UNIVERSIDAD NACIONAL AUTONOMA DE MEXICO

FACULTAD DE INGENIERIA

Amplificadores Electrónicos

Proyecto N° 02: “Amplificador de tres etapas”

Acevedo Mangas Carlos Rogelio

Silvarán Guerrero Sócrates Alberto

Grupo 03

Profesor: Ing. Santiago Cruz Lauro

Ciudad Universitaria, DF, 05 de Abril del 2011

INTRODUCCIÓN

Un amplificador puede estar constituido por una única etapa, sencilla o complicada, o puede utilizar una interconexión de varias etapas. Diversas alternativas de diseño, polarización, acople y realimentación, lo cual determina la topología del amplificador. En un amplificador multietapa, las etapas individuales pueden ser esencialmente idénticas o radicalmente distintas. Las técnicas de realimentación se pueden emplear tanto a nivel individual como a nivel funcional, o en ambos, y con la finalidad de obtener estabilización de la polarización o de la ganancia, reducción de la impedancia de salida, etc.

Funcionamiento en clases:

La etapa de salida o de potencia de cada una de las etapas de un amplificador se clasifica según las diferentes formas de funcionamiento, dependiendo de las características de conducción del dispositivo Activo. Estas definiciones también son aplicables a cualquier etapa amplificadora intermedia.

Clase A

La señal de salida varía los trescientos sesenta grados del ciclo. Para este amplificador se requiere que el punto Q se encuentre a un nivel tal que al menos la mitad de la excursión de la señal de salida pueda variar hacia arriba y abajo, sin llegar a un voltaje suficientemente grande para estar limitado por el nivel de voltaje de alimentación, o demasiado bajo para llegar al nivel de alimentación bajo, o cero voltios, en esta descripción.

Clase B

Un circuito clase B proporciona una señal de salida que varia a lo largo de la mitad del ciclo de la señal de entrada, o 180° de la señal. El punto de polarización en DC para la clase B, está, por lo tanto a cero voltios, variando entonces la salida desde el punto de polarización medio ciclo. Es obvio que la salida no es una reproducción fiel de la entrada si solamente está presente medio ciclo. Se necesitan dos operaciones clase B, una para proporcionar del medio ciclo de salida positivo y otra para proporcionar la operación del medio ciclo negativo.

Clase AB

Un amplificador puede estar polarizado a un nivel de DC por arriba del nivel de corriente de base cero de la clase B y por arriba de la mitad del nivel de voltaje de alimentación de la clase A. Esta condición de polarización es la clase AB. La operación de la clase AB todavía requiere una conexión en contrafase para lograr un ciclo de salida completo, pero el nivel de polarización en DC está por lo general, cercano el nivel de corriente de base cero para una mejor eficiencia de potencia.

Clase C

La salida de un amplificador clase C esta polarizada para operar a menor de 180° del ciclo, y solamente con un circuito sintonizado (resonante) que proporciona un ciclo completo de operación para la frecuencia sintonizada o resonante.

Amplificador A:

Las técnicas de análisis empleadas para etapas amplificadoras a válvulas también son aplicables a las transistorizadas. La principal diferencia está en los modelos de dispositivos activos utilizados.La sección de la fuente se halla diferenciada e incluye el generador equivalente de la etapa precedente, mientras que la carga incluye los efectos de carga de la etapa siguiente. Los parámetros híbridos resultan complejos y dependen de la frecuencia, a menudo es más cómodo emplear simplificaciones. La mayoría de los transistores poseen los parámetros especificados por sus fabricantes, si bien puede ser necesario determinar algunos adicionales mediante medición.

Los amplificadores multietapas permiten que el sistema amplificador pueda reunir las características que con un solo amplificador no serian posibles, el principal propósito de los amplificadores en cascada es poder acoplar la impedancia tanto para la señal de interés como para la señal de salida, por tanto es necesario usar distintas configuraciones de transistores que cumplan con los requerimientos de la carga. La conexión en cascada proporciona una multiplicación de la ganancia en cada una de las etapas para tener una mayor ganancia en total. La impedancia de entrada del amplificador en cascada es la de la primera etapa y la impedancia de salida es la de la última etapa. Otra función importante de los amplificadores en cascada es el de conseguir la mayor ganancia total, aunque para el presente proyecto este no fue el caso. Dado que el acoplamiento usado será por medio de capacitores, el análisis en DC será independiente para cada etapa, mientras que en AC el análisis dependerá de todo el circuito. Una de las desventajas de un amplificador en cascada es que al haber mayor amplificación, el ruido no deseado también será amplificado, por lo tanto entre más etapas tenga el circuito el ruido se hará más notorio.

La configuración a utilizar será colector común, emisor común y de nuevo emisor común. La primera etapa es la de colector común. La configuración de colector común se utiliza sobre todo para propósitos de acoplamiento de impedancia, debido a que tiene una alta impedancia de entrada y una baja impedancia de salida, contrariamente a alas de las configuraciones de base común y de un emisor común.

Después le sigue un emisor común el cual permite una ganancia en voltaje y en corriente y finalmente se agrega un segundo colector común el cual va a tener una baja impedancia de salida, lo que le permitirá poder proporcionar mayor corriente al circuito.

EL ELECTRET

Utiliza un electrodo laminar de plástico que al estar polarizado no necesita alimentación. Que las placas estén polarizadas significa que están cargadas a perpetuidad desde el mismo momento de su fabricación (son polarizados una sola vez y pueden durar muchos años).

La existencia de esta carga electrostática hace que para alimentar las placas ya no sean necesarias ni pilas ni alimentación phantom para su funcionamiento, sin embargo, sí que se requiere ésta alimentación para proporcionar energía al preamplificador. Como el diafragma pesa menos (tiene menor masa), la respuesta en frecuencia del micrófono electret está más cerca de la respuesta que proporciona un micrófono de bobina móvil, que de la que ofrece un micro de condensador convencional.

Los micrófonos electret son robustos por lo que soportan la manipulación y además tienen como gran ventaja el que su tamaño puede ser muy reducido. Los micrófonos electret tienen una respuesta en frecuencia bastante buena (50 a 15.000 Hz), aunque lejana de la de los micrófonos de condensador que son mucho más sensibles en la zona de los agudos). Además es poco plana.

El principal inconveniente que presentan los micrófonos electret es que son muy sensibles a los cambios de humedad y temperatura, lo que junto con el polvo, deterioran su rendimiento con el uso. Un micrófono electret empieza a indicar que debe ser retirado (que ha acabado su vida activa) cuando empieza a producir ruidos inexplicables.

DESARROLLODESARROLLO

Requerimientos a la entrada y salida del amplificador.

Entrada:

Según las especificaciones y recomendaciones dadas por la hoja de especificaciones, se trató de diseñar la primera etapa, de tal manera que cumpliera con lo siguiente:

Impedancia de entrada del amplificador a usar, mayor a la resistencia de polarización del micrófono. Debido a que la impedancia de entrada del amplificador, junto con el capacitor a la salida del

micrófono forman un filtro paso-altas, se estableció un valor que causara una atenuación de las frecuencias menores de 50 Hz.

Durante el desarrollo del proyecto, comprobamos que variando la resistencia de polarización, es posible modificar la sensibilidad del micrófono, en nuestro caso, establecimos un valor máximo de 50 [kΩ], con un potenciometro, debido a que la señal de salida del micrófono era bastante buena con estos valores.

Micrófono

R 2.2kΩ

50kΩKey=A 50%

Vcc

Partiendo de que la resistencia máxima de polarización sería de 50 [kΩ], se estableció una impedancia de entrada para el amplificador mayor de 50 [kΩ]. Ze= lo más cercana o mayor a 50 [kΩ].

Para el cálculo del capacitor, se hizo lo siguiente (Esto se hizo después de que se logró la impedancia de entrada deseada,

que fue de 47 [kΩ]):

VsVmic

= S

S+1RC

Partiendo de que se conoce Ze y la frecuencia de corte:

f c=1

2πZeC;C= 1

2 π f c Ze= 1

2 π∗50∗47 x 1 03≅ 68 [nF ]

C

Ze

Vmic Vs

Salida

Contamos con una bocina Sony, que según las especificaciones del fabricante, soporta una potencia máxima de 500mW, con una impedancia de 25 [Ω].

La señal de salida del micrófono, de acuerdo con las mediciones hechas y variando la sensibilidad con un potenciómetro de 50 [kΩ], nos daba picos que oscilaban entre los 50[mV] y 300 [mV] (con el potenciómetro al máximo).En cuanto a corriente, lográbamos un máximo de 5[µA] para la máxima sensibilidad.

Con el dato de la potencia máxima de los audífonos, se diseñó para lograr una potencia máxima de 150 [mW] (con la cual se logra una intensidad sonora bastante buena), y conectando los audífonos en serie.Vmic=150mVpImic=5[µA]

Potencia máxima Pmax=150 [mW]

P=VI=R I 2=V 2

R

V=√P∗R=√(150mW )(50Ω)=2.75V P , tomamos como voltaje máximo a la salida de 3V.

I=√ PR=55[mA ]

Tomando en cuenta estos valores, y como voltaje de salida del micrófono 150[mVp]:

AVrequerida=3V

200mV=20; Tomando en cuenta la atenuación que causarían las dos etapas de colector común, se

estableció una ganancia de voltaje de 30.

A Irequerida=55mA5 μA

=11 x1 03; Se diseñó para lograr una ganancia de corriente mayor a esta.

Rg

RB1 rπ1gmV π1

Rc

RE1 RB2 r π2gmV π2

RC2 RB3 r π3gmV π3

RC3

RE3 RL

Vg

ZE.T

ZE.CC1

ZS.CC1ZE.EC ZS.EC ZE.CC2ZS.CC2

ZS.T

Diagrama completo

ZE.T=Impedancia de entrada total.ZE. T=¿ ZE.CC 1=(r π 1+(β+1)( RE1∨¿ ZE. EC))∨¿ (R B1 )¿

ZE.CC1=Impedancia de entrada de la primera configuración colector común.

ZE. T=¿ ZE.CC 1=(r π 1+(β+1)( RE1∨¿ ZE. EC))∨¿ (R B1 )¿

ZS.CC1=Impedancia de salida la primera configuración colector común.

ZS .CC 1=(RE1 )∨¿ (r π1+Rg∨¿RB1

β+1 )ZE.EC=Impedancia de entrada de la etapa de emisor común.ZE. EC=RB2∨¿ r π2

ZS.EC=Impedancia de salida de la etapa de emisor común.ZS . EC=RC 2

ZE.CC2=Impedancia de entrada de la segunda configuración colector común.

ZE. CC2=(r π3+(β+1 )(RE3∨¿RL))∨¿ (RB 3 )

ZS.CC2=Impedancia de salida la segunda configuración colector común. ZS.T=Impedancia de salida total.

RE1

BC547C

R11RC1

R21

Vcc

RE2

BC547C

R12RC4

R22

Vcc

RE4

BC547C

R13 RC5

R23

Vcc

Vg1

Rg1 C1

C2

C3

C4

C5

RL

RE5

Rg

RB1

rπ1

gmVπ1 Rc

RE1

RL

Vg

ZS .CC 2=Z S .T=(RE3 )∨¿ ( rπ 3+RC 2∨¿RB3

β+1 ) ZS .CC 2=Z S .T=(RE3 )∨¿ ( rπ 3+RC 2∨¿RB3

β+1 )

Diseño de la primera etapa:

El transistor usado fue un BC547, con una β=600

RL=Z E. EC=RB 2∨¿ rπ 2

ZE=(r π1+(β+1 )(RE 1∨¿ RL))∨¿ (RB1 )----------------------(1)

ZS .=(RE1 )∨¿ (r π1+Rg∨¿RB1

β+1 )--------------------------------------(2)

Av=β RB 1 (RE1∨¿RL)

(Rg+Ze )(RB 1+r π1+(β+1 ) (RE1∨¿RL))-------------(3)

Ai=Rg+Ze

RL

Av--------------------------------------------(4)

Se requiere de una impedancia de entrada Ze igual o mayor que 50[kΩ]. El diseño se llevará a cabo en base a cumplir con una impedancia de entrada mínima y máxima

transferencia de energía, haciendo que RL=RE1

Debido a que la señal de entrada es muy pequeña, el punto de operación en voltaje puede ser elegido de manera arbitraria, siempre y cuando nos encontremos en una región alejada de la zona de corte y saturación, de esta manera, elegimos que VCEQ=4[V].

De la ecuación (4), despejamos Av.

Av=Ai RL

Rg+Ze

, la igualamos a laecuación (3 )

Ai RL

Rg+Ze

=β RB1 (RE1∨¿ RL)

(Rg+Ze )(RB1+r π1+(β+1 ) (RE 1∨¿RL )); si consideramos que RB=0.1(β+1)RE, y que RE=RL

20 Ai RE=β (β+1)(RE )2

rπ+1.2(β+1)RE

; r π+1.2 (β+1 )RE=β (β+1)RE

20 Ai;

r π= (β+1 ) [ β20 Ai

−1.2]; De la desigualdad, si β=600, escogemos un valor de Ai=24.

r π=30.05RE-------(5)

De la ecuación (1):

Ze=( β+1

10RE)(r π+ β+1

2RE)

β+110

RE+r π+β+1

2RE

; 6 (β+1 )RE+10 r π=1ZE

[ (β+1 )RE r π+(β+1 )2

2RE

2 ], sustituyendo los

valores:

4.226 RE2 =3906.5; RE=925.4[Ω ]

Con el valor de RE, obtenemos rπ y posteriormente ICQ:

r π=30.05RE=27.808[k Ω ]

ICQ=β

40∗rπ=540¿

Conocemos, VCEQ, RE e ICEQ, de la malla de salida, tenemos:

Vcc−(RC+RE ) ICQ−V CEQ=0

; despejamos RC:

RC=Vcc−V CEQ−¿RE ICQ

ICQ=8.333 [k Ω ]¿

RB=0.1 (β+1 )RE=55.61[k Ω ]

De la malla de entrada:

Re

BC547C

Rc

Vcc

ICQ

Vb=Vbe+ICQβ

(RB+(β+1 )RE ); para este punto de operación, se considera

que Vbe=0.6[V].

Vb=1.15 [v ]

Calculamos R1 y R2 para la configuración de polarización universal:

R1=Vcc RB

Vb=435 [k Ω ]

R2=VbR1

Vcc−V b

=63.72[k Ω]

Usando valores comerciales de resistencias, obtenemos los siguientes valores, y calculamos los valores teóricos de ganancias e impedancias:

R1=429 [kΩ]R2=64.2 [kΩ]RC=8.2 [kΩ]RE=920 [Ω]Punto de operación: ICQ=540[µA] VCEQ=4[v]

ZE=47[kΩ]Zs=47[Ω]Av=0.87Ai=46

Simulación

Ganancia de voltaje en la simulación:

Av=232mV267mV

=0.86

Ganancia de corriente en la simulación:

Ai= 232μA6.04 μA

=38.41

Re

BC547C

IcQ

Vb

Rb

IbQ

R7920Ω

BC547C

R8429kΩ

R98.2kΩ

R1064.2kΩ

Vcc

R21

2.2kΩ

C4 22µFVi Ve1

C5 22µF

V19 V

Vcc

XFG1

Vi R11kΩ

V(p-p): 267 mV I(p-p): 6.04 uA

V(p-p): 232 mV I(p-p): 232 uA

Gráfico de la simulación:

Diseño de la Segunda etapa:

El transistor usado fue un BC547, con una β=600

Es necesario que la impedancia de entrada sea lo más cercana a 1[kΩ], para cumplir con lo planteado en la etapa anterior.

En esta etapa, se necesita aportar toda la ganancia de voltaje requerida por el amplificador, en este caso, considerando la atenuación que causan las dos etapas de colector común, se trabajará con una ganancia mayor a la establecida en el principio.

La impedancia de entrada de la etapa siguiente, se considerará como lo suficientemente grande como para que no cause efecto como resistencia de carga.

Debido a que la ganancia de voltaje es muy alta, se usarán dos resistores en el emisor, y un capacitor en paralelo con uno de ellos, de tal manera que se anule su efecto en AC, logrando de esta manera controlar la ganancia.

Se requieren 3Vp a la salida de la última etapa para lograr la potencia deseada, la última etapa causará atenuación de la señal de salida del emisor común, debido a esto, la ganancia necesaria es de un valor lo más cercano a 30.

MÉTODO DE DISEÑO

El diseño se realizó tratando de obtener máxima variación simétrica, además de cumplir con la impedancia de entrada planteada en la etapa anterior.

Para establecer el punto de operación, se tomó en cuenta el voltaje a la salida de la primera etapa, multiplicado por la ganancia requerida, que sería aproximadamente AvCC1xVmicx30=3.6Vp.

3.6 [Vp] sería la excursión máxima en voltaje, para establecer el punto de operación en voltaje, se toma ese valor más el VCEsat, más un voltaje adicional que nos daría un margen de seguridad.

VCEQ=3.6 [v] +0.25 [v]+0.6 [v]=4.4[v]

En cuanto a los requerimientos de corriente, la elección del punto se hizo de la siguiente manera:

Partiendo de la ecuación que define la ganancia de corriente:

Ai=AvRg+ZE

RL

, la magnitud de RL, que representa la impedancia de entrada de la siguiente etapa, será más grande, o

en el peor de los casos, igual que la suma Rg+ Z rsub E , por tratarse de una configuración colector común, por lo tanto, el valor de la ganancia de corriente será no mayor a 30, y tomando en cuenta la ganancia obtenida en la etapa anterior, la corriente máxima posible sería de ImicxAiCC1xAiEC=(5[µA])(30)(40)=6[mA], agregando un valor de corriente adicional para dar un margen de seguridad, queda: ICQ=10[mA]

Hasta ahora hemos establecido un punto de operación que nos permitirá manejar máxima excursión de voltaje, con un margen de seguridad en voltaje y corriente para posibles variaciones bruscas a la entrada del micrófono.

Para obtener los valores de los elementos, hacemos lo siguiente:

En DC:

ICQ=Vcc−V CEQ

Rc+RE

; RE=Re1+Re 2

V CEQ=Vcc−(Rc+RE ) ICQ

RE1

BC547C

R1RC

R2

Vcc

RE2C3220µF

Re1

Rc

Ic

Re2

Vcc

En AC:

ic ( t )=−Vce(t)ℜ1+Rq

; Rq=RCRL

RC+RL

;

ICT=ICQ+ic(t ) ; V CET=V CEQ+Vce(t ) ;

ICT−ICQ=−V CET−V CEQ

RE1+Rq

Cuando VCET = 0 [V]:

ICT=V CEQ

RE1+Rq

+ ICQ………………………..… (1)

Cuando ICT = 0 [V]:

V CET=(RE1+Rq ) ICQ+V CEQ………….(2)

Partiendo de que se ha definido la máxima variación de voltaje y corriente, tenemos lo siguiente:

ICT = 2ICQ =20mA; VCET = 2VCEQ=8.8V

Partiendo de estas dos relaciones y sustituyéndolas en las ecuaciones (1) y (2), llegamos a las ecuaciones:

ICQ=Vcc

RC+RE+(Rq+RE1)--------------------(1)

V CEQ=(Rq+RE1) ICQ--------------------------(2)

Req (AC )=Rq+RE 1

Req (DC )=RC+RE ; RE=Re1+Re 2

De la ecuación (2), Rq=V CEQ

ICQ−RE1=440−RE 1----(3)

De la ecuación (1), si RL es lo suficientemente grande, el equivalente será Rc, quedando:

Rc

Re1

Vce

Ic

RL

ICQ=Vcc

RC+RE+(Rc+RE1)

2(V CEQ

ICQ−RE1)+RE+RE 1=

VccICQ

;2V CEQ

ICQ+RE−RE1=

VccICQ

; RE−RE1=V cc−2V CEQ

ICQ=20

RE−RE1=20------(4)

De la ecuación de impedancia de entrada, es necesario que dicha impedancia tengo un valor lo más cercano a 1kΩ, por lo tanto:

Ze=RB(r π+(β+1 )RE1)RB+rπ+(β+1 )RE1

=(β+1 ) RE (rπ+(β+1 )RE1 )

10 r π+(β+1 )RE+10 (β+1 ) RE1

;Se hace la consideración que RB=β+110

RE

10 rπ+(β+1 )RE+10 (β+1 )RE1=1Ze [ (β+1 )RE (r π+(β+1 )RE1 ) ]

RE1(10 (β+1 )− (β+1 )2

ZeRE)=(β+1)rπ

ZeRE−10 r π− (β+1 ) RE

RE1(10 (β+1 )− (β+1 )2

ZeRE)=(β+1 )[ rπZe−1]RE−10 rπ, sustituyendo valores:

r π=β

40 ICQ=1.5[k Ω ]; RE1 (6.01x 1 03−361.201 RE )=300.5 RE−15x 1 03, sustituyendo la ecuación (4)

6.01 x1 03RE 1−361.201 ( 20+RE1 )=300.5 (20+RE1 )−15 x 103

361.201 RE 12 +1514.52 RE1−15 x103=0, resolviendo la ecuación: RE1=4.68[Ω]

RE=20+RE 1=24.68[Ω]; RE2=RE−RE1=20[Ω] RC=440−RE 1=435.32[Ω]

Calculando las resistencias restantes:

RB=0.1 (β+1 )RE=1.48[k Ω ]

Vb=Vbe+ICQβ

(RB+(β+1 )RE ), con Vbe=0.75[V]

Vb=0.946[v ]

Calculamos R1 y R2 para la configuración de polarización universal:

R1=Vcc RB

Vb=14.08[k Ω ]

R2=VbR1

Vcc−V b

=1.653 [k Ω ]

Usando valores comerciales de resistencias, obtenemos los siguientes valores, y calculamos los valores teóricos de ganancias e impedancias:

R1=15 [kΩ]R2=1.8 [kΩ]RC=437 [Ω]RE=27.6 [Ω]RE1=5.6 [Ω]RE=22 [Ω]

Punto de operación: ICQ=10[mA] VCEQ=4.4[v]

ZE=1.2[kΩ]Zs=437[Ω]Av=-35.62Ai=-44

Simulación

Ganancia de voltaje en la simulación:

Av= 6.87V280mV

=−25

Ganancia de corriente en la simulación:

Ai=6.87mA247μA

=−28

Gráfico de la simulación:

R15.6Ω

Q1

BC547C

R215kΩ

R3437Ω

R41.8kΩ

Vcc

C2 22µF

R1122Ω

Vs2

C3220µF

V19 V

Vcc

XFG1

Vi

C1 22µFVi

R51kΩ

V(p-p): 280 mV I(p-p): 247 uA

V(p-p): 6.87 V I(p-p): 6.87 mA

Rc

Re

Vce

Ic

Vcc

Diseño de la Tercera etapa:

El transistor usado fue un 2N2222A, con una β=300

En esta etapa del diseño, sólo se requería proponer un punto de operación capaz de soportar las excursiones en voltaje y corriente para la señal de salida.

Tomando en cuenta esta consideración: se estableció el punto de operación de la siguiente manera:ICQ=50mAVCEQ=4.4[V], igual que la etapa anterior, con las mismas consideraciones

De la malla de salida:

Rc+ℜ=Vcc−V CEQ

ICQ=92[Ω ]

Eligiendo ℜ=82[Ω ], tenemos que Rc=10[Ω ]

La resistencia Rb se calcula como en los casos anteriores:

RB=0.1 (β+1 )RE=2.46[k Ω ]

Vb=Vbe+ICQβ

(RB+(β+1 )RE ), con Vbe=0.77[V]

Vb=1.57 [v ]

Calculamos R1 y R2 para la configuración de polarización universal:

R1=Vcc RB

Vb=4.2 [k Ω]

R2=VbR1

Vcc−V b

=5.94 [k Ω ]

Se tienen los siguientes valores finales

R1=4.23 [kΩ]R2=5.93 [kΩ]RC=10 [Ω]RE=82 [Ω]

Punto de operación: ICQ=50[mA] VCEQ=4.4[v]

ZE=1.9[kΩ]Zs=1.7[Ω]Av=0.801Ai=38

Simulación

Ganancia de voltaje en la simulación:

Av=233mV240mV

=0.9

Ganancia de corriente en la simulación:

Ai=4.67mA132μA

=35R2482Ω

Q6

MPS2222

R254.23kΩ

R2610Ω

R275.93kΩ

Vcc

C6 22µF

R2950Ω

Vs3

C4 22µF

XFG2

Vi

Vi

V(p-p): 233 mV I(p-p): 4.67 mA

V(p-p): 240 mV I(p-p): 132 uA

Simulación de las tres etapas juntas:

R122Ω

Q1

BC547C

R215kΩ

R3437Ω

R41.8kΩ

Vcc

C2 22µF

R115.6Ω

R7920Ω

Q2

BC547C

R8429kΩ

R98.2kΩ

R1064.2kΩ

Vcc

Vs1

R21

2.2kΩ

C4 22µFVi Ve1

C5 22µF

Vs1

R2482Ω

Q6

MPS2222

R254.23kΩ

R2610Ω

R275.93kΩ

Vcc

C6 22µF

R2950Ω

Vs3

Vs2

Vs2

C3220µF

V(p-p): 267 mV I(p-p): 5.88 uA

V(p-p): 2.99 V I(p-p): 59.8 mA

V(p-p): 3.15 V I(p-p): 1.75 mA

V(p-p): 3.15 V I(p-p): 1.75 mA

Como se observa en la simulación, el voltaje a la salida es aproximado al voltaje deseado, ahora se mostrará la gráfica de salida.

ESQUEMÁTICO

El esquemático fue realizado en Eagle

PCB

CONCLUSIÓN

Al término del desarrollo del proyecto, nos llevamos una grata experiencia al comprobar lo interesante, y a la vez un poco difícil, que es diseñar amplificadores más complejos, que tengan que cumplir con especificaciones tales como potencia de salida e impedancias requeridas para el buen funcionamiento. Se ha demostrado la utilidad de usar varias etapas para un amplificador, que ayudan

a que se cumplan íntegramente con los requerimientos de ganancia, y lo principal, que son impedancias de entrada, cuando tratamos con cargas pequeñas.