iee3923 a1 apuntes puente h 12

IEE3923 Sensores y Actuadores para Robotica - Prof. M. Torres T.

Departamento de Ingenierıa Electrica

Pontificia Universidad Catolica de Chile

Actividad 1: Apuntes Puente H⊳ Circuitos Basicos ⊲

1. Introduccion

En clases se estudio el esquema general del puente H. Si bien el principio de operacion y su construccion esrelativamente sencilla, en la practica existen una variedad de opciones que se distinguen principalmente en dosaspectos:

1. Tipo de transistor de potencia: BJT o MOSFET.

2. Simplicidad y robustez del circuito.

La implementacion de un puente-H utilizando transistores BJT, y en especial BJT tipo Darlington, es la massimple, puesto que en principio podrıa utilizarse las senales de un microcontrolador estandar para activar lostransistores, sin la necesidad de componentes adicionales. Sin embargo, esto no es lo ideal, puesto que unasobredemanda de corriente o una sobretension pueden danar el microcontrolador. La sobretension es habitualdada la naturaleza inductiva de la carga. Por otro lado, una logica de control mal implementada puede resultaren estados en que se activa en forma simultanea la totalidad del puente, lo cual puede destruir los transistorespor la sobrecorriente de corto circuito que se produce. Por estas razones, se requieren medidas adicionales quegaranticen la integridad tanto de la electronica de control como de potencia. En las siguientes secciones sepresentaran diversos disenos, partiendo desde lo mas simple aunque tal vez poco eficiente y robusto, hasta lomas avanzado. Los disenos que se presentan han sido seleccionados en base a los siguientes criterios:

1. Simplicidad: Menor numero de componentes posible.

2. Robustez: Tolerancia a fallas y sobredemandas.

3. Eficiencia: Menores perdidas posibles en los transistores.

4. Efectividad: Mayor resolucion posible.

5. Generalidad: Aplicables a un amplio rango de motores DC y de facil integracion con la logica de control.

6. Costo e implementacion: Componentes faciles de conseguir a precios razonable en el mercado.

No todos los circuitos presentados son eficientes o previenen las fallas mencionadas. Algunos circuitos seincluyen solo por su simplicidad. Para facilitar la decision de implementacion y diseno de un puente H, seresume a continuacion la lista de problemas mas frecuentes y como evitarlos. Considerar estos aspectos enla etapa de diseno puede evitar complicaciones posteriores en la etapa de implementacion o de operacion deldispositivo.

1. El microcontrolador se dana facilmente y deja de funcionar: Aisle los transistores de potencia del puenteH de la electronica de control mediante buffers u optocuplas. De esta manera evitara sobretensionesque se propaguen hasta el microcontrolador y sobreconsumos de corriente que exceden la capacidad delmicrocontrolador.

2. El circuito produce ruido audible: Conmute los transistores idealmente a 16-20 kHz.

3. El circuito no puede conmutarse a frecuencias sobre los 3 kHz: debe disenar el circuito empleandoMOSFET en vez de BJT, ası como emplear optocuplas rapidas o utilizar buffers CMOS de alta velocidaden vez de optocuplas. Los integrados MGD (MOSFET Gate Driver) pueden resolver este problemautilizando un solo chip.

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Pontificia Universidad Catolica de Chile Actividad 1: Apuntes Puente H

4. El circuito tiene una resolucion baja o limitada: Debe utilizar una PWM de 16-20 kHz. Si empleaBJT y optocuplas lentas nunca podra alcanzar frecuencias de conmutacion ideales entre 16-20 kHz,especialmente si emplea transistores BJT tipo Darlington que operan razonablemente bien hasta los 3kHz.

5. Los transistores del puente se queman repentinamente: Verifique que la logica de control no este ac-tivando todo el puente o todo un lado en forma simultanea, esto corresponde a un cortocircuito dela fuente. Para evitar que se enciendan los transistores simultaneamente debe implementar logica deproteccion a nivel del microcontrolador o bien emplear un diseno circuital con logica que bloque la falla.La otra causa de dano de los transistores puede ser una sobretension por desconexion brusca o unasobredemanda de corriente por cambio de giro repentino. Para evitar los spikes de sobretension debecolocar diodos “flyback” adicionales en forma antiparalela con los transistores de potencia. Para evitarlas sobrecorrientes, evite en lo posible aceleraciones grandes, especialmente los cambios repentinos en elsentido de giro del motor.

2. Puente-H BJT

2..1 Puente-H BJT Basico

Un puente-H basico se compone de cuatro transitores como se muestra en la fig. 1. Cuando se activan lostransistores superior izquierdo e inferior derecho, la carga queda energizada con el voltaje de la fuente V S en elterminal izquierdo y el potencial de tierra en el terminal derecho. En cambio, cuando se activan los transistoressuperior derecho e inferior izquierdo, el terminal derecho ahora recibe el voltaje de la fuente, mientras que elterminal izquierdo tendra el potencial de tierra. De esta manera, la polaridad de la carga, como un motorse invierte, cambiandose el sentido de giro. Los posibles estados del puente se resumen en la tabla 1. Enesta tabla, A.in, B.in representan los niveles logicos en los terminales de entrada del circutio, X.out e Y.out,representan los terminales de salida izquierdo y derecho, respectivamente. El termino V S representa el voltajede la fuente de alimentacion y “x” es un estado indeterminado (el terminal esta flotando sin estar conectado ala fuente o a tierra). Si bien este circuito es sencillo, tiene algunos problemas. En primer lugar, una activaciondel puente entero (A.in=B.in=1) produce un corto circuito que puede destruir el puente. Por otro lado, laeficiencia del puente es limitada porque los transistores son todos NPN y tal configuracion no permite llevara conduccion plena los transistores del lado superior del puente, puesto que el emisor del lado superior no seencuentra a potencial de tierra, sino a potencial de 2 − 4V correspondientes a la caida de tension Vce en lostransistores del lado inferior, y luego puede requerise un voltaje Vbe mayor en el lado superior para saturar eltransistor. Por esta razon, conviene utilizar transitores complementarios PNP en el lado superior del puentecomo se explica en la siguiente seccion. A continuacion se resumen las caracterısticas del puente-H de la fig. 1:

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Notas – Puente-H fig. 1:

• Las resistencias en la base de los transistores son para limitar la demandade corriente sobre el microcontrolador por parte del transitor. En la practicael valor de la resistencia puede encontrarse colocando un valor alto y re-duciendolo progresivamente hasta encontrar el punto en el que el transistorentra en conduccion. El valor exacto puede calcularse empleando el valor deganancia colector-base βF y la corriente por la carga (βF = Ic/Ie).

• Los transistores pueden ser TIP41 (Ic = 6A, Vce = 40V , P = 65W ),TIP35C (Ic = 25A, Vce = 100V , P = 125W ), u otros, como el2N3055/2N2955 o los BJT Darlington TIP120 y TIP142.

• Si el requerimiento de corriente del transistor es muy alto, debe emplearse unbuffer o un transistor de senal, tipo 2N2222 entre la compuerta del micro-controlador y el transistor de potencia del puente.

• Los transistores de potencia deben ubicarse en una placa aparte de la placa decircuitera logica, idealmente aislados mediante optocuplas y montados sobredisipadores de calor.

• Debe tenerse presente que en la mayora de transistores, el terminal colectorcorresponde al exterior del encapsulado. Por lo tanto, debe cuidarse de aislaro montar transistores cuyo colector no es comn en disipadores independientes.

Tabla 1: Logica de control del puente-H de la fig. 1.A.in B.in X.out Y.out Descripcion

1 0 V S 0 FWD (giro adelante)0 1 0 V S REV (giro reverso)0 0 x x free coasting (giro libre)1 1 !!! !!! corto circuito V S-GND (¡dano

de los transistores!)

2..2 Puente-H con BJTs tipo Darlington Complementarios

En un puente-H con transistores complementarios, la parte superior del puente emplea tıpicamente transitorestipo PNP, en una configuracion llamada configuracion de fuente como se muestra en la fig. 2. En estaconfiguracion el transistor actua como una fuente de corriente para la carga. La resistencia de 10 kΩ actuacomo pull-up asegurando que el transistor se mantega apagado (en corte sin conducir corriente) mientras no seconecte el switch. La resistencia de 1 kΩ se emplea para limitar la corriente que sale de la base cuando la basese lleva a tierra mediante el switch. Cuando el switch se cierra, la juntura emisor-base se polariza en formadirecta, haciendo que cierta corriente salga “hacia afuera” de la base. Si la baterıa es de 12V y la caıda detension Veb = 0.7V , la corriente por la base sera Ib =

12−0.71000

= −11.3mA (negativo porque esta saliendo dela base). Dada la constante Hfe para el TIP107, este nivel de corriente es suficiente para encender el transistormanteniendolo saturado en un nivel de corriente que dependera de la resistencia de la carga.

De manera similar, la parte inferior del puente puede implementarse empleando un transistor complementarioen configuracion de sumidero como se muestra en la fig. 3. Esta configuracion recibe este nombre porque eltransitor actua como un sumidero permitiendo a la corriente entrar al nodo de tierra una vez que ha pasadopor la carga. En este caso la resistencia de 10 kΩ actua como pull-down para mantener el transitor apagado

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Figura 1: Puente-H basico empleando BJTs tipo NPN.

Figura 2: Transistor PNP conectado en configuracion de fuente.

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mientras no se cierre el switch. Al igual que en el caso anterior, la resistencia de 1 kΩ tiene por finalidadlimitar la corriente que entra por la base cuando se cierra el switch y la juntura base-emisor se polariza enforma directa.

Figura 3: Transistor NPN conectado en configuracion de sumidero.

Ciertamente tener un switch no ayuda a resolver el problema de conectar y desconectar la carga utilizando eltransistor. En tal caso, simplemente deberıa emplearse el switch directamente en serie con la carga. Para laconfiguracion sumidero (fig. 3) la activacion podrıa realizarse aplicando 5V (senal logica) del microcontroladordirectamente a la resistencia en la base del transistor para polarizar en forma directa la juntura base-emisor segunse muestra en la figura 4. Si la caida de tension Vbe = 0.7V , la corriente de base sera Ib =

5−0.71000

= 4.3mA,suficiente para hacer que el transistor entre en conduccion sin sobrecargar al microcontrolador.

Figura 4: Transistor NPN conectado en configuracion de sumidero a salidas de microcontrolador.

La solucion anterior no puede aplicarse para reemplazar el switch en la configuracion fuente por una conexiondirecta al microcontrolador. Si bien en el caso de la configuracion fuente, el pull-up puede llevarse a tierracolocando una senal 0V en alguna salida del microcontrolador, haciendo que el transistor empiece a conducir,el problema esta en que el microcontrolador no puede poner en su salida un voltaje igual a V S, para llevar elvoltaje en la resistencia de 1 kΩ en la base a un voltaje igual al de la fuente, y ası interrumpir la conduccion de

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corriente por el transistor. En algunos microcontroladores es posible poner la salida del microcontrolador entri-state dejando que la base suba al voltaje de la fuente libremente a traves de la resistencia de pull-up. Sinembargo, esto tiene el riesgo de que al exponer el pin del microprocesador a un voltaje mayor al que estabadisenado para soportar el microcontrolador simplemente se queme. Una solucion simple es utilizar un transistorde senal que funcione como pull-down, segun se muestra en el circuito de la figura 5. El transistor pull-downpermite llevar el pull-up del transitor de potencia a tierra cuando se necesita encenderlo completamente, einterrumpir el pull-down cuando se requiera apagar el transistor de potencia dejando que su base vuelva alvoltaje de la fuente a traves del pull-up.

Figura 5: Transistor PNP conectado en configuracion de fuente a salidas de microcontrolador mediante untransistor pull-down.

Aplicando las ideas mencionadas puede implementarse un puente-H como el que se muestra en la figura 6,basado en el circuito propuesto por [4]. Los posibles estados del puente se resumen en la tabla 1. Las principalescaracterısticas de este puente-H (fig. 6) son:

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• El transistor TIP120 puede reemplazarse por TIP102, TIP122 o TIP142.

• El transistor TIP125 puede reemplazarse por TIP107, TIP127 o TIP147.

• El voltaje de alimentacion para este circuito puede ser V s = 6 − 40V , conuna corriente Is = 5A (nom), Is = 8A (peak).

• Los colectores de los transistores en el lado izquierdo son comunes. Por lotanto, pueden compartir un disipador de calor. Esto tambien es valido paralos transistores en el lado derecho.

• El circuito esta disenado para funcionar a menos de 3 kHz. Valores entre50 − 300Hz son ideales para reducir las perrdidas en este circuito. Si sedesea hacerlo funcionar a una frecuencia mayor se requieren resistencias depinch-off de 1 kΩ colocadas entre la base y el emisor de cada transistorTIPxxx.

• Para reducir las emisiones RF deben mantenerse los cables entre el puente yel motor lo mas cortos posibles.

• Los diodos flyback no se requieren, ya que estan incorporados en los TIPxxxtipo Darlington.

• Este circuito no tiene limitacion de corriente. Inversion del sentido de giro aaltas velocidades puede causar un consumo considerable de corriente.

• Las entradas requieren un voltaje logico de 5V . Voltajes mayores puedesobrecalentar las resistencias R4.

Tabla 2: Logica de control del puente-H de la fig. 6.A.in B.in X.out Y.out Descripcion

1 0 V S 0 FWD (giro adelante)0 1 0 V S REV (giro reverso)0 0 x x free coasting (giro libre)1 1 V S V S breaking (frenado)

2..3 Puente-H con BJTs tipo Darlington Complementarios y Optocuplas

El circuito anterior (ver fig. 6 tiene dos desventajas. En primer lugar es menos simple que otros circuitos, ypor otro lado, el circuito de control y la parte de potencia comparten la misma tierra, lo cual puede causar queel ruido en la electronica de potencia afecte el funcionamiento de la circuiterıa de control. Una circuito masconveniente se presenta en la fig. 7, basado en el circuito propuesto por [5]. En vez de utilizar transistores para ellado superior del puente, este circuito emplea optocuplas como la NEC PS2504-4 que viene en un encapsuladoDIP. La ventaja de este circuito radica en que la optocupla conformada por el para LED-fototransistor, permiteaislar totalmente la electronica de control de la parte de potencia reduciendo la posibilidad de que una sobrecargadane el microcontrolador e impidiendo que el ruido electrico de conmutacion en la carga pase a la fuente quealimenta al microcontrolador. De hecho, para el microcontrolador la optocupla aparece simplemente como unLED, y la ¡tierra de microcontrolador es independiente de la tierra de potencia!

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Figura 6: Puente-H empleando BJTs PNP y NPN tipo Darlington.

Figura 7: Puente-H empleando BJTs PNP y NPN tipo Darlington con optocuplas.

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La desventaja principal de utilizar optocuplas es que la conmutacion de estos es mas lenta que la de untransistor comun. En muchas optocuplas el tiempo de encencido es de alrededor de 4µs. Esto implica quesi uno la enciende y apaga tan rapido como sea posible, en el mejor de los casos la optocupla entregara unaonda cuadrada con un duty cycle de 50% y una frecuencia de 125 kHz. Dado que el tiempo mınimo deapagado o encendido es de 4µs, si uno desea pasos iguales de PWM de 1% a 100%, se requerirıa un intervalode 100× 4µs, de manera de tener todas los incrementos posibles (desde un intervalo de 4µs encendido y 99intervalos iguales apagados, hasta 99 intervalos encendidos y un intervalo apagado). Esto limita la frecuenciade la PWM a fPWM < 1/400µs = 2500Hz. Si uno no esta interesado en tener uniformidad, particularmentea velodicidades bajas o altas, entonces podrıa fijarse el periodo en 1µs, y aumentar la frecuencia de la PWM a10 kHz, pero con brechas de velocidad que irıan en tramos 0%, 4%-96% y luego 100%. Las brechas bajo 4%y sobre 96% corresponden a los 4µs de conmutacion mınima. En este caso el periodo base serıa de 100µs. Sino se requiere precision de posicionamiento, puede sacrificarse la resolucion de velocidad en la parte baja de laescala.

Los diodos que se muestran en la fig. 7, denominados diodos de flyback, no son extrictamente necesarios si seemplean transistores BJT tipo Darlington, puesto que estos traen un transistor incorporado. Sin embargo, esconveniente anadir diodos como una proteccion adicional. Incluso en algunos casos se anade una red snubber,que basicamente es un condensador y una resistencia en paralelo con la carga, y cuya funcion, al igual que losdiodos flyback es la de absorber los impulsos de corriente que se producen al conmutar los transistores. Enefecto, mientras mas alta es la frecuencia de conmutacion, mayor es la amplitud de los impulsos, pueso que elvoltaje en la carga, que es principlamente de tipo inductivo en el caso de un motor, estara dada en el instantede conmutacion por V = Ldi/dt. Si se considera una inductancia de 1mH, y una corriente de 10A, con unperiodo de conmutacion de 4µs, V = 10−3

· 10/(4 · 10−6 = 2500V . Ciertamente no se alcanzara esta tensionya que parte de la energıa se disipara antes en la resistencia del motor y de los transistores, pero aun ası elpeak de voltaje puede ser suficiente como para danar el transistor si no se cuenta con una proteccion adicional.

La logica de control de este puente es muy similar a la del anterior, como se muestra en la tabla 3. La diferenciayace en el hecho de que en vez de tener dos canales de entrada y la tierra, este puente tiene los canales Ay B, y un canal de habilitacion (EN, enable). Este tercer canal se puede utilizar para enviar la senal PWMmientras que los canales A y B solo determinan la direccion de giro. De esta manera el puente solo requiereuna senal PWM en vez de dos senales PWM en los canales A y B. Esto es particularmente conveniente enmicrocontroladores pequenos que poseen solo una senal PWM o en los cuales el costo de generar interrupcionestiene un impacto alto sobre la velocidad de desempeno del codigo. Algunas caracterısticas y observacionesimportantes sobre este puente-H de (fig. 7) se resumen en el cuadro que se presenta a continuacion.

Tabla 3: Logica de control del puente-H de la fig. 7.A.in B.in EN X.out Y.out Descripcion

1 0 0 V S 0 FWD (giro adelante)1 0 1 V S x Q4 OFF. PWM en EN regula la

velocidad FWD0 1 0 0 V S REV (giro reverso)0 1 1 x V S Q3 OFF. PWM en EN regula la

velocidad REV0 0 0 x x Todos los transistores OFF, free

coasting (giro libre)0 0 1 x x Todos los transistores OFF, free

coasting (giro libre)1 1 0 V S V S Q3 y Q4 ON, breaking (frenado)1 1 1 V S V S Q3 y Q4 ON, breaking (fre-

nado). PWM en EN, regula lavelocidad de frenado.

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• El transistor TIP102 puede reemplazarse por TIP120, TIP122 o TIP142

• El transistor TIP107 puede reemplazarse por TIP125, TIP127 o TIP147

• El voltaje de alimentacion para este circuito puede ser V s = 6 − 40V , conuna corriente Is = 5A (nom), Is = 8A (peak).

• Los colectores de los transistores en el lado izquierdo son comunes. Por lotanto, pueden compartir un disipador de calor. Esto tambien es valido paralos transistores en el lado derecho.

• El circuito esta disenado para funcionar a menos de 3 kHz. Valores entre50 − 300Hz son ideales para reducir las perrdidas en este circuito. Si sedesea hacerlo funcionar a una frecuencia mayor se requieren resistencias depinch-off de 1 kΩ colocadas entre la base y el emisor de cada transistorTIPxxx.

• Para reducir las emisiones RF deben mantenerse los cables entre el puente yel motor lo ms cortos posibles.

• Los diodos flyback no se requieren, ya que estan incorporados en los TIPxxxtipo Darlington. Los diodos en este diagrama son de respuesta rpida, y seincluyen para proteccin adicional de los transistores.

• Este circuito no tiene limitacion de corriente. Inversion del sentido de giro aaltas velocidades puede causar un consumo considerable de corriente.

• Este circuito tiene la ventaja de que no permite entradas invalidas, que activenun lado completo del puente cortocircuitando la fuente. Adems tiene laventaja de aislar las seales de potencia de las seales de control mediante lasoptocuplas.

• Las optocuplas pueden ser del tipo PS2501-4 (Quad optocoupler).

• Los canales A, B, pueden conectarse directamente a la salida de un PIC. Los“LEDs” internos de la optocuplas tıpicamente generan una caida de tensionde 1.2V , la corriente maxima que entrega un PIC es de 20mA, y por lotanto, se requiere de una resistencia para limitar la corriente al valor mınimode encendido del LED IL = 6.8mA = (5− 1.2)/R, de donde R = 530Ω.

3. Puente-H MOSFET

Al igual que en el caso del puente-H con transistores BJT es posible implementarpuente-H con transistoresMOSFET. Los transistores MOSFET requieren de electronica adicional, puesto que requieren niveles de tensionVsg entre el gate y el source sobre los 12V para su activacion y los transistores TTL (5V ) no pueden generaro trabajar a estos niveles. Por esta razon los MOSFET no pueden conectarse directamente a las salidas TTLde los microcontroladores comunes. A pesar de esta desventaja y el hecho de que su construccion tipo CMOSlos hace muy vulnerables a descargas estaticas, los beneficios que tienen los hacen los convierten en la primeraopcion de todo puente de alto desempeno. Las ventajas de los MOSFETs se resumen en sus bajas perdidas(menos de 10 − 20W frente a perdidas de 100W para un transistor de capacidad media similar), y su alta

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velocidad de conmutacion (permite generar un mayor numero de niveles en la PWM).En la figura 8 se muestra un esquema basico del puente-H implementado con MOSFETs de canal N. La logicade control para este circuito es equivalente al de la version BJT que se muestra en la tabla 1. A diferencia delpuente-H basico implementado con BJTs, en este puente se requieren 4 compuertas NAND que vienen en unQuad NAND como el CMOS 4011. Estas compuertas tienen por finalidad realizar la conversion de nivel TTLa CMOS. Algunos circuitos para la conversion TTL a CMOS y viceversa se presentan en la siguiente seccion.Otras caracterısticas de este puente-H se resumen en el siguiente cuadro.


• Las compuertas NAND forman parte de un IC CMOS Quad NAND 4011.Estas pueden reemplazarse por optocuplas como se explicara a continuacion.

• Los diodos son necesarios para proteger los transistores MOSFET, los cualespueden ser transistores de canal N como el IRF 530N, IRF Z48N o IRF 1405 deInternational Rectifier. Este ultimo ha sido reemplazado por uno de menoresperdidas, el IRF B3006.

• Este puente, al igual que la version basica empleando BJTs, no consideramecanismos que eviten la activacion del puente completo y el cortocircuitode la fuente.

Figura 8: Puente-H basico empleando MOSFETs de canal N.

3..1 Puente-H con MOSFETs Complementarios

El utilizar transistores MOSFETs complementarios puede lograrse el encendido completo de los transistores yde esta manera reducir las perdidas en el transistor. Las razones del por que no puede lograrse un encencidocompleto cuando los transistores son del mismo tipo son las mismas que las mencionadas en el caso del

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puente BJT con transistores complementarios. Un puente-H muy similar al anterior pero con compuertascomplementarias se muestra en la fig. 9. Para este circuito tambien son validas las observaciones mencionadaspara el puente-H basico de la seccion anterior. Estas y otras observaciones se incluyen a continuacion.


• Las compuertas NAND forman parte de un IC CMOS Quad NAND 4011. Estas puedenreemplazarse por optocuplas como se explicara a continuacion.

• Los diodos son necesarios para proteger los transistores MOSFET, los cuales puedenser transistores de canal N como el IRF 530N, IRF Z48N o IRF 1405 de InternationalRectifier. Este ultimo ha sido reemplazado por uno de menores perdidas, el IRF B3006.

• Este puente, al igual que la version basica empleando BJTs, no considera mecanismosque eviten la activacion del puente completo y el cortocircuito de la fuente.

• El uso de MOSFETs de canal complementario (tipo P en la parte superior del puenteen vez de N) permite un encendido completo de los transistores. Si bien los dispositivosde canal N son preferibles por sus bajas perdidas, el problema que tienen es que paraoperar correctamente el terminal source debe estar conectado al borne del motor y elterminal drain a la fuente (ver fig. 8). Cuando se utiliza un dispositivo tipo P, suterminal source estara conectado a la fuente y el terminal drain al borne del motor (verfig. 9). El problema esta en que ambos dispositivos se controlan mediane el voltajeVGS . Para dispositivos de canal P (ver fig. 9), si el gate esta conectado a V S (el voltajede la fuente), el transistor estara cerrado (voltaje VGS = 0V ) y si el gate se conectaa tierra el transistor se abrira (si el voltaje V S de la fuente es suficiente para abrir eltransistor, dado que el voltage VGS = −V S). Para el dispositivo de canal N del ladosuperior del puente (ver fig. 8) la situacion es mas complicada. Si se conecta el terminalgate a tierra o la fuente, el dispositivo se mantendra cerrado porque VGS sera 0V osuperior −V S (por la caida de tension en los tansistores del lado inferior del puente).y no tendra un valor negativo, como se requiere para abrirlo. La pregunta es dondeconectar el gate del transistor de canal N para abrirlo, dado que el voltaje de la fuenteV S puede ser insuficiente, pues cuando el dispositivo esta cerrado, VDS ≈ 0. Comoel drain esta conectado a V S, entonces VS ≈ V S, pero se requiere VGS > VTH + VS

para abrirlo, con el voltaje de threshold VTH ≈ 5V para MOSFETs llamados de nivellogico (logic level MOSFETs) y VTH ≈ 10 − 15V para los MOSFETs tıpicos. En lamayorıa de los casos se requiere una bomba-de-carga (charge pump) en configuracionstand alone o boot-strapped [8]. En la practica esto se traduce en que los drivers dellado superior presentan un tiempo de encendido/apagado mayor que en el lado inferior,porque los drivers del lado superior no pueden entregar tanta corriente como los de laparte inferior del puente (menores corrientes implican un mayor tiempo para la carga delas capacitancias de gate de los transistores). La operacion a altas frecuencias, dondelas perdidas por conmutacion son un factor importante, el uso de MOSFETs de canalP puede ser mas conveniente por las razones anteriores. A bajas frecuencias, para lascuales las perdidas por conmutacion son despreciables, la operacion de los drivers concorrientes mayores es deseable. En esta situacion, las perdidas por la resistencia delcanal son mas importantes que aquellas por conmutacion, y por lo tanto los MOSFETsde canal N son una mejor solucion de compromiso.

Existen otros puente-H basados en MOSFETs que emplean optocuplas como mecanismos de conversion de lalogica TTL a CMOS, y a la vez como medio de aislacion de la circuiterıa de potencia de aquella de control. Estos

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Figura 9: Puente-H basico empleando MOSFETs de canal P y N.

circuitos son muy similares al de la fig. 7 y pueden encontrarse en [1, 3, 7, 6, 8]. El problema de estos circuitoses que algunos utilizan optocuplas lentas, y por lo tanto la ventaja de operacion rapida de los MOSFETs sepierde. Una alternativa a las optocuplas son los MOSFET Gate Drivers o MGDs como los ICs Intersil HIP4081 (para MOSFETs de canal N), el International Rectifier IRS2110 o el L6390 de ST Microelectronics, cuyosvalores se muestran en la tabla 4. Estos integrados contienen la circuiterıa necesaria para controlar el apagadoy encencido de los transistores del puente en forma segura a partir de senales TTL. En la siguiente seccionse presentan algunas ideas adicionales para realizar la conversion TTL a CMOS y viceversa. Algunos de estoscircuitos pueden utilizarse para controlar la activacion de los MOSFETs.

3..2 Puente-H con MOSFETs y Optocuplas

Existen varias alternativas para implementar un puente-H con MOSFETs comandados mediante optocuplas demanera muy similar al puente-H con BJTs. En la fig. 10 se muestra el puente-H con MOSFETs de canal N yuna manera simple de garantizar que la activacion completa de todo el puente nunca ocurra. Esta configuracionrequiere de dos senales A y B para controlar el sentido de giro. Si se agrega una tercera senal de ENABLEcomo en el circuito de la fig. 11, se puede utilizar la senal ENABLE para la PWM, mientras que A y B definirıanel sentido de giro. En realidad, solo son necesarios el ENABLE y A o B, ya que B puede generarse negandoA, aunque en este caso el puente no tendrıa la capacidad ed frenado (A y B en 1), ni de giro libre (A y Ben 0). Por ultimo, un puente-H con MOSFETs complementarios y optocuplas con canal A, B y ENABLE semuestra en la fig. 12. Esta es una configuracion ideal para conmutacion a alta frecuencia, y probablemente laconfiguracion que deberıa considerarse como primera opcion por su eficiencia y simplicidad.Para finalizar esta seccion se presentan algunos ejemplos de puentes-H basados en MOSFETs que conformanun grupo representativo de las mejores soluciones que pueden encontrarse en Internet. Estos puentes recogenede un modo u otro, las recomendaciones presentadas en estos apuntes. En la fig. 13 se muestra el puente-H deMcManis [6], en la fig. 14 se muestra el puente-H Devantech MD22 [9] y finalmente en la fig. 15 se muestraun puente-H que forma parte de un circuito con adaptadores de senal PWM de servos de radiocontrol (R/C)a PWM de comando para el puente [10].

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Figura 10: Puente-H basico empleando MOSFETs de canal N y optocuplas independientes.

4. Conversion de nivel TTL a CMOS, CMOS a TTL y optocuplas

Los circuitos de las figuras 16 y 17 muestran circuitos para convertir los niveles de senal TTL a nivel CMOS.Estos circuitos tambien pueden emplearse como buffers de proteccion de la electronica de control o drivers detransistores MOSFET. Al emplearlos debe considerarse la capacidad de corriente y voltaje de los transistores2N2222. En casos que la carga presente un gran consumo y opere a tensiones elevadas estos circutios deberanmodificarse adecuadamente. Las compuertas negadoras son buffers que deben ser de la logica apropiada, yasea CMOS o TTL. En el caso CMOS un buffer negador puede implementarse con un Quad two-input NAND4011, colocando la misma senal en ambas entradas o bien con un buffer NOT 4069 de seis negadores. Losbuffer TTL pueden construirse de similar manera con un Quad two-input NAND 7400 o negadores 7404 deseis entradas, o el equivalente al 7404, los 7414 que poseen inputs con Schmitt triggers, los cuales tienen unamejor inmunidad al ruido y son ideales para senales que cambian lentamente o que son ruidosas.

Otra alternativa a los circuitos de conversion TTL a CMOS y viceversa son las optocuplas. Estas basicamenteson un par LED emisor-fototransistor como se muestra en la fig. 18. Las optocuplas son utiles por su simplicidady la capacidad de aislar distintas partes de un circuito, de modo que si una parte contiene senales ruidosas,estas no contaminen otras partes a traves de la tierra compartida. Algunas optocuplas tıpicas son la Vishnay4N35 (tswitching = 10µs), CEL PS2501 (tswitching = 5µs), Toshiba TLP250 (tswitching = 1.5µs) o FairchildSemiconductor 6N135 (tswitching = .5µs) (esta ultima permitirıa una PWM de 20 kHz).

5. Informacion Adicional Recomendada

En adicion a las referencias mencionadas, existen diversas notas de aplicacion [11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19]que describen en mayor profundidad aspectos concernientes al diseno de puentes-H. Algunos de los componentes

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Figura 11: Puente-H basico empleando MOSFETs de canal N y optocuplas con senal ENABLE.

Figura 12: Puente-H basico empleando MOSFETs de canal P y N, y optocuplas con senal ENABLE.

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Figura 13: Puente-H con MOSFETs McManis’ Speed Controller, [6].2012.08.06 16




Figura 14: Puente-H con MOSFETs Devantech MD22, [9].

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Figura 15: Puente-H con MOSFETs Speed H-Bridge, [10].

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Figura 16: Conversion TTL a CMOS.

Figura 17: Conversion CMOS a TTL.

Figura 18: Optocupla utilizada como switch e aislacion de circuitos.

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mas utilizados se resumen en la tabla 4.

Transistores MOSFETTransistor Canal Vds [V] Id [A]

@ Vgs = 10 V, 25 °C

Vgs [V] Rds [m ] Pd [W]

@ 25 °C

Encapsulado Precio [USD] Aplicación

IRF 9530N P -100 -14 20 200 79 TO-220AB 0.98 Robotics Bonanza

IRF 530N N 100 17 20 90 70 TO-220AB 1.97 Robotics Bonanza

IRF 5305 P -55 -31 20 60 110 TO-220AB 2

IRF IZ48V N 60 39 20 12 43 TO-220FP 2 Devantech

IRF Z48N N 55 64 20 14 130 TO-220AB 2.15 P3-AT

IRF 1405 N 55 169 20 5.3 330 TO-220AB 3.72 Roboteq

IRF B3006 N 60 195 20 2.1 375 TO-220AB 7.32 Remplazar IRF 1405

MOSFET Gate Drivers (MGDs) Precio [USD]

IRS2110 International Rectifier - High and Low Side MOSFET Driver Up to 500 4.32

HIP4081 Intersil - N-channel 80V MOSFET Driver 6.86

L6390 ST Microelectronics - High and Low Side N-channel MOSFET Driver 4.29

Optocupla RapidaTLP250

Transistores BJTTransistor Tipo Vce [V] Ic [A]

(DC)

Veb [V] Vce [V] Pc [W]

@ 25 °C

Encapsulado Precio [USD] Aplicación

TIP 41 NPN / PNP 40 6 5 1.5 65 TO-220 1.08 / 1.04 Robotics Bonanza

TIP 41C / 42C NPN / PNP 100 6 5 1.5 65 TO-220 0.95 / 0.86 Robotics Bonanza

TIP 142 / 147 NPN / PNP Darlington 100 10 5 3 125 TO-247 2.35 / 2.68 Robot Schweinchen

TIP 35C / 36C NPN / PNP 100 25 5 4 125 TO-247 2.44 / 2.44

Tabla 4: Cuadro comparativo de transistores para puente-H.

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Pontificia Universidad Catolica de Chile

Referencias

[1] Miguel Torres Torriti. Ejemplo Circuitos Microcontroladores. Apuntes del curso Sensores y Actuadorespara Robotica. Pontificia Universidad Catolica de Chile, noviembre, 2006.

[2] Miguel Torres Torriti. Tutorial Microcontroladores PIC – Iniciacion Rapida –. Pontificia UniversidadCatolica de Chile, abril, 2007.

[3] Jose Luis Peralta Cabezas, Felipe Haro Schapper, Miguel Torres Torriti. Ejemplos del Programa paraActividad Servomotor basados en el Application Note 696 de Microchip. Pontificia Universidad Catolicade Chile, noviembre, 2006.

[4] Bob Blick. HBbridge. http://www.bobblick.com/techref/projects/hbridge/hbridge.html,2002.

[5] Chuck McManis. H-Bridges: Theory and Practice.http://www.mcmanis.com/chuck/robotics/tutorial/h-bridge/index.html. Diciembre 23, 2006.

[6] Chuck McManis. PIC Based Speed Controller.http://www.mcmanis.com/chuck/robotics/tutorial/h-bridge/index.html. Diciembre 23, 2006.

[7] Vincent Sieben. A High Power H-Bridge. Alberta, Canada, septiembre, 2003.

[8] Andras Tantos. The H-Storm Web. http://www.modularcircuits.com/index.htm, 2007.

[9] Gerry Coe, Devantech Ltd. MD22 - Dual 24Volt 5Amp H Bridge Motor Drive – MD22Technical Documentation. http://www.robot-electronics.co.uk/images/md22sch2.gif,ver. 9, marzo 2006. Ver tambien, el proyecto TamuBot ver. 3.0 (Parker01),http://sites.google.com/a/tamu.edu/parker01/motor-controller.

[10] Speed H-Bridge. Revista Enciclopedia Electronica.

[11] Duncan Grant. Using HEXFET III in PWM Inverters for Motor Drives and UPS Systems. InternationalRectifier AN-967.

[12] Vrej Barkhordarian. Power MOSFET Basics. International Rectifier AN-1084.

[13] HV Floating MOS-Gate Driver ICs. International Rectifier AN-978.

[14] HIP4081A, 80V High Frequency H-Bridge Driver. Intersil Application Note AN9405.5, December 11, 2007.

[15] Tim Regan. A DMOS 3A, 55V, H-Bridge: The LMD18200. National Semiconductor Corp. ApplicationNote AN-694.

[16] Tim Bucellla. Servo Control of a DC-Brush Motor. Application Note AN532, Microchip Technology Inc.,AZ, USA, 1997.

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[17] Chris Valenti. Implementing a PIC Controller Using a PIC18 MCU. Application Note AN937, MicrochipTechnology Inc., AZ, USA, 2004.

[18] Microchip Tips ’n Tricks. DS40040B, Microchip Technology Inc., AZ, USA, 2003.

[19] IRMCK203 Design Solutions. Design Tips DT04-2, International Rectifier, CA, USA, marzo, 2004.

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