ramon estalella rodrÍguezdeeea.urv.cat/public/propostes/pub/pdf/2563pub.pdf · 2019. 4. 29. ·...

RAMON ESTALELLA RODRÍGUEZ

Disseny i implementació d’un corrector de factor de potencia digital

TREBALL DE FI DE GRAU

dirigit pel Prof. Enric Vidal Idiarte

Grau d’Enginyeria Electrònica Industrial i Automàtica

Tarragona

2018

ÍNDEX Ramon Estalella Rodríguez

Índex1 Introducció 7

2 Disseny de la Planta 82.1 Dimensionament de l’Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.1.1 Elecció del Nucli Magnètic per a l’Inductor . . . . . . . . . . . . . 112.1.2 Efecte Pel·licular . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132.1.3 Construcció de l’Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142.1.4 Mesura i Ajust de la Bobina . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.2 Dimensionament del Condensador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172.2.1 Temps de Hold-up . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172.2.2 Arrissat de la Tensió al Condensador . . . . . . . . . . . . . . . . . 182.2.3 Possible Sobre-pic de Tensió a l’Arrancada . . . . . . . . . . . . . 212.2.4 Elecció del Condensador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.3 Dimensionament dels Interruptors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 232.3.1 Anàlisi de les Pèrdues Màximes dels Interruptors . . . . . . . . . . 252.3.2 Elecció dels Interruptors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.3.2.1 MOSFET: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 262.3.2.2 Diode: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.4 Driver del MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272.5 Pont Complet de Díodes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 292.6 Sensat del Corrent de l’Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.6.1 Filtratge en el Sensat de Corrent de l’Inductor . . . . . . . . . . . . 332.6.2 Elecció de la Resistència de Mesura del Corrent . . . . . . . . . . . 34

2.7 Sensat de les Tensions d’Entrada i Sortida . . . . . . . . . . . . . . . . . . 342.8 Elements de Protecció . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3 Model de la Planta i Llei de Control 363.1 Discretització de la Representació General . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.2 Discretització del Convertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.3 Llei de Control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4 Simulació 384.1 Integració de Codi C al PSIM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 384.2 Simulacions amb el Llaç de Corrent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.2.1 Simulació en DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 424.2.1.1 Arrancada del Convertidor: . . . . . . . . . . . . . . . . 434.2.1.2 Pertorbacions de Càrrega en DC: . . . . . . . . . . . . . 434.2.1.3 Pertorbació de la Tensió d’Entrada: . . . . . . . . . . . . 444.2.1.4 Variació de la Consigna: . . . . . . . . . . . . . . . . . . 444.2.1.5 Detall dels Transitoris: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

4.2.2 Simulació en AC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

5 Disseny de la Placa de Circuit Imprès 495.1 Fabricació a la URV . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.1.1 Avantatges i Inconvenients de la Fabricació de PCBs a la URV . . . 505.2 Fabricació Comercial Fora de la URV . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 515.3 Soldabilitat dels Components . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

2

ÍNDEX Ramon Estalella Rodríguez

5.4 Layout de la PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 525.4.1 Càlcul de l’Amplada de les Pistes de Potència . . . . . . . . . . . . 535.4.2 Realització del Layout en Altium . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

5.5 Altium . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 595.5.1 Observacions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 595.5.2 Llibreries . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

5.6 Muntatge de la PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 605.6.1 Tècniques Considerades per al Muntatge de la PCB . . . . . . . . . 61

5.7 Fabricació Final i Muntatge de la PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 635.7.1 Elecció del Lloc de Fabricació . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 635.7.2 Aspecte de la PCB i Muntatge dels Components . . . . . . . . . . 64

6 Configuració i Programació del DSC TMS320F28335 656.1 System Control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

6.1.1 GPIO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 666.2 Rellotge i Control del Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 676.3 PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

6.3.1 Primera Configuració del Mòdul PWM . . . . . . . . . . . . . . . 686.3.2 Configuració per a Treballar amb una Referència Triangular Simètrica 706.3.3 SOC a Partir del Mòdul ePWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

6.4 Configuració de l’ADC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 726.5 Observacions Durant la Programació . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

6.5.1 Configuració dels Shadow Registers . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

7 Mesures Experimentals 777.1 Observacions sobre Equips i Mesures . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

7.1.1 Equips Usats . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 787.1.2 Observacions a l’Hora Fer Mesures . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

7.2 Sensor de Corrent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 817.3 Transitori d’Engegada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 827.4 Eficiència en DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 827.5 Disseny Tèrmic . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 837.6 Mesures amb el Llaç de Corrent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

7.6.1 Mesures en DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 857.6.2 Mesures en AC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

8 Conclusions 90

9 Annexos 939.1 Error de l’Aproximació Valor Mig com RMS . . . . . . . . . . . . . . . . 939.2 Valors RMS d’un Senyal Sinusoïdal Tallat . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

3

ÍNDEX DE FIGURES Ramon Estalella Rodríguez

Índex de Figures2.1 Esquema general del PFC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.2 Inductància mínima en funció de la tensió d’alimentació del convertidor Boost 112.3 Simulació per a provar que tenim el valor de la bobina calculat correctament,

Vg = 26,7 V , Vo = 40 V i P = 60 W . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.4 Parametres d’entrada al programa de disseny d’inductors de Magnetics® . . 122.5 Parametres de sortida amb el nucli 77083 de Magnetics® . . . . . . . . . . 132.6 Configuració per a l’escombrat de freqüència i corrent del inductor final . . 152.7 Escombrat de freqüència i corrent de l’inductor final . . . . . . . . . . . . 162.8 Imatge de l’inductor acabat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162.9 Potència d’entrada i la de sortida del convertidor . . . . . . . . . . . . . . 182.10 Potència del condensador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 202.11 Circuit usat en PSIM per a veure l’efecte del sobre-pic d’engegada . . . . . 222.12 Sobre-pic de tensió al condensador durant l’engegada . . . . . . . . . . . . 222.13 Corrent rms dels interruptors en funció de la tensió d’entrada . . . . . . . . 242.14 Detall del càlcul de les pèrdues de commutació . . . . . . . . . . . . . . . 252.15 Pinout del FAN3224 tret del dataseet de On Semiconductor [10] . . . . . . 282.16 Interfície de l’aplicació web de TI per al càlcul de l’error (%) en funció del

corrent (A) per l’INA193 i valors similars als que podríem tenir en el nostrecas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.17 Càlcul d’error amb l’aplicació web de TI per l’INA193 i Rshunt = 50 mΩ . . 312.18 Càlcul d’error amb l’aplicació web de TI per l’INA193 i Rshunt = 25 mΩ . . 322.19 Filtre a l’entrada de l’INA19x proposat per TI en [14] . . . . . . . . . . . . 334.1 Configuració en PSIM del bloc C per a la prova . . . . . . . . . . . . . . . 384.2 Resultat de la simulació del codi per a provar el C a PSIM . . . . . . . . . 414.3 Planta ideal per a la simulació en PSIM del convertidor . . . . . . . . . . . 414.4 Bloc C amb els divisors de sensat de tensió per a la simulació en llaç de

corrent tancat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 424.5 Arrancada del convertidor en DC, corrent d’inductor i consigna imposada;

tensions d’entrada i sortida del convertidor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 434.6 Variació de la resistència de càrrega Ro = 26,7 Ω → 17,4 Ω . . . . . . . . 444.7 Variació de la tensió d’entrada de 23 V a 18 V . . . . . . . . . . . . . . . . 444.8 Variació de la consigna r de 8,82 Ω a 15 Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . 454.9 Variació de la consigna r de 8,82 Ω a 20 Ω, el cicle de treball (dcy) . . . . . 454.10 Variació de la consigna r de 8,82 Ω a 20 Ω, mirant el cicle de treball (dcy) i

ampliant en el transitori . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 464.11 Simulació amb llaç tancat de corrent i condicions nominals: IL, cicle de tre-

ball, Vo i Vg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 464.12 Tensió i corrent d’entrada visualitzats junts per a obtenir el factor de potència 474.13 Mesura del factor de potència en condicions nominals . . . . . . . . . . . . 474.14 FFT del corrent del generador a punt de treball nominal . . . . . . . . . . . 484.15 FFT del corrent del generador a punt de treball nominal i mostrant a partir de

100 Hz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 485.1 Footprint compatible amb DPAK, D2PAK i TO220. . . . . . . . . . . . . . 525.2 Eina web per al càlcul de les pistes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 545.3 Agrupacions per blocs funcionals dels components de la PCB . . . . . . . . 555.4 Exemple d’agrupacions per blocs funcionals d’una PCB diferent . . . . . . 55

4

ÍNDEX DE FIGURES Ramon Estalella Rodríguez

5.5 Layout de l’INA193 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 565.6 Layout del driver del MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 565.7 Detall del coure par a la dissipació de calor i el díode en l’empaquetat TO220 575.8 Regió sense mascara de soldadura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 575.9 Layout final, cara superior . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 585.10 Layout final, cara inferior . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 595.11 Com es veu el component en el fitxer “.SchDoc” . . . . . . . . . . . . . . 605.12 Com es veu en la PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 605.13 Captura de les mesures (en mm) de l’empaquetat SOT-23 proveïdes en el

datasheet de l’INA193 per Texas Instruments . . . . . . . . . . . . . . . . 615.14 Stencil per a aplicació de pasta de soldadura . . . . . . . . . . . . . . . . . 625.15 Gerbers pujats a la web de JLC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 635.16 Pressupost de 2cisa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 635.17 Cara superior de la PCB abans i després de soldar els components . . . . . 645.18 Cara inferior de la PCB abans i després de soldar els components . . . . . . 646.1 Hardware de depuració XDS100v1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 656.2 Tarja DIMM100 amb el F28335 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 666.3 Comprovació D = 0% (esc. vertical 1 V/div, horitzontal 2 µs/div) . . . . . 696.4 Comprovació D = 100% (esc. vertical 1 V/div, horitzontal 5 µs/div) . . . . 696.5 Representació del senyal de referència triangular . . . . . . . . . . . . . . 706.6 Comprovació cicle de treball del 0 % amb trigger extern (0 V centrats, esc.

vertical 1 V/div, horitzontal 2 µs/div) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 716.7 Comprovació cicle de treball del 100 % amb trigger extern (0 V centrats, esc.

vertical 1 V/div, horitzontal 2 µs/div) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 716.8 Esquema del sub-módul Event-Trigger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 726.9 Visualitació en l’oscil·loscopi d’un PWM a 100 kHz i 50% de cicle de treball

(CH1) a la vegada que el temps de funcionament de l’ADC (CH2) . . . . . 757.1 Mesura de la tensió porta-sortidor del MOSFET amb la sonda TPP1000 i el

cable amb clip per al terra . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 797.2 Mesura de la tensió porta-sortidor delMOSFET amb la sonda TPP1000molla

per al terra . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 797.3 Mesura de la tensió porta-sortidor del MOSFET amb la sonda diferencial

TDP1000 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 807.4 Error de l’INA193 en la nostra configuració (respecte els multímetres del

laboratori) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 817.5 Mesura transitori d’engegada,Vo (CH1), Ig (CH2), IL (CH4); mesures preses

amb l’oscil·loscopi Tektronix MDO3014 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 827.6 Rendiment a diferents tensions d’entrada i potències d’entrada . . . . . . . 837.7 Exemple d’un pad reflectint l’infraroig emes per la resistència de càrrega . 847.8 Mesura temperatura a Vg = 35,5 V i P = 65 W, cara superior . . . . . . . . 847.9 Mesura temperatura a Vg = 35,5 V i P = 65 W, cara inferior . . . . . . . . . 857.10 Mesura temperatura a Vg = 10 V i P > 60 W, cara superior . . . . . . . . . 857.11 Mesura temperatura a Vg = 10 V i P > 60 W, cara inferior . . . . . . . . . . 867.12 Mesura del llaç de corrent en AC, r = 8 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo . . . 877.13 Mesura del llaç de corrent en AC, r = 10 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo . . 877.14 Mesura del llaç de corrent en AC, r = 12 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo . . 887.15 Mesura del llaç de corrent en AC, r = 20 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo . . 887.16 Mesura llaç corrent en AC, r = 30 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo . . . . . . 89

5

ÍNDEX DE TAULES Ramon Estalella Rodríguez

9.1 Ona trapezoïdal amb cicle de treball D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 939.2 Ona quadrada amb cicle de treball D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 939.3 DC I amb arrissat d’amplitud ∆i . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 949.4 Component AC, arrissat triangular . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 949.5 Error de l’aproximació en % respecte ∆i [%] . . . . . . . . . . . . . . . . . 959.6 Cicle de treball (per valors trivials) durant un període de la freqüència de xarxa 969.7 Corrents dels interruptors durant un període de la xarxa . . . . . . . . . . . 97

Índex de Taules1 Mesures del convertidor a diferents valors de consigna . . . . . . . . . . . 86

6

Ramon Estalella Rodríguez

1 Introducció

Tal com indica el títol del treball, aquest consistirà en el disseny i implementació d’un cor-rector de factor de potència digital. Es farà el disseny del convertidor, i la verificació deldisseny per simulació. També es farà disseny i muntatge de la placa de circuit imprès per alposterior test pràctic al laboratori. Es programarà el DSC TMS320F28335 per a realitzar elcontrol digital del convertidor. El control a implementar serà un control lliscant discret quefarà que el convertidor es comporti com un resistor lliure de pèrdues. Finalment es farà laverificació del muntatge pràctic al laboratori.

7


2 Disseny de la Planta

En aquest apartat s’explicarà el procés de disseny de la planta partint d’unes especificacionspredefinides. Es farà l’obtenció dels valors dels elements del circuit amb la justificació perti-nent. També el procés pel qual arribarem a un component comercial que ens hauria de servirper a la nostra aplicació. Tots els components s’intentaran buscar a la web del distribuïdor decomponents electrònics RS [1]. Es mirarà que estiguin disponibles i que es puguin compraren petita quantitat.

El disseny es farà per a adaptar-se el millor possible a unes condicions de tensió i potèncianominals determinades, tot sent capaç de funcionar en un rang determinat de tensions. Perqüestions de seguretat la planta es dissenyarà per a treballar a unes tensions segures a l’horade manipular-lo.

• Tensió RMS nominal a l’entrada de Vac = 23 Vrms a una freqüència de 50 Hz

• Rang de tensions d’entrada per les quals el convertidor hauria de funcionar sense pro-blemes: de 20 Vrms fins 25 Vrms

• Tensió de sortida de Vo = 40 V

• Potència nominal de P = 60 W

• Arrissat de pic a pic màxim del corrent d’inductor: ∆ILmax(%) = 20 %

• Tensió mínima de sortida de 35 V

• Temps de hold-up de 20 ms és a dir un període complet de la freqüència de línia

• Arrissat de pic a pic màxim de la tensió de sortida: ∆Vomax(%) = 5 %

Podem veure que les tensions podrien perfectament ser les esperades en un sistema comer-cial però escalades per 1/10. L’objectiu de l’escalat és fer més segur el treball de laboratori.

El PFC s’implementarà amb un convertidor boost amb rectificació de pont complet al’entrada, l’esquema del qual es mostra a la Figura (2.1).

+

-

Vo

L

S1

S2

C

+

-

VgR

i

Vac

Figura 2.1: Esquema general del PFC

8

2.1 Dimensionament de l’Inductor Ramon Estalella Rodríguez

2.1 Dimensionament de l’Inductor

El valor de l’inductor vindrà condicionat per l’arrissat màxim que vulguem en el correntd’inductor. Començarem treballant en el pitjor cas de corrent, es a dir quan la tensió d’entradasigui mínima i la potència la màxima (nominal). Per tant tindrem que el corrent eficaç serà

Pi =Vacrms · Irms → Irms =Pi

Vacrms

(2.1)

Si volem tenir en compte el rendiment del convertidor Boost ηBoost del convertidor hau-ríem de treballar amb Pi =

PoηBoost

per tant

Igrms−Max =Po

ηBoostVgrms−min

(2.2)

Com que ara estem en procés de fer el disseny de la planta, ens trobem que no podemconcretar el valor del rendiment del convertidor, usarem un valor conservador de ηBoost =0,85. S’ha de tenir en compte que aquest rendiment no seria el de tot el convertidor ja queno inclou les pèrdues del pont complet de díodes.

Ara ja podem donar un valor concret de corrent de pic en pitjor cas

Irmsmax =Po

0,85 ·Vgrms−min

=60 W

0,85 ·20 V= 3,53 A (2.3)

Ipicmax =√

2 · Irmsmax =√

2 ·3,53 A = 4,99 A ≃ 5 A (2.4)

Ara per a calcular el valor de l’inductor partirem de l’expressió

Ldidt

= vL (2.5)

Tenint en compte que la variació total de la corrent en un període de conducció val:

∆ILmax = ∆ILmax(%)1

100· Ipicmax =

20100

·5 A = 1 A (2.6)

I fent l’aproximació lineal podem obtenir:

L · ∆ILmax

DTsw=Vpic =

√2 ·Vgrms−min → Lmin =

√2 ·Vgrms−minDTsw

∆ILmax

(2.7)

Podem veure que encara ens falta obtenir el cicle de treball en aquest punt, al ser unconvertidor Boost:

V =Vg

1−D→V −V D =Vg → D = 1− Ventrada

Vsortida= 1−

Vpic

V(2.8)

Si substituïm en l’expressió (2.7) els valors corresponents a mínima tensió d’entrada ipotència nominal obtenim:

Lmin =

√2 ·20 V

(1−

√2·20 V40 V

)1

100 kHz

1 A= 82,84 µH (2.9)

El problema que té aquest mètode és que l’únic que hem fet és calcular un punt, el quesemblava que limitaria el disseny. Però podem veure en l’expressió (2.7) que el pitjor cas

9


d’inductància mínima no té perquè estar en el pic de la mínima tensió d’entrada. Per tantobtindrem una expressió on el valor del inductor només quedi en funció de la tensió d’entradaVg, que sabem que pot variar entre zero i

√2 ·25 V .

Lmin∆IL

∆T=VL → Lmin =

VL∆T∆IL

=VgDTsw

IL∆ILmax(%) 1100

(2.10)

Si en aquesta ultima expressió substituïm el cicle de treball per l’expressió (2.8) i el cor-rent per I = Po

Vg·ηBoostobtindrem:

Lmin =Vg

(1− Vg

Vo

)Tsw

PoVgηBoost

∆I(%) 1100

=Vg

2 ·ηBoost

(1− Vg

Vo

)Po ·∆I(%) 1

100 · fsw(2.11)

Fem la derivada d’aquesta ultima expressió (2.11) i l’igualem a zero per tal de trobar perquins valors de Vg la funció presenta màxims i/o mínims:

dLmin

dVg=

ηBoost

Po ·∆I(%) · fsw

(2Vg −

3Vg2

Vo

)= 0 → 2Vg −

3Vg2

Vo= 0 (2.12)

Per tant podem veure que els punts d’inflexió estan en Vg = 0, que no ens interessa i en:

2−3Vg

Vo= 0 →Vg =

23

Vo =23·40V = 26,6 V (2.13)

Si ara usem aquest valor de Vg en l’expressió (2.11)

Lmin =

(23Vo)2 ·ηBoost

(1−

23VoVo

)Po ·∆I(%) 1

100 · fsw=

(23Vo)2 ·ηBoost

13

Po ·∆I(%) 1100 · fsw

=22Vo

2 ·ηBoost

33Po ·∆(%) 1100 fsw

(2.14)

Si resolem per als valors del nostre convertidor en concret obtenim:

Lmin =22

33402 V 2 ·0,85

60 W ·0,2 ·100 kHz= 167,9 µH ≃ 168 µH (2.15)

Podem veure que estàvem cometent un error considerable quan hem fet les consideracionsque ens han portat al resultat de l’expressió (2.9).

10


0 5 10 15 20 25 30 35 40

Tensió d'entrada [V]

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

Indu

ctàn

cia

mín

ima

[uH

]

Inductància mínima en funció de Vg

X: 26.7Y: 167.9

Figura 2.2: Inductància mínima en funció de la tensió d’alimentació del convertidor Boost

En la Figura 2.2 podem veure representada gràficament l’expressió 2.11 usant els valorsproposats per al convertidor. S’ha fet la representació en MATLAB, s’ha buscat el puntmàxim de l’expressió de l’inductor, ens dona Lmin = 167,9 µH i correspon a una tensiód’entrada de Vg = 26,7 V (si s’augmenta el número de punts a l’hora de fer el càlcul enMATLAB ens aproximem al valor trobat matemàticament).

Podem fer una simulació ràpida i senzilla per tal de comprovar el resultat obtingut delvalor de la bobina.

En la Figura 2.3 podem comprovar que efectivament el pitjor cas ens dona un arrissat delcorrent dins del marge de les especificacions.

Ja disposem dels paràmetres que necessitem per tal de buscar o fer el disseny d’un induc-tor, Irmsmax = 3,53 A i L = 168 µH.

2.1.1 Elecció del Nucli Magnètic per a l’Inductor

Al laboratori es treballa bastant amb productes de l’empresa Magnetics® [2]. És probableque hi hagi el material necessari d’aquesta empresa per a fabricar la bobina que es necessita,per tant es començarà buscant el material per a fer l’inductor amb aquest fabricant.

La forma de buscar el nucli magnètic i el disseny de la resta de paràmetres d’un induc-tor per a un PFC està explicat a la web del fabricant en [3]. Primer calcula el paràmetreLI2 [mHA2] on la L és la inductància desitjada i I el pic més elevat de corrent contant l’arrissatde commutació. Amb aquest paràmetre es va a les taules que tenen com les que es poden veu-re en [4] i es busca una referència per a un inductor i procedeix a fer tot el disseny de manera

11


Figura 2.3: Simulació per a provar que tenim el valor de la bobina calculat correctament, Vg = 26,7 V , Vo = 40 V iP = 60 W

manual i iterativa.Jo faré ús d’uns programes de la pròpia empresa per a facilitar el disseny de l’inductor

com [5]. Un d’ells (el que hi ha a la web actualment) et suggereix referències per a nuclismagnètics en funció d’uns paràmetres d’entrada tal com es mostra en la Figura 2.4. L’altreno et busca la referència, en principi està pensat per a que l’usuari la introdueixi havent-labuscat prèviament a les taules usant el paràmetre LI2.

Figura 2.4: Parametres d’entrada al programa de disseny d’inductors de Magnetics®

Són programes basats en Excel i sembla ser que pateixen forts problemes de compatibi-litat. Per exemple el programa que et suggereix nuclis amb els paràmetres d’entrada no heaconseguit que hem doni valors de sortida coherents amb cap ordinador de casa, però si ambordinadors del laboratori, els resultats que es mostraran del programa han estat obtinguts ambl’ordinador del laboratori.

Respecte els paràmetres d’entrada, en el nostre cas per al DCCurrent podemusar l’obtingudaen l’expressió 2.4. L’arrissat pic a pic hauria d’estar limitat a 5 A · 0,2 = 1 A, la freqüència

12


f = 100 kHz i la inductància és la calculada en 2.15 (168 µH). El paràmetre specific cur-rent és qualsevol corrent RMS o de bias d’interès per tant el valor RMS de 3,53 A servirà.Com a increment de temperatura podem usar 20C i amb un sol nucli hauria de ser suficient.L’entrada d’aquests paràmetres al programa i els nuclis proposats de la sèrie “Kool Mu” queés la més usada al laboratori es mostren a la figura 2.4. Hi ha dos problemes amb els nuclismagnètics proposats pel programa, no en tenim cap al laboratori i a més al calcular els parà-metres de sortida donen valors més dolents dels que obtenim amb alguns dels nuclis que sique tenim al laboratori.

Al final dels nuclis magnètics que hi ha al laboratori s’usarà el 77083 [6] els paràmetresde sortida d’aquest nucli en les nostres condicions de treball es poden veure a la Figura 2.5.Aquest nucli proporcions una variació relativament petita de la inductància (calculada, veu-rem que les mesures són millors) en funció del punt de treball. També manté un equilibri bode pèrdues i mida del nucli.

Figura 2.5: Parametres de sortida amb el nucli 77083 de Magnetics®

El winding factor és força reduït per tant si es desitja es pot augmentar el gruix del cabledel bobinat per tal de reduir la resistència del bobinat i per tant les pèrdues de conducció.

2.1.2 Efecte Pel·licular

L’efecte pel·licular (o skin effect, la traducció literal de l’anglès seria: “efecte pell”) és unefecte que s’ha de tenir en compte a l’hora d’usar conductors elèctrics quan es treballa afreqüències prou elevades. Bàsicament el que ens provoca és que no s’aprofiti tota la secciódel conductor per a la conducció del corrent, només s’aprofita una capa superficial. Lespèrdues provocades per aquest efecte són més rellevants en transformadors ja que no hi hacomponent DC en el corrent per tant, en el nostre cas la component DC no es veurà afectadaper aquest fenomen, només hi farà la component AC d’alta freqüència.

El gruix aprofitat depèn de la freqüència ( f ), de la permeabilitat magnètica del material

13


(µ) i de la resistivitat del material(ρ):

δ =

√ρ

πµ f(2.16)

Sabem que la permeabilitat magnètica del coure és aproximadament la del buit, per tantµ = µo. Agafant la resistivitat del coure a 20C aquesta valdrà ρ = 1,68 ·10−8, per tant:

δ =

√ρCu

πµo f=

√1,68 ·10−8

πµo ·100 ·103 = 206,288 µm ≃ 0,2 mm (2.17)

2.1.3 Construcció de l’Inductor

Usant múltiples fils de coure aïllats entre ells amb un diàmetre d < 2 ·δ s’hauria de mitigarmolt l’efecte pel·licular. Es disposa de fil amb un diàmetre de 0,33 mm que hauria de seradequat per a l’aplicació. Necessitem posar suficients fils junts per tal de tenir l’àrea equi-valent desitjada. Si volem usar un cable de gruix 14 AWG (que correspon a una secció de2,0809 mm2) necessitarem el següent nombre de fils:

n =S14 AWG

S f il=

2,0809 mm2

π · 0,332 mm2

4

= 24,3 f ils (2.18)

Com que no és un nombre enter de fils arrodonim a l’alça a 25 fils.Fent una mesura ràpida de la longitud de cable que es necessita per a fer una volta obtenim

56 mm, usant el número de voltes obtingudes en la Figura2.5 podem obtenir la longitud delcable:

l = 56 mm ·56 voltes = 3140 mm (2.19)

Valor molt similar al que ens dona el design output de la Figura 2.5. Com que es pensa“trenar” (bàsicament girar sobre si mateixos) els fils, s’agafaran els fils individuals més llargsque aquest valor.

Es començarà muntant la bobina amb les 56 voltes proposades pel programa (figura 2.5)i si fos necessari s’ajustarien per tal d’apropar-nos més el valor desitjat. Després de fer les 56voltes encara ens ha sobrat una mica de cable per tant podrem ajustar tant amunt com avall.

2.1.4 Mesura i Ajust de la Bobina

Al laboratori es disposa d’un analitzador d’impedàncies que permet fer un escombrat de fre-qüències i també de corrents. Inicialment s’han fet mesures amb tot el cable (inclús la part nobobinada) fins a ajustar el valor d’inductància, per tant el valor de ESR d’aquestes primeresmesures no és rellevant ja que després d’ajustar i mesurar només el troç de cable usat podràaugmentar o disminuir.

El primer que s’ha notat és que no varia tant com s’esperava el valor d’inductància enfunció del corrent. La variació que s’estimava amb els resultats de 2.5 és de 67 µH entreno load i full load, que equival a una variació del 35 %. En canvi els resultats mesurats ensmostren una variació pràcticament negligible.

Amb les 56 voltes hem obtingut una inductància de més de 250µH. S’han hagut de treurevoltes fins arribar a 46 voltes per tal d’obtenir 172 µH, amb 45 voltes ja estàvem una micaper sota del valor desitjat.

14


S’han fet mesures amb més punts i diferents corrents, usant només la part de cable queens permet fer les 46 voltes necessàries.

Amb a la configuració final s’ha fet un escombrat de freqüències i de corrents, la confi-guració introduïda al programa per a fer les mesures es pot veure en la figura 2.6.

Figura 2.6: Configuració per a l’escombrat de freqüència i corrent del inductor final

El resultat obtingut s’ha guardat en un fitxer .xls i s’ha fet un gràfic usant MATLAB elqual es pot veure en la Figura 2.7.

15


104 105 106

Freqüència [Hz]

1.8

1.9

2

2.1

2.2

2.3

2.4

2.5

Indu

ctàn

cia

[H]

10-4 Inductància vs freqüència, cada gràfica a un corrent diferent

0 A0.52632 A1.0526 A1.5789 A2.1053 A2.6316 A3.1579 A3.6842 A4.2105 A4.7368 A5.2632 A5.7895 A6.3158 A6.8421 A7.3684 A7.8947 A8.4211 A8.9474 A9.4737 A10 A

Figura 2.7: Escombrat de freqüència i corrent de l’inductor final

Destaca que en contra de com esperava (degut als resultats obtinguts amb el programa deMagnetics® (Figura 2.5)), el valor d’inductància no varia en funció del corrent.

L’aspecte final de l’inductor es pot veure en la Figura 2.8.

Figura 2.8: Imatge de l’inductor acabat

16

2.2 Dimensionament del Condensador Ramon Estalella Rodríguez

2.2 Dimensionament del Condensador

Per a triar un condensador necessitarem saber a quina tensió treballarà, la capacitat neces-sària i si ha de complir amb algun valor de qualitat, com podria ser tenir una ESR màxima,tolerància acceptada, etc.

La tensió ens vindrà determinada per la tensió màxima de sortida del convertidor. Sis’esperen sobrepics de tensió s’haurà de tenir-los en compte.

El valor del condensador a usar vindrà determinat per dos factors, el temps de hold-up il’arrissat de baixa freqüència màxim que es vulgui a la tensió de sortida del PFC.

El temps de hold-up és el temps que el convertidor és capaç de mantenir la tensió de lasortida dins d’un nivell mínim quan és perd la tensió d’entrada. Això permet que el siste-ma segueixi funcionant inclús si es perd algun cicle de la tensió sinusoïdal d’entrada. Seriaun paràmetre molt depenent del tipus d’aplicació pel qual es vulgui usar el convertidor. Perexemple si és un carregador de bateries potser no importa que es perdi la tensió de sortida alperdre l’entrada i es preferiria reduir la mida, cost i pes del convertidor. En canvi si propor-ciona l’alimentació d’un sistema crític que no pot parar-se, seria important complir amb untemps de hold-up suficientment gran.

L’arrissat de baixa freqüència ve donat pel fet de que l’entrada del convertidor és unatensió sinusoïdal rectificada. L’arrissat que es veurà a la tensió del condensador serà deldoble de la freqüència de línia. En funció l’arrissat màxim que es permeti en el nostre sistema(∆Vomax(%)) haurem d’usar un condensador d’un valor o un altre.

D’aquests dos factors que ens condicionen el valor del condensador haurem de veure quindels dos és més restrictiu i triar el condensador per a que compleixi els requeriments.

2.2.1 Temps de Hold-up

Començarem calculant el condensador necessari per a complir amb el temps de hold-up.Considerarem que ni que la tensió de sortida vagi disminuint al perdre la tensió d’entrada,la càrrega seguirà agafant la mateixa potència, això podria succeir si tenim com a càrregaun altre convertidor que està treballant com a càrrega de potència constant. En cas de que lacàrrega fos resistiva la potència aniria disminuint a mesura que baixa la tensió al condensador,seria un cas més favorable per a complir amb l’especificació, tot i que tindria un impacte mésgran sobre el comportament de la càrrega.

L’energia màxima que haurà de proporcionar el condensador mentre no tenim tensiód’entrada serà:

Ehold = Po · thold (2.20)

Sabent que l’energia emmagatzemada en un condensador ve donada per la següent ex-pressió

Econdensador = Ec =12

CV 2 (2.21)

podem expressar-la com una diferència entre el cas de tensió nominal i tensió mínima

∆Ec =12

CVnom2 − 1

2CVmin

2 =12

C(Vnom

2 −Vmin2) (2.22)

17


Ara igualant aquesta última expressió amb l’expressió (2.20) (Ehold = ∆Ec) i aïllantC:

Po · thold =12

C(Vnom

2 −Vmin2)→ C =

2 ·Po · thold

Vnom2 −Vmin

2 (2.23)

Ja tenim una expressió que ens permet obtenir el valor mínim necessari del condensa-dor en funció dels paràmetres de hold-up. Substituint valors en l’expressió anterior (2.23)obtenim:

Cmin =2 ·60 W ·0,02 s402 V 2 −352 V 2 = 6400 µF (2.24)

2.2.2 Arrissat de la Tensió al Condensador

Ara calcularem el valor mínim del condensador per tal de complir amb les especificacionsd’arrissat.

Idealment, tot i que la potència mitja d’entrada serà igual a la que absorbirà la càrre-ga, la potència d’entrada no és constant, aquest efecte es pot veure molt bé a la Figura 2.9.Això vol dir que mentre la potència d’entrada és menor que la de sortida el condensador had’aportar el que falta, i mentre la potència d’entrada és major que la de sortida el condensadoremmagatzema la potència sobrant.

0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02

Temps [s]

0

20

40

60

80

100

120

Pot

ènci

a [W

]

Potències en un cicle de la freqüència de línia

PinPo

Figura 2.9: Potència d’entrada i la de sortida del convertidor

18


Podem expressar la potència d’entrada al convertidor en funció del temps de la següentmanera:

pin(t) =Vg

2

Req=

(Vgrms ·√

2 · sin(2π · flinia · t))2

Req(2.25)

On Req és la resistència equivalent que presenta el convertidor a la tensió d’entrada quanel control funciona adequadament. Aquesta resistència equivalent la podem expressar enfunció de la tensió d’entrada i de la potència a processar pel convertidor P que en el cas queconsiderem l’eficiència del 100 % es correspondria amb la potència d’entrada i la de sortida.

Req =Vgrms

2

P(2.26)

Substituint aquesta expressió de Req en l’expressió (2.25) obtenim:

pin(t) =

(Vgrms ·

√2 · sin(2π · flinia · t)

)2

Vgrms2

P

= 2 ·P · sin2(2π · flinia · t) (2.27)

Que és la forma d’ona dibuixada en la Figura 2.9.Podem trobar el punt on tallen la potència de sortida (constant) amb la forma d’ona de la

potència d’entrada de la següent manera:

P = 2 ·P · sin2(2π · flinia · t)→ sin(2π · flinia · t) =√

12→ 2π · flinia · t = asin

(√2

2

)=

π4

t =π4

2π · flinia=

18 · flinia

(2.28)

Aquest primer punt de tall podem fixar-nos que està marcat a la Figura 2.9. És el punten el que el condensador passa de donar potència a la càrrega a emmagatzemar energia perquan la potència d’entrada torni a estar per sota de la de sortida.

19


0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02

Temps [s]

-60

-40

-20

0

20

40

60

Pot

ènci

a [W

]

Potencia del condensador

Figura 2.10: Potència del condensador

Idealment la potència mitja del condensador serà zero i tindrà la forma d’ona de la po-tència al condensador tal com es pot veure en la Figura 2.10. L’integral d’un període seràzero.

Es pot veure que l’efecte de les variacions de la tensió del condensador vindrà donatper l’energia que entra i surt del condensador periòdicament. Concretament la variació totald’energia en el condensador serà l’integral de la part positiva o la negativa.

Farem l’integral que correspondrà o bé a la part negativa o la part positiva (depenent decom posem el signe) de l’energia al condensador durant un cicle de la freqüència de línia.Degut a la simetria de la senyal, aquesta integral es pot expressar com dos vegades l’integralde la potència definida entre 0 a el valor de l’expressió (2.28):

∆Ec = 2 ·∫ 1

8· flinia

0pin(t)dt = 2 ·

∫ 18· flinia

02 ·P · sin2(2π · flinia · t)dt

= 4 ·P ·∫ 1

8· flinia

0sin2(2π · flinia · t)dt (2.29)

Resolent l’integral definida obtenim que la variació de l’energia en el condensador és:

∆Ec = 1,82 ·10−3 ·P (2.30)

Ara definirem les tensions màxim i mínima de la tensió al condensador en funció de latensió nominal i l’arrissat, per tal d’evitar expressions molt llargues usarem 1

2∆Vo(%) · 1100 =

20


∆c

VoMax =Vonom ·(

1+12

∆Vo(%) · 1100

)=Vonom · (1+∆c)

Vomin =Vonom ·(

1− 12

∆Vo(%) · 1100

)=Vonom · (1−∆c)

(2.31)

Demanera similar a com hem obtingut l’expressió (2.22), però aquesta vegada usantVoMax

i Vomin obtenim:

∆Ec =12

C(VMax

2 −Vmin2)= 1

2C((Vonom · (1+∆c))

2 − (Vonom · (1−∆c))2)

=12

C(Vonom

2((1+∆c)2 − (1−∆c)

2))=

12

C(Vonom

2(1+∆c2 +2∆c − (1+∆c

2 −2∆c))

=12

C(Vonom

2 ·4∆c)

(2.32)

Finalment igualant aquesta ultima expressió a l’expressió (2.30) obtenim:

∆Ec = 1,82 ·10−3 ·P =12

C(Vonom

2 ·4∆c)→

→C =2 ·1,82 ·10−3 ·P

Vonom2 ·4∆c

=3,64 ·10−3 ·P

Vonom2 ·2 ·∆Vo(%) · 1

100

(2.33)

Substituint pels nostres valors en concret obtenim:

C =3,64 ·10−3 ·60 W

402 V 2 ·2 ·5(%) · 1100

= 1365 µF (2.34)

Podem veure que és un valor considerablement menor l’obtingut en l’expressió 2.24 pertant el valor que prevaldrà serà el obtingut pel temps de hold-up. De totes maneres aquestvalor ens pot servir per si volem fer probes al laboratori, si no disposem de condensadorsprou grans i no necessitem testejar el temps de hold-up podem treballar amb un mínim de1365 µF .

2.2.3 Possible Sobre-pic de Tensió a l’Arrancada

Com s’ha comentat anteriorment, la tensió màxima que idealment hauria de veure el conden-sador és la tensió nominal de sortida. Si deixem de veure el sistema de forma ideal, teniml’arrissat a freqüència de línia i algun possible sobre-pic temporal.

L’arrissat si complim amb el disseny proposat només ens hauria d’augmentar la tensiómàxima del condensador en:

Vo ·0,025 = 40 V ·0,025 = 1 V (2.35)

Valor que segurament no ens afectarà en l’elecció de la tensió del condensador.En canvi un possible sobre-pic que si que ens podria afectar serà el d’engegada. Al prin-

cipi si es té un convertidor asíncron, ens queda un inductor entre la Vg i el condensadordescarregat a 0 V . Això pot crear un sobre-pic de corrent a l’inductor el qual es pot traslladara un sobre-pic de tensió al condensador de sortida del convertidor.

21


Figura 2.11: Circuit usat en PSIM per a veure l’efecte del sobre-pic d’engegada

Figura 2.12: Sobre-pic de tensió al condensador durant l’engegada

Simulant el circuit de la Figura 2.11 en PSIM obtenim el resultat de la Figura 2.12. Podemveure un cas força dolent de sobre-pic. Cal mencionar que en aquesta simulació el “pic” esmanté ja que no tenim cap càrrega i el condensador per tant no es descarà. No només pelcondensador, també per tots els elements en sèrie al camí del corrent del inductor. Si volemtreballar en aquestes condicions, el condensador haurà de tenir una tensió de funcionamentmajor a aquest pic per tant s’haurien de triar condensadors de 70 V o inclús 80 V en amunt.L’altra opció seria usar un díode de l’entrada cap a la sortida per tal de carregar el condensadorde sortida a la tensió d’entrada durant l’arrancada del convertidor, d’aquesta manera evitemque el corrent passi per la bobina.

Suposem que decidim treballar amb dos condensadors en paral·lel de 3300 µF . És unvalor de capacitat molt disponible, ens permetrà modularitat si més endavant quan ja tinguemel prototip podrem provar diferents condensadors o capacitats i ens permetrà reduir la ESR.

22

2.3 Dimensionament dels Interruptors Ramon Estalella Rodríguez

Fent una cerca ràpida a la web de RS podem veure que la diferència de preu entre uncondensador (demarca bona com seria Nichicon) de 50 V o 63 V a un de 100 V que aguantariael pic de tensió de la figura 2.12 és de més de 1,2 e (per cadascun dels condensadors a usar).La diferència encara es fa més gran si només es volgués usar un sol condensador de 6400 µFo més. A part de que la càrrega també hauria de ser capaç d’aguantar aquest pic.

En canvi si busquem un díode capaç d’aguantar el pic de corrent d’uns 220 A, que tot ique es un valor poc realista el podem agafar com a pitjor cas, degut a la impedància de sortidade la font i resistències paràsites el corrent no serà tant gran. Fem la cerca a la web d’Espanyade RS i Podem trobar opcions més que capaces d’aguantar el pic per menys d’un e a petitaquantitat.

Per tant l’opció del díode de precàrrega del condensador podem veure que és clara-ment una opció més bona en gairebé tots els aspectes. Elimina el sobre-pic del transitorid’engegada del convertidor i té un cost menor que preparar els altres components per a tre-ballar amb aquest pic. L’únic inconvenient podria ser l’increment de nombre de componentsi l’increment d’espai en PCB.

2.2.4 Elecció del Condensador

La capacitat de sortida que es requereix és de 6400 µF . Les tecnologies que ens perme-trien treballar amb aquestes altes capacitats serien condensadors electrolítics i de tàntal (enparal·lel). Els de tàntal no es troben als voltatges de treball que es necessita i no soportencanvis bruscos de tensió (com l’arrancada, es a dir la connexiño a la xarxa en el nostre cas)[7], per tant la tecnologia a usar serà electrolítics.

Podem buscar dos solucions, un condensador gran que tingui suficient capacitat per a lanostra aplicació o diversos condensadors més petits en paral·lel que ens permetin arribar a lacapacitat desitjada. La segona solució ens permetrà fer proves a diferents capacitats, segura-ment ens permetrà reduir la ESR efectiva i en un disseny comercial aportaria redundància.

S’ha decidit usar 3 condensadors de 2200 µF de capacitat. Model ECEC1JP222BJ dePanasonic. Estan disponibles en petita quantitat a RS.

A part dels condensadors electrolítics en fonts commutades és convenient tenir conden-sadors amb menor ESR i més capacitat de filtrar freqüències altes [7, p. 56]. En el vídeo[8], es centra en els condensadors de bypass, es pot veure molt bé l’efecte de diferents tipusde condensadors sobre el soroll. Per tant es deixarà espai a la PCB per tal de poder soldarcondensadors ceràmics

2.3 Dimensionament dels Interruptors

Els interruptors vindran condicionats per:

• La tensió que hagin de bloquejar

• Corrent màxim que hauran de conduir

• Freqüència de commutació del convertidor

• Potència màxima que dissiparan

La potència que dissiparan vindrà donada pels punts anteriors, i els paràmetres del propiinterruptor. Aquest paràmetre també condicionarà altres components i pràctiques com elpossible dissipador a usar i el disseny de la PCB

23


La màxima tensió que hauran de bloquejar serà (donat que el convertidor és elevador)la de la sortida. De totes maneres igual que per al condensador, si resulta que tenim algunpic de tensió, per exemple durant l’engegada, s’haurà de veure que els dispositius elegitsho aguantin. En principi seguint amb la conclusió a la que hem arribat en l’apartat 2.2.3tindrem un díode de precàrrega i per tant no hauríem de tenir sobre-pic. La tensió màximadels interruptors hauria de ser igual a la del condensador. Per tant interruptors que aguantinuna tensió màxima de 50 V o més haurien de ser suficients.

El corrent RMSd’entrada al convertidormés elevat possible el podem treure de l’expressió2.5 (Igrms = 3,53 A).

Amb les expressions 9.26 i 9.27 podem obtenir el corrent RMS dels interruptors:

IS1rms = Igrms

√1−

8Vinpk

3 ·Voπ(2.36)

IS2rms = Igrms

√8Vinpk

3 ·Voπ(2.37)

Podem introduir ràpidament aquestes funcions al MATLAB, avaluar-les pel nostre rangde Vg i trobar el màxim per a cada un dels interruptors.

20 20.5 21 21.5 22 22.5 23 23.5 24 24.5 25

Vg [V]

1.4

1.6

1.8

2

2.2

2.4

2.6

2.8

Irm

s [A

]

Valors RMS dels corrents dels interruptors en funció de Vg

Is1Is2 X: 25

Y: 2.706

X: 20Y: 1.975

Figura 2.13: Corrent rms dels interruptors en funció de la tensió d’entrada

En la figura 2.13 tenim marcats els màxims de cadascun dels interruptors:IS1rms−max = 1,975 A (2.38)IS2rms−max = 2,706 A (2.39)

24


Tot i que tots dos varien en funció de la tensió d’alimentació per al nostre cas el correntRMS del S2 sempre és major que el del S1. Es pot veure que si el rang de tensió de l’entradatingués un valor mínim més petit el corrent RMS del interruptor S1 podria passar a ser mésgran.

2.3.1 Anàlisi de les Pèrdues Màximes dels Interruptors

Quan haguem triat un interruptor que compleixi les anteriors especificacions, s’haurà de veu-re quines seran les pèrdues en aquest dispositiu i si podrà realment dissipar-les mantenint-sedins d’un rang de temperatures acceptables per al dispositiu.

Les pèrdues que trobarem en els interruptors les classificarem en pèrdues de conducció ipèrdues de commutació.

Pèrdues de commutació:Les pèrdues de commutació les calcularem de forma molt rudimentària, però ens hauria

de donar una idea del pitjor cas de pèrdues de commutació en el convertidor.S’usarà el temps que tarda l’interruptor en engegar-se (to f f−on) i el temps que tarda en

apagar-se (ton−o f f ) com el temps en el que hi ha pèrdues de commutació. Seguint l’idea de laFigura 2.14 podem considerar que la tensió comença a variar quan el corrent ja ha arribat alseu valor final i viceversa. Aquest seria el cas de la commutació dura, es a dir la commutaciód’un corrent que estaria passant per una bobina.

Figura 2.14: Detall del càlcul de les pèrdues de commutació

Podem calcular la potència dissipada per les pèrdues de commutació com

Psw = fsw ·Vo f f Ion

2(to f f−on + ton−o f f

)(2.40)

Pèrdues conducció:Per les pèrdues de conducció s’usarà el corrent RMS de interruptor juntament amb la

resistència de conducció (Ron per als MOSFETS) o bé la tensió de caiguda (Vd per als díodes).Per tant si estem usant un MOSFET les pèrdues de commutació seran

Pcondmos = Ron · Imosrms2 (2.41)

I en el cas d’un díode:

Pconddiode =Vd · Idrms (2.42)

25


Per tant tindrem que les pèrdues totals (conducció més commutació) dels MOSFETS lescalcularem:

Pmostot = Ron · Imosrms2 + fsw ·

Vo f f Imoson


)(2.43)

i que per als díodes serà:

Pdiodetot =Vd · Idrms + fsw ·Vo f f Idon


)(2.44)

Per als càlculs s’usaran les Irms calculades en (2.38 i 2.39)Amb un script de MATLAB podrem ràpidament calcular les pèrdues per a cadascun dels

interruptors que es vulguin valorar.

2.3.2 Elecció dels Interruptors

Començarem buscant interruptors per tal de treballar amb un convertidor asíncron, és a dirnecessitarem un interruptor controlat per a S1 i un no controlat per a S2. Podem treballaramb un MOSFET en S1 i un díode en S2. De totes maneres seria interessant tenir un S1 quepogués funcionar en les condicions de S2 ja que d’aquesta manera si es volgués es podriaposar el mateix interruptor de S1 a S2 i tenir un convertidor síncron.

Per a tots dos interruptors es considerarà com amàxima tensió als interruptors la de sortidadel convertidor. Aquest valor ens determinarà els paràmetres de “Tensión máxima Drenador-Fuente” per al MOSFET i “Tensión Repetitiva Inversa de Pico” per al díode en la cercaparamètrica a la pàgina web de RS. Fem la cerca paramètrica amb valors d’entre 60 V i80 V per tal de tenir un cert marge mínim amb la tensió nominal de sortida de 40 V . No esconvenient sobredimensionar aquest paràmetre en excés. Això es degut a que a les baixestensions en les que es vol treballar els dispositius seran de tecnologia de fabricació de tipusplanar o “trench” els quals solen tenir un intercanvi entre l’augment de tensió màxima i laresistència de conducció [9]. A l’augmentar la tensió màxima, per la manera en la que esfabrica el dispositiu, també s’augmenta la resistència de conducció.

Com a corrent RMS màxim usarem el de l’expressió 2.39 al qual li podem aplicar elcoeficient

√2 i l’arrissat del corrent per obtenir un valor de corrent màxim repetitiu.

2,7 A ·√

2 ·1,1 = 4,2 A (2.45)

S’usarà per als valors de “Corriente Máxima Contínua de Drenaje” per al MOSFET i“Corriente Continua Máxima Directa” per al díode. Es farà la cerca paramètrica a partir de5 A, inicialment s’agafarà un rang de fins a 20 A si per algun motiu fos necessari ampli-ar aquest rang seria després de considerar les opcions dins d’aquest rang i veure que tenenparàmetres insuficients.

2.3.2.1 MOSFET: Al fer la cerca a la web de RS podem prioritzar diferents paràmetres.Per exemple podem ordenar-los de menor a major resistència de conducció de manera queprimer obtindrem els dispositius que tindrienmenors pèrdues de conducció, el qual no implicaque tinguin menors pèrdues en total. Aquí és quan entra en joc el senzill càlcul que de pèrduesen els interruptors que hem preparat per a fer de manera sistemàtica en un script deMATLAB.Podrem ràpidament introduir els paràmetres i veure quins dispositius tenen menors pèrdues

26

2.4 Driver del MOSFET Ramon Estalella Rodríguez

per a la nostra aplicació. De totes maneres, aquest no serà l’únic paràmetre que s’haurà deconsiderar, també s’haurà de tenir en copte el preu, disponibilitat en petita quantitat, quel’encapsulat sigui capaç de dissipar les pèrdues, etc.

Si comencem ordenant de menor a major resistència de conducció trobem elements quea l’introduir les característiques al script de MATLAB observem que tenen pèrdues de con-ducció molt reduïdes (com és d’esperar) però a la vegada tenen pèrdues de commutació moltelevades, s’haurà de trobar un equilibri, entre resistència de conducció i els temps d’off-on ion-off del dispositiu (que van relacionats amb el valor dels condensadors paràsit).

Un component que sembla força equilibrat i que per l’aproximació realitzada ens hauriade permetre treballar sense problemes és el NTD5867NL de ON Semiconductor. Ve en unencapsulat de muntatge superficial de tipus DPAK. Com a alternativa “segura” podríem tenirpensat un encapsulat capaç de dissipar més potència, com seria el IRFZ48N en un encasulatTO220 demuntatge de forat passant que permet acoblar un dissipador. En cas de ser necessariens reduiria l’eficiència del convertidor ja que en l’aproximació feta ens surt que tindria unespèrdues de gairebé el doble, però ens permetria treballar. Un altre podria ser el 123N10Nd’Infineon, té una tensió màxima més elevada que les altres opcions (100 V ) i el tenim enl’empaquetat PG-TO263-3 (D2PAK) al laboratori.

2.3.2.2 Diode: Tenint posats els límits de corrent i tensió definits, podem ordenar els com-ponents de menor a major tensió de caiguda del díode. Probablement trobarem un díode sc-hottky que ens permetrà treballar en les condicions desitjades, degut a la reduïda caiguda detensió i la velocitat de commutació hauria de ser una de les millors opcions.

De totes maneres ràpidament podem veure que les pèrdues de conducció seran més ele-vades en el díode del que hem estat veient en els MOSFETS. Un dels pitjors casos de lespèrdues de conducció en els MOSFETS podria ser una Ron = 0,1 Omega que amb el correntmàxim RMS de 2,7 A calculat en 2.39 representa unes pèrdues de conducció de:

Pcond = 0,1 Ω ·2,72 A2 = 0,729 W (2.46)

En canvi per una tensió de caiguda en conducció del díode força reduïda com podria ser0,5 V tindríem unes pèrdues de conducció en el díode de:

Pcond = 0,5 V ·2,7 A = 1,35 W (2.47)

Això vol dir que la implementació d’un convertidor síncron podria ajudar a la reduccióde les pèrdues. És un punt que seria interessant investigar més sobretot si es volgués fer unproducte comercial, s’haurien de valorar correctament els beneficis de tenir un convertidorsíncron i els inconvenients que suposaria i adaptar-se al pressupost.

Un díode que ens podria servir seria el STPS20M60ST que amb l’encapsulat TO220 nohauria de tenir cap problema en dissipar la potència de les pèrdues. És un dispositiu Schottkypensat per a corrents elevats i per a aplicacions de fonts commutades. Té una tensió decaiguda màxima de 0,565 V per tant en la nostra aplicació tindrà unes pèrdues en conduccióde fins a 0,565 V ·2,7 A = 1,53 W .

2.4 Driver del MOSFET

Per a poder activar i desactivar l’interruptor controlat (MOSFET en el nostre cas) caldrà unintegrat addicional que permeti el control de la càrrega i descàrrega de la capacitat de porta.El corrent que pot donar la placa de control no seria suficient per a funcionar correctament,

27

2.4 Driver del MOSFET Ramon Estalella Rodríguez

ja que per a reduir les pèrdues en principi es vol que les commutacions siguin ràpides. Aixòimplica polsos de corrent elevats per tal de poder carregar i descarregar la capacitat de laporta de forma ràpida.

El driver que s’usarà serà el FAN3224 d’On Semiconductor [10]. És un driver, no inver-teix ni fa cap operació lògica amb les senyals d’entrada. Tal com es pot veure a la Figura 2.15és doble, es a dir hi ha dos drivers dins de l’integrat. És un driver que ja està al laboratori ique s’ha comprovat que funciona amb el MOSFET 123N10N. En cas que es vulgui provard’usar una de les altres dos opcions que s’han considerat per al MOSFET aquest driver hauriade ser suficient.

Figura 2.15: Pinout del FAN3224 tret del dataseet de On Semiconductor [10]

Només es farà us d’un dels dos drivers integrats. Si usem el driver intern A, tots elspins relacionats amb el driver B poden quedar-se desconnectats, o bé connectar l’ENB aGND per tal de desactivar el driver B, ja que per defecte estan activats per una resistènciade pullup interna [10, p. 21]. Per aquest mateix motiu l’ENA no cal connectar-lo enlloc, jaens va bé que per defecte tinguem el driver que volem usar activat. Potser si es volgués ferun disseny més complex o amb més flexibilitat podria usar-se. També seria possible posarels dos drivers el paral·lel per tal d’augmentar el corrent màxim. També s’ha de remarcarque si l’entrada de driver A no tingues un pull-down intern, seria convenient posar-lo per tald’evitar commutacions si no tenim l’entrada de control connectada.

En [10, p. 22] el datasheet recomana el valor del condensador ceràmic de bypass que.S’hauria de posar el més aprop possible dels pins, intentant tenir el llaç més curt possible.Es recomana tenir una capacitat 20 o més a la capacitat de càrrega (del driver equivalent) laqual es defineix comQgs/VDD per tant de mantenir l’arrissat en la tensió d’alimentació menoral 5 %. En el nostre cas (per el 123N10N) Qgs = 9 nC i una tensió que podríem considerarmínima per al treball del MOSFET seria de 4,5 V per tant:

Cbypass ≥ 20 · 9 nC4,5 V

= 40 nF (2.48)

Per tant el condensador típic de 100 nF hauria de ser suficient.En [10, p. 22] també recomana tenir un condensador electrolític de més capacitat (entre

10 i 47 µF) a l’alimentació dels integrats.

28

2.5 Pont Complet de Díodes Ramon Estalella Rodríguez

2.5 Pont Complet de Díodes

L’entrada al nostre convertidor ha de poder acceptar una ona sinusoïdal, però el funcionamentdel boost requereix voltatges sempre positius, per tant farà falta un pont complet de díodes al’entrada per tal de rectificar la tensió d’entrada.

El pont de díodes que s’usarà és el GBPC3504 [11] que ja es troba al laboratori.La dissipació de les pèrdues al pont complet de díodes es pot calcular usant el pitjor cas de

tensió de caiguda en conducció (Vf ) i el corrent RMSmàxim que hi haurà de passar(Igrms−max).Sempre hi haurà dos díodes conduint, per tant la tensió de caiguda s’haurà de multiplicar perdos. El corrent màxim RMS és el de l’expressió . La tensió de conducció màxima val 1,1 Vi es pot trobar al datasheet del component [11, p. 5], o bé podem buscar-la per al nostre puntde treball en la figura 3 de [11, p. 6], llavors obtenim un valor de 0,85 V .

Ppont = 2 ·Vf · Igrms−max = 2 ·0,85 V ·3,53 A = 6 W (2.49)

Per tal de dissipar aquesta potència s’haurà d’afegir més capacitat de dissipació al pontde díodes, en forma d’un dissipador acoblat. Buscarem quina resistència tèrmica (dissipa-dor a aire (θth)) ha de tenir el dissipador per tal d’entrar dins d’uns paràmetres desitjats. Laresistència tèrmica entre el silici i l’encapsulat és de θs−e = 1,5 C/W i la temperatura mà-xima que pot aguantar el silici és de Tj−max = 150 C. La resistència entre l’encapsulat i eldissipador es podrà considerar negligible per a la nostra aplicació, ja que és molt petita [12,p. 3].

6 W =Tj −Ta

θs−e +θth(2.50)

Aïllant θs−e, considerant una temperatura d’aire elevada de Ta = 30 C obtenim una tem-peratura del silici molt conservadora (baixa) de Tj = 75 C:

θth = θs−e +Tj −Ta

6= 1,5

CW

+Tj −Ta

6= 9

CW

(2.51)

Com que no cal comprar un dissipador en concret i s’usarà qualsevol dissipador “sufici-entment gran” que es pugui trobar, ja és farà alguna mesura per a comprovar que el pont dedíodes es manté a una temperatura de treball segura.

2.6 Sensat del Corrent de l’Inductor

Un dels paràmetres importants que haurem de tenir en compte per a poder implementar elcontrol és el corrent de l’inductor. Hi ha moltes tècniques per a fer el sensat del corrent, unapossible forma de classificar-les seria considerant si afegeixen o no pèrdues al convertidor[13]. Depenent de l’aplicació i el que es vulgui prioritzar en ella es triarà un mètode o unaltre.

En aquest cas s’usarà un mètode que afegeix pèrdues, però és senzill i fiable. S’usarà unaresistència de sensat de corrent en sèrie amb la bobina i es mesurarà la caiguda de tensió pertal de deduir el corrent. Factors importants seran:

• Trobar l’equilibri correcte entre precisió i reducció de pèrdues. Com més gran fem laresistència més precisió i menys efecte tindrà el soroll en la nostra mesura però tambétindrem més pèrdues. Un problema similar el trobem en multímetres, en el rang decorrent petit és possible que usin una resistència de valor prou elevat com per a afectaral circuit que volem mesurar.

29

2.6 Sensat del Corrent de l’Inductor Ramon Estalella Rodríguez

• Volem que sigui precisa el qual implica tolerància baixa i que es vegi poc afectadaper factors com l’envelliment i temperatura. Molts fabricants tenen sèries de resistorsdedicades a aquesta aplicació. Inclús es podem trobar amb pads addicionals per a unaconnexió kelvin (4 fils) per tal de reduir l’error en la mesura.

• També farà falta una bona solució per a adaptar els nivells de tensió, ja que la tensióque hi haurà en la resistència serà molt petita i s’haurà d’amplificar per tal de poderllegir-la amb l’ADC.

La solució que s’implementarà es basarà en l’integrat INA19x de Texas Instruments [14]que és una solució que se m’ha recomanat per ser senzilla i comprovada. Aquest implementaun amplificador d’error que ens permetrà adaptar la senyal a una tensió adequada per a l’ADC.Està pensat per a treballar en costat alt, amb tensió en mode comú que va de −16 V fins a80 V , la qual serà més que suficient per al nostre nivell de voltatge.

Caldrà ajustar el guany del amplificador i el valor de la resistència per a poder fer mesuresel més acurades possible en tot el rang de treball. El rang de treball anirà entre zero i elvalor de pic de corrent més elevat que es pugui esperar. Valor que ja s’ha calcula en ??(aproximadament 5,5 A).

Podem trobar l’INA19x en 3 configuracions diferents de guany, 20, 50 i 100 V/V. S’hauràde veure quina és la més adequada en funció de la resistència de sensat, el rang de corrents amesurar i el rang que es vulgui a la sortida de l’amplificador.

Un parell d’expressions que ens podrien ser útils a l’hora d’ajustar el sistema són lessegüents. L’expressió de la potència màxima que dissiparà el resistor de sensat de corrent:

Pshunt = Rshunt · Irms2 (2.52)

On Irms és el corrent calculat en 2.5 (3,53 A).L’expressió de la tensió de sortida de l’amplificador vindrà donada per:

Vsense = IL ·Rshunt ·G (2.53)

On G és el guany de l’amplificador (20, 50 o 100 V/V). Com a corrent màxim a mesurars’usarà 6 A que ens proporciona una mica de marge respecte el valor calculat en ??.

Una altra eina útil la trobem a la mateixa web de Texas Instruments del INA19x. Tenenuna aplicació en línia que permet calcular l’error en la mesura en funció del corrent.

30


Figura 2.16: Interfície de l’aplicació web de TI per al càlcul de l’error (%) en funció del corrent (A) per l’INA193 i valorssimilars als que podríem tenir en el nostre cas

Sensed Current (A)

TotalE

rror(%)

Total Error (%) vs. Sensed Current (A)

25 C85 C

1 2 3 4 5 60

5

10

15

20

25

Figura 2.17: Càlcul d’error amb l’aplicació web de TI per l’INA193 i Rshunt = 50 mΩ

Analitzant algun cas trivial podem veure que l’error és fa rellevant a corrents baixes. Peral nostre cas aquest efecte es veu una mica mitigat pel fet que al disminuir la tensió en modecomú l’error també disminueix.

31


Un valor de Rshunt que se m’ha recomanat és de 50 mΩ. Es pot veure que amb aquestvalor, amb el major corrent possible i usant l’integrat de la sèrie INA19x amb menor guany(20 V/V) tenim una tensió a mesurar per l’ADC de

Vsense = 0,05 Ω ·6 A ·20VV

= 6 V (2.54)

Tensió que supera el rang de treball del nostre mòdul ADC [15, p. 10]. Inclús per sobredels màxims absoluts del propi DSC28335 [16, p. 31]. Això vol dir que o bé fem més petitla Rshunt o bé escalem la tensió que ens proporciona l’INA193.

Si volem reduir Rshunt s’haurà de reduir fins

VADCmax = ILmax ·Rshunt ·G → Rshunt ≤VADCmax

ILmax ·G=

3 V6 A ·20 V

V= 25 mΩ (2.55)

Comparant la figura 2.17 (per l’error comés amb Rshunt = 50 mΩ) i la figura 2.18 (perl’error comés amb Rshunt = 25 mΩ) podem observar que l’hem empitjorat considerablement.

Sensed Current (A)

TotalE

rror(%)

Total Error (%) vs. Sensed Current (A)

25 C85 C

1 2 3 4 5 60

5

10

15

20

25

Figura 2.18: Càlcul d’error amb l’aplicació web de TI per l’INA193 i Rshunt = 25 mΩ

S’ha passat de tenir un error del 5 % a 1 A a tenir-lo a 2 A.Per tal de poder usar la Rshunt = 50 mΩ s’haurà de posar un divisor de tensió a la sortida

de l’INA193 de manera que passem dels 6 V màxims calculats en l’expressió 2.54 als 3 Vmàxims de l’ADC. No hauria d’haver problema ni afectar a la mesura el fet de posar aquestdivisor ja que la sortida del INA19x (a diferència d’altres integrats similars de la família INA)el pin de sortida ve d’un buffer [14, p. 13]. El propi datasheet del component proposa unaaplicació amb un divisor a la sortida [14, p. 16]. Per a passar de 6 V a 3 V vol dir que volemun guany de 0,5V

V per tant s’usarà dos resistències del mateix valor. El valor en si hauria deser el més gran possible per tal de reduir pèrdues, sense afectar la mesura.

El guany total que es veurà al DSP serà:

Gsense = Rshunt ·GINA193 ·Gdivisor = 0,05 Ω ·20VV·0,5 = 0,5 Ω (2.56)

32


Les unitats d’aquest guany té sentit que siguin Ohms ja que estem passant de corrent(Amperes) a tensió (Volts). Si el que volem es saber el corrent a partir de la tensió mesuradahaurem d’usar l’invers:

1Gsense

= 21Ω

(2.57)

2.6.1 Filtratge en el Sensat de Corrent de l’Inductor

En cas que ens trobéssim que el soroll ens afecta massa la mesura del corrent i no és consistentel que obtenim a la sortida o el que llegim amb l’ADC caldria filtrar la senyal de manera quel’efecte del soroll es vegi reduït. Per a afegir un filtre el propi datasheet del INA19x ensproposa un filtratge de la senyal abans d’entrar a l’integrat, el circuit proposat es pot veure ala figura 2.19.

Figura 2.19: Filtre a l’entrada de l’INA19x proposat per TI en [14]

33

2.7 Sensat de les Tensions d’Entrada i Sortida Ramon Estalella Rodríguez

Tant l’error afegit pel filtre com el valor del filtre venen donats al datasheet:

GainError% = 100−(

5 kΩ5 kΩ+R f ilter

)·100 (2.58)

f−3db =1

2π2 ·R f ilter ·C f ilter(2.59)

Una altra opció per a filtrar la senyal seria després de l’INA19x, juntament amb el divisorde la sortida. Llavors obtindríem la freqüència del filtre pas a baixos:

f =Rd1 +Rd2

2π ·Rd1 ·Rd2 ·C f(2.60)

Seria bo tindre la possibilitat de muntar o no aquests filtres a la PCB ni que fos per a ferproves durant els tests amb el circuit real. En cas de no usar-se es poden simplement curtcir-cuitar les resistències específiques del filtre d’abans de l’INA19x i deixar els condensadorsen circuit obert.

2.6.2 Elecció de la Resistència de Mesura del Corrent

Com a Rshunt hem decidit que s’usarà una resistència de Rshunt = 50 mΩ. Es mirarà quesigui adequada per a l’aplicació i que pugui dissipar la potència corresponent, la qual podemcalcular amb l’expressió 2.52:

Pshunt = 0,05 ·3,532 A = 623 mW (2.61)

Es buscarà una resistència que pugui dissipar més d’aquesta potència (cerca selectiva enRS per a potències de 2 W o majors). Una opció molt bona seria la sèrie FC4L64 d’Ohmiteque pot dissipar fins a dos watts i té 4 terminals per a una connexió Kelvin (a quatre fils) pera fer la mesura de la caiguda de tensió sense que afecti la impedància dels pads i terminals depotència en la mesura. El problema és que és casi 3 vegades més cara que l’altra opció queestava considerant i té alguna incongruència la informació que proporciona RS. El codi delfabricant és per una serie en concret i el datasheet que referencia RS és per a una altra, tenenfootprints diferents i per a evitar problemes, tot i que era molt bona opció s’ha descartat.

La que s’ha acabat triant és la serie CRA2512 de Bourns. Pot dissipar 3 W, més quesuficient. De la mateixa serie hi ha valors disponibles de 25 mΩ i 100 mΩ, en cas que es vol-guessin fer proves no caldria tenir diversos footrpints o fer modificacions. No té la connexióKelvin als propis terminals, però de totes maneres es podrà implementar a l’hora de fer eldisseny de la PCB.

2.7 Sensat de les Tensions d’Entrada i Sortida

El control també requereix poder fer el sensat de les tensions d’entrada i sortida del converti-dor. Com que les tensions d’entrada i sortida són majors que els 3 V que pot mesurar (com amàxim) el nostre ADC, s’hauran d’adaptar. Usarem un simple divisor resistiu amb un guanytal que per la màxima tensió a mesurar estiguem dins del rang de l’ADC.

L’expressió del guany és la típica del divisor de tensió:

Vo =R2

R1 +R2·Vin (2.62)

34

2.8 Elements de Protecció Ramon Estalella Rodríguez

Partint del valor d’una de les dues resistències (R2 en aquest cas) l’altra la podem trobar:

R1 =Vin −Vo

Vo·R2 (2.63)

Escalat tensió entrada: La tensió màxima d’entrada és de 25 Vrms, el pic per tant val25 ·

√2 = 35,4 V . Aproximant a l’alça, decidim que volem poder mesurar fins 26 V , això

vol dir que quan l’entrada al divisor sigui 26 V la sortida serà 3 V . Ajustant per a valorscomercials de resistències obtenim R1 = 36 kΩ i R2 = 4,7 kΩ. Això representa un guanyde:

GVin =R2

R1 +R2=

4,74,7+36

= 0,115479 (2.64)

Per al cas màxim de 26 V la sortida del divisor valdria 3,0025 V .

Escalat tensió sortida: La tensió que es vol a la sortida és de 40 VDC amb un arrissat depic a pic màxim del 5 %. Com que és la tensió que volem regular i no vindrà regulada d’unafont externa es vol tenir més marge, per si tenim un arrissat més gran del previst poder seguirmesurant la tensió real i no arribar al límit de la nostra capacitat de mesura (3 V al ADC).Obtindrem els valors del divisor de manera que ens permeti mesurar tensions de fins a 60 V(al menys inicialment). Igual que abans ajustant per a valor comercials obtenim R1 = 82 kΩi R2 = 4,3 kΩ. Això representa un guany de:

GVin =R2

R1 +R2=

4343+820

= 0,0498 (2.65)

Per al cas màxim de 60 V la sortida del divisor valdria 2,99 V .

2.8 Elements de Protecció

Per tal de protegir la placa de control amb el DSC contra sobretensions es va pensar en usardíodes zener amb tensió zener inferior a la tensiómàxima que aguanta el DSC. El problema veal estar en paral·lel amb una de les dos resistències de valor relativament elevat d’un divisorde tensió. El corrent que comença a passar inclús abans del punt zener de tensió és suficientcom per afectar la mesura considerablement. Així que tot i que es van implementar al dissenyde la PCB a la pràctica no es van usar.

La pràctica que es va realitzar per tal de protegir el DSC de la planta va ser usar unarelació en els divisors de tensió que permetés mesurar tensions (d’entrada i sortida) forçasobredimensionades respecte els valors esperats. De totes maneres la tensió d’entrada si esconfigura correctament la font del laboratori no hauria de poder superar mai el valor màxim.En quant al sensat de corrent, s’alimenta el sensor (INA193) a 8 V i la seva sortida té undivisor per 2, per tant no podrà mai arribar més de 4 V al DSC.

35


3 Model de la Planta i Llei de Control

S’obtindrà el model del convertidor boost discretitzat.Per a la llei de control ens basarem en la llei de control obtinguda en un treball de fi de

màster.

3.1 Discretització de la Representació General

Partint de la representació general on definim les equacions diferencials per als períodes deTon i To f f , discretitzarem aquest model general i després l’aplicarem al cas particular delconvertidor elevador.

x = A1x(t)+B1 durant Ton

x = A2x(t)+B2 durant To f f(3.1)

Compactant obtenim:

x = (A1x(t)+B1)Ton

T+(A2x(t)+B2)

To f f

T= (A1x(t)+B1)

Ton

T+(A2x(t)+B2)

(1− Ton

T

)(3.2)

On T és el període de commutació. Substituint Ton = τ i reagrupant:

x = ((A1 −A2)x(t)+B1 −B2)τ(n)

T+A2x(t)+B2 (3.3)

Ara aplicant el mètode d’Euler per a obtenir la discretització:

x(n+1)− x(n)T

= ((A1 −A2)x(n)+B1 −B2)τ(n)

T+A2x(n)+B2

= ((A1 −A2)x(n)+B1 −B2)τ(n)+A2T x(n)+B2T + x(n)= (A1 −A2)x(n)τ(n)+(B1 −B2)τ(n)+B2T +(I +A2T )x(n)

(3.4)

Si es defineixen unes noves matrius:

F = (A1 −A2) ; E = (B1 −B2) ; G = B2T ; H = (I +A2T ) (3.5)

L’expressió 3.4 es pot passar a escriure com:

x(n+1) = Fx(n)τ(n)+Eτ(n)+Hx(n)+G (3.6)

S’haurà de substituir per les matrius del convertidor en concret amb el que es vulguitreballar.

3.2 Discretització del Convertidor Boost

Partim de les matrius d’estat del convertidor boost ideal:

A1 =

[0 00 − 1

RC

]; A2 =

[0 − 1

L1C − 1

RC

]B1 =

[ Vin(n)L0

]; B2 =

[ Vin(n)L0

] (3.7)

36

3.3 Llei de Control Ramon Estalella Rodríguez

Obtenim les noves matrius definides en 3.5 pel cas del convertidor boost. Podem veure quecom que les matrius A1 i A2 són iguals, en el càlcul de E s’anul·laran.

F =

[0 1

L−1C 0

]; E = 0 ; G =

[ Vin(n)TL0

]; H =

[1 1− T

L−T

C 1+ TRC

](3.8)

Per tant tenim:

x(n+1) = Fx(n)τ(n)+Hx(n)+G (3.9)

Que podem veure que correspon al model obtingut en [17].

3.3 Llei de Control

La llei de control que s’ha agafat del treball de final de final de màster és la següent:

τ(n) =

0 si τeq(n)≤ 0τeq =

C(L(vin(n)−riL(n))+rT (vC(n)−vin(n)))r(TiL(n)+CvC(n))

si 0 < τeq(n)< T

T si τeq(n)≥ T

(3.10)

37


4 Simulació

En aquest apartat tractarem la simulació de la planta juntament amb el control. Les simula-cions es faran amb PSIM. L’objectiu serà la verificació del disseny de la planta i el controltriat. També servirà per a no haver de programar la llei de control per primera vagada a sobredel DSC.

S’implementarà el control amb un bloc de codi en C dins de PSIM, d’aquesta maneraquan es vulgui passar el control simulat al DSC només caldrà copiar el codi C usat en lasimulació.

Usarem l’element de PSIM “Simplified C Block” aquest ens permet definir el númerod’entrades i sortides que volem tenir per tal d’interactuar amb la resta del circuit. La descrip-ció d’aquest element de PSIM ens indica que dins del propi bloc el codi en C tindrà accésa les entrades que arribin de l’entorn de PSIM a través de les variables x1, x2,... xn i a lessortides que es retornaran a PSIM a través de les variables y1, y2,... yn. També tindrem accésa les variables provinents de PSIM “t” que ens indicarà el temps que ha passat en la simulaciói la variable “delt” que ens proporcionarà el pas entre passos de simulació.

4.1 Integració de Codi C al PSIM

Abans de començar a implementar la llei de control s’ha de fer el codi que implementi unasortida PWM i ens permeti fer accions en punt concret dins del període de commutació. En elnostre cas aquestes accions serà mostrejar les variables d’entrada i calcular la llei de control.La configuració en l’esquemàtic de PSIM és la que podem veure a la Figura 4.1, i Codi 1.

Figura 4.1: Configuració en PSIM del bloc C per a la prova

// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -// El temps de s imu la c i ó ens a r r i ba per l a v a r i ab l e ” t ” i e l pas d ’

i n t e g r a c i ó per l a v a r i ab l e ” de l t a ”// aques te s v a r i a b l e s s ’ encarrega PSIM d ’ a c t u a l i t z a r l e s// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

// D e f i n i c i ó de l e s ent rades i s o r t i d e s// x1 : Mesura de l co r r en t de l ’ inductor// x2 : Mesura de l a t e n s i ó d ’ entrada// x3 : Mesura de l a t e n s i ó de sp r t i da

// y1 : Sor t ida PWM// y2 : Sor t ida de debug// y3 : Sor t ida amb e l temps r e l a t i u de l per í ode ac tua l

// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

38

4.1 Integració de Codi C al PSIM Ramon Estalella Rodríguez

// Les v a r i a b l e s que nomé s es vo len mantenir per a cada execuc i ó de l cod ies dec l a r en com a

// s t a t i c :

s t a t i c i n t n_prev ; //Número de per í ode ant e r i o r , per a saber s i hement ra r a un nou

// per í ode o no

s t a t i c i n t ac1=0; // Var iab le en l a que indiquem s i j a hemr e a l i t z a t l ’ a c c i ó 1 en e l

// per í ode ac tua l 1=Real i tzada , 0=S ’ ha de Rea l i t z a r . Pot haver mé s d ’ unaa c c i ó per t a l de

// r ep r e s en ta r d i f e r e n t s a c c i o n s en d i f e r e n t s moments de l per í ode .s t a t i c i n t ac2=0; //Per a l PWM

s t a t i c f l o a t mig=0; // Var í ab l e que s ’ usar à com a s o r t i d a en aquestexemple

s t a t i c i n t pwm = 1 ; // Var iab le que i nd i c a r à s i l a s o r t i d a PWM val 1o 0 .

s t a t i c f l o a t Tdcy = 0 ; // Var iab le on guardem e l temps ( r e l a t i u a l Tsw) que vindr à d e f i n i t

// a p a r t i r de l DCY (dcy , v a r i ab l e no s t a t i c )// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

// Obtenim e l número per í ode de commutació en e l que estem dins de l as imu la c i ó , i e l temps

// que ha pasat dind d ’ aquest per í ode . Ens s e r v i r à per a s i tua r - nos isaber quan hem de f e r

// cà l c u l s i a c t u a l i t z a r v a r i a b l e s per t a l de s imular e l comportament de lDSC r e a l .

f l o a t T=1e - 5 ; // Per í ode de commutació que equ iva l a fsw=100 kHzin t n ; // Número de per í ode ac tua l ( que ca lculem )f l o a t t_per ; // Temps r e l a t i u a l per í ode , es a d i r quant de temps ha

passat desde que// s ’ ha començ at e l per í ode ac tua l

i n t dcy = 0 ; // (%) Var iab le en l a que e l c on t r o l d e f i n i r a e l c i c l ede t r e b a l l

// Cà l c u l de l per í ode ac tua ln = f l o o r ( t /T) ;

i f (n!=n_prev ) // S i hem ent ra t an un nou per í ode indiquem que l e s a c c i on sque fem un cop per

// per í ode s ’ han de tornar a f e r ( acx ) , ac tua l i t z em e l va l o r de l per í ode (s t a t i c ) ( n_prev ) , i aixequem

// PWM.

n_prev = n ;ac1 = 0 ;ac2 = 0 ; // Per a l PWMpwm = 1 ;

// Cà l c u l de l temps d ins de l per í ode

39

4.1 Integració de Codi C al PSIM Ramon Estalella Rodríguez

t_per = t - n*T;

y3 = t_per ; // Treiem e l va l o r de temps d ins de l per í ode per una de l e ss o r t i d e s de l b loc

// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

// Duty cy c l e ( dcy ) a r b i t r a r i per a provar PWM, s e r í a l a v a r i ab l e que e lcod i de con t r o l mod i f i c a r i a

dcy = 50 ;Tdcy = ( ( dcy*T) /(100) ) ;

// S i s ’ ha a r r i b a t o passat e l temps cor re sponent a l dcy , i encara no hemr e a l i t z a t l ’ a c c i ó de ba ixar

// e l PWM( ac2 )i f ( ( t_per >= Tdcy)&&(ac2==0))

pwm = 0 ;ac2 = 1 ;

y1 = pwm;

// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

// Re a l i t z a c i ó d ’ una a c c i ó a l mig de l c i c l e ”ON” de l PWMi f ( ( t_per >= (Tdcy/2) )&&(ac1==0))

i f (mig==0)

mig = 0 . 5 ; // Trec 0 .5 i no 1 per a v i s u a l i t z a r comodamentjuntament amb la

// senya l de l PWMe l s e

mig = 0 ;ac1 = 1 ;

y2 = mig ;// - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

Codi 1: Codi de prova per a veure que podem simular el funcionament que tindrem en el DSP

El resultat que obtenim d’aquesta simulació es pot veure en la Figura 4.2. S’observa queefectivament estem generant la senyal PWM esperada. També podem observar que l’accióque hem programat per a fer-se al mig del Ton (canviar l’estat de la senyal “Debug”) funcionacorrectament. També s’ha comprovat per a diferents cicles de treball. Ja podem integrar lallei de control en el codi.

40

4.2 Simulacions amb el Llaç de Corrent Ramon Estalella Rodríguez

Figura 4.2: Resultat de la simulació del codi per a provar el C a PSIM

4.2 Simulacions amb el Llaç de Corrent

Ara a part del bloc de codi C necessitem la pròpia planta amb els valors que s’usaran enl’experimental ho podem veure a la Figura 4.3 i la Figura 4.4. Podem veure que el valor delcondensador no són els 6400 µF que hem calculat en l’expressió 2.24 durant el disseny dela planta. Això es degut a que aquest valor era per a complir amb l’especificació del tempsde hold-up i al laboratori per a moltes de les mesures no posarem tanta capacitat, nomésun condensador de 2200 µF (dels 3 que està pensada la PCB per tal de complir amb eltemps de hold-up). Es fa perquè serà més còmode treballar amb la placa si no tenim tots elscondensadors soldats, i per moltes de les mesures a fer no ens hauria d’influir. També es potveure que tenim una font sinusoïdal i una DC a l’entrada del pont rectificador, desactivemuna o l’altra en funció de si es volen fer simulacions en AC o DC.

Figura 4.3: Planta ideal per a la simulació en PSIM del convertidor

Per tal de tancar el llaç de control de corrent i que el convertidor es comporti com unresistor lliure de pèrdues implementarem la llei de control de l’expressió 3.10 en el codi C.La porció de codi que implementa el control es posarà on en la prova feta anteriorment (quees pot veure al Codi 1) actualitza l’estat de la variable “mig”. Es a dir al mig del temps ONde commutació.

// ”Mostre ig de l a senya l ”

41


Figura 4.4: Bloc C amb els divisors de sensat de tensió per a la simulació en llaç de corrent tancat

f l o a t i l_n = x1*Ci ;f l o a t vin_n = x2*Cv ;f l o a t vo_n = x3*Cv ;

// Cà l c u l de l Ton ( tau ) en f unc i ó de l a senya l de con t r o lf l o a t tau , num, denom ;num = C*(L*( vin_n - r * i l_n ) + r *T*(vo_n - vin_n ) ) ;denom = r *(T* i l_n + C*vo_n) ;tau = num/denom ;

// Limitem tau ent re e l que s e r í a 1 % i 99 % de c i c l e de t r e b a l li f ( tau <0.0000001)

tau = 0 .0000001 ;e l s e i f ( tau>=(T-0 . 0000001) )

tau = T-0 . 0 000001 ;

// Actual itzem e l c i c l e de t r e b a l l amb e l nou va lo r c a l c u l a t en aquestper í ode de commutació

dcy = 100*( tau/T) ;

Codi 2: Codi que implementa la llei de control i el mostreig de les senyals d’entrada

Al Codi 2 es pot veure la implementació en la simulació del mostreig de la senyalsd’entrada i la llei de control. Es pot destacar que les variables d’entrada es multipliquenper unes constants que (Cv i Ci) les quals s’han calculat per a passar dels valors adaptats detensió que li arriben al DSC una altra vegada al valor real. En principi aquestes constants jatenen el valor que hauran de tenir al fer la implementació real.

4.2.1 Simulació en DC

Es faran algunes simulacions en DC per tal de comprovar que la planta juntament amb elcontrol funciona tal com s’espera.

42


4.2.1.1 Arrancada del Convertidor: Simulació de l’arrancada del convertidor en DC.Treballem a tensió d’entrada nominal Vg = 23 V , es vol potència nominal (P = 60 W ) ai-xò vol dir que la resistència de consigna r que haurem d’introduir al control valdrà:

r =Vg

2

P=

232 V 2

60 W= 8,82 Ω (4.1)

Si a la sortida volem la tensió nominalVo = 40 V la resistència de càrrega Ro haurà de valdre:

Ro =402 V 2

60 W= 26,7 Ω (4.2)

Figura 4.5: Arrancada del convertidor en DC, corrent d’inductor i consigna imposada; tensions d’entrada i sortida delconvertidor

A la Figura 4.5 podem veure el resultat d’aquesta simulació. S’ha introduït una líniamanualment per tal de mostrar la consigna de corrent (expressió 4.1) a la mateixa gràfica delcorrent. Es pot veure que el control funciona correctament ja que la referència queda a alpunt mig del corrent mesurat. Confirmem que estem prenent la mostra al mig del períodeON de commutació.

Gràcies al díode de pre-càrrega del condensador de sortida no hi ha ni sobre-pic al correntde l’inductor ni a la tensió de sortida. De totes maneres el condensador de sortida es carregainstantàniament a la tensió d’entrada el qual significa un corrent pel díode de pre-càrregainfinit, cosa que sabem que no podria succeir a un muntatge real.

També es pot veure que la dinàmica de la tensió de sortida és lenta degut a la capacitatelevada de sortida. Si reduïm aquesta capacitat la tensió de sortida arribarà abans al valord’estat estacionari.

4.2.1.2 Pertorbacions de Càrrega en DC: Podem comprovar que si en un moment donatel valor de la nostra resistència de càrrega varia, el control mantindrà el corrent d’entradaconstant i el que canviarà serà la tensió de sortida per tal de poder dissipar la potència. Perexemple si canviem la càrrega de 26,7 Omega a 17,4 Ω la tensió de sortida hauria de passardels 40 V a:

Vo =√

P · r =√

60 ·17,4 = 32,3 V (4.3)

43


Figura 4.6: Variació de la resistència de càrrega Ro = 26,7 Ω → 17,4 Ω

A la Figura 4.6 podem veure que efectivament la tensió de sortida varia tal i com espe-ràvem. El corrent de la bobina manté el mateix valor mig, per tant el control està funcionantcorrectament.

4.2.1.3 Pertorbació de la Tensió d’Entrada: Si es realitza una pertorbació a la tensiód’entrada com que la nostre consigna és de resistència equivalent llavors si que ens canviaràel corrent de la bobina, tal com podem veure en la Figura 4.7. També canvia la potència quehaurà de dissipar la resistència de càrrega per tant la tensió de sortida.

Figura 4.7: Variació de la tensió d’entrada de 23 V a 18 V

4.2.1.4 Variació de la Consigna: Finalment si realitzem una variació de la consigna rper exemple del valor calculat en 4.1 (que s’havia usat fins ara) a un altre, per exemple 15obtindrem el resultat que es mostre en la Figura 4.8.

44


Figura 4.8: Variació de la consigna r de 8,82 Ω a 15 Ω

4.2.1.5 Detall dels Transitoris: Si ens fixem en el cicle de treball en les transicions po-drem veure directament la senyal que treu el nostre control i no l’efecte sobre les variablesde la part de potència. Per exemple en la Figura 4.9 un canvi de la consigna r més exageratque l’anterior a la vegada que el cicle de treball.

Figura 4.9: Variació de la consigna r de 8,82 Ω a 20 Ω, el cicle de treball (dcy)

En la Figura 4.10 podem veure el detall ampliat en la transició. En el moment de latransició com que el corrent ha de fer un salt molt gran cap avall, la sortida de cicle de treballes fa mínima. Mínima en el nostre cas és 1 %, ja que és el valor per al qual saturem la sortidade control.

4.2.2 Simulació en AC

Ara que ja s’ha comprovat el funcionament del convertidor en DC s’hauria de veure querealment serveix per a implementar correcció del factor de potència. A la Figura 4.11 es pot

45


Figura 4.10: Variació de la consigna r de 8,82 Ω a 20 Ω, mirant el cicle de treball (dcy) i ampliant en el transitori

veure una simulació en condicions nominals. Vg = 23 V rms, consigna r = 8,82 Ω per tal detenir P = 60 W i Ro = 26,7 Ω per a tenir Vo = 40 V .

Figura 4.11: Simulació amb llaç tancat de corrent i condicions nominals: IL, cicle de treball, Vo i Vg

Tot i que no es veu en la Figura 4.11, el díode de pre-càrrega del condensador segueixfuncionant, ha limitat el sobre-pic que passa per la bobina considerablement. És interessantveure com durant l’arrancada, el control satura el cicle de treball (al 1 % que hem posat coma mínim) degut a que aquest no pot regular mentre tenim la tensió de sortida menor a lad’entrada. Es pot veure com la tensió de sortida s’estabilitza als 40 V amb un arrissat a 100Hz com era d’esperar.

Podem analitzar els resultats més a fons. Ja que l’objectiu és la correcció del factor depotència podem centrar-nos en analitzar-lo. Podem posar Vg i IL en la mateixa gràfica (talcom es mostra en la Figura 4.12) i calcular el factor de potència (resultats en la Figura 4.13.

Podem veure que el factor de potència és casi perfecte del 99,87%. També podem obtenirla FFT del corrent de la font sinusoïdal per tal de tindre una altra visualització del funciona-ment com a PFC.

46


Figura 4.12: Tensió i corrent d’entrada visualitzats junts per a obtenir el factor de potència

Figura 4.13: Mesura del factor de potència en condicions nominals

A la Figura 4.14 es pot veure el resultat de la FFT. S’ha limitat la freqüència a 500 Hz,però bàsicament és veu el mateix que si s’agafa en tot el rang que dona el PSIM. Noméss’observa un pic pronunciat a la freqüència de 50 Hz. Sabem que tenim una component amola més alta freqüència (els 100 kHz de les commutacions i amunt). El que passa és quel’amplitud dels 50 Hz és molt major. Si fem una altra captura, però aquesta vegada no agafemels 50 Hz obtenim la FFT de la Figura 4.15.

Ara podem veure la component a 100 kHz i els seus harmònics. Es pot veure que lacomponent a 100 kHz té una amplitud d’un ordre de magnitud inferior a la de 50 Hz. En unsistema real amb els seus components no ideals i amb elements paràsits aquesta componenta 100 kHz segurament podria fer-se més significativa (s’haurà de veure al muntatge real si esfa ,és evident o no l’arrissat a 100 kHz). En un sistema real s’usaria un filtre d’alta freqüènciaentre el que seria la font sinusoïdal i l’entrada al PFC.

En general podem considerar que tant la planta com el control s’estan comportant com esvolia inicialment. No s’ha identificat cap problema rellevant amb la implementació realitzadadel control. Tampoc s’ha identificat cap problema amb la part de potència, tot i que aquests,si hi són es manifestaran amb les mesures reals degut als elements paràsits i components noideals que ara no s’estan considerant.

47


Figura 4.14: FFT del corrent del generador a punt de treball nominal

Figura 4.15: FFT del corrent del generador a punt de treball nominal i mostrant a partir de 100 Hz

48


5 Disseny de la Placa de Circuit Imprès

El disseny de les plaques de circuit imprès es realitzarà amb el programari d’AltiumDesigner.Concretament Altium Designer 16.0. És un programari nou per a mi. Fins aquest moment,els programes de disseny de PCB que havia tocat eren: PCB editor d’OrCAD Cadence a launiversitat (concretament en l’assignatura d’equips electrònics) i CircuitMaker (un programagratuït de disseny de PCBs) per a fer algunes proves a casa.

La PCB es pot fabricar per mitjans interns a la URV, hi ha un tècnic (José RodríguezTena) que fabrica PCBs per a les necessitats de docència i recerca a la URV. Un altre mitjàseria enviar-la a fabricar a una empresa especialitzada. Serà important tenir clar que és el querealment es pot fabricar a través d’aquests mitjans.

El muntatge dels components a la PCB es farà de manera manual. És un punt a teniren compte ja que si mentre es fa el disseny de la PCB es té en compte com es muntarà,les capacitats i tècniques de muntatge, es pot facilitar molt la feina es pot adaptar la PCB aaquestes i facilitar molt la feina.

5.1 Fabricació a la URV

M’he posat en contacte amb el tècnic que s’encarrega de la fabricació de les PCBs a la URV, enJosé Rodríguez Tena. Hem comentat detalls del procés de fabricació que poden ser importantsa l’hora de fer el disseny de les plaques de circuit imprès. En funció de com ens afecta:

• Gruix de Cu de les plaques: El gruix que solen usar és de 35 µm, també en tenende 18 µm, per a la nostra aplicació de potència millor usar la de més gruix de coure.També m’ha comentat que el proveïdor amb el que treballen no en té de més gruixudes,així que treballarem sempre amb 35 µm de coure.

• Fresat:

– Per a aïllar pistes usen dues freses el marge de tolerància de les quals fa que cadauna treballi en un marge d’entre dos valors: la més prima entre 0,1 i 0,15 mm il’altra entre 0,2 i 0,5 mm.

– Per a “netejar” el coure de les zones que es volen buides usa freses de gruixosmés grans, és important que se li ha de dir al tècnic si es vol o quines zones esvolen netes de coure a part de fer l’aïllament entre pistes i plans.

• Vies: El procediment que usa el tècnic per a fer les vies és primer fer tots els foratsque seran vies, metal·litzar-los tots i després fer els forats normals. Per a saber quinssón vies i quins són forats ho pot fer de dos maneres, una capa per separat que siguiper a vies o bé que totes les vies tinguin un forat d’una mida en concret i que no s’usiper als forats normals. Per exemple usar 0,7 mm en totes les vies. També se m’harecomanat un mínim de 0,2 mm de gruix del pad de les vies per a que no saltin (que noes desenganxi el coure).Un punt important respecte les vies, és que no poden usar-se per a res que requereixicorrents una mica elevats (inclús transitoris) poden far-se malbé. S’ha trobat que tantpoden quedar en circuit obert com presentar una resistència elevada que faci que elcircuit no funcioni correctament.

49

5.1 Fabricació a la URV Ramon Estalella Rodríguez

• Forats: Té broques a partir de 0,1 mm fins a 3 mm en salts de 0,1 mm. És possibleque li falti alguna mida, per exemple no té 1,6 mm en aquest cas usaria la següent queseria de 1,7 mm.Els forats no es poden metal·litzar. Això es degut a que quan es soldés la pota delcomponent, l’estany usat per a metal·litzar el forat i unir la pista del top i botom esrefondria i podria deixar de fer contacte. Això vol dir que els forats només es podenusar per a canviar de cara si estem segurs que el component que posarem ens permetsoldar a tots dos costats de la placa, com seria el cas d’una resistència de forat pasanto un TO220.

5.1.1 Avantatges i Inconvenients de la Fabricació de PCBs a la URV

És molt còmode tenir accés a la fabricació de PCBs a la pròpia universitat. És molt bo pera processos de prototipatge. De totes maneres el procés de fabricació que s’usa té algunsinconvenients, els quals si volem que la nostra PCB pugui fabricar-se a la URV s’haurand’identificar i fer el possible per tal de mitigar-se:

• Pel que se m’ha explicat les vies no poden posar-se a sobre (o massa a prop) de llocson es soldarà ja que el material que usen per a fer-les es pot fondre i l’estany usat perexemple per a soldar un component SMD que tingui un pad massa a prop podria ferque el material de la via sortia i aquesta deixés de fer contacte. Aquest problema seriamés molest si estiguéssim dissenyant una PCB amb major densitat de components.

• Els forats no són metal·litzats, per tant els components THT deixen que no es puguinsoldar per ambdós costats (com seria el cas de connectors o bé condensadors amb potescurtes) de la PCB deixen de servir-nos per a passar una pista d’una cara a l’altra. Aixòens limitarà una mica el procés de disseny de la PCB i és important tenir-ho presentja que Altium per defecte considera que els forats són metal·litzats i no t’indicarà quefalten connexions. S’arreglarà posant vies separades del forat en els casos que siguinecessari.

• No tenim serigrafia (silk-screen en anglès), és la capa “Top Overlay” en Altium. S’usaper a identificar on van els components un cop fabricada la PCB. Com que no tenimuna gran quantitat de components i només es pensa construir una PCB no hauria derepresentar cap problema.

• No tenim màscara de soldadura (solder mask en anglès). L’objectiu de la mascarade soldadura és evitar que s’oxidi el coure de les pistes i evitar que es formin pontsde soldadura. No es pensa usar la PCB durant gire temps per tant el problema del’oxidació no ens afecta. En quant als ponts de soldadura, es pot intentar mitigar elproblema deixant una mica més d’espai entre pistes. El principal problema que hepogut detectar és en llocs com els condensadors de desacoblament per als integrats ésmolt fàcil que si per exemple s’usa pasta de soldadura aquesta crei un curt circuit entrealimentació i terra per sota del component que a simple vista és molt difícil de detectar.Bàsicament no tenir mascara de soldadura implicarà que s’ha d’anar més en compte al’hora de soldar i anar testejant sovint ja que si tenim un curtcircuit entre l’alimentaciói el terra i ja hem soldat molts condensadors de desacoblament serà molt difícil detectaron s’ha format aquest curtcircuit.

50

5.2 Fabricació Comercial Fora de la URV Ramon Estalella Rodríguez

• Les vies no suporten gaire corrent. És comú que a la que passa un corrent una micaelevat per les vies que questes es facin malbé. No té per que quedar-se com a circuitobert, solen quedar com a resistència de valor alt (en comparació amb el curtcircuit queidealment voldríem). Per a les vies que necessiten portar potència, en PCBs comercialses sol posar varies vies per tal de repartir el corrent. La solució que crec que és millorper a les PCBs a la universitat per a vies de potència és simplement deixar un parell deforats i soldar-hi potes de components. Si no ha de passar gaire corrent, i es creu quees possible usar vies, sempre es pot posar més d’una (si hi ha espai) per a aconseguirredundància.

5.2 Fabricació Comercial Fora de la URV

La idea és portar la PCB a fabricar-se a una empresa especialitzada. D’aquesta maneras’aconseguirà un acabat més professional. Hauria de ser més fàcil treballar amb la PCB,fer modificacions, comprovacions, etc.

Els fabricants de PCBs als quals s’ha considerat són “Circuitos Impresos 2CI” (2cisa) i“JLCPCB”. 2cisa és una empresa de Montcada i Reixac a prop de Barcelona. JLC és unaempresa de Xina, en [18] es pot veure una visita a la seva fabrica. Ambdues fan prototipatgede PCBs (petita quantitat).

Ambdos fabricants tenen un apartat de la seva pàgina web on expliquen recomanacionsi les capacitats tècniques [19] i [20]. Si es pretengués demanar la mateixa PCB o similars amés d’un lloc, per exemple a la mateixa universitat per a prototipat i a una empresa per a elmodel final, seria important veure que totes les característiques de la PCB són compatiblesamb tots els llocs on es vulgui fabricar. Per exemple per a la separació mínima entre pistess’agafarà el valor més gran, que correspon a l’empresa 2CISA que per a capes externes i35 µm de gruix de coure pot fer una separació mínima de 0,2 mm.

En el producte comercial no tenim el els problemes comentats anteriorment en l’apartat5.1.1. De totes maneres ni que s’enviï a fabricar a una empresa externa a la URV es farà undisseny compatible amb el procés de fabricació de la URV.

5.3 Soldabilitat dels Components

Com ja s’ha comentat la placa sempre es muntarà manualment, per tant es tindrà en comptea l’hora de fer el disseny i l’elecció de components. Sobretot tindrem en compte que siguincomponents amb encapsulats i pas entre pins (“pin pitch” distància entre pins) suficientmentgrans per tal de poder soldar o fer retocs a mà. Ja sigui amb soldador o bé amb pasta de soldari aire calent. Per exemple el més petit que se que sabria soldar és un SOP de 8 pins amb unpas de 0,65 mm entre pins.

També s’intentarà adaptar els footprints per tal de que sigui més fàcil soldar-los a mà ique es pugui comprovar que la soldadura està feta correctament de forma més fiable. Ambaquest objectiu en ment es revisaran tots els footprints dels components usats i es modificarancom sigui convenient.

Per als footrpints dels integrats s’han descarregat d’internet i editat. Principalment allar-gant i eixamplant els pads, mantenint la separació entre pads suficientment gran. Això enspermetrà una major superfície per a fer contacte amb el soldador. L’increment de la llargadadels pads hauria de facilitar treure possibles ponts de soldadura entre pins.

Per als components passius s’han usat llibreries integrades d’Altium per als componentspassius estàndard i l’eina de “Component Wizard” per altres (condensador, resistència de

51

5.4 Layout de la PCB Ramon Estalella Rodríguez

sensat de corrent...). De la llibreria integrada d’Altium s’usarà una mida major a la del com-ponent a usar, per exemple si volem una resistència de mida 0603 usaré el footprint de 0805.

Finalment per alMOSFET a l’hora de fer la PCB vaig voler tenir opció de provar diferentscomponents els quals tenien diferent encapsulats i per tant footprints. Per tant vaig fer unfootprint compatible amb diferents encapsulats, és compatible amb els encapsulats DPAK,D2PAK i TO220. Es pot veure en la Figura 5.1.

Figura 5.1: Footprint compatible amb DPAK, D2PAK i TO220.

5.4 Layout de la PCB

A l’hora de fer el disseny de la placa de circuit imprès hi ha moltes coses a tenir en compte.

• Limitacions físiques que hagi de tenir la placa per tal d’adaptar-se a l’entorn en el quals’usarà. Com per exemple seria el cas si s’hagués de posar en un espai limitat, això ensdefiniria la mida màxim i la forma qua tindria la PCB. Per a fer el layout ens hauríemd’adaptar aquesta forma i mida. Si fos necessari s’hauria d’augmentar el número decapes.En el nostre cas no hi ha cap restricció que ens pugui arribar a afectar la mida o formade la placa. De totes maneres s’intentarà reduir la mida d’aquesta dins d’uns margesraonables

• Forma, mida i posicionament forçat d’elements: A part de la mida i forma de laPCB, l’entorn pot definir també la posició de certs elements com podria ser el cas denomes poder accedir a connectors en certes parts de la PCB. Igual que abans, en elnostre cas això no hauria de ser massa problema ja que no es pretén posar la PCB encap lloc en concret, així que la posició dels connectors intentarà beneficiar el layout.

• Un altre concepte important és intentar evitar interferències entre diferents blocs fun-cionals de la PCB, per exemple que la part de potència no afecti al sensat de corrent.S’ha intentat seguir les indicacions de [21].

52


• Disseny tèrmic: és important que en el punt en el que el convertidor dissiparà la màxi-ma potència les temperatures es mantinguin dins d’un marge acceptable. Per a aconse-guir això s’haurà de deixar prou espai per tal de posar dissipadors als components queho requereixin (com empaquetats TO220). També s’ha de tenir suficient àrea de coureen la PCB per a que els encapsulats SMT de potència com els D2PAK puguin dissiparla potència esperada, ja que aquests no solen tenir dissipador, usen el propi coure de laPCB.

• L’amplada de les pistes ha de ser suficient com per a poder conduir el corrent màximesperat sense problemes. L’amplada dependrà principalment del gruix del coure. Espoden fer els càlculs a mà i treure paràmetres com la caiguda de tensió, potència quedissiparà la pista, escalfament, etc. O bé podem usar una aplicació com [22].

• També és important mirar si el fabricant dels components té recomanacions per allayout del component. Com seria el cas de [14, p. 24], on bàsicament el que es veu és ellayout de les pistes de sensat de corrent i que el condensador de bypass de l’alimentaciódel integrat està el més aprop possible del propi integrat.

• Si a part de fabricar la PCB a fora es volgués encarregar el muntatge dels components afora s’hauria de tenir en compte altres coses. Per exemple que l’empresa que es vulguicontractar per a fer el muntatge pugui tractar fàcilment amb tots els components delnostre disseny.

Una de les restriccions que m’he autoimposat és que la mida de la PCB no superi els 100x 100 mm. Principalment perquè si la vull fabricar fora és una mida força convenient per alpreu.

5.4.1 Càlcul de l’Amplada de les Pistes de Potència

Les pistes que hagin de conduir el corrent de potència s’hauran de dimensionar correctamentper tal d’evitar pèrdues excessives i caigudes de tensió massa elevades en les pistes.

A partir de les especificacions de tensió mínima d’alimentació i potència màxima podemsaber el corrent màxim d’entrada tal com es fa en l’expressió 2.5. Com que és un convertidorelevador, sabem que aquest corrent és el més elevat que es pot trobar en tot el circuit.

Se m’ha recomanat usar una eina online per a calcular l’amplada necessària per a lespistes de potència [22]. Aquesta eina calcula l’amplada necessària de les pistes amb el correntmàxim, gruix del coure de la pista, la llargada d’aquesta i l’increment de temperatura. Pera saber la resistència de la pista (i per tant la caiguda de tensió en aquesta i la potència quedissipa) es necessita introduir la llargada de la pista i la temperatura ambient.

Com podem veure en la Figura 5.2 utilitzant el pitjor cas de corrent rms i un incrementde la temperatura relativament reduït (5 ºC), ens dona una amplada de pista aproximadamentde 2,61 mm per a les pistes de capes externes i 6,78 mm en capes internes. Com que noméstenim dos capes en la nostra PCB agafarem el valor de 2,61 mm com en valor mínim de lespistes de potència. La llargada que definim de la pista no influeix en el gruix d’aquesta, peròsi que afecta a la potència que dissiparà. En principi totes les pistes de potència que estemusant són més amples per tant no hauria d’haver cap problema. Al incrementar l’amplada deles pistes el que estem fent és reduir la resistència d’aquestes i per tant reduir la potència quedissiparan, incrementant així l’eficiència del convertidor.

53


Figura 5.2: Eina web per al càlcul de les pistes

5.4.2 Realització del Layout en Altium

Per a començar a fer el layout s’ha de crear un nou arxiu .PcbDoc i actualitzar-lo a partir del’esquemàtic. Això ens afegirà tots els components que teníem a l’esquemàtic al documentde la PCB, amb els footprints que s’havien definit.

A continuació una bona pràctica és agrupar tots els components en grups funcionals icomponents que interessi tenir a prop. En general he ajuntat cada integrat amb els compo-nents passius que van directament relacionats amb ells com divisors de tensió, condensadorsde desacoblament, connectors, etc. També es podem posar les pistes entre els componentsque sembla que ja no cal moure. A la Figura 5.3 es pot veure com queda després de ferles agrupacions. Els connectors de potència i els punts de test es recol·locaran quan ja tin-guem plantejada la situació de la resta de components. En la Figura 5.4 es pot veure un altreexemple d’una altra PCB on potser es pot veure millor el concepte i les avantatges de fer lesagrupacions degut al major nombre de components.

54


Figura 5.3: Agrupacions per blocs funcionals dels components de la PCB

Figura 5.4: Exemple d’agrupacions per blocs funcionals d’una PCB diferent

S’ha partit d’una PCB de 100x100 mm, amb l’objectiu de reduir la mida si és possible.Tots els components SMT estaran a la cara inferior i els THT a la superior, per tant les sol-dadures les haurem de fer totes a la cara inferior.

55


Per a l’INA193 s’ha usat el layout recomanat al detasheet de Texas Instruments, ambl’afegit del filtre i d’un punt de test per a la sonda diferencial. El layout recomanat és moltsenzill i no te gaires complicacions, sense veure’l segurament s’hauria fet igual molt similar.Podem veure una captura del layout de l’INA193 en la Figura 5.5

Figura 5.5: Layout de l’INA193

En quant al driver del MOSFET (FAN3224) principalment s’ha intentat reduir la midadel llaç de corrent de la porta del MOSFET tal com es pot veure a la Figura 5.6.

Figura 5.6: Layout del driver del MOSFET

Per als interruptors de potència s’ha intentat donar la major capacitat de dissipació decalor possible dintre dels marges possibles. Al MOSFET que és SMT se li ha posat unasuperfície gran de coure al pad de dissipació de potència, aquesta superfície està replicada al’altra cara de la PCB i ambdues estan connectades per vies. Una captura es pot veure a laFigura 5.7. Hauria de ser més que suficient per a mantenir el MOSFET a una temperaturarelativament baixa. Per al díode en l’empaquetat TO220 s’ha mirat que tinguem prou espaiper a posar un dissipador amb una resistència tèrmica suficientment petita.

56


Figura 5.7: Detall del coure par a la dissipació de calor i el díode en l’empaquetat TO220

La resta de components s’han col·locat intentant optimitzar l’espai. Els components iconnectors de potència amb les pistes el més grans possibles. Tot i que no estem limitats a capmida o situació de components, s’ha intentat posar els connectors (i punts de test) de maneraque sigui còmode de treballar intentant no pertorbar la situació dels altres components.

A la cara inferior, aprop del connector de sortida, s’ha deixat un espai en les pistes adja-cents de Vo i GND sense mascara de soldadura. La Figura 5.8 ho mostra. S’ha fet per si esvol provar l’efecte d’afegir més condensadors ceràmics de muntatge superficial. En fase deprototipat pot ser interessant posar aquests detalls a la PCB per tal de poder facilitar el test ifer proves.

Figura 5.8: Regió sense mascara de soldadura

57


Per acabar s’han ajustat els plans de coure, pistes i algun retoc a les posicions dels com-ponents. S’ha definit la mida de la PCB en una capa de disseny mecànic que és un requisitnecessari per a que ens puguin fabricar la PCB.

Captures d’ambdues cares de la PCB es poden veure en 5.9 i 5.10.

Figura 5.9: Layout final, cara superior

58

5.5 Altium Ramon Estalella Rodríguez

Figura 5.10: Layout final, cara inferior

5.5 Altium

Com ja he comentat anteriorment el programa utilitzat per al disseny de les plaques de circuitimprès és l’Altium Designer. En aquest apartat aniré apuntant les observacions que trobiinteressants fer sobre el programa i coses que hem puguin ser útils per a anar consultant o sialguna altra vegada he de tornar a usar l’Altium Designer.

5.5.1 Observacions

En l’edició dels fitxers “.SchDoc” pot donar-se el cas de que dos potes de dos componentsestiguin tocant-se, que a l’usuari li sembli que estant fent connexió (com podem veure a lafigura 5.11), però que en realitat el programa no ho entengui com una connexió entre elles ino apareixerà en el fitxer “.PcbDoc” (figura 5.12) podem veure que la pota 8 de l’integrat noté cap connexió. Ho he vist al passar de l’esquema a PCB i veure que algun component notenia alguna pota connectada, tot hi que semblava que si en l’esquema.

59

5.6 Muntatge de la PCB Ramon Estalella Rodríguez

Figura 5.11: Com es veu el component en el fitxer “.Sch-Doc”

Figura 5.12: Com es veu en la PCB

5.5.2 Llibreries

Els models dels components tant l’esquemàtic com per la PCB és convenient tenir-los benorganitzats. Per exemple si per tal “d’anar més ràpid” simplement s’instal·la cada model (jasiguin descarregats del fabricant, tercers o creat per nosaltres) a Altium ens pot portar pro-blemes. Això és degut a que el programa permet usar components de llibreries instal·lades aAltium en el teu projecte ni que aquestes llibreries no estiguin associades al propi projecte.Fer això ens donarà problemes de portabilitat del projecte degut a que cada vegada que si vo-lem obrir el projecte en una altra instal·lació d’Altium haurem d’instal·lar totes les llibreriesque aquest projecte usa. Maneres de mitigar el problema serien organitzar correctament lesllibreries de manera que sigui ràpid i clar instal·lar totes les llibreries cada vegada, unir lesllibreries en una sola o bé associar-les al projecte ja sigui per separat o juntes.

En el meu cas he usat o bé llibreries estàndard d’Altium o llibreries que he associat alprojecte, ja sigui amb models que ja tenia o amb models que he creat per als components enconcret que s’usaran en el projecte. Per tant el projecte s’hauria de poder obrir amb qualsevolinstal·lació que tingui les llibreries estàndard d’Altium.

5.6 Muntatge de la PCB

En aquest apartat es farà una explicació general de com s’ha realitzat el muntatge a partirde que s’ha rebut la placa de circuit imprès dels tècnics que les fan a la universitat o bé sipodem, de l’empresa que la qual li demanem que ens la fabriqui. Això bàsicament implicael soldatge de tots els elements del circuit, i si fos necessari algun altre procés per a deixar laplaca preparada per a funcionar adequadament.

Molts dels components usats son de tecnologia de muntatge superficial (SMT) això com-plica una mica el procés de soldadura, ja que no he soldat mai aquest tipus de components, ies pensa fer de manera manual. El component que serà el més difícil a soldar degut a que ésel que té les potes/pads més petits i més juntes l’INA193 en un empaquetat SOT-23. Es potveure una imatge de les mides en la figura 5.13.

60


Figura 5.13: Captura de les mesures (en mm) de l’empaquetat SOT-23 proveïdes en el datasheet de l’INA193 per TexasInstruments

5.6.1 Tècniques Considerades per al Muntatge de la PCB

Hi ha diverses tècniques a l’hora de soldar components SMD manualment. La major partde l’informació que he buscat ha sigut en línia. Sobretot en forma de vídeos, ja que donenmolta informació visual que és difícil entendre o transmetre en text, algun exemple seria:[23] - [25].

Les principals opcions que es pot considerar són:

• Soldar els components amb el soldador, flux i el fil d’estany. Per a components passiushe provat de fer fins a footrpints 0402(imperial) i és perfectament possible. Per a inte-grats es complica una mica sobretot si la distància entre pins és reduïda, però amb leseines adequades i pràctica també és possible. Inclús i ha maneres de soldar componentsde múltiples potes de manera relativament ràpida, amb puntes de soldador especials imillorant la tècnica, però no serà necessari en aquest projecte.

• L’altre mètode considerat és soldadura per refusió. Aquest mètode usa pasta de solda-dura, que bàsicament és partícules molt petites de l’aliatge de soldadura suspeses enflux. Aquesta pasta s’aplica als pads, es col·loquen els components damunt i s’escalfala placa a la vegada que els components i la pasta fins a la temperatura de fusió de la sol-dadura de manera que aquesta es fongui i s’adhereixi al pad i a la pota del component.La tensió superficial del material de soldadura en estat líquid mou els components ala posició correcta, de manera que no cal extremada precisió a l’hora de col·locar elscomponents sobre la pasta de soldadura i els pads.Hi ha diverses maneres tant per a aplicar la pasta com per a fondre-la. En quant ala aplicació de la pasta, la manera més senzilla del punt de vista d’eines és amb unaxeringa i una agulla de la mida correcta aplicar la pasta als pads. Això es pot fer a mào be tenir una màquina CNC que sigui capaç de fer-ho. Serveix per a prototipatge oproducció molt reduïda.L’altra manera és usant un “stencil”. És una làmina fina d’una material com podriaser acer inoxidable, amb forats que coincideixen amb la mida dels pads de la PCB es

61


pot veure en la figura 5.14. Es posa damunt de la PCB i permetrà amb una espàtulaescampar la pasta de soldadura, ja sigui a mà o per amb una màquina. Quan es retira elstencil, només queda la pasta damunt del pad. Això permet anar més ràpid i tenir mésprecisió.

Figura 5.14: Stencil per a aplicació de pasta de soldadura

Per a fondre la pasta es pot fer amb una estació d’aire calent o bé amb un forn desoldadura. Al laboratori disposem tant d’estació d’aire calent com de forn de soldadura.Ni que tinguem components a ambdues cares de la PCB hauria de ser possible usar elmateix procediment per a les dos cares. Això es pot fer usant adhesiu en una cara (laque quedarà a sota) o confiant en que la tensió superficial del material de soldadurafos pot aguantar els components a la PCB inclús cap per avall. Mentre els componentssiguin lleugers no hi hauria d’haver problema en deixar que la tensió superficial aguantiels components de la cara inferior en la segona refusió.

Si s’hagués de muntar una quantitat elevada de PCBs d’aquestes dues tècniques la quesembla més adequada i interessant és la soldadura per refusió. La mateixa empresa que fabri-qui la PCB segurament ens podrà proporcionar un stencil per a l’aplicació ràpida de la pastade soldadura. A més el laboratori de la URV ja es disposa d’un forn de soldadura que perme-tria un escalfament controlat i adequat per a aquest procés. Com a molt s’hauria de revisar elperfil de temperatura per a que s’adapti a les limitacions de tots els nostres components.

Degut que hi ha bastants components amb forat passant i que no es podrien posar al forn,com els connectors (que tenen plàstic) i els condensadors, no val la pena usar el form. Potserl’estació d’aire calent per alguns components.

Si tot el muntatge de la PCB és vol fer simplement amb un soldador seria importantassegurar-se de que pot soldar els components amb més massa tèrmica. Com seria el cas dela bobina i els empaquetats de potència. Per a poder soldar aquests components és importantque sigui un soldador relativament potent i que tingui control de temperatura. Per exempleamb el soldador que tinc a casa se que no ho podria soldar. Tot i que és de marca bona (JBC)és només de 15 W i sense control de temperatura. En canvi amb les estacions que hi ha allaboratori (CD-B també de JBC) que tenen una potència de pic de fins a 130 W i control detemperatura, aquests components no representaran cap problema.

62

5.7 Fabricació Final i Muntatge de la PCB Ramon Estalella Rodríguez

5.7 Fabricació Final i Muntatge de la PCB

S’explicarà una mica el procés seguit per a triar on fabricar la PCB i com ha quedat el mun-tatge.

5.7.1 Elecció del Lloc de Fabricació

S’ha mirat de fer la PCB a un parell de empreses diferents 2cisa i JLC PCB. Per tal de valorarquina opció triar.

Per a JLC PCB es poden pujar els fitxers gerbers de la PCB a la seva web, posar lescaracterístiques de fabricació que es volen (quantitat, gruix, color de la mascara, stencil, etc.)i ens donarà el preu total per les unitats que hem seleccionat. Cal comptar que aquest preuno inclou el cost de l’enviament.

Figura 5.15: Gerbers pujats a la web de JLC

Com es pot veure a la figura 5.15 el preu total per a 10 PCBs és de només 2 $! L’enviamentcosta uns 25 $ per tant en total costaria aproximadament 27 $ per 10 PCBs.

Per a 2cisa s’ha de demanar pressupost amb les característiques de la PCB i el temps defabricació. Ells t’envien un correu amb d’informació dels preus, segons el temps de fabricaciócostarà més o menys. Tal com es pot veure en la figura 5.16, la opció més barata costa mésde 50 e per PCB. Per tant l’elecció de JLC s’optaria abans que la de 2cisa. Potser si quicompra la PCB és una empresa o universitat, es preferiria la fabricació local i seguramentuna qualitat més assegurada de 2cisa.

Figura 5.16: Pressupost de 2cisa

S’ha de dir que el pressupost demanat a 2cisa era per una PCB una mica més gran quela que volem (i el que s’ha comentat de JLC). És de 130x90 mm en comptes dels 100x92mm que és la mida que al final té la PCB que volem fabricar. La discrepància ve de que es

63

5.7 Fabricació Final i Muntatge de la PCB Ramon Estalella Rodríguez

va començar a mirar opcions de fabricar la PCB abans de tindre el disseny enllestit del tot.De totes maneres un disseny de 130x90 mm a JLC, tot i que és una mida que queda fora del’oferta que tenen en aquest moment, segueix sortint molt més barat que a 2cisa.

5.7.2 Aspecte de la PCB i Muntatge dels Components

En les següents imatges podem veure l’aspecte de la PCB acabada, tant abans com desprésde soldar els components.

Figura 5.17: Cara superior de la PCB abans i després de soldar els components

Figura 5.18: Cara inferior de la PCB abans i després de soldar els components

64


6 Configuració i Programació del DSC TMS320F28335

El control de la planta s’implementarà digitalment usant un DSC (Digital Signal Controller).El DSC que s’usarà serà el TMS320F28335 de Texas Instruments [16]. Aquest pertany a lafamília de C2000 Delifino™ de MCUs, la qual està pensada per a aplicacions de control enllaç tancat d’alt rendiment. A la taula de [16, p. 8-9] podem trobar una taula comparativa ambles característiques dels diferents DSCs de la família. Les característiques que principalmentens afectaran per al tipus d’aplicació que crearem seran:

• Freqüència d’operació de fins a 150 MHz que ens proporcionarà un cicle d’instruccióde 6,6 ns.

• Potent FPUUnitat de coma flotant (“Floating Point Unit” en anglès). Permetrà realitzarels càlculs necessaris per al control de forma ràpida.

• Perifèrics de control. En concret ens interessarà el mòdul PWM. Aquest perifèric dedi-cat a generar senyals PWM pot controlar fins a 18 senyals. Ens permetrà crear senyalsPWM fàcilment controlables i molt integrables amb la resta de codi sense ocupar gairecapacitat de processament.

• Perifèric de conversió analògica a digital (ADC) de 12 bits. Pot treballar a una velocitatde fins a 12,5 MSPS (Milions de conversions per segon “Mega-Samples Per Second”en anglès), el qual significa un temps de 80 ns per conversió. Aquest té 16 canals,que estan repartits entre dos multiplexors. Cada multiplexor va a un mòdul de Sample-and-Hold (S/H-A i S/H-B) el que permet el mostreig dos entrades diferents al mateixinstant. Tots dos S/H van a un únic convertidor d’analògic a digital. Permet tenirreferència externa o interna.

• Un altre aspecte que es destaca al a pàgina web del fabricant i segurament serà moltútil per al desenvolupament d’una aplicació és les capacitats avançades de depuració.

A part del propi microcontrolador, el hardware que s’usarà serà el kit de desenvolupamentde Texas Instruments TMDSDOCK28335. Tenim una tarjeta amb interfície DIMM100 ambel F28335 (figura 6.2) i el hardware de depuració XDS100v1 (figura 6.1 que ens permetràprogramar i depurar l’aplicació a la vegada que ens proporciona el hardware per a tenir lesentrades i sortides necessàries per a treballar interactuar amb la resta de hardware.

Figura 6.1: Hardware de depuració XDS100v1

El software que s’usarà és el Code Composer Studio (CCS) de Texas Instruments, enconcret la versió 7.2.0. També s’usaran arxius de capçalera del fabricant. Si és necessari

65

6.1 System Control Ramon Estalella Rodríguez

Figura 6.2: Tarja DIMM100 amb el F28335

s’estudiarà codi dels exemples proporcionats pel fabricant per tal de comprendre millor certsaspectes de la programació del microcontrolador.

L’objectiu serà aprendre el funcionament i l’estructura del DSC i dels perifèrics que neces-sitem usar per a la nostra aplicació. Quan es tingui clar el funcionament i capacitats d’aquests,l’objectiu serà crear el codi que implementi la solució elegida per a l’aplicació.

Es separaran les explicacions per cadascun dels blocs en els que el fabricant separa ladocumentació.

6.1 System Control

El document de “System Control and Interrupts” [26] fa referència a memòria flash, CMS(Code Security Module), “Peripherial Frames”, PIE (Peripherial Interrupt Expansion), GPIO(General-Purpose Input/Output) i el rellotge i control del sistema. El que ens importarà seranels dos últims apartats. El mòdul PIE podria ser molt útil si es busques optimitzar l’execucióde codi en una aplicació més extensa, però com que només es pensa fer un a aplicació senzillaes programarà per enquesta i no per interrupció tal com es veurà més endavant.

6.1.1 GPIO

En quant al GPIO, serà convenient perquè ens pot ajudar a l’hora de depurar el programa iestar segurs de que aquest s’executa tal i com esperem. També ens pot servir per a afegirfuncionalitat durant l’operació del programa.

Principalment s’ha mirat com configurar pins com a GPIOs, configurar si treballarancom a entrada o sortida, configurar l’estat si és una sortida, llegir l’estat si és una entrada ifinalment com configurar els pull-ups interns els quals definiran el valor del pin quan aquestno es connecti externament enlloc (estigui flotant). En el codi 3 podem veure codi que s’hausat per a inicialitzar GPIOs i exemple de com usar-los./*ini_GPIO* Configurem e l s p ins que usarem d ’ entrada / s o r t i d a */

voidini_GPIO ( )

/* Reg i s t r e s MUX, DIR i PUD p r o t e g i t s per EALLOW*/EALLOW;

/*Configurem uns p ins per a que s i g u i n GPIOs*///GpioCtrlRegs .GPAMUX1. b i t .GPIO0 = 0 ;GpioCtrlRegs .GPAMUX1. b i t .GPIO2 = 0 ;

66

6.2 Rellotge i Control del Sistema Ramon Estalella Rodríguez

GpioCtrlRegs .GPAMUX1. b i t .GPIO3 = 0 ;//GpioCtrlRegs .GPAMUX1. a l l = 0x0 ;

/*Elegim s i volem pins de s o r t i d a (1 ) o entrada (0 ) *///GpioCtrlRegs .GPADIR. a l l = 0 x f f f f 0 0 0 0 ; // Conf igurant grups dep ins//GpioCtrlRegs .GPADIR. b i t .GPIO0 = 1 ; // Sor t idaGpioCtrlRegs .GPADIR. b i t .GPIO2 = 1 ; // Sor t idaGpioCtrlRegs .GPADIR. b i t .GPIO3 = 1 ; // Sor t ida//GpioCtrlRegs .GPADIR. b i t .GPIO4 = 0 ; //Entrada

/* Pul lups *///GpioCtrlRegs .GPAPUD. a l l = 0 ; // Pul lups on//GpioCtrlRegs .GPAPUD. b i t .GPIO0 = 1 ; //Pullup o f f//GpioCtrlRegs .GPAPUD. b i t .GPIO4 = 0 ;

/* Els segü ents r e g i s t r e s que es tocaran ja no estan p r o t e g i t s perEALLOW*/EDIS ;

/*Pin 0 High , Pin 2 low , pin 4 t ogg l e *///GpioDataRegs .GPASET. b i t .GPIO0 = 1 ;//GpioDataRegs .GPACLEAR. b i t .GPIO2 = 1 ;//GpioDataRegs .GPATOGGLE. b i t .GPIO3 = 1 ;

/*Per a l l e g i r entrada userem e l ”DAT”*///GpioDataRegs .GPADAT. b i t .GPIO4

Codi 3: Mostra d’inicialitzacions dels GPIO i com usar-los

6.2 Rellotge i Control del Sistema

En l’apartat de “Clocking and System Control” s’explica com configurar la senyal de rellotgedel sistema, com es trasllada aquesta als diferents perifèrics del microcontrolador , els modesde baix consum, el watchdog i els timers.

Per a la nostra aplicació es busca poder mostrejar i respondre a la mostra obtinguda através del control de la forma més ràpida possible. Per aquest motiu, es vol la freqüència derellotge el més elevada possible.

Tal com es pot veure a la Figura 6.2, la versió de la nostra tarja amb el F28335 és la “Rele-ase 2.2” (R2.2). Si busquem l’esquemàtic d’aquesta a la documentació de Texas Instrumentspodem veure que usa un cristall de 30 MHz. Guiant-nos per la informació que trobem en [26,p. 46] podem veure que configurant PLLCR[DIV] = 10 i PLLSTS[DIVSEL] = 2, obtindremuna freqüència de 150 MHz, la màxima a la que pot treballar el F28335. Per a implementaraquesta configuració s’ha modificat usat la funció “InitSysCtrl” del codi proporcionat perTexas Instruments.

6.3 PWM

Explicació de la configuració del mòdul PWM amb totes les coses tingudes en compte.

67

6.3 PWM Ramon Estalella Rodríguez

6.3.1 Primera Configuració del Mòdul PWM

Inicialment s’ha considerat que es vol treballar amb una freqüència de commutació fc =100 kHz. S’implementarà una configuració per al mòdul ePWM adequada per a un conver-tidor asíncron, amb només un interruptor controlat (el de costat baix).

En la guia del mòdul ePWM de la nostra DSP [27, p. 21] podem veure que la freqüènciaa la que funciona el mòdul ePWM(TBCLK) es genera amb un prescaler a partir del rellot-ge SYSCLKOUT. SYSCLKOUT té la mateixa freqüència que el que rellotge de la CPU(CLKIN) tal com ens confirma la nota a la figura de la pàgina 33 de [26]

A la pàgina 91 del [27], observem que l’escalat es controla de la següent manera:

T BCLK =SY SCLKOUT

HSPCLKDIV ·CLKDIV(6.1)

Si volem que el rellotge del mòdul ePWM treballi a 150 MHz hem de modificar els dosregistres per a que divideixin per 1, això implica posar-los tots dos a 0.

Ara, per a que fc = 100 kHz voldrà dir que amb el rellotge de 150MHz a la base de tempsdel ePWM haurem de contar fins a 1500 per a que cada període de la senyal de commutació,podem comprovar-ho:

1150 MHz

·1500 =1

100 kHz(6.2)

Per tant el registre TBPRD (Time-Base Period Register) valdrà 1499 ja que tal com podemcomprovar en [27, p. 23] també es compta el zero.

S’usara el mòdul de base de temps en “Up-Count mode”.Per a establir el cicle del treball ho farem amb el “counter-compare” i el “action-qualifier”.

Quan el comptador de la base temps es reiniciï, farem que el “action-qualifier” posi la sortidaePWM activa. Quan la base de temps conti fins el valor especificat en el “counter-compare”,en concret el valor al registre CMPx, posarem la sortida a nivell baix. En aquesta configu-ració, s’hauria de poder arribar a un cicle de treball del 0 %. Tal com llegim a [27, p. 41],podem veure que en el mode “Up-Count” la prioritat de la acció presa quan el comptadorarriba al valor del CMPx és major que la de TBCTR(el comptador) arriba a zero. Per tantamb CMPx = 0, no s’arribarà a posar a nivell alt la sortida PWM, i tindrem un cicle de treballdel 0 %.

El CMPx el mourem entre zero i TBPRD+1 en funció del cicle de treball desitjat, pera poder arribar al 100% de cicle de treball. Aquesta configuració per a obtenir un cicle detreball de 0-100% és una de les que es comenten en [27, p. 42].

El valor del CMPx serà:

CMPx =D[%] · (T BPRD+1)

100(6.3)

Podem confirmar el que s’ha dit anteriorment fent treballar el mòdul ePWM en els límitssuperior i inferior i confirmant que la senyal que obtenim és la esperada:

68


Figura 6.3: Comprovació D = 0% (esc. vertical 1 V/div, horitzontal 2 µs/div)

Figura 6.4: Comprovació D = 100% (esc. vertical 1 V/div, horitzontal 5 µs/div)

En la figura 6.3, el primer senyal s’ha generat amb CMPx = 0(D = 0%) i la segona ambCMP = 1. La primera és per a veure que realment estem aconseguint el cicle de treball del 0%.La segona és per a comprovar que realment podríem mesurar un pols si el cas CMPx = 0 noestigues funcionant com s’esperava. Mesurem unmolsmolt curt cada 10µs, que corresponenta un període del PWM de 100 kHz. Per a comprovar el D = 100% el CMPx corresponent seràde 1500, la segona senyal és de D = 70% i simplement serveix per a assegurar un bon triggeren fase amb la possible anormalitat que estem buscant. Podem observar que la senyal queens interessa comprovar, la primera, no té cap anormalitat. Es pot veure, en la segona senyal,que l’equip usat per a aquesta mesura no és el més adequat, s’ha perdut una bona part de la

69


amplitud de la senyal (hauria de ser de 3,3 V). De totes maneres, ens ha permès confirmar elfuncionament del ePWM, i que la configuració d’aquest és correcta.

Si es volgués implementar un convertidor síncron es podria fer amb dos senyals PWMd’un mòdul ePWM i usat el sub-mòdul “dead-band generator” per tal d’evitar que d’evitartindre els dos interruptors conduint simultàniament, o bé amb un driver extern que implementiaquesta funció.

6.3.2 Configuració per a Treballar amb una Referència Triangular Simètrica

Per al control necessitarem saber el corrent de l’inductor. Tindrem un circuit d’adaptació queconvertirà el corrent de l’inductor en una tensió mesurable pel ADC de la DSP. Al ser unsistema discret haurem de mostrejar periòdicament la corrent del inductor. Per tal d’obteniruna mesura del corrent mig de l’inductor podem mesurar el corrent quan estem a la meitatdel període ON de conducció.

Per a fer-ho podem usar una referència triangular (tal com es mostra en la Figura 6.5) encomptes d’una referència en forma de dent de serra tal com hem fet en l’apartat anterior. Lasenyal d’activació de l’interruptor S1 s’activara mentre la senyal de referència sigui major aun valor predeterminat. D’aquesta manera el punt mig sempre quedarà en el pic de la senyalde referència, que serà quan mostrejarem el corrent a l’inductor.

Figura 6.5: Representació del senyal de referència triangular

Comencem canviant en el registre de control de del mòdul Time-Base TBCTL el campCTRMODE. El teníem a 0 (up-count) i el passem a 2 (Up-down-count). Havent fet aquestcanvi, ara s’ha d’ajustar el el registre TBPRD, per tal de tenir la freqüència desitjada de 100kHz tot i haver canviat el mode d’operació. L’ajust del valor d’aquest registre es fa amb laformula:

TPWM = 2 ·T BPRD ·TT BCLK (6.4)

Que trobem a [27, p. 23] i de la que podem deduir:

T BPRD =12

1fPWM

· fT BCLK =12

1100 kHz

·150 MHz = 750 (6.5)

Ara el cicle de treball passa a ser inversament proporcional al valor del comparador(CMPx) de manera que si volem obtenir el valor de CMPx en funció del valor de cicle detreball DCYx treballarem amb:

CMPx =(100−DCY x) ·T BPRD

100(6.6)

70


La nova configuració del modul Action-Qualifier haurà d’activar la sortida quan CMPxcoincideixi amb el valor del comptador i estiguem contant cap amunt i haurà de desactivarla sortida quan tornin a coincidir i estiguem contant cap avall. Això vol dir que del registreAQCTLx tindrem CxU = 2 i CxD = 1. On x fa referència al subidentificador de cadascundels dos mòduls d’Action-Qualifier i Counter-Compare

Figura 6.6: Comprovació cicle de treball del 0 % amb trigger extern (0 V centrats, esc. vertical 1 V/div, horitzontal 2µs/div)

Figura 6.7: Comprovació cicle de treball del 100 % amb trigger extern (0 V centrats, esc. vertical 1 V/div, horitzontal 2µs/div)

A les figures 6.6 i 6.7 podem veure la comprovació de que realment podem aconseguirobtenir un cicle de treball del 0 % i del 100 %. S’ha fet la mesura usant una sortida del mòdulePWM com a senyal a mesurar (amb el 0 o 100 %) i l’altra amb un cicle de treball del 50 %,que sabem que funciona com a senyal extern de trigger.

71

6.4 Configuració de l’ADC Ramon Estalella Rodríguez

6.3.3 SOC a Partir del Mòdul ePWM

Com ja s’ha comentat en l’apartat 6.3.2 es vol iniciar la conversió del ADC quan estiguemen el punt mig del període ON de conducció per tal d’obtenir el valor mig del corrent del’inductor. Per tal d’iniciar la conversió al ADC s’usarà el sub-mòdul Event-Trigger. Enla figura 6.8 podem veure un esquema del datasheet de TI [27, p. 65] on es pot agafar unaidea de les opcions d’entrades i possibles esdeveniments que ens permetrà generar aquestsub-mòdul.

Figura 6.8: Esquema del sub-módul Event-Trigger

Per tal de configurar-lo tal com desitgem, començarem configurant-lo de manera que esgeneri un esdeveniment (pols) a EPWM1SOCA.

Dins del registre ETSEL s’ha de posar el camp SOCAEN = 1, de manera que permetemque salti EPWM1SOCA.ConfiguremSOCASEL= 2, que indica que es generarà l’esdevenimentquan TBCTR = 0xTBPRD.

En ETPS tenim el prescaler per a precisar la freqüència en la que volem que s’activin elsesdeveniments. Amb el camp SOCAPRD = 1 indiquem que volem generar EPWM1SOCAcada vegada (per la resta de la configuració sabem que és cada vegada que TBCTR = 0x0000.

Ara passem a la configuració necessària en el mòdul de l’ADC. S’ha de posar ePWM_SOCA_ SEQ1 = 1 per tal de permetre al mòdul del ADC iniciar conversió quan li arriba lapetició del mòdul ePWM que hem configurat anteriorment.

6.4 Configuració de l’ADC

Els objectius per a la programació del mòdul ADC són que aquest faci conversions el mésràpid possible. Un pic tinguem les mostres realitzar el càlcul pertinent al control. Conver-tir tres senyals d’entrada (tensió d’entrada al convertidor, tensió de sortida del convertidori el corrent de l’inductor). Digitalitzar la senyal que contindrà la informació del corrent del’inductor en el moment en el que sabem que aquesta valdrà el valor mig de la senyal triangu-lar que es veu de forma contínua en el corrent de l’inductor. Aquest últim objectiu és pel ques’ha configurat el mòdul PWM amb una senyal triangular simètrica com a referència, en laqual el mig del període ON de conducció de l’interruptor de costat baix queda al pic d’aquesta

72


senyal de referència. En el pic hem vist que el mòdul PWM activarà el EPWM1SOCA, elque ens permetrà iniciar la conversió en l’ADC en el moment correcte.

El Codi 5 mostra la funció d’inicialització per al mòdul ADC, i el Codi 4 mostra elsdefines usats en aquesta.

/* De f ine s per a l ADC*/// ADC s t a r t parameters#de f i n e ADC_MODCLK 0x3 // HSPCLK = SYSCLKOUT/2*ADC_MODCLK2 =

150/(2*3) = 25 .0 MHz#de f i n e ADC_CKPS 0x1 // ADC module c l o ck ( Fclk ) = HSPCLK/2*ADC_CKPS

= 25 .0MHz/(1*2) = 12 .5MHz#de f i n e ADC_CPS 0x0 // CPS = 0 -> ADCCLK = Fclk /1#de f i n e ADC_SHCLK 0x0 // S/H width in ADC module pe r i od s 0x0

+ 1 = 1 ADC c l o ck s#de f i n e ADC_usDELAY 5000L // Serve ix per a l de lay despr é s de i n i c i a r e l

ADC (5ms de de lay a l engegar e l bandgap , ADC Ref . Guide pag . 27)

Codi 4: Defines que per al ADC

/*ini_ADC* I n i c i a l i t z a e l mòdul de l ADC* */

voidini_ADC()

EALLOW;// HISPCP/LOSPCP p r e s c a l e r r e g i s t e r s e t t i n g sSysCtrlRegs .HISPCP. a l l = ADC_MODCLK;/*Enable ADC c lock */SysCtrlRegs .PCLKCR0. b i t .ADCENCLK = 1 ;ADC_cal ( ) ;

EDIS ;

AdcRegs .ADCTRL3. a l l = 0x00E0 ; // Power up bandgap/ r e f e r e n c e /ADCc i r c u i t sDELAY_US(ADC_usDELAY) ; // Delay be f o r e conver t ing ADCchanne l s (ADC Ref . Guide pag . 27)

/*ADC con f i gu r a t i on */

AdcRegs .ADCTRL1. b i t .ACQ_PS = ADC_SHCLK; // Acqu i s i t i on window s i z e.

/*Configurem e l s dos p r e s c a l e r s de d ins de l ADC que d i v i d e i x en e lHSPCLK*/

AdcRegs .ADCTRL3. b i t .ADCCLKPS = ADC_CKPS;AdcRegs .ADCTRL1. b i t .CPS = ADC_CPS;

/*Mode de funcionament de l ADC*/

AdcRegs .ADCTRL1. b i t .CONT_RUN = 0 ; // Start - stop mode .Sequencer s tops a f t e r reach ing EOS. On the next SOC, the sequencers t a r t s from the s t a t e where i t ended un l e s s a sequencer r e s e t i sperformed .

AdcRegs .ADCTRL1. b i t .ACQ_PS = 0 ; // (ACQ-PS+1)*Tadclk =Acqu i s i t i on time ( de 0 a 15)

73


AdcRegs .ADCTRL1. b i t .CONT_RUN = 0 ; // Start - Stop mode (Nocont inuous run )

AdcRegs .ADCTRL1. b i t .SEQ_CASC = 0 ; //No Cascaded Mode

AdcRegs .ADCTRL2. b i t .INT_ENA_SEQ1 = 1 ; //Enable the i n t e r r up tr eque s t to CPU by INT SEQ1

AdcRegs .ADCTRL2. b i t .INT_MOD_SEQ1 = 0 ; // Int s e t at the end o fevery SEQ1 sequence

AdcRegs .ADCTRL2. b i t .EPWM_SOCA_SEQ1 = 1 ; //Permetem que SEQ1 s ’i n i c i i per ePWMxSOCA t r i g g e r

AdcRegs .ADCTRL3. b i t .SMODE_SEL = 0 ; // Simultaneous sampling mode .

/* E l e c c i ó de quins p ins a most re ja r i quantes conve r s i on s a f e r encada SOC*/

AdcRegs .ADCMAXCONV. a l l = 2 ; // Num conve r s i on s =ADCMAXCONV + 1

AdcRegs .ADCCHSELSEQ1. b i t .CONV00 = 0 ;AdcRegs .ADCCHSELSEQ1. b i t .CONV01 = 1 ;AdcRegs .ADCCHSELSEQ1. b i t .CONV02 = 2 ;

/*Prova INT*//* PieCtr lRegs . PIEIER1 . b i t . INTx6 = 1 ; //Enable ADCINT in PIE

group 1PieCtr lRegs . PIEIER1 . b i t . INTx1 = 1 ; //Enable SEQ1INT in PIE group

1IER |= 0x0001 ; // Enable INT1 in IER to enable PIE group*/

Codi 5: Funció d’inicialització de l’ADC

Seria interessant destacar que per tal d’aconseguir els objectius plantejats per a la confi-guració de l’ADC, aquest es fa treballar a la freqüència màxima per tal de poder arribar a lavelocitat màxima de 12,5 MSPS. La finestra d’adquisició s’ha minimitzat el màxim possibleper tal d’agilitzar les conversions. Permetem que s’iniciïn les conversions a partir de la peti-ció provinent del mòdul PWM (AdcRegs.ADCTRL2.bit.EPWM_ SOCA_ SEQ1 = 1;). Cadavegada que s’inicia la seqüència fem tres conversions (AdcRegs.ADCMAXCONV.all = 2;).

Per tal de veure de forma visual el temps que està l’ADC funcionant es pot fer per enquestamirant el bit de SQ1_ BSY del registre ADCST el qual bàsicament es llegeix 1 si el SEQ1de l’ADC està treballant. Un exemple de com s’ha fet aquesta comprovació es pot veure alCodi 6 i el resultat obtingut a la Figura 6.9.

/*Per a veure e l temps que func iona l ’ADC per a cada SOC*/i f (AdcRegs .ADCST. b i t .SEQ1_BSY == 1)

GpioDataRegs .GPASET. b i t .GPIO3 = 1 ; // Canvi de l ’ e s t a t de l GPIO

per a debuge l s e

GpioDataRegs .GPACLEAR. b i t .GPIO3 = 1 ;

Codi 6: Codi per a visualitzar en GPIO l’estat de treball de l’ADC

74


Figura 6.9: Visualitació en l’oscil·loscopi d’un PWM a 100 kHz i 50 % de cicle de treball (CH1) a la vegada que el tempsde funcionament de l’ADC (CH2)

Per tal d’aplicar la llei de control, com que només realitzarem una tasca durant l’execuciódel nostre codi, no farà falta usar interrupcions. Es determinarà que que tenim valors nousprovinents de la lectura de l’ADC per enquesta mirant el propi flag de la interrupció (Ad-cRegs.ADCST.bit.INT_ SEQ1 == 1). De manera que estarem contínuament (sense pausa)controlant aquest bit fins que es posi a 1.

El resultat que obté l’ADC al fer les conversions es guarda en dos registres diferents,uns justificats a la dreta i els altres a l’esquerra. Per tant en certa manera estan duplicats. Anosaltres per a treballar amb aquest valor ens anirà bé que estigui justificat a la dreta. Endefinitiva, això vol dir que quan programem s’hauran d’usar “AdcMirror.ADCRESULTx”.

Finalment per tal de tenir en compte l’etapa d’adaptació de senyal (divisor de tensió pera les tensions i sensor de corrent més divisor de tensió per al corrent) s’haurà de multiplicarel resultat obtingut per una constant. Aquesta dependrà del guany de l’etapa d’adaptació i elfactor de conversió de l’ADC [15, p. 10]. La part del factor de l’ADC serà el mateix per atotes les entrades:

VA =3

4096 ·GA·V D (6.7)

En 6.7 podem veure l’expressió que determinarà el factor a aplicar al valor digitalitzatper tal d’obtenir el valor real. VD es refereix a Valor Digital, VA a Valor Analògic i GA alguany de l’etapa analògica.

En el cas del sensor de corrent que tenim configurat un guany de 0,5 a l’etapa analògica

75

6.5 Observacions Durant la Programació Ramon Estalella Rodríguez

el factor a aplicar al valor digitalitzat seria:

VAcorrent =3

4096 ·5·V Dcorrent = 0.00146 ·V Dcorrent (6.8)

6.5 Observacions Durant la Programació

6.5.1 Configuració dels Shadow Registers

Al principi vaig començar fent la configuració dels registres en el mateix ordre que apareixenen el datasheet del mòdul ePWM. Concretament per al mòdul Counter-Compare el datasheetprimer presenta el registre de CMPx i després el CMPCTL on hi ha les opcions d’usar elsshadow registers o no. Per defecte s’usaran els shadow registers [27, p. 33]. El problemabé quan primer s’actualitza el CMPx i tot seguit es pretén canviar el mode a instantani encomptes de shadow. El registre CMPx mai s’actualitzarà. A més depenent de la resta de laconfiguració del mòdul ePWMx, és possible que la sortida quedi activada tot i que no en fosla intenció.

És un fenomen molt fàcil de no veure si es té en algun moment prou pròxim una actua-lització del CMPx. Però si per l’aplicació tardem una estona a engegar el control del sistema(i per tant l’actualització de CMPx) ja sigui per que s’espera la càrrega d’algun condensador(com podria ser el nostre cas) o per algun altre motiu, el sistema podria tenir comportamentsno desitjats o inclús perjudicials durant l’arrencada. En el nostre cas només engegar el controls’activarien amb un cicle de treball del 100% tots els interruptors controlats. Cosa que podriaportar a que el sistema es fes malbé ràpidament o un descast prematur dels components.

Simplement posant la configuració del shadow register abans ens podem evitar aquestproblema.

Per evitar treure senyals temporals no desitjadesmentre s’està configurant elmòdul ePWM,també és bona pràctica no activar a través dels registres de GPIO la sortida del ePWM al pindel DPS. Es a dir fer configurar el pin com a sortida PWM (GPIOx = 1;) quan ja sabem queestà tot configurat.

76


7 Mesures Experimentals

Havent fet muntatge real de la planta dissenyada, en aquesta secció es pretén prendre mesurespràctiques per tal d’obtenir característiques reals. Es faran mesures amb l’idea de caracterit-zar i tindre controlats els aspectes més “crucials” del circuit. Evidentment amb l’objectiu esvol que el muntatge experimental funcioni correctament com a corrector del factor de potèn-cia. Però s’haurà s’anirà per passos per veure que totes les senyals que mesurem estan dinsdels resultats esperats. En cas que s’obtinguin mesures amb resultats no esperats s’intentaràesbrinar el perquè abans de continuar. Una mica la idea dels passos a seguir és la següent:

• Primer de tot es mesurarà que el sensor de corrent s’hagi implementat correctamenti que ens proporcionarà sortides correctes per al rang de corrents esperats i que neces-sitem.

• També, tot i que és un pas molt senzill, comprovar amb una entrada DC, una càrregai amb cicle de treball zero. El convertidor simplement hauria de transmetre la tensiód’entrada a la sortida (menys la caiguda del díode). Ens permetrà fer un test ambpotència però sense commutar (sense treballar com a convertidor elevador). Tambées podrà aprofitar pera a comprovar que els divisors de tensió adapten les tensionsd’entrada i sortida com era d’esperar. No té cap dificultat ni complicació teòrica, peròserveix per a no seguir amb errors de muntatge. Si els resultats són nominals aquesttest serà molt ràpid i no valdrà la pena comentar els resultats.

• Un altre punt que també serà ràpid és testejar el transitori d’engegada per tal de com-provar que el díode de pre-càrrega del condensador de sortida funciona i que no estemgenerant sobre-pics de corrent/tensió.

• Un altre test que si tot funciona nominalment no prendrà temps ni serà difícil serà posaruna entrada al driver del MOSFET usant el generador de funcions. S’hauria de podermesurar els diferents guanys de tensió esperats a diferents cicles de treball. S’hauràd’anar amb compte de no far-ho sense càrrega a la sortida del convertidor.

• A continuació el següent test que es voldrà fer serà la mesura de l’eficiència del con-vertidor. Per a treure diversos punts, aquest test si que requerirà més temps. Tambécomençarà a forçar el convertidor a potències elevades.

• Segurament conjuntament amb el test anterior es farà una avaluació del disseny tèrmic.Aprofitant quan treballem a més potència es prendrà mesures de les temperatures i escontrolarà que mai s’escalfi més del compte. Si aquest punt es fa correctament quanseguim treballant amb el muntatge, no ens haurem de preocupar per si s’escalfa o no.Ja sabrem si aguanta o no el punt de potència màxima pel qual s’ha fet el disseny.

• S’haurà de comprovar que realment podem connectar la placa de control. S’hauràde mirar que realment les mesures que fa el DSC són correctes i que la sortida PWMpot actuar sobre la planta.

• Finalment es provarà de tancar el llaç de corrent amb el control funcionant sobrela placa digital. Es prendran captures del corrent d’entrada i com es compara a latensió. Si funciona correctament ena quest punt es podrà realitzar mesures del factorde potència. També es podrien repetir algunes mesures d’eficiència amb llaç tancat.

• En cas que es tingues temps es podria intentar tancar el llaç de tensió, provar pertorba-cions, etc.

77

7.1 Observacions sobre Equips i Mesures Ramon Estalella Rodríguez

7.1 Observacions sobre Equips i Mesures

Observacions dels les fonts i instruments de mesura usats. I observacions a l’hora de prendrealgunes mesures.

7.1.1 Equips Usats

Descripció de l’equip usat al laboratori. Tant les fonts d’alimentació (DC i AC) com elsinstruments mesura.

• Multímetres: Per a corrent s’ha tendit a usar el TENMA72-8720 i per a tensió l’AgilentU3401A.

• Fonts DC: En algun moment s’ha fet ús de la FAC-363B però normalment s’ha usatl’EA-PS-2042-10 B. En cas que no es digui el contrari en algunmoment contret s’estaràusant la última com a font DC.

• Font AC: S’ha usat la FC200 AC Power Converter d’Adaptive Power Systems.

• Generador de funcions: ISO-TECH Synthesized Function Generator GFG 2004

• Analitzador de potència: WT330 digital power meter de Yokogawa

• Osil·loscopi: TektronixMSO 5204 Mixed Signal Oscilloscope

• Sondes de tensió: TPP0250 i TPP1000

• Sonda diferencial: TDP1000

• Sonda de corrent: TCP0030A

• Càmera tèrmica: Flir T420

7.1.2 Observacions a l’Hora Fer Mesures

Al principi de fer les mesures s’ha pogut veure l’entorn tan “sorollós” en el que estaremtreballant. És important tenir clar que és el que realment hi ha circuit i que és el que potserque sigui culpa de les sondes o el mètode de prendre la mesura.

Un exemple molt bo el vaig trobar al fer la mesura de la senyal de la porta del MOSFET,mesurant entre la porta i el sortidor d’aquest. En les Figures 7.1, 7.2 i 7.3 tenim tres mesuresde la mateixa senyal preses de forma diferent. Per ordre, la primera està presa amb una sondareferida a terra (no diferencial) i el cable de terra. La segona amb la mateixa sonda però encomptes del cable s’usa una molla (camí molt més curt!). La tercera mesura està feta ambuna sonda diferencial.

Com podem veure els 3 mètodes de mesura estan ordenats de pitjor a millor. El cable llargde la connexió a terra del primer mètode actua d’antena i provoca que s’agafi molt soroll, quedesprés podem veure que realment no està. Al usar el camí més curt (amb la molla) a terra, esmillora la qualitat de la senyal. De totes maneres encara es veu una quantitat poc desitjablede soroll. Finalment amb la sonda diferencial s’aconsegueix fer la millor mesura.

Aquest exemple destaca la importància de tenir molt clar com fer mesures i veure quanhi ha problema amb la mesura o amb la senyal a mesurar.

78


Figura 7.1: Mesura de la tensió porta-sortidor del MOSFET amb la sonda TPP1000 i el cable amb clip per al terra

Figura 7.2: Mesura de la tensió porta-sortidor del MOSFET amb la sonda TPP1000 molla per al terra

79


Figura 7.3: Mesura de la tensió porta-sortidor del MOSFET amb la sonda diferencial TDP1000

80

7.2 Sensor de Corrent Ramon Estalella Rodríguez

7.2 Sensor de Corrent

Com ja s’ha explicat en altres apartats, el sensat del corrent es fa amb l’integrat INA193i una resistència (50 mΩ). El layout de la PCB permet posar un filtre que inicialment nos’ha implementat. El test del sensat de corrent va ser una de les primeres mesures que esva intentar fer. I ràpidament vaig donar-me compte de l’error de posar els díodes zener enparal·lel amb les sortides de l’etapa de potència. El corrent invers abans del punt de tensiózener afectava a la mesura. Inclús un díode amb tensió zener de 4,3 V no serviria. Hauriahagut de fixar-me que això passaria durant el disseny de la planta. De totes maneres no eraun element estrictament necessari així que es va continuar sense ells.

Fent passar un corrent DC per la resistència de sensat de corrent i mesurant la sortida deldel sensat de corrent hem determinat l’error en funció de la corrent. La gràfica de la Figura7.4 mostra aquest error.

Figura 7.4: Error de l’INA193 en la nostra configuració (respecte els multímetres del laboratori)

Podem veure que obtenim una gràfica molt similar inclús millor a la que ens proporcionaTexas Instrument, que hem usat durant el disseny de la planta en la Figura 2.17. L’error pera corrents per sobre d’un ampere és millor que el cas que proporciona el fabricant. Per tantconsiderem validat el sensat de corrent en DC.

Més endavant quan s’estaven fent proves amb el convertidor commutant, s’ha vist quela senyal del sensat de corrent contenia molt soroll. S’ha intentat implementar el filtre al’entrada de l’INA193, però no tenia cap efecte sobre el soroll que mesuràvem. Això vol dirque el soroll no provenia del corrent de l’inductor sensat si no que l’agafàvem després. Comque la sonda diferencial no servia en aquest punt, sabia massa si el soroll l’introduïa la pròpiasonda.

Un avenç bastant important per a treure soroll de forma general va ser traient els punts desensat de corrent per al MOSFET i el díode. Aquests eren llaços de cable força grans que alpassar corrent el corrent polsant dels interruptors generaven molt de soroll en les mesures aaltres parts del circuit. En aquest punt la senyal de sortida de l’etapa de sensat de corrent esva donar per bona. Es veurà més endavant que el DSC no té problema a obtenir una mesurabastant precisa del corrent de l’inductor.

81

7.3 Transitori d’Engegada Ramon Estalella Rodríguez

7.3 Transitori d’Engegada

S’ha intentat fer mesures del transitori d’engegada per tal de veure si el díode de pre-càrregadel condensador de sortida funciona tal i com s’espera. Degut al funcionament i les limita-cions de les fonts no s’ha pogut mesurar. Per a comprovar si el díode funcionava, com queno es tenia accés a la mesura d’aquest díode s’ha comparat el corrent de l’inductor i el de lafont durant l’engegada. Si aquests són iguals vol dir que el corrent no passa pel díode.

Figura 7.5: Mesura transitori d’engegada, Vo (CH1), Ig (CH2), IL (CH4); mesures preses amb l’oscil·loscopi TektronixMDO3014

A la Figura 7.5 podem veure el transitori d’engegada amb els 3 condensadors de sortidaposats. Normalment com ja s’ha explicat no farem les mesures experimentals amb els 3 con-densadors. Però per aquesta mesura en concret si es volia provar el pitjor cas, es necessitavenels 3 condensadors.

Aquest és el cas d’una de les fonts DC, però ambdues donaven resultats molt similars.Podem veure que el corrent de l’inductor és igual al de la font, per tant el díode de pre-càrregano ha conduït en capmoment. Això es degut a que el nostre circuit no és ideal i conté elementscom resistències sèrie a la bobina, caigudes de tensió als díodes, impedància de la font, etc.En principi el control de corrent no pot ser ja que estava configurat bastant més alt que elvalor més elevat mesurat.

7.4 Eficiència en DC

La primera mesura de l’eficiència s’ha fet en DC i en llaç obert. L’objectiu ha sigut obtenirdiverses gràfiques, cadascuna a diferent tensió d’entrada i la mateixa a la sortida. Per a cadatensió d’entrada diferent mesurarem l’eficiència a diverses potències de treball. S’ha de teniren compte que aquestes mesures no tenen en compte el pont de díodes. Tampoc l’alimentaciódels elements alimentats a tensió diferent a la d’entrada, com seria el driver del MOSFET, iel sensor de corrent. La placa amb el DSC tampoc s’està contant.

Com a curiositat s’ha mesurat per separat el consum dels elements que no són l’etapa depotència. El driver juntament amb el sensor de corrent consumeixen 3,9 mA (mesurat ambl’Agilent) mentre s’està commutant. La tensió d’alimentació és de 8 V el que significa una

82

7.5 Disseny Tèrmic Ramon Estalella Rodríguez

potència de:

Pdriver+INA = 8 V ·3,9 mA = 31,2 mW (7.1)

Valor negligible comparat amb qualsevol de les potències de test de l’etapa de potència. Laplaca del DSC sempre s’ha alimentat per l’USB, per tant treballa a 5 V . S’ha mesurat uncorrent de treball de 115 mA:

PDSC = 5 V ·0,115 A = 0,575 mW (7.2)

Aquesta potència ja és una mica més rellevant i representa aproximadament el 5 % de lespotències més baixes que s’han testejat. En una aplicació real podria impactar l’eficiència abaixa potència. Però per al nostre cas no ens hi fixarem més.

Per a la mesura del rendimen de l’etapa de potència la metodologia ha sigut la següent,seleccionar una tensió d’entrada. Ajustar el cicle de treball per a obtenir una tensió de sortidaidealment nominal. Variar la resistència de càrrega per tal de fer treballar el convertidor adiferents potències. Degut a les pròpies pèrdues que intentem mesurar la tensió des sortidaanirà baixant del punt ideal calculat. Els diferents cicles de treball s’han creat amb el genera-dor de funcions, exceptuant el cicle de treball D = 11,5 % que per ser massa petit s’ha hagutd’usar el DSC.

Figura 7.6: Rendiment a diferents tensions d’entrada i potències d’entrada

A la Figura 7.6 podem veure el resultat de les mesures. S’ha fet una mesura a tensiód’entrada força reduïda (per sota del mínim RMS pel que s’ha dissenyat la planta), per aveure una mica el comportament fora de les condicions per a les que hem construït la planta.La mesura a 10 V de tensió d’entrada podem veure que és la pitjor, tot i això, aconsegueixmantenir un rendiment per sobre del 90 % per casi tot el rang de potències. Pel altres casos(tensió d’entrada 20 V i major) s’ha mesurat l’eficiència sempre per sobre del 95 %. Podemveure una tendència de l’augment del rendiment amb l’augment de la tensió d’alimentació.

7.5 Disseny Tèrmic

Lesmesures d’aquest apartat s’han fet simultàniament a les d’eficiència enDC. Per tal d’avaluarel disseny tèrmic s’ha anat augmentant la potència de treball del convertidor mentre es moni-toritzava la temperatura d’aquest. Les mesures de temperatura s’han realitzat amb la càmera

83

7.5 Disseny Tèrmic Ramon Estalella Rodríguez

tèrmica. Les imatges tèrmiques s’adjuntaran al document amb la seva equivalent en llumvisible, tot i que no es veu exactament la mateixa àrea. La càmera automàticament indica elpunt de màxima temperatura i a quina temperatura està. Manualment es pot seleccionar unaltre punt, normalment seleccionaré un altre punt calent i d’interès com seria el MOSFET oel díode.

S’ha hagut d’anar en compte al fotografiar les parts reflectants (com l’estany quan quedabrillant o PADs) ja que podien reflectir els infraroig emesos per les resistències de potència.Un exemple d’aquest problema es pot veure en la Figura 7.7. L’àrea gran sense màscarade soldadura a baix a l’esquerra es veu més calenta tot i que al seu voltant no hi ha res quel’escalfi, en altres captures (Figura 7.9) es veurà com realment aquest punt no està més calent.

Figura 7.7: Exemple d’un pad reflectint l’infraroig emes per la resistència de càrrega

S’han pres mesures als extrems de tensió en els que s’han mesurat el rendiment (10 V i35,5 V), sempre a una potència de 60 W o més. Abans de fer les imatges s’ha esperat mínim30 minuts a que s’estabilitzes la temperatura. S’han fet imatges d’ambdós cares de la PCBja que en una (superior) tenim inductor i díode (com a components interessants a mesurar) al’altra (inferior) el MOSFET i la resistència de sensat de corrent.

A 35,5 V de tensió d’entrada i una potència d’entrada de 65 Wmesurem les temperaturesque es veuen en les Figures 7.8 i 7.9.

Figura 7.8: Mesura temperatura a Vg = 35,5 V i P = 65 W, cara superior

Les mesures a tensió d’entrada de 10 V i potència d’entrada superior a 60 W es podenveure a les figures 7.10 i 7.11.

Menys el cas de la resistència de sensat de corrent en les mesures a 10 V de tensiód’entrada la resta de temperatures es veuen adequades. Al treballar a 10 V i seguir amb

84

7.6 Mesures amb el Llaç de Corrent Ramon Estalella Rodríguez

Figura 7.9: Mesura temperatura a Vg = 35,5 V i P = 65 W, cara inferior

Figura 7.10: Mesura temperatura a Vg = 10 V i P > 60 W, cara superior

la potència nominal el corrent d’entrada a augmentat considerablement i aquest ha fet que laresistència de senat hagi de dissipar massa potència. Si s’hagués volgut fer un disseny pera treballar amb aquests corrents de forma nominal segurament s’hauria pogut reduir el valorde la resistència. Reduint així la dissipació de potència en aquesta sense afectar en excés laprecisió de les mesures rellevants.

No hauríem de tenir cap problema en seguir amb les mesures sense haver de preocupar-nos per la dissipació de potència en el convertidor.

7.6 Mesures amb el Llaç de Corrent

Amb totes les proves fetes, ja es pot engegar el control. S’intentarà comprovar si realmentfunciona com a PFC i com de bé ho fa.

7.6.1 Mesures en DC

Primer s’ha volgut fer comprovacions del control en DC i baixa tensió/potència. AVg = 10 Vi r = 25 Ω obtenim:

Ro = 200 Ω →

IL = 395 mAVo = 27,0 V

Ro = 100 Ω →

IL = 387 mAVo = 18,9 V

Ro = 50 Ω →

IL = 380 mAVo = 13,4 V

(7.3)

85


Figura 7.11: Mesura temperatura a Vg = 10 V i P > 60 W, cara inferior

Amb Vg = 20 V i r = 50 Ω les mesures preses són:

Ro = 200 Ω →

IL = 392 mAVo = 38,7 V

Ro = 100 Ω →

IL = 387 mAVo = 26,8 V

Ro = 50 Ω →

IL = 398 mAVo = 19,6 V

(7.4)

Idealment el corrent de la bobina hauria de ser de 400 mA i la tensió de sortida variar enfunció de cada cas de càrrega. El corrent de bobina en tots els casos és molt pròxim al valorconfigurat.

Sembla que el convertidor es comporta com un LFR tal i com es pretenia. Podem passara veure si en AC la dinàmica és correcta i ens permet implementar la correcció del factor depotència.

7.6.2 Mesures en AC

Finalment podem comprovar si realment el sistema pot treballar com a PFC. Ara la confi-guració ha sigut usar la font AC amb el pont de díodes entre la font i el convertidor. S’hanrealitzat les mesures de potència d’entrada/sortida i el rendiment amb l’analitzador de potèn-cia sense tenir en compte el pont de díodes. El valor del factor de potència el traurem de lamateixa font ja que es una mesura de les que mostra el seu panell.

Les mesures s’han fet a tensió d’entrada nominal i variant al valor de la consigna . S’haajustat la resistència de càrrega en funció de la consigna per tal d’obtenir una tensió a lasortida prop del valor nominal.

r [Ω] Ro [Ω] Pin [W ] η PF8 22 56,03 96,92 0,98210 22 50,22 97,04 0,98812 33 38,18 97,3 0,98920 33 24,9 97,46 0,99730 100 15,73 97,16 0,999

Taula 1: Mesures del convertidor a diferents valors de consigna

Podem observar que en tot el rang que s’ha mesurat tenim un factor de potència moltbo. En les Figures 7.12, 7.13, 7.14, 7.15, 7.16 es pot veure les captures amb l’oscil·loscopi

86


Figura 7.12: Mesura del llaç de corrent en AC, r = 8 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo


87




88


Figura 7.16: Mesura llaç corrent en AC, r = 30 Ω; CH1-Vin, CH2-IL, CH3-Vo

corresponents a les mesures anteriors. La primera és tal i com es veu a l’oscil·loscopi i lessegüents estan mitjanades.

Es pot observar en totes les captures que sempre s’aconsegueix treballar correctamentcom a PFC.

89


8 Conclusions

Arribat aquest punt, podem concloure que s’ha arribat a l’objectiu final de dissenyar, muntari fer funcionar un PFC amb control digital. S’ha intentat fer de forma metòdica assegurantcadascun dels passos realitzats. Intentant obtenir els resultats esperats a cada pas, i en cas deno ser així esbrinar el perquè.

Primer de tot s’ha realitzat el disseny de la planta per a complir amb certes especificaci-ons. A part dels valors ideals dels elements de potència, també s’ha tractat amb la cerca decomponents reals. S’ha fet el muntatge de la bobina amb l’ajuda del programari del fabricant.S’ha fet l’etapa d’adaptació de senyals per a poder interactuar amb la placa de control i elDSC.

S’ha vist com fer la discretització del model de convertidors que havia usat fins aquestmoment. Tot i que la llei de control no l’hagi tret jo, he pogut veure les bases del controllliscant discret.

Per a la simulació s’ha usat PSIM. He aprés a integrar codi C a PSIM de forma ràpida isenzilla. A l’hora de fer les simulacions s’ha emulat el comportament del DSC en codi C.D’aquesta manera es podia tenir un codi ja provat (per simulació) directament traslladable al’entorn en el que s’estigui programant el controlador real. Les simulacions també han servitper a veure que la planta dissenyada i el control usat funcionaven correctament.

A l’hora de fer el disseny de la PCB no hi havia gaires limitacions o guia concreta aseguir. Principalment fer-la viable per als diferents mètodes de fabricació considerats i cò-moda/versàtil per a prototipat. I crec que s’ha aconseguit, ja que l’hem pogut imprimir perdos vies. Tampoc m’ha donat cap problema durant l’etapa de test, mesures i modificacionsal laboratori.

En quant a la programació del controlador digital he tingut l’oportunitat d’aprendre detallsque no coneixia. Per exemple, tot i que ara sembla una cosa bàsica, no havia vist mai fer laconfiguració de les senyals PWM tal com es fa en aquest DSC. Ha sigut interessant tenirtemps per aprendre detalls d’alguns dels perifèrics del microcontrolador. També s’ha pogutveure la gran versatilitat del control digital. Fàcilment es podria ampliar la funcionalitatd’aquest sense fer cap tipus de modificació lenta o costosa a nivell de hardware.

Per acabar l’experiència al laboratori ha estat molt interessant. Agafant experiència amb:equips de laboratori, pràctiques a l’hora de fer mesures i amb el propi convertidor. Ha sigutgratificant anar avançant amb les mesures, millorar punts i arribar al resultat final del con-vertidor funcionant correctament per al que s’havia dissenyat. A la vegada s’ha pogut veureque en qualsevol punt es pot seguir millorant i seguir aprenent.

90

REFERÈNCIES Ramon Estalella Rodríguez

Referències[1] (). RS Components, adr.: https://es.rs-online.com/web/ (cons. 03-07-2018).

[2] Magnetics®. (2018). Pàgina web principal de l’empresa Magnetics®, adr.: https://www.mag-inc.com/ (cons.17-07-2018).

[3] ——, (2018). PFC Boost Design, adr.: https://www.mag- inc.com/Products/Powder-Cores/Kool-Mu-Cores/PFC-Boost-Design (cons. 17-07-2018).

[4] ——, (2018). Core Selector Charts for Powder Cores, adr.: https://www.mag-inc.com/Products/Powder-Cores/Magnetics-Powder-Core-Material-Property-Curves/Core-Selector-Charts-for-Powder-Cores(cons. 17-07-2018).

[5] ——, (2018). Inductor Design Tool, adr.: https://www.mag- inc.com/Design/Design- Tools/Inductor-Design (cons. 17-07-2018).

[6] ——, (nov. de 2016). 0077083A7, adr.: https : / / www . mag - inc . com / Media / Magnetics / Datasheets /0077083A7.pdf (cons. 17-07-2018).

[7] S. SWITCHER®. (2012). CAPACITOR SELECTION FOR DC/DC CONVERTERS: WHAT YOU NEED TOKNOW TO PREVENT EARLY FAILURES, AND REDUCE SWITCHING NOISE, adr.: http://www.kemet.com/Lists/TechnicalArticles/Attachments/5/Avnet2012PowerForum_CapacitorsSelection.pdf (cons.20-07-2018).

[8] EEVBlog. (maig de 2018). EEVblog #1085 - Bypass Capacitors Visualised!, adr.: https://www.youtube.com/watch?v=1xicZF9glH0 (cons. 20-07-2018).

[9] S. Havanur i P. Zuk. (abr. de 2015). PowerMOSFET Basics: Understanding Superjunction Technology, adr.: https://www.vishay.com/docs/66864/an849.pdf (cons. 03-07-2018).

[10] O. Semiconductor. (2016). FAN3223 / FAN3224 / FAN3225 Dual 4-A High-Speed, Low-Side Gate Drivers, adr.:http://www.onsemi.com/pub/Collateral/FAN3224TU_F085-D.PDF (cons. 22-07-2018).

[11] ——, (2010). GBPC 12, 15, 25, 35 SERIES Bridge Rectifiers (Glass Passivated), adr.: http://www.onsemi.com/pub/Collateral/GBPC3510-D.pdf (cons. 27-07-2018).

[12] F. S. Corporation. (juny de 2016). AN-4166 Heat Sink Mounting Guide, adr.: https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4166.pdf (cons. 28-07-2018).

[13] H. P. Forghani-zadeh i G. A. Rincón-Mora. (març de 2003). Current-Sensing Techniques for DC-DC Converters,adr.: https://ieeexplore-ieee-org.sabidi.urv.cat/document/1186927/ (cons. 12-07-2018).

[14] T. Instruments. (maig de 2004). INA19x Current Shunt Monitor -16 V to +80 V Common-Mode Range, adr.:http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina198.pdf (cons. 12-07-2018).

[15] ——, (set. de 2007). TMS320x2833x Analog-to-Digital Converter (ADC) Module, Reference Guide. (Revisat oct.2007), adr.: http://www.ti.com/lit/ug/spru812a/spru812a.pdf (cons. 11-09-2017).

[16] ——, (juny de 2007). TMS320F2833x, TMS320F2823x Digital Signal Controllers (DSCs). (Revisat oct. 2016),adr.: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tms320f28335.pdf (cons. 13-07-2018).

[17] E. Vidal-Idiarte. (oct. de 2014). Discrete-time sliding-mode-based digital pulse width modulation control of a boostconverter, adr.: https://ieeexplore-ieee-org.sabidi.urv.cat/document/7095666/ (cons. 07-09-2017).

[18] S. Parts. (juny de 2018). Inside a Huge PCB Factory - in China, adr.: https://www.youtube.com/watch?v=ljOoGyCso8s (cons. 18-08-2018).

[19] C. I. 2CI. (2015). Recomendaciones y Capacidades Técnicas, adr.: http://www.2cisa.com/recomendaciones-y-capacidades-tecnicas (cons. 07-06-2018).

[20] J. PCB. (2018). Capacitats tècniques, adr.: https://jlcpcb.com/capabilities/Capabilities (cons. 10-08-2018).

[21] R. Erickson, Supplementary notes on EMI and Layout Fundamentals for Switched-Mode Circuits.

[22] A. Circuits. (2018). Trace Width Calculator, adr.: http://www.4pcb.com/trace-width-calculator.html (cons.10-05-2018).

[23] D. Jones. (2011). EEVblog #186 - Soldering Tutorial Part 3 - Surface Mount, adr.: https://www.youtube.com/watch?v=b9FC9fAlfQE (cons. 18-05-2018).

[24] ——, (2013). EEVblog #415 - SMD Stencil Reflow Soldering Tutorial, adr.: https ://www.youtube .com/watch?v=qyDRHI4YeMI (cons. 18-05-2018).

[25] ——, (2012). EEVblog #346 - MLF/QFN SMD Reflow Soldering, adr.: https://www.youtube.com/watch?v=M_rO6oPVsws (cons. 18-05-2018).

91

https://es.rs-online.com/web/

https://www.mag-inc.com/

https://www.mag-inc.com/Products/Powder-Cores/Kool-Mu-Cores/PFC-Boost-Design

https://www.mag-inc.com/Products/Powder-Cores/Kool-Mu-Cores/PFC-Boost-Design

https://www.mag-inc.com/Products/Powder-Cores/Magnetics-Powder-Core-Material-Property-Curves/Core-Selector-Charts-for-Powder-Cores

https://www.mag-inc.com/Products/Powder-Cores/Magnetics-Powder-Core-Material-Property-Curves/Core-Selector-Charts-for-Powder-Cores

https://www.mag-inc.com/Design/Design-Tools/Inductor-Design

https://www.mag-inc.com/Design/Design-Tools/Inductor-Design

https://www.mag-inc.com/Media/Magnetics/Datasheets/0077083A7.pdf

https://www.mag-inc.com/Media/Magnetics/Datasheets/0077083A7.pdf

http://www.kemet.com/Lists/TechnicalArticles/Attachments/5/Avnet2012PowerForum_CapacitorsSelection.pdf

http://www.kemet.com/Lists/TechnicalArticles/Attachments/5/Avnet2012PowerForum_CapacitorsSelection.pdf

https://www.youtube.com/watch?v=1xicZF9glH0

https://www.youtube.com/watch?v=1xicZF9glH0

https://www.vishay.com/docs/66864/an849.pdf

https://www.vishay.com/docs/66864/an849.pdf

http://www.onsemi.com/pub/Collateral/FAN3224TU_F085-D.PDF

http://www.onsemi.com/pub/Collateral/GBPC3510-D.pdf

http://www.onsemi.com/pub/Collateral/GBPC3510-D.pdf

https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4166.pdf

https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-4166.pdf

https://ieeexplore-ieee-org.sabidi.urv.cat/document/1186927/

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina198.pdf

http://www.ti.com/lit/ug/spru812a/spru812a.pdf

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tms320f28335.pdf

https://ieeexplore-ieee-org.sabidi.urv.cat/document/7095666/

https://www.youtube.com/watch?v=ljOoGyCso8s

https://www.youtube.com/watch?v=ljOoGyCso8s

http://www.2cisa.com/recomendaciones-y-capacidades-tecnicas

http://www.2cisa.com/recomendaciones-y-capacidades-tecnicas

https://jlcpcb.com/capabilities/Capabilities

http://www.4pcb.com/trace-width-calculator.html

https://www.youtube.com/watch?v=b9FC9fAlfQE

https://www.youtube.com/watch?v=b9FC9fAlfQE

https://www.youtube.com/watch?v=qyDRHI4YeMI

https://www.youtube.com/watch?v=qyDRHI4YeMI

https://www.youtube.com/watch?v=M_rO6oPVsws

https://www.youtube.com/watch?v=M_rO6oPVsws

REFERÈNCIES Ramon Estalella Rodríguez

[26] T. Instruments. (set. de 2007). TMS320x2833x, 2823x System Control and Interrupts, Reference Guide. (Revisatmarç 2010), adr.: http://www.ti.com/lit/ug/sprufb0d/sprufb0d.pdf (cons. 21-09-2017).

[27] ——, (oct. de 2008). TMS320x2833x, 2823x Enhanced Pulse Width Modulator (ePWM) Module, Reference Gui-de. (Revisat jul. 2009), adr.: http://www.ti.com/lit/ug/sprug04a/sprug04a.pdf (cons. 21-09-2017).

92

http://www.ti.com/lit/ug/sprufb0d/sprufb0d.pdf

http://www.ti.com/lit/ug/sprug04a/sprug04a.pdf


9 Annexos

9.1 Error de l’Aproximació Valor Mig com RMS

En molts casos, si l’arrissat de la senyal a analitzar és petit en relació amb la part contínuade la senyal, podem realitzar aproximacions que ens permetran fer els càlculs molt més ràpidcometent un error prou petit com per a no tenir-lo en compte. Per al cas de dos de les senyalsque observarem en el convertidor boost, corrent del inductor i el corrent als interruptors.

Per a un senyal de contínua amb arrissat triangular, com el que idealment trobaríem alcorrent del inductor. Podem aproximar el valor RMS com el valor mig (I = IMax+Imin

2 ). Mentrel’arrissat sigui petit en comparació a la component contínua l’error serà menyspreable.

Per a un senyal trapezoïdal (Figura 9.1), com el que s’espera del corrent de l’interruptorque hi ha entre l’inductor i terra d’un convertidor boost, es pot aproximar a una ona quadradaamb amplitud I. I obtenir el valor RMS d’un senyal de contínua trossejada, que és senzilldemostrar el seu valor RMS:

DTs tTs0

I

i(t)

∆i

Figura 9.1: Ona trapezoïdal amb cicle de treball D

DTs tTs0

I

i(t)

Figura 9.2: Ona quadrada amb cicle de treball D

Per a trobar el valor RMS d’una senyal quadrada com la de la Figura 9.2, podem veureque si fos una senyal contínua, una expressió de la potència seria:

Pct = I2 ·R (9.1)

Al tenir en compte el cicle de treball:

P = Pct ·ton

T= Pct ·

DTT

= Pct ·D = I2 ·R ·D (9.2)

La potència P sabem que també es pot expressar en funció de IRMS per tant, podem obtenirel valor RMS exacte d’un senyal quadrat com el de la Figura 9.2 o bé el valor RMSaproximat d’un senyal trapezoïdal com el de la Figura 9.1.

P = I2RMS ·R = I2 ·R ·D → IRMS = I ·

√D (9.3)

Si la part activa de la senyal és la complementària al cicle de treball D simplement tenim que:

IRMS =√

D′ · I (9.4)

Tot i que pot ser molt còmode realitzar aproximacions per a realitzar els càlculs més ràpid,no serveix de res si no sabem si estem obtenint resultats utilitzables. Per tant és convenienttambé conèixer la expressió exacta del valor RMS i l’error que es comet amb la aproximació.

93

9.1 Error de l’Aproximació Valor Mig com RMS Ramon Estalella Rodríguez

A continuació tenim un senyal típic com el que veuríem en el inductor d’un convertidorboost en CCM:

DTs tTs0

I

i(t)

∆i

Figura 9.3: DC I amb arrissat d’amplitud ∆i

DTs

tTs0

0

i(t)

∆i

Figura 9.4: Component AC, arrissat triangular

Aquest és un senyal de contínua amb un arrissat triangular. Per a calcular el seu valorRMS aplicarem la suma de valors RMS.

RMSTotal2 = RMS1

2 +RMS22 + ...+RMSn

2 (9.5)

Podem veure que el senyal es pot veure com a dos senyals, la part de contínua (I) mésla component AC de l’arrissat triangular. Per tant hem de calcular el valor RMS d’ambdóssenyals. El RMS d’un senyal continu simplement és la seva amplitud (I en aquest cas). Elvalor RMS de la senyal triangular (IAC) el podem calcular:

IAC−RMS2 =

1T

∫ T

0

(∆i

tT

)2dt =

∆i2

T 3

∫ T

0t2dt =

∆i2

T 3 · 13[t3]T

0 =∆i2

T 3 · 13·T 3 (9.6)

IAC−RMS =∆i√

3(9.7)

Per tant, amb la suma dels valors RMS obtenim el total del senyal de la Figura 9.3:

IRMS =

√I2 + IAC−RMS

2 =

√I2 +

13·∆i2 = I

√1+

13

(∆i2

I

)2

(9.8)

També es pot expressar en funció de l’arrissat relatiu definint arrissat relatiu com: ∆i [%] =∆iI ·100 llavors, i veure l’aproximació feta anteriorment:

IRMS = I

√1+

13

(∆i [%]

100

)2

≈ IRMSaprox = I (9.9)

Si ara el que volem és valor RMS exacte del senyal trapezoïdal de la Figura 9.1 simple-ment hem d’afegir el “trocejat”, tal com hem vist en la equació 9.3:

IRMS = I√

D

√1+

13

(∆i [%]

100

)2

≈ IRMSaprox = I√

D (9.10)

94

9.1 Error de l’Aproximació Valor Mig com RMS Ramon Estalella Rodríguez

En tots dos casos es pot veure que si l’arrissat relatiu ∆i [%] = 0 llavors l’aproximació ésexacta.

Si el que volem quantificar és l’error comés haurem de mirar:

Error [%] =IRMS − IRMSaprox

IRMS·100 =

I√

D

√1+ 1

3

(∆i[%]100

)2−I

√D

I√

D

√1+ 1

3

(∆i[%]100

)2·100 (9.11)

Podem veure que tant si estem tractant amb el senyal de contínua amb arrissat triangularcom el senyal trapezoïdal, l’error percentual en funció de ∆i [%] serà:

Error [%] =

1− 1√1+ 1

3

(∆i[%]100

)2

·100 (9.12)

Podem representar aquesta funció entre els dos extrems possibles, entre arrissat del 0%fins un màxim de 100%, ja que és el limit entre CCM i DCM.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

Arrissat en %

0

2

4

6

8

10

12

Err

or e

n %

Error en la aproximació rms

Figura 9.5: Error de l’aproximació en % respecte ∆i [%]

95

9.2 Valors RMS d’un Senyal Sinusoïdal Tallat Ramon Estalella Rodríguez

9.2 Valors RMS d’un Senyal Sinusoïdal Tallat

La senyal del corrent d’entrada al convertidor boost (ig) es pretén que sigui una ona sinusoïdalrectificada (amb arrissat a la freqüència de commutació), per tal de que a l’entrada el correntiac sigui proporcional a la tensió i obtenir un factor de potència el més pròxim a 1 possible.Cada semi-cicle de la senyal d’entrada contindrà diverses commutacions dels interruptors,això farà que el corrent sinusoïdal rectificat de l’entrada es vegi de forma intermitent encadascun dels dos interruptor.

Aquests corrents seran complementaris i a més sabem que canviarà l’amplitud dels polsos(el cicle de treball) a mesura que variï la tensió d’entrada.

Time [s]0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1Duty cycle over time

Ideal duty cycleDiscretized duty cycle

Figura 9.6: Cicle de treball (per valors trivials) durant un període de la freqüència de xarxa

En la figura 9.6 podem veure el cicle de treball ideal que s’hauria de tenir al variar latensió d’entrada de manera sinusoïdal. Aquesta variació es fa evident al observar com canviael cicle de treball quan volem una tensió de sortida fixa i considerem Vi sinusoïdal:

Vo

Vi=

11−d(t)

→ d(t) = 1− Vi

Vo(9.13)

El fet de que la freqüència de commutació no pot ser infinita implica que el valor del ciclede treball l’actualitzarem a cada període de commutació, per tant aquest queda discretitzat,aquest efecte també es pot veure en la figura 9.6.

Finalment els corrents esperats tindran una forma similar a la representada a la figura 9.7.Tot i que s’ha assumit que estem en CCM i que l’arrissat de commutació és molt petit. Enaquesta representació s’ha exagerat el període de commutació per a que es puguin veure lesproporcions i com varia el cicle de treball.

96


Time [s]

Switches currentsMOSFETDiode

Figura 9.7: Corrents dels interruptors durant un període de la xarxa

Necessitarem poder calcular el valor RMS d’aquests corrents per tal de poder calcularla potència que dissipen els interruptors i dimensionar-los. A partir de l’expressió (9.14 delvalor RMS):

IQRMS =

√1

Tac

∫ Tac

0iQ2(t)dt (9.14)

No podem calcular la integral de forma directa ja que tal com hem vist, el corrent de cadainterruptor no era sinusoïdal. Podem plantejar-ho com un sumatori d’integrals on integremcada període de commutació, fins que sumen tot el període Tac:

IQRMS =

√√√√ 1Tac

·Tsw

Tac/Tsw

∑n=1

(1

Tsw

∫ nTsw

(n−1)Tsw

i2Q(t)dt)

(9.15)

Si considerem que la freqüència de commutació és molt més gran que la de línia es potaproximar per a un límit on el període de commutació tendeix a l’infinit, i interpretar-lo comuna integral:

97


IQRMS =

√√√√ 1Tac

limTsw→∞

[Tsw

Tac/Tsw

∑n=1

(1

Tsw

∫ nTsw

(n−1)Tsw

iQ2(t)dt)]

=

√1

Tac

∫ Tac

0

1Tsw

∫ t+Tsw

tiQ2(τ)dτ

=√⟨⟨

iQ2(t)⟩

Tsw

⟩Tac

(9.16)

Sabent que el corrent a l’interruptor és igual al d’entrada al convertidor mentre l’interruptorcondueix i zero quan no ho fa, podem veure que en l’interruptor inferior (el que connectaentre la bobina i el terra):

⟨iQ2(t)

⟩Tsw = d(t)ig2(t) (9.17)

Sabent que la tensió a la entrada del convertidor val:

vg(t) = |vac(t)|=Vpk|sin(ωt)| (9.18)

I que el convertidor presenta una resistència equivalent Re a la entrada obtenim:

ig2(t) =(

Vpk · sin(ωt)Re

)2

(9.19)

A partir de l’expressió (9.13) del cicle de treball, l’expressió (9.18):

d(t) = 1−Vpk|sin(ωt)|

Vo(9.20)

Ajuntant aquestes dues ultimes expressions, la equació (9.17) ens queda:

⟨iQ2(t)

⟩Tsw

=

(1−

Vpk|sin(ωt)|Vo

)·(

Vpk · sin(ωt)Re

)2

=Vpk

2

Re2 sin2(ωt)−

Vpk3

Re2 ·Vo

|sin(ωt)|3(9.21)

Introduint el resultat de l’equació (9.21) en l’eq. (9.16):

IQRMS =

√1

Tac

∫ Tac

0

(Vpk

2

Re2 sin2(ωt)−

Vpk3

Re2 ·Vo

|sin(ωt)|3)

dt

=

√Vpk

2

Tac ·Re2

∫ Tac

0

(sin2(ωt)−

Vpk

Vo|sin(ωt)|3

)dt

=

√2 ·Vpk

2

Tac ·Re2

∫ Tac/2

0

(sin2(ωt)−

Vpk

Vosin(ωt)3

)dt

(9.22)

98


Estem avaluant les integrals entre zero i Tac/2, que és l’equivalent a fer-ho entre zero i π:

IQrms =

√Vpk

2

π ·Re2

∫ π

0

(sin2(α)−

Vpk

Vosin(α)3

)dα (9.23)

Resolem les integrals per separat: Per a l’integral del sinus al quadrat operem amb lesformules de suma d’angles (concretament cos(a + b)) per tal d’obtenir el canvi sin2 α =1/2− cos(2α)/2:∫ π

0sin2 α dα =

∫ π

0

(12− 1

2cos(2α)

)dα =

[12

α − 14

sin(2α)

]π

0=

π2

(9.24)

Per a l’integral de sinus al cub fem el canvi u = cosα:∫ π

0sin3(α) dα =

∫ π

0sinα(1− cos2 α)dα =

∫ π

0(1−u2)sinα

du−sinα

=−∫ π

0(1−u2)du =−

[cosπ − cos0− 1

3(cos3 π − cos3 0

)]=

43

(9.25)

Introduint els resultats de les equacions (9.24) i (9.25) a l’equació (9.23) obtenim:

IQrms =

√Vpk

2

π ·Re2

(π2−

Vpk

Vo

43

)=

Vpk

Re

√(12−

4Vpk

3Vo ·π

)= Iacrms

√1−

8Vpk

3 ·Voπ(9.26)

Si ara tornéssim a l’expressió inicial de (9.21) i en comptes d’usar d(t) utilitzem d′(t)obtindríem que per l’interruptor superior(el que connecta la bobina al terminal positiu desortida, el díode en el cas de convertidor no síncron) obtindríem l’expressió del corrent deldíode:

IDrms = Iacrms

√8Vpk

3 ·Voπ(9.27)

99

ramon estalella rodrÍguezdeeea.urv.cat/public/propostes/pub/pdf/2563pub.pdf · 2019. 4. 29. ·...

Documents