memoire

Année universitaire : 2008-2009

Université Pierre et Marie Curie (Paris VI)

Telecom ParisTech

Diplôme National de Master en Sciences et Technologies Mention : Sciences De l’Ingénieur

Spécialité : Electronique et Systèmes de Communications

Parcours : Systèmes de Télécommunications Numériques

Rapport de Stage du Master

Thème :

Conception d’une chaîne de communication pour réseaux BAN sur

couche PHY UWB-IR

Réalisé par :

Ahmed BENFARAH

Encadrants :

Stéphane MEBALEY EKOME

Jean SCHWOERER

Du 01/04/2009 au 30/09/2009

Remerciements

Ce rapport s’inscrit dans le cadre de mon stage Master 2 parcours STN à l’université Paris 6/Telecom

ParisTech. Ce stage de six mois est effectué chez Orange Labs site Grenoble. Il concerne la conception

d’une chaîne de communication pour réseaux BAN (Body Area Network) sur couche PHY UWB-IR.

Au terme de ce travail, j’exprime ma gratitude pour tous ceux qui m’ont aidé de près ou de loin à

faire de ce stage une bonne opportunité tant sur le plan professionnel qu’humain.

Je remercie tout particulièrement Monsieur Stéphane MEBALEY EKOME mon responsable de

stage, pour son aide et sa contribution dans ma formation. La qualité de son encadrement et sa dis-

ponibilité au quotidien m’ont beaucoup aidé à réaliser ce travail dans les meilleures conditions.

Ce travail est facilité par un cadre professionnel compétent et agréable. Messieurs Jean SCHWOE-

RER et Benoit MISCOPEIN m’ont fait profiter de leurs expériences et les discussions que nous avons

menées ensemble ont été fructueuses dans l’avancement de mon travail. J’ai le plaisir de leurs expri-

mer tous mes remerciements et reconnaissances. Merci à toute l’équipe de TECH/MATIS/CITY pour

l’accueil et la bonne ambiance et particulièrement à Messieurs Dominique BARTHEL, Ismail EL KA-

LYOUBI, Trang HOANG, Quentin LAMPIN et Bilel ROMDHANI.

Je tiens à remercier l’équipe pédagogique de l’université Paris 6/Telecom ParisTech. La richesse et

le contenu de la formation que j’ai eu au sein de leurs établissements m’ont donné des outils puissants

pour mener à bien le travail de mon stage.

Je tiens à remercier également les membres de jury d’avoir accepté de juger mon travail.

Finalement, je n’oublie pas à exprimer mes sincères remerciements à ma famille, malgré la distance,

elle est toujours près de moi pour me soutenir et m’encourager : mon père Slaïm, ma mère Naama, ma

sœur Amène et mon frère Oussama.

i

Résumé

Les réseaux de type Body Area Network (BAN) constituent un sujet en plein essor au sein de la

communauté scientifique des réseaux sans fil. Ces réseaux visent des applications diverses allant du

secteur médical au sport et multimédia. Ils sont contraints à certaines exigences en termes de flexibilité

du débit, faible consommation, faible puissance. . . La radio impulsionnelle ultra large bande (UWB-IR),

de part ses caractéristiques, est une très bonne candidate pour servir de base à la couche physique des

réseaux BAN.

Nous avons développé une chaîne de communication basée sur l’UWB-IR. Cette chaîne permet un

débit de la couche physique variant de 1,42 Mbits/s jusqu’à 31,24 Mbits/s et prévoit deux architectures

de réception : réception cohérente et réception non-cohérente. Pour tester et valider cette chaîne de com-

munication, nous avons étudié ses performances pour un canal parfait gaussien et nous avons comparé

les résultats avec les performances théoriques. Puis, pour éprouver les limites de cette chaîne dans le cas

des réseaux BAN et faire le bilan de liaison, nous avons étudié les performances en présence des canaux

réels BAN CM3 et CM4. La contrepartie de la simplification apportée par l’architecture non-cohérente

est une dégradation assez importante des performances. Les simulations sont réalisées avec un logiciel

"UWB Impulse Radio" développé à Orange Labs et que nous avons contribué à son extension.

Mots clès : BAN, UWB-IR, récepteur cohérent, récepteur non-cohérent, canal CM3, canal CM4.

ii

Table des matières

Remerciements i

Résumé ii

Table des figures vii

Liste des tables viii

Acronymes ix

Intoduction générale 1

1 Présentation de l’entreprise 31.1 Groupe France Telecom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.2 Orange Labs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.2.1 Les missions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.2.2 Les divisions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.3 Présentation du laboratoire TECH/MATIS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2 Les réseaux BAN 72.1 Définition . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.2 Applications envisagées . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2.1 Applications médicales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2.2 Applications non-médiacles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.3 Types de liaisons . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.4 Spécifications techniques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3 Etat de l’art de la radio impulsionnelle ultra large bande UWB-IR 123.1 Définition . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.2 Réglementation de l’UWB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.2.1 Publication de la réglementation américaine . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.2.2 Publication de la réglementation européenne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.2.3 Vers une convergence mondiale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

iii

3.3 Avantages de l’UWB-IR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.4 Système d’émission . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.4.1 L’impulsion élémentaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.4.2 Modulations associées à l’UWB-IR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.5 Modèles du canal BAN-UWB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.5.1 Modèle du canal CM3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.5.2 Modèle du canal CM4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.6 Architectures de réception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.6.1 Architecture cohérente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.6.2 Architecture différentielle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.6.3 Architecture non-cohérente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.7 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

4 Conception de la couche PHY UWB-IR pour les réseaux BAN 264.1 Description de l’impulsion élémentaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

4.2 Choix de la modulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

4.3 Débits supportés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.4 Description du récepteur cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.4.1 Démodulation et prise de décision . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

4.4.2 Synchronisation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

4.4.3 Performances pour un canal parfait AWGN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

4.5 Description du récepteur non-cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.5.1 Filtrage passe-bande . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.5.2 Synchronisation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.5.3 Démodulation et prise de décision . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.5.4 Performances pour le canal parfait AWGN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

4.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5 Performances de la couche PHY pour les canaux BAN-UWB 385.1 Description générale du simulateur UWB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.1.1 Environnement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.1.2 Entités du simulateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.1.3 Nos contributions dans le simulateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

5.2 Bilan de liaison préliminaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.3 Performances du récepteur cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

5.3.1 Cas du canal CM3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

5.3.2 Cas du canal CM4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.3.3 Gain du traitement nécessaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

5.4 Performances du récepteur non-cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.4.1 Optimisation de la durée d’intégration . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.4.2 Performances pour le canal CM3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

iv

5.4.3 Gains du traitement nécessaires . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

Conclusion générale 50

Bibliographie 53

v

Table des figures

1.1 Organigramme de la fonction Innovation Marketing Groupe (IMG). . . . . . . . . . . . 4

1.2 Organigramme des divisions d’Orange Labs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1 Un réseau BAN avec son coordinateur (élément S). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.2 Liaisons possibles dans un réseau BAN. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.1 Masques d’émission UWB de la FCC (a) Système Indoor (b) Système Outdoor. . . . . . 14

3.2 Masque d’émission UWB de l’ECC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.3 Séquence d’impulsions modulée en PPM à 2, 4 et 8 états . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3.4 Séquence d’impulsions modulée en OOK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3.5 Séquence d’impulsions modulée en BPSK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3.6 L’affaiblissement du parcours en [dB] pour 100 réalisations du canal CM3 . . . . . . . . 20

3.7 PDP normalisé pour une réalisation du canal CM3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.8 PDP normalisé pour une réalisation du canal CM4 en fonction de l’angle de direction du

corps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.9 Structure d’un récepteur UWB-IR cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.10 Structure d’un récepteur UWB-IR différentiel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.11 Structure d’un récepteur UWB-IR non-cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

4.1 Variation de l’ondelette dans le domaine temporel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

4.2 Densité spectrale de puissance de l’ondelette . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

4.3 Modulation 2PPM-BPSK . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.4 Corrélation glissante en absence du bruit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.5 Probabilité et taux d’erreur symbole pour le récepteur cohérent de la modulation PPM-

BPSK. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

4.6 Gabarit du filtre passe-bas de fréquence de coupure 4,5 GHz . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.7 Gabarit du filtre passe-haut de fréquence de coupure 3,1 GHz. . . . . . . . . . . . . . . 34

4.8 Résultat de simulation de l’algorithme de synchronisation . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.9 Résultats de simulation de la PPM avec récepteur cohérent et récepteur non-cohérent . . 36

5.1 Schéma simplifié du simulateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

5.2 Fichier canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

5.3 Taux d’erreur binaire du récepteur cohérent pour 10 réalisations du canal CM3 . . . . . . 42

vi

5.4 Taux d’erreur binaire du récepteur cohérent pour canal AWGN et canal CM3 . . . . . . 43

5.5 Taux d’erreur binaire du récepteur cohérent pour canal AWGN et canal CM4 . . . . . . 44

5.6 CDF à 10% de l’énergie accumulée en fonction de la durée d’intégration . . . . . . . . . 45

5.7 Energie accumulée en fonction de la durée d’intégration et son modèle associé . . . . . . 46

5.8 Probabilité d’erreur binaire en fonction de la durée d’intégration pour le récepteur 2-PPM

non-cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.9 Taux d’erreur binaire pour le récepteur cohérent et le récepteur non-cohérent en présence

du canal CM3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

vii

Liste des tableaux

2.1 Modèles du canal BAN et liaisons associées. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.1 Modèle PDP du canal CM3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.2 Modèle PDP du canal CM4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.1 Les débits supportés. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

4.2 Règles d’identification des symboles pour établir la synchronisation. . . . . . . . . . . . 31

4.3 Paramètres de simulation de l’algorithme de synchronisation. . . . . . . . . . . . . . . . 35

5.1 Bilan de liaison . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

5.2 Gain du traitement nécessaire pour le récepteur cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

5.3 Valeurs des paramètres optimisés du modèle de la CDF pour le canal CM3 . . . . . . . . 45

5.4 Paramètres de simulation du récepteur non-cohérent . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

5.5 Gains de traitement nécessaires . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

viii

Acronymes

AWGN Additive White Gaussian Noise

BAN Body Area Network

BPSK Binary Phase Shift Keying

CDF Cumulative Distribution Function

CM Channel Model

DAA Detect And Avoid

DS-SS Direct Sequence-Spread Spectrum

ECC European Communications Committee

FCC Federal Communications Commission

FM Frequency Modulation

HDR High Data Rate

IEEE Institute of Electrical and Electronis Engineers

LAN Local Area Network

LDC Low Duty Cycle

LDR Low Data Rate

MAC Medium Access Control

MRC Maximum Ratio Combining

M2M Machine-To-Machine

NLOS Non-Line Of Sight

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

OOK On-Off Keying

PAN Personal Area Network

PDA Personal Digital Assistant

PDP Power Delay Profile

PPM Pulse Position Modulation

RFID Radio Frequency IDentification

RRC Root Raised Cosine

SNR Signal to Noise Ratio

UWB-IR Ultra Wide Band-Impulse Radio

XML Extensible Markup Language

ix

Introduction générale

Les réseaux de type BAN (Body Area Network) constituent un domaine en plein essor au sein de la

communauté scientifique des réseaux sans fil. En effet, après les réseaux personnels, l’intérêt est aujour-

d’hui porté sur cette catégorie de réseaux portés sur le corps humain et permettant la communication sans

fil entre divers équipements électroniques à des fins de divertissement (multimédia), pour les applications

du secteur médical et sportif.

Vu l’environnement des réseaux BAN et les applications envisagées, ces réseaux sont contraints à

certaine exigences :

– Puissance rayonnée très réduite du fait du contact avec le corps humain

– Très faible consommation pour une longue autonomie des batteries

– Forte variabilité en terme de débits pour répondre aux différentes applications des réseaux BAN

– Résistance aux phénomènes de propagation de l’onde électromagnétique dans un milieu très pro-

che ou en contact direct avec le corps humain.

L’objet de notre stage est la conception d’une couche physique pour ce nouveau type de réseau.

La technologie radio impulsionnelle ultra large bande (UWB-IR) est une très bonne candidate pour la

couche PHY des réseaux BAN car elle répond à certaine exigences de ces réseaux. Elle repose sur

l’émission des impulsions très courtes dans le temps, donc très large en spectre, ce qui apporte de la

diversité fréquentielle. L’idée de l’UWB-IR abandonne la transmission classique en bande étroite ce qui

permet une architecture de réception sans les composants RF (mélangeur, oscillateur) très gourmands en

consommation. De plus, cette technologie est flexible en terme de débits.

Le travail de notre stage du Master consiste à l’étude de la possibilité de proposer cette technologie

comme couche PHY des réseaux BAN. Nous définissons les paramètres de cette couche PHY et les

choix du système d’émission et des architectures de réception. Une fois cette couche PHY est définie

et spécifiée, nous nous intéressons à analyser ses performances en présence des modèles du canal BAN

multi-trajets. Les résultats de cette analyse sont utiles pour faire le bilan de liaison. Pour tester cette

couche PHY, nous avons utilisé un simulateur UWB-IR développé en interne avec C++. Nous avons

ajouté quelques modules à ce simulateur pour qu’il soit adapté à notre couche PHY.

Contexte du sujet

Le sujet de stage s’inscrit dans le cadre du groupe de travail IEEE 802.15.6 pour la standardisation

des réseaux BAN et aussi dans le cadre du projet Français BANET :

1

– Orange Labs en partenariat avec Cea-Leti et Thales participent au groupe du travail IEEE 802.15.6.

Ce groupe a été crée en novembre 2007. Il a pour but de développer un standard de communica-

tion optimisé pour des équipements à faible consommation opérant à l’intérieur, sur et autour le

corps humain. Orange Labs travaille avec ses partenaires pour une proposition commune à cette

standardisation.

– Le projet BANET (Body Area NEtworks and Technologies) est un projet français qui regroupe

des industriels et des laboratoires académiques (Cea-Leti, Inria, UPMC, Orange Labs, ELA Me-

dical. . . ). Le premier objectif de BANET est de fournir un cadre de travail, des modèles et des

technologies pour concevoir un système de communication sans fils optimisé pour un large champ

d’applications utilisant un réseau BAN. Le deuxième objectif de BANET est de disséminer les

résultats obtenus au sein du comité de standardisation IEEE 802 et la communauté scientifique. Le

but à long terme est de travailler vers une réduction maximale de la consommation pour améliorer

l’acceptabilité, la durée de vie des batteries et économiser l’énergie.

Plan du rapport

Ce rapport est organisé en cinq chapitres.

Dans le premier chapitre, nous présentons d’une manière générale les divisions et les missions de

l’entreprise d’accueil. Nous détaillons les missions du laboratoire que nous sommes attachés.

Le deuxième chapitre est une introduction des principes généraux des réseaux BAN. Après une

présentation de ces réseaux et les applications envisagées, nous étudions les contraintes techniques que

nous devons prendre en considération lors de la conception de ces réseaux.

Le troisième chapitre est un état de l’art de l’UWB-IR. Nous présentons les caractéristiques et les

atouts de cette technologie. Nous étudions le système d’émission, les modulations associées à l’UWB-IR

et nous terminons par présenter quelques structures de réception.

Nous définissons dans le quatrième chapitre la couche PHY basée sur l’UWB-IR. Cette définition

englobe les choix que nous avons adoptés pour le système d’émission (impulsion élémentaire, type de la

modulation) et les architectures de réception (récepteur cohérent, récepteur non-cohérent).

Dans le dernier chapitre, nous analysons les performances de la couche PHY définie dans le chapitre

précédent pour des canaux réels BAN multi-trajets. Cette analyse est faite pour le récepteur cohérent et

le récepteur non-cohérent en utilisant le logiciel "UWB Impulse Radio" développé à Orange Labs avec

l’environnement C++.

2

Chapitre 1

Présentation de l’entreprise

1.1 Groupe France Telecom

Le Groupe France Télécom est une grande entreprise de télécommunication, opérateur fixe et mobile,

et fournisseur d’accès Internet ADSL. Il est l’un des leaders mondiaux des services de télécommunica-

tion. Le groupe sert plus de 182 millions de clients dans 30 pays au 31 décembre 2008. Le groupe a

réalisé un chiffre d’affaires de 53,5 milliards d’euros en 2008.

Le comité de direction générale du groupe France Télécom est composé de neuf membres et s’assure

de la mise en œuvre de la stratégie et des programmes de transformation du Groupe et effectue le suivi

de ses performances opérationnelles et financières. En 2006, le Groupe a concrétisé sa transformation

par la mise en place d’une nouvelle organisation. Elle repose à la fois sur la proximité des marchés et sur

une vision globale des activités. Trois types d’entités structurent cette organisation :

– Les directions des opérations : Elles coordonnent dans un pays ou dans une zone géographique

l’ensemble des activités au plus proche des clients.

– Les lignes de business : Elles pilotent la stratégie mondiale du Groupe en matière d’offres. Les

six lignes de business du groupe sont : home, personal, contenus, audience et publicité, santé et

entreprises. Les lignes de business santé, contenus et audience/publicité sont regroupées au sein

de la direction des nouvelles activités de croissance.

– Les fonctions groupes : Elles définissent une politique globale à l’échelle du groupe et assurent

le pilotage pour chaque domaine. Les huit fonctions groupe : communication et marque, finances,

innovation marketing groupe (IMG), NCPI (réseaux, opérateurs, plateformes et infrastructure),

group IT, secrétariat général, ressources humaines, transformation et achats et finalement ventes et

expérience client.

Orange Labs se place dans l’entité fonctions groupes dans la structure du Groupe France Télécom et

plus précisément dans la fonction groupe IMG. La figure 1.1 montre l’organigramme de cette fonction

groupe.

L’organigramme fait apparaître les entités qui participent au réseau Orange Labs qui sont le Marketing

Groupe, le Technocentre et la Recherche & Développement.

3

FIG. 1.1 – Organigramme de la fonction Innovation Marketing Groupe (IMG).

1.2 Orange Labs

1.2.1 Les missions

Le groupe France Télécom a renforcé considérablement sa division Recherche & Développement

nommée Orange Labs. Cette division regroupe actuellement 15 laboratoires dans huit pays (France,

Chine, Japon, Corée du Sud, Etats-Unis, Royaume-Uni, Pologne, Jordanie et Egypte), le technocentre

et l’explocentre de Paris. Les idées qui ont un fort potentiel de développement vont à l’explocentre. Le

Strategic Maketing Committee, l’instance d’arbitrage, détermine ensuite quels projets seront traités par

le technocentre pour être ensuite industrialisés. Les laboratoires regroupent 3800 chercheurs, ingénieurs

et scientifiques. Le technocentre accueille 1000 personnels de 16 nationalités.

La Recherche & Développement concentre ses recherches dans deux domaines : l’anticipation des

avancées technologiques majeures et des nouveaux usages en matière de télécommunications et l’amé-

lioration des réseaux et infrastructures. La Recherche & Développement travaille en étroite collaboration

avec le marketing stratégique en lui fournissant les ressources en développement nécessaires pour l’accé-

lération de la mise sur le marché (time to market) de nouvelles offres des produits/services ou nouveaux

déploiements de réseaux à court et moyen terme. Les principales missions d’Orange Labs :

– Développer des produits et services pour le groupe en respectant la qualité de service.

– Dégager des nouvelles sources de croissance.

– Anticiper les révolutions technologiques et d’usage.

4

– Imaginer dès maintenant les solutions du futur.

1.2.2 Les divisions

Les activités d’Orange Labs sont réparties entre différents centres de R&D :

– services intégrés résidentiels et personnels

– services aux entreprises

– middleware et plates-formes avancées

– technologies

– cœur de réseau

– réseaux d’accès

– labos internationaux

La figure 1.2 montre l’organigramme des différents CRD d’Orange Labs.

FIG. 1.2 – Organigramme des divisions d’Orange Labs.

Mon stage s’est déroulé au sein du laboratoire MATIS de CRD technologies (TECH).

1.3 Présentation du laboratoire TECH/MATIS

Le laboratoire "Machine to machine technologies, tangible interactions, expertise on devices" est

dirigé par Monsieur Noël Chateau et a pour missions principales [12] :

– d’être le centre de compétences pour le Groupe sur les technologies pour les M2M (réseaux capil-

laires, passerelles et intégrateur de solutions technologiques) par :

– la réalisation de benchmarks et l’analyse de roadmaps de technologies afin de préconiser les

meilleures solutions pour le Groupe

– la réalisation d’études sur l’architecture des réseaux capillaires, couche physique, couche MAC,

interconnexion, optimisation de réseaux de capteurs/actionneurs spontanés et auto-organisés,

5

optimisation cross-layer

– la conduite d’actions en normalisation sur les technologies clés soutenues par le Groupe (ex :

802.15.4)

– le développement d’une gamme de passerelles M2M en anticipation permettant de réaliser un

prototypage de démonstrateurs et d’éprouver la validation de fonctions distribuées évoluées

– la réalisation en laboratoire de maquettes preuves de concept intégrant diverses technologies

(ex : connectivité Zigbee et Wavenis, RFID, localisation indoor) permettant leur évaluation et

leur amélioration, en vue d’un déploiement

– le déploiement de solutions technologiques pour le M2M dans les domaines et thématiques

prioritaires du Groupe, en avance de phase, pour expérimentation de concepts de services

– l’étude des règles de déploiement et d’opération à grande échelle de solutions technologiques

pour le M2M (incluant les règles d’ingénierie radio, le device management, la supervision, la

gestion de la QoS, etc.)

– d’être le centre de compétences pour le Groupe des analyses technico-économiques des devices

et objets connectés et d’être centralisateur de la veille sur l’innovation technologique de ceux-ci,

par :

– la réalisation d’analyses technico-économiques des devices (terminaux du fixe, mobiles, ter-

minaux convergents, passerelles et solutions pour le M2M et de leurs sous-systèmes) sur les

aspects hardware et software embarqué

– le développement et l’exploitation d’un outil de projection des coûts des devices

– l’analyse et la fourniture des éléments de roadmaps technologiques des devices

– d’être le centre de compétences pour le Groupe dans la connaissance fine de la relation de l’indi-

vidu aux devices et objets, au travers de l’interaction tangible qu’il entretient avec eux par :

– le développement et l’expérimentation d’interfaces tangibles reposant sur les technologies d’éc-

rans tactiles, picots tactiles, vibreurs, accéléromètres, capteurs de pression

– l’étude de la relation à la technologie (technophile/technophobe, terminal dédié/éclaté/unique)

– l’étude de la relation à l’objet physique (matériau, poids, prise en main, couleurs, ressenti, pro-

jections, comportement avec l’objet)

– l’étude de la relation aux interfaces de services (l’utilisation et la maniabilité des interfaces,

l’ergonomie-facilité d’utilisation)

6

Chapitre 2

Les réseaux BAN

Dans ce chapitre, nous donnons une présentation et une description des réseaux BAN. Ces nouveaux

réseaux sont encore en phase d’étude par le groupe du travail IEEE 802.15.6 qui a été crée en novembre

2007 pour une prochaine normalisation. Nous commençons par définir ces réseaux BAN. Ensuite, nous

présentons les applications et les services envisagés. Enfin, nous décrivons les connexions possibles dans

un réseau BAN et nous terminons par une synthèse des requis techniques.

2.1 Définition

Les réseaux BAN visent à remplacer les câbles autour du corps humain rencontrés dans diverses

applications. Le plus souvent, les BAN sont associés à des applications et des scénarios dans lesquels

plusieurs capteurs et équipements électroniques peuvent recueillir et regrouper des informations d’ordre

physiologique et prendre des mesures en conséquence, échanger des données, les stocker, les enregistrer

ou les transmettre à une unité distante. Les différents éléments du réseau peuvent être localisés à l’in-

térieur du corps, portés sur le corps, dans les vêtements ou encore dans le voisinage proche du corps

[18].

La plupart des réseaux qui existent aujourd’hui sont liés aux applications médicales, mais le BAN

ambitionne d’explorer un champ d’applications plus large tels que la localisation, le sport ou encore le

multimédia. Les éléments du réseau doivent être en mesure de communiquer les uns avec les autres en

utilisant la même interface air, quelques soient les applications visées.

Le défi avec les BAN est de mettre en œuvre les mesures nécessaires pour que chaque élément

puisse trouver sa place dans le réseau, et que chaque application ait assez de ressources pour fonctionner

correctement suivant deux contraintes majeures : une transmission à très faible puissance et à débit

variable.

Le réseau est muni d’un coordinateur qui est le dispositif le plus apte à prendre des décisions et

contrôler le réseau. Il doit pouvoir collecter des informations, les expédier à l’intérieur ou en dehors du

réseau et gérer l’utilisation des ressources spectrales dans le temps. La figure 2.1 montre le schéma d’un

réseau BAN avec son coordinateur.

7

FIG. 2.1 – Un réseau BAN avec son coordinateur (élément S).

2.2 Applications envisagées

Le groupe du travail IEEE 802.15.6 pour la normalisation des réseaux BAN a cité 55 applications

de ces réseaux et subdivise ces applications en deux catégories [1] : les applications médicales et les

applications non-médicales. Les contraintes liées aux différentes applications ne sont pas les mêmes et

les besoins divergent. Nous allons voir dans ce paragraphe des exemples d’utilisation des réseaux BAN

suivant les deux catégories d’applications envisagées.

2.2.1 Applications médicales

Des informations physiologiques relatives à la santé des patients peuvent être collectées à l’aide des

capteurs situés à l’intérieur ou sur le corps humain. Ces informations peuvent être stockées et exploitées

par un spécialiste permettant une intervention immédiate en cas d’urgence. Les applications sont diverses,

nous pouvons citer :

– Localisation du patient : Selon la position du patient, un message peut être envoyé au spécialiste

pour intervention sur lieu si besoin avec acheminement des équipements médicaux et de secours.

– Moniteur cardiaque et capteur de rythme cardiaque : Ces informations servent à contrôler le rythme

cardiaque du patient afin de pouvoir réagir très rapidement en cas de crise cardiaque ou compor-

tement anormal du cœur. Avec les données envoyées par le moniteur, le spécialiste peut décider

d’effectuer une intervention immédiate et envoyer une ambulance au patient avec le traitement

nécessaire et approprié à l’intérieur.

8

– Moniteur de glucose et pompe à insuline : Pour les patients diabétiques, les moniteurs de glucose

dans un BAN peuvent aider le patient à réguler le taux de glucose sanguin.

En résumé, les applications des réseaux BAN dans le secteur médical permettent le suivi des patients

à distance et améliorent l’efficacité de soin à domicile.

2.2.2 Applications non-médiacles

Ces applications concernent essentiellement le divertissement, le sport et la localisation. Il s’agit

d’échange de flux audio et vidéo, transfert des fichiers, commande à distance et la localisation des objets

ou d’individus. Le réseau est composé de différents éléments d’usage quotidien tels que la montre, le

téléphone mobile, les lunettes, le kit oreillette sans fil. . . Parmi les exemples d’utilisation nous pouvons

citer :

– Echange audio et vidéo entre le téléphone mobile ou le PDA et les écouteurs sans fil

– Affichage de l’appelant sur la montre

– Affichage sur la montre ou la lunette sans fil de la liste de lecture du baladeur

– Contrôle du PDA ou téléphone mobile par la montre, la voiture ou un contrôleur externe

– Monitoring sportif et contrôle des entraînements physiques

– Appel visio avec les lunettes sans fil ou la montre pour afficheur

– Jeux en ligne sans fil

– Interaction avec les autres réseaux (PAN, LAN. . . ) pour le transfert des fichiers et des données

2.3 Types de liaisons

Le groupe de travail des réseaux BAN dans ses publications différencie plusieurs types de liaisons

dans un réseau BAN suivant la position [20]. Ainsi, l’élément est dit implant s’il est situé à l’intérieur

du corps, Body surface s’il est situé sur le corps (peau ou vêtements) et enfin external s’il est éloigné du

corps avec une distance maximale de 5m. Le groupe a défini les liaisons suivant les différents scénarios

qui peuvent exister entre ces éléments. Il a extrait 4 types de modèles du canal BAN suivant ces liaisons.

La figure 2.2 montre ces différents types de liaison. Nous distinguons le canal CM1 qui concerne les

communications entre implants, le canal CM2 pour communication implant élément de surface (Body

surface) ou external, canal CM3 pour deux éléments à la surface du corps et enfin le canal CM4 pour un

élément de surface et un external.

Le tableau 2.1 présente les 4 modèles des canaux avec les fréquences et les types de liaisons associés.

2.4 Spécifications techniques

Le prochain standard IEEE 802.15.6 définira les couches MAC et PHY pour une communication

sans fil à courte portée sur et autour le corps humain. Le standard a pour finalité de supporter une com-

munication sans fil à faible complexité, coût et consommation et fiable pour satisfaire les différentes

applications et services cités dans la section 2.2.

9

FIG. 2.2 – Liaisons possibles dans un réseau BAN.

Liaison Bande de fréquence Modèle du canal

Implant vers Implant 402-405 MHz CM1

Implant vers Body Surface ou External 402-405 MHz CM2

Body Surface vers Body Surface 13.5, 50, 400, 600, 900 MHz CM3

2.4, 3.1-10.6 GHz

Body Surface vers External 13.5, 50, 400, 600, 900 MHz CM4

2.4, 3.1-10.6 GHz

TAB. 2.1 – Modèles du canal BAN et liaisons associées.

Dans cette section, nous étudions les spécifications techniques que doivent répondre le prochain

standard et que nous devons prendre en considération lors de la conception technique du réseau BAN

[19].

– Topologie : Les composants du réseau doivent être en proximité, sur ou à l’intérieur du corps

humain. Le lien entre ces composants doit être bi-directionnel. La procédure de connexion et

déconnexion doit être simple et dynamique. Le durée de cette procédure est inférieure à 3 secondes.

Un réseau médical type consiste en 6 nœuds. La configuration du réseau doit supporter plus que

256 nœuds.

– Débits : Le débit individuel entre deux nœuds BAN est compris entre 10 kb/s et 10 Mb/s.

– Portée : Une portée minimale de 3 mètres doit être supportée entre deux nœuds du réseau BAN.

Pour cette portée, le taux d’erreur par paquet doit être inférieur à 10% pour un paquet de données

10

de 256 octets.

– Qualité de service QoS : Les paramètres QoS ont un impact important sur les couches MAC

et PHY. Une grande fiabilité doit être accordée aux applications médicales. Pour les applications

temps réel, la fiabilité, la latence et le jitter doivent être supportés. La latence pour les applications

médicales doit être inférieure à 125 ms. La latence et le jitter pour les applications non-médicales

doivent être inférieurs à 250 ms et 50 ms respectivement. Le réseau doit être capable de réagir

rapidement (< 1 s) dans les situations d’alarmes qui ont une priorité plus importante. Il est possible

de ne pas activer l’économie d’énergie pour ce type de trafic. Le mécanisme de migration du canal

doit être considéré. Le trafic périodique et continu doivent être supportés aussi.

– Consommation de puissance : Pour certaines applications, la durée de vie des batteries est de

l’ordre des mois et des années. Par contre pour d’autres applications, la durée de vie des batteries

est de dizaine d’heures. Le réseau doit opérer avec une consommation de puissance minimale pour

économiser les batteries.

– Antennes : Il n’y a pas de spécification particulière sur le diagramme de rayonnement des an-

tennes. L’interface en contact avec le corps doit être couverte par un tissu d’une matière compatible

car le corps influence l’impédence et le diagramme de l’antenne.

– Mobilité : Les nœuds doivent être capables de communiquer lorsque le corps est en mouvement.

Il est acceptable que la capacité du réseau soit réduite dans ce cas à cause de l’instabilité du canal

mais les données ne doivent pas être perdues. Pendant que les nœuds peuvent se déplacer, tout le

réseau BAN peut changer sa position. Ce mouvement entraîne un changement de l’environnement

et de l’interférence. L’effet Doppler n’est pas pris en considération.

– Réglementation : Les équipements doivent obéir aux spécifications dans les bandes de fréquence

concernées des organismes appropriés. Une bande de fréquence commune à l’échelle interna-

tionale est conseillée pour permettre l’utilisation des équipements BAN pour les utilisateurs en

situation de voyage.

2.5 Conclusion

Le réseau BAN est composé d’équipements et des composants dédiés à des communications sans fil

autour du corps humain. Ainsi, nous distinguons les composants localisés à l’intérieur, sur ou à proximité

du corps humain. Les principales applications envisagées sont de type médicales, sport, multimédia. . . Le

prochain standard des réseaux BAN doit prendre en considération plusieurs contraintes comme une com-

munication fiable à faible complexité et consommation et des débits variables en une seule radio assez

flexible pour couvrir tous les cas.

L’objet de notre travail de stage est la conception d’une couche PHY pour ce prochain standard. Une

technologie bien adaptée à ces contraintes des réseaux BAN est la radio impulsionnelle ultra large bande

(UWB-IR). Le prochain chapitre est consacré à un état de l’art de l’UWB-IR.

11

Chapitre 3

Etat de l’art de la radio impulsionnelleultra large bande UWB-IR

Après avoir étudié les réseaux BAN, leurs applications et leurs problématiques, ce chapitre est un

état de l’art de la technologie UWB-IR. C’est cette technologie qui sera la base de notre couche PHY

proposée pour les réseaux BAN. Donc à travers ce chapitre, nous étudions les caractéristiques et les

points clés de cette technologie. Nous commençons par sa définition et les étapes de sa réglementation.

Puis nous nous intéressons au système d’émission UWB-IR et les principales architectures de réception.

3.1 Définition

Le sigle UWB caractérise des signaux dits ultra large bande, c’est-à-dire qui satisfont l’un des critères

suivants d’après la définition de [7] :

– Largeur de bande à -10 dB > 20% de la fréquence centrale

– Largeur de bande à -10 dB > 500 MHz

C’est une définition relativement large, il existe différentes technologies qui peuvent satisfaire l’une de

ces deux conditions. Nous pouvons citer principalement :

– L’étalement de spectre à séquence directe (DS-SS) qui permet, si le débit du code d’étalement est

suffisant, d’obtenir un signal ultra-large bande.

– Les modulations sur des rampes de fréquence (chirp modulation).

– Un multiplex OFDM suffisamment large.

– Une modulation FM avec une très forte excursion en fréquence.

– L’Impulse Radio (IR), ou radio impulsionnelle, technologie dont le principe consiste à émettre

directement en bande de base, des impulsions très courtes avec un faible rapport cyclique. Du fait

de leur brièveté, ces impulsions sont intrinsèquement large bande.

C’est cette dernière définition qui caractérise la radio impulsionnelle ultra large bande UWB-IR.

Tout au long de notre travail, nous allons adopter cette technologie. Il faut noter qu’actuellement la

dénomination UWB caractérise une bande de fréquence attribuée par la FCC plus qu’une technologie

particulière. Nous reviendrons plus en détail sur ce point dans la section suivante.

12

3.2 Réglementation de l’UWB

Naturellement, l’introduction d’une nouvelle technique de communication sur le marché intervient

après approbation par les organismes de réglementation et de certification afin d’assurer la cohabitation

avec les systèmes déjà existants. Les équipements radio sont de plus en plus présents et le processus de

réglementation devient donc de plus en plus compliqué et sévère.

Les Etats-Unis ont été les premiers à poser la question de réglementation de l’UWB. Un débat a

eu lieu sur le statut qui doit être accordé à un système qui transmet volontairement sur des portions du

spectre déjà allouées à d’autres services. Ces derniers bénéficient d’un statut primaire et d’une protection

contre les brouillages grâce au paiement d’une licence. La question a été posée sur la possibilité d’une

cohabitation entre ces systèmes et l’UWB. L’argument est que tout appareil électrique peut émettre un

signal parasite de densité spectrale de puissance DSP pouvant aller jusqu’à -41,3 dBm/MHz au titre de

rayonnement parasite. Pourquoi le système UWB ne pourrait-il pas émettre sur une grande partie du

spectre avec cette même contrainte de puissance ? Les Etats-Unis ont donc été les premiers à ouvrir une

bande large du spectre de 3,1 à 10,6 GHz non soumise à une licence. L’Europe a suivi mais avec une

approche plus conservatrice et des contraintes plus strictes.

3.2.1 Publication de la réglementation américaine

L’organisme chargé de la réglementation du spectre aux Etats-Unis à des fins non militaires est la

FCC. Cet organisme a commencé le processus de la réglementation de l’UWB en 1998 qui s’est terminé

en février 2002 par la mise à disposition de 7,5 GHz de bande continue non soumise à une licence avec

une puissance totale de l’ordre de 0.5 mW pour toute la bande. L’ensemble des informations se trouve

dans le document 15 des textes de la FCC [7]. Ces textes donnent la définition d’un signal UWB comme

a été mentionné dans la section 3.1 puis nous retrouvons les spécifications en terme de la puissance

isotropique rayonnée équivalente (PIRE) maximale autorisée qui est de -41,3 dBm/MHz. A cela s’ajoute

les contraintes d’émission hors-bande propres à chaque application parmi lesquelles nous retrouvons les

applications indoor (atténuation de 10 dB) et outdoor (atténuation de 20 dB). Les contraintes d’émission

hors-bande en outdoor sont plus fortes qu’en indoor comme l’illustre la figure 3.1.

La puissance de -41,3 dBm/MHz correspond à une puissance moyenne émise pendant une durée n’excé-

dant pas 1 ms. A cette limitation sur la puissance moyenne s’ajoute une autre limitation sur la puissance

crête mesurée autour du maximum spectral. Pour une bande de mesure de 50 MHz, la puissance crête est

limitée à 0 dBm.

3.2.2 Publication de la réglementation européenne

La situation en Europe vis-à-vis de la réglementation de l’UWB n’est pas aussi claire que celle

aux Etats-Unis. La division ECC de la CEPT (chargée à prendre les décisions concernant l’attribution

spectrale au niveau européen) adopte une approche séquentielle en divisant les 7,5 GHz de bande de la

FCC en plusieurs sous-bandes afin d’analyser les problèmes d’interférences et de coexistence relatifs à

chacune de ces sous-bandes.

13

FIG. 3.1 – Masques d’émission UWB de la FCC (a) Système Indoor (b) Système Outdoor.

La première étape dans le processus de réglementation européen est la décision prise en avril 2006

[5], qui autorise une activité UWB limitée à la bande 6-8,5 GHz avec une puissance moyenne à l’émission

de -41,3 dBm/MHz et une puissance crête de 0 dBm par 50 MHz de bande. Concernant les spécifications

hors-bandes, elles sont plus sévères que celles de la FCC avec -85 dBm/MHz en deçà de 3,4 GHz par

exemple.

Concernant la bande 3,4-4,8 GHz, une seconde décision a suivi en décembre 2006 autorisant une

activité UWB dans cette bande à condition d’utilisation des techniques LDC (Low Duty Cycle) et DAA

(Detect And Avoid) visant à réduire les puissances émises [6]. L’ouverture des bandes 8,5-9 GHz et 3,1-

3,4 GHz est une décision très récente qui a été prise en octobre 2008 avec obligation d’utilisation des

techniques LDC et DAA. L’ensemble de ces spécifications relatives à la réglementation de l’UWB en

Europe est résumé dans la figure 3.2.

3.2.3 Vers une convergence mondiale

La réglementation de l’UWB par la FCC en 2002 a poussé les autres régions du monde telles que

l’Europe et l’Asie à entamer ce processus. Cependant, chaque région possède une propre occupation de

sa ressource spectrale et il est difficile de trouver une bande commune à l’échelle mondiale. Malgré cette

contrainte et à la vue des statuts de réglementation aux Etats-Unis, en Europe, au Japon, en Corée et

en Chine, une bande "presque" mondiale est déjà disponible entre 7,25-8,5 GHz avec une DSP égale à

-41,3 dBm/MHz. Une autre bande est disponible entre 4,2-4,8 GHz à condition d’utiliser les techniques

LDC/DAA en Japon et en Europe.

14

FIG. 3.2 – Masque d’émission UWB de l’ECC

3.3 Avantages de l’UWB-IR

Dans une approche préliminaire, l’intérêt porté aux communications UWB repose sur la formule de

Shannon (3.1) donnant la capacité C d’un canal de largeur de bande B et pour un rapport signal-à-bruit

SNR :

C = B × log2(1 + SNR) (3.1)

L’équation (3.1) montre que l’augmentation de la capacité en fonction du rapport signal-à-bruit suit une

loi logarithmique alors que l’augmentation de la capacité en fonction de la bande croît linéairement d’où

l’intérêt des systèmes UWB.

Les principaux avantages d’un système UWB-IR :

– C’est un signal très large bande (de 1 à quelques GHz), ce qui lui permet de tirer parti d’une

grande diversité fréquentielle. Ainsi, un signal UWB est robuste aux interférences car la probabilité

d’avoir un canal entièrement bloquant est faible.

– C’est un signal à très faible DSP (fixée par la FCC à -41,3 dBm/MHz). Donc il est possible de faire

des systèmes à très basse consommation en utilisant des bandes déjà utilisées par des systèmes à

bande étroite (réutilisation des fréquences).

– La ressemblance d’un signal UWB à un bruit blanc ainsi que les faibles puissances utilisées font

que l’UWB est robuste à l’interception par un intrus.

– Le signal UWB présente une très forte résolution temporelle. Cette caractéristique lui permet de

séparer des trajets proches et bénéficier de la diversité des multi-trajets. Cette même caractéristique

permet aussi d’envisager des applications de localisation.

– Avec l’UWB, les architectures RF sont simplifiées du fait de l’émission des impulsions en bande

de base permettant ainsi des équipements à faible coût et complexité.

– Flexibilité du schéma de transmission UWB-IR à des débits très variables adapté tant pour des

15

applications de type HDR (High Data Rate) que pour des applications LDR (Low Data Rate).

Ces avantages de l’UWB-IR répondent à certaines exigences et spécifications des réseaux BAN déjà

citées dans la section 2.4. Ces avantages justifient le choix d’une couche physique BAN basée sur l’UWB-

IR.

3.4 Système d’émission

3.4.1 L’impulsion élémentaire

L’idée de la radio impulsionnelle repose sur le fait qu’une impulsion de très courte durée (1 ns)

occupe un spectre très large (de 1 à quelques GHz). Les impulsions décrites dans les premiers articles de

l’UWB-IR sont le plus souvent un monocyle gaussien, c’est-à-dire la dérivée première d’une gaussienne.

Dans ce cas, on considère usuellement qu’une impulsion de largeur τ occupe une bande égale à 116%×1/τ [13].

Ces impulsions sont émises à des intervalles relativement importants formant ainsi un signal à très

faible rapport cyclique (moins de 1%) et donc une puissance moyenne réduite. Pour compenser cette

faible puissance, on ajoute de la redondance en transmettant plusieurs impulsions par symbole. Il faut

noter qu’un tel signal est périodique et donc il présente des raies spectrales espacées de la fréquence de

répétition de l’impulsion.

Le monocycle gaussien est incapable de respecter les limites hors bande de la réglementation. Ainsi

le monocyle gaussien a été remplacé par une ondelette qui remplit les critères d’occupation spectrale.

L’ondelette consiste à multiplier l’impulsion en bande de base (généralement une gaussienne) par une

porteuse située dans la bande cible.

3.4.2 Modulations associées à l’UWB-IR

Dans ce paragraphe, nous présentons les principales modulations utilisées pour moduler le train

d’impulsions et ainsi coder l’information à transmettre [9].

Modulation par la position de l’impulsion (PPM)

La modulation PPM consiste à décaler dans le temps la position de l’impulsion suivant le symbole à

transmettre. C’est une modulation à plusieurs états comme le montre la figure 3.3.

L’expression mathématique du signal modulé en PPM peut être donnée par :

s(t) =∑k∈Z

p(t− skδ − kTs) (3.2)

où δ est l’indice de la modulation en [s], p(t) est l’impulsion élémentaire, sk représente la séquence de

positions ∈ N et Ts est la durée symbole en [s].

Ce schéma de modulation présente les avantages suivants :

– Il détruit la périodicité du train d’impulsions ce qui aplanit le spectre et entraîne une meilleure

répartition de la puissance sur la bande.

16

FIG. 3.3 – Séquence d’impulsions modulée en PPM à 2, 4 et 8 états

– Il est capable de supporter une modulation à un grand nombre d’états grâce à la définition de

différentes valeurs du décalage en temps.

– Sa mise en œvre à l’émission est relativement simple, puisqu’il suffit de contrôler précisément

l’instant d’émission de l’impulsion.

Dans les premiers articles de la radio impulsionnelle [17], l’indice de la modulation PPM était de

l’ordre de la durée de l’impulsion (PPM petite échelle). Par la suite est apparue la modulation PPM large

échelle où l’indice est devenu très supérieur à la durée de l’impulsion émise.

Modulation tout ou rien (OOK)

La modulation OOK consiste à coder l’information par la présence ou l’absence de l’impulsion au

moment prévu. C’est une forme de modulation d’amplitude à un seul état dans la mesure où l’absence

de l’impulsion peut être assimilée à une amplitude nulle. L’expression mathématique du signal modulé

en OOK peut être donnée par :

s(t) =∑k∈Z

akp(t− kTs) (3.3)

où ak est la séquence d’amplitudes à transmettre ak ∈ 0, 1. La figure 3.4 illustre le principe de la

modulation OOK.

FIG. 3.4 – Séquence d’impulsions modulée en OOK

Las avantages d’une telle modulation :

17

– Sa mise en œvre est simple à l’émission et à la réception. De plus, comme la position de l’impulsion

ne varie pas, la synchronisation est aussi plus simple.

– Elle permet de casser la périodicité du signal et ainsi éviter les raies spectrales sous réserve que

les données transmises ne soient pas périodiques ce qui nécessite l’utilisation d’un schéma d’em-

brouillage.

– A puissance moyenne équivalente, sous l’hypothèse de l’équiprobabilité des symboles, la mo-

dulation OOK permet d’émettre des impulsions deux fois plus puissantes que dans le cas d’une

modulation PPM. Ceci facilite la détection de l’impulsion par le récepteur.

Modulation à deux états de phase (BPSK)

La modulation BPSK consiste à coder l’information suivant la polarité de l’impulsion. L’expression

mathématique du signal BPSK peut être donnée avec l’équation (3.3) la différence ici est que ak ∈−1, 1. Son principe est illustré par le schéma de la figure 3.5.

FIG. 3.5 – Séquence d’impulsions modulée en BPSK

Les signaux modulés sont antipodaux donc cette modulation définit deux états. Les avantages de la

modulation BPSK :

– A taux d’erreur binaire identique, la modulation BPSK nécessite un rapport signal à bruit inférieur

de 3 dB à celui requis pour les modulations PPM et OOK.

– La position des impulsions ne varie pas en fonction des données, les algorithmes de synchronisa-

tion sont plus simples.

– L’alternance régulière de l’impulsion et l’impulsion inversée supprime les raies spectrales qu’amè-

ne la périodicité du signal.

L’inconvénient de la modulation BPSK est qu’elle est à enveloppe quasi-constante donc incompatible

avec un récepteur à détection d’énergie.

Schémas de modulation hybrides

Afin de créer des modulations à un grand nombre d’états, il est possible de combiner les techniques

de modulation citées précédemment. Il est ainsi possible de combiner la modulation M-PPM et BPSK

pour obtenir une modulation à 2M états comme il est possible aussi d’utiliser une modulation ternaire

OOK-PPM-BPSK.

18

3.5 Modèles du canal BAN-UWB

D’après le tableau 2.1 donnant les types de liaison dans un réseau BAN, nous remarquons que la

bande de fréquence UWB 3,1-10,6 GHz n’est attribuée que pour les liaisons Body Surface vers Body

Surface ou bien Body Surface vers external. Donc l’UWB n’est pas envisagé pour les autres types de

liaison d’un réseau BAN.

Pour concevoir une couche physique et étudier ses performances, une étape essentielle dans cette

démarche consiste à l’étude du canal afin d’en tirer les caractéristiques. Ces dernières sont déterminantes

dans le choix des paramètres de la couche PHY et du type de récepteur. L’onde se propageant dans le

canal, subit les phénomènes physiques d’atténuation, réflexion, diffraction, réfraction . . . Les études et les

campagnes de mesure servent à donner un modèle statistique de ces phénomènes. Ces modèles dépendent

de plusieurs paramètres comme la fréquence, l’environnement. . . Le groupe de travail IEEE 802.15.6 a

publié des modèles du canal BAN pour les différentes fréquences utilisées. Nous nous intéressons aux

modèles des canaux BAN-UWB CM3 et CM4.

3.5.1 Modèle du canal CM3

La modélisation du canal CM3 porte sur la modélisation de l’atténuation du parcours (path loss)

en fonction de la distance émetteur-récepteur et aussi sur la modélisation du profil de décroissance en

puissance (PDP).

L’atténuation du parcours (path loss)

L’atténuation du parcours caractérise l’affaiblissement que subit l’onde électromagnétique lorsqu’elle

parcourt une distance. Elle est modélisée par l’équation suivante :

PL(d)[dB] = a · log10(d) + b + N (3.4)

où PL désigne l’affaiblissement du parcours en [dB], a et b sont des coefficients d’ajustement linéaire,

N suit une distribution normale centrée et d’écart-type σN et d représente la distance entre l’émetteur-

récepteur en [mm]. La distance est calculée suivant le périmètre du corps et non la distance en vue

directe entre l’émetteur-récepteur. Les valeurs des paramètres du modèle considérées par le groupe du

travail sont les suivantes : a = 19, 2, b = 3, 38 et σN = 4, 17 [20]. La variable aléatoire N modélise

l’effet de masquage (shadowing). Le phénomène reflète la variation de l’affaiblissement autour de sa

valeur moyenne.

La figure 3.6 montre l’affaiblissement pour 100 réalisations du canal CM3 pour une distance fixée à

la portée maximale que doit supporter le réseau BAN (5m).

Nous remarquons d’après la figure 3.6 que l’affaiblissement prend des valeurs autour de sa moyenne 74,4

[dB].

Profil de décroissance en puissance (PDP)

L’onde avant d’arriver au récepteur subit plusieurs réflexions ce qui entraîne des trajets différents.

Ces phénomènes physiques se traduisent par une réponse du canal BAN comme une série d’impulsions.

19

FIG. 3.6 – L’affaiblissement du parcours en [dB] pour 100 réalisations du canal CM3

Le nombre d’impulsions est très large et dépend de la résolution temporelle du système de mesure. Le

profil de décroissance en puissance est une puissance moyenne du signal reçu en fonction du délai des

différents trajets en prenant comme référence le premier trajet arrivé.

Le tableau 3.1 résume le modèle de la PDP pour le canal CM3 [20] :

h(t) =∑L−1

l=0 al exp(jφl)δ(t− tl)

10 log10 |al|2 =

0 l = 0

γ0 + 10 log10

(exp

(− tl

Γ

))+ S l 6= 0

Modèle de la PDP p(tl|tl−1) = λ exp(−λ(tl − tl−1))

p(L) = LL

exp(L)L!

φl est uniformément distribué sur [0, 2π[

γ0 -4,6 dB

Γ 59,7 ns

σs 5,02 dB

1/λ 1,85 ns

L 38,1

TAB. 3.1 – Modèle PDP du canal CM3.

– al : est l’amplitude du trajet n° l

– tl : est le délai du trajet n° l

– φl : est la phase du trajet n° l

– L : désigne le nombre de trajets arrivés

– δ(t) : est la distribution de Dirac

– Γ : désigne la décroissance exponentielle avec le facteur de Rice γ0

20

– S : suit une distribution normale centrée avec un écart-type σS

– λ : est le taux d’arrivée des trajets

– L est la moyenne de L

D’après le modèle donné dans le tableau 3.1, nous constatons que la puissance reçue se répartit en

moyenne sur 38 trajets de profondeur moyenne du canal égale à 70 ns. Le nombre de trajets suit un

processus de Poisson. Tandis que l’amplitude des trajets suit une décroissance exponentielle associée

à une déviation normale. 85% de l’énergie du canal est contenue dans 18 trajets répartis sur toute la

profondeur du canal. La figure 3.7 montre la PDP pour une réalisation du canal CM3.

FIG. 3.7 – PDP normalisé pour une réalisation du canal CM3

3.5.2 Modèle du canal CM4

Le canal CM4 modélise la conexion entre un élément on body et external. Les mesures réalisées

par certains contributeurs du groupe de travail ont mis en évidence l’influence de l’angle d’orientation

entre les deux éléments. Le modèle publié par le groupe prend en considération cette influence et donne

les paramètres suivant quatre valeurs limites de l’angle d’orientation entre émetteur-récepteur (0°, 90°,

180°, 270°). L’émetteur est l’élément external pris fixe dans les mesures devant le corps et la position

du récepteur varie entre ces différentes positions (devant le corps : 0°, derrière le corps : 180°, les deux

cotés droite et gauche du corps 90° et 270°). Le modèle du canal CM4 est donné par le tableau 3.2 [20].

– h(t) : réponse impulsionnelle complexe

– L : nombre de trajets arrivés modélisé en un processus de Poisson de moyenne L = 400

– αm : amplitude des trajets

– τm : retard des trajets modélisé en un processus de Poisson de taux λ =1/(0.50125 ns)

– k : modélise l’effet de non-vue directe (NLOS)

– Ω0 : modélise l’affaiblissement du parcours

– d : distance émetteur-récepteur

21

Modèle

h(t) =L−1∑m=0

αmδ(t− τm)

|αm|2 = Ω0e− τm

Γ−k[1−δ(m)]β

k = ∆k(ln10/10)

τ0 = d/c

β ∼ log normale(0, σ)

Direction du corps Γ[ns] k(∆k[dB]) σ[dB]

0 44.6346 5.111 (22.2) 7.30

90 54.2868 4.348 (18.8) 7.08

180 53.4186 3.638 (15.8) 7.03

270 83.9635 3.983 (17.3) 7.19

TAB. 3.2 – Modèle PDP du canal CM4.

– C : célérité de la lumière

Le modèle CM4 est largement plus profond que le modèle CM3 comme le montre la figure 3.8 avec

un étalement moyen de 200 ns et nombre de trajets moyen égal à 400. La figure 3.8 montre le profil de

puissance pour une réalisation du canal CM4 pour les différentes directions du corps.

FIG. 3.8 – PDP normalisé pour une réalisation du canal CM4 en fonction de l’angle de direction du corps

3.6 Architectures de réception

Dans cette section, nous présentons trois grandes familles d’architectures de récepteurs UWB-IR :

les récepteurs cohérents, différentiels et non-cohérents.

22

3.6.1 Architecture cohérente

Le récepteur cohérent optimal pour un signal UWB-IR est un récepteur à corrélation. La structure

d’un tel récepteur est donnée par la figure 3.9.

FIG. 3.9 – Structure d’un récepteur UWB-IR cohérent

Le signal reçu est multiplié par un motif de corrélation généré localement. Ce motif est crée suivant

les informations provenant des algorithmes de synchronisation et d’estimation du canal. Le résultat est

passé à un intégrateur de durée d’intégration Ti et un bloc de décision. Le récepteur optimal est un "rake"

qui consiste à multiplier le signal reçu par le motif adapté. Dans le cas d’un canal réel multi-trajets, le

signal reçu subit des distorsions et l’estimation du canal doit estimer cette distorsion. Cette opération est

très complexe. Dans la pratique, l’algorithme d’estimation du canal se contente de fournir au motif des

informations sur les amplitudes et les délais des L trajets les plus forts.

Avec une technique de combinaison de type MRC (Maximum Ratio Combining), le motif de corré-

lation v(t) est donné par :

v(t) =∑l∈BL

αl p(t− τl), (3.5)

où BL = l0, l1, . . . , lL−1 sont les indices ordonnés des L trajets les plus forts, αl et τl sont respective-

ment l’amplitude et le délai du trajet n° l introduits par le canal.

Sans perte de généralité, dans le cas d’une modulation BPSK, l’organe de décision démodule suivant

le signe de la sortie de l’intégrateur. La décision est décrite par l’équation suivante :

an = sgn

(∫ nTs+Ti

nTs

r(t)v(t− nTs) dt

)(3.6)

La durée d’intégration doit satisfaire la condition Ti ≥ τL−1.

Le récepteur cohérent nécessite l’opération de l’estimation du canal et une synchronisation précise ce

qui entraîne plus de complexité des traitements du récepteur. Donc les récepteurs cohérents nécessitent

une complexité et une consommation importantes. Par contre, ils sont les plus performants car ils sont

très proches du récepteur optimal.

3.6.2 Architecture différentielle

La structure d’un récepteur différentiel est illustrée par la figure 3.10.

23

FIG. 3.10 – Structure d’un récepteur UWB-IR différentiel

Le principe du récepteur différentiel est de créer le motif à partir d’une réplique du signal reçu décalé de

la durée symbole Ts. Ainsi, l’expression du motif est donnée par :

v(t) = r(t− Ts) (3.7)

L’opération de corrélation fait apparaître la variation d’amplitude entre deux impulsions consécutives

porteuse de l’information transmise. Un filtre passe-bande de réponse impulsionnelle z(t) et de bande

Bw est utilisé pour limiter l’effet du bruit. La bande du filtre doit être conçue pour un compromis entre la

réduction du signal utile et le bruit. Pour une modulation BPSK différentielle, la décision se fait comme

dans le cas du récepteur cohérent selon le signe de la sortie de l’intégrateur [4] :

an = sgn

(∫ nTs+Ti

nTs

r(t)r(t− [n− 1]Ts)dt

), (3.8)

où r(t) = r(t)⊗ z(t).

Le récepteur différentiel peut s’en passer de l’opération de l’estimation du canal en générant le motif à

partir du signal reçu. La complexité de cette structure de réception provient de la difficulté à implémenter

la ligne à retard. La complexité globale est simplifiée par rapport au récepteur cohérent en contre-partie

d’une perte des performances.

3.6.3 Architecture non-cohérente

Le schéma de la figure 3.11 montre la structure d’un récepteur non-cohérent.

FIG. 3.11 – Structure d’un récepteur UWB-IR non-cohérent

Le récepteur non-cohérent est un récepteur à détection d’énergie constitué d’un filtre passe-bande pour

réduire le bruit, un organe de mise en carré, un intégrateur et la prise de décision. Une telle architecture ne

24

permet pas de démoduler un signal modulé en phase comme la modulation BPSK. Pour une modulation

OOK où le signal émis est donné par l’équation (3.3), la prise de décision se fait en comparant la sortie

de l’intégrateur à un certain seuil :

an = 1 ⇔(∫ nTs+Ti

nTs

r(t)2dt

)≥ Seuil (3.9)

Le Seuil doit être fixé à un niveau supérieur au bruit. Le récepteur non-cohérent n’a pas besoin de la

corrélation par un motif généré localement grâce à une mise en carré pas trop complexe de point de

vue implémentation. De plus, la précision de synchronisation est relâchée par rapport à un récepteur

cohérent. Ainsi, la complexité et la consommation du récepteur non-cohérent sont largement inférieures.

La contre-partie est une dégradation des performances par rapport aux architectures différentielles et

cohérentes.

3.7 Conclusion

Ce chapitre est un état de l’art de la radio impulsionnelle ultra large bande. Nous avons donné une

définition générale d’un signal UWB et la radio impulsionnelle entre dans cette définition. Après la régle-

mentation américaine, l’UWB se réfère à une bande de fréquence plus qu’une technologie particulière.

Cette réglementation a permis l’essor de l’UWB-IR et une convergence vers une sous-bande disponible à

l’échelle mondiale est possible malgré la complexité du processus. Les atouts de cette technologie sont la

résistance aux évanouissements, possibilité d’architecture simplifiée, réutilisation des fréquences. . . Elle

offre une flexibilité en terme de modulations et d’architectures de réception. Selon les besoins en perfor-

mances et en débit, une modulation et une architecture déterminée peut être adoptée.

Ce qui prouve l’essor et le grand développement de cette technologie dans ces dernières années, est

son adoption comme couche PHY standard pour les réseaux PAN de type LDR dans le contexte de la

norme IEEE 802.15.4a-2007. Dans le prochain chapitre, nous présentons la description de notre couche

PHY UWB-IR pour les réseaux BAN.

25

Chapitre 4

Conception de la couche PHY UWB-IRpour les réseaux BAN

Dans ce chapitre, nous allons définir la couche PHY que nous proposons pour les réseaux BAN.

Cette définition présente les paramètres et les architectures que nous avons choisis et la justification de

ces choix. Nous commençons par décrire la forme de l’impulsion élémentaire et la modulation utilisée.

Puis nous présentons les différents débits supportés par cette couche PHY et le procédé pour atteindre

cette flexibilité du débit. Pour la réception, notre couche PHY supporte deux systèmes de réception : une

architecture cohérente et une architecture non-cohérente.

4.1 Description de l’impulsion élémentaire

Dans cette section, nous allons donner le modèle de l’impulsion élémentaire choisie pour notre

couche PHY. Il s’agit de l’ondelette gaussienne transposée en fréquence. L’expression mathématique

de l’ondelette est la suivante :

p(t) =

√2Eg√

πτ× exp

(−t2

2τ2

)× cos(2πfct) (4.1)

où Eg désigne l’énergie de la gaussienne et τ est son écart-type. fc est la fréquence centrale de l’ondelette.

La figure 4.1 donne la variation de l’ondelette dans le domaine temporel.

La représentation de l’ondelette dans le domaine fréquentiel est donnée par l’équation (4.2) :

P (f) =√

Eg

√πτ ×

[exp

(−(−2πτ(f − fc))2

2

)+ exp

(−(−2πτ(f + fc))2

2

)](4.2)

Les propriétés spectrales de l’impulsion dépendent des paramètres fc et τ qui commandent la position et

la largeur de bande de l’impulsion. Ces paramètres sont pris à fc = 3.8 GHz et τ = 300 ps. La figure 4.2

donne la densité spectrale de puissance de l’ondelette.

D’après la figure 4.2, l’ondelette occupe une bande à -10 dB entre 3,1-4,5 GHz et centrée sur la fréquence

3,8 GHz. Nous remarquons aussi qu’avec l’ondelette gaussienne l’occupation spectrale dans le canal est

sous-optimale.

26

FIG. 4.1 – Variation de l’ondelette dans le domaine temporel

FIG. 4.2 – Densité spectrale de puissance de l’ondelette

4.2 Choix de la modulation

L’entité de base de notre couche PHY est la trame de durée égale à 64 ns. L’impulsion élémentaire

peut occuper deux positions possibles dans cette trame : première position dans la première moitié de

la trame de durée 32 ns et deuxième position dans la deuxième moitié de la trame. Ainsi, une première

modulation de type 2-PPM est utilisée. L’impulsion dans un intervalle donné peut être de phase positive

ou négative : c’est la modulation BPSK. La modulation utilisée pour la couche PHY est la 2PPM-BPSK.

Une impulsion code deux bits : le premier est un bit de position et le deuxième est un bit de phase. La

figure 4.3 montre le principe avec une représentation grossière de l’impulsion.

L’impulsion apparaît en moyenne toutes les 64 ns avec un rapport cyclique de 2,34%. Le changement de

polarité et de position de l’impulsion permet de casser la périodicité. Un symbole est répété pendant Nf

27

FIG. 4.3 – Modulation 2PPM-BPSK

trames. L’expression du signal transmis est donnée par :

s(t) =+∞∑

k=−∞

Nf−1∑i=0

ak p(t− skδ − iTf − kTs) (4.3)

où ak ∈ −1, 1 est le symbole de la BPSK, sk ∈ 0, 1 est le symbole de la PPM, δ = 32 ns,

Ts = Nf ×Tf est la durée symbole, Tf est la durée trame et p(t) est l’impulsion élémentaire donnée par

l’équation (4.1). Les symboles sk et ak de la PPM et la BPSK sont répétés pendant Nf trames.

Le choix de la modulation PPM-BPSK se justifie par le besoin d’une modulation d’ordre supérieur

pour satisfaire les applications gourmandes en terme de bande passante. De plus, cette modulation est

compatible avec les différentes architectures du récepteur. Le bit de la position représente un bit d’infor-

mation alors que le bit de phase est un bit de redondance. Une architecture cohérente peut décoder les

deux bits et bénéficier du gain de codage si l’architecture implémente la fonctionnalité de décodage du

canal. L’architecture non-cohérente est capable de démoduler le bit de position porteur de l’information

utile.

4.3 Débits supportés

Pour répondre aux différentes applications des réseaux BAN, la couche PHY doit être flexible en

terme de débit. Cette flexibilité est assurée en ajustant le débit par le facteur de répétition c’est-à-dire

le nombre de trames par symbole. La durée trame Tf est maintenue fixe indépendamment du débit. Le

tableau 4.1 résume tous les débits supportés par la couche PHY.

D’après le tableau 4.1, la couche PHY assure un débit variable de 1,42 Mbits/s jusqu’à 31,24 Mbits/s.

Le débit en gras dans le tableau 4.1 est le débit nominal : 1,42 Mbits/s pour le récepteur non-cohérent.

4.4 Description du récepteur cohérent

Dans cette section, nous décrivons le récepteur cohérent du signal modulé en PPM-BPSK. Le prin-

cipe général du récepteur cohérent est donné dans la section 3.6.1.

28

Nombre de trames Durée symbole Débit symbole Débit binaire

cohérent non-cohérent

11 704 ns 1,42 MHz 2,84 Mbits/s 1,42 Mbits/s




TAB. 4.1 – Les débits supportés.

4.4.1 Démodulation et prise de décision

La forme du motif v(t) est prise la même que l’impulsion élémentaire. A partir d’une phase de

synchronisation déjà établie, le récepteur place le motif dans les deux positions où il attend le signal reçu

et la démodulation se fait suivant le résultat de corrélation dans les deux positions. Mathématiquement,

le résultat de corrélation dans les deux positions peut s’exprimer pour le k ème temps symbole par :

x0,k =Nf−1∑i=0

∫ τ+(i+1)Tf

τ+iTf

r(t) · v(t− τ − iTf − kTs) dt (4.4)

x1,k =Nf−1∑i=0

∫ τ+δ+(i+1)Tf

τ+δ+iTf

r(t) · v(t− τ − δ − iTf − kTs) dt (4.5)

où τ est la référence de temps estimée durant la phase de synchronisation. La démodulation du bit de

position est donnée par :

sk = 0 ⇐⇒ |x0,k| ≥ |x1,k| (4.6)

Tandis que la démodulation du bit de phase se fait par :

ak = sgn(f(x0,k, x1,k)) (4.7)

où la fonction f est définie par :

f(x0,k, x1,k) =

x0,k si |x0,k| ≥ |x1,k|x1,k sinon

(4.8)

Comme la forme du motif est la même que l’ondelette, la durée d’intégration dans la corrélation

est limitée à la durée de l’impulsion. En dehors, le motif est nul. De plus, pour tirer profit du fait qu’on

transmet plusieurs impulsions par symbole, l’intégration se fait sur l’ensemble des impulsions transmises

durant le temps symbole courant et la prise de décision se fait sur le résultat global. Ce système de

démodulation présente un gain de traitement provenant :

– du fenêtrage : le récepteur ne travaille que pendant des brefs intervalles de temps, une grande

partie de l’énergie du bruit est située en dehors des fenêtres d’observation et donc sans effet sur le

récepteur.

– de l’utilisation de plusieurs impulsions pour transmettre un même symbole.

29

Le gain de traitement théorique GTth de ce récepteur se calcule comme suit :

GTth = 10 log10(Nf ) + 10 log10(Tf

Trx) (4.9)

où Trx est la durée du motif de réception, donc la fenêtre durant laquelle on attend l’impulsion. Le

premier terme de l’équation (4.9) représente le gain de la répétition et le second terme fait apparaître le

gain de fenêtrage.

Il est à noter que le récepteur décrit ici est un récepteur optimal pour un canal parfait AWGN. Pour un

canal réel multi-trajets, la synchronisation donne une référence de temps sur le trajet le plus fort qui seul

sera pris en considération dans la prise de décision. Ainsi, ce récepteur est sous-optimal pour un canal

réel. La raison d’un tel choix est de réduire la complexité par rapport à un rake de L doigts incompatible

avec les contraintes des équipements BAN. Dans le prochain paragraphe, nous décrivons la phase de

synchronisation qui fournit la référence du temps.

4.4.2 Synchronisation

L’objectif de l’opération de synchronisation est l’acquisition par le récepteur de l’origine du temps

de l’émetteur pour la transmission en cours. Grâce à cette référence, le récepteur devient capable de po-

sitionner les fenêtres d’écoute sur les instants d’arrivée des impulsions. L’algorithme de synchronisation

que nous allons décrire a pour but l’identification d’un trajet fort. Il comprend deux phases : phase de

synchronisation lourde et phase de post-synchronisation. Il est à noter que durant la phase de synchroni-

sation, seules les impulsions à phase positive seront transmises.

Phase de synchronisation lourde

L’algorithme de synchronisation consiste en une corrélation glissante [8]. Le récepteur fait une cor-

rélation entre un motif généré localement et le signal reçu sur deux temps symbole pour différents dé-

calages du motif d’où l’appellation corrélation par fenêtre glissante. Nous obtenons un tableau du taux

de corrélation en fonction du décalage entre les deux signaux. Le pic de cette corrélation permet d’esti-

mer le décalage temporel pour l’établissement de la synchronisation. La figure 4.4 montre le résultat de

corrélation pour un canal mono-trajet avec un retard de 10 ns en absence du bruit.

Nous remarquons d’après la figure 4.4 un pic à l’échantillon n° 1000. Sachant qu’un échantillon repré-

sente une durée de 10 ps, l’échantillon n° 1000 est ainsi un décalage temporel de 10 ns qui correspond

au retard du trajet introduit par le canal. En absence du bruit, l’algorithme réussit l’acquisition de la

synchronisation sans difficulté.

La présence du bruit fait apparaître des faux pics qu’il faut distinguer du vrai pic de corrélation. La

solution consiste à positionner un seuil de telle sorte qu’un pic du bruit reste inférieur à ce seuil, mais

qu’un vrai pic le dépasse. L’idée est de ne valider un pic de corrélation que s’il est supérieur à n fois le

bruit estimé. Le bruit estimé consiste en la moyenne quadratique des taux de corrélation. La référence

retournée par cette phase de synchronisation lourde est Tref tel que :

R(Tref ) ≥ n×moy(R(τ)) (4.10)

30

FIG. 4.4 – Corrélation glissante en absence du bruit

où R désigne la fonction de corrélation, moy est la moyenne quadratique du bruit de corrélation et

τ ∈ [0;Ts]. Tref correspond au début du symbole transmis. A cause du décalage de la PPM entre deux

positions, cette référence temporelle n’est connue qu’à ±δ. Le but de la phase de post-synchronisation

est de lever cette incertitude.

Phase de post-synchronisation

Cette phase complète la phase précédente en levant l’incertitude de ±δ sur Tref . Elle consiste à

évaluer la fonction de corrélation pour trois décalages donnés : R(Tref + Ts − δ), R(Tref + Ts) et

R(Tref + Ts + δ). La comparaison de ces trois valeurs permet de restituer une nouvelle référence de

temps T ′ref . En évaluant la différence ∆ entre T ′ref et Tref , on peut lancer le calcul de la référence

absolue τ si cette différence n’est pas nulle. Dans le cas contraire, nous relançons une nouvelle phase de

post-synchronisation jusqu’à détection d’une transition.

Bit de position du symbole k Bit de position du symbole k + 1 ∆ = T kref − T k+1

ref

0 0 0

0 1 −δ

1 0 +δ

1 1 0

TAB. 4.2 – Règles d’identification des symboles pour établir la synchronisation.

τ sera la référence du temps correspondant à la transmission d’un bit de position égal à 0. τ sera utilisé

au cours de la démodulation et prise de décision.

31

4.4.3 Performances pour un canal parfait AWGN

Le récepteur cohérent de la modulation PPM-BPSK décrit dans cette section est un récepteur optimal

pour le canal parfait AWGN. Pour tester ce récepteur, nous allons comparer ses performances trouvées

par simulation avec les performances théoriques d’une modulation PPM-BPSK. D’après [15], la proba-

bilité d’erreur symbole Pes de la modulation PPM-BPSK est donnée par :

Pes = 2 Q(√

Es

N0)−Q2(

√Es

N0) (4.11)

où Es = Nf × Ep est l’énergie symbole et Ep est l’énergie de l’impulsion élémentaire donnée par :

Ep =∫ Tp

0p2(t)dt (4.12)

Tp est le support temporel de l’impulsion. N0/2 est la DSP du bruit blanc additif gaussien AWGN. La

fonction Q est définie par :

Q(x) =1√2π

∫ +∞

xexp(−u2

2) du (4.13)

La probabilité d’erreur symbole théorique de la PPM-BPSK est comparée avec le taux d’erreur symbole

Tes trouvé par simulation dans la figure 4.5. La simulation est faite avec la couche PHY décrite tout au

long de ce chapitre en utilisant le débit nominal défini dans la section 4.3 où Nf = 11.

FIG. 4.5 – Probabilité et taux d’erreur symbole pour le récepteur cohérent de la modulation PPM-BPSK.

La courbe trouvée par simulation correspond à la courbe théorique ce qui valide le récepteur décrit dans

cette section et son optimalité dans le cas d’un canal gaussien parfait. Cette correspondance entre la

théorie et la simulation valide également l’implémentation de ce récepteur cohérent dans le simulateur

UWB.

32

4.5 Description du récepteur non-cohérent

Dans cette section, nous détaillons le récepteur non-cohérent que nous proposons pour la couche PHY

des réseaux BAN. L’architecture générale d’un récepteur non-cohérent est donnée dans le paragraphe

3.6.3. Il est à noter que la modulation utilisée par l’émetteur est toujours la modulation PPM-BPSK.

Cependant, le récepteur non-cohérent n’arrive à détecter que le bit de position et donc la modulation

vue par ce récepteur est la modulation PPM. Dorénavant, pour le récepteur non-cohérent, la modulation

utilisée est supposée être la PPM. Les blocs du récepteur qui seront détaillés dans cette section sont : le

filtrage passe-bande, la synchronisation et la démodulation.

4.5.1 Filtrage passe-bande

A l’entrée du récepteur, le signal reçu sera filtré pour réduire le bruit hors bande. Le signal utile

occupe la bande 3,1-4,5 GHz donc nous utilisons un filtre passe-bande pour récupérer notre signal utile.

Ce filtre passe-bande sera implémenté par la cascade d’un filtre passe-bas de Butterworth d’ordre 5, de

fréquence de coupure à 4,5 GHz et un filtre passe-haut de Butterworth d’ordre 5 aussi et de fréquence de

coupure à 3,1 GHz. La raison de l’utilisation d’un cascade de deux filtres au lieu d’un seul filtre passe-

bande est que ce dernier nécessite un ordre élevé donc plus de complexité. Les figures 4.6 et 4.7 montrent

les gabarits des filtres utilisés.

FIG. 4.6 – Gabarit du filtre passe-bas de fréquence de coupure 4,5 GHz .

4.5.2 Synchronisation

La synchronisation par corrélation glissante du récepteur cohérent est très gourmande en terme de

consommation. Le récepteur non-cohérent qui cible des architectures pas très complexes doit faire re-

cours à une procédure de synchronisation plus simplifiée. Elle se fait d’une manière non-cohérente selon

l’approche de l’accumulation d’énergie. L’objectif de cette phase de synchronisation est différent de celui

33

FIG. 4.7 – Gabarit du filtre passe-haut de fréquence de coupure 3,1 GHz.

de la corrélation glissante. Nous rappelons que l’objectif de la synchronisation cohérente était d’identifier

un trajet fort. L’objectif ici est d’estimer tsync où tsync est défini par le délai qui maximise l’accumula-

tion d’énergie à la sortie de l’intégrateur. Autrement dit, tsync est l’instant optimal du déclenchement de

l’intégrateur qui maximise l’énergie accumulée.

Pour estimer cet instant optimal, l’idée est de réaliser une recherche parallèle et sélectionner l’instant

qui donne la sortie maximale [16]. La synchronisation se fait avec un bloc de N intégrateurs en parallèle.

Chaque intégrateur a une durée d’intégration Ti. L’instant du déclenchement de neme intégrateur est

ts,n = ts,0+n Tf/N où n ∈ 0, . . . , N−1 et ts,0 est l’instant du déclenchement du premier intégrateur.

Nous supposons que les symboles utilisés pour établir la synchronisation sont tous égaux à 0. La sortie

du neme intégrateur est donnée par :

Rn =Nf−1∑i=0

rn,i (4.14)

rn,i =∫ ts,n+iTf+Ti

ts,n+iTf

r2(t) dt (4.15)

L’intégrateur avec la sortie maximale sera selectionné :

j = arg maxn

(Rn) (4.16)

Ainsi, le point de synchronisation estimé est donné par :

tsynch = ts,0 + jTf

N(4.17)

La précision de cet algorithme de synchronisation dépend du nombre d’intégrateurs.

Nous avons testé par simulation cet algorithme avec un canal AWGN mono-trajet de retard égal à 10

ns. Le tableau 4.3 résume les paramètres de cette simulation. Un pas d’intégration de 500 ps implique

que le nombre d’intégrateurs N = 128.

34

Paramètres de simulation Valeurs correspondants

Débit 1,42 Mbits/s

Es/N0 20 dB

Durée de l’intégration 2 ns

Pas de l’intégration Tf/N 500 ps

TAB. 4.3 – Paramètres de simulation de l’algorithme de synchronisation.

La figure 4.8 montre le résultat de simulation donnant la sortie des différents intégrateurs.

FIG. 4.8 – Résultat de simulation de l’algorithme de synchronisation

Nous remarquons d’après la figure 4.8 que l’intégrateur n° 21 donne la sortie maximale. Cela correspond

à un délai de 10 ns car le pas d’intégration est de 500 ps. Ainsi, avec un rapport signal à bruit Es/N0

= 20 dB l’algorithme réussit à estimer l’instant optimal d’accumulation d’énergie. Cet instant sera utile

pour effectuer la démodulation et prise de décision.

4.5.3 Démodulation et prise de décision

La détection est basée sur l’accumulation d’énergie. Le récepteur utilise deux intégrateurs, chaque

intégrateur accumule l’énergie sur la position où il attend l’impulsion. La durée d’intégration Ti est de

l’ordre de l’étalement du canal. Ti ne doit pas dépasser δ l’espacement entre les deux positions d’impul-

sions pour éviter les interférences entre impulsions. Cette durée δ vaut 32 ns. La démodulation exploite

le gain de répétition en faisant la prise de décision sur l’ensemble des trames d’un même symbole. Pour

35

ce faire, chaque intégrateur doit être déclenché avec une période égale à la durée trame Tf . La sortie de

chaque intégrateur est donnée mathématiquement par :

Dm,k =Nf−1∑i=0

∫ tsynch+mδ+iTf+kTs+Ti

tsynch+mδ+iTf+kTs

r2(t) dt (4.18)

où tsynch est la référence du temps retournée par la phase de synchronisation et m ∈ 0, 1. La prise de

décision est alors :

sk = 0 ⇐⇒ D0,k ≥ D1,k (4.19)

Dans le paragraphe suivant, nous étudions les performances de cette structure de réception pour le canal

parfait AWGN.

4.5.4 Performances pour le canal parfait AWGN

Les performances théoriques pour le récepteur décrit dans cette section pour un canal parfait AWGN

ont été étudiées dans [14] où une borne inférieure de la probabilité d’erreur symbole Pes a été établie :

Pes ≥ Q(√

Es

2N0) (4.20)

La borne établie montre que la perte minimale de la PPM non-cohérente par rapport à la PPM cohérente

est de 3 dB. Nous avons comparé les performances de ces deux récepteurs par simulation. Les paramètres

de simulation sont les mêmes que ceux donnés dans le tableau 4.3 en faisant varier le rapport signal à

bruit Es/N0. La durée de l’intégration Ti a été prise égale à 2 ns. La justification de ce choix est que

le canal est AWGN donc mono-trajet, pour récupérer toute l’énergie du canal, il suffit de prendre une

durée d’intégration de l’ordre de la durée de l’impulsion. Les résultats de simulation sont reportés dans

la figure 4.9.

FIG. 4.9 – Résultats de simulation de la PPM avec récepteur cohérent et récepteur non-cohérent

36

Les résultats de la figure 4.9 montrent que la perte du récepteur non-cohérent par rapport au récepteur

cohérent est de 5,17 dB. La simplification de l’architecture non-cohérente se paye par une dégradation

assez importante des performances . Le décalage entre la perte trouvée par simulation et la perte prévue

par la borne de l’inéquation (4.20) peut être expliquée par le filtrage passe-bande. En effet, l’inéquation

(4.20) est établie sous l’hypothèse d’un filtrage passe-bande idéal. En simulation, nous avons utilisé un

filtrage de type Butterworth d’ordre 5.

4.6 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons défini la couche PHY UWB-IR pour les réseaux BAN. Le chapitre a

présenté les différents choix que nous avons adoptés sur la forme de l’impulsion, la modulation utilisée

et la structure de réception.

L’impulsion élémentaire est une gaussienne transposée en fréquence dans la bande 3,1-4,5 GHz pour

remplir les critères de l’occupation spectrale.

Nous avons adopté pour la modulation PPM-BPSK où une impulsion code deux bits : 1 bit de position

porteur de l’information et 1 bit de phase de redondance. Un tel choix permet une compatibilité avec les

différentes architectures de réception.

En faisant varier le nombre de trames par symbole, notre couche PHY permet une flexibilité du débit

qui varie entre 1,42 Mbits/s et 31,24 Mbits/s.

Pour la réception, nous avons opté pour deux architectures de réception. La première architecture est

un récepteur cohérent qui se base sur la corrélation du signal reçu avec un motif dans les deux positions

où on attend l’impulsion. La référence du temps est donnée par la phase de synchronisation qui se base

sur une corrélation par fenêtre glissante. Ce récepteur est optimal pour un canal AWGN et sous-optimal

pour un canal réel multi-trajets.

La seconde architecture est un récepteur non-cohérent qui se base sur l’accumulation d’énergie four-

nie par deux intégrateurs. L’instant du déclenchement de ces intégrateurs est fourni par la phase de

synchronisation qui se base sur une intégration glissante. Les résultats de simulation montrent que la

contre-partie de la simplification apportée par cette architecture de réception est une dégradation des

performances de 5,17 dB par rapport au récepteur cohérent.

Dans le prochain chapitre, nous étudions les performances de cette couche PHY pour des canaux

réels BAN-UWB.

37

Chapitre 5

Performances de la couche PHY pour lescanaux BAN-UWB

Dans ce chapitre, nous allons étudier les performances de la couche PHY décrite dans le chapitre

précédent pour les canaux BAN-UWB. Pour ce faire, nous avons utilisé le simulateur "UWB Impulse

Radio" développé à Orange Labs. Nous commençons ce chapitre par donner une idée générale sur ce

simulateur. Ensuite, une étude sur le bilan de liaison sera faite. Enfin, nous analysons les performances

du récepteur cohérent et non-cohérent et nous déduirons les gains de traitement nécessaires pour chaque

cas.

5.1 Description générale du simulateur UWB

5.1.1 Environnement

Le simulateur UWB est développé en C++, à l’aide de l’environnement Visual Studio C++ 6.0. Le

simulateur utilise un parser XML permettant de lire et analyser les données de fichier XML (XERCES

de Apache Software Fundation).

5.1.2 Entités du simulateur

La figure 5.1 schématise les principales entités du programme [2].

Les paramètres de configuration sont accessibles et aisément modifiables à travers un fichier XML qui

organise la session de communication et définit les données physiques de l’environnement d’émission.

Tous ces éléments de configuration sont accessibles par l’ensemble du logiciel à travers la classe Cconfig.

L’émetteur et le récepteur sont deux parties distinctes qui s’articulent autour d’une mémoire centrale.

En effet, toutes les informations entre le générateur et le récepteur transitent uniquement par cette zone

mémoire (buffer circulaire) présentant le signal après l’antenne de réception. Le tout est paramétré par

la classe dédiée à la configuration. Le système travaillant de façon continue dans cette mémoire tampon,

une zone mémoire de taille fixe est allouée et circularisée pour, d’une part générer et écrire en mémoire

38

FIG. 5.1 – Schéma simplifié du simulateur

les pulses reçus, et d’autre part les extraire et démoduler le signal. Ce principe permet de préserver les

ressources mémoires tout en assurant une gestion réaliste de l’écoulement du temps. Ce buffer circulaire

est découpé en blocs mémoire de durée symbole Ts. Il est traité par la classe Cbuffer.

Le générateur traite :

– La génération de la forme d’onde du pulse émis et reçu après passage dans le canal (sans se soucier

de moduler le signal par les données binaires à transmettre).

– La modulation du pulse par les données binaires à transmettre. Les positions des pulses sont dé-

terminées sur le signal en fonction des utilisateurs ainsi que les données qu’ils ont à transmettre.

Ces informations à émettre sont générées de manière pseudo-aléatoire (classes Ctab_modulUWB

et Cuser_treat_buffer).

Le récepteur gère un seul utilisateur. Il se synchronise sur l’utilisateur voulu puis décode les bits

émis. De façon symétrique au générateur, il extrait une nouvelle portion du signal reçu à chaque Ts.

Les bits décodés pour l’utilisateur donné sont conservés en mémoire et sont analysés pour les calculs

statistiques du taux d’erreur binaire, répartition des erreurs. . . (classe Cresult).

5.1.3 Nos contributions dans le simulateur

Pour étudier les performances de la couche PHY avec le simulateur UWB, il a fallut lui ajouter

quelques modules et méthodes pour qu’il prenne en considération les nouveaux paramètres et caractéris-

tiques de notre couche PHY décrite dans le chapitre 4. Nous résumons ici les fonctionnalités que nous

avons ajoutées au simulateur. Il s’agit des méthodes des classes Ctab_modulUWB et Cuser_treat_buffer

responsables des traitements du générateur et aussi des méthodes des classes Crec et Csig_rec respon-

sables des traitements du récepteur.

– Introduction dans le simulateur la modulation/démodulation BPSK. Pour ce faire, côté générateur

39

nous avons adapté et modifié les méthodes Generate_Tab_src_Tsinfo() et update_tab() de la classe

Ctab_modulUWB. Côté récepteur, nous avons crée la méthode rx_BPSK() de la classe Crec qui

fait les traitements de la réception BPSK.

– Introduction dans le simulateur la modulation/démodulation PPM-BPSK. Côté générateur, nous

avons ajouté la méthode update_tab2() de la classe Ctab_modulUWB et la méthode get_2bit()

de la classe Cuser_treat_buffer. Côté récepteur, nous avons ajouté la méthode rx_PPM_BPSK()

responsable des traitements du récepteur cohérent PPM-BPSK.

– Implémentation dans le simulateur du récepteur PPM non-cohérent. Nous avons crée la méthode

rx_PPM2() de la classe Crec qui fait appel aux différents traitements du récepteur non-cohérent :

méthodes butterworth5() et butterworth5_highpass() qui font le filtrage passe-bande, la méthode

integration_glissante_PPM() responsable de la synchronisation et la méthode demodule_PPM2()

responsable de la démodulation et prise de décision.

5.2 Bilan de liaison préliminaire

Après précision des choix de la couche physique, nous allons étudier le bilan de liaison afin de

déterminer les niveaux de puissance en différents points de la chaîne de transmission et d’en déduire le

rapport signal à bruit SNR à l’antenne de réception. Le bilan de liaison est présenté dans le tableau 5.1.

Nous détaillons ensuite les résultats établis dans ce tableau.

Paramètre Unité Valeur

DSP de la FCC/ECC dBm/MHz -41,3

Largeur de bande à -10 dB GHz 1,5

Puissance maximale à l’émission PmaxTX dBm -9,5

Pertes liées à la forme de l’impulsion dB 4,5

Puissance transmise PTX dBm -14

Atténuation du parcours PL dB 74,4

Evanouissement S dB 7

Puissance reçue PRX dBm -95,4

Bruit thermique @ 17 C° dBm/Hz -174

Largeur de bande à -3 dB GHz 1 GHz

Puissance du bruit N dBm -84

SNR à l’antenne de réception dB -11,4

TAB. 5.1 – Bilan de liaison

Au niveau du système d’émission, la réglementation impose une densité spectrale de puissance maximale

de -41,3 dBm/MHz. Le signal émis occupe une bande B de 1,5 GHz à -10 dB. La limite en puissance

moyenne maximale, en dBm, est donnée par :

Pmaxmoy = −41, 3 + 10× log10(B) = −9, 5 (5.1)

40

Cette limite correspond au cas de l’utilisation optimale de la bande. Un facteur correctif s’ajoute et nous

considérons que la puissance moyenne transmise PTX = -14 dBm.

Le canal introduit une atténuation de la puissance transmise. Dans la section 3.5.1 où nous avons

étudié les caractéristiques des canaux BAN-UWB, nous avons vu que l’affaiblissement moyen PL =

74,4 dB. A cet affaiblissement, nous ajoutons une marge qui prend en considération l’évanouissement S.

La puissance du signal reçu, en dBm, est donnée donc par :

PRX = PTX − PL− S (5.2)

La puissance du bruit se calcule par l’équation (5.3) pour un fonctionnement à 17°C et une bande à

-3 dB égale à 1 GHz :

N = −174 + 10× log10(109) = −84 dBm (5.3)

Ainsi, le rapport signal à bruit à l’antenne de réception, en dB est donné par :

SNR = PRX −N (5.4)

Le rapport signal à bruit à l’antenne de réception SNR = -11,4 dB. L’étude des performances de

la couche PHY que nous envisageons pour ce chapitre permet de déterminer le rapport signal à bruit

nécessaire pour atteindre les contraintes en QoS. Après cette étude, nous pouvons déduire le gain de

traitement nécessaire.

5.3 Performances du récepteur cohérent

Dans cette section, nous allons étudier les performances du récepteur cohérent pour les canaux BAN-

UWB CM3 et CM4. Les performances sont données en terme du taux d’erreur binaire TEB en fonction

du rapport signal à bruit Es/N0. Toutes les simulations sont faites avec le débit nominal de la liaison

donné en gras dans le tableau 4.3. Le critère de qualité de service pris pour notre couche PHY est de

permettre un TEB égal à 10−4. Ainsi, l’objectif de cette étude est de déterminer le rapport signal à bruit

nécessaire pour assurer cette contrainte.

5.3.1 Cas du canal CM3

La courbe du TEB pour les canaux BAN-UWB est déterminée par moyennage sur 10 réalisations du

canal. Les réalisations de la réponse impulsionnelle du canal sont enregistrées dans des fichiers canaux

.cnl. Ces fichiers respectent le format suivant :

– La première ligne contient uniquement le nombre de trajets pour une réalisation donnée.

– La seconde ligne correspond aux points en fréquence.

– Chacune des lignes suivantes correspond à un trajet : le premier chiffre correspond au retard du

trajet, puis on trouve un tableau de nombres complexes formant la réponse fréquentielle du trajet.

La figure 5.2 montre un exemple du fichier canal.

Le chemin de l’emplacement de ce fichier est entré dans la configuration XML afin qu’il puisse être

exploité et pris en compte dans le calcul par le logiciel.

41

FIG. 5.2 – Fichier canal

FIG. 5.3 – Taux d’erreur binaire du récepteur cohérent pour 10 réalisations du canal CM3

La figure 5.3 montre les résultats de simulation pour dix réalisations du canal CM3.

Nous remarquons d’après la figure 5.3 que les différentes réalisations donnent un écart du rapport signal

à bruit de l’ordre de 3,5 dB si nous ne considérons pas la réalisation n° 5 qui donne des performances

assez différentes par rapport aux autres. Les performances du récepteur cohérent pour ce canal BAN est

une moyenne sur ces 10 réalisations. Cette moyenne est représentée dans la figure 5.4 avec la courbe

donnant les performances du récepteur cohérent pour un canal parfait gaussien.

Nous remarquons d’après la figure 5.4 que la dégradation des performances du canal BAN CM3 par

rapport au canal parfait AWGN est de 9,46 dB. Le rapport signal à bruit nécessaire pour assurer un taux

d’erreur binaire de 10−4 est Es/N0 = 20,8 dB.

42

FIG. 5.4 – Taux d’erreur binaire du récepteur cohérent pour canal AWGN et canal CM3

5.3.2 Cas du canal CM4

Nous étudions maintenant les performances du récepteur cohérent pour le canal BAN CM4. Pour ce

canal, il existe 4 modèles de la réponse impulsionnelle suivant l’angle d’orientation entre l’émetteur et le

récepteur (0°, 90°, 180° et 270°). Nous avons choisi de faire les simulations avec le modèle correspondant

à l’angle 180° car c’est le pire des cas (absence de vue directe entre émetteur et récepteur). Faire l’analyse

des performances pour le pire cas permet d’assurer que notre couche PHY est capable de fournir au moins

les mêmes performances pour les autres cas. La procédure pour obtenir le TEB pour le canal CM4 est

similaire que précédemment avec moyennage sur les différentes réalisations. La figure 5.5 donne les

résultats de simulation pour le canal CM4 et le canal parfait gaussien.

D’après ces résultats de simulation, la perte du canal CM4 par rapport au canal parfait est de 12,26

dB. La perte est assez importante et elle est plus grande que pour le cas du canal CM3. En effet, le canal

CM4 qui représente les connexions entre éléments sur le corps et éléments à proximité est plus dispersif

que le canal CM3 (profondeur moyenne de 200 ns pour CM4 et 70 ns pour le canal CM3). Le rapport

signal à bruit nécessaire pour atteindre un TEB de 10−4 pour le canal CM4 est 23,6 dB.

5.3.3 Gain du traitement nécessaire

Dans la section 5.2, nous avons établi que le rapport signal à bruit à l’antenne de réception SNR

vaut -11,4 dB. Le tableau 5.2 donne les gains du traitement nécessaires pour le récepteur cohérent.

Pour permettre les performances exigées, nous devons prévoir des mécanismes et des traitements au

niveau de la chaîne de transmission qui apportent les gains mentionnés dans le tableau 5.2.

43

FIG. 5.5 – Taux d’erreur binaire du récepteur cohérent pour canal AWGN et canal CM4

Type du canal Gain du traitement nécessaire

CM3 32,2 dB

CM4 35 dB

TAB. 5.2 – Gain du traitement nécessaire pour le récepteur cohérent

5.4 Performances du récepteur non-cohérent

5.4.1 Optimisation de la durée d’intégration

Le but de ce paragraphe est d’optimiser la durée d’intégration suivant les propriétés statistiques du

canal CM3. Augmenter la durée d’intégration a un avantage et un inconvénient. L’avantage consiste

à accumuler plus d’énergie étalée du canal. L’inconvénient consiste à intégrer plus du bruit. La durée

d’intégration optimale est un compromis entre les deux.

Energie accumulée fonction de la durée d’intégration

Nous allons modéliser le pourcentage de l’énergie accumulée en fonction de la durée Ti de la fenêtre

d’intégration. Le pourcentage de l’énergie accumulée est défini par :

µ(Ti) = maxt

∫ t+Ti

th2(u) du (5.5)

où h(t) est la réponse impulsionnelle du canal CM3 définie par le modèle du tableau 3.1. Si Ti est égal à

la résolution temporelle du signal, l’énergie accumulée est celle du trajet le plus fort.

44

µ(Ti) est calculé de manière statistique sur 1000 réalisations du canal CM3 pour différentes valeurs

de Ti. Nous traçons ensuite la fonction de répartition (CDF) à 10% de µ(Ti). La CDF à 10% désigne

1/10 des réalisations donnant les plus faibles porcentages d’énergie accumulée. La figure 5.6 donne la

CDF obtenue en fonction de Ti.

FIG. 5.6 – CDF à 10% de l’énergie accumulée en fonction de la durée d’intégration

Un modèle semi-analytique de µ(Ti) est donné par optimisation non-linéaire par la méthode des

moindres carrés des mesures statistiques. Le modèle adopté pour les mesures est le suivant [3] :

µ(Ti) = 1− exp(−(

Ti + T0

τ

)α), Ti > 0 (5.6)

où T0, τ et α sont les paramètres à optimiser. Les valeurs obtenues après optimisation sont reportées dans

le tableau 5.3.

Paramètre valeur optimisée

T0 104

τ 145,6

α 4,386

TAB. 5.3 – Valeurs des paramètres optimisés du modèle de la CDF pour le canal CM3

La figure 5.7 représente µ(Ti) obtenue par la mesure et le modèle semi-analytique correspondant.

Le modèle correspond bien aux mesures pour les valeurs intermédiaires mais il est entaché d’erreurs aux

bornes. Pour des valeurs pratiques de la durée d’intégration, le modèle correspond aux mesures ; nous le

considérons donc pour modéliser µ(Ti).

45

FIG. 5.7 – Energie accumulée en fonction de la durée d’intégration et son modèle associé

Probabilité d’erreur fonction de la durée d’intégration

Selon la théorie de l’échantillonnage, la sortie de l’intégrateur peut être assimilée à la somme de

2.B.Ti + 1 échantillons de variables aléatoires. En présence de bruit blanc gaussien, ces variables sont

individuellement le carré d’une variable aléatoire gaussienne ; ainsi la statistique du signal à la sortie de

l’intégrateur Z suit une loi de chi-square [10]. D’après le théorème de la limite centrale, la densité de

probabilité de Z tend vers une gaussienne lorsque 2M tend vers l’infini. En pratique, Z tend vers la

gaussienne lorsque 2M > 40. Dans notre cas, B = 1.5 GHz, l’approximation gaussienne devient valide

lorsque Ti > 13 ns. Sous cette hypothèse, la probabilité d’erreur binaire du récepteur non-cohérent pour

la modulation 2-PPM est donnée par :

Pe = Q

(µ(Ti)Es/N0√

2.M.Nf + 2.µ(Ti)Es/N0

)(5.7)

Nous notons d’après l’équation (5.7) que la durée d’intégration a un impact positif sur la probabilité

d’erreur à travers l’énergie accumulée et un impact négatif à travers le nombre de degrés de liberté 2M .

Nous avons traçé dans la figure 5.8 la probabilité d’erreur binaire Pe en fonction de Ti pour un rapport

signal à bruit Es/N0 = 24 dB et pour le débit nominal (Nf = 11).

Nous constatons d’après la figure 5.8 que la durée d’intégration optimale qui minimise la probabilité

d’erreur binaire vaut Ti,opt = 70 ns. Vu la contrainte de l’espacement temporel entre les deux positions

d’impulsions δ qui vaut 32 ns, la durée d’intégration ne peut pas dépasser cette limite. La valeur optimale

tenant compte de cette contrainte est de prendre une durée d’intégration égale à 32 ns. Mais nous optons

à laisser une marge de 2 ns pour éviter qu’une erreur de synchronisation ne cause pas des interférences

entre impulsions. Notre choix consiste donc à prendre une durée d’intégration de 30 ns. Les performances

du récepteur non-cohérent seront mesurées avec cette durée d’intégration.

46

FIG. 5.8 – Probabilité d’erreur binaire en fonction de la durée d’intégration pour le récepteur 2-PPM

non-cohérent

5.4.2 Performances pour le canal CM3

Nous avons étudié les performances du récepteur non-cohérent en présence du canal CM3. Nous

rappelons dans le tableau 5.4 les paramètres de simulation.

Paramètre Valeur correspondant

Débit 1,42 Mbits/s

Modulation 2-PPM

Durée d’intégration 30 ns

Pas d’intégration 500 ps

TAB. 5.4 – Paramètres de simulation du récepteur non-cohérent

La figure 5.9 reporte les résultats de simulation pour le récepteur non-cohérent et le compare avec le

récepteur cohérent.

Le rapport signal à bruit nécessaire pour atteindre un TEB de 10−4 pour le récepteur non-cohérent est

égal à 28,5 dB. La perte, assez importante par rapport au récepteur cohérent, est de 7,7 dB. Le récepteur

cohérent choisi dans notre travail ne bénéficie pas de la diversité de multi-trajets par contre il bénéficie

du gain de fenêtrage. Le récepteur non-cohérent à accumulation d’énergie sacrifie le gain de fenêtrage au

profit du gain des multi-trajets. Il serait intéressant de vérifier si le gain des multi-trajets est supérieur à

la perte liée au fenêtrage. Nous appellerons récepteur à détection d’enveloppe le récepteur non-cohérent

47

FIG. 5.9 – Taux d’erreur binaire pour le récepteur cohérent et le récepteur non-cohérent en présence du

canal CM3

bénéficiant du gain de fenêtrage. A priori, d’après les résultats de simulation sur canal AWGN dans

le paragraphe 4.5.4, nous avons trouvé que la perte du récepteur non-cohérent à détection d’enveloppe

par rapport au récepteur cohérent est de 5,17 dB. Si la perte de ce dernier reste la même pour un canal

réel BAN-UWB, le récepteur non-cohérent à accumulation d’énergie serait moins performant. Rien ne

prédit que la perte resterait la même, pour répondre à cette question définitivement, il faut implémenter

le récepteur non-cohérent de la PPM à détection d’enveloppe et comparer ses performances par rapport

au récepteur non-cohérent à accumulation d’énergie.

5.4.3 Gains du traitement nécessaires

Nous résumons dans le tableau 5.5 les gains de traitement nécessaires pour atteindre une contrainte

de QoS en terme du taux d’erreur binaire égal à 10−4 pour les différents cas étudiés en simulation.

Configuration Gain du traitement

Récepteur cohérent canal CM3 32,2 dB

Récepteur cohérent canal CM4 35 dB

Récepteur non-cohérent canal CM3 39,9 dB

TAB. 5.5 – Gains de traitement nécessaires

48

5.5 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons analysé les performances de notre couche PHY en présence des canaux

BAN-UWB. Cette analyse permet de déterminer le rapport signal à bruit nécessaire pour satisfaire la

contrainte du taux d’erreur binaire égal à 10−4. Le bilan de liaison, quand à lui, permet de déterminer

le rapport signal à bruit à l’antenne de réception. Ainsi, nous avons déduit le gain de traitement néces-

saire suivant les différentes configurations. Les résultats établis dans ce chapitre suggèrent un gain du

traitement entre 32,2 dB et 39,9 dB suivant les cas. Les gains apportés par la répétition et le fenêtrage ne

permettent pas d’atteindre ces valeurs. Il faut trouver d’autres solutions permettant d’augmenter le gain

de traitement. Les pistes envisageables sont le codage canal, la forme de l’impulsion, qui peut être de type

RRC (Root Raised Cosine), et qui assure une occupation spectrale meilleure que l’ondelette gaussienne.

49

Conclusion générale

Retour d’expérience

Mon stage de Master effectué au laboratoite TECH/MATIS/CITY d’Orange Labs m’a été très béné-

fique sur le plan technique et professionnel.

Sur le plan technique, je me suis familiarisé avec la technologie UWB-IR : son principe, ses pro-

priétés, ses atouts et ses défauts. Dans ce cadre, j’ai acquis une connaissance sur la couche physique du

standard IEEE 802.15.4a-2007 destiné pour les réseaux personnels LDR. Le stage a été une occasion

pour découvrir un nouveau réseau de type BAN encore en cours d’étude. Des exigences et des spécifi-

cations doivent être respectées pour que ce réseau passe de l’état d’étude à l’état de la standardisation

et la commercialisation. J’ai maîtrisé dans le cadre de mon travail le logiciel "UWB Impulse Radio"

développé avec l’environnement Visual C++. Pour ce faire, il faut acquérir des connaissances informa-

tiques mais également les outils de simulation et de modélisation d’un lien de communication numérique

et traitement du signal. Enfin, le stage est une bonne opportunité pour ma carrière professionnelle qui

s’oriente vers la recherche appliquée. Il s’inscrit dans mon but de maîtriser les outils pour démarrer mon

projet de thèse de doctorat.

Sur le plan professionnel, j’ai acquis des connaissances importantes sur le processus de normalisation

depuis la création des groupes de travail et la contribution dans ce processus des grands acteurs du marché

des télécommunications. J’ai eu également une idée sur le processus de la réglementation du spectre. J’ai

pu regarder avec l’expérience de l’UWB la complexité de ce processus avec les intérêts des différentes

parties et les organismes responsables de cette décision souvent stratégique. Le stage m’a appris le travail

en équipe et les outils que je dois disposer pour réussir un projet. Il faut avoir les compétences techniques

mais également les compétences de gestion du projet, de planification et d’organisation et le stage est un

bon exercice pour acquérir ces compétences.

Synthèse des travaux effectués

Nous résumons ici les travaux effectués durant notre stage. Ces travaux consistent en des études

bibliographiques, du développement, analyse et exploitation des résultats et optimisation des paramètres.

Nous pouvons les résumer en ces points :

– Etude bibliographique de la technologie UWB-IR : structure des émetteurs, forme des impulsions,

architectures de réception, techniques d’accès multiple. . . [13], [17].

– Eude de la couche physique du standard IEEE 802.15.4a-2007 [11].

50

– Etude bibliographique sur les réseaux BAN : définition, applications et spécifications techniques

[18], [1], [19].

– Etude du document de la conception détaillée des classes du simulateur "UWB Impulse Radio",

familiarisation et exploitation de l’outil [2].

– Exploitation du simulateur pour étudier les performances du récepteur PPM cohérent sur canal

parfait gaussien.

– Introduction au simulateur les schémas de modulation/démodulation BPSK et PPM-BPSK.

– Test et validation de cette introduction par comparaison des résultats de simulation avec les per-

formances théoriques de ces modulations [9], [15].

– Etude des modèles des canaux BAN-UWB publiés par le groupe de travail IEEE 802.15.6 et gé-

nération des fichiers canaux correspondants [20].

– Analyse des performances du récepteur cohérent en présence de ces canaux.

– Etude des architectures de réception non-cohérentes et choix d’une architecture adaptée au contex-

te des BAN [16].

– Implémentation de cette architecture dans le simulateur.

– Etude des performances théoriques des récepteurs non-cohérents [14], [10].

– Analyse des performances du récepteur non-cohérent implémenté dans le simulateur pour le canal

parfait et comparaison des résultats avec les performances théoriques et l’architecture cohérente.

– Optimisation de la durée d’intégration du récepteur non-cohérent pour le canal CM3 [3].

– Analyse des performances du récepteur non-cohérent en présence du canal CM3 et comparaison

avec les performances du récepteur cohérent.

– Bilan de la liaison et détermination des gains de traitement suivant les différents cas.

Conclusions

Le groupe de trvail IEEE 802.15.6 vise à définir les couches MAC et PHY pour une communication

sans fil à courte portée, à l’intérieur, sur et à proximité du corps humain. Cette communication doit être

fiable, à faible coût et consommation. Notre travail consiste à concevoir une couche physique pour ce

nouveau type de réseau.

La couche PHY proposée est basée sur la technologie UWB-IR. Bien adaptée au contexte des réseaux

BAN, cette technologie est flexible en terme de débit, de modulation et d’architectures de réception.

L’impulsion utilisée dans notre couche PHY est une ondelette gaussienne dans la bande 3,1-4,5 GHz

modulée en PPM-BPSK. Le débit est variable entre 1,42 Mbits/s et 31,24 Mbis/s. Nous envisageons

deux structures de réception possibles. Le récepteur cohérent qui est basé sur une corrélation dans les

deux positions où on attend l’impulsion. Le récepteur non-cohérent est basé sur le principe d’accumula-

tion d’énergie. Pour tester et valider cette chaîne de communication, nous avons étudié les performances

par simulation sur canal parfait gaussien. Les résultats obtenus par simulation correspondent aux perfor-

mances théoriques et la perte du récepteur non-cohérent par rapport au récepteur cohérent est de 5,17

dB.

Après test et validation de cette couche PHY, nous avons étudié les limites pour des canaux réels

BAN-UWB. Cette étude a aboutit à déterminer les rapports signal à bruit nécessaires pour satisfaire la

51

contrainte de fiabilité en terme du taux d’erreur binaire. D’autre part, l’étude du bilan de liaison a aboutit

à déterminer le rapport signal à bruit à l’antenne de réception. Ainsi, nous avons déduit les gains de

traitement nécessaires pour atteindre les performances souhaitées.

Perspectives

Pour les perspectives immédiates, la durée de stage permet de terminer le travail déjà commencé sur

l’optimisation de la durée d’intégration pour le canal CM4. Une durée d’intégration dynamique suivant

un algorithme adaptatif du canal est envisageable. Nous étudions après les performances d’une telle

structure.

Pour les perspectives à court terme, un récepteur non-cohérent de type détection d’enveloppe peut

être implémenté dans le simulateur pour comparer ses performances avec le récepteur non-cohérent à

accumulation d’énergie que nous proposons dans notre couche physique. Les gains de traitement déduits

dans notre travail nécessitent de trouver des solutions pour des traitements possibles dans la chaîne de

communication permettant d’atteindre ces gains. Les pistes sont un gain de codage, une autre forme de

l’impulsion de type RRC.

Pour les perspectives à moyen terme, une étude peut être menée sur la possibilité d’intégration de

cette couche PHY dans une plate-forme matérielle et le coût et la consommation de cette intégration.

52

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memoire

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