2.21 Konverzija sample-rate-a

Ova konverzija ili interpolacija je veoma važna tehnologija za veliki broj digitalnih video

uređaja. U digitalnom videu, semplovanje se sprovodi na više načina. Kada se analogni video

signal sempluje u realnom vremenu, semplovanje je vremensko, ali kada se sempluje slika

kao matrica piksela semplovanje je prostorno.

Neke od primena interpolacije su:

1. Konvertori video standarda moraju da pretvaraju dva sampling-rate-a signala,

vremenski koji predstavlja frame rate i prostorni koji predstavlja razmak između

vertikalnih linija. U nekim aplikacijama sa malim protokom (low bitrate) frame rate

se namerno smanjuje. Kasnije, pri prikazivanju na ekranu, ponovo se povećava da bi

se izbeglo treperenje.

2. Kako bi se iskorisile mogućnosti oversample konvertora, neophodno je povećati

sample rate signala za DAC i smanjiti ga za ADC. Kod oversamle-ovanja faktori

promene sample rate-a su jednostavniji nego u drugim primenama.

3. Kod obrade slike, postoji veliki broj standardizovanih rezolucija matrice slike.

Promena između ovih rezolucija može biti neophodna kako bi se slika prikazala na

monitoru. Ova tehnika se naziva resizing, i u suštini je dvodimenzionalna konverzija.

U ovom slučaju interpolira se prostorna frekvencija matrice piksela.

Postoje tri osnovne ali povezane kategorije konverzije, kao što pokazuje slika 2.65.

Najjednostavnija (a) je promena sa celobrojnim koeficijentom. Tajming sistema je

pojednostavljen zato što su svi uzorci(semolovi), i ulazni i izlazni, prisutni na ivicama kloka

više frekvencije. Ovakav sistem se uglavnom koristi kod oversampling-a; tačna frekvencija

nije kritična u analognom domenu, i biće izabrana tako da olakša implementaciju filtara.

Sledeći po kompleksnosti (b) menja frekvenciju sa dva mala celobrojna koeficijenta. Ulazni

uzorci periodično se poklapaju po vremenskoj osi sa izlaznim. Ovakvi uređaji se koriste za

promenu između različitih frame rate-a standarda ITU-601.

Najkompleksnija konverzija je kada ne postoji nikakva veza između ulaznih i izlaznih uzoraka.

Slučaj (c) je poznat kao variable ratio konverzija ili konverzija sa promenjivim odnosom.

Ovakva konverzija je potrebna kod zumiranja ili rotacije slika.

Tehnika konverzije sa celobrojnim koeficijentom se koristi zajedno sa oversample-ingom se

koristi u digitalnim video i audio aplikacijama za predviđanje kretanja i kompresiju, kada su

potrebne pod-semplovane ili smanjene rezolucije ulazne slike.

Kada razmatramo kako funkcionišu interpolatori moramo se setiti da svi diskretni sistemi

imaju konačan protok, i da je neophodan rekonstrukcioni filter kako bi se uklonile

frekvencije iznad osnovne, koje se poljavljuju pri sample-ovanju. Nakon rekonstrukcije,

jedan beskonačno kretak digitalni uzorak u idealnom slučaju predstavlja sinx/x puls čiji je

središnji pik određen odzivom rekonstrukcionog filtra, a amplituda proporcionalna vrednosti

uzorka. Ovo dakle znači da jedan uzorak, u realnom slučaju, postoji u značajnom

vremenskom periodu, umesto samo u trenutku uzorkovanja. Kada ovo ne bi bilo ovako, bilo

bi nemoguće projektovati interpolator.

2.65. Kategorije konverzije. (a) Celobrojni koeficijent, gde su uzorci niže frekvencije uvek susedni uzorcima više.

Potreban je mali broj faza. (b) Razlomljeni koeficijent, kada su poklapanja uzoraka periodična. Potreban je veći

broj faza. Prikazan primer je konverzija iz 50.4kHz u 44.1kHz (8/7). (c) Konverzija promenjivog koeficijenta, gde

ne postoji fiksan odnos ulaza i izlaza, neophodan je veliki broj faza.

Izvođenje koraka povećanja sample rate-a odvojeno je neefikasno. Propusni opseg

informacije je nepromenjen kada se sample rate poveća, tako da originalni uzorci prolaze

kroz filter nepromenjeni, stoga je bespotrebno procesirati ih. Kombinovanjem dva procesa u

interpolacioni filter minimizuje potrebu za proračunavanjem.

Kako je svrha sistema samo da poveća sample rate, filter mora biti maksimalno

transparentan, što znači da mora imati linearan fazni odziv, zahtevajući upotrebu FIR filtra.

Slika 2.66 pokazuje da je teorijski impulsni odziv takvog filtra sinx/x kriva sa nulom na poziciji

susednih uzoraka. U praksi ovakav impuls ne može se implementirati jer je beskonačan.

Kako bi pojednostavili razmatranje, upotrebićemo sinx/x impuls. Postoji paralela sa

funkcionisanjem DAC-a gde se analogni nivo napona vraća kao vremensko kontinualni niz

sumirajući amplitude analognih implusa za vreme trajanje uzorka. Kod digitalnih

interpolacijskih filtara, ovaj proces je dupliran.

2.66. Jedan uzorak proizvodi sinx/x posle filtriranja u analognom domenu. Na novij, većoj frekvenciji

uzorkovanja, dobija se isti talasni oblik sa više različitih uzoraka. Vrednosti novih uzoraka se mogu izračunati iz

vrednosti starih korišćenjem digitalnog FIR filtra.

Ako se sample rate duplira, novi uzorci se moraju naći tačno na polovini između postojećih.

Potreban impulsni odziv dat je na slici 2.67; može se uzorkovati na izlaznoj periodi i

kvantizirati kako bi se formirali koeficijenti. Ako se pojedinačni ulazni uzorak pomnoži sa

svakim od ovih koeficijenata, dobiće se impulsni odziv tog sempla na novoj frekvenciji

uzorkovanja. Zapazimo da je svaki drugi koeficijent nula, što potvrđuje tvrdnju da nije

potrebno procesirati postojeće uzorke; oni su samo prenešeni sa ulaza na izlaz. Novi uzorak

se onda proračunava sabiranjem impulsnih odziva svakog ulaznog uzorka u prozoru.

Slika pokazuje kako ovaj mehanizam funkcioniše. Ako se frekvencija uzorkovanja poveća

četiri puta, tri uzorka se moraju interpolirati između postojećih ulaznih uzoraka. Onda je

dalje neophodno uzorkovati impulsni odziv na četvrtini periode ulaznih uzoraka kako bi se

2.67 Oversampling sa dupliranjem frekvencije. Kako bi se proračunao

novi uzorak, ulazni uzorci se predstavljaju kao sinx/x impulsi.

dobila tri seta koeficijenata koji će se koristiti za proračun novih uzoraka. Kod hardverske

implementacije filtara, ulazni uzorak koji se prenosi na izlaz bez obrade prenešen je

korišćenjem četvrte faze filtera, gde su svi koeficijenti nula osim središnjeg, koji je jedan.

Konverzije sa razlomljenim koeficijentima omogućavaju promenu između slika koje imaju

različite veličina matrica piksela. Razlomljeni koeficijenti se takođe javljaju u vertikalnoj osi

standardnih konvertora. Slika 2.65 pokazuje da kada dva sampling rate-a imaju jednostavan

odnos m/n, postoji periodična veza između uzoraka dva stream-a. Moguće je da sistemski

klok radi na najmanjem zajedničkom delitelju frekvencije, koji će se množiti celim brojem

kako bi se dobile potrebne frekvencije.

Kod interpolatora sa promenjivim koeficijentima, vrednosti postoje za svaku tačku u kojoj se

prave ulazni uzorci, ali se mora proračunati koja je vrednost uzoraka na svakoj poziciji

između ulaznih uzoraka. Osnovni koncept interpolatora je isti kao i kod interpolatora sa

razlomljenim koeficijentima, osim što je u idealnom slučaju neophodan beskonačan broj

faza filtra. Pošto će realizovani filter imati konačan broj faza, neophodno je proučiti

degradaciju signala koju izaziva. Željena kontinualna vremenska ili prostorna osa

interpolatora se kvantizuje faznim razmakom, a vrednost uzorka u toj tački biće vrednost

najbliže faze filtra. Dakle, broj faza filtra određuje preciznost interpolacije. Efekat

proračunavanja vrednosti za pogrešnu tačku je isti kao i kod uzorkovanja jitter-a kloka, u

smislu da se greška javlja kada se uzorkuje ivica signala. Rezultat je programski modulisan

šum. Što je veća specifikacija šuma potreban je veći broj faza filtra što rezultuje i većom

vremenskom preciznošću. Broj faza filtera je jednak broju dostupnih koeficijenata, i ne treba

ga mešati sa brojem tačaka filtra, koji je isti kao i broj koeficijenata u setu (takođe broj

potrebnih množenja pri proračunu).

Jitter koji se javlja pri uzorkovanju osmobitne preciznosti meri se pikosekundama. Ovo znači

da je potrebno 32 faze filtra za adekvatnu konferziju osmobitne preciznosti.

2.22 Transformacije i dvojnost

Dvojnost transformacija nam pruža zanimljiv pregled dešavanja u zajedničkim procesima.

Furijeove analize tvrde da se svaki periodični signal može predstaviti sabiranjem konačnog

broja harmonijski povezanih sinusoida različitih amplituda i faza. Slika 2.68 pokazuje kako se

kvadratni signal može dobiti sabiranjem harmonika. Spektar se može iscrtati postavljanjem

amplituda harmonika u odnosu na frekvenciju. Videćemo da je rezultujući spektar talas koji

opada u amplitudi sa vremenom. Prolazi kroz nulu na svakom umnošku osnovne frekvencije.

Oblik spektra je sinx/x kriva. Ako kvadratni signal ima spektar sinx/x, sledi da će filter sa

kvadratnim impulsnim odzivom imati spektar sinx/x.

Filter niskopropusnik ima kvadratni spektar i sinx/x impulsni odziv. Ove karakteristike su

poznate kao transformacioni par. Kod transformacionih parova, ako jedan domen ima oblik

jednog para, drugi domen će imati oblik drugog. Slika 2.69 pokazuje nekoliko

transformacionh parova.

2.69 Transformacioni parovi

2.68 Furijeova analiza kvadratnog signala. A-amplituda, delta-faza osnovnog signala

u stepenima; 1, prvi harmonik; 2, neparni harmonici; 4, idealan kvadratni signal

Pod (a) transformacioni par ima sinx/x spektar a sinx/x impuls ima kvadratni spektar. U

principu, proizvod jednakih parametara sa bilo koje strane transformacije ostaje konstantan,

tako da ako se jedan poveća, drugi se mora smanjiti. Ako (a) pokazuje filtar sa širim

opsegom, sa užim impulsnim odzivom, onda (b) pokazuje filter užeg opsega sa širim

impulsnim odzivom. Ovo je dualnost. Ograničavajući faktor ovog ponašanja je to što kada

jedan parametar padne na nulu, drugi mora biti beskonačan. Pod (c) impuls u vremenskom

domenu beskonačno kratkog trajanja ima ravan spektar. Znači, ravan talasni oblik, npr.

jednosmerna struja, ima samo nulu u spektru. Impulsni odziv optike laserskog diska (d) ima

sin2x/x2 funkciju intenziteta, što izaziva triangularno opadanje frekvencijske karakterisitike

glave. Sočivo ima kvadratnu blendu, ali kako ne postoji negativno osvetljenje, sinx/x

impulsni odziv je nemoguć. Proces kvadriranja je konzistentan sa samo pozitivnim impulsnim

odzivom. Zanimljivo je da je transformacija Gausovog odziva i dalje Gausova kriva.

2.70 Kontinualan signal ima kontinualan spektar, diskretan signal ima diskretan spektar

Dualnost se takođe odražava i na uzorkovane sisteme. Proces uzorkovanja je periodičan u

vremenskom domenu. Rezultujući spektar je periodičan u frekvencijskom domenu. Ako se

vreme između dva uzorka smanji, opseg sistema raste. Slika 2.70(a) pokazuje da vremensko-

kontinualan signal ima kontinualan spektar, dok (b) pokazuje da je frekvencijska

transformacija uzorkovanog signala takođe diskretna. Drugim rečima, uzorkovani signali se

mogu analizirati u ograničeni broj frekvencija. Ako želimo veću preciznost frekvecijske

analize, potrebno je više uzoraka u bloku. Produžavanjem bloka smanjujemo mogućnost

lociranja tranzijenta u vremenu. Ovo se naziva Hajzenbergova nejednakost, koja je granični

slučaj dualnosti, jer kada se postigne beskonačna preciznost u jednom domenu, u drugom

preciznost i ne postoji.

2.23 Furijeova transformacija

Slika 2.68 pokazuje da ako je amplituda i faza svake frekvencijske komponente poznata,

linearnim sabiranjem rezultujućih komponenti u inverznoj transformaciji dobijamo originalni

signal. Kod digitalnih sisema talasni oblik je predstavljen diskretnim uzorcima. Kao rezultat

Furijeove transformacije dobijamo jednak broj diskretnih frekvencija. Ovo je poznato kao

diskretna Furijeova transformacija, ili DFT. Kod DFT-a broj frekvencijskih koeficijenata jednak

je broju ulaznih uzoraka. FFT, brza Furijeova transformacija je ništa drugo no efikasan način

proračunavanja DFT-a.

2.71

Sa slike 2.68 evidentno je da je poznavanje faze frekvencijske komponente signala of

presudnog značaja, kako promena faze bilo koje komponente umnogome menja

rekonstruisan talasni oblik. Znači, DFT mora tačno analizirati fazu komponenti signala.

Postoji više načina za prikazivanje faze. Slika 2.71 pokatuje tačku koja rotira oko fiksne ose

konstantnom brzinom. Gledajući sa strane, ova tačka osciluje gore-dole konstantnom

frekvencijom. Talasni oblik tog kretanja je sinusoida.

Jedan od načina za definisanje faze talasnog oblika je da se odredi ugao u kome je tačka pri

vremenskom trenutku T=0. Ako se druga tačka zarotira 90 stepeni u odnosu na prvu,

proizvešće kosinusni talasni oblik. Moguće je proizvesti talasni oblik sabiranjem sinusnih i

kosinusnih talasa raznih proporcija i polariteta. Na primer, sabiranjem sinusnog i kosinusnog

talasa u jednakim proporcijama rezultuje talas koji kasni sinusnom za 45 stepeni.

Slika 2.71 pokazuje da su potrebne proporcije sinus i kosinus faznog ugla. Znači, obe

metode opisivanja faze se mogu koristiti.

DFT spektralno analizira niz uzoraka tražeći svaku diskretnu ciljnu frekvenciju posebno. To

radi tako što množi ulazni signal sinusnim talasom tražene frekvencije, poznatim kao

osnovna funkcija, pa zatim sabira ili integrali proizvode. Slika 2.72(a) pokazuje da množenje

osnovnom funkcijom daje integral različit od nule kada je ulazna frekvencija ista, dok (b)

pokazuje da sa različitom ulaznom frekvencijom integral postaje 0, što znači da ne postoji

komponenta tražene frekvencije. Stepen integrala je proporcionalan amplitudi tražene

komponenete.

Slika 2.72(c) pokazuje da tražena frekvencija neće biti prepoznata ako je fazno pomerena za

90 stepeni, kako je proizvod kvadriranih talasa uvek 0. Znači da Furijeova transformacija

mora nastaviti sa pretragom služeći se kosinusnom osnovnom funkcijom. Ona prati

argumente sinusnih i kosinusnih integrala kako bi otkrila fazu ulaznih komponenti. Dakle,

svaka diskretna frekvencija u spektru mora biti rezultat para kvadraturnih pretraga.

Traženje frekvencija jednu po jednu na kraju rezultuje DFT-om, ali uz značajna

proračunavanja. Međutim, veliki broj operacija se ponavlja više puta tokom pretrage. FFT

daje iste rezultate uz daleko manu potrošnju procesorskog vremena, tako što sakuplja

proračunavanja u logične celine i radi potrebne operacije samo jednom.

2.24 Diskretna kosinusna transformacija (DCT)

DCT je poseban slučaj DFT-a kod koje su sinusne komponente koeficijenata zanemarene

ostavljajući jedan broj. Ovo je u suštini veoma jednostavno. Slika 2.73(a) pokazuje blok

ulaznih uzoraka. Ponavljanjem uzoraka unatrag i obavljanjem DFT-a nad nizom duple dužine

dobija se DCT. Efekat inverzije ulaznog signala je pretvaranje istog u parnu funkciju čiji su

sinusni koeficijenti jednaki nuli.

Slika 2.73(b) pokazuje da su faze svih komponenata jednog bloka suprotne onima iz drugog.

Ovo znači da kada se komponente saberu da bi se dobio niz duple dužine, sve sinusne

komponente se ponište, ostavljajući samo kosinusne koeficijente. U praksi se eliminiše

proračunavanje sinusnih komponenata. Druga prednost je da se dupliranjem dužine bloka

inverzijom udvostručuje frekvencijska rezolucija, tako da se generiše duplo više upotrebljivih

koeficijenata. DCT proizvodi jednak broj korisnih koeficijenata kao i ulazni uzorci.

Za obradu slike potrebne su dvodimenzijalne transformacije. U ovom slučaju, za svaku

horizontalnu frekvenciju obavlja se pretraga za svim mogućim vertikalnim frekvencijama.

Dvodimenzionalni DCT je prikazan na slici 2.74. DCT je odvojiv u smislu da se

dvodimenzionalni DCT može dobiti proračunavanjem svake dimenzije posebno. Takođe

postoje i brzi DCT algoritmi.

2.72

Slika 2.75 prikazuje kako se dvodimenzionalni DCT proračunava množenjem svakog piksela

ulaznog bloka predstavnicima uzorkovanog kosinusnog talasa različitih prostornih

frekvencija. Dati DCT koeficijent dobija se kada se saberu rezultati množenja svakog piksela

u bloku. Iako najveći broj algoritama za kompresiju koristi kvadratne DCT blokove (JPEG i

MPEG), oni nisu obavezni. Tako na primer Betacam koristi pravougaone blokove.

2.73

DCT se najviše koristi u MPEG2 kompresiji, zato što pretvara ulazni signal u oblik u kome se

redundantnost može lako prepoznati i ukloniti.

2.74

2.25 Modulo – n aritmetika

Konvencionalna aritmetika koja je u svakodnevnoj upotrebi odnosi se na realan svet

brojanja predmeta, i za dobijanje tačnih rešenja potrebno je koristiti koncept pozajmljivanja

i prenošenja.

Postoji alternativni tip aritmetike u kojoj ne postoje ovi koncepti, poznatiji kao moduo

aritmetika. Kod moduo – n aritmetike nijedan broj ne može prekoračiti n. Ako se to desi, n ili

umnošci broja n se oduzimaju dok se broj ne spusti ispod prekoračenja. Zato recimo 25

moduo – 16 iznosi 9, a 12 moduo – 5 je 2. Brojač prikazan na slici 2.35 je oblik četvorobinog

uređaja koji ulazi u prekoračenje kada dostigne stanje 1111 jer se prenos ignoriše. Ako se

umnožak klok impulsa m dovede dok je brojač u stanju nule, brojač će imati stanje m moduo

– 16. Znači, moduo aritmetika se primenjuje u sistemima sa fiksnom dužinom reči, i opseg

vrednosti sistema je ograničen dužinom reči. Opseg brojeva ograničen na ovaj način se

naziva konačno polje.

2.75

Moduo – 2 je šema numerisanja često upotrebljavana u digitalnim procesima. Slika 2.76

prikazuje da se u ovakvoj šemi konvencionalno sabiranje i oduzimanje zamenjuju XOR

funkcijom:

A + B Mod.2 = A XOR B

Kada se višebitne vrednosti sabiraju po modulu – 2, svaka kolona se rašuna zasebno. Ovo

čini ovakvu mašinu veoma brzu u radu, jer nije neophodno čekati prenos iz bitova niže

težinske vrednosti za računanje viših težina.

2.76

Moduo – 2 aritmetika nije ista kao konvencionalna aritmetika, i potrebno je vremena za

navikavanje na nju. Na primer, dodavanje nečega samom sebi (množenje sa 2) po mod – 2

uvek daje nulu.

2.26 Galoisovo polje

Slika 2.77 pokazuje jednostavno kolo koje se sastoji iz tri D-latch kola sa zajedničkim klokom.

Povezana su redom tako da čine shift registar. U tački (a) uvedena je povratna sprega, tako

da bitovi u registru konstantno cirkulišu. U tački (b) jedno XOR kolo je dodato tako da se izlaz

sprovodi na više stepena. Rezultujuće kolo se naziva twisted-ring brojač i ima interesantna

svojstva. Kada god se klok dovede kolu, levi bit se pomera u desni latch, srednji bit u levi

latch, a središnji bit postaje XOR bit dva spoljna latch-a. Slika pokazuje da će, nezavisno od

2.77 Twisted-ring brojač.

početnog stanja tri bita, isto stanje biti dostignuto posle sedam klok impulsa, osim ako nisu

u pitanju nule. Stanja latch-eva formiraju neprekidni niz ne-sekvenciranih brojeva koji se

naziva Galoisovo polje po Francuskom matematičaru Evaristu Galoisu koji ih je otkrio. Stanja

kola formiraju sekvencu maksimalne dužine reči. Kako stanja sekvence imaju mnoge

karakteristike slučajnih brojeva, ali opet su i ponovljiva, rezultujuća sekvenca se može

nazvati pseudo-slučajni broj. Pošto stanje sve nule nije dozvoljeno, maksimalna dužina

sekvence generisane od strane registra sa m bitova ne može prekoračiti 2m-1 stanja.

Galoisovo polje, međutim, poznaje i stanje nule. Korisno je proučiti bizarnu matematiku

Galoisovih polja koja koriste moduo – 2 aritmetiku. Poznavanje takvih manipulacija pomaže

pri proučavanju korekcije grešaka, pogotovo kod Reed – Solomonovih kodova koji se koriste

kod snimača. Takođe nalaze primenu u procesima koji zahtevaju upotrebu pseudo-slučajnih

brojeva kao što je digitalni ditering i slučajno kodiranje kanala koje koristi DVB sistem

Kolo na slici 2.77 može se smatrati brojačem, i četiri prikazane tačke onda predstavljaju

različite stepene dvojke od MSB-a levo do LSB-a desno. Povratna sprega iz MSB-a

predhodnog stepena znači da, kada god MSB postane 1, dva druga stepena dvojke dakođe

postaju 1, tako da je generisan kod 1011.

Svako od stanja kola može se opisati kombinacijama stepena x:

x2 = 100

x = 010

x2 + x = 110, itd.

Činjenica da tri bita imaju isto stanje jer su povezani u istu tačku opisana je moduo – 2

jednačinom:

x3 + x + 1 = 0

Neka je x = a, koji je osnovni element. Sada,

a3 + a + 1 = 0

Po modulu – 2

a + a = a2 + a2 = 0

a = x = 010

a2 = x2 = 100

a3 = a + 1 = 011 iz (2.1)

a4 = a × a3 = a(a + 1) = a2 + a = 110

a5 = a2 + a + 1 = 111

a6 = a × a5 = a(a2 + a + 1)

= a3 + a2 + a = a + 1 + a2 + a

= a2 + 1 = 101

a7 = a(a2 + 1) = a3 + a

= a + 1 + a = 1 = 001

Na ovaj način možemo videti da se ceo niz elemenata Galoisovog polja može predstaviti

sukcesivnim stepenima osnovnog elementa. Kolo sa slike 2.77 diže element a na veći stepen

sa svakim klok impulsom. Dakle, na prvi pogled komplikovane promene bitova sa klokom

postaju jednostavno proračunate pravilno odabranim osnovnim elementom i stepenom.

Brojevi koje proizvodi ovo kolo nisu slučajni, potpuno su predvidivi ako je jednačina poznata.

Međutim, rezultujuće sekvence su dovoljno slične slučajnim brojevima tako da se u mnogim

slučajevima mogu smatrati za takve. To su takozvane pseudo – slučajne sekvence. Povratna

sprega je odabrana tako da implementirana jednačina ne bude faktorizovana. U suprotnom,

sekvenca maksimalne dužine ne bi bila generisana, u zavisnosti od početnog stanja kola.

Dobra analogija ovom procesu su upareni zupčanici. Ako zupčanici imaju za broj zubaca

prost broj, potreban je relativno veliki broj obrtaja kako bi se dva ista zupca ponovo

dodrinula. Ako pak broj zubaca ima zajednički množilac, potrebno je manje okretaja.

2.27 Phase lock loop (PLL)

Svi digitalni video sistemi moraju imati određeni klok kako bi ispravno funkcionisali. Klok

može biti iz fiksnog generatiora kao što je npr. kristal kvarca, ili, kao što je slučaj u velikom

broju primena kod video signala, doveden iz spoljašnjeg izvora, takozvani genlocking. PLL

(phase lock loop) je idealan za ovakvu primenu, kao i za mnoge druge namena pri snimanju i

emitovanju video signala.

2.78 PLL

Kod PLL-a, oscilator može raditi u velikom opsegu frekvencija, kontrolisan naponom na

ulazu. Ovakav oscilator se još naziva i VCO, ili naponski kontrolisan oscilator. Slika 2.78

pokazuje VCO koji je upravljan faznom razlikom između izlaza i referentnog izvora

frekvencije. Fazna razlika upravlja naponom tako da se frekvencija na izlazu na kraju poklopi

sa referentnom. Filter niskopropusnik je vezan u putanju kontrolnog napona kako bi

poboljšao stabilnost sistema. Ako se delitelj frekvencije ubaci između VCO-a i faznog

komparatora, frekvencija VCO-a se može podesiti kao umnožak referentne frekvencije. Ovo

takođe dampira petlju, tako da PLL ne menja frekvenciju u slučaju nestabilnog ulaza.

2.79

Kod digitalnog videa, umnožavanje frekvencije u PLL-u je veoma korisno. Slika 2.79 prikazuje

kako se 13.5MHz klok komponentnog video signala dobija iz sinhro impulsa analogne

reference ovim procesom množenja.

2.80 NLL

Slika 2.80 prikazuje NLL ili numerički zaključanu petlju. Slična PLL-u, osim što su dve faze

predstavljene stanjem binarnog broja. NLL je koristan pri generisanju spoljašnjeg kloka na

osnovu master kloka. Stanje brojača izvornog kloka se periodično šalje NLL-u koji regeneriše

identičnu frekvenciju. Ova tehnika se koristi kod MPEG transportnog stream-a.