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애플리케이션 노트 AN-47 TOPSwitch-JX 제품군
www.powerint.com 2010년3월
디자인 안내서
®
소개
TOPSwitch-JX는오프라인파워서플라이용으로설계된고집적모놀리식오프라인스위칭IC입니다.TOPSwitch-JX를사용하면모든부하상태에서높은효율을제공하는동시에파워서플라이를최대244W까지설계할수있습니다.TOPSwitch-JX는또한부하가낮을때그리고대기(무부하)모드작동시매우탁월한성능을지닙니다.TOPSwitch-JX제품군을통해설계자는최신에너지효율표준에대한효율성요구사항을쉽게충족할수있습니다.혁신적인독점기능을이용하여전체설계기간과시스템비용은줄이면서비용적으로효율적이고컴팩트한스위칭파워서플라이를설계할수있습니다.TOPSwitch-JX제품군은강력한기능을갖춘파워서플라이의설계를가능하게해주며,출력OVP(과전압보호),출력OPP(과부하보호),히스테리시스(Hysteresis)를갖고있는써멀보호등의강화된안전기능도갖추고있습니다.
이제품군의각제품에는고압파워MOSFET및해당컨트롤러가모놀리식으로집적되어있습니다.내부스타트업바이어스전류는DRAIN핀에연결된고압전류소스에서끌어오기때문에스타트업용외부회로가필요하지않습니다.내부오실레이터는주파수를변조(지터)하기때문에EMI를감소시킵니다.또한IC에는시스템을보호하는기능도있습니다.오토리스타트기능은과부하,출력쇼트또는오픈루프상태에서MOSFET,트랜스포머및출력다이오드의파워손실을제한합니다.히스테리시스(Hysteresis)를갖고있는써멀셧다운자동복구기능은접합온도가안전한계치를초과하는경우MOSFET스위칭을비활성화시킵니다.프로그래밍가능한UV/OV(저전압/과전압)탐지기능을통해라인새그또는라인서지상태에서파워서플라이를글리치발생없이시작하거나셧다운할수있습니다.파워인테그레이션스의EcoSmart®기술을사용하면
TOPSwitch-JX제품군을사용한파워서플라이의무부하소비전력을100mW아래로낮추고전체입력전압및부하범위에서일정한효율을유지할수있습니다.TOPSwitch-JX솔루션제품군은EUCoC(EuropeanCodeofConduct),ECEuP,ENERGYSTAR등의에너지효율표준을쉽게충족시킵니다.
기본적인 회로 구성
정전류,정전력출력등애플리케이션별요구사항에대한논의는본디자인안내서에서다루지않습니다.하지만여기에나온기본컨버터설명에추가적인회로를덧붙임으로써해당요구사항들을충족시킬수있습니다.추가적인회로기능,설계예제및기타정보에대한자세한내용은PowerIntegrations웹사이트를참조하거나PI영업담당자에게문의하십시오.
범위
이애플리케이션노트는TOPSwitch-JX제품군을사용하여절연AC-DC플라이백파워서플라이를설계하는엔지니어를위하여제작되었습니다.여기에는엔지니어가신속하게주요부품을선택하고적절한트랜스포머설계를완성하는데도움이되는지침이포함되어있습니다.이러한작업을간소화시키도록본애플리케이션노트에서는PIExpert®설계소프트웨어(www.powerint.com을통해무료로사용가능)의일부인PIXls설계스프레드시트를직접인용하고있습니다.기본적인TOPSwitch-JX플라이백파워서플라이가그림1에나와있습니다.이는본애플리케이션노트전반의설명에서사용되는부품의참조회로역할도합니다.
그림1.1차측센싱출력과전압보호,입력저전압록아웃,입력과전압셧다운및프로그래밍가능한전류제한기능을갖춘일반적인TOPSwitch-JX플라이백파워서플라이
PI-5840-021110
AC IN
DC OUT
D
S
CTOPSwitch-JXCONTROL
ROVPVROVP
RIL
RLS
V
+
-
FX
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애플리케이션 노트
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AN-47
이애플리케이션노트외에TOPSwitch-JXRDK(참조디자인키트)도유용하게활용할수있습니다.본노트와해당참조디자인키트에는각각전체기능을사용할수있는엔지니어링프로토타입보드,엔지니어링보고서,디바이스샘플이들어있습니다.관련내용에대하여더자세하게설명되어있는PIExpert나RDK의입수,그리고본자료의최신본은www.powerint.com를통하여확인할수있습니다.
빠른 시작
파워서플라이설계및파워인테그레이션스의설계소프트웨어에익숙한경우,뒤에설명될단계별설계방식을건너뛰고곧바로아래정보를통해트랜스포머를신속하게설계하고첫프로토타입을제작하는데필요한부품을선택할수있습니다.이경우아래에설명된정보를PIXls스프레드시트에입력하기만하면나머지파라미터는기본설계사항에따라자동으로선택됩니다.스프레드시트셀위치는대괄호로묶인[셀]을참조하여주십시오.
• AC입력범위VACMIN,VACMAX와최소입력주파수fL입력[B3,B4,B5]
• 정상출력전압VO입력[B6]• 피크부하상태의설계일경우,평균출력전력또는연속(평균)
출력전력입력[B7]• 피크부하전류가있는설계일경우,피크부하전류입력또
는입력란비워두기[B8]• 예상효율입력[B11]• 유니버셜입력전압(85-265VAC)또는단일
• 100/115VAC(85-132VAC)설계일경우0.8,단일230VAC(185-265VAC)디자인일경우0.85.최대부하및VACMIN에서측정한결과에따라조정
• 손실배분계수Z입력[B12]• 일반적인애플리케이션의경우0.5(첫프로토타입보드
평가후이에따라값조정)• 입력커패시턴스입력(CIN)[B15]
• 유니버셜(85-265VAC)또는단일(100/115VAC)의경우2~3µF/W
• 단일(185-265VAC)의경우1µF/W단일230VAC사용• 드롭다운목록에서TOPSwitch-JX부품을선택하거나직접
입력[B19]• 아래표에서출력전력및라인입력전압에따라디바이스
선택• 작동주파수입력–[B24]• 66kHz의경우"H"• 132kHz의경우"F"
• 드롭다운메뉴에서코어유형선택(원하는경우)[B54]• 권장코어크기를입력하지않을경우자동으로선택됨
• 경고가나타나면,아래스프레드시트F열에있는지침에따라설계를변경
• 트랜스포머제작• 주요부품선택• 7단계에서12단계까지참조• 프로토타입을제작하고필요한경우설계를반복하여스프레드
시트에서예상치를측정값으로적절하게변경(예:효율성,VMIN).• 파워인테그레이션스에서는트랜스포머프로토타입개발
서비스와다른공급업체로의링크를제공합니다.자세한내용은www.powerint.com/componentsuppliers.htm을참조하십시오.
표1.출력전력표
참고:1.자세한내용은데이터시트의주요애플리케이션고려사항참조.2.일반비환기밀폐구조(non-ventilatedenclosed)어댑터에서의최대연속전력은주변온도+50°C에서측정.3.주변온도+50°C의오픈프레임설계시최대연속전력.4.230VAC또는110/115VAC(배전압포함).5.패키지E:eSIP-7C,V:eDIP-12.데이터시트의부품주문정보참조.
출력 전력표
PCB 구리 영역1 금속 히트싱크1
제품5230VAC ±15%4 85-265VAC
제품5230VAC ±15%4 85-265VAC
어댑터2 오픈프레임3 어댑터2 오픈프레임3 어댑터2 오픈프레임3 어댑터2 오픈프레임3
TOP264VG 21W 34W 12W 22.5W TOP264EG/VG 30W 62W 20W 43W
TOP265VG 22.5W 36W 15W 25W TOP265EG/VG 40W 81W 26W 57W
TOP266VG 24W 39W 17W 28.5W TOP266EG/VG 60W 119W 40W 86W
TOP267VG 27.5W 44W 19W 32W TOP267EG/VG 85W 137W 55W 103W
TOP268VG 30W 48W 21.5W 36W TOP268EG/VG 105W 148W 70W 112W
TOP269VG 32W 51W 22.5W 37.5W TOP269EG/VG 128W 162W 80W 120W
TOP270VG 34W 55W 24.5W 41W TOP270EG/VG 147W 190W 93W 140W
TOP271VG 36W 59W 26W 43W TOP271EG/VG 177W 244W 118W 177W
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단계별 트랜스포머 설계 절차 소개
본설계절차를통해피크출력전력필요여부에관계없이파워서플라이를설계할수있습니다.피크파워가필요한경우,디바이스전류제한은짧은기간동안피크파워를전달할수있도록변경됩니다.그기간은TOPSwitch-JX패키지의온도특성과회로내의다른부품정격에의하여결정됩니다.
평균전력이증가하게되면트랜스포머와디바이스온도를측정한결과에따라권선의구리면적을증가시키기위하여그리고/또는디바이스의발열량을늘리기위하여더큰트랜스포머를사용하여야할수도있습니다.
전력표(표1)에는밀폐된어댑터및오픈프레임애플리케이션에서모두얻을수있는피크전력및연속(평균)전력수준에대한지침이나와있습니다.외부히트싱크가없는V패키지의경우,어댑터와오픈프레임의전력값이열적으로제한되어있습니다.피크값은전기적으로제한된출력전력을나타내며전류제한(ILIM(MIN))에서작동하는것으로간주됩니다.E패키지의경우,어댑터전력값도열적으로제한되어있지만오픈프레임값은전기적으로제한되어있으므로피크출력전력도나타냅니다.연속전력값은열적으로제한되어있어최악의조건에서는연속전력상한을나타내지만이는애플리케이션에따라달라질수있습니다.예를들어DVD플레이어의드로워를닫는데필요한1초피크처럼피크전력상태에서듀티사이클이매우낮을경우,디바이스(및트랜스포머)의온도상승은연속평균전력의한작용일뿐입니다.그러나과다한듀티사이클에서피크전력이반복되는경우,설계시피크전력을제한계수로간주해야합니다.
그림2에는서로다른두가지피크부하상태로설계의평균전력필요량을계산하는방법이나와있습니다.
PAVE = P1 + P3 - P1] g# d1 + P2 - P1] g# d2
d1 = TDt1,d2 = T
Dt2
PX는서로다른출력전력상태이고DtX는각피크전력상태지속기간이며,T는펄스형부하상태의한개사이클기간입니다.
설계과정에서피크전력및연속전력(평균)을지정해야합니다.설계에피크전력필요량이없는경우,연속전력과피크전력에같은값을사용해야합니다.
피크전력은TOPSwitch-JX디바이스를선택하고최소입력라인전압에서전력을공급하는트랜스포머를설계하는경우에사용되고,연속전력(또는피크부하가주기적인경우평균전력)은열설계에사용되며트랜스포머와히트싱크의크기에영향을미칠수도있습니다.
1단계. 애플리케이션 변수 VACMIN, VACMAX, fL, VO, PO(AVE), PO(PEAK), h, Z, VB, tC, CIN 입력
표2에서입력전압범위를결정합니다.
입력 주파수, fL
유니버셜또는단일100VAC입력의경우50Hz,단일115VAC입력의경우60Hz,단일230VAC입력의경우50Hz입니다.이들값은최소값대신일반적인주파수를나타냅니다.대부분의애플리케이션에대해서이값은적절한전체설계마진을제공합니다.최악의경우또는제품사양서에따라설계할경우6%까지수치를줄이십시오(47Hz또는56Hz).반파정류의경우fL/2를사용하십시오.DC입력의경우B67및B68셀에직접전압을입력하십시오.
정격 출력 전압, VO(V)연속부하상태에서는메인출력의정격출력전압을입력하십시오.일반적으로메인출력은피드백이파생되는출력입니다.
공칭 입력 전압(VAC) VACMIN VACMAX
100/115 85 132
230 195 265
유니버셜 85 265
그림2.연속(평균)출력전력계산의예
그림3.TOPSwitch-JX설계스프레드시트의애플리케이션변수섹션
표2.전세계입력라인전압표준범위
애플리케이션 변수 입력 설계 제목
VACMIN 85 Volts 최소 AC 입력 전압
VACMAX 265 Volts 최대 AC 입력 전압
fL 50 Hertz AC 메인 주파수
VO 5.00 Volts 출력 전압(메인)
PO_AVG 35.00 Watts 평균 출력 전력
PO_PEAK 35.00 Watts 피크 출력 전력
히트싱크 종류 외부 외부 히트싱크 종류
인클로저 어댑터 오픈 프레임 인클로저는 충분한 공기 흐름를 제공하며 어댑터는 밀폐형 인클로저를 의미함.
n 0.80 %/100 예상 효율성
Z 0.50 손실 배분 계수
VB 12 Volts 바이어스 전압 - 무부하 및 VMAX에서 VB는 8V보다 높음
tC 3.00 ms 브리지 다이오드 예상 도통 시간
CIN 68.0 68 uFarads 입력 필터 커패시터
PI-
4329
-030
906
P3
Power (W)
Time (t)
T
∆t1 ∆t2
P2
P1
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연속/평균 출력 전력 PO(AVE)(W)파워서플라이의평균출력전력을입력하십시오.파워서플라이가다출력파워서플라이인경우,전체출력의총전력합계를입력하십시오.
피크 출력 전력 PO(PEAK)(W)피크부하상태에서의피크출력전력을입력하십시오.설계에피크부하상태가없는경우,이입력란을비워두십시오.값은PO(AVE)와같은것으로간주됩니다.PO(PEAK)는1차측인덕턴스값을계산하는데사용됩니다.
다중출력설계에서메인출력(일반적으로피드백이파생되는출력)의출력전력은설계에서피크전력(또는적용하고자하는최대연속출력전력)이전체출력의출력전력합계와일치하도록증가해야합니다.그런다음각출력전압및전류를스프레드시트아래([B122-B168]셀)에입력해야합니다.
히트싱크 종류 및 인클로저 선택인클로저는TOPSwitch-JX디바이스의최대전력용량을결정합니다.파워서플라이가밀폐된플라스틱케이스안에들어있을경우(노트북파워서플라이와비슷함),어댑터인클로저를선택하십시오.반면파워서플라이의공기흐름이더나은경우,오픈프레임인클로저를선택하십시오.
선택한패키지에따라알맞은히트싱크종류를선택할수있습니다.E패키지는항상외부히트싱크가필요하지만V패키지는외부히트싱크에관계없이사용할수있습니다.히트싱크없이사용할경우PCB의구리패턴영역에서만히트싱크역할을제공합니다.하지만외부히트싱크와비교하여늘어난PCB의열저항때문에이구조의최대전력용량은감소됩니다.
파워 서플라이 효율,h풀부하상태와입력전압이가장안좋은경우(일반적으로가장낮은입력전압),출력케이블의종단에서측정한전체파워서플라이의예상효율성을입력하십시오.효율값은85VAC에서VACMIN의경우80%,195VAC의경우85%로시작하십시오.이는출력전력의대부분이12V의출력전압에서공급되고2차측에출력전류가감지되지않는설계에서일반적입니다.5V출력에서는85VACVACMIN의경우75%,195VAC의경우80%의시작값이권장됩니다.프로토타입을제작하였으면측정된효율성을입력하고해당되는경우추가로트랜스포머설계를반복할수있습니다.
파워 서플라이 손실 배분 계수, Z이계수는파워서플라이의1차와2차측에서일어나는전체파워손실중2차측과관계된파워손실비율을나타냅니다.Z계수는계산된효율을사용하여파워단이전달해야하는실제파워를계산합니다.예를들어입력단(EMI필터,정류등)손실은파워로전달되지않으므로(트랜스포머를통해전달)효율성이떨어지더라도트랜스포머설계에는영향이미치지않습니다.
Total LossesSecondary Side Losses
Z =
1차측손실로는입력정류기및EMI필터에서발생한손실,MOSFET유도손실,1차측권선손실등을예로들수있습니다.2차측손실로는2차다이오드,2차권선및코어손실,1차측클램프회로및바이어스권선과연관된손실등을예로들수있습니다.피크전력필요량이없는설계의경우,값0.5가권장됩니다.피크전력필요량이있는설계의경우0.65를입력하십시오.이차이는피크전력부하에서입력단손실이증가되기때문입니다.
바이어스 권선 출력 전압(VB)바이어스권선출력에서전압을입력하십시오.시작값으로15V가권장됩니다.바이어스권선출력이1차측(비절연)보조출력으로사용되는등의경우전압을다른값으로설정할수도있습니다.전압이높은경우무부하입력전력이증가되며저부하에서는옵토커플러를올바르게바이어스상태로유지하는데필요한전압이충분하지않을수있어출력레귤레이션의손실이발생하므로8V보다낮은값은권장되지않습니다.바이어스권선출력필터에는최소값으로10µF,50V의전해질커패시터를사용하는것이좋습니다.
브리지 다이오드 전도 시간, tC(ms)더적합한데이터가없는경우브리지다이오드전도시간을3.00ms로입력하십시오.
총 입력 커패시턴스, CIN(µF)표3에는다양한AC입력전압범위에서입력커패시턴스를계산할때사용하기에적절한증배계수가나와있습니다.
표3.다양한입력전압범위에서의권장총입력커패시턴스
커패시턴스는입력캐패시터전반의최소및최대DC전압을계산하는데사용되며최소DC입력전압,VMIN을70V보다높게유지해야합니다.
2단계 – 다음 TOPSwitch-JX 변수 입력:디바이스, 전류 제한, VOR, VDS, VD, 올바른 TOPSwitch-JX 디바이스 선택
우선TOPSwitch-JX전력표를참조하여피크출력전력설계에따라디바이스를선택합니다.그런다음파워서플라이가완전밀폐형인경우연속전력을전력표의어댑터열에있는수치와비교하거나,파워서플라이가오픈프레임설계인경우오픈프레임열과비교합니다.연속전력이전력표(표1)에나온값을초과하는경우,그다음으로큰디바이스를선택해야합니다.마찬가지로연속전력이전력표에나온어댑터전력수준과비슷한경우,측정된프로로타입의열성능에따라더큰디바이스로바꿔야할수도있습니다.
AC 입력 전압(VAC)출력 전력(W)당 총 입력 커패시
턴스(µF/W) 전파 정류
100/115 2–3
230 1
85-265 2–3
그림4.회색오버라이드셀로표시된DC입력설계용DC입력전압파라미터
DC 입력 전압 파라미터VMIN 74 Volts 최소 DC 입력 전압VMAX 375 Volts 최대 DC 입력 전압
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외부 전류 제한 감소 계수, KI계수KI는전류제한기준값을설정합니다.따라서이계수를사용하면전류제한수준을전력공급에필요한최소피크전류(IP)보다약간높게조정할수있습니다.이계수는피크자속밀도(BP)를제한하여과부하에서그리고스타트업시트랜스포머설계를최적화합니다.
효율성을높이고열성능을개선하기위해,더큰디바이스의전류제한이원래선택한디바이스와같도록KI값을줄여전력공급에필요한디바이스보다더큰TOPSwitch-JX디바이스를선택할수도있습니다.
높은 입력 전압 작동 모드이파라미터는높은입력전압에서TOPSwitch-JX작동모드를확인합니다.높은입력전압에서는스위칭주파수지터기능이활성화되므로전주파수모드에서작동하는것이좋습니다.TOPSwitch-JX데이터시트에서작동모드에대한설명을참조하십시오.이기능덕분에EMI성능이향상됩니다.
반사 출력 전압, VOR(V)이파라미터는다이오드가도통하는기간동안의2차권선전압으로이전압은트랜스포머의권선비를통해1차권선으로다시반사됩니다.기본설정값은135V이며,스프레드시트에서경고가발생하지않을경우에는VOR을80V에서135V까지사용할수있습니다.설계를최적화하기위해다음상관관계를고려해야합니다.1. VOR이높으면VMIN에서전력공급이증가하여입력커패시턴
스값이최소화되고지정된TOPSwitch-JX디바이스로부터의전력공급은최대화됩니다.
2. VOR이높으면출력다이오드의전압스트레스가감소하여경우에따라서는더낮은순방향강하쇼트키다이오드를사용하여효율성을더높일수있습니다.
3. VOR이높으면다중출력설계에서누설인덕턴스및파워서플라이의효율성을떨어뜨리는클램프손실이증가하며크로스레귤레이션성능이저하될수있습니다.
4. VOR이높으면2차측피크전류및RMS전류가증가하여2차측구리손실및다이오드손실이늘어날수있습니다.
최적의VOR값선택은특정애플리케이션에따라달라지며위에서언급된요인들의조합결과를기반으로합니다.
저전압출력(약5V또는다중출력설계)의경우,일반적으로약100V~110V의낮은VOR이더적합합니다.고전압출력(12V이상)의경우,약120V및135V의높은VOR이더적합합니다.
일반적으로80V이상의값이권장됩니다.VOR이낮으면스타트업시,특히모든출력이5V를초과하는설계에서MOSFET자체보호기능이과도하게트리거될수도있습니다(표4요약내용참조).
TOPSwitch-JX ON 상태시의 DRAIN과 SOURCE 핀 간 전압, VDS(V)이파라미터는TOPSwitch-JX의DRAIN과SOURCE핀양단에서발생하는ON상태시의평균전압입니다.기본적으로회색오버라이드셀이비어있는경우,값은기본값10V로간주됩니다.더적합한데이터가없는경우기본값을사용하십시오.
출력 다이오드 순방향 전압 강하, VD(V)출력다이오드의평균순방향전압강하를입력하십시오.더적합한데이터가없는경우쇼트키다이오드는0.5V,PN정션다이오드는0.7V를사용하십시오.기본값은0.5V로간주됩니다.
바이어스 권선 다이오드 순방향 전압 강하, VDB(V)바이어스권선출력다이오드의평균순방향전압강하를입력하십시오.PN다이오드의경우0.7V를사용하십시오.
피크 전류에 대한 리플 비, KP그림6에는연속도통모드를나타내는1보다작은KP가나와있습니다.KP는피크1차전류에대한리플비입니다.
그림7에는불연속도통모드를나타내는1보다크거나같은KP가나와있습니다.KP는2차다이오드도통시간에대한1차측MOSFET오프타임비율입니다.
KP값은0.3<KP<6범위에있어야하며,값이이범위를벗어나는경우설명셀의지침을참조하십시오.
KP값이1보다작으면1차RMS전류가감소되어효율성이높아집니다.100/115VAC및유니버셜입력의경우범위가0.4와0.6사이인것에비해,230VAC의경우에는높은전압수준에서드레인노드커패시턴스의방전으로인해발생하는매우크고광범위한리딩엣지전류스파이크를감당할수있도록0.6과0.8사이의KP가권장됩니다.
스프레드시트에서는설계에필요한피크1차전류,RMS리플전류,평균1차전류,최대듀티사이클값이계산됩니다.
그림5.설계스프레드시트의TOPSwitch-JX섹션
TOPSWITCH-JX 변수 입력TOPSwitch-JX TOP266E 유니버셜/피크 115 배전압/230V선택한 디바이스 TOP266E 출력 전압 40 W / 86 W 60WKI 0.53 외부 Ilimit 감소 계수(기본 ILIMIT의 경우 KI=1.0, 낮은 ILIMIT의 경우 KI < 1.0)ILIMITMIN_EXT 1.257 Amps 외부 ILIMIT 설정 시 1% 저항 사용
ILIMITMAX_EXT 1.446 Amps 외부 ILIMIT 설정 시 1% 저항 사용
주파수(F)=132kHz, (H)=66kHz F F 1/2 주파수의 경우 'H' - 66kHz 선택, 풀 주파수의 경우 'F' - 132kHz 선택
fS 132000 Hertz TOPSwitch-JX 스위칭 주파수: 132kHz와 66kHz 사이에서 선택
fSmin 119000 Hertz TOPSwitch-JX 최소 스위칭 주파수
fSmax 145000 Hertz TOPSwitch-JX 최대 스위칭 주파수
높은 입력 전압 작동 모드 FF 풀 주파수, 지터 사용
VOR 135.00 Volts 반사 출력 전압
VDS 10 Volts TOPSwitch ON 상태 Drain핀과 Source핀 간 전압 VD 0.50 Volts 출력 권선 다이오드 순방향 전압 강하
VDB 0.70 Volts 바이어스 권선 다이오드 순방향 전압 강하
KP 0.50 피크 전류에 대한 리플 비(0.3 < KRP < 1.0: 1.0 < KDP < 6.0)
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KP ≡ KRP =
(a) 연속,
(b) 경계선 연속/불연속, KP = 1
IR
IP
IPIR
IP
IR
PI-2587-011410
KP < 1
KP ≡ KDP =
T = 1/fS
T = 1/fS
(1-D) × T
(1-D) × T = t
t
D × T
D × T
(b) 경계선 불연속/연속, KP = 1
(a) 불연속, KP > 1
PI-2578-011410
(1-D) × T
t
성능 목표 권장 VOR 값 설명
최대출력전력/최소형의TOPSwitch-JX디바이스
135V 디바이스의전력최대화
최고효율 100V-120V 출력다이오드의컨덕션로스와누설인덕턴스로인한손실을최소화함
다중출력설계 90V-110V 트랜스포머누설인덕턴스및2차측피크전류를줄여크로스레귤레이션개선
표4.권장VOR값
그림6.연속모드전류파형,KP≤1
그림7.불연속모드전류파형,KP≥1
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3단계 – 보호 기능, 입력 저전압/과전압, 출력 OVP(과전압 보호), 출력 OPP(과부하 보호) 선택 – 옵션
TOPSwitch-JX의입력저전압록아웃기능(옵션)은파워서플라이의시작전압을지정하고입력전압이정상작동범위보다낮을때파워서플라이출력이글리치되는것을방지합니다.입력커패시터의저항을V핀에연결하면이기능을사용할수있습니다.VUV(START-UP)옆에있는셀에입력커패시터전체에걸쳐원하는DC전압을입력하십시오.이전압에서파워서플라이가작동하게됩니다.스프레드시트에서는가장근사치인표준5%저항값RLS가계산됩니다.
RLS값은또한입력OV기준값을나타냅니다.VOV(SHUTDOWN)옆에있는셀에는파워서플라이가입력과전압상태로인해작동을멈추는전압이표시됩니다.
출력 과전압 셧다운 – 옵션바이어스권선의출력전압은1차측센싱출력과전압을제공하는데사용될수있습니다.이는피드백회로의부품이잘못될경우파워서플라이를보호할수있는경제적인방법입니다.
이기능은그림1에서보는것처럼직렬로연결된저항과제너다이오드를바이어스권선출력에서V핀으로연결하여활성화할수있습니다.스프레드시트에서는피드백손실시동적부하변동과같은과도상태에서거짓트리거를발생하지않고셧다운을시작하는데필요한제너다이오드값이추정됩니다.
고장상태시,바이어스권선전압이상승하여제너다이오드가도통되고전류가V핀으로흐르게됩니다.이전류가112µA(IOV)를초과하는경우스위칭이즉시해제됩니다.스위칭은이전류가100µs내에108µA아래로떨어지면언제든지다시시작될수있습니다.그러나100µs가지나면파워서플라이가오토리스타트모드로바뀝니다.이는출력전압이더이상상승하지않도록하기위해서이나파워서플라이의래칭은해제되지않습니다.스위칭은전류가V핀히스테리시스(Hysteresis)필요량인4µA보다많이줄어들때다시가능해집니다.제너및V핀을통하는전류가336µA를초과하는경우TOPSwitch-JX의래칭셧다운기능이트리거되고파워서플라이의래칭이해제됩니다.래칭상태를리셋하려면CONTROL핀커패시터가VC(RESET)(~3V)아래로방전될때까지입력AC공급을중단하거나X핀전류가27µA아래로떨어지도록해야합니다.
일반적인회로에서높은직렬저항ROVP의경우,대략5.1kW에서비래칭셧다운이발생합니다.4.7W와22W사이의낮은저항에서는래칭셧다운이발생합니다.
노이즈커플링을방지하려면저항을V핀에연결하고제너다이오드캐소드를바이어스권선출력에연결하는것이좋습니다.
만약OVP부품을맞춘상태라면입력UV기준값보다높은AC를인가해서파워서플라이동작까지최대2s정도더지연됩니다.이지연은ROVP와VROVP를통해V핀이바이어스권선커패시터를충전하는시간에의해발생합니다.소신호(예:BAV21/1N4148)다이오드를VROVP와직렬로추가연결하면이러한지연을방지할수있습니다(그림21참조).
출력 전력 제한과 입력 전압 비교(옵션)TOPSwitch-JX의X핀은선택한부품에대해전류제한값을최대내부전류제한보다낮게프로그래밍하는데사용할수있습니다.X핀에서SOURCE핀에연결된저항(그림1의RIL)을통해외부에서프로그래밍된전류제한을선택할수있습니다.전류제한저항선택곡선은데이터시트를참조하십시오.
그림12에서처럼X핀에서DC버스로연결된두번째저항(RPL)을추가하면입력전압의기능으로서프로그래밍한전류제한을낮출수있습니다.CCM모드(ContinuousConductionMode)로낮은입력전압(KP<1)에서작동하는일반적인플라이백파워서플라이는높은입력전압에서200~300%만큼높은과부하전력용량을지니므로이러한방식의저항추가는바람직하다고할수있습니다.특정애플리케이션에서는과부하고장시증가된손실을처리하기위해많은수의출력다이오드,트랜스포머,출력커패시터를설계해야할수도있습니다.
PIXls스프레드시트에서는선택한TOPSwitch-JX부품과선택한KP값에따라전력제한과라인비교에필요한두저항값이계산됩니다.VMIN에서대상전류제한값은ILIMIT(MIN_EXT)와같습니다.고전압에서대상전류제한값은VMAX에서지정된PO(PEAK)에마진계수,과부하전류제한비율을곱한값을토대로계산됩니다.권장값120%를사용하면스타트업시,특히고출력전압설계에서MOSFET보호모드가트리거되지않습니다.더낮은값도허용되지만이경우높은입력라인전압에서최대(피크)부하로스타트업시켜봐야합니다.
저항값은TOPSwitch-JX데이터시트에서제공되는최악조건에서의전류제한감소곡선을사용하여계산됩니다.
그림8.설계스프레드시트의회로보호부품섹션
보호 기능라인 센싱 V 핀 기능
VUV_STARTUP 95 Volts 파워 서플라이가 시작되는 최소 DC 버스 전압
VOV_SHUTDOWN 445 Volts 파워 서플라이가 종료되는 일반적인 DC 버스 전압(최대)
RLS 4.0 MΩ 라인 센싱 기능의 경우, 직렬로 연결된 표준 2MΩ, 5% 저항 두 개 사용
출력 과전압
VZ 22 Volts 출력 과전압 셧다운 보호를 위한 제너 다이오드 정격 전압
RZ 5.1 kΩ 출력 OVP 저항. 래칭 셧다운의 경우,대신 20Ω 저항을 사용함
출력 과부하 보호 X 핀 기능
VMAX에서 과부하 전류 비 1.2VMAX에서 전류 제한에 대한 원하는 마진 입력. 값이 1.2인 경우 전류 제한이 VMAX에서 1차측 피크 전류보다 20% 더 높아야 함
VMIN에서 과부하 전류 비 1.08 낮은 입력 전압에서 전류 제한에 대한 마진
ILIMIT_EXT_VMIN 1.16 A VMIN에서 1차측 피크 전류
ILIMIT_EXT_VMAX 1.04 A VMAX에서 1차측 피크 전류
RIL 11.74 kΩ 전류 제한/전력 제한 저항RPL 해당 없음 MΩ 저항이 필요하지 않음. RIL 저항만 사용함
전류 파형 파라미터DMAX 0.68 최대 듀티 사이클(PO_PEAK에서 계산됨)
IAVG 0.59 Amps 평균 1차측 전류(평균 출력 전력에서 계산됨)IP 1.16 Amps 1차측 피크 전류(피크 출력 전력에서 계산됨)IR 0.58 Amps 1차측 리플 전류(평균 출력 전력에서 계산됨)IRMS 0.73 Amps 1차측 RMS 전류(평균 출력 전력에서 계산됨)
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4단계 – 출력 전력에 따른 코어 및 보빈 선택 및 AE, LE, AL, BW, M, L, NS 입력
코어유효단면적,AE:(cm2)코어유효경로길이,LE:(cm).갭이없는코어유효인덕턴스,AL:(nH/턴2).보빈폭,BW:(mm)총마진의1/2인테이프마진폭,M(mm)1차레이어,L2차측턴,NS
코어 유형코어유형셀이비어있는경우,스프레드시트는기본적으로널리사용되는코어중지정된연속(평균)출력전력에적합한가장작은코어를적용합니다.사용가능한전체코어목록은PIXls설계소프트웨어도구모음에있는드롭다운목록에서선택할수있습니다.
회색오버라이드셀은코어와보빈파라미터를직접입력하는데사용할수있습니다.이는목록에없는코어를선택하거나특정코어또는보빈정보가스프레드시트에나온정보와다를경우에유용합니다.
표5에는널리사용되는코어목록과일반적인설계에서이들코어를사용수있는전력레벨이나와있습니다.
안전 마진, M(mm)1차와2차사이에안전절연거리가필요한설계에서3중절연선을사용하지않을경우,각보빈측면에사용할안전마진폭을여기에입력해야합니다.유니버셜입력설계의경우,6.2mm의총권선마진이필요하며스프레드시트에값을3.1mm로입력해야합니다.수직타입보빈의경우마진은대칭적이지않습니다.하지만총6.2mm의마진이필요한경우,마진이보빈의한쪽면에만사용되더라도3.1mm를입력해야합니다.
3중절연와이어를사용하는설계의경우,필요한연면거리를충족시키기위해작은마진이필요할수있습니다.일반적으로많은보빈이코어크기에맞도록제작되어있어각각구조적공간이서로다릅니다.보빈의데이터시트를참조하거나안전규격전문가또는트랜스포머공급업체에게문의하여설계에필요한특정마진을확인하시기바랍니다.
마진은권선이가능한영역을줄이므로위에서설명된마진을사용하는구조는코어가작아질수록트랜스포머에적합하지않을수있습니다.마진을입력한후1차레이어(L)가3이상필요한경우,더큰코어를선택하거나3중절연와이어를사용하는마진없는구조로전환하는것이좋습니다.
1차측 레이어, L1차측레이어는1<L<3범위에속해야하며일반적으로1차측전류밀도제한(CMA)을충족하는최저수치여야합니다.공기냉각이없는설계에서는선형배율이5W보다낮은설계의경우100Cmils/Amp,200W의경우500Cmils/Amp가일반적입니다.레이어가3개이상인설계는가능하지만증가된누설인덕턴스와권선의실제가능여부에대한문제를고려해야합니다.누설인덕턴스클램프손실이너무높은설계의경우1차측구조를샌드위치권선구조로하는것이편리합니다.여기서1차권선의절반이2차(및바이어스)권선에샌드위치배열방식으로배치됩니다.
그림9.스프레드시트의트랜스포머코어및구성변수섹션
출력전력
66 kHz 132 kHz3중절연와
이어권선마진
3중절연와이어
권선마진
EF12.6EE13EF16EE16EE19EI22
EI22/19/6
EI22EE19
EI22/19/6EEL16EF20EI25
EEL19
EF12.6EE13EF16EE16
EI22EE19
EI22/19/6EEL160-10W
10W-20W
EF20 EI28EEL22EF25
EE19EI22
EI22/19/6EF20
EF20EI25
EEL19
10W-20W
EF25 EI30EPC30EEL25
EI28
30W-50W
EI28EI30
E30/15/7EER28
E30/15/7EER28ETD29EI35
EI33/29/13-ZEER28L
EF25 EEL22
50W-70W
ETD29EI35EF32
EF32ETD34
EI28 EEL25E30/15/7EER28
70W-100W
ETD34E36/18/11
EI40
EI40E36/18/11
EER35
EI30E30/15/7EER28ETD29
ETD29EI35
EI33/29/13-ZEER28L
EF32
100W-150W
ETD39EER40
ETD39EER40
E42/21/15
EI35EF32
ETD34
ETD34EI40
E36/18/11EER35
>150W
E42/21/15E42/21/20E55/28/21
E42/21/20E55/28/21
E36/18/11EI40
ETD39EER40
E42/21/15E42/21/20E55/28/21
ETD39EER40
E42/21/15E42/21/20E55/28/21
표5.트랜스포머코어표
트랜스포머 코어/구성 변수 입력코어 유형 자동 EI28 코어 유형
코어 EI28 P/N: PC40EI28-Z보빈 EI28_BOBBIN P/N: BE-28-1110CPLAE 0.86 cm^2 코어 유효 단면적
LE 4.82 cm 코어 유효 경로 길이
AL 4300 nH/T^2 갭이 없는 코어 유효 인덕턴스
BW 9.6 mm 보빈의 실제 권선 폭M 0.00 mm 안전 마진 폭(1차측과 2차측 사이 연면 거리의 1/2)L 3.00 1차측 레이어 수NS 3 2차측 턴 수
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2차측 턴 수, NS회색오버라이드셀이비어있는경우,최대동작자속밀도BM을최대권장값인3,000가우스(300mT)보다낮게유지되도록최소2차측턴수가계산됩니다.일반적으로,더낮은작동자속밀도가필요한경우를제외하고오버라이드셀에반드시숫자를입력할필요는없습니다(BM제한에대한설명참조).
5단계 – 트랜스포머 설계 반복/프로토타입 생성
경고가표시되지않는지설계를반복하여확인해보십시오.권장값범위를벗어난파라미터는아래의지침에따라수정할수있습니다.
모든경고가없어지면출력트랜스포머설계파라미터를사용하여프로토타입트랜스포머를제작하거나공급업체에보내샘플을의뢰할수있습니다.빠른시작섹션의트랜스포머프로토타입서비스에대한참고사항을확인하십시오.
트랜스포머의주요전기파라미터는다음과같습니다.
1차측 인덕턴스, LP(µH)필요한트랜스포머의정격1차측인덕턴스입니다.
1차측 인덕턴스 오차, LP(TOLERANCE)(%)1차측인덕턴스예상오차입니다.기본적으로값을10%로사용합니다.트랜스포머공급업체로부터특정정보를받은경우,그값을회색오버라이드셀에입력할수도있습니다.
1차측 턴 수, NP
낮은누설인덕턴스애플리케이션의경우,1차측에서샌드위치권선구조를사용할수있으며20W보다높게설계시이구조를사용하는것이좋습니다.
갭 코어 유효 인덕턴스, ALG: (nH/T2)트랜스포머업체에서정확한코어센터에어갭을지정하는데사용합니다.
최대 작동 자속 밀도, BM(가우스)정상작동중의최대값은3,000가우스을권장합니다.이값은경부하에서발생되는트랜스포머코어손실과가청노이즈를방지합니다.또한스타트업시또는출력단락회로에서코어포화를방지합니다.이러한상태에서는출력전압이낮으며MOSFET가오프상태일때트랜스포머코어의리셋이거의발생하지않습니다.보통이때,다음사이클과그이후사이클사이에서코어가포화될때까지트랜스포머자속밀도를높일수있습니다(계단식).선택한디바이스의피크전류제한에서의3,000가우스값은TOPSwitch-JX에내장된보호기능과함께충분한마진을제공하여스타트업시또는출력단락회로상태에서코어포화를방지할수있습니다.
TOPSwitch-JX에서사용되는MCM(멀티사이클변조)작동모드는트랜스포머에서,특히긴코어가사용될경우가청주파수성분을생성할수있습니다.이가청노이즈의생성은BM값에3,000가우스를적용할경우최소화되며이때MCM모드에서의동작자속밀도는750가우스가됩니다.이지침을따르고표준일반함침트랜스포머생산기술을사용하면가청노이즈을거의없앨수있습니다.설계를승인하기전에먼저트랜스포머생산샘플을사용하여가청노이즈성능을주의깊게평가해야합니다.Z5U와같이유전체를사용하는세라믹커패시터도클램프회로에서사용할경우가청노이즈을생성할수있습니다.이경우에해당한다면폴리에스터필름형등의다른유전체를사용하는커패시터로바꾸십시오.
피크 자속 밀도, BP(가우스)스타트업시그리고출력단락회로상태에서최대자속밀도를제한하기위해최대값인4,200가우스가권장됩니다.이계산에서는최악조건의전류제한및인덕턴스값을가정합니다.밀폐형어댑터와같이주변온도가높은애플리케이션또는급이낮은페라이트코어재료를사용한애플리케이션에서높은주변동작온도로인해이값을3,600가우스로줄여야할수도있습니다.레귤레이션손실전에과부하상태에서주변온도가최고로높을때코어포화가발생하지않는지확인해야합니다.
최대 1차측 전선 직경, OD(mm)기본적으로오버라이드셀이비어있는경우,2중절연선으로간주되고표준전선직경이선택됩니다.회색오버라이드셀은사용자가직접전선직경을입력하는데사용할수있습니다.
스프레드시트에서자동으로계산되는기타계수는다음과같습니다.
총절연예상두께,INS(mm)1차측전선크기,DIA:(mm)1차측전선게이지,AWG1차측레이어수,L코어센터갭예상길이:LG:(mm)2차측턴수,NS
2차측전선크기,DIA:(mm)2차측전선게이지,AWG
다중출력설계에서는NSx,CMSx,AWGSx(x는출력수)도사용해야합니다.
6단계 – TOPSwitch-JX 외부 부품 선택
CONTROL 핀 – 외부 부품그림12의회로도에는일반적인TOPSwitch-JX파워서플라이설계에필요한외부부품이나와있습니다.100nF커패시터는TOPSwitch-JX의CONTROL핀과SOURCE핀사이에직접연결하는것이좋습니다.이커패시터는짧은패턴을사용하여TOPSwitch-JX에가까이두어야합니다.표면장착부품을사용하는설계에서이커패시터는TOPSwitch-JX핀에바로연결되어야합니다.
CONTROL핀에연결된100nF커패시터외에,직렬연결된6.8W저항과47µF전해커패시터가TOPSwitch-JX의CONTROL핀과SOURCE단자사이에연결되어야합니다.47µF커패시터는에너지저장소역할을하고스타트업시TOPSwitch-JX내부회로에전력을공급하며또한오토리스타트타이밍을제공합니다.뿐만아니라이커패시터는CONTROL핀의다이나믹임피던스와함께대략160Hz에서극점을형성합니다.작은저항값(6.8W)은일반적으로이커패시터에직렬로추가됩니다.이외부저항은CONTROL핀커패시터의ESR(일반적으로약2W)과함께안정적인직렬저항을제공하며약400Hz에서영점을형성합니다.외부저항값이크면위상응답이개선될수있지만값이22W보다커서는안됩니다.
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그림10.스프레드시트의트랜스포머1차측설계파라미터섹션
그림11.스프레드시트의트랜스포머2차측설계파라미터섹션–다중출력
7단계 – 입력 전압 선택 – 저전압/과전압 부품
입력저전압탐지기능은파워서플라이가입력전압이일정레벨보다높아질때까지시작되지않도록합니다.작동이시작될때나오토리스타트중에전력MOSFET스위칭이중단되는경우,V핀으로흐르는전류는스위칭을시작하려면25µA(데이터시트의lUV)를초과해야합니다.DC레일에서V핀까지의저항은입력전압을감지하는데사용되므로V핀으로흐르는전류가25µA를초과하게만드는공급전압은저전압기준값을의미합니다.동일한저항이입력과전압기준값도나타냅니다.V핀으로흐르는전류가IOV(일반적으로112µA)를초과할때,디바이스의스위칭이중단되고TOPSwitch-JX의정격전압(BVDSS)이725V로높아집니다.
DC레일과V핀이일반값인4MW로연결되어있는경우,입력UV는100VDC로,OV는450VDC로프로그래밍됩니다.
센싱저항은400V보다높게지정해야하며,일반적으로0.5W디바이스한개또는직렬연결된0.25W디바이스두개가필요합니다.유니버셜입력애플리케이션에서입력센싱저항을사용할경우,일반적으로4MW값이권장됩니다.자세한지침은설계스프레드시트에나와있습니다.
저전압(UV)또는과전압(OV)기능을선택적으로사용할경우,TOPSwitch-JX제품군데이터시트에여러회로가나와있으므로외부부품을손쉽게선택할수있습니다.V핀기능을사용하지않을경우,V핀을SOURCE핀에연결해야합니다.V핀을연결하지않은상태로두어서는안됩니다.
트랜스포머 1차측 설계 파라미터LP 1435 uHenries 1차측 인덕턴스
LP 오차 10 1차측 인덕턴스 오차NP 74 1차측 권선 턴 수NB 7 바이어스 권선 턴 수ALG 265 nH/T^2 갭이 있는 코어 유효 인덕턴스BM 2637 Gauss PO, VMIN(BM<3000)에서 최대 플럭스 밀도
BP 3603 GaussILIMITMAX 및 LP_MAX에서 피크 플럭스 밀도(BP<4200). 참고: 어댑터 및 외부 파워 서플라이의 권장 값 <=3600 Gauss
BAC 659 Gauss 코어 손실 곡선의 AC 플럭스 밀도(0.5 X 피크 간)ur 1918 갭이 없는 코어의 상대적 투자율
LG 0.38 mm 갭 길이(Lg > 0.1mm)BWE 28.8 mm 유효 보빈 폭OD 0.39 mm 최대 1차측 전선 직경(절연 포함)INS 0.06 mm 총 절연 예상 두께(= 2 * 필름 두께)DIA 0.33 mm 베어 컨덕터 직경AWG 28 AWG 1차측 전선 굵기(그 다음으로 작은 표준 AWG 값으로 반올림됨)CM 161 Cmils 베어 컨덕터 유효 면적(Circular mils 단위)CMA 220 Cmils/Amp 1차측 권선 전류 용량(200 < CMA < 500)1차측 전류 밀도(J) 9.11 A/mm^2 1차측 권선 전류 밀도(3.8 < J < 9.75)
트랜스포머 2차측 설계 파라미터(다중 출력)1차측 출력VO1 5 Volts 출력 전압IO1_AVG 7.00 Amps 평균 DC 출력 전류PO1_AVG 35.00 Watts 평균 출력 전력VD1 0.5 Volts 출력 다이오드 순방향 전압 강하NS1 3.00 출력 권선 턴 수ISRMS1 12.363 Amps 출력 권선 RMS 전류IRIPPLE1 10.19 Amps 출력 커패시터 RMS 리플 전류PIVS1 20 Volts 출력 정류기 최대 피크 역 전압CMS1 2473 Cmils 출력 권선 베어 컨덕터 최소 전선 단면적AWGS1 16 AWG 전선 굵기(그 다음으로 큰 표준 AWG 값으로 반올림됨)DIAS1 1.29 mm 최소 베어 컨덕터 직경ODS1 3.20 mm 3중 절연선의 최대 외부 직경
2차측 출력VO2 Volts 출력 전압IO2_AVG Amps 평균 DC 출력 전류PO2_AVG 0.00 Watts 평균 출력 전력VD2 0.7 Volts 출력 다이오드 순방향 전압 강하NS2 0.38 출력 권선 턴 수ISRMS2 0.000 Amps 출력 권선 RMS 전류IRIPPLE2 0.00 Amps 출력 커패시터 RMS 리플 전류PIVS2 2 Volts 출력 정류기 최대 피크 역 전압CMS2 0 Cmils 출력 권선 베어 컨덕터 최소 전선 단면적AWGS2 해당 없음 AWG 전선 굵기(그 다음으로 큰 표준 AWG 값으로 반올림됨)DIAS2 해당 없음 mm 최소 베어 컨덕터 직경ODS2 해당 없음 mm 3중 절연선의 최대 외부 직경
3차측 출력VO3 Volts 출력 전압IO3_AVG Amps 평균 DC 출력 전류PO3_AVG 0.00 Watts 평균 출력 전력VD3 0.7 Volts 출력 다이오드 순방향 전압 강하NS3 0.38 출력 권선 턴 수ISRMS3 0.000 Amps 출력 권선 RMS 전류IRIPPLE3 0.00 Amps 출력 커패시터 RMS 리플 전류PIVS3 2 Volts 출력 정류기 최대 피크 역 전압CMS3 0 Cmils 출력 권선 베어 컨덕터 최소 전선 단면적AWGS3 해당 없음 AWG 전선 굵기(그 다음으로 큰 표준 AWG 값으로 반올림됨)DIAS3 해당 없음 mm 최소 베어 컨덕터 직경ODS3 해당 없음 mm 3중 절연선의 최대 외부 직경
총 연속 출력 전력 35 Watts 총 연속 출력 전력
마이너스 출력 해당 없음 마이너스 출력이 있는 경우 출력 번호를 입력함. 예: VO2가 마이너스 출력인 경우 2를 입력
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그림12.옵토커플러-TL431피드백회로를사용하는일반적인TOPSwitch-JX플라이백파워서플라이
그림13.TOPSwitch-JX애플리케이션에대한권장클램프회로
(a) (b)
PI-5761-030110
D
S
C
TOPSwitch-JX
CONTROL
V
+
-
FX
VAC
CIN
TL431
UTV817A
VO
1 kΩ (VO = 12 V)
3.3 kΩ 100 nF
10 kΩ
R =VO - 2.5
2.5 X10 kΩ
Feedback Circuit
+
200 Ω (VO = 5 V)
CIRCUIT PERFORMANCECircuit Tolerance ±1% Load Regulation ±0.2% Line Regulation ±0.2%
RS2
RS1
RD
CPF
LPF
100 nF
6.8 Ω
47 µFOptional
RPL
PI-5839-021010
D
RCLAMP
CCLAMP
DCLAMP
VRCLAMP
S
CCONTROL
V
FX
RCLAMP2
D
RCLAMP
CCLAMP
DCLAMP
VRCLAMP
S
CCONTROL
V
FX
RCLAMP2
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정류기 다이오드
VR(V) ID(A) 패키지 제조업체
쇼트키
1N5819 40 1 Axial Vishay
SB140 40 1 Axial Vishay
SB160 60 1 Axial Vishay
MBR160 60 1 Axial IR
11DQ06 60 1.1 Axial IR
1N5822 40 3 Axial Vishay
SB340 40 3 Axial Vishay
MBR340 40 3 Axial IR
SB360 60 3 Axial Vishay
MBR360 60 3 Axial IR
SB540 40 5 Axial Vishay
SB560 60 5 Axial Vishay
MBR745 45 7.5 TO-220 Vishay/IR
MBR760 60 7.5 TO-220 Vishay
MBR1045 45 10 TO-220 Vishay/IR
MBR1060 60 10 TO-220 Vishay
MBR10100 100 10 TO-220 Vishay
MBR1645 45 16 TO-220 Vishay/IR
MBR1660 60 16 TO-220 Vishay
MBR2045CT 45 20(2×10) TO-220 Vishay/IR
MBR2060CT 60 20(2×10) TO-220 Vishay
MBR20100 100 20(2×10) TO-220 Vishay/IRUFR
UF4002 100 1 Axial Vishay
UF4003 200 1 Axial Vishay
MUR120 200 1 Axial Vishay
EGP20D 200 2 Axial Vishay
BYV27-200 200 2 Axial Vishay/NXP
UF5401 100 3 Axial Vishay
UF5402 200 3 Axial Vishay
EGP30D 200 3 Axial Vishay
BYV28-200 200 3.5 Axial Vishay/NXP
MUR420 200 4 TO-220 Vishay
BYW29-200 200 8 TO-220 Vishay/NXP
BYV32-200 200 18 TO-220 Vishay/NXP
8단계 – 1차측 클램프 부품 선택
TOPSwitch-JX설계에서제너클램프또는제너클램프가결합된RCD를사용하는것이좋습니다.이렇게하면피크드레인전압이내장MOSFET의BVDSS미만으로제한되면서도효율성은극대화되고무부하소비전력을최소화할수있습니다.
피크부하상태에서피크드레인전압을제한하도록설계된표준RCD클램프는출력전력이감소하면서상당한부하를나타내어경부하효율성은낮아지고무부하소비전력은높아집니다.
그림13a에는RCD와제너클램프가결합된예가나와있습니다.정상작동중에는제너다이오드가도통되지않고RCLAMP및CCLAMP
에의해클램핑됩니다.이를통해과부하및스타트업이아닌풀부하시값들이최적화됩니다.결과적으로손실이줄어들고경부하및무부하입력전력이향상됩니다.출력과부하및스타트업시VRCLAMP는MOSFET의BVDSS정격값보다낮게정의된최대드레인전압을제공합니다.고전력설계에서는손실(그림13a의회색표시)을분산시키기위해제너가여러개필요할수있습니다.한개의제너클램프를사용할수도있는데(RCLAMP와CCLAMP제거)이경우,풀부하및경부하효율성이향상되고무부하입력전력이낮아지지만EMI는높아집니다.
그림13b에는효율적인RCDZ클램프회로가나와있습니다.이구조는제너클램프의경부하및무부하성능과RCD클램프의낮은EMI특성을제공합니다.이회로의장점은경부하또는무부하에서CCLAMP가VRCLAMP값아래로방전되지않는다는점입니다.경부하또는무부하시정상적인RCD클램프에서는커패시터리플전압이매우커지고(>VOR)메인부하에서클램프는무부하입력전력이약해지고경부하효율성이낮아집니다.작동원리는기존의RCD클램프와비슷합니다.스위치의턴오프이벤트후커패시터CCLAMP는RCLAMP와VRCLAMP를통해방전되어다음턴오프이벤트를위해커패시터를리셋합니다.VRCLAMP와RCLAMP의전반에걸쳐가해진전압비율에따라전력손실이두부품에분산됩니다.권장해드리는VRCLAMP값은설계에서의VOR보다약10%높습니다.제너두개를직렬로배치하여제너의전력용량을늘릴수있습니다.
이러한상태에서피크드레인전압은부품변동에따른마진을제공하기위해최대675V로제한해야합니다.클램프다이오드(DCLAMP)는역회복시간이500ns보다짧은,고속또는초고속회복타입을사용해야합니다.어떠한경우에도표준회복정류다이오드를사용해서는안됩니다.스타트업또는출력회로단락시발생할수도있는높은손실로인해다이오드에장애가발생할수있습니다.저항RCLAMP1은EMI를줄이기위해링잉을댐핑합니다.다양한TOPSwitch-JX제품군을사용하는파워서플라이에는각기다른피크1차측전류및누설인덕턴스와이에따른다양한누설에너지가발생합니다.각설계에서커패시터CCLAMP와RCLAMP
를최적화해야합니다.일반적인규칙처럼,커패시터CCLAMP값을최소화하고저항RCLAMP값을최대화하면서피크드레인전압제한을권장값인675V로맞추십시오.
9단계 – 출력 정류 다이오드 선택
각출력에서설계스프레드시트에제공된피크역전압(VR)값및출력전류(IO)값을사용하여출력다이오드를선택합니다.표6에는널리사용되는몇가지다이오드유형이나와있습니다.
VR≥1.25xPIVS:여기서PIVS는스프레드시트의전압스트레스파라미터섹션과트랜스포머2차측설계파라미터(다중출력)에서참조한값입니다.
ID≥2xIO:여기서ID는다이오드정격DC전류이고IO는평균출력전류입니다.프로토타입을제작하였으면온도상승및피크부하상태의지속기간에따라정격다이오드전류를높여야할수도있습니다.이는필요한히트싱크양에도적용됩니다.
표6.출력정류기로적합한다이오드목록
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10단계 – 출력 커패시터 선택
정격 리플 전류스프레드시트에서는평균출력전력을사용하여출력커패시터리플전류가계산됩니다.따라서커패시터의실제정격은설계에서평균전력비율의피크에따라달라집니다.커패시터리플정격은온도제한이있고대부분의피크부하기간이커패시터의열시정수보다(<1s)보다짧기때문에대부분의경우에이러한가정이가능합니다.이러한설계의경우,리플정격이스프레드시트에서계산된IRIPPLE값보다크도록출력커패시터를선택하십시오.하지만연속(평균)전력에대한피크가높고피크부하상태지속기간이긴설계에서는커패시터정격을최악의부하조건및주변상태에서측정된커패시터온도상승에따라높여야할수도있습니다.
적합한하나의커패시터를찾을수없는경우에는두개이상의커패시터를병렬로사용하여각커패시터정격을합한값과같은정격리플전류를획득할수있습니다.
다수의커패시터제조업체에서커패시터작동온도가데이터시트의최대값에서감소되면서정격리플전류를높이는요인을제공합니다.너무큰커패시터가설계되지않도록이러한사실또한고려되어야합니다.
ESR 사양출력에서의스위칭리플전압은피크2차측전류에출력커패시터(전해질형이라고가정할경우)의ESR을곱한값과같습니다.따라서리플전압을줄일수있도록낮은ESR커패시터타입을선택하는것이중요합니다.일반적으로,출력리플에맞는정격커패시터를선택하면허용가능한ESR값을알수있습니다.
정격 전압VRATED≥1.25×VO인정격전압을선택합니다.
그림14.일반적인제너피드백회로
그림15.옵토커플러-TL431피드백회로
PI-5763-012810
D
S
C
TOPSwitch-JX
CONTROL
V
+
-
FX
VAC
CIN
DZ
LTV817A
VO
100 Ω∗
Feedback Circuit
+
CIRCUIT PERFORMANCECircuit Tolerance ±5% Load Regulation ±1% Line Regulation ±0.5%
470 Ω∗∗
RD
CPF
LPF
100 nFOptional
RBIAS
Zener2%
* VO가 최대 7.5 V인 경우 47 Ω가 적합함. VO가 7.5 V보다 크면 최적의 과도 응답을 위해 더 큰 값이 필요함.**IZT = 5 mA인 제너의 경우 470 Ω가 적합함. IZT가 높은 제너의 경우 값이 낮아야 함. 예: IZT = 20 mA의 경우 150 Ω.
6.8 Ω
47 µF
PI-5762-022210
D
S
C
TOPSwitch-JX
CONTROL
V
+
-
FX
VAC
CIN
TL431
UTV817A
VO
1 kΩ VO = 12 V)
RT3.3 kΩ
CB
CT100 nF
10 kΩ
R =VO - 2.5
2.5 X10 kΩ
Feedback Circuit
+
200 Ω VO = 5 V)
CIRCUIT PERFORMANCECircuit Tolerance 1% Load Regulation 0.2% Line Regulation 0.2%
RS2
RS1
RD
CPF
LPF
100 nFOptional
6.8 Ω
47 µF
RB
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11단계 – 피드백 회로 부품 선택
파워서플라이의피드백회로선택은원하는출력레귤레이션에따라좌우됩니다.간단한피드백회로는옵토커플러다이오드와직렬연결된제너다이오드를사용하여구성할수있습니다.이방식은비용이저렴하지만제너다이오드에의지하여출력전압을제어하므로레퍼런스IC와비교하여디바이스의넓은오차범위와광범위한온도계수로인해성능이제한됩니다.
그림14에는일반적인제너피드백이구현되어있습니다.제너다이오드DZ전체에걸친강하,옵토커플러직렬저항RD및옵토커플러LED에의해출력전압이정해집니다.저항RBIAS는1mA바이어스전류를제공하므로제너다이오드가무릎전압근처에서작동합니다.저항RD는피드백의DC게인을설정합니다.이두저항은0.125W또는0.25W,5%의타입이될수있습니다.피드백네트워크를바이어스상태로만드는데필요한전류를최소화하여무부하입력소비전력을낮출수있도록테스트전류가낮은(lZT≤5mA)제너를선택하는것이좋습니다.
그림15에는레퍼런스IC를사용한일반적인구현이보다정확하게나와있습니다.TL431은출력전압을설정하는데사용되며저항분배기RS1과RS2를통해프로그래밍되어있습니다.저항RD는DC게인을설정합니다.커패시터CT는폐루프전달함수에서0Hz에가까운(실제로한정된TL431게인에의해제한됨)극점을추가합니다.또한CT는아래와같이저항RT와RS1과함께저주파수영점(fZ1)을형성합니다.
부품값은이영점이약100Hz에서발생하는값으로선택해야합니다.
TOPSwitch-JX의7kHz내부극점은고주파수극점(fP1)을제공함으로써2타입의보정구조를완성할수있습니다(그림16참조).
크로스오버주파수에가깝게위상을높여야하는(위상부스트)경우가있습니다.저항RD를선택하여원하는크로스오버주파수fC
를획득하고나면RC네트워크(RB,CB사용)가RD전체에배치되고위상상승(위상부스트)을일으킬수있게됩니다.이러한부품의권장시작값은다음과같습니다.
이배열에서는일반적으로크로스오버주파수fC를크게발생시키지않고도약30°의위상마진을추가로제공할수있는극점영점쌍(fZ2와fP2)이배치됩니다(그림17참조).
일반적으로고주파수스위칭노이즈와리플을줄이기위해포스트필터(LPF와CPF)가추가됩니다.정격전류가피크출력전류보다높은상태에서인덕터LPF는1µH~3.3µH에속해야합니다.정격전압이1.25xVOUT이상인경우,커패시터CPF는100µF~330µF에속해야합니다.LPF와CPF는10kHz이상에서각각의공진주파수가발생하도록함께사용해야합니다.이렇게하면포스트필터로인한파워서플라이의대역폭내위상저하가발생하지않습니다.그런다음포스트필터가사용되고아래와같이옵토커플러가포스트필터인덕터와센싱저항앞에연결되어야합니다.일반적으로포스트필터뒤에연결하면발진이유발됩니다.
표7은절연스위칭파워서플라이의피드백컨트롤을위해많이사용되는옵토커플러목록입니다.일반적인CTR이1:6인옵토커플러를사용하는것을권장합니다.
P/N CTR(%) BVCEO 제조업체
4핀 DIPPC123Y6 80-160 70V Sharp
PC817X1 80-160 70V Sharp
PC817X4J 300-600 80V Sharp
SFH615A-2 63-125 70V Vishay,Isocom
SFH617A-2 63-125 70V Vishay,Isocom
SFH618A-2 63-125 55V Vishay,Isocom
ISP817A 80-160 35V Vishay,Isocom
LTV817A 80-160 35V Liteon
LTV816A 80-160 80V Liteon
LTV123A 80-160 70V Liteon
LTV817D 300-600 35V Liteon
K1010A 60-160 60V Cosmo
6핀 DIP
LTV702FB 63-125 70V Liteon
LTV703FB 63-125 70V Liteon
LTV713FA 80-160 35V Liteon
K2010 60-160 60V Cosmo
PC702V2NSZX 63-125 70V Sharp
PC703V2NSZX 63-125 70V Sharp
PC713V1NSZX 80-160 35V Sharp
PC714V1NSZX 80-160 35V Sharp
MOC8102 73-117 30V Vishay,Isocom
MOC8103 108-173 30V Vishay,Isocom
MOC8105 63-133 30V Vishay,Isocom
CNY17F-2 63-125 70V Vishay,Isocom,Liteon
표7.옵토커플러
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그림16.TOPSwitch-JX를사용하는일반적인"타입2"컨트롤러구현
그림17.크로스오버에가까운위상부스트를제공하기위해변경된"타입2"컨트롤러
+
LPF
CPF
RS1
Gain
Phase
RD
RS2
CT RT
TL-431
From OutputCapacitor
PI-5833-030510
fZ1 fP2
fP1
Up to 90°
7 kHzTOPSwitchfP2
100 HzRT, CT, RS1fZ1
0 HzCTfP1
ApproximateLocation
Formed byPole/Zero
+
LPF
CPF
RS1
Gain
Phase
RD
CB
RB
RS2
TL-431
From OutputCapacitor
PI-5834-030510
CT RT
fP3fP2
fP1
fZ2
Up to 135°
fZ1
10 fCRB, CB, RDfP3
7 kHzTOPSwitchfP2
fCRB, CB, RDfZ2
100 HzRT, CT, RS1fZ1
0 HzCTfP1
ApproximateLocation
Formed byPole/Zero
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+
-HV
+- DCOUT PI-5793-030910
Y-Capacitor
Isolation Barrier
T1
OutputRectifier
RLS2
RLS1
RPL1
ROV
J1
J2
U1
R6D5
C6 R7
R8
CBP
RIL
DBCB
R10
R9VZOV
C9
RPL2
VR1
HS1C4
U2
R15
R13
R17
JP2
U4
C21
R21
R20C19
L3
HS2D8
C16 R12
C18
C17
Output FilterCapacitors
HF LC Post-Filter
Input FilterCapacitor
Transformer
XF
D
C
S
V
ClampCircuit
그림18a.V-패키지사용시TOPSwitch-JX의레이아웃고려사항
그림18b.E-패키지사용시TOPSwitch-JX의레이아웃고려사항
+
Ð
DCIN
PI-5752-012510
OutputRectifiers
Transformer L2
C18
C16
U3
C11VR1C3C4
R5D5
C10
R16
DB
CBROV
RLS1
RPL1
RP
L2
RLS
2
R12U1
RILCBP
VZOV
T1
U2
Y-Capacitor
C17
D8
D9
J2
J1
Output FilterCapacitors
HF LCPost-Filter
Input FilterCapacitor
Clamp Circuit
Maximize Copper Areafor Optimum Heat Sinking
DCOUT
+Ð
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설계 팁
설계 권장 사항:• 고출력전압설계(12V보다높음),특히높은값의출력커패시
터가사용되는설계의경우소프트피니쉬회로가권장됩니다.이회로를사용하면낮은입력전력으로최대부하에서스타트업되고출력전압오버슈트가방지됩니다.그림22의R23,D6,C19는소프트피니쉬회로중하나를보여주고있습니다.
• 바이어스권선출력필터에는10µF,50V의전해커패시터를사용하는것이좋습니다.이는파워서플라이에부하가걸리지않을때옵토커플러에적절한바이어스전압이적용되도록하기위함입니다높은입력전압및무부하에서바이어스전압은최상의무부하입력전력성능을구현하기위해7V(최악의경우)아래로떨어지면안됩니다.바이어스권선전압또는커패시터를이에따라조정하십시오.
회로 기판 레이아웃TOPSwitch-JX는하나의칩에컨트롤러와고전압MOSFET을통합시킨고집적파워서플라이솔루션입니다.아날로그신호와함께높은스위칭전류와전압이있기때문에파워서플라이가안정적이고문제없이동작할수있도록반드시알맞은PCB설계방식을따르는것이중요합니다.
TOPSwitch-JX을사용한파워서플라이용PCB설계시,다음가이드라인을따라야합니다.
1차측 연결• TOPSwitch-JX의SOURCE핀과바이어스권선그라운드를입
력평활커패시터의마이너스단자와연결하는단일그라운드포인트(kelvin)를사용하십시오.이는서지전류를바이어스권선에서입력평활커패시터로직접리턴시켜IC의서지내성을향상시킵니다.
• CONTROL핀바이패스커패시터는SOURCE핀과CONTROL핀으로부터최대한가까이있어야하고SOURCE핀의패턴은메인MOSFET스위칭전류또는바이어스권선회복연결과공유하지않아야합니다.
• VOLTAGEMONITOR(V)핀또는EXTERNALCURRENTLIMIT(X)핀에연결된모든SOURCE핀레퍼런스부품도해당핀과SOURCE핀사이에가까이있어야합니다.그리고SOURCE핀의패턴은주MOSFET스위칭전류가흐르는패턴또는바이어스권선그라운드전류가흐르는패턴과는분리시켜야합니다.SOURCE핀스위칭전류는CONTROL핀,VOLTAGE-MONITOR핀또는EXTERNALCURRENTLIMIT핀에연결된부품과패턴을공유하지않고각각독립된패턴을통해입력평활커패시터의마이너스단자로다시유입되는점을주의깊게봐주시기바랍니다.이는SOURCE핀이컨트롤러그라운드레퍼런스핀이기때문입니다.V또는X핀에연결된모든패턴의길이는가능한짧게유지하면서DRAIN노드,클램프부품,di/dt또는dv/dt가높은노드에서멀리떨어뜨려노이즈가커플링되지않도록해야합니다.
• 입력센싱저항은V핀에가깝게위치시켜하이임피던스V핀측의패턴길이를최소화합니다.V핀저항의DC버스측은입력커패시터에최대한가까이연결해야합니다.
• 47µFCONTROL핀커패시터외에도로컬디커플링에고주파수0.1µF바이패스커패시터를함께사용해야합니다(그림18의CBP).
• 피드백옵토커플러출력은노이즈커플링을방지하기위해고전압또는고전류패턴에서멀리떨어져배치되어야합니다.
Y 커패시터Y커패시터는트랜스포머의1차측DC입력핀과트랜스포머의2차측출력회복핀에가까이연결하는것을권장합니다.Y커패시터가1차측과2차측RTN사이에연결되어있는경우,1차측연결은전용패턴을통해Y커패시터에서입력커패시터마이너스단자로이어져야합니다.이렇게해야절연배리어전반에흐르는라인서지로인한변위전류를TOPSwitch-JX에연결된패턴에서멀리떨어져라우팅할수있습니다.
2차측누설인덕턴스및EMI를최소화하려면2차측권선,출력다이오드및출력필터커패시터를연결하는루프영역을최소화해야합니다.또한발열을용이하게하기위해다이오드의애노드및캐소드단자에충분한구리면적이있어야합니다.애노드영역이크면고주파수방사EMI가증가될수있으므로노이즈가없는캐소드단자영역이더커야좋습니다.
피해야 할 가장 일반적인 레이아웃 문제부적절한레이아웃은성능문제를일으키는경우가많으며이를분석하는데시간이오래걸릴수있습니다.PCB설계변경이어려운개발과정마지막에이러한문제가나타날수있습니다.그림19는문제의근본원인을재빨리파악하고레이아웃을정정하는데도움이됩니다.이그림에는일반적인레이아웃실수와이를피해야하는이유가도식화되어있습니다.
경부하의 효율성 및 무부하 입력 전력에 관한 팁
올바른 전력 측정기 구조그림25에는전력측정기의전압및전류센싱요소의구조두개와이에해당하는일반적인임피던스가나와있습니다.각전압및전류요소는사용자가구성할수있도록일반적으로기기후면에있습니다.
저전력측정값(<100W)의경우구조(a)를사용해야합니다.그러면전력판독값중하나인전압센싱요소의입력임피던스가정적손실되는것을방지할수있습니다.230VAC에서이러한정적손실은입력임피던스가2MW인경우미터당26mW의오류에해당합니다.따라서무부하입력전력측정시대부분의에너지효율성테스트방식(IEC62301)의불확정성요구사항(0.01W이하)이충족되지않습니다.구조(a)에는전류센싱요소전체에걸친전압강하(전력손실)로인한오류가나와있습니다.그러나이오류는저전류측정값에서보통무시됩니다.예를들어85VAC,2ARMS측정에서전력손실이64mW인경우,전력측정규정값이≤2%인것에반해<0.05%가측정되는오류가발생합니다.
전력측정기가올바르게구성되었는지바로확인하기위해PSU(파워서플라이유닛)를연결하지않고230VAC를전력측정기에적용합니다.전력측정기에0이아닌전력값이표시되면구조(b)가사용중일수있습니다.이경우전력측정기를구조(a)로전환하십시오.
무부하 입력 전력 안정 시간무부하또는대기상태에서입력전력을측정할때입력전력이안정될수있도록충분한시간을갖고측정합니다.그림27에는230VAC입력에서TOPSwitch-JX설계의무부하입력전력을측정할때의일반적인안정시간이나와있습니다.입력전력은YokogawaWT210전력측정기를사용하여5.5분(330초)동안100ms마다측정되었습니다.최종값(55.4mW)의3mW(5%)내에서전력측정값을획득하기위해서는90초넘게지연됩니다.
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무부하 입력 전력의 반복성TOPSwitch-JX의무부하소비전력이매우작고경부하시에도효율이좋기때문에주어진사양에대해필요한설계마진이작아도됩니다.그림26에는일반적인성능예가나와있습니다.여기서파워서플라이의무부하는장치온도가25°C와100°C일때TOP266EG부품48개를사용하여측정되었습니다.각온도에서총범위는5mW미만그리고7mW미만으로나타났습니다(두온도에서의데이터포함).
저부하 효율성과 무부하 입력 전력의 개선저부하및무부하상태에서피드백네트워크,입력센싱저항,클램프의소비전력이크며최적화하지않은상태에서설계시무부하입력전력이두배가되거나대기상태에서가능한출력전력이크게줄어들수있습니다.
다음방식에따라이러한손실을최소화할수있습니다.• 출력더미부하최소화• 입력센싱저항을V핀에연결• 클램프선택및최적화
그림19.레이아웃고려사항(도식화)및가장일반적인실수
D
S
CCONTROL
V
PI-5764-030310
TOPSwitch-JX
X F
CLAMP
RLS
CY2
CY1
RIL
B+
PRI RTN
선호하는 Y 커패시터 배치(B+ 출력 RTN 방향)
입력 커패시터에서Y 커패시터(CY2)와 바이어스 그라운드가 전용 패턴을 통해 PRI RTN에 직접 연결되어 있음
입력 커패시터에 연결된 라인 센싱 저항(RLS)
V 핀에 가까이 배치된 RLS
X 핀에 가까이 배치된 RIL
SOURCE 핀에캘빈 연결, 신호 패턴에 전력 전류가 흐르지 않음
CONTROL 핀과 SOURCE 핀 사이에 배치된 CONTROL 핀 디커플링커패시터
원활한 디바이스의 작동을 위한 권장 레이아웃
D
S
C
V
CONTROL
PI-5765-011210
TOPSwitch-JX
X F
CLAMP
IBIAS
B+
PRI RTN
바이어스 권선 그라운드 및 (CY2를 통한) 1차측과 2차측 사이 변위 전류가 신호 패턴을 통해 흐름. 패턴 임피던스 전체에 걸친 전압 강하(∆VS)는 컨트롤러의 소스 레퍼런스를 변조시킴
∆VS
CY2
CY1
ICY2+
부적절한 레이아웃으로 인해 출력 리플이 증가되거나 디바이스가 올바르게 작동하지 못함
D
S
C
V
CONTROL
PI-5766-011310
TOPSwitch-JX
X F
CLAMP
∆VS
SOURCE 핀에서 캘빈 연결이없는 경우, 전력 전류(IS)로 인해 패턴(∆VS)에 전압 강하가 발생하여 컨트롤러의 소스 레퍼런스가 변조됨
B+
PRI RTNIS
부적절한 레이아웃으로 인해 출력 리플이 증가되거나 디바이스가 올바르게 작동하지 못함
CY2
CY1
D
S
C
V
CONTROL
PI-5767-012810
TOPSwitch-JX
X F
CLAMP
RLS
PRI RTN
B+
IB+
∆VB+
V 핀 패턴이 드레인 노드와 가깝게 라우팅되어 노이즈 커플링 발생
RLS는 디바이스에서 멀리 배치, V 핀 노드 영역이 증가하면 전위 노이즈 커플링이 증가됨
패턴 임피던스(∆VB+) 전체에 걸친 전압 강하는 V 핀 전류를 변조시킴
부적절한 레이아웃으로 인해 UV/OV 기준값이 변경되고 출력 리플이 증가됨
CY2
CY1
권장 레이아웃 부적절한 바이어스 권선 복귀 연결
부적절한 신호 소스 연결 부적절한 라인 센싱 저항 배치 및 연결
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그림20.TOPSwitch-JX기반플라이백파워서플라이용1차측센싱OVP회로
그림22. TOPSwitch-JX를사용한과전압및과전력보호기능
그림23.무부하소비전력을줄이기위한C핀에서V핀으로의바이어스
그림24.달링턴방식을사용하여무부하입력전력을줄임
그림21.TOPSwitch-JX를사용한플라이백파워서플라이용1차측센싱과전압보호회로(추가적인V핀노이즈디커플링)
• 바이어스권선전압최소화• 입력센싱저항값증가• 달링턴구성의일부로옵토커플러트랜지스터구성• TLV431및TL4312차측레퍼런스IC사용비교
그러나이러한기술을시도하기전에먼저입력전력을측정하는데사용하는전력측정기가올바르게구성되었는지확인하십시오(그림25).
출력 더미 부하 최소화단일출력TOPSwitch-JX설계에서는출력더미부하가필요하지않으며제거할수도있습니다.다중출력의경우,2차측피드백네트워크가연결되지않은출력에작은더미부하가필요할수있습니다.더미부하가없는경우이들출력은원하는전압보다훨씬높게피크충전할수있습니다.무부하입력전력을
PI-4822-022008
D
S
CCONTROL
ROVP VROVP
V
FX
RBIAS
PI-4821-022008
D
S
CCONTROL
ROVP VROVP
V
FX
RBIAS1N4148
100 nF
0 to 47 Ω
최소화하려면더미부하저항값을최대화해야합니다.전력손실을줄이기위해서는션트레귤레이터를추가하여메인출력과2차출력간에일정한차이를유지합니다.여기서손실을최소화하려면메인출력을통해그라운드로전류가흐를수있도록션트레귤레이터의트랜지스터를구성해야합니다.
(V 핀에 연결되는) 입력 센싱 저항 포함입력센싱저항을V핀에연결하면입력저전압및과전압기능을제공할뿐아니라라인피드포워드기능을활성화할수있습니다.이기능은입력전압이상승하면서지정된듀티사이클을프로그래밍하기위해CONTROL핀에필요한전류량을줄입니다.이전류는출력부하(옵토커플러트랜지스터를통한바이어스권선과옵토커플러LED를통한출력으로부터공급받음)를나타내며CONTROL핀전류를줄이므로손실또한감소합니다.따라서입력센싱저항자체의손실이추가되어도경부하효율성및무부하입력전력이개선됩니다.
PI-5768-011410
TOPSwitch-JX
RLS2
RLS1
ToTransformer
DC BUS
RCV
47 µF0.1 µF
6.8 Ω
D
S
C
V
FX
CONTROL
PI-5769-030510
TOPSwitch-JX
ToTransformer
ToBias
Winding
PC817A
ToDC BUS
RLS1, RLS2
47 µF0.1 µF
6.8 Ω
20 Ω20 Ω
QX2N2222D
S
C
V
FX
CONTROL
PI-5824-020210
D
S
CCONTROL
ROPP VROPP
ROVP
RLS1N4148
VROVP
V
FX
RPDB
CBCP1 MΩ
Rev.A030910
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클램프 선택 및 최적화경부하및무부하에서손실을최소화하기위해제너또는제너블리드클램프구조를선택하십시오.풀부하및과부하상태에서피크드레인전압을제한하도록저항값과커패시터값이선택되어있으므로RCD클램프를사용해서는안됩니다.그러나경부하또는무부하상태에서는누설인덕턴스에너지와스위칭주파수가모두더낮으므로커패시터전압을크게방전시킵니다.커패시터는각스위칭사이클에서반사출력전압보다높게재충전해야하므로낮은커패시터전압은낭비되는에너지를나타냅니다.이것은마치파워서플라이의출력에연결된것처럼클램프손실을큰부하로보이게만드는효과가있습니다.
제너및제너블리드클램프구조를사용하면커패시터전체전압이최소값(제너의정격전압으로정의된값)아래로방전되지않도록하여경부하및무부하상태에서클램프손실을최소화하므로이문제가해결됩니다.
그림13에는권장클램프구조가나와있습니다.여기서는레귤레이션감소와오토리스타트가일어나기직전에최대AC입력전압및출력과부하라는최악조건에서피크드레인전압을675V아래로유지하는RCLAMP의최고값을사용하여클램프손실을최적화합니다.클램프설계에대한자세한내용은설계흐름의8단계에나와있습니다.
무부하 상태의 바이어스 권선 전압 최소화CONTROL핀으로흐르는피드백전류는1차측에서바이어스권선출력으로부터공급됩니다.따라서바이어스권선전압을최소화하면전체손실이줄어듭니다.무부하및최대입력전압상태에서오실로스코프를사용하여바이어스권선커패시터전압을모니터링하고(그림31의C10).최소전압이7V이상이될때까지트랜스포머의바이어스권선의턴수를줄이십시오.전압이이값보다낮아지면옵토커플러가차단되어무부하에서출력전압이상승합니다.바이어스권선의턴수가정수이므로바이어스전압을완벽하게최적화하지못할수있으며,이경우바이어스커패시터의값도조정되어증가되면서바이어스전압이약간상승할수있습니다.일단최적화되었으면,과도부하상태에서작동시켜바이어스전압이7V이상을유지하는지확인해야합니다.
그림25.저전력/무부하및고전력설계에서값을정확하게측정하기위한올바른전력측정기구성.TOPSwitch-JX전력수준의경우,회로구성(a)를사용하는것이좋음
그림26.단일파워서플라이의무부하입력전력에서측정한디바이스간및온도변화의예
PI-5848-030910
Power Meter
VIN
16 mΩ
2 MΩ
A
VPSU
Power Meter
VIN
16 mΩ
2 MΩ
A
VPSU
(a)저전력(100W보다낮음)및무부하전력입력전력측정 (b)고전력(100W보다높음)
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그림27. 무부하입력전력안정시간.여기에서점은필터링없이전력측정기에서순간측정한값을나타내고,선은평균측정값을나타냄.
입력 센싱 저항 값 증가C핀에서V핀으로저항을추가하여입력센싱저항손실을줄일수있습니다(그림23).저항RCV는CONTROL핀에서VOLTAGEMONITOR핀으로흐르는고정전류를프로그래밍합니다.이렇게하면RLS1과RLS2를통해DC버스에서필요한전류가줄어V핀의입력UV임계전류를초과하게됩니다.따라서RLS1과RLS2를합한값이4MW에서10MW까지증가하는동시에같은입력저전압기준값을유지합니다.
입력저전압(UV)기준값은유지되지만입력과전압(OV)기준값이두배가되며라인피드포워드리플제거효율성이떨어집니다.실제로대부분의시판제품의경우,해당등급제품이견뎌야하는디퍼렌셜서지규정이2kV로낮으므로입력OV기준값이높으면거의영향을받지않습니다.이정도의서지에서는(평활커패시터에서필터링된)DC버스전압이약간증가하나이는BVDSS를초과할만큼의전압보다는훨씬낮습니다.
디바이스의오토리스타트기능이제대로동작하려면RCV값이300kW보다낮아야합니다.
달링턴 방식의 일부로 옵토커플러 트랜지스터 구성옵토커플러를달링턴(그림24)방식의트랜지스터중하나로구성하면보통무부하입력전력이≥1mA×VO로줄어듭니다.달링턴의게인이증가되면출력레귤레이션을유지하기위해지정된CONTROL핀전류를공급하는데필요한옵토커플러LED(피드백)전류가줄어듭니다.
2차피드백전류는출력에서공급되므로이는출력부하를나타내며따라서피드백전류를낮추면이부하가감소되어입력소비전력도줄어듭니다.이러한감소는출력전압의작용이므로출력피드백이고출력전압(12V이상)에서파생되는설계에서는이방식이가장효과적입니다.
트랜지스터QX는범용NPN유형일수있습니다.안정성을위해QX이미터(emitter)에서CONTROL핀에작은저항값(20W)을추가해야합니다.QX베이스와옵토커플러트랜지스터이미터사이의두번째저항은옵토커플러누설전류를보상합니다.이는높은온도에서옵토커플러트랜지스터의누설로피드백전류가변조되기않도록하기위해옵토커플러게인이A(80-160%)급CTR로제한되어야하는이유이기도합니다.
전체루프게인을올바르게설정하기위해2차측에서옵토커플러LED직렬저항(그림31의R16)을높여야합니다.처음에는표준피드백구조의10배를예상값으로한다음컨트롤루프보우드선도(bodeplot)에따라조정할수있습니다.
TLV431 및 TL431 2차측 레퍼런스 IC 사용 비교고전압출력설계(>12V)에서,TL431에서TLV431로바꾸면레퍼런스IC에서필요한바이어스전류를줄여무부하소비를감소시킬수있습니다.올바른작동을위해TL431에는1mA의공급전류가필요한반면,TLV431은100µA가필요합니다.이렇게옵토커플러LED에병렬로연결된저항으로부터공급되는공급전류가감소되면출력부하가즉시줄어들어입력전력도마찬가지로줄어듭니다.
TOPSwitch-JX를 사용하여 과전압 보호 기능 구현
바이어스권선출력을이용하여플라이백토폴로지의출력전압변화를추적할수있습니다.피드백루프가잘못되고출력전압이상승하는경우,바이어스권선의전압도상승하게됩니다.이는출력과전압상태를감지하는데사용할수있습니다(그림20,21).
정상작동(또는정상작동중과도부하상태)중바이어스권선출력의최고전압보다크게(20~30%)바이어스권선전압이상승하면제어다이오드가도통이되도록바이어스권선출력과V핀사이에연결된직렬저항과함께적절한제너다이오드를선택할수있습니다.V핀으로주입되는전류가112µA를넘으면스위칭사이클이즉시중단됩니다.주입되는전류가100µs가지나도계속112µA보다높을경우,부품에히스테리시스(Hysteresis)를갖는OV셧다운이발생합니다.이경우오토리스타트사이클이완료된후주입되는전류가히스테리시스(Hysteresis)점아래로떨어지면바로스위칭이다시시작됩니다.
주입된전류가112µA를초과하는경우,V핀이이에반응하여V핀전압을0.5V까지낮춥니다.V핀전압강하로인해V핀전류가336µA보다높게상승하는경우부품은래칭셧다운상태가됩니다.직렬저항ROVP값이매우작은경우(5W~22W),주입되는전류가112µA에도달하고이에반응하여V핀전압이바뀌면전류가336µA보다넘게흘러리셋해야하는상황인래칭과전압상태가발생합니다.이상태에서는입력AC가작동하고C핀커패시터가방전되어부품이리셋되지않는한작동이다시시작되지않습니다.대신S핀과X핀의연결을끊어래칭이리셋될수도있습니다.TOPSwitch-JX는X핀에서나오는전류가27µA보다낮은경우,이를감지하여스위칭을중단하고OVP래칭을리셋합니다.
이특성은그림28에나온고속AC리셋회로에서사용됩니다.그림에는단일BJT를사용하는간단한내부래칭리셋회로가나와있습니다.커패시터C1의전압은입력커패시터보다훨씬빠르게변하므로AC가작동될때래칭을빠르게리셋할수있습니다.
일부설계에서는바이어스권선에서연결된제너다이오드가V핀으로주입되는노이즈의원인이됩니다.이는바이어스권선출력리플이높거나회로기판레이아웃으로인해인접한회로들의노이즈가제너다이오드와V핀을연결하는패턴에서커플링되는경우에발생합니다.이러한경우의해결방법이그림21에나와있습니다.
Inp
utP
ower
(mW)
Rev.A030910
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AN-47
OPP(과전력 보호) 구현1차측센싱과전력보호는바이어스권선의전압을감지하여V핀을통해구현할수있습니다.그림22에이러한구조가나와있습니다.제너다이오드VROVP는출력OVP(과전압보호)기능을제공하며VROPP는RP와CP와함께과전력보호기능을제공합니다.이방식은요구되는OPP가풀부하출력전력에비하여>150%인경우에효과적입니다.
OPP기능은2차측과바이어스권선사이의불완전한커플링에의해좌우됩니다.출력부하가증가하면서누설인덕턴스의영향으로바이어스권선전압이상승합니다.바이어스전압이정격전압VROPP를넘게되면전류가V핀으로흘러디바이스가스위칭을중단합니다.ROPP값이5.1kW인경우비래칭셧다운이발생하고값이<22W이면래칭셧다운이발생합니다.과도부하및스타트업시,거짓트리거를방지하기위해RP와CP는권장시간인약2ms또는피크부하상태지속시간보다길게지연을발생시킵니다.
VROVP전압은스타트업시와과도부하에서OVP의거짓트리거가발생하지않도록VROPP보다높아야합니다.
정확한 OCP(과전류 보호) 구현OPP(과전력보호)도(다소약한)과전류보호형태로사용할수있습니다.그러나정확한OCP(과전류보호)기능을구현해야할경우,회로에따라별도의옵토커플러를사용하여OCP기준값을감지하고V핀을통해스위칭디바이스를턴오프할수있습니다.
그림30에는정확한과전류보호회로가구현되어있습니다.부하전류는전류센싱저항RSENSE에서의전압강하를측정하여모니터링됩니다.션트레귤레이터ICU1은R2와R3에의해형성된저항분배기네트워크와함께op-ampU2의반전입력에서전압레퍼런스(0.03V)를정확하게생성하는데사용됩니다.이러한저전압센싱기준값을통해작은전류센싱저항을사용할수있습니다.저항R6과C1은주파수보상기능을제공합니다.이예에서과전류기준값이5A로설정되도록RSENSE값이선택되어있습니다.이렇게프로그래밍된전류에서RSENSE의전압이레퍼런스전압(0.03V)을넘게되어op-amp출력이상승하게됩니다.이로써옵토커플러안의다이오드를바이어스시켜상태를V핀을통해셧다운을일으키게합니다.ROCP값은래칭또는비래칭셧다운을의미하며,5.1kW는비래칭셧다운을,<22W일경우에는래칭셧다운을발생시킵니다.과전류제한사양이광범위한경우,U2대신소신호다이오드를전압레퍼런스로사용할수있습니다.
TOPSwitch-JX를 사용한 고전력 파워 서플라이 설계
플라이백토폴로지를사용하는고전력파워서플라이설계에서는다음과같은사항을추가로고려해야합니다.1. 트랜스포머의와이어손실이상당할수있으며따라서다중선
구성시,고전력플라이백트랜스포머를설계에권선구조및전선가닥수의선택이중요한요소입니다.고주파수트랜스포머의전선크기는스위칭주파수에따라선택합니다.표피두께는스위칭주파수에비례하며각도체의유효단면적을제한합니다.고주파수트랜스포머에서유도손실을줄이기위해다중가닥(선)의권선및리찌선이널리사용됩니다.표피효과를더많이줄이려면특히저전압고전류(6A보다높음)출력의경우,호일권선을사용하는것이좋습니다.
2. 트랜스포머및PCB패턴의누설인덕턴스가약간증가해도스너버회로에손실이크게증가할수있습니다.누설인덕턴스를줄이려면트랜스포머에샌드위치권선구조를사용하고PCB패턴길이,특히2차권선,출력다이오드및출력커패시터로구성된루프를최소화하는것이중요합니다.스너버회로설계는고효율을얻는데있어중요합니다.일반적으로높은전력에서올바른크기의RCDZ클램프를사용하면드레인소스전압이680V를넘지않습니다.
3.고출력전류에서2차리플전류가증가하고ESR이매우낮은하나의출력커패시터의정격값을초과할수도있습니다.따라서여러커패시터를병렬로사용하는것이일반적입니다.이경우리플전류가고르게배분되기위해모든커패시터에의패턴길이를같게하도록각별히주의해야합니다.이렇게하면손실및온도가동일하게상승하여적절한작동수명이보장됩니다.다수의커패시터에서도스위칭주파수리플을줄이기위해2차측LC필터가필요합니다.
4.큰스위칭전류및전압은방사EMI의원인이될수있으므로이러한전류및전압을전송하는PCB패턴길이및루프영역을최소화하십시오.
PI-5828-030310
+
R5100 Ω
R651.1 kΩ
R32.43 kΩ
R2100 kΩ
U1TLV431
U3AROCP
U2LM321
R110 kΩ
From VO
FromVBIAS
RTNTo
V PinRSENSE0.006 Ω
C10.22 µF
그림30.정확한과전류보호회로구현
X
RIL
F
PI-5004-012010
22 Ω - 150 Ω1/2 Ω
10 pF - 33 pF1 kV
UF4005
D
S
C
RC
CONTROL
V
그림29.TOP269-271을사용하는고전력설계의권장RCD회로
그림28.외부에서설정된전류제한,빠른AC래칭리셋및브라운아웃
X
ACInput
R14 MΩ 1N4007
C147nF
PI-5652-110609
+
-
D
S
C
RIL QR
일반 65VAC 브라운아웃 기준값. 3s보다 낮은 AC 래칭 리셋 시간. 무부하 입력 전력이 낮은 경우, 게인 QR 값이 클수록 R1 증가/C1 감소.
CONTROL
R239 kΩ
DCInput
Voltage
Rev.A030910
23
애플리케이션 노트
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AN-47
TOPSwitch-JX,특히TOP269–TOP271을사용하는고전력설계의경우,드레인과소스단자사이에배치된소형RC(또는RCD)네트워크의PCB기판에전력을공급하는것이좋습니다(그림29).이렇게하면해당파워서플라이가작동하면서발생하는스위칭노이즈가줄어들고,방사EMI도감소됩니다.22W~150W의저항과10pF~33pF의1kV정격세라믹커패시터가대부분의애플리케이션에적합합니다.
다이오드를추가하면스너버의전력손실이최대2까지줄어듭니다.
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어떤파워서플라이와마찬가지로TOPSwitch-JX설계시가장악조건에서부품사양을벗어나지않는지를확인해야합니다.다음에있는최소한의항목은반드시실시할것을권장합니다.
1. 최대드레인전압–최대입력전압및최대과부하출력전압시피크VDS가680V를초과하지않는지확인합니다.파워서플라이가오토리스타트(레귤레이션을벗어났을때)로진입하기직전에출력이과부하상태가되고이때가최대과부하출력상태입니다.
2. 최대드레인전류–최대동작온도,최대입력전압및최대출력부하상태에서스타트업할때의드레인전류파형이트랜스포머포화될징후가있는지,과도한리딩엣지전류스파이크의징후가보이는지확인합니다.TOPSwitch-JX는최소리딩엣지블랭킹시간이180ns이므로온사이클(ON-cycle)의조기종료되지않도록합니다.180ns최소블랭킹시간이끝나는지점에서드레인전류파형의리딩엣지전류스파이크가전류제한엔벨로프허용치미만인지확인합니다.
3.온도확인–최대출력전력,최소입력전압과최대주위온도상태에서TOPSwitch-JX,트랜스포머,출력다이오드및출력커패시터의온도가지정된온도스펙이하인지확인합니다.데이터시트에규정되어있듯이TOPSwitch-JX의RDS(ON)이제품마다오차가있기때문에온도마진이충분히확보되어야합니다.V패키지의최대SOURCE핀온도또는E패키지의탭온도로는110°C가적합합니다.설계마진은외부저항을연결함으로써확인할수있습니다.이외부저항은DRAIN핀과직렬로연결되어있고동일한히트싱크에연결되어있어야합니다.그리고저항의값은테스트에서측정된RDS(ON)와최악의조건인최대사양과의차이와같은값으로합니다.
Rev.A030910
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부록 A
애플리케이션 예
낮은 무부하 소비 전력, 고효율, 65W, 유니버셜 입력 어댑터용 파워 서플라이
그림31에표시된회로는밀폐형어댑터형태로작동하도록설계된90VAC~265VAC입력,19V,3.42A출력의파워서플라이입니다.이설계는최대부하시높은효율성,최상의평균효율성(25%,50%,75%,100%부하점의평균)및무부하시매우낮은소비전력을목표로설계되었습니다.추가적으로래칭출력과전압셧다운기능과안전기관LPS(제한전원)제한값준수도포함됩니다.측정된효율과무부하시의성능은회로도에표시된표에요약되어있습니다.이러한성능으로전류에너지효율성요구사항을용이하게만족시킵니다.
상기설계목표를달성하기위해다음과같은주요설계사항이요구니다.
PI 부품 선택• 전력공급의높은효율성을위해필요한용량보다큰디바이
스선택
TOPSwitch-JX의전류제한프로그래밍기능을통해필요한것보다큰디바이스를선택할수있습니다.이를통해과부하전력과트랜스포머등의부품은기존에사용했던작은사이즈를유지하면서도MOSFET의전도성손실(IRMS
2×RDS(ON))을줄여최대부하및저전압시의효율성을더높일수있습니다.
그림31.무부하시전력소비가낮은고효율19V,65W,유니버셜입력플라이백파워서플라이의회로도
이설계를위해전력표에서권장한것처럼전력공급에필요한것보다한그레이드큰디바이스가선택되었습니다.이러한선택은일반적으로최고의효율성을제공합니다.디바이스크기를더늘려도효율은동일하거나더떨어집니다.이는MOSFET이커질수록이와관련된스위칭손실도커지기때문입니다.
입력 센싱 저항 값• 입력센싱저항을4MW에서10.2MW으로늘려무부하시입력
전력손실을16mW로감소
입력센싱은저항R3및R4으로부터제공받으며입력저전압및과전압기준값을설정합니다.이러한저항을합한값이표준4MW에서10.2MW으로증가되었습니다.이로인해저항손실이감소하므로무부하입력전력이~26mW부터~10mW까지감소됩니다.그결과로인한UV(턴온)기준값의변화를보상하기위해CONTROL핀과VOLTAGE-MONITOR핀사이에저항R20이추가되었습니다.이를통해서~16µA의DC전류가V핀에추가되고9µA만R3및R4를통해공급하면95VDC시V핀UV(턴온)임계전류25µA에도달하도록설정됩니다.
결과OV기준값이~450VDC에서~980VDC까지상승할때이기술은입력OV기능을효과적으로제한합니다.그러나이설계에서는피크드레인전압이U1의정격BVDSS에도달하지않아도입력커패시턴스(C2)의값이2kV가넘는디퍼렌셜라인서지를충분히견딜수있으므로별다른영향이없습니다.
PI-5842-030810
R1533 Ω
R1920 kΩ
R1810 kΩ
1%
R17147 kΩ
1%
R1620 kΩ
R2710 kΩ
R221.6 kΩ
U2LMV431AIMF
1%
D2RS1K
D3BAV19WS R12
4.7 kΩ
R12.2 MΩ
R22.2 MΩ
R136.8 Ω1/8 W
R20191 kΩ
1%
R2520 Ω1/8 W
R6150 Ω
R5100 kΩ
U3BPS2501-
1-H-A
U3APS2501-
1-H-A
L4200 µH
L312 mH
U1TOP269EG
C747 µF16 V
C1622 nF50 V
C22100 nF50 V
C196.8 nF50 V
C1056 µF35 V
D4BAV21WS-
7-F
D5V30100C
C6100 nF50 V
D1GBU8J600 V
C13470 µF25 V
C14470 µF25 V
C2110 nF50 V
C121 nF
100 V
3T1
RM10 FL1
FL2
5
4
1
C111 nF
250 VAC
C1330 nF
275 VAC
F14 A
TOPSwitch-JX
L
N
19 V, 3.42 A
RTN
C2120 µF400 V
C9220 nF25 V
C41000 pF630 V
C52.2 nF1 kV
VR2SMAJ250A
90 - 265VAC
D
S
C
V
FX
CONTROL
R35.1 MΩ
R710 MΩ
R45.1 MΩ
R911 kΩ
1%
R810 MΩ
R242.2 Ω
R1420 Ω
C15470 pF50 V
Q2MMBT3904
VR1ZMM5244B-7
Q1MMBT4403
Input Voltage (VAC) 90 230
Full Power Efficiency (%) 86.6 89.1
Average Efficiency (%) 89.5
No-load Input Power (mW) 57.7
115
88.4
89.8
59.7 86.7
R10100 Ω
Rev.A030910
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AN-47
출력 정류기 선택• 출력정류기에대해더높은정격전류,낮은VF의쇼트키정
류다이오드선택
D5는5A에서VF값이0.455V인듀얼15A,100V쇼트키정류다이오드가선택되었습니다.이는저항성순방향전압손실을줄여최대부하의효율성과평균효율을모두향상시키는데에필요한것보다더높은정격전류입니다.100V쇼트키는트랜스포머1차와2차간의높은권선비(VOR=110V)때문에사용할수있었습니다.그리고이권선비는TOPSwitch-JX내부MOSFET의높은정격전압으로인해가능했습니다.
증가된 출력 과전압 셧다운 감도• 출력과전압셧다운감도를향상시키기위해트랜지스터Q1및
VR1추가
오픈루프조건에서는출력이상승하고그에따라바이어스권선전압도상승합니다.이전압이VR1의전압과VBE전압강하를더한값을초과하면Q1이켜지고V핀으로전류가공급됩니다.Q1을추가시켜출력전압오버슈트가상대적으로감소하여저입력상태에서최대부하로동작하는동안에도V핀으로흐르는전류가래칭셧다운기준값을초과하도록보장합니다.
X핀과R7,R8및R9의전류제한프로그래밍기능을통해출력과부하전력제한이제공됩니다.저항R8및R9는대체로일정한과부하전력특성을제공하기위해입력전압을상승시키는기능인디바이스전류제한을LPS(제한전원)요구사항인100VA아래로줄입니다.단일고장조건(예:R8의오픈시)에서도이요구사항을충족하기위해과부하상태에서발생하는바이어스전압의상승도래칭셧다운을트리거하는데사용됩니다.
매우 낮은 무부하 소비 전력, 고효율, 30W, 유니버셜 입력, 오픈 프레임, 파워 서플라이
아래의그림32에표시된회로는85VAC~265VAC입력,12V,2.5A출력파워서플라이를나타냅니다.이설계는최대부하시높은효율성,최상의평균효율성(25%,50%,75%,100%부하점의평균)및무부하시매우낮은소비전력을목표로설계되었습니다.추가적으로래칭출력과전압셧다운및안전기관LPS(제한전원)제한값준수도포함됩니다.측정된효율및무부하시의성능은회로도에표시된표에요약되어있습니다.이성능은전류에너지효율요구사항을용이하게만족시킵니다.
상기설계목표를달성하기위해다음과같은주요설계사항이요구됩니다.
PI 부품 선택• 주위온도가40°C이면전력표에지시된것보다한단계작은
디바이스를사용가능
이디바이스는전력표 (표1) 의85-265VAC,오픈프레임 ,PCB히트싱크에따라선택했습니다 .주위온도가40°C( 전력표에는50°C 로가정 ) 이고디바이스히트싱크를위해최적의PCB면적및레이아웃때문에한단계작은디바이스를선택했습니다 (TOP266V 와TOP267V비교 ).써멀및효율성데이터로성능을확인할수있습니다 .풀부하 ,40°C,85VAC,47Hz( 최악조건 ) 에서디바이스의최대온도는107°C 이고평균효율은ENERGYSTAR및EuPTier2 에서요구하는83%를만족시킵니다 .
클램프 구성 – RZCD와 RCD 비교 • 더높은저부하효율성및더낮은무부하소비전력을제공하
기위해RCD클램프대신RZCD(제너블리드)선택
클램프네트워크는VR2,C4,R5,R6,D2로구성됩니다.이네트워크는누설인덕턴스로인해발생하는피크드레인전압스파이크를TOPSwitch-JX내부MOSFET의정격BVDSS아래로제한합니다.저부하효율및무부하입력전력을향상시키기위해표준RCD클램프가아닌이배열을선택했습니다.
표준RCD클램프에서C4는저항과직렬로연결된제너가아니라병렬로연결된저항에의해방전됩니다.RCD클램프에서는저항값이선택되어최대부하및과부하상태의피크드레인전압을제한합니다.그러나저부하또는무부하상태에서는누설인덕턴스에너지와스위칭주파수가모두한층더낮으므로이저항값은커패시터전압을방전시킵니다.커패시터는각스위칭사이클에서반파출력전압보다높게재충전해야하므로더낮은커패시터전압은낭비되는에너지를나타냅니다.이것은마치파워서플라이의출력에연결된것처럼클램프손실을큰부하로보이게만드는효과가있습니다.
RZCD배열은커패시터전체전압이최소값(VR2의정격전압으로정의된값)아래로방전되지않도록방지하여저부하및무부하상태에서클램프손실을최소화하는방법으로이문제를해결합니다.
저항R6및R28은EMI를줄이기위해고주파수링잉의댐핑을제공합니다.VR2와직렬로연결된저항을이용하여피크전류를제한하면SMD버전을사용할수있도록TVS유형을선택했더라도TVS유형보다표준전력제너를사용하여비용을절감할수있습니다.역회복시간이500ns로더길기때문에일반적인정격600V가아닌800V를사용하도록다이오드D2가선택되었습니다.따라서다이오드의역회복시간동안클램프에너지중일부를복구할수있으므로효율성이향상됩니다.SMD부품이사용되었으므로손실을분산시킬수있도록여러개의저항을병렬로사용하였습니다.
피드백 구성• 달링턴접속-옵토커플러트랜지스터와함께구성되어2차측
피드백전류를줄이므로무부하시입력전력도줄어듭니다.• 저전압,저전류전압레퍼런스IC-2차측에사용되어2차측
피드백전류를줄이므로무부하시입력전력도줄어듭니다.• 바이어스권선전압-~9V로조정되면무부하,고입력전압에
서바이어스권선전압이무부하입력전력을줄입니다.
일반적으로고입력전압에서CONTROL핀으로유입되는피드백전류는~3mA입니다.이전류는바이어스권선(C10을통과하는전압)에서공급되기도하고출력에서직접공급되기도합니다.이러한두전력소스는모두파워서플라이출력의부하를나타냅니다. 무부하상태의바이어스권선에서손실을최소화하기위해C10전체에최소전압인~9V를공급하도록바이어스권선의권회수와C10의값을조정했습니다.이값은옵토커플러를바이어스상태로유지하는데필요한최소값입니다.2차측피드백회로의손실을최소화하기위해Q2를추가하여U3B와의달링턴형태를구성했습니다.이를통해2차측의피드백전류가~1mA로줄었습니다.트랜지스터의hFE로인해증가된루프게인은R16값을늘리고R25값을추가하여보정했습니다.표준2.5VTL431전압레퍼런스는1.24VLMV431로교체되어공급전류요구사항이1mA에서100µA로줄어들었습니다.
Rev.A030910
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클램프 구성 – RZCD와 RCD 비교 • 경부하시효율을높히고무부하시소비전력을줄이기위해
RCD대신RZCD(제너블리드)선택
클램프네트워크는VR1,C4,R5및D5로구성됩니다.이네트워크는누설인덕턴스로인해발생하는피크드레인전압스파이크를TOPSwitch-JX내부MOSFET의정격BVDSS아래로제한합니다.경부하시효율을높히고무부하시소비전력을향상시키기위해표준RCD클램프가아닌이구성을선택했습니다.
표준RCD클램프에서C4는저항과직렬로연결된제너가아니라병렬저항에의해방전됩니다.RCD클램프에서는R5의저항값이선택되어풀부하및과부하상태하의피크드레인전압을제한합니다.그러나경부하또는무부하상태에서는누설인덕턴스에너지와스위칭주파수가모두더낮아지기때문에이저항값은이제커패시터전압을크게방전시킵니다.커패시터는각스위칭사이클에서반사출력전압보다높게재충전해야하므로더낮은커패시터전압은낭비되는에너지를나타냅니다.이것은마치파워서플라이의출력에연결된것처럼클램프손실을큰부하로보이게만드는효과가있습니다.
RZCD배열은커패시터전체전압이최소값(VR1의정격전압으로정의된값)아래로방전되지않도록방지하여경부하및무부하상태에서클램프손실을최소화하는방법으로이문제를해결합니다.제너VR1은높은피크손실용량이높은TVS이지만피크전류가낮기때문에저렴한표준제너도사용할수있습니다.
많은설계에서50W미만의저항값을C4와직렬로연결하여고주파링잉을댐핑하고EMI를향상시키기위해사용할수도있지만,이경우에는그럴필요가없습니다.
그림32.무부하시전력소비가매우낮은고효율12V,30W,유니버셜입력플라이백파워서플라이의회로도
PI-5775-030810
R1722 Ω
R2310 kΩ
1%
R2186.6 kΩ
1%D10
LL4148
R19470 Ω
R18110 Ω
U3LMV431A
1%
D5FR107
D6BAV19WS
VR3ZMM5245B-7
R166.8 Ω1/8 W
R910 Ω
R12191 kΩ
1%
R510 kΩ1/2 W
U2BLTV817D
U2ALTV817D
L114 mH
U1TOP266VG
C1047 µF25 V
C1847 nF50 V
C747 µF25 V
D7BAV21WS-
7-F
D8,9SB560
C9100 nF50 V
D11N4007
D21N4007
D31N4007
D41N4007
C14680 µF25 V
C15680 µF25 V
L23.3 µH
C16100 µF25 V
C121 nF
200 V
7,8
11,12
1
2
NC
T1EF25
C111 nF
250 VAC
C1100 nF
275 VACF13.15 A
TOPSwitch-JX
L
N
12 V, 2.5 A
RTN
6
4
C382 µF400 V
C44.7 nF1 kV
VR1P6KE180A
85 - 264VAC
D
S
C
V
FX
CONTROL
R15.1 MΩ
R310 MΩ
R25.1 MΩ
R1514.3 kΩ
1%
R410 MΩ
C2033 nF50 V
NC
Input Voltage (VAC) 85 230
Full Load Efficiency (%) 81.25 86.21
Average Efficiency (%) 85.13
No-load Input Power (mW) 60.8
115
83.94
84.97
61.98 74.74
트랜스포머 코어 선택• 132kHz스위칭주파수사용으로더작은코어를사용할수
있게되어비용절감가능
마그네틱코어의크기는스위칭주파수의함수입니다.높은스위칭주파수인132kHz를사용하면더작은코어를사용할수있습니다.TOPSwitch-JX의설계에서는스위칭주파수가높아지더라도나쁜영향을끼치지않습니다.TOPSwitch-JX의드레인소스간커패시터(COSS)가디스크리트MOSFETs의COSS보다작기때문입니다.
입력 센싱 저항 값• 입력센싱저항을4MW에서10.2MW으로늘려무부하시입력
전력손실이16mW로감소
입력센싱은저항R1및R2에서제공하며입력저전압및과전압기준값을설정합니다.이러한저항을합한값이표준4MW에서10.2MW으로증가되었습니다.이로인해저항이감소하므로무부하입력전력을26mW에서10mW까지감소시킵니다.그결과로인한UV기준값의변화를보정하기위해CONTROL핀과VOLTAGE-MONITOR핀사이에저항R12이추가하였습니다.그러면~16µA와동일한DC전류가V핀에추가되어~9µA만R1및R2를통해공급하면V핀UV임계전류값인~25µA에도달하고UV기준값이약95VDC로설정됩니다.
이테크닉은입력OV기능을효과적으로비활성화시키지못하여결과적으로OV기준값이~450VDC에서~980VDC까지상승하게됩니다.그러나이디자인에는영향을주지않습니다.입력커패시터(C3)의값이충분히커서1kV보다큰라인서지전압에도피크드레인전압이U1의정격BVDSS에도달하지않기때문입니다.
Rev.A030910
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피드백 구성• 높은CTR옵토커플러를사용하여2차측바이어스전류와무
부하소비전력을감소• 저전압,저전류전압레퍼런스IC를2차측에사용하여2차피
드백전류와무부하입력전력을감소• 무부하,높은입력전압에서바이어스권선전압을~9V로조
절하여무부하소비전력을감소
일반적으로높은입력전압에서CONTROL핀으로유입되는전류는~3mA입니다.이전류는바이어스권선(C10의양단전압)에서공급되기도하고출력에서직접공급되기도합니다.이러한두파워소스는모두파워서플라이출력부하를나타냅니다.
무부하상태에서바이어스권선의손실을최소화하기위해서는C7양단의전압이~9V가되도록바이어스권선의턴수와C7의값을조정해야합니다.이값은옵토커플러를바이어스상태로유지하고출력을레귤레이션상태로유지하는데필요한최소값입니다.
2차측피드백회로의손실을최소화하기위해높은CTR(300–600%의CTR)을사용했습니다.이는2차측옵토LED전류를3mA에서1mA미만으로줄이고,그에따라출력의유효부하가감소하는효과가있습니다.표준2.5VTL431전압레퍼런스IC를1.24VLMV431로변경하여공급전류를1mA에서100µA로감소시킬수있습니다.
출력 정류기 선택• 높은VOR사용으로60V쇼트키다이오드를사용할수있어효
율을높일수있고비용도줄일수있음
TOPSwitch-JX의높아진BVDSS정격725V(일반적인파워MOSFET의정격600V또는650V와비교했을때)로인해트랜스포머1차와2차간의권선비(반사출력전압또는VOR)를더높일수있습니다.이는출력다이오드의전압스트레스를감소시키고더효율적이고저렴한60V쇼트키다이오드(80V또는100V쇼트키다이오드에비해)를사용할수있도록합니다.더전압정격이낮을수록순방향전압강하가낮기때문에효율이향상됩니다.저렴하면서도높은효율을위해Axial타입의5A,60V쇼트키다이오드2개를병렬로사용하였습니다.따라서히트싱크를장착한단일고전류TO-220패키지다이오드와비교했을때다이오드의방열을PCB로하여더저렴하면서도높은효율을유지할수있습니다.이때각각의다이오드의정격전류는출력전류의두배로지정하며다이오드들이히트싱크용커먼캐소드PCB면적을공유하도록하는것을권장합니다.그리고각다이오드의온도를모니터링함으로써실제다이오드전류가효과적으로공유되고있는것을확인할수있습니다.
출력 인덕터 포스트 필터(Post Filter) 소프트 피니쉬(Soft Finish)• 인덕터L2는출력소프트피니쉬를제공하고커패시터를제
거시킬수있음
스타트업하는동안출력오버슈트를방지하기위해L2전체에나타나는전압을사용하여소프트피니쉬기능을제공합니다.L2양단전압이U2A와D10의순방향전압강하를초과하면전류가옵토커플러LED를통해흐르고1차에피드백을제공합니다.이구성은레귤레이션에도달할때까지출력전압의상승률을제한하고,U3양단에같은기능을구현하기위해일반적으로사용하는커패시터를제거시킬수있습니다.
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AN-47
부록 B
다중 출력 플라이백 파워 서플라이 설계
총출력파워가같은다중출력플라이백파워서플라이와단일출력플라이백파워서플라이의유일한다른점은2차측설계에있습니다.
묶음 출력 전력 설계AN-22,"TOPSwitch를사용한다중출력플라이백파워서플라이설계"에간단한다중출력플라이백설계가설명되어있습니다.이설계방식은모든출력을동등한하나의출력으로묶은단일출력으로시작하여2차측피크전류ISP와RMS전류ISRMS를유도해냅니다.하나의출력으로묶은파워에대응되는평균출력전류IO또한계산할수있습니다.
단순화시키기 위한 가정각각의출력권선에서의전류파형은각회로의임피던스에의해정해집니다.이임피던스는누설인덕턴스,다이오드특성,커패시터값그리고출력부하에의해결정되는함수입니다.전류파형이정확하게같지않더라도모든출력전류의형태가동등한파워를가진단일출력의전류형태와똑같다고가정할수있습니다.
출력 RMS 전류와 평균 전류 비교평균출력전류는항상DC부하전류와같은반면에,RMS값은전류파형에형태에따라결정됩니다.모든출력의전류파형형태가똑같다고가정하였기때문에RMS대평균전류비율또한같아야합니다.따라서평균출력전류를알고있다면,각출력권선의RMS전류를다음과같이계산할수있습니다.
여기서ISRMS(n)와IO(n)는n번째출력의2차측RMS전류와평균출력전류이고,ISRMS와IO는동등한하나의단일출력으로묶은2차측RMS전류및평균출력전류입니다.
각 출력의 2차측 설계 사용자화각2차측권선의턴수는각각의출력전압VO(n)를토대로계산됩니다.
출력다이오드최대역전압은다음과같습니다.
출력RMS전류ISRMS(n),2차측턴수NS(n),출력다이오드최대역전압PIVS(n)을알고있으면,단일출력을설계할때와동일한방법으로각출력의2차측을설계할수있습니다.
2차 권선 전선 크기TOPSwitch-JX설계스프레드시트는2차측권선와이어의지름을계산할때CMA를200으로가정합니다.이렇게하면별도의권선을사용하는각출력의RMS전류에필요한최소와이어선경을알수있습니다.설계자는더큰와이어를사용하여더좋은온도성능을원할수도있습니다.표피효과,보빈권선폭과같은기타사항을고려해볼때이보다작은선경여러가닥을병렬로사용하는것을권장합니다.또한트랜스포머를실제로제조할때고려해야할사항들이와이어선경크기에영향을줄수도있습니다.
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A 최초출시 03/10
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