín hiệu giữa hai miền tần số và thời gian. Để truyền nhiều tín

hiệu đồng thời, kĩ thuật đa truy cập gắn các tín hiệu đó lên tập các sóng

mang con loại trừ lẫn nhau. Bởi vì các kênh băng rộng chịu ảnh hưởng

của fading lựa chọn tần số, các kĩ thuật FDMA có thể triển khai lập lịch

phụ thuộc kênh truyền để cấu trúc nên phân tập đa user, và bởi vì đặc tín

fading ở các thiết bị đầu cuối tại các vị trí khác nhau là độc lập nên các

kĩ thuật lập dịch có thể gán mỗi thiết bị đầu cuối với các song mang con

với các đặc tính truyền dẫn thích hợp tại vị trí của các thiết bị đầu cuối.

WiMAX sủ dụng OFDMA cho truyền tín hiệu cả từ trạm gốc và từ

các thiết bị di động đầu cuối. Ngược lại, 3GPP quy định OFDMA cho

downlink và SC-FDMA cho uplink trong LTE để tạo hiệu quả công suất

cho các thiết bị di động đầu cuối. Dự đoán trước về các phiên bản trong

tương lai của các hệ thống CDMA hiện tại, dự án hợp tác 3GPP2 làm việc

với SC-FDMA sử dụng trải mã cho uplink của kĩ thuật siêu băng rộng di

động UMB. Một khuyết điểm của OFDMA là tỉ số công suất đỉnh /trung

bình (PAPR) cao, điều này làm tăng giá thành và hiệu quả công suất của

bộ khuếch đại công suất phát thấp. Với PAPR thấp hơn,các bộ khuếch đại

công suất của các thiết bị di động đầu cuối sử dụng SC-FDMA có thể đơn

giản hơn và hiệu quả công suất cao hơn so với sủ dụng OFDMA. Một khía

cạnh khác, với tốc độ dữ liệu cao, bộ cân bằng miền tần số của SC-FDMA

20

Chương 3: Single Carrier FDMA

phức tạp hơn nhiều so với bộ cân bằn OFDMA. Do đó SC-FDMA chỉ giới

hạn cho LTE uplink, bộ cân bằng phức tập chỉ yêu cầu ở trạm gốc (base

stations) mà ko yêu cầu ở các thiết bị di động đầu cuối.

Trong chương này ta sẽ giới thiệu quá trình xử lí tín hiệu SC-FDMA,

các phương pháp sắp xếp sóng mang và biểu diễn tín hiệu của chúng trong

miền thời gian, so sánh mối quan hệ giữa SC-FDMA và OFDMA.

3.2 xử lý tín hiệu

Hình 3.1: Cấu trúc máy phát và thu của SC-FDMA.

Đầu vào của máy phát và đầu ra của máy thu là các tín hiệu điều chế

dạng phức. Các hệ thống thực tế tự động sử dụng các kĩ thuật điều chế

ứng với chất lượng kênh truyền, sử dụng BPSK trong những kênh kém và

sử dụng lên đến 64-QAM với các kênh chất lượng tốt. Khối dữ liệu gồm M

kí tự điều chế phức đưa qua bộ M-point DFT tạo ra M kí tự miền tần số và

sắp xếp chúng lên N sóng mang con trực giao trải lên toàn bộ băng thông.

Hệ thống SC-FDMA có thể xử lí Q(= N/M) nguồn tín hiệu trực giao với

mỗi nguồn chiếm một tập gồm M sóng mang con trực giao khác nhau. Hình

3.2, xm(m = 0, . . . ,M − 1) biểu diễn các kí tự nguồn đã được điều chế,

Xk(k = 0, . . . ,M − 1) biểu diễn M mẫu DFT(xm). Yl(l = 0, . . . , N − 1)

biểu diễn các mẫu trong miền tần số sau khi sắp xếp các sóng mang con

và yn(n = 0, . . . , N − 1) biểu diễn các kí tự phát trong miền thời gian tạo

bởi IDFT(Yl).

Khối subcarrier mapping gán các kí tự điều chế trong miền tần sốvào

các sóng mang con. Quá trình xử lí sắp xếp này đôi khi còn được gọi là

21


Hình 3.2: Quá trình tạo kí tự SC-FDMA.

quá trình lập lịch(scheduling). Do các thiết bị đầu cuối phân tán trong

không gian có các kênh fading độc lập nên SC-FDMA và OFDMA có lợi

ích trong việc lập lịch phụ thuộc vào kênh. IDFT tạo ra một biểu diễn

trong miền thời gian, yn, của N kí tự sóng mang con. Bộ chuyển đổi song

song sang nối tiếp đặt y0, . . . , yN−1 vào chuỗi thời gian phù hợp với điều

chế sóng mang ở tần số vô tuyến và việc truyền dẫn đến máy thu.

Máy phát trong hình 3.1 thực hiện hai quá trình xử lí khác trước khi

truyền. Nó chèn một tập các kí tự gọi là cyclic prefix(CP) để tạo khoảng

bảo vệ ngăn chặn nhiễu xuyên khối IBI gây ra do truyền sóng đa đường.

Máy phát cũng thực hiện việc lọc tuyến tính (pulse shaping) để giảm năng

lượng tín hiệu ngoài dải băng tần. CP là bản copy phần cuối cùng của

khối. Nó được chèn vào phần bắt đầu của mỗi khối với hai lí do: thứ nhất,

CP như một khoảng bảo vệ giữa hai khối liên tiếp, nếu độ dài của CP lớn

hơn trải trễ của kênh thì sẽ ko có IBI. Thứ hai, do CP là bản copy phần

cuối cùng của khối, nó sẽ chuyển đổi tích chập tuyến tín trong miền thời

gian rời rạc sang chập vòng miền thời gian rời rạc. Do đó dữ liệu phát

truyền trong kênh có thể lập mô hình là tích chập vòng giữa đáp ứng xung

và khối dữ liệu được phát mà trong miền tần số là phép nhân DFT của

các mẫu tần số.

Một bộ lọc pulse shaping phổ biến thường được sử dụng là raised-cosine

filter. Biểu diễn miền tần số và miền thời gain của bộ lọc này như sau:

P (f) =

T , 0 ≤ |f | ≤ 1−α

2TT2 {1 + cos[πTα (|f | − 1−α

2T )]} , 1−α2T ≤ |f | ≤1+α2T

0 , |f | ≥ 1+α2T

(3.1)

p(t) =sin(πt/T )

πt/T× cos(παt/T )

1− 4α2t2/T 2(3.2)

Trong đó T là chu kì, α là hệ số roll-off nằm trong khoảng từ 0-1.

Phát xạ ngoài băng được kiểm soát bởi hệ số roll-off của bộ lọc. Hệ

số này được định nghĩa là tỉ số giữa khoảng tần số ngoài băng thông

22


Hình 3.3: Bộ lọc raised-cosine.

Nyquist(1/2T) so với 1/2T. Với α = 0, bộ lọc này là một bộ lọc thông

dải lí tưởng. α càng tăng, khoảng tần số ngoài băng tăng. Trong miền thời

gian, các búp sóng phụ của đáp ứng xung tăng khi α giảm và điều này sẽ

làm tăng công suất đỉnh của tín hiệu phát sau khi qua bộ lọc. Do đó việc

lựa chọn hệ số roll-off phải cân bằng được giữa hai mục đích là phát xạ

ngoài băng thấp và PAPR thấp.

Bộ DFT nằm ở máy thu sẽ chuyển tín hiệu nhận được sang miền tần

số để khôi phục lại N song mang con. Bộ giải sắp xếp sóng mang tách M

mẫu miền tần số của mỗi nguồn tín hiệu. Bởi vì SC-FDMA sử dụng điều

chế sóng mang đơn, cho nên nó sẽ gặp phải méo tuyến tín như là nhiễu

liên kí tự ISI. Bộ cân bằng miền tần số loại bỏ nhiễu ISI. Khối IDFT ở

máy thu sẽ chuyển các kí tự sau khi cân bằng sang miền thời gian sau đó

đưa tới bộ tách sóng tạo lại chuỗi M kí tự điều chế.

Hình 3.4 cho thấy hoạt động của máy thu SC-FDMA ở trạm gốc với đa

user ở đường uplink. Trước khi thực hiện xử lí giải điều chế thì trạm gốc

tách các user trong miền tần số với bộ xử lí giải sắp xếp sóng mang con.

3.3 Sắp xếp sóng mang con

Hình 3.5 biểu diễn hai phương pháp để gán M kí tự được điều chế trong

miền tần số vào các sóng mang con: sắp xếp song mang con phân tán và

sắp xếp song mang con tập trung. Trong chế độ sắp xếp các sóng mang

con tập trung, các kí tự điều chế được gán cho M sóng mang con lân cận.

Trong chế độ phân tán, các kí tự được đặt đều trên toàn bộ băng tần kênh

truyền.

23


Hình 3.4: Cấu trúc máy thu SC-FDMA với đa user truy cập ở đường lên.

Hình 3.5: Mô hình sắp xếp sóng mang con: phân tán và tập trung.

Trong cả hai chế độ, IDFT ở máy phát sẽ gán biên độ 0 cho N-M sóng

mang con ko bị chiếm. Ta gọi chế độ sắp xếp sóng mang con tập trung

của SC-FDMA là LFDMA và chế độ sắp xếp sóng mang con phân tán là

DFDMA. Trường hợp N = Q×M ở chế độ phân tán với các song mang

con bị chiếm thường được gọi là FDMA đan xen (IFDMA). IFDMA là

trường hợp đặc biệt của SC-FDMA và nó rất hiệu quả khi máy phát có

thể điều chế tín hiệu một cách nghiêm ngặt trong miền thời gian mà ko

cần sử dụng DFT và IDFT.

Hình 3.6 cho thấy 3 ví dụ về SC-FDMA phát các kí tự trong miền tần

số với M = 4 kí tự/block, N = 12 sóng mang con và Q = N/M = 3 thiết

bị đầu cuối. Trong chế độ tập trung, 4 kí tự điều chế chiếm các song mang

24


con 0,1,2 và 3, trong chế độ phân tán, các kí tự điều chế đặt cách đều nhau

lên toàn bộ sóng mang con.

Hình 3.6: Ví dụ về sắp xếp sóng mang con với M = 4,N = 12 và Q = 3.

Hình 3.7 mô tả ba thiết bị đầu cuối chiếm các tập sóng mang con khác

nhau trong các chế độ IFDMA và LFDMA.

Hình 3.7: Phương pháp đặt các sóng mang con của đa user.

Từ quan điểm phân bố tài nguyên, các phương pháp sắp xếp được chia

thành phương pháp lập lịch tĩnh(static scheduling) và lập lịch kênh độc

lập (channel-dependent scheduling – CDS ). CDS gán các sóng mang con

cho các user theo đáp ứng tần số kênh truyền của mỗi user. Với cả hai

phương pháp đó, việc sắp xếp các sóng mang con phân tán sẽ dẫn đến việc

phân tập tần số vì tín hiệu phát đi trải trên toàn bộ độ rộng băng tần. Với

việc sắp xếp phân tán, CDS sẽ giúp cải thiện hiệu năng. Ngược lại, CDS

là thuận lợi hơn với sắp xếp sóng mang tập trung bởi vì nó tạo ra phân

tập đa người dùng.

3.4 Biểu diễn trong miền thời gian của tín hiệu SC-

FDMA

Với IFDMA, LFDMA và DFDMA thì ba hoạt động trong hình 3.2

có thể xem như một phép chập tuyến tính trên chuỗi các kí tự điều chế

25


{xm : m = 0, ...,M − 1}. Do đó mỗi thành phần ở chuổi đầu ra {yn : n =

0, ..., N − 1} là một tổng theo trọng số của các thành phần chuỗi đầu vào,

trong đó các trọng số là các số phức.

Mục này sẽ chỉ ra biểu diễn chuỗi trong miền thời gian của một khối

tín hiệu IFDMA. Các công thức cho các chuỗi trong miền thời gian của

LFDMA và DFDMA phức tạp hơn so với IFDMA.

3.4.1 Các kí tự trong miền thời gian của IFDMA

Với IFDMA, việc kết hợp hai khối DFT và IDFT ở máy phát sẽ đơn

giản các phép toán xử lí tín hiệu bằng việc nhân mỗi kí tự đầu vào với

một số phức có biên độ đơn vị và lặp lại chuỗi đầu vào với Q lần quay

pha(Q là hệ số mở rộng băng tần = N/M). Phép nhân này tương đương

với việc quay pha mỗi kí tự điều chế phức của khối truyền dẫn. Để kiểm

tra, ta quan sát hai tín chất của DFT và IDFT: thứ nhất, các mẫu cách

đều nhau một khoảng cách đều nhau khác không trong một miền nào đó

tương đương với một chuỗi có chu kì trong một miền khác. Thứ 2, một

sự dịch một khoảng r tương đương với một phép quay pha mỗi mẫu trong

miền thời gian. Việc quy pha được thực hiện bằng cách nhân mỗi mẫu với

ej2πrn/N , với N là số điểm biến đổi ngược, r là khoảng dịch tần số, n là số

mẫu đầu ra trong miền thời gian.

Lấy ví dụ, cho một tín hiệu đầu vào, {Yl : l = 0, . . . , N − 1} là phổ của

chuỗi SC-FDMA được phát đại diện cho khối dữ liệu {xm : m = 0, . . . ,M−1}. Trong IFDMA, phổ của nó có M thành phần khác không cách đều nhau,

các mẫu liền kề tách biệt nhau Q-1 mẫu trong miền tần số. Tính hiệu tương

ứng trong miền thời gian {yn : n = 0, . . . , N − 1} là tuần hoàn với Q bản

sao được phân tán trên các thời điểm n = 0, . . . ,M−1 và quay pha tương

ứng ej2πrn/N . Xét tín hiệu đầu vào {xm : m = 0, . . . ,M−1} chiếm các sóng

mang con l = 0, Q, . . . , (M−1)Q. tín hiệu phát tuần hoàn trong miền thời

gian tương ứng với trải phổ của tín hiệu này có chuỗi {x1/Q, . . . xM−1/Q}được lặp lại Q lần(quay pha 0 radian). Bây giờ xét một tín hiệu từ thiết

bị đầu cuối khác {um : m = 0, . . . ,M − 1} được điều chế ở tập sóng mang

cách đều nhau tiếp theo n = 1, Q + 1, . . . , (M − 1).Q +1. Phổ của tín

hiệu này là {Vl : l = 0, . . . , N − 1} cũng tương tự như phổ Yl nhưg bị

dịch đi một sóng mang con. Phép dịch trong miền tần số này tương ứng

với nhân trong miền thời gian với ej2πrn/N . do đó chuỗi tín hiệu được phát

trong miền thời gian sẽ là u0/Q ,u1ej2πn/N/Q, . . . , uM−1e

j2πn/N/Q được

lặp lại Q lần vơi góc quay tương ứng. Tổng quát ta có, với một tín hiệu

26


đầu vào {xm : m = 0, . . . ,M − 1} được điều chế lên các sóng mang con

tại n = r,Q + r, 2Q + r, . . . , (M − 1)Q + r thì tín hiệu phát sẽ lặp lại Q

làn và quay pha ej2πrn/N .

Hình 3.8: Minh họa mô hình sắp xếp sóng mang con IFDMA với M =4 kí tự / block,Q =3 thiết bị đầu cuối và N = QxM = 12 sóng mang con.

Hình 3.8 Minh họa cho ví dụ của ta với M=4 kítự/khối, N = 12 sóng

mang con và Q =3 thiết bị đầu cuối.

Các công thức toán học:

Yl =

{Xk, k = l/Q , 0 ≤ k ≤M − 1

0 , còn lại(3.3)

Với 0 ≤ l ≤ N − 1 và N = Q.M

đặt n =M.q +m(0 ≤ q ≤ Q− 1, 0 ≤ m ≤M − 1) thì

yn = (yM.q+m)

=1

N

N−1∑l=0

Ylej2π n

N l =1

Q.1

M

M−1∑k=0

Xkej2π n

QMQk

=1

Q.1

M

M−1∑k=0

Xkej2πMq+m

M k =1

Q.(

1

M

M−1∑k=0

Xkej2π mM k)

=1

Qxm =

1

Qx(n)modM (3.4)

Kết quả các kí tự miền thời gian {yn} đơn giản chỉ là sự lặp lại các kí

hiệu đầu vào {xm} với hệ số co giãn 1/Q trong miền thời gian.

Khi sự phân bổ sóng mang con bắt đầu từ sóng mang con thứ r(0 <

27


r ≤ Q) thì:

Yl =

{Xl/Q−r, l = Q.k + r , 0 ≤ k ≤M − 1

0 , còn lại(3.5)

Tương đương với phương trình (3.4), kí tự miền thời gian {yn} có thể

được viết lại thành:

yn =1

Qx(n)modM .e

j2π rnN (3.6)

Phương trình trên, có một sự xoay pha ej2πrn/N để kí tự sớm pha hơn

khi bắt đầu phân bổ sóng mang con từ sóng mang con thứ r bao gồm sóng

sóng mang con 0. Sự xoay pha này cũng áp dụng với các mô hình sắp xếp

sóng mang con khác.

3.4.2 Các kí tự trong miền thời gian của LFDMA

Hình 3.9 là mô hình sắp xếp sóng mang của LFDMA, cho thấy các kí

tự điều chế chiếm bởi 12 sóng mang con {Yl}.

Hình 3.9: LFDMA với M = 4 kí tự /block, Q = 3 thiết bị đầu cuối, N = Q×M = 12sóng mang con .

Với LFDMA, các mẫu tần số sau khi sắp xếp sóng mang {Yl} có thể

được mô tả như sau:

Các mẫu trong miền thời gian của tín hiệu LFDMA có thể được biểu

diễn như sau:

yn = yQ.m+q =

{ 1Qx(n)modM , q = 01Q .(1− e

j2π qQ ). 1M

∑M−1p=0

xp

1−ej2π{(m−p)M

+q

QM}

, q 6= 0

(3.7)

28


3.4.3 Các kí tự trong miền thời gian của DFDMA

Hình 3.10 là mô hình sắp xếp sóng mang con DFDMA. Nó biểu diễn

các kí tự điều chế chiếm bởi 12 sóng mang con Yl.

Hình 3.10: DFDMA với M = 4 kí tự/block, Q = 3 thiết bị đầu cuối và N = Q ×Msóng mang con.

Các mẫu trong miền thời gian của tín hiệu DFDMA có thể được biểu

diễn như sau:

yn = yQ.m+q

1Qx(Q̃(n)modM )modM

, q = 0

1Q .(1− e

j2π Q̃Qq). 1M∑M−1

p=0xp

1−ej2π{(Q̃m−p)

M+Q̃qQM}

, q 6= 0

(3.8)

với Q̃(1 ≤ Q̃ < Q) là hệ số trải thực. Các mẫu trong miền thời gian của

DFDMA có cùng cấu trúc với các mâu trong miền thời gian của LFDMA.

3.4.4 So sánh sắp xếp các mô hình sắp xếp sóng mang con

Hình 3.11 biểu diễn các mẫu trong miền thời gian của của mỗi mô

hình sắp xếp sóng mang trình bày ở trên. Tín hiệu IFDMA duy trì các

kí tự trong miền thời gian đầu vào trong mỗi mẩu trong khi LFDMA và

DFDMA có các mẫu trong miền thời gian phức tạp hơn bởi vì có tổng

trọng số phức các kí tự đầu vào, điều này làm cho các tín hiệu LFDMA

và DFDMA có công suất đỉnh cao hơn.

3.5 SC-FDMA và OFDMA (đa truy cập phân chia tần

số trực giao)

Hình 3.1 biểu diễn các khối trong máy phát và máy thu của SC-FDMA.

Các khối trong máy phát và máy thu của OFDMA cũng giống như vậy,

29


Hình 3.11: Các mẫu trong miền thời gian của các mô hình sắp xếp sóng mang con khácnhau.

tuy nhiên chúng ko có khối DFT ở máy phát và IDFT ở máy thu. Do đó

chúng có một số đặc tính chất chung như sau:

- Điều chế và truyền dẫn dữ liệu theo các khối, mỗi khối bao gồm M kí

tự điều chế.

- Phân chia băng thông truyền dẫn thành các băng con, thông tin được

mang trên các sóng mang con rời rạc.

- Sử dụng cân bằng kênh miền tần số.

- Sử dụng CP để ngăn chặn nhiễu xuyên khối IBI.

Tuy nhiên có một số sự khác biệt mà nó dẫn đến sự khác biệt ở hiệu

năng. Trước tiên đó là OFDMA phát một tín hiệu đa sóng mang trong khi

SC-FDMA phát tín hiệu đơn sóng mang. Do đó, tỉ số công suất đỉnh trên

công suất trung bình(PAPR) của OFDMA lớn hơn SC-FDMA.

Trong miền thời gian, khoảng thời gian của kí tự điều chế được mở rộng

trong trường hợp OFDMA. Khi mà M kí tự mỗi khối và N song mang con

trải lên toàn bộ băng thông hệ thống thì cả SC-FDMA và OFDMA có thể

phát các tín hiệu từ Q = N/M thiết bị đầu cuối một cách đồng thời. Với

M = 4, N = 12 và Q = 3, và khoảng kí tự điều chế là T(s), thì khoảng kí

tự OFDMA là M × T (s). Thời gian mở rộng này để giảm nhiễu xuyên kí

tự(ISI), đây cũng là ưu điểm của OFDMA. Ngược lại, SC-FDMA lại nén

các kí tự được điều chế trong miền thời gian. Khoảng kí tự SC-FDMA là

30


T/Q(s) giống như trong hệ thống TDMA. SC-FDMA sử dụng cân bằng

trong miền tần số tại trạm gốc để loại bỏ nhiễu xuyên kí tự ISI.

Hình 3.12 biểu diễn các khối của M kí tự được điều chế từ Q = 3 thiết

bị đầu cuối, khoảng thời gian kí tự điều chế là T(s) chiếm một băng thông

Bsouce (Hz).

Hình 3.12:

Hình 3.13 biểu diễn một tín hiệu OFDMA với N=12 sóng mang con,mỗi

băng con = Bsource/4, mỗi sóng mang con mang một kí tự điều chế với

khoảng thời gian 4T (s). Hình 3.14 biểu diễn một tín hiệu SC-FDMA, sử

dụng sắp xếp IFDMA. Ở đây, mỗi kí tự điều chế chiếm toàn bộ băng thông

kênh truyền Bchannel = 3Bsource , khoảng thời gian kí tự cũng giảm xuống

còn T/3(s).

Hình 3.13:

Hình 3.15 biểu diễn OFDMA thực hiện cân bằng và tách sóng tách biệt

trên mỗi sóng mang con. Ngược lại SC-FDMA thực hiện tách cân bằng

trên toàn bộ băng thông kênh truyền. sau đó sử dụng bộ IDFT chuyển tín

hiệu từ một thiết bị đầu cuối sang miền thời gian trước khi đưa đến bộ

tách tín hiệu điều chế. Đặt bộ IDFT trước bộ tách sóng là cần thiết bởi vì

ngoại trừ IFDMA thì các tín hiệu được phát bao gồm một tổng có trọng

số của tất cả các kí tự trong một khối. bộ IDFT sẽ lấy lại được các kí tự

31


Hình 3.14:

ban đầu từ tín hiệu hỗn hợp này. Vì SC-FDMA trải mỗi kí tự điều chế

lên toàn bộ băng thông kênh truyền, nó ít nhạy với fading lựa chọn tần số

hơn OFDMA.

Hình 3.15: cân bằng và tách sóng tong OFDMA và SC-FDMA

3.6 PAPR(peak-to-average-power)của tín hiệu SC-FDMA

Peak-to-average-power (PAPR) là thông số đo hiệu năng cho thấy hiệu

quả sử dụng công suất tại máy phát. Trong trường hợp một bộ khuếch đại

công suất lí tưởng mà ta có thể đạt được khuếch đại tuyến tính tới gần

điểm bão hòa, ta sẽ đạt được hiệu quả sử dụng công suất lớn nhất khi các

bộ khuếch đại hoạt động tại điểm bão hòa. Ta có thể biểu diễn mối liên

hệ giữa PAPR và hiệu suất sử dụng công suất như sau:

η = ηmax × 10−PAPR

20 (3.9)

Với η là hiệu suất sử dụng công suất và ηmax là hiệu suất sử dụng công

suất lớn nhất. Phương trình trên cho thấy PAPR càng cao sẽ làm giảm

32


hiệu quả công suất phát. Một ưu điểm nổi bật của SC-FDMA so với

OFDMA là PAPR thấp hơn bởi vì bản chất cấu trúc đơn sóng mang của

nó. PAPR thấp có lợi ích tốt cho các thiết bị di động đầu cuối trong thông

tin đường lên. Các mẫu trong miền thời gian của các tín hiệu đã điều chế

SC-FDMA là khác nhau phụ thuộc vào cấu trúc sắp xếp sóng mang và do

đó đặc tín PAPR của mỗi cấu trúc sắp xếp sóng mang cũng khác nhau.

Trong phần này ta sẽ mô tả PAPR cho máy phát đơn anten SC-FDMA.

Đặt {xm : m = 0, 1, . . . ,M − 1} là các kí tự đã điều chế thì {Xk : k =

0, 1, . . . ,M − 1} là các mẫu trong miền tần số sau khi các kí tự điều chế

đi qua bộ DFT, {X̃l : l = 0, 1, . . . , N − 1} là các mẫu trong miền tần số

sau khi sắp xếp sóng mang con, và {x̃n : n = 0, 1, . . . , N − 1} là các kí

tự thời gian sau khi các mẫu sắp đã được sắp xếp sóng mang đi qua bộ

IDFT. Chúng ta biểu diễn tín hiệu phát của SC-FDMA x(t) cho một khối

dữ liệu như sau:

x(t) = ejωctN−1∑n=0

x̃np(t− nT̃ ) (3.10)

Với ωc là tần số sóng mang của hệ thống, p(t) là xung băng cơ sở, và

T̃ là khoảng kí tự của kí tự phát x̃n.

Chúng ta định nghĩa PAPR cho tín hiệu phát x(t) như sau:

PAPR =peak power of x(t)

average power of x(t)=

max0≤t≤NT̃

|x(t)|2

1NT̃

∫ NT̃0 |x(t)|2 dx

(3.11)

Việc lấy mẫu kí tự sẽ cho cùng giá trị PAPR như trường hợp liên tục

bởi vì tín hiệu SC-FDMA được điều chế qua đơn sóng mang. Do đó, chúng

ta biểu diễn PAPR:

PAPR =

maxn=0,1,..,N−1

|x̃n|2

1N

∑N−1n=0 |x̃n|2

(3.12)

Ta xem xét rõ hơn PAPR trong mô phỏng ở chương 4.


SC-FDMA là một kỹ thuật đa truy cập mà sử dụng điều chế đơn sóng

mang, ghép kênh tần số trực giao và cân bằng trong miền tần số. Nó có

hiệu năng và độ phức tạp chung giống với OFDMA. Một ưu điểm vượt

33


trội so với OFDMA là tín hiệu SC-FDMA có đặc tính công suất đỉnh tốt

hơn bởi vì cấu trúc đơn sóng mang của nó. SC-FDMA được đưa ra như

là một sự thay thế hấp dẫn cho OFDMA ở đường lên khi đặc tính đỉnh

công suất của nó tốt hơn mang lại lợi ích cho các thiết bị di động đầu cuối

trong hiệu quả công suất phát và giá thành sản xuất. Hình 3.16 sẽ giải

thích vì sao lại được gọi là Single Carrier "FDMA", các kí tự SC-FDMA

được phát lần lượt lên đơn sóng mang trái ngược với phát song song của

OFDM/OFDMA lên đa sóng mang. Đồng thời, các user cũng sử dụng ghép

kênh trực giao và giải ghép kênh trong miền tần số.

Hình 3.16:

SC-FDMA có hai phương pháp sắp xếp sóng mang con là phân tán và

tập trung. Hai phương pháp này ảnh hưởng khác nhau đến cấu trúc của

tín hiệu miền thời gian và đặc tính công suất đỉnh. Hai phương pháp sắp

xếp sóng mang con này giúp cho các nhà điều hành mạng linh hoạt thích

ứng với các yêu cầu cụ thể của mỗi môi trường hoạt động.

34

Chương 4

Chương trình và kết quả mô phỏng


Trong chương này ta sẽ thực hiện chương trình mô phỏng trên MAT-

LAB với hệ thống SC-FDMA . Phần 4.1 tập trung vào mô hình điều chế

đơn sóng mang với cân bằng trong miền tân số(SC/FDE), so sánh với

OFDM. Phần 4.2 mô phỏng hệ thống đa truy cập SC-FDMA.

Với kênh đa đường, ta xét 2 mô hình kênh của ITU cho người đi bộ

(PedestrianA) và xe cộ (Vehicular A) với nhiễu trắng cộng Gausian(AWGN).

Mô hình kênh path 1 path 2 path 3 path 4 path 5 path 6Ped.A Delay(nsec) 0 110 190 410 - -

Power(dB) 0 -9.7 -19.2 -22.8 - -Veh.A Delay(nsec) 0 310 710 1090 1730 2510

Power(dB) 0 -1.0 -9.0 -10.0 -15.0 -20.0

Bảng 4.1: Mô hình kênh truyền của ITU cho người đi bộ và xe cộ

Băng thông hệ thống 5MHz

Tốc độ lấy mẫu 5 mega-samples/s

Dạng điều chế dữ liệu QPSK

CP 20 mẫu

Kích thước bộ IFFT ở máy phát 512

SC-FDMA: kích thước block đầu vào 16 kí tự

SC-FDMA: kích thước khối FFT đầu vào 16

Bộ cân bằng Zero forcing hoặc MMSE

Bảng 4.2: Các thông số thực hiện mô phỏng

35

Chương 4: Chương trình và kết quả mô phỏng

4.2 Mô phỏng kĩ thuật SC/FDE

Ở chương 2, cả hai hệ thống SC/FDE và OFDM đều sử dụng các khối

xử lí tín hiệu giống nhau. Hình 4.1 và 4.2 biểu diễn 2 mô hình thực hiện

mô phỏng với hệ thống SC/FDE và hệ thống OFDM.

Hình 4.1: Mô hình mô phỏng hệ thống SC/FDE.

Hình 4.2: Mô hình mô phỏng hệ thống OFDM.

Thực hiện mô phỏng bằng matlab, kiểm tra tỉ số lỗi kí tự SER của

2 hệ thống SC/FDE và OFDM với các kênh đa đường và nhiễu AWGN.

Hình 4.3 cho thấy SER của hệ thống SC/FDE với hai loại cân bằng

kênh truyền khác nhau. Ta thấy rằng bộ cân bằng MMSE có SER tốt hơn

do nó hạn chế được nhiễu trong quá trình cân bằng.

36


Hình 4.3: SER của SC/FDE với hai phương pháp cân bằng MMSE và Zero forcing;sửdụng mô hình kênh Veh.A.

Hình 4.4 so sánh SER giữa SC/FDE và OFDM, sử dụng bộ cân bằng

MMSE. Ta thấy hệ thống SC/FDE có SER thấp hơn OFDM.

Hình 4.4: SER của hai hệ thống OFDM và SC/FDE với 2 mô hình kênh cho người đibộ và xe cộ.

4.3 Mô phỏng hệ thống SC-FDMA

Hình 4.5 là mô hình mô phỏng hệ thống SC-FDMA. ở đây ta mô

phỏng SER với 3 mô hình sắp xếp sóng mang con là IFDMA, DFDMA và

37


LFDMA.

Hình 4.5: Mô hình mô phỏng hệ thống SC-FDMA.

Thực hiện mô phỏng bằng Matlab. So sánh các mô hình sắp xếp sóng

mang con của SC-FDMA với LFDMA chiếm các sóng mang con đầu tiên

của băng thông hệ thống. Hình 4.6 là kết quả mô phỏng SER của các mô

hình sắp xếp sóng mang con IFDMA, DFDMA và LFDMA. Ta thấy SER

của IFDMA và DFDMA là gần giống nhau và không phụ thuộc vào vị trí

băng con trong khi LFDMA thì SER thay đổi theo vị trí băng con. Cho

thấy lợi ích của phân tập tần số. Với LFDMA thì việc lập dịch phụ thuộc

kênh giúp cải thiện được điểm này.

Hình 4.6: SER tương ứng với các mô hình sắp xếp sóng mang con IFDMA, DFDMAvà LFDMA.

38


4.4 Mô phỏng PAPR của SC-FDMA

Hình 4.7 và 4.8 là mô hình mô phỏng PAPR của SC-FDMA và OFDMA.

Ta tính toán hàm phân bố tích lũy bù (CCDF) của PAPR (xác suất để

PAPR cao hơn một giá trị PAPRo cho trước). Với OFDMA ta không sử

dụng bộ lọc pulse shaping và dữ liệu sẽ chiếm tập sóng mang đầu tiên của

băng thông.

Hình 4.7: Sơ đồ mô phỏng PAPR của SC-FDMA.

Hình 4.8: Sơ đồ mô phỏng PAPR của OFDMA.

Thực hiện mô phỏng bằng code matlab, so sánh PAPR của 2 hệ thống.

Hình 4.9 là kết quả mô phỏng PAPR của các mô hình sắp xếp sóng

mang con của SC-FDMA và OFDMA. Ta thấy các mô hình sắp xếp sóng

mang con của SC-FDMA đều có PAPR thấp hơn OFDMA. Với các mô

hình thì IFDMA có PAPR thấp nhất còn với 2 mô hình kia thì có PAPR

gần như nhau.

39


Hình 4.9: CCDF của PAPR cho các mô hình sắp xếp sóng mang con SC-FDMA và hệthống OFDMA.

40

Code MATLAB

%=====================================================

%mo phong SER cua SC/FDE va OFDM

%=====================================================

function SER_OFDM_SCFDE()

SP.FFTsize = 512; %kich thuoc bo IFFT va FFT.

SP.CPsize = 0; %kich thuoc cycle prefix.

SP.SNR = [0:2:30]; % SNR.

SP.numRun = 10^4; % phat 10^4 block.

% cac mo hinh kenh truyen dua tren 3GPP TS 25.104.

pedAchannel = [1 10^(-9.7/20) 10^(-22.8/20)];

pedAchannel = pedAchannel/sqrt(sum(pedAchannel.^2));

H1 = fft(pedAchannel,SP.FFTsize);

% chuan hoa kenh truyen

vehAchannel = [1 0 10^(-1/20) 0 10^(-9/20) 10^(-10/20)

0 0 0 10^(-15/20) 0 0 0 10^(-20/20)];

vehAchannel = vehAchannel/sqrt(sum(vehAchannel.^2));

H2 = fft(vehAchannel,SP.FFTsize);

figure(1);

plot(1:512,H1,1:512,H2);

% dat mo hinh kenh truyen

SP.channel = pedAchannel;

% mo phong SC/FDE

[SER_scfde_ped_ZF,SER_scfde_ped_MMSE ]= scfde(SP);

% mo phong OFDM.

[SER_ofdm_ped_ZF,SER_ofdm_ped_MMSE]= ofdm(SP);

% chon mo hinh kenh khac

SP.channel = vehAchannel;

% mo phong SC/FDE.

[SER_scfde_veh_ZF,SER_scfde_veh_MMSE] = scfde(SP);

41


% mo phong OFDM.

[SER_ofdm_veh_ZF,SER_ofdm_veh_MMSE] = ofdm(SP);

%-----------------------------------------------------

% so sanh khi su dung ZF va MMSE cua SC/FDE

%-----------------------------------------------------

figure(2)

semilogy(SP.SNR,SER_scfde_veh_MMSE,’b-s’,

SP.SNR,SER_scfde_veh_ZF,’r-.o’);

xlabel(’SNR[dB]’);

ylabel(’SER’);

legend(’SC-FDE : veh.A MMSE’,’SC-FDE : veh.A ZF’);

%------------------------------------------------------

% so sanh OFDM va SC/FDE

%------------------------------------------------------

figure(3)

semilogy(SP.SNR,SER_scfde_ped_MMSE,’b-s’,SP.SNR,SER_ofdm_ped_MMSE,

’r-*’,SP.SNR,SER_scfde_veh_MMSE,’b-.s’,

SP.SNR,SER_ofdm_veh_MMSE,’r-.*’);


ylabel(’SER’);

legend(’SC-FDE : ped.A’,’OFDM : ped.A’,

’SC-FDE : veh.A’,’OFDM : veh.A’);

%==================================

%tin SER cua SC/FDE.

%==================================

function [SER_ZF,SER_MMSE] = scfde(SP)

numSymbols = SP.FFTsize; %kich thuoc 1 block .

% dap ung kenh truyen mien tan so.

H_channel = fft(SP.channel,SP.FFTsize);

for n = 1:length(SP.SNR),

errCount1 = 0;

errCount2 = 0;

for k = 1:SP.numRun, %phat 10^4 block

%tao random data block QPSK.

tmp = round(rand(2,numSymbols));

tmp = tmp*2-1;

inputSymbols = (tmp(1,:) + i*tmp(2,:))/sqrt(2);

42


%Add CP.

TxSymbols = [inputSymbols(numSymbols-SP.CPsize+1:numSymbols)

inputSymbols];

%truyen qua kenh truyen da duong.

RxSymbols = filter(SP.channel, 1, TxSymbols);

%nhieu AWGN .

tmp = randn(2, numSymbols+SP.CPsize);

complexNoise = (tmp(1,:) + i*tmp(2,:))/sqrt(2);

noisePower = 10^(-SP.SNR(n)/10);

%tin hieu bi nhieu AWGN.

RxSymbols = RxSymbols + sqrt(noisePower)*complexNoise;

%Remove CP.

EstSymbols = RxSymbols(SP.CPsize+1:numSymbols+SP.CPsize);

%chuyen tin hieu thu duoc sang mien tan so.

Y = fft(EstSymbols, SP.FFTsize);

% can bang trong mien tan so.

% ZF

Y_ZF = Y./H_channel;

% MMSE

G_MMSE = conj(H_channel)./(conj(H_channel).*H_channel +

10^(-SP.SNR(n)/10));

Y_MMSE = Y.*G_MMSE;

%tin hieu sau khi can bang duoc chuyen lai mien thoi gian.

EstSymbols_ZF = ifft(Y_ZF);

EstSymbols_ZF = sign(real(EstSymbols_ZF))+

i*sign(imag(EstSymbols_ZF));

EstSymbols_ZF = EstSymbols_ZF/sqrt(2);

%------------------------------------------------

EstSymbols_MMSE = ifft(Y_MMSE);

EstSymbols_MMSE = sign(real(EstSymbols_MMSE))+

i*sign(imag(EstSymbols_MMSE));

EstSymbols_MMSE = EstSymbols_MMSE/sqrt(2);

%kiem tra so ki tu loi.

I_ZF = inputSymbols-EstSymbols_ZF;

I_ZF = find(I_ZF);

errCount1 = errCount1 + length(I_ZF);

%-------------------------------------------------

43


I_MMSE = inputSymbols-EstSymbols_MMSE;

I_MMSE = find(I_MMSE);

errCount2 = errCount2 + length(I_MMSE);

end

%tin SER

SER_ZF(n,:) = errCount1 / (numSymbols*SP.numRun);

SER_MMSE(n,:) = errCount2 / (numSymbols*SP.numRun);

end

%================================

%tin SER cua OFDM.

%================================

function [SER_ZF,SER_MMSE] = ofdm(SP)

numSymbols = SP.FFTsize; %kich thuoc 1 block.

% dap ung kenh truyen mien tan so.



errCount1 = 0;

errCount2 = 0;

for k = 1:SP.numRun,

%tao random data block.

tmp = round(rand(2,numSymbols));

tmp = tmp*2-1;


%block dua vao khoi IFFT.

TxSamples = sqrt(SP.FFTsize)*ifft(inputSymbols);

%Add CP.

ofdmSymbol = [TxSamples(numSymbols-SP.CPsize+1:numSymbols) TxSamples];

%truyen qua kenh truyen da duong.

RxSamples = filter(SP.channel, 1, ofdmSymbol);

%nhieu AWGN .




%tin hieu truyen bi nhieu AWGN.

RxSamples = RxSamples + sqrt(noisePower)*complexNoise;

%Remove CP.

EstSymbols = RxSamples(SP.CPsize+1:numSymbols+SP.CPsize);

44


%chuyen tin hieu thu duoc sang mien tan so.

Y = fft(EstSymbols, SP.FFTsize);

% can bang trong mien tan so.

G_ZF = conj(H_channel);

Y_ZF = Y.*G_ZF;

%-----------------------------------------------

G_MMSE = conj(H_channel)./(conj(H_channel).*H_channel

+ 10^(-SP.SNR(n)/10));

Y_MMSE = Y.*G_MMSE;

%tin hieu sau khi can bang duoc chuyen lai mien thoi gian.

EstSymbols_ZF = Y_ZF;

EstSymbols_ZF = sign(real(EstSymbols_ZF))+

i*sign(imag(EstSymbols_ZF));

EstSymbols_ZF = EstSymbols_ZF/sqrt(2);

%---------------------------------------

EstSymbols_MMSE = Y_MMSE;

EstSymbols_MMSE = sign(real(EstSymbols_MMSE))+

i*sign(imag(EstSymbols_MMSE));

EstSymbols_MMSE = EstSymbols_MMSE/sqrt(2);

%kiem tra so ki tu loi.

I_ZF = inputSymbols-EstSymbols_ZF;

I_ZF = find(I_ZF);

errCount1 = errCount1 + length(I_ZF);

%---------------------------------

I_MMSE = inputSymbols-EstSymbols_MMSE;

I_MMSE = find(I_MMSE);

errCount2 = errCount2 + length(I_MMSE);

end

%tin SER

SER_ZF(n,:) = errCount1 / (numSymbols*SP.numRun);

SER_MMSE(n,:) = errCount2 / (numSymbols*SP.numRun);

end

%=====================================================

% ham chinh chua cac thong so mo phong SER cua SC-FDMA

%=====================================================

function SER_SCFDMA()

SP.FFTsize = 512; %kich thuoc khoi IFFT va FFT tai may thu va may phat

45


SP.inputBlockSize = 16; % kich thuoc 1 block ki tu dau vao

SP.CPsize = 20; % do dai CP

SP.subband = 0; % ??t v? trí b?ng con

SP.SNR = [0:2:30]; % day ti so SNR

SP.numRun = 10^5; % phat 10^5 ki tu SC-FDMA

% mo hinh kenh dua tren 3GPP TS 25.104.

pedAchannel = [1 10^(-9.7/20) 10^(-22.8/20)];

pedAchannel = pedAchannel/sqrt(sum(pedAchannel.^2));

% chuan hoa

vehAchannel = [1 0 10^(-1/20) 0 10^(-9/20) 10^(-10/20)

0 0 0 10^(-15/20) 0 0 0 10^(-20/20)];

vehAchannel = vehAchannel/sqrt(sum(vehAchannel.^2));

% dat mo hinh kenh

SP.channel = pedAchannel;

% chay mo phong

[SER_ifdma SER_dfdma SER_lfdma] = scfdma(SP);

SP.subband = 10;

[SER_ifdma10 SER_dfdma10 SER_lfdma10] = scfdma(SP);

semilogy(SP.SNR,SER_ifdma,’b-s’,SP.SNR,SER_dfdma,’b--s’

SP.SNR,SER_lfdma,’b-o’,SP.SNR,SER_ifdma10,’r-’,

SP.SNR,SER_dfdma10,’r--’,SP.SNR,SER_lfdma10,’r--*’);


ylabel(’SER’);

legend(’IFDMA-sub0’,’DFDMA-sub0’,’LFDMA-sub0’,

’IFDMA-sub10’,’DFDMA-sub10’,’LFDMA-sub10’);

%===================================

%SER cua SC-FDMA.

%===================================

function [SER_ifdma SER_dfdma SER_lfdma] = scfdma(SP)

numSymbols = SP.FFTsize;

Q = numSymbols/SP.inputBlockSize; % he so trai bang thong.

Q_tilda = 31;

% dap ung kenh truyen mien tan so



errCount_ifdma = 0;

errCount_dfdma = 0;

46


errCount_lfdma = 0;

for k = 1:SP.numRun,

% tranmiter

% tao random data block.

tmp = round(rand(2,SP.inputBlockSize));

tmp = tmp*2-1;


% DFT-precoding.

inputSymbols_freq = fft(inputSymbols);

inputSamples_ifdma = zeros(1,numSymbols);

inputSamples_dfdma = zeros(1,numSymbols);

inputSamples_lfdma = zeros(1,numSymbols);

% sap xep song mang con

% IFDMA

inputSamples_ifdma(1+SP.subband:Q:numSymbols) = inputSymbols_freq;

% DFDMA

inputSamples_dfdma(1:Q_tilda:Q_tilda*16) = inputSymbols_freq;

inputSamples_dfdma(Q_tilda*16+1:1:numSymbols) = 0;

% LFDMA

inputSamples_lfdma([1:SP.inputBlockSize]+

SP.inputBlockSize*SP.subband)= inputSymbols_freq;

% chuyen tin hieu tro ve mien thoi gian

inputSamples_ifdma = ifft(inputSamples_ifdma);

inputSamples_dfdma = ifft(inputSamples_dfdma);

inputSamples_lfdma = ifft(inputSamples_lfdma);

%Add CP.

TxSamples_ifdma = [inputSamples_ifdma(numSymbols -

SP.CPsize+1:numSymbols) inputSamples_ifdma];

TxSamples_dfdma = [inputSamples_dfdma(numSymbols -

SP.CPsize+1:numSymbols) inputSamples_dfdma];

TxSamples_lfdma = [inputSamples_lfdma(numSymbols -

SP.CPsize+1:numSymbols) inputSamples_lfdma];

% channel

RxSamples_ifdma = filter(SP.channel, 1,TxSamples_ifdma);

RxSamples_dfdma = filter(SP.channel, 1,TxSamples_dfdma);

RxSamples_lfdma = filter(SP.channel, 1,TxSamples_lfdma);

% nhieu AWGN

47





% tin hieu phat bi nhieu AWGN

RxSamples_ifdma = RxSamples_ifdma + sqrt(noisePower/Q)*complexNoise;

RxSamples_dfdma = RxSamples_dfdma + sqrt(noisePower/Q)*complexNoise;

RxSamples_lfdma = RxSamples_lfdma + sqrt(noisePower/Q)*complexNoise;

% Receiver

% bo CP

RxSamples_ifdma = RxSamples_ifdma(SP.CPsize+1:numSymbols+SP.CPsize);

RxSamples_dfdma = RxSamples_dfdma(SP.CPsize+1:numSymbols+SP.CPsize);

RxSamples_lfdma = RxSamples_lfdma(SP.CPsize+1:numSymbols+SP.CPsize);

% chuyen tin hieu sang mien tan so

Y_ifdma = fft(RxSamples_ifdma, SP.FFTsize);

Y_dfdma = fft(RxSamples_dfdma, SP.FFTsize);

Y_lfdma = fft(RxSamples_lfdma, SP.FFTsize);

% giai sap xep song mang

Y_ifdma = Y_ifdma(1+SP.subband:Q:numSymbols);

Y_dfdma = Y_dfdma(1:Q_tilda:Q_tilda*16);

Y_lfdma = Y_lfdma([1:SP.inputBlockSize]+SP.inputBlockSize*SP.subband);

% dap ung xung kenh truyen cua IFDMA

H_ifdma = H_channel(1+SP.subband:Q:numSymbols);

G_ifdma = conj(H_ifdma)./(conj(H_ifdma).*H_ifdma + 10^(-SP.SNR(n)/10));

Y_ifdma = Y_ifdma.*G_ifdma;

% dap ung xung kenh truyen cua DFDMA

H_dfdma = H_channel(1:Q_tilda:Q_tilda*16);

G_dfdma = conj(H_dfdma)./(conj(H_dfdma).*H_dfdma + 10^(-SP.SNR(n)/10));

Y_dfdma = Y_dfdma.*G_dfdma;

% dap ung xung kenh truyen cua LFDMA

H_lfdma = H_channel([1:SP.inputBlockSize]+SP.inputBlockSize*SP.subband);

G_lfdma = conj(H_lfdma)./(conj(H_lfdma).*H_lfdma + 10^(-SP.SNR(n)/10));

Y_lfdma = Y_lfdma.*G_lfdma;

% chuyen tin hieu tro lai mien thoi gian

EstSymbols_ifdma = ifft(Y_ifdma);

EstSymbols_dfdma = ifft(Y_dfdma);

EstSymbols_lfdma = ifft(Y_lfdma);

% tach song

48


EstSymbols_ifdma = sign(real(EstSymbols_ifdma)) +

i*sign(imag(EstSymbols_ifdma));

EstSymbols_ifdma = EstSymbols_ifdma/sqrt(2);

EstSymbols_dfdma = sign(real(EstSymbols_dfdma)) +

i*sign(imag(EstSymbols_dfdma));

EstSymbols_dfdma = EstSymbols_dfdma/sqrt(2);

EstSymbols_lfdma = sign(real(EstSymbols_lfdma)) +

i*sign(imag(EstSymbols_lfdma));

EstSymbols_lfdma = EstSymbols_lfdma/sqrt(2);

%tim va dem loi

I_ifdma =inputSymbols-EstSymbols_ifdma;

I_ifdma=find(I_ifdma);

errCount_ifdma = errCount_ifdma + length(I_ifdma);

I_dfdma =inputSymbols-EstSymbols_dfdma;

I_dfdma=find(I_dfdma);

errCount_dfdma = errCount_dfdma + length(I_dfdma);

I_lfdma = inputSymbols-EstSymbols_lfdma;

I_lfdma = find(I_lfdma);

errCount_lfdma = errCount_lfdma + length(I_lfdma);

end

% tinh SER

SER_ifdma(n,:) = errCount_ifdma /(SP.inputBlockSize*SP.numRun);

SER_dfdma(n,:) = errCount_dfdma /(SP.inputBlockSize*SP.numRun);

SER_lfdma(n,:) = errCount_lfdma /(SP.inputBlockSize*SP.numRun);

end

%===================================

% PAPR cua SC-FDMA va OFDMA

%====================================

[N1,X1,N2,X2,N3,X3] = paprSCFDMA();

[N4,X4] = paprOFDMA();

semilogy(X1,1-cumsum(N1)/max(cumsum(N1)),’b-’,

X2,1-cumsum(N2)/max(cumsum(N2)),’r--’,

X3,1-cumsum(N3)/max(cumsum(N3)),’g:’,

X4,1-cumsum(N4)/max(cumsum(N4)),’y-.’);

title(’CCDF cua PAPR cua SCFDMA’);

xlabel(’PAPRo[dB]’);

ylabel(’Pr(PAPR>PAPRo)’);

49


legend(’IFDMA’,’LFDMA’,’DFDMA’,’OFDMA’);

%========================================

%Mo phong PAPR cua SC-FDMA

%su dung dieu che Q-PSK

%su dung bo loc pulse shaping raised-cosine

%========================================

function [N1,X1,N2,X2,N3,X3] = paprSCFDMA()

totalSubcarriers = 512; %tong so song mang con

numSymbols = 16; %so ki tu Q-PSK trong 1 block

Q = totalSubcarriers/numSymbols; %he so trai bang thong

Q_tilda = 31; % he so trai bang thong cua DFDMA. Q_tilda < Q.

pulseShaping = 1;

rolloffFactor = 0.3; % he so roll-off

Bs = 5*10^6; % bang thong he thong

Ts = 1/Bs;

Nos = 4; % Oversampling factor.

psFilter = rcPulse(Ts, Nos, rolloffFactor);

numRuns = 10^4; % phat 10^4 ki tu SC-FDMA

papr = zeros(1,numRuns);

for n = 1:numRuns,

%tao 1 block ki tu dieu che Q-PSK ngau nhien

tmp = round(rand(numSymbols,2));

tmp = tmp*2-1;

data = (tmp(:,1) + j*tmp(:,2))/sqrt(2);

data = data.’;

% chuyen du lieu sang mien tan so

X = fft(data);

% tap cac song mang con

Y1 = zeros(totalSubcarriers,1);



% sap xep song mang con.

% mo hinh sap xep song mang con IFDMA

Y1(1:Q:totalSubcarriers) = X;

% chuyen du lieu tro ve mien thoi gian

y1 = ifft(Y1);

% Perform pulse shaping.

50


if pulseShaping == 1

% up-sampling

y_oversampled1(1:Nos:Nos*totalSubcarriers) = y1;

% Perform filtering.

y_result1 = filter(psFilter, 1, y_oversampled1);

else

y_result1 = y1;

end

% Calculate the PAPR.

papr1(n) = 10*log10(max(abs(y_result1).^2)/mean(abs(y_result1).^2));

% mo hinh sap xep song mang con LFDMA

Y2(1:numSymbols) = X;


y2 = ifft(Y2);



% up-sampling




else

y_result2 = y2;

end



% sap xep song mang con DFDMA

Y3(1:Q_tilda:Q_tilda*numSymbols) = X;


y3 = ifft(Y3);



% up-sampling




51


else

y_result3 = y3;

end



end

% Plot CCDF.

[N1,X1] = hist(papr1, 100);

[N2,X2] = hist(papr2, 100);

[N3,X3] = hist(papr3, 100);

%======================================

%mo phong PAPR cua OFDMA.

%su dung dieu che Q-PSK

%======================================

function [N,X] = paprOFDMA()

totalSubcarriers = 512; %tong so song mang con

numSymbols = 16; %so ki tu trong 1 block

Bs = 5*10^6; % bang thong he thong

Ts = 1/Bs; % khoang ki tu OFDMA

Nos = 4; % Oversampling factor.

Nsub = totalSubcarriers;

Fsub = [0:Nsub-1]*Bs/Nsub; % Subcarrier spacing.

numRuns = 10^4; % phat 10^4 ki tu OFDMA

papr = zeros(1,numRuns);

for n = 1:numRuns,

%t 1 block cac ki tu dieu che Q-PSK

tmp = round(rand(numSymbols,2));

tmp = tmp*2-1;

data = (tmp(:,1) + j*tmp(:,2))/sqrt(2);

data = data.’;

%lay mau ki tu

t = [0:Ts/Nos:Nsub*Ts];

%dieu che OFDM

y = 0;

for k = 1:numSymbols,

52


y= y + data(k)*exp(j*2*pi*Fsub(k)*t);

end

%Calculate PAPR.

papr(n) = 10*log10(max(abs(y).^2)/mean(abs(y).^2));

end

%Plot CCDF.

[N,X] = hist(papr, 100);

53

Kết luận và hướng phát triển

Công nghệ LTE của 3GPP đang tạo nhiều phát triển cho ngành viễn

thông sắp tới. Đồ án này e đã tìm hiểu kỹ thuật SC-FDMA là kỹ thuật

được áp dụng trong đường lên của LTE.

Với đồ án này e đã thực hiện được:

* Tìm hiểu được kĩ thuât ghép kênh tần số trực giao OFDM và đơn

sóng mang cân bằng trong miền tần số SC/FDE là nền tảng để hiểu

rõ hơn về SC-FDMA.

* Tìm hiểu được kỹ thuật SC-FDMA, các cách sắp xếp sóng mang

của chúng và so sánh ưu điểm của chúng với OFDMA.

* Xây dựng mô hình mô phỏng cho hệ thống SC/FDE, OFDM và

SC-FDMA, so sánh hiệu quả của SC/FDE với OFDM, so sánh giữa

các mô hình sắp xếp sóng mang.

* Mô phỏng được PAPR của SC-FDMA và so sánh với OFDMA để

cho thấy ưu điểm của SC-FDMA với OFDMA.

Đồ án này e chỉ dừng ở mức tìm hiểu Kỹ thuật SC-FDMA, sau này e

sẽ tiếp tục phát triển nội dụng của đồ án tìm hiểu sâu hơn về kỹ thuật

này trong đường lên của LTE, tim hiểu thêm về phân bổ tài nguyên trong

LTE.

54

Tài liệu tham khảo

[1] TS.Nguyễn Lê Hùng, Mobile Communications.

[2] Hyung G.Myung and David J.Goodman, Single Carrier FDMA, a

new air interface for Long Term Evolution - 2008 .

[3] ,Yong Soo Cho,Jaekwon Kim,Won Young Yang,Chung-Gu Kang

Wireless Communication with MATLAB - 2010 .

55

báo cáo.pdf

Documents