quadratic boost inverter: self-oscillating...

Marcos Francesconi Maya

Quadratic Boost Inverter: Self-Oscillating Control

TRABAJO DE FIN DE GRADO

Dirigido Hugo Valderrama Blavi

Grado en Ingeniería Electrónica Industrial y Automática

Tarragona

2015

AGRADECIMIENTOS

Quiero agradecer por sobre todas las

cosas a mis padres y mi hermano por su

apoyo incondicional. Ellos han sido el pilar

fundamental que me ha sostenido y animado

durante este tiempo.

A mis compañeros del laboratorio GAEI,

que siempre han estado dispuestos a escuchar

mis preguntas y darme los mejores consejos

posibles, en especial a Saiou y Albert.

A mi tutor Hugo Valderrama Blavi y a

Angel Cid Pastor


0. ÍNDICE


1. INTRODUCCIÓN ........................................................................................... 1

1.1. Introducción general ......................................................................................................... 2

1.2. Titular del proyecto .......................................................................................................... 2

1.3. Objetivo del proyecto ....................................................................................................... 3

2. MEMORIA DESCRIPTIVA ......................................................................... 4

2.1. Fundamentos teóricos....................................................................................................... 5

2.1.1. Convertidores ............................................................................................................ 5

2.1.1.1. Los convertidores conmutados[1,2]

................................................................................... 5

2.1.1.2. Convertidor elevador[1,2]

.................................................................................................. 5

2.1.1.3. Requerimientos de nuestra aplicación ............................................................................. 7

2.1.1.4. Conexión en cascada ....................................................................................................... 8

2.1.2. Inversor[2,8]

................................................................................................................. 9

2.1.2.1. Carga Inductiva[7]

. ......................................................................................................... 12

3. MEMORIA DE CÁLCULO ........................................................................ 14

3.1. Potencia .......................................................................................................................... 15

3.1.1. Bobinas .................................................................................................................... 15

3.1.1.1. Primera bobina .............................................................................................................. 15

3.1.1.2. Construcción de la primera bobina ................................................................................ 15

3.1.1.3. Segunda bobina ............................................................................................................. 17

3.1.1.4. Construcción de la segunda bobina ............................................................................... 17

3.2. Condensadores ............................................................................................................... 19

3.2.1. Condensadores de entrada ....................................................................................... 19

3.2.2. Condensador 1 ......................................................................................................... 20

3.2.3. Elección del condensador 1 en el mercado .............................................................. 20

3.2.4. Condensador 2 ......................................................................................................... 21

3.2.5. Elección del condensador 2 en el mercado .............................................................. 21

3.3. Transistores MOSFET y diodos ..................................................................................... 21

3.3.1. MOSFETs ................................................................................................................ 22

3.3.2. MOSFETs del primer Boost .................................................................................... 22


3.3.3. Driver de medio puente IR2110 .............................................................................. 23

3.3.4. Condensador Bootstrap ........................................................................................... 25

3.3.5. MOSFET del segundo Boost ................................................................................... 25

3.3.6. Driver MCP1407 ..................................................................................................... 26

3.3.7. Diodo del segundo Boost ......................................................................................... 26

3.4. Análisis Boost Cuadrático .............................................................................................. 27

3.4.1. Topología ON .......................................................................................................... 27

3.4.2. Topología OFF ........................................................................................................ 28

3.4.3. Modelo promediado ................................................................................................. 30

3.4.4. Modelo promediado en pequeña señal .................................................................... 30

3.4.5. Transformada de Laplace ........................................................................................ 30

3.4.6. Funciones de Transferencia ..................................................................................... 31

3.5. Control............................................................................................................................ 31

3.5.1. Control en modo deslizante ..................................................................................... 31

3.5.2. Superficie de deslizamiento ..................................................................................... 32

3.5.3. Sistema de control del Boost cuadrático ................................................................. 32

3.5.4. Valor Absoluto ........................................................................................................ 33

3.5.5. Raíz Cuadrada ......................................................................................................... 35

3.5.6. Sensado de la tensión de salida ............................................................................... 38

3.5.7. Restador ................................................................................................................... 39

3.5.8. Control Proporcional-Integral ................................................................................. 39

3.5.9. Sumador ................................................................................................................... 41

3.5.10. Multiplicador ......................................................................................................... 42

3.5.11. Sensados de corriente ............................................................................................ 43

3.5.11.1. .Sensado de la primera bobina .................................................................................... 44

3.5.11.2. Sensado de la segunda bobina ..................................................................................... 45

3.5.12. Bloque de Histéresis .............................................................................................. 46

3.5.13. Ganancia K ............................................................................................................ 48

3.6. Estrategias adoptadas para la realización de la Placa de Circuito Impreso (PCB) [22,28]

.

............................................................................................................................................... 51

3.6.1. Condensadores de desacoplo ................................................................................... 51

3.6.2. Posición de los inductores y drivers ........................................................................ 52

3.6.3. Conexionado de los MOSFETS .............................................................................. 52


3.6.4. Trazado de las pistas ................................................................................................ 55

3.6.5. Masa y pista de alta corriente .................................................................................. 55

3.6.6. Resistencias utilizadas como pistas ......................................................................... 56

4. SIMULACIONES ......................................................................................... 58

4.1. Boost cuadrático ............................................................................................................. 59

4.2. Control y superficie de histéresis ................................................................................... 60

4.3. Boost cuadrático con carga resistiva y lazo de control deslizante ................................. 60

4.4. Boost cuadrático con puente inversor en la salida y lazo de control deslizante ............ 63

5. RESULTADOS EXPERIMENTALES ....................................................... 64

5.1. POTENCIA .................................................................................................................... 66

5.1.1. Convertidor en lazo abierto ..................................................................................... 66

5.1.1.1. MOSFETs ..................................................................................................................... 66

5.1.1.2. Convertidor ................................................................................................................... 67

5.2. CONTROL ..................................................................................................................... 70

5.2.1. Control por histéresis ............................................................................................... 70

5.2.2. Valor Absoluto ........................................................................................................ 71

5.2.3. Raíz Cuadrada ......................................................................................................... 73

6. PLANOS ......................................................................................................... 76

6.1. Plano 1: esquema circuital del boost cuadrático ............................................................ 77

............................................................................................................................................... 77

6.2. Plano 2: diseño en Layout del boost cuadrático ............................................................. 78

6.3. Plano 3: implementación real del boost cuadrático ........................................................ 80

6.4. Plano 4: Esquema circuital de la etapa de control .......................................................... 82

6.5. Plano 5: diseño en Layout de la etapa de control ........................................................... 83

6.6. Plano 6: implementación real de la etapa de control ...................................................... 84


7. PRESUPUESTOS ......................................................................................... 85

7.1. Mediciones ..................................................................................................................... 86

7.1.1. Capítulo 01 Placa de Potencia ................................................................................. 86

7.1.2. Capítulo 02 Placa de Control ................................................................................... 87

7.1.3. Capítulo 03 Otros .................................................................................................... 87

7.1.4. Capítulo 04 Mano de Obra ...................................................................................... 87

7.2. Precios Unitarios ............................................................................................................ 88



7.2.3. Capítulo 03 Otros .................................................................................................... 89


7.3. Presupuesto .................................................................................................................... 90



7.3.3. Capítulo 03 Otros .................................................................................................... 91


7.4. Resumen del presupuesto ............................................................................................... 92

8. PLIEGO DE CONDICIONES ..................................................................... 93

8.1. Condiciones Administrativas ......................................................................................... 94

8.1.1. Condiciones Generales ............................................................................................ 94

8.1.2. Normas, Permisos i Certificaciones ........................................................................ 94

8.1.3. Descripción General del Montaje ............................................................................ 94

8.2. Condiciones Económicas ............................................................................................... 95

8.2.1. Precios ..................................................................................................................... 95

8.2.2. Responsabilidades ................................................................................................... 95

8.2.3. Cláusula del Proyecto .............................................................................................. 96

8.3. Condiciones Facultativas ............................................................................................... 96

8.3.1. Personal ................................................................................................................... 96

8.3.2. Reconocimientos i Ensayos Previos ........................................................................ 96

8.3.3. Materiales ................................................................................................................ 97

8.3.3.1. Conductores................................................................................................................... 97


8.3.3.2. Resistencias ................................................................................................................... 97

8.3.3.3. Condensadores .............................................................................................................. 98

8.3.3.4. Inductores ...................................................................................................................... 99

8.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores ....................................................................... 99

8.3.3.6. Zócalos y Torneados Tipo D.I.L. .................................................................................. 99

8.3.3.7. Placas de Circuito Impreso .......................................................................................... 100

8.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso ........................................................ 100

8.3.4. Condiciones de Ejecución ..................................................................................... 100

8.3.4.1. Encargo y Compra del Material .................................................................................. 100

8.3.4.2. Construcción de los Inductores ................................................................................... 101

8.3.4.3. Fabricación de las Placas de Circuito Impreso ............................................................ 101

8.3.4.4. Soldadura de los Componentes ................................................................................... 101

8.3.4.5. Ensayos, Verificaciones i Medidas ............................................................................. 102

8.3.4.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión .............................................................. 102

9. REFERENCIAS .......................................................................................... 103

Quadratic Boost Inverter: Self-Oscillating Control 1/105

1. INTRODUCCIÓN


1.1. Introducción general

Actualmente, los dispositivos y equipos que requieren y utilizan energía alterna para su

funcionamiento, conllevan intrínsecamente cierta dificultad para encontrar fuentes capaces de

almacenarla. Como alternativa, se utilizan baterías que ceden energía eléctrica continua y un

circuito adaptador cuya función es trasformar esta energía en alterna. Esto ha generado que la

continua demanda de convertidores de potencia se incremente día a día debido a su amplio

campo de aplicación.

Un ámbito clave de utilización de estos convertidores podrían ser las fuentes de

alimentación ininterrumpida (SAI), cuya función es la de subministrar energía eléctrica

almacenada (durante un tiempo limitado), directamente al dispositivo demandante.

Otros ámbitos igualmente relevantes podrían ser todos los relacionados con los

vehículos eléctricos, o sistemas de energía renovable, como pueden ser los sistemas

fotovoltaicos, donde es necesaria la trasformación de la energía eléctrica continúa generada

por ellos, a energía alterna para su comercialización y conexión a la red.

Los convertidores cuadráticos son particularmente útiles en este tipo de aplicación, ya

que aportan un ratio de conversión cuadrático dependiente de su ciclo de trabajo.

La principal característica de la topología estudiada en este proyecto es el hecho que

genera una tensión de salida alterna mayor que la tensión de entrada continua, dependiendo

del valor del ciclo de trabajo aplicado.

Finalmente, y con la intención de optimizar la dinámica del convertidor, garantizando

así unas correctas condiciones de trabajo, se ha aplicado un control en modo deslizante. La

elección de este tipo de control por encima de otros es debido a su característica robustez

frente a las perturbaciones.

1.2. Titular del proyecto

El titular del proyecto es el Departament d’Enginyeria Elèctrica, Electrònica i

Atomàtica (DEEEA) situado en la Avenida Països Catalans nº 26 de la ciudad de Tarragona.

El director del proyecto es el Dr. Hugo Valderrama Blavi.


1.3. Objetivo del proyecto

El objetivo de nuestro proyecto es continuar y seguir los pasos logrados en el proyecto

de final de carrera de Ludovico Aiello[3]

,evaluando otro tipo de sistemas y superficies de

control para el proyecto.

De esta forma, este proyecto tiene como meta el diseño y construcción de un prototipo

de convertidor cuya entrada sea 12 Vdc y nos devuelva una onda senoidal totalmente

rectificada de 310 V de pico. Posteriormente, mediante una nueva etapa, se transformará esa

salida en 220 Vac.

Para lograrlo, el proyecto contara con un primer bloque que consistirá en un

convertidor elevador y un segundo boque constituido por un puente inversor. La potencia

nominal del convertidor será de 100 W y su frecuencia de funcionamiento podrá alcanzar los

150 kHz. Para controlar el convertidor, se implementará un control en modo deslizante.

Figura 1.1. Esquema del sistema


2. MEMORIA DESCRIPTIVA


2.1. Fundamentos teóricos

2.1.1. Convertidores

2.1.1.1. Los convertidores conmutados[1,2]

Los convertidores conmutados son creados con la intención y la necesidad de poder

trasformar un valor fijo de una fuente DC, en otro valor DC (el cual puede ser variable o no).

Esto lo consiguen controlando el flujo de energía entre dos sistemas de continua. Así, su

funcionamiento se basa en almacenar o ceder energía dependiendo del estado en que se

encuentre el convertidor. De esta forma, como es lógico, los convertidores conmutados

utilizan inductores y condensadores.

Por otra parte, uno de los factores más importantes de un convertidor de esta naturaleza

es su rendimiento. Como premisa ideal se busca conseguir tener la misma potencia en la

entrada y la salida. Esto es también conocido como el principio de máximo rendimiento PoPi.

𝜂 =𝑃𝑜𝑢𝑡

𝑃𝑖𝑛 (2.1)

Lamentablemente, en las implementaciones reales esto es físicamente imposible debido

a los elementos no ideales, aparecen perdidas, normalmente en forma de calor, o producidas

también por interferencias electromagnéticas.

2.1.1.2. Convertidor elevador[1,2]

Un convertidor elevador o boost es un tipo de convertidor DC-DC que se encarga de

entregar una tensión continúa en su salida mayor que la tensión continua que recibe en la

entrada. En cambio, la corriente sufre la trasformación inversamente proporcional a la descrita

con la tensión, de esta forma, en la salida tendremos menos corriente que la entrada.

Este tipo de convertidores suelen tener al menos dos elementos almacenadores de

energía, un interruptor semiconductor, y un filtro de salida.

En el caso de un convertidor boost simple, encontramos que es un convertidor de orden

dos, ya que ete orden lo rige la cantidad de elementos almacenadores de energía que tenga.


Figura 2.1.. Esquema convertidor elevador

[14].

Por la naturaleza del convertidor, podemos decir que es un sistema no lineal o también

conocido como sistema de estructura variable, y esto se debe a que varía su estructura

dependiendo de la posición o estado en que se encuentre el interruptor semiconductor. Por

tanto, dependiendo de la posición del interruptor podemos distinguir dos modos de

funcionamiento:

En este modo, el interruptor está cerrado, análogamente nuestro diodo está cortado

(polarizado inversamente) y por tanto no permite que pase corriente, aislando así la etapa de

entrada con la de salida. Con esta configuración, observamos que el inductor va almacenando

energía que obtiene de la entrada, mientras que el condensador cede energía a la carga en la

salida.

Figura 2.2. Topología del convertidor elevador con el interruptor cerrado

[6].

Cuando nos encontramos que el transistor está abierto, el diodo esta polarizado en

directa, permitiendo así el paso de corriente y la conexión entre la etapa de entrada y de

salida. En este modo nos encontramos con que el inductor cede energía tanto al condensador

como a la carga de la salida.


Figura 2.3. Topología del convertidor elevador con el interruptor abierto

[6].

Así, observamos que existen dos modos de funcionamiento, el primero es conocido

como Modo de Conducción Continua (MCC), mientras que el otro modo es conocido como

Modo de Conducción Discontinua (MCD). En el primero nos encontramos con que la

corriente del inductor nunca llega a ser cero, en cambio, en el segundo modo nos encontramos

en que esta corriente si llega a anularse completamente.

En el Modo de Conducción Continua tenemos que la relación de la tensión de entrada y

salida es la siguiente:

𝑉𝑜𝑢𝑡

𝑉𝑖𝑛=

1−𝐷

𝐷 (2.2)

Para el Modo de Conducción Discontinua dicha relación es la siguiente:

𝑉𝑜𝑢𝑡

𝑉𝑖𝑛=

1

2(1 + √1 +

2∙𝑅∙𝑇∙𝐷2

𝐿) (2.3)

Como se observa a simple vista, la expresión con la que se trabaja en el modo de

conducción discontinua es mucho más compleja que con el modo de conducción continua, por

esta razón, en nuestro proyecto solo trabajaremos bajo el modo de conducción continua,

simplificando así la complejidad del proyecto.

2.1.1.3. Requerimientos de nuestra aplicación

Como explicamos brevemente en los objetivos del proyecto, las especificaciones de

nuestro proyecto pueden observarse en la siguiente tabla:

Tabla 2.1. Especificaciones del sistema.

Elemento de estudio Valor

Tensión de entrada 12 V

Tensión de salida 310 V

Potencia 100 W

Con estas especificaciones, es necesario lograr elevar esos 12 V de la entrada, hasta 310

V en la salida. Eso implica lograr una salida 25 veces mayor (G=25). De este razonamiento es


fácilmente observable que necesitamos aplicar un ciclo de trabajo muy elevado para

satisfacer esta primera condición.

310

12=

𝐷

1−𝐷→→ 𝐷 = 0,96 (2.4)

Este requisito implica la aplicación de un ciclo de trabajo de 0,96, algo raramente

implementable debido a que los elementos y componentes no son ideales.

2.1.1.4. Conexión en cascada

En nuestro caso, encontramos que el convertidor boost convencional no es el

convertidor ideal, principalmente porque el ciclo de trabajo extremadamente alto que es

necesario aplicar para nuestro ratio de conversión, implica unas pérdidas considerables

generadas por los elementos parásitos de los componentes de potencia.

Por esta razón se considera la aplicación de la topología de dos convertidores boost

conectados en cascada.

Figura 2.4. Esquema de dos convertidores elevadores en cascada

Como observamos, la salida del primer boost (VC1) está conectada a la entrada del

segundo.

Aunque a simple vista esto parece no repercutir de manera sustancial en la dinámica de

nuestra aplicación, al utilizar varias etapas, la ganancia total del convertir es repartida

equitativamente entre cada una de esas etapas, implicando así que la ganancia de cada etapa

será la raíz cuadrada de la ganancia total del convertidor.

𝑉𝑜𝑢𝑡

𝑉𝑖𝑛= 𝐺𝑡 = 𝐺1 ∙ 𝐺2 (2.5)

𝐺1 = 𝐺2 = √𝑉𝑜𝑢𝑡

𝑉𝑖𝑛 (2.6)


De la misma forma, observamos que el ciclo de trabajo también se ve reducido:

𝑉𝑜𝑢𝑡

𝑉𝑖𝑛= (

𝐷

1−𝐷)

2

(2.7)

Esta propiedad de la topología del boost en cascada es particularmente útil para

aplicaciones cuyos requisitos exigen una ganancia elevada, por la simple razón que permiten

que el convertidor trabaje con un valor del ciclo de trabajo inferior consiguiendo la misma

condición de trabajo.

En nuestro caso particular , logramos reducir nuestro ciclo de trabajo de 0,96 a 0,8:

310

12= (

𝐷

1−𝐷)

2

→→ 𝐷 = 0,8 (2.8)

Finalmente, cabe destacar que esta topología se encuentra dentro de la familia de las

topologías cuadráticas, pero tiene el aliciente de que por su estructura permite elegir e

individualizar la elección del transistor de cada etapa elevadora. La topología cuadrática

clásica, cuenta con un solo transistor y por esta razón, las pérdidas son mayores debido a que

este debe ser más grande y compacto, para así soportar las condiciones de las dos etapas

elevadores.

2.1.2. Inversor[2,8]

Un inversor es un circuito electrónico cuya función es cambiar una tensión de entrada

de corriente continua a una tensión simétrica de salida de corriente alterna, pudiendo regular

así la magnitud y frecuencia deseada por el usuario o el diseñador. Así, los inversores son

capaces de trasferir potencia desde una fuente continua hasta una carga alterna.

Los inversores suelen tener dos estructuras típicas: configuración en medio puente, o

configuración en puente completo o puente H. Para nuestra aplicación, la configuración

necesaria es la segunda, es decir, el puente H. Su finalidad es la de convertir los 310 V que

obtenemos en la salida de nuestro convertidor elevador en 220 V alterna.

https://es.wikipedia.org/wiki/Corriente_continua

https://es.wikipedia.org/wiki/Corriente_alterna


Figura 2.5. Esquema de la etapa de potencia[3]

.

A continuación observamos la configuración individual de un puente en H.

Figura 2.6. Puente en H[4]

.

El término "puente H" proviene de la típica representación gráfica del circuito. Un

puente H se construye con 4 interruptores de potencia controlados por un driver, típicamente

transistores MOSFETs o IGBTs. Cuando los interruptores S1 y S2 están cerrados (y S3 y S4

abiertos) se obtiene una tensión positiva Vo en la salida.


Figura 2.7. Puente en H con interruptores S1 y S2 cerrados y S3 y S4 abiertos (Vo =

+Vcc) [4]

.

Abriendo los interruptores S1 y S2 (y cerrando S3 y S4), la tensión de salida Vo pasa a

ser negativa. De esta forma podemos abrir y cerrar los interruptores para obtener en la salida

+Vcc o –Vcc.

Figura 2.8. Puente en H con interruptores S1 y S2 abiertos y S3 y S4 cerrados (Vo = –

Vcc) [4]

.

De la misma forma, también se pueden obtener 0 V en la salida, simplemente abriendo

S1 y S3 (y manteniendo cerrados S2 y S4) o viceversa.


Figura 2.9. Puente en H con interruptores S1 y S3 cerrados (S2 y S4 abiertos) o

viceversa (Vo = 0) [4]

.

Es muy importante puntualizar que S1 y S4 jamás podrán estar cerrados a la misma vez,

ya que esto provocaría un cortocircuito en la fuente de tensión continua. Lo mismo sucede

con S2 y S3.

2.1.2.1. Carga Inductiva[7]

.

De forma contraria a lo que sucede cuando nuestra carga es puramente resistiva (la onda

de corriente y tensión son iguales), con una carga inductiva nos encontramos que las ondas de

corriente de los interruptores pueden tornarse negativas. En la Figura X podemos observar

este caso:

Figura 2.10. Forma de las corrientes y tensión del puente en H con carga inductiva

[7].


Por esta razón, en el caso de tener una carga con una componente inductiva, es

necesaria la aplicación de diodos conectados en modo anti paralelo a los transistores. Estos

permiten que la corriente de la carga pueda circular cuando los interruptores están abiertos.

En el caso de interruptores IGBT, es necesaria la añadidura de estos diodos. Por otra

parte, cuando hablamos de transistores MOSFET nos encontramos que estos llevan de por sí

un diodo parasito, el cual es suficiente para eludir este inconveniente, y así evitar añadir

diodos extra.

Figura 2.11. Puente en H con transistores MOSFET

[7].


3. MEMORIA DE CÁLCULO


Como se ha explicado anteriormente, partimos de la base del proyecto de Ludovico

Aiello[3]

, por lo que primeramente se comenzó el análisis con los valores y componentes

escogidos en dicho proyecto, posteriormente adaptándolos a nuestras necesidades para

satisfacer mejor los requisitos deseados en nuestro proyecto.

3.1. Potencia

Durante el diseño del convertidor se han de considerar algunas decisiones en las cuales

hay que optar entre diferentes opciones con la intención de potenciar y fortalecer un aspecto

del convertidor en frente de otros quizás menos importantes para la aplicación a realizar. A

continuación explicaremos estas elecciones.

3.1.1. Bobinas

3.1.1.1. Primera bobina

Para la construcción de las bobinas es muy importante tener en cuenta la variación del

ciclo de trabajo y por tanto su consecuente rizado. En este caso, es necesario considerar el

máximo valor de rizado asumible para el circuito en el momento en que lleguemos al máximo

ciclo de trabajo.

El dimensionado de las bobinas se puede obtener siguiendo la relación:

𝐿 ≥𝑉𝑖𝑛∙𝐷𝑚𝑎𝑥

𝑓∙∆𝐼𝑙 (3.1)

En nuestro caso partimos de una bobina de 10 µH[3]

y dado que las condiciones de

nuestro sistema son algo diferentes este será nuestro valor mínimo.

𝐿1 ≥ 10 µH (3.2)

3.1.1.2. Construcción de la primera bobina

Para la realización de los inductores hemos utilizado el programa Magnetics Inductor

Design, mediante el cual podemos calcular cuales han de ser las características, núcleos,

cantidad de vueltas, etc., de las que constaran cada uno de nuestros inductores.

Finalmente el valor escogido para nuestra bobina ha sido de 12 µH.

𝐿1 = 12 µ𝐻 (3.3)

Tras ingresar los parámetros requeridos, el programa realiza sus cálculos y muestra los

siguientes resultados:


Figura 3.1. Calculo de la primera bobina

Los parámetros en los que debemos poner nuestra atención para realizar la bobina son

los resaltados con verde. El programa nos recomienda que utilicemos el núcleo 77083-A7, y

además nos especifica que nuestro cableado debe tener un diámetro de 12 AWG, lo que es

equivalente a una sección de 3.3 mm2. Dado que en el laboratorio disponemos de hilo de

cobre con una sección de 0.3 mm2, debemos calcular la cantidad de hilos de cobre necesarios

para alcanzar dicha sección. La utilización de secciones tan pequeñas es debida entre otras

cosas a minimizar el efecto skin[15]

.

n =3,3

π∙𝐷2

4

→→ n = 46.68 (3.4)

Tras el cálculo, definimos que necesitaremos 48 hilos de cobre trenzados, los cuales

deberán dar 12 vueltas al núcleo magnético.


Tabla 3.1. Especificaciones para la construcción de la bobina 1.

Núcleo Hilos de cobre Vueltas al núcleo

Bobina 1 77083-A7 48 12

Figura 3.2. Bobina 1

3.1.1.3. Segunda bobina

En este caso, la bobina utilizada por Ludovico tenía un valor de 120 µH[3]

(utilizada en

el proyecto citado[3]

y calculada para un rizado del 100%). Dado que las condiciones de

nuestro sistema exigían un rizado menor se optó por adaptar dicho valor a las necesidades de

nuestro circuito.

𝐿2 ≥ 120 µH (3.5)

3.1.1.4. Construcción de la segunda bobina

En este caso el valor escogido para nuestra bobina ha sido de 1,2 mH.

𝐿2 = 1,2 mH (3.6)


Tras indicar los parámetros necesarios, nos encontramos con las siguientes

especificaciones:

Figura 3.3. Calculo de la segunda bobina

En este caso, el núcleo recomendado es el 77439-A7, con un diámetro de 19 AWG,

correspondiente a una sección de 0,65 mm2. De la misma forma que con el primer inductor,

disponemos de un hilo de cobre con una sección de 0,3 mm2.

n =0.65

π∙𝐷2

4

→→ n = 9,19 (3.7)

Finalmente, necesitaremos 10 hilos de cobre trenzados, debiendo dar 97 vueltas al

núcleo magnético.

Tabla 3.2. Especificaciones para la construcción de la bobina 2.

Núcleo Hilos de cobre Vueltas al núcleo

Bobina 2 77439-A7 10 97


Figura 3.4. Bobina 2

3.2. Condensadores

3.2.1. Condensadores de entrada

Con la intención de evitar un posible ruido que podría aparecer en la tensión de entrada

se colocan un condensador de 1 mF en paralelo con otro de 10 µF. El primer condensador es

electrolítico, de Multicomp, mientras que el segundo condensador es cerámico, su tipo de

montaje es SMD, de la casa TDK. Ambos condensador son capaces de soportar tensiones de

hasta 50 V, por lo que no deberíamos tener ningún problema con nuestra entrada, la cual es de

12 V.


Figura 3.5. Condensador de entrada

3.2.2. Condensador 1

El dimensionado de las bobinas se puede obtener siguiendo la relación:

𝐶 ≥𝐼𝑜𝑢𝑡∙𝐷𝑚𝑎𝑥

𝑓∙∆𝑉𝑜𝑢𝑡 (3.8)

El valor escogido por Ludovico[1]

fue de un condensador de 11 µF, dado que las

condiciones del sistema son diferentes, nosotros finalmente adaptamos este valor a 3 µF.

𝐶1 = 3 µF (3.9)

3.2.3. Elección del condensador 1 en el mercado

Para escoger correctamente nuestro condensador en el mercado, es necesario tener en

cuenta principalmente cuales son los valores normalizados, y saber que tensión soporta.

En nuestro caso, definimos que utilizaríamos tres condensadores de 1 µF conectados en

paralelo de la serie MKT1820 de Vishay Roederstein. Dichos condensadores son capaces de


soportar tensiones de hasta 250 V, por lo que sobradamente consiguen cubrir el requisito

mínimo que tenemos de aproximadamente 61 V.

Tabla 3.3. Vishay Roederstein MKT 1820.


Capacidad 1 µF

Tensión nominal 250 V

Dieléctrico Film de Poliéster

Nº de condensadores en paralelo 3

3.2.4. Condensador 2

En este caso, el valor escogido por Ludovico[3]

fue de un condensador de 0,9 µF, dado

que las condiciones del sistema son diferentes, nosotros finalmente adaptamos este valor a 0,5

µF.

𝐶2 = 0,5 µF (3.10)

3.2.5. Elección del condensador 2 en el mercado

En particular, para el condensador 2 definimos que utilizaríamos cinco condensadores

de 0,1 µF conectados en paralelo de la serie B32652A6104J000 de Epcos. Dichos

condensadores son capaces de soportar tensiones de hasta 630 V, por lo que consiguen cubrir

el requisito mínimo que tenemos de 315 V en la salida.

Tabla 3.4. Epcos B32652A6104J000.


Capacidad 0,1 µF

Tensión nominal 630 V

Dieléctrico Film de Polipropileno Metalizado

Nº de condensadores en paralelo 5

3.3. Transistores MOSFET y diodos

Una de las decisiones más importantes es la elección de los diodos y de los transistores

MOSFET con los que contará nuestro convertidor. Cada componente tiene unos puntos

fuertes, junto con algunas carencias. Los diodos traen asociados con ellos una mayor cantidad

de pérdidas, de la misma forma que anulan la posibilidad de crear un convertidor

bidireccional. Por otra parte, los transistores MOSFET nos aportan esa cualidad, y unas


perdidas mucho más reducidas que en el otro caso, pero al coste de un diseño mucho más

complejo. Esto se debe a la necesidad de diseñar un driver que pueda controlar en el mismo

instante ambos MOSFETs, tanto el de lado alto, como el de lado bajo. El diseño de este tipo

de driver implica unas consideraciones que no son evidentes, y por tanto eleva su dificultad en

cuanto al diseño y su implementación.

De esta forma, y tomando en consideración estas ventajas de desventajas, se decidió que

en el primer boost utilizaríamos dos transistores (una para el lado alto, y otro para el lado

bajo), con su correspondiente driver. En este caso la elección se debe principalmente a

minimizar las pérdidas que tendríamos al utilizar un diodo (estas pérdidas son mayores si

circulan corrientes elevadas, como es el caso).

Por lo contrario, para el segundo boost se opta por implementar el diodo. En este caso

contamos con que la corriente que pasara será cinco veces menor (y por tanto las pérdidas

serán inferiores). Así, consideramos que las complicaciones que podían surgir debido al

diseño e implementación del driver y sus componentes extra eran superiores al beneficio que

aportaban.

3.3.1. MOSFETs

La elección y la tarea de encontrar los MOSFETs idóneos para nuestro convertidor es

muy importante y se ha de tener muy claro una serie de consideraciones. Debido a lo

restrictivo de su naturaleza, debemos conocer los valores máximos de tensión y corriente que

tendrán que soportar. Además, los MOSFETs escogidos deben disponer de una velocidad de

conmutación lo suficientemente alta para poder encenderse y apagarse en el tiempo requerido.

Otra de las consideraciones importante es que cuente con una RON lo más pequeña posible.

3.3.2. MOSFETs del primer Boost

El MOSFET elegido es el IRFP4110PBF. Su elección se debe a que este MOSFET ha

sido utilizado en varios proyectos similares[3,4]

en el pasado y ha demostrado ser muy robusto

y presentar una baja resistencia en conducción.

Los parámetros más significativos son los siguientes:


Figura 3.5. Valores más relevantes en la elección del MOSFET utilizado[16]

.

Como observamos, el MOSFET escogido es capaz de soportar unos 100 V, corrientes

de hasta 120 A, y cuenta con una RON de 4,5 mΩ, un valor bastante pequeño y aceptable.

De esta forma contaremos con dos MOSFETs IRFP4110PBF para la implementación

del primer boost, los cuales estarán controlados por un driver de medio puente que

explicaremos a continuación.

3.3.3. Driver de medio puente IR2110

Dado que necesitamos controlar dos MOSFETs (tanto el de lado alto, como el de lado

bajo), nos vemos en la necesidad de implementar un driver de medio puente. El driver

escogido es el IR2110 de International Rectifier. La elección del driver se debe a que cumple

los requisitos que necesitamos y además es un driver que ha sido ampliamente utilizado en el

laboratorio de GAEI[21]

y en general a dado muy buenos resultados. A continuación

encontramos el diagrama de conexiones del cual dispone cuyo driver:

Figura 3.6. Diagrama de pines del driver IR2110[17]

.

Donde cada pin representa lo siguiente:


Figura 3.7. Definición de pines del driver IR2110[17]

.

La conexión típica y recomendada por el fabricante es la siguiente:

Figura 3.8. Conexión típica del driver IR2110 recomendada por el fabricante[17]

.

Partiendo de esta base, teniendo en cuenta el diseño realizado en[21]

y adaptando dicha

configuración a nuestras necesidades, hemos agregado algunos condensadores de desacoplo y

diodos de protección para así evitar posibles problemas con su implementación. Finalmente el

diseño del driver de medio puente es el siguiente:

Figura 3.9. Diagrama utilizado del driver IR2110.


3.3.4. Condensador Bootstrap

Cuando es necesario controlar un MOSFET de lado alto, como es nuestro caso, una

importante cuestión está representada por el condensador de Bootstrap, y el correcto

dimensionado de este tendrá un papel crucial en el correcto funcionamiento del driver. El

Bootstrap es el encargado de proporcionar la tensión al MOSFET para que este pueda

conducir. La elección de su valor sigue la siguiente formula[22]

:

C𝑏𝑠 =(𝑄𝑔+𝑄𝑟𝑟+

(𝐼𝑑𝑟+𝐼𝑞𝑏𝑠)

𝑓)

(𝑉𝑏𝑠1−𝑉𝑏𝑠2) (3.11)

Dónde:

𝑄𝑔= Turn-on gate charge tranferred.

𝑄𝑟𝑟= Bootstrap reverse recovered charge.

𝐼𝑑𝑟= Bootstrap reverse leakage.

𝐼𝑞𝑏𝑠= Upper supply quiescent.

𝑓 = Operating frequency.

𝑉𝑏𝑠1= Bootstrap capacitor just after refresh.

𝑉𝑏𝑠2= Bootstrap capacitor just after upper turn on.

Finalmente y tras los cálculos pertinentes se ha optado por fijar el condensador de

Bootstrap en 1 µF[3]

.

C𝑏𝑠 = 1 µ𝐹 (3.12)

3.3.5. MOSFET del segundo Boost

En este caso, el MOSFET elegido es el IPW60R041C6. Las características más

destacables son las siguientes:


Figura 3.10. Valores más relevantes en la elección del MOSFET utilizado[18]

.

Como observamos, el MOSFET propuesto es capaz de soportar tensiones de hasta 650

V, cuenta con una RON de 41 mΩ, y es capaz de soportar corrientes de hasta 77,5 A.

3.3.6. Driver MCP1407

Para controlar al segundo MOSFET, hemos optado por utilizar el driver MCP1407 de

Microchip. Dado que en este caso solo nos hace falta encargarnos de un MOSFET (el de lado

bajo) el diseño de este driver es mucho más sencillo que el IR2110. A continuación

observamos el diseño adoptado[4]

:

Figura 3.11.. Diagrama utilizado del driver MCP1407

3.3.7. Diodo del segundo Boost

Para la elección del diodo es necesario tener en cuenta una serie de parámetros como

son:

Capacidad para bloquear la tensión del convertidor.


Tensión umbral pequeña (menor calentamiento del componente y menores perdidas).

Capacidad para soportar la corriente de trabajo del convertidor.

Frecuencia de conmutación.

El diodo elegido en este caso es el 8ETX06FPPBF. Dentro de sus cualidades destaca

que está catalogado como ultrarrápido, teniendo así.un tiempo de recuperación muy bajo. Las

características más significativas son las siguientes:

Figura 3.12. Valores más relevantes en la elección del diodo utilizado[19]

.

Como podemos observar, es capaz de soportar corrientes de hasta 8 A, bloquear hasta

600 V, y una tensión umbral de 3 V.

3.4. Análisis Boost Cuadrático

La forma de analizar el convertidor es considerando las conmutaciones de los

transistores, por eso contemplaremos dos topologías.

3.4.1. Topología ON

En este caso los transistores están cerrados, y los diodos cortados. El inductor L1

almacena energía que obtiene de la entrada del circuito, por otra parte L2 obtiene la energía

cedida por el condensador C1, finalmente encontramos que el condensador C2 cede energía a

la carga.


Figura 3.13. Topología ON de dos convertidores elevadores en cascada

Analizando el circuito obtenemos:

𝑑𝑖𝐿1

𝑑𝑡=

𝑣𝑖𝑛

𝐿1 (3.13)

𝑑𝑖𝐿2

𝑑𝑡=

𝑣𝐶1

𝐿2 (3.14)

𝑑𝑣𝐶1

𝑑𝑡=

𝑖𝐿2

𝐶1 (3.15)

𝑑𝑣𝐶2

𝑑𝑡= −

𝑣𝐶2

𝑅∙𝐶2 (3.16)

Si representamos esto de forma matricial, encontramos que:

ẋ = 𝐴𝑂𝑁 . 𝑥 + 𝐵𝑂𝑁 . 𝑣𝑖𝑛 (3.17)

[ 𝑑𝑖𝐿1

𝑑𝑡𝑑𝑖𝐿2

𝑑𝑡𝑑𝑣𝐶1


𝑑𝑡 ]

=

[ 0 0 0 0

0 01

𝐿2⁄ 0

00

−1𝐶1

⁄

0

00

0

−1

𝑅∙𝐶2]

∙ [

𝑖𝐿1

𝑖𝐿2

𝑣𝐶1

𝑣𝐶2

] +

[

1

𝐿1

000]

𝑣𝑖𝑛 (3.18)

𝑦 = 𝐶𝑂𝑁 ∙ 𝑥 (3.19)

𝑦 = [0 0 0 1] ∙ [

𝑖𝐿1

𝑖𝐿2

𝑣𝐶1

𝑣𝐶2

] (3.20)

3.4.2. Topología OFF

En este caso nos encontramos con que los transistores están abiertos, y los diodos

conduciendo. De esta forma el inductor L1 cede energía al condensador C1 y la inductancia


L2, mientras que esta última hace lo propio con C2 y la carga, cediéndoles así energía a

ambos.

Figura 3.14. Topología OFF de dos convertidores elevadores en cascada

Analizando el circuito obtenemos:

𝑑𝑖𝐿1

𝑑𝑡= −

𝑣𝐶1

𝐿1+

𝑣𝑖𝑛

𝐿1 (3.21)

𝑑𝑖𝐿2

𝑑𝑡=

𝑣𝐶1

𝐿2−

𝑣𝐶2

𝐿2 (3.22)

𝑑𝑣𝐶1

𝑑𝑡=

𝑖𝐿1

𝐶1−

𝑖𝐿2

𝐶1 (3.23)

𝑑𝑣𝐶2

𝑑𝑡=

𝑖𝐿2

𝐶2−

𝑣𝐶2

𝑅∙𝐶2 (3.24)

Si representamos esto de forma matricial, encontramos que:

ẋ = 𝐴𝑂𝐹𝐹 . 𝑥 + 𝐵𝑂𝐹𝐹 . 𝑣𝑖𝑛 (3.25)

[ 𝑑𝑖𝐿1

𝑑𝑡𝑑𝑖𝐿2



𝑑𝑡 ]

=

[ 0 0 −

1

𝐿1 0

0 01

𝐿2−

1

𝐿2

1

𝐶1

0

−1

𝐶1

1

𝐶2

0 0

0 −1

𝑅∙𝐶2 ]

∙ [

𝑖𝐿1

𝑖𝐿2

𝑣𝐶1

𝑣𝐶2

] +

[

1

𝐿1

000]

𝑣𝑖𝑛 (3.26)

𝑦 = 𝐶𝑂𝐹𝐹 ∙ 𝑥 (3.27)

𝑦 = [0 0 0 1] ∙ [

𝑖𝐿1

𝑖𝐿2

𝑣𝐶1

𝑣𝐶2

] (3.28)


3.4.3. Modelo promediado

El modelo promediado lo conseguimos a partir de los modelos de la topología ON y

OFF:

ẋ = [𝐴𝑂𝑁 . 𝑑 + 𝐴𝑂𝐹𝐹(1 − 𝑑)]𝑥 + [𝐵𝑂𝑁 . 𝑑 + 𝐵𝑂𝐹𝐹(1 − 𝑑)]𝑣𝑖𝑛 (3.29)

𝑦 = [𝐶𝑂𝑁 . 𝑑 + 𝐶𝑂𝐹𝐹(1 − 𝑑)]𝑥 (3.30)

3.4.4. Modelo promediado en pequeña señal

Sustituimos las variables por sus modelos en pequeña señal:

𝑥 = 𝑋 + 𝑥′ (3.31)

𝑦 = 𝑌 + 𝑦′ (3.32)

𝑑 = 𝐷 + 𝑑′ (3.33)

𝑣𝑖𝑛 = 𝑉𝑖𝑛 + 𝑣′𝑖𝑛 (3.34)

Considerando que los elementos con dos términos en el punto de trabajo o con dos

términos de perturbación pueden considerarse nulos, el modelo en pequeña señal queda de la

siguiente forma:

ẋ = [𝐴𝑂𝑁 . 𝐷 + 𝐴𝑂𝐹𝐹(1 − 𝐷)]𝑥′ + [𝐴𝑂𝑁 − 𝐴𝑂𝐹𝐹]𝑑′. 𝑋 + [𝐵𝑂𝑁 . 𝐷 + 𝐵𝑂𝐹𝐹(1 −

𝐷)]𝑣′𝑖𝑛 + [𝐵𝑂𝑁 − 𝐵𝑂𝐹𝐹]𝑑′. 𝑉𝑖𝑛 (3.35)

𝑦 = [𝐶𝑂𝑁 . 𝐷 + 𝐶𝑂𝐹𝐹(1 − 𝐷)]𝑥′ + [𝐶𝑂𝑁 − 𝐶𝑂𝐹𝐹]𝑑′. 𝑋 (3.36)

Sabiendo que:

𝐴 = [𝐴𝑂𝑁 . 𝐷 + 𝐴𝑂𝐹𝐹(1 − 𝐷)] (3.37)

𝐵 = [𝐵𝑂𝑁 . 𝐷 + 𝐵𝑂𝐹𝐹(1 − 𝐷)] (3.38)

𝐶 = [𝐶𝑂𝑁 . 𝐷 + 𝐶𝑂𝐹𝐹(1 − 𝐷)] (3.39)

Finalmente, encontramos que el modelo promediado en pequeña señal es el siguiente:

ẋ = 𝐴. 𝑥′ + [𝐴𝑂𝑁 − 𝐴𝑂𝐹𝐹]𝑑′. 𝑋 + 𝐵. 𝑣′𝑖𝑛 + [𝐵𝑂𝑁 − 𝐵𝑂𝐹𝐹]𝑑′. 𝑉𝑖𝑛 (3.40)

𝑦 = 𝐶. 𝑥′ + [𝐶𝑂𝑁 − 𝐶𝑂𝐹𝐹]𝑑′. 𝑋 (3.41)

3.4.5. Transformada de Laplace

Realizamos las transformadas de Laplace de las expresiones del modelo en pequeña

señal:

ẋ(𝑠) = [𝑠𝐼 − 𝐴]−1[[𝐴𝑂𝑁 − 𝐴𝑂𝐹𝐹]𝑑′(𝑠). 𝑋 + [𝐵𝑂𝑁 − 𝐵𝑂𝐹𝐹]𝑑′(𝑠). 𝑉𝑖𝑛 + 𝐵. 𝑣′𝑖𝑛(𝑠)] (3.42)


ẏ(𝑠) = 𝐶[𝑠𝐼 − 𝐴]−1[[𝐴𝑂𝑁 − 𝐴𝑂𝐹𝐹]𝑑′(𝑠). 𝑋 + [𝐵𝑂𝑁 − 𝐵𝑂𝐹𝐹]𝑑′(𝑠). 𝑉𝑖𝑛 + 𝐵. 𝑣′𝑖𝑛(𝑠)] +

[𝐶𝑂𝑁 − 𝐶𝑂𝐹𝐹]𝑑′(𝑠). 𝑋 (3.43)

3.4.6. Funciones de Transferencia

Aplicando que 𝐵𝑂𝑁 = 𝐵𝑂𝐹𝐹 y 𝐶𝑂𝑁 = 𝐶𝑂𝐹𝐹:

Función de transferencia salida/entrada, con condiciones iniciales nulas y sin

variaciones en el ciclo de trabajo.

ẏ(𝑠)

𝑣′𝑖𝑛(𝑠)

= 𝐶[𝑠𝐼 − 𝐴]−1. 𝐵 (3.44)

Función de transferencia salida/ciclo de trabajo, con condiciones iniciales nulas y sin

variaciones en la entrada.

ẏ(𝑠)

ḋ(𝑠)= 𝐶[𝑠𝐼 − 𝐴]−1. [𝐴𝑂𝑁 − 𝐴𝑂𝐹𝐹]𝑋 (3.45)

3.5. Control

3.5.1. Control en modo deslizante

Dentro de los sistemas de estructura variable, las fuentes de alimentación en modo

conmutado representan un caso particular de estos. De esta forma, estos son capaces de tomar

ventaja de las técnicas de control de sistemas no lineales que pueden desarrollarse para este

tipo de sistemas[9]

. Entre esas técnicas de control encontramos el modo deslizante (Sliding

mode control) en cuyo caso, gracias a la alta frecuencia a la que conmuta es capaz de llevar el

estado del sistema a una superficie en el espacio de estado que es conocida como la superficie

de deslizamiento S(x).

Esta superficie de deslizamiento S(x) es definida por el diseñador del sistema,

imponiendo los parámetros necesarios para cumplir con las especificaciones deseadas. Esta

superficie es cualquier función del estado que reduce a cero el error de regulación en régimen

permanente[20]

.

La principal ventaja que aporta este tipo de control es su robustez a las perturbaciones,

permaneciendo insensible a las variaciones externas o en los diferentes parámetros de la

planta.


Figura 3.15. Superficie de deslizamiento teórica[22]

.

3.5.2. Superficie de deslizamiento

En nuestro caso, la superficie de deslizamiento S(x) adoptada en nuestro sistema es la

siguiente:

𝑆(𝑥) = 𝐾1. 𝑖𝐿1 + 𝐾2. 𝑖𝐿2 = 0 (3.46)

𝑆(𝑥) = 𝑖𝐿1 +𝐾2.𝑖𝐿2

𝐾1= 0 (3.47)

Dónde:

𝐾1

𝐾2= K(t) (3.48)

𝐾(𝑡) = 𝐾𝑝(𝐸𝑟𝑟) + 𝐾𝑖 ∫(𝐸𝑟𝑟) 𝑑𝑡 (3.49)

Sí:

𝐸𝑟𝑟 = 𝑉𝑟𝑒𝑓 − 𝑉𝑜𝑢𝑡 (3.50)

Obtenemos que:

𝐾(𝑡) = 𝐾𝑝(𝑉𝑟𝑒𝑓 − 𝑉𝑜𝑢𝑡) + 𝐾𝑖 ∫(𝑉𝑟𝑒𝑓 − 𝑉𝑜𝑢𝑡) 𝑑𝑡 (3.51)

Finalmente nuestra superficie de deslizamiento S(x) es:

𝑆(𝑥) = 𝑖𝐿1 + 𝑖𝐿2. [𝐾𝑝(𝑉𝑟𝑒𝑓 − 𝑉𝑜𝑢𝑡) + 𝐾𝑖 ∫(𝑉𝑟𝑒𝑓 − 𝑉𝑜𝑢𝑡) 𝑑𝑡] = 0 (3.52)

3.5.3. Sistema de control del Boost cuadrático

Finalmente el sistema de control que aplicaremos en nuestro sistema es el que

observamos a continuación.


Figura 3.16. Diagrama de control adoptado.

Una vez que tuvimos claro el diseño final de nuestro circuito de control, y con la

intención de estudiar más a fondo las posibles complicaciones y restricciones que podíamos

encontrarnos en la implementación real en el laboratorio, simulamos de la mejor forma

posible y más simular, dicha implementación real, para así observar y solventar esos posibles

problemas desde el principio. De esta forma, substituimos y simulamos cada uno de los

bloques que disponíamos por su modelo real. A continuación observamos con detalles cada

adaptación.

3.5.4. Valor Absoluto

El primer bloque que encontramos en nuestro circuito de control es un valor absoluto.

Para esta tarea se pueden considerar algunas opciones como podrían ser la de utilizar un

puente de diodos, ya que lo que buscamos es un circuito que sea capaz de rectificar nuestra

referencia (onda senoidal). Finalmente, y considerando las especificaciones de nuestro

convertidor optamos por un rectificador de media onda. Ahondando en la literatura escrita

acerca de rectificadores, nos decantamos por la siguiente configuración descrita en la

bibliografia[10]

.


Figura 3.17. Rectificador de media onda.

Tras la sustitución de este primer bloque nos encontramos con el primer problema

potencial que tendríamos al construir el circuito. La adaptación propuesta es capaz de

rectificar correctamente nuestra entrada, pero en las simulaciones observamos que al

aproximarse a cero, teníamos unos pequeños valores negativos (del orden de mV).

Dado que la salida de este bloque va conectada directamente a la raíz cuadrada

(siguiente bloque) es imperioso para que el convertidor funcione que los valores en la entrada

de la raíz sean todos positivos.

Tras estudiar diferentes alternativas, como podían ser la de agregar un pequeño bloque

que induzca un offset, optamos por neutralizar esas milésimas de voltio negativas. Esto lo

logramos colocando un seguidor de tensión directamente en la salida del bloque que realiza el

valor absoluto, cuyas alimentaciones estarán comprendidas entre un valor positivo y 0 V. De

esta forma la salida del seguidor de tensión será siempre mayor o igual a 0, solucionando así

el problema de la entrada a la raíz cuadrada.


Figura 3.18. Rectificador de media onda con seguidor de tensión en la salida.

3.5.5. Raíz Cuadrada

La elección del circuito encargado de realizar este bloque fue uno de los más

complicados. Hay mucha literatura que ofrece posibles adaptaciones analógicas, pero todas

cuentan con complejidad considerable, sin contar con los múltiples bloques extra que

demandan para hacer la función correctamente. Todo esto hace que sea más fácil tener

problemas en la implementación real debido a que aumentamos la cantidad de componentes

involucrados en el proceso. Cuantos más componentes utilicemos, más son las posibilidades

de que ocurran errores y el circuito falle.

Finalmente y tras muchas consideraciones, optamos por una opción propuesta en las

Data Sheet del integrado AD633 proporcionadas por Analog Devices. El circuito en concreto

es el siguiente:


Figura 3.19. Diagrama circuital de una raíz cuadrada analógica con el integrado

AD633JN[23]

.

Como podemos observar, además del integrado AD633, contamos con el AD711, el

cual dispone además de algunas configuraciones específicas para ajustar el offset, algo que

para nuestra aplicación es perfecto. En este caso, la configuración elegida es la siguiente:

Figura 3.20. Configuración para offset nulo del integrado AD711[24]

.

Por otra parte, el circuito no nos devuelve directamente la raíz cuadrada de la entrada,

por lo que para nuestra aplicación es necesario hacer unas adaptaciones extra y así poder

utilizarlo en nuestro circuito control.

Teniendo en entrada la restricción de que los valores sean negativos:

𝐸 < 0 (3.53)

La salida que ofrece el circuito es la siguiente:

𝑊 = √−10𝐸 (3.54)

Como se observa, esta devuelve la raíz cuadrada de 10 veces su entrada. Por esta razón

nos hemos visto con la necesidad de aplicar un bloque extra en la entrada del diagrama


propuesto. Dicho bloque será el encargado de permutar el signo de nuestra señal (volviéndolo

negativo tal como demanda la entrada), y a su vez diez veces más pequeño, equiparando así la

multiplicación que obtenemos en la salida. En resumidas cuentas, aplicaremos un bloque

inversor con ganancia de un décimo:

Figura 3.21. Inversor con ganancia 1/10.

Finalmente, el bloque encargado de realizar la raíz analógica será el siguiente:

Figura 3.22. Diagrama circuital implementado de la raíz cuadrada.


En este caso, no pudimos adaptar esta solución a la simulación PSIM, por lo que el

bloque de la raíz cuadrada no está simulado, y no pudimos comprobar su funcionamiento

hasta una vez lo implementamos en el laboratorio.

3.5.6. Sensado de la tensión de salida

Dado que la tensión que tendremos en la salida tiene un valor muy alto, deberemos

realizar una adaptación y manejarnos a una escala mucho más reducida. En nuestro caso

hemos optado por adaptar las referencias con una escala de 1/50.

Utilizaremos un divisor de tensión para realizar esta reducción:

Figura 3.23.. Esquema divisor de tensión[11]

.

Donde sabemos que la relación que guardan Vin y Vout es la siguiente:

𝑉𝑜𝑢𝑡 = 𝑉𝑖𝑛𝑅2

R1+𝑅2 (3.55)

Siendo nuestra constante:

K =1

50= 0,02 (3.56)

Finalmente, y siguiendo la relación 3.55 fijamos que:

𝑅1 = 490 kΩ 𝑅2 = 10 kΩ (3.57)


Figura 3.24. Divisor de tensión con ganancia 1/50

Como observamos en la figura, el divisor de tensión tiene conectado detrás un

amplificador operacional que cumple el papel de seguidor de tensión.

3.5.7. Restador

El bloque encargado de la resta necesaria entre la tensión de salida Vout y la tensión de

referencia Vref no entraña demasiada complicación y lo realizaremos con la ayuda de un

amplificador operacional configurado como un circuito restador:

Figura 3.25. Circuito restador

3.5.8. Control Proporcional-Integral

Para el diseño del control proporcional-integral disponemos de varias alternativas,

siendo las más destacadas y utilizadas las dos siguientes:


Un único bloque que mediante la utilización de un potenciómetro regula las dos

constantes Kp (constante proporcional) y Ki (constante integral) simultáneamente. Esta

solución no permite variar por separado las constantes, sin embargo cuenta con un diseño

simple y fácilmente implementable.

Figura 3.26. Esquema ejemplo de un control proporcional-integral[12]

.

Un único bloque que aísla la implementación de cada una de las constantes,

permitiéndonos posteriormente modificar cada una de estas sin variar la otra. Por el

contrario, esta solución es un poco más compleja que la anterior

Figura 3.27. Esquema alternativo de un control proporcional-integral[13]

.

Nosotros finalmente optamos por la primera opción. Gracias a las herramientas de

simulación con que contamos, nos es fácilmente simulable dicho bloque, pudiendo así

ajustar con cierta precisión las constantes que deseamos. A continuación se observa la

solución adoptada:


Figura 3.28. Esquema utilizado en simulación del control proporcional-integral

La elección de los parámetros viene fijada por las siguientes expresiones:

𝐶𝑜𝑛𝑠𝑡𝑎𝑛𝑡𝑒 𝑝𝑟𝑜𝑝𝑜𝑟𝑐𝑖𝑜𝑛𝑎𝑙 = 𝐾𝑝 =𝑅1

𝑅2 (3.58)

𝐶𝑜𝑛𝑠𝑡𝑎𝑛𝑡𝑒 𝑖𝑛𝑡𝑒𝑔𝑟𝑎𝑙 = 𝐾𝑖 =1

𝐶∙𝑅2 (3.59)

En nuestro caso, los valores escogidos son los siguientes: 𝐶 = 0,5 𝑢𝐹, 𝑅2 = 2 𝑘Ω

y 𝑅1 será un potenciómetro de 1,5 kΩ (que idealmente estará fijado a 1,1 kΩ) el cual nos

otorgara un poco de flexibilidad para así ajustar el control según la necesidad, ya que a

pesar a estar simulado, siempre encontramos que los valores reales tienen tolerancias.

Además, en la salida de este bloque, colocamos un inversor, para revertir así el

signo negativo no deseado que tenemos en dicha salida.

3.5.9. Sumador

Como en el caso del inversor, el sumador tampoco entraña mucha complicación ya

que es fácilmente realizable con un amplificador operacional. En este caso, el bloque

sumador quedara de la siguiente forma:


Figura 3.29.. Esquema del sumador utilizado en simulación

Dado que la salida del sumador esta invertida, colocaremos un inversor detrás de

este, para tener así el signo necesario en nuestro control:

Figura 3.30. Sumador e inversor conectados, utilizados en simulación

En este caso, el inversor está configurado sin ningún tipo de ganancia, dado que en la

simulación es lo que nos interesa.

3.5.10. Multiplicador

Para el bloque multiplicador utilizaremos el integrado AD633JN, cuyo diagrama de

conexiones es el siguiente:


Figura 3.31. Esquema de conexiones del integrado AD633JN[23]

.

Si observamos la salida que nos ofrece este integrado, nos podemos percatar que realiza

una escala de 1/10 a su entrada. Por esta razón, fijaremos una ganancia de 10 justo en la

entrada, compensando así la ganancia de 1/10 que tiene el citado dispositivo. Este arreglo lo

hacemos directamente aprovechando la salida del bloque sumador previo, ahorrando así un

amplificador operacional liberando al circuito de más componentes.

Figura 3.32. Esquema circuital del bloque multiplicador con las ganancia adaptadas.

3.5.11. Sensados de corriente

Para realizar los censados de corriente se utilizaran sensores LEM LA25 de efecto Hall.

Estos sensores son capaces de aislar el circuito de potencia del de control, dando en su salida


una señal de corriente reducida proporcionalmente de la que recibe de entrada. A partir de

esta señal, y mediante una resistencia, obtenemos una tensión proporcional a dicha corriente

de salida; además, dicha resistencia, y por recomendación del fabricante, debe moverse dentro

del rango de 100 Ω a 320 Ω[25]

.

Figura 3.33. Sensor LEM LA25 de efecto Hall

El sensor debe alimentarse con tensiones de ±15 V, y dependiendo de la cantidad de

vueltas que le demos al bobinado, será la escala que impone a la corriente que le ingresa. Es

capaz de medir corrientes de hasta ±36 V, suficiente para cubrir las necesidades de nuestra

aplicación[25]

.

3.5.11.1. .Sensado de la primera bobina

Si bien la corriente media a sensar es de 10.5 A, esta puede alcanzar picos de hasta

aproximadamente 20 A, por lo que la configuración utilizada será de una sola vuelta. El valor

de la resistencia aplicada será de RM = 100 Ω obteniendo así una escala de 1/10.


Figura 3.34. Características del sensor en función de la cantidad de vueltas de su

bobinado[25]

.

Para ejemplificar el funcionamiento del sensor bajo esta configuración, observamos la

siguiente tabla cuyos valores son descritos por las expresiones posteriores:

Tabla 3.5. Conversión de magnitudes de la corriente sensada

IL1 entrada sensor IL1 salida sensor 'IL1' entrada control

I nominal 10.5 A 10.5 mA 1.05 V

𝐼L1 salida sensor =1

1000∙ 𝐼L1 entrada sensor (3.60)

𝐼L1 entrada control = 𝑅𝑀 ∙ 𝐼L1 salida sensor (3.61)

3.5.11.2. Sensado de la segunda bobina

Dado que en este caso la corriente a censar es de unos 2.5 A, llegando a picos de 3.5 A,

la configuración de cinco vueltas es la que mejor se ajusta. El valor de la resistencia será de

RM = 100 Ω, obteniendo así una escala de 1/2.


Figura 3.35. Características del sensor en función de la cantidad de vueltas de su

bobinado[25]

.

Nuevamente observamos una ejemplificación del funcionamiento del sensor bajo la

configuración escogida:

Tabla 3.6. Conversión de magnitudes de la corriente sensada

IL2 entrada sensor IL2 salida sensor 'IL2' entrada control

I nominal 2.5 A 12.5 mA 1.25 V

𝐼L2 salida censor =5

1000∙ 𝐼L2 entrada sensor (3.62)

𝐼L2 entrada control = 𝑅𝑀 ∙ 𝐼L2 salida sensor (3.63)

3.5.12. Bloque de Histéresis

Este bloque lo implementamos con la ayuda de dos comparadores y una báscula,

mientras que nos encargamos de regular el marco de histéresis mediante la variación de un

potenciómetro colocado en un divisor de tensión. A continuación podemos observar el

diagrama que utilizamos:


Figura 3.36. Diagrama del bloque de histéresis implementado

La aplicación de este bloque es de suma importancia, porque de no aplicar un bloque de

histéresis nuestro convertidor estaría conmutando a una frecuencia infinita.

Siguiendo el diagrama mostrado, podemos observar que la señal de la superficie de

deslizamiento Sup es comparada con una señal de referencia, la cual es regulada mediante un

potenciómetro. Esto nos permitirá variar este marco dependiendo de las necesidades que

tengamos. La señal de la superficie de deslizamiento Sup es comparado con un pequeño valor

positivo, mientras que en la rama contraria, la comparación con el mismo pequeño valor

negativo. Si nuestra señal superado el umbral superior, el comparador correspondiente envía

una señal a nuestra báscula, la cual a su vez envía una señal para pagar el MOSFET. Con el

MOSFET ya apagado, nuestra señal Sup ira descendiendo hasta pasar el umbral negativo

marcado por nuestra histéresis (H-), en ese momento, el comparador bajo enviara una señal a

nuestra bascula que encenderá así el MOSFET nuevamente. Este proceso es continuo y es el

encargado de la conmutación de los MOSFETs.

Los comparadores utilizados serán los que vienen implementados en el chip LM319

(Comparador Dual):


Figura 3.37. Diagrama de conexiones del comparador LM319[26]

.

En el caso de la báscula, la utilizada es la HEF4027BP del fabricante NXP

Semiconductors:

Figura 3.38. Diagrama de conexiones de la báscula HEF4027BP[27]

.

3.5.13. Ganancia K

Como se observa en nuestro circuito de control, el último bloque induce únicamente una

ganancia para así alcanzar los requisititos necesarios por el sistema. Esta ganancia la

implementamos de la misma forma que hemos hecho con los bloques anteriores.


Configuraremos un amplificador operacional en modo no inversor y con una ganancia de 1,5.

A continuación vemos los detalles:

Figura 3.39. Esquema de un amplificador operacional con ganancia de 3/2

Finalmente, y después de implementar todos los bloques posibles en PSIM y así poder

simular de la mejor forma posible y más fiable todo el comportamiento de nuestro sistema,

nos queda la simulación del control de la siguiente forma:


Figura 3.40. Esquema final simulado de la etapa de control


3.6. Estrategias adoptadas para la realización de la Placa de Circuito Impreso (PCB)

[22,28].

Conseguir un diseño correcto y óptimo de una PCB es una de las cosas más importantes

y primordiales para que la totalidad del circuito funcione. Las consideraciones, componentes,

opciones y alternativas son prácticamente ilimitadas. Si bien todo tipo de circuito es

susceptible a propiciar conflictos, los circuitos de potencia son los más delicados.

Si en nuestra placa tenemos tres MOSFETs conmutando (generando así una cantidad de

ruido considerable), además de los sensores y la alimentación, podemos encontrarnos

fácilmente con que la placa no funcione por múltiples factores como puede ser una incorrecta

disposición de los componentes, un trazado de pistas erróneo, etc.

3.6.1. Condensadores de desacoplo

La introducción de condensadores de desacoplo se implementó en todas las

alimentaciones de los diferentes circuitos integrados que encontramos en nuestro proyecto.

Incluso se optó por hasta introducir dos y tres diferentes para reforzar estas precauciones en

los circuito más propensos a tener picos de tensión considerables

Otro aspecto importante en la disposición de estos condensadores es que deben estar lo

más cerca posible de los circuitos integrados. Por esta razón optamos por utilizar

condensadores de desacoplo de montaje tipo SMD. Esto nos da posibilidad de colocarlos

prácticamente pegados a los integrados, no afectando así a la cantidad de espacio disponible

que tenemos en la placa.

Figura 3.41. Condensadores de desacoplo


3.6.2. Posición de los inductores y drivers

Si bien los inductores no presentan ningún tipo de problema desde el punto de vista de

ruido, sí que es necesario tener en cuenta los campos magnéticos que se crean por estos, los

cuales pueden generar problemas en la sensible circuitería de los drivers. Por esta razón se ha

procurado colocar relativamente separados los inductores de los drivers, tal como observamos

en la imagen a continuación.

Figura 3.42. Posicionamiento de los inductores y drivers en la PCB.

Como posible alternativa y medida altamente recomendable sería la de utilizar

inductores aislados magnéticamente.

3.6.3. Conexionado de los MOSFETS

A la hora de buscar la posición perfecta para estos hay que procurar que los MOFETs

del mismo medio puente estén los más juntos posible.


Figura 3.43. Distancia entre MOSFETs del primer boost. Esquema circuital.

Figura 3.44. Distancia entre MOSFET-diodo del segundo boost. Esquema circuital.

La malla que forman los transistores junto con los condensadores ha de ser lo más corta

posible. Esto se hace porque en estos casos, el circuito y el punto en concreto donde estos se

unen es muy susceptible de picos de tensión. Estos puntos están sometidos a elevados 𝑑𝐼

𝑑𝑙

durante el periodo de conmutación.


Figura 3.45. Distancia entre las patas de los MOSFETs del primer boost. Layout

implementado.

Figura 3.46. Distancia entre las patas del MOSFET-diodo del segundo boost. Layout

implementado.

Por otra parte, a la frecuencia que conmutamos los MOSFETs, estos son muy

susceptibles a sobrecalentarse excesivamente llegando al punto de quemarse con suma

facilidad. Como medida de profilaxis se utilizan disipadores para evitar este

sobrecalentamiento. Para que esta disipación sea eficiente y cumpla su cometido, la plaqueta

metálica (Figura 3.47) que suelen incorporar los transistores tiene que estar en contacto con

nuestro disipador. Para lograrlo, la elección del footprint es crucial, ya que las patas de este

serán dobladas en un ángulo de 90º permitiendo así soldarlas, colocar el disipar bajo la placa,

y sujetar la plaqueta metálica del transistor con tornillos. Además, para facilitar su sujeción es


importante colocar los MOSFETs cerca, para que todos encajen en el espacio sin ranuras del

disipador escogido.

Figura 3.47. Plaqueta metálica disipadora de los MOSFETs.

3.6.4. Trazado de las pistas

A la hora de trazar las pistas, hemos intentando en la media de lo posible, trazar estas lo

más cortas posible y su vez con una amplitud considerable. Lo que conseguimos con este

procedimiento es reducir así la resistencia parasita siempre presente.

3.6.5. Masa y pista de alta corriente

Debido a que por nuestro circuito pueden circular corrientes muy elevadas, hemos

procurado de la mejor forma posible que las pistas de ida y vuelta por las que circulan estas

corrientes elevadas estén posicionadas paralelamente. El nodo de masa se ha diseñado para

que tenga un recorrido recto, evitando así grandes pistas que curven y favorezcan

irregularidades en el flujo de la corriente.

Además, se han utilizado las llamadas Copper Pour , este tipo de trazado propicia que la

corriente pueda circular por lugares más amplios, y no por espacios muy delgados los cuales

podrían quemarse si la corriente que las atraviesa es muy elevada.


Figura 3.48. Plano de masa.

3.6.6. Resistencias utilizadas como pistas

Esta técnica fue utilizada principalmente en la placa de control, debido a la cantidad de

integrados compactados dentro de un espacio tan pequeño, es inevitable tener una maraña de

conexiones que deben ser ruteadas. Por esta razón, muchas veces se recurre a vías a través de

la PCB que pasan de una de las caras a la otra, para así continuar el ruteado sin hacer

conexiones erróneas. No obstante, es muy recomendable en la medida de lo posible evitar

utilizar estas vías, por no hablar que por su naturaleza no pueden colocarse en cualquier parte

de la placa (por ejemplo, se ha de evitar colocar vías bajo los integrados del circuito).

Por estos inconvenientes, utilizamos resistencias SMD de 0 Ω, colocadas justo por

encima de la pista que queríamos sobrepasar (tal como se observa en la Figura 3.49), y así

evitamos la necesidad de hacer una nueva vía y perforar la PCB. Así, la resistencia actúa

como un puente o pista que deja pasar la corriente.


Figura 3.49. Layout con resistencia SMD utilizada como puente para el paso de

corriente.

A continuación observamos una foto de la placa real donde se observa lo descrito

previamente:

Figura 3.50. Resistencia SMD de 0 Ω utilizada como puente para el paso de corriente.


4. SIMULACIONES


La realización de las simulaciones pertinentes antes del montaje de los circuitos

electrónicos tiene un papel muy relevante. Dicha herramienta nos permite estimar de una

manera muy precisa cual será el comportamiento del circuito estudiado, ofreciéndonos la

posibilidad de cambiar componentes con suma facilidad y con un coste de tiempo sumamente

ridículo en proporción al necesario en caso de una prueba real.

Por esta razón, se ha simulado previamente el circuito con el programa PSIM para

comprobar el correcto funcionamiento de este.

4.1. Boost cuadrático

Figura 4.1. Dos convertidores Boost conectados en cascada

Como observamos, se trata de dos convertidores Boost en cascada que por su

comportamiento y condiciones impuestas, emulan un convertidor Boost cuadrático.


4.2. Control y superficie de histéresis

Figura 4.2. Circuito de control e histéresis de nuestro proyecto

En este caso observamos cual es el tipo de control aplicado y sus diferentes bloques.

4.3. Boost cuadrático con carga resistiva y lazo de control deslizante

En este apartado se ha simulado la totalidad de nuestro circuito, conectando el control

deslizante y una carga resistiva de 484 Ω.


Figura 4.3. Convertidor en lazo cerrado con carga resistiva

A continuación observaremos las tensiones que alcanzamos en algunas de las diferentes

etapas del convertidor:

Figura 4.4. Tensiones de entrada y salida de nuestro sistema


Como se esperaba con una entrada de 12 V de continua obtenemos una salida senoidal

rectificada de 315 V de pico, esto se debe a la implementación del control, el cual logra que la

tensión de salida (Vout) sea igual a la de referencia.

Figura 4.5. Corrientes de las inductancias de nuestro circuito

En este caso, observamos que la corriente de la primera inductancia llega a rozar

prácticamente los 20 A, por esta razón tendremos que implementar un diseño que pueda

soportar esas corrientes. Sin embargo, por la propia naturaleza del convertidor que

implementaremos, la corriente de la segunda inductancia será 5 veces más baja, comportando

menos problemas a la hora de su implementación.

Figura 4.6. Superficie de deslizamiento y marco de histéresis

Ya en esta grafica podemos observar como nuestra superficie se mantiene dentro del

marco de histéresis que hemos fijado, y así es como implementamos el modo de control

deslizante.


4.4. Boost cuadrático con puente inversor en la salida y lazo de control deslizante

Figura 4.7. Convertidor con lazo cerrado y puente inversor

Tras simularlo, obtenemos las siguientes graficas:

Figura 4.8. Tensión de salida del convertidor, y tensión de salida del puente inversor

Como se observa, el puente inversor se encarga de permutar uno de los ciclos de la

señal seniodal rectificada, logrando así tener un salida senoidal simple. Se aprecia también un

pequeño desajuste cuando se aproxima al paso por cero, y se debe a la naturaleza elevadora

del convertidor, que impide que la tensión de salida pueda ser inferior a la tensión de entrada.


5. RESULTADOS EXPERIMENTALES


Dada la magnitud del proyecto en que trabajamos, se ha optado por probar

escalonadamente cada una de las etapas, con la intención de ir paso a paso en las pruebas.

Esta forma de proceder es muy importante en este tipo de proyectos, porque facilita de forma

exponencial la detección de errores, que serían mucho más tediosos y complicados de

encontrar con las diferentes etapas funcionando al mismo tiempo. Además, esta forma de

proceder nos previene de potenciales errores de conexiones, y nos ayuda a detectar puntos

conflictivos, componentes frágiles en su funcionamiento, etc.


5.1. POTENCIA

5.1.1. Convertidor en lazo abierto

5.1.1.1. MOSFETs

Para poder probar el convertidor sin cerrar el lazo, es necesario poder enviar la señal

correcta a los drivers que controlan los MOSFETs, y así hacer funcionar el circuito. Esta

conmutación de los MOSFETs la generamos mediante una onda rectangular con el ciclo de

trabajo y la frecuencia fijos, la cual es introducida mediante el generador de funciones. No

obstante, se han realizado diferentes pruebas alternando y variando los valores del ciclo de

trabajo y la frecuencia. A continuación observamos la foto de la conmutación de los

MOSFETs del primer boost:

Figura 5.1. Conmutación de los MOSFETs junto con la entrada rectangular del

generador de funciones

Onda color AZUL: Conmutación del MOSFET de lado bajo.

Onda color VERDE: Conmutación del MOSFET de lado bajo.

Onda color CELESTE: Onda rectangular introducida con el generador de funciones.


Como se puede comprobar, el MOSFET de lado alto se activa cuando el flanco de la

onda rectangular está en estado bajo, mientras que el MOSFET de lado bajo lo hace cuando el

flaco está en estado alto. Con esta verificación realizada, podemos probar el convertidor.

5.1.1.2. Convertidor

Se hicieron unas primeras pruebas, observando el funcionamiento de cada uno de los

boost por separado. El ciclo de trabajo inicial es bajo, para no forzar así al convertidor y no

tener riesgo innecesario de quemar los MOSFETs. A continuación observamos el

funcionamiento del primer boost aislado y una carga resistiva en la salida.

Figura 5.2. Tensión de entrada/salida primer boost, conmutación MOSFET bajo y

corriente del inductor 1

Onda color AZUL: Tensión de salida.

Onda color VERDE: Conmutación del MOSFET de lado bajo.

Onda color CELESTE: Tensión de entrada.

Onda color PURPURA: Corriente del Inductor 1.

A siempre vista observamos que la relación entre la tensión de entrada y la tensión de

salida es positiva, implicando así que el convertidor está elevando como esperábamos.

Observamos que la elevación conseguida es baja, pero podemos ver por la forma de onda de


la corriente que el ciclo de trabajo introducido es de aproximadamente el 25%. Teniendo en

cuenta que su máximo rendimiento podemos observarlo con un ciclo de trabajo del 80%,

junto con las perdidas inevitables que tenemos en el circuito, deducimos que la relación es la

correcta y está trabajando como esperábamos.

Tras verificar que el primer boost funciona correctamente, hacemos la comprobación

del segundo individualmente con una carga resistiva en la salida.

Figura 5.3. Tensión de entrada/salida segundo boost

Onda color AZUL: Tensión de entrada.

Onda color CELESTE: Tensión de salida.

Prestamos atención a las ondas azul y celeste y nuevamente comprobamos que el

convertidor está funcionando correctamente ya que la tensión de salida se acerca a doblar la

de entrada.

A continuación observamos el convertidor completo conmutando a una frecuencia de

60k Hz y un ciclo de trabajo D = 0,35.


Figura 5.4. Tensión de entrada/salida boost cuadrático

Onda color AZUL: Tensión de entrada.

Onda color CELESTE: Tensión de salida.

Finalmente, observamos que la relación de la tensión de entrada y salida es incremental,

como esperábamos, el convertidor está trabajando correctamente. Apreciamos que en este

caso la ganancia obtenida es superior a las conseguidas con el primer y segundo boost

funcionando por separado, por lo que así ratificamos el carácter cuadrático que adopta nuestro

convertidor con este tipo de configuración en cascada. Cabe destacar también que al trabajar

con un ciclo de trabajo del 35% esta elevación no es tan pronunciada.

Tras verificar que el convertidor funciona de la forma esperada en lazo abierto, pasamos

a evaluar el funcionamiento del circuito de control.


5.2. CONTROL

Dada la cantidad de bloques que tenemos en nuestro sistema de control, probamos uno a

uno cada uno de los bloques existentes en la etapa de control.

5.2.1. Control por histéresis

Para comprobar que el control por histéresis funcione correctamente, testeamos el rango

ajustable que tiene nuestra ventana de histéresis (observando que el potenciómetro regula su

valor), y las salidas ofrecidas por la báscula del bloque:

Figura 5.5. Ventana de histéresis y salidas de la báscula

Onda color AZUL: Marco bajo de la ventana de histéresis.

Onda color CELESTE: Marco alto de la ventana de histéresis.

Onda color VERDE: Salida negadora de la báscula.

Onda color PURPURA: Salida no negadora de la báscula.

Comprobamos que la ventana de histéresis es simétrica, y que podemos variar su valor

ajustando el potenciómetro implementado para esta función. Para comprobar el buen

funcionamiento de los comparados y la báscula se ha introducido una onda rectangular


obtenida del generador de funciones cuyo valor de pico sobrepasa los valores del marco de

histéresis. De esta forma, los comparadores detectan esta señal, y actuando en consecuencia,

la báscula devuelve la salida negada o no, según corresponda.

5.2.2. Valor Absoluto

Primeramente introducimos una onda senoidal, para poder así comprobar que el bloque

realiza el valor absoluto correctamente.

Figura 5.6. Entrada y salida del bloque encargado de realizar el valor absoluto

Onda color AZUL: Onda senoidal de entrada.

Onda color CELESTE: Onda senoidal rectificada de salida.

Como observamos, al introducir una onda senoidal en la entrada del bloque, obtenemos

en nuestra salida una onda senoidal completamente rectificada. Así comprobamos el

funcionamiento parcialmente correcto del bloque encargado del valor absoluto. No obstante,

por las simulaciones previamente realizadas, sabíamos que este valor absoluto no era

totalmente completo en el paso por cero, y encontrábamos que unos pequeños valores (del

orden de mV) eran negativos. En la implementación real, esto también se verifico. Para

solucionar este pequeño inconveniente habíamos previsto la implementación de un seguidor


de tensión alimentado entre 0 y 15 V, colocado justo en la salida del bloque. La imposición de

este seguidor de tensión tenía la intención de limitar su salida únicamente a valores positivos

(comprendidos entre 0 y 15 V).

Si bien esta solución solventaba correctamente el problema en las simulaciones, en la

implementación real no lo hizo:

Figura 5.7. Entrada y salida del seguidor de tensión posterior al bloque ‘valor absoluto’

Onda color AZUL: Onda senoidal rectificada tras el bloque del valor absoluto.

Onda color CELESTE: Onda senoidal de salida del seguidor.

Como observamos, el seguidor se colapsa cuando la tensión de aproxima a cero. El

problema reside en que los operacionales convencionales no pueden ser alimentados entre

valores no simétricos. Llegados a este punto, la solución consistió en utilizar un tipo de

operacional concreto que si permite la alimentación asimétrica (aunque en un rango diferente,

concretamente hasta ±7 V), este operacional es el OPA2330[29]

.


Figura 5.8. Entrada y salida del seguidor de tensión posterior al bloque ‘valor absoluto’

Onda color AZUL: Onda senoidal de entrada.

Onda color PURPURA: Onda senoidal rectificada tras el seguidor OPA2330.

Solucionado el error inducido por esos pequeños valores negativos, ya podemos probar

el funcionamiento del bloque encargado de realizar la raíz cuadrada.

5.2.3. Raíz Cuadrada

Tras conectar la salida del seguidor de tensión a la entrada del bloque encargado de

generar la raíz cuadrada. Dado que este bloque individualmente cuenta con tres integrados, es

particularmente susceptible de generar problemas: es necesario que ajustamos el offset del

amplificador operacional requerido en su montaje, el AD711, que el inversor impuesto en la

entrada del bloque (por requisitos de diseño) realice su función correctamente, etc.

Las ondas resultantes son las siguientes:


Figura 5.9. Entrada senoidal, Valor absoluto, negador del bloque ‘raíz cuadrada’ y

salida del bloque ‘raíz cuadrada’

Onda color AZUL: Onda senoidal inducida por el generador de funciones.

Onda color CELESTE: Salida del inversor previo a la raíz (requerido por diseño).

Onda color VERDE: Salida del bloque encargado del valor absoluto.

Onda color PURPURA: Salida del bloque encargado de la raíz cuadrada.

Como se observa, las señales obtenidas son las correctas, exceptuando la raíz cuadrada

la cual se recorta al seguir la pauta del bloque rectificador (el encargado del valor absoluto).

Llegados a este punto, asfixiados por los tiempos de entrega y debido a los problemas

surgidos principalmente por la realización del valor absoluto y del bloque encargado de hacer

la raíz cuadrada analógica, no pudimos profundizar y avanzar más en la detección del

problema que genera el mal funcionamiento de este bloque tan importante y clave en el buen

funcionamiento de la ley de control adoptada. De esta forma, no pudimos ver el

comportamiento real del convertidor con el lazo cerrado. No obstante, restamos satisfechos

con el funcionamiento del boost cuadrático, cuyo funcionamiento si pudimos demostrar, así

como el de cada una de las demás etapas del control.

En estos casos es necesario tener en cuenta que estamos trabajando con prototipos, en

los cuales están implicados un conjunto enorme de factores que pueden menguar o


imposibilitar su funcionamiento. A pesar de la complejidad intrínseca que encontramos en

nuestro circuito de control, y de la cantidad de etapas diferentes con las que cuenta, estamos

seguros que con algo más de tiempo podríamos comprobar su funcionamiento real. Cuanta de

esto lo dan las simulaciones obtenidas, las cuales ofrecen resultados satisfactorios para las

metas planteadas.


6. PLANOS


6.1. Plano 1: esquema circuital del boost cuadrático


6.2. Plano 2: diseño en Layout del boost cuadrático


6.3. Plano 3: implementación real del boost cuadrático


6.4. Plano 4: Esquema circuital de la etapa de control


6.5. Plano 5: diseño en Layout de la etapa de control


6.6. Plano 6: implementación real de la etapa de control


7. PRESUPUESTOS


Los presupuestos que se muestran a continuación son meramente orientativos. Debido a

que este proyecto es experimental y está continuamente en vías de desarrollo, se prueban

alternativas a los componentes utilizados constantemente. Por esta razón, no es un

presupuesto orientado a la industria.

La descripción de los diferentes componentes esta copiada literalmente de la

descripción encontrada en Farnell[30]

o RS Components[31]

, por lo que no sigue ningún tipo de

normativa, es puramente orientativa.

7.1. Mediciones

7.1.1. Capítulo 01 Placa de Potencia

Código Descripción del material Unidades

1413771 Vishay Roederstein MKT1820510255, Condensador 1uF, 250V 3

1200782 Epcos B32652A6104J000, Condensador 100nF, 630V 5

1602244 International Rectifier IRFP4110PBF MOSFET, TO-247AC 2

1860840 Infineon IPW60R041C6 MOSFET, 600V, 77.5A, TO247 1

8657262 Vishay Semiconductor VS-8ETX06FPPBF DIODE, Hyperfast, 8A, 600V 1

8454736 Texas Instruments TLE2072CP OP AMP, DUAL JFET-I/P, 2072, PDIP8 2

1469369 Vishay Semiconductor BYV26CP-TAP DIODE, Ultrafast, 1A, 600V 1

1903208 Multicomp MCHPR50V108M22X26 COND, Elec Alum, 1000uF, 50V 1

2346951 TDK C3216X5R1H106K160AB Condensador, SerieC, 10uF, 50V 3216 8

1759361 Multicomp MC1206B104K500CT Condesador, SerieMC, 0,1uF, 50V 3216 10

1907358 TDK C3216X7RH105K160AB Condensador, SerieC, 1uF, 50V 3216 3

8638837 International Rectifier IR2110PBF, CONTR MOSFET, LadoAlto/Bajo DIP-14 1

1317124 MICROCHIP MCP1407-E/P DRIVER, MOSFET, Non INV, 6V, PDIP8 1

1878849 Vishay Dale CMF5540K000BHEB MetalFilm RESISTOR, 40kOhm, 500mW 1

9398325 Vishay BZT03C16-TR DIODO, ZENER, 16V, 3.25W 3

1617404 LEM LA25-NP Current Transducer, 25A, PCB 2

9342796 Multicomp MF12 20k R de Pelicula Métalica, 20kOhm, 125mW, 200V 5



7.1.2. Capítulo 02 Placa de Control


8454736 Texas Instruments TLE2072CP OP AMP, DUAL JFET-I/P, 2072, PDIP8 6

9604839 Analog Devices AD711JNZ OP AMP, BIFET Alta Velocidad, DIP8, 711 1

1438410 Analod Devices AD633ANZ Multiplicador Analóg, 4 Cuandrantes, PDIP 2

9487581 Texas Instruments LM319N Comparador Dual, DIP14, 319 1

384938 NXP HEF4027BP IC, 4000 LOCMOS 1

1612363 Vishay Semiconductor 1N4733A DIODO, Zener, 1.3W, 5.1V, DO-41 1

7429282 Multicomp 1N5817 Diodo, Schottky, 1A, 20V 1

1469369 Vishay Semiconductor BYV26C-TAP Diode, Ultrafast, 1A, 600V 1


2346951 TDK C3216X5R1H106K160AB Condensador, SerieC, 10uF, 50V 3216 4

1759361 Multicomp MC1206B104K500CT Condesador, SerieMC, 0,1uF, 50V 3216 22

1907358 TDK C3216X7RH105K160AB Condensador, SerieC, 1uF, 50V 3216 3

9501061 WELWYN RC55Y-20KBI R de Pelicula Métalica, 20kOhm, 250mW, 350V 2



1144632 Rubycon 50YXF10MEFC5X11 C Electrolítico Aluminio, 10uF, 50V 5

1097444 Texas Instruments OPA2350 OP AMP, DUAL CMOS, 2350, PDIP8 1

9341684 Multicomp MF25 300 R de Pelicula Métalica, 300Ohm, 250mW, 250V 1

7.1.3. Capítulo 03 Otros


1419790 Tornillos M3x20 8

1420788 Tuerca M3 8

483-8461 Conector KK 2 Macho 5

453-123 Conector KK 2 Hembra 5

483-8477 Conector KK 3 Macho 8

467-605 Conector KK 3 Hembra 8

2112492 Testpoint PCB (Paquete 100 unidades) 1

3376908 Disipador de Calor 15x20x4.5cm, 100ºC/W 1

7.1.4. Capítulo 04 Mano de Obra

Código Descripción Unidades

A025126 Ingeniero Técnico Industrial 200


7.2. Precios Unitarios


Código Unidades Descripción del material Precio

1413771 U Vishay Roederstein MKT1820510255, Condensador 1uF, 250V 0,62 €

1200782 U Epcos B32652A6104J000, Condensador 100nF, 630V 0,33 €

1602244 U International Rectifier IRFP4110PBF MOSFET, TO-247AC 3,02 €

1860840 U Infineon IPW60R041C6 MOSFET, 600V, 77.5A, TO247 13,08 €

8657262 U Vishay Semiconductor VS-8ETX06FPPBF DIODE, Hyperfast, 8A, 600V 1,51 €

8454736 U Texas Instruments TLE2072CP OP AMP, DUAL JFET-I/P, 2072, PDIP8 2,66 €

1469369 U Vishay Semiconductor BYV26CP-TAP DIODE, Ultrafast, 1A, 600V 0,24 €

1903208 U Multicomp MCHPR50V108M22X26 COND, Elec Alum, 1000uF, 50V 3,40 €

2346951 U TDK C3216X5R1H106K160AB Condensador, SerieC, 10uF, 50V 3216 0,72 €

1759361 U Multicomp MC1206B104K500CT Condesador, SerieMC, 0,1uF, 50V 3216 0,03 €

1907358 U TDK C3216X7RH105K160AB Condensador, SerieC, 1uF, 50V 3216 0,16 €

8638837 U International Rectifier IR2110PBF, CONTR MOSFET, LadoAlto/Bajo DIP-14 3,10 €

1317124 U MICROCHIP MCP1407-E/P DRIVER, MOSFET, Non INV, 6V, PDIP8 0,99 €

1878849 U Vishay Dale CMF5540K000BHEB MetalFilm RESISTOR, 40kOhm, 500mW 0,37 €

9398325 U Vishay BZT03C16-TR DIODO, ZENER, 16V, 3.25W 0,93 €

1617404 U LEM LA25-NP Current Transducer, 25A, PCB 19,13 €

9342796 U Multicomp MF12 20k R de Pelicula Métalica, 20kOhm, 125mW, 200V 0,05 €





8454736 U Texas Instruments TLE2072CP OP AMP, DUAL JFET-I/P, 2072, PDIP8 2,36 €

9604839 U Analog Devices AD711JNZ OP AMP, BIFET Alta Velocidad, DIP8, 711 3,56 €

1438410 U Analod Devices AD633ANZ Multiplicador Analóg, 4 Cuandrantes, PDIP 9,68 €

9487581 U Texas Instruments LM319N Comparador Dual, DIP14, 319 3,41 €

384938 U NXP HEF4027BP IC, 4000 LOCMOS 0,59 €

1612363 U Vishay Semiconductor 1N4733A DIODO, Zener, 1.3W, 5.1V, DO-41 0,08 €

7429282 U Multicomp 1N5817 Diodo, Schottky, 1A, 20V 0,13 €

1469369 U Vishay Semiconductor BYV26C-TAP Diode, Ultrafast, 1A, 600V 0,24 €


2346951 U TDK C3216X5R1H106K160AB Condensador, SerieC, 10uF, 50V 3216 0,72 €

1759361 U Multicomp MC1206B104K500CT Condesador, SerieMC, 0,1uF, 50V 3216 0,03 €

1907358 U TDK C3216X7RH105K160AB Condensador, SerieC, 1uF, 50V 3216 0,16 €

9501061 U WELWYN RC55Y-20KBI R de Pelicula Métalica, 20kOhm, 250mW, 350V 1,46 €



1144632 U Rubycon 50YXF10MEFC5X11 C Electrolítico Aluminio, 10uF, 50V 0,24 €

1097444 U Texas Instruments OPA2350 OP AMP, DUAL CMOS, 2350, PDIP8 5,89 €

9341684 U Multicomp MF25 300 R de Pelicula Métalica, 300Ohm, 250mW, 250V 0,05 €



1419790 U Tornillos M3x20 0,03 €

1420788 U Tuerca M3 0,05 €

483-8461 U Conector KK 2 Macho 0,48 €

453-123 U Conector KK 2 Hembra 0,15 €

483-8477 U Conector KK 3 Macho 0,83 €

467-605 U Conector KK 3 Hembra 0,30 €

2112492 U Testpoint PCB (Paquete 100 unidades) 13,01 €

3376908 U Disipador de Calor 15x20x4.5cm, 100ºC/W 12,58 €


Código Unidades Descripción Precio

A025126 U Ingeniero Técnico Industrial 13,50 €


7.3. Presupuesto


Codigo Descripción del material Unidades Precio Presupuesto

1413771 Vishay Roederstein MKT1820510255, Condensador 1uF, 250V 3 0,62 € 1,87 €

1200782 Epcos B32652A6104J000, Condensador 100nF, 630V 5 0,33 € 1,67 €

1602244 International Rectifier IRFP4110PBF MOSFET, TO-247AC 2 3,02 € 6,04 €

1860840 Infineon IPW60R041C6 MOSFET, 600V, 77.5A, TO247 1 13,08€ 13,08 €

8657262 Vishay Semiconductor VS-8ETX06FPPBF DIODE, Hyperfast, 8A, 600V 1 1,51 € 1,51 €

8454736 Texas Instruments TLE2072CP OP AMP, DUAL JFET-I/P, 2072, PDIP8 2 2,66 € 5,32 €

1469369 Vishay Semiconductor BYV26CP-TAP DIODE, Ultrafast, 1A, 600V 1 0,24 € 0,24 €

1903208 Multicomp MCHPR50V108M22X26 COND, Elec Alum, 1000uF, 50V 1 3,40 € 3,40 €

2346951 TDK C3216X5R1H106K160AB Condensador, SerieC, 10uF, 50V 3216 8 0,72 € 5,76 €

1759361 Multicomp MC1206B104K500CT Condesador, SerieMC, 0,1uF, 50V 3216 10 0,03 € 0,34 €

1907358 TDK C3216X7RH105K160AB Condensador, SerieC, 1uF, 50V 3216 3 0,16 € 0,47 €

8638837 International Rectifier IR2110PBF, CONTR MOSFET, LadoAlto/Bajo DIP-14 1 3,10 € 3,10 €

1317124 MICROCHIP MCP1407-E/P DRIVER, MOSFET, Non INV, 6V, PDIP8 1 0,99 € 0,99 €

1878849 Vishay Dale CMF5540K000BHEB MetalFilm RESISTOR, 40kOhm, 500mW 1 0,37 € 0,37 €

9398325 Vishay BZT03C16-TR DIODO, ZENER, 16V, 3.25W 3 0,93 € 2,79 €

1617404 LEM LA25-NP Current Transducer, 25A, PCB 2 19,13€ 38,26 €

9342796 Multicomp MF12 20k R de Pelicula Métalica, 20kOhm, 125mW, 200V 5 0,05 € 0,25 €


Total Capítulo 01 - Placa de Potencia

85,56€



Farnell Descripción del material Unidades Precio Presupuesto

8454736 Texas Instruments TLE2072CP OP AMP, DUAL JFET-I/P, 2072, PDIP8 6 2,36 € 14,16 €

9604839 Analog Devices AD711JNZ OP AMP, BIFET Alta Velocidad, DIP8, 711 1 3,56 € 3,56 €

1438410 Analod Devices AD633ANZ Multiplicador Analóg, 4 Cuandrantes, PDIP 2 9,68 € 19,36 €

9487581 Texas Instruments LM319N Comparador Dual, DIP14, 319 1 3,41 € 3,41 €

384938 NXP HEF4027BP IC, 4000 LOCMOS 1 0,59 € 0,59 €

1612363 Vishay Semiconductor 1N4733A DIODO, Zener, 1.3W, 5.1V, DO-41 1 0,08 € 0,08 €

7429282 Multicomp 1N5817 Diodo, Schottky, 1A, 20V 1 0,13 € 0,13 €

1469369 Vishay Semiconductor BYV26C-TAP Diode, Ultrafast, 1A, 600V 1 0,24 € 0,24 €


2346951 TDK C3216X5R1H106K160AB Condensador, SerieC, 10uF, 50V 3216 4 0,72 € 2,88 €

1759361 Multicomp MC1206B104K500CT Condesador, SerieMC, 0,1uF, 50V 3216 22 0,03 € 0,75 €

1907358 TDK C3216X7RH105K160AB Condensador, SerieC, 1uF, 50V 3216 3 0,16 € 0,47 €

9501061 WELWYN RC55Y-20KBI R de Pelicula Métalica, 20kOhm, 250mW, 350V 2 1,46 € 2,92 €



1144632 Rubycon 50YXF10MEFC5X11 C Electrolítico Aluminio, 10uF, 50V 5 0,24 € 1,20 €

1097444 Texas Instruments OPA2350 OP AMP, DUAL CMOS, 2350, PDIP8 1 5,89 € 5,89 €

9341684 Multicomp MF25 300 R de Pelicula Métalica, 300Ohm, 250mW, 250V 1 0,05 € 0,05 €

Total Capítulo 02 - Placa de Control

57,70€


Codigo Descripción del material Unidades Precio Presupuesto

1419790 Tornillos M3x20 8 0,03 € 0,25 €

1420788 Tuerca M3 8 0,05 € 0,36 €

483-8461 Conector KK 2 Macho 5 0,48 € 2,40 €

453-123 Conector KK 2 Hembra 5 0,15 € 0,75 €

483-8477 Conector KK 3 Macho 8 0,83 € 6,64 €

467-605 Conector KK 3 Hembra 8 0,30 € 2,40 €

2112492 Testpoint PCB (Paquete 100 unidades) 1 13,01 € 13,01 €

3376908 Disipador de Calor 15x20x4.5cm, 100ºC/W 1 0,05 € 0,05 €

Total Capítulo 03 - Otros

25,86€


Codigo Descripción Unidades Precio Presupuesto

A025126 IngenieroTécnico Industrial 200 13,50 € 2.700,00 €

Total Capítulo 04 - Mano de Obra

2.700,00€


7.4. Resumen del presupuesto

Capítulo Resumen Importe (€)

1 Placa de Potencia

85,56

2 Placa de Control

57,70

3 Otros

25,86

4 Mano de Obra

2700,00

TOTAL EJECUCIÓN 2869,12

13% Gastos Generales

372,99

6% Beneficio Industrial

172,15

SUMA G.G. i B.L. 3414,25

21% I.V.A. 716,99

TOTAL PRESUPUESTO CONTRATA 4131,25

TOTAL PRESUPUESTO GENERAL 4131,25


8. PLIEGO DE CONDICIONES


8.1. Condiciones Administrativas

8.1.1. Condiciones Generales

El presente pliegue de condiciones tiene por objetivo definir futuras investigaciones que

continúen el estudio de energías renovables en la plataforma DIP. DPI2006-15627-CO3-03,

ya sea trabajando sobre los prototipos construidos o otros que se deriven de ellos.

Los convertidores fabricados son circuitos que están en fase de desarrollo. Estos

prototipos se han elaborado para confirmar de forma experimental los estudios teóricos y las

simulaciones por ordenador, pero no está preparado para trabajar a nivel industrial. No

obstante, se prevé que circuitos derivados tengan una aplicación industrial, adaptando los

circuitos a otros aspectos como protecciones, interferencias, etc.

Cada convertidor tiene incorporado su control analógico en la misma placa de potencia.

En caso de modificaciones o mal uso de los circuitos diseñados, el técnico realizador del

proyecto no se hace cargo del mal funcionamiento o averías que puedan acontecer tanto en los

convertidores como en las fuentes de energía conectadas a ellos.

8.1.2. Normas, Permisos i Certificaciones

Todas las unidades de obra se ejecutarán cumpliendo las prescripciones indicadas en los

instalaciones.

Todos los aparatos e instrumentos usados deberán estar homologados. Además, los

instrumentos de medida deberán tener a disposición sus correspondientes certificados de

calibración.

8.1.3. Descripción General del Montaje

En la elaboración de los prototipos se han definido una serie de pasos a seguir con

riguroso orden, donde no es posible empezar uno hasta finalizar el anterior. A continuación se

detallarán las actividades a realizar para fabricar los circuitos. Estos pasos son los que se

deben seguir para construir las placas diseñadas en el presente proyecto.

Comanda y compra del material.

Construcción de los inductores.

Fabricación de las placas de circuito impreso.

Colocación y soldadura de los diferentes elementos sobre la placa.

Colocación de los elementos de disipación necesarios.

Verificación y ajuste de las placas.


Interconexión de los módulos.

Verificación y ajuste de los módulos interconectados.

Mantenimiento de los equipos.

8.2. Condiciones Económicas

8.2.1. Precios

El importe calculado en el presupuesto del presente proyecto puede sufrir variaciones

debidas a cambios en los precios de los componentes utilizados. Estos precios unitarios se

entiende que comprenden la ejecución total de un prototipo, incluyendo todos los trabajos

complementarios y los materiales así como la parte proporcional de imposición fiscal, las

cargas laborales y otros gastos que puedan derivarse.

El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de

instalación ni por el uso del prototipo. Tampoco incluye las obras que sean necesarias, las

cuales irían a cargo de la empresa contratante.

8.2.2. Responsabilidades

Los costes que pueda provocar el incumplimiento de las especificaciones expuestas en

el presente capítulo, en la manipulación de los circuitos construidos, recae sobre el instalador

o el usuario.

El instalador o usuario es el único responsable de todas las acciones en contra de lo

acordado, que él o las personas que estén bajo su responsabilidad cometan durante la

ejecución de las operaciones relacionadas con las mismas. También es responsable de los

accidentes o daños que por errores, inexperiencia o aplicación de métodos inadecuados se

produzcan a personas ajenas al desarrollo del prototipo.

El instalador o usuario es el único responsable del incumplimiento de las disposiciones

vigentes en materia laboral respecto de su personal y, por tanto, de los accidentes que puedan

suceder y los derechos que puedan derivarse de ellos.

En el caso que se implemente la totalidad o una parte del contenido del proyecto para la

elaboración de circuitos para usos industriales, la persona responsable de la ejecución

(contratista) tendrá la obligación de hacerse cargo de todos los gastos originados por el

trabajo mal ejecutado sin que sirva de excusa que el Técnico Director haya examinado y

aprobado las obras.


8.2.3. Cláusula del Proyecto

Los estudios y manufacturas realizados en el presente proyecto se han efectuado

exclusivamente con finalidades académicas y en ningún caso se podrá sacar beneficio

económico sin un acuerdo previo con el Dr. Hugo Valderrama Blavi, director de la

investigación.

8.3. Condiciones Facultativas

8.3.1. Personal

Todas las acciones que se desarrollen serán ejecutadas por personal cualificado con

conocimientos de electrónica de potencia. También será necesaria experiencia en software de

simulación de circuitos electrónicos, diseño de placas en circuito impreso y uso de aparatos y

instrumentos de medida como osciloscopios, multímetros, cargas activas…

El personal se someterá a las normas y reglas previstas por la comunidad autonómica,

país u organismos internacionales sobre este tipo de trabajos. El técnico realizador del

proyecto, así como el personal investigador no se hace responsable de los desperfectos

provocados por su incumplimiento.

El contratista tendrá en la obra, el nombre y clase de operarios que haga falta por el

volumen y naturaleza de los trabajos que se realicen, los cuales serán de reconocida aptitud y

experimentados en el oficio. El contratista estará obligado a separar de la obra al personal que

a juicio del Director Técnico no cumpla con sus obligaciones, realice el trabajo

defectuosamente, ya sea por falta de conocimientos o bien por no obrar correctamente.

8.3.2. Reconocimientos i Ensayos Previos

Cuando el Director Técnico lo considere oportuno, podrá encargar el análisis, ensayo o

comprobación de los materiales, elementos o instalaciones, ya sea en la fábrica de origen,

laboratorios oficiales o en la misma obra, según lo que crea más conveniente, aunque estos no

estén indicados en este pliego.

En el caso de discrepancia, los ensayos o pruebas se efectuarán en el laboratorio que el

Técnico Director de la obra designe.

Los gastos ocasionados por estas pruebas y comprobaciones irán a cargo del contratista.

Antes de la alimentación de los prototipos serán necesarios unos reconocimientos

previos de las placas del circuito impreso, que incluirán: verificación de conexiones y


comprobación del buen estado de todos los componentes. Una vez alimentada se comprobará

el funcionamiento de todos los componentes y se substituirán los elementos defectuosos, en

caso de existir.

8.3.3. Materiales

Todos los materiales cumplirán las especificaciones y tendrán las características

indicadas en el proyecto. Además deberán cumplir la calidad indicada y especialmente los

elementos de precisión. En el caso de que no se encuentre en el mercado algún producto, ya

sea porque se ha acabado o porque ya no se fabrica, el operario encargado del montaje tendrá

que estar capacitado para sustituirlo por uno similar.

Cualquier otra especificación o característica de los materiales que figuran en solo uno

de los documentos del proyecto, aunque no aparezca en la resta, será igualmente obligatoria.

8.3.3.1. Conductores

Los conductores de unión entre módulos (señal) serán cables de cobre de sección 1.5

mm2, ya que deben soportar potencias de hasta 150 W. Para evitar pérdidas en los cables, se

recomienda disminuir todo lo posible su longitud y incluso se pueden utilizar conductores con

una sección superior.

8.3.3.2. Resistencias

Las resistencias son los elementos más usados en los circuitos electrónicos. Tienen

unidades de Ohm que es el cociente entre un Voltio y un Amperio.

Una resistencia no es exacta y es necesario establecer los extremos máximos y mínimos

entre los cuales está comprendido su valor. La tolerancia marca el intervalo de valores

admisible y se expresa normalmente en porcentaje del valor exacto. Para obtener los extremos

se tendrá que multiplicar el valor nominal de la resistencia por su tolerancia, después sumar

este resultado al valor nominal para saber el máximo que puede obtener o restar para saber el

mínimo.

En el proyecto se utilizaran dos tipos de resistencia, de sensado y de uso general. Las

resistencias de uso general son resistencias que pueden soportar como máximo una potencia

de 0.25 W, normalmente son utilizadas en la parte de control. Las resistencias de sensado son

de tipo SMD colocadas en la parte de potencia, normalmente son de valor más pequeño y


potencia elevada, para poder controlar el corriente que circula por un determinado punto sin

introducir pérdidas en el circuito.

En lo que concierne a las resistencias de uso general, las tolerancias estandarizadas son

5%, 10% y 20%. Según el valor óhmico y la tolerancia, se establecen de forma estándar una

serie de valores, de forma que con ella se puedan tener toda una gama de resistencias, estos

valores son los que se muestran en la Tabla 8.1. El conjunto total de valores de toda la gama

se obtiene multiplicando por 0, 1, 10, 102, 10

3, 10

4, 10

5, 10

6 y 10

7.

Tabla 8.1.Valores estandarizados y tolerancias de las series E6, E12 y E24.

Serie Tolerancia Valores estandarizados

E6 20% 1.0, 1.5, 2.2, 3.3, 4.7, 6.8

E12 10% 1.0, 1.2, 1.5, 1.8, 2.2, 2.7, 3.3, 3.9, 4.7, 5.6, 6.8, 8.2

E24 5% 1.0, 1.2, 1.3, 1.5, 1.6, 1.8, 2.0, 2.2, 2.4, 2.7, 3.0, 3.6, 3.9, 4.3,

4.7, 5.1, 5.2, 5.6, 6.8, 7.5, 8.2, 9.8

Para evitar la utilización de un número elevado de seros en la designación del valor de

una resistencia se utilizan múltiples del ohm. Los más usados comercialmente son:

El kilo Ohm (kΩ), 1 kΩ = 103

Ω.

El mega Ohm (MΩ), 1 MΩ=106 Ω.

Para identificar el valor de una resistencia se utiliza un código de colores que permite

cubrir toda la Tabla V. Este sistema consiste en pintar alrededor de la resistencia cuatro

anillos de un color determinado. Los dos primeros colores son los que identifican el valor de

las resistencias E6, E12 y E24, el tercer color el nombre de ceros que es necesario añadir y el

cuarto color, la tolerancia de la resistencia.

8.3.3.3. Condensadores

La capacidad de los condensadores se mide en Faradios (F), pero como la unidad es

excesivamente grande, se utilizan, en la práctica, otras unidades fracciones de la anterior. Las

más usadas son:

El micro Faradio (μF) = 10-6 F.

El nano Faradio (nF) = 10-9 F.

El pico Faradio (pF) = 10-12 F.

Igual que las resistencias, los condensadores también tienen una tolerancia. Esta

acostumbra a ser del 5.10 o 20%. Aunque en los electrolíticos puede llegar a ser del 50%.


Existen muchos tipos de condensadores, pero en este proyecto solo se han utilizado de dos

tipos, los de película de poliéster y los SMD.

8.3.3.4. Inductores

Los inductores son componentes pasivos formados por un núcleo magnético y un hilo

de cobre esmaltado enrollado a su alrededor en forma de espiras, las cuales generan un flujo

magnético que mayoritariamente circula por el núcleo.

La magnitud física relacionada es la inductancia, la cual se expresa en Henrios (H),

aunque, en la práctica, se suelen utilizar los dos submúltiples siguientes:

El mili Henrio (mH), 1mH = 10-3

H.

El micro Henrio (μH), 1μH =10-6

H.

Los inductores son los componentes con menos exactitud, ya que los ha de fabricar el

instalador. Del mismo modo, existen aparatos de medida de inductancias que permiten

obtener buenas aproximaciones.

8.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores

Los circuitos integrados se tendrán que alimentar adecuadamente teniendo en cuenta las

hojas de características (datasheets). Tanto los circuitos integrados como los semiconductores

nunca se deberán exponer a valores de tensión y corriente superiores a los indicados en el

datasheet. Otros aspectos a tener en cuenta serán los daños que se pueden producir en estos

elementos a causa de la electricidad estática. Para reducir las posibilidades de este efecto será

necesario el uso de guantes de látex. De esta forma se evita cualquier descarga indeseada a los

circuitos integrados, ya que estos son los más sensibles a este tipo de descargas.

8.3.3.6. Zócalos y Torneados Tipo D.I.L.

Todos los circuitos integrados usados se montaran sobre un zócalo del tipo D.I.L. (Dual

In Line) para la unión con la placa de circuito impreso. Se trata de un soporte de contacto

mecanizado de gran cantidad de perfil bajo, formado por contactos internos (patas) de estaño

sobre una base de cobre-berilio niquelado y con recubrimiento de carbón estañado. Los

zócalos están moldeados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio. Sus características

se muestran en la Tabla 8.2.


Tabla 8.2. Características físicas de los zócalos tipo D.I.L.

Características Valores

Margen de temperaturas

Resistencia de contacto

Resistencia de aislamiento

Fuerza de inserción por contacto

Fuerza de extracción por contacto

Fuerza de retención por contacto

55 C a 125 C

10mΩ (máx.)

1010 Ω

120 g

80 g

400 g (min)

El uso de zócalos torneados para la inserción de circuitos integrados reduce el tiempo de

substitución por otro circuito integrado y además se evita el calentamiento de las patas de los

integrados en el proceso de soldadura, que podría producir su deterioro o, incluso, la

destrucción del dispositivo.

8.3.3.7. Placas de Circuito Impreso

Todas las placas de circuito impreso serán construidas a partir de una lámina de estaño

fresada. Las placas se fabricarán a doble cara.

8.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso

Todas las placas dispondrán de sus conexiones pertinentes, tanto para unirlas a la

lámpara en la salida, como a la fuente de alimentación a la entrada, como para unirlas entre

ellas. Además de las conexiones de señales de la etapa de control. Cada terminal de conexión

tendrá un agujero por el cual se introducirá un conductor o una pata que irá soldada a una

pista determinada de la placa.

8.3.4. Condiciones de Ejecución

En este apartado se describirán los procesos a realizar en la fabricación de un prototipo.

8.3.4.1. Encargo y Compra del Material

La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios deberá de realizarse

con suficiente antelación de forma que estén disponibles en el momento que se inicie el

montaje de las placas de circuito impreso.


8.3.4.2. Construcción de los Inductores

Para la construcción de los inductores se utilizará hilo de cobre esmaltado y soldable de

0.07 mm2 de sección y se calculará el nombre de hilos necesarios para conseguir la sección

deseada. Después se trenzaran los hilos y se enrollarán alrededor de un núcleo de ferrita

toroidal hasta llegar al nombre de vueltas necesarias para obtener la inductancia deseada.

Seguidamente, mediante un soldador o un baño de estaño se extrae el esmalte aislante

de los extremos del hilo y se estañan las puntas para poder conectarlas a la placa de circuito

impreso.

8.3.4.3. Fabricación de las Placas de Circuito Impreso

Con tal de realizar las placas de circuito impreso se ha utilizado un innovador método,

que consiste en descargar el archivo software donde esta generado el esquema del circuito

correspondiente, en una máquina de control numérico.

Ella sola va fresando una capa de aluminio, delimitando las pistas y realizando los

agujeros pertinentes. Este método permite realizar placas más rápidamente y eficientemente.

8.3.4.4. Soldadura de los Componentes

Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos conductores

eléctricos, pero la que combina mejor y ofrece una menor resistencia de contacto, sencillez,

seguridad y rapidez es la soldadura realizada mediante la fusión de estaño.

El proceso de soldadura consiste en unir dos conductores (hilos o terminales de los

componentes) de forma que mediante la adición de un tercer material conductor fundido se

cree un compuesto intermetálico entre los tres conductores, de tal manera que al enfriarse y

llegar a la temperatura ambiente se obtenga una unión rígida y permanente.

Tanto los materiales a soldar como las herramientas de soldadura han de cumplir unos

requisitos previos de limpieza, ya que la presencia de óxidos, grasas o cualquier otro tipo de

suciedad impiden que la soldadura sea de la calidad necesaria para que pueda mantenerse sin

degradación con el tiempo.


8.3.4.5. Ensayos, Verificaciones i Medidas

Antes de alimentar los módulos se verificará la continuidad de todas las conexiones

internas. A continuación se comprobará que todas las tensiones sean las adecuadas para cada

módulo.

Se recomienda que se verifiquen las formas de onda obtenidas en los diferentes puntos

del circuito mediante un osciloscopio de alta sensibilidad.

El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede se debido a diversas causas que

pueden ser resumidas en los dos puntos siguientes:

Conexiones defectuosas

Componentes defectuosos

8.3.4.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión

Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén

incluidos en el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión, deberán de cumplir lo que

dispongan las respectivas normas. Las instrucciones más importantes en la realización del

presente proyecto son las siguientes:

M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas tensiones.

M.I.B.T. 030 Instalaciones a tensiones especiales.


9. REFERENCIAS


[1]: M. H. Rashid, “Electónica de potencia: Circuitos, dispositivos y aplicaciones”,

Prentice Hall Hispanoamericana, 2000.

[2]: R. W. Erickson, D. Maksinovic,“Fundamentals of power electronics”, Kluber

Academic, 2000.

[3]: L. Aiello, “Hardware and control strategies for Boost based inverters: fast cuadratic

Boost case”, URV, 2010-11.

[4]: S. Wu Fu, “Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor boost cuadrático con

lazo de salida lento y controlado mediante un dsPIC30F2020”, URV, 2012-13.

[5]: J. Maixé, “Apuntes de Electrónica de Potencia”, URV, 2011-12.

[6]: A. Cid Pastor, “Apuntes de Circuitos Electrónicos de Potencia”, URV, 2012-13.

[7]: Pagina web: https://www.uv.es/emaset/iep00/descargas/INVERS-sqw%2006-07.PPT.

[Fecha de consulta: 31/09/2015]

[8]: Pagina web: https://es.wikipedia.org/wiki/Puente_H_(electr%C3%B3nica). [Fecha de

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[9]: H. Valderrama Blavi, “Apuntes de Regulación Automática”, URV, 2011-12.

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