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PROYECTO FIN DE CARRERA

CARGADOR DE BATERÍA CON BAJA INYECCIÓN DEARMÓNICOS

1. MEMORIA DESCRIPTIVA

AUTOR: Jordi Blasco SoléPONENTE: Javier Maixé AltésFECHA: Septiembre 2001

1. MEMORIA DESCRIPTIVA.

1.0. INDICE.

1.1. Introducción..................................................................................................... 3

1.1.1. Objetivo del proyecto........................................................................ 31.1.2. Acumuladores de energía. Baterías de plomo................................... 31.1.3. Construcción ..................................................................................... 4

1.1.4. Proceso de carga ............................................................................... 41.1.5. Tensión de reposo...............................................................................5

1.1.6. Tensión nominal ............................................................................... 51.1.7. Tensión de carga de mantenimiento y tensión de carga .................... 6

1.1.8. Capacidad ......................................................................................... 8 1.1.9. Rendimiento y factor de descarga..................................................... 8

1.2. Normativas a aplicar en el proyecto .............................................................. 10

1.3. Principios generales de funcionamiento ........................................................ 11

1.4. Análisis de los circuitos simulados................................................................ 12

1.4.1. Semiconvertidor monofásico con tiristores..................................... 12

1.4.1.1. Descripción general del circuito....................................... 12 1.4.1.2. Funcionamiento con bobina en la salida .......................... 14 1.4.1.3. Comentarios sobre el rechazo del circuito ....................... 18 1.4.1.4. Tabla de los armónicos obtenidos en simulación ............. 19

1.4.2. Control por modulación del ancho de pulso PWM........................ 19

1.4.2.1. Descripción general del circuito ...................................... 19 1.4.2.2. Descripción del circuito utilizado en la simulación ......... 21 1.4.2.3. Análisis del circuito simulado.......................................... 23 1.4.2.4. Tabla de los armónicos obtenidos en simulación............. 26

1.4.3. Control por modulación senoidal del ancho de pulso SPWM........ 27

1.4.3.1. Descripción general del circuito ...................................... 271.4.3.2. Análisis del circuito simulado .......................................... 281.4.3.3. Tabla de los armónicos obtenidos en simulación ............. 32

1.5. Solución adoptada.......................................................................................... 33

1.6. Descripción del proyecto ............................................................................... 34

1.6.1. Diagrama de bloques del cargador de baterías .................... 341.6.2. Módulo de alimentación ...................................................... 341.6.3. Módulo de control ............................................................... 351.6.4. Etapa de potencia................................................................. 371.6.5. Etapa de sensado de corriente.............................................. 381.6.6. Carga ................................................................................... 38

1.7. bibliografía..................................................................................................... 39

C.B. baja inyección de armónicos Memoria descriptiva________________________________________________________________________________

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1. MEMORIA DESCRIPTIVA.

1.1. INTRODUCCIÓN.

1.1.1. Objetivo del proyecto.

Se trata de realizar un cargador de batería con baja inyección de armónicos,que nos permita cargar una determinada batería a corriente constate. Este tipo decargador, permite cargar baterías tanto de 12 V como de 36 V. También nospermite elegir el tipo de carga de corriente que se quiere aplicar: carga lenta, mediay rápida.

1.1.2. Acumuladores de energía. Baterías de plomo.

En razón de sus diferentes propiedades eléctricas las diversasconstrucciones de las baterías de plomo pueden subdividirse, referidas a diferentestiempos de puenteado, como sigue:

Baterías para carga de corta duración (< 1 h) yBaterías para cargas de larga duración ( carga capacitiva, > 1 h)

Para la carga de corta duración se cuenta por ejemplo con construccionescomo la batería de placas de grandes superficies de montaje apretado y el bloque debaterías de placas de rejilla estacionarias constituida en forma de elemento único,mientras que para la placa de larga duración se emplean construcciones tales comoelementos (placas) blindados estacionarios (se trata de baterías en construcciónespecial, y actualmente en lugar de elementos blindados se suele hablar deelementos de tubito o placas de tubito), los bloques de baterías de placas de rejillaestacionarias así como baterías de placas de rejilla construidas en forma deelemento único.

Además de las baterías de plomo conocidas, con electrolito líquido, existen“baterías de plomo cerradas, sin necesidad de mantenimiento” que se distinguen delas de tipo convencional ante todo por el uso de un electrolito “establecido” ytambién por el empleo de aleaciones libres de antimonio. Estas nuevas baterías deplomo han sido introducidas al mercado bajo la denominación “dryfit”.

En lugar de tapones los elementos están provistos de válvulas de seguridad,las que se abren en caso de presión excesiva. Las baterías se encuentran disponiblesen base a las construcciones del tipo de elementos blindados estacionarios y debloques de baterías de placas de rejilla estacionarias.


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1.1.3. Construcción.

La figura 1 ilustra en forma esquemática la construcción, el proceso decarga y descarga así como la ecuación química correspondiente a la batería deplomo. Si en un recipiente que contiene ácido sulfúrico diluido (H2SO4+H2O) sesumergen electrodos consistentes de plomo o compuestos de plomo, se produce unelemento secundario galvánico. En el electrodo positivo se produce por víaelectroquímica (formación) la masa activa denominada dióxido de plomo (PbO2),en tanto que en el electrodo negativo se inserta la masa activa (óxido de plomo) enuna rejilla de plomo duro. En virtud de la formación la pasta extendida se conviertepor vía electroquímica en un plomo esponjoso finalmente distribuido (Pb).

En una batería de plomo cargada el electrodo positivo tiene como masaactiva el dióxido de plomo (PbO2) en tanto que el electrodo negativo la masa activaes de plomo (Pb).

plomo de batería laen descargay carga de Proceso 1 Figura

1.1.4. Proceso de carga.

Conectando la batería descargada a una fuente de corriente continua (p.ej.aparato rectificador) es posible recargarla, siempre que la tensión de fuente decorriente continua sea superior a la de la batería.

Durante el proceso de carga, la masa activa de ambos electrodos y el ácidosulfúrico se reconvierten al estado original existente antes de la descarga, es decirque durante la carga el proceso químico se desarrolla en sentido inverso al operadodurante la descarga. A partir de una tensión de 2,4 V por elemento el agua


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comienza a descomponerse activamente en hidrógeno y oxígeno (gasificación).Dado que el material de las placas se deteriora a la larga se vería deteriorado por laconstante de repetición de este proceso, una vez alcanzada la tensión degasificación la intensidad de la corriente al llegar al punto de gasificación dependede la construcción de los elementos y del método de carga. Cuando la batería esempleada para suministrar corriente eléctrica a un sistema de telecomunicaciones,por lo general no se llega a la tensión de gasificación de 2,4 V por elemento dadoque la tensión de carga por lo general queda limitada a 2,33 V por elemento.

1.1.5. Tensión de reposo.

A la tensión de reposo de la batería no sometida a descarga también se ladenomina fuerza electromotriz, la que depende ante todo de la densidad del ácido.Cuanto mayor es ésta, más alta es la tensión de reposo. A los efectos prácticos essuficiente saber que la tensión de reposo es aproximadamente igual al valor de ladensidad nominal del ácido (en estado cargado) más de 0,84.

1.1.6. Tensión nominal.

En la batería de plomo la tensión nominal es de 2 V por elemento y se haceefectiva poco después de comenzar la descarga con corriente correspondiente a las10 horas (I10), cuando se han equilibrado el ácido “interior” y “exterior” o seacuando ha quedado superado el bolsón de la tensión (ver fig. 2).

Figura 2Desarrollo de la tensión de descarga de un elemento de batería de plomo


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1.1.7. Tensión de carga de mantenimiento y tensión de carga.

Al trabajar en régimen de carga de mantenimiento la batería va recibiendoconstantemente una pequeña corriente de 20 hasta 40 mA por cada 100 Ah decapacidad nominal. Esta corriente de carga se produce cuando se aplica a loselementos una tensión estable (tensión de carga de mantenimiento) de 2,33 V±1 %.De esta manera se compensan las mermas de capacidad como consecuencia de ladescarga espontánea, manteniéndose a la batería con carga completa.

Si se observan las instrucciones indicadas para el tratamiento de las bateríasde plomo, éstas podrán ser operadas durante la totalidad de su vida útil con unatensión de carga de mantenimiento constante de 2,23 V por elemento, con la cuales posible mantener asimismo la carga completa de la batería. Con el objeto dereducir el tiempo de carga existe la posibilidad de efectuar una carga acelerada enmenor tiempo aplicando una tensión más alta (con 2,33 V por elemento), inferior ala de gasificación.

En las instalaciones de alimentación con rectificadores transitorizados lacarga tiene lugar, por lo general “en función del tiempo” con 2,33 V por elemento.El tiempo de carga se ajusta con un relé temporizador. Una vez terminada la cargase vuelve a conmutar a carga de mantenimiento.

No es necesario limitar la corriente de carga admisible para la batería hastaalcanzar la tensión de gasificación de 2,4 V por elemento. Sin embargo, cuando latemperatura del electrolito se eleva más allá de 55ºC es necesario interrumpir lacarga.

No se aconseja aplicar una tensión más elevada que la de gasificación sinlimitar la corriente de carga, pues de lo contrario existe el peligro de hinchamientode las placas, con la posible consecuencia de cortocircuitos en los elementos.

Una excepción del límite máximo de la tensión de carga que se acaba deseñalar la constituye la tensión para la carga de puesta en servicio (por lo generalhasta 2,7 V por elemento con limitación de la corriente de carga).

La tabla 1 ilustra, para las baterías de plomo del tipo de elementosblindados estacionarios, de bloque de baterías de placas de rejilla estacionaria,construida en forma de elemento único y baterías de placas de grandes superficiesde montaje apretado, la capacidad disponible después del tiempo anotado por cadacaso, expresado en porcentaje y teniendo en cuenta el factor de carga 1,2 siendoreemplazada la capacidad previamente extraída por la carga de acuerdo a la líneacaracterística IU. Se toma como punto de partida una tensión de carga demantenimiento de 2,33 V por elemento.

En caso de fallada de red se había sacado de la batería por ejemplo 50 % dela capacidad nominal (K10). Una vez restablecidas las condiciones nominales de lared es necesario restablecer la plena capacidad.

Cuando se procede a cargar con 2,33 V por elemento y una corriente de 0,5I10, al cabo de un tiempo de carga de 10 horas se encuentra “recargado” el 90 % ydespués de 20 horas el 97 % de la capacidad, lo cual para una batería de 100 Ah(K10) significa una intensidad de corriente de 0,5 I10=5 A. Sin embargo, transcurrenalgunos días hasta que la batería vuelva a estar cargada en un 100 % (estado deplena carga).


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En cambio, si la carga se efectúa con la tensión de 2,33 V por elemento conuna corriente de 0,5 I10, se alcanza la plena carga ya al cabo de 20 horas.

Determinante para la curva de tensión y corriente durante la carga es eltamaño de los rectificadores y sus líneas características. En la hoja de normas DIN41772 se han establecido símbolos para las líneas características de rectificadoresy, en consecuencia para los diferentes métodos de carga así como para los procesosde conmutación y desconexión, donde significan:

U línea característica de tensión constante,I línea característica de corriente constante,W línea característica inclinada,O conmutación de línea característica automática ya desconexión automática una vez alcanzada la plena carga

1 Tabla

Los rectificadores de la alimentación de corriente del sistema detelecomunicaciones son los que cargan las baterías de plomo de acuerdo a la líneacaracterística IU (figura 3). Este proceso tiene lugar en dos etapas. En primer lugarla corriente de carga permanece constante al ir aumentando la tensión de carga,hasta que según la línea característica seleccionada haya sido alcanzada la tensión


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de 2,33 V por elemento. A partir de este valor la tensión es mantenida constante yen consecuencia la carga tiene lugar con corriente que declina hasta valores bajos.Una vez terminada la carga se vuelve a conmutar por ejemplo en forma automáticahasta 2,33 V por elemento.

Figura 3Carga de baterías de plomo para instalaciones fijas según línea característica IU

1.1.8. Capacidad.

La capacidad de una batería es la medida para su eficacia o tamaño. Se mideen amperios-hora (Ah) e indica la cantidad de energía que una batería está encondiciones de suministrar al descargarse con una corriente constante (A) hastaalcanzar una tensión preestablecida (tensión de descarga final) en un tiempodeterminado (h).

Bajo capacidad nominal se entiende el valor teórico de la capacidad parauna intensidad de corriente de descarga preestablecida así como la correspondientetensión de descarga final a temperatura.

Cuanto mayor es la corriente de descarga tanto menor son la capacidad y latensión. Las capacidades nominales indicadas para baterías de todo tipo deconstrucción son aplicables al ácido a una temperatura de 20ºC. Para temperaturasmás bajas o más altas disminuye o bien aumenta la capacidad aproximadamente 1% por cada K de diferencia de temperatura para un rango limitado de ésta. Enbaterías nuevas el valor pleno de la capacidad nominal se alcanza por lo generalsólo después de 3 ciclos de carga y descarga.

Las curvas de capacidad en la figura 4, indican para baterías de plomo deltipo con elementos blindados estacionarios la capacidad disponible para placas dediferentes tamaños. Asimismo se reconoce la capacidad en función de la intensidadde la corriente de descarga.

Las baterías con una capacidad superior a 250 Ah por los general y porrazones que tienen que ver con el servicio se subdividen en dos grupos de bateríasconectadas en paralelo, las que conjuntamente brindan la capacidad necesaria.

1.1.9. Rendimiento y factor de descarga.

Se distingue entre el rendimiento en amperios-hora y el rendimiento envatios-hora, los que se indican de la siguiente manera:


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dossuministraAh en hora-amperiosextraídosAh en hora-amperios

hora-amperiosen =

dossuministraen Wh hora-vatiosextraídosen Wh hora-vatios

hora-en vatios =

Ambas magnitudes dependen de la construcción del elemento, de latemperatura del ácido y del valor de la corriente de carga o de la corriente dedescarga. El rendimiento en amperios-hora oscila entre el 83 y 90 %, el de vatios-hora entre 67 y 75%.

Bajo factor de descarga se entiende el valor recíproco del rendimiento enamperios-hora; es el más usual en la práctica:

extraídosAh en hora-amperiosdossuministraAh en hora-amperios

carga deFactor =

Por lo general el factor de carga es de 1,1 hasta 1,2.

Figura 4Curvas de capacidad de las baterías del tipo de elementos blindados estacionarios

(pacas de 40 hasta 150 Ah) a la temperatura de 20ºC


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1.2. NORMATIVA A APLICAR EN EL PROYECTO.

La normativa que vamos a aplicar en este proyecto es la UNE 1000-3-2. Entoda esta normativa, se deduce que no se requieren equipos con una distorsiónarmónica total pequeña para la corriente de entrada, sino un cumplimientoindividual de los límites para cada armónico. Esta circunstancia avala lassoluciones pasivas, pues ellas no consiguen un THD pequeño pero son capaces delimitar las amplitudes de los armónicos de la corriente por debajo de lo establecidoen la normativa.

En la aplicación de la normativa cabe dividir los equipos en cuatro clases,donde en función de la clase a la que pertenezcan se les aplican límites distintospara cada armónico. En la figura 5, se muestra el diagrama utilizado por el estándarpara dicha clasificación.

La clase D es la más controvertida debido a que cuenta con una forma deonda especial generada por el circuito rectificador y el condensador de filtrado, lacual es la más utilizada en la mayoría de equipos electrónicos de alimentación.

Figura 5 Diagrama de flujos para la determinación de la clase del equipo

Para nuestro estudio utilizamos circuitos equipos de alimentaciónmonofásicos quedando reducido a una catalogación en la clase A o D, dependiendode si la forma de onda de la corriente de entrada en un semiperiodo (referida a suvalor de pico) está dentro de la mascara definida en la figura 6 al menos el 95 % dela duración de cada semiperiodo, donde si esto se verifica dicho equipo perteneceráa la clase D.


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Figura 6 Mascara de la corriente de entrada para definir la clase D

En el estudio realizado el tipo de clase utilizada es la A, por lo tanto losarmónicos a cumplir quedan descritos en la siguiente tabla:

Por lo tanto, el objetivo de nuestro proyecto es encontrar un circuito que nospueda cumplir dichos armónicos.

1.3. PRINCIPIOS GENERALES DE FUNCIONAMIENTO.

El cargador dispone de varios regímenes de carga, que se seleccionaautomáticamente dependiendo del estado de carga de la batería.

El ciclo de carga de la batería comprende:

- Un régimen de carga rápida, a corriente constante, al fin de restituir enun tiempo mínimo, la energía suficiente para hacer operativa la batería.


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- Con carga rápida se pretende cargar la batería en 2 horas a una corrienteconstante de 15 A.

- Un régimen de carga media. Con ésta se pretende cargar la batería en 5horas a una corriente constante de 10 A.

- Un régimen de carga lenta. Pretende cargar la batería en 10 horas a unacorriente constante de 5 A.

El cargador funciona de la siguiente manera. Se carga primeramente encarga rápida hasta un cierto valor, después se pasa automáticamente a una cargamedia, y finalmente, se pasa a una carga lenta. Esto es debido, a que se pretendecargar lo más posible la batería de plomo.

Los métodos de carga que se utilizan son primero a corriente constante, ycuando el elemento de la batería tenga una tensión de 2,33 V, conmutar a una cargaa tensión constante.

- Las recargas a corriente constante se realizan, suministrando, a labatería, una corriente de carga cuya tensión se hace crecer, a medida quela batería se va cargando.

- Las recargas a tensión constante se realizan se realizan, mediante uncargador que posea un regulador de tensión, que la mantenga constantedurante toda la carga. La intensidad va disminuyendo conforme labatería adquiere carga.

1.4. ANÁLISIS DE LOS CIRCUITOS SIMULADOS.

1.4.1. Semiconvertidor monofásico con tiristores.

1.4.1.1. Descripción general del circuito.

La disposición del circuito de un semiconvertidor monofásico aparece en lafigura 7a, donde la carga está formada por una batería y una resistencia. Lacorriente de carga se supone continua y libre de componentes ondulatorias. Duranteel medio ciclo positivo, el tiristor T1 tiene polarización directa. Cuando el tiristorT1 se dispara en ωt=α, la carga se alimenta a la alimentación de entrada a través deT1 y D2 durante el período α≤ωt≤π. Durante el período π≤ωt≤(π+α), el voltaje deentrada es negativo y el diodo de marcha libre Dm tiene polarización directa. Dm

conduce para proporcionar la continuidad de corriente de la carga inductiva. Lacorriente de carga se transfiere de T1 y D2 a Dm, y el tiristor T1 así como el diodoD2 se desactivan. Durante el medio ciclo negativo del voltaje de entrada, el tiristorT2 queda con polarización directa y el disparo del tiristor T2 en απω +=t inviertela polarización Dm. El diodo Dm se desactiva y la carga se conecta a la alimentacióna través de T2 y D1.


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La figura 7b muestra la región de operación del convertidor, dondetanto el voltaje como la corriente de salida tienen polaridad positiva. La figura 1cmuestra las formas de onda para el voltaje de entrada, el voltaje de salida, lacorriente de entrada y las corrientes a través de T1 y T2, D1 y D2. Este convertidortiene un mejor factor de potencia, debido a la operación del diodo de marcha libre.

Figura 7b

El voltaje promedio de salida se puede encontrar a partir de

[ ]∫ +=−==π

α

πα α

πω

πωω

π)cos1(cos

2

2)(sen

22 mm

mdc

Vt

VttdVV

y Vdc puede modificarse o variar, desde 2Vm/π hasta 0 al variar α desde 0 hasta π.El voltaje promedio máximo de salida es Vdm=2Vm/π y el voltaje de salidanormalizado es:

)cos1(5.0 α+==dm

dcn V

VV

A continuación, mostraremos las formas de onda del semiconvertidormonofásico a la salida.


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Figura 8

1.4.1.2. Funcionamiento con bobina a la salida.

El circuito descrito anteriormente no nos mantiene la corriente continua a lasalida. Para solucionar estos problemas, hemos optado por poner una bobina a lasalida, que nos permite mantener una valor de corriente constante a la salida.

A continuación mostraremos el circuito simulado. Podemos apreciar quetenemos una bobina en la salida del semiconvertidor, el valor del cual está


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calculado para que el rizado de la corriente de salida sea el más pequeño posible, yevitar así que ésta entre en régimen discontinuo.

Figura 9

En el trabajo que estamos realizando, utilizamos dos tipos de baterías, unade 12V y otra de 36V. Las pruebas de los armónicos producidos en la corriente deentrada (Is), se realizarán para los valores nominales de éstas baterías, que son 14 y42 V respectivamente. De éstos valores nominales, sacaremos los armónicos de lostres tipos de cargas que utilizaremos, 15, 10 y 5 A.

- Gráficos de los armónicos para baterías de 12 V.

Corriente de carga de 15 A


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Corriente de carga 5 A

1.4.1.3. Comentarios sobre el rechazo del circuito.

Como podemos ver en las gráficas anteriores, el nivel de los armónicos es muysuperior al indicado por la norma. Las razones que damos para rechazar el siguientecircuito son las siguientes:

- Hemos intentado poner filtros de primer orden en la entrada y salida delsemiconvertidor. Estos filtros son como máximo de primer orden, paraevitar que el coste del circuito sea elevado (filtros LC paso bajospasivos). Para eliminar los armónicos de la entrada necesitamos valoresde condensadores y bobinas elevadas, que no son aplicables debido a sucoste.

- Otro factor que podemos observar en la simulación, es la complicidadpara obtener el valor del voltaje de salida del semiconvertidor, que nosprovoque una corriente media en la batería. Ésta es difícil de obtener, yaque los armónicos de la tensión de salida dependen de varios parámetros,siendo complicado su ajuste.

- Como conclusión, se puede observar que si se controla el voltaje de losconvertidores monofásicos, mediante la variación del ángulo de retraso,sólo habrá un pulso por cada medio ciclo en la corriente de entrada delconvertidor, con el resultado de que armónica de menor orden será latercera. Ésta será muy difícil de poder filtrar con filtros de bajo coste.


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Para solucionar éste problema, nos centramos en los convertidores demodulación del ancho de los pulsos (PWM), que nos permiten abrir y cerrar losinterruptores varias veces en cada medio ciclo.

1.4.1.4. Tabla de los armónicos obtenidos en simulación.

Baterías de 36 V Baterías de 12 VN º Norma 15 A 10 A 5 A 15 A 10 A 5 A3 2.30 7.12 5.07 2.84 5.08 3.52 1.835 1.14 3.05 2.28 1.47 4.03 2.80 1.477 0.77 7.16 0.56 0.48 2.70 1.88 1.019 0.40 2.01 1.36 0.64 1.33 0.94 0.53

11 0.33 1.49 1.04 0.57 0.18 0.17 0.1613 0.21 0.28 0.28 0.28 0.74 0.50 0.2415 0.15 1.08 0.73 0.35 1.15 0.78 0.3817 0.132 1.06 0.73 0.37 1.15 0.79 0.3919 0.118 0.28 0.24 0.21 0.83 0.57 0.2921 0.107 0.65 0.44 0.22 0.34 0.24 0.1423 0.097 0.83 0.56 0.27 0.18 0.12 0.07925 0.09 0.34 0.25 0.17 0.54 0.37 0.1827 0.083 0.39 0.27 0.15 0.70 0.48 0.2329 0.077 0.66 0.45 0.21 0.64 0.44 0.2231 0.072 0.38 0.27 0.16 0.40 0.27 0.1433 0.068 0.21 0.16 0.11 0.081 0.066 0.05335 0.064 0.53 0.36 0.17 0.24 0.17 0.08837 0.060 0.40 0.27 0.14 0.45 0.30 0.1539 0.057 0.10 0.099 0.093 0.50 0.34 0.17

1.4.2. Control por modulación del ancho de pulso PWM.


La disposición del circuito de modulación del ancho de pulso nos apareceen la figura 10a. En este circuito, nos aparecen dos MOSFET I1 y I2, que nospermiten dispararlos varias veces durante medio ciclo. Este disparo de lostransistores será comentado más adelante. Los diodos D3 y D4, nos sirven para nodejar pasar la corriente inversa. La bobina que situamos en la salida delsemiconvertidor, nos permite reducir el rizado de salida, pero fundamentalmentenos permite que la corriente se mantenga en régimen continuo.


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Figura 10a

En el control por modulación del ancho de pulso (PWM), los interruptoresse cierran y se abren varias veces durante medio ciclo, el voltaje de salida secontrola variando el ancho de los pulsos. Las señales de compuerta se generancomparando una onda triangular con una señal de corriente directa, tal comomuestra la figura 10c. La figura 10b muestra el voltaje de entrada, el voltaje desalida y la corriente de entrada. Se pueden eliminar o reducir armónicas de ordenmenor, si se selecciona el número de pulsos por medio ciclo. Sin embargo, alaumentar el número de pulsos aumentará también el número de armónicas de ordenmás alto, que se podrán filtrar con facilidad.


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Figura 10b

Figura 10c

1.4.2.2. Descripción del circuito del circuito utilizado en la simulación.

Los interruptores I1 e I2 tienen que ser conmutados varias veces en unsemiciclo. Para poder hacerlo, se ha diseñado un circuito de control que nospermite dispararlos. En la figura 11, podemos ver este circuito.

Lo que hacemos en primer lugar, es coger el paso por cero de la tensión deentrada. Esto lo hacemos cogiendo a través de “Vsen1” la tensión de la red,seguidamente, detectamos el paso por cero a través del comparador “comp1”. Laseñal obtenida la conectaremos a su “AND” correspondiente. El único inversor quehay en el circuito es para diferenciar los semiciclos en los cuales tenemos quedisparar un transistor o otro.


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En el “comp2”, lo que hacemos es comparar una señal triangular con unaseñal uniforme que nos viene de la realimentación. En ésta señal triangular sepuede variar la frecuencia según convenga. La amplitud la fijamos a un valor de 20V de pico.

Al comparar estas dos señales obtenemos unos pulsos de salida que losconectaremos a las “AND” respectivas. La salida de las “AND” las conectamos alos activadores de “Gate” de los interruptores I1 e I2. Éstos son necesarios parapoder disparar los interruptores.

Podemos observar en el circuito simulado, que hay una realimentación decorriente. Cogemos a partir del sensor de corriente “ISEN” la corriente de cargaque tiene la batería en ese momento, y la comparamos con una corriente dereferencia “Iref”. Ésta corriente de referencia, es la corriente constante que nosotroshemos elegido para la carga de la batería. Podemos ver que la corriente pasa por unfiltro paso bajo, con el objetivo de tener una corriente constante. El controlador PI,nos permite que la respuesta del circuito sea lo más rápida posible, y filtrar un pocomás la señal de realimentacióm. Una vez sale del controlador, la pasamos por unlimitador de tensión, para que ésta no sobrepase la amplitud máxima de la señaltriangular, y así obtener una comparación satisfactoria.

Figura 11


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1.4.2.3. Análisis del circuito simulado.

A continuación mostraremos todas las gráficas de los armónicos de lacorriente de entrada del semiconvertidor. Éstos armónicos, las obtenemos paralas tensiones de batería de 14 y 42 V, y para unas corrientes de carga de 15, 10y 5 A.

La frecuencia de la señal triangular se ha variado en función del valor de losarmónicos. Por simulación hemos llegado a la conclusión, que a una frecuenciade 3,7 kHz se minimiza al máximo el valor de los armónicos de la corriente deentrada.

La bobina de salida del semiconvertidor es de 30mH, ya que con este valorel rizado de la corriente de salida no es muy alto.




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26

corriente de carga de 5 A



11 0.33 0.2563 0.1867 0.0937 0.1061 0.0484 0.037513 0.21 0.2372 0.1505 0.0842 0.0878 0.0596 0.024615 0.15 0.2224 0.1399 0.0706 0.0837 0.0737 0.021717 0.132 0.1757 0.1238 0.0633 0.0793 0.0529 0.024719 0.118 0.1534 0.1092 0.0529 0.0723 0.0528 0.024621 0.107 0.1262 0.0912 0.0441 0.0646 0.0375 0.020123 0.097 0.1010 0.0699 0.0331 0.0729 0.0342 0.021525 0.09 0.0957 0.0588 0.025 0.0615 0.0347 0.014827 0.083 0.0882 0.0708 0.0332 0.0703 0.0316 0.017429 0.077 0.0677 0.0472 0.0227 0.0593 0.0408 0.020331 0.072 0.0611 0.0326 0.0169 0.0624 0.0409 0.019333 0.068 0.0738 0.0438 0.0272 0.0642 0.0387 0.014635 0.064 0.0711 0.0322 0.0252 0.0605 0.0299 0.023237 0.060 0.07 0.0345 0.0175 0.0350 0.0319 0.017139 0.057 0.074 0.0323 0.0206 0.0563 0.0279 0.0237


27

1.4.3. Control por modulación senoidal del ancho de pulso SPWM.


La disposición del circuito de modulación senoidal del ancho de pulso nosaparece en la figura 12a. El funcionamiento es similar al de modulación uniforme,pero en lugar de una comparación entre una señal triangular y una uniforme, ahoratenemos la comparación entre una semisenoidal y una triangular.

Figura 12a

Para controlar el voltaje de salida se puede variar el ancho de los pulsos. Sicada medio ciclo existen p pulsos de igual ancho máximo de un pulso es π/p. Sinembargo, el ancho de los pulsos puede ser diferente. Es posible seleccionar elancho de los pulsos, de forma que ciertas armónicas sean eliminadas. Existendistintos métodos para variar el ancho de los pulsos, siendo el más común lamodulación senoidal del ancho de los pulsos (SPWM). En el control senoidalPWM, tal y como se muestra en la figura 12b, se generan los anchos de pulsocomparando un voltaje de referencia triangular vr de amplitud Ar y de frecuencia fr,con un voltaje semisenoidal portador vc de amplitud variable Ac y de frecuencia 2fs.El voltaje senoidal vc está en fase con el voltaje de fase de entrada vs y tiene dosveces la frecuencia de la alimentación fs.


28

Figura 12b

El ancho de los pulsos (y el voltaje de salida) varía al modificar la amplitudAc o el índice de modulación M desde 0 hasta 1. El índice de modulación se definecomo:

r

c

A

AM =

En un control con modulación senoidal del ancho de pulso, el factor dedesplazamiento es la unidad y el factor de potencia se mejora. Las armónicas deorden menor se eliminan o se reducen.

Como podemos en el circuito de la figura 12a, la modulación senoidal separece mucho a la uniforme, la única variación, está en que ahora comparamos unaseñal semisenoidal con una triangular. La señal semisenoidal “VSEMI” laobtenemos haciendo un rectificado de onda completa con una señal senoidal defrecuencia fs=50 Hz. Ésta señal semisenoidal la multiplicamos con la señal derealimentación y luego la comparamos con la señal triangular. Obteniendo así lospulsos de disparo de los interruptores I1 e I2. El funcionamiento del resto delcircuito es exactamente igual que el de modulación uniforme.

1.4.3.2. Análisis del circuito simulado.

A continuación mostraremos todas las gráficas de los armónicos de lacorriente de entrada del semiconvertidor. Éstos armónicos, las obtenemos paralas tensiones de batería de 14 y 42 V, y para unas corrientes de carga de 15, 10y 5 A.


29

La frecuencia de la señal triangular la hemos variado hasta obtener un valortal que el valor de los armónicos sea mínimo. Éste valor es el de 3,7 kHz.

El valor de la bobina de salida es de 30 mH. Éste valor nos minimizabastante el valor del rizado de la salida. El rizado de la corriente de salida dependede las características de las baterías. Éstas no suelen ser muy restrictivas.




30




31





32




11 0.33 0.1046 0.0391 0.0334 0.0575 0.0321 0.013113 0.21 0.0679 0.0656 0.0255 0.047 0.0614 0.016415 0.15 0.0554 0.0398 0.0232 0.0202 0.0276 0.005717 0.132 0.0162 0.0089 0.0053 0.0163 0.0187 0.010219 0.118 0.0281 0.0202 0.0099 0.0068 0.005 0.006521 0.107 0.0121 0.0062 0.0069 0.0105 0.0102 0.005223 0.097 0.032 0.0455 0.0143 0.0347 0.0118 0.007525 0.09 0.0461 0.0614 0.018 0.0191 0.0044 0.002027 0.083 0.064 0.0396 0.0152 0.0195 0.0104 0.006829 0.077 0.0727 0.0135 0.0088 0.0037 0.0036 0.004131 0.072 0.0674 0.0088 0.0034 0.0062 0.0086 0.00333 0.068 0.0495 0.0263 0.0147 0.0113 0.0014 0.004235 0.064 0.0352 0.0119 0.0128 0.0042 0.0121 0.00337 0.060 0.0555 0.0203 0.0138 0.0133 0.0037 0.001839 0.057 0.0277 0.017 0.0121 0.0054 0.0115 0.0015


33

1.5. SOLUCIÓN ADOPTADA.

De los tres prototipos propuestos anteriormente, solo los dos últimos son losapropiados para cumplir las características de la norma UNE-EN 61000-3-2.

Las razones que damos para descartar el primer prototipo las hemos explicadoal final de su descripción.

Como hemos podido apreciar, hemos sacado las mismas gráficas de los dosúltimos prototipos, con las mismas cargas y tensiones nominales de las baterías. Acontinuación daremos las razones que nos descartan el segundo prototipo:

1- Éste prototipo cumple la norma para baterías de 12 V (mirar tablaresumen final explicación del prototipo), pero para las baterías de 36 V,hay algunos armónicos que no cumplen. Éstos los tendríamos quereducir mediante filtros, lo que supone un coste adicional y posiblesefectos parásitos e interferencias provocadas por éstos. En el tercerprototipo, cumple todos los requisitos impuestos por la norma, sin ponerningún filtro adicional en la entrada o salida del convertidor.

2- En las gráficas anteriores, el convertidor uniforme (PWM) nos reducelos armónicos mayores de 1 kHz, mientras que el convertidor senoidal(SPWM) nos deja como significativos los dos o tres primerosarmónicos. Lo que nos indica que éste último convertidor nos muestraun mejor comportamiento de los armónicos de la corriente de entrada.Esto nos permite tener un mayor margen de error en el cumplimiento delos armónicos de la corriente de entrada.

3- Una de los objetivos que nos hemos planteado en este proyecto, esutilizar el mínimo posible de filtros, haciendo que el segundo prototiposea rechazado.

Estas han sido las dos principales razones que hemos dado para rechazar elsegundo prototipo. Por lo tanto, el prototipo que vamos a utilizar en el proyectopresentado es el de la modulación senoidal de pulsos.


34

1.6. DESCRIPCIÓN DEL PROYECTO.

1.6.1. Diagrama de bloques del Cargador de Baterías.

AlimentaciónEtapa potencia

Etapa decontrol

AlimentaciónEtapa de control

Etapa depotencia CARGA

Etapa sensado decorriente

1.6.2. Modulo de alimentación.

- Utilizamos dos módulos de alimentación. Los dos módulos nossuministran las tensiones necesarias para alimentar el resto de etapas que formannuestro proyecto. Hemos de tener en cuenta que en la etapa de potencia hayconmutación, provocando sobrepicos y ruidos electromagnéticos que puedenafectar a cualquier sistema de pequeña señal.

- El módulo de alimentación de la etapa de control está formado por unsimple rectificador en puente y filtro por condensador. No se ha querido diseñaruna fuente más estabilizada ya que no es imprescindible para el buenfuncionamiento del circuito.

Las características fundamentales de la fuente de alimentación son de +12V,-12V y +5V. En la salida del rectificador en puente, hemos colocado unoscondensadores que nos filtran los posibles picos que tenemos en la salida delrectificador.

La fuente también está formada por tres reguladores de tensión (7812, 7912y 7805), con los correspondientes filtros por condensador.

- El módulo de alimentación de la etapa de potencia está formada por unconvertidor DC/DC, que nos proporciona una tensión dual de ±15V.

Para poder conseguir una tensión de –5V, hemos optado por poner unregulador de tensión del tipo 7905, que nos proporciona la tensión deseada. A la


35

salida del regulador ponemos unos filtros con condensador, para poder filtrar losposibles picos a la salida del regulador (7905).

El modulo de alimentación de la etapa de potencia nos permite alimentar losdrivers que irán conectados a los IGBT’s. Éstos IGBT’s los conectaremos de formaque formen medio puente. El medio puente formado por IGBT’s y diodos loalimentaremos a la tensión de red (220V).

1.6.3. Módulo de control.

En el módulo de control lo que hacemos es generar dos señales. Generamosuna señal senoidal de frecuencia fija y de amplitud variable, y una triangular deamplitud fija y frecuencia variable. La señal senoidal la rectificamos en ondacompleta. Éstas dos señales son comparadas y como resultado tenemos la señal decontrol. En nuestro caso, la señal de control la dividimos en dos semiciclos parapoder diferenciar el disparo de los dos IGBT (se dispara uno en cada semiciclo).

El módulo de control se puede dividir en varias etapas.

Ajuste defrecuencia

Generador ondatriangular

Generador ondasenoidal

Ajuste de la ondatriangular

Ajuste de la ondasenoidal

RealimentaciónDeterminaciónseñalsenoidal

Comparaciónde señales

Separación desemiciclos

OUT2Driver 2

OUT1Driver 1


36

En el módulo de ajuste de la frecuencia de salida, utilizamos para lageneración de la señal triangular una tensión de referencia, que nos permite variarla señal a una frecuencia deseada.

En la etapa de control las señales senoidal y triangular están sincronizadas yajustadas. La senoidal está sincronizada con la tensión de red, y la señal triangularestá sincronizada con la señal senoidal (ver el plano 3).

En el mercado encontramos un integrado (ICL 8038) que es capaz degenerar ondas triangulares, senoidales y cuadradas con bastante precisión. En éstaetapa de control hemos utilizado dos integrados, uno para la generación de la señalsenoidal, y otro para la señal triangular. La frecuencia de cada una de las señales seha obtenido con componentes exteriores.

El ajuste de la frecuencia de la señal triangular, se ha obtenido mediante lageneración de una tensión de referencia. Una vez obtenida la triangular, lo quehacemos es sincronizarla a cada paso por cero de la senoidal.

Esto lo hemos conseguido generando una señal cuadrada que a partir de laseñal senoidal (operacional U1D) y después con un detector de flanco (integradoJ4), generamos un pulso que mediante un transistor (2N4392) reinicializará elcondensador que nos proporciona la frecuencia en el integrado de la señaltriangular.

Una vez hemos generado la señal triangular, lo que hacemos es pasarla poruna etapa que genera un offset y ganancia deseada para el correcto ajuste de laseñal triangular (operacional U1B).

El ajuste de la frecuencia de la señal senoidal la hemos obtenidoreinicializando la señal a cada paso por cero de la tensión de red.

Este ajuste lo obtenemos generando una señal cuadrada a cada paso de latensión de red (integrado U3), después lo pasamos por un detector de flanco(integrado J3), generamos un pulso que mediante un transistor reinicializará elcondensador que nos proporciona la frecuencia del integrado para generar la señalsenoidal.

La señal senoidal obtenida, la pasamos por una etapa que nos la rectifica enonda completa (integrado U1A y U1C). Una vez rectificada la multiplicamos conuna señal de referencia que nos viene de la etapa de sensado de corriente (integradoU10).

La señal triangular y senoidal son comparadas mediante el operacional U6.En la salida de éste, lo que hacemos es separar los pulsos en semiciclos.

Para conseguirlo, comparamos esta señal de salida con una señal cuadradadel mismo período que la señal senoidal, pero como ésta señal ya la tenemos (U1D)ya no hace falta generarla.

Hemos de recordar que la comparación la realizamos con puertas AND(74LS08), y que por eso hemos necesitado reducir la tensión de entrada a 4.7V(zener DZ3).

En la primera puerta AND (U7A), comparamos los pulsos con la entradapositiva de la señal cuadrada, obteniendo así los pulsos en el semiciclo positivo,mientras que en el negativo no obtenemos pulsos de salida. En el otro semiciclo(U7B), negamos la señal cuadrada mediante un inversor (74LS04) y la


37

comparamos con los pulsos, obteniendo los pulsos en el semiciclo negativo de laseñal cuadrada.

Las salidas del semiciclo positivo, las pasamos por una etapa que nosamplifica la señal de salida. Son amplificados mediante buffers (integrado U8).Esta salida nos da la señal de salida del Driver 1. En el otro semiciclo hacemos losmismos pasos (integrado U8), obteniendo la señal del Driver 2.

1.6.4. Etapa de potencia.

Como ya hemos dicho nuestro inversor es en medio puente. Losinterruptores del convertidor pueden ser MOSFET ó IGBT.

Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de alta velocidad yestán disponibles en especificaciones de poca potencia. En cambio, los IGBT sonadecuados para altos voltajes, altas corrientes y frecuencias de hasta 20 kHz.

En la simulación, hemos comprobado que la frecuencia máxima que tienenque aguantar los interruptores es aproximadamente de 4 kHz. Pero se puede llegara conmutar hasta frecuencias de hasta 20kHz. Esto nos indica que la mejor soluciónes poner interruptores IGBT, proporcionando un mejor comportamiento adicionalpara altas tensiones y corrientes.

En el programa de simulación utilizado, los IGBT tienen un diodo enantiparalelo (figura 13).

Este diodo nos hace conducir la corriente tanto en directa como en inversa.Como nosotros sólo queremos que nos conduzca en una dirección, adoptamos lasolución de poner un diodo en serie con el interruptor para poder evitar el efecto nodeseado (Figura 14).

Figura 13 Figura 14

En el montaje práctico se ha optado por poner interruptores IGBT sin diodoen antiparalelo, ya que así nos ahorramos poner un diodo en serie con elinterruptor.

Para evitar conectar las masas del circuito de control con las de la etapa depotencia, se ha decidido poner optoacopladores que nos aíslen las señales. Elintegrado que utilizamos es el HCPL-315J, que está alimentado a +15V y –5V.


38

Este integrado nos proporciona una par de salidas que conectaremos en las entradasde los interruptores. Entre la salida del optoacoplador y la entrada del IGBTintercalamos una resistencia que nos permitirá limitar los picos de conmutación.

En la salida del medio puente ponemos un diodo volante que nosproporcionará la continuidad de la corriente para una carga inductiva.

1.6.5. Etapa de sensado de corriente.

Como podemos ver en la figura 10a, en la salida del semiconvertidortenemos un sensor de corriente (ISEN), que nos permite hacer una lectura de lacorriente que circula en ese preciso momento por el circuito. Como en la lectura dela corriente tenemos armónicos no deseados, hemos colocado un filtro paso bajoque nos filtre todos los armónicos. A la salida del filtro tenemos la lectura correctade la corriente que pasa por el circuito. Esta corriente tiene que ser comparada conuna de referencia (Iref), que representa la corriente de carga de la batería. Elresultado de la comparación es una corriente de error que entramos en uncontrolador PI, cuyo resultado es una tensión que aplicaremos en la etapa decontrol. Ésta nos variará la anchura de los pulsos y a su vez la corriente de cargadel circuito.

1.6.6. Carga.

En la figura 15, podemos ver los componentes que forman la carga de labatería. La resistencia (Rbat), corresponde al valor de la resistencia serie que tienentodas las baterías. La tensión (Ebat), simula la tensión que tiene la batería en eseinstante. Éstos dos componentes son los que forman parte de la carga de nuestrocircuito.

Antes de la carga, intercalamos una bobina que nos permitirá reducir unaserie de armónicos, y nos proporcionará una continuidad de la corriente.

Figura 13


39

1.7. BIBLIOGRAFÍA.

[1] Muhammad H. Rashid, “Electrónica de potencia. Circuitos, dispositivos yaplicaciones”. Ed. Prentice Hall, 1995.

[2] B.M. Bird, K.G. King, D.A.G. Pedder, “An introduction to powerelectronics”. Ed. Wiley, 1993.

[3] Philip T. Krein, “Elements of power electronics”. Ed. Oxford UniversityPress, 1998

[4] Robert W. Erickson, “fundamentals of power electronics”. Ed. KluwerAcademic Publishers (KAD), 1999.

[5] Kjeld Thorborg, “Power electronics”. Ed. Prentice Hall, 1988.

[6] Derek A. Paice, “ Power electronic converter harmonics”. Ed. IEEE Press,1996.

[7] Jos Arrillaga, Bruce C. Smith, “Power system harmonic analysis”. Ed.Wiley, 2000.

[8] Mohan, Undeland, Robbins, “Power electronics: Converters, applicationsand design”. Ed. Wiley, 1996.

[9] K. Kit. Sum, “Switch power conversion”. Ed. SUM, 1984.

[10] Muhammad H. Rashid, “Spice for power electronics and electric power”.Ed. Prentice Hall, 1993.

[11] Abraham I. Pressman, “Switching power supply design”. Ed. Mc Graw Hill,1998.

[12] Miro Milanovic, “Electrónica de potencia”. Universidad de Maribor, 1997.



2. MEMORIA DE CÁLCULO


2. MEMORIA DE CÁLCULO.

2.0. INDICE.

2.1. Introducción..................................................................................................... 32.2. Especificaciones .............................................................................................. 32.3. Simulación por ordenador ............................................................................... 4

2.3.1. Semiconvertidor monofásico con tiristores....................................... 4

2.3.1.1. Cálculo de la corriente de salida del semiconvertidor ........ 4 2.3.1.2. Cálculo de la corriente de entrada del semiconvertidor ..... 5

2.3.1.3. Cálculo de los filtros utilizados en el semiconvertidor con tiristores............................................................................. 7

- Diseño de bobina en la carga del semiconvertidor ............ 7- Diseño de filtro LC en la entrada del semiconvertidor...... 9

2.3.2. Control por modulación del ancho de pulso PWM ......................... 11

2.3.2.1. Cálculo de la corriente de salida del semiconvertidor ...... 112.3.2.2. Cálculo de la corriente de entrada del semiconvertidor.... 112.3.2.3. Filtros utilizados en la modulación PWM ........................ 14

- Diseño de filtro en la carga del convertidor con modulación PWM ......................................................... 14

- Diseño de filtro LC en la entrada del convertidor con modulación PWM........................................................... 16

2.3.3. Control por modulación senoidal del ancho de pulso SPWM......... 16

2.3.3.1. Cálculo de la corriente de salida del semiconvertidor ...... 162.3.3.2. Cálculo de la corriente de entrada del semiconvertidor ... 162.3.3.3. Filtros utilizados en la modulación SPWM...................... 17

2.3.4. Tabla resumen de los coeficientes que forman la corriente de entrada de los convertidores ........................................................... 18

2.4. Diagrama de bloques del cargador de baterías .............................................. 192.5. Etapa de alimentación.................................................................................... 19

2.5.1. Alimentación de la etapa de control................................................ 192.5.2. Alimentación de la etapa de potencia.............................................. 22

2.6. Etapa de control............................................................................................. 23

2.6.1. Variación de frecuencia .................................................................. 232.6.2. Generación de la onda senoidal y triangular ................................... 252.6.3. Generación de la onda senoidal ..................................................... 252.6.4. Generación de la señal triangular.................................................... 292.6.5. Ajuste de las señales generadas ...................................................... 30

2.6.5.1. Ajuste de la señal senoidal ............................................... 302.6.5.2. Ajuste de la señal triangular ............................................. 32

2.6.6. Comparación de la señal triangular y senoidal rectificada.............. 322.6.7. Separación de los pulsos ................................................................. 332.6.8. Estabilización del sistema ............................................................... 33

2.7. Etapa de potencia........................................................................................... 342.8. Anexos de la memoria de cálculo .................................................................. 37

2.8.1. Programa de control del cargador de baterías ................................. 37

2.8.1.1. Especificaciones del programa......................................... 372.8.1.2. Características del microcontrolador utilizado ................. 382.8.1.3. Flujograma del programa ................................................. 392.8.1.4. Descripción de los puertos del microcontrolador ............. 40

- Puerto A .......................................................................... 40- Puerto B .......................................................................... 40- Puerto C .......................................................................... 41

2.8.1.4. Descripción del programa ................................................ 41

2.8.2. Obtención de las gráficas en el montaje de la etapa de control................................................................................. 45

2.8.2.1. Obtención señal senoidal ...................................... 452.8.2.2. Obtención de la señal triangular ........................... 462.8.2.3. Ajuste de la señal triangular ................................. 462.8.2.4. Obtención de la rectificación de la señal senoidal................................................................ 472.8.2.5. Obtención de señales de entrada al

multiplicador........................................................ 482.8.2.6. Señal de salida del multiplicador.......................... 482.8.2.7. Pulsos de salida de la comparación ...................... 492.8.2.8. Obtención de los pulsos en la salida de los

drivers ................................................................... 522.2.2.9. Obtención de los pulsos de salida del driver 1...... 542.2.2.10. Obtención de los pulsos de salida del driver 2.... 562.2.2.11. Comprobación de la sincronización de la señal

senoidal con la red ............................................. 58

C.B. baja inyección de armónicos Memoria de cálculo_____________________________________________________________________________________

3

2. MEMORIA DE CÁLCULO.

2.1. INTRODUCCIÓN.

Debido a que el objetivo del proyecto es buscar un prototipo que nos permitacargar baterías a baja frecuencia, lo más importante es dar a conocer el funcionamientoteórico del prototipo. Explicaremos todos los cálculos utilizados en cada prototipo paraque sea más fácil el estudio.

El presente proyecto lo tenemos separado en dos apartados. El primero nosexplica todo el contenido teórico obtenido en la simulación. El segundo nos explicatodas las placas que se han desarrollado para poder hacer funcionar el prototipo.

En todos los casos el material utilizado ha sido material comercial de bajo coste,es por esto, que en las diferentes partes del proyecto, podemos encontrar componentessobredimensionados respecto a las necesidades en aquella zona.

En la parte final de la memoria de cálculo, hemos introducido unas gráficas quenos muestran lo obtenido en el montaje de la etapa de control. El resto de etapas que nohan podido ser montadas en el proyecto, se han explicado de forma que se puedanentender para su posible montaje.

2.2. ESPECIFICACIONES.

A continuación describiremos las características fundamentales del cargador debaterías.

- El cargador utilizará tres modos de carga a corriente constante (15A, 10A y 5A).

- Es un cargador dual de baterías, cuyas tensiones nominales son de 14V y 42V.

- La frecuencia de conmutación de los interruptores de medio puente puedenconmutar entre 1kHz-20kHz.

- Los armónicos del prototipo deben cumplir la norma UNE-EN 61000-3-2.

- Alimentación del semiconvertidor a la tensión de red (220V).

- El cargador de baterías utilizará el mínimo posible de filtros.

- Frecuencia de salida de la señal semisenoidal a 100Hz.

- Frecuencia variable de la señal triangular de 1kHz a 100kHz.

- Señales de control optoacopladas.

- Utilización de IGBT’s en el disparo del medio puente.


4

2.3. SIMULACIÓN POR ORDENADOR.

En el siguiente apartado mostraremos todos los cálculos que hemos utilizado enlos prototipos simulados. Los cálculos más importantes analizados, son los que hacenreferencia a los armónicos de la corriente de entrada del semiconvertidor, que son losque realmente deben cumplir la norma UNE-EN 61000-3-2 que está explicada en losanexos del proyecto.

2.3.1. Semiconvertidor monofásico con tiristores.

2.3.1.1. Cálculo de la corriente de salida del semiconvertidor.

Para poder buscar el valor de la corriente de salida del semiconvertidor, debemosbuscar primero el valor de la tensión media. La tensión media en la salida es lasiguiente:

[ ] )cos1(cos2

2)(sen

22

απ

ωπ

ωωπ

πα

π

α

+=−== ∫Vm

tVm

tdtVmVdc

El valor de Vdc puede modificarse o variar, desde 2Vm/π hasta 0 al variar elángulo de disparo (α) de los tiristores desde 0 hasta π. El voltaje promedio máximo desalida es

πVm

Vdm2

=

y el voltaje promedio de salida normalizado

)cos1(5.0 α+==VdmVdc

Vn

Una vez obtenemos el valor del voltaje medio de salida, podemos obtenerfácilmente el valor de la corriente de carga de la batería. Dicho valor lo obtenemos de lasiguiente manera:

RbatEbatVdc

Idc−

=

Donde Rbat es la resistencia serie que tienen todas las baterías y Ebat es el valorde la batería.

Para poder diseñar correctamente el valor de la bobina en la carga, debemossaber el valor de los armónicos de la corriente de carga. Para calcular los armónicos,debemos hallar primero los armónicos de la tensión de salida del semiconvertidor. Elvalor de éstos armónicos son los siguientes:

(1)

(2)

(3)

(4)


5

∑∞

=

++=

++

+−

−−=

+

−−+−

−−−−

=

,...4,2

)cos()(

1)1(

1)1(

1)1()1cos(

1)1()1cos(

n

nn

tBnsinntnAnVdctVo

nnsin

nnsinVm

Bn

nn

nnVm

An

ωω

ααπ

ααπ

A partir de la ecuación (5), podemos obtener el valor de los armónicos de lacorriente de carga de la batería, haciendo las transformaciones con la ecuación (6).

( )22

2/122

1

1

,...4,2

22

)(2

1

)(·2)(

)(

LnR

BnAnIsn

R

Lntagn

BnAn

tagn

nntnsinIsnIdctIo

LRZ

ZEbatVdc

Idc

n

ω

ωθ

φ

θφω

ω

+

+=

=

=

−++=

+=

−=

−

−

∞

=∑

Los valores de los armónicos correspondientes al rizado de la corriente de salida,los obtenemos dando valores a Isn. Estos armónicos los podremos reducir, colocandouna bobina en la carga.

2.3.1.2. Cálculo de la corriente de entrada del semiconvertidor.

Para el cálculo de la corriente de entrada del semiconvertidor, tendremos encuenta la tensión de alimentación del circuito (220V), y el ángulo de disparo de lostiristores. Con estas dos condiciones, el valor de los armónicos se calculan de lasiguiente manera:

(5)

(6)


6

∑

∫∞

=

+=

==

==

=+=

==

=−

=

,...5,3,1

2

)·sen(2)(

0)()(21

Idc

2,4,6,...n para0

1,3,5,...n para)cos1(2

2,4,6,...n para0

1,3,5,...n para2

n

ntnIsntIs

tdtIs

Bn

nnIa

Bn

An

nsinn

IaAn

φω

ωπ

απ

απ

π

α

Donde:- Ia= es la corriente media que tenemos en la salida del semiconvertidor.- Isn= es el valor n del armónico de la corriente de entrada.

En la ecuación (7), hallamos el valor de la corriente de entrada delsemiconvertidor. Las ecuaciones siguientes nos mostrarán el cálculo de los armónicos.La ecuación (8), nos muestra el cálculo del valor rms de la componente armónica deorden n de la corriente de entrada.

( )

=+=

2cos

22

2

1 2/122 απ

nn

IaBnAnIsn

De la ecuación (8), el valor rms de la corriente fundamental es

=

2cos

221

απ

IaIs

La corriente de entrada rms, también la podemos calcular a partir de la ecuación (8).

2/1

,...2,1

= ∑

∞

=n

IsnIs

Los valores de la ecuación (9), deben cumplir la norma UNE-EN 61000-3-2, conlo cual debemos elegir el valor del ángulo de disparo de los tiristores que nos permitecumplir la norma.

(7)

(8)

(9)

(10)


7

2.3.1.3. Cálculo de los filtros utilizados en el semiconvertidor con tiristores.

En el semiconvertidor con tiristores, hemos colocado una bobina entre la carga yla salida del semiconvertidor. Ésta bobina, tiene como objetivo mantener el valor de lacorriente en la carga, y eliminar un porcentaje del contenido de los armónicos en lacarga.

En éste semiconvertidor, hemos probado poner un filtro paso bajo (LC) en laentrada, para poder eliminar los armónicos de la corriente de entrada. A continuaciónmostraremos los cálculos que hemos utilizado en éstos filtros.

• Diseño de bobina en la carga del semiconvertidor.

La bobina en la carga la hemos diseñado, para permitirnos mantener la corrienteconstante en la salida y para eliminar un porcentaje los armónicos de la corriente desalida del semiconvertidor.

En la figura 1, podemos ver un esquema del filtro utilizado en elsemiconvertidor con tiristores.

Figura 1

El primer paso a seguir, es buscar los armónicos de la corriente de entrada delsemiconvertidor. El cálculo de la bobina lo haremos para el peor caso, que es el de unabatería de 42V y una corriente de carga de 15A.

El valor del inductor limitará la corriente rms de la componente ondulatoria%1≤Ica .

La impedancia de carga es:

nLnRZ θω 22 )(+=

RLn

tagnω

θ 1−=

(11)

(12)


8

Para el cálculo del rizado de la corriente de salida, utilizamos la armónica deorden más bajo (n=2), como la significativa. Tenemos la siguiente ecuación delarmónico más significativo:

( )[ ] 22/122

Isn

LnR

VmIca

ωπ +=

Usando el valor de la corriente continua (Icd), obtenemos la ecuación del factorde la componente ondulatoria descrita en la ecuación (14).

IcdIca

RF =

En nuestro caso, para reducir la componente ondulatoria más del 1%,seguiremos los siguientes pasos:

- Lo que tenemos que hacer primero, es buscar el ángulo de disparo que nospermite obtener una corriente de 15A con una batería de 42V.

( )º11.12515

5

42cos12220

3=⇔=

−+

− απα

Ae

V

- Una vez obtenemos el valor del ángulo de disparo, buscaremos el valor de lacomponente ondulatoria (Isn) de orden más bajo (n=2). Dicha componente la buscamosa partir de la ecuación (6).

Para n=2 obtenemos el siguiente valor de la corriente ondulatoria:

( ) ABAIs

B

765.0111

730.01

230.0A1

2/122 =+=

−=−=

Una vez obtenido el valor de la componente ondulatoria, podremos buscar elvalor de la bobina que nos reduzca como mínimo el 1% de la componente ondulatoria.Dicho valor lo calculamos a partir de las ecuaciones (13) y (14).

( ) ( )( )HL

Is

Le5.0

15

2

1

2005

12220

01.0

2/1223

=⇒

+=

− ππ

(13)

(14)


9

Podemos ver como el valor de la bobina para reducir el 1% de la componenteondulatoria es L=0.5 H. En la simulación hemos elegido una bobina de L=50mH ya quenos proporciona mejores resultados para los armónicos de la corriente de entrada delsemiconvertidor.

En la simulación, hemos podido comprobar que las bobinas con valores altos nosmejoran los armónicos altos y nos empeoran los bajos. En cambio, las bobinas con valorpequeño nos empeora los armónicos altos y nos mejora los bajos. Por éste motivo,hemos considerado utilizar bobinas con valor bajo, aunque nos empeore el valor delrizado de la corriente de salida, ya que éste no importa que tenga un cierto rizado.

• Diseño de filtro LC en la entrada del semiconvertidor.

A continuación diseñaremos un filtro LC en la entrada, que nos permita reduciral máximo los armónicos que no cumplan la norma. La frecuencia de corte será lamínima posible reduciendo los armónicos de menor orden.

En la figura 2, observamos el filtro LC en la entrada del semiconvertidor. Lascaracterísticas principales del diseño del filtro son las siguientes:

- La impedancia del condensador (Xc) ha de ser más pequeña que la de la bobina(XL). LXXc ≤ .

- La frecuencia de corte del filtro tiene que ser como mínimo de 150Hz. .150Hzfc ≥

Con estas dos condiciones, podemos comenzar el diseño del filtro LC.

2 Figura

Como observamos en la figura 2, la corriente In es la que debe cumplir la norma,y la Isn es la corriente de entrada del semiconvertidor de la ecuación (8). A partir de éstacorriente podemos hacer un divisor de tensión.

( ) 1

12 −

=LiCin

InIsnω

(15)


10

Una vez tenemos relacionadas las dos corrientes, debemos relacionarIsn=f(α,Ebat) y α=f(Ebat) que están descritas en las ecuaciones (15) y (17)respectivamente.

( )

⋅

−+=

2cos

cos122 ααπ

πn

R

EbatVm

nIsn

( )

−+= − 1cos 1

VmEbatRIa

πα

El motivo de ésta relación de las ecuaciones, es vincular el rizado de la corrientede entrada del semiconvertidor, con los parámetros variables del circuito (Ia, Ebat y α).

La frecuencia de corte del filtro paso bajo es el siguiente:

LCfc

π2

1=

A continuación mostraremos un ejemplo del diseño del filtro paso bajo en laentrada del semiconvertidor utilizando el peor caso, con corriente de carga de 15A y unabatería de 42V.

Lo que tenemos que hacer primero es calcular el valor del rizado de corrientepara n=3. El ángulo de disparo para conseguir los valores de corriente de carga ytensión de batería es de α=125.11º. Entonces el valor del rizado es:

( )( )A

eIs 46.4

211.1253

cos5

42º11.125cos12220

322

13

=

⋅

−+

= −π

π

Seguidamente buscaremos el valor del primer armónico (n=3) de la norma UNE-EN 61000-3-2. El valor de éste armónicos es In1=2.3A.

Una vez tenemos los dos valores de corriente, podemos utilizar las ecuaciones(15) y (18) para calcular el valor del condensador y bobina que forman el filtro.

( )6

271.1

11003

130.246.4 −=⇒

−⋅⋅= eLiCi

LiCiπ

Si la frecuencia del filtro queremos que sea de 150Hz, obtenemos el siguienteresultado.

613.12

1150 −=⇒= eLiCi

LiCiπ

(16)

(17)

(18)


11

Éstas son las dos posibilidades que tenemos de diseñar el filtro para poderreducir las armónicas. La combinación de las dos ecuaciones nos permite hacer undiseño óptimo del filtro en la entrada del semiconvertidor.

En la simulación, hemos podido comprobar que la colocación de un filtro en laentrada del semiconvertidor empeora la corriente de carga de la batería, y no mejoranotablemente el contenido de los armónicos de la corriente de entrada.

2.3.2. Control por modulación del ancho de pulso PWM.

El cálculo teórico de los armónicos de la corriente de entrada para unamodulación PWM de pulsos es muy complicado. Para el diseño del prototipo nos hemosbasado principalmente en el programa de simulación.


El cálculo de la corriente de simulación la calculamos por simulación, cogiendoel valor de los armónicos de la tensión de salida del convertidor y aplicando lasecuaciones (5) y (6), obteniendo los valores de la corriente de carga de la batería.

El cálculo teórico de la corriente de carga, es un cálculo complejo, por ellohemos optado en la práctica, calcularlo por simulación.


Se puede determinar el voltaje de salida y los parámetros de rendimiento delconvertidor en dos pasos: (1) considerando solo un par de pulsos, tales que si uno deellos inicia en 1αω =t y termina en 11 δαω +=t , el otro empieza en 1απω +=t ytermina en ( )11 δαπω ++=t , y (2) combinando los efectos de todos los pares. Si elpulso de orden m se inicia en mt αω = , y su ancho es mδ , el voltaje promedio de salidadebido a un número p de pulsos se encuentra de la siguiente manera:

( ) ( )[ ]∑ ∑∫= =

++−=

=

p

m

p

mmmm

VmtdtVmVdc

mm

m1 1

coscossen22

δααπ

ωωπ

δα

α

Si la corriente de carga con un valor promedio de Ia es continua y tiene unacomponente ondulatoria despreciable, la corriente instantánea se puede expresar comouna serie de Fourier de la forma:

( )∑∞

=

++=,...3,1

cos)(n

s tnBnsintnAnIdcti ωω

(19)

(20)


12

En vista de la simetría de la forma de onda de la corriente de entrada, noexistirán armónicas pares, e Icd deberá ser 0 y los coeficientes de la ecuación (20) son:

[ ] 1,3,5,...n para )(coscos2

)(sen1

)(sen1

)(sen)(1

0)(cos1

)(cos1

)(cos)(1

1

1

2

0

1

2

0

=+−=

−=

=

=

−=

=

∑

∑ ∫ ∫

∫

∑ ∫ ∫

∫

=

=

+ ++

+

=

+ ++

+

p

mmmm

p

m

s

p

m

s

nnnIa

tdtnIatdtnIa

tdtntiBn

tdtnIatdtnIa

tdtntiAn

mm

m

mm

m

mm

m

mm

m

δααπ

ωωπ

ωωπ

ωωπ

ωωπ

ωωπ

ωωπ

δα

α

δαπ

απ

π

δα

α

δαπ

απ

π

Para facilitar el cálculo de la corriente de entrada del convertidor, reescribimosla ecuación (20) de forma que queda de la siguiente manera:

( )∑∞

=

+=,...3,1

sen2)(n

ns tnIsnti φω

La utilización de un par de pulsos por periodo, nos ha permitido conocer elfuncionamiento del circuito.

Para obtener un cálculo más preciso de la corriente de entrada del convertidor,hemos de encontrar el valor de los armónicos [12], a la frecuencia de modulaciónutilizada. Éstos armónicos los calculamos de la siguiente manera.

A partir de la figura 3, podemos calcular el índice de modulación del circuito.Éste índice es el formado por la siguiente ecuación:

Ti U

um =

(21)

(22)

(23)


13

Figura 3

Una vez hemos obtenido el índice de modulación, calculamos el valor del índicede modulación en frecuencia:

R

T

R

T

f

fR

ωω

==

Donde fT corresponde a la frecuencia de la señal triangular, y fR corresponde a lafrecuencia de la señal de referencia.

A partir de las ecuaciones (23) y (24), calculamos el valor de los armónicos de lacorriente de entrada del convertidor.

( )∫=

=π

ωωπ

2

0

)sen(1

0

dttntfBn

An

Figura 4

(24)

(25)


14

A partir de la figura 4, podemos desarrollar el valor de la ecuación (25). El valordel coeficiente Bn, lo hallamos de la siguiente forma.

( ) ( ) ( ) ( ) ( )

−−−+−−= ∫ ∑

= =+

++

M

k

M

kkk

knkk

k nnnnBn2

0

2

01

11 coscos11coscos1

1αααα

π

Desarrollamos el valor de la ecuación (26), obtenemos el siguiente resultado.

( ) ( )

−+= ∑

=

M

kk

k nn

Bn1

cos1214

απ

Donde el valor del coeficiente αk es el siguiente:

( ) ( ) ( )iT

kk mR

kUu

Rk

t −−

=

−

−== 1

212

12

12 ππωα

A partir de las ecuaciones (28) y (27), obtenemos la ecuación final delcoeficiente Bn de la corriente de entrada del convertidor.

( ) ( ) ( )

−

−−+= ∑

=

M

ki

k mR

kn

nBn

1

12

12cos121

4 ππ

2.3.2.3. Filtros utilizados en la modulación PWM.

Los filtros que hemos utilizado para la modulación PWM son los mismos quehemos utilizado en el convertidor con tiristores.

• Diseño de filtro en la carga del convertidor con modulación PWM.

El cálculo de los armónicos de la corriente de salida es bastante complejo, por loque hemos optado por calcular el valor de la bobina cogiendo los valores queobtenemos por simulación.

El cálculo de la bobina lo calcularemos para el peor caso posible, es decir, para unacorriente de carga de 15A y una batería con tensión de 42V.

La frecuencia de modulación que usaremos es de fm=3.7kHz. El valor de tensióndel primer armónico significativo (n=2) que encontramos en la simulación es

VVdc 33.212 = .

(26)

(27)

(28)

(29)


15

En el circuito de la figura 5, observamos el circuito equivalente que tenemos enla carga. Donde Vdc(2), es el armónico más significativo de la tensión de salida delsemiconvertidor.

Figura 5

A partir de éste circuito podemos determinar el segundo armónico de la corrientede carga, mediante la siguiente ecuación:

[ ] 2/122 )(

)2()2(

LnR

VdcIdc

ω+=

En nuestro caso, si queremos tener un rizado como mínimo de la corriente desalida del 10%, tendremos el siguiente valor de la bobina:

- El valor del armónico de corriente más significativo (n=2) es:

[ ] 2/126 )200(25

33.21)2(

LeIdc

π+=

−

Si el rizado de corriente de salida es del 10%, y la corriente continua que pasapor la carga es de 15A, tendremos que

[ ]mHL

Le6.22%10

15)200(25

33.212/126

=⇔=+− π

Para nuestro circuito cogemos una bobina de 20mH, permitiéndonos limitar lacomponente ondulatoria un 10% de la corriente continua que tenemos en la carga.

(30)


16

• Diseño de filtro LC en la entrada del convertidor con modulación PWM.

Como el cálculo teórico de los armónicos de la corriente de entrada son difícilesde calcular, hemos optado por utilizar la ecuación (18), que nos da la frecuencia de cortedel filtro paso bajo de la entrada del convertidor. Dando un valor al condensador, y apartir de la ecuación (18), obtenemos el valor de la bobina que cumple la frecuencia decorte.

En nuestro caso, queremos que la frecuencia de corte del filtro sea de 150Hz,entonces el valor del condensador y bobina los calcularemos de la siguiente forma:

- Eligiendo un condensador Ci=100µF, el valor de la bobina es:

mHLeLiCiLiCi

3.1113.12

1150 6 =⇒=⇒= −

π

2.3.3. Control por modulación senoidal del ancho de pulso SPWM.

Los armónicos en la modulación SPWM, los hemos buscado en un libro, ya queel cálculo teórico resulta complicado. Utilizamos sólo un filtro con bobina en la salidadel convertidor.


Como hemos hecho en el convertidor con modulación PWM, cogemos el valorde los armónicos de la tensión de salida del convertidor y aplicamos las ecuaciones (5) y(6), para poder calcular el valor de los armónicos de la corriente de salida.


Para el cálculo de los coeficientes de la corriente de entrada del convertidor,utilizamos la ecuación (29) encontrada en la modulación del ancho de pulso PWM. Enlugar de tener una tensión de referencia uniforme, tendremos una señal senoidal, dondepodemos definir las siguientes ecuaciones[12]:

( )

constante

tf

mm

RR

RIi

==

+=

ϕπω

ϕω2

cos

A partir de las ecuaciones (31), que nos definen las ecuaciones características dela señal senoidal, sustituimos en la ecuación (29), para obtener los coeficientes.

(31)


17

( ) ( ) ( )( )

+−

−−+=

=

∑=

M

kRI

k mR

kn

nBn

An

1

cos12

12cos121

4

0

ϕωπ

π

Desarrollando la ecuación (32), obtenemos el valor final de los coeficientes queformarán la corriente de entrada del convertidor.

( ) ( ) ( )( )

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )

+

−

−

+

−

−

−+=

+

−−

−−+=

+−

−−+=

∑

∑

∑

=

=

=

ϕωππ

ϕωππ

π

ϕωππ

π

ϕωπ

π

RI

M

kRI

k

M

kRI

k

M

kRI

k

mR

knsin

Rk

nsin

mR

kn

Rk

nn

mR

kn

Rk

nn

mR

kn

nBn

cos2

122

12

cos2

12cos

212

cos1214

cos2

122

12cos121

4

cos12

12cos121

4

1

1

1

2.3.3.3. Filtros utilizados en la modulación SPWM.

En la modulación de anchura de pulso SPWM, hemos utilizado un filtro en lasalida del convertidor, ya que con éste tipo de modulación reducimos ciertos armónicosde la corriente de entrada. Por ésta razón, hemos optado por no poner un filtro paso bajoen la entrada del convertidor.

El diseño del filtro con bobina en la salida del convertidor, es el mismo que elutilizado en el convertidor con modulación PWM. Para el seguimiento del diseño, serecomienda ver el apartado donde diseñamos dicho filtro.

(32)

(33)


18

2.3.4. Tabla resumen de los coeficientes que forman la corriente de entrada de losconvertidores.

Circuito utilizado An Bn

Semiconveridormonofásico con tiristores

απ

nn

Iasen

2− ( )απ

cos12

+n

Ia

Control por modulacióndel ancho de pulso PWM 0 ( ) ( ) ( )

−−

−+ ∑=

M

ki

k mR

kn

n1

12

12cos121

4 ππ

Control por modulaciónsenoidal del ancho de

pulso SPWM0

( ) ( )

( ) ( ) ( )

( ) ( )

+

−

−

+

−

−

−+ ∑=

ϕωπ

πϕω

π

ππ

RI

RI

M

k

k

mR

knsin

R

knsinm

R

kn

R

kn

n

cos2

12

2

12cos

2

12cos

2

12cos121

4

1


19

2.4. DIAGRAMA DE BLOQUES DEL CARGADOR DE BATERÍAS.

AlimentaciónEtapa potencia

Etapa decontrol

AlimentaciónEtapa de control

Etapa depotencia CARGA

Etapa sensado decorriente

2.5. ETAPA DE ALIMENTACIÓN.

2.5.1. Alimentación de la etapa de control.

En el circuito de control, necesitamos alimentaciones de +12V, -12V y +5V. Lastres tensiones deben estar estabilizadas con un rizado pequeño, que nos elimine posiblespicos, que utilizaremos para alimentar los integrados.

Debido a la simetría entre la parte positiva y la parte negativa, únicamenterealizaremos los cálculos para la parte positiva, debido a que los cálculos de la partenegativa son similares a los de la positiva.

Diseñaremos en las alimentaciones de salida +12V, -12V y +5V, con unacorriente máxima en la parte positiva y negativa de 0.5A. Con ésta corriente a la salidade la etapa de alimentación de control, tenemos suficiente para poder alimentar a todoslos circuitos que la componen (ver el plano 2).

Debido a la utilización de elementos de la serie 78XX (y 79XX), la tensión deentrada de los mismos debe ser de 15V como mínimo (máximo de 25V para el 7805 y30V para el 7812).

En la entrada de la etapa de potencia tenemos un transformador que nos permitesuministrar la corriente para poder alimentar todos los componentes.

A continuación describiremos las características más relevantes para la eleccióndel transformador.

La intensidad del secundario del transformador, la podemos calcular a partir dela siguiente ecuación.

IfrmsIs ⋅= 2 (34)


20

Sabemos que la corriente Ifrms del transformador debe ser de 0.5A, entonces elvalor de la corriente en el secundario es:

AIs 71.05.02 =⋅=

Con éste valor, decidimos coger un transformador con las siguientescaracterísticas:

- Transformador simétrico con tensiones de salida de 15-0-15V.- La corriente de salida que proporciona es de 2A.

Con éste valor de corriente de salida, el transformador puede alimentar a todolos componentes que forman el cargador de baterías (debido a la poca potencia de loscomponentes utilizados).

A continuación, pasaremos a comentar el puente completo utilizado en la etapade alimentación de control.

La tensión eficaz que tendremos en el secundario Vs será la siguiente:

( )2

*VdiodonVmVs

+=

Donde:

- Vm: tensión máxima de la tensión rectificada.- N: n=1 si es rectificador de onda simple, o n=2 si es rectificador de doble

onda.- Vdiodo: tensión que se queda el diodo.

En nuestro caso, la tensión eficaz del secundario del transformador será de 15V.Por lo tanto, la tensión máxima inversa que debe aguantar cada diodo será de Vm paraser rectificador de doble onda.

VVefVmV maxdiodoinversa 21.212*152* ====

La intensidad en directo del diodo en un puente de doble onda es:

AIo

AVIf 25.025.0

2)( ===

Por lo tanto, los diodos que forman el puente completo han de cumplir lassiguientes características.

- If(AV)=0.25A- If(rms)=0.5A- Vinversa diodo=21.21V

Con las características comentadas anteriormente, podemos elegir un puente dediodos completo, por ejemplo el B40C1000.

(35)


21

Seguidamente, describiremos la elección del condensador que pondremos en lasalida del puente de diodos. Éste debe ser capaz de dar la intensidad deseada a la cargaen el momento en que la tensión del rectificador sea inferior a la del mismocondensador. Por lo tanto, la corriente eficaz que pasará por el condensador será:

AIefIfrmsIcrms 87.0)5.05.02()2( 22 =−⋅=−⋅=

Con estos valores, escogemos un condensador de 1000µF, donde circulará unacorriente nominal de 0.87A y una tensión mínima de 25V. Éste valor del condensador,nos permitirá reducir un 10% el valor del rizado que tenemos en la salida delrectificador de diodos.

En la entrada del regulador colocamos un condensador de 100nF, para poderreducir la resistencia serie del condensador de 1000µF.

Si la serie 78XX (y 79XX), reducen el rizado 55dB (lo reducenaproximadamente unas 562 veces) y si tenemos en la entrada un rizado del 10%, a lasalida tendremos un rizado del 0.017%.

A la salida del regulador colocamos un condensador de 100nF para poderdesacoplar posibles interferencias y otro de 10µF para eliminar posibles picosprocedentes de la carga.

Se recomienda poner un diodo en antiparalelo al elemento 78XX para limitar lasposibles tensiones negativas que afecten al elemento integrado.

La potencia que disiparán los reguladores de tensión, la podemos calcular apartir de la siguiente ecuación:

WIVoutVinIVP maxmax 5.15.0)·1215()·(· =−=−==

Si limitamos la temperatura de la unión del integrado a 100ºC, y suponemos unatemperatura ambiente de 40ºC, teniendo en cuenta que la resistencia Rcase del 78XX esde 4ºC/W. Podemos calcular la resistencia del radiador de la siguiente manera:

caserad RPd

TaTjR −

−=

)(

Donde:

- Tj: es la temperatura de la unión.- Ta: es la temperatura ambiente.- Pd: Potencia que disipan los reguladores.- Rcase: Es la resistencia de la carcasa.

A partir de la ecuación (26), podemos calcular el valor de la resistencia delradiador.

(36)


22

WCRrad /º3645.1

)40100(=−

−=

Lo mismo ocurre en el reductor de tensión (7805), que conectamos en la salidadel 7812.

Debido a que la entrada del 7805 ya dispone de una tensión continua,prescindiremos de los condensadores en la entrada del regulador (7805). A la salida deéste, pondremos los dos condensadores, con la misma finalidad que en el 7812. Loscondensadores serán de 1µF y 16V, y de 100nF y 100V.

La potencia a disipar en el 7805 con las mismas características que el 7812 seránlas siguientes.

WIVP max 5.35.0)·512(· =−==La resistencia del radiador será como máximo de:

WCRrad /º1345.3

)40100(=−

−=

Para nuestro proyecto, tendríamos que poner radiadores para asegurarnos el buenfuncionamiento de la etapa de alimentación de control. Pero como los componentesutilizados son de poca potencia, se pueden despreciar los radiadores.

Recordamos que los cálculos están realizados para ofrecer una salida de 0.5A, enel 7812, o en 7805, en ningún caso los dos pueden ofrecer 0.5A a la vez conservando lasmismas características.

Recordamos que todos estos cálculos sirven para la parte negativa de losreguladores 79XX.

En el circuito impreso, debido a la poca intensidad que puede circular, el cálculode las pistas no tiene relativa importancia, pero para reducir la resistencia de las mismas,utilizaremos pistas de 1mm.

2.5.2. Alimentación de la etapa de potencia.

La alimentación de la etapa de potencia, debe tener unas tensiones de salida de+15V y –5V. Para ello hemos elegido un convertidor DC/DC, que nos permite obtenerlas tensiones deseadas (ver el plano 1).

El convertidor DC/DC utilizado es el TEN 5-1223 (de Traco Power). Ésteintegrado lo alimentamos a +12V. Ésta tensión de alimentación la obtenemos de laetapa de alimentación de control.

Las características principales del convertidor son las siguientes:

- Rango de alimentación de entrada de 9-18 Vdc.- Rango de salida (±15V) en modo común.- Corriente de salida de ±200mA.- Eficiencia del 84%.


23

La corriente que nos proporciona el convertidor, es suficiente para alimentar loscomponentes que forman la etapa de potencia.

Dado que la etapa de potencia necesita ser alimentada a –5V, hemos optado porponer un regulador que nos reduzca la tensión de -15V a –5V. Para ello, hemos elegidoun regulador de la serie 7905.

A la salida del regulador, hemos colocado unos condensadores de 1µF y 100nF,para poder eliminar posibles interferencias.

Una vez intercalados los dos componentes, podemos llegar a conseguir las dostensiones deseadas, con el mínimo de componentes posibles, para reducir el coste delproyecto.

En el circuito integrado, no es necesario hacer el diseño de las pistas, debido a lapoca potencia del circuito. El grosor de las pistas es de 1mm, para poder evitar lasresistencias de las mismas.

2.6. ETAPA DE CONTROL.

Esta etapa la podemos dividir en diversas partes. La primera es la que noscontrola la frecuencia de las dos señales a controlar. Esta controla la tensión aplicada alos generadores de señal, y por lo tanto la frecuencia de cada integrado. La segundaparte son los generadores de señal. La tercera es el ajuste de las señales. La cuarta etapaes la comparación de las dos señales. La última etapa es la separación de las señales,para poder activar los drivers de la etapa de potencia por separado.

En toda la etapa de control las resistencias utilizadas son de ¼ W, por tanto no sejustificarán en su momento.

En todos los circuitos integrados hemos colocado condensadores de desacoploen las alimentaciones, para poder evitar posibles problemas en el montaje del circuitoimpreso. El valor de estos condensadores es de C=100nF (ver el plano 3).

2.6.1. Variación de frecuencia.

La variación de la frecuencia la podemos dividir de dos maneras diferentes:

- Variación de la frecuencia en la onda triangular.

La frecuencia de la señal triangular la obtenemos variando una tensión de referenciaque aplicamos en la patilla 8 del integrado ICL8038. El conjunto encargado para variarla frecuencia la forman los siguientes componentes R5, R6 y P2. Según lascaracterísticas del integrado, la tensión aplicada en la patilla 8 puede variar de lasiguiente manera:


24

−≤≤+ VV 2

31

VV 8

En nuestro caso, dado que la alimentación del integrado es de ±12V, la tensión en lapatilla 8 puede variar como máximo entre VVV 612 8 −≤≤ .

Hemos escogido los valores de R5=1kΩ, R6=33kΩ y P2=10kΩ (multivuelta).Observamos que la tensión en la parte variable de P2 puede variar entre los siguientesvalores:

625*

RPRVcc

RVa++

=

a) La tensión máxima que puede alcanzar la tensión de referencia es lasiguiente. Si R= 10k + 10k entonces:

Vkkk

kVa 45.511033

12*20 =

++=

b) La tensión mínima que puede alcanzar la tensión de referencia es lasiguiente. Si R= 10k entonces:

Vkkk

kVa 72.211033

12*10 =

++=

Las tensiones obtenidas en la patilla 8 del integrado ICL8038 están dentro de lopermitido en las hojas de características.

La corriente que circula por estas resistencias es mínima, por lo tanto laresistencias serán de ¼ de W.

En el módulo de la etapa de control podemos escoger la escala de frecuenciasadecuada para el funcionamiento del convertidor. Esto lo hacemos mediante elinterruptor S1 que hay conectado en la patillla 10 del integrado J2 (ICL8038). Losrangos de frecuencia vienen determinados por la siguiente tabla:

Paso Frecuencia Capacitor1 1-10kHz 4.7nF2 10-100kHz 470pF

(37)

(38)


25

- Variación de frecuencia de la onda senoidal.

La frecuencia que queremos obtener de la onda senoidal es aproximadamente deunos 50 Hz. Para el buen ajuste de esta frecuencia hemos utilizado un potenciómetro P5en serie con las resistencias de las patillas 4 y 5 del integrado ICL8038. Si escogemos elvalor de P5=10 kΩ podemos obtener frecuencias que oscilan de 45Hz a 150Hz.

2.6.2. Generación de la onda senoidal y triangular.

Para la generación de las señales hemos escogido el integrado ICL8038, que nospermite generar señales triangulares, senoidales y cuadradas a la vez. Es un integradocon una alta precisión, nos permite obtener señales de 0.001Hz hasta 300kHz y unavariación del Duty Cycle del 2% hasta el 98%. Este integrado también nos genera lasseñales con el mínimo de componentes externos, proporcionando así una reducción delos componentes utilizados en la etapa de control.

Para la generación de las ondas senoidal y triangular hemos escogido un integradopara la generación de cada señal.

2.6.3. Generación de la onda senoidal.

Este integrado nos permite obtener una precisión del 0.5% en la onda senoidal.Para conseguir esta precisión necesitamos (según las características del integrado) dospotenciómetros ajustables de 100kΩ (P3 y P4) en las patillas de ajuste de la ondasenoidal. Las patillas de ajuste de la señal senoidal son la patilla 1 para la parte positiva,y la patilla 12 para la parte negativa. Según las características del integrado, en la patilla1 no se puede aplicar directamente una tensión de –Vcc, y a la patilla 12 no se puedeaplicar tensión de +Vcc. Para evitar esto, hemos optado por poner las resistencias R7 yR8 (en el integrado J1). Escogiendo R7=R8=10KΩ encontramos que la tensión máximaque pueden tener las patillas 1 y 12 son:

Vkk

kRtotal

VccVccRIR

Vkk

kRtotal

VccVccRIRVmín

182.210010

)12(12*10

)(**Vmax

182.210010

)12(12*10

)(**

=+

−−=

−−==

−=+

+−−=

−−==

Los potenciómetros P3 y P4 serán multivuelta para poder ofrecer una precisiónmás elevada.

A continuación comentaremos los pasos a seguir para que la onda senoidal tengasimetría. Para tener esta simetría, debemos hacer que la tensión en las patillas 4 y 5 seala misma. Esto lo conseguimos poniendo dos resistencias del mismo valor en las


26

patillas. Las resistencias de las patillas 4 y 5, juntamente con el condensador de lapatilla 10 nos determinan la frecuencia de base del integrado. Entonces, para ajustar elintegrado a una frecuencia deseada tenemos que colocar una resistencia variable (P2) ydos resistencias fijas R9 y R10 entre las patillas 4 y 5 y la tensión positiva.

En las características del integrado nos recomiendan que los valores de R9+P2se mantengan entre 1KΩ y 1MΩ, para que la corriente entre las patillas 4 y 5 semantengan entre 10µA y 1mA. El valor de corriente máximo que pueden pasar por estaspatillas es: I>5mA.

Según las características del integrado, la intensidad que puede circular por laspatillas 4 y 5, se puede calcular por la siguiente ecuación:

RaVccVcc

I)(*22.0 −+ −

=

Esta corriente sirve de la misma manera para el cálculo de la corriente que pasapor Ra como por Rb. El valor de la corriente que hallamos con Ra=Rb=4k7Ω es elsiguiente:

mAk

I 12.174

))12(12(22.0=

Ω−−

=

La corriente que nos pasa por las patillas 4 y 5 es aproximadamente igual a laque recomiendan en las hojas de características del integrado.

Según las características del integrado, si conectamos las patillas 7 y 8 el valordel condensador lo podemos encontrar siguiendo los siguientes pasos:

fRC

*91

*31

=

Por lo tanto, si queremos que la frecuencia de la onda senoidal esté entre losvalores de 45Hz a 150Hz pondremos los siguientes valores:

Primero elegimos un condensador adecuado que nos permita obtener unafrecuencia de 50Hz. Si elegimos un condensador C3=470nF obtenemos la siguientefrecuencia.

HzFkCR

f 150470*74*3

13*9*3

1===

ρ

Una vez hallado el valor base de la frecuencia del integrado, hacemos que lafrecuencia varíe hasta 45Hz. Esto lo podemos conseguir, poniendo un potenciómetro P5en serie con las resistencias de los patillas 4 y 5. Si aumentamos la resistencia entonceslo que provocamos es una disminución de la frecuencia. Poniendo P5=10kΩ obtenemosel siguiente margen de frecuencias en las que puede variar la señal senoidal.

(39)

(40)


27

HzFkkCPR

f

HzFkCPR

f

45470*)1074(*3

13*)29(*3

1min

150470*)74(*3

13*)29(*3

1max

≈+

=+

=

≈=+

=

ρ

ρ

Una vez obtenemos la señal senoidal, lo que debemos hacer es sincronizarla conla señal que nos viene de la red. Debido a que es muy difícil ajustar las dos frecuenciaspara que comiencen y acaben al mismo tiempo, hemos preferido hacer un sistema quereinicialice la señal senoidal a cada paso por cero de la señal de red. De esta maneraconseguimos la sincronización de las dos señales.

Primeramente, pasamos la señal de red a cuadrada. Hacemos un divisor detensión para bajar la tensión de entrada al operacional. En la ecuación (41), podemos verla relación entre la tensión de salida y la de entrada que nos proporciona el divisor.

202121

*RR

RVabVs

+=

Cogemos R20=10kΩ y R21=4k7Ω obteniendo:

Vkk

kVs 84.3

107474

*12 =+

=

Esta tensión senoidal, aproximadamente de 4 V, la comparamos con cero a partirdel amplificador operacional LF351 (U3), obteniendo un cambio brusco en el paso porcero (los operacionales los alimentamos a una tensión de ±12V). Utilizamos este tipo deoperacionales, debido a su rapidez y alto Slew Rate (En nuestro caso necesitamos unoperacional con mucha rapidez, ya que queremos obtener pulsos con la mejorresolución posible).

El señal cuadrado de salida lo hacemos pasar por un integrado (J3) que nosgenera un pequeño pulso en el momento del cambio del flanco positivo. El integradoque hemos utilizado es un J3=DM74121.

Debido a que los integrados de la serie 74XXX están alimentados a +5V, y queno soportan tensiones de entrada superiores a +5V, hemos colocado un limitador detensión (DZ2, zener 4.7V) a la entrada de este integrado.

La resistencia R22 es la que se queda la diferencia de tensión entre la que nos dael amplificador operacional y el DM74121.

Para que el zener (DZ2) sea de poca potencia (1/4W), la intensidad no deberíasuperar los 50mA. Si consideramos que en el J3 no entra intensidad y que toda circulapor el zener, poniendo una R22=330Ω observamos que la intensidad que circula por elzener será como máximo:

(41)


28

a) si V de U3=+12V

mAR

VzVccIz 1.22

3307.412

22)(

=−

=−

=

b) si V de U3=-12V

mAR

VdiodoVccIz 2.34

3307.012

22−=

+−=

−−=

Como podemos ver nos mantenemos por debajo de los 50mA.

Una vez hemos limitado la tensión, la ponemos en la patilla 5 del integrado J3,entonces programamos la patilla 3 y 4 para que nos de un pulso a cada flanco positivoen la entrada de la patilla 5. La anchura del pulso de salida lo obtenemos a partir de R23y C5. El valor de este pulso se calcula a partir de la siguiente ecuación:

55.0

7.01

=

+⋅⋅=

kDonde

RCRkTW

En nuestro caso, para saber la anchura del pulso de salida del integrado J3, conunas resistencias de R23=2k2Ω y C5=10nF, tenemos la siguiente anchura:

sk

ekTW µ1.12227.0

1102255.0 9 =

+⋅⋅= −

Debido a que la salida del DM74121 es de 5V, debemos pasarlo a 12V. Elencargado de pasar a esta tensión es el operacional U4, que compara la señalproveniente del DM74121 con una tensión de referencia ajustable. La tensión dereferencia viene determinada por el conjunto R27, R26 y P7. Los valores escogidos sonR26= R27= P7= 10kΩ (multivuelta), al igual que todos los otros sistemas ajustables delcircuito.

Las resistencias R24 = R25= 1kΩ son para evitar conectar directamente latensión a la entrada del A.O. Observamos que el amplificador U4 nos dará una tensiónnegativa en todo el periodo menos en el paso por cero de la onda senoidal, momento enel cual el pulso que nos viene del DM74121 será amplificado hasta +Vcc.

La frecuencia de la señal senoidal es determinada por las resistencias de laspatillas 4 y 5, y el condensador de la patilla 10. Pero en este caso, el condensador esvariable por medio de un transistor JFET, es decir, que tenemos un conjunto RC. En el

(42)


29

momento en que nos llega el pulso positivo del DM74121, el JFET se pone en corte,provocando que el condensador se descargue y reinicialice la señal senoidal.

El JFET escogido es un 2N4392 (Q2), un transistor muy rápido, preparado parahacer conmutaciones con un tiempo máximo de conmutación inferior a los 50ns.

La resistencia R28= 100kΩ, sirve para desacoplar las capacidades del JFET, y eldiodo D3 nos descargará si en algún momento nos llega un pulso positivo deloperacional U4.

Los diodos D3= D4= 1N4148, son dos diodos de señal muy rápidos, preparadospara hacer conmutaciones.

En las características del integrado nos recomiendan poner una resistenciaR11=15kΩ entre la patilla 9 y +Vcc.

2.6.4. Generación de la señal triangular.

Para generar la señal triangular, hemos utilizado también un integrado ICL8038,debido a que nos interesa que la señal triangular esté sincronizada con la señal senoidal(obtenida por el integrado J1), hemos preferido hacer un sistema que nos reinicie laseñal triangular a cada paso por cero de la senoidal. De esta manera tenemos una mfconstante en todo el período.

El sistema que utilizamos para reinicializar la señal triangular, es el mismo quehemos explicado para reinicializar la señal senoidal. Por lo tanto, no volveremos aexplicar el proceso de reinicialización.

En el integrado ICL8038 ( integrado J2), generamos una señal triangular. Dadoque no necesitamos generar una señal senoidal, colocamos una resistencia R4=82kΩ enla patilla 12 para obtener una precisión del 1%.

Debido a que el cálculo de las resistencias para generar la frecuencia de la señaltriangular es el mismo, que para generar la senoidal, se recomienda ver el apartado degeneración de la onda senoidal.

Las resistencias R1= R2=6k8Ω juntamente con P1=10kΩ (multivuelta), y con laelección de los condensadores C1=4.7nF ó C2=470pF, nos darán el valor de lafrecuencia de base de la señal triangular, que podremos variar con la variación de latensión de referencia aplicada en la patilla 8.

En las características del integrado nos recomiendan poner una resistenciaR3=15kΩ entre la patilla 9 y +Vcc.


30

2.6.5. Ajuste de las señales generadas.

2.6.5.1. Ajuste de la señal senoidal.

El objetivo es obtener una rectificación ideal de la señal que obtenemos en elintegrado ICL8038, para ello pasamos la señal senoidal por un operacional TL084(U1A) que nos provoca una rectificación de la señal senoidal. La señal rectificada seráde 100Hz, que es justamente lo que necesitamos para el buen funcionamiento delconvertidor utilizado en el proyecto. Los diodos que nos rectifican la señal senoidal sonD5, D6, D7 y D8 que son del tipo 1N4148 caracterizados por su gran rapidez. En lasalida de estos diodos tenemos una resistencia R34= 4k7Ω, que nos da la tensiónrectificada de la señal senoidal.

Para hacer que la tensión de la señal rectificada sea ideal, hemos puesto unasresistencias con un operacional TL084 (U1C), que simulan la tensión de los diodos parapoderla eliminar. El valor de las resistencias es R35= R36= R37= R38 = 100kΩ. Sicogemos resistencias que sean lo más precisas posibles, obtendremos un mejorrectificado ideal.

Una vez hemos rectificado la señal senoidal, hemos de compararla con la señalque nos viene de la etapa de realimentación de corriente. Para poderlo hacer hemoselegido un multiplicador que nos pueda multiplicar la señal rectificada con una tensiónde referencia.

El multiplicador utilizado es el AD633JN (integrado U10). Este multiplicador secaracteriza por su bajo coste, multiplicación de cuatro cuadrantes y requerimiento delmínimo uso de componentes externos, que es una de las características fundamental esde la etapa de control para que tenga el mínimo posible de componentes.

La ecuación de salida del multiplicador es la siguiente:

( ) ( )Z

V

yyxxW +

−−−=

10

2121

Donde W es el resultado de la multiplicación de las señales. El multiplicadortiene una pata de offset (Z), que nos permite ajustar la señal de salida.

En nuestro caso, hemos puesto a masa las patillas 2 y 4 del multiplicador, ya queno queremos una multiplicación diferencial. En la patilla 1 (X1), conectamos la señalrectificada, y en la patilla 3 (Y1), conectamos la señal de referencia proveniente de larealimentación de corriente.

Las resistencias R30= R40= 10kΩ son utilizadas para no conectar directamentetensión en las patillas del integrado.

(43)


31

Para solucionar el offset que nos proporciona el AD633JN, hemos generado unaetapa que nos proporciona una tensión de referencia que conectaremos a la patilla 6 (Z)del multiplicador. Los valores de los componentes utilizados son R43=R44=P10=10kΩ.

El potenciómetro P10 es del tipo multivuelta. La tensión obtenida en la etapa dereferencia es la siguiente:

Vkkk

kV

Vkkk

kV

4101010

10*12R43P10R44

Vcc*12-min

4101010

10*12R43P10R44

Vcc*12max

−=++

−=

++=

=++

=++

=

Como el error de offset en el AD633JN es el 2% de la tensión en la entrada delmultiplicador, tendremos suficiente para corregirlo, mediante la etapa generadora de latensión de referencia.

En la salida de la generación de la tensión de referencia, hemos colocado unaresistencia R41=1kΩ para evitar la conexión de tensión en la patilla 6.

Los diodos D9, D11 y D10, D12 nos protegen la entrada X1 y Y1 de un posiblepico de tensión en la entrada. Si se produce una sobretensión en la entrada, los diodoscomenzarán a conducir, provocando una tensión máxima en la entrada de ±Vcc. Losdiodos anteriormente comentados son del modelo 1N4148.

Como podemos ver en la ecuación (43), la señal de salida del AD633JN estádividida por 10V. Para solucionarlo, hemos puesto una etapa que nos genera unaganancia de 10V. Esta etapa está formada por un operacional LF351 (integrado U5),configurado como amplificador no inversor cuya ecuación de salida es la siguiente:

+=

4511

1*RP

VinVo

Los valores utilizados son de R45=1kΩ y P11=10kΩ (multivuelta). Entonces latensión de salida la podemos ajustar según el margen siguiente:

Vin

VinV

VinVinV

*11V0Vin

*111k10k

*Vinmax

10

1*min

≤≤

=

+1=

=

+=

(44)


32

Poniendo el valor adecuado del potenciómetro P11, podemos obtener unaganancia de 10 en la salida del operacional. La resistencia R44=1kΩ nos evita laconexión directa de la tensión en el operacional.

2.6.5.2. Ajuste de la señal triangular.

La señal triangular que nos sale del ICL8038 es simétrica y con el siguientevalor de ganancia:

3.96V12*0.330.33VccGt ===

En nuestro caso conseguiremos que la señal triangular tenga offset 0 y unatensión máxima de 10V.

Para conseguir estas especificaciones, hemos utilizado una etapa sumadora-noinversora.

La etapa sumadora tiene como objetivo generarnos un offset para adecuar laseñal triangular. Este offset lo conseguimos sumando la entrada triangular que nos vienedel ICL8038 con unas resistencias, colocadas para proporcionarnos una tensiónvariable. El valor de estas resistencias es de R30=1kΩ y P8=10kΩ, de forma que elrango de tensiones lo obtenemos a partir de la ecuación siguiente:

P8R30R30

*Vino+

=V

3.96VVo0.36V

96.31k1k

3.96omax

36.096.3*09.0101

196.3omin

≤≤

==

==+

=

VV

Vkk

kV

La etapa amplificadora está formada por un amplificador operacional TL084(integrado U1B) en configuración no inversora. Las resistencias utilizadas sonR31=1kΩ y P9=5kΩ (multivuelta). Con el adecuado ajuste del potenciómetro P9,podemos obtener una tensión de 10V de la señal triangular. Para saber el margen detensiones en la salida de la etapa, utilizamos la ecuación (44). La resistencia R29=1kΩnos permite que la tensión no se conecte directamente al integrado.

2.6.6. Comparación de la señal triangular y senoidal rectificada.

Una vez hemos ajustado las señales de la onda triangular y senoidal rectificada,podemos pasar a la comparación de las dos señales. El comparador utilizado es elLF351 (integrado U6), debido a su alto Slew Rate y a la velocidad de conmutación.


33

Las resistencias R32=R46=1kΩ nos permiten que no haya conexión directa entrelas salidas de los integrados U1B y U5 al integrado U6, ya que si no podría hacer que eloperacional U6 se saturase en los picos de tensión.

2.6.7. Separación de los pulsos.

Para poder obtener las dos señales de los drivers, separaremos los pulsosobtenidos en la salida del integrado U6. Los pulsos los dividiremos en dos señalesdiferentes (una por cada semiciclo). Para ello utilizamos puertas lógicas de la serie74LSXX y después amplificamos el señal.

Dado que la serie 74XX trabaja a 5V, debemos reducir la señal a esta tensión.Para reducir la tensión utilizamos un zener DZ3=4.7V y una resitencia R47=330Ω a lasalida del integrado U6. Por lo tanto, la intensidad que circulará como máximo por elzener será:

a) Cuando V>0 mAR

VzVccIz 22

3307.412

47=

−=

−=

b) Cuando V<0 mAR

VzVccIz 34

3307.012

47=

+−=

−−=

En consecuencia el zener utilizado puede ser de 4.7V y ¼W.

Una vez disponemos de la tensión adecuada, separararemos primero la señal endos partes. Para hacerlo, hemos comparado la señal de salida del operacional U6 conuna señal cuadrada de la misma frecuencia que la onda senoidal (ésta última ya lahemos obtenido en la salida del zener DZ1).

Para generar la señal del driver1, utilizamos un integrado de la serie 74LS08(U7A), hacemos la AND lógica entre los pulsos de salida del DZ3 con la señal cuadradade la salida del zener DZ1. El resultado es amplificado mediante la etapa de los buffersU8A. El integrado utilizado es el de la serie 74LS07.

Para obtener la señal del driver2, utilizamos el integrado 74LS08 (U7B).Utilizamos el mismo proceso que hemos comentado anteriormente, pero negando laseñal cuadrada de la salida del zener DZ1 (la negamos a partir del integrado 74LS00).La señal de salida del operacional U8B pertenecerá al Driver2. Las señales del driver1 yel driver2 están separadas en dos semiciclos diferentes.

2.6.8. Estabilización del sistema.

En las entradas de alimentación encontramos dos condensadores de 100nF parareducir los posibles picos provinentes de la fuente de alimentación.

En todos los circuitos integrados se han puesto condensadores de desacoplo(100nF) para mejorar la estabilidad de alimentación.


34

2.7. ETAPA DE POTENCIA.

En la entrada de la etapa de potencia, tenemos la entrada de las señales decontrol de la etapa de control. Para evitar interferencias entre las dos placas, obtamospor separar las señales. Esto lo conseguimos intercalando entre las dos placas dosoptoacopladores (ver el plano 4).

Como optoacopladores, escogemos el integrado HCPL-315J (integrado J2),cuyas características principales son su gran rapidez. Según las características delintegrado, la tensión del diodo de entrada debe ser de 5V. Esto lo conseguimosutilizando un buffer (U8 en la etapa de control) en la entrada del optoacoplador, que nosproporciona una tensión de 5V en el diodo de entrada.

El HCPL-315J se caracteriza por tener dos optoacopladores integrados, esto nospermite reducir costes, ya que sólo necesitamos un solo integrado para poder aislar lasdos señales de control.

El fabricante del optoacoplador nos recomienda poner un condensadorC1=C2=100nF para poder desacoplar las señales de alimentación del integrado.

La alimentación del integrado lo obtenemos de la placa de alimentación de laetapa de potencia. Esta placa nos proporciona tensiones de +15V y –5V en modo comúnque conectaremos a los terminales que nos indica el fabricante.

A la salida del optoacoplador tenemos las dos señales de control aisladas, cadaseñal la conectaremos a un interruptor para poder llegar a conmutar el medio puentecorrectamente.

Los interruptores utilizados en la etapa de potencia son del tipo IGBT(SGP10N60), cuyas características son las siguientes:

- VCE=600 V- IC=10 A- VCE(Sat)=2.2 V- Cin=580 pF- RthJC=1.2 K/W- Tj(max)=150 ºC- VGE= ±20 V

La etapa de potencia estará formada por dos interruptores del tipo IGBT(SGP10N60). Estos interruptores tendrán que cumplir las siguientes característicasencontradas en la simulación del circuito:

- La corriente media que circulará como máximo por el IGBT es de 3,5 A.- La frecuencia máxima de conmutación que tienen que conmutar es de

3,7kHz, aunque el circuito puede conmutar hasta 20kHz.- La tensión media entre el colector y el emisor del IGBT es de VCE=100 V.


35

En las hojas de características (consultar hojas de características que están en losanexos del proyecto) del IGBT, comprobamos que cumplen todas las características quehemos sacado de la simulación.

Entre las salidas del integrado de los optoacopladores y los gates de los IGBT’s,intercalamos una resistencia que nos limita el valor de la corriente entrante en losinterruptores. El valor de éstas resistencias son de R1=R2=25Ω, según nos recomiendanen las hojas de características del fabricante de los IGBT’s.

A continuación describiremos los pasos que seguiremos para calcular laspérdidas de los IGBT’s. Las pérdidas de los IGBT’s las calculamos a partir de lasiguiente ecuación:

P=Pcond.+Pconmut.

Para calcular las pérdidas de conducción seguiremos los pasos de las ecuaciones(46) y (47).

DVceIcPcond ⋅⋅=

( ) ( )( ))()(

)(

maxsatce

satce

TjV

TjVIcRCEVTOVce

⋅⋅⋅+=

Según las hojas de características del fabricante, podemos buscar los siguientesparámetros de la ecuación (47):

- VTO= 1.3V- RCE= 0.056Ω- Vce(sat)(Tj)= 2.05V- Vce(sat)(Tj(max))= 2.2V

A partir de éstos parámetros podemos calcular el valor de la ecuación (47) de lasiguiente manera:

( ) VVce 420,12.2

05,24056,03,1 =⋅⋅+=

Por lo tanto, las pérdidas de conducción son:

Ws

sPcond 261,1

27060

420,14 =⋅⋅=µ

µ

(45)

(46)

(47)


36

Para calcular las pérdidas de conmutación seguiremos los pasos de la ecuación(48):

( ) fswtftrIcVsdsPconmut +⋅=21

Donde:

- Tsw: periodo de comutación.- Vsds: Tensión de alimentación IGBT’s.- tr: Tiempo de incremento.- tf: Tiempo de caída.

Según las hojas de características del fabricante obtenemos:

- tr= 21ns- tf= 63ns

( ) WknsnsPconmut 193.07,36321422205,0 =⋅+⋅⋅=

Las pérdidas que tenemos en los IGBT’s son:

WWWP 454.1261,1193,0 =+=

Si permitimos que como máximo la temperatura de la unión del IGBT sea de125ºC (permite hasta 150ºC), y ponemos que la temperatura ambiente sea de 40ºCentonces la resistencia del radiador a utilizar será:

WCRthjcP

TcTjRrad /º26,572.1

454.140125

=−−

=−−

=

Por lo tanto escogemos un radiador con una R<55ºC/W.

Además del IGBT, el medio puente estará formado por dos diodos de potencia yotro diodo que nos servirá como diodo volante, para poder proteger las posiblesdiscontinuidades de corriente provocadas por el inductor en la carga.

Los diodos de potencia que forman parte de la etapa de potencia son del tipoBYW29, cuyas características principales son:

- Tensión máxima que puede soportar es de 200 V.- Corriente nominal de 8 A.

En el cálculo de las pistas para el circuito impreso, debido a que circulará lamisma intensidad que en la fuente de alimentación de potencia, el tamaño de las pistasserá el mismo. Entonces, el grosor de las pistas será de 1mm.

(48)


37

La excepción será la que nos alimenta el medio puente, ya que nos circulará unacorriente elevada.

Para las placas de circuito impreso estándar, la intensidad máxima que puedesoportar una pista viene definida por la siguiente formula:

3 23 gI ∗=

Donde:

- g= anchura de la pista en mm.- I= corriente máxima que circula por la pista.

En nuestro caso, si tenemos una intensidad máxima de 4A por los IGBT’s, elgrosor de las pistas tienen que ser como mínimo de:

mmI 5.134

3

=

=

Para evitar problemas, pondremos una anchura de pista de 2,5mm y ademástiene que estar estañada.

2.8. ANEXOS DE LA MEMORIA DE CÁLCULO.

2.8.1. Programa de control del cargador de baterías.

2.8.1.1. Especificaciones del programa.

El objetivo principal del programa es controlar las principales salidas delcargador de baterías. El usuario tiene un panel con interruptores, para poder controlar elfuncionamiento del cargador de baterías.

A continuación explicaremos el control que hacemos de las salidas del cargador:

- El usuario puede controlar el valor de la carga de la batería mediante losinterruptores CARG1 y CARG2. Las tres opciones de carga que podemoselegir son 15, 10 y 5A. El interruptor que nos permite cambiar el valor de lacorriente de carga es el CC.

- El cargador puede cargar en dos modos diferentes. Puede cargar a corrienteconstante, o cargar a tensión constante. Según el valor del sensor FC, cargaráde una forma u otra. El interruptor que nos permite cambiar el modo de cargaes el IV.

(49)


38

- El usuario también puede indicar al programa que se quiere cambiar debatería. Podemos elegir entre baterías de 12V y de 36V. El interruptor quenos indica que podemos cambiar de batería es el BAT.

- El usuario tiene un interruptor que permite iniciar la carga de las baterías. Siel interruptor provoca flanco descendente, se producirá una parada deemergencia del cargador (cuando se produce parada de emergencia, elprograma entra en una rutina de interrupción). Una vez se ha reparado elproblema, el programa vuelve automáticamente al lugar donde se haproducido la interrupción.

Para la correcta comprensión de los interruptores y sensores utilizados en elprograma, además de las salidas que indican la opción elegida, se recomienda mirar elapartado de descripción de los puertos utilizados en el microcontrolador, y loscomentarios que hay en el programa.

2.8.1.2. Características del microcontrolador utilizado.

El microcontrolador que utilizamos para controlar el cargador de baterías es dela familia de los PIC, concretamente utilizamos un PIC 16F873. Éste tipo demicrocontrolador tiene las siguientes características:

- Utilización para la grabación de los programas de memoria Flash, que nospermiten grabar y borrar muchos programas con la utilización de un únicochip.

- Los microcontroladores de la familia PIC se caracterizan por su bajo coste ysu fácil manejo.

- Se caracteriza por tener pocas instrucciones de fácil comprensión.

- Tiene cuatro puertos paralelos para la conexión de señales de entradas ysalidas.

De los cuatro puertos de que dispone el PIC, utilizamos tres para la entrada ysalida de las señales del cargador de baterías. A continuación veremos un esquema delos tres puertos que forman el control del cargador, y la descripción de los bitsutilizados.


39

2.8.1.3. Flujograna del programa.

NO

INICIO

SLF=1

IN/!PE=1

FIN?

SLF=0

FIN

CC?

SI

BAT?

NO

SI

Miramos selecciónen puertoB (15,10 y5A) y indicamos laselección en puertoC

IV?

Miramos elección dela batería (12V o36V) y sacamoselección por puertoC

SI

NO

Miramos eleccióncorriente o tensiónconstante en puertoB y lo sacamoselección por puertoC

SI

NO


40

2.8.1.4. Descripción de los puertos del microcontrolador.

• PUERTO A:

RA7 RA6 RA5 RA4 RA3 RA2 RA1 RA0

___ ___ ___ ___ CC BAT IV IIV

ENTRADAS

- CC=1 indica que podemoscambiar de corriente decarga

- BAT=1 indica que podemoscambiar de batería.

- IV=1 indica que podemoscambiar de modo de carga.

- IIV =1 (cambio IcteàVcte)IIV=0 (cambio VcteàIcte)

• PUERTO B:

FC=0 Cargador en modo corriente constante

FC=1 Cargador en modo tensión constante

IBAT=0 indica que se quiere batería de 12V IBAT=1 indica que se quiere batería 36V

RB0=1 indica inicio del cargador de baterías RB0 Flanco descendente. PARADA EMERGENCIA

RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1 RB0

___ ___ ___ FC IBAT CARG1 CARG2 IN/!PE

ENTRADAS

RB2 RB1 0 0 Carga 15 A 0 1 Carga 10 A 1 X Carga 5 A


41

• PUERTO C:

RC7 RC6 RC5 RC4 RC3 RC2 RC1 RC0

___ ___ SLF SIV SBAT SLE C1 C0

SALIDAS

SLF=1 Cargador está en funcionamiento

SIV=0 indicamos carga a corriente constante SIV=1 indicamos carga a tensión constante

SBAT=0 indicamos batería 12 V SBAT=1 indicamos batería 36 V

SLE=1 Cargador parado por emergencia

RC1 RC0 0 0 Carga 15 A 0 1 Carga 10 A 1 X Carga 5 A

2.8.1.5. Descripción del programa.

;Programa para el control de un cargador de baterías con baja;inyección de armónicos

list p=16F873include "p16F873.inc"

;*********************igualdades**************************************

w EQU 0 ;destino Wf EQU 1 ;destino registroPORTA EQU 0x05 ;puerta APORTB EQU 0x06 ;puerta BPORTC EQU 0x07 ;puerta CTRISA EQU 0x85 ;registro triestado de puerta ATRISB EQU 0x86 ;registro triestado de puerta BTRISC EQU 0x87 ;registro triestado de puerta CSTATUS EQU 0x03 ;registro StatusRP0 EQU 0x05 ;bit 5 registro StatusRP1 EQU 0x06 ;bit 6 registro StatusINTDEG EQU 0x06 ;bit 6 registro OPTION_REGINTCON EQU 0x0B ;registro INTCONRBIF EQU 0x00 ;bit 0 registro INTCONRBIE EQU 0x03 ;bit 3 registro INTCONINTF EQU 0x01 ;bit 1 registro INTCONINTE EQU 0x04 ;bit 4 registro INTCON


42

GIE EQU 0x07 ;bit 7 registro INTCONADCON1 EQU 0x9F ;dirección del registro ADCON1PA_DIG EQU 0x07 ;máscara para programar PORTA entradas digitales

;*************Sección Código de Reset*********************************

ORG 0x00 ;dirección del vector de resetGOTO inicializa ;Comienza el programaORG 0x04 ;una posición detrás vector interrupciónGOTO RSI ;Salta a rutina de interrupción

;****************Sección inicializa***********************************

inicializa:BCF STATUS,RP1BSF STATUS,RP0 ;selección de la página 1MOVLW b'00001111'MOVWF TRISA ;programamos PORTA como entradasMOVLW PA_DIG ;ponemos máscara entrada digital a PORTAMOVWF ADCON1MOVLW b'00011111'MOVWF TRISB ;programamos PORTB como entradas CLRF TRISC ;Programamos PORTC salidasBCF OPTION_REG,INTDEG ;INT RB0 a flanco descendenteBCF STATUS,RP0 BCF STATUS,RP1 ;Selección de la página 0BCF INTCON,RBIF ;borramos bandera int de RBBSF INTCON,RBIE ;Activamos INT RBBCF INTCON,INTF ;borramos bandera int RB0BSF INTCON,INTE ;activamos INT RB0BSF INTCON,GIE ;Activamos todas las interrupcionesCLRF PORTC ;limpiamos las salidas PORTC

;inicializamos con una carga de 12 V, con corriente de carga 15 A y;cargas a corriente constante

espera_inicio:BTFSS PORTB,0 ;esperamos el inicio del programaGOTO espera_inicioBSF PORTC,5 ;Led encendido.Indica circuito en marcha

espera_fin:BTFSS 0x21,0 ;miramos si se ha acabado la cargaGOTO CAMB_CARGGOTO Fin_carg ;si ha acabado, el programa termina.

CAMB_CARG:BTFSS PORTA,3 ;permitimos cambio de carga?GOTO CAMB_BATMOVF PORTB,w ;guardamos interruptores PORTBCALL Nueva_carga ;si a cambio de carga

CAMB_BAT:BTFSS PORTA,2 ;permitimos cambio de batería?GOTO CAMB_I_VMOVF PORTB,w ;guardamos interruptores PORTBCALL Nueva_bat ;si a cambio de batería

CAMB_I_V:BTFSS PORTA,1 ;Permitimos cambio de I/V?GOTO espera_finMOVF PORTB,w ;guardamos interruptores PORTBCALL Icte_VcteGOTO espera_fin ;no acabamos hasta fin


43

Fin_carg:

BCF 0x21,0 ;quitamos bandera int RB4BCF PORTC,5 ;apagamos el led de funcionamiento cargadorGOTO fin ;saltamos al final del programa

;**********************Rutina de Nueva elección de carga**************Nueva_carga:

MOVWF 0x20 ;los guardamos en esta dirección (PORTB)

BTFSS 0x20,2 ;miramos si tenemos un "1"GOTO COMP_BIT ;miramos primer bit

;cargamos a 5 ABSF PORTC,1 ;ponemos '1x' que indicará carga a 5ARETURN

COMP_BIT:BTFSC 0x20,1 ;miramos si tenemos 0GOTO CARG_10A ;saltamos para cargar a 10A

;cargamos a 15 ABCF PORTC,0BCF PORTC,1 ;ponemos '00' que indicará carga a 15ARETURN

CARG_10A:BSF PORTC,0BCF PORTC,1 ;ponemos '01' que indicará carga a 10ARETURN

;*********************Rutina de eleción de nueva batería**************Nueva_bat:

MOVWF 0x20 ;los guardamos en esta dirección (PORTB)

BTFSS 0x20,3 ;miramos si se ha elegido batería de de 36VGOTO BAT12VBSF PORTC,3 ;indica carga a 36 VRETURN

BAT12V:BCF PORTC,3 ;indica carga a 12 VRETURN

;**********************Cambio de corriente o a tensión constante******

Icte_Vcte:MOVWF 0x20 ;los guardamos en esta dirección (PORTA)BTFSS 0x20,4 ;miramos si se ha elegido tensión constanteGOTO I_cteBSF PORTC,4 ;indica carga a tensión constanteRETURN

I_cte:BCF PORTC,4 ;indica carga a corriente constanteRETURN

;**********************Rutina de interrupción*************************;entra si se ha producido una parada de emergencia en el cargador debaterías.;cuando se vuelve a presionar el RB0=0 volvemos al mismo sitio dondehabía surgido la parada de emergencia.

RSI:BTFSS INTCON,INTF ;miramos si interrupción se produce por flancoGOTO INT_RB


44

BSF PORTC,2 ;Activamos led de parada de emergenciaBCF PORTC,5 ;El circuito está parado por emergencia

INT_RB0:BTFSS PORTB,0 ;miramos si se han solucionado los problemasGOTO INT_RB0 ;si RB0=0 vuelve al mismo sitio. RB=1 se

;solucionan los problemasBCF PORTC,2 ;Desactivamos led de parada de emergenciaBSF PORTC,5 ;El circuito se pone en marchaBCF INTCON,INTF ;borra bandera de interrupciónBSF INTCON,INTE ;rehabilita interrupción INTERETFIE

INT_RB:BTFSS INTCON,RBIF ;miramos si la interrupción se produce por RBRETFIE

;miramos si entra fin del funcionamiento del cargadorBSF 0x21,0 ;ponemos bandera fin de cargadorBCF INTCON,RBIF ;borra bandera de interrupción RBBSF INTCON,RBIE ;rehabilita interrupción RBRETFIE

;*************************fin rutina de interrupción RSI**************

fin:NOPEND


45

2.8.2. Obtención de las gráficas en el montaje de la etapa de control.

En este apartado podemos ver las diferentes gráficas que se pueden obtener en laetapa de control. Mostraremos las gráficas en dos frecuencias de conmutación. Laprimera frecuencia (fc=3.7kHz), es la que hemos obtenido en la simulación. Ésta es laque nos elimina los armónicos para cumplir la norma UNE-EN 61000-3-2. La segundafrecuencia (fc=20kHz), nos muestra un ejemplo de que el módulo de la etapa de control,puede servir para otras aplicaciones de alta frecuencia de conmutación. A continuaciónmostraremos las figuras más importantes que hemos obtenido en el montaje de la etapade control.

2.8.2.1. Obtención señal senoidal.

Figura 6. Obtención de la señal senoidal de fs=50Hz


46

2.8.2.2. Obtención de la señal triangular.

Figura 7. Señal triangular con fc=3.7kHz.

2.8.2.3. Ajuste de la señal triangular.

Figura 8. Ajuste de la señal triangular con fc=3.7kHz.


47

Figura 9. Ajuste de la señal triangular con fc=20kHz.

2.8.2.4. Obtención de la rectificación de la señal senoidal.

Figura 10. Rectificación de la señal senoidal.


48

2.8.2.5. Obtención de señales de entrada al multiplicador.

Figura 11

2.8.2.6. Señal de salida del multiplicador.

Figura 12


49

2.8.2.7. Pulsos de salida de la comparación.

A continuación pondremos los pulsos de salida que obtenemos comparando laseñal triangular y una señal senoidal rectificada. La anchura de los pulsos nos varían amedida que cambiamos el valor de la tensión de referencia. Ésta tensión de referencianos varia la amplitud de la señal senoidal rectificada, produciendo una variación de laanchura de los pulsos.

• Vref=1V, Fc=3.7kHz.

Figura 13


50


Figura 14


Figura 15


51

• Vref=1V, Fc=20kHz.

Figura 16


Figura 17


52


Figura 18

2.8.2.8. Obtención de los pulsos en la salida de los drivers.


Figura 19


53


Figura 20

• Vref=1V, Fc=20kHz

Figura 21


54


Figura 22

2.8.2.9. Obtención de los pulsos de salida del driver 1.

• Vref=1V, Fc=3.7kHz

Figura 23


55


Figura 24


Figura 25


56


Figura 26

2.8.2.10. Obtención de los pulsos de salida del driver2.


Figura 27


57


Figura 28


Figura 29


58


Figura 30

2.8.2.11. Comprobación de la sincronización de la señal senoidal con la red.

Figura 31



3. PLANOS


3. PLANOS.

3.0. INDICE.

Esquema fuente de alimentación de potencia ............................................... Plano 1

Esquema fuente de alimentación de control ................................................. Plano 2

Esquema de la etapa de control .................................................................... Plano 3

Esquema de la etapa de potencia .................................................................. Plano 4

Cara soldadura de la fuente de alimentación de potencia ............................. Plano 5

Cara componentes fuente alimentación potencia.......................................... Plano 6

Cara soldadura fuente alimentación control ................................................. Plano 7

Cara componentes fuente alimentación control............................................ Plano 8

Cara de soldadura de la etapa de control ...................................................... Plano 9

Cara componentes etapa de control ............................................................ Plano 10

Componentes etapa de control.................................................................... Plano 11

Cara soldadura etapa de potencia ............................................................... Plano 12

Cara soldadura etapa de potencia ............................................................... Plano 13

PLANO 1: ESQUEMA FUENTE DE ALIMENTACIÓN DE POTENCIA

U1LM7905C/TO220

2 3

1

IN OUT

GN

D

J1

ALIM. TRACO POWER

12

J2

TEN 5-1223

23911

23221614

J3

SALIDA ALIM. IGBT1

123

C2100nF

+ C110uF

J4

TEN 5-1223

23911

23221614

U2LM7905C/TO220

2 3

1

IN OUT

GN

D

+ C310uF

C4100nF

J5

SALIDA ALIM. IGBT2

123

PLANO 2: ESQUEMA FUENTE DE ALIMENTACIÓN DE CONTROL

J1

REG1

123

- +

D1

B40C1000

1

2

3

4

+ C11000uF

+ C21000uF

U1LM7812C/TO220

1 3

2

IN OUT

GN

D

U2

LM7912C/TO220

2 3

1

IN OUT

GN

D

+ C510uF

+ C610uF

C3100nF

C4100nF

C7100nF

C8100nF

U3LM7805C/TO220

1 3

2

IN OUT

GN

D

+ C910uF

C10100nF

J2

REG2

1234

PLANO 3: ESQUEMA DE LA ETAPA DE CONTROL

+12V

-12V

+12V -12V

+12V

-12V

-12V

+12V

+12V -12V

+12V

+12V

-12V

+12V

+5V

+12V

+12V

+12V

-12V

+12V

Vin

-12V

+5V

-12V

-12V

+12V

+12V

-12V

-12V

REALIMENT

+12V

+12V

+5V

-12V

-12V

+12V

+5V-12V

-12V

R50270

C7

100nF

R810k

R23

2k2

D1

1N4148

P810k

1 3

2

R311k

R33

4k7

R16k8

D11

1N4148

R2010k

P3100k

13

2 R13330

R1115k

D41N4148

+

-

U6

LF351

3

26

7 14 5

C15

100nF

C11

100nF

J3

DM74121

1234567

1413121110

98

U8B

7407

3 4

U7B

74LS08

4

56

+

-

U1C

TL084

10

98

411

+

-

U1B

TL084

5

67

411

C5

10nF

+

-

U5

LF351

3

26

7 14 5

R1810k

R28100k

R32

1k

P11k

1 3

2

R48

1k

R94k7

C18

100nF

R22

330P1010k

13

2

DZ3

1N473(4.7V)

+

-

U1D

TL084

12

1314

411

DZ2

1N473(4.7V)

AC

D6

1N4148

C24100nF

D7

1N4148

C17

100nF

R144k7

R214k7

C13100nF

Q22N4392

23

1

C3

470nF

R49

1k

R51270

R47

330

S1

SWITCH 1X2

C41nF

D9

1N4148

R26k8

R37100k

R161k

R482k

C14.7nF

C2470pF

C9

100nF

R1710k

R4310k

R411k

R39

10k

C21100nF

DZ1

1N473(4.7V)

J2

ICL8038

1234567

1413121110

98

P4100k

13

2

R2610k

C12

100nF

R315k

U9A

74LS04

12

R5

1k

C10100nF

U8A

7407

1 2

R2710k

C8100nF

C14

100nF

R151k

P510k

13

2

P610k

13

2

C25

100nF

D5

1N4148

R301k

R104k7

P95k

13

2

R451k

+

-

U3

LF351

3

26

7 14 5

D10

1N4148

R241k

D8

1N4148

C23

100nF

C20100nF

D12

1N4148

+

-

U2LF351

3

26

7145

R40

10k

D3

1N4148

R121k

J1

ICL8038

1234567

1413121110

98

+

-

U1A

TL084

3

21

411

R6

33k

R44

1k

P11

10k

13

2

R36100k

C16

100nF

U10

AD633

12

34

6

7

85

XIX2

Y1Y2

Z

W

+VCC-VCC

R35100k

R19100k

R344k7

D2

1N4148

R291k

C22

100nF

R4210k

Q12N4392

23

1

C6100nF

P710k

13

2

R38100k

C19

100nF

P2

10k

1 3

2

J4

DM74121

1234567

1413121110

98

R46

1k

+

-

U4LF351

3

26

7145

R710k

R25

1k

U7A

74LS08

1

23 DRIVER1

DRIVER2

PLANO 4: ESQUEMA DE LA ETAPA DE POTENCIA

Q1SGP10N60

23

1J1

DRIVERS ENTRADA

123

J4

HCPL-315J

12345678

161514131211109

Q2

SGP10N60

23

1

D3

BYW29

12

D2

BYW29

12

C1100nF

C2100nF

R1

25

R2

25

J5

SALIDA_CARGA

12

J3

ALIMENT_RED

12

D1

BYW29

12

J6

ALIM. IGBT2

123

J2

ALIM. IGBT1

123

PLANO 5: CARA SOLDADURA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN DEPOTENCIA

PLANO 6: CARA COMPONENTES FUENTE ALIMENTACIÓNPOTENCIA

PLANO 7: CARA SOLDADURA FUENTE ALIMENTACIÓN CONTROL

PLANO 8: CARA COMPONENTES FUENTE ALIMENTACIÓN CONTROL

PLANO 9: CARA DE SOLDADURA DE LA ETAPA DE CONTROL

PLANO 10: CARA COMPONENTES ETAPA DE CONTROL

PLANO 11: COMPONENTES ETAPA DE CONTROL

PLANO 12: CARA SOLDADURA ETAPA DE POTENCIA

PLANO 13: CARA SOLDADURA ETAPA DE POTENCIA



4. PRESUPUESTO


4. PRESUPUESTO

4.0. INDICE.

4.1. Mediciones ...................................................................................................... 2

4.1.1. Mediciones de la fuente de alimentación de control ......................... 24.1.2. Mediciones de la fuente de alimentación de potencia ...................... 34.1.3. Mediciones de la etapa de control..................................................... 34.1.4. Mediciones de la etapa de potencia................................................. 10

4.2. Precios unitarios ............................................................................................ 11

4.2.1. Precios unitarios de la fuente de alimentación de control ............... 114.2.2. Precios unitarios de la fuente de alimentación de potencia............. 124.2.3. Precios unitarios de la etapa de control........................................... 134.2.4. Precios unitarios de la etapa de potencia......................................... 19

4.3. Aplicación de precios .................................................................................... 21

4.3.1. Precio de la fuente de alimentación de control ............................... 214.3.2. Precio de la fuente de alimentación de potencia ............................. 224.3.3. Precios de la etapa de control.......................................................... 234.3.4. Precios de la etapa de potencia ....................................................... 33

4.4. Presupuesto total............................................................................................ 35

4.4.1. Coste del material del proyecto....................................................... 354.4.2. Diseño y evaluación........................................................................ 35

4.4.2.1. Coste de la mano de obra ................................................. 354.4.2.2. Amortización de los equipos utilizados............................ 35

4.4.3. Montaje........................................................................................... 36

4.4.3.1. Mano de obra ................................................................... 364.4.3.2. Amortización del material ................................................ 36

4.4.4. Totalización .................................................................................... 36

C.B. baja inyección de armónicos Presupuesto_____________________________________________________________________________________

2

4. PRESUPUESTO.

4.1. MEDICIONES.

4.1.1. Mediciones de la fuente de alimentación de control.

Identificación Valor Descripción

C1 1000µF Condensador electrolitico de posición vertical de 45Vde tensión máxima y tolerancia del 20%.


C3 100nF Condensador de plástico de tensión máxima de 63V ytolerancia del 10%.


C5 10µF Condensador electrolitico de posición vertical de 25Vde tensión y tolerancia del 20%.






D1 B40C1000 Puente de diodos integrado.REG1 3P Regleta de 3 polos de plástico para montar en placas

de circuito impreso.REG2 4P Regleta de 4 polos de plástico para montar en placas

de circuito impreso.U1 LM7812C Estabilizador de tensión de +12V.U2 LM7912C Estabilizador de tensión de –12V.U3 LM7805C Estabilizador de tensión de +5V.T1 15-0-15 Transformador de chapas de 220V/15-0-15V y de 2A

como máximo.En 220V Enchufe macho de 250V y 6A.Ca Ca Cable con funda de tres conductores de 1.5mm2 de

sección mínima.PL 60*40mm Placa de fibra de vidrio con superficie de cobre

fotosensible positiva de 60*40mm.E1 Elev Elevador hexagonal de placa de 10mm.


3

4.1.2. Mediciones de la fuente de alimentación de potencia.






J1 2P Regleta de dos polos para montar en placa de circuitoimpreso.

J2 TEN 5-1223 Convertidor cc/cc con tensión a la salida simétrica connodo común de ±15V.

J3 3P Regleta de tres polos para montar en placa de circuitoimpreso.

J4 TEN 5-1223 Convertidor cc/cc con tensión a la salida simétrica connodo común de ±15V.

J5 3P Regleta de tres polos para montar en placa de circuitoimpreso.

U1 LM7905C Estabilizador de tensión de –5V.U2 LM7905C Estabilizador de tensión de –5V.E1 Elev Elevador hexagonal de placa de 10mm.Ca Ca Cable con funda de tres conductores de 1.5mm2 de

sección mínima.PL 70*40mm Placa de fibra de vidrio con superficie de cobre

fotosensible positiva de 70*40mm.

4.1.3. Mediciones de la etapa de control.


R1 6k8Ω Resistencia de película de carbón de 1/4W y 5% detolerancia.


R3 15kΩ Resistencia de película de carbón de 1/4W y 5% detolerancia.



4










R13 330Ω Resistencia de película de carbón de 1/4W y 5% detolerancia.
















5


























6



P1 1kΩ Potenciómetro multivuelta de alta precisión (15vueltas) de capa metálica resistiva sobre basecerámica, sellado por inmersión. Posición vertical,forma rectangular y tolerancia del 10%.












7


C1 4.7nF Condensador de plástico de tensión máxima de 63V ytolerancia del 10%.

C2 470pF Condensador de plástico de tensión máxima de 63V ytolerancia del 10%.























8




D1 1N4148 Diodo de gran rapidez de encapsulado de plástico y de1/4W.












DZ1 1N473-4.7V Diodo zener de 4.7V de encapsulado de plástico y de1/4 W.



J1 ICL8038A Integrado generador de señales de precisión deencapsulado de plástico y de 14 patillas.

J2 ICL8038A Integrado generador de señales de precisión deencapsulado de plástico y de 14 patillas.

J3 DM74121 Integrado monoestable multivibrador de gran rapidez,de encapsulado de plástico y de 14 patillas.

J4 DM74121 Integrado monoestable multivibrador de gran rapidez,de encapsulado de plástico y de 14 patillas.

Q1 2N4392 JFET de canal N de gran rapidez y de encapsuladometálico.

Q2 2N4392 JFET de canal N de gran rapidez y de encapsuladometálico.


9


U1 TL084 Integrado formado por cuatro amplificadoresoperacionales integrados, de gran rapidez y alto SlewRate, de encapsulado de plástico y 14 patillas.

U2 LF351 Amplificador operacional integrado de gran rapidez yalto Slew Rate, de encapsulado de plástico y de 8patillas.





U7 74LS08 Integrado de puertas AND de gran rapidez, deencapsulado de plástico y 14 patillas.

U8 74LS07 Integrado de buffers de gran rapidez con encapsuladode plástico y de 14 patillas.

U9 74LS04 Integrado de puertas inversoras de gran rapidez conencapsulado de plástico y de 14 patillas.

U10 AD633JN Multiplicador de cuatro cuadrantes de bajo coste, conun error del 2%, con encapsulado de plástico y 8patillas.

S1 Switch 1X2 Regleta de tres polos de plástico para montar en placasde circuito impreso.

PL 180*105mm Placa de fibra de vidrio fotosensible positiva de doscaras y de tamaño 180*105mm.

REG1 2P Regleta de dos polos de plástico para montar en placasde circuito impreso.

E1 Elev Elevador hexagonal de 10mm.Z1 8P Zócalo de circuito integrado de 8 pines (torneado).Z2 14P Zócalo de circuito integrado de 14 pines (torneado).


10

4.1.4. Mediciones de la etapa de potencia.


R1 25Ω Resistencia de película de carbón de 1/4 W y 5% detolerancia.

R2 25Ω Resistencia de película de carbón de 1/4 W y 5% detolerancia.

C1 100nF Condensador de plástico de tensión máxima de 63V yde tolerancia del 10%.

C2 100nF Condensador de plástico de tensión máxima de 63V yde tolerancia del 10%.

D1 BYW29 Diodo de potencia de encapsulado de plástico yintensidad nominal de 8A, y 200V de tensión máxima.



Q1 SGP10N60 IGBT de potencia de intensidad nominal de 10A ytensión máxima de 600V, de encapsulado de plástico.

Q2 SGP10N60 IGBT de potencia de intensidad nominal de 10A ytensión máxima de 600V, de encapsulado de plástico.

PL 85*60mm Placa de fibra de vidrio fotosensible positiva de unacara, de dimensiones de 85*60mm.

REG1 2P Regleta de dos polos para montar en placa de circuitoimpreso.

REG2 3P Regleta de tres polos para montar en placa de circuitoimpreso.

J4 HCPL-315J Circuito integrado que contiene dos optoacopladores,encapsulado de plástico y 16 patillas.

Z1 16P Zócalo de 16 patillas de circuito integrado.


11

4.2. PRECIOS UNITARIOS.

4.2.1. Precios unitarios de la fuente de alimentación de control.

Identificación Valor Descripción Pts/U

C1 1000µF Condensador electrolitico de posiciónvertical de 45V de tensión máxima ytolerancia del 20%.

45


45

C3 100nF Condensador de plástico de tensión máximade 63V y tolerancia del 10%.

20


20

C5 10µF Condensador electrolitico de posiciónvertical de 25V de tensión y tolerancia del20%.

30


30


20


20


30


20

D1 B40C1000 Puente de diodos integrado. 150REG1 3P Regleta de 3 polos de plástico para montar

en placas de circuito impreso.86

REG2 4P Regleta de 4 polos de plástico para montaren placas de circuito impreso.

116

U1 LM7812C Estabilizador de tensión de +12V. 130U2 LM7912C Estabilizador de tensión de –12V. 130U3 LM7805C Estabilizador de tensión de +5V. 130T1 15-0-15 Transformador de chapas de 220V/15-0-

15V y de 2A como máximo.750

En 220V Enchufe macho de 250V y 6A. 120Ca Ca Cable con funda de tres conductores de

1.5mm2 de sección mínima.100


12


PL 60*40mm Placa de fibra de vidrio con superficie decobre fotosensible positiva de 60*40mm.

565

E1 Elev Elevador hexagonal de placa de 10mm. 15

4.2.2. Precios unitarios de la fuente de alimentación de potencia.



30


20


30


20

J1 2P Regleta de dos polos para montar en placade circuito impreso.

56

J2 TEN 5-1223 Convertidor cc/cc con tensión a la salidasimétrica con nodo común de ±15V.

1950

J3 3P Regleta de tres polos para montar en placade circuito impreso.

86

J4 TEN 5-1223 Convertidor cc/cc con tensión a la salidasimétrica con nodo común de ±15V.

1950

J5 3P Regleta de tres polos para montar en placade circuito impreso.

86

U1 LM7905C Estabilizador de tensión de –5V. 130U2 LM7905C Estabilizador de tensión de –5V. 130E1 Elev Elevador hexagonal de placa de 10mm. 15Ca Ca Cable con funda de tres conductores de

1.5mm2 de sección mínima.100

PL 70*40mm Placa de fibra de vidrio con superficie decobre fotosensible positiva de 70*40mm.

630


13

4.2.3. Precios unitarios de la etapa de control.


R1 6k8Ω Resistencia de película de carbón de 1/4Wy 5% de tolerancia.

4


4

R3 15kΩ Resistencia de película de carbón de 1/4Wy 5% de tolerancia.

4


4


4


4


4


4


4


4


4


4

R13 330Ω Resistencia de película de carbón de 1/4Wy 5% de tolerancia.

4


4


4


4


4


4


4


4


4


14



4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


4


15



4


4


4


4


4


4


4


4

P1 1kΩ Potenciómetro multivuelta de alta precisión(15 vueltas) de capa metálica resistiva sobrebase cerámica, sellado por inmersión.Posición vertical, forma rectangular ytolerancia del 10%.

190


190


190


190


190


190


16



190


190


190


190


190

C1 4.7nF Condensador de plástico de tensión máximade 63V y tolerancia del 10%.

10

C2 470pF Condensador de plástico de tensión máximade 63V y tolerancia del 10%.

10


20


10


10


20


20


20


20


20


17



20


20


20


20


20


20


20


20


20


20


20


20


20


20


20

D1 1N4148 Diodo de gran rapidez de encapsulado deplástico y de 1/4W.

10


10


10


10


10


10


10


18



10


10


10


10


10

DZ1 1N473-4.7V Diodo zener de 4.7V de encapsulado deplástico y de 1/4 W.

18


18


18

J1 ICL8038A Integrado generador de señales de precisiónde encapsulado de plástico y de 14 patillas.

1194

J2 ICL8038A Integrado generador de señales de precisiónde encapsulado de plástico y de 14 patillas.

1194

J3 DM74121 Integrado monoestable multivibrador degran rapidez, de encapsulado de plástico yde 14 patillas.

113

J4 DM74121 Integrado monoestable multivibrador degran rapidez, de encapsulado de plástico yde 14 patillas.

113

Q1 2N4392 JFET de canal N de gran rapidez y deencapsulado metálico.

50

Q2 2N4392 JFET de canal N de gran rapidez y deencapsulado metálico.

50

U1 TL084 Integrado formado por cuatroamplificadores operacionales integrados, degran rapidez y alto Slew Rate, deencapsulado de plástico y 14 patillas.

146

U2 LF351 Amplificador operacional integrado de granrapidez y alto Slew Rate, de encapsulado deplástico y de 8 patillas.

72


72


72


19



72


72

U7 74LS08 Integrado de puertas AND de gran rapidez,de encapsulado de plástico y 14 patillas.

56

U8 74LS07 Integrado de buffers de gran rapidez conencapsulado de plástico y de 14 patillas.

56

U9 74LS04 Integrado de puertas inversoras de granrapidez con encapsulado de plástico y de 14patillas.

56

U10 AD633JN Multiplicador de cuatro cuadrantes de bajocoste, con un error del 2%, con encapsuladode plástico y 8 patillas.

809

S1 Switch 1X2 Regleta de tres polos de plástico paramontar en placas de circuito impreso.

86

PL 180*105mm Placa de fibra de vidrio fotosensiblepositiva de dos caras y de tamaño180*105mm.

965

REG1 2P Regleta de dos polos de plástico paramontar en placas de circuito impreso.

56

E1 Elev Elevador hexagonal de 10mm. 15Z1 8P Zócalo de circuito integrado de 8 pines

(torneado).20

Z2 14P Zócalo de circuito integrado de 14 pines(torneado).

30

4.2.4. Precios unitarios de la etapa de potencia.


R1 25Ω Resistencia de película de carbón de 1/4 Wy 5% de tolerancia.

4

R2 25Ω Resistencia de película de carbón de 1/4 Wy 5% de tolerancia.

4

C1 100nF Condensador de plástico de tensión máximade 63V y de tolerancia del 10%.

20

C2 100nF Condensador de plástico de tensión máximade 63V y de tolerancia del 10%.

20


20


D1 BYW29 Diodo de potencia de encapsulado deplástico y intensidad nominal de 8A, y200V de tensión máxima.

137


137


137

Q1 SGP10N60 IGBT de potencia de intensidad nominal de10A y tensión máxima de 600V, deencapsulado de plástico.

504

Q2 SGP10N60 IGBT de potencia de intensidad nominal de10A y tensión máxima de 600V, deencapsulado de plástico.

504

PL 85*60mm Placa de fibra de vidrio fotosensiblepositiva de una cara, de dimensiones de85*60mm.

610

REG1 2P Regleta de dos polos para montar en placade circuito impreso.

56

REG2 3P Regleta de tres polos para montar en placade circuito impreso.

86

J4 HCPL-315J Circuito integrado que contiene dosoptoacopladores, encapsulado de plástico y14 patillas.

865

Z1 16P Zócalo de 16 patillas de circuito integrado. 65


21

4.3. APLICACIÓN DE PRECIOS.

4.3.1. Precios de la fuente de alimentación de control.

Identificación Valor Descripción Pts/U U Pts

C1 1000µF Condensador electrolitico deposición vertical de 45V detensión máxima y tolerancia del20%.

45 1 45


45 1 45

C3 100nF Condensador de plástico detensión máxima de 63V ytolerancia del 10%.

20 1 20


20 1 20

C5 10µF Condensador electrolitico deposición vertical de 25V detensión y tolerancia del 20%.

30 1 30


30 1 30


20 1 20


20 1 20


30 1 30


20 1 20

D1 B40C1000 Puente de diodos integrado. 150 1 150REG1 3P Regleta de 3 polos de plástico

para montar en placas decircuito impreso.

86 1 86

REG2 4P Regleta de 4 polos de plásticopara montar en placas decircuito impreso.

116 1 116


22


U1 LM7812C Estabilizador de tensión de+12V.

130 1 130

U2 LM7912C Estabilizador de tensión de–12V.

130 1 130

U3 LM7805C Estabilizador de tensión de+5V.

130 1 130

T1 15-0-15 Transformador de chapas de220V/15-0-15V y de 2A comomáximo.

750 1 750

En 220V Enchufe macho de 250V y 6A. 120 1 120Ca Ca Cable con funda de tres

conductores de 1.5mm2 desección mínima.

100 1 100

PL 60*40mm Placa de fibra de vidrio consuperficie de cobre fotosensiblepositiva de 60*40mm.

565 1 565

E1 Elev Elevador hexagonal de placa de10mm.

15 4 60

4.3.2. Precios de la fuente de alimentación de potencia.



30 1 30


20 1 20


30 1 30


20 1 20

J1 2P Regleta de dos polos paramontar en placa de circuitoimpreso.

56 1 56

J2 TEN 5-1223 Convertidor cc/cc con tensión ala salida simétrica con nodocomún de ±15V.

1950 1 1950


23


J3 3P Regleta de tres polos paramontar en placa de circuitoimpreso.

86 1 86

J4 TEN 5-1223 Convertidor cc/cc con tensión ala salida simétrica con nodocomún de ±15V.

1950 1 1950

J5 3P Regleta de tres polos paramontar en placa de circuitoimpreso.

86 1 86


130 1 130


130 1 130

E1 Elev Elevador hexagonal de placa de10mm.

15 4 60

Ca Ca Cable con funda de tresconductores de 1.5mm2 desección mínima.

100 1 100

PL 70*40mm Placa de fibra de vidrio consuperficie de cobre fotosensiblepositiva de 70*40mm.

630 1 630

4.3.3. Precios de la etapa de control.


R1 6k8Ω Resistencia de película decarbón de 1/4W y 5% detolerancia.

4 1 4


4 1 4

R3 15kΩ Resistencia de película decarbón de 1/4W y 5% detolerancia.

4 1 4


4 1 4


4 1 4


24



4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4

R13 330Ω Resistencia de película decarbón de 1/4W y 5% detolerancia.

4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


25



4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


26



4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


4 1 4


27



4 1 4

P1 1kΩ Potenciómetro multivuelta dealta precisión (15 vueltas) decapa metálica resistiva sobrebase cerámica, sellado porinmersión. Posición vertical,forma rectangular y toleranciadel 10%.

190 1 190

P2 10kΩ Potenciómetro multivuelta dealta precisión (15 vueltas) decapa metálica resistiva sobrebase cerámica, sellado porinmersión. Posición vertical,forma rectangular y 10%.

190 1 190


190 1 190


190 1 190


190 1 190


190 1 190


28



190 1 190


190 1 190


190 1 190


190 1 190

C1 4.7nF Condensador de plástico detensión máxima de 63V ytolerancia del 10%.

10 1 10

C2 470pF Condensador de plástico detensión máxima de 63V ytolerancia del 10%.

10 1 10


20 1 20


10 1 10


10 1 10


20 1 20


29



20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20


30



20 1 20


20 1 20


20 1 20


20 1 20

D1 1N4148 Diodo de gran rapidez deencapsulado de plástico y de1/4W.

10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


10 1 10


31



10 1 10

DZ1 1N473-4.7V Diodo zener de 4.7V deencapsulado de plástico y de 1/4W.

18 1 18


18 1 18


18 1 18

J1 ICL8038A Integrado generador de señalesde precisión de encapsulado deplástico y de 14 patillas.

1194 1 1194

J2 ICL8038A Integrado generador de señalesde precisión de encapsulado deplástico y de 14 patillas.

1194 1 1194

J3 DM74121 Integrado monoestablemultivibrador de gran rapidez,de encapsulado de plástico y de14 patillas.

113 1 113

J4 DM74121 Integrado monoestablemultivibrador de gran rapidez,de encapsulado de plástico y de14 patillas.

113 1 113

Q1 2N4392 JFET de canal N de granrapidez y de encapsuladometálico.

50 1 50

Q2 2N4392 JFET de canal N de granrapidez y de encapsuladometálico.

50 1 50

U1 TL084 Integrado formado por cuatroamplificadores operacionalesintegrados, de gran rapidez yalto Slew Rate, de encapsuladode plástico y 14 patillas.

146 1 146

U2 LF351 Amplificador operacionalintegrado de gran rapidez y altoSlew Rate, de encapsulado deplástico y de 8 patillas.

72 1 72


72 1 72


32



72 1 72


72 1 72


72 1 72

U7 74LS08 Integrado de puertas AND degran rapidez, de encapsulado deplástico y 14 patillas.

56 1 56

U8 74LS07 Integrado de buffers de granrapidez con encapsulado deplástico y de 14 patillas.

56 1 56

U9 74LS04 Integrado de puertas inversorasde gran rapidez conencapsulado de plástico y de 14patillas.

56 1 56

U10 AD633JN Multiplicador de cuatrocuadrantes de bajo coste, con unerror del 2%, con encapsuladode plástico y 8 patillas.

809 1 809

S1 Switch 1X2 Regleta de tres polos de plásticopara montar en placas decircuito impreso.

86 1 86

PL 180*105mm Placa de fibra de vidriofotosensible positiva de doscaras y de tamaño 175*100mm.

965 1 965

REG1 2P Regleta de dos polos de plásticopara montar en placas decircuito impreso.

56 1 56

E1 Elev Elevador hexagonal de 10mm. 15 4 60Z1 8P Zócalo de circuito integrado de

8 pines (torneado).20 6 120

Z2 14P Zócalo de circuito integrado de14 pines (torneado).

30 8 240


33

4.3.4. Precios de la etapa de potencia.


R1 25Ω Resistencia de película decarbón de 1/4 W y 5% detolerancia.

4 1 4

R2 25Ω Resistencia de película decarbón de 1/4 W y 5% detolerancia.

4 1 4

C1 100nF Condensador de plástico detensión máxima de 63V y detolerancia del 10%.

20 1 20

C2 100nF Condensador de plástico detensión máxima de 63V y detolerancia del 10%.

20 1 20

D1 BYW29 Diodo de potencia deencapsulado de plástico yintensidad nominal de 8A, y200V de tensión máxima.

137 1 137


137 1 137


137 1 137

Q1 SGP10N60 IGBT de potencia de intensidadnominal de 10A y tensiónmáxima de 600V, deencapsulado de plástico.

504 1 504

Q2 SGP10N60 IGBT de potencia de intensidadnominal de 10A y tensiónmáxima de 600V, deencapsulado de plástico.

504 1 504

P1 85*60mm Placa de fibra de vidriofotosensible positiva de unacara, de dimensiones de85*60mm.

610 1 610

REG1 2P Regleta de dos polos paramontar en placa de circuitoimpreso.

56 3 168


34


REG2 3P Regleta de tres polos paramontar en placa de circuitoimpreso.

86 1 86

J4 HCPL-315J Circuito integrado que contienedos optoacopladores,encapsulado de plástico y 14patillas.

865 1 865

Z1 14P Zócalo de 14 patillas de circuitointegrado.

65 1 65


35

4.4. PRESUPUESTO TOTAL.

4.4.1. Coste del material del proyecto.

- Fuente de alimentación de control....................................................... 2.612 Pts- Fuente de alimentación de potencia..................................................... 5.258 Pts- Etapa de control................................................................................... 8.652 Pts- Etapa de potencia................................................................................. 3.261 Pts

Total (Pts) .................................... 19.783 Pts

4.4.2. Diseño y evaluación.

4.4.2.1. Coste de la mano de obra.

- 70 horas de diseño (2000Pts/h).........................................................140.000 Pts- 60 horas de simulación (2000Pts/h)..................................................120.000 Pts- 100 horas de adquisición de datos (1100 Pts/h)................................110.000 Pts- 50 horas de elaboración del informe (750 Pts/h) ............................... 37.500 Pts

Total (pts)................................... 407.500 Pts

4.4.2.2. Amortización de los equipos utilizados.

- 70 horas de diseño (1875 Pts/h)........................................................131.250 Pts- 60 horas de simulación (850 Pts/h).................................................... 51.000 Pts- 100 horas evaluación de prototipos (530 Pts/h)................................. 53.000 Pts- 50 horas de elaboración del informe (300 Pts/h) ............................... 15.000 Pts

Total (Pts) .................................. 250.250 Pts


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4.4.3. Montaje.

4.4.3.1. Mano de obra.

- 35 horas (1100 Pts/h) 38.500 Pts

4.4.3.2. Amortización del material.

- 10 horas (1500 Pts/h) 15.000 Pts

4.4.4. Totalización.

- Coste del material del proyecto ......................................................... 19.783 Pts- Diseño y evaluación .........................................................................657.750 Pts- Montaje.............................................................................................. 53.500 Pts

Suma ............................................731.033 Pts

Beneficio industrial (6%) .............. 43.862 Pts

Suma ............................................774.894 Pts

IVA (16%) ...................................123.984 Pts

TOTAL ...................................... 898.877 Pts

Euros .................... 5.402,94

Ingeniero Técnico Industrial La propiedad

Jordi Blasco Solé



5. PLIEGO DE CONDICIONES


5. PLIEGO DE CONDICIONES.

5.0. INDICE.

5.1. Condiciones generales ..................................................................................... 2

5.1.1. Objetivos del pliego de condiciones ................................................. 25.1.2. Descripción general del montaje....................................................... 2

5.2. Condiciones económicas ................................................................................. 3

5.2.1. Abono de la obra............................................................................... 35.2.2. Precios .............................................................................................. 45.2.3. Revisión de precios........................................................................... 45.2.4. Penalizaciones................................................................................... 45.2.5. Contrato ............................................................................................ 45.2.6. Responsabilidades............................................................................. 45.2.7. Rescisión del contrato ....................................................................... 5

5.2.7.1. Causas de rescisión ............................................................ 5

5.2.8. Liquidación en caso de rescisión del contrato................................... 5

5.3. Condiciones técnicas ....................................................................................... 6

5.3.1 Condiciones de los materiales y equipos ........................................... 6

5.3.1.1. Especificaciones eléctricas.................................................. 6

- Conductores eléctricos ...................................................... 6- Resistencias....................................................................... 6- Condensadores .................................................................. 7

5.3.2. Condiciones en la ejecución.............................................................. 7

5.3.2.1. Descripción del proceso...................................................... 8

- Compra y reparación de los materiales ............................. 8- Fabricación de los circuitos impresos ............................... 8- Soldadura de los componentes .......................................... 9- Instrucciones de ajuste y puesta en marcha....................... 9

5.4. Condiciones facultativas................................................................................ 12

C.B. baja inyección de armónicos Pliego de condiciones _____________________________________________________________________________________

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5. PLIEGO DE CONDICIONES.

5.1. CONDICIONES GENERALES.

5.1.1. Objetivos del pliego de condiciones.

El presente pliego de condiciones, tiene como objetivo principal el de regular lascondiciones entre las partes contractuales, considerando los aspectos técnicos,facultativos, económicos y legales.

El pliego de condiciones contiene entre otros, los siguientes aspectos:

- Obras que componen el proyecto.- Características exigibles de los materiales.- Programas para las obras.- Formas para medir y evaluar las diferentes certificaciones necesarias

para realizar las obras.

Dada la amplitud del presente pliego de condiciones, es normal que puedasurgir, en el proceso de obra, algún suceso de poca importancia. Si esto sucediera, sepide al director de la obra, que lo consulte con el proyectista.

5.1.2. Descripción general del montaje.

Hace falta nombrar de forma breve y concisa, las diferentes partes que forman laobra que realizará el instalador. Debemos tener precaución en realizar las siguientesoperaciones en el orden establecido, en caso contrario no se puede garantizar el buenfuncionamiento del equipo.

a) Compra de todo el material y componentes necesarios (transformadores,cables, componentes electrónicos, placas, cajas ...).

b) Fabricación de las placas de circuito impreso.

c) Montaje de los componentes en las placas (y cajas) correspondientes.

d) Ajuste y comprobación de las placas y su funcionamiento.

e) Puesta en marcha del conjunto.

f) Control de calidad del conjunto.


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g) Mantenimiento necesario para el buen funcionamiento del sistema. Debemosadvertir y informar a las personas que realizarán el mantenimiento delfuncionamiento de las diferentes partes del equipo y del mantenimiento arealizar.

Todas las partes que forman el proyecto, deben estar montadas y ejecutadas porun instalador, sometiéndose a las normativas de las comunidades autónomas, países ysobre todo a comunidades internacionales, en función del lugar donde tenga quefuncionar el equipo.

El proyectista no se hace responsable del incumplimiento de las normativas porparte del instalador o personal que utilice el conjunto.

5.2. CONDICIONES ECONÓMICAS.

5.2.1. Abono de la obra.

En el contrato se deberá fijar detalladamente la forma y plazos que se abonaránlas obras. Las liquidaciones parciales que puedan establecerse tendrán carácter dedocumentos provisionales a buena cuenta, sujetos a las certificaciones que resulten de laliquidación final. No suponiendo, dichas liquidaciones, aprobación ni recepción de lasobras que comprenden.

Terminadas las obras se procederá a la liquidación final que se efectuará deacuerdo con los criterios establecidos en el contrato.

5.2.2. Precios.

El contratista presentará, al formalizarse el contrato, relación de los precios delas unidades de obra que integran el proyecto, los cuales de ser aceptados tendrán valorcontractual y se aplicarán a las posibles variaciones que puedan haber.

Estos precios unitarios, se entiende que comprenden la ejecución total de launidad de obra, incluyendo todos los trabajos aún los complementarios y los materialesasí como la parte proporcional de imposición fiscal, las cargas laborales y otros gastosrepercutibles.

En caso de tener que realizarse unidades de obra no previstas en el proyecto, sefijará su precio entre el Técnico Director y el Contratista antes de iniciar la obra y sepresentará a la propiedad para su aceptación o no.


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5.2.3. Revisión de precios.

En el contrato se establecerá si el contratista tiene derecho a revisión de preciosy la fórmula a aplicar para calcularla. En defecto de esta última, se aplicará a juicio delTécnico Director alguno de los criterios oficiales aceptados.

5.2.4. Penalizaciones.

Por retraso en los plazos de entrega de las obras, se podrán establecer tablas depenalización cuyas cuantías y demoras se fijarán en el contrato.

5.2.5. Contrato.

El contrato se formalizará mediante documento privado, que podrá elevarse aescritura pública a petición de cualquiera de las partes. Comprenderá la adquisición detodos los materiales, transporte, mano de obra, medios auxiliares para la ejecución de laobra proyectada en el plazo estipulado, así como la reconstrucción de las unidadesdefectuosas, la realización de las obras complementarias y las derivadas de lasmodificaciones que se introduzcan durante la ejecución, éstas últimas en los términosprevistos.

La totalidad de los documentos que componen el Proyecto Técnico de la obraserán incorporados al contrato y tanto el contratista como la Propiedad deberánfirmarlos en testimonio de que los conocen y aceptan.

5.2.6. Responsabilidades.

El Contratista es el responsable de la ejecución de las obras en las condicionesestablecidas en el proyecto y en el contrato. Como consecuencia de ello vendrá obligadoa la demolición de lo mal ejecutado y a su reconstrucción correctamente sin que sirva deexcusa que el Técnico Director haya examinado y reconocido las obras.

El contratista es el único responsable de todas las contravenciones que él o supersonal cometan durante la ejecución de las obras u operaciones relacionadas con lasmismas. También es responsable de los accidentes o daños que por errores,inexperiencia o empleo de métodos inadecuados se produzcan a la propiedad a losvecinos o terceros en general.

El Contratista es el único responsable del incumplimiento de las disposicionesvigentes en la materia laboral respecto de su personal y por tanto los accidentes quepuedan sobrevenir y de los derechos que puedan derivarse de ellos.


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5.2.7. Rescisión del contrato.

5.2.7.1. Causas de rescisión.

Se consideraran causas suficientes para la rescisión del contrato lassiguientes:

- Primero: Muerte o incapacitación del Contratista.

- Segunda: La quiebra del contratista.

- Tercera: Modificación del proyecto cuando produzca alteración en más o menos 25% del valor contratado.

- Cuarta: Modificación de las unidades del montaje en número superior al 40% del original.

- Quinta: La no iniciación del montaje en el plazo estipulado cuando sea por causas ajenas a la propiedad.

- Sexta : La suspensión de las obras ya iniciadas siempre que el plazo de suspensión sea mayor de seis meses.

- Séptima: Incumplimiento de las condiciones del Contrato cuando implique mala fe.

- Octava: Terminación del plazo de ejecución de la obra sin haberse llegado a completar ésta.

- Novena: Actuación de mala fe en la ejecución de los trabajos.

- Décima: Destajar o subcontratar la totalidad o parte de la obra a terceros sin la autorización del Técnico Director y la Propiedad.

5.2.8. Liquidación en caso de rescisión del contrato.

Siempre que se rescinda el Contrato por causas anteriores o bien por acuerdo deambas partes, se abonará al Contratista las unidades de obra ejecutadas y los materialesacopiados a pie de obra y que reúnan las condiciones y sean necesarios para la misma.

Cuando se rescinda el contrato llevará implícito la retención de la fianza paraobtener los posibles gastos de conservación del período de garantía y los derivados delmantenimiento hasta la fecha de nueva adjudicación.


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5.3. CONDICIONES TÉCNICAS.

5.3.1. Condiciones de los materiales y equipos.

5.3.1.1. Especificaciones eléctricas.

• Conductores eléctricos.

Todos los conductores eléctricos utilizados serán del tamaño y característicaslegales según sea su función.

Los cables principales (220V) de la fuente de alimentación, serán tres cables desección mínima 1.5mm2 con funda.

Los cables de alimentación de la placa de control, pueden ser de 0.5mm2, concables de colores trenzados y con funda.

Los cables de señal serán de 0.25mm2, tienen que ser trenzados (se pueden ponerapantallados), serán de diferentes colores con funda.

Los cables de alimentación y de salida de la placa de potencia serán de unasección mínima de 1.5mm2 con cables independientes.

• Resistencias.

Dado que es muy difícil de obtener un valor exacto para todas las resistencias,éstas deben ser medidas por su valor y tolerancia. Entonces, es necesario establecerunos mínimo y máximos de ésta tolerancia.

En el mercado actual las empresas han establecido una escala de gamas deresistencias en función de la tolerancia permitida. El conjunto de tolerancias másextendidas en la actualidad son las de 20%, 10%, 5%, aunque también se han llegado atener tolerancias más comerciales del 1 o del 0.5%, estas tolerancias ya exceden en sucoste.

Las tolerancias del 5% están muy extendidas, éstas son las que utilizaremos en elconjunto de nuestro proyecto. En todas éstas resistencias, se realizarán las siguientescomprobaciones.

- Comprobación de los valores y de las tolerancias.- Comprobación de la disipación y el voltaje.- Potencia nominal.

Las resistencias comprobadas, tendrán que estar dentro de los límites que anteshemos comentado.

Las medidas de potencia se realizarán sometiendo a las resistencias a la tensiónadecuada para que su disipación sea la que se indican en las características de losfabricantes. Las pruebas se realizarán durante un período de 6 horas, permitiéndonos vercon suficiente claridad la variación de su resistencia en función del tiempo y de la


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temperatura. Si después de la prueba, las resistencias no superan las especificacionesantes comentadas, tendrán que se sustituidas por otras.

• Condensadores.

La capacidad de los condensadores se mide en Faradios, pero debido a que éstaunidad es muy grande, en la práctica se utilizan unidades derivadas.

- Microfaradio (1µF= 0.000001)- Nanofaradio (1nF= 0.000000001)- Picofaradio (1pF= 0.000000000001)

En el caso de los nanofaradios, muchas veces nos encontramos que losfabricantes utilizan las letras K (K=1000) para designarlos.

pFKnF 100100 =Es por eso, que siempre que observemos el valor de K en un condensador es que

sus unidades se han dado en picofaradios. Por ejemplo:

pFpFKK 103000103103 ==

Un factor importante en los condensadores es su tolerancia. Las tolerancias mástípicas son del 5%, 10% y 20% en la mayoría de condensadores, excepto en loselectrolíticos en que la tolerancia puede llegar al 50%.

Teniendo en cuenta que en el presente proyecto, excepto en los condensadoresde la placa de control que generan las ondas triangulares y senoidales, los otros soncondensadores de desacoplo para reducir interferencias, o son condensadores de filtroen las fuentes de alimentación, únicamente debemos comprobar que los valores estándentro de las tolerancias anunciadas por los fabricantes.

5.3.2. Condiciones en la ejecución.

Todos los materiales escogidos deben ser de calidad, especificados según sea sufunción característica. Las principales características de cada componente pueden serconsultadas en las mediciones que están incluidas en el presupuesto. En el caso que nose encontrase en el mercado alguno de los componentes (porque están agotados o no losfabrican), el instalador encargado del montaje ha de estar totalmente calificado parasustituirlo por uno de similar o equivalente, sin que esto implique una modificación delsistema o funcionamiento, en caso contrario, se debería consultar con el proyectistasobre la viabilidad o no del nuevo sistema.

Las placas de circuito impreso se realizarán con placas de fibra de vidrio(recordar que si se realizan placas a doble cara, éstas tienen que llevar plano de masapara poder reducir las interferencias).


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Se recomienda la utilización de zócalos de bajo perfil, para la inserción decircuitos integrados en los circuitos impresos. De esta manera, se tiene una mejorreparación, es decir, se reduce el tiempo de reparación y evitamos un calentamientoexcesivo de los circuitos integrados, la cual cosa nos produciría un mal funcionamientode los mismos.

También se recomienda el uso de radiadores especiales para los circuitosintegrados ICL 8038 de la placa de control, que aunque el fabricante no los pida, tienenun cierto calentamiento, que en caso de ser excesivo podría producir un fallo de losmismos.

5.3.2.1. Descripción del proceso.

• Compra y reparación de los materiales.

La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios, debenrealizarse con la antelación correspondiente para que puedan estar disponibles en elmomento de comenzar la instalación de los elementos en sus respectivos lugares.

• Fabricación de los circuitos impresos.

La fabricación de los circuitos impresos seguirá los procedimientos habituales deinsolar, revelar, atacar y montar.

Los materiales recomendados a la hora de seguir el proceso son:

- Insoladora o lámpara de luz actínica.- Revelador.- Atacador (también se puede utilizar una mezcla de atacador rápido con una

composición de 33% de CLH, 33% de agua oxigenada 110 de volumen y33% de agua corriente).

- Placas de circuito impreso de material fotosensible positivo de fibra devidrio.

La placa de circuito impreso ha de cumplir las siguientes especificaciones:

- Tiene que ser realizada con material de fibra de vidrio epóxico, con una capade conductor de cobre y con grosor de 70µm.

El material base de la fibra de vidrio ha de cumplir las siguientesespecificaciones:

- Resistencia superficial mínima de 1e9-5e10 Ω.

- Resistencia de paso específica mínima de 1e11 Ωm.


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- Constante dieléctrica (a 1 MHz) máxima de 5.5.

- Factor de pérdidas del dieléctrico (a 1MHz) máximo de 3.5e-3.

- La adherencia del cobre referida a una pista de 1mm de anchura mínima,tiene que ser de 14N.

- El tiempo de exposición al baño de la soldadura a 260ºC, sin que perjudiquelas características del material, es de 20 segundos.

En el diseño de las placas se seguirán los realizados en la parte de los planos o serealizarán de nuevos siguiendo los esquemas de cada circuito. En el caso de realizarmodificaciones en el diseño del circuito impreso, se tendrán que tener en cuenta lassiguientes normas:

- La etapa de control se realizará a doble cara y con un plano de masa, asípodremos evitar las posibles interferencias en el ambiente. Las pistas debentener una anchura mínima de 0.8mm.

- El resto de placas se pueden realizar a cara simple, pero si se realizasen adoble cara, se recomienda poner plano de masa. En las placas dealimentación de la etapa de control y de potencia, las pistas tendrán unaanchura mínima de 1mm. En la etapa de potencia, todas las pistas tendránuna anchura mínima de 1mm, mientras que la pista donde conectamos latensión procedente de la red, tendrá una anchura mínima de 2.5mm.

- Todas las pistas se estañarán antes de realizar la inserción de todos loscomponentes.

• Soldadura de los componentes.

Existen muchos métodos para poner en contacto permanente dos conductoreseléctricos. Pero el más destacado debido a su facilidad, seguridad y rapidez, es el de lasoldadura realizada con una aportación de una aleación metálica.

En la soldadura, la aleación metálica utilizada tiene una gran importancia. Éstaaleación está compuesta por la unión de dos metales, estaño y plomo en una proporcióndel 60% y 40% respectivamente. En el mercado, lo encontramos en carretes de hilo dediámetro variable en función del fabricante. El tamaño del carrete también se encuentraen función de las necesidades y del fabricante. Éste hilo de soldar se conocehabitualmente con el nombre de estaño.

Recordamos que una soldadura con una aportación de estaño, garantiza unaconexión eléctrica y no metálica.


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Debemos tener en cuenta el hecho de no sobrepasar el tiempo de soldadura enciertos componentes (semiconductores), ya que esto puede afectar al funcionamiento, yllegar a provocar una fallada del conjunto.

En consecuencia, el proyectista no se haría responsable de la mala utilización delos sistemas de soldadura.

• Instrucciones de ajuste y puesta en marcha.

Una vez tenemos el sistema montado, con todos los componentes en su sitio,hará falta realizar un ajuste del sistema.

Antes de interconectar las diversas placas entre si, deberíamos tener en cuentalas siguientes operaciones:

- Comprobar que las fuentes de alimentación dan las tensiones especificadas.

- Comprobar el funcionamiento por partes, comenzando primero por la etapade control, y por último conectar la etapa de potencia.

Al conectar cualquier placa, debemos percatarnos que están bien interconectadasentre ellas, es decir, en su lugar correspondiente. En caso contrario, podríamos dañarciertas partes del circuito.

La parte más importante de las etapas que forman el proyecto, es el ajuste de laetapa de control. Para dicho ajuste, seguiremos el siguiente procedimiento:

- Por medio del potenciómetro P2, realizamos el ajuste de la frecuencia de laseñal triangular. La escala de frecuencias, la elegimos mediante el interruptorS1, para elegir de 1-10kHz a 10-100kHz. Para el ajuste de la simetría de laonda triangular(en el integrado J2), utilizamos el potenciómetro P1 (para laobtención de la frecuencia de la señal triangular, ponemos la punta delosciloscopio en la patilla 3 del integrado J2, y así visualizar el correcto valorde la frecuencia).

- Para el ajuste de la frecuencia de la onda senoidal, utilizamos elpotenciómetro P5. El rango de frecuencias que podemos variar la señalsenoidal es de 45-150Hz. Para el ajuste de los semiperiodos de la ondasenoidal, utilizamos los potenciómetros P3 y P4, provocando con suvariación, el ajuste correcto de la onda senoidal (conectamos el osciloscopiodigital en la patilla 2 del integrado J1, para poder ajustar correctamente lasimetría y frecuencia de la señal senoidal).

- Si ahora conectamos la sonda digital, entre los terminales 6 del integrado U2(LF351) y masa, observaremos que si ajustamos el potenciómetro P6,obtendremos un pequeño y estrecho pulso, que va de la parte negativa a lapositiva, en el instante en que la señal senoidal de la patilla 2 del integradoJ1 (ICL8038), observaremos si el osciloscopio es capaz de coger las señales


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de las dos sondas al mismo tiempo un pequeño pulso que va de –12V a +12Vaproximadamente, de una durada aproximadamente de microsegundos(anchura suficiente para poder reinicializar la señal triangular).

- Si conectamos la sonda en el terminal 8 del integrado (TL084), obtendremosuna señal senoidal rectificada. Para poderla ajustar a la frecuencia de 100 Hz,debemos utilizar el potenciómetro P5, y para ajustar su simetría, utilizamoslos potenciómetros P3 y P4.

- La señal senoidal rectificada, se multiplicará con una señal de referenciamediante un multiplicador (AD633JN). Para la visualización del resultado dela multiplicación, conectamos el osciloscopio en el terminal 7 delmultiplicador. Como todos los multiplicadores tienen un offset, locorregimos mediante el potenciómetro P10 (hasta que la señal senoidalrectificada no tenga offset. Éste multiplicador, nos reduce la tensión de laseñal multiplicada. Para poder ajustar la tensión de la salida, hemos colocadouna etapa que nos proporciona una ganancia. Y colocando la sonda delosciloscopio entre la patilla 6 del integrado U5 (LF351) y masa, mediante elpotenciómetro P11, ajustamos el valor de la ganancia adecuado.

- La triangular que obtenemos en la salida del integrado J2 (ICL8038),tenemos que ajustar el offset y la ganancia. Para ello, colocamos la sonda enel terminal 7(TL084). La amplitud de la señal triangular que tenemos en lasalida del integrado J2, es de 3.96V. Dedemos ajustarla para obtener unaseñal triangular de 10V de amplitud. Esto lo ajustamos mediante elpotenciómetro P9. Para colocar la señal triangular en la parte positiva delpotenciómetro, debemos generar un offset. Esto lo conseguimos mediante elpotenciómetro P8.

- Para que la comparación entre las dos señales sea la correcta, conectamos lasonda en el terminal 6 del integrado U6(LF351) y masa.

En la placa de potencia, conectamos la fuente de alimentación antes de dar elcontacto de la fuente de alimentación de control. Cabe recordar, que no podemosconectar nunca una carga, si la alimentación del puente la tenemos conectada.

Una vez tengamos probadas y ajustadas todas las placas, el dispositivo se puedeponer en marcha. A continuación, daremos una serie de recomendaciones, para lacorrecta puesta en marcha del cargador de baterías. Los procedimientos correctos que sedeben seguir son los siguientes.

- Procedimiento para la conexión del sistema:

a) Conectar las placas entre sí (si no están conectadas).

b) Conectar la carga a la placa de potencia (o en los terminales de salidaen el caso que la placa esté en una caja cerrada).


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c) Conectar la alimentación de la fuente de potencia.

d) Conectar la alimentación de la etapa de potencia.

e) Comprobar el funcionamiento del sistema.

- Procedimiento para la desconexión:

Seguir el procedimiento inverso a la conexión del sistema.

El proyectista no se responsabiliza de los problemas surgidos por la malamanipulación del sistema, así como las imprudencias y acciones del personal quemanipule el sistema.

5.4. CONDICIONES FACULTATIVAS.

Los permisos de carácter obligatorio deben conseguirse por la parte contractual,quedando la empresa contratante al margen de todas las consecuencias derivadas de lasmismas.

Cualquier retraso producido por el proceso de fabricación por causasdebidamente justificadas, las cuales no sean causa de la empresa contratante, seránaceptadas por el contratante, no teniendo éste último ningún derecho de reclamación pordaños y prejuicios.

Cualquier retraso no justificado supondrá el pago de una multa por valor del 6%del impuesto total de fabricación, por cada fracción de retraso temporal (según seacuerde en el contrato).

La empresa contratante se compromete a proporcionar todas las facilidades alcontratista para que la fabricación se realice de manera rápida y perfecta.

El aparato cumplirá los requisitos mínimos encargados en el proyecto. Cualquiervariación o mejora tendrá que ser consultada con el técnico diseñador.

Durante el tiempo que se ha estimado la instalación, el técnico proyectista podráanunciar la paralización momentánea del proceso si así lo cree oportuno.

Las características de los elementos y componentes serán las especificadas en laMemoria de cálculo, teniendo esto en cuenta para su perfecta colocación y uso.

La contratación de éste proyecto se considera válido cuando las dos partesimplicadas, propiedad y contratista, se comprometen a cumplir las cláusulas delcontrato, por lo tanto, se tendrán que firmar los documentos necesarios, en una reuniónconjunta una vez se haya llegado a un acuerdo.


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Los servicios ofrecidos por la empresa contratante se consideran acabados, apartir de la puesta en funcionamiento del aparato (una vez se hayan realizado lascomprobaciones oportunas para el buen funcionamiento del sistema).

El presupuesto no incluye los costes de tipo energético, ocasionados por elproceso de instalación, ni las obras en caso que fueran necesarias, que irán a cargo de laempresa contratante.

El cumplimiento de las comprobaciones elementales por parte de la empresainstaladora no es competencia del proyectista. Estas quedan fuera de todaresponsabilidad derivada del mal funcionamiento del equipo, en caso de que no serealicen las pruebas necesarias para el buen funcionamiento del sistema.



6. ANEXOS


6. ANEXOS.

6.0. INDICE.

- IGBT SGP10N60- Amplificador operacional LF351- DM74121- Traco Power TEN 5-1223- Multiplicador analógico AD633JN

SGP10N60SGB10N60, SGW10N60

1 Mar-00

Fast S-IGBT in NPT-technology

G

C

E

• 75% lower Eoff compared to previous generation combined withlow conduction losses

• Short circuit withstand time – 10 µs• Designed for:

- Motor controls- Inverter

• NPT-Technology for 600V applications offers:- very tight parameter distribution- high ruggedness, temperature stable behaviour- parallel switching capability

Type VCE IC VCE(sat) Tj Package Ordering Code

SGP10N60 600V 10A 2.2V 150°C TO-220AB Q67041-A4710-A2

SGB10N60 TO-263AB Q67041-A4710-A4

SGW10N60 TO-247AC Q67040-S4234

Maximum Ratings

Parameter Symbol Value Unit

Collector-emitter voltage VC E 600 VDC collector currentTC = 25°CTC = 100°C

IC

2110.9

Pulsed collector current, tp limited by Tjmax IC p u l s 42Turn off safe operating areaVCE ≤ 600V, Tj ≤ 150°C

- 42

A

Gate-emitter voltage VG E ±20 VAvalanche energy, single pulseIC = 10 A, VCC = 50 V, RGE = 25 Ω ,start at Tj = 25°C

EA S 70 mJ

Short circuit withstand time1)

VGE = 15V, VCC ≤ 600V, Tj ≤ 150°CtS C 10 µs

Power dissipationTC = 25°C

P t o t 104 W

Operating junction and storage temperature T j , T s t g -55...+150 °C

1) Allowed number of short circuits: <1000; time between short circuits: >1s.


2 Mar-00

Thermal Resistance

Parameter Symbol Conditions Max. Value Unit

CharacteristicIGBT thermal resistance,junction – case

R t h J C 1.2

Thermal resistance,junction – ambient

R t h J A TO-220ABTO-247AC

6240

SMD version, device on PCB1) R t h J A TO-263AB 40

K/W

Electrical Characteristic, at Tj = 25 °C, unless otherwise specifiedValue

Parameter Symbol Conditionsmin. Typ. max.

Unit

Static CharacteristicCollector-emitter breakdown voltage V ( B R ) C E S VG E=0V, IC=500µA 600 - -Collector-emitter saturation voltage VC E ( s a t ) VG E = 15V, IC=10A

T j=25°CT j=150°C

1.7-

22.2

2.42.7

Gate-emitter threshold voltage VG E ( t h ) IC=300µA,VC E=VG E 3 4 5

V

Zero gate voltage collector current IC E S VC E=600V,VG E=0VT j=25°CT j=150°C

--

--

401500

µA

Gate-emitter leakage current IG E S VC E=0V,VG E=20V - - 100 nATransconductance g f s VC E=20V, IC=10A - 6.7 - SDynamic CharacteristicInput capacitance C i s s - 580 696Output capacitance Co s s - 70 84Reverse transfer capacitance C r s s

VC E=25V,VG E=0V,f=1MHz - 50 60

pF

Gate charge QG a t e VC C=480V, IC=10AVG E=15V

- 64 83 nC

Internal emitter inductancemeasured 5mm (0.197 in.) from case

LE TO-220ABTO-247AC

--

713

--

nH

Short circuit collector current2) IC ( S C ) VG E=15V, tS C≤10µsVC C ≤ 600V,T j ≤ 150°C

- 100 - A

1) Device on 50mm*50mm*1.5mm epoxy PCB FR4 with 6cm2 (one layer, 70µm thick) copper area forcollector connection. PCB is vertical without blown air.2) Allowed number of short circuits: <1000; time between short circuits: >1s.


3 Mar-00

Switching Characteristic, Inductive Load, at Tj=25 °CValue

Parameter Symbol Conditionsmin. typ. max.

Unit

IGBT CharacteristicTurn-on delay time td ( o n ) - 29 35Rise time t r - 21 25Turn-off delay time td ( o f f ) - 233 280Fall time t f - 49 59

ns

Turn-on energy Eo n - 0.20 0.230Turn-off energy Eo f f - 0.17 0.221Total switching energy E t s

T j=25°C,VC C=400V, IC=10A,VG E=0/15V,RG=25Ω ,Energy losses include“tail” and diodereverse recovery.

- 0.370 0.451

mJ

Switching Characteristic, Inductive Load, at Tj=150 °CValue

Parameter Symbol Conditionsmin. typ. max.

Unit

IGBT CharacteristicTurn-on delay time td ( o n ) - 29 35Rise time t r - 21 25Turn-off delay time td ( o f f ) - 266 319Fall time t f - 63 76

ns

Turn-on energy Eo n - 0.297 0.342Turn-off energy Eo f f - 0.28 0.364Total switching energy E t s

T j=150°CVC C=400V, IC=10A,VG E=0/15V,RG=25ΩEnergy losses include“tail” and diodereverse recovery.

- 0.577 0.706

mJ


4 Mar-00

I C, C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

10Hz 100Hz 1kHz 10kHz 100kHz0A

10A

20A

30A

40A

50A

TC=110°C

TC=80°C

I C, C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

1V 10V 100V 1000V0.1A

1A

10A

DC

1ms

200µs

50µs

15µs

tp=5µs

f, SWITCHING FREQUENCY VCE, COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE

Figure 1. Collector current as a function ofswitching frequency(Tj ≤ 150°C, D = 0.5, VCE = 400V,VGE = 0/+15V, RG = 25Ω)

Figure 2. Safe operating area(D = 0, TC = 25°C, Tj ≤ 150°C)

P tot, P

OW

ER D

ISSI

PATI

ON

25°C 50°C 75°C 100°C 125°C0W

20W

40W

60W

80W

100W

120W

I C, C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

25°C 50°C 75°C 100°C 125°C0A

5A

10A

15A

20A

25A

TC, CASE TEMPERATURE TC, CASE TEMPERATUREFigure 3. Power dissipation as a functionof case temperature(Tj ≤ 150°C)

Figure 4. Collector current as a function ofcase temperature(VGE ≤ 15V, Tj ≤ 150°C)

Ic

Ic


5 Mar-00

I C, C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

0V 1V 2V 3V 4V 5V0A

5A

10A

15A

20A

25A

30A

35A

15V13V11V 9V 7V 5V

VGE=20V

I C, C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

0V 1V 2V 3V 4V 5V0A

5A

10A

15A

20A

25A

30A

35A

15V13V11V 9V 7V 5V

VGE=20V

VCE, COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE VCE, COLLECTOR-EMITTER VOLTAGEFigure 5. Typical output characteristics(Tj = 25°C)

Figure 6. Typical output characteristics(Tj = 150°C)

I C, C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

0V 2V 4V 6V 8V 10V0A

5A

10A

15A

20A

25A

30A

35A

-55°C

+150°C

T j=+25°C

V CE(

sat),

CO

LLEC

TOR

-EM

ITTE

R S

ATU

RAT

ION

VO

LTAG

E

-50°C 0°C 50°C 100°C 150°C1.0V

1.5V

2.0V

2.5V

3.0V

3.5V

4.0V

VGE, GATE-EMITTER VOLTAGE Tj, JUNCTION TEMPERATUREFigure 7. Typical transfer characteristics(VCE = 10V)

Figure 8. Typical collector-emittersaturation voltage as a function of junctiontemperature(VGE = 15V)

IC = 10A

IC = 20A


6 Mar-00

t, SW

ITC

HIN

G T

IMES

0A 5A 10A 15A 20A 25A10ns

100ns

tr

td(on)

tf

td(off)

t, SW

ITC

HIN

G T

IMES

0Ω 20Ω 40Ω 60Ω 80Ω10ns

100ns

tr

td(on)

tf

td(off)

IC, COLLECTOR CURRENT RG, GATE RESISTORFigure 9. Typical switching times as afunction of collector current(inductive load, Tj = 150°C, VCE = 400V,VGE = 0/+15V, RG = 25Ω)

Figure 10. Typical switching times as afunction of gate resistor(inductive load, Tj = 150°C, VCE = 400V,VGE = 0/+15V, IC = 10A)

t, SW

ITC

HIN

G T

IMES

0°C 50°C 100°C 150°C10ns

100ns

tr

td(on)

tf

td(off)

V GE(

th),

GAT

E-EM

ITTE

R T

HR

ESH

OLD

VO

LTAG

E

-50°C 0°C 50°C 100°C 150°C2.0V

2.5V

3.0V

3.5V

4.0V

4.5V

5.0V

5.5V

typ.

min.

max.

Tj, JUNCTION TEMPERATURE Tj, JUNCTION TEMPERATUREFigure 11. Typical switching times as afunction of junction temperature(inductive load, VCE = 400V, VGE = 0/+15V,IC = 10A, RG = 25Ω)

Figure 12. Gate-emitter threshold voltageas a function of junction temperature(IC = 0.3mA)


7 Mar-00

E, S

WIT

CH

ING

EN

ERG

Y LO

SSES

0A 5A 10A 15A 20A 25A0.0mJ

0.2mJ

0.4mJ

0.6mJ

0.8mJ

1.0mJ

1.2mJ

1.4mJ

1.6mJ

Eon*

Eoff

E ts*

E, S

WIT

CH

ING

EN

ERG

Y LO

SSES

0Ω 20Ω 40Ω 60Ω 80Ω0.0mJ

0.2mJ

0.4mJ

0.6mJ

0.8mJ

1.0mJ

E ts*

Eon*

Eoff

IC, COLLECTOR CURRENT RG, GATE RESISTORFigure 13. Typical switching energy lossesas a function of collector current(inductive load, Tj = 150°C, VCE = 400V,VGE = 0/+15V, RG = 25Ω)

Figure 14. Typical switching energy lossesas a function of gate resistor(inductive load, Tj = 150°C, VCE = 400V,VGE = 0/+15V, IC = 10A)

E, S

WIT

CH

ING

EN

ERG

Y LO

SSES

0°C 50°C 100°C 150°C0.0mJ

0.2mJ

0.4mJ

0.6mJ

0.8mJ

E ts*

Eon*

Eoff

Z thJ

C, T

RAN

SIEN

T TH

ERM

AL IM

PED

ANC

E

1µs 10µs 100µs 1ms 10ms 100ms 1s10-3K/W

10-2K/W

10-1K/W

100K/W

0.01

0.02

0.05

0.1

0.2

single pulse

D=0.5

Tj, JUNCTION TEMPERATURE tp, PULSE WIDTH

Figure 15. Typical switching energy lossesas a function of junction temperature(inductive load, VCE = 400V, VGE = 0/+15V,IC = 10A, RG = 25Ω)

Figure 16. IGBT transient thermalimpedance as a function of pulse width(D = tp / T)

*) Eon and Ets include lossesdue to diode recovery.



C1=τ 1/R1

R1 R2

C2=τ 2/R2

R , ( K / W ) τ , ( s ) =0.39 0.09810.403 1.71*10-2

0.2972 1.04*10-3

0.1098 1.37*10-4


8 Mar-00

V GE,

GAT

E-EM

ITTE

R V

OLT

AGE

0nC 25nC 50nC 75nC0V

5V

10V

15V

20V

25V

480V120V

C, C

APAC

ITAN

CE

0V 10V 20V 30V10pF

100pF

1nF

C rss

Coss

C iss

QGE, GATE CHARGE VCE, COLLECTOR-EMITTER VOLTAGEFigure 17. Typical gate charge(IC = 10A)

Figure 18. Typical capacitance as afunction of collector-emitter voltage(VGE = 0V, f = 1MHz)

t sc, S

HO

RT

CIR

CU

IT W

ITH

STAN

D T

IME

10V 11V 12V 13V 14V 15V0µs

5µs

10µs

15µs

20µs

25µs

I C(s

c), S

HO

RT

CIR

CU

IT C

OLL

ECTO

R C

UR

REN

T

10V 12V 14V 16V 18V 20V0A

50A

100A

150A

200A

VGE, GATE-EMITTER VOLTAGE VGE, GATE-EMITTER VOLTAGEFigure 19. Short circuit withstand time as afunction of gate-emitter voltage(VCE = 600V, start at Tj = 25°C)

Figure 20. Typical short circuit collectorcurrent as a function of gate-emitter voltage(VCE ≤ 600V, Tj = 150°C)


9 Mar-00

dimensions

symbol [mm] [inch]

min max min max

A 9.70 10.30 0.3819 0.4055

B 14.88 15.95 0.5858 0.6280

C 0.65 0.86 0.0256 0.0339

D 3.55 3.89 0.1398 0.1531

E 2.60 3.00 0.1024 0.1181

F 6.00 6.80 0.2362 0.2677

G 13.00 14.00 0.5118 0.5512

H 4.35 4.75 0.1713 0.1870

K 0.38 0.65 0.0150 0.0256

L 0.95 1.32 0.0374 0.0520

M 2.54 typ. 0.1 typ.

N 4.30 4.50 0.1693 0.1772

P 1.17 1.40 0.0461 0.0551

T 2.30 2.72 0.0906 0.1071

TO-220AB

dimensionssymbol [mm] [inch]

min max min max

A 9.80 10.20 0.3858 0.4016

B 0.70 1.30 0.0276 0.0512

C 1.00 1.60 0.0394 0.0630

D 1.03 1.07 0.0406 0.0421

E 2.54 typ. 0.1 typ.

F 0.65 0.85 0.0256 0.0335

G 5.08 typ. 0.2 typ.

H 4.30 4.50 0.1693 0.1772

K 1.17 1.37 0.0461 0.0539

L 9.05 9.45 0.3563 0.3720

M 2.30 2.50 0.0906 0.0984

N 15 typ. 0.5906 typ.

P 0.00 0.20 0.0000 0.0079

Q 4.20 5.20 0.1654 0.2047

R 8° max 8° max

S 2.40 3.00 0.0945 0.1181

T 0.40 0.60 0.0157 0.0236

U 10.80 0.4252

V 1.15 0.0453

W 6.23 0.2453

X 4.60 0.1811

Y 9.40 0.3701

TO-263AB (D2Pak)

Z 16.15 0.6358


10 Mar-00

dimensionssymbol [mm] [inch]

min max min max

A 4.78 5.28 0.1882 0.2079

B 2.29 2.51 0.0902 0.0988

C 1.78 2.29 0.0701 0.0902

D 1.09 1.32 0.0429 0.0520

E 1.73 2.06 0.0681 0.0811

F 2.67 3.18 0.1051 0.1252

G 0.76 max 0.0299 max

H 20.80 21.16 0.8189 0.8331

K 15.65 16.15 0.6161 0.6358

L 5.21 5.72 0.2051 0.2252

M 19.81 20.68 0.7799 0.8142

N 3.560 4.930 0.1402 0.1941

∅ P 3.61 0.1421

Q 6.12 6.22 0.2409 0.2449

TO-247AC


11 Mar-00

Figure A. Definition of switching times

p(t)1 2 n

T (t)j

τ11

τ22

nn

τ

TC

r r

r

r

rr

Figure D. Thermal equivalentcircuit

Figure B. Definition of switching losses


12 Mar-00

Published byInfineon Technologies AG,Bereich KommunikationSt.-Martin-Strasse 53,D-81541 München© Infineon Technologies AG 2000All Rights Reserved.

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The information herein is given to describe certain components and shall not be considered as warranted characteristics.

Terms of delivery and rights to technical change reserved.

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Infineon Technologies Components may only be used in life-support devices or systems with the express writtenapproval of Infineon Technologies, if a failure of such components can reasonably be expected to cause the failure ofthat life-support device or system, or to affect the safety or effectiveness of that device or system. Life support devices orsystems are intended to be implanted in the human body, or to support and/or maintain and sustain and/or protecthuman life. If they fail, it is reasonable to assume that the health of the user or other persons may be endangered.

LF351JFET-INPUT

OPERATIONAL AMPLIFIER

SLOS014B – MARCH 1987 – REVISED AUGUST 1994

1POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265

Low Input Bias Curren t . . . 50 pA Typ

Low Input Noise Voltage . . . 18 nV/√Hz Typ

Low Input Noise Current0.01 pA/√Hz Typ

Low Supply Curren t . . . 1.8 mA Typ

High Input impedanc e . . . 1012 Ω Typ

Low Total Harmonic Distortion

Internally Trimmed Offset Voltage10 mV Typ

High Slew Rat e . . . 13 V/µs Typ

Gain Bandwidt h . . . 3 MHz

Pin Compatible With Standard 741

description

This device is a low-cost, high-speed, JFET-input operational amplifier with an internally trimmed input offsetvoltage. It requires low supply current yet maintains a large gain-bandwidth product and a fast slew rate. Inaddition, the matched high-voltage JFET input provides very low input bias and offset currents. It uses the sameoffset voltage adjustment circuits as the 741.

The LF351 can be used in applications such as high-speed integrators, digital-to-analog converters,sample-and-hold circuits, and many other circuits.

The LF351 is characterized for operation from 0°C to 70°C.

symbol (each amplifier)

–

+

IN –

IN +OUT

BAL1

BAL2

2

3

1

5

6

AVAILABLE OPTIONS

VIOmaxPACKAGE

TAVIOmaxAT 25°C SMALL OUTLINE

(D)PLASTIC DIP

(P)

0°C to 70°C 10 mV LF351D LF351P

The D packages are available taped and reeled. Add the suffix R to thedevice type (i.e., LF351DR).

Copyright 1994, Texas Instruments IncorporatedPRODUCTION DATA information is current as of publication date.Products conform to specifications per the terms of Texas Instrumentsstandard warranty. Production processing does not necessarily includetesting of all parameters.

1

2

3

4

8

7

6

5

BAL1IN–IN+

VCC–

NCVCC+OUTBAL2

D OR P PACKAGE(TOP VIEW)

NC – No internal connection

LF351JFET-INPUTOPERATIONAL AMPLIFIER

SLOS014B – MARCH 1987 – REVISED AUGUST 1994

2 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265

absolute maximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)

Supply voltage, VCC+ 18 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Supply voltage, VCC – –18 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Differential input voltage, VID ±30 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Input voltage, VI (see Note 1) ±15 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Duration of output short circuit unlimited. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Continuous total power dissipation 500 mW. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Operating temperature range 0°C to 70°C. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Storage temperature range –65°C to 150°C. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 seconds 260°C. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

NOTE 1: Unless otherwise specified, the absolute maximum negative input voltage is equal to the negative power supply voltage.

recommended operating conditionsMIN MAX UNIT

Supply voltage, VCC + 3.5 18 V

Supply voltage, VCC – –3.5 –18 V

electrical characteristics over operating free-air temperature range, V CC± = ±15 V (unlessotherwise noted)

PARAMETER TEST CONDITIONS TA† MIN TYP MAX UNIT

VIO Input offset voltage VIC = 0 RS = 10 kΩ25°C 5 10

mVVIO Input offset voltage VIC = 0, RS = 10 kΩFull range 13

mV

αVIOAverage temperature coefficient of input offsetvoltage

VIC = 0, RS = 10 kΩ 10 µV/°C

IIO Inp t offset c rrent‡ VIC = 025°C 25 100 pA

IIO Input offset current‡ VIC = 070°C 4 nA

IIB Inp t bias c rrent‡ VIC = 025°C 50 200 pA

IIB Input bias current‡ VIC = 070°C 8 nA

VICR Common-mode input voltage range ±11–12

to15

V

VOM Maximum peak output voltage swing RL = 10 kΩ ±12 ±13.5 V

AVD Large signal differential voltage VO = ±10 V RL = 2 kΩ25°C 25 200

V/mVAVD Large-signal differential voltage VO = ±10 V, RL = 2 kΩFull range 15 200

V/mV

ri Input resistance TJ = 25°C 1012 Ω

CMRR Common-mode rejection ratio RS ≤ 10 kΩ 70 100 dB

kSVR Supply-voltage rejection ratio See Note 2 70 100 dB

ICC Supply current 1.8 3.4 mA

† Full range is 0°C to 70°C.‡ Input bias currents of a FET-input operational amplifier are normal junction reverse currents, which are temperature sensitive. Pulse techniques

must be used that will maintain the junction temperatures as close to the ambient temperature as possible.NOTE 2: Supply-voltage rejection ratio is measured for both supply magnitudes increasing or decreasing simultaneously.

operating characteristics, V CC± = ±15 VPARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNIT

SR Slew rate 8 13 V/µs

B1 Unity-gain bandwidth 3 MHz

Vn Equivalent input noise voltage f = 1 kHz , RS = 20 Ω 18 nV/√Hz

In Equivalent input noise current f = 1 kHz 0.01 pA/√Hz

IMPORTANT NOTICE

Texas Instruments and its subsidiaries (TI) reserve the right to make changes to their products or to discontinueany product or service without notice, and advise customers to obtain the latest version of relevant informationto verify, before placing orders, that information being relied on is current and complete. All products are soldsubject to the terms and conditions of sale supplied at the time of order acknowledgement, including thosepertaining to warranty, patent infringement, and limitation of liability.

TI warrants performance of its semiconductor products to the specifications applicable at the time of sale inaccordance with TI’s standard warranty. Testing and other quality control techniques are utilized to the extentTI deems necessary to support this warranty. Specific testing of all parameters of each device is not necessarilyperformed, except those mandated by government requirements.

CERTAIN APPLICATIONS USING SEMICONDUCTOR PRODUCTS MAY INVOLVE POTENTIAL RISKS OFDEATH, PERSONAL INJURY, OR SEVERE PROPERTY OR ENVIRONMENTAL DAMAGE (“CRITICALAPPLICATIONS”). TI SEMICONDUCTOR PRODUCTS ARE NOT DESIGNED, AUTHORIZED, ORWARRANTED TO BE SUITABLE FOR USE IN LIFE-SUPPORT DEVICES OR SYSTEMS OR OTHERCRITICAL APPLICATIONS. INCLUSION OF TI PRODUCTS IN SUCH APPLICATIONS IS UNDERSTOOD TOBE FULLY AT THE CUSTOMER’S RISK.

In order to minimize risks associated with the customer’s applications, adequate design and operatingsafeguards must be provided by the customer to minimize inherent or procedural hazards.

TI assumes no liability for applications assistance or customer product design. TI does not warrant or representthat any license, either express or implied, is granted under any patent right, copyright, mask work right, or otherintellectual property right of TI covering or relating to any combination, machine, or process in which suchsemiconductor products or services might be or are used. TI’s publication of information regarding any thirdparty’s products or services does not constitute TI’s approval, warranty or endorsement thereof.

Copyright 1998, Texas Instruments Incorporated

Designer’s Encyclopedia ofBipolar One-Shots

INTRODUCTION

Fairchild Semiconductor manufacturers a broad variety of in-dustrial bipolar monostable multivibrators (one-shots) in TTLand LS-TTL technologies to meet the stringent needs of sys-tems designers for applications in the areas of pulse genera-tion, pulse shaping, time delay, demodulation, and edge de-tection of waveforms. Features of the various device typesinclude single and dual monostable parts, retriggerable andnon-retriggerable devices, direct clearing input, and DC orpulse-triggered inputs. Furthermore, to provide the designerwith complete flexibility in controlling the pulse width, somedevices also have Schmitt trigger input, and/or contain inter-nal timing components for added design convenience.

DESCRIPTION

One-shots are versatile devices in digital circuit design. Theyare actually quite easy to use and are best suited for applica-tions to generate or to modify short timings ranging from sev-eral tens of nanoseconds to a few microseconds. However,difficulties are constantly being experienced by design andtest engineers, and basically fall into the categories of eitherpulse width problems or triggering difficulties.

The purpose of this note is to present an overall view of whatone-shots are, how they work, and how to use them properly.It is intended to give the reader comprehensive informationwhich will serve as a designer’s guide to bipolar one-shots.

Nearly all malfunctions and failures on one-shots are causedby misuse or misunderstanding of their fundamental operat-ing rules, characteristic design equations, parameters, ormore frequently by poor circuit layout, improper bypassing,and improper triggering signal.

In the following sections all bipolar one-shots manufacturedby Fairchild Semiconductor are presented with featurestables and design charts for comparisons. Operating rulesare outlined for devices in general and for specific devicetypes. Notes on unique differences per device and on spe-cial operating considerations are detailed. Finally, truthtables and connection diagrams are included for reference.

DEFINITION

A one-shot integrated circuit is a device that, when triggered,produces an output pulse width that is independent of the in-put pulse width, and can be programmed by an externalResistor-Capacitor network. The output pulse width will be afunction of the RC time constant. There are variousone-shots manufactured by Fairchild Semiconductor thathave diverse features, although, all one-shots have the basicproperty of producing a programmable output pulse width.All Fairchild one-shots have True and Complementary out-puts, and both positive and negative edge-triggered inputs.

OPERATING RULES

In all cases, R and C represented by the timing equationsare the external resistor and capacitor, called REXT andCEXT, respectively, in the data book. All the foregoing timingequations use C in pF, R in KΩ, and yield tW in nanoseconds.For those one-shots that are not retriggerable, there is a dutycycle specification associated with them that defines themaximum trigger frequency as a function of the external re-sistor, REXT.

TTL AND LS ONE-SHOT FEATURES

DeviceNumber

#PerRe-

triggerReset

Capacitor Resistor Timing Equation (Note 1)

IC Min Max Min Max for

Package in µF in K Ω C EXT>1000 pF

DM54121 One No No 0 1000 1.4 30 tW = KRC•(1 + 0.7/R)

DM74121 One No No 0 1000 1.4 40 K = 0.55

DM54LS122 One Yes Yes None 5 180 tW = KRC

DM74LS122 One Yes Yes None 5 260 K = 0.45

DM54123 Two Yes Yes None 5 25 tW = KRC•(1 + 0.7/R)

DM74123 Two Yes Yes None 5 50 K = 0.34

DM54LS123 Two Yes Yes None 5 180 tW = KRC

DM74LS123 Two Yes Yes None 5 260 K = 0.45

DM54LS221 Two No Yes 0 1000 1.4 70 tW = KRC

DM74LS221 Two No Yes 0 1000 1.4 100 K = 0.7

DM8601 One Yes No None 5 25 tW = KRC•(1 + 0.7/R)

DM9601 One Yes No None 5 50 K = 0.32

DM8602 Two Yes Yes None 5 25 tW = KRC•(1 + 1/R)

DM9602 Two Yes Yes None 5 50 K = 0.31

Note 1: The above timing equations hold for all combinations of R EXT and CEXT for all cases of CEXT> 1000 pF within specified limits on the REXT and CEXT.

Fairchild SemiconductorApplication Note 372May 1984

Designer’s

Encyclopedia

ofBipolar

One-S

hotsA

N-372

© 1998 Fairchild Semiconductor Corporation AN007508 www.fairchildsemi.com

In all cases, an external (or internal) timing resistor (REXT)connects from VCC or another voltage source to the “REXT/CEXT” pin, and an external timing capacitor (CEXT) connectsbetween the “REXT/CEXT”, and “CEXT” pins are required forproper operation. There are no other elements needed toprogram the output pulse width, though the value of the tim-ing capacitor may vary from 0.0 to any necessary value.

When connecting the REXT and CEXT timing elements, caremust be taken to put these components absolutely as closeto the device pins as possible, electrically and physically.Any distance between the timing components and the devicewill cause time-out errors in the resulting pulse width, be-cause the series impedance (both resistive and inductive)will result in a voltage difference between the capacitor andthe one-shot. Since the one-shot is designed to dischargethe capacitor to a specific fixed voltage, the series voltagewill “fool” the one-shot into releasing the capacitor before thecapacitor is fully discharged. This will result in a pulse widththat appears much shorter than the programmed value. Wehave encountered users who have been frustrated by pulsewidth problems and had difficulty to perform correlations withcommercial test equipment. The nature of such problems areusually related to the improper layout of the DUT adapterboards. (See Figure 6 for a PC layout of an AC test adapterboard.) It has been demonstrated that lead length greaterthan 3 cm from the timing component to the device pins cancause pulse width problems on some devices.

For precise timing, precision resistors with good temperaturecoefficient should be used. Similarly, the timing capacitormust have low leakage, good dielectric absorption character-istics, and a low temperature coefficient for stability. Pleaseconsult manufacturers to obtain the proper type of compo-nent for the application.

For small time constants, high-grade mica glass, polysty-rene, polypropylene, or polycarbonate capacitor may beused. For large time constants, use a solid tantalum or spe-cial aluminum capacitor.

In general, if a small timing capacitor is used that has leak-age approaching 100 nA or if the stray capacitance from ei-ther terminal to ground is greater than 50 pF, then the timingequations or design curves which predict the pulse widthwould not represent the programmed pulse width which thedevice generates.

When an electrolytic capacitor is used for CEXT, a switchingdiode is often suggested for standard TTL one-shots to pre-vent high inverse leakage current Figure 1. In general, thisswitching diode is not required for LS-TTL devices; it is alsonot recommended with retriggerable applications.

It is never a good practice to leave any unused inputs of alogic integrated circuit “floating”. This is particularly true forone-shots. Floating uncommitted inputs or attempts to es-tablish a logic HIGH level in this manner will result in mal-function of some devices.

Operating one-shots with values of the REXT outside the rec-ommended limits is at the risk of the user. For some devicesit will lead to complete inoperation, while for other devices itmay result in either output pulse widths different from thosevalues predicted by design charts or equations, or withmodes of operation and performance quite different fromknown standard characterizations.

To obtain variable pulse width by remote trimmiing, the fol-lowing circuit is recommended Figure 2. “RREMOTE” shouldbe placed as close to the one-shot as possible.

VCC and ground wiring should conform to good high fre-quency standards and practices so that switching transientson the VCC and ground return leads do not cause interactionbetween one-shots. A 0.001 µF to 0.1 µF bypass capacitor(disk or monolithic type) from the VCC pin to ground is neces-sary on each device. Furthermore, the bypass capacitorshoud be located so as to provide as short an electrical pathas possible between the VCC and ground pins. In severecases of supply-line noise, decoupling in the form of a localpower supply voltage regulator is necessary.

For retriggerable devices the retrigger pulse width is calcu-lated as follows for positive-edge triggering:

tRET = tW + tPLH = K• (REXT)(CEXT) + tPHL

(See tables for exact expressions for K and tW; K is unity onmost HCMOS devices.)

SPECIAL CONSIDERATIONS AND NOTES:

The 9601 is the single version of the dual 9602 one-shot.With the exception of an internal timing resistor, RINT, the’LS122 has performance characteristics virtually identical tothe ’LS123. The design and characteristic curves for equiva-lent devices are not depicted individually, as they can be ref-erenced from their parent device.

Fairchild’s TTL-’123 dual retriggerable one-shot features aunique logic realization not implemented by other manufac-turers. The “CLEAR” input does not trigger the device, a de-sign tailored for applications where it is desired only to termi-nate or to reduce the timing pulse width.

The ’LS221, even though it has pin-outs identical to the’LS123, is not functionally identical. It should be remem-bered that the ’LS221 is a non-retriggerable one-shot, whilethe ’LS123 is a retriggerable one. For the ’LS123 device, it is

AN007508-1

FIGURE 1.

AN007508-2

FIGURE 2.

AN007508-3

FIGURE 3.

www.fairchildsemi.com 2

sometimes recommended to externally ground its “CEXT” pinfor improved system performance. The “CEXT” pin on the’LS221, however, is not an internal connection to the deviceground. Hence, grounding this pin on the ’LS221 device willrender the device inoperative.

Furthermore, if a polarized timing capacitor is used on the’LS221, the positive side of the capacitor should be con-nected to the “CEXT” pin. For the ’LS123 part, it is the con-trary, the negative terminal of the capacitor should be con-nected to the “CEXT” pin of the device Figure 4.

The ’LS221 trigger on “CLEAR”: This mode of trigger re-quires first the “B-Input” be set from a Low-to-High levelwhile the “CLEAR” input is maintained at logic Low level.Then, with the “B” Input at logic High level, the “CLEAR” in-put, whose positive transition from LOW-to-HIGH will triggeran output pulse (“A input” is LOW).

AC Test Adapter Board

The compact PC layout below is a universal one-shot testadapter board. By wiring different jumpers, it can be config-ured to accept all one-shots made by Fairchild Semiconduc-tor. The configuration shown below is dedicated for the ’123device. It has been used successfully for functional andpulse width testing on all the ’123 families of one-shots onthe MCT AC test system.

AN007508-4

FIGURE 4.

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FIGURE 5.

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FIGURE 6. AC Test Adapter

3 www.fairchildsemi.com

Typical Output Pulse Width vs Timing Components

Timing equations listed in the features tables hold all combinations of REXT and CEXT for all cases of C EXT > 1000 pF. For caseswhere the CEXT < 1000 pF, use graphs shown below.

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FIGURE 7. Timing Components and I/O connections to D.U.T.

DM9602

AN007508-43

DM74121

AN007508-44

DM74123

AN007508-45

DM74LS123

AN007508-46

DM74LS221

AN007508-47


Typical Output Pulse Width Variation vs Ambient Temperature

The graphs shown below demonstrate the typical shift in the device output pulse widths as a function of temperature. It shouldbe noted that these graphs represent the temperature shift of the device after being corrected for any temperature shift in the tim-ing components. Any shift in these components will result in a corresponding shift in the pulse width, as well as any shift due tothe device itself.

DM74121

AN007508-48

DM9602

AN007508-49

74LS221

AN007508-50

DM74LS123

AN007508-51

DM74123

AN007508-52


Typical Output Pulse Width Variation vs Supply Voltage

The following graphs show the dependence of the pulse width on VCC.

As with any IC applications, the device should be properly bypassed so that large transient switching currents can be easily sup-plied by the bypass capacitor. Capacitor values of 0.001 µF to 0.10 µF are generally used for the VCC bypass capacitor.

DM9602

AN007508-53

DM74121

AN007508-54

DM74123

AN007508-55

DM74LS123

AN007508-56

DM74LS221

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Typical “K” Coefficient Variation vs Timing Capacitance

For certain one-shots, the “K” coefficient is not a constant, but varies as a function of the timing capacitor CEXT. The graphs belowdetail this characteristic.

DM9602

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DM74121

AN007508-59

DM74123

AN007508-60

DM74LS123

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DM74LS221

AN007508-62


Typical Output Pulse Width vs Minimum Timing Resistance

The plots shown below demonstrate typical pulse widths and limiting values of the true output as a function of the external timingresistor, REXT. This information should evaporate those years of mysterious notions and numerous concerns about operatingone-shots with lower that recommended minimum REXT values.

FUNCTION TABLES

’121 One-ShotsInputs Outputs

A1 A2 B Q Q

L X H L H

X L H L H

X X L L H

H H X L H

H ↓ H I J

↓ H H I J

↓ ↓ H I J

L X ↑ I J

X L ↑ I J

H = HIGH LevelL = LOW Level↑ = Transition from LOW-to-HIGH↓ = Transition from HIGH-to-LOWI = One HIGH Level PulseJ = One LOW Level PulseX = Don’t Care

’122 Retriggerable One-Shots withClear

Inputs Outputs

Clear A1 A2 B1 B2 Q Q

L X X X X L H

X H H X X L H

X X X L X L H

X X X X L L H

X L X H H L H

H L X ↑ H I J

H L X H ↑ I J

H X L H H L H

H X L ↑ H I J

H X L H ↑ I J

H H ↓ H H I J

H ↓ ↓ H H I J

H ↓ H H H I J

↑ L X H H I J

↑ X L H H I J

DM9602

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DM74121

AN007508-64

DM74123

AN007508-65

DM74LS123

AN007508-66

DM74LS221

AN007508-67


’123 Dual Retriggerable One-Shotswith Clear ’123

Inputs Outputs

A A Clear Q Q

H X H L H

X L H L H

L ↑ H I J

↓ H H I J

X X L L H

’LS123Inputs Outputs

Clear A B Q Q

L X X L H

X H X L H

X X L L H

H L ↑ I J

H ↓ H I J

↑ L H I J

8602Pin Numbers Operation

A B CLEAR

↓ L H Trigger

H ↑ H Trigger

X X L Reset


’221 Dual One-Shots with SchmittTrigger Inputs

Inputs Outputs

Clear A B Q Q

L X X L H

X H X L H

X X L L H

H L ↑ I J

H ↓ H I J

↑ L H I J

8601Inputs Outputs

A1 A2 B1 B2 Q Q

H H X X L H

X X L X L H

X X X L L H

L X H H L H

L X ↑ H I J

L X H ↑ I J

X L H H L H

X L ↑ H I J

X L H ↑ I J

H ↓ H H I J

↓ ↓ H H I J

↓ H H H I J



CONNECTION DIAGRAMS

54121 (J, W); 74121 (N)

AN007508-15

Top View

54LS122 (J, W); 74LS122 (N)

AN007508-16

Top View

AN007508-17

Top View

54LS123 (J, W); 74LS123 (N)

AN007508-18

Top View

9602 (J, W); 8602 (N)

AN007508-19

*Pins for external timing.

Top View


APPLICATIONS

The following circuits are shown with generalized one-shotconnection diagram.

NOISE DISCRIMINATOR Figure 8

The time constant of the one-shot (O-S) can be adjusted sothat an input pulse width narrower than that determined bythe time constant will be rejected by the circuit. Output at Q2

will follow the desired input pulse, with the leading edge de-layed by the predetermined time constant. The output pulsewidth is also reduced by the amount of the time constantfrom RX and CX.

54LS221 (J, W); 74LS221 (N)

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Top View

9601 (J, W); 8601 (N)

AN007508-21

Top View


FREQUENCY DISCRIMINATOR Figure 9

The circuit shown in Figure 9 can be used as afrequency-to-voltage converter. For a pulse train of varyingfrequency applied to the input, the one-shot will produce a

pulse constant width for each triggering transition on its in-put. The output pulse train is integrated by R1 and C1 to yielda waveform whose amplitude is proportional to the input fre-quency. (Retriggerable device required.)

ENVELOPE DETECTOR Figures 10, 11

An envelope detector can be made by using the one-shot’sretrigger mode. The time constant of the device is selectedto be slightly longer than the period of each cycle within theinput pulse burst. Two distinct DC levels are present at theoutput for the duration of the input pulse burst and for its ab-

sence (see Figure 11). The same circuit can also be em-ployed for a specific frequency input as a Schmitt trigger toobviate input trigger problems associated with hysteresisand slow varying, noisy waveforms (see Figure 10). (Retrig-gerable device required.)

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FIGURE 8. Noise Discriminator

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FIGURE 9. Frequency Discriminator


PULSE GENERATOR Figure 12

Two one-shots can be connected together to form a pulsegenerator capable of variable frequency and independentduty cycle control. The RX1 and CX1 of O–S1 determine the

frequency developed at output Q1. RX2 and CX2 of O–S2 de-termine the output pulse width at Q2. (Retriggerable devicerequired.)

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FIGURE 10. Schmitt Trigger

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FIGURE 11. Envelope Detector (Retriggerable Device Required)


Note: K is the multiplication factor dependent of the device. Arrow indicates edge-trigger mode.

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FIGURE 12. Pulse Generator (Retriggerable Device Required


DELAYED PULSE GENERATOR WITH OVERRIDE TOTERMINATE OUTPUT PULSE Figure 13

An input pulse of a particular width can be delayed with thecircuit shown in Figure 13. Preselected values of RX1 andCX1 determine the delay time via O–S1, while preselected

values of RX2 and CX2 determine the output pulse widththrough O–S2. The override input can additionally serve tomodify the output pulse width.

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FIGURE 13. Delayed Pulse Generator with Override to Terminate Output Pulse


MISSING PULSE DETECTOR Figure 14

By setting the time constant of O–S1 through RX1 and CX1 tobe the least one full period of the incoming pulse period, theone-shot will be continuously retriggered as long as no miss-

ing pulse occurs. Hence, Q1 remains LOW until a pulse ismissing in the incoming pulse train, which then triggersO–S2 and produces an indicating pulse at Q2. (Retrigger-able device required.)

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FIGURE 14. Missing Pulse Detector (Retriggerable Device Required)


PULSE WIDTH DETECTOR Figure 15

The circuit of Figure 15 produces an output pulse at VOUT if the pulse width at VIN is wider than the predetermined pulse widthset by RX and CX.

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FIGURE 15. Pulse Width Detector


BAND PASS FILTER Figure 16

The band pass of the circuit is determined by the time con-stants of the two low-pass filters represented by O-S1 andO-S2. With the output at Q2 delayed by C, the D-flip flop

(D-FF) clocks HIGH only when the cutoff frequency of O-S2has been exceeded. The output at Q3 is gated with the de-layed input pulse train at Q4 to produce the desired output.(Retriggerable device required.)

FM DATA SEPARATOR Figure 17

The data separator shown in Figure 17 is a two-time con-stant separator that can be used on tape and disc drivememory storage systems. The clock and data pulses mustfall within prespecified time windows. Both the clock anddata windows are generated in this circuit. There are twodata windows; the short window is used when the previousbit cell had a data pulse in it, while the long window is usedwhen the previous bit cell had no data pulse.

If the data pulse initially falls into the data window, the —SEPDATA output returns to the NAND gate that generates thedata window, to assure that the full data is allowed throughbefore the window times out. The clock windows will take upthe remainder of the bit cell time.

Assume all one-shots and flip-flops are reset initially and the+READ DATA has the data stream as indicated. With O–S1and O–S2 inactive, +CLK WINDOW is active. The first+READ DATA pulse will be gated through the second ANDgate, which becomes —SEP CLK for triggering of the R–SFF and the one-shots. With the D–FF off, O–S1 will remainreset. The —SEP CLK pulse will trigger O–S2, whose output

is sent to the OR gate, and its output becomes +DATA WIN-DOW to enable the first AND gate. The next pulse on +READDATA wil be allowed through the first AND gate to become—SEP DATA. This pulse sets the R–S FF, whose HIGH out-put becomes the data to the D–FF. The D–FF is clocked onby O–S2 timing out and +CLK WINDOW becoming active.Q4 will hold O–S2 reset and allow O–S1 to trigger on thenext clock pulse.

The next clock pulse (the second bit cell) is ANDed with+CLK WINDOW and becomes the next —SEP CLK, whichwill reset the R–S FF and trigger O–S1. As O–S1 becomesactive, the +DATA WINDOW becomes active, enabling thefirst AND gate. With no data bit in the second bit cell, theR–S FF will remain reset, enabling the D–FF to be clockedoff when +DATA WINDOW falls. When the D–FF is clockedoff, Q4 will hold O–S1 reset and allow O–S2 to be triggered.

The third clock pulse (bit cell 3) is ANDed with +CLK WIN-DOW and becomes —SEP CLK, which continues resettingthe R–S FF and triggers O–S2. When O–S2 becomes ac-tive, +DATA WINDOW enables the first AND gate, allowingthe data pulse in bit cell 3 to become —SEP DATA. This

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FIGURE 16. Band Pass Filter (Retriggerable Device Required)


—SEP DATA will set the R–S FF, which enables the D–FF tobe clocked on when +DATA WINDOW falls. When this hap-pens, Q4 will hold O–S2 reset and allow O–S1 to trigger.

This procedure continues as long as there is clock and datapulse stream present on the +READ DATA line.

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FIGURE 17. FM Data Separator


PHASE-LOCKED LOOP VCO Figure 18

The circuit shown in Figure 18 represents the VCO in thedata separation part of a rotational memory storage systemwhich generates the bit rate synchronous clocks for writedata timing and for establishing the read data windows.

The op-amp that performs the phase-lock control operatesby having its inverting input be driven by two sources thatnormally buck one another. One source is the one-shot, theother source is the phase detector flip-flop. When set, theone-shot, through an inverter, supplies a HIGH-level voltageto the summing node of the op-amp and the phase detectorFF, also through an inverter, supplies a canceling LOW-levelinput.

It is only when the two sources are out of phase with eachother, that is one HIGH and the other LOW, that a positive- ornegative-going phase error will be applied to the op-amp toeffect a change in the VCO frequency. Figure 18 illustratesthe process of phase-error detection and correction whensynchronizing to a data bit pattern. The rising edge of eachpulse at DATA+PLO clocks the one-shot LOW and the phasedetector FF HIGH. Since both outputs are still bucking each

other, no change will be observed at the phase-error sum-ming node. When the one-shot times out, if this occurs afterthe 2F clock has reset the phase detector FF to a LOW out-put, a positive pulse will be seen at the summing node untilboth the one-shot and the FF are reset. Any positive pulsewill be reflected by a negative change in the op-amp output,which is integrated and reduces the positive control voltageat the VCO input in direct proportion to the duration of thephase-error pulse. A negative phase-error pulse occurswhen the phase detector FF remains set longer than theone-shot.

Negative phase-error pulse causes the integrated controlvoltage to swing positive in direct proportion to the durationof the phase-error pulse. It is recommended that a clampingcircuit be connected to the output of the op-amp to preventthe VCO control voltage from going negative or more posi-tive than necessary. A back-to-back diode pair connected be-tween the op-amp and the VCO is highly recommended, forit will present a high impedance to the VCO input duringlocked mode. This way, stable and smooth operation of thePLO circuit is assured.

2F Bit Rate Syncheonous Read/Write Clock

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A FINAL NOTE

It is hoped that this brief note will clarify many pertinent andsubtle points on the use and testing of one-shots. We inviteyour comments to this application note and solicit your con-structive criticism to help us improve our service to you.

ACKNOWLEDGEMENT

The author wishes to thank Stephen Wong, Bill Llewellyn,Walt Sirovy, Dennis Worden, Stephen Yuen, Weber Lau,Chris Henry and Michelle Fong for their help and guidance.

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FIGURE 18. Phase-Locked Loop Voltage Controlled Oscillator


LIFE SUPPORT POLICY

FAIRCHILD’S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT DE-VICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF THE PRESIDENT OF FAIRCHILD SEMI-CONDUCTOR CORPORATION. As used herein:

1. Life support devices or systems are devices or sys-tems which, (a) are intended for surgical implant intothe body, or (b) support or sustain life, and (c) whosefailure to perform when properly used in accordancewith instructions for use provided in the labeling, canbe reasonably expected to result in a significant injuryto the user.

2. A critical component in any component of a life supportdevice or system whose failure to perform can be rea-sonably expected to cause the failure of the life supportdevice or system, or to affect its safety or effectiveness.

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Fairchild does not assume any responsibility for use of any circuitry described, no circuit patent licenses are implied and Fairchild reserves the right at any time without notice to change said circuitry and specifications.

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Features

DC/DC ConverterTEN 5 Series 6 Watt

Models

Wide 2:1 Input Range

Full SMD-Design

High Power Density

High Efficiency up to 86%

Regulated Outputs

I/O-isolation 1’500 VDC

Indefinite Short-Circuit Protection

Input Filter meets EN 55022, Class Aand FCC, Level A without externalComponents

Shielded Metal Case with insulatedBaseplate

24-pin DIP with Industry StandardPinout

High Reliability, MTBF >1 Mio. h

2 Year Product Warranty

The TEN 5 Series is a range of DC/DC-converter modules with wideinput range of 2:1. State of the art SMD-technology guarantees a productwith very high reliability and good cost /performance ratio. Highefficiency allows an operating temperature range of -40°C to +75°Cwithout derating. I/O-isolation of 1’500 VDC together with conductednoise compliance to EN 55022-A and FCC, level A makes theseconverters ideal for a wide range of applications in communications,mobile battery powered equipments and industrial systems.

Ordercode Input voltage range Output voltage Output current max. Efficiency typ.

TEN 5-1210 3.3 VDC 1200 mA 77 %TEN 5-1211 5 VDC 1000 mA 81 %TEN 5-1212 12 VDC 500 mA 84 %TEN 5-1213 9 – 18 VDC 15 VDC 400 mA 84 %TEN 5-1221 ± 5 VDC ± 500 mA 81 %TEN 5-1222 ± 12 VDC ± 250 mA 84 %TEN 5-1223 ± 15 VDC ± 200 mA 84 %



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All specifications valid at nominal input voltage, full load and +25°C after warm-up time unless otherwise stated.

Input SpecificationsInput current no load /full load 12 Vin models 20 mA / 590 mA typ.

24 Vin models 5 mA / 290 mA typ.48 Vin models 3 mA / 145 mA typ.

Start-up voltage / 12 Vin models 8.5 VDC / 8 VDCunder voltage shut down 24 Vin models 16.5 VDC / 16 VDC

48 Vin models 32.5 VDC / 32 VDC

Surge voltage (1 sec. max.) 12 Vin models 25 V max.24 Vin models 50 V max.48 Vin models 100 V max.

Reverse voltage protection 1.0 A max.

Conducted noise (input) EN 55022 level A, FCC part 15, level A

Output SpecificationsVoltage set accuracy ± 1 %

Regulation – Input variation Vin min. to Vin max. ± 0.3 % max.– Load variation 10 – 100 % – single output models ± 1 % max. – dual output models balanced load ± 1 % max. – dual output models unbalanced load ± 3 % max.

Ripple and noise (20 MHz Bandwidth) 50 mVpk-pk max.

Temperature coefficient ± 0.02 % / °C

Output current limitation >110 % of Iout max., constant current

Short circuit protection hiccup mode, indefinite (automatic recovery)

Capacitive load – single output models 6800 µF max.– dual output models 1000 µF max.

General Specifications Temperature ranges – Operating – 40 °C ... + 75 °C (no derating)

– Case temperature + 95 °C max.– Storage – 40 °C ... + 125 °C

Humidity (non condensing) 95 % rel H max.

Reliability, calculated MTBF (MIL-HDBK-217 E) >1 Mio. h @ + 25 °C

Isolation voltage Input/Output 1’500 VDC

Isolation capacity Input/Output 380 pF typ

Isolation resistance Input/Output (500 VDC) > 1‘000 M Ohm

Switching frequency 300 kHz typ. (Pulse frequency modulation PFM)

Safety standards UL 1950 , IEC 60950, EN 60950Compliance up to 60 VDC input voltage(SELV limit)

Safety approval UL /cUL File E188913


Specifications can be changed without notice

Outline Dimensions mm (inches)

Jenatschstrasse 1 • CH-8002 Zurich • SwitzerlandTel. +41-1284 2911 • Fax +41-1201 1168 • e-mail: [email protected] • internet: http://www.tracopower.com

Pin-Out

Pin Single Dual

2 –Vin (GND) –Vin (GND)

3 –Vin (GND) –Vin (GND)

9 No pin Common

11 No function –Vout

14 +Vout +Vout

16 –Vout Common

22 +Vin (Vcc) +Vin (Vcc)

23 +Vin (Vcc) +Vin (Vcc)

Pin diameter ø 0.5 ±0.05 (0.02 ±0.002)Tolerances ±0.5 (0.02)

Rev. 06/00

Physical SpecificationsCase material Steel chrome-nickel plated

Baseplate Epoxy

Potting material Silicon rubber TSE (flammability to UL 94V-0)

Weight 14 g (0.55 oz)

Soldering temperature max. 260 °C / 10 sec.

0.5

4.54

±0.5

22.8

6 (0

.9)

20 ±0.5 (0.8 ±0.02)

2.54

(0.1

)

32 ±0

.5 (1

.25

±0.0

2)

10 ±0.5

15.24 (0.6)

9

11

2223 2

3

16

14

Botto

m vie

w

15.2

4 (0

.6)

5.08

2.4 ±0.5

5

Insulated Baseplate(0.1 ±0.02)

(0.4 ±0.02)(0.2)

(0.1

8 ±0

.02)

(0.2

)

(0.02)


REV. D

Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate andreliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for itsuse, nor for any infringements of patents or other rights of third partieswhich may result from its use. No license is granted by implication orotherwise under any patent or patent rights of Analog Devices.

aAD633

One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A.

Tel: 781/329-4700 World Wide Web Site: http://www.analog.com

Fax: 781/326-8703 © Analog Devices, Inc., 2000

Low CostAnalog Multiplier

CONNECTION DIAGRAMS8-Lead Plastic DIP (N) Package

AD633JN/AD633AN

1

2

3

4

8

7

6

5

110V

X1

X2

Y1

Y2

W

Z

+VS

–VS

A

1

1

8-Lead Plastic SOIC (SO-8) Package

AD633JR/AD633AR

1

2

3

4

8

7

6

5

110V

X1

X2Y1

Y2

WZ

+VS–VS A

1 1

W =(X1 – X2) (Y1 – Y2)

+ Z10V

FEATURES

Four-Quadrant Multiplication

Low Cost 8-Lead Package

Complete—No External Components Required

Laser-Trimmed Accuracy and Stability

Total Error Within 2% of FS

Differential High Impedance X and Y Inputs

High Impedance Unity-Gain Summing Input

Laser-Trimmed 10 V Scaling Reference

APPLICATIONS

Multiplication, Division, Squaring

Modulation/Demodulation, Phase Detection

Voltage-Controlled Amplifiers/Attenuators/Filters

PRODUCT DESCRIPTIONThe AD633 is a functionally complete, four-quadrant, analogmultiplier. It includes high impedance, differential X and Yinputs and a high impedance summing input (Z). The lowimpedance output voltage is a nominal 10 V full scale providedby a buried Zener. The AD633 is the first product to offer thesefeatures in modestly priced 8-lead plastic DIP and SOIC packages.

The AD633 is laser calibrated to a guaranteed total accuracy of2% of full scale. Nonlinearity for the Y-input is typically lessthan 0.1% and noise referred to the output is typically less than100 µV rms in a 10 Hz to 10 kHz bandwidth. A 1 MHz band-width, 20 V/µs slew rate, and the ability to drive capacitive loadsmake the AD633 useful in a wide variety of applications wheresimplicity and cost are key concerns.

The AD633’s versatility is not compromised by its simplicity.The Z-input provides access to the output buffer amplifier,enabling the user to sum the outputs of two or more multipliers,increase the multiplier gain, convert the output voltage to acurrent, and configure a variety of applications.

The AD633 is available in an 8-lead plastic DIP package (N)and 8-lead SOIC (R). It is specified to operate over the 0°C to70°C commercial temperature range (J Grade) or the –40°C to+85°C industrial temperature range (A Grade).

PRODUCT HIGHLIGHTS1. The AD633 is a complete four-quadrant multiplier offered in

low cost 8-lead plastic packages. The result is a product thatis cost effective and easy to apply.

2. No external components or expensive user calibration arerequired to apply the AD633.

3. Monolithic construction and laser calibration make thedevice stable and reliable.

4. High (10 MΩ) input resistances make signal source loadingnegligible.

5. Power supply voltages can range from ±8 V to ±18 V. Theinternal scaling voltage is generated by a stable Zener diode;multiplier accuracy is essentially supply insensitive.

REV. D–2–

AD633–SPECIFICATIONS (TA = 25C, VS = 15 V, RL ≥ 2 k)

Model AD633J, AD633A

W

X X Y Y

VZ=

−( ) −( )+

1 2 1 2

10TRANSFER FUNCTION

Parameter Conditions Min Typ Max Unit

MULTIPLIER PERFORMANCETotal Error –10 V ≤ X, Y ≤ +10 V ±1 2 % Full Scale

TMIN to TMAX ±3 % Full ScaleScale Voltage Error SF = 10.00 V Nominal ±0.25% % Full ScaleSupply Rejection VS = ±14 V to ±16 V ±0.01 % Full ScaleNonlinearity, X X = ±10 V, Y = +10 V ±0.4 1 % Full ScaleNonlinearity, Y Y = ±10 V, X = +10 V ±0.1 0.4 % Full ScaleX Feedthrough Y Nulled, X = ±10 V ±0.3 1 % Full ScaleY Feedthrough X Nulled, Y = ±10 V ±0.1 0.4 % Full ScaleOutput Offset Voltage ±5 50 mV

DYNAMICSSmall Signal BW VO = 0.1 V rms 1 MHzSlew Rate VO = 20 V p-p 20 V/µsSettling Time to 1% ∆ VO = 20 V 2 µs

OUTPUT NOISESpectral Density 0.8 µV/√HzWideband Noise f = 10 Hz to 5 MHz 1 mV rms

f = 10 Hz to 10 kHz 90 µV rms

OUTPUTOutput Voltage Swing 11 VShort Circuit Current RL = 0 Ω 30 40 mA

INPUT AMPLIFIERSSignal Voltage Range Differential 10 V

Common Mode 10 VOffset Voltage X, Y ±5 30 mVCMRR X, Y VCM = ±10 V, f = 50 Hz 60 80 dBBias Current X, Y, Z 0.8 2.0 µADifferential Resistance 10 MΩ

POWER SUPPLYSupply Voltage

Rated Performance ±15 VOperating Range 8 18 V

Supply Current Quiescent 4 6 mA

NOTESSpecifications shown in boldface are tested on all production units at electrical test. Results from those tests are used to calculate outgoingquality levels. All min and max specifications are guaranteed, although only those shown in boldface are tested on all production units.Specifications subject to change without notice.

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS1

Supply Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ±18 VInternal Power Dissipation2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 500 mWInput Voltages3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ±18 VOutput Short Circuit Duration . . . . . . . . . . . . . . . . IndefiniteStorage Temperature Range . . . . . . . . . . . . –65°C to +150°COperating Temperature Range

AD633J . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0°C to 70°CAD633A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –40°C to +85°C

Lead Temperature Range (Soldering 60 sec) . . . . . . . . . 300°CESD Rating . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1000 VNOTES1Stresses above those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanentdamage to the device. This is a stress rating only; functional operation of the device atthese or any other conditions above those indicated in the operational section of thisspecification is not implied.

28-Lead Plastic DIP Package: θJA = 90°C/W; 8-Lead Small Outline Package: θJA =155°C/W.

3For supply voltages less than ±18 V, the absolute maximum input voltage is equal tothe supply voltage.

ORDERING GUIDE

Temperature Package PackageModel Range Description Option

AD633AN –40°C to +85°C Plastic DIP N-8AD633AR –40°C to +85°C Plastic SOIC SO-8AD633AR-REEL –40°C to +85°C 13" Tape and Reel SO-8AD633AR-REEL7 –40°C to +85°C 7" Tape and Reel SO-8AD633JN 0°C to 70°C Plastic DIP N-8AD633JR 0°C to 70°C Plastic SOIC SO-8AD633JR-REEL 0°C to 70°C 13" Tape and Reel SO-8AD633JR-REEL7 0°C to 70°C 7" Tape and Reel SO-8

REV. D

AD633

–3–

Typical Performance Characteristics–

FREQUENCY – Hz

OU

TP

UT

RE

SP

ON

SE

– d

B

0

–10

–20

–30100k10k 1M 10M

CL = 0dB

0dB = 0.1V rms, RL = 2k

CL = 1000pF

NORMALCONNECTION

TPC 1. Frequency Response

TEMPERATURE – C

BIA

S C

UR

RE

NT

– n

A

700

600

500

400

300

200–40 –20 0 20 40 60 80 100 120 140–60

TPC 2. Input Bias Current vs. Temperature (X, Y, orZ Inputs)

14

4

12

6

PE

AK

PO

SIT

IVE

OR

NE

GA

TIV

E S

IGN

AL

– V

olt

s

108 12 14 16 18 20PEAK POSITIVE OR NEGATIVE SUPPLY – Volts

ALL INPUTS

OUTPUT, RL 2k

8

10

TPC 3. Input and Output Signal Ranges vs. SupplyVoltages

FREQUENCY – Hz

CM

RR

– d

B

20100 1k 10k 100k 1M

TYPICALFOR X,YINPUTS

30

40

50

60

70

80

90

100

TPC 4. CMRR vs. Frequency

100 1k 10k 100k10FREQUENCY – Hz

1.5

1

0.5

0

NO

ISE

SP

EC

TR

AL

DE

NS

ITY

–

V/

Hz

TPC 5. Noise Spectral Density vs. Frequency

10 100 1k 10k 100k 1M 10MFREQUENCY – Hz

1000

100

10

1

0

PK

-PK

FE

ED

TH

RO

UG

H –

mV

X-FEEDTHROUGH

Y-FEEDTHROUGH

TPC 6. AC Feedthrough vs. Frequency

REV. D

AD633

–4–

FUNCTIONAL DESCRIPTIONThe AD633 is a low cost multiplier comprising a translinearcore, a buried Zener reference, and a unity gain connectedoutput amplifier with an accessible summing node. Figure 1shows the functional block diagram. The differential X and Yinputs are converted to differential currents by voltage-to-currentconverters. The product of these currents is generated by themultiplying core. A buried Zener reference provides an overallscale factor of 10 V. The sum of (X × Y)/10 + Z is then appliedto the output amplifier. The amplifier summing node Z allowsthe user to add two or more multiplier outputs, convert theoutput voltage to a current, and configure various analog com-putational functions.

AD633

1

2

3

4

8

7

6

5

110V

X1

X2

Y1

Y2

W

Z

+VS

–VS

A

1

1

Figure 1. Functional Block Diagram (AD633JNPinout Shown)

Inspection of the block diagram shows the overall transfer func-tion to be:

W

X X Y Y

VZ=

−( ) −( )+

1 2 1 2

10 (Equation 1)

ERROR SOURCESMultiplier errors consist primarily of input and output offsets,scale factor error, and nonlinearity in the multiplying core. Theinput and output offsets can be eliminated by using the optionaltrim of Figure 2. This scheme reduces the net error to scalefactor errors (gain error) and an irreducible nonlinearity compo-nent in the multiplying core. The X and Y nonlinearities aretypically 0.4% and 0.1% of full scale, respectively. Scale factorerror is typically 0.25% of full scale. The high impedance Zinput should always be referenced to the ground point of thedriven system, particularly if this is remote. Likewise, the differ-ential X and Y inputs should be referenced to their respectivegrounds to realize the full accuracy of the AD633.

1k

300k50k

+VS

–VS

50mVTO APPROPRIATEINPUT TERMINAL(E.G. X2, X2, Z)

Figure 2. Optional Offset Trim Configuration

APPLICATIONSThe AD633 is well suited for such applications as modulationand demodulation, automatic gain control, power measurement,voltage controlled amplifiers, and frequency doublers. Note thatthese applications show the pin connections for the AD633JNpinout (8-lead DIP), which differs from the AD633JR pinout(8-lead SOIC).

Multiplier ConnectionsFigure 3 shows the basic connections for multiplication. The Xand Y inputs will normally have their negative nodes grounded,but they are fully differential, and in many applications thegrounded inputs may be reversed (to facilitate interfacing withsignals of a particular polarity, while achieving some desiredoutput polarity) or both may be driven.

W =(X1 – X2) (Y1 – Y2)

+ Z10V

XINPUT

OPTIONAL SUMMINGINPUT, Z

0.1F

+15V

–15V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

ZYINPUT

Figure 3. Basic Multiplier Connections

Squaring and Frequency DoublingAs Figure 4 shows, squaring of an input signal, E, is achievedsimply by connecting the X and Y inputs in parallel to producean output of E2/10 V. The input may have either polarity, butthe output will be positive. However, the output polarity may bereversed by interchanging the X or Y inputs. The Z input maybe used to add a further signal to the output.

0.1F

+15V

E

W = E2

10V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

Figure 4. Connections for Squaring

When the input is a sine wave E sin ωt, this squarer behaves as afrequency doubler, since

E t

VE

Vt

sincos

ωω

( )= −( )

22

10 201 2 (Equation 2)

Equation 2 shows a dc term at the output which will vary stronglywith the amplitude of the input, E. This can be avoided usingthe connections shown in Figure 5, where an RC network isused to generate two signals whose product has no dc term. Ituses the identity:

cos sin sinθ θ θ= ( )1

22 (Equation 3)

REV. D

AD633

–5–

0.1F

+15V

E

W = E2

10V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

C

RR1

1k

R23k

Figure 5. ”Bounceless” Frequency Doubler

At ωo = 1/CR, the X input leads the input signal by 45° (and isattenuated by √2), and the Y input lags the X input by 45° (andis also attenuated by √2). Since the X and Y inputs are 90° out ofphase, the response of the circuit will be (satisfying Equation 3):

WV

Et

Et

E

Vt

o o

o

=( )

+ °( ) − °( )

=( ) ( )

1

10 245

245

402

2

sin sin

sin

ω ω

ω(Equation 4)

which has no dc component. Resistors R1 and R2 are included torestore the output amplitude to 10 V for an input amplitude of 10 V.

The amplitude of the output is only a weak function of frequency:the output amplitude will be 0.5% too low at ω = 0.9 ωo, andωo = 1.1 ωo.

Generating Inverse FunctionsInverse functions of multiplication, such as division and squarerooting, can be implemented by placing a multiplier in the feed-back loop of an op amp. Figure 6 shows how to implement asquare rooter with the transfer function

W E V= ( )10 (Equation 5)

for the condition E<0.

0.1F

+15V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V10EW = ( ) V

0.1F

0.1F+15V

–15V

OP27

7

4E

1N4148

1N4148

Figure 6. Connections for Square Rooting

0.1F

+15V

E

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

W' = –10VEEX

0.1F

0.1F

R10k

R10k

+15V

–15V

EX

AD711

Figure 7. Connections for Division

Likewise, Figure 7 shows how to implement a divider using amultiplier in a feedback loop. The transfer function for thedivider is

W V

EEX

' = −( )10 (Equation 6)

0.1F

+15V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1FX1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

R1

R2

W =(X1 – X2) (Y1 – Y2)

+ S10V

XINPUT

YINPUT

(R1 + R2)

R11k R1, R2 100k

S

Figure 8. Connections for Variable Scale Factor

Variable Scale FactorIn some instances, it may be desirable to use a scaling voltageother than 10 V. The connections shown in Figure 8 increasethe gain of the system by the ratio (R1 + R2)/R1. This ratio islimited to 100 in practical applications. The summing input, S,may be used to add an additional signal to the output or it maybe grounded.

Current OutputThe AD633’s voltage output can be converted to a currentoutput by the addition of a resistor R between the AD633’s Wand Z pins as shown in Figure 9 below. This arrangement forms

(X1 – X2) (Y1 – Y2)

10V1R

IO =

XINPUT

0.1F

+15V

–15V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

ZYINPUT

1k R 100k

R

Figure 9. Current Output Connections

REV. D

AD633

–6–

the basis of voltage controlled integrators and oscillators as willbe shown later in this Applications section. The transfer func-tion of this circuit has the form

I

R

X X Y Y

VO =

−( ) −( )1

10

1 2 1 2(Equation 7)

Linear Amplitude ModulatorThe AD633 can be used as a linear amplitude modulator withno external components. Figure 10 shows the circuit. The car-rier and modulation inputs to the AD633 are multiplied toproduce a double-sideband signal. The carrier signal is fedforward to the AD633’s Z input where it is summed with thedouble-sideband signal to produce a double-sideband with car-rier output.

Voltage Controlled Low-Pass and High-Pass FiltersFigure 11 shows a single multiplier used to build a voltage con-trolled low-pass filter. The voltage at output A is a result offiltering, ES. The break frequency is modulated by EC, the con-trol input. The break frequency, f2, equals

fE

V RC

C2

20=

( )π (Equation 8)

and the rolloff is 6 dB per octave. This output, which is at ahigh impedance point, may need to be buffered.

The voltage at output B, the direct output of the AD633, hassame response up to frequency f1, the natural breakpoint of RCfilter,

f

RC1

1

2=

π(Equation 9)

then levels off to a constant attenuation of f1/f2 = EC/10.

0.1F

+15V

MODULATIONINPUT

EM W = 1+EM10V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

CARRIERINPUT

ECsin t

ECsin t

Figure 10. Linear Amplitude Modulator

For example, if R = 8 kΩ and C = 0.002 µF, then output A hasa pole at frequencies from 100 Hz to 10 kHz for EC rangingfrom 100 mV to 10 V. Output B has an additional zero at 10 kHz(and can be loaded because it is the multiplier’s low impedanceoutput). The circuit can be changed to a high-pass filter Z inter-changing the resistor and capacitor as shown in Figure 12.

0.1F

+15V

OUTPUT B =1 + T1P

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1FX1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

SIGNALINPUT ES

CONTROLINPUT EC

1 + T2PR

COUTPUT A = 1

1 + T2P

T1 = = RC1W1

T2 = =1W2

10ECRC

0

dB

ff2 f1

OUTPUTB–6dB/OCTAVE

OUTPUTA

Figure 11. Voltage Controlled Low-Pass Filter

0.1F

+15V

OUTPUT B

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

SIGNALINPUT ES

CONTROLINPUT EC

R

COUTPUT A

0

dB

ff2f1

OUTPUTB+6dB/OCTAVE

OUTPUTA

Figure 12. Voltage Controlled High-Pass Filter

Voltage Controlled Quadrature OscillatorFigure 13 shows two multipliers being used to form integratorswith controllable time constants in a 2nd order differentialequation feedback loop. R2 and R5 provide controlled currentoutput operation. The currents are integrated in capacitors C1and C2, and the resulting voltages at high impedance are appliedto the X inputs of the “next” AD633. The frequency controlinput, EC, connected to the Y inputs, varies the integrator gainswith a calibration of 100 Hz/V. The accuracy is limited by theY-input offsets. The practical tuning range of this circuit is100:1. C2 (proportional to C1 and C3), R3, and R4 provideregenerative feedback to start and maintain oscillation. Thediode bridge, D1 through D4 (1N914s), and Zener diode D5provide economical temperature stabilization and amplitudestabilization at ± 8.5 V by degenerative damping. The out-put from the second integrator (10 V sin ωt) has the lowestdistortion.

AGC AMPLIFIERSFigure 14 shows an AGC circuit that uses an rms-dc converterto measure the amplitude of the output waveform. The AD633and A1, 1/2 of an AD712 dual op amp, form a voltage con-trolled amplifier. The rms dc converter, an AD736, measuresthe rms value of the output signal. Its output drives A2, anintegrator/comparator, whose output controls the gain of thevoltage controlled amplifier. The 1N4148 diode prevents theoutput of A2 from going negative. R8, a 50 kΩ variable resistor,sets the circuit’s output level. Feedback around the loop forcesthe voltages at the inverting and noninverting inputs of A2 to beequal, thus the AGC.

REV. D

AD633

–7–

0.1F

+15V

f =EC10V

kHz

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

(10V) sin t

C20.01F

R416k

R516k

C30.1F

0.1F

+15V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

R216kEC

R11k

(10V) cos t

D31N914

D41N914

D21N914

D11N914

D51N95236

0.1F

R3330k

Figure 13. Voltage Controlled Quadrature Oscillator

+15V

AD736

0.1F

CAV

COMMON

OUTPUT

OUTPUTLEVELADJUST

R850k

0.1F

+15V

8

7

6

5

1

2

3

4

AD633JN

0.1F

X1

X2

Y1

Y2 –VS

+VS

W

Z

–15V

E

0.1F+15V

0.1F

R510k

R61k

EOUT

C11F

C433F

–15V

AGC THRESHOLDADJUSTMENT

R1010k

C20.02F

C30.2F

R21k

R410k

R310k

1N4148

0.1F

R910k 1/2

AD712

1/2AD712

A2

A1

+VS

–VS

CF

VIN

CC

–15V

+15V

1

2

3

4 5

6

7

8

Figure 14. Connections for Use in Automatic Gain Control Circuit

REV. D

AD633

–8–

C00

786a

–0–1

2/00

(re

v. D

)P

RIN

TE

D IN

U.S

.A.

8-Lead Plastic DIP(N-8)

SEATINGPLANE

0.018 0.003(0.46 0.03)

0.033 (0.84)NOM

8

1 4

5

PIN 1

0.25(6.35)

0.10 (2.54)TYP

0.39 (9.91)MAX

0.31(7.87)

0.125 (3.18)MIN

0.165 0.01(4.19 0.25)

0.035 0.01(0.89 0.25)

0.18 0.03(4.57 0.76)

0-150.11 0.003(0.28 0.08)

0.30 (7.62)REF

8-Lead Plastic SOIC(SO-8)

0.0098 (0.25)0.0075 (0.19)

0.0500 (1.27)0.0160 (0.41)

80

0.0196 (0.50)0.0099 (0.25)

45

8 5

41

0.1968 (5.00)0.1890 (4.80)

0.2440 (6.20)0.2284 (5.80)

PIN 1

0.1574 (4.00)0.1497 (3.80)

0.0500 (1.27)BSC

0.0688 (1.75)0.0532 (1.35)

SEATINGPLANE

0.0098 (0.25)0.0040 (0.10)

0.0192 (0.49)0.0138 (0.35)

OUTLINE DIMENSIONSDimensions shown in inches and (mm).

1

TM

tle80

-

ci-

e-

er-/Voe-edil-r)tho

-dsr-

po-n,i-

or,e-

ra-

-

edlla-

i-,

NOT RECOM

ICL8038MENDED FOR NEW DESIGNS

File Number 2864.4Data Sheet April 2001

Precision Waveform Generator/VoltageControlled OscillatorThe ICL8038 waveform generator is a monolithic integratedcircuit capable of producing high accuracy sine, square,triangular, sawtooth and pulse waveforms with a minimum ofexternal components. The frequency (or repetition rate) canbe selected externally from 0.001Hz to more than 300kHzusing either resistors or capacitors, and frequencymodulation and sweeping can be accomplished with anexternal voltage. The ICL8038 is fabricated with advancedmonolithic technology, using Schottky barrier diodes and thinfilm resistors, and the output is stable over a wide range oftemperature and supply variations. These devices may beinterfaced with phase locked loop circuitry to reducetemperature drift to less than 250ppm/oC.

Features

• Low Frequency Drift with Temperature. . . . . . 250ppm/oC

• Low Distortion . . . . . . . . . . . . . . . 1% (Sine Wave Output)

• High Linearity . . . . . . . . . . . 0.1% (Triangle Wave Output)

• Wide Frequency Range . . . . . . . . . . . .0.001Hz to 300kHz

• Variable Duty Cycle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2% to 98%

• High Level Outputs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . TTL to 28V

• Simultaneous Sine, Square, and Triangle WaveOutputs

• Easy to Use - Just a Handful of External ComponentsRequired

PinoutICL8038

(PDIP, CERDIP)TOP VIEW

Functional Diagram

Ordering Information

PART NUMBER STABILITY TEMP. RANGE (oC) PACKAGE PKG. NO.

ICL8038CCPD 250ppm/oC (Typ) 0 to 70 14 Ld PDIP E14.3

ICL8038CCJD 250ppm/oC (Typ) 0 to 70 14 Ld CERDIP F14.3

ICL8038BCJD 180ppm/oC (Typ) 0 to 70 14 Ld CERDIP F14.3

ICL8038ACJD 120ppm/oC (Typ) 0 to 70 14 Ld CERDIP F14.3

SINE

TRIANGLE

DUTY CYCLE

V+

FM BIAS

NC

NC

SINE WAVE

V- OR GND

TIMING

SQUARE

FM SWEEP

1

2

3

4

5

6

7

14

13

12

11

10

9

8

ADJUST

CAPACITOR

WAVE OUT

INPUT

SINE WAVEADJUST

WAVE OUT

OUT

FREQUENCYADJUST

COMPARATOR#1

COMPARATOR#2

FLIP-FLOP

SINECONVERTERBUFFERBUFFER

9 2

11

I10

6V+

V- OR GND

CURRENTSOURCE

#1

CURRENTSOURCE

#2

2IC

3

CAUTION: These devices are sensitive to electrostatic discharge; follow proper IC Handling Procedures.1-888-INTERSIL or 321-724-7143 | Intersil and Design is a trademark of Intersil Americas Inc.

Copyright © Intersil Americas Inc. 2001, All Rights Reserved

ICL8038

Absolute Maximum Ratings Thermal Information

Supply Voltage (V- to V+). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36VInput Voltage (Any Pin) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . V- to V+Input Current (Pins 4 and 5). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25mAOutput Sink Current (Pins 3 and 9) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25mA

Operating ConditionsTemperature Range

ICL8038AC, ICL8038BC, ICL8038CC . . . . . . . . . . . . 0oC to 70oC

Thermal Resistance (Typical, Note 1) θJA (oC/W) θJC (oC/W)CERDIP Package. . . . . . . . . . . . . . . . . 75 20PDIP Package . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 115 N/A

Maximum Junction Temperature (Ceramic Package) . . . . . . . .175oCMaximum Junction Temperature (Plastic Package) . . . . . . . .150oCMaximum Storage Temperature Range. . . . . . . . . . -65oC to 150oCMaximum Lead Temperature (Soldering 10s) . . . . . . . . . . . . 300oC

Die CharacteristicsBack Side Potential . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . V-

CAUTION: Stresses above those listed in “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. This is a stress only rating and operation of thedevice at these or any other conditions above those indicated in the operational sections of this specification is not implied.

NOTE:

1. θJA is measured with the component mounted on an evaluation PC board in free air.

Electrical Specifications VSUPPLY = ±10V or +20V, TA = 25oC, RL = 10kΩ, Test Circuit Unless Otherwise Specified

PARAMETER SYMBOLTEST

CONDITIONS

ICL8038CC ICL8038BC ICL8038AC

UNITSMIN TYP MAX MIN TYP MAX MIN TYP MAX

Supply Voltage Operating Range VSUPPLY

V+ Single Supply +10 - +30 +10 - +30 +10 - +30 V

V+, V- Dual Supplies ±5 - ±15 ±5 - ±15 ±5 - ±15 V

Supply Current ISUPPLY VSUPPLY = ±10V(Note 2)

12 20 - 12 20 - 12 20 mA

FREQUENCY CHARACTERISTICS (All Waveforms)

Max. Frequency of Oscillation fMAX 100 - - 100 - - 100 - - kHz

Sweep Frequency of FM Input fSWEEP - 10 - - 10 - - 10 - kHz

Sweep FM Range (Note 3) - 35:1 - - 35:1 - - 35:1 -

FM Linearity 10:1 Ratio - 0.5 - - 0.2 - - 0.2 - %

Frequency Drift withTemperature (Note 5)

∆f/∆T 0oC to 70oC - 250 - - 180 - - 120 ppm/oC

Frequency Drift with Supply Voltage ∆f/∆V Over SupplyVoltage Range

- 0.05 - - 0.05 - 0.05 - %/V

OUTPUT CHARACTERISTICS

Square Wave

Leakage Current IOLK V9 = 30V - - 1 - - 1 - - 1 µA

Saturation Voltage VSAT ISINK = 2mA - 0.2 0.5 - 0.2 0.4 - 0.2 0.4 V

Rise Time tR RL = 4.7kΩ - 180 - - 180 - - 180 - ns

Fall Time tF RL = 4.7kΩ - 40 - - 40 - - 40 - ns

Typical Duty Cycle Adjust(Note 6)

∆D 2 98 2 - 98 2 - 98 %

Triangle/Sawtooth/Ramp -

Amplitude VTRIAN-GLE

RTRI = 100kΩ 0.30 0.33 - 0.30 0.33 - 0.30 0.33 - xVSUPPLY

Linearity - 0.1 - - 0.05 - - 0.05 - %

Output Impedance ZOUT IOUT = 5mA - 200 - - 200 - - 200 - Ω

2

ICL8038

Sine Wave

Amplitude VSINE RSINE = 100kΩ 0.2 0.22 - 0.2 0.22 - 0.2 0.22 - xVSUPPLY

THD THD RS = 1MΩ(Note 4)

- 2.0 5 - 1.5 3 - 1.0 1.5 %

THD Adjusted THD Use Figure 4 - 1.5 - - 1.0 - - 0.8 - %

NOTES:

2. RA and RB currents not included.

3. VSUPPLY = 20V; RA and RB = 10kΩ, f ≅ 10kHz nominal; can be extended 1000 to 1. See Figures 5A and 5B.

4. 82kΩ connected between pins 11 and 12, Triangle Duty Cycle set at 50%. (Use RA and RB.)

5. Figure 1, pins 7 and 8 connected, VSUPPLY = ±10V. See Typical Curves for T.C. vs VSUPPLY.

6. Not tested, typical value for design purposes only.

Electrical Specifications VSUPPLY = ±10V or +20V, TA = 25oC, RL = 10kΩ, Test Circuit Unless Otherwise Specified (Continued)

PARAMETER SYMBOLTEST

CONDITIONS

ICL8038CC ICL8038BC ICL8038AC

UNITSMIN TYP MAX MIN TYP MAX MIN TYP MAX

Test Conditions

PARAMETER RA RB RL C SW1 MEASURE

Supply Current 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Current Into Pin 6

Sweep FM Range (Note 7) 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Open Frequency at Pin 9

Frequency Drift with Temperature 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Frequency at Pin 3

Frequency Drift with Supply Voltage (Note 8) 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Frequency at Pin 9

Output Amplitude (Note 10)

Sine 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Pk-Pk Output at Pin 2

Triangle 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Pk-Pk Output at Pin 3

Leakage Current (Off) (Note 9) 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Current into Pin 9

Saturation Voltage (On) (Note 9) 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Output (Low) at Pin 9

Rise and Fall Times (Note 11) 10kΩ 10kΩ 4.7kΩ 3.3nF Closed Waveform at Pin 9

Duty Cycle Adjust (Note 11)

Max 50kΩ ~1.6kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Waveform at Pin 9

Min ~25kΩ 50kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Waveform at Pin 9

Triangle Waveform Linearity 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Waveform at Pin 3

Total Harmonic Distortion 10kΩ 10kΩ 10kΩ 3.3nF Closed Waveform at Pin 2

NOTES:7. The hi and lo frequencies can be obtained by connecting pin 8 to pin 7 (fHI) and then connecting pin 8 to pin 6 (fLO). Otherwise apply Sweep

Voltage at pin 8 (2/3 VSUPPLY +2V) ≤ VSWEEP ≤ VSUPPLY where VSUPPLY is the total supply voltage. In Figure 5B, pin 8 should vary between5.3V and 10V with respect to ground.

8. 10V ≤ V+ ≤ 30V, or ±5V ≤ VSUPPLY ≤ ±15V.9. Oscillation can be halted by forcing pin 10 to +5V or -5V.

10. Output Amplitude is tested under static conditions by forcing pin 10 to 5V then to -5V.11. Not tested; for design purposes only.

3

ICL8038

Test Circuit

Application Information (See Functional Diagram)

An external capacitor C is charged and discharged by twocurrent sources. Current source #2 is switched on and off by aflip-flop, while current source #1 is on continuously. Assumingthat the flip-flop is in a state such that current source #2 is off,and the capacitor is charged with a current I, the voltageacross the capacitor rises linearly with time. When this voltagereaches the level of comparator #1 (set at 2/3 of the supplyvoltage), the flip-flop is triggered, changes states, andreleases current source #2. This current source normallycarries a current 2I, thus the capacitor is discharged with a

net-current I and the voltage across it drops linearly with time.When it has reached the level of comparator #2 (set at 1/3 ofthe supply voltage), the flip-flop is triggered into its originalstate and the cycle starts again.

Four waveforms are readily obtainable from this basicgenerator circuit. With the current sources set at I and 2Irespectively, the charge and discharge times are equal.Thus a triangle waveform is created across the capacitorand the flip-flop produces a square wave. Both waveformsare fed to buffer stages and are available at pins 3 and 9.

Detailed Schematic

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

7

SW1N.C.

C3300pF

82K

RA10K

RB10K

RL10K

RTRI

RSINE

-10V

3

+10V

FIGURE 1. TEST CIRCUIT

Q20Q21

Q19Q22Q31

Q32

Q33

Q34

Q30

Q7

Q6

Q1Q2

Q4

Q8 Q9

Q5

Q3

Q14

Q11Q12

Q13

Q24

Q23

Q25

Q26

Q29

Q27Q28

Q10

Q15Q18

Q17Q16

Q35

Q36 Q38 Q40

Q37 Q39

R111K

R239K

7

8 5 4

REXT B REXT A

COMPARATOR

R414K

R85K

R95K

R105K

R4327K

R4227K

BUFFER AMPLIFIER

R4127K

R174.7K

R184.7K

R1427K

R13620

R161.8K

R6100

R5100

R4100

R330K

R4640K CEXT

R7A

10K

R7B

15K

R441K

3

10

R11270

R122.7K

R15470

R24

800

2

R21

10K

R20

2.7K

R19

800

FLIP-FLOPSINE CONVERTER

Q49

Q50

Q52

Q51

Q53

Q55

Q54

Q56

Q42

Q41

Q43

Q44

Q45

Q46

Q47

Q48

6V+

1

12

R325.2K

R33200

R34375

R35330

R361600

R37330

R38375

R39200

R405.6K

REXTC82K

R23

2.7K

R22

10K

R2833K

R3033K

R2933K

R3133K

R2533K

R2633K

R2733K

R4533K

CURRENT SOURCES

9

11

4

ICL8038

The levels of the current sources can, however, be selectedover a wide range with two external resistors. Therefore, withthe two currents set at values different from I and 2I, anasymmetrical sawtooth appears at Terminal 3 and pulseswith a duty cycle from less than 1% to greater than 99% areavailable at Terminal 9.

The sine wave is created by feeding the triangle wave into anonlinear network (sine converter). This network provides adecreasing shunt impedance as the potential of the trianglemoves toward the two extremes.

Waveform TimingThe symmetry of all waveforms can be adjusted with theexternal timing resistors. Two possible ways to accomplishthis are shown in Figure 3. Best results are obtained bykeeping the timing resistors RA and RB separate (A). RAcontrols the rising portion of the triangle and sine wave andthe 1 state of the square wave.

The magnitude of the triangle waveform is set at 1/3VSUPPLY; therefore the rising portion of the triangle is,

The falling portion of the triangle and sine wave and the 0state of the square wave is:

Thus a 50% duty cycle is achieved when RA = RB.

If the duty cycle is to be varied over a small range about 50%only, the connection shown in Figure 3B is slightly moreconvenient. A 1kΩ potentiometer may not allow the duty cycleto be adjusted through 50% on all devices. If a 50% duty cycleis required, a 2kΩ or 5kΩ potentiometer should be used.

With two separate timing resistors, the frequency is given by:

or, if RA = RB = R

t1C V×

I--------------

C 1/3 VSUPPLY RA×××0.22 VSUPPLY×

-------------------------------------------------------------------RA C×

0.66------------------= = =

t2C V×

1-------------

C 1/3VSUPPLY×

2 0.22( )VSUPPLY

RB------------------------ 0.22

VSUPPLYRA

------------------------–

-----------------------------------------------------------------------------------RARBC

0.66 2RA RB–( )-------------------------------------= = =

f 1t1 t2+----------------

1

RAC

0.66------------ 1

RB2RA RB–-------------------------+

------------------------------------------------------= =

f 0.33RC----------- (for Figure 3A)=

FIGURE 2A. SQUARE WAVE DUTY CYCLE - 50% FIGURE 2B. SQUARE WAVE DUTY CYCLE - 80%

FIGURE 2. PHASE RELATIONSHIP OF WAVEFORMS

FIGURE 3A. FIGURE 3B.

FIGURE 3. POSSIBLE CONNECTIONS FOR THE EXTERNAL TIMING RESISTORS

C 82K

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

7

RA RL

V- OR GND

3

RB

V+

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

7

C 100K

RARL

V- OR GND

3

RB

V+

1kΩ

5

ICL8038

Neither time nor frequency are dependent on supply voltage,even though none of the voltages are regulated inside theintegrated circuit. This is due to the fact that both currentsand thresholds are direct, linear functions of the supplyvoltage and thus their effects cancel.

Reducing DistortionTo minimize sine wave distortion the 82kΩ resistor betweenpins 11 and 12 is best made variable. With this arrangementdistortion of less than 1% is achievable. To reduce this evenfurther, two potentiometers can be connected as shown inFigure 4; this configuration allows a typical reduction of sinewave distortion close to 0.5%.

Selecting RA, RB and CFor any given output frequency, there is a wide range of RCcombinations that will work, however certain constraints areplaced upon the magnitude of the charging current foroptimum performance. At the low end, currents of less than1µA are undesirable because circuit leakages will contributesignificant errors at high temperatures. At higher currents(I > 5mA), transistor betas and saturation voltages willcontribute increasingly larger errors. Optimum performancewill, therefore, be obtained with charging currents of 10µA to1mA. If pins 7 and 8 are shorted together, the magnitude ofthe charging current due to RA can be calculated from:

R1 and R2 are shown in the Detailed Schematic.

A similar calculation holds for RB.

The capacitor value should be chosen at the upper end of itspossible range.

Waveform Out Level Control and Power SuppliesThe waveform generator can be operated either from asingle power supply (10V to 30V) or a dual power supply(±5V to ±15V). With a single power supply the averagelevels of the triangle and sine wave are at exactly one-half ofthe supply voltage, while the square wave alternatesbetween V+ and ground. A split power supply has theadvantage that all waveforms move symmetrically aboutground.

The square wave output is not committed. A load resistorcan be connected to a different power supply, as long as theapplied voltage remains within the breakdown capability ofthe waveform generator (30V). In this way, the square waveoutput can be made TTL compatible (load resistorconnected to +5V) while the waveform generator itself ispowered from a much higher voltage.

Frequency Modulation and SweepingThe frequency of the waveform generator is a direct functionof the DC voltage at Terminal 8 (measured from V+). Byaltering this voltage, frequency modulation is performed. Forsmall deviations (e.g. ±10%) the modulating signal can beapplied directly to pin 8, merely providing DC decouplingwith a capacitor as shown in Figure 5A. An external resistorbetween pins 7 and 8 is not necessary, but it can be used toincrease input impedance from about 8kΩ (pins 7 and 8connected together), to about (R + 8kΩ).

For larger FM deviations or for frequency sweeping, themodulating signal is applied between the positive supplyvoltage and pin 8 (Figure 5B). In this way the entire bias forthe current sources is created by the modulating signal, anda very large (e.g. 1000:1) sweep range is created(f = Minimum at VSWEEP = 0, i.e., Pin 8 = V+). Care must betaken, however, to regulate the supply voltage; in thisconfiguration the charge current is no longer a function of thesupply voltage (yet the trigger thresholds still are) and thusthe frequency becomes dependent on the supply voltage.The potential on Pin 8 may be swept down from V+ by (1/3VSUPPLY - 2V).

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

7

C100kΩ

RARL

V- OR GND

3

RB

V+

1kΩ

110kΩ100kΩ

10kΩ

FIGURE 4. CONNECTION TO ACHIEVE MINIMUM SINE WAVEDISTORTION

IR1 V+ V-–( )×

R1 R2+( )----------------------------------------

1RA--------× 0.22 V+ V-–( )

RA------------------------------------= =

C 81K

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

7

RA RL

V- OR GND

3

RB

V+

R

FM

FIGURE 5A. CONNECTIONS FOR FREQUENCY MODULATION

6

ICL8038

Typical ApplicationsThe sine wave output has a relatively high output impedance(1kΩ Typ). The circuit of Figure 6 provides buffering, gainand amplitude adjustment. A simple op amp follower couldalso be used.

With a dual supply voltage the external capacitor on Pin 10 canbe shorted to ground to halt the ICL8038 oscillation. Figure 7shows a FET switch, diode ANDed with an input strobe signalto allow the output to always start on the same slope.

To obtain a 1000:1 Sweep Range on the ICL8038 thevoltage across external resistors RA and RB must decreaseto nearly zero. This requires that the highest voltage oncontrol Pin 8 exceed the voltage at the top of RA and RB by afew hundred mV. The Circuit of Figure 8 achieves this byusing a diode to lower the effective supply voltage on theICL8038. The large resistor on pin 5 helps reduce duty cyclevariations with sweep.

The linearity of input sweep voltage versus output frequencycan be significantly improved by using an op amp as shownin Figure 10.

C 81K

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

RA RL

V- OR GND

3

RB

V+

SWEEPVOLTAGE

FIGURE 5B. CONNECTIONS FOR FREQUENCY SWEEPFIGURE 5.

C

ICL8038

4 5 6 2

1110

8

7

RA

100K

V-

RB

V+

AMPLITUDE

20K

+

-741

4.7K

FIGURE 6. SINE WAVE OUTPUT BUFFER AMPLIFIERS

C

ICL8038

4 5 9

1011

8

7

RA

1N914

-15V

RB

V+

STROBE

2

2N4392

1N914

15K

100K

OFF

ON

+15V (+10V)-15V (-10V)

FIGURE 7. STROBE TONE BURST GENERATOR

0.0047µF DISTORTION

ICL8038

5 4 6 9

2121110

8

4.7K

-10V

3

+10V

20K

4.7K1K

DUTY CYCLE

15K

1N457

0.1µF

100K≈15M

10KFREQ.

FIGURE 8. VARIABLE AUDIO OSCILLATOR, 20Hz TO 20kHzY

7

ICL8038

Use in Phase Locked LoopsIts high frequency stability makes the ICL8038 an idealbuilding block for a phase locked loop as shown in Figure 9.In this application the remaining functional blocks, the phasedetector and the amplifier, can be formed by a number ofavailable ICs (e.g., MC4344, NE562).

In order to match these building blocks to each other, twosteps must be taken. First, two different supply voltages areused and the square wave output is returned to the supply ofthe phase detector. This assures that the VCO input voltagewill not exceed the capabilities of the phase detector. If asmaller VCO signal is required, a simple resistive voltagedivider is connected between pin 9 of the waveformgenerator and the VCO input of the phase detector.

Second, the DC output level of the amplifier must be madecompatible to the DC level required at the FM input of thewaveform generator (pin 8, 0.8V+). The simplest solution hereis to provide a voltage divider to V+ (R1, R2 as shown) if theamplifier has a lower output level, or to ground if its level ishigher. The divider can be made part of the low-pass filter.

This application not only provides for a free-runningfrequency with very low temperature drift, but is also has theunique feature of producing a large reconstituted sinewavesignal with a frequency identical to that at the input.

For further information, see Intersil Application Note AN013,“Everything You Always Wanted to Know About the ICL8038”.

SINE WAVE

ICL8038

4 5 6 3

11211108

7

R1

V-/GND

2

DUTYV2+

CYCLEFREQUENCY

ADJUST

ADJ.

9

SINE WAVE

TRIANGLEOUT

SINE WAVEADJ.

TIMINGCAP.

FM BIAS

SQUAREWAVE

OUT

R2

LOW PASSFILTER

DEMODULATEDFMAMPLIFIERPHASE

DETECTOR

VCOININPUT

V1+

OUT

FIGURE 9. WAVEFORM GENERATOR USED AS STABLE VCO IN A PHASE-LOCKED LOOP

3,900pF SINE WAVE

ICL8038

4 5 6 9

2121110

8

4.7kΩ

3

4.7kΩ500Ω 10kΩ

1N753A

DISTORTION

FUNCTION GENERATOR

100kΩ

+

50µF15V

1MΩ(6.2V)

HIGH FREQUENCYSYMMETRY

100kΩ

LOW FREQUENCYSYMMETRY

100kΩ

+

-741

+15V

-15V

SINE WAVEOUTPUT

+

-741

+15V

1kΩ

10kΩOFFSET

-VIN P4

1,000pF

1kΩ

FIGURE 10. LINEAR VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR

8

ICL8038

Definition of TermsSupply Voltage (VSUPPLY). The total supply voltage fromV+ to V-.

Supply Current. The supply current required from thepower supply to operate the device, excluding load currentsand the currents through RA and RB.

Frequency Range. The frequency range at the square waveoutput through which circuit operation is guaranteed.

Sweep FM Range. The ratio of maximum frequency tominimum frequency which can be obtained by applying asweep voltage to pin 8. For correct operation, the sweepvoltage should be within the range:

(2/3 VSUPPLY + 2V) < VSWEEP < VSUPPLY

FM Linearity. The percentage deviation from the best fitstraight line on the control voltage versus output frequencycurve.

Output Amplitude. The peak-to-peak signal amplitudeappearing at the outputs.

Saturation Voltage. The output voltage at the collector ofQ23 when this transistor is turned on. It is measured for asink current of 2mA.

Rise and Fall Times. The time required for the square waveoutput to change from 10% to 90%, or 90% to 10%, of itsfinal value.

Triangle Waveform Linearity. The percentage deviationfrom the best fit straight line on the rising and falling trianglewaveform.

Total Harmonic Distortion. The total harmonic distortion atthe sine wave output.

Typical Performance Curves

FIGURE 11. SUPPLY CURRENT vs SUPPLY VOLTAGE FIGURE 12. FREQUENCY vs SUPPLY VOLTAGE

FIGURE 13. FREQUENCY vs TEMPERATURE FIGURE 14. SQUARE WAVE OUTPUT RISE/FALL TIME vsLOAD RESISTANCE

SUPPLY VOLTAGE (V)

SU

PP

LYC

UR

RE

NT

(mA

)

5 10 15 20 25 305

10

15

20

25oC

125oC

-55oC

SUPPLY VOLTAGE (V)

NO

RM

AL

IZE

DF

RE

QU

EN

CY

5 10 15 20 25 30

0.98

0.99

1.01

1.03

1.00

1.02

TEMPERATURE (oC)

NO

RM

AL

IZE

DF

RE

QU

EN

CY

-50 -25 0 25 75 125

0.98

0.99

1.01

1.03

1.00

1.02

30V

20V10V

20V

30V

10V

LOAD RESISTANCE (kΩ)

106420 80

50

100

150

200

TIM

E(n

s)

125oC

FALL TIME

RISE TIME

25oC

-55oC125oC

25oC

-55oC

9

ICL8038

FIGURE 15. SQUARE WAVE SATURATION VOLTAGE vsLOAD CURRENT

FIGURE 16. TRIANGLE WAVE OUTPUT VOLTAGE vs LOADCURRENT

FIGURE 17. TRIANGLE WAVE OUTPUT VOLTAGE vsFREQUENCY

FIGURE 18. TRIANGLE WAVE LINEARITY vs FREQUENCY

FIGURE 19. SINE WAVE OUTPUT VOLTAGE vs FREQUENCY FIGURE 20. SINE WAVE DISTORTION vs FREQUENCY

Typical Performance Curves (Continued)

LOAD CURRENT (mA)

SA

TU

RA

TIO

NV

OLT

AG

E

106420 8

2

1.5

1.0

0.5

0

125oC

25oC

-55oC

LOAD CURRENT (mA)

NO

RM

AL

IZE

DP

EA

KO

UT

PU

TV

OLT

AG

E

166420 10 201814128

0.8

0.9

1.0

LOAD CURRENT

LOAD CURRENT TO V+

25oC

125oC

-55oC

TO V-

FREQUENCY (Hz)

10K1K10010 1M100K0.6

0.7

0.8

0.9

1.0

1.1

1.2

NO

RM

AL

IZE

DO

UTP

UT

VO

LTA

GE

FREQUENCY (Hz)

10K1K10010 1M100K0.01

0.1

1.0

10.0

LIN

EA

RIT

Y(%

)

FREQUENCY (Hz)

10K1K10010 1M100K

0.9

1.0

1.1

NO

RM

AL

IZE

DO

UTP

UT

VO

LTA

GE

ADJUSTED

FREQUENCY (Hz)

10K1K10010 1M100K

2

4

6

DIS

TO

RT

ION

(%)

0

8

10

12

UNADJUSTED

10

11

ICL8038

Dual-In-Line Plastic Packages (PDIP)

NOTES:

1. Controlling Dimensions: INCH. In case of conflict between Englishand Metric dimensions, the inch dimensions control.

2. Dimensioning and tolerancing per ANSI Y14.5M-1982.

3. Symbols are defined in the “MO Series Symbol List” in Section 2.2 ofPublication No. 95.

4. Dimensions A, A1 and L are measured with the package seated inJEDEC seating plane gauge GS-3.

5. D, D1, and E1 dimensions do not include mold flash or protrusions.Mold flash or protrusions shall not exceed 0.010 inch (0.25mm).

6. E and are measured with the leads constrained to be perpen-dicular to datum .

7. eB and eC are measured at the lead tips with the leads uncon-strained. eC must be zero or greater.

8. B1 maximum dimensions do not include dambar protrusions. Dambarprotrusions shall not exceed 0.010 inch (0.25mm).

9. N is the maximum number of terminal positions.

10. Corner leads (1, N, N/2 and N/2 + 1) for E8.3, E16.3, E18.3, E28.3,E42.6 will have a B1 dimension of 0.030 - 0.045 inch (0.76 -1.14mm).

eA-C-

CL

E

eA

C

eB

eC

-B-

E1INDEX 1 2 3 N/2

N

AREA

SEATING

BASEPLANE

PLANE

-C-

D1

B1B

e

D

D1

AA2

L

A1

-A-

0.010 (0.25) C AM B S

E14.3 (JEDEC MS-001-AA ISSUE D)14 LEAD DUAL-IN-LINE PLASTIC PACKAGE

SYMBOL

INCHES MILLIMETERS

NOTESMIN MAX MIN MAX

A - 0.210 - 5.33 4

A1 0.015 - 0.39 - 4

A2 0.115 0.195 2.93 4.95 -

B 0.014 0.022 0.356 0.558 -

B1 0.045 0.070 1.15 1.77 8

C 0.008 0.014 0.204 0.355 -

D 0.735 0.775 18.66 19.68 5

D1 0.005 - 0.13 - 5

E 0.300 0.325 7.62 8.25 6

E1 0.240 0.280 6.10 7.11 5

e 0.100 BSC 2.54 BSC -

eA 0.300 BSC 7.62 BSC 6

eB - 0.430 - 10.92 7

L 0.115 0.150 2.93 3.81 4

N 14 14 9

Rev. 0 12/93

12

All Intersil products are manufactured, assembled and tested utilizing ISO9000 quality systems.Intersil Corporation’s quality certifications can be viewed at website www.intersil.com/design/quality

Intersil products are sold by description only. Intersil Corporation reserves the right to make changes in circuit design and/or specifications at any time without notice.Accordingly, the reader is cautioned to verify that data sheets are current before placing orders. Information furnished by Intersil is believed to be accurate and reliable. How-ever, no responsibility is assumed by Intersil or its subsidiaries for its use; nor for any infringements of patents or other rights of third parties which may result from its use. Nolicense is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Intersil or its subsidiaries.

For information regarding Intersil Corporation and its products, see web site www.intersil.com

Sales Office HeadquartersNORTH AMERICAIntersil Corporation2401 Palm Bay Rd., Mail Stop 53-204Palm Bay, FL 32905TEL: (321) 724-7000FAX: (321) 724-7240

EUROPEIntersil SAMercure Center100, Rue de la Fusee1130 Brussels, BelgiumTEL: (32) 2.724.2111FAX: (32) 2.724.22.05

ASIAIntersil Ltd.8F-2, 96, Sec. 1, Chien-kuo North,Taipei, Taiwan 104Republic of ChinaTEL: 886-2-2515-8508FAX: 886-2-2515-8369

ICL8038

Ceramic Dual-In-Line Frit Seal Packages (CERDIP)

NOTES:

1. Index area: A notch or a pin one identification mark shall be locat-ed adjacent to pin one and shall be located within the shadedarea shown. The manufacturer’s identification shall not be usedas a pin one identification mark.

2. The maximum limits of lead dimensions b and c or M shall bemeasured at the centroid of the finished lead surfaces, whensolder dip or tin plate lead finish is applied.

3. Dimensions b1 and c1 apply to lead base metal only. DimensionM applies to lead plating and finish thickness.

4. Corner leads (1, N, N/2, and N/2+1) may be configured with apartial lead paddle. For this configuration dimension b3 replacesdimension b2.

5. This dimension allows for off-center lid, meniscus, and glassoverrun.

6. Dimension Q shall be measured from the seating plane to thebase plane.

7. Measure dimension S1 at all four corners.

8. N is the maximum number of terminal positions.

9. Dimensioning and tolerancing per ANSI Y14.5M - 1982.

10. Controlling dimension: INCH.

bbb C A - BS

c

Q

L

ASEATING

BASE

D

PLANE

PLANE

-D--A-

-C-

-B-

α

D

E

S1

b2b

A

e

M

c1

b1

(c)

(b)

SECTION A-A

BASE

LEAD FINISH

METAL

eA/2

A

M

S S

ccc C A - BM DS S aaa C A - BM DS S

eA

F14.3 MIL-STD-1835 GDIP1-T14 (D-1, CONFIGURATION A)14 LEAD CERAMIC DUAL-IN-LINE FRIT SEAL PACKAGE

SYMBOL

INCHES MILLIMETERS

NOTESMIN MAX MIN MAX

A - 0.200 - 5.08 -

b 0.014 0.026 0.36 0.66 2

b1 0.014 0.023 0.36 0.58 3

b2 0.045 0.065 1.14 1.65 -

b3 0.023 0.045 0.58 1.14 4

c 0.008 0.018 0.20 0.46 2

c1 0.008 0.015 0.20 0.38 3

D - 0.785 - 19.94 5

E 0.220 0.310 5.59 7.87 5

e 0.100 BSC 2.54 BSC -

eA 0.300 BSC 7.62 BSC -

eA/2 0.150 BSC 3.81 BSC -

L 0.125 0.200 3.18 5.08 -

Q 0.015 0.060 0.38 1.52 6

S1 0.005 - 0.13 - 7

α 90o 105o 90o 105o -

aaa - 0.015 - 0.38 -

bbb - 0.030 - 0.76 -

ccc - 0.010 - 0.25 -

M - 0.0015 - 0.038 2, 3

N 14 14 8

Rev. 0 4/94

proyecto fin de carrera cargador de …deeea.urv.cat/public/propostes/pub/pdf/145pub.pdf ·...

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