rozsahom zvs a nulovÝm cirkulanÝm prÚdom s … · orcad pspice a následne bola vytvorená...
TRANSCRIPT
I
Žilinská univerzita v Žiline
Elektrotechnická fakulta
Katedra mechatroniky a elektroniky
28260620162024
OPTIMALIZÁCIA MENIČA SO ŠIROKÝM
ROZSAHOM ZVS A NULOVÝM CIRKULAČNÝM
PRÚDOM S VÝSTUPOM 48V / 2000W S RIADENÍM
IC UCC3895
2016
Bc. Miroslav Pavlišin
ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE
ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA
KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY
OPTIMALIZÁCIA MENIČA SO ŠIROKÝM
ROZSAHOM ZVS A NULOVÝM CIRKULAČNÝM
PRÚDOM S VÝSTUPOM 48V / 2000W S RIADENÍM
IC UCC 3895
DIPLOMOVÁ PRÁCA
Študijný program: Výkonové elektronické systémy
Študijný odbor: 5.2.9 Elektrotechnika
Školiace pracovisko: ELTECO, a.s.
Školiteľ: doc. Ing. Michal Frivaldský, PhD
Konzultant: Ing. Martin Šúpolík
2016
Bc. Miroslav Pavlišin
Abstrakt
Hlavným cieľom tejto diplomovej práce je optimalizácia účinnostných parametrov
DC/DC meniča pre oblasť telekomunikácie a návrh riadenia na báze analógového
obvodu IC UCC3895. V úvode sa diplomová práca venuje analýzou súčasného stavu
pre zvolenú oblasť telekomunikácie a serverov. Súčasťou analýzy je aj komplexné
popísanie požiadaviek, ktoré sú kladené na predradné meniče ako aj ďalší vývojový
trend v danej oblasti.
Ďalej je opísaný súhrn poznatkov a princíp synchrónneho usmerňovača spolu s
jeho riadením. Vysvetlená je topológia dvojitého polomostu (Dual Half Bridge)
a jeho intervaly činnosti. Boli vytvorené simulačné analýzy pre diódový a synchrónny
usmerňovač, ktoré poslúžilo k overeniu predpokladaných optimalizácií. Časť práce sa
venuje optimalizácii existujúcej vzorky a meraniu jej účinnosti.
V druhej časti práce je popísaný riadiaci obvod UCC3895 a vytvorená
simulácia riadenia spolu s jeho komplexným popisom. Po vytvorení schémy sa
navrhla a realizovala funkčná vzorka riadiacej dosky.
Záver práce sa venuje oživeniu riadenia a jeho testovaniu. Po pripojení riadenia na
menič boli nastavené regulátory a overené rôzne prevádzkové stavy.
II
ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE, ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA
KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY
ANOTAČNÝ ZÁZNAM –DIPLOMOVÁ PRÁCA
Meno a priezvisko: Bc. Miroslav PAVLIŠIN Akademický rok: 2015/2016
Názov práce: OPTIMALIZÁCIA MENIČA SO ŠIROKÝM ROZSAHOL ZVS
A NULOVÝM CIRKULAČNÝM PRÚDOM VÝSTUPOM 48V/2000W
S RIADENÍM IC UCC 3895
Počet strán: 54 Počet obrázkov: 42 Počet tabuliek: 1
Počet grafov: 3 Počet príloh: 15 Počet použ. lit.: 43
Anotácia v slovenskom jazyku:
Táto diplomová práca sa zaoberá optimalizáciou, simulačnou analýzou a verifikáciou
meniča s topológiou dvojitého polomostu. V práci je navrhnuté a simulačne overené
analógové riadenie na báze UCC3895. Výsledkom diplomovej práce je zvýšenie účinnosti
a návrh funkčného analógového riadenia.
Anotácia v anglickom jazyku:
This diploma thesis deals with the optimization process, simulation analysis and the
dual half-bridge converter verification. In this project the analog control based on UCC3895 is
designed and simulationally verified. The results obtained in this project promisingly show
higher efficiency and the design of the functional analog control.
Kľúčové slová:
DC/DC menič, dvojitý polomost, spínanie v nule napätia, spínanie v nule prúdu, ZVS, ZVC,
optimalizácia, mäkké spínanie, PCspice, experimentálna vzorka, nulový cirkulačný prúd,
UCC3895, predradný menič
Vedúci diplomovej práce: doc. Ing. Michal Frivaldský, PhD
Konzultant: Ing. Martin Šúpolík
Recenzent: __________________________
Dátum odovzdania práce: 12. mája 2016
III
Obsah
1 Úvod ...........................................................................................................1
2 Analýza riešenia spínaných zdrojov pre serverové systémy ....................2
3 Teoretický rozbor DC/DC meniča ............................................................4
3.1 Princíp činnosti synchrónneho usmerňovača ................................................4
3.1.1 Porovnanie diódového a synchrónneho usmerňovača ..................................5
3.1.2 Riadenie synchrónneho usmerňovača ..........................................................7
3.2 Zapojenie plného mostu so ZVS ..................................................................8
3.3 Sériovo-paralelný DC/DC menič LLC ....................................................... 10
3.4 Topológia dvojitého polomostu ................................................................. 11
3.4.1 Šírkovo-impulzové riadenie s fázovým posunom ....................................... 13
3.4.2 Intervaly činnosti dvojitého polomostového zapojenia ............................... 13
4 Optimalizácia DC/DC meniča so synchrónnym usmerňovačom .......... 18
4.1 Optimálna voľba MOSFET tranzistorov na primárnej strane meniča ......... 18
4.2 Optimálna voľba súčiastok na sekundárnej strane meniča .......................... 19
4.3 Optimálna voľba magnetika „vf“ transformátora a rezonančnej cievky ..... 20
5 Simulačná analýza zdroja (model) ...................................................... 22
5.1.1 Simulácia s diódovým usmerňovačom ....................................................... 22
5.1.2 Simulácia so synchrónnym usmerňovačom................................................ 23
5.1.3 Účinnostné charakteristiky ........................................................................ 23
6 Riadiaci obvod IC UCC3895 ................................................................... 24
6.1 Popis riadiaceho analógového obvodu UCC3895 ...................................... 24
6.2 Význam a funkcia jednotlivých pinov .................................................. 25
7 Návrh riadiacej časti meniča a jej simulačné overenie v PSPICE ........ 29
7.1.1 Výkonová schéma meniča zo synch. usmerňovačom ................................. 29
7.1.2 Obvod UCC3895 ....................................................................................... 30
7.1.3 Prídavný PWM režim ................................................................................ 32
IV
7.1.4 Obvody ochrán .......................................................................................... 33
7.1.5 Napäťová spätná väzba ( Voltage Loop Compensator ) ............................. 39
7.1.6 Prúdové riadenie ( Current Loop Compensator ) ........................................ 42
7.1.7 Detekcia špičiek prúdu (Peak Current-Mode) ............................................ 43
8 Aktívne riadenie s dvoma slučkami ........................................................ 44
8.1 Vnútorná prúdová slučka ........................................................................... 44
8.2 Vonkajšia napäťová slučka ........................................................................ 45
9 Realizácia simulovaného zapojenia ...................................................... 46
10 Návrh dosky plošných spojov ................................................................. 47
11 Experimentálne overenie činnosti fyzikálneho návrhu (Oživenie) ........ 48
11.1 Meranie účinnosti ..................................................................................... 48
11.2 Oživovanie riadenia s UCC3895................................................................ 51
11.3 Výsledky merania za pomoci analógového riadenia s UCC3895 ................ 52
12 Prínosy pre rozvoj vedy a praxe ............................................................. 53
13 Záver ........................................................................................................ 54
V
Zoznam obrázkov a tabuliek
Obr. 1.1 Dvojstupňová koncepcia predradeného meniča (Prevzaté z [5]) ............... 2
Obr. 2.1 Jednotlivé logá rôznych organizácií.......................................................... 3
Obr. 2.2 Grafická interpretácia noriem ................................................................... 3
Obr. 2.3 Historický vývoj výkonovej hustoty (Prebraté z [5], upravené autorom) ... 4
Obr. 3.1 Statická výstupná charakteristika MOSFET tranzistora a jeho vnútornej
diódy v 3Q (Prebraté z [7], upravené autorom) ...................................................... 5
Obr. 3.2 VA charakteristika Schottkyho diódy a MOSFET tranzistora (Prebraté z
[7], upravené autorom) .......................................................................................... 6
Obr. 3.3 Porovnanie vodivostných strát diódového a synchrónneho usmerňovača
(Prebraté z [7], upravené autorom) ......................................................................... 7
Obr. 3.4 RCD oneskorovací člen (Prebraté z [9], upravené autorom) ..................... 8
Obr. 3.5 Riadenie synchrónneho usmerňovača (Prebraté z [15],upravené autorom) 8
Obr. 3.6 Topológia plného mostu s príslušnými priebehmi spínania (Prebraté z:
[11]) ...................................................................................................................... 9
Obr. 3.7 Cirkulačný prúd v plnom moste pri rôznom vstupnom napätí (Prebraté z
[11]) .................................................................................................................... 10
Obr. 3.8 Rezonančný LLC menič (Prebraté z [11]) .............................................. 11
Obr. 3.9 Topológia dvojitého polomostového zapojenia DC/DC (Prebraté z [3]).. 11
Obr. 3.10 Výstupné priebehy v uzloch transformátora (Prebraté z [3]) ................. 12
Obr. 3.11 PWM riadenie s fázovým posunom (Prebraté z [4],upravené autorom) . 13
Obr. 3.12 Teoretické intervaly činnosti dvojitého polomostového meniča ............ 15
Obr. 4.1 Hodnoty indukčnosti „vf“ transformátorov ............................................. 21
Obr. 5.1 Porovnanie účinnosti pomocou simulačnej analýzy ................................ 23
Obr. 6.1 Typická aplikácia zapojenia obvodu UCC3895 (prevzaté z[17])............. 24
VI
Obr. 6.2 Vnútorné zapojenie riadiaceho obvodu UCC3985 (prevzaté z[17]) ........ 28
Obr. 7.1 Výkonová časť meniča zo simulácie ...................................................... 29
Obr. 7.2 Budiče pre výkonovú časť meniča zo simulácie ..................................... 30
Obr. 7.3 Riadiaci obvod UCC3895 zo simulácie .................................................. 31
Obr. 7.4 Prídavný PWM režim zo simulácie ........................................................ 32
Obr. 7.5 Simulácia prídavného PWM režimu ....................................................... 33
Obr. 7.6 Nadprúdová ochrana zo simulácie .......................................................... 34
Obr. 7.7 Prepäťová ochrana zo simulácie ............................................................. 35
Obr. 7.8 Simulácia prepäťovej ochrany ................................................................ 36
Obr. 7.9 Blokovanie pre PWM režim zo simulácie............................................... 37
Obr. 7.10 Blokovanie pre min. 7,5 ampérov zo simulácie .................................... 38
Obr. 7.11 Napäťová spätná väzba zo simulácie .................................................... 39
Obr. 7.12 Simulácia napäťovej spätnej väzby....................................................... 41
Obr. 7.13 Prúdové riadenie zo simulácie .............................................................. 42
Obr. 8.1 Bloková schéma riadenia s dvoma slučkami ........................................... 44
Obr. 8.2 Regulátory pre prúdové riadenie............................................................. 45
Obr. 8.3 Regulátor pre napäťové riadenie. (Prebraté z: [14] ) ............................... 45
Obr. 10.1 Rozmiestnenie súčiastok na DPS .......................................................... 47
Obr. 11.1 Graf kriviek pri meraní účinnosti.......................................................... 48
Obr. 11.2 Spínanie pri nulovom prúde ZCS na tranzistore Q4 ............................. 49
Obr. 11.3 Namerané účinnosti pre synchrónny usmerňovač ................................. 50
Obr. 11.4 Skoková zmena záťaže ......................................................................... 52
Tab. 4.1 Výsledky výpočtu FOMZVS pre primárne tranzistory .............................. 19
VII
Zoznam skratiek a symbolov
Skratka Anglický význam Slovenský význam
AC Altermaning current Striedavý prúd
AL Činiteľ indukčnosti
BS Saturačná magnetická indukcia
C Kapacita
COSS Output capacitance Vnútorná výstupná kapacita
tranzistora
D Diode Dióda
DC Direct current Jednosmerný prúd
DPS PCB – Printed circuit board Doska plošných spojov
fsw Switching frequency Pracovná frekvencia meniča
GND Ground Zem
IGBT Insulated gate bipolar transistor Bipolárny tranzistor
s izolovaným hradlom
L Indukčnosť
MOSFET Metal-oxid field semiconductor
effect transistor Výkonový unipolárny tranzistor
N Počet závitov
PWM Pulse width modulation Šírkovo impulzná modulácia
Q Transistor Tranzistor
RDSon Static drain-source on-resistance Prechodový odpor zopnutého
MOSFET tranzistora
ESR Equivalet Serial Resistance Ekvivalentný sériový odpor
VIII
ESL Equivalent Series Inductace Ekvivalentná sériová indukčnosť
T Transformátor
UIN Vstupné napätie
UOUT Výstupné napätie
ZCS Zero current switching Spínanie v nule prúdu
ZVS Zero voltage switching Spínanie v nule napätia
9
Poďakovanie
Týmto by som chcel poďakovať spoločnosti ELTECO, a.s., ktorá mi poskytla
priestory a materiálové zabezpečenie pri realizácii mojej diplomovej práce. Osobitne
by som chcel poďakovať môjmu konzultantovi Ing. Martinovi Šúpolíkovi, ktorý mi
neustále dával cenné rady z praxe pri riešení rôznych problémov, ktoré postupne
vznikali pri optimalizácii výkonovej časti meniča, ako aj pri realizácii riadiacej dosky.
Taktiež by som chcel poďakovať môjmu spolužiakovi Bc. Michalovi Tisovskému,
ktorý mi zabezpečil riadenie na báze DSP pri meraní účinnosti po optimalizácii
meniča zo synchrónnym usmerňovačom. Ďalej by som sa chcel poďakovať Ing.
Miriam Jarabicovej za pomoc pri návrhu dosky plošných spojov, a môjmu vedúcemu
práce Doc. Ing. Michalovi Frivaldskému, PhD , ktorý mi pomáhal pri celkovej úprave
práce.
Táto práca je riešená v rámci nasledujúcich výskumných úloh (projektov):
1. Výskum a vývoj novej generácie napájacích zdrojov na báze meničov
s vysokou výkonovou hustotou, vysokou účinnosťou, nízkymi EMI
a cirkulačnou energiou.
1
1 ÚVOD
Na úvod by som chcel poukázať, že diplomová práca nadväzuje na dve práce
z minulých rokov. Prvá práca, už dnes Ing. Juraja Straku, sa venovala simulačnej
analýze dvojitého polomostu [2]. Na túto prácu nadväzoval ďalší študent Ing. Michal
Pridala, pričom náplň jeho práce bola praktická realizácia meniča[1]. Cieľom tejto
diplomovej práce je optimalizácia meniča a návrh vhodného riadenia.
V oblasti elektronických zdrojov neustále rastie potreba napájať čoraz viac
zariadení, v dôsledku čoho rastú nároky na spotreba elektrickej energie. Nárast
telekomunikačných stredísk a serverov núti výrobcov vyvíjať čoraz sofistikovanejšie
zariadenia pre tento trh. Každý výrobca zdrojov a meničov, aby sa udržal na trhu
a dosiahol čo najlepšiu konkurenciaschopnosť, musí ponúknuť zariadenia energeticky
efektívne, pričom podstatná je jeho cena, účinnosť a veľkosť.
V prvej časti práce je popísaná problematika spínaných zdrojov v oblasti
telekomunikačných zdrojov a serverov. Ďalej je popísaný teoretický rozbor DC/DC
meniča spolu s meničom dvojitého polomostu (Dual Half Bridge).
Druhá časť je venovaná optimalizácii už existujúcej fyzikálnej vzorky. Ďalšia
časť je venovaná simulačnej analýze meniča pre diódový a synchrónny usmerňovač.
Štvrtá časť diplomovej práce je venovaná návrhu riadenia na báze analógového
obvodu IC UCC3895. Najprv bolo riadenie odsimulované v simulačnom programe
OrCAD Pspice a následne bola vytvorená schéma, z ktorej sme importovali dáta do
OrCAD Layout. Program OrCAD Layout nám poslúžil na návrh dosky plošných
spojov.
Piata časť je venovaná problematike aktívneho riadenia s dvoma slučkami.
Riadenie je zabezpečené nadradenou napäťovou slučkou a podradenou prúdovou
slučkou.
Posledná časť práce je venovaná oživeniu riadiacej dosky a experimentálnemu
overeniu činnosti fyzikálneho návrhu.
Topológia, ktorej sa v tejto práci budem venovať, je tzv. predradený menič
(front-end). V danej aplikačnej oblasti predstavuje najvyužívanejšie riešenie pre
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
2
topologické usporiadanie napájacích zdrojov. Dvojstupňovú koncepciu, ktorá sa
skladá z korektora účinníka (PFC) a DC/DC stupňa, môžeme vidieť na Obrázku
Obr.1.1.
Obr. 1.1 Dvojstupňová koncepcia predradeného meniča (Prevzaté z [5])
Požiadavkou pre tieto meniče je udržanie konštantnej hodnoty napätia na
výstupe DC/DC stupňa v prípade výpadku napájania po dobu 20ms. Počas doby
oneskorenia (hold-up time) je výstupná záťaž napájaná z akumulačných kapacít medzi
AC/DC a DC/DC časťou. Jedna z východiskovej charakteristiky DC/DC časti je
široký rozsah vstupného napájania pri zmenšovaní rozmerov akumulačných
kondenzátorov.
2 ANALÝZA RIEŠENIA SPÍNANÝCH ZDROJOV
PRE SERVEROVÉ SYSTÉMY
Vysoká účinnosť a vysoká výkonová hustota je v súčasnosti hlavná požiadavka
pre DC/DC predradené meniče (frond-end). Pôvod má ekonomický, ako aj
z enviromentálny charakter. Najvyššia účinnosť sa nepožaduje len pri nominálnom
výkone. Rôzne nadnárodné organizácie a programy definujú vysokú účinnosť zdrojov
pre široký rozsah vstupného napájania a súčasne pre široký rozsah zaťaženia.
Hovoríme pritom o normách, ktoré sú dané v USA ako EnergyStar, v Nemecku ako
Blue Angel a v ďalších krajinách ako 80 Plus, Climate Savers normy. Logá týchto
medzinárodných organizácií pre reguláciu a štandardy v odvetví spotrebnej
a priemyselnej elektroniky sú zobrazené na obrázku Obr. 2.1.[5][10]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
3
Obr. 2.1 Jednotlivé logá rôznych organizácií
Základný program je 80 Plus a definuje požadovanú účinnosť pre predradené
a rezonančné meniče. Norma určuje, aby účinnosť bola vyššia ako je súčasná,
konkrétne pre hodnoty 20%, 50% a 100% záťaže (Obr. 2.2). Iné programy ako
Climate Servers majú za cieľ vyššiu účinnosť ako 80 Plus. Dokonca ich cieľ bolo
dosiahnuť 4% alebo 3% zlepšenie každým rokom až do roku 2012.
Obr. 2.2 Grafická interpretácia noriem
Okrem účinnosti sa kladú požiadavky aj na zvyšovanie výkonovej hustoty,
ktorá môže ovplyvňovať vstupné náklady. V súčasnosti AC/DC predradné meniče
majú výkonovú hustotu okolo 1,8 W/cm3
(30W / inch3), pričom v minulosti to bolo
iba približne 0,3 až 0,4 W/cm3
(5 až 6,5 W / inch3). Na obrázku Obr. 2.3 si môžeme
všimnúť historický vývoj výkonovej hustoty. [5][10]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
4
Obr. 2.3 Historický vývoj výkonovej hustoty (Prebraté z [5], upravené autorom)
Ak chceme zabezpečiť kvalitatívne ukazovatele AC/DC predradného meniča,
tak musíme zdokonaliť návrh DC/DC časti rôznymi úpravami v topológii meniča
a optimalizácii jej časti. Práve optimalizácia DC/DC časti a návrh vhodného riadenia
je predmet tejto diplomovej práce.
3 TEORETICKÝ ROZBOR DC/DC MENIČA
3.1 PRINCÍP ČINNOSTI SYNCHRÓNNEHO
USMERŇOVAČA
Synchrónny usmerňovač vznikne nahradením Schottkyho diód na sekundárnej
časti meniča za MOSFET tranzistory [9]. Tieto tranzistory musia byť zapojené tak,
aby bol na ich hradlo (gate) privedený budiaci signál, ktorý ich bude spínať v treťom
kvadrante statických výstupných charakteristík. Takýmto zapojením tranzistora sa
docieli, že vnútorná dióda bude vodivá v treťom kvadrante, pretože je zapojená
v priepustnom smere. V prípade, že je napätie záporne, tranzistor bude pracovať
v prvom kvadrante, čiže bude zatvorený. Vnútorná dióda v prvom kvadrante je taktiež
v blokovacom stave. Diódový usmerňovač má vodivostné straty tvorené súčinom
pretekajúceho prúdu IF(AV) a prahového napätia UTO. Možnosťou na zníženie je
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
5
použitie synchrónneho usmerňovača. Tranzistor v takomto zapojení umožňuje viesť
prúd ID približne od nulovej hodnoty napätia. [7]
3.1.1 Porovnanie diódového a synchrónneho usmerňovača
Obrázok Obr. 3.4 popisuje význam činnosti MOSFET tranzistora v treťom
kvadrante statických výstupných charakteristík. Tento obrázok zobrazuje daný odpor
štruktúry MOSFET tranzistora. Na ľavej strane obrázku vidíme tranzistor
v otvorenom stave, ktorý pracuje v treťom kvadrante charakteristík. Tranzistor nemá
prahové napätie a začne viesť prúd od nulovej hodnoty napätia. Straty závisia len od
hodnoty odporu RDS(ON) danej štruktúry v zopnutom stave. Keď úbytok napätia na
odpore RDS(ON) prekročí hodnotu prahového napätia UTH vnútornej diódy (bod C,
pravý obrázok), dôjde k otvoreniu vnútornej diódy.
Obr. 3.1 Statická výstupná charakteristika MOSFET tranzistora a jeho vnútornej
diódy v 3Q (Prebraté z [7], upravené autorom)
Výsledkom je paralelná kombinácia odporu tranzistora RDS(ON) a dynamického
odporu jeho vnútornej diódy RD. Od nulovej hodnoty po bod A resp. C vedie len
tranzistor, potom od bodu C už vedú obidva prvky tranzistora. Pomer jednotlivých
prúdov na tranzistore a dióde je daný ich úbytkami, kde v bode B budú mať rovnaké
prúdy. Od bodu B preberá vnútorná dióda väčšiu záťaž, tzn. tečie ňou väčší
prúd.[7][8]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
6
Obr. 3.2 VA charakteristika Schottkyho diódy a MOSFET tranzistora (Prebraté z [7],
upravené autorom)
Na obrázku 3.5 je porovnanie pre diódový usmerňovač zo Schottkyho
diódami a synchrónny usmerňovač s MOSFET tranzistormi. Na vyšrafovanej ploche
možno vidieť zníženie vodivostných strát.
Keď vyberáme tranzistor pre synchrónny usmerňovač, tak rozhodujúci
parameter je jeho odpor RDS(ON) v zopnutom stave. Vodivostné straty zohrávajú
vysokú úlohu pri celkovej účinnosti meniča, a to väčšinou v aplikáciách, kde
potrebujeme malé výstupné napätie a veľký prúd.[8][7] Straty tranzistora pre
synchrónny usmerňovač od nulovej hodnoty po bod C, čiže po prahové napätie UTO ,
určíme podľa vzťahu:
,
a pre prípad, keď vedie aj vnútorná dióda
.
Pre diódový usmerňovač, v ktorom sa používajú len Schottkyho diódy, sa uplatňujú
dva druhy strát. Sú to straty spôsobené úbytkom na dynamickom odpore RD a straty
spôsobené úbytkom nazývaným aj prahové napätie. Na obrázku Obr. 3.6 môžeme
vidieť porovnanie vodivostných strát pre tieto usmerňovače.[7][9]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
7
Obr. 3.3 Porovnanie vodivostných strát diódového a synchrónneho usmerňovača
(Prebraté z [7], upravené autorom)
3.1.2 Riadenie synchrónneho usmerňovača
Riadenie sekundárnej časti je veľmi dôležité a načasovanie jednotlivých PWM
impulzov musí zabezpečiť správne fungovanie usmerňovača. Treba preto dobre
poznať princíp diódového usmerňovača, ktorý bude nahradený MOSFET tranzistormi.
Zapnutie MOSFET tranzistora musí zodpovedať vodivosti usmerňovacej diódy a
tá musí pracovať v treťom kvadrante. Nami používané riadenie je realizované
pomocou riadiaceho a budiaceho obvodu. Akonáhle sú nastavené riadiace impulzy na
primárnej strane, môžeme pristúpiť k nastavovaniu impulzov pre sekundárnu stranu.
V prípade, že synchrónny usmerňovač zapneme príliš skoro, alebo vypneme príliš
neskoro, môže dôjsť k nežiaducím stavom, ako napríklad vznik veľkých špičkových
prúdov na primárnej strane. Dôsledkom môže byť ovplyvňovanie merania prúdu.
Základným konceptom pri riadení MOSFET tranzistora v synchrónnom umerňovači je
zapnúť MOSFET tranzistor po tom, ako bude viesť vnútorná dióda a vypnúť
MOSFET tranzistor ešte pred tým, ako začne prúd meniť svoj smer toku.
Východiskový bod oneskorenia zapnutia a vypnutia má byť nastavený približne na
100ns v režime plného zaťaženia, čo môžeme vidieť na obrázku Obr. 3.7a. Na
obrázku Obr. 3.7a je zobrazený priebeh bez budiaceho napätia Gate-Sourse. V praxi
sa bežne využíva to, že budiace impulzy z riadiacej dosky sa používajú pre primárnu
a aj sekundárnu stranu, pričom sú oddelené galvanicky. Pri nastavovaní procesu
zapínania a vypínania MOSFET tranzistora využívame RCD oneskorovacie členy.
RCD oneskorovací člen obsahuje rezistor RON pre nábežnú hranu (Rise time) a rezistor
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
8
ROF a diódu DOF pre dobežnú hranu (Fall time). Typické zapojenie môžeme vidieť na
obrázku Obr. 3.8.[7][9][15]
Obr. 3.4 RCD oneskorovací člen (Prebraté z [9], upravené autorom)
Obrázok 3.7b zobrazuje situáciu už pri budení tranzistora privedením napätia
na hradlo Gate-Source. Vidíme, že na začiatku a na konci vedie len vnútorná dióda.
Celková účinnosť závisí práve od doby, kedy je zopnutý MOSFET tranzistor.
[7][9][15]
Obr. 3.5 Riadenie synchrónneho usmerňovača (Prebraté z [15],upravené autorom)
3.2 ZAPOJENIE PLNÉHO MOSTU SO ZVS
V súčasnosti najpopulárnejšia a veľmi jednoduchá topológia pre vysoké
výkony a taktiež pre vysoké frekvencie je menič v plne mostovom zapojení so ZVS
(anglicky Full-Bridge). Na obrázku Obr. 3.9 môžeme vidieť takéto zapojenie spolu
s diagramom spínania jednotlivých tranzistorov. Princíp je založený na spínaní týchto
štyroch tranzistorov.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
9
Obr. 3.6 Topológia plného mostu s príslušnými priebehmi spínania (Prebraté z: [11])
Tranzistory v jednotlivých vetvách sú spínané vždy v protifáze jednej, alebo
druhej vetvy s fázovým posunom. Topológia má niekoľko dobrých vlastností,
napríklad, že možno dosiahnuť to, aby všetky štyri tranzistory boli spínané v nule
napätia. Energia sa prenáša pri striede viac ako 50% a preto klesá efektívna hodnota
vstupného prúdu. Práve kvôli týmto faktorom je menič určený pre široký rozsah
výkonov od niekoľko stoviek wattov až po jednotky kilowattov. Menič má aj
nevýhody, ako je zložitosť topológie a jeho riadenia. Správnu funkciu spínania
tranzistorov môžeme vidieť na Obr. 3.9 vpravo. Ďalšou problémovou časťou je
rozptylová indukčnosť transformátora, ktorú však vieme využívať pri nízkostratovom
spínaní pomocou nulového napätia na tranzistore. V prípade minimálnej, alebo
nulovej záťaže meniča, stráca rozptylová indukčnosť tento význam. Problém
spočíva v nedostatku energie potrebnej na nabíjanie a vybíjanie rozptylovej
indukčnosti, ktorá obmedzuje voľbu prevodu transformátora a tá má vplyv na celý
výkon meniča. Veľkou nevýhodou je existencia nenulového cirkulačného prúdu pri
nominálnej prevádzke.[11]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
10
Obr. 3.7 Cirkulačný prúd v plnom moste pri rôznom vstupnom napätí
(Prebraté z [11])
Ako vidíme na obrázku Obr. 3.10, pri každom spínacom cykle existuje nulový
interval. Sekundárny prúd tečie cez diódy na sekundárnej strane do záťaže a primárny
prúd o vysokej hodnote cirkuluje cez dva spínače na primárnej strane. Tento primárny
cirkulujúci prúd zvyšuje vodivostné straty, straty vo vinutiach transformátora
a zapríčiňuje elektromagnetické rušenie.[11]
3.3 SÉRIOVO-PARALELNÝ DC/DC MENIČ LLC
V predchádzajúcej kapitole bolo spomenuté, že pre minimalizáciu strát
u stredných a vyšších výkonov je najvhodnejšie použiť plný most, ktorý umožňuje
spínanie pri nule napätia (ZVS). Použitie techniky ZVS u konvekčných PWM
meničov je limitované možnosťou pracovať s vyššími spínacími frekvenciami. Toto
obmedzenie je dané stratami na tranzistore pri jeho vypínaní. Spínaním v nule napätia
minimalizujeme iba zapínacie straty, ale straty pri vypínaní nie sú spomenutou
technikou vôbec redukované.
Použitím rezonančných meničov môžeme docieliť zníženie spínacích strát
a tým môžeme použiť vyššie prevádzkové frekvencie. Poznáme tri základné
rezonančné meniče: - Sériový rezonančný menič (SRC),
- Paralelný rezonančný menič (PRC)
- Sériovo – paralelný menič (SPRC) - LCC alebo LLC
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
11
Obr. 3.8 Rezonančný LLC menič (Prebraté z [11])
Cieľom tejto kapitoly je opis sériovo-paralelného rezonančného meniča LLC,
ktorý vidíme na obrázku Obr. 3.11. LLC menič pozostáva zo sériovo-paralelného
zapojeného rezonančného obvodu. Významným prínosom tohto meniča je úzka oblasť
pracovných frekvencií pri nízkej záťaži a možnosť režimu ZVS od stavu naprázdno až
po plnú záťaž meniča. Nízke hodnoty vypínacích strát na primárnej strane sú
spôsobené malou hodnotou cirkulujúcej energie. Charakteristické je nízke napäťové
namáhanie spínačov na sekundárnom vinutí „vf“ transformátora. Rovnako tak sa na
sekundárnej strane uplatňuje ZCS komutácia spínačov. Práve tieto výhody meniča, ho
predurčujú k jeho širokému využitiu v praxi.[10]
3.4 TOPOLÓGIA DVOJITÉHO POLOMOSTU
Obr. 3.9 Topológia dvojitého polomostového zapojenia DC/DC (Prebraté z [3])
Menič zobrazený na obrázku Obr. 3.12 predstavuje modifikovanú topológiu,
ktorá vychádza z konvekčného zapojenia plného mostu s technikou spínania v nule
napätia. Prostredníctvom tejto topológie môžeme úplne eliminovať cirkulačné prúdy.
Ako vidíme, dvojitý polomost má dve vetvy na primárnej strane. Na ľavej strane je
vedúca vetva, ktorá je rozšírená o dve blokovacie (Clamping diode) diódy D1 a D2
spolu s rezonančnou cievkou Lr. Zaostávajúca vetva nachádzajúca sa na pravej strane
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
12
má pridružený vysokofrekvenčný transformátor T2. Výstup, čiže sekundárna strana
meniča má ešte pridané dve nulové (Freewheel diode) diódy D3 a D4 spolu s dvojitým
výstupným vyhladzovacím filtrom pozostávajúcim z indukčnosti L1 a L2. Pri
technickej realizácii vysokofrekvenčných transformátorov T1 a T2 treba prihliadnuť
na ich magnetickú a rozptylovú indukčnosť. Hovoríme tu o prevádzke naprázdno,
kedy sa musia parazitné kapacity transformátorov úplne vybiť. Energia indukčnosti
transformátora zanikne skôr, ako nastane zapnutie tranzistorov. V indukčnosti
rezonančnej cievky Lr sa akumuluje energia, ktorá je potrebná na predĺženie rozsahu
ZVS a zníženie záverného prúdu vnútornej diódy tranzistora ( nachádzajúcej sa na
sekundárnej strane). Toto sa uplatňuje v okamihu, kedy blokovacia dióda zníži
oscilujúce napätie (ringing voltage) na sekundárnej a primárnej strane
transformátora.[3][1][2]
Obr. 3.10 Výstupné priebehy v uzloch transformátora (Prebraté z [3])
Fázový posun medzi vedúcou a zaostávajúcou vetvou je od 0° do 180°.
Paralelná spolupráca je zabezpečená pri nulovom posune, kedy sú polomosty vo fáze.
Pracovný cyklus meniča je 50%. Ak chceme zvýšiť pracovný cyklus, je potrebné
zväčšiť fázový posun až na hodnotu 180°, kedy sú polomosty mimo fázu a majú
maximálne prekrytie, čo reprezentuje 100% cyklu meniča. Jednotlivé napäťové
priebehy, ako sme ich teraz opísali, sú zobrazené na obrázku Obr. 3.13. Pre uhol väčší
ako nula v čase tlag, každý polomost prenáša výkon na svoju časť dvojitého
výstupného filtra. V prípade, že je uhol 180°, tak jeden aj druhý polomost prenáša svoj
výkon na tú istú časť filtra. V druhej polovici filtra zabezpečuje tok prúdu jeho nulová
(Freewheel) dióda D3 resp. D4, ktorá je na voľnobehu. Výkon z primárnej na
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
13
sekundárnu stranu sa prenáša v každom okamihu, čiže vo fáze D a aj 1-D. Práve
z toho dôvodu nedochádza k vzniku cirkulačných prúdov na primárnej strane
meniča.[3][2]
3.4.1 Šírkovo-impulzové riadenie s fázovým posunom
Menič typu dvojitý polomost sa dá riadiť niekoľkými spôsobmi. Nami zvolené
riadenie je kombinácia klasického PWM riadenia spolu s hladkým prechodom
do fázového posunu. Pomocou PWM režimu riadeniu môžeme regulovať výstupný
výkon až do nulovej hodnoty, čo sa pri využití fázového posunu nepodarí realizovať.
Pri tomto riadení síce dôjde k strate mäkkého spínania, ale počas tejto doby to nemá
veľmi veľký vplyv na celkovú účinnosť meniča. Režim PWM využívame pri nábehu
meniča, čo zvyčajne trvá menej ako 100ms pre zaťaženie na 5% až 20% nominálneho
výkonu (100W až 400W) [1][2][3]. Na obrázku Obr. 3.14 sú zobrazené jednotlivé
režimy riadenia meniča pre primárnu stranu Vgs1-Vgs4, ako aj pre sekundárnu stranu
synchrónneho usmerňovača Vgss1-Vgss4.
Obr. 3.11 PWM riadenie s fázovým posunom (Prebraté z [4],upravené autorom)
3.4.2 Intervaly činnosti dvojitého polomostového zapojenia
Vedúca a aj zaostávajúca vetva meniča pracuje vo fázovom režime vždy s 50%
striedou (Duty-cycle). V prípade, ak sa horný alebo dolný tranzistor vypne,
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
14
magnetizačný prúd výkonového transformátora a reflektovaný výstupný prúd začnú
vybíjať a nabíjať výstupné (parazitné) kapacity tranzistorov. Tento proces prebieha
dovtedy, kým napätie na vinutí transformátora neklesne na nulu. Počas prvej doby
komutácie jedna a aj druhá vetva pracujú rovnakým spôsobom. Následne,
zaostávajúca vetva využíva magnetizačnú energiu svojho transformátora (pretože
sekundárna strana transformátora je v podstate otvorená), kým vedúca vetva využíva
energiu z rozptylovej indukčnosti svojho transformátora a energiu z rezonančnej
cievky. Tým sa aktivuje rezonančný dej medzi cievkou a výstupnou (parazitnou)
kapacitou tranzistora. Transformátor, ktorý má správnu veľkosť magnetizačnej
indukčnosti obvykle uchová dostatok energie práve pre zaostávajúcu vetvu, čo je
potrebné pre dosiahnutie ZVS bez ohľadu sa na veľkosť zaťaženia. Magnetizačný
prúd sa vzťahuje len na zaostávajúcu vetvu. Pričom sklon napätia pri spínaní sa stáva
oveľa mäkším pri tomto type meniča v porovnaní s konvenčnými meničmi plného
mostu (full-bridge). Prevádzku dvojitého polomostu môžeme rozdeliť do piatich
intervalov činností, začínajúc od t1 po t6, ktorý je na konci posledného. Kľúčové
priebehy sú zobrazené na obrázku Obr. 3.15.[1][2][3]
Časový interval t1 ≤ t < t2
Počas tejto periódy sú tranzistory Q1 a Q4 zapnuté. Okamih t1 je čas, kedy
nulová dióda D3 ukončuje svoje záverné zotavenie. Záverný zotavovací prúd nulovej
diódy D3 sa reflektuje do primárneho vinutia transformátora T1. Väčšina energie,
ktorá je indukovaná v rezonančnej indukčnosti LR, sa zachytí blokovacou diódou D1.
Zostatok energie z primárne strany a sekundárnej strany indukčnosti transformátora
T1 nedokážeme zachytiť blokovacou diódou D1, čo môže spôsobiť tzn. rušenie
napätím (voltage ringing) v uzle N1. Pre minimalizovanie tohto rušenia je treba
zmenšiť rozptylovú indukčnosť transformátora T1. Cirkulujúci prúd ID1 zostáva
v slučke LR, D1 a Q1, kde je pokles energie spôsobený len vodivostnými stratami
danej slučky. K primárnym vinutiam transformátorom T1 a T2 sú pripojené
kondenzátory C1 a C2. Napätia sa transformujú pomocou T1 a T2 na sekundárnu
stranu, kde sa prenášajú na výstupný filter za pomoci sekundárnych tranzistorov Q5
a Q8. Prúdy IL1 a IL2 tečú vyhladzovacími tlmivkami L1 a L2. Tieto prúdy narastajú
počas celej doby presunu energie z primárnej strany na sekundárnu stranu vinutia.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
15
Kondenzátory C1 a C2 si delia rovnomerne napätie obvodu. Pretože obidva prúdy
primárnej strany T1 a T2 v okamihu prechodu kondenzátormi C1 a C2 sa navzájom
rušia. Z toho dôvodu nám pre pulzáciu napätia na kondenzátore postačuje relatívne
malá kapacita. [1][2][3][4]
Obr. 3.12 Teoretické intervaly činnosti dvojitého polomostového meniča
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
16
Časový interval t2 ≤ t ≤ t3
V intervale t2 sa tranzistor Q4 vypne. Po jeho vypnutí, prúd tlmivky IL2 nabije
vnútornú kapacitu CQ4 tranzistora Q4 na hodnotu vstupného napätia meniča. Keď toto
napätie predstihne napätie na kondenzátore C2 a rozptylová energia transformátora T2
je celkom vybitá, nastane zmena polarity na transformátore T2 na kladnú / pozitívnu
(opačne ako v prvom intervale). Zmena polarity nastane aj na sekundárnej strane
čo spôsobí otvorenie nulovej diódy D4, ktorá riadi a preberá prúd IL2 od tranzistora
Q8. Tranzistor Q8 sa elektricky odpojí. Vedúca vetva si zachová svoj predchádzajúci
stav a naďalej pokračuje v transformácii napätia na uzol F1 cez tranzistor Q5, zatiaľ
čo obidva výstupné usmerňovacie tranzistory Q7 a Q8 zaostávajúcej vetvy ostávajú
otvorené. Počas tejto periódy je vnútorná kapacita CQ4 priebežne nabíjaná prúdom
z magnetizačnej indukčnosti transformátora T2. Najhorší možný scenár je, keď je
záťaž nulová. Jediným zdrojom prúdu, ktorý nám nabíja CQ4 a vybíja CQ3 je
magnetizačná indukčnosť transformátora T2. Je dôležité zachovať nečinnú dobu
zaostávajúcej vetvy (deadtime) pre dosiahnutie spínania v nule napätia (ZVS). Pred
zopnutím tranzistora Q3 v dobre t3 je vnútorná kapacita CQ4 plne nabitá, zatiaľ čo CQ3
sa úplne vybije. To zabezpečí zopnutie v nule napätia. Kapacita CQ4 sa nabije na
hodnotu vstupného napájacieho napätia, kde výstupné napätie T2 (napätie VM2)
dosiahne rovnakú hodnotu výstupného napätia T1 (napätie VM1). Tranzistor Q8 vedie
mäkko a obidve vetvy vedú prúd tlmivkou IL1. [1][2][3][4]
Časový interval t3 < t < t4
V tejto perióde jeden aj druhý polomost zdieľajú výstupný prúd tlmivky IL1.
Pretože obidve napätia výstupu transformátora (VM1 a VM2) majú rovnakú hodnotu,
presunutie prúdu z vedúcej vetvy (Leading Half-Bridge Inverter) do zaostávajúcej
vetvy (Lagging Half-Bridge Inverter) je obvykle pomalé. Z toho dôvodu vedúci
polomost obvykle zdieľa väčšiu časť výstupného prúdu v porovnaní so zaostávajúcim
polomostom. Do toho okamihu nulová dióda D4 zachováva svoj vodivostný stav.
Prúd IL2 začína klesať, pričom na L2 je indukované polovičné napätie výstupu.
Nárast IL1 a pokles IL2 vedie k čiastočnému zníženiu zvlnenia prúdu (current-ripple
cancellation), čo minimalizuje zvlnenie výstupného napätia VO. [1][2][3][4]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
17
Časový interval t4 ≤ t < t5
Tranzistor Q1 sa vypne v čase t4. Vnútorná kapacita CQ2 je vybitá. Prúd ILr
rezonančnej indukčnosti nabije vnútornú kapacitu CQ1. Prúd ILr pozostáva z
magnetizačného prúdu z T1 a z prúdu indukčnosti IL1, ktorý tečie vedúcou vetvou, a
tiež z prúdu záverného zotavenia nulovej diódy D3 (viď prvý interval ). Vzhľadom na
tok prúdu z vedúcej do zaostávajúcej vetvy sa IL1 zmenšuje. Tranzistor Q5 udržuje
vedenie pokiaľ ILr neklesne na hodnotu magnetizačného prúdu. Počas tejto periódy sa
vnútorná kapacita CQ2 môže úplne vybiť, ak bude mať rezonančná indukčnosť LR
dostatok množstva energie. Úplné vybitie kapacity CQ2 nám zabezpečí spínanie v nule
napätia (ZVS) tranzistora Q2 v intervale t5. Ak nie je dostatočné množstvo energie
v indukčnosti LR, tranzistor Q5 sa vypne ešte pred úplným vybitím kapacity CQ2.
Napätie na primárnej strane transformátora T1 (VP1) klesá a mení svoju polaritu. Prúd
indukčnosťou IL2 prechádza cez nulovú diódu D4 v tzv. spojitom režime činnosti
(CCM - Continuous Conduction Mode). Tranzistor Q5 a dióda D4 skratujú prúd na
sekundárnej strane T1, a z toho dôvodu magnetizačný prúd T1 neprispieva k vybitiu
vnútornej kapacity CQ2. Rezonančná indukčnosť Lr (prúd ILr) napriek tomu môže ďalej
rezonovať s vnútornými kapacitami CQ1 a CQ2 s cieľom úplného vybitia kapacity CQ2.
Taktiež je dôležité správne nastavenie nečinnej doby tohto intervalu (deadtime), aby
sme dosiahli zapnutie v nule napätí . [1][2][3][4]
Časový interval t5 ≤ t < t6
V čase t5 sa zapne tranzistor Q2. Prúd rezonančnou indukčnosťou ILr ihneď
klesá na nulu a potom stúpa v opačnom smere. Akonáhle prúd ILr dosiahne vyššiu
hodnotu ako hodnotu výstupného prúd IL2 a záverného prúd diódy D4, dióda prestane
viesť v čase t6. Čas t6 je koniec jednej pól-periódy . [1][2][3][4]
Počas uvádzania do prevádzky, pri preťažení, alebo pri nízkom zaťažení musí
menič pracovať v režime PWM. Proces spínania v režime PWM je možné rozdeliť do
troch samostatných periód[1][2][3][4]. Priebehy prúdov sú zobrazené v prílohe C, D.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
18
4 OPTIMALIZÁCIA DC/DC MENIČA SO
SYNCHRÓNNYM USMERŇOVAČOM
4.1 OPTIMÁLNA VOĽBA MOSFET TRANZISTOROV
NA PRIMÁRNEJ STRANE MENIČA
Pri výbere vhodného výkonového MOSFET tranzistora musíme prihliadať na
jeho spínacie straty, vodivostné straty a straty pri budení tranzistora. Pred výberom
tranzistora za účelom dosiahnutia najlepších účinnostných parametrov treba podrobne
analyzovať jednotlivé komutačné procesy MOSFET tranzistora pre rozličné
prevádzkové straty meniča. Najjednoduchšia, ale časovo náročná metóda je voľba na
základe experimentálnych meraní, ktorá je závislá od potreby fyzikálneho osadenia
súčiastky na dosku plošného spoja. Ďalšia metóda môže byť simulačná analýza, avšak
poskytuje len strohé informácie, ktoré nezaručujú presnosť modelu. Pri výbere
konkrétneho tranzistora sa musíme riadiť údajmi, ktoré poskytuje výrobca
v katalógovom liste súčiastky. Nami volená metóda pri optimalizácii meniča spočíva
vo vyhodnotení výkonnostného ukazovateľa, ktorý výrobcovia pomenovali „figure of
merit“ (FOM). Základná interpretácia je vyjadrená výrazom:
kde QGS je náboj vnútornej kapacity medzi gate-source hradla tranzistora a RDS(ON) je
odpor kanálu medzi drain-source. Uvedený vzťah vyjadruje vzťah medzi týmito
parametrami, pričom veľkosť hodnoty FOM definuje kvalitu tranzistora [10].
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
19
kde QGD je náboj kapacity gate-drain hradla tranzistora, QG je celkový náboj kapacity
hradla, RG je odpor hradla, UGS je napätie medzi gate-source hradla tranzistora, UPLT je
prahové napätie, fSW je spínacia frekvencia, Ivyp je veľkosť prúdu v okamžiku vypnutia
spínača a Kloiss je zavedený parameter.[10]
Pri výbere už konkrétneho typu tranzistora vychádzame zo vzťahu pre
FOMZVS. Pôvodne osadený tranzistor STW55NM60ND [21] sme porovnali spolu
s ďalšími dvoma tranzistormi. Prvý STW36NM60ND [22] bol od firmy
STMicroelectronics a druhý IPW65R080CFD [23] pre zmenu od firmy Infineon.
Všetky tri tranzistory obsahujú rýchlu vnútornú diódu a sú konštruované na rovnaké
napäťové a prúdové zaťaženie. Výsledky sú uvedené v tabuľke Tab. 4.1, kde
vyberáme tranzistor STW36NM60FD pre jeho najnižšiu hodnotu FOMZVS. Ďalšou
formou optimalizácie je nastavenie dead-time z 500ns na 300ns, vďaka lepším
dynamickým vlastnostiam tranzistora.
STW55NM60ND STW36NM60FD IPW65R080CFD
130.103
[nC*mΩ] 5.103 [nC*mΩ] 8.10
3 [nC*mΩ]
Tab. 4.1 Výsledky výpočtu FOMZVS pre primárne tranzistory
Súčasťou optimalizácie primárnej strany je aj „nabastlenie“ dvoch prúdových
meracích transformátorov, ktorými sa budeme venovať v ďalších kapitolách.
Fotografiu zvolenej úpravy nájdeme v prílohe J.
4.2 OPTIMÁLNA VOĽBA SÚČIASTOK NA
SEKUNDÁRNEJ STRANE MENIČA
Asi najviac zreteľnou optimalizáciou bolo nahradenie pôvodného diódového
usmerňovača za synchrónny usmerňovač spolu s jeho riadením . Dôvody sú uvedené
v kapitole 3.3.1 .
Pri výbere MOSFET tranzistorov vychádzam z rovnakej metódy ako
v predchádzajúcej kapitole. Pre synchrónny usmerňovač platia vzťahy:
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
20
V tomto prípade výkonnostný ukazovateľ FOMSR je podmienený vodivostnými
stratami a stratami v budiacom obvode [10]. Keďže budiaci obvod (driver) sa nemení,
porovnávam iba hodnotu RDS(ON). Z dostupných tranzistorov volíme IPP110N20N3 G
[24] od firmy Infineon.
4.3 OPTIMÁLNA VOĽBA MAGNETIKA „VF“
TRANSFORMÁTORA A REZONANČNEJ CIEVKY
Pôvodne osadené výkonové transformátory disponujú jadrom PQ 35/35
(hmota N97) od výrobcu EPCOS. V meniči sa nachádzajú dva totožné transformátory.
Transformátor má jedno primárne vinutie a dve rovnaké sekundárne vinutia. Na
vstupe meniča je UIN= 400V, čo predstavuje pre každé primárne vinutie oboch
transformátorov napätie U1= 200V. Pôvodný transformátor mal prevod transformátora
n=3, pričom na primárnom vinutí bolo 15 závitov a na sekundárnom vinutí 5 závitov.
Osciloskopickým meraním sme zistili, že v otázke mäkkého spínania sa dá ešte
realizovať optimalizácia. Indukčnosť primárneho vinutia ovplyvňuje mäkké spínanie
hlavne pre zaostávajúcu vetvu, čo vyplýva z princípu činnosti zapojenia meniča. Pre
energiu transformátora platí:
Môžeme zaujať stanovisko, že pri zachovaní zákona energie bude platiť, že
keď znížime indukčnosť, bude transformátorom pretekať väčší prúd. Väčší prúd nám
zabezpečí rýchlejšie vybíjanie vnútornej kapacity tranzistora COSS a docielime tak
mäkké spínanie vo väčšom rozsahu záťaže. Je potrebné zachovať transformačný
pomer n=3 z toho dôvodu, aby na sekundárnej strane transformátora nedošlo k
vyššiemu napäťovému namáhaniu súčiastok. Preto volím pomer 13 závitov pre
primárne vinutie a 4 závity pre sekundárne vinutie. Následne vypočítame indukčnosť
pre jednotlivé vinutia.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
21
Aby sa transformátor nedostal do stavu saturácie, musíme vypočítať aj
hodnotu indukčného zdvihu. Hodnota saturačnej indukčnosti pre hmotu N97
predstavuje BS=420mT. Je potrebné, aby sme sa pohybovali v BH charakteristike
medzi -210mT až +210mT, ktorá reprezentuje indukčný zdvih. Indukčný zdvih
vypočítame nasledovne:
Vypočítaná hodnota ΔB= 408mT predstavuje rozmedzie hodnôt -204mT až
+204mT. Nižší počet závitov na primárnej strane nám umožnilo aj zvýšenie prierezu
medi na 3mm2. Preto používame vysokofrekvenčné lanko, ktoré sa skladá z troch
paralelne uložených vodičov do kostričky jadra. Týmto sme aj získali zníženie strát vo
vinutí. Uvedenú zmenu transformátora sme si nasledovne aj odsimulovali
v simulačnom programe PSpice. Na obrázku Obr. 4.1 môžeme vidieť namerané
hodnoty pôvodných a nových transformátorov.
Obr. 4.1 Hodnoty indukčnosti „vf“ transformátorov
V ďalšom kroku optimalizácie bolo potrebné zväčšiť indukčnosť rezonančnej
cievky. Taktiež vychádzam zo vzťahu energie
, kde väčšia
indukčnosť si aj uchová viac energie k vybitiu kapacít tranzistorov vo vedúcej vetve.
Je potrebné si uvedomiť, že príliš veľká indukčnosť nie je vhodná, pretože môže
spôsobiť menej strmý nárast prúdu di/dt v transformátore, a tým aj znížiť dĺžku
aktívnej doby prenosu výkonu z primárnej strany na sekundárnu. V pôvodnej
topológii bola rezonančná indukčnosť LR= 20uH. Postupnými simuláciami sme
dospeli ku kompromisu a zvolili veľkosť indukčnosti na LR= 25uH.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
22
5 SIMULAČNÁ ANALÝZA ZDROJA (MODEL)
Simulačné modely jednotlivých zapojení boli vytvorené v simulačnom
prostredí OrCAD PSpice. Simulačný program je priamo navrhnutý pre účely tvorby
modelov pre výkonové polovodičové meniče a ich systémy.[13] Navrhnuté
simulácie uvedených zapojení meniča nám slúžia k demonštrácii funkčnosti daného
zapojenia. Pre rozličné zmeny parametrov zapojenia sme sledovali správanie
napäťových a prúdových pomerov. Predmetom tejto kapitoly je porovnanie účinnosti
pre diódový a synchrónny usmerňovač.
5.1.1 Simulácia s diódovým usmerňovačom
Simulačná analýza DC/DC meniča s diódovým usmerňovačom je uskutočnená
za pomoci navrhnutého zapojenia, ktoré je zobrazené v prílohovej časti (Príloha. E).
Na vstupe sa nachádza jednosmerný DC zdroj napätia o veľkosti 400V. Pre dvojitý
polomost na primárnej strane sú použité tranzistory typu STW55NM60ND [21].
Modely výkonových polovodičových súčiastok obsahujú veľa nelineárnych prvkov
oproti štandardným modelom, ktorých simulačné nastavenia často nie sú vhodné.
Práve preto samotný výrobca uvádza nastavenie jednotlivých parametrov
v simulačnom profile programu. Tieto hodnoty môžu uľahčiť konvergenciu modelu
a nájdeme ich v [16]. Zapojenie obsahuje dva totožné „vf“ transformátory, pre ktoré
bolo treba vytvoriť magnetickú väzbu medzi primárnym a sekundárnym vinutím. Aby
sme sa čo najviac priblížili reálnemu meniču, volíme hmotu transformátora 3C96,
ktorá reprezentuje svojim počtom vinutí určitú magnetizačnú indukčnosť. Netreba
zabúdať aj na činiteľ väzby (Coupling), ktorý svojou hodnotou predstavuje asi 1% z
magnetizačnej indukčnosti transformátora. Ako usmerňovacie diódy sú použité
STPS60SM200C [30]. Jedná sa o dve diódy integrované v jednom puzdre. Simulácia
v tejto kapitole (5.1.1) bola prebratá z [2] a relevantne modifikovaná, aby čo najviac
vystihovala reálne správanie meniča.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
23
5.1.2 Simulácia so synchrónnym usmerňovačom
Simulačná analýza DC/DC meniča so synchrónnym usmerňovačom vznikla
nahradením Schottkey diód za MOSFET tranzistory IPP110N20N3 G [24]. Simulačný
profil nájdeme v prílohovej časti (Príloha F). Pôvodne sme chceli do simulácie
zakomponovať pre primárnu stranu tranzistor STW36NM60ND, ale tento model
nebol na stránke výrobcu dostupný. Preto volíme druhý tranzistor, ktorému sme sa
venovali pri optimalizácii. Tranzistor IPW65R080CFD taktiež nie je štandardne
obsiahnutý v knižnici PSpice a preto je potrebné ho stiahnuť zo stránky výrobcu.
Uvedený model pre sekundárnu stranu obsahuje vnútornú antiparalelnú diódu, čo si
môžeme všimnúť na schématickej značke.
5.1.3 Účinnostné charakteristiky
Pri určovaní účinnosti sme regulovali výstupný prúd zmenou hodnoty
výstupného (zaťažovacieho) rezistora. Aby sme zachovali konštantné výstupné
napätie, museli sme nastavovať vhodný fázový posun medzi jednotlivými
polomostami.
Obr. 5.1 Porovnanie účinnosti pomocou simulačnej analýzy
Z obrázku Obr. 5.1 je zrejmé, že simulačné overenie jednotlivých krokov
optimalizácie je správne, pretože sme dosiahli väčšiu účinnosť.
89
90
91
92
93
94
95
96
97
98
99
200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000
Úči
nn
osť
[%]
Výkon [W]
pre diódovy usmerňovač pre synchrónny usmerňovač Simulačná analýza
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
24
6 RIADIACI OBVOD IC UCC3895
6.1 POPIS RIADIACEHO ANALÓGOVÉHO OBVODU
UCC3895
Riadenie dvojitého polomostu s dvoma totožnými transformátormi
zabezpečuje integrovaný obvod UCC3895 [17] od firmy Texas Instruments. Patrí do
skupiny obvodov pre riadenie plného mostu (full bridge). Každý riadiaci impulz
OUTA/OUTB a OUTC/OUTD je generovaný symetricky s 50% PWM striedou,
umožňuje ale aj asymetrické generovanie riadiacich impulzov OUTC/OUTD.
Regulátor PWM zabezpečuje režim fázového posunu medzi jednotlivými
komplementárnymi polomostami, rešpektujúci jeden druhého. Táto vlastnosť
umožňuje konštantnú frekvenciu pulzne šírkovej modulácie v spojení s technikou
spínania v nule napätí pre poskytnutie vysokej účinnosti pri vysokých frekvenciách.
Na Obr. 6.1 je vidieť typickú aplikáciu zapojenia obvodu s napäťovým riadením
(modrá časť) a prúdovým riadením spolu s detekciou špičiek prúdu (peak current-
mode control, zelená časť). [17][18]
Obr. 6.1 Typická aplikácia zapojenia obvodu UCC3895 (prevzaté z[17])
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
25
6.2 VÝZNAM A FUNKCIA JEDNOTLIVÝCH PINOV
Pre pochopenie problematiky riadiaceho obvodu UCC3895 uvádzame názvy
a stručné charakteristiky jednotlivých pinov. Na obrázku Obr. 6.2 sa taktiež nachádza
vnútorná bloková schéma.
EAOUT, EAP a EAN (Error Amplifier) – Výstup / vstupy chybového zosilňovača
EAOUT jeho výstup je interne pripojený k neinvertujúcemu vstupu PWM
komparátora a ku komparátoru bez záťaže. EAOUT je vnútorne pripojený na napätie
„mäkkého štartu“. Komparátor bez záťaže vypína koncové stupne OUT, keď na
EAOUT klesne napätie pod 500mV, a zapína sa keď dosiahne EAOUT hodnotu nad
600mV. EAP je neinvertujúci vstup a EAN je invertujúci vstup chybového
zosilňovača. Pre správnu činnosť by sme nemali presiahnuť napätie 3,6V na týchto
pinoch [17].
CS ( Current Sense ) – Pin prúdového snímača
Vstup CS pinu je pripojený k invertujúcemu vstupu komparátora prúdového
snímača, neinvertujúcemu vstupu nadprúdového komparátora a k neinvertujúcemu
vstupu ADS komparátora. Signál prúdového snímača používa prúdovú limitáciu
cycle-by-cycle v detekcii špičiek prúdu (peak current-mode control). V prípade
nadprúdovej ochrany vo všetkých prípadoch vypne výstupy OUTA až OUTD. Po
inicializovaní poruchy prekročenia prúdu nastane reštart cyklu do „mäkkého
vypnutia“ s plným „mäkkým štartom“ (soft-stop, soft-start). [17]
ADS ( Adaptive Delay Set ) – Pin pre nastavenie adaptívneho oneskorenia (dead-time)
Táto funkcia nastavuje pomer medzi maximálnym a minimálnym adaptívnym
oneskorením výstupov. Ak je ADS pin priamo pripojený ku CS pinu, nedôjde
k žiadnemu adaptívnemu oneskoreniu. Maximálne oneskorenie nastáva, keď je ADS
pin uzemnený. V tomto prípade je doba oneskorenia 4x dlhšia, ak je CS = 0V, oproti
CS = 2V (špičkový prúd prahovej hodnoty). ADS pin mení výstupné napätie na
pinoch DELAB a DELCD podľa nasledujúceho vzťahu: [17]
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
26
Napätie na pine ADS musí byť limitované medzi 0V až 2,5V. Napätie ADS
musí byť menšie alebo rovné napätiu na CS pine. DELAB a DELCD sú pripojené k
minimálnemu napätiu 0,5V.
DELAB a DELCD (Delay Programming Between Complementary Outputs)
Pinmi DELAB a DELCD nastavujeme oneskorenie spínania medzi OUTA
a OUTB resp. OUTC a OUTD. Toto oneskorenie je zavedené medzi
komplementárnymi výstupmi v rovnakom polomoste vonkajšieho mostíka.
Samostatne sa v každom stupni nastavuje podľa rovnice: [17]
RT a CT ( Oscillator Timing Resistor/Capacitor ) – Časovací rezistor / kondezátor
oscilátora
Oscilátor v UCC3895 funguje tak, že prúd IRT nabíja externý časovací
kondenzátor CT z prúdového zdroja. Veľkosť tohto prúdu nastavujeme práve
veľkosťou rezistora RT. Prúd počítame podľa nasledujúceho vzorca: IRT = 3 / RT [A].
Veľkosť rezistora RT sa musí pohybovať v rozsahu 40kΩ - 120 kΩ. Taktiež týmto
prúdom IRT nabíjame a vybíjame kondenzátor mäkkého štartu (softstart). Priebeh
napätia na pine CT je pílovitý s vrcholom napätia 2,35V. Približnú dobu oscilátora
vypočítame podľa vzťahu:
kde CT môže byť v rozsahu 100pF – 880pF. Kombinácia veľkej hodnoty CT a malej
RT má za následok dlhšiu dobu dobežnej hrany pílovitého priebehu na CT pine [17].
RAMP (Inverting Input of the PWM Comparator) – Pin pre vstup PWM komparátora
Tento pin získava buď napäťový priebeh z CT pinu, alebo je jeho súčasť ešte
signál z CS pinu, ako to môžeme vidieť na typickom zapojení (Obr. 6.1) [17].
OUTA, OUTB, OUTC a OUTD ( Output MOSFET Drivers ) – Výstupy pre budiče
Sú tvorené štyrmi tranzistormi typu MOSFET v komplementárnom zapojení
a sú optimalizované pre riadenie MOSFET budiacich obvodov. Každý z nich nám na
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
27
svojom výstupe poskytuje 100mA. Výstupy OUTA a OUTB sú plne komplementárne
a môžu pracovať s 50% pracovným cyklom a s polovicou periódy oscilátora. Tieto
výstupy sú určené pre jeden polomost. Druhý polomost riadia výstupy OUTC
a OUTD a majú ten istý charakter ako OUTA a OUTB. OUTC resp. OUTD je možné
fázovo posúvať vzhľadom na OUTA resp. OUTB [17].
PGND (Power Ground) – pin pre výkonovú zem
Na filtrovanie šumu zo spínania výkonovej časti pred kritickým analógovým
obvodom disponuje riadiaci obvod UCC3895 dvoma odlišnými uzemneniami. PGND
je uzemnenie pre vysoko-prúdovú výstupnú časť. GND a PGND musia byť elektricky
spojené. Pretože PGND preteká vysoký prúd a preto musí mať nízku impedanciu [17].
REF (Voltage Reference) – pin napäťovej referencie
Referenčné napájanie vnútorných obvodov je 5V ± 1,2% a tiež dodáva energiu
až do 5mA externého zaťaženia. Pre dosiahnutie najlepšieho výkonu je vhodné
premostiť tento pin s kondenzátorom na GND. Odporúčaný je kondenzátor 100nF
s malým ESR a ESL [17].
GND ( Analog Ground ) – pin pre analógovú zem
Analógová zem je pre všetky vnútorné obvody v čipe okrem výstupov pre
výkonovú časť [17].
SYNC ( Oscillator Synchronization ) – synchronizačný pin z oscilátora
Tento pin je obojsmerný. Ak je použitý ako výstup, SYNC je používaný ako
zdroj hodín a jeho časovanie je rovnaké s časovaním vnútorných hodín. V prípade, ak
je použitý ako vstup, SYNC ignoruje vnútorný oscilátor a pôsobí ako zdroj
hodinového signálu. Táto funkcia umožňuje synchronizáciu niekoľkých napájacích
zdrojov. SYNC signál taktiež vnútorne vybíja CT kondenzátor a všetky filtračné
kondenzátory, ktoré sú súčasťou RAMP pinu. Pre zníženie šírky synchronizačného
impulzu je vhodné pripojiť medzi SYNC a GND rezistor o hodnote 3,9kΩ [17].
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
28
VDD (Chip Supply) – Pin pre napájanie obvodu
Pin vstupu pre napájanie obvodu musí byť premostený kondenzátorom
s minimálnou kapacitou 1µF s malým ESR a ESL. Taktiež sa odporúča zapojenie
10µF kondenzátora s malým ESR a ESL medzi VDD a PGND [17].
SS/DISB ( Soft-Start / Disable ) - „mäkký štart“ a zablokovanie tzn. „mäkký stop“
Tento pin kombinuje dve nezávislé funkcie.
Režim zákazu: Rýchle vypnutie obvodu sa vykonáva externým privedením napätia pod
hodnotu 0,5V na pin SS/DISB. Ak sa následne REF napätie dostane pod hodnotu 4V,
alebo ak VDD klesne pod hodnotu prahového podpätia, tak zareaguje nadprúdová
ochrana ( pin CS = 2,5V ) a je inicializovaný režim „mäkkého stopu“ [17].
Režim „mäkkého štartu“: Po odstránení poruchy, alebo nárastu napätia VDD nad
hodnotu prahového podpätia (10V), prípadne keď narastie napätie na SS/DISB nad
hodnotu 0,5V, obvod začne spínať v režime „ mäkkého štartu“ [17].
Obr. 6.2 Vnútorné zapojenie riadiaceho obvodu UCC3985 (prevzaté z[17])
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
29
7 NÁVRH RIADIACEJ ČASTI MENIČA A
JEJ SIMULAČNÉ OVERENIE V PSPICE
7.1.1 Výkonová schéma meniča zo synch. usmerňovačom
Obr. 7.1 Výkonová časť meniča zo simulácie
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
30
Obr. 7.2 Budiče pre výkonovú časť meniča zo simulácie
Na obrázku Obr.7.1 je simulačný model meniča a budiace obvody pre
primárnu a sekundárnu stranu meniča sa nachádzajú na obrázku Obr. 7.2. Pretože
riadiaci obvod nám poskytuje len 4 PWM signály, musíme pred budiče UCCx7324
zapojiť RCD oneskorovací člen.
7.1.2 Obvod UCC3895
Ako prvé je potrebné nastaviť vnútorný oscilátor riadiaceho obvodu. Najprv si
zvolíme hodnotu kondenzátora CT, ktorá bude C1 = 680pF a k nemu dopočítame
rezistor RT. Treba si však uvedomiť, že frekvencia riadiaceho obvodu musí byť
dvojnásobná, ako frekvencia spínacia DC/DC meniča.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
31
Obr. 7.3 Riadiaci obvod UCC3895 zo simulácie
Po simuláciách volíme hodnotu R1 = 65kΩ. Následne nastavíme čas
oneskorenia. ADS pin priamo spojíme s CS pinom, čím nedôjde ku žiadnemu
adaptívnemu oneskoreniu. Volíme oneskorenie 450ns.
Ďalej môžeme pristúpiť k vytvoreniu RAMP1 a RAMP2. Prvá rampa pre PWM režim
sa skladá z NPN tranzistora Q3 a príslušných kondenzátorov a rezistorov pre
ovplyvňovanie jej veľkosti. . Druhá rampa, ktorá už pre fázový posun vznikla
posunutím o 1,9V, sa skladá z NPN tranzistora Q2 a PNP tranzistora Q1. Obidve
rampy sú budené z CT pinu.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
32
7.1.3 Prídavný PWM režim
Obr. 7.4 Prídavný PWM režim zo simulácie
Uvedené zapojenie slúži na generovanie PWM impulzov. Komparátor
TLV3501 slúži na vyhodnocovanie výstupu EAOUT a RAMP1. Pridaná hysterézia
z rezistorov R13 a R14 slúži na odstránenie rušivých signálov.[39][6] Ako je na
simulačnom grafe (Obr. 7.5) vidieť, riadiaci obvod UCC3895 generuje PWM signál
s 50% striedou (OUTA, OUTB). Podľa polohy chybového zosilňovača sú generované
impulzy na bázu tranzistorov Q6 až Q9, čo vidíme na modrom priebehu. Práve tieto
tranzistory zastávajú funkciu „pull-down“ a v správnom okamihu stiahnu časť
impulzu. Nakoniec obvod 74HCT573 slúži ako napäťový zásobník (buffer), aby
posilnil signál a nebol zaťažovaný vstupnými RC členmi na budičoch [38].
Výpočet hysterézy komparátora:
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
33
Simulačné overenie zapojenia :
Obr. 7.5 Simulácia prídavného PWM režimu
7.1.4 Obvody ochrán
Nadprúdová ochrana (Over-Currnet Protection)
V prípade, že cez filtračné tlmivky na výstupe bude tiecť prúd väčší ako 1,25
násobok nominálnej záťaže, čiže spolu viac ako 50 ampérov, bude aktivovaná
nadprúdová ochrana. Nadprúdová ochrana je aktívna pri poruche meniča, alebo pri
poruche napájaného zariadenia k meničom. Ak nie je odstránená porucha, vzniká tzn.
„cukanie“ inak nazývané anglicky „Hiccup“.
Meranie prúdu je zabezpečené pomocou prúdovej sondy typu ACS758LCB-100B-
PFF-T od firmy Allegro, ktorá využíva dobre známy Hallov jav. Citlivosť senzoru je
približne 20mV na jeden ampér [37]. Výstup zo senzora je privádzaný na pin
s názvom IOUT. Následne signál z IOUT je privádzaný na neinvertujúci vstup
operačného zosilňovača U6A (TLC082). Prvý operačný zosilňovač je zapojený ako
napäťový sledovač so zosilnením jedna, ktorý používame ako oddeľovací obvod . Na
druhý operačný zosilňovač U6B (TLC082) privádzame cez napäťový delič R50 a R51
Time
440.0us 460.0us 480.0us 500.0us 520.0us 540.0us431.0us 556.6usV(U1:RAMP)+0.8 V(U1:EA0) V(RAMP1)
0V
2.0V
4.0V
SEL>>
V(U1:OUTA) V(U1:OUTB) V(BAZA)
0V
10V
20VV(PWM1MOST) V(PWM2MOST)
0V
2.5V
5.0V
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
34
referenčné napätie, ktoré je porovnávané s napätím z výstupu prvého operačného
zosilňovača U6A. Ak cez Hallovu sondu prechádza prúd o veľkosti 50 ampérov (Obr.
7.1 hore), je na výstupe senzora napätie 1,76 voltov a operačný zosilňovač U6B začne
znižovať na svojom výstupe napätie smerom k zemi z pinu EAOUT cez diódu D4.
Dióda D4 slúži nato, aby sme na pin EAOUT nepriviedli väčšie napätie, ako je
dovolené. Následne dôjde k zníženiu fázového posunu riadiacich impulzov.
V prípade, že prúd sondou je menší ako požadujeme, táto regulácia ostáva neaktívna
[40].
Obr. 7.6 Nadprúdová ochrana zo simulácie
Výpočet vstupného napäťového deliča:
Nami požadované napätie na neinvertujúcom vstupe operačného zosilňovača
TLC082 voči zemi je 1,76V. Pre požadovaný prenos KU a napäťový delič bude platiť
vzťah:
Odozva vstupného prúdu na výstup Hallovej sondy je 3µs a na tento čas sme
napočítali časovú konštantu RC spätnej väzby komparátora U6B [37]. Po výpočte
a simuláciách volíme hodnoty kondenzátora C22 = 4,7µF – 2,2µF a rezistora R49 =
1kΩ.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
35
Prepäťová ochrana ( Over-Voltage Protection)
Obr. 7.7 Prepäťová ochrana zo simulácie
Ak sa na výstupe (na záťaži) napätie zvýši nad kritickú hodnotu 60 voltov,
aktivuje sa prepäťová ochrana a riadiaci obvod UCC3895 prestane generovať riadiace
PWM impulzy a tým ochráni pripojené zariadenie. Uvedené zapojenie obsahuje
napäťový delič R52 a R53, ktorý je priamo spojený s regulátorom TL431. Obvod
TL431 je 3 pinový paralelný stabilizátor s referenčným napätím 2,5V. Schéma obvodu
je znázornená na obrázku Obr. 7.7. Obvod porovnáva napätie na riadiacej elektróde
(3) s vnútornou referenciou a v prípade, že na rezistore R53 bude napätie väčšie ako
2,5V, tak sa zopne tranzistor medzi katódou (1) a anódou (2). Výstupné napätie
nemôžeme využívať priamo na napájanie obvodu z dôvodu maximálneho pracovného
napätia TL431, ktoré sa uvádza v datacheete do 35V. Taktiež je potrebné dosiahnuť
najmenší úbytok napätia pre tepelné namáhanie súčiastky. Rezistor R54 slúži na
obmedzenie prúdu prechádzajúci cez optočlen a TL431 [43].
Výpočet napäťového deliča a rezistora R54, R75:
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
36
Simulačné overenie zapojenia :
Obr. 7.8 Simulácia prepäťovej ochrany
V prípade, že napäťová regulácia zlyhá, nastane stav ako je vidieť na výsledku
simulácie (Obr. 7.8). Z uvedenej simulácie je vidieť, že v čase 2ms na výstupe 60V
dosiahne napätie a zareaguje regulátor TL431. Optočlen U10_OVP sa rozsvieti a na
výstupe privedie pin SS/DISS riadiaceho obvodu na zem. Ako je z blokovej schémy
zrejmé, v prípade, že je na SS/DISS menšie napätie ako 0,5V, nebudú generované
riadiace signály [17]. Výsledkom prepäťovej ochrany je zníženie napätia na výstupe
meniča.
Blokovanie synchrónneho usmerňovača pre PWM režim
Ako sme opísali v kapitole Kap. 3.1.1, menič je riadený kombináciou PWM
riadenia s riadením fázového posunu. Keďže v prípade PWM režimu môže nastať pri
zopnutom MOSFET tranzistore na synchrónnom usmerňovači prípad, kde bude tiecť
prúd jedným, alebo druhým smerom kanálu Drain-Source, musíme tomuto stavu
zabrániť.
Time
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 2.9msV(U1:RAMP)+0.8 V(U1:EA0) V(RAMP1)
0V
2.0V
4.0V
SEL>>
V(VOUT)0V
25V
50V
75VV(U1:SS/DISB)
0V
2.0V
4.0VV(U1:OUTA) V(U1:OUTB)+20
0V
10V
20V
30V
40VI(U10_OVP:A)
0A
5mA
10mA
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
37
Obr. 7.9 Blokovanie pre PWM režim zo simulácie
Použitím komparátora TLV3501 sme vyhodnotili stav, kedy riadiaci obvod už
negeneruje PWM riadiace signály [39]. Ako referenčné napätie je zvolené 1,9V. Toto
napätie je porovnávané s výstupom chybového zosilňovača EAOUT a po preklopení
komparátora sa pomocou tranzistora Q11 dosiahne to, aby na pine STOP USM bola
log.“0“. Keď je pin STOP USM na nulovej hodnote, tranzistory Q14-Q17 budú
v nevodivom stave. Následne je privedený riadiaci signál na vstupy budičov pre
synchrónny usmerňovač. Cez rezistory R24 a R25 je privedená neinvertujúca
hysterézia z dôvodu malej zmeny napätia na záťaži a častého zapínania a vypínania
budičov na sekundárnej strane.
Výpočet napäťového deliča:
Výpočet hysterézy komparátora:
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
38
Blokovanie synchrónneho usmerňovača pre minimálny prúd 7,5 ampérov
Obr. 7.10 Blokovanie pre min. 7,5 ampérov zo simulácie
Pri návrhu meniča, kde je použitý synchrónny usmerňovač, je potrebné poznať
straty vznikajúce v štruktúre MOSFET tranzistora. V určitých prípadoch, ak bude
záťažou tiecť nízka hodnota prúdu, stanú sa dominantné spínacie straty MOSFET
tranzistora oproti vodivostným stratám, čo bude celkovo mať väčšie straty
v porovnaní so stratami na diódach. Aby sme zabránili tomuto javu, používame
komparátor TLV3501, ktorý bol opísaný v minulej podkapitole. Ako referenčné
napätie na invertujúcom vstupe je 600mV, čo predstavuje 7,5A na Hallovej sonde.
Práve 7,5A je hranica, kedy majú byť aktívne budiče pre MOSFET tranzistory
synchrónneho usmerňovača. Zavedená hysterézia cez rezistory R28 a R29 nám slúži,
aby sme zmenšili, prípadne celkovo odstránili vplyv rušivých signálov na činnosť
komparátora [6]. Taktiež týmto eliminujeme časté zapínanie budičov pri malej zmene
záťaže okolo prúdu 7,5 ampérov a vyhneme sa tak kritickému stavu. Veľkosť
hysterézy sme zvolili 90mV, ktoré reprezentuje necitlivosť komparátora medzi 5 až 8
ampérov. Ak je na neinvertujúci vstup privedený väčší signál ako je referenčný,
komparátor sa preklopí a cez tranzistor Q13 sa na pin STOP USM privedie log.“0“, čo
bude mať za následok privedenie riadiacich signálov na vstup budičov.
Výpočet napäťového deliča:
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
39
Výpočet hysterézy komparátora:
7.1.5 Napäťová spätná väzba ( Voltage Loop Compensator )
Obr. 7.11 Napäťová spätná väzba zo simulácie
Kompenzátor je realizovaný pomocou regulátora TL431 a optočlena CNY7_3
pre izolovanie medzi UCC3895 a napätím 54V na výstupe. Tento väzobný člen pôsobí
ako riadený zdroj prúdu so ziskom približne 1,3. Regulátor pôsobí ako operačný
zosilňovač s presnou referenciou 2,5V. Ak sa na regulátor pozeráme ako na operačný
zosilňovač, tak referencia (3) je podobná invertujúcemu vstupu a katóda (1) je
podobná výstupu reprezentujúci ako otvorený kolektor. Výhodou je presnosť
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
40
a stabilita referenčného napätia [43]. Následne opíšeme, ako sme navrhovali uvedený
obvod.
Výpočet napäťového deliča:
Prvky C14, C15, R40 tvoria PI-zložku a R41, C16 tvorí D-zložku PID
regulátora, ktorý je opísaný v kapitole Kap. 8. Ďalej rezistor R33 a kondenzátor C17
spolu zo zenerovou diódou BZX84C7V5 (D9) vytvárajú 7,5 voltovú referenciu pre
optočlen a TL431 [34]. Rezistor R33 vytvára malý prúd, ktorý je postačujúci pre
správne fungovanie zenerovej diódy. Kondenzátor C41 slúži na zlepšenie vlastnosti
TL431. Nasledujúce vzťahy ukazujú výpočet hodnôt pre daný rezistor.
Pretože rezistor má veľkú spotrebu a prekračuje maximálnu hodnotu
stratového výkonu (pre rezistor v puzdre 1206 je 250mW), volím dva rezistory
zapojené do série o hodnote po 3kΩ pre potrebnú napäťovú pevnosť. Kondenzátor
C17 slúži ako „bypass“ a napomáha chrániť zenerovú diódu pri všetkých
prechodových dejoch, alebo pri šume, ktorý je spôsobený spínaním výstupného
napätia. Rezistor R38 nám slúži na obmedzenie prúdu pretekajúceho diódou
v optočlene. Za predpokladu, že úbytok napätia na tejto dióde je 1,4V a kolektor-
emitor TL431 saturuje pri 0,3V [43]. Pre optočlen je ideálny prúd 5-10mA. R38
vypočítame pomocou nasledujúceho vzorca.
Volím hodnotu R38 = 820Ω, ktorá bude reprezentovať prúd 7mA. Rezistor
R39 s hodnotou 1kΩ slúži na obmedzenie „kolena“ (knee) VA charakteristiky
vnútornej diódy v optočlene a týmto rezistorom prechádza nepatrný prúd asi 1mA, čo
zabezpečí dostatočný prúd pre optočlen. Na sekundárnej strane optočlena sa
nachádzajú nasledovne R32, C24 a zenerová dióda BZX84C3V6 (D10) na
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
41
obmedzenie napätia na hodnotu 3,6V z dôvodu správnej činnosti neinvertujúceho
vstupu chybového zosilňovača [17][43]. Zosilnenie optočlena je 130%, čiže prúd
prechádzajúci cez BJT tranzistor bude vypočítaný podľa vzťahu 6mA *1.3 = 7,8mA.
Saturačné napätie pre tento BJT tranzistor je 0,25V ako uvádzajú v datacheete.
Hodnoty rezistorov R34+R74 vypočítam nasledovne.
Ako je uvádzané v datacheete, minimálne napätie pre neinvertujúci vstup
chybového zosilňovača (EAP, Error Amplifier) je 0,5V pre aktivovanie PWM
komparátora, z toho vyplýva, že napätie na rezistore R34 nemôže presahovať túto
hodnotu [17]. Preto volím hodnotu pre rezistor R74 ako UZ2-0,5V, ktoré sme
vypočítali nasledovne:
V simulácii sme zadali hodnoty R74=360Ω a R38=33Ω. Nakoniec prvky R37
a C23 tvorí RC filter a jeho funkcia spočíva v odfiltrovaní spínacieho šumu, ktorý
môže byť pretransformovaný cez optočlen z výstupného napätia. Hodnoty R37 =
5,1kΩ a C23 = 10nF zodpovedajú frekvencii 5kHz, ktorá je generovaná počas pol
periódy spínacej frekvencie. Simulačné overenie zapojenia :
Obr. 7.12 Simulácia napäťovej spätnej väzby
Time
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0msV(U1:RAMP)+0.8 V(RAMP1) V(EAP) V(R34:2)+0.25 V(EAN)
0V
2.0V
4.0V
SEL>>
V(RAMP1)
-I(R38) I(U8:A) I(U8:c)0A
5mA
10mA1 V(VOUT) 2 V(U8:A,U8:K)
0V
50V
100V1
0V
1.0V
2.0V2
>>
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
42
Zo simulačných priebehov je zrejmé, že prvý graf zobrazuje nárast napätia na
výstupe z nulovej hodnoty na 100V a naspäť na nulovú hodnotu ( červený priebeh ).
Modrý priebeh zobrazuje úbytok napätia na vnútornej dióde optočlena, keď je aktívny
optočlen. Druhý graf zobrazuje prúd rezistorom R38 (modrý), prúd primárnej strany
optočlena (červený) a prúd BJT tranzistora na sekundárnej strane optočlena (zelený).
Tretí, posledný graf zobrazuje RAMP1 a aj RAMP2 (modrý a zelený priebeh). Tu je
dôležité si všimnúť, že pri aktivovaní optočlena približne v čase 1ms nastane zníženie
napätia na chybovom zosilňovači EAP a taktiež EAN. Od hodnoty výstupu chybového
zosilňovača EAO (rovnaké ako EAN) záleží, či budú riadiace impulzy v PWM režime
(RAMP1), alebo v režime fázového posunu (RAMP2). Napätie na rezistore R34
znázorňuje hodnotu, za ktorú nepadne napätie EAN. Zapojený obvod spôsobí
potrebnú zápornú spätnú väzbu.
7.1.6 Prúdové riadenie ( Current Loop Compensator )
Obr. 7.13 Prúdové riadenie zo simulácie
Meranie prúdu na primárnej strane meniča je zabezpečené dvoma prúdovými
transformátormi. Pre každý polomost je jeden prúdový transformátor. Pôvodne bolo
meranie zabezpečené jedným prúdovým transformátorom na vstupe meniča. Týmto
spôsobom sme nedokázali zachytiť cirkulačný prúd, ktorý by mohol vzniknúť pri
nepriaznivom chode meniča. Prúdový signál zo sekundárnej strany prúdového
tranformátora je usmernený dvojcestným usmerňovačom zložený z diód BAS16. Pre
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
43
dvojitý polomost je vhodné tieto prúdové transformátory umiestniť na výstupe
vysokofrekvenčných transformátorov napojených na C101 a C102 pre zníženie šumu
snímaného prúdoveho signálu, ktorý v zahraničnej literatúre označujeme ako
common-mode noise. Uvedený obvod obsahuje ešte dva kompenzátory. Prvý Comp1
je zložený z R44, C20 a R43, ktorý kompenzuje signál z prúdových transformátorov
a druhý kompenzátor Comp2 je zložený s R42, C19 a C18. Tento kompenzátor je
situovaný medzi výstupom EAOUT a neinvertujúcim vstupom EAN chybového
zosilňovača a predstavuje zapojenie „emitorového sledovača“. Rezistor R46 slúži na
konverziu prúdu z prúdových transformátorov na napätie. Výberom rôznych hodnôt
R46, Comp1 a aj Comp2 volíme to, v akom režime bude riadiaci obvod UCC3895
pracovať. Riadiace režimy sú tri: prvý je napäťový, druhý zmiešaný, t.j. napäťovo-
prúdový a posledný je prúdový režim. Ak je Comp1 odpojený (neosadený), napätie
EAOUT sa rovná napätiu z napäťovej spätnej väzby EAP a to znamená, že riadiaci
obvod pracuje v čisto napäťovom režime. V prípade, keď Comp1 je zmenšený a/alebo
napätie na rezistore R46 je vo väčšom pomere, prúd má väčší vplyv a riadiaci obvod
postupne funguje skôr v prúdovom režime riadenia [4].
7.1.7 Detekcia špičiek prúdu (Peak Current-Mode)
Našou snahou bolo si simulačne overiť aj funkciu riadiaceho obvodu nazývanú
ako Peak Current-Mode, čo voľne v preklade znamená detekcia špičiek prúdu.
V prípade, keď sme z Hallovej sondy cez napäťový delič priviedli napätie väčšie ako
2V na CS_pin, jednotlivé riadiace impulzy vykazovali rôzne dĺžky. Generované
impulzy by spôsobili havarijný stav meniča. Neskôr pri oživovaní riadiacej dosky sme
zistili, že uvedená funkcia ochrany zabezpečuje pri aktivácii nulový fázový posun
medzi jednotlivými vetvami. Inak povedané, ak na CS pine bude napätie medzi 2V až
2,5V bez ohľadu, v akej polohe bude výstup chybového zosilňovača EAOUT na
vrchnej rampe, bude vždy medzi riadiacimi impulzami nulové fázové prekrytie.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
44
8 AKTÍVNE RIADENIE S DVOMA SLUČKAMI
V našom prípade používame dve regulačné sústavy. Úlohou regulátora je, aby
zabezpečil vhodné napätie a prúd pre výstup. Regulátor sa skladá z nadradenej
napäťovej slučky s podradenou prúdovou slučkou. Nadradená napäťová regulácia je
tvorená prídavným obvodom TL431 a spolu s optočlenom tvoria PID regulátor.
Prúdovú slučku sme zostavili za pomoci vnútorného komparátora, chybového
zosilňovača obvodu UCC3895. Aktívne riadenie reprezentuje bloková schéma na
obrázku Obr. 8.1. Vnútorná prúdová slučka je inicializovaná z dvoch prúdových
transformátorov, kde je sčítaná do jedného bodu a ďalej filtrovaná. Vonkajšia
napäťová slučka je snímaná cez napäťový delič z výstupu.
Obr. 8.1 Bloková schéma riadenia s dvoma slučkami
8.1 VNÚTORNÁ PRÚDOVÁ SLUČKA
Pre prúdovú vnútornú slučku často používame dva typy regulátorov. Prvý typ
regulátora je „jedna nula a dva poly“ PID (Obr. 8.2A) alebo druhý typ regulátora „dve
nuly a tri poly“ PID (Obr. 8.2B).
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
45
Obr. 8.2 Regulátory pre prúdové riadenie.
8.2 VONKAJŠIA NAPÄŤOVÁ SLUČKA
Podobne ako sa navrhuje regulátor pre prúdovú slučku, navrhujeme regulátor
pre napäťovú slučku. Taktiež tu máme regulátor „jednej nuly a dvoch pólov“ PID
(Obr. 8.3A) a druhý regulátor „dvoch núl a troch pólov“ PID (Obr. 8.3B). V závislosti
od požiadaviek výkonu volíme systém uzavretej slučky. Jednotlivé regulátory aj s ich
fázovou a amplitúdovou charakteristikou môžeme vidieť na Obrázku Obr. 8.3.
Obr. 8.3 Regulátor pre napäťové riadenie. (Prebraté z: [14] )
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
46
9 REALIZÁCIA SIMULOVANÉHO ZAPOJENIA
Pre návrh finálnej schémy sme využili program OrCAD Schematic. Schéma
zapojenia je pre lepšiu prehľadnosť rozdelená do dvoch prílohových častí (Príloha
G,H). Oproti simulácii bolo nevyhnutné vykonať niekoľko zmien, ako dodatočné
napájanie a 34 pinový konektor pre pripojenie riadiacej dosky k meniču. Všetky
tieto zmeny si môžeme všimnúť na schéme zapojenia.
Napájanie komparátorov, operačného zosilňovača spolu s 74HCT573 na
riadiacej doske, ako aj napájanie digitálneho galvanického oddeľovača na
výkonovej doske, je realizované napätie o veľkosti 5V. Riadiaca doska je napájaná
napätím 15V z konektora CON2. Preto treba toto napätie znížiť na požadovanú
hodnotu. Pre konverziu používame integrovaný obvod LM22674, ktorý patrí do
skupiny „Step-Down Voltage Regulator“. Jedná sa o znižujúci (Buck) obvod
pracujúci s 500kHz spínacou frekvenciou a preto je veľmi dôležité sa pri návrhu
DPS riadiť odporúčaním Layout-om. Jednotlivé blokovacie kondenzátory
s tlmivkou, ako aj spätnú väzbu, sme si odsimulovali pomocou simulačného
modelu, ktorý uvádza priamo výrobca na svojej internetovej stránke [41].
Na prevod napätia z 5V na 3,3V používame lineárny regulátor tzv. „Low
Dropout Voltage Regulator“. V našom prípade sa jedná o MC33269T-3.3, tento
obvod ponúka ekonomické riešenie pre presnú napäťovú reguláciu pri zachovaní
výkonových strát na minimum. Regulátor sa skladá z 1,0V dropout napätia PNP-
NPN prechodu tranzistora a taktiež má prúdovú limitáciu a tepelnú poistku [42].
Uvedený obvod slúži na napájanie optočlena a prúdovej sondy pre výkonovú časť.
V schéme má označenie NL2 a taktiež má prítomné blokovacie kondenzátory
zapojené tak, ako je to uvedené v datasheete. Rezistor R57 spolu s LED diódou
NL1 slúži na indikáciu napätia na vstupe.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
47
10 NÁVRH DOSKY PLOŠNÝCH SPOJOV
Na zostavenie návrhu dosky plošného spoja bol použitý program OrCAD
Layout 10.5. Celá riadiaca doska pozostáva z jednej obojstrannej dosky vyrobenej
prototypovou technológiou (POOL technológia). Pre návrh dosky je vhodné dodržať
základné pravidlá: všetky cesty musia byť zalomené, blokovacie kondenzátory sa
musia nachádzať čo najbližšie k integrovaným obvodom a jednotlivé rezistory na
vstupoch integrovaných obvodov sa musia riešiť čo najbližšie k ich vstupom [19].
Minimálna šírka ciest je 0,5 mm, čo postačuje k prenášaniu signálu vzhľadom nato, že
napätie nepresiahneme 15V. Na vrchnej strane (TOP) sa nachádzajú všetky súčiastky
a spodná strana (BOTTOM) slúži ako rozliata zem. V prílohe I. sa nachádzajú vrstvy
TOP aj BOTTOM a fotografia už vyrobenej dosky plošného spoja. Na obrázku Obr.
10.1 sa nachádza rozpis súčiastok. Rozmery dosky sú 66mm x 94mm. Pri návrhu boli
využívané prevažne SMD súčiastky.
Obr. 10.1 Rozmiestnenie súčiastok na DPS
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
48
11 EXPERIMENTÁLNE OVERENIE ČINNOSTI
FYZIKÁLNEHO NÁVRHU (OŽIVENIE)
11.1 MERANIE ÚČINNOSTI
Obr. 11.1 Graf kriviek pri meraní účinnosti
Meranie účinnosti prebiehalo pri vstupnom napätí 400V, pri konštantnom
napätí na výstupe 54V. Výstupné napätie bolo udržiavané vhodným nastavovaním
fázového posunu. Meranie sa realizovalo na fyzikálnej doske, kde pôvodne boli
osadené Schottkey diódy. Doska plošných spojov bola navrhnutá pre synchrónny
usmerňovač. Preto bolo potrebné na začiatok oživiť budiče a nastaviť správne
oneskorenie riadiacich impulzov pre synchrónny usmerňovač za pomoci RCD
oneskorovacích členov. Porovnávali sme dva prípady a to diódový usmerňovač a
synchrónny usmerňovač. Výkonová doska pri meraní účinnosti bola riadená za
pomoci mikropočítača TMS320F28027 rady Piccolo od výrobcu Texas Instruments.
Riadiaca doska bola pripojená cez USB port na PC, kde cez obrazovku monitora sme
si nastavovali vhodný fázový posun a povolili zapínanie/vypínanie synchrónneho
90
91
92
93
94
95
96
97
98
99
200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000
Úči
nn
osť
[%
]
Výkon [W]
Uin=400V Uout=54V pre synchrónny usm. Uin=400V Uout=54V pre diódovy usm.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
49
usmerňovača. Z grafu kriviek (Obr. 11.1) je zrejmý nevýrazný nárast účinnosti, kde
účinnosť narastá hlavne pri nižších výkonoch. Spôsobuje to zväčšenie rozsahu
spínania v nule napätia správnymi optimalizačnými úpravami. Taktiež nulovým
cirkulačným prúdom. Počas merania boli vyhotovené teplotné snímky z termovíznej
kamery, ktoré môžeme vidieť v prílohovej časti (Príloha H.). Na obrázku Obr. 11.2
môžeme vidieť spínanie tranzistora pri nulovom prúde (ZCS), ktoré máme vďaka
nulovému cirkulačnému prúdu v zaostávajúcej vetve (tranzistor Q4). Modrý priebeh je
napätie drain-source na tranzistore a hnedý priebeh je budiace napätie na hradlo
tranzistora. Zelený priebeh je prúd tranzistorom, kde pomocou matematickej funkcie
na oranžovom priebehu vidíme nulové spínacie straty.
Obr. 11.2 Spínanie pri nulovom prúde ZCS na tranzistore Q4
Pre úplnosť uvádzame aj účinnostné charakteristiky pre rôzne výstupné napätia
pri konštantnom vstupnom napätí 400V. Účinnostná charakteristika na Obr. 11.3 je pri
vstupných napätiach 48V, 54V a 57V pre synchrónny usmerňovač.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
50
Obr. 11.3 Namerané účinnosti pre synchrónny usmerňovač
92
93
94
95
96
97
98
99
0 500 1000 1500 2000
Úči
nn
osť
[%
]
Výkon [W]
Uin=400V Uout=57V Uin=400V Uout=54V Uin=400V Uout=48V
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
51
11.2 OŽIVOVANIE RIADENIA S UCC3895
Všetky kondenzátory v napájacích obvodoch s hodnotami 100nF a 4,7µF sú
keramické z kvalitného materiálu X7R umiestnené čo najbližšie k puzdru
integrovaného obvodu. Hmota X7R má veľmi dobré parametre v širokom rozsahu
teplôt a napätí [20]. V riadiacej doske sú použité SMD rezistory veľkosti 0603
a 1206. Rezistory veľkosti 1206 používame z dôvodu výkonového namáhania
súčiastky.
Po osadení riadiaceho obvodu sme doladili spínaciu frekvenciu, ktorá
fungovala správne na 200kHz. Nasledovne boli odskúšané napájania pre 5V a 3.3V
logiku. Postupne sme sa dopracovali k budeniu výstupov OUTA – OUTD. Ďalej
sme vytvorili jednu a druhú rampu, kde budenie pre tieto rampy boli privádzané
z CT pinu.
Následne sme cez laboratórny zdroj priviedli na EAP napätie a otestovali
sme správnu funkčnosť PWM režimu s plynulým prechodom do režimu fázového
posunu. Bolo potrebné zabezpečiť, aby sme mali čo najmenší impulz v režime
PWM. Nakoniec sme ešte odskúšali jednotlivé ochrany pomocou laboratórneho
zdroja.
Pri oživovaní bola zistená chyba vzniknutá pri návrhu riadenia a preto
uvádzame iteračnú opravu DPS. Chyba bola opravená „nabastlením“ súčiastok
priamo na riadiacu dosku. Pri skúšaní prepäťovej ochrany sme zistili, že TL431
nám reaguje už pri 2V na rezistore R64 (Príloha H ). Nápravu môžeme vidieť na
Obr. 7.7 v časti simulácie.
V prílohe (Príloha N.) sú vyobrazené osciloskopické priebehy na
jednotlivých pinoch. Po oživení riadiacej dosky môžeme pristúpiť k osadeniu
konektora a pripojeniu k výkonovej doske meniča.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
52
11.3 VÝSLEDKY MERANIA ZA POMOCI
ANALÓGOVÉHO RIADENIA S UCC3895
Obr. 11.4 Skoková zmena záťaže
Na obrázku Obr. 11.4 môžeme vidieť skokovú zmenu záťaže po nastavení
regulátora. Regulátor bol navrhnutý empirickou metódou. Na obrázku máme dva
vstupné a dva výstupné priebehy. Červený je vstupný prúd a hnedý vstupné napätie.
Vidíme nárast modrého výstupného prúdu po zapnutí ističa (zapnutie do záťaže)
a pokles zeleného výstupného napätia. Týmto sme demonštrovali dynamický
parameter rýchlosti odozvy nášho regulátora. Správnym nastavením regulátora,
môžeme docieliť čo najmenší prekmit napätia na výstupe. Prekmit by mal byť čo
najmenší a čas vyregulovania čo najkratší. Dynamická stabilita napätia na výstupe pri
skokovej zmene záťaže podľa požadovaných parametrov by nemali presiahnuť napätia
na výstupe max. o 5V po dĺžku trvania 25ms. Vidíme, že náš regulátor spĺňa tieto
požiadavky, ale dĺžka skokovej zmeny je v tomto prípade stále veľká a z toho
vyplýva, že regulátor je pomalý. Taktiež sme si overili, že zmena vstupného napätia
v určitom rozsahu nemá vplyv na výstupné napätie.
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
53
12 PRÍNOSY PRE ROZVOJ VEDY A PRAXE
Vytvorenie simulačného modelu výkonovej časti pre dvojitý polomost (Dual
Half Bridge) pre diódový a aj synchrónny usmerňovač.
Overené výsledky simulačnej analýzy na fyzikálnej vzorke
Praktické overenie existencie nulového cirkulačného prúdu.
Praktické overenie funkčnosti DC/DC meniča so synchrónnym
usmerňovačom, kde je nepatrný nárast účinnosti. Možnosť použitia menších
chladičov, čo vedie k šetreniu materiálu a znižuje záťaž na životné prostredie.
Vytvorenie simulačnej analýzy pre analógové riadenie s podrobným opisom
riadenia s PWM režimom a Phase Shift
Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
54
13 ZÁVER
Zvýšené nároky zákazníka na prevádzkové vlastnosti, vysokú účinnosť
v celom rozsahu výkonu a nízku cenu zariadenia neustále rastú. Hlavným cieľom tejto
diplomovej práce bola optimalizácia účinnostných parametrov DC/DC meniča, ktorý
je primárne určený pre aplikovanie v systémoch napájania telekomunikačných
serverov. Rovnako tak bol vysoký dôraz kladený na optimálny návrh riadenia, ktoré
využíva platformu analógového obvodu IC UCC3895. Zamerali sme sa na zlepšenie
rozsahu spínania v nule napätia, dôsledkom čoho bolo zvýšenie účinnosti meniča.
Prostredníctvom simulačnej analýzy sme porovnali účinnosť pre diódový
a synchrónny usmerňovač.
V rámci práce sa vykonalo vyšetrovanie účinnosti pre výstupné napätie 54V
pri porovnaní medzi diódovým a synchrónnym usmerňovačom po optimalizačných
úpravách, kde sa potvrdilo očakávané zvýšenie účinnosti. Taktiež sme merali účinnosť
synchrónneho usmerňovača pre tri výstupné napätia 48V, 54V a 57V. Merania pri
týchto prevádzkových podmienkach boli realizované pri riadení prostredníctvom
mikropočítača TMS320F2827 rady Piccolo.
V druhej časti práce sme sa venovali simulačnej analýze analógového
riadenia. Po overení funkčnosti simulácie sme pristúpili k návrhu dosky plošných
spojov a k postupnému oživeniu riadiacej dosky. Po oživení a nastavení ochrán sme
vykonali vhodné nastavenie regulátorov. Výsledky z procesu optimalizácie nastavenia
regulátora sú bližšie opísané v poslednej kapitole tejto práce.
Vízia do budúcnosti je konštrukcia predradného meniča (PFC+DC/DC), kde
jeho jednosmerná časť bude obsahovať topológiu dvojitého polomostu s nulovým
cirkulačným prúdom a riadením prostredníctvom UCC3895, ktoré boli opísané v tejto
práci.
Zoznam použitej literatúry
Knižná literatúra a iné publikácie
[1] PRIDALA, M.: Realizácia meniča so širokým rozsahom ZVS a nulovým
cirkulačným prúdom s výstupom 48V/2000W: Diplomová práca. Žilinská
univerzita v Žiline, 2015, 46s
[2] STRAKA, J.: Dvojitý polomostový dc/dc menič so širokým rozsahom ZVS
a nulovým cirkulačným prúdom: Diplomová práca. Žilinská univerzita
v Žiline, 2013, 49s
[3] ZHONG, Y.: Dual Half-Bridge DC/DC Converter with Wide-Range ZVS
and Zero Circulation Current, IEEE Transaction on Power Electronics,
November 2012, Volume: 28, ISSN: 0885-8993
[4] Patent Application Publication US 2009/096072 A1 [cit. 2016-04-30].
Dostupné z : http://www.google.com/patents/US20090196072
[5] Jovanovič M.,: Technology drivers and trends in power supplies for
computer/telecom applications. 2006
[6] DOLEČEK, J.: Moderní učebnice elektroniky 5.dil Operační zesilovače
a komparátory. Praha: BEN . 2007,228 s. ISBN 978-80-7300-187-2
[7] HURTUK, P.: Optimalizácia účinnostných parametrov zdroja pre
galvanotechnológie: Doktorandská dizertačná práca. Žilinská univerzita
v Žiline, 2012, 100s
[8] HURTUK, P., RADVAN, R., FRIVALDSKÝ, M. : Investigation of
possibilities to increasing efficiency of full bridge conveerter designed for
low output voltage anf high output current application, PROCEEDINGS:
9th International Conference ELEKTRO 2012, ISBN 978-1-4673-1178-6
[9] PLESNIK, M.: A New Method to Drive Synchronous Rectifiers. c
www.researchgate.net/publication/4048535
[10] FRIVALDSKÝ, M. : Topologická optimalizácia LLC meniča: Habilitačná
práca. Žilinská univerzita v Žiline, 2013, 113s
[11] BO YANG :Topology Invertigation for From-End dc-dc Power Conversion
for Distributed Power System: Dissertation. Virginia Polytechnic Institute
[12] KANDRAČ, J.: Optimalizácia komutačného procesu meniča s vysokou
spínacou frekvenciou: Doktorandská dizertačná práca. Žilinská univerzita
v Žiline, 2012, 97s
[13] CADENCE DESIGN SYSTEMS, : PSpice user’s guide, 2000, 6436s, [cit.
2016-04-25]. Dostupné z: http://physicsweb.phy.uic.edu/482/PSPICE.pdf
[14] Hangseok Choi: Practical Feedback Loop Design Consideraations for
Switched Mode Power Supplies. 2011 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z :
https://www.fairchildsemi.com/technical-articles/Practical-Feedback-
Loop-Design-Considerations-for-Switched-Mode-Power-Supplies.pdf
ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY
Aplikačné poznámky - rôzne
[15] Application Note: Designing with the ISL6752, ISL6753 ZVY Full-Bridge
Controllers. 2006 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z :
https://www.intersil.com/content/dam/Intersil/documents/an12/an1262.pdf
[16] Application Note: UM1575 Spice model tutorial for Power MOSFETs.
2013 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z : http://www.st.com/st-web-
ui/static/active/jp/resource/technical/document/user_manual/DM00064632.
IC UCC3895 – dátové listy a aplikačné poznámky
[17] UCC1895, UCC2895, UCC3895 BiCMOS Advanced Phase-Shift PWM
Controller (Rev.P). Katalógový list ( Datasheet) [online]. 2013 [cit. 2016-
03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com
[18] UCC3895 CD Output Asymmetric Duty Cyle Operation. Aplikačné
poznámky [online]. 2002 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com
[19] UCC2895 Layout and Grounfing Recommendations. Aplikačné poznámky
[online]. 2008 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com
Ostatné použité informačné zdroje
[20] X7R Dielectric, General Specifications. Katalógový list [online]. 2002 [cit.
2016-04-06]. Dostupné z: http://datasheets.avx.com/X7RDielectric.pdf
Tranzistory - katalogóve listy
[21] STMicroelectronics ; STW55NM60ND N-channel FDmesh II Power
MOSFET. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30].
Dostupné z:
http://www2.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/f0/
27/0d/12/9b/16/41/7b/CD00176812.pdf/files/CD00176812.pdf/jcr:content/
translations/en.CD00176812.pdf
[22] STMicroelectronics ; STW36NM60ND N-channel FDmesh II Power
MOSFET . Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30].
Dostupné z:
http://www2.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/45/
c9/5f/10/fd/88/4f/80/DM00067726.pdf/files/DM00067726.pdf/jcr:content/t
ranslations/en.DM00067726.pdf
[23] Infineon; IPW65R080CFD, CoolMOS CFD2 Power Transistor.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z: http://www.infineon.com/cms/en/product/power/power-mosfet/500v-900v-
n-channel-coolmos-power-mosfet/650v/700v-coolmos-n-channel-power-
mosfet/IPW65R080CFD/productType.html?productType=db3a3044243b5
32e0124c8f2fa0761ab
[24] Infineon; IPP110N20N3 G; OptiMOS 3 Power Transistor. Katalógový list
( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z:
http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-
ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY
IPP_I_110N20N3G_IPB107N20N3G-DS-v02_03-
en.pdf?fileId=db3a3043243b5f170124968e7d1f18e7
[25] NXP Semiconductors; BC847 45V, 100mA NPN general-purpose
transistors. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-03-31].
Dostupné z: http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BC847_SER.pdf
[26] NXP Semiconductors; BC807-40L 45V, 500mA PNP general-purpose
transistors. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2009 [cit. 2016-03-31].
Dostupné z:
http://cache.nxp.com/documents/data_sheet/BC807_BC807W_BC327.pdf?
pspll=1http://nxp.com/documents/data_sheet/BC807_BC807W_BC327.pdf
[27] NXP Semiconductors; BF820 NPN high-voltage transistors. Katalógový
list ( Datasheet). [online]. 2004 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BF820_BF822.pdf
[28] NXP Semiconductors; BSS123 N-channel TrenchMOS transistor.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2008 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BSS123.pdf
[29] NXP Semiconductors; BSS84 P-channel enhancement mode vertical
DMOS transistor. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2008 [cit. 2016-
03-31]. Dostupné z: http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BSS84.pdf
Diódy - katalógové listy
[30] STMicroelectronics ; STPS60SM200C Power Schottky rectifier.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
http://www2.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/17/
16/7b/9f/8e/df/44/83/DM00028777.pdf/files/DM00028777.pdf/jcr:content/
translations/en.DM00028777.pdf
[31] On Semiconductor; MBR20200CT-D Schottky Barrier Rectifier.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z:
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MBR20200CT-D.PDF
[32] Fairchild ; BAR43 Schottky Diodes. Katalógový list ( Datasheet). [online].
2014 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
https://www.fairchildsemi.com/datasheets/BA/BAR43S.pdf
[33] Fairchild ; BAS16 Small Signal Diode. Katalógový list ( Datasheet).
[online]. 2014 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
https://www.fairchildsemi.com/datasheets/BA/BAS16.pdf
[34] Texas Instruments Incorporated; BZX84 Series Voltage regulator diodes.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BZX84_SER.pdf
[35] Micro Commercial Components; MUR4100 Ultra Fast Recovery Rectifier.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2013 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z
http://www.mccsemi.com/up_pdf/MUR405-MUR4100%28DO-
201AD%29.pdf
[36] Micro Commercial Components; SK25 Schottky Rectifier Diode.
Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2011 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
http://www.mouser.com/ds/2/258/mcc_sk22-sk210hsmb-343095.pdf
ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY
Integrované obvody - katalógové listy
[37] Allegro MicroSystems, Inc.; ACS750xCA-Fully Integrated, Hall Effect-
Based Linear Current Sensor IC with High Voltage Isolation and a Low
Resistance Current Conductor. Katalógový list k prúdovému senzoru
ACL758LCB-100B-PFF-T ( Datasheet) [online]. 2004-2009 [cit. 2016-03-
31]. Dostupné z: http:// www.allegromicro.com
[38] On Semiconductor; 74HC573, Octal D-type transparent latch, 3state.
Katalógový list [online]. 2016 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http:// www. nxp.com/documents/data_sheet/74HC_HCT573.pdf
[39] Texas Instruments Incorporated; TLV3501 4.5ns Rail-to-Rail, High Speed
Comparator in Microsize Packages. Katalógový list ( Datasheet) [online].
2005 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com
[40] Texas Instruments Incorporated; TLC082 Dual Wide Bandwidth High
Outpu Drive Single Supply Op Amp. Katalógový list ( Datasheet) [online].
2011 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com
[41] Texas Instruments Incorporated; LM22674 Simple Switcher Step-Down
Voltage Regulator with Features. Katalógový list ( Datasheet) [online].
2011 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com
[42] On Semiconductor; MC33269 800mA, Adjustable Output, Low Dropout
Voltage Regulator. Katalógový list ( Datasheet) [online]. 2014 [cit. 2016-
03-31]. Dostupné z: www.onsemi.com/Collateral/MC33269-D.PDF
[43] On Semiconductor; TL431 Programmable Precision References.
Katalógový list ( Datasheet) [online]. 2016 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/TL431-D.PDF
ČESTNÉ VYHLÁSENIE
Vyhlasujem, že som zadanú diplomovú prácu vypracoval samostatne, pod
odborným vedením vedúceho diplomovej práce doc. Ing. Michala Frivaldského, PhD
a používal som len literatúru uvedenú v práci.
Súhlasím so zapožičiavaním diplomovej práce.
V Žiline dňa 12. 5. 2016
____________________
podpis
Prílohová časť
Zoznam príloh
Príloha A: Schéma hlavného obvodu fyzikálneho modelu meniča ................. i
Príloha B: Schéma pomocného obvodu fyzikálneho modelu meniča ............ ii
Príloha C: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch ................ iii
Príloha D: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch +PWM .... iv
Príloha E: Simulačná schéma meniča s diódovým usmerňovačom ............... v
Príloha F: Simulačná schéma meniča so synchrónnym usmerňovačom ....... vi
Príloha G: Schéma riadiacej časti 1/2 ......................................................... vii
Príloha H: Schéma riadiacej časti 2/2 ........................................................ viii
Príloha I:Doska plošného spoja (DPS) mierka 1:1 ....................................... ix
Príloha J: Fotografia meniča po optimalizácii............................................... x
Príloha K: Fotografia riadiacej dosky pri oživovaní ..................................... x
Príloha L: Fotografia pracoviska po pripojení riadiacej dosky na menič ....... xi
Príloha M: Teplotné snímky z termovíznej kamery. .................................... xi
Príloha N: Osciloskopické priebehy na pinoch riadiaceho obvodu ............. xii
Príloha O: Obsah priloženého CD ............................................................. xiii
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
i
Príloha A: Schéma hlavného obvodu fyzikálneho modelu meniča
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
ii
Príloha B: Schéma pomocného obvodu fyzikálneho modelu meniča
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
iii
Príloha C: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
ILr
ID7
ID8ID2
ID1 IC1
IC2
Vedúca vetva Zaostávajúca vetva
LR
Časový interval t1 ≤ t < t2
Časový interval t2 ≤ t < t3
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
ILr
ID7
ID8ID2
ID1 IC1
IC2
LR
Časový interval t3 ≤ t < t4
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
ILr
ID7
ID8ID2
ID1 IC1
IC2
LR
Časový interval t4 ≤ t < t5
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
ILr
ID7
ID8ID2
ID1 IC1
IC2
LR
E
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
iv
Príloha D: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch +PWM
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
ILr
ID7
ID8ID2
ID1 IC1
IC2
LR
Časový interval t5 ≤ t < t6
DC/DC menič pracujúci v PWM režime
Obidva horné MOSFET tranzistory sú zapnuté.
Obidva dolné MOSFET tranzistory sú zapnuté.
Všetky MOSFET tranzistory sú vypnuté (freewheel mode).
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2
Lr
DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2
Lr
DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
C2
+ - +-
Q1
Q2
Q3
Q4
T1
T1
T2
T2
Lr
DQ1
DQ2
DQ3
DQ4
D1
D2
C1
CQ1
CQ2
CQ3
CQ4
D7
D8
L1
L2
Co
VOUT+
VOUT-
ITp1 ITp2
IL1
IL2
ES
R
U1 U3
U4U2
DU1
DU2
DU3
DU4
F1
F2
M1
N2
M2
N1
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
v
Príloha E: Simulačná schéma meniča s diódovým usmerňovačom
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
vi
Príloha F: Simulačná schéma meniča so synchrónnym usmerňovačom
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
vii
Príloha G: Schéma riadiacej časti 1/2
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
viii
Príloha H: Schéma riadiacej časti 2/2
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
ix
Príloha I:Doska plošného spoja (DPS) mierka 1:1
Vrstva TOP je vľavo a BOTTOM zas vpravo.
Fotografia fyzickej vzorky DPS.
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
x
Príloha J: Fotografia meniča po optimalizácii
Príloha K: Fotografia riadiacej dosky pri oživovaní
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
xi
Príloha L: Fotografia pracoviska po pripojení riadiacej dosky na menič
Príloha M: Teplotné snímky z termovíznej kamery.
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
xii
Príloha N: Osciloskopické priebehy na pinoch riadiaceho obvodu
o Vľavo je minimálna šírka impulzu v PWM režime a vpravo sú vyobrazené
rampy. Rampa1 (modrá) pre PWM režim a rampa2 (červená) pre fázový
posun.
o Vľavo je minimálna šírka dead-time a vpravo je priebeh na SYNC pine.
o Vľavo je vyobrazené max. prekrytie výstupu OUTA a OUTC a vpravo je
zobrazené nulové prekrytie OUTA a OUTC.
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
xiii
Príloha O: Obsah priloženého CD
- Diplomová práca vo formáte PDF
- Simulačná analýza (OrCAD v.16.6 / PSpice)
- Simulačné modely (OrCAD v.16.6 / PSpice)
- Návrh dosky plošných spojov (OrCAD v.10.5 / Layout)
- Úplná schéma zariadenia vo formáte PDF
- Datacheety súčiastok a aplikačné poznámky
...