SISTEMA DIGITAX

PARA

INDICACIOJÍ HE -OÍEMPERAOJÜJU

fc-r.

Tesis previa a la ;bbtención

del titulo de Ingeniero en

Xa especialiaación de EleG-

tróniea y Telecomunicaciones

de "la Escuela Politécnica

2íac±onal.

:«*JAIME PATRICIO JARAMILLO CASTRO

QUITO

K

,'ifer.•-. -i1"

-Certifico q_ue este trafago ha sido

.•realisado en su- tota^'Srft?T"por ,el

CASTRO

g, JACXÍTTO JIJOlí/'

.CONSULTOR J3E TESIB

Quito, Julio de 1972

*

A G R A D ID C I .M I E •#. 0?'",C)r.,.

Al Ingeniero Jacinto Jijón, tajo cuya dirección se

realizó el presente trabaj.o, al jDr. Kanti Hore Di-» ' . .

rector .del Departamento de Electrónica. -..-.

A los Ingenieros Heerbert Jaco"bson y Julio Torres

por su valiosa colaboración, y a todas agüellas

personas que en- una- u- otra f pasma han contribuido

para" la realización de esta Tesis,

,, Quito, Julio de-!1972.

. - „ / . . . . , . . , . . . i

-: c A P i o? u L o i

.;•- . JUSTIFICACIÓN . . . . , . . . . , . 6

1.1, Justificación . . . . . . . . , . , , , 6

1.2, Características Generales . „ " . « • • • - * « • 7"S

C A P I T U L O II - - - . • . . • ; -

EL ELEM'ENTO TEMO SENSIBLE /, , , , . . , -9

-'••• 2.1.'. -: Características Deseables. . . . , . ' - . . . . . , . , . . « . " . . 9

'( ^ 2". 1.1. Reproductividad . , . . , . . . . 9, # ' '

2.1.2, Sensi-bilidad , . , . , . . . . . . . . , , . . , „ 10

2.1.3. Linealidad * , , ' , . . , ' . , , 10

2.1.4- Tiempo dé Reacción ... . . . . , .... „ , . . . 10

2.1.5. IntercamMabilidad , , , . , 10

2.1-.6» Tamaño y Características Físicas , - , , . , , . . 10

21-1.7» Rango de Aplicación 10

2.1.8. Precio '. . . . , , . . 11

2.2. Análisis Comparativo entre los Diferentes

Tipos de Sensores , . • . * . . . . » • 11

2.2.10 Transistores , . . . . . , ,..'.. 12

2.2.2a Resistencias de Coeficientes Negativos 17

en Temperatura . . „ . . . , . . , , . . . .

2 o 2.3, Termocuplas, 21

2.2.4, Tennistores , 23

2.2.5. Cristales , . . , . 28

2.3- Cuadro Comparativo de Sensores . . . , . „ 29

2.4- Defensa del Mejor Termoelemento para el Proyecto . . , , 30

2.5* Construcción del Circuito del Termistor 32

C A P I T U L O III

CIRCUITO BE COMPENSACIÓN . . . . , , , . „ , . . , 36

3 -1. Explicación - . . . . * . . . . . . . „ , . .36

3.2. Método de Amplificación Diferencial . . . " 39

3.2.1. Circuito de Acopiamiento del Amplificador

Diferencial , , , . . 39

3.202, Cálculo de un Divisor de Voltaje . , . , . . , . 41

3.3. Diseño Electrónico. . . . , , . . , . . . „ , . .'..., 42

C A P I T U L O IV

SL PROCESO DIGITAL . . . . , 45

4-1. Sistema General-, . , . „ . , , , 45

4.1.1- Introducción , 45

4.1.2. Descripción de los diferentes métodos para

Convertir una Señal Analógica a Digital

(c A/D) , 3 464.1.3' Criterios para Escoger el Sistema(c A/D) . , . . 58

4.2. Transformación Digital de la Señal de Entrada. . . , . . 61

4.2,1= Defensa de la Mejor Selección. 61

4.2.2. Análisis del Circuito Real Utilizado - . - - . . . 62

4>3- Registros Contadores . . 71

4-3--L* Contadores Asincrónicos . . . - . - . . . . . » . . 72

4.3.2. Divisores de Frecuencia 74

4 «3 « 3 » Contadores Sincrónicos „ „ « . 75-V

4»3»4- • Características áel Contador

"BCD" SN 74160 . . , . . . . . „ . . , . , , 84

4.4- DecodiJT icadores . . . . , 88

4.4.1* Decodificadores de "BCD" a 7 Segmentos ..'... 91

^ . 4.4.2. Análisis del Decodií* icador MSD 101 • * - 96* t

4,4,3', Decodificador 2 a 4 Líneas SN 74156, ....... 99->"

4» 5- Dispositivos de Indicación Óptica, 101

4*6. Análisis de la Operación , . . « . * „ . • . . . * . . . * * 103

4.6,1. Operación Pulsada . . . . . . « . . . * . . * . . 108

4.6*2. Acoplamiento de Contadores al 111

Decodificador . , . . . . . ' . , .

, 4-6.3» Restricciones . . . * . . . . * . . . * . * . . 116

. 4.6.4* Reloj del Sistema, * . . . . . . . , . 11.8

i

C A P I T U L O - y

COÍTSTRUCCIOH Y EXPEfílMENTACIOW . . . . 122

5*1. Coordinación General del Sistema , . . . . . „ 122

4 5.2.. Detalles de Construcción . * . 130

5-3- Cálculo de la Resistencia de carga, en los•V

Dispositivos de Colector Abierto. . , . . . - . . . . „ 133

5.4* Disposición de los Aparatos, * . . . . . . . . . . , . " . « 137

5-5. Calibración del Aparato 143

5.6, Experimentación y Resultados . . . , , . 144«

5«7- Análisis de los Resultados . . . „ .* . 150

C...A- P-I T ü L O VI • ". ' .. . •

APLICACIONES CONCLUSIONES Y MÉRITOS DSL SISTEMA. , . .. . '. . . 152

6.1. Conclusiones, ' . 152

6.1-.1. Conclusiones para una Aplicación-..• -;..'•• Industrial . . . . . . . . . . „ . , . , ; . 153

6.2. Otras Aplicaciones desde el punto de vista- - Médico Práctico , 154

6.3. Méritos del Sistema. ' 157

BIBLIOGRAFÍA, . * . 160

Dentro de esta era, la electrónica es una de las ciencias que

más ha sufrido el impacto de la nueva técnica, pues a pesar de sus

80 años de existencia estaba en un principio plagada de limita-

ciones, limitaciones de factitilidad, de complejidad, de costo, li-

mitaciones impuestas, por su naturaleza y el arte requerido para

poner en prácticas sus leyes, para la solución de problemas*

Todo esto empezó a cam"biar realmente con la . invención del

transistor en 1947» Este dispositivo de estado sólido hiso posible

la electrónica como la conocemos hoy día, permitiendo aparatos de

amplificación de menor costo, aumentando considerablemente su con-

fia"bilidad y haciendo más sencillos y pequeños el resto de componen-

tes asociados con estos circuitos.

Pero los transistores son en realidad tan solo el primer paso

en la eliminación de las limitaciones de la electrónica. Vino a

continuación la invención de los circuitos integrados en 1958» A

partir de ese punto el desarrollo ha' seguido una escala logarítmi-

ca hasta nuestros días,

Los pequeños paquetes de circuitos integrados contienen el

equivalente de 44 a 50 componentes electrónicos tales como transis-" . . .

tores, diodos, resistencias.

Estos componentes forman muchos circuitos, que van desde los

- 2

llamados compuertas, a Flip-Flops,. contadox'es, decodificadores? me-

morias , elementos aritméticos, etc.

Este es un gran desarrollo en sólo 14 años; pero sin embargo,

el circuito integrado no es la última palabra, ni el ultimo paso en

este avance vertiginoso de la electrónica hacia el perfecciona-

miento de sus circuitos, para hacerlos más simplesj más efectivos,4

más pequeños y desde luego más "baratos. El 'paso siguiente es, cir-

cuitos integrados de gran escala, q_ue actualmente son ya una reali-

dad y que están ya en el mercado industrial. Estos contienen den-

tro de si muchas funciones; en realidad se fabrica ahora toda la

lógica de un sistema en un sólo paquete de circuitos integrados.

Es por estas razones que el diseño de los circuitos electró-

nicos a la manera clásica, ésto es, a base de curvas de carga de

tubos al vacio o transistores, ha pasado ya a la historia, Pues

actualmente ha sido sustituido por el diseño a base de "bloques,

circuitos integrados en paquetes que realizan tal o cual función.

Este es el criterio que seguiremos en lo correspondiente a diseño

en este trabajo de Tesis. Pero hay que añadir que los criteriosí v-

para el desarrollo y optimización de determinados circuitos pueden

ser muy amplios y nos hemos visto restringidos a la utilización

de ciertos elementos, por estar a nuestro alcance,

Este trabajo está orientado al diseño de un sistema digital

para indicación de temperatura.

Cuyo diagrama en bloques sería el siguiente:

- 3

SH.W<£,C.C.

—

A.HpUí=\CAa o\ -, COI^ \l H E2.TI ÜOÍ2.

XN^lexbtco

r>ísÍT-^l

— » COíVyOtATo

¿\«ÍTA\ .

1H TiT cA_

r>oSE^

El sensor de temperatura utilizado es un termistor termoline-

al, con gran sensibilidad y linealidad y cuyo rango de aplicación

va de los -5 C a los 45 G•»•*

En términos de economía el sistema final es relativamente "ba-

rato, en comparación con otros equipos digitales, y su precio total

se podría disminuir aún más ai se trata de llevar a este equipo a

lina aplicación industrial, pues los precios de los circuitos inte-

grados utilizados disminuye considerablemente cuando se los adquie-

re en grandes cantidades.

Entre las varias ventajas del equipo se puede contar los si-

guientes: pequeñas dimensiones, lo que da poco volumen y peso; ba-

jo consumo de energía, gran confiabilidad, su precisión que alcanza

hasta los centesimos de grado*

El sistema utiliza dos tipos de fuentes de poder de 5 Vdc y

¿10 a 15 Ydc, la razón para el uso de la fuente de 5 Vdc es la po-

larización de los circuitos integrados de la serie SÍT 74XX y la ra-

zón para el uso de la fuente de + 10 a 15 "Vdc es la polarización de

los amplificadores operacionales también en circuitos integrados.

Refiriéndose al contenido de esta tesis, ésta ha sido dividida

• _ - 4

en seis capítulos, cada uno de ellos se ocupa de lo siguiente:

El capítulo primero se refiere a la necesidad de proveer a

la medicina con un equipo electrónico que indique temperaturas clí-

nicas de una manera rápida y precisa, a la vez que se plantea las

características generales que de"be reunir un sistema de esta natu-

raleza,

El capítulo segundo se ocupa de hacer un estudio de los dife-

rentes elementos que se podrían utilizar corao sensores de tempera-

tura; así como una defensa de la selección que se considera óptima,

El capítulo tercero es una" explicación de la necesidad de com-

pensar, mejorar y amplificar la señal de salida del sensor y el di-

seño del circuito xitilizado para este propósito.

El capítulo cuarto consta en realidad de dos secciones: una

dedicada a la selección del mejor método para convertir la señal

analógica de salida del sensor a una representación digital de la

misma- La segunda parte se ocupa del sistema digital en si; ha-

ciendo un estudio de los diferentes elementos que en forma de cir-

cuitos integrados son utilizados en el. sistema digital con el análi-

sis de la manera cómo han sido acoplados para dar la indicación óp-

tica de la temperatura.

El capítulo quinto se refiere a la construcción misina del apa-

rato, así como se dan los diferentes esquemas lógicos de los cir-

cuitos utilizados y la manera de hallar los diferentes elementos en

el aparato„ Descripción de cómo se montó todo el sistema» Y además

• . ' • -5

los resultados obtenidos y su análisis.

El capítulo sexto se refiere a las aplicaciones adicionales

que se podría dar al sistema, conclusiones, méritos del sistema y

un análisis de costos para una posi"ble aplicaci'ón industrial.

De .esta manera se ha tratado de cumplir con los propósitos de

H¿ v--'': " • -j.- &fe'-ste" tra~bajo de Tesis. _ •

C A P I T U L O

JUSTIFICACIÓN

1.1- JUSTIFICACIÓN .

131 desarrollo de las, ciencias en general en lo que va del

presente siglo ha sido asombros-o, cada una a desarrollado técnicas

especiales, métodos diferentes y diversos -para la solución de sus •

problemas.

Hemos visto como la electrónica se ha desarrollado en los

últimos 25 años, y es de esperar, el que haya invadido otros cam-

pos de la ciencia entre ellas la ciencia médica, sobre todo debido

a la necesidad para hacer diagnósticos de enfermedad con velocidad

y precisión*

La electrónica ha brindado a la medicina aparatos que cumplen

estas características, como: Rayos X, Electrocardiógrafos, etc.

Pero aún no ha dado un instrumento para la lectura de temperaturas,

ya que todavía se utiliza el termómetro clínico de mercurio, el cual

si bien es fácil de manejar, la lectura de la indicación de la tem-

peratura es difícil, con el inconveniente adicional que su tiempo

de reacción es sumamente largo, pues requiere al rededor de 3 minu-

tos para dar una indicación final.

' • ' - — 7

Se ha visto de esta manera la necesidad de proveer-a, la me-

dicina de un termómetro electrónico con indicación digital, cuyas

características generales'sean las siguientes;

1,2. . -CARACTERÍSTICAS GENERALES '

: ' Las.características que debe reunir este termómetro electró-

nico son:*'"'

Precisión,- Debe tener más precisión que el termómetro nor-

mal de mercurio, ésto es, debe dar lecturas^hasta los centesimos

de grado•centígrado.

• ? „ Ran-ffo- de Aplicac-ión..-. Ya que se ha pensado- en. una aplicación/"

clínica, el rango de aplicación, deberá ser de 34 C a 44 C que son

las temperaturas mínima y máxima a las -cuales el paciente sobre-

viven ' - , . -

Linealidad,- Debe ser totalmente lineal dentro de las tem-

peraturas escogidas,

Tamaño.- Lo más pequeño posible dentro de las posibilidades

de construcción. •

facilidad de Manejo,- Para estar al alcance de todo el mundo.

Durabilidad„- Que tanto en sus circuitos como en su construc-

ción sea capaz de soportar un arduo trabajo dur.ante mucho tiempo*

Tiempo de Reacción,- . De"be ser tal que reduzca enormemente

aquel del termómetro clínico. Esto es que, una aplicación del sen-

sor durante unos pocos segundos nos dé ya una lectura final,

Precio.- A pesar de que se trata de un sistema digital, su

precio debe estar al alcance de clínicas, hospitales, médicos y

tratándose de una aplicación industrial, al público en general.

Estas características describen en forma general todo el con-i*>

junto y servirán de base para los criterios con los cuales se hará

la selección del elemento termosensible, así como los diseños del

convertidor analógico a digital y del sistema digital en si,

El convertidor analógico digital tendrá ciertas caracterís-

ticas tales que sea capaz de dar una cantidad de pulsos digitales

directamente proporcionales a la entrada analógica,

A sxx ves el sistema digital deberá consistir de un contador

capas de almacenar los pulsos proporcionales a la señal analógica

para luego enviar estos pulsos a un decodificador y-éste a su vea

a los dispositivos de indicación, óptica.

El sistema deberá tomar muestras de la temperatura con una

cierta periodicidad que se fijará en forma experimental.

C J A P I T Ü L O I I

EL ELEMEHTO TERMO SENSIBLE

2.1. CARACTERÍSTICAS DESEABLES.-

El sensor debe cumplir un cierto número de características

para ser considerado adecuado para la medición de temperatura» Es-T^

tas características se las puede analisar en "base a los sigruien-

tes criterios:

2.1.1, Reproductividad

2.1.2. Sensibilidad .- • -

2.1.3» Linealidad

2.1.4- Tiempo de reacción

2.1.5» Intercambiabilidad

2.1,6, Tamaño y características físicas

2.1.7* Rango de aplicación

2.1,8, Precio

Cada uno de estos criterios comprende lo siguiente:

2.1.1. Reproductividad,-

Se entendería como tal, la capacidad del sensor para dar

la misma indicación, dadas la misma temperatura y las mismas con-

diciones.

. ' - 10

2.1.2. Sensibilidad.-

La magnitxxd de la respuesta, o salida del sensor por cada

grado centígrado' de variación de temperatura.

2.1-3- Linealidad.-

Q,ue la señal de salida sea una función lineal de temperatu-

ra (EQ = K t + c), al menos dentro del rango de interés.

2.1.4» Tiempo de Reacción,-

Estatuimos como tiempo de reacción, el tiempo que tarda el

sensor en dar un cierto porcentaje de la respuesta final, desde el

momento en que éste .ss aplica al o"bjeto cuya temperatura se quiere

medir. Este porcentaje puede ser el 6'j>c/o.

2.1*5- ínter cambia'bilidad.-

Definimos como intercam'bia'bilidad el hecho de obtener el

mismo tipo de respuesta al reemplazar un sensor con otro similar»

2.1.6. Tamaño y Características Físicas.-

Este criterio depende esencialmente de la aplicación que

se quiere dar al sistema, Ej, si se quiere medir la temperatura

de un horno, el tamaño del sensor de"be ser el adecuado para este

propósito, a diferencia de medir la temperatura del cuerpo humano,

su tamaño y características físicas de"berán ser diferentes.

2.1.7. Rango de Aplicación.-

Este criterio depende así mismo de la aplicación que se

" 11

quiere dar al sistema.. *•

2,1,8. Precio,- ' '

Este criterio debe ser tomado muy en cuenta, ya que utili-

zar un sensor cuyo precio sea alto, ya sea en su construcción o en

su adquisición sería uno de los grandes inconvenientes del proyecto,

Significa además que si un sensor reúne características óptimas pa-

ra el conjunto, o cumple a ca"balidad los criterios anteriormente

enunciados, se puede sacrificar,^en precio«

Se concluye de esta manera que la flexibilidad y la rigidez

para aplicar estos criterios a determinado sensor dependerán de cÓ-

mo éste cumpla con cada uno de ellos.

Más adelante ? en este trabajo, se presenta un cuadro com-

parativo de los diferentes sensores examinados para una mejor visua-

liáación de la selección óptima. Ver cuadro (2.3-a)

2.2. ANÁLISIS COMPARATIVO BKTOE LOS DIFERENTES TIPOS DE SENSORES.-

De los múltiples elementos que pueden servir como sensores se

ha escogido los siguientes para ser analizados:

2.2.1. Transistores

2.2.2. Resistencias de coeficientes negativo con temperatura

2.2.3- Termocuplas

2.2.4* Termistores

2.2.5. Cristales •

' • ~ 12

2.2.1. Transistores

La pregunta es: Se pueden utilizar transistores como sen-

sores? La respuesta es s£, pues consideramos que los transiste-V

res varían, sus características con la temperatura. Veamos un aná-

lisis un poco más detallado de este efecto*

Si aumentamos la temperatura de un transistor, encontrare-

^ mos que la corriente de colector se incrementa a pesar de que todas

•i&- las otras condiciones permanecen fijas.c - •

El aumento de la temperatura se de"be a dos causas;

a. Un incremento en Ico,

'!\r ba Un cambio en las características de entrada al transis-'* 7*" <* tor.

Donde: Ico es la corriente que fluye a través de las sec-

ciones base-colector, cuando la corriente de emisor es cero. Esta

^ . se produce por la presencia de portadores de minoría en las sec-

ciones "base y colector. . Ico es generalmente menor que IQ^A, y es

independiente de la corriente de emisor.

En la siguiente discusión, consideraremos solamente el efec-

* to que los cambios en Ico producen.en la corriente de colector*

, El valor de Ico está dado principalmente por el determina-'s.

do transistor que se está utilizando y por la temperatxira a la cual

se opera.

Es un hecho que Ico es extremadamente sensible a" la tempe-

'* ratura, de tal manera que dobla su valor, con'erada 10 C de aumento

en la temperatura de la juntura del transistox1.

Para demostrar ésto más claramente, determinemos exacta-

mente que efecto tiene<un aumento en Ico en la-operación de un am-

plificador de-transistores utilizado en el arreglo de emisor común.

Sabemos que la corriente de emisor es igual a la. suma de las co-

rrientes de "base y colector:, La ecuación correspondiente es la si-

. - IE - IB -t- IQ (2-1)

Asi mismo la corriente de colector está compuesta de una .> '!> • . ' •

porción de la corriente de emisor q_ue llega al colector, más la co-

rriente .de saturación Ico. Así: ' • = '

' •& '•"'•"' I = -ocl_. + Ico ' -":- (2-2)' ' 'V.'-í-:..-; ... O E - . - - . . : -

Sustituyendo (2-l) en (2-2) tenemos - .

:/> Ic ««(^ + Ic) + Ico

'-."" ".'-. •:,-'.. i (1 - ) « i- + ico. * v C Jj

I - ~S£~ T 4. . lQO (O C "" 1-cc B 1-eC . V .?;

.La ecuación (2-3) se puede escribir también de la forma

Ic -pIB + (1 +P] Ico '. " (2-3)/

Puesto q.ue Ico = J"(t) podemos escribir: .

Si consideramos aue I_ = K (constante) derivando esta

- 14

expresión con respecto a Ico = /.(t)

' '- - - - t y - ~

Esta expresión se conoce con el nombre de factor de esta-

bilidad "S"* Puesto que la corriente Ic depende de la temperatura

a causa de la variación de Ico se puede utilizar un transistor para" -

tomar muestras -de la corriente Ic y hacer corresponder estos valo-

res a temperatura, añadiendo un factor proporcional adecuado,

De esta manera se realizaron prue"bas experimentales con los

transistores: OG-602 de fabricación Alemana y con el transistor

2ÍT 3904 de la casa HCA.

El transistox1 OG-602 tiene las siguientes características:

Tamaño, ver 3Fig.(2-l), cubierta de vidrio que es buen conductor

del calor; su principal ventaja es que tiene xin Ico grande , del or-

den de los 100XA a temperatura ambiente* Además, por ser de germa-

nio la variación de Ico con la temperatura es grande»

T T^i C

oc

Los experimentos realizados con este transistor y con otro

OC-602 similar dieron los siguientes resultados:

- 15

¿su

Gráfico de la señal de salida del transistor en función de la tem

peratura Fig. (2-2)

2.0 o

\oo

2.0

(J) oc

lie este gráfico se puede hacer las siguientes conclusiones:

Los dos transistores dieron cada uno respuestas de señal diferentes

para la misma temperatura. La linealidad de la señal de' respuesta

con temperatura para los dos transistores es mala* Otra conclusión

es que no hay intercam"biabilidad entre ellos»

- 16

pe acuerdo a la experimentación la reproductividad de los

transistores fue mala (lo cual está en desacuerdo.con la teoría)

pero la razón puede ser que las condiciones del experimento no fue-

ron constantes, ésto es,'no se reprodujo exactamente la temperatu-

ra a la que se sometió el transistor y las condiciones del circtiito' • ; . _ • (

pueden,, haber cambiado* ' . . . .

El tiempo de reacción para alcanzar un 63 del valor de la

respuesta final fue en los dos casos de dos a tres segundos.T»

Las pruebas realizadas con el transistor 2ÍT 3904 dieron co-

mo resultado un Ico de 8 a 10 micro amperios para.temperatura am-

biente y casi ningún aumento en la señal de salida con el incremen-

to de- la temperatura, . C

Método de Experimentación.-

Se utilizó el circuito de la 3Pig.(2-3) . .

Se coloca el transistor sometido a las pruebas, en un tarro

de arena muy fina; se lo calienta en forma paulatina, cuidando que

exista buen contacto entre su superficie y la arena, para lograr una

buena transmisión del calor. Se toma entonces, indicaciones de la

temperatura con un termómetro normal y se anota para cada .indica-

ción la magnitud de la señal de salida del transistor.

17

C.\.C.CUTo.--;.

•*•

2.2,2. Resistencias de Co-eficien-te Negativo, con Tempera-bura.-

.Estas resistencias S1ig.(2-4) están caracterizadas por un

alto coeficiente ' de temperatura negativo; 3$ a 6$ de variación por

grado centígrado. Es'to significa xin rápido cambio del valor de

4-

' I \¿ = -a 3

acr

91 ~

'•**'•

; •".-; ' • ; . . •' . • . . . - " ' . :.:;.-. •- 19 •

resistencia, cuando la temperatura del trabajo se incrementa (debi-

do a un crecimiento a la temperatura ambiente o debido al calor de-

sarrollado en la resistencia misma, como resultado de la circula-

ción de corriente)„ Estas resistencias tienen un amplio campo de

aplicación como medidores, reguladores o compensadores de tempera-

turas , voltajes, corrientes3 etc.

Variación de Resistencia con Temperatura,-

La 51ig.(2-5) muestra las variaciones de las resistencias

R, , R , R,,:R., RC? entre las temperaturas O y 200 C.'/lps valores

nominales ..cíe estas resistencias se han tomado a temperatura arabien-

fp """ '"" - ' " . . . ' " • • ' • •U C • • • • . - ' • . ' • -- •'

El siguiente cuadro indica los valores de estas resistencias

a O C, 200 C y a 25 C, así como también la diferencia entre estos

valores límites AR. -

Resistencialía

1

2

3

4 .

5

R a 0°C

2.000.

5.000

12.000

20*000

50 > 000

R a 200°C

60

85

130

500 -

700

. R a 25°C

l.'OOO

2.200 -"•;- •

"4^7'oo ;

10,000

27.000

• A H

1.9404*915

11.870-

.'..19-500

49-300

C U A D R O (2-2-a)

- 20

Yeamos ahora la variación de resistencia por grado cen-

tígrado entre los 0°C y 200°C. Este cálculo está indicado en el

siguiente cuadro (2-2-b):

Para la Resistencia R. _ ' •• = —p¿o— = 9j7- -7 O

-i D • 4. • -D AR 4»915Para la Resistencia R0 -=—=p = — "z.— «¿L J_ ,-j —* J- -. ¿-\J\J

Para la Resistencia ^ •£ -^ • « ~20Q7° = ^Q «^Ori

1 D 4 4- ' "O A R 19*500Para la Resistencia R . ——— ,, = — pr*— =4 ip—j. ¿uu

Para la Resistencia R^ _^ - = g — «

C U A 13 R.O- (2-2-b)

Las curvas de la Fig.(2-5) indican que el valor de la

resistencia disminuye con el aumento de la temperatura. Si llama-

mos °C al coeficiente de temperatura, la ecuación que describe es-

ota variación es: oC = - b/T donde T representa temperatura abso-

luta y b es un factor logarítmico independiente de la temperatura,,

Veamos ahora las especificaciones de este tipo de resis-

tencias paz*a una posible aplicación como sensores de temperatura:

Reproductividad.- Después de trabajar durante cientos

de horas no se encuentra más cambio en

el valor de la resistencia que un' 2$.

Intercambiabilidad,- Los valores de- resistencia varían

•entre si hasta en un

- 21

Linealidad.- Es función logarítmica de "b (ver cua-

dro 2-2-a)

Sensibilidad.- Buena (ver cuadro 2-2-t>)

Rango de Aplicación.- -O G a 200 C

Tiempo de Reacción.- 4 a 5 seg«

Precio,- Ü.S. $3.00 a 15-00

2.2.3» Termocuplas. -

Las termocuplas se componen de dos metales diferentes, sol-

dados en un extremo. Si se aplica calor a la juntura soldada, apa-

rece una diferencia de potencial al otro extremo de los metales,,

Esto es de"bido a que cuando .se calienta un metal en un extremo5 exás-

te un flujo de electrones hacia el extremo más frío, lo que causa

una polarización del metal. La cantidad de polarización difiere de

xin metal a otro. Be esta manera para las termocuplas se utiliza

dos metales cuyo grado de polarización sea diferente, en los extre-

mos fríos de ellos aparecerá una diferencia de potencial.

El voltaje en esta unión, puede ser utilizado para dar una

indicación directa de la temperatura a que es sometida la juntura.

Veamos las características de las termocuplas, para una po-

si"ble aplicación como sensores de temperatura a nuestro .trabajo

- 22

TERMO CUPLAS Y SUS CARACTERÍSTICAS

X P-0

Porcentaje de Composición

Ramgo de Aplicación

Resistividad ( -cm)

Coeficiente de variaciónde resistividad con tem-peratura

Voltaje de Salida enNilivol-tios

. 405ÉNÍ

-200 a +1100°C

- l ? 75 49

100°C200 "300

9,0614,42

C U A D R O (2-2-c)

CROMO CGNSTAMAtf

O -se- + 1100 C

70 •• '49

0,00035 0,0002

28,544,3

200400600

7.OO 600 800 • izoo

cíoo

2,2.4* Termistores.-

Los termistores son transductores termoeléctricos cuya re-

sistencia cambia rápidamente con pequeños cambios en la temperatu-

ra. Son construidos a base de óxidos metalados-, tales como: man-

ganeso, cobalto, níquel u otros. Estos óxidos son procesados a

temperaturas muy altas y son comprimidos para dar la forma necesa-

ria

Una de las aplicaciones de los termistores es en circuitosi*

de transistores, donde se los utiliza para compensar la pérdida de

ganancia causada por la temperatura de los transistores. Otra apli-

cación es, como medidores de temperatura y ésta es la aplicación

en la cual estaraos interesados.

Existen así mismo una gran variedad de termistores que son

usados como sensores de temperatura cuyos rangos de aplicación, li-

nealidad, sensibilidad y precisión son muy extensos. Para efectos

del presente .trabajo se escogió el termistor N 44202 de la compañía/

Yellow Springs Instruments, Pig. ( 2-7)

-4.F QO.ÍO

Estudio de la Utilización -del Termistor K9 44202 pomo Elemento Ter

mo sen sil)! e 0-

". Este terraistor termolineal es un dispositivo compuesto de

dos termistores juntos en la misma envoltura que producen un volta-

je. de salida lineal con la temperatura o que producen una resisten-

cia lineal con la temperatura, y dos resistencias de precisión. El

conjunto está agrupado en un puente Tgue arreglado de acuerdo a la

Fig.(2-8) da salida de voltaje, y de acuerdo a la.Fig, (2-9) &a sa-

*T

lida de corriente,

O

5.1

-AAAr

-°\l circuito del puente consiste únicamente en-.un divisor

de voltaje cuyos elementos son 2 resistencias precisas de 5*7 &o.y

12 ICopon 1 de variación; y los dos componentes. restantes son los

termistores.

25

12

[2.oJo

T-z.

O

s.-j Ví-o.

Eo1 « - 0.0056846 Sin T 4- 0.805858 Ein

Eo - + 0.0056846 Ein T + 0.194142 Sin

El circuito está diseñado y calculado para que utilizando

estos componentes, dé una salida lineal de voltaje.

El fabricante especifica las ecuaciones correspondientes al

puente.de la -Fig, (2-8) y son las siguientes;

(2-5)

(2-6)

La configuración del puente correspondiente a la Fig.(2-9) tiene

como ecuación:

RT - - 32.402 T + 4593,39 (2-7)

Donde Ein = Voltaje aplicado a la entrada del divisor de voltaje

3? - Temperatura en G

Inclusive el signo de las ecuaciones d¿

puede corresponder a temperatura.

- 26

Las especificaciones para este termistor son las siguientes i

VARIACIOH DE VARIACIÓN DEVOLTAJE RESISTENCIA

- Reproductividad •' Muy Buena

- Precisión absoluta e intercambia™ -. n co_ _ _ ,_o^,..., , . + 0.1;) C -f- O.lp Cbilídad . — —

- Linealidad (desviación lineal) ¿ 0,065 C + 2.11- -

ó 2 partes en 1000

- Sensibilidad • 0.0056846 52,402Ein/°C

- Rango de Aplicación -5 C a 45 C

- Tamaño ver 3Pig. ( 2-7)

- Constante de tiempo,- Referido al tiempo requerido para que el

termistor indique un 65 de una nueva temperatura

Para aceite 1 seg,

Medio acuoso 3 a- 4 seg.

Aire 8 a 10 seg.

- Precio,- U.So $10.00

- Voltaje aplicado máximo 3•50 Voltios

- Corriente de salida máxima

La siguiente figura indica la variación que tiene la lec-

tura de temperatura a lo largo del rango de aplicación del sensor.

,

UJ i"

cJ 0-u r»- UJ

A HU/A

-/

U N3 E A. V.

Definición" de Voltaje y Corriente Máximot?.-

Los valores de Ein máximos y I máximos han sido asignados

para controlar los errores del calentamiento interno del termistor,

de tal manera que no aumente el margen de errores de los componen-

tes, esto significa la suma de la desviación lineal, más las tole-

rancias del sensor.

Para ésto se ha asignado una constante de disipación de

8 FiW/ C en aceite; si se tiene mejores métodos de disipación del

calor o si se acepta un mayor error, se puede aumentar los valores

de Ein máximo e !_ máximo sin daño en el sensor*

- 28

2-2.5. Criatales.-

Existen cristales osciladores cuya frecuencia de oscilación

o resonancia puede variar con temperatura, Si la variación de esta

frecuencia es lineal para un determinado rango de temperatura, se

facilitaría enormemente la utilización de un cristal como sensor;

pues se tendría como respuesta de éste, una indicación directa en

frecuencia. El proceso para 'su indicación en forma digital sería

mucho más sencillo; a diferencia de otros sensores en los que, la>*

señal de respuesta es una variación de resistencia o de voltaje., en

la que es necesario hacer la conversión de niveles analógico a di-

gital, lo cual ya incluye una complicación en el sistema,

Ha ejemplo es un cristal que varía su frecuencia 1000 ciclos

por cada grado centígrado y en cuyo caso se puede medir hasta milé-

simos de grado en una indicación de temperatura, ya que una varia-

ción de 1 ciclo en 1000_ es fácilmente detectadle.

El mayor inconveniente de la utilización de un cristal de

este tipo está en el precio, ya que "bajo ningún punto se justifica .

un costo de 400 a 500 dólares por este cristal y sus puntas de prue-

ba ya que la manera de construirlo requiere tecnología y equipo muy

especializado. Generalmente el objeto de un cristal, es que traba-

je a una frecuencia lo más-estable posible y conseguir lo contrario,

es decir que varíe la frecuencia con la temperatura y que lo haga en

forma lineal es mucho más dificil.

xm

:....$

#••$.

. ...

.-,v

•*.•

MI -.¿A

,%;_,:.

-•.i

,-••-

:*

. *>'

_,_, J.Alrt;

CUADRO

COMPARATIVO

DE

SENSORES (2-3-a)

CRITERIOS

1 . Reproductividad

2, Sensibilidad

3 - Linealidad

4- Tiempo de Reacción

5. Tamaño y Caracterís-

ticas Físicas

6 . Intercambilidad

7- Kango de Aplicación

8. Precio^

' .TRANSISTORES

Incierta Fig.(2-2)

.10 m V/°C

.*iB.<2-2)

.1-1

2.10 x 0,5

Ninguna^ "'

.15 - 85

0,60

.TERMOCUPLA .

Cromo

Gonstantan

Constante

O',048

Fig, (2-6)

1 Hén

Buena

200-300°

25

Cobre

Constan tan

Constante

0,07

Pig.(2-6)

.1 Min .

-Buena

.0-1100

23

TERMISTOR

Constante

5,6846

+ 0,065V/°C

' .10 1

0,37 x 6,27

Excelente

--5

+45

10,00

RESISTENCIA

Coeficiente

Negativo

20

Cuadro 2-a

Logarítmica

4 - 5

1 x 0,23

Variación 20

0-200

3' -

5

CRISTAL

± 0,1°C

Constante

1000 ciclos/°C

+ 0.22°G

1-2 Seg.(63)

5-6

(99)

•Excelente

•0-100

400 - 500

UNIDADES

mVin/°C

Seg.

cm

°C

Ü.S.DÓlrs,

(1) Dependiendo del medio en que se halle para aceite 1 seg., para aire 10 seg., para medio acuoso 4-5 seg.

(2) Depende del fabricante, pero es imposible tener dos transistores con características absolutamente iguales.

(3) Precio de Fábrica, no incluye transporte ni impuestos.

- 30

2.4. DEFENSA DEL MEJOR TEfflflOELEMEMTO PARA EL PROYECTO

Hagamos un análisis de cada uno de los elementos estudiados

para ser utilizados como sensores.

Transistores,-

De las .posibilidades que ofrecen los transistores, se debería

tener en cuenta muchos de aquellos que reúnan las características

adecuadas para el objeto del presente trabajo»

De la Fig.(2-2) se puede observar que a pesar de mantener no--

minalmente las mismas condiciones, el transistor no ofrece ninguna

reproductividad.

Se realizó experimentos adicionales con otro transistor OC-602

dando como resultado, curvas de voltaje de salida, contra tempera-

tura diferentes que aquellas del transistor OC-602 analizado prime-

ramente.

Los criterios de reproductividad, intercambiabilidad y linea-

lidad son los que más pesan para su selección; es por esta razón

que el transistor como elemento termo sensible fue rechazado en el

presente trabajo,

Resistencias del Coeficiente Negativo de Temperatura.-

De acuerdo a las especificaciones de estas resistencias se

concluye que a pesar de tener una gran sensibilidad, tiempo de reac-

ción apropiado y rango de aplicación que para nuestro caso podría

- 31

ser lítil, los criterios'de intercambiabilidad y linealidad pesan

negativamente para su utilización ya que su intercambiabilidad es

mala y la linealidad es una función logarítmica de b, lo que nos

obligaría a la utilización de circuitos de compensación complica-

dos.

Termocuplas,-

Analizando el cuadro comparativo de sensores (2~3~a) para las*>

termocuplas ae puede observar, que la sensibilidad es sumamente

pequeña y que el rango de aplicación es sumamente grande así como

su tiempo de reacción, de tal manera que estos criterios descartan

este tipo de sensor de temperatura.

Cristales.-

Ánaliaando los cristales que tienen variación de frecuencia

con temperatxira, se ve claramente que a pesar de que reúnen muchas

de las características apropiadas, como son: reproductividad, sen-

sibilidad, linealidadj tiempo de reacción? intercambiabilidad, ta-

maño y rango de aplicación tienen un enorme inconveniente como es

su precio, que oscila entre 400 a 500 dólares,

Termistoresa-

El último de los elementos del cuadro (2-"3-a) que nos toca

- 32

estudiar es el termistor. Este cumple con las características de

reproductividad e intercambiabilidad (excelente + 0,15 G) lineali-

dad (HT 0,065V/ C^, tiempo de reacción (10 seg»), tamaño Fig.(2-7)

precio ($10.00).

Linealidadj intercambiabilidad, tiempo de reacción, tamaño y

precio; todas estas propiedades del termistor se ajustan perfecta-

mente a los requerimientos de la Tesis, es por estas razones que

hemos decidido, escoger éste como el más apropiado, y de aquí en> ••

adelante nos referiremos a este termistor JíQ 44202 como nuestro ele-

mento terinosensible.

Confiamos en que a pesar de que no es la" última palabra en

selección de elementos sensores, debido a limitaciones de tiempo y

posibilidades, se considera lo óptimo en el presente momento.

Estudios adicionales para cada uno de estos elementos senso-

res, así como un análisis más detallado y profundo de la propieda-

des térmicas de loa transistores, pueden ser motivos de investiga-

ción para otros trabajos de tesis.

2.5. GOHSfflRPCCIQM DEL CIRCUITO DEL TERMISTQR,-

Análicemos las ecuaciones de voltaje de salida del termistor

Eo1 = (- 0..0056846 Ein) T + 0.805858 Ein (2-5)

Eo2 = (+ 0.0056846 Ein) T -i- 0,194142 Ein (2-6)

Donde T = °C

- 33

De las ecuaciones de salida de voltaje del termistor se puede

observar q_ue la -variación de la señal es muy pequeña con la tempe-

ratura y se ve directamente la necesidad de amplificar esta señal.

Una de las maneras de amplificar esta señal sería un amplifi-

cador de común, pero éste tiene algunos inconvenientes, como son:

variación de los parámetros pasivos del amplificador con temperatu-

ra y más aun la variación de los parámetros activos como transisto-

res, ya que hemos visto de los análisis anteriores como Ico, cambia-

con la temperatura, lo q.ue da c'ómo resultado valores erróneos de la

señal de salida.

Otra manera mucho más precisa y directa es la utilización de

un amplificador operacional; en que se asume la ganancia A del am-

plificador muy grande ( > oo ) y la ganancia real de lazo cerrado,

es sólo dependiente de los parámetros externos del amplificador co-

mo son las resistencias de entrada y de realimentación

*m *A = - 2 . (2-8)

R1

El circuito xitil izado para este efecto puede ser el siguiente;

Ver apéndice III acerca de teoría y funcionamiento de Amplifi-cadores Operacionales.

(.-2.- U)

Si asignamos a R y R, los valores de 100 k y 1000-T2- respec-

tivamente tendríamos una ganancia Á = - —y100JCK 100 lo cual

es una amplificación razonable. Aplicando esta ganancia a la ecua-

ción Eo? tendríamos

Eo2 - 0,56846 Ein T + 19.4142 Ein (2-6)

Para una variación de 10 C y a un voltaje Ein = 1 V el resultado .

sería ' •

Eo2 = 5.6846'+ 19.4142 Volts..

En esta forma se puede observar directamente que parte de la

ecuación es independiente de la temeratura y viene a constituir una

constante, cuya magnitud es mucho mayor que la parte de-la ecuación

que varía con la temperatura.

Se ve de esta manera y en forma directa la necesidad de elimi-

nar esta constante o de tratar de reducirla lo más posi"ble, para

<v«&

tener"una variación únicamente del parámetro dependiente ¿e- la tem-

peratura., .

La' manera de reducir esta constant-e y la fuente de errores

que ella crea, se tratará en el capítulo siguiente, donde, se dará

directamente un método y la forma de hacerlo, así como "los cálculos

y resultados mismos de esta compensación*

. . C A P I T U L O I I I

CIRCUITO DE COMPENSACIÓN

3.1. EXPLICACIÓN»--

Uno de los aspectos que se deben tomar muy en cuenta para el

presente trabajo son las fue2ite-s de posibles errores en la medición}

ya que la precisión de la medición de la temperatura dependerá en

forma directa, de los errores que se cometan en su presentación ana-

lítica y en su construcción.

a) "Una de las fuentes de posibles errores en este análisis es la

forma cómo funciona el sensor, es decir la manera como éste,

toma muestras de temperatura,

b) Otra puede considerarse la manera en que se realiza la ampli-

ficación de la señal,

c) Otra el método utilizado para la supresión de la parte constan-

te en el voltaje de salida del sensor.

Vamos a estudiar a continuación el proceso para eliminar es-

tas fuentes de posibles errores:

La precisión con que responde el sensor a la temperatura de-

pende principalmente de la absoluta estabilidad de la fuente de

alimentación del sensor»

" 37

Otra consideración es la facilidad que se preste al sensor

para que pueda adquirir la temperatura, ésto es la facilidad para

la transmisión del calor de un cuerpo al sensor. Pero podríamos

considerar que éste es más "bien un problema físico que deberá ser

analizado en el capítulo correspondiente a criterios para la cons-

trucción*

Ampliación del voltaje de salida del termistor„.-

Problema*- Hacer una amplificación absolutamente lineal

Eliminación de la parte no dependiente de la temperatura

en el voltaje de salida del sensor.

Asumamos para este análisis que el voltaje aplicado al sensor

es Ein » 2V. Recordemos las ecuaciones de los voltajes de salida

del sensor:

Eo1 - (- 0,0056846 Ein) T + 0.805858 Ein (2-5)

Eo2 = '(+ 0.0056846 Ein) T + 0,194142 Ein (2-6)

RT = (-52.402) o? + 4593.39 (2-7)

T o °G

Evidentemente se tiene que la ecuación Eo9 es más ventajosa debido

al signo(+) en la parte dependiente de la temperatura.

Para facilidad del análisis vamos a considerar un menor ran-

go de variación del termistor y para este objeto vamos a hacer un

cambio de variables, indroduciendo la variable 1" j ésto es, asumi-

mos una temperatura base de T = 25 C que se puede considerar como

- 58

temperatura ambiente

T' = T - 25°C « T = T' + 25°C . (j-1)

En las ecuaciones de Eo~ y Eo. reemplazamos esta nueva variable

Eo2 = 0.0056846 Ein (O?' + 25°C) + 0.194142 Ein (3-2)

Eo2 » A Ein T1 + A 25 Ein + 0.194142 Ein

=* A Ein T" + Ein (A 25°G + 0,194142)

Eo2 = 0.0056846 Ein O?' + 0,336257 Ein (3-3)

A = 0.0056846 '"

Hemos asumido un voltaje de entrada aplicada al termistor de

Ein = 2Volts. La parte no dependiente de la temperatura en la ecua-

ción EOp sería Be = 0,672514 Volts; donde Ec es el valor del vol-

taje constante que se quiere eliminar.

Las diferentes formas para hacerlo comprenden en realidad la*

resta de esta parte constante de la ecuación Eo ,,

una posibilidad sería modificar el circuito mismo del puente

del termistor para conseguir voltajes de salida diferentes en los

que ya estén modificadas las constantes; ésto es, q.ue estas constan-

tes sean iguales para eliminarlas t ya sea sumando o restando las

ecuaciones Eo9 y Eo,, A causa de la configuración de divisor de vol-

taje que tiene el circuito de puente del termistor? ya sea sumándo-

las o restándolas, estas ecuaciones se anulan, ya que debido a la

forma en la que está diseñado y construido el termistor, para su ab-

soluta linealidad y sensibilidad, utiliza en el circuito de puente

' - 39

dos resistencias de 597 K XI y 12 Knj estas resistencias no pueden

ser modificadas., ya que se afectaría grandemente la linealidad del

circuito del termistor.

La mejor solxición es pues, hacer la substracción de esta,

constante al inicio mismo de la medición y amplificar esta diferen-

cia utilizando un amplificador diferencial.

3.2. MÉTODO DE AMPLIFICACIÓN DIFERENCIAL,-

Se trata de introducir al amplificador dos señales.

a. Salida del termistor Eo?

b, Señal igual a la parte constante de Eo« llamada E ,

Debido a que la salida del termistor depende del voltaje Ein, apli-

cado al puente la parte constante también depende de este voltaje.

Si hacemos la señal E directamente derivable de Ein median-c

te la utilización de un divisor de voltaje, habremos conseguido

nuestro propósito. De esta manera tenemos que la señal:

Eo0 = A T -f- B - E será amplificada por el amplificador diferen-£_ C U

cial. Veamos ahora su circuito de acoplamiento.

5-2.1. Circuito de Acoplamiento del Amplificador Diferencial."

Veamos un circuito típico de un"amplificador operacional

trabajando en forma de amplificador diferencial". Fig-. (3-l)

• Asumimos condiciones ideales, ésto es la ganancia A * °° ?

el amplificador no absorbe corriente/

Encontremos las ecuaciones del voltaje de salida, Eo en fun-

ción de las entradas E. y Ep y de la ganancia A.Jio

_, _ -r TJ •• ( £L- - - "\J

" b "V 2 o = ^ R. + R } ol o

'Condición de divisor de voltaje

(3-4)

Los potenciales E, y E están relacionados de la siguiente

manera: Ea E --Ba oR-

..Asumiendo q.ue A *> ^o se puede consideiar gue E - S,a D

De la ecuación (j~5) encontremos E. ®"

E..R - E R" « E R, - E R..l o a o . a 1 o í

(3-5)

E" a

.R - H E R,,1 o o I (3-6)

Si E = E, =a b

L + R1 o

E. R + En R E91 o o 1 ¿"

R1 + V E 1 + R o •

T ? P — TP P — fi1 T?EQ fi1 - E2 RQ - B1 Ho

Eo - -^- (E2 - E1 ) (3-7)

Esta es la ecuación para el amplificador diferencial cuya

ganancia está determinada por la relación de resistencias única-

mente . _ o- - n,

Ro = 1 M.Ej . Si A = 1000 = -— ^-~ * 1000

R1 = 1 ¿

3-2.2, Cálculo de un Divisor de Voltaje,-

Un divisor de voltaje que se podría utilizar para obtener

13 a partir de Ein sería el siguiente, Fig. (3.- 2)c

Asignemos a R iin valor Fijo Ej.15K.Q-

.B0 - R ° Ein - . (3-8)c D

R E + E R^ = R Einc e c D c

E R^ - R (Ein - E )c D c x c / •

Ec RDc ^ Ein _ E

G

R = 8,2 K Ac

Para efectos de la práctica en que no se puede saber exac-

tamente la temperatura ambiente, la Resistencia R puede variar

en un rango pequeño para calibración del aparato.

3,3, DISEÑO ELECTRÓNICO,-

Es necesario aclarar en esta parte del trabajo que para el

diseño y construcción se utilizó paquetes de circuitos integrados,

Concretamente para esta sección se hizo el diseño a base del cir-

cuito integrado SÍF 72741 de la compañía Texas Instruments.

(V)Especificaciones del circuito integrado SN 72741 :

- Fuente de voltaje: ¿ 9 a 15 Vdc

- Voltaje de entrada: +12 a _+ 13 Ydc

Voltaje de sobre nivel de entrada: 2 mV

- Máximo Voltaje de salida: 28 V

Amplificación de lazo abierto: 100,000

El circuito utilizado fue el siguiente, ílig.(3-3) -

^Tomado del manual del Circuito Integral de la Compañía TexasInstruments.

- 43

N 44-20-2.

AAA,1 VYV

6.6 VC- .

y

/\ V— O.

2oo

¿onde

La resistencia IL, = 13 K <a, es variable para calibración del

sistema a una cierta temperatura.

La salida del amplificador operacional será cero para esta

determinada temperatura, y el ajuste de R_ sirve para variación deSil

la salida del divisor de voltaje S para de esta manera eliminarc

la parte constante del voltaje Eo«,

El circuito fue optimizado en forma experimental, tomando en

cuenta que los valores de las resistencias de entrada al amplifi-

cador diferencial sean lo más semejantes en lo posible.

Veamos ahora cómo se genera el voltaje Ein.

Para evitar que las variaciones del voltaje Ein aplicado al

sensor den una señal de salida errónea, es necesario controlarlo,

Para ésto se utiliza el siguiente circuito Fig.(3-4)*

- 44

Vl<S CB~4-7

" • _ • lia salida de la resistencia variable de 5 Kd sirve de en-

.:trada 'a'un amplificador operacional q,ue en este casó se lo utili-

za como;:..seguidor-'de voltaje, ;:, . ~ ; \.

Este' circuito nos sirve también para ot>tener: el voltaje

(+V_)-* 3^ste, como se verá en el próximo capítulo no;S servirá como

voltaje de referencia para hacer la conversión analógica a digital--y

de la*",señal de salida del sensor .(sección 4-2). . Puesto :q.ue los

<-'.• ' ;"%'

vol^.a-gé' '--^^.!! y V^ son derivados del mismo circuito, cualquier va-•-.-...>:*' " -, lí

riacióii en eí: voltaje. Ein se reflejará también en el voltaje Yp)

.con: lo cual, se evitará posibles errores en la medición. .

C A P I T U L O I V

EL PROCESO DIGITAL

4"1- SISTEMA GENERAL

4,1.1- Introduceion«~

> *Hemos llegado a la segunda parte del presente trabajo.

Hasta este momento hemos trabajado con niveles de señal, sea vol-

taje o corriente, pero en todo caso, catalogadas dentro del tipo

analógico. Ea pues, ahora el momento de hablar del proceso digi-

tal * • •

Nos vemos ahora ante la solución del siguiente problema.-

Convertir una señal analógica a digital, ésto es convertir nive-

les de voltaje que es lo que tenemos a la salida del amplificador

diferencial a pulsos que representen de una manera precisa este

voltaje, y luego dar una indicación visual de estos pulsos en lo

que se ha llamado el dispositivo de indicación óptica. Veamos

pues los diferentes métodos que se pueden utilizar para hacer esta

conversión.

- 46

4,1.2. Descripción de los Diferentes Métodos para Convertir una

I I , , V 11

Señal Analógica a Digital (C A/Dj,-

En forma general, existen tres tipos básicos de G A/2), es-

tos son:

a) De posición a dígito, ésto es, posición determinada de

un dispositivo a dígito*

b) Tiempo y frecuencia a dígito.

c) Voltaje a dígito,

Estos tres aunque varían ampliamente en su diseño, cada uno

realiza la misma función: ésto es, maestrear la información física

y codificarla.

Las cantidades físicas tales como; Temperatura, presión,

velocidad, etc., en forma analógica son partes del mundo real que

pueden ser medidos y manejados fácilmente. Así por ejemplo la ve-

locidad de un carro es representada por la posición de la aguja del

velocímetro y la posición angular de la aguja es la representación

analógica de la velocidad del carro. Otra representación analógi-

ca es frecuencia, otra voltaje; así voltaje puede representar tem-

peratura (ejemplo voltaje de salida de una terjnocupla) , velocidad

(salida eléctrica de un tacómetro) etc,

TJna vez que las medidas de cantidades físicas han sido cam-

biadas a una representación analógica apropiada, pueden ser ahora

convertidas a forma digital utilizando un convertidor Analógico a

Digital,

- 47

Aunque la parte digital en la conversión A/D puede signifi-

car dígitos decimales ordinarios, los dígitos casi en forma inva-' '-•'•4i1 "

ria"ble toman la forma de un código binario u otro código. Para los

efectos del presente trabajo utilizaremos el código "binario.

a) Convertidores de Posición a Dígito

Los convertidores A/D de posición a dígito convierten la

posición angular de un eje giratorio a dígito, ^sta posición angu-

lar del eje puede ser una cantid-ad física a ser medida o puede ser

la representación analógica de otra cantidad física o una combina-

ción de las dos. Uno de los convertidores A/D de posición a dígi-

to más utilizados es el disco codificado, el cual está montado so-

bre el eje y dividido en sectores, de acuerdo al código inscrito

en él.

Se mide la posición del eje mediante la identificación de

los sectores del disco por fotocélulas colocadas en forma opuesta

a él. .

Los sectores del disco representan el código binario como

se muestra en la Fig,(4~l)• e dispone de- 4 fotocélulas, represen-

tadas por puntos en el diagrama y están dispuestas de tal manera

q_ue el espacio abarcado por cada una de ellas representa un canal.

Cada fotocélula y cada canal representa una magnitud binaria, así,c "1

la fotocélxila exterior, representa el nivel 2 , la siguiente 2 ,

2 4la tercera 2 y la más interior 2 . Las partes" coloreadas repre-

sentan arcos de conducción. ;• 5'unciona de la siguiente manera:

- 48

Cuando el sector 0000 está sobre las fotocélulas, no hay salida;

cuando el disco gira hasta el sector 0001 la fotocélula con el ni-

vel 2 conduce y se indica en 1 binario. De acuerdo a la rotación

del disco se puede tener salidas de 0000 a 1111 ; 16 en total, Con

lo que se termina la conversión.

b) Convertidores de Tiempo a Digital

A menudo es necesario convertir tiempo a forma digital. Se

puede medir los intervalos de tiempo dividiéndolos en pequeñísimos

incrementos de tiempo conocido y contando el número de incrementos

en el intervalo de tiempo. Este método se muestra en la Pig*(4-2)

y funciona de la siguiente manera:

Se mide el intervalo de tiempo comprendido entre dos pulsos

eléctricos que marcan el principio y el fin de dicho intervalo» El

primer pxilso prende el Flip-^lop de control y el contador binario

cuenta los pulsos del oscilador y conformador de onda cuadrada*

El segundo pulso apaga la compuerta y regresa el Flip-Flop

- 49

<£ -¿t f íT-F fp -T¥ ^_

2.•i

t

v-v.

de control a su posición original. Ahora el contador lee el núme-

ro 'de pulsos del oscilador que.han pasado por la compuerta durante

el intervalo de tiempo.

Así por ejemplo, si la frecuencia del oscilador de cristal

es 1 KHz cada ciclo representa 1 (mili seg.) Si las salidas de los•? o -1 _

contadores 2 , 2 , 2 , 2 leen 1, O, 1, O, respectivamente; el in-

tervalo de tiempo es 10 + 1 ms; la discrepancia de contar 1 se de"be

a la incertidum'bre de contar un ciclo parcialo

Formas de los pulsos a la salida de cada elemento

- 50.

1, Pulsos de entrada

2. Pulsos de entrada conformadas

3- Pulsos de la compuerta contadora Flip-Flop de control

4. Pulsos Bótales del Reloj

c) Convertidores de Voltaje a Húmero Sigital,-

La forma más común de representar analógicamente una canti-

dad es por medio de un voltaje, existen un "buen número de converti-

dores A/D que utilizan entradas de voltaje.

En el presente trabajo se discutirán tres métodos:

c1) La Rampa Simple

c?) La Hampa Doble

c,) La Aproximación Sucesiva

c,) La Rampa Simple.- Es esencialmente un proceso de conversión

de voltaje a tiempo, y tiempo a número y es similar al método

tiempo a número discutido anteriormente. Así como en el método de

conversión tiempo a número,* se cuenta el número total de pulsos del

reloj sobre un período de tiempo. La diferencia consiste en q.ue

la compuerta contadora se desconecta cuando hay una coincidencia

entre el voltaje extesmo y un voltaje generado internamente.

un diagrama-de bloques se muestra en la Fíg.(4~4)* El Flip-

Flop de la compuerta de control está inicialmente apagado ( la sa-

lida 1 es falsa) Cuando se da la señal inicial, se conecta el Flíp-

SALIDA coiíTADOP, B INARIO

-TU

Plop y se habilita la compuerta contadora. Al mismo tiempo la sa-

lida del Flip-Flop aplica una señal al generador de rampa, el cual

produce un voltaje que se incrementa linealmente«,

Cuando la salida del generador de rampa coincide con el vol-

taje de entrada ( el punto de coincidencia se muestra en la Fig.

4~4a) el circuito detector del punto de coincidencia regresa a su

posición original al Flip-Flop de la compuerta de control- Esto in-

habilita la compuerta contadora y q_uita la entrada al generador de

rampa. - •

- 52

Durante el tiempo que la rampa contadora estaba prendida,

se acumula pulsos del reloj en los Flip-Flops del contador. Los

pulsos acumulados eon proporcionales al tiempo para el cual la com-

puerta contadora estaba abierta, el cual, es a su vea dependiente

de la pendiente ?.. de; ~ salida del generador de rampa. Por ejemplo

asumiendo una frecuencia del reloj de 100 KHs, Si el voltaje ana-

lógico a medirse es. 172 Volts, y la salida del generador de rampa

crece a una razan de 1 Volt/10 ms el número de pulsos acumuladosi »

será:

/entradatendiente

, .. , . \2 „ -,,,5 pulsos . 0^del reloj) . -^ x 1 10? - = 120 pul,

lo que es lo mismo llllOOOp pulsos

Después de hacer la visualización óptica del conteo de pul-

sos, el contador es regresado a cero y se da un nuevo comando de

empezar una nueva secuencia (ya sea en íorma manual o automática).

c^) La Rampa Doble..- El esquema de bloques empleado para este

método está representado en la Fig,(4~5) Aquí las partes esen-

ciales del convertidor son el integrador de doble pendiente, el

comparador, el contador digital y su lógica y el sistema de inte-

rruptores para cambio de "señales,

,Funcionamiento*~ Cuando el convertidor recibe la señal de inicio,

- 55

el contador "binario es regresado a cero. Una entrada de nivel cero

en el circuito interruptor abre el interruptor S? y cierra S1, co-

nectando de esta manera la señal de entrada al integrador. En este

punto cuando la salida cruza un cierto nivel denominado cero (co-

rresponde a tierra) la salida del comparador será "baja, correspon-

diente a un aero lógico que a través de un inversor pone un nivel

1 en la compuerta q.ue comanda el contador, permitiendo de esta ma-

nera el paso de pulsos procedentes del reloj al contador. Durante

- 54

el intervalo de tiempo T.. fijo el contador está almacenando pulsos

hasta su capacidad total, ésto es hasta 999 pulsos = 01111 . . *19

y el próximo pulso de reloj hará que el contador regrese a cero y

genere un "bit que se lleva (carry), este último pulso en el último

Flip-Flop, hará que se realice el cambio en el sistema de inte-

rruptor abriendo el interruptor S? y conectando el interruptor S_. ;

esto conecta el voltaje de referencia V.R (-f-) que hará que la pen-

diente del integrador cambie de sentido integrado en sentido nega-

tivo. Guando su salida cruza nuevamente el nivel cero, el compa-

rador cambia su nivel alto, impidiendo de esta manera que pasen

los pulsos al contador. De esta manera se completa la conversión

y la cantidad de pulsos acumulados en el contador será directamente

proporcional al voltaje de entrada.

Las Ecuaciones Correspondientes para este Sistema son:

RC

y m

V TVR 12

RC ' RG

e, T.T2 VR

Se ve que el contador mide en realidad el intervalo de tiempo Tp

55

el cual es proporcional a e1

El voltaje e^ se asume constante durante el intervalo de la

medición; si e.j varía la salida digital representa el promedio de

sot>re el intervalo .

c5) La Aproximación Sucesiva,- Diferente al método de rampa, el

método de aproximación sucesiva, es estrictamente de trans-

formación A/D de voltaje. Un tipo como el mostrado en la Pig.

(4-7) utiliza suma de corriente*

Á R A L O

En este sistema los Flip-Flops entregan cero corriente cuan-

do están desconectados y una cantidad precisa de corriente cuando

están conectados. En el arreglo de la Fig,(4-7)-cada Flip-Flop es-

tá conectado para entregar exactamente la mitad de la corriente de

la etapa precedente. Se utiliza una matria de resistencia para

- 56

determinar los valores de corriente. El voltaje analógico de en-

trada genera una cantidad proporcional de corriente analógica la

cual es utilizada como una de las entradas de un comparador. La

otra entrada viene de la corriente generada de los Flip-Flops*

El método de aproximación sucesiva procede de la siguiente

manera: Inicialmente, todos los Flip-Flops qxie generan corriente

están desconectados, entonces se conecta el Flip-Flop más signi-

ficante (éste es el que genera la corriente mayor). Entonces las

corrientes producidas por los Flip-Flops y la matriz de resisten-

cias son comparadas-con la corriente de entrada en el comparador.

Si la corriente del Flip-Flop es más grande que la corriente ana-

lógica, la salida del comparador sube y desconecta el Flip-Flop;

si la corriente del Flip-Flop es más pequeña o igual a la corrien-

te analógica la salida del comparador es baja y el Flip-Flop más

significante permanece conectado* Se conecta entonces el siguien-

te Flip-Flop más significante de la misma manera. Se compara aho-

ra la corriente total de los Flip-Flops con la corriente analó-

gica y el segundo Flip-Flop es conectado o desconectado, depen-

diendo de la salida del comparador, Así por ejemplo: Si la pri-

mera salida sería 4 mÁ, conectando el segundo Flip-Flop éste

produce una corriente total de 4 + (V ). 4 = 6 mA, El proceso sé

repite para cada corriente generada de los Flip-Flops. Despiiés

que todos los Flip-Flops han sido probados contra la corriente de

entrada, el estado de todos los Flip-Flops representa el valor

- 57

digital de la corriente de entrada, la cual a su vez es proporcion-

al al voltaje de entrada.

Consideremos el siguiente caso a manera de ejemplo:

Aumimos que el voltaje analógico de entrada tiene un rango

de variación de _+ 8 "Volts y la corriente producida por el voltaje

analógico es de 1 mA/V, Si el voltaje analógico de entrada es

exactamente 2.8 V se producirá una corriente analógica de 2^8 mA,

Si asumimos q_ue el Flip-Flop más significante genera 4 mA, la con-

figuración de los Flip-Flops al final de la conversión sería la si-

guiente;

P - í1

JBÍstado

Corriente (mA)

PP1

0

'0

FF**2

1

2

FF,5

0

0

FF4

l

0,5

FF-5

1

0,25

FF6

0

0

Punto binario

El numero "binario representado sería 010.110 o el número de-

cimal 2,75 que corresponde al voltaje de entrada + el valor del dí-

gito menor significante.

Aunque no han sido estudiadas todas las técnicas de la C A/D

en el presente trabajo; los métodos posición a número; tiempo y

frecuencia a número y voltaje a número discutidos aquí, son los más

utilizados. Muchas otras técnicas utilizan los mismos conceptos

básicos.

- 58

4.1.3. Criterios para Escocer el Sistema C

Puesto c¡.ue la señal de salida del sensor de ' temperatura es

un nivel de voltaje, debemos hacer la selección del mejor método

de conversión A/D, a base de un estudio comparativo de los tres mé-

todos: rampa simple, doble rampa y aproximación sucesiva.

Los criterios utilizados serían los siguientes:

a) Errores introducidos por cada sistema

b) Precisión

c) Factibilidad de construcción

RAMPA SIMPLE

Fuentes de Errores

Comparador.- Tiene un voltaje de sobrenivel de (2-5 mV)

Voltaje inicial de la rampa que no será exactamente o V

- Variación del voltaje de referencia £L = 50/10 C50 partes en 1 millón por C.

Variación de resistencia R.. del integrador: _+ 100/10 C

Variación de capacidad C. del integrador: - 100/10 C

Voltaje sobrepuesto de ripplet 1/1000 Voltios

Voltaje de¿-sobrenivel del preamplif icador (OP, Amp 72 721)es 2 mV/10 °C

Precisión, -

Este método requiere de precisión y estabilidad en el reloj,

también el sistema que detecta la coincidencia entre las señales del

generador de rampa y el voltaje analógico debe ser igualmente preciso.

- 59

Factibilidad de Construcoion.-

Es posible construir este sistema; más uno de los inconve-

nientes sería la precisión que requiere el detector de coinciden-

cia.

SISTEMA DE DOBLE RAMPA

Fuente de Errores*-

.Voltaje de sobrenivel del amplificador; 2mV/10

Voltaje de ripple: 1/200000 mV (se elimina)

6 o,

Voltaje de referencia puede ser el mismo que para el sensor

(o puede ser parcialmente cancelado)

Comparador - se lo utiliza dos veces de tal manera que su

error se elimina, siempre y cuando cambie la señal en

el mismo instante y en el mismo nivel, sólo tendría

error de histerisis.

Precisión,-

Este sistema no requiere de precisión en el reloj y la es-

tabilidad es necesaria solamente en tiempos T, y T2, en que se

realiza la medición.

Factibilidad de Construcción,-

Debido a que la medición es independiente de los parámetros

- 60

del sistema, su construcción es fácil,

APROXIMACIÓN SUCESIVA

Fuentes de Errores.-

Este sistema asume que los Flip-Flops están siempre sumi-

nistrando una cantidad precisa de corriente al circuito de resis-

tencias, lo cual no es cierto.

Así mismo se asume que .las resistencias utilizadas son de

valores absolutos, pero en realidad sus valores cambian con el

aumento de temperaturas, así a la temperatura ambiente pueden te-

ner un valor muy cercano al esperado, pero este aumento produce

un desplazamiento en su valor nominal.

Precisión.-

Debido a que el nivel de salida que proveen los Flip-Flops

no es exacto, se hace la comparación con un nivel de Voltaje de re-

ferencia, pero para ésto hay la necesidad de utilizar interruptores

de alta velocidad que conecten la salida de los Flip-Flops una vez

al voltaje de referencia, cuando el-Flip-Flop esté prendido y otra

vez a tierra cuando el Flip-Flop esté apagado, Si se utiliza tran-

sistores como interruptores deben ser muy rápidos, y además que sus

características no varíen con temperatura.

- 61

El método de aproximación sucesiva no se presta para la

utilización del código VBCD* pero sí para el código binario, puesto

que siempre está tomando la.mitad de la corriente de la etapa pre-

cedente,

Factibilidad de Construcción»-

Para el caso concreto de su construcción, el circuito de

resistencias sería más o menos complicado y largo Abasta conseguir

la precisión necesaria pax^a el propósito de este trabajo.

Naturalmente este sistema ofrece sus ventajas, puesto que

la frecuencia del reloj no eü tan importante y tampoco hay necesi-

dad de hacer ningún tipo de integración.

4.2. TRAKSFQRMACIOK DIGITAL DB LA SEÑAL DE ENTRADA

4.2.1, Defensa de la Mejor Selección.*-

Una de las grandes ventajas de utilizar el integrador de

doble rampa es la eliminación de parámetros variables con la tem-

peratura, como sóa, la resistencia y el condensador IL y C1 del

amplificador operacional. No afectando de esta manera la preci-

sión. Tampoco la frecuencia del reloj debe ser absolutamente pre-

cisa»

El voltaje y la corriente de sobrenivel del comparador

causará que el comparador haga la conmutación en un voltaje dife-

- 62

rente que cero, pero este error se compensa automáticamente7 ya

que su señal de entrada cruza el punto cero, -dos veces.

El voltaje y corriente de sobrenivel del integrador no se

compensan y limitan la precisión, pero en comparación con el gene-

rador de rampa sencilla tendríamos un caso similar.

Una ventaja adicional consiste en ,que el voltaje de refe-

rencia puede cambiar y limitar así la precisión, pero este voltaje

de referencia puede depender de la misma fuente del voltaje de en-

trada al sensor, y de esta manera se eliminaría su imprecisión.,

Además dependiendo de la frecuencia del reloj que puede

ser un múltiplo de la frecuencia de la red; se puede eliminar el

voltaje de ripie en el integrador.

Estas son las principales razones, para determinar que este

sistema de do"ble rampa es el más apropiado para el trabajo de esta

tesis.

4.2.2, Análisis del Circuito Real Utilizado.-

Una vez que hemos determinado que el sistema de C A/D de

doble rampa será el utilizado para este trabajo de tesis, pasemos

a analizarlo más detenidamente. El circuito real utilizado está

basado en el diagrama simplificado del sistema Fig. (4-8).

El circuito funciona de la siguiente manera:

'Al momento de inicio de la secuencia el" sistema de conmuta-

ción de señales conecta la señal analógica del sensor (- e ) al in-s

4

oa

'Sni>zou

tffl

op'5uftí

•ü

- 64

tegrador; simultáneamente se coloca el contador en la posición ini-

cial "Preset" correspondiente a 2.400 pulsos.

El integrador inicia la rampa ascendente y al momento de

cruce del nivel cero, la salida del comparador cam"bia de estado-, per-

mitiendo el paso de pulsos del reloj al contador.

El integrador integra la señal analógica durante el tiempo

T, equivalente a 1000 pulsos., cuando el contador llega al conteo de

3.400 pulsos, (Este punto se encuentra mediante una compuerta NA1ÍD*»

denominada compuerta M.) realizándose el cam"bio de señales, de la

señal analógica del sensor (-e ) al voltaje de referencia (-\-V } .S xx.

El integrador está ahora integrando el voltaje de referen-

cia, cuyo resultado es una pendiente negativa. Guando ésta cruza

nuevamente el nivel cero, la salida del comparador cambia de esta-

do nuevamente e inhi"be el paso del pulso al contador? con lo que

se termina la secuencia.

Análisis de la Operación.- Se ha utilizado como integrador

y como comparador el circuito integrado SK 72741; l°s valores uti-

lizados tanto para la resistencia de entrada como para el conden-

sador de realimentación están calculados para dar un tiempo de in-

tegración en el sentido positivo de 1/10 seg.; el diodo en parale-

lo con el condensador de realimentación -tiene por objeto evitar que

el integrador se sature en el sentido negativo cuando integra la

señal del voltaje de referencia; ésto es, el integrador cruza el ni-

vel cero e integra en .sentido negativo hasta el voltaje inverso del

- 65

diodo.

La salida del comparador tiene la siguiente forma durante,

los tiempos de integración 1' , y Q?9 Fig.(4-9)

Ta

Puesto que durante los tiempos T, y T? se quiere permitir

el paso de pulsos del reloj general al contador, es necesario in-

vertir la salida del comparador,

Sistema de conmutación de señales.- En forma básica se ne-

cesitan dos transistore-s, arreglados de tal manera que sólo uno de

ellos esté en saturación, es decir conduciendo y el otro sin condu-

cir, lo que correspondería en el un caso a conectar el voltaje de

referencia y en el otro la señal analógica. La Fig.(4-10) muestra

el circuito utilizado»

Establezcamos de antemano los niveles de voltaje correspon-

diente a los estados lógicos que deberán realizar el cambio de se-

ñales,

Asumimos que habrá una lógica que cuand.o encuentre en el

- 66

~ 15V(

contador el conteo de 3.4-00 pulsos, dé como resultado un cambio de

estado, de un 1 a un O lógico; de tal manera que con el nivel 1

lógico esté conectado el voltaje del sensor y con el O lógico el

voltaje de referencia.

Los voltajes correspondientes a estos niveles son:

. O lógico 0,2 — 0,4 V

1 lógico — 3,0 — 5,0 V

Analicemos el caso del transistor Q, Fig,(4-ll), Para lle-

var a este transistor al estado de no conducción se debe hacer la

corriente de base I = O y polarizar inversamente la juntura del

O .0,3 V

4 v

s-o .DE

- lO

emisor.

La caída de voltaje en la resistencia de 1,8 Kr^de la sali.-

da del emisor a la fuente es 2 925 V , luego a la entrada del emisor

se tiene 2,75 .V - De esta manera cuando se tiene un 1 lógico co-

rrespondiente a 3 V en la "base de Q, ? la juntura del emisor está

polarizada inversamente y el transistor Q, está abierto y no condu-

ce. La corriente de "base de es esencialmente cero. Si el tran

sistor Q., no pasa corriente, no hay voltaje "base emisor en el tran-

sistor Q9 y éste no pasa corriente.

Si por el transistor Q no pasa corriente, la condición im-

puesta es que el transistor Q,1 esté en saturación.

Analicemos este caso, la Fig. (4-12) muestra el circuito

correspondiente al transistor Q,, ; por el ramal de la izquierda cir-

OYcula una corriente I, =b

de "base del transistor.

= 1 mA que corresponde a la corriente

2.7 K

4 1

Se tiene además que la corriente máxima Ic que pasa el

transistor Q, está limitada por la resistencia de 5,6 K.a cuyo va-

lor es Ic = ¿ ^u— = 5»4 mA,5 5 oJCh.

La relación de Ic/I, para el transistor Q1 es menor que fl

lo cual significa que Q. está en saturación, por lo tanto

E•c - 15 V1

El voltaje de salida de Q_ sería 15V - = 12V, donde

los 3V corresponden a la caída de voltaje en la resistencia de

2,7 K_TL puesto qne entre las resistencias de 27K_i. y 2,7K~/x existe

una relación de 10 a 1 .

Anal ic eróos ahora el caso de tener un cero lógico aproxima-

damente 0,3 V a la entrada del transistor Q, . Hagamos un cálcxilo

del valor de la corriente Ic del transistor Q, , a "base de la co-

rriente de su "base y de la resistencia de entrada: RL = 1 K _o. .

- 69

La Fig.(4-ll) muestra también el voltaje Efí a la entrada del emisor

así como la corriente i

El voltaje En está dado por las ecuacionesJíi

EE = 5 V ~ l,8K_n.ix (4-1)

EE - 5 V- l,

EE = 5 V - l,8IULle - 0,82 EE

Sabemos que - I = (/3n l) 1 (4-2)

Reemplazando este valor en (4~"0 tenemos

1,82 EE . S + l,8K-¿x (/?+!) 1 (4-3)

La corriente I, está dada por:

xvb

Donde ¿? es el voltaje de la juntura liase emisor, asumimos

un valor dey^ 0 ,7 V

Despejando el valor de E™ de la ecuación (4-4)

EE " " R-b b (4-5)

Reemplazando este valor de E^ en (4-3) tenemos

1,827 - 1,82 Rb Ib = 5V + l ,8K_n- (/3+ l) 1 (4-6)

- 3,18V - Ib fl ,82 Rb + l,8K^/3+ l)J (4-7)

Reemplazando el valor de R, = 1 5Cay despejando I,

- 3,18 V '1,82 K^x+ 1,8

- 70

-5.18YT "^ í J L O V ~ - 7 y J-0 V / ., D\b = i «¿« rj.9 ~ i ftvn ¿3 14-»;

El valor de I sería:c

v! = - •L0 v « ^ i 77 znA (4-9)-LC - Ij8 ^ - —-1.; / t ***• V4 >;

Sabemos que si I máx <¿ 1,77 roA el transistor Q, estác y

en saturación y la corriente I = 1 máx,J c e

Así mismo si 1 máx. > 1777 *&A» Q no está en satura-

ción y I = 1,77 raA .

Hallamos entonces I máx. Si el transistor O, está en sa-c 2

turación el voltaje E ?& O y E í - 15 V«ce &

1 máx. es la suma de las corrientes i que circula por lasc x ^

resistencias de l,8K-n_ y i que circula por la resistencia dei/

2 2 K _n_

20 V - 15V (4-10)

(4-11)

» 11 mA + 6,8 mA = 17,8 mA (4-12)

x " IjSKj1! y 2,2K-a

' .. 20 V . 15 V

Tenemos que I máx >1,77 mA, entonces Q, no esíá en^sa-

turación y I - 1,77 mA, Seta corriente sería la corriente de "ba-c

se que alimenta el transistor Q?.

El análisis para el transistor Q2 I1ig.(4-13) sería el si-

guiente:

La corriente máx. que pasa Q? está limitada por la resisten-

cia 2,7 K-O-de carga. •

- 71

máx = 2 " 11?1 " (4-13)

La relación de I

Ib ~ 1,77 mA

Lo que significa que Q9 está en saturación,

Para la transferencia de señales tanto del sensor como del

voltaje de referencia se utilizó "PETs" del tipo n, de"bido a sus

características de velocidad y debido a que tampoco hay pérdidas

en la transferencia de señales;* para lo cual estos "FETs" necesi-

tan que la entrada "Gate" sea más positiva que las entradas

"Source" y "Drain" . -

4.3. REGISTROS CONTADORES

En casi todo eq_uipo digital se encuentra Plip-Plops arregla-

dos como contadores. Éstos se utilizan no sólo para contar sino

para operaciones en secuencia, divición de frecuencia y manipula-

ción matemática.

En forma "básica los contadores son sistemas de memoria, se

podría, decir que recuerdan el número de pulsos que han sido apli-

cados a su entrada, y la secuencia en la cual se graba la infor-

mación, es sólo dependiente de la aplicación y de la persona que

diseña.

4.3*1- Contadores Asincrónicos..-

Existen dos tipos de contadores: sincrónicos y asincróni-

cos. Los asincrónicos tienen una lógica s.imple y son fáciles de

diseñar, su característica es que los Flip-Flops no están bajo el

comando de un sólo reloj, a diferencia de los sincrónicos cuya ló-

gica es un poco más complicada y los Flip-Flops están bajo el co-

mando de un mismo reloj,

QO. Qb GJc C

I

—

J_ 1 J _ 1

.; 6E «.A

[C G?

^J

ij HE <,

B

K Q

J 1

1 2EJ q

C

K ^

^J

iJ BE c,

Ü

y- 9

A manera de ejemplo veamos un contador asincrónico de 4 eta-

pas que utiliza 4 Flip-Flops del tipo J^K. Fig» (4-14) Inicial-

mente todos los Flip-Flops están con el estado O lógico, ésto es>

las salidas Q. =. Q = Q ^ a = O Se aplica un pulso de reloj aA J¿ (j U

la entrada del F-I1 A, lo que causa el cambio de estado de Q. de un

O lógico a un 1 lógico.

- 75

!,vl

i

El Flip-Flop cambia de estado cuando su entrada de reloj

cambia de un 1 lógico a un O lógico. Con el segundo pulso del re-

loj en el F-F A su salida Q. cambia de un 1 a un O lógico, la mis-

ma que está conectada a la entrada de reloj del F-F B, Este cambio

de estado dispara el F-F B y entonces su salida Q, cambia de O a

1; así sucesivamente hasta el pulso del reloj NQ 16 en q_ue se tiene

todas las salidas Q de los Flip-Flops en el estado 1 lógico. La

caída de este pulso regresa a cero a todos los Flip-Flops en cade-

na»

un contador binario de N etapas completa su ciclo cada 2

pulsos del reloj, donde N es el número de Flip-Flops; Así este

.Estado

01 -234567 '89

1011121314150

%

0• 0

000000111111 •110

• -V

00001111

. 000011110

«B

00110011001100110

\

1010101010101010

C U A D R O ( 4-3-a)

- 74contador de 4 etapas repite su ciclo cada 2 = 16 pulsos y tiene

16 pasos discretos que van desde O a 2 - 1

Sstos pasos discretos están representados en el cuadro

(4-3-a).

4,3.2. Divisores de Frecuencia.-

El F-F A en la Fig*(4~14) cambia de estado con cada pulso

del reloj y de esta manera divide la. frecuencia de entrada del re-

loj para 2. El F-F B cambia de estado con cada dos pulsos del re-

loj, dividiendo de esta manera la frecuencia para 4> Be esta mane-

ra el contador de 4 etapas puede ser utilizado para dividir 2 = 16

la frecuencia base del reloj* En esta forma se puede añadir más

etapas si se requiere una división para una mayor potencia de 2n

Se podría utilizar el siguiente método para hacer la división de

frecuencia para cualquier entero, H.

El número de Flip-Flops requerido, n, debe ser tal que

Si $ no es exactamente una potencia, n, de 2 se escoge la

potencia inmediata superior.

Se conectan el reloj y todas las salidas de los Flip-Flops

para los cuales Q = 1 al conteo (N - 1) como entradas a una compuer-

ta HAND, cuya salida se conecta a las entradas "Preset" de todos

los Flip-Flops para los cuales Q « O al conteo (K - 1).

- 75

Si se trata de dividir la frecuencia para N = 10, ésto es,

que cada 10 pulsos del reloj todos, los Flip-Flops del contador re-

gresan a su estado original de Q, = O, siguiendo las normas anterio-

res se escogería un número de Flip-Flops n = 4 áe tal manera que

25< 10 24,

Estado

012345678 .90

«D '

00000000110

Qc

0000111100

i/o

^B

0011001100

i/o

^A

01010101010

C U A D R O (4-3-"b)

- 76

Al conteo N - 1 - 9 1a- combinación .de salidas de los

JTlip-Flops sería 1001, expresada en forma binaria. Luego se co-

nectan a la compuerta NAND el reloj y las salidas de los Flip-

Flops A y D, mientras que la salida de dicha compuerta se conecta

a las entradas "Preset" de los Flip-Flops B y C. El circuito está

representado en la Í1ig.(4-15) y el cuadro. (4~3~b) representa los

diferentes estados lógicos de este sistema.

Un contador que cuenta en esta forma binaria y- completa su

ciclo cada 10 pulsos del reloj se conoce con el nombre de (8 - 4 -

2 - l) contador binario codificado decimal o "BCP" cuadro(4-3-b)

y es a este tipo específico que nos referiremos en lo que sigue del

presente trabajo*

4-3*3- Contadores Sincrónicos,-

Todos los Flip-Flops en un contador sincrónico están bajo

el control de los pulsos del mismo reloj,,

El diseño de un contador sincrónico, que tenga como base

cualquier número diferente que una potencia de 2, es más difícil

de diseñar que si se utilizara un contador asincrónico; pero el di-

seño se facilita mediante la técnica de simplificación de los mapas

de "Xarnaugh".

Veamos ahora el sistema de un contador sincrónico de 4 eta-

pas con un bit.que se lleva hacia adelante para sumar con otro dí-

gito (carry). Fig. (4-lé>) y su cuadro de estados lógicos, cuadro(4~3~c)

- 77

íJ

v=

Iff-<3

A.§

EGa

s.«1

"~Vo>

. UE.j qc

K- o.

1 s.

^__y

—

o-{>>

¿ e& <X)

* Q

Estado

012345678

- 91011121314150

%00000000111111110

%00001111000011110

%00110011001100110

QA

0101010101010

. 1 .010

C.TJ A D R O ( 4-3-c )

De acuerdo a este cuadro el F-51 A cambia de estado con ca-

da pulso del reloj, el P-í1 B cambia de estado cuando la salida Q

del F-F A, Q. = 1. El F-F C cambia de estado cuando Q, = Q_ « 1.A

y así mismo el F-51 D cuando

,A

El cuadro (4~3-d) muestra los estados de exitación de un

Flip-Flop del tipo J - K, Se da el estado presente del Flip-Flop

y se muestra claramente que niveles lógicos en las entradas J y K

producirán el siguiente estado deseado,

EXITACIOK DE LOS FLIP-FLOPS DEL TIPO J-K

Qn

0

0

1

1

Qn+l

0

1

0

1

J

0

1

X

X

K

X

X

. 1

0

C U A D R O (4-3-a)

El control del F-F A se consigue poniendo a sus entradas

J y K un 1 lógico permanente; el control del F~F B se consigue

conectando J

la salida invertida de una compuerta ÍÍÁND de dos entradas, a

cuales se pone Q. y Qp y el F-F D se controla igual que C excep-

y K_ a Q. ; el control del F-F C se consigue con

to que las entradas a la compuerta HATO son .A

y Q

Esto varía la forma general para contadores sincrónicos cu-

yo ciclo tiene una longitud 2

Para un ciclo diferente de una potencia de 2 la lógica

puede ser confusa, y es por ésto que se utiliza los mapas de "Karnaugh"

para la simplificación de los cuadros de control de cada Flip-Flop.

Veamos como se utilizan los mapas de "Karnaugh", para . el

contador sincrónico de 4 etapas de la Fig.(4~l6)°

- 79

En el cuadro (4-3-e) se muestra el mapa de "Karnaugh", co-

rrespondiente a las 16 secuencias del contador de 4 etapas.

REFERENCIA DE LAS 16 SECUENCIAS

DEL CONTADOR DE 4 ETAPAS

00 01 11 10

00

01

1110

0

412'

8

1

5

1?9

57

1511

26

1410

C U A D R O (4-5-e)

El cxiadro (4-3-f) ¿a el mapa correspondiente al control del

F~F A, cada cuadro llamado celda, representa uno de los posibles

16 estados del contador. Si el contador está en el estado 0000 (el

dígito menos significante a la derecha) el siguiente estado será

0001.

Para hacer que el F-F A cambie de O a 1, J debe tener un

1 lógico y el estado de la entrada K no importa; la celda OOOOrnues-

tra 1 X, esto significa que el próximo estado del contador será

0001, puesto que el siguiente debe ser 0010f el F-F A debe cambiar

nuevamente; K debe ser 1 y el nivel de J no importa ya que la cel-

da 0001 indica X 1, Este razonamiento se continúa hasta completar

el mapa, siguiendo la numeración decimal del cuadro (4-3-c),

MAPA DE EXXTACION DEL F-í1 A

Cada celda Representa

= 1

J - K

00 01 11 10

00

01

1110

IX

IX

IX

IX

XI

XI

XI

XI

XI

XI

XI

XI

IX

IX

IX

IX

C U A D R O (4-3-f)'

- 80

MAPA DE EXITACION DEL F-F B

Q =1

00 01 11 10

00

01

11

10

oxoxoxox

IX

IX

IX

IX

XI

XI

XI

XI

xo•xoxoxo

C U A D R O (4-3-g)

El cuadro (4-5-g) muestra el mapa de control del F-F B»

Cuando el contador está en 0000, el siguiente estado será 0001 lo

q.ue significa que no se quiere un cambio de estado en B, o sea que

este Flip-Flop debe permanecer en O, Por lo tanto la celda 0000

contiene OX. Para el siguiente estado se requiere un cambio en el

F-í1 B para conseguir el 0010, entonces en la celda 0001 se debe

- 81

poner IX, Para el estado 0011 se pondrá IX en la celda 0010.

MAPA DE EXITACIOH

DEL F-F C

MAPA DE EXITACION

DEL F-F D

= 100 01 11 10

= 1

,=1

00

01

1110

oxxoxoox

oxxoxoox

IX

XI

XI

IX

oxxoxoox

Q =1«t_ i

=1

00

01

11

10

00 01 11 10

oxoxxoxo

oxoxxoxo

oxIX

XI

xo

oxoxxoxo

C U A D R O (4-3-h) C U A D R O (4-3-i)

Este proceso continúa para tener el mapa correspondiente a

cada Flip-Flop., Una vez conseguido ésto, se determina las expre-

siones ooleanas q.ue controlan cada Flip-Flop.,

De esta manera para el F-F A se tiene:

j = K = 1 esto significa que las entradas del F-F A de-¿i JtX

"ben tener un 1 lógico *

Así mismo para los otros Flip-Flops; para F-F B sería

Para el F-F C

Para el F-F D

Jp = Kn = Q, . Q_ (Producto Lógico)

= KD " QA '

- 82

El- producto lógico de-Q. . Q ' se consigue con compxiertas AND o

ÍTAND seguidas de inversiones*

Hagamos este mismo análisis para un contador "BCD"" sincró-

nico pero recordemos q.ue éste no tiene una longitud de ciclo equi-

r1valente a una potencia de 2 " ya que debe regresar a cero cada 10

pulsos del reloja

Se utiliza un contador de 4 etapas, pero los estados 10 has-

ta 15 no son utilizados y son eliminados de los mapas de "Karnaugh",

Hagamos los mapas de control de cada Flip-Flop y a partir

de estos encontremos cómo debe ser su funcionamiento lógico,

La matriz de referencia sería la siguiente:

REFERENCIA DE 10 ETAPAS DEL CONTADOR "BCD"

00 01 11 10

00

01

1110

0

4X

8

1

5x

9

37X

X

2

6

X

X

C U A D R O (4-3-Ó)

MAPA BE EXITACIOlí

BEL F-í1 A

AA«1

00 01 11 10

00

01

1110

IX

IX

XX

IX

XI

XI

XX

XI

XI

XI

XX

XX

IX

IX

XX

XX

MAPA BE EXITACION

BEL F-F B

Q =1*-t. i — >

V1

V

00 01 11 , 10

00

01

1110

oxoxXX

ox

IX

IX

XX

xo

XI

XI

XX

XX

xoxoXX

XX

MAPA BE EXITACIOK

BEL F-í1 C

V1= 1

00

01

1110

00 01 11 10

oxxoXX

ox

oxxoXX

ox

IX

XI

XX

XX

oxxoXX

XX

MAPA BE EXITACIOW

BEL F-F B

V1

V1

V

00

01

n10

_ -j

00 01 11 10

oxoxXX

xo

oxoxXX

XI

oxIX

XX

XX

oxoxXX

XX

Las expresiones "Booleanas" para cada Flip-Flop sería;

J . — K. , — JLA A

= .B ¿A

Jc =

'8 sólo

El diagrama lógico sería el siguiente:

C/v-n)

Para nuestro trabajo se usará el contador del paquete integrado

SN 74160, cuyas características son las siguientes:

4-3.4» Características del Contador BGS SN 74160*.-

- Este contador tiene la capacidad de contar en forma ascen-dente,

- Contador sincrónico, con bit que se lleva de un Flip-Flopa otro0 Bit que se lleva de salida para conteo en cascadade n "bits,,Conteo sincrónico, "bajo el comando de un misino reloj.Programadle

~ Línea de control de cargaSalidas empalmadas con diodosFrecuencia máxima de reloj 32 MHa

A pesar de que la lógica de este contador es más complicada

a causa del sistema d-e compuertas utilizados para cada entrada de

los Flip-Flops como del reloj; su forma básica es la de un contador

Referencia.. Tomada del Manual de circuitos integrados de lacompañía Texas Instruments,

sincrónico como el discutido anteriormente, Fig.(4-18)> ésto es,

sus mapas de evitación para cada Flip-Flop son los mismos.

Para las entradas J y K de cada Flip-Flop del contador se

utiliza una compuerta NAND de dos entradas, una de ellas conectada

a la entrada "Load" del contador y la otra conectada a las entradas

A, B, C, D respectivamente.

Una de las entradas de las compuertas q_ue alimentan la en-

trada de reloj de cada Flip-Flop-está conectada a éste, la otra va

conectada a las entradas CEP y CET para el caso en que se utiliza

- 86

varios contadores en.cascada,

SI hecho de que la operación sea sincrónica se de"be a que

todos los Flip-Flops cambian de estado simultáneamente con los pul-

sos del reloj, de tal forma que las salidas cambian en forma simul-

tánea cuando se tiene los niveles de lógica apropiados en las en-

tradas "Enable",

Esta forma de operación elimina los puntos de sobrenivel

(spikes) del conteo que normalmente están asociados con contadores

asincrónicos*

Estos puntos de sobrenivel consisten de pequeños pulsos de

ruido presentes en las señales de salida de los circuitos integra-,

dos? y son causados por el cambio de niveles en sus etapas de

salida.

La Figo (4-19) muestra el efecto que estos pulsos de sobre-

nivel tienen sobre la señal de respuesta de los circuitos integra-

dos a cuya entrada se pone estas señales con'"Spikes"a

T-

- 8?

La Fig, (4-19)3-» muestra el pequeño pulso de ruido en la

línea superior, pero la respuesta (línea inferior) no responde a

este pulso, no así el caso de la Fig* (4-19)b, en que la respuesta

cambia con la presencia de este pulso de ruido. Si las señales

de la Fig.(4~19)b, fueran parte de un sistema en que son críticos

los niveles de salida, esta condición produciría respuestas erró-

neas usualmente peores que si el sistema no diera ninguna respues-

ta.

El reloj dispara los 4 Flip-Flops del tipo J - K en el

extremo ascendente (Positivo) de los pulsos.

El hecho de que este contador sea programable significa que

sus salidas pueden ser preestablecidas en cualquier estado; como

este hecho es sincrónico, al colocar un nivel lógico cero en la en-

trada "Load", se inhabilita el contador y ésto causa que, su salida

concuerde con la información de entrada después del siguiente pul-

so del reloj*

La función "Olear" del SN 74160 es asincrónica y un O lógi-

co en la entrada "Olear", pone todos los Flip-Flops en el estado

O lógico no importando el estado del pulso del reloj.

tf / \;El circuito del bit que se lleva (carry) ee una provisión

para utilizar n contadores sincrónicos en cascada sin lógica adi-

cional.

Para este fin se tiene dos entradas habilitadoras y una

salida del bit que ee lleva. Estas entradas habilitadoras llamadas

P y T de"ben estar en un nivel 1 lógico para contar, y la entrada T

se utiliza para poder sacar el bit que se lleva. Una vez habili-

tado el bit que se lleva producirá un pulso de salida positivo con

una duración aproximada igual a la parte positiva de la salida Q. .

Este bit que se lleva positivo puede ser utilizado para habilitar

etapas sucesivas en cascadas de otros contadores„

Condiciones.- Las transiciones de nivel 1 a nivel O lógi-

cos en las entradas P a T deben ocurrir solamente cuando el pulso

del reloj está en su nivel 1»

4.4- DECOPIFICADORES,-

El sistema digital requiere de la decodificación de la in-

formación presentada por el sistema de contadores.

Tina palabra binaria de n dígitos de longitud puede repre-

sentar 2 elementos diferentes de información. Por ejemplo el

subconjunto representado por una palabra binaria de 2 bits contie-

ne 4 elementos, cada uno representado uno de los 4 posibles esta-

dos binarios (00, 01, 11, 10).

El cuadro (4-4-a-) muestra los posibles estados de una pala-

bra binaria de 5 bits, y su matriz de referencia, y la Fig,(4-20)

muestra el decodificador para la obtención de cada uno de estos

estados, se ha utilizado compuertas NAKD para la atención de los

estados "NOT" y se podría, obtener los estados verdaderos mediante

la utilización de un inversor a la salida de cada compuerta.

Salidas Estados

QRSTUV¥X

CCGCCCCC

BBBB .BBBB

ÁÁAAÁAAA

01234567

C U A D R O (4~4-a)

- 90

Se puede hacer un estudio similar para el caso de la decodi-

ficación del sistema "BGD" (binario codificado decimal pero tomado

en cuenta.que este dodigo no utiliza los 16 posibles estados, sino

solamente 10. .

La matriz de referencia sería la siguiente:

O =1<¿A iV1

00 01 11 10

00

01

1110

0

4

X

8

1

5X

9

37XX

2

6

X

X

C U A D R O (4-4-1>)

E C U A C I O N E S

0123456789

- A« A« A= A= A= A= A= A= Á= A

BBBBBBBBBB

CCCCCCGCCu

DD555B5DDD

Las ecuaciones están representadas en la siguiente 3Tig.(4-2l)

4-4-1- jDecodificadores de "SGD" a 7 Segmentos»-

Otro tipo de codificador del tipo "BCD" es aq.uel utilizado

para manejar indicadores de 7 segmentos.

La Fig.(4-22) muestra la distribución d.e segmentos de este

tipo de indicador. La Fig.(4-23) muestra también la matriz de

cómo se controla los segmentos para generar determinado dígito.

a

!Fig.(4-22)

Se debe anotar q.ue para este caso particular se considera que

inicialmente todos los segmentos están prendidos y para producir

un determinado dígito de acuerdo con el gráfico se debe apagar

ciertos segmentos. Esto simplifica la lógica con relación al ca-

so de tener que prender determinado número de segmentos para produ-

cir un cierto número. Se podría así mismo hacer el análisis para

el- caso contrario.

Utilizando la técnica de simplificación de los mapas de

"Karnaugh" se puede obtener el control de cada segmento y producir

la lógica apropiada para apagarlo.

Se asume que el decodificador no necesita rechazar las entra»

das irrelevantes y de esta manera se coloca-una x en los estados bi-

narios no utilizados. La distribución de los segmentos está indi-

cado en la J?ig» (

d e

0

12

54

5

6

7

8

9

X

X

X

X

X

X

-.

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

•Fig. (4-23) x = Segmento Apagado

CONTROL DE LOS SEGMENTOS PARA LA PRODUCCIOH DE DETERMINADO DÍGITO

V1

1

00

1110

«A-1 O =1HB

00 01 11 10

0

4

X

8

1

5X

9

?

7

X

X

2

6

X

X

— 100

01

1110

MATRIZ DE COMTROL DE REFERENCIA

00 01 11 10

10

X

1

0

1X

1

11X

X

10

X

X,=1

00

01

1110

V1 ,=100 01 11 10

11X

1

10

X

1

11X

X

10

X

X

Control del Segmento a Control del Segmento

,=1

00

01

1110

00 01 11 10 -

11X

1

11X

1

11X

X

0

1X

X

nn oí 11 in.

Control del Segmento c

c = A B C

00

01

1110

1

0

X

1

0

0

X

0

0

0

X

X

11X

X

V1

V1

00

01

1110

10

X

1

0

1 'X

0

10

• xX

11X

X

.Control del Segmento d

d « A B C - í - A B C +

+. ¿ B G

00 _ _0l_ . 11 10

Control del Segmento e

.e = B C + A

_11~ ' I

4DL.1

00 01 11 10

00

01

1110

11X

1

0

1X

1

0

0

X

X

0

1X

X

Control del Segmento f

00 01 11 10

00

01

1110

0

1X

1

0

1X

1

10

X

X

11X

X

Control del Segmento

g = B C 5 + A B C

- 95

La forma cómo, se simplifica los mapas de cada segmento nos

da directamente la forma de la lógica necesaria para manejarlo,

•Así para el control del segmento a? necesitamos la presen-

cia de las líneas A, B, C, D, q.ue representan los estados lógicos

U ce 13 B A,*.

- 96

de acuerdo a la ecuación de a = Á C + A B C D, o sea hacer la su-

ma lógica de los productos A C -(- A B C -5, lo que se consigue me-

diante la utilización de la compuerta NAND como se muestra en la

Figa( 4-24)-

Control de los 7 Segmentos:

Segmento a = A C + A B C 5

Segmento b = A C B + ABC

= A B C - + A B C

Segmento o = A B C

Segmento d = A B C + A B C + A B C

Segmento e = B C + A

Segmento f = A B + B C - h A Ü 5

Segmento g = B C Í ) + A B C

Para nuestro trabajo se utilizará el Decodi-Cicador de Circuito In-

tegrado MSD 101

4*4-2. Análisis del Decodificador MSD 101,-

Este decodificador de decimal a 7 segmentos consiste de:

Compuertas NAHD

Amplificador de corriente "Buffers"

- Siete Compuertas AND - OR - INVERT-

Este decodificador da 1 lógico a su salida

Siete compuertas y un control están conectados en pares

para distribuir la información binaria codificada decimal

"BCD" y sus complementos a las compuertas AND-OR-INVERT y

el resto de compuertas«

- 97

Además este dispositivo tiene provisión para eliminar los ceros a

la izquierda que no se desea*

El circuito acepta 4 "bits de "BCD" y decodifica esta información

para manejar un indicador de 7 segmentos (MAN 4)-

-1 v K3I sÍ--.LJ-SL3-0

TV S (4-25)

- 98

Los niveles de lógica .positiva a la salida, así como las condiciones

requeridas en las entradas auxiliares, se muestran en el cuadro

(4-4~o). El circuito lógico para este decodíficador se muestra en

la Fig.(4-25)

LT RBI d c b a A B C D S ^ G BI/HBO

0

X

11111111111111111

X

X

0

1X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

0

0

0

0

0

0

0

0

o'11111

' 111

X

X

0

0

0

0

0

11110

•0

0

0

1111

X

X

0

0

0

110

0

110

0

110

0

11

X

X

'o0

10

10

10

10

10

10

10

1

10

0

10

110

111110

0

0

0

10

10

0

,.111110

0

1110

0

10

10

10

0

110

11111110

0

10

0

0

10

0

10

110

110

110

0

0

10

0

10

0

10

10

0

0

10

10

0

0

1110

10

0

10

0

0

1110

110

0

1110

10

0

0

0

111110

1110

10

10

10

0

1111111111 .111111

X = Condición Indiferente

C U A D R O (4-4-c)

- 99

Con el objeto de pasar la información de los contadores al

decodificador; así como para prender los indicadores en el momento

preciso, es necesario tener un sistema adicional de lógica para cum-

plir con esta necesidad. Esto se consigue con la generación de 4

pulsos (S,? Sp, S_, S.) Producido por dos Flip-Flops del tipo J - K

arreglados para que cuenten hasta 4 y un decodificador de 2 a 4

líneas, ojie decodifica la salida de estos Flip-Flops a la vez que

identifica cada uno de los pulsos S*

Por aiiora nos limitamos *a estudiar este decodificador de

2 a 4 líneas puesto que el arreglo de los Flip-Flops se dará más

adelante en la sección dedicada al análisis de la operación.

4,4.3. Decodificador 2 a 4 Líneas SH 74156.-

Este decodificador, demultiplica los posibles estados de

sus 2 entradas a 4 salidas individuales.

Consiste de una serie de compuertas NAND e inversores arre-

glados de tal manera que de acuerdo a los estados lógicos de sus

dos entradas A y B activa una sola salida de las 4 posibles.

La Fig.(4~26) muestra el circuito lógico de este decodi-

ficador y el cuadro (4-4-d) correspondiente a los estados lógicos

para el mismo circuito,'

Del circuito de la Fig,(4-26) así como también del cuadro

(4-4-d) se ve que es necesario proveer además de niveles determi-

nados en las entradas información y pulso. El circuito da dos sis-

- 100

temas de salidas, pero sólo se utiliza aquella correspondiente a

los pulsos S, , S?f S.,, S., tal como se indica en la Fig. (4-26) ,

ENTRADA

B A'

X X

L L

L H

H L

H H

X X

Pulso

• 1G

H

L

L

L

L

X

Inf orm ación

1G

X

H

H

H

H

L

SALIDA

S1 S2 S3 S4

H II H H

L H H H

fí L H H

H H L H

H H H L

H H H H

C U A D R O (4-4-d)

V>o\a.o

SU 74-tSé

- 101

4-5- DISPOSITIVOS DE.INDICACIÓN ÓPTICA.-

Existen dos tipos básicos de indicadores ópticos, los del

tipo llamado KIXIE, y los diodos emisores de luz.

Los dos hacen el mismo trabajo pero sus requerimientos y for-

ma de funcionamiento son diferentes.

Es así como los "Nixie" consisten de 10 filamentos cada uno

de ellos en la forma de los números de O a 9» estos pueden ser con-

siderados como los filamentos de un tubo corriente. Cuando se da

la polarización apropiada al cátodo existe flujo de electrones de

- 102

los filamentos al cátodo y la iluminación proviene de la ioniza-

ción del gas al rededor del filamento»

La polarización delcátodo debe ser de 170 a 200 V, y ésta es

precisamente su mayor desventaja ya que necesitan una fuen,te de

poder capaz de dar estos voltajes. Otra desventaja es que este ti-

po de indicadores no sirven para operación pulsada, ésto eá dar la

polarización en forma interrumpida quitando y proveyendo los 170 V

en el cátodo de acuerdo a la necesidad. La razón es que el tiempo

de interrupción que requiere la operación pxvlsada es muy pequeño,

del orden de los miliseg. en comparación con el tiempo necesario,

pero ionizan el gas al rededor de los filamentos.

Estas dos desventajas mayores han servido para rechazar este

tipo de indicador, y a su vez han servido para seleccionar los dio-

dos emisores de luz "LED", como los indicadores apropiados para es-

te trabajo*

Aparte de su trabajo óptimo, bajo costo y confiabilidad, es-

tos indicadores ópticos son compatibles con los modernos disposi-

tivos electrónicos como los circuitos integrados, y requieren de

baja potencia y voltajes de operación bajos, tienen gran velocidad

de cambio, vida larga y su forma de fabricación es similar a la de

los circuitos integrados.

Como ventaja adicional son compatibles con la operación pul»

sada. Lo que les hace ideales para el sistema de la tesis, como

se verá más adelante»

- 103

Constan de siete segmentos, que se prenden en forma ordenada

para semejar un número determinado del O al 9 y para dar indica-

ciones adicionales del circuito.

Los diodos de cada segmento emiten luz cuando hay circula-

ción de corriente por ellos hacia tierra.

. "7-26)

En el interior de la juntura pn de un diodo emisor de luz se

produce el efecto de luminicencia, ésto es, la emisión de radia-

ción óptica. La luminicencia se. produce en un proceso de dos eta-

pas, en las cuales se genera electrones y huecos en concentraciones

mayores que agüellas permitidas en el equilibrio térmico y entonces

una gran parte de estos portadores se recombinan, Esta recombina-

ción produce radiación óptica, cuando la energía de los huecos y

electrones que se recombinan produce fotones,

4.6. ANÁLISIS PE LA OPERACIÓN.-

Hemos planteado hasta aqxxí la forma de funcionamiento de los

• 104

componentes del conjunto digital. Es el .momento de dar una expli-

cación de cómo- funciona el sistema en su totalidad, ésto es, cómo

están acopladas cada una de sus partes, para dar a la final la re-

presentación de los pulsos en los indicadores ópticos.

Básicamente necesitamos el siguiente esquema para cada indi-

cador: Fig.(4-50)

La señal almacenada en los contadores, en forma de pulsos

digitales en el sistema "BCD", de"be ser decodificada para ser luego

enviada a los indicadores.

Todos los métodos que se pueden usar para el propósito se-

rán derivadles de este esquema, o variaciones del mismo.

Un método tiene como modificación, la utilización de un al-

macenador temporario de la información entre el contador y el deco-

dificador en -la siguiente forma: Fig.(4~3l)

105

El esquema muestra cómo sería el conjunto en bloques para

un solo contador, o para un solo dígito decimal que corresponde a

4 dígitos "BCD" y dependiendo del número n de dígitos decimales

que se necesite se debe aumentar este esquema n veces*

Para nuestro caso concreto, queremos hacer la indicación

de 4 dígitos decimales ya que los valores de temperatura están com-

prendidos en el rango de 34*00 - 44?00 C que corresponde a tempe-

raturas clínicas,

Este método permite hacer el proceso en forma directa. Ya

que los pulsos del contador pasan a este almacenador temporal de

la información y mientras se realiza la indicación de la señal di-

gital del almacenador, el contador puede estar cambiando para una

nueva lectura, la cual será así mismo almacenada para luego ser

enviada a los indicadores.

Otra forma para realizar el proceso de indicación es la ope-

ración pulsada, Fig.(4~32), que consiste en lo siguiente: se envía

- 106

en forma ordenada, o en secuencia la información de cada uno de los

contadores al decodificador y este envía a su vez la información a

todos los indicadores conectados en forma paralela. Sin embargo

simultáneamente existe un sistema de 4 pulsos (S^, Sp, S,r S.) que

permite el paso ordenado de la información de cada contador al de-

(4--3-2.)

- 107

codificador y a su. vez activa uno solo de los indicadores; ésto es,

el pulso S. pasa la información del contador 1 al decodificador y

a su vez activa el indicador 1.

El pulso Sp, pasa la información del contador 2 y activa a

su vez el indicador 2.

Una cosa similar para los pulsos S-, y S,.j 4

Dependiendo de la frecuencia "básica que tenga el reloj del

sistema, la operación pulsada puede ser imperceptible al ojo humano

y dará la sensación de que los indicadores están prendidos todo el

tiempo-

Este sistema ofrece múltiples ventajas sobre el anterior

como son las siguientes: Permite el ahorro de 4 almacenadores 'tem-

porales de la información, los cuales ya'no son necesarios. Además

se utiliza un solo decodificador para decodificar la señal de todos

los contadores y; de esta manera se ahorra 3 decodificadores.

Necesariamente hay que contar con que se añade la lógica pa-

ra la producción de los pulsos, S1, S~, S.., S ., así como la lógica

necesaria para pasar la información de los contadores al decodifi—

cador. Pero ésta es relativamente fácil de diseñar.

En términos de economía la lógica usada para la generación

de los pulsos S1 , S?í S.,, S. y. aquella que pasa la información en

forma ordenada es mucho más barata que la utilización de 4 almace-

nadores y de 5 decodificadores.

Estas razones de economía y de simplicidad han determinado

- .108

la selección del método de operación pulsada para nuestro sistema

digital.

Una vez expuestas estas razones pasemos a estudiar un poco

más detenidamente este sistema de operación pulsada.

4-6.1, Operación Pulsada.-

Hemos hablado de la necesidad de tener 4 pulsos S1i Sp, S,

S,, que son la esencia misma del sistema; veamos pues cómo se los

produce. Estos pulsos deben tener entre si cierta relación. . En

forma binaria pueden variar entre si en el valor del. dígito menos

significante. Un contador de 4 bits con los siguientes valores

binarios tiene la siguiente tabla de estados lógicos:

B Á

0

0

11

0

10

1

S1VS3S4

C U A D R O (4-6-a)

- Este - contador de 4 bits se consigue con el arreglo de 2

Plip-Flops cuyas salidas B, y A cambian de acuerdo al cuadro ante-

rior. Las tablas de exitación son:

- 109

n j K Qn+1 n

1

2

34

5

Q

0

1

0

1

0

A QB

0

0

110

J

0

10

0

1

Flip-Flop

K

0

0

0

1

0

B

Qn+1

0-

1

1

0

1Flip-Flop A

Se utiliza dos Flip-Flops del tipo J - K cuyo arreglo se-

ría el siguiente:

A

s»^ 747o

<a_!

-f—

•su 747o

. ~s>^ ¿V- BITS

De acuerdo al esquema las salidas de los F-F Á y B cambian

como un contador de 4 "bits y se cumple la condición de regreso a

cero al 5 pulso del reloj.

El diagrama de tiempo para este circuito sería; Fig,(4-34)

110

"RE LO

4

(4.-

Como se puede ver al 5 pulso del reloj, el contador regre-

sa a la condición inicial.

Necesitamos ahora una identificación de cada uno de estos

estados del contador, que corresponde a los pulsos S., S?r S,, S,,

Esto se consigue mediante la utilización del decodificador de 2 a

4 líneas, Síí 74156 discutido anteriormente Fig.(4-

Este decodificador tiene como entradas, las salidas de los

F-3Ps A y B, QA y CL, , y nos da como salidas los 4 pulsos que ne-M. JD

cesitamos S1, S~, S,» S,.

Este decodificador da salidas bajas (cero lógico) Fig.(4-26)

cuadro(4-4-d) y es necesario tener salidas altas (l lógico) para lo

cual se debe invertir cada una de estas señales»

Se debe tener en cuenta que se trata de un circuito integra-

do con salidas de colector abierto.

Para el circuito concreto se utilizó el circuito integrado

*) Ver Capítulo de Construcción

- 111

SK 7401 <lue tiene 4 compuertas N AND del tipo colector abierto ^ 'a

las cuales se les hizo trabajar como inversores,

La razón por la cual se utilizó este tipo de circuitos in-

tegrados de colector abierto, fue debido a que estos inversores,

de donde se obtienen los pulsos S.. , S? , S, , S, deben manejar algu-

nas compuertas en el sistema de conexión entre los contadores y el

decodif icador „ La configuración de colector abierto permite obte-

ner más corriente de los inversores.

4,6.2. Acoplamiento de Contadores al Decodificador,~

El sistema que acopla los contadores al decodificador debe

funcionar de la siguiente manera; Con la presencia del pulso S,.

la información del contador 1 debe pasar al decodificador, lo mis-

mo para el pulso S^.así como S-, y S,.

La forma como se consigue este propósito está explicado en

la siguiente 51ig,(4*35)

La razón para este diseño es la simplicidad que presenta y

la factibilidad de la utilización de circuitos integrados a la dis-

posición.

Se utiliza 4 circuitos integrados SN 7400 que tienen cada

uno 4 compuertas HAKD, de dos entradas y 2 SN 7420 que tienen cada

uno 2 compuertas NAND de cuatro entradas,

La forma cómo están conectadas es la siguiente, í1ig.(4-?6).

- 112

SU 74,00

- 113

Todas las salidas A de los contadores que serían A.. , A« ,

A-, A,, pasan a través de un sistema de compuertas ÍÍAlíD, cuyas en-

tradas son A., y S, ; A? y S^j A, y S,; A; y S,, hacia una compuerta

NAND de cuatro entradas, llamada A,

Las salidas B de los contadores a otras compuertas NATO

cuyas entradas son B.. y S. ; B^ y S2; B, y S,; B, y S . Similarmen-

te para las salidas G y D de los contadores que van a las compuer-

tas NAKD C y D respectivamente.

De esta manera con la llegada del pulso S¡ se pasa la in-

formación del contador 1 al decodificador.

Analicemos el caso de cómo pasa la .información A., del con-

tador 1.

Asumimos que A, = 1 y existe el pulso 8.. «

- 114

A la salida de la primera compuerta tendríamos A.S1 y a

la salida de la compuerta A tendríamos-.

Simplificando con la Ley de De Morgan

puesto que todos los pulsos S son excepción de S1 valen cero ten-

dríamos A.,S,= 1

A la salida de-la compuerta A tenemos como salida A1 , El

mismo análisis se puede hacer para E. , C, , D, , con lo que se com-

pleta la transmisión de la información del contador 1 al decodifi-

cador.

A la vez que se pasa esta información del contador 1 , el

pulso S- debe prender el indicador 1 7 pues habíamos dicho que la

salida del decodif icador está conectada en forma paralela a todos

los indicadores y para que esa información se represente en el

indicador 1 sólo éste debe estar prendido.

En realidad lo que se hace es proveer de un camino a tie-

rra de la corriente de la información, a través de los dichos emi-

sores de luz de los indicadores "LEU".

Se utiliza para este propósito un transistor al que se lo

hace trabajar como interruptor. Se mantiene abierto al transistor

hasta la llegada del pulso S, ? momento en el cual ee lleva al tran-

- 115

sistor a saturación, cerrando de ésta manera el interruptor y pro-

veyendo a la información del decodificador de un camino a tierra,

a través de los diodos emisores de luz "LSD" del indicador.

El circuito utilizado está indicado en la Fig.(4-37)

--e

- 116

La resistencia de JjJtO^d. representa la carga de las compuer-

tas de colector abierto•SN 7401 que en este caso se las utiliza

como inversores.

La resistencia de 220-O. es la resistencia de entrada a la

"base del transistor.

La condición para q.ue este transistor del tipo npn esté en

saturación es la siguiente; La juntura de colector "base debe estar

polarizada inversamente, ésto es Y , es (+) y la corriente en laEce

base I, debe ser > —-r—b /3RL

Como resistencia de carga del circuito del transistor se

utilizó 470-O, con lo cual se consigue un amplio margen para la con-

ducción del transistor,

4-6.3- Re s triccione s'. -

En esta parte del análisis de la operación es necesario ano-

tar que debido a la restricciones de los elementos disponibles se

utilizó transistores en la configuración de emisor común concreta-

mente como seguidores de emisor entre las salidas del decodificador

MSD 101 y las entradas respectivas de los indicadores para la pro-

visión de corriente necesaria para la apropiada iluminación de los

diodos emisores de luz.

Las restricciones eran las siguientes:

El decodificador utilizado o sea el MSD 101 está en capacidad de

- 117

suministrar un promedio de 6 a 7)5 A como máximo por segmento.

En cambio el indicador de 7 segmentos MAN 4 necesita un

promedio de 10- mA por segmento y como hemos utilizado el sistema

de operación pulsada se necesita 4 "veces más esta corriente j'puesto

que los indicadores están conectados en forma paralela.

Para solucionar este problema se utilizó el circuito indi-

cado en la Fig*( 4-38) para cada segmento.

\OS

Se calcula q.ue la resistencia del transistor de salida del

MSD 101 es 550jCX¡ya que provee al rededor de 4 a 6 mA por segmento,

En la base del transistor SN 3704 tenemos el voltaje nomi-

nal de salida del decodif icador q.ue es 1,7 V

V,, « 5V - 6mA 550 • « ] L—

Y

- 118

Necesitamos una caída de voltaje de 2,8 Y ésto es, necesi-

tamos 2, 2V en el extremo del colector y además se necesita de 30 a

34 mA a tierra. •

5V - 2,2Y = 2,8 Y de caída

para que circulen 34 *aA *= la resistencia de carga debería ser

RL " 34 A * ^-

Lógicamente este problema se puede evitar si se dispone de

un decodificador apropiado para-el sistema de operación pulsada-

Tal es el caso del circuito integrado MSD 102 que está en capaci-

dad de suministrar hasta 60 raA por segmento„ Pero lamentablemente

éate no estaba a nuestra disposición,

4.6.4-. Reloj del Sistema.-

Previa la presentación del sistema digital completo es ne-

cesario hablar del reloj del sistema general.

Del análisis realizado en el convertidor A/D de doble rampa

hemos visto que el reloj debe tener una precisión relativa, pero

que debe ser estable durante el tiempo de medición, ésto es, el tiem-

po T.J y T , en la sección 4.2, del C A/D Fig. (4-6)

De las múltiples selecciones para la obtención del reloj,

que van desde la construcción de un oscilador de baja frecuencia7a

la utilización de un cristal oscilador, y luego utilizar un

"Schmitt Trigger" para obtener onda cuadrada hemos preferido uti-

- 119

.lizar un reloj mucho más sencillo., en su diseño y construcción,

ésto es utilizar directamente un "Schmitt Trigger" y hacerlo osci-

lar mediante la carga y descarga de un condensador.

El circuito utilizado es el siguiente; Fig.(4-39),

- El circuito se activa así mismo y tiene un amplio rango de

frecuencia, mediante la variación de los valores de resistencia y

capacidad.

Funciona de la siguiente manera:

Inicialmente el condensador está descargado (o) lógico ,y la salida

del "Schmitt Trigger" es 1 lógico. Se carga entonces el condensa-

dor con el voltaje (YCC

donde V.,-, es el voltaje "base emisor.bilí

del transistor de entrada del "Schmitt Trigger" a través de la re-

sistencia R, hasta o_ue se alcanza el voltaje límite superior, apro-

ximadamente 4 V con lo que se tiene el condensador cargado con un 1

lógico, este 1 lógico a la entrada del "Schmitt Trigger" da oomo

salida un O lógico y el condensador se descarga hasta el nivel de

- 120

voltaje mínimo 0,2 V a 0,4 Y por la resistencia R y el ciclo se re-

pite,,

La longitud del ciclo no es simétrico debido a resistencias

internas en el circuito del "Schmitt Trigger".

Para nuestro caso concreto se necesita un ciclo simétrico

en el reloj, para lo cual se utilisa una modificación ael circuito

anterior, para conseguir que la relación de carga a descarga-del

condensador sea constante,

La modificación consiste en la introducción de otra resis-

tencia de realimentación y un diodo en paralelo con la resistencia

R. El circuito se indica en la Fig.( 4-40)

4—o

(4- 4o) cí e culto T>&\o J

La determinación de esta condición de simetría para una

frecuencia de 10 KHz se hizo experimentalrnente fijando el valor de

C a 0,22 F. Los valores para los elementos restantes son los

- 121

siguientes:

C = 0,22/ií1

• R1 = 340 -^ .

R2 - 680^-

Para dar mayor versatilidad el circuito del reloj hemos

conectado éste al circuito integrado SH 7400 que tiene 4 compuer-

tas HMD de dos entradas a las q.ue se las hace trabajar como in-

versores . Esto tiene por objeto tener varios puntos de donde ob-

tener el reloj? de esta manera el reloj puede manejar varias com-

puertas a la vez, de acuerdo a las necesidades, El circuito uti-

lizado es el que se indica en la Fig0( 4-41)

74. i a

TIG (4-4-0

su 74-00

.1 C

Hemos cubierto de esta manera todas las necesidades del sis-

tema digital.

En el capítulo siguiente se da un esquema general de la ló-

gica, así como un detalle minucioso del circuito y la forma de loca-

lizar cada uno de los circuitos integrados y debías elementos.

C í A P ^ C T I F L O V

CONSTRUCCIÓN Y EXPERIMENTACIÓN

5.1.. COORDINACIÓN GEN3RAL DEL SISTEMA

Hasta este momento hemos tratado cada parte del equipo en

forma aislada, así como lo hemos diseñado y construido; es ahora el

momento de explicar la unificación del sistema.

Como primera cosa debemos determinar cada qué tiempo se toma-

rá una nueva muestra de temperatiira. Se concluyó que esta relación

de repetición sea 1 seg. Se utiliza para este efecto un oscilador

cuya frecuencia de oscilación es un pulso por seg. Así como el re-

loj central del sistema consiste de un "Schmitt Trigger" al cual

hacernos oscilar con la carga y descarga de un condensador; para el

oscilador de 1 seg» se utiliza también un "Schmitt Trigger11, pero

para que oscile a una frecuencia tan baja, se hizo la siguiente mo-

dificación en su circuito básico, Fig, (5-l)=

El transistor introducido como modificación del circuito tie-

ne por objeto el permitir el uso de una resistencia tan grande como

10 Kri. para realimentación del "Schmitt Trigger". y evita el uso de

un condensador más grande, ya que los valores de resistencias per-

mitidos están entre los 300_TL a los 1000 -O-.

- 123

La resistencia de 470.0- permite mantener el nivel a la entra-

da del "Schmitt Trigger" inferior a los 0,8 y que es el voltaje

límite permitido para el nivel O lógico. -

$=15; V

E E:OJ

-Esta señal de repetición cada segundo, debe realizar varias

funciones como son: Regresar la lógica del sistema de conmutador

del convertidor analógico a digital a su posición original para

que conecte nuevamente al integrador la señal analógica del sensor;

debe también dar la señal de inicio al sistema y colocar al conta-

- 124

dor en la posción inicial de 2.400 pulsos»

Veamos como se genera el pulso de carga "Load" para conseguir

el estado inicial del contador a 2-400 pulsos.

El sistema utiliza un almacenador del tipo R - S llamado

"Latch" y un Flip-Flop del tipo J - K al que llamaremos F-í1 L, arre-

glados de acuerdo al diagrama de la Fig*(5-2)

La entrada R del "Latch" está acoplada al pulso de 1 seg. a

través de un condensador de 1000 pí1 con una resistencia de 5,6'Kn.a

' i *-

125

tierra para su descarga; el objeto es que, con la llegada del pul-

so de 1 seg. el condensador aplique momentáneamente un O lógico a

la entrada R. Las salidas Q y Q están acopladas a las entradas

J - K del F~F L respectivamente.

La entrada del reloj del F-F L está acoplada al reloj gene-

ral del sistema de 10 KHz a través de un inversor, con el o"bjeto de

causar la demora de 1 ciclo al pulso de carga "Load" con respecto

al reloj general del sistema que va al contador.

La razón para ésto es que, para llevar al contador al estado

inicial, se de"be cumplir que la señal de carga "Load" sea momentá-

neamente baja (cero lógico) cuando el reloj de_10 KHz tenga un 1

lógico; la Fig.(f>-3) muestra el diagrama de tiempo correspondiente.

. yeamos con la ayuda de los diagramas lógicos de las entradas

y salidas del "Latch" R - S y del F-F L la secuencia para producir

el pulso carga "Load".

Asumamos como punto de referencia el- punto medio del pulso de

• • - 126

duración 1 seg. Fig- (5~4) en que sabemos que tanto éste como el

pulso "Load tienen el estado lógico 1, como se indica en la parte

(a) del cuadro de estados lógicos del "Latch" del tipo R - S.

-f-

ESTADOS LÓGICOS DE "LATCH"

DEL TIPO R - S

R

a

b

c

d

1

0

1

1

1

1

0

1

0

10

0

10

11

ESTADOS LÓGICOS DEL

FLIP-FLOP L .

K Q.

a

b

c

d

0

1

0

0

10

11

0

10

0

10

11

b) es el estado a la llegada del pulso 1 seg. a través del conden-

sador,

c) es el estado después de 1 ciclo del reloj de 10 KHz invertido.

d) es el regreso al estado inicial.

Veamos cómo .funciona la lógica que encuentra el conteo de

3.400 pulsos y como se genera los niveles de lógica que hacen la

conmutación de la señal analógica del sensor al voltaje de refe-

rencia.

- 127

Para la lógica que encuentra el conteo de 3-400 pulsos se utiliza

una compuerta KAKB (M) de 3 entradas (circuito integrado SK 7410);

estas entradas vienen de las salidas Q. = 1 y CL, = 2 del contadorA ti

ÍÍQ 4 y la salida Q_ = 4 del contador HQ 3- La- salida de esta com-u

puerta NA1ÍD va la entrada R del almacenador "Latch" del tipo E - S

(V2 circuito integrado SN 7400), La entrada S está conectada a la

salida Q del F-F L del cual se obtiene el pulso de carga "Load",

El circuito está indicado en la Fig.(5-5)

El circuito debe funcionar de la siguiente manera: Con la

llegada del pulso N9 3-400 la compuerta MAWD (M) cambia de un ni-

vel 1 a.un O lógico, lo que hace que la salida Q del "Latch11 cam-

bie de un 1 a O lógico, momento en el cual se debe hacer el cambio

de las señales; la salida Q del "Latch" debe permanecer en estado

lógico O hasta que se inicie nuevamente el proceso.

- 128

Esquema lógico del Sistema de

Carasio de Señales

Al Pulso M E Q Q

a

b

c

d

e

f

5-500al se/?.

al inicio2.400

2.401

3» 400

3.500

1

1

1

1

0

1

11

1

10

1

10

0

111

10

0

0

11

0

1

1

10

0

Estados Lógicos del "Laten" del Tipo R - S

R S , Q

0

0

11

0

10

1

1+10

1+0

1

Estados no permitidos puestoque se define que Q es inverso de Q,

La Interpretación del .esquema lógico sería la siguiente:

a) Se asume el inicio a 3-500 por ser un punto en que se conoce

que la salida de M es 1 y el pulso de carga "Load" está en

nivel 1 lógico,

b) Con la llegada .del pulso de 1 seg. el pulso de carga cambia a

un O lógico., correspondiente la entrada S también.

- 129

c) Lo mismo q.ue b

d) Al pulso 2401 se aoa"ba el pulso de carga "Load" y S regresa al

estado 1, pero la salida Q del "Latch" no cambia.

e) Al pulso 3.400 la salida de M. = O y la salida del "Latch" Q, = O

v se realiza el cambio.

130

Es decir no hay cambio hasta los 3-400 pulsos en que se repi-

te el ciclo y puesto que la salida del "Laten" R - S Q = 1 en el

sistema del conmutador del C A/D se tiene un nivel 1 lógico en la

"base del transistor 2K 1500 lo que causa que la señal del-sensor

esté conectada y al llegar el contador a 3-400 pulsos la salida del

"Laten" R - S Q = O lo que causa el cambio de señales al voltaje

de referencia, en donde permanece hasta el nuevo inicio de la se-

cuencia con el "Preset" a 2.400 y la señal de carga "Load".

Se debe recordar que cuando el transistor Q_ no conduce, Q-

tampoco conduce y existe transferencia de la señal del sensor,

¿ itpuesto que los "FETs" del tipo n utilizados necesitan un voltaje '

positivo en la entrada "GATE".

5.2. DETALLES DE CONSTRUCCIÓN

En este punto es necesario hacer incapié en algTinos de los

problemas que tuvieran que ser resueltos en el diseño y la construc-

ción del aparato,

Uno de ellos fue el hecho de tener incompatibilidad entre el

decodificador MCD 101 y los indicadores MAN 4 en el sistema del

dispositivo de indicación óptica, pues el decodificador tenía pro-

visión de poca corriente, al rededor de 6,5 mA por segmento, y los

indicadores, por estar en paralelo, necesitan 40 m-^ por segmento„

Este problema fue resuelto mediante la utilización de 7 transiste-

res 2ÍÍ 3704 para suplir la corriente necesaria a los indicadores*

Otro problema que se de"be mencionar tiene q_ue ver con la coor-

dinación general de todo el conjunto; pxies cada sección del sistema

fue tratada en forma aislada y era necesario coordinarlas, la solu-

ción se dio con la generación de pulso de duración de 1 seg» , pues

éste realiza las siguientes funciones: dar la señal de inicio del

sistema y colocar el contador en su posición inicial de 2.400 pul-

sos , mediante la generación del pulso de carga "Load" que de"be es-

tar momentáneamente en un nivel lógico O, durante un ciclo del

reloj de 10 KHz y debe regresar a su posición 1 lógico por el res-

to del tiempo de 1 sega Además es necesario regresar a la lógica

del conmutador del convertidor analógico digital a su posición

original para q.ue conecte nuevamente al integrador la señal analó-

gica del sensor.

El sistema utiliza dos tipos de fuentes de poder; una de

5 V,,n para alimentación de los circuitos integrados de la serieJ30

SK 74XX, y otra de -i- 9 a 15 n para alimentación de los amplifi-— UL

cadores operacionales en forma de- circuitos integrados de la serie

SN" 72XXf así como alimentación del sistema del conmutador del con-

vertidor A/D.

Otro problema que se presentó está relacionado con la cali-

bración del aparato, realizado en forma experimental» El sistema

a pesar de funcionar perfectamente, daba indicaciones relativamente

correctas con una variación de + 10 a 15 centésimas de grado; ade-

- 132

más ocasionalmente se presentaban estados no permitidos del con-

tador, como son los estados 10 a 15* Esto causaba una gran difi-

cultad en encontrar los puntos de calibración del sistema,

El hecho de que ocasionalmente se presenten estados no per-

mitidos del contador nos llevó a investigar la velocidad de cam-

bio del comparador en el sistema de conversión analógico digital.

Se encontró que esta velocidad de cambio era lenta, del orden de

los microsegundos en comparación con la velocidad de cambio del

contador que responde a los nanosegundos; esta baja velocidad en

el cambio del comparador causaba que en ese intervalo pasen al

contador pulsos de reloj de menor magnitud, lo que daba lecturas

erróneas en el contador -

La solución que se dio a este problema £ue aumentar esta ve-

locidad de cambio del comparador; ésto se consigue con la intro-

ducción de un "Schmitt Trigger" a la salida del comparador, con

lo cual se consigue un cambio del orden de los nanosegundos y se

llena los requerimientos de tiempo del contador.

Más adelante en este mismo capítulo se da tablas de experi-

mentación antes y después de este cambio. "

- 133

5.3- CALCULO DE LA RESIgagTCIA DE CARGA EIT LOS DISPOSITIVOS HE

COLECTOR ABIERTO

Los circuitos integrados comunes tales como, compuertas, in-

versores , decodificadoress están limitados a suplir determinada

corriente, debido a sus características internas, Esta limitación

de corriente para la mayoría de los casos es de 16 mA« Consecuen-

temente sólo pueden manejar un determinado número de compuertas u

otros dispositivos.

Para los casos en que los circuitos que deben ser manejados

por su número requieren corrientes superiores a los 16 mA« se uti-

liza los dispositivos de colector abierto» Estos circuitos inte-

grados utilizan una resistencia de carga R, entre su salida y la

fuente de poder + 5V<.

Esta resistencia depende de los valores de los estados lógi-

cos que se requiere-a la salida del circuito integrado; esto sig-

nifica que se debe hallar un valor IL máximo para asegurar que la

salida sea igual o mayor que YQH 2,4V para el estado 1 lógico.

Para el estado O lógico se debe hallar un valor R, mínimo

que asegure que el voltaje de salida no sea mayor que VQT 0,4 V.

El valor de esta resistencia se deriva de la expresión:

RL XRL

-r es el voltaje en la resistencia RT y I,,T -'es la corrienteRL Jj KL

134

a través de R.L'

La Fig. (5-7) muestra el caso para salida 1 lóg-ico y las co-

rrientes que. deben ser consideradas.• Se necesita una caída máxi-

de 2,6 V en IL , puesto que 2,4 Y es el .mínimo para asegurarma

el nivel 1 lógico.

TTL

O:

D>Tm

ItH

Tari

"TM c cA lcul

La corriente por IL está compuesta por la .corriente haciaJj

las cargas y la corriente hacia el transistor de salida

estos valores de IT-Lü

y I están especificados para cada cir-"OH

cuito integrado y tienen los valores de 250/¿A y 40/^A respectiva-

mente.

n, = Es el número de compuertas conectadas,

ls = Es el número de cargas

Cálculo

R jnax * =.uVeo - OH requerido

I,OH -f W IIE

5-V - 2,4 V

4. 250 A A- + 3- 40/A

2,6 y

((1 + C

2,6

1,12

- 135

2,321

La I?ig.(5~8) muestra el caso para el nivel lógico cero,

en el que se calcula el valor mínimo que puede tener fí, , La co-

rriente por fL y las compuertas de carga de"be ser ahora limitada

Vcc

*U

S*o—£

-O-C

Vtt.0—£

Da.

= Ifc -vn J

a la máxima capacidad de corriente de un transistor de salida,

igual a 16 mA, de tal manera que si hay varias compuertas interco

nectadas, la corriente oor RT debe ser compartida por los transis-b

tores de salida en paralelo.

I = máxima capacidad de corriente de unasalida prendida = 16 mA

H - número de cargas

Cálculo._ TrtT requeridoVcc - OL

.Capacidad de corriente - corriente máx,de las cargas.

5,0 - 0,4 V_

? 6mA -3 « 1,6mA

4,6 Y

l6mA- 4

12,2

- 410 CL_

Para nuestro caso el valor utilizado para el cálculo de R_min.

en el circuito integrado SN 7415& íue 470

137

5.4- DISPOSICIÓN DE LOS APARATOS•-

En lo posible se ha tratado de seguir una distribución lógi-

ca; se ha dividido a todo en dos bloqxies. El bloque I, llamado

Superior consta de los sistemas del sensor y del convertidor ana-

lógico digital. El bloque II llamado Inferior corresponde al sis-

tema digital únicamente.

A continuación se da un esquema de esta distribución y la

lista de elementos correspondientes a cada bloque. Pig. (5-9)

Lista de Elementos.-

Q 101

Q 102

Q 103

Q, 104

G 100

C 110

C'120

c 130

AO 10

ÁO 20

AO 30

AO 40

H 100

w noÍT 120

"JTJST"

Transistor

Condensador

Circuito Integrado

V4

V3

¥4

2N 3823

2N 3823

2N 3704

2N 3704

2H 1500

2H 3704

10 /* F

1000 p P

150 ¿¿ P

0,2 ¿í 3T

SN 72741

Sí? 72741

Síí 72741

S1T 72741

SN 7400

SH 7410

SiT 7400

ce. n

CE

A-G

SI3

-

rH N T

I H CO

- 139

SO? 2

51-!1 C

GR 10

CR 11

CR 12

CR 13

GR 14

R 50

R 51

R 52

R 53R 54

R 55R 56

R 57R 58

R 59

R 60

H 61

R 62

R 63

R 64

R 65

R 66

R 6?

H 68

R 69

R 70

R 71

R 72

R 73

Circuito Integrado

Diodo

2 3,6V

z 5,iv

Resistencia

SK 7413

Stf 7470

1H 4003

1N 4003 ,

1IT 38

1N 407 A

1H 409 A

10 KJC1

10 K n

500 Kn-

220 xx

330 -ex

5.6 K n10 K rx

470 K £X

100 ÍTL

5,6 KCX

2.7 Knl K jn.

1,8 K n

1 Kr\2 K n

2,2 KjTL

27 KCL

' i K _ni K n

5,6 K n2,2 K_ci

2,2 KO.

200 K O.

200 K O.

140

R 74R 75

P 1

P 2

Resistencia

Potenciómetro

12 KA.

5,7 Kn

5 K n

560 a*

A continuación se da el esquema y la lista de elementos ¿el "blo-

que Inferior,

Lista de Elementos.-

G 10

C 20

c 30C 40

A 1

B 1

C 1

D 1

3J 10

K 20

K 30

ir 40

ir 50

D 10

D 20

N 60

P-1T A

Contadores "BCD1

Circuito Integrado

7470

rH H

1.c

s>-

\£i

, . i

1 * tt

09 N

U tA * H

roÍB

-^

núi

1S

J

1 —

( *?

23

| —

IV

0\

J-,

oí,

\<X

142

Q. 10

Q 20

Q 50

Q, 40

Q 1

Q 2

Q 3

Q 4

Q 5

Q 6

Q 7

C 60

CR 1

R 1

R 2

R 3

R 4

R 5R 6

R 7

R 8

R 9

R 10

R 11

R 13

R 14

R 15

R 16

Circuito Integrado

Transistor

Condensador

Diodo

Resistencia

u

ti

t i

u

u

SH 7470

28 356821? 3568

2N 3568 .

2N 3568

2K 3704

2H 3704

2K 3704

2ir 37042Ií 3704

2N 3704

21T 3704

0,22 y

1H 38

II

ti

II

II

u

u

ti

ti

470 n.470 n470 n

470 n

47o n470 rv470 rx470 ri

- 143

R 1? Resistencia 330 n

H 18 n • 330n

R 19 " 330 n

R 20 " . 330XX

R 21 . " , 330 A.

R 22 ' " 220 -O-

R 23 " 220 rvR 24 • . u . 220 r\ 25 " 220 XI

R 26 " 100 n

R 27 " 58o rvR 28 " 240 £X

5.5- CALIBRACIÓN DEL APARATO

El rango de aplicación de nuestro sistema digital correspon-

de a las temperaturas clínicas de 34 C a 44 C* estos puntos extre-

mos nos servirán para la calibración del aparato, Esto se consi-

gue de la siguiente manera:

El punto inferior correspondiente a los 34jOO C es el punto

cero para el cual la salida del amplificador diferencial del sensor

cambia sus niveles de salida de un nivel positivo para temperatu-

ras menores q.ue 34 C a un nivel negativo para temperatxiras superio-

res a los 34 G. Gualouier ajuste necesario en este punto se lo

consigue con la variación del voltaje E (sección 3) cuyos valoresc

- 144

se controla con el potenciómetro Pp.

El otro punto de calibración corresponde a los 44 C, éste se

consigue con la variación de la señal de salida del sensor que es

dependiente del voltaje Ein aplicado al mismo, de tal manera que

una ligera variación de Ein da en el sensor una salida tal, que sea

capas de llegar a los 44 G» Esto se consigue con la variación del

potenciómetro P.. , De esta manera existe una relación directa en-

tre los dos puntos extremos de la calibración.

5.6. EXPERIMENTACIÓN

A medida que se realizaba la calibración del sistema se fue-

ron realizando experimentos para comprobar su exactitud y su linea-

lidad. Los resultados de estos experimentos se presentan en los

siguientes cuadros:

El primer, cuadro (5-6-a) corresponde a la indicación del ter-

mócupla de la "Gasa Simpson".

El segundo cuadro (5-6-b) corresponde a una comparación con

un termómetro clínico común.

El tercer cuadro (5~6-c) corresponde a una comparación con un

termómetro clínico en el punto de mejor calibración, antes de la

introducción del "Schmitt Trigger",

El cuarto cuadro (5-6-d) corresponde a un primer ajuste de

calibración luego de la introducción-del "Schmitt Trigger",

145

El quinto cuadro (5-6-e) corresponde a un ajuste final*

COMPARACIÓN CON TERKOCUPLA

T. TERMO -

CITPLA

44,00

42,80

40,50

40,00•39,5038,00

36,0037,0035,00

TEMPERATURA INDICADA .

43,5941,7739,4039,0938,3537,0034,9236,1934,12

•

43,5141 • 7239,28

39,0838,3537,0035,02.36,2034,13

c tr A

COMPARACIÓN CON

TERMÓ-

METRO

43.00

42,00

41,50

40,0039,5038,00

37,0036,5035,0034,00

43,5141,4139,4539,0938,3337,0734,9436,2134,19

D R 0

43,5741,5839,3639,0938,3737,0234,9736,2334,14

(5-6-a)

43,5241,1039,2539,1338,3337,02 '34,9936,2134,21

PROME-

DIO

43,5341,5639,3539,0538,3337,0134,9936,1834,15

TERMÓMETRO CLÍNICO

TEMPERATURA INDICADA

42,61

41,71

41,03

39,70

39,0137,62

36,7736,1134,7534,04

42 ,6741,71

. 41,1039,7039,0137,5736,8036,0?34,7934,05

42,69

41,72

41,1039,7238,9537,5936,7436,0734,82'34,08

42,6841,7041,12

39,7239,0637,6036,7636,0934,7834,10

42,6341,6941,0739,69 .39,0937,6?36,74

-36,0934,7834,07

PROME-

DIO

42,66

41,68

41,05

39,68

39,0637,5836,7436,0834,7834,05

C U A D R O (5-6-b)

- 146

COMPARACIÓN COK TERMÓMETRO CLÍNICO ANTES DE LA

INTRODUCCIÓN DEL "SCHMITT TRIGGER"

TermómetroClinico

44,9P44,8044,6044,1043,5045,0042,5042,0041,5041,0040,5040,0039,20.39,0038,5038,00

37,5037,0036,80

36,4036,0035,5035,oo34,5034,3034,00

Temperatura

45,80

44,70

45,7045,0544,6443,9043,1242,9542,3742,00

41,5540,82

39,4039,2039,01.38,24

37,8537,1236,8336,55

• 36,1135,6335,0334,6534,3134,03

45,6344,7045,6545,4544,5543,8043,1542,9942,5542,0541,4940,8339,7039,1339,1238,25

37,8437,3036,8336,6236,1935,6235,1234,5134,3134,12

Indicada

45,80

44,6045,8045,3344,6043,88

43,1342,82

42,3842,1141,2940,8339,5039,0539,0538,2437,9037,4036,9136,9536,0535,5035,0734,5934,2934,15

45,9044,6545,8145,2?44,6243,8243,1042,7242,3642,11

41,2140,9039,4039,1739,1138,22

37,7937,2336,8136,8936,1335,3535,0434,5034,3034,11

C U A D R O -(5-6-o)

- 147

COMPARACIÓN CON TERMÓMETRO CLÍNICO DESPUÉS DS LA

INTRODUCCIÓN DEL "SCHMITT TRIGGER"

TermómetroClínico

43,20

43,00

42,90

42,80

42,60

42,50

42,40

42,20

42,00

41 , 9041,80

41,6041,4041,3041,20

41,1041,0040 , 9040,80

40,6040,4040 , 20

40,0039,8039,6039,5039,30

Temperatura

43,5543,3043,1343 0342,82

42,7242,58

42,3942,21

42,08

42,02

41,7841,52

41,41

41,30

41,20

41,09

41,0040,8940,6940,4740,2640,0639,8439,6339,5439,34

43,5543,28

' 43,1343,0142,81

42,7142,5742,38

42,20

42,0742,01

41,7641,5141,4041,2941,1941,0840,9940,8840,6740,4640,2640,0639,8439,6339,5339,33

Indicada

43,5443,2743,1142,9942,8042,7042,5642,3742,194¿,0641,9941,7541,5041,3941,2841,1741,0740,9940,8640,6640,4640,2540,0539,8339,6239,5339,32

43,5443,2543,1042,9942,7942,6942,5542,3642,18

42,0541,9841,7441,4941,3941,2741,1741,0640,9840,8640,6540,4540,2440,0439,82

39,6139,5239,31

- 148

TermómetroClínico

39,20

39,1039,0038,80

38,60

38,20

38,00

37,8037,6037,4037,2037,0036,8036,6036,4036,2036,0035,8035,4035,2035,0034,9034,8034,5034,4034,1034,00

Temperatura Indicada

39,19

39,1039,0038,8238,6438,2438,06

37,8537,5837,4437,2437,0036,8136,6536,4436,1836,05

: ' 35,7935,3635,2335,0334,88

34,8034,5034,4334,1334,08

39,1839,0839,0038,82

38,6438,2338,05

37,8437,5737,4337,24 .36,9936,8236,6436,4336,1736,0435,7835,3535,22

35,0334,88

34,79.34,5034,4334,1234,06

39,1739,0738,9938,81

38,6338,2238,0437,82

37,5637,4337,2336,9936,8036,6336,4236,1636,0435,7635,3535,22

35,0234,8734,7934,4934,4234,1234,06

39,1639,0638,9938,80

38,62

38,21

38,03

57,8137,5537,4237,2236,9736,7936,6336,4136,1636,0235,7435,3435,2135,0134,8634,7834,4o34,4134,1234,o6

C U A D R O (5-6-d)

149

.COMPARACIÓN CON TERMÓMETRO CLÍNICO

AJUSTE FINAL

TermómetroClínico

43,4043,20

43,0042 , 80

42,60

42,40

42,20

42,00

41,80

41,60

41,40

41,20

41,00

40,80

40 , 6o40,40

40,20

40,00

39,8039,60

Temperatura Indicada

43,5543,3443,1242,9142,7042,49,42,2942,08

41,88

41,6?

41,46

41,26

41,06

40,8540,6540,4540,2540,05

39,8439,64

34.5443,3343,1142,9042,6942,4842,2842,07 '41,8?41,6641,4541,2541,0540,8540,6440,4440,2440,0639,8339,63

43,5243,3243,1042,8842,68

42,4742,2742,0641,8741,6741,4441,2541,0540,8440,6340,4340,2340,0439,82

39,62

43,5143,3143,0942,8842,6?42,4642,27.42,05 .41,86

41,6441,4341,2341,0440,83 '40,6240,4340,22

40,0339,8139,62

C U A D R O (5~ó-e).

Los valores d-e la temperatura indicada a partir de los 39r60 C del

termómetro clínico común, fueron los mismos indicados en el cuadro

anterior (5-6-d) .

- 150

5,7- ANÁLISIS SS LOS RESULTADOS -

Un análisis del primer cuadro presentado (5-6-a) nos lleva

a concluir que el sistema da lecturas de temperatura erróneas con

una diferencia de indicación con la termocupla de í 1 C sobretodo

en las temperaturas superiores a los 40 C, luego disminuye esta

diferencia a medida que se acerca al extremo inferior correspon-

diente al punto de calibración de 34 C. Además las lecturas no

son estables, existiendo entre ellas una diferencia de hasta + 10

a 15 centesimos de grado.

El análisis del cuadro (5-6-b); comparación con un termómetro

clínico, nos da una diferencia en la indicación de aproximadamente

0,5 C en los rangos superiores a los 40 C, para ir disminuyendo con-

forme se acerca a los 34 C, así mismo existe una variación en la

lectura de +_ 10 centesimos de grado.

El cuadro (5-6-c) muestra una ligera diferencia acercándose

sus valores más a la realidad, pero existe todavía una diferencia

en la indicación de j- 10 centesimos de grado.

El cuadro (5-6-d) muestra indicaciones de temperatura luego

de haber incluido el "Schmitt Trigger" a la salida del comparador.

Aquí las variaciones de indicación de temperatura son pequeñas del

orden de los ¿ 5 centesimos de grado o menos. Pero en las lecturas

de los 44 C a los 39 C existe todavía una diferencia con la indi-

cación real. Pero esta diferencia ae debe a un ajuste de la cali-

bración en los-puntos superiores.

- 151

Resumiendo se puede decir que la calibración resultaba suma-

mente difícil antes de la introducción del "Schmitt Trigger11 en

el circuito del comparador. Pero una vez hecho ésto los resulta-

dos son satisfactorios,

Las cuatro columnas "bajo el título de "Temperatura Indicada"

en los cuadros anteriores corresponden a cuatro lecturas consecu-

tivas, ésto es a cuatro pulsos del reloj de "1 seg." Puede notar-

se en el cuadro (5-6-e) que la variación en la lectura correspon-

diente a cada columna indica una constante y uniforme disminución

en la temperatura del medio de prueba, la misma que se debe al en-

friamiento de dicho medio,

Sin embargo, de un análisis del mismo cuadro se desprende

que tanto el sistema de conversión analógica-digital como el siste-

ma digital propiamente dicho exhiben características de gran esta-

bilidad y precisión. Debe anotarse por último que las lecturas

correspondientes al termómetro clínico común fueron simples apre-

ciaciones ópticas con precisión no mayor que las décimas de grado.

.APLICACIONES CONCLUSIONES Y MÉRITOS DEL SISTEMA

6,1. CONCLUSIONES

En la introducción y en el capítulo I de este trabajo había-a

mos planteado las necesidades, requerimientos y características

de nuestro sistema digital,

Veamos ahora cómo el sistema cumple con. estos requerimientos.

Habíamos planteado la necesidad de mayor precisión; el sistema da

indicaciones de hasta los centesimos de grado con una precisión de

+ 5 centesimos.

El rango de aplicación es el establecido para temperaturas

clínicas de 34 C a 44 C Oon respecto a la linealidad se puede decir

que el sistema es totalmente lineal hasta los 40 C y luego presen-

ta una desviación progresiva hasta de 15 centesimos a los 44 C; tem-

peratura a la que, por otra parte, una desviación como la antes

mencionada tiene paca trascendencia desde el punto de vista clíni-

co.

El tiempo de reacción del sensor, medido en forma experimental

es 5 6 seg, para dar el 63$ de la indicación final, tardándose

al rededor de 10 a 12 seg, para lograr esta indicación.

El tamaño del equipo es lo más pequeño posible,.considerando

- 153

qiie se trata de un modelo experimental.

El equipo es de gran durabilidad, la misma que está limita-

da por la vida de los circuitos integrados. Además de acuerdo

a la forma de construcción el hecho de haber utilizado sócalos

para los circuitos integrados permite que éstos puedan ser reem-

plazados fácilmente, en el caso, poco común que alguno se dañe,

Con respecto al precio se hará un análisis detallado de

costos al final del capítulo. Con relación al sensor se debe ex-

plicar que éste mostraba ligeras variaciones en su comportamiento

cuando estaba sometido a un medio líquido, como el agua, no así

para el aceite en que se hizo la calibración final.

De esta manera se recomendaría para una futura aplicación del

sistema, la utilización del mismo modelo de sensor, pero recubierto

de una capa protectora de teflón modelo íffl 44212 de la casa Y,SaIft

El sistema del convertidor analógico a digital así como el

sistema digital en sí cumplen a cabalidad la función para la cual

fueron diseñados, sobretodo tomando en cuenta las limitaciones de

material en circuitos integrados y de equipo.

6.1,1, Conclusiones para una Aplicación Industrial.-

En el análisis de las conclusiones es necesario mencionar

además los cambios que se debería hacer en el sistema para roía

posible aplicación industrial. Como se ha mencionado anteriormente,

- 154

tanto para el diseño .como para la construcción del equipo? hemos

estado limitados a la utilización de elementos a nuestra dispo-

sición, como son circuitos integrados, transistores,etc., tal es

el caso del decodificador de "BCD" a 7 segmentos MSB 101, que te-

nía limitación de corriente, cuyo problema se hubiera solucionado

con la utilización del decodificador modelo MSD 102, .

Otra limitación tiene que ver con el consumo de corriente de

todo el sistema, (aproximadamente 600 mA) debido a la utilización

de los 7 transistores a -la salida del decodificador para proveer

la corriente necesaria a los indicadores y el hecho de que se usa-

ron circuitos integrados normales de la serie S1T 74. Si se utili-

za circuitos integrados de la serie SN 74 L se podría reducir el •

consumo de corriente por lo menos en una tercera parte.

Otra modificación que se podría introducir es un cambio en

las partes del. sistema que pone al contador en su posición inicial

y la lógica que encuentra el conteo de 3-400 pulsos para ampliar el

rango de medición, si esto sirve para alguna aplicación del termó-

metro distinta a la aquí propuesta,,

6.2. Otras Aplicaciones desde el punto de Vista Médico Práctico.-

Hemos hecho hasta aquí el análisis para el diseño y construc-

cción de una unidad del termómetro, veamos cómo_ sería el análisis

para el caso de un hospital relativamente grande en el que se ne-

- 155

cesita indicaciones de'temperatura de muchos pacientes.

Una solución podría ser, tener un equipo de indicación de

temperatura individual para cada uno, pero esta solución no es co-

rrecta, puesto que si bien el • costo por unidad de estos termómetros

es relativamente "bajo; en grandes cantidades, el costo total de ese

número de unidades sería elevado y estaría fuera de cualquier presu-

puesto. Se ve entonces la necesidad de encontrar una solución para

este problema.

Una solución es, tener una sala en el hospital en la que estén

colocados en un panel, indicadores de temperatura correspondientes a

cada paciente, y dotar a cada habitación con las conexiones necesa-

rias; ésto es una línea que conecte la habitación del paciente con

la sala central. El problema consiste entonces en decidir en que

punto del circuito del termómetro se debe hacer un corte para esti-

rar, podríamos decir, las conexiones entre la sala del paciente y

el sitio en donde están localizados los indicadores.

Recordemos el sistema en bloques del conjunto general.

SENSOR,-»

^MPlÍHCADOR" c orí V ER.TI DOR.

A H A ! O G Í C O

D Í G I T A i.

CON JUMTO

D ( s i r A |

TN oí CA,

DORES

• . -156

El sistema no puede ser cortado entre el sensor y el amplifi-

cador, para evitar la introducción de señales de ruido que sean lue-

go amplificadas con el consiguiente deterioro de la señal original;

por la misma razón tampoco se podría hacer el corte entre el ampli-

ficador y el convertidor analógico digital,, Queda pues como solu-

ción el hecho de hacer el corte entre el convertidor analógico digi-

tal y el indicador, puesto que del C A/D salen pulsos proporcionales

a la temperatura, estos pulsos son indiferentes a las señales de

ruido presentes en el ambiente y su calidad no necesita ser excelen-

te, puesto que el hecho de que sean de menor amplitud no es tan im-

portante , siempre y cuando la presencia o ausencia de ellos sea de-

tectada,

Pero un análisis económico de esta solución nos lleva a con-

cluir que se puede sacrificar un poco en la calidad de la señal ana-

lógica y realizar el corte entre el amplificador y el C A/D? siempre

y cuando se tomen las precauciones necesarias para evitar la intro-

ducción de ruido mediante la utilización de cable coaxial*

Para lecturas individuales y esporádicas de temperatura se po-

dría disponer de algunas unidades completas de termómetros, aparte

desde Ixiego del sistema general.

Se podría pensar como otra solución tener menor número de in-

dicadores y utilizar el.método de operación, pulsada para la indica-

ción de la temperatura de varios pacientes en el mismo indicador;

tomando en cuenta intervalos mayores de tiempo y un código especial

- 157

para cada indicación*

6.3. MÉRITOS DEL SISTEMA

Los méritos del sistema se derivan directamente de las con-

clusiones del conjunto en general, puesto que éste cumple satis-

factoriamente las metas propuestas.

Estaría por demás hacer un recuento de la velocidad con que

se hace la medición, la precisión, la linealidad, la conflabilidad

y lo que se supone será la duración del sistema.

Pero no estaría completo este trabajo sino se hace un análi-

sis de los costos que la construcción del termómetro ha requerido,

sobre todo para el caso de una posible aplicación industrial„

Sin tomar en cuenta el trabajo mismo de construirlo que sería

lo que llamamos mano de obra, así como las horas hombre empleadas

en su diseño y experimentación; pues ésto está fuera del alcance de

este trabajo, su costo se podría resumir al pr-ecio de los materiales

utilizados. Hagamos una lista de los materiales, dividiéndolos en

dos categorías, aquellas adquiridos en el mercado internacional y

aquellos adquiridos en el mercado local. Las consideraciones de im-

puestos se hará sólo para aquellos adquiridos en el mercado interna-

cional.

La lista comprende! cantidad, denominación, número de serie,

procedencia en la fabricación y su costo en U.S. dólares.

— ? — — - z- *LISTA DE MATERIALES UTILIZADOS - ..

• C ant .

1

4

4

7

2

1

3

1

i

2

1

4

4

10

2

1

2^

1

1

1

1 Denominación

Sensor

Amplificador Operacional

Contador BCD

Compuertas NAND

Compuertas NAKD

Decodif icador BCD a7 Segmentos

Flip-Flop. del tipo J-K

Decodif icador de 2 a 4líneas

Compuerta NAKD

Schmitt Trigger

Compuerta NÁND .

Indicadores

Transistores NPK

Transistores KPN

FET

Transistor PNP

Diodo

Diodo

Diodo

Diodo

. i NQSerie

42202

SK 72741

SK 74170

SK 7400.

SK 7420

MSD 101

SN 7470

SK 74156

SK 7401

SN 7413

SK 7410 •

MAN 4

2K 3568

2K 3704

2K 3823

2K 1500

1K 38

1K 4003

1K 704

1K 5231

• Fabri-cante

Y.S.Ii

T.I.I.

T.I.I,

T.I.I,

T.I.I.

Monsanto

OM.I.

OM.I.

T.I.I.

T.1,1,

T.'I.I

Monsanto

C.D.D.

T.I.I.

T.I.I,

ETCO

~ ^ —

-"

CostoDólares

S '10,50

10,80

14,20

4,62

1,54

5,67

3,60

5y08

0,77

4,86

0,77

26,00

1,6o

3,60

3,00

3,90

2,00

1,00

1,00

1,00

TOTAL

- 159

El resto de materiales utilizados fueron adquiridos en el mer-

cado local y su precio no excedió los 200 Sucres„

E

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- F

Uí

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ÍJÍ

- 160

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