estimulação sistema de comunicação de sinais biológicos via

Prémio ANACOM – URSI Portugal (2012) of 18

Título do Trabalho

Sistema de Comunicação de Sinais Biológicos via Corpo Humano(Revisto em Setembro de 2012)

Ricardo Matias1, Humberto Castanheira2, e Rui Martins3

1 [email protected] ; Departamento de Electrónica da Universidade de Aveiro / IEETA, Estudante de Doutoramento, Aveiro, Portugal2 a32846 @ua.pt ; Departamento de Electrónica da Universidade de Aveiro / IEETA, Estudante de Mestrado, Aveiro, Portugal3 [email protected] ; Departamento de Electrónica da Universidade de Aveiro / IEETA, Professor de Electrónica, Aveiro, Portugal

Resumo — Este trabalho apresenta uma aplicação prática do uso de uma forma de comunicação sem fios nova, onde a informação é transmitida utilizando o acoplamento capacitivo através do corpo humano. Este tipo de comunicação pode ser estabelecido consumindo potências muito baixas e como será demonstrado tem um alcance muito bem definido quando comparada com os tipos de comunicações convencionais do tipo radiante. Com efeito, o alcance deste tipo de comunicação é confinado a uma zona de algumas dezenas de centímetros em torno do corpo humano. Esta característica permite o seu uso massivo sem que haja interferências entre utilizadores e sem se “inundar” o espectro electromagnético. As previsões apresentam, em geral, uma tendência acelerada para o envelhecimento da população, sendo que existe cada vez mais a necessidade de se pensar em soluções para controlar os problemas de saúde e preveni-los. As redes pessoais, para além de serem uma necessidade para a monitorização de doentes crónicos, passam assim também a ser importantes para a monitorização de sinais vitais e informação pessoal para a população em geral. No entanto, a sua realização em massa trás desafios práticos, entre os quais: criação de uma nova camada de rede (BAN – Body Area Network) e regulamentação sobre recursos electromagnéticos a usar, garantir a possibilidade da coexistência num espaço curto de muitas redes, garantia de segurança dos dados, baixo consumo, preço baixo, etc, que são pontos fortes da tecnologia que se aqui propõe.Dado o seu alcance estar, como já dito, relacionado com o corpo humano, o tipo de comunicação aqui descrito é, entre muitas outras aplicações, indicado para a transmissão de sinais biológicos. Neste trabalho, como demonstrador do conceito apresenta-se um sistema de aquisição do ECG (ElectroCardioGrama).

A vertente de inovação deste trabalho tem na base uma comunicação sem fios de curto alcance (Near Field – Campo Eléctrico Reactivo) através do uso de frequências “baixas” (na banda das dezenas de MHz) e ainda de usar o acoplamento ao corpo humano como forma de ligar electricamente os nós entre os quais se pretende comunicar (BCC – body couppled communications). Este trabalho foi o resultado da união do trabalho de doutoramento pelo autor 1 [1] (estudo da tecnologia BCC), e um trabalho de mestrado em Electrónica do autor 2 [2] (concepção de um transceiver BCC), ambos orientados pelo autor 3.

De uma maneira muito simples, podemos ver a comunicação como a criação de um campo eléctrico variável na superfície do corpo humano pelo nó transmissor (e também no ambiente circundante, claro) e da sua detecção (depois de sofrer atenuação) no nó receptor. O corpo humano dá uma ajuda substancial como via de ligação de ambas as partes. As tecnologias radiantes de hoje em dia, tal como se apresentam, falham nos pontos de coexistência e segurança. Também não satisfazem, na questão do consumo de energia (que tem que ser muito reduzido). A tecnologia apresentada, tem o potêncial de conseguir elegantemente, gastar pouca energia e apresentar uma possibilidade de coexistência massiva: por exemplo, muitos pacientes em ambientes confinados.

No entanto, é preciso referir que a taxa de transmissão do protótipo deste trabalho se ficou pelos 100kbit/s, constituindo a baixa taxa de transferência um dos maiores problemas a resolver. Contudo, esta largura de banda é suficiente para transmissão de muitos sinais biológicos, especialmente se estes são devidamente filtrados e comprimidos. Consideramos por isso que o acoplamento capacitivo tem uma área de aplicação prática já para o presente momento e na medida que a taxa de transmissão aumente poderão perspectivar-se cada vez mais aplicações para o futuro!

Palavras Chave — BAN – Body Área Network, BCC – Body Coupled Comunications, FSK- Frequency Shift Keying, Amplificador Sintonizado, Impedância de Entrada, Capacidade de Acoplamento, Capacidade de Entrada, MATLAB – MATrix LABoratory.

mailto:[email protected]





INTRODUÇÃO

Os dispositivos móveis, tais como os smartphones, tabletpcs e os respectivos acessórios sofreram um crescimento exponencial nos últimos anos! Veja-se a tradução para Português do resultado do estudo publicado pala ABIresearch:

Londres, Reino Unido, 17 de Agosto de 2011

O mercado para dispositivos portáteis weareable irá chegar em 2016 à produção anual de 100 milhões de unidades, de forma que um conjunto de factores se combinam ao longo dos próximos 5 anos para dirigir o consumo geral e de cuidados de saúde na sua adopção. Estes dispositivos, desde monitorizadores de batimentos cardíacos para medir a performance individual em desporto a medidores de glucose no sangue, irão todos providênciar melhor detalhe em seguimento, monitorização, e cuidados – mesmo usando as ligações providenciadas pelos telefones pessoais.

Tecnologias sem fios de muito baixo consumo, tais como single mode Bluetooth 4.0 , as proprietárias existentes, e as planeadas pela especificação 802.15.6 estão a combinar juntamente com os aparelhos moveis e capacidades das redes sociais para ajudar a conduzir a adopção de uma nova geração de sensores acoplados ao corpo humano. Esses sensores tem a capacidade de automatizar detalhes sobre as actividades individuais para informar amigos e providenciar feedback e advertências.

“Um numero de protocolos de tecnologias sem fios estão lutando por uma posição neste mercado emergente, e ficam frente a frente contra as tecnologias com fios tradicionais como a ligação por cabo USB ao computador bem como as emergentes ofertas M2M“, diz Jonathan Collins, o principal analista, os cuidados de saúde wireless e a M2M.

Enquanto o mercado do desporto e do fitness tem vindo a incorporar protocolos wireless proprietários de curto alcance nos seus dispositivos desde há muitos anos, um mercado de nicho permaneceu. Esse mercado está agora a chegar a um importante período de crescimento com o suporte e compromisso com as especificações standardizadas. O mercado profissional de cuidados de saúde está também a começar a olhar para o potencial destes dispositivos médicos com comunicação sem fios embebida para o uso em hospitais e monitorização remota de pacientes.

A ABI Research diz, “Wireless Health and Fitness”, avalia uma oportunidade de mercado para os dispositivos de ligação sem fios em casa e no mercado de consumo geral. As analises e previsões são divididas em 3 grandes grupos: fitness e bem-estar; monitorização domiciliar e monitorização remota de pacientes.

Texto original em: www.abiresearch.com/press/wearable-wireless-mediacl-devices-to-top-100-milli

A motivação deste trabalho prende-se assim, com a necessidade uma nova camada de rede na interligação de dispositivos móveis pessoais, tanto para o caso de dispositivos de comunicações e entretenimento, como para o caso de sistemas de monitorização médica para tele-medicina. As aplicações de uma tecnologia de comunicação segura, com grande capacidade de coexistência em massa (baixa interferência), e de baixo consumo, tem aplicações desde a medicina até a serviços militares! Na figura 1 encontra-se uma imagem ilustrativa de uma BAN (Body Area Network) e na figura 2 o diagrama de blocos do demonstrador deste trabalho. O sistema é constituído por 2 transcreveis, em para o caso do emissor se usa um sinal de ECG em memória. O recetor está ligado ao sistema computacional (tabletpc / netbook / pc) onde se efetua a visualização através da aplicação MATLAB.

Fig.1 – Exemplo de uma BAN. Fig.2 – Demonstração do Sistema de comunicação de Sinais Biológicos via Corpo Humano.

http://www.abiresearch.com/press/wearable-wireless-mediacl-devices-to-top-100-milli


SISTEMAS DE ACOPLAMENTO CAPACITIVO

Quando as comunicações eletromagnéticas sem fios foram descobertas, as necessidades de comunicação eram a ligação de grandes distâncias. As maneiras de comunicar sem fios através de campos eletromagnéticos podem ser através de acoplamento por campos reactivos (uso de campo Near Field) eléctrico (em regime de quase electro-estática) ou magnético (em regime de quase magneto-estática), ou através de radiação (regime de electrodinâmica – uso do campo Far Field). Na figura 3 está a imagem do campo disponível com a distância, que numa antena dipolo varia com d-1 e num dipolo eléctrico com d-3. Daqui se conclui que para distâncias significativas, o mecanismo de radiação é um método mais promissor (mesmo sem considerar a sua possibilidade de direcionamento já usada neste método). No entanto, para sistemas pessoais, o campo de proximidade pode ser uma solução, pois as distâncias são curtas e o facto de se ter um curto e definido alcance contribui positivamente para uma menor interferência entre as redes pessoais, melhorando a facilidade coexistência das mesmas em espaços densos.

Fig.3 – Dipolo Eléctrico Estáctico vs Dipolo Radiante.

A comunicação por acoplamento capacitivo através do corpo humano consiste em aplicar no emissor uma diferença de potêncial variável entre um conductor elevado de uma altura e o corpo humano e medir a diferença de potêncial gerada no receptor entre esse mesmo conductor e o corpo humano. Na realidade a ligação ao corpo humano pode ser feita com um eléctrodo capacitivo isolado (não há contacto eléctrico) sem reduções significativas de sinal. A transferência de energia para a comunicação é efectuada pelo mesmo mecanismo que a transferência de energia por um condensador, ou seja, por correntes de deslocamento. A seguir veremos que o equivalente eléctrico mais simples de um acoplamento capacitivo, é um divisor capacitivo (Figura 6). Mesmo a baixas frequências e, assumindo o uso do corpo humano, existe ainda outra possibilidade, baseada na medição no receptor de diferenças de potêncial no corpo humano (devido à resistividade do mesmo) provocadas por correntes emitidas através do mesmo no emissor. Esse é o caso do acoplamento galvânico. Na figura 4 estão ilustrados o acoplamento capacitivo e o acoplamento galvânico. As vantagens do primeiro em relação ao segundo são o menor impacto por não necessitarem de eléctrodos conductivos e permitirem proximidade (são assim de mais pratico uso com roupa), o seu menor consumo de energia na comunicação ao nível físico (apenas as perdas devido correntes à superfície do corpo). Por outro lado o acoplamento galvânico, por usar tendencialmente o interior do corpo humano, poderá ter uma maior imunidade a interferências externas. No entanto a comunicação entre utilizadores ou entre utilizadores e máquinas requer um melhor contacto.

Fig.4 – Acoplamento Capacitivo vs Acoplamento galvânico.


No trabalho do autor 1, foi efectuado um estudo sobre o acoplamento capacitivo [1], em que em vez do corpo humano se considera um plano de massa conductor. Este esquema corresponde a uma grande simplificação em relação ao uso do corpo humano, sendo que mesmo assim, permite ter uma boa ideia sobre as questões importantes no projecto de um sistema de acoplamento capacitivo no corpo humano e ainda fornece um bom esquema para teste normalizado do mesmo. A grande diferença, para baixas frequências, prende-se mais com a diferença na forma do que com a diferença das propriedades eléctricas. A figura 5 um apresenta o layout do sistema estudado, em que se considera o no 1 como emissor e o nó 2 como receptor.

Fig.5 – Sistema de acoplamento capacitivo simplificado.

Para frequências baixas tais que o comprimento de onda é muito inferior às dimensões do sistema, para além deste se poder descrever por um modelo eléctrico de parâmetros concentrados, a energia radiada tende a ser negligenciável. As restrições da figura 5, consideram que a distancia entre o emissor e o receptor é muito maior do que a altura dos conductores elevados ao plano de massa e ainda, que esses conductores são muito mais finos do que a sua altura. As restrições permitem simplificar a formulação e a da caracterização teórica do modelo eléctrico, apresentado na figura 6. Com estas restrições, assume-se que o facto de existir um receptor não influencia o emissor (o calculo do campo é feito como se não existissem receptores) e também que o campo eléctrico produzido pelo emissor e ainda a diferença de potêncial medida no receptor são de fácil calculo!

Fig.5 – Circuito eléctrico equivalente para os sistema de acoplamento capacitivo.


O plano de massa, faz com que pelo teorema de solução única do campo electromagnético, possamos deduzir a solução a partir do sistema correspondente a este com um espelho no plano de massa (ver figura 6). Assim, a aplicação de uma diferença de potêncial no emissor, corresponde a um dipolo eléctrico conhecido e por isso a um campo eléctrico e diferença de potêncial no receptor conhecidas.

Fig.6 – Circuito eléctrico equivalente para os sistema de acoplamento capacitivo.

Na ultima formula, temos o resultado final para o nosso problema simplificado, onde podemos verificar que maiores capacidades (maior área de conductores) e maiores alturas correspondem a maior energia em CL e maior quantidade de sinal. Note a variação do potêncial (igual ao campo eléctrico integrado na altura do receptor) com d-3 , tal como se esperava para um dipolo eléctrico estático! No receptor, o uso de um amplificador de entrada de alta impedância com baixa capacidade de entrada é de extrema importância se reduzir a atenuação de sinal!


A figura 7 apresenta comparações de simulações com o modelo teórico e a a figura 8 apresenta um gráfico de comparação de um teste prático feito na gaiola de faraday do departamento de Electrónica da Universidade de Aveiro através de equipamentos de instrumentação com simulações no simulador de campo electromagnético Ansoft HFSS e com a aproximação teórica estudada. Daqui podemos comprovar tanto as simulações efectuadas, como o modelo são válidas como descrição do sistema estudado.

Fig.7 – Gráficos de ganho de tensão do sistema variando a distância (simulação vs formula teórica ; e=largura do conductor elevado).

Fig.8 – Experiência (A – Rx sem Buffer, CLext = 200pF; B – Rx com Buffer, CLext = 3pF).


TRANSCEIVER

Uma vez conhecidas as características fundamentais num sistema de acoplamento capacitivo, incluindo as considerações para justificar o regime de frequência para qual o modelo é válido (com comprovação pratica a 10MHz), e sabendo que muitos dos circuitos comerciais usam uma frequência intermédia de 10.7MHz, decidiu-se usar um chip comercial em conjunto com um filtro cerâmico a 10.7MHz de alta ordem para efectuar uma modelação e desmodelação BFSK (Binary Frequency Shift Keying) e basear o transceiver no microcontrolador da Microchip PIC24HJ128GP502, e a alimentação do circuito numa pilha de 3V tipo botão recarregável. Na figura 9 está apresentado diagrama de blocos geral do transceiver e na figura 10 o diagrama de blocos do chip SA636 da PHILIPS (comprada pela NXP semiconductors) usado para construir o transceiver.

Fig.9 – Diagrama de Blocos do transceiver (Emissor em cima e Receptor em Baixo)

Fig.10 – Diagrama de Blocos do chip SA636


O EMISSOR

Uma vez que no transceiver, se optou por usar um micro-controlador, optou-se por usar o protocolo de comunicação com base no modulo de comunicação série interno. Para fazer a modulação BFSK, optou-se também por usar o sinal de PWM do micro-controlador para efectuar uma modulação a baixa frequência e depois efectuar, através do mixer interno do SA636, uma translação (up-conversion) na frequência para a banda dos 10.7MHz. O amplificador sintonizado para ataque ao eléctrodo foi dimensionado de modo a não afectar a recepção, ou seja, o filtro foi feito para possuir uma elevada impedância na zona de passagem de sinal. A figura 11 apresenta os diagramas de implementação do emissor. A taxa de transmissão escolhida foi de 100kbit/s, usando uma filtragem do sinal quadrado do uC e uma separação de frequências de 200kHz.

Fig.11 – Diagrama de implementação do Emissor: a - em cima à esquerda, a geração do sinal BFSK a baixa frequência; b – em cima À direita o andar de ataque do eléctrodo do emissor (precedido da filtragem da banda pelo filtro cerâmico SFECF10M7); c – A conversão na frequência através do mixer do SA636.


O RECEPTOR

O receptor compreende um buffer de entrada, sintonizado na banda de interesse e com baixa capacidade de entrada, um amplificador de FI (Frequência Intermédia = Frequência do Canal, neste caso) que fornece grande parte do ganho e selectividade ao receptor, um desmodulador BFSK que permite obter o sinal em banda-base e um amplificador que em conjunto com o comparador permitem obter o sinal digital que é por sua vez ligado ao modulo de recepção série do microcontrolador. Inicia-se este projecto com a escolha de um receptor FM com baixo consumo, tensão de alimentação preferencialmente igual ou inferior a 3V (para poder ser alimentado por uma pilha recarregável), com boa sensibilidade e largura de banda suficiente que permita alcançar taxas de transmissão na ordem dos 100Kbps. A alimentação do transceiver é feita, como já referido, recorrendo a uma pilha recarregável do tipo botão CR2032 (pilha standard) ou LIR2032 (pilha recarregável) de 3.6V e a um LDO (Low Dropout Regulator) de 3V. Dada a baixa capacidade das pilhas utilizadas, ao longo deste projecto procurou-se escolher sempre componentes com baixo consumo; para minimizar o espaço ocupado na PCB, tentou-se utilizar apenas componentes de tamanho reduzido, tipicamente SMD (Surface Mounted Devices). Na implementação de um transceiver que utiliza o corpo humano como canal de transmissão e sendo este um sistema capacitivo de muito pequenos sinais, é necessário ter especial atenção no desenvolvimento do receptor, tentando maximizar a sua performance, evitando provocar degradações adicionais ao sinal devido a uma prototipagem incorrecta. Como já foi referido anteriormente, de entre os diversos circuitos integrados para desmodular FSK que existem no mercado, a escolha recaiu no SA636 da NXP, tratando-se de um receptor que apresenta um consumo típico de 6.5mA quando alimentado a 3V e possui uma sensibilidade na ordem dos 0.54μV para frequências intermédias de 10.7MHz. O seu uso é aconselhado nos mais variados dispositivos sem fios, com taxas de transmissão bem superiores àquela que se propôs atingir, constituindo portanto uma escolha viável para esta aplicação em particular. O diagrama de blocos da figura 10 mostra que o SA636 possui um mixer, um oscilador, um amplificador de FI, um limitador e um mixer final usado para efectuar a detecção. O primeiro mixer é normalmente utilizado para efectuar uma conversão de frequência ao sinal sintonizado (down-conversion), permitindo um aumento de selectividade ao receptor, uma vez que a frequência de valor mais baixo, possibilitam o uso de filtros muito mais estreitos. No trabalho aqui descrito, como o sinal modulado a receber já se encontra centrado na FI do receptor, este mixer não irá ser utilizado na recepção. O filtro cerâmico juntamente com o amplificador de FI e o limitador fornecem a maior parte do ganho e da selectividade do receptor, necessárias para que o sinal recebido possa ser desmodulado no mixer final. O SA636 possui um indicador de potência do sinal recebido (RSSI), que pode ser utilizado para operações de debugging do projectista ou até para efeitos de implementação de amplificadores de ganho programável de acordo com a potência do sinal recebido. Numa fase inicial do projecto pode indicar problemas de auto-oscilação do receptor, se na ausência de sinal tiver um valor elevado. Note que este é um problema critico no layout do receptor num todo, pois uma vez que este possui levada impedância de entrada, os sinais internos podem por acoplamento à entrada geral instabilidade. Facilmente se verifica que o SA636 possui uma zona crítica, que por si só poderá causar problemas de instabilidade. Essa zona situa-se entre os pinos 11 e 20, sendo este facto explicável tendo em conta os ganhos elevados envolvidos nesta secção (secção de FI). O ganho típico desta secção é de 90dB para uma frequência intermédia de 10.7MHz, o que, caso não se sigam algumas directrizes no layout da PCB do transceiver, pode tornar-se catastrófico. Referindo os três tipos de receptores FM existentes, o receptor de conversão directa, o super-regenerativo e o super-heterodino, aquele que é implementado neste transceiver é o de conversão directa, onde o sinal a receber é aplicado directamente à entrada do amplificador de FI, utilizando um amplificador sintonizado (ver figura 12) como buffer, sem se efectuar qualquer conversão de frequência. Este circuito tem como função essencial apresentar uma capacidade de entrada muito baixa e resistência de entrada elevada.

Fig.12 – Amplificador de entrada sintonizado de baixa capacidade de entrada.


Este amplificador, projectado e utilizado em projectos anteriores, apresentou bons resultados práticos, o que levou à decisão de o utilizar novamente neste projecto. É constituído por um dual-gate mosfet (BF998) na configuração cascode. Na verdade, ele é composto por dois transístores de efeito de campo, um configurado em fonte comum seguido de um configurado gate comum. A grande vantagem desta configuração prende-se na diminuição do efeito de Miller entre o dreno e a gate do mosfet inferior. Esta diminuição é imposta por uma redução da resistência de entrada do andar superior e consequente redução do ganho de tensão do mosfet inferior. Normalmente o ganho é recuperado pelo mosfet superior, o que não é muito conseguido nesta aplicação específica, uma vez que a sua saída é ligada à entrada do amplificador de FI do SA636 e este apresenta resistência de entrada de 330Ω. Este baixo valor também condiciona o ganho deste circuito, como se vê na simulação da figura 13. A escolha do componente a utilizar passou pela necessidade deste andar de entrada apresentar uma capacidade de entrada muito reduzida, sendo esta 2.1pF . As vantagens no uso de um amplificador sintonizado prendem-se com o facto de amplificarem somente uma faixa estreita de frequências na gama de interesse, adjacentes a uma frequência central. Esta selectividade é possível utilizando um circuito tanque ressonante constituído por uma bobina em paralelo com um condensador no dreno do mosfet, provocando um efeito passa-banda onde a frequência central (frequência à qual o amplificador possui um ganho máximo), é a frequência de ressonância f0.

Fig.13 – Amplificador de entrada sintonizado de baixa capacidade de entrada.

De acordo com os resultados obtidos por simulação do amplificador sintonizado, quando aplicado à entrada do amplicador de FI (figura 13), a frequência de ressonância é 10.7MHz, o ganho frequência de ressonância é cerca de 4dB e a largura de banda a -3dB é aproximadamente 4.86MHz. Estes resultados demonstram que a maior parte do ganho e da selectividade terão de ser fornecidos pelos andares seguintes do receptor, funcionando este andar como buffer com capacidade de entrada baixa. Relativamente ao amplificador de frequencia intermédia (no caso presente o amplificador de RF), este é projectado para operar numa gama estreita de frequências centrada numa frequência de valor fixo, sendo o andar que fornece a maior parte da selectividade ao receptor apresentando também, por si só, um ganho de 38dB. Este andar de amplificação pode ser extremamente eficiente se for conjugado com o uso de filtros de elevada selectividade, ou seja, filtros com banda passante estreita em relação à frequência central, e atenuações elevadas fora da gama de interesse. Os filtros cerâmicos da série SFECF10M7, produzidos pela Murata, são aconselhados para este fim, possuindo uma selectividade elevada (resposta em frequência na figura 14) e dimensões reduzidas (sendo esta característica por si só um factor de escolha de componentes neste projecto). De entre os diversos tipos, foi escolhido um com uma largura de banda relativamente elevada (280KHz) para poder acomodar possíveis desvios de frequência na modulação e/ou para permitir taxas de transmissão mais elevadas.


Fig.14 – a) Resposta em frequência do filtro cerâmico b) Zona de banda de passagem.

Entre os diferentes blocos de um receptor FM, a possibilidade de ocorrer saturação dos amplificadores é grande, visto que os ganhos envolvidos nestes são muito elevados. O uso de um limitador no receptor evita não só esse facto, mas também possibilita que a amplitude do sinal de entrada do detector de quadratura seja constante, qualquer que seja a distância entre o emissor e o receptor. Caso o sinal de entrada do detector não seja constante, as componentes AM (Amplitude Modulation) também podem ser detectadas, o que é indesejável. Limitar o sinal em amplitude não provoca qualquer tipo de efeito nefasto na recepção, uma vez que o sinal a receber se encontra modulado em frequência, logo qualquer variação da amplitude do sinal nada significa em termos de conteúdo de informação.

Existem inúmeras formas de efectuar a desmodulação de um sinal FM, sendo que este receptor utiliza para esse efeito um detector de quadratura. Este, sendo composto por um circuito ressonante mais um dectector de fase, converte variações de frequência em variações de fase, apresentando uma saída directamente proporcional a essa diferença de fase. No detector de quadratura, o sinal FM é dividido em dois (figura 15), sendo um sinal aplicado directamente no detector de fase, enquanto o outro sofre um desfasamento de 90 graus propositadamente,devido à presença de um condensador de elevada reactância em série, para se poder usar depois a um circuito ressonante que se encontra sintonizado à frequência central do sinal modulado. No caso particular da modulação BFSK, existem duas portadoras de frequências iguais à frequência central mais ou menos um desvio de frequência, desvios estes que devido ao circuito ressonante provocam avanços ou atrasos de fase adicionais. A diferença de fase entre os dois sinais será então igual a 90 graus, provocados pelo condensador, mais o desfasamento no circuito ressonante. O detector de fase apresenta então à saída uma tensão directamente proporcional a esta diferença, obtendo-se desta forma o sinal em banda-base.

Fig.15 – Detector de Quadratura.


O SA636 utiliza um segundo mixer que é utilizado como detector de fase, sendo apenas necessário o circuito ressonante e o condensador que provoca o desfasamento entre os sinais, para formar o detector de quadratura. Encontra-se então na figura 16 um detector simples, onde o circuito ressonante é composto pelos condensadores C8 , C9 e C10, a bobina L2 e a resistência R5. Este circuito é sintonizado variando a capacidade do condensador C8, até que este fique com uma frequência de ressonância igual a 10.7MHz. Esta sintonia é feita na PCB, na presença de sinal, tentando maximizar a amplitude do sinal no pino DATA_OUT do receptor. A finalidade do condensador C9 é melhorar a excursão de sintonia, aproveitando grande parte da gama de variação do condensador C8 para sintonizar o detector.

Fig.16 – Detector de Quadratura usado.

Verificou por simulação e por consulta do datasheet do SA636, que o sinal desmodulado possui amplitude reduzida e componente DC (Direct Current) de valor 1.09V. Sendo a amplitude deste sinal uma incógnita, uma vez que esta varia com a velocidade de transmissão e com o desvio de frequências utilizado na modulação, considera-se que este terá no máximo cerca de 400mV. Posto isto, é necessário amplificar e centrar o sinal proveniente do desmodulador, tentando que este fique com uma amplitude máxima perto de VCC e centrado em VCC/2 . Um circuito simples e funcional, utilizado com frequência para os efeitos mencionados, encontra-se na figura 17, onde é visível o uso de dois opamps (Operational Amplifier), sendo o primeiro utilizado para gerar a tensão de referência do segundo, que é utilizado para amplificar e centrar o sinal desmodulado. Utilizou-se o circuito integrado LMH6646 da National Semiconductor (comprada pela Texas Instruments), que possui dois opamps. As principais razões para esta escolha prendem-se no seu baixo consumo (650μA por amplificador), operação a baixa tensão de alimentação (2.7V), capacidade rail to rail (sinal de saída com excursão igual à alimentação), largura de banda suficientemente elevada para a aplicação em causa e porque são estáveis quando utilizados em seguidor de tensão, a configuração utilizada para gerar a tensão de referência. O seu tamanho reduzido, conjugado com as características referidas anteriormente, tornam o seu uso recomendado em dispositivos portáteis low power, daí a escolha ter recaído sobre ele. De forma a eliminar algum ruído neste andar de amplificação, utilizam-se dois filtros passa-baixo com frequência de corte de 100KHz. Esta frequência pode no entanto ser alterada de acordo com os resultados obtidos, onde pode ser reduzida, favorecendo a filtragem e o alcance, ou pode ser aumentada, favorecendo a taxa de transmissão, mas no entanto o seu valor não andará muito longe dos 100KHz devido ao sistema precedente.

Fig.17 – Detector de Quadratura usado.


Concluída a desmodulação, filtragem e amplificação, impõe-se o uso de um comparador de forma a converter o sinal desmodulado num sinal digital com limites superior e inferior bem definidos, podendo-se dizer que este funciona como uma ADC (Analog-to-Digital Converter) com um bit de resolução. É possível utilizar um comparador externo para este efeito, mas opta-se por utilizar um comparador interno do microcontrolador, poupando no consumo e na área ocupada na PCB. À parte das óbvias vantagens desta escolha, existem também desvantagens, sendo a principal delas a impossibilidade de implementar um comparador com histerese. Num comparador com histerese, a possibilidade de mudança de estado devido a perturbações no sinal causadas por ruído, é menor que num comparador sem histerese, minimizando a ocorrência de erros de transmissão devido a ruído. No caso do comparador sem histerese, este compara o sinal com uma tensão de referência e a sua saída é igual à tensão de saturação positiva (VCC) sempre que o sinal de entrada seja superior à tensão de referência e igual à tensão de saturação negativa (0V) sempre que este seja inferior à tensão de referência. Para garantir que possíveis desvios do valor de decisão adequado (recepção) não provocam erros de recepção ou necessidade de ajustes manuais, implementa-se um gerador de referência automático, utilizando um módulo interno do microcontrolador e uma das suas entradas de ADC para esse efeito. Filtrando o sinal proveniente do amplificador num filtro passa baixo, obtendo apenas a sua componente DC (average level , figura 18) e efectuando uma conversão deste valor utilizando a ADC, torna possível o ajuste da tensão de referência em função do valor DC do sinal desmodulado. Para efectuar este ajuste automático da tensão de referência é necessário que o emissor envie uma sequência de bits que permita ao receptor determinar o valor médio do sinal recebido e seguidamente programar o registo de controlo da tensão de referência do comparador, garantindo que esta se aproxima o mais possível do valor lido na ADC.

Fig.18 – Comparador usado.

Apresentados todos os circuitos e componentes que constituem o transceiver, é importante referir as directrizes que foram seguidas no layout das PCB, sendo este tão importante como a prototipagem dos circuitos na garantia de obter uma boa performance global. Relativamente à escolha dos packages dos componentes discretos e dos circuitos integrados, procurou-se seguir um compromisso entre área ocupada e facilidade de assemblagem em PCB. Apesar de se utilizar o SA636 para implementar um receptor de conversão directa, funcionando a uma frequência relativamente baixa, pelas elevadas impendâncias dos sinais de entrada, é recomendado um layout optimizado para RF, de modo a evitar os problemas que podem surgir devido aos ganhos envolvidos da secção de FI. Então, para optimizar o layout da PCB, devem-se seguir as seguintes directrizes:

- Manter as pistas o mais curtas possível, de modo a minimizar os efeitos de elementos parasitas;- Utilizar um plano de massa contínuo na camada inferior, para garantir uma máxima capa-cidade de acoplamento entre as

pistas da camada superior e o ground;- Minimizar a capacidade de acoplamento entre pistas, principalmente onde se verifica um elevado ganho entre elas,

afastando-as, ou utilizando blindagem;- Utilizar condensadores de desacoplamento com frequência de ressonância superior à frequência do sinal a desacoplar e

colocá-los o mais próximo possível dos pinos a desacoplar;- Manter as ligações de componentes ao ground curtas, utilizando vias, uma por cada componente para evitar cross talk ;- Se possível, utilizar uma PCB fina, que permita utilizar vias mais curtas e aumentar a capacidade de acoplamento das

pistas da camada superior para o ground.

Segundo as directrizes assinaladas, desenharam-se os circuitos eléctricos expostos neste capítulo, cujo esquema final se encontra em apêndice na tese do autor 2 [2]. A produção das PCB ficou a cargo de uma empresa externa ao departamento. As grandes vantagens desta escolha, foram ,para além da sua qualidade superior, a maior facilidade de assemblagem dos componentes e vias de ligação ao ground feitas na PCB. Produziram-se duas PCB por transceiver, sendo que numa delas consta toda a electrónica digital, onde estão os sinais de mais baixa frequência (figura 19) e na outra consta toda a electrónica de RF, a bateria e o regulador de tensão (figura 20).


Fig.19 – Placa do MicroControlador.

Fig.20 – Placa do microchip SA636.


Na figura 21 está a imagem com o diagrama de blocos completo do transceiver e na figura 22 a sua foto:

Fig.21 – Diagrama de Blocos do Transceiver.

Fig.22 – Transceiver.

Resumidamente, o microcontrolador gera a sequência de bits a transmitir, utilizando a UART (1 byte de sinalização de inicio de trama, 2 bytes de dados e 1 bit de paridade para detecção de erros por trama) como módulo de comunicação, e reencaminha-a para um pino de entrada configurado com a função input change notification (CN23). O pino de saída do módulo output compare fornece um sinal PWM (Pulse-Width Modulation) com duty-cycle de 50%, cuja frequência varia entre dois valores definidos, sendo que esta muda de valor a cada transição na sequência a transmitir, obtendo-se assim o sinal modulado. Este sinal é filtrado, de forma a eliminar componentes de alta e baixa frequências, atenuado e aplicado ao mixer. De seguida é convertido para frequências mais elevadas, utilizando o mixer, um oscilador local com frequência de 11.2896MHz e um filtro cerâmico para filtrar a banda superior do sinal resultante. Finalmente, o sinal BFSK centrado em 10.7MHz é ampli ficado e aplicado ao eléctrodo. Relativamente ao receptor, o sinal é aplicado ao amplificador de FI do SA636, utilizando um amplificador sintonizado como buffer. O sinal amplificado é então limitado e desmodulado, utilizando um detector de quadratura para o efeito. O sinal desmodulado é por sua vez amplificado, centrado e filtrado, sendo depois aplicado a um comparador interno do microcontrolador cuja saída é ligada ao pino de recepção da UART, para receber o sinal enviado inicialmente. Ao longo de toda a implementação tentou-se manter o nível de complexidade reduzido, fornecendo desta forma um sistema de comunicação simples e funcional, ao qual se podem efectuar alterações no futuro, de modo a melhorar o seu desempenho.


Em relação ao consumo de energia, neste trabalho não foram feitas optimizações no sentido de usar modos sleep para os blocos de hardware e para microcontrolador, deixando-se essas possibilidades e a eventual escolha de um novo microcontrolador de mais baixo consumo para o futuro. Acreditamos que apenas com gestão e optimizações de partes podemos fazer um transceiver de substancialmente menor consumo, mesmo admitindo uma taxa de transmissão constante de 100kbit/s. Para utilizações a taxa de transmissões inferiores, há inúmeras maneiras de gerir os gastos, sendo que usar técnicas de sleep é viável, pois os tempos de arranque dos diversos módulos mostraram por verificação serem muito inferiores ao tempo de transmissão da trama. A seguir estão os valores dos consumos para o transceiver a funcionar como emissor e como receptor:

A imagem seguinte apresenta a medição do sinal desmodulado (sinal a azul, à saída do SA636) e do nível de RSSI (sinal a amarelo) para uma velocidade de 100kbit/s e para duas distâncias (à direita, maior distância):

Em relação aos testes de alcance, verificou-se que para velocidades até 100kbit/s é possível cobrir toda a extensão do corpo humano (exceptuando a quebra de ligação quando se aproxima e roda o transceiver no pulso no sentido do peito, que efectua uma espécie de curto circuito ao transceiver). Das medições de taxas de erros em ambiente comum, concluiu-se ser possível entre o tornozelo e o pulso de um braço esticado uma comunicação de 100kbit/s com taxa de erros de trama inferiores a 1%. Outros testes de alcance foram efectuados, sendo que se conseguiu em alcance de 28cm para uma superfície conductora, 42cm para um plano de massa conductor e 75cm entre 2 utilizadores no exterior. Em todos os testes realizados foi admitido que o alcance máximo é dado pela distância à qual o led ainda se apresentava ligado (quando começa a piscar significa que algumas das tramas recebidas contêm erros). Foi notório na realização destas experiências que o posicionamento e alinhamento dos transceivers no corpo humano é muito importante para a amplitude de sinal. Em jeito de conclusão, constata-se que o sistema de comunicação implementado poderá ser utilizado para comunicação no corpo humano, possuindo alcance suficiente para cobrir toda a sua área e até 75cm deste, no máximo.


DEMONSTRAÇÃO DE APLICAÇÃO

O objectivo desta aplicação era demonstrar a possibilidade de utilizar este sistema de comunicação no âmbito de monitorização médica, nomeadamente na aquisição de sinais biológicos de baixa frequência. Para realizar uma experiência semelhante, mas desta feita com uma menor alteração ao sistema, utilizou-se um script do MATLAB para gerar um sinal de ECG com frequência de amostragem de 100Hz, e cerca de 70 batimentos por segundo. Converteram-se os valores num formato digital entre 0 e 1023 (considerando uma amostragem com 10 bits) e armazenaram-se num array na memória interna do microcontrolador de um dos transceivers, para proceder à sua transmissão. A cada 10ms é enviado um valor, sendo que quando se chega ao fim do array, coloca-se a zero a variável que contém o índice do próximo valor a enviar. Assim, é transmitido o mesmo complexo QRS de forma contínua, permitindo simular a transmissão de um sinal de ECG entre ambos os transceivers, sem recurso a um gerador de sinais, como foi feito na experiência anterior, minimizando a alteração ao funcionamento do sistema que este provoca. Os dados recebidos são apresentados em real time no Matlab, sendo que a escala do tempo é fixa em 5s. Pode-se ver na figura 23 o sinal recebido, após transmissão com recurso ao sistema de comunicação implementado.

Fig.22 – Sinal de ECG recebido no Matlab.


CONCLUSÕES

Neste trabalho é apresentado um sistema de aquisição de ECG, que usa um tipo de comunicação inovador sem fios e de curto alcance, baseado em acoplamento capacitivo, baseado num esquema near field através de um campo eléctrico reactivo. As suas maiores qualidades são o uso de frequências baixas (dezenas de MHz), o potencial baixo consumo do emissor em relação à camada física e o alcance curto e controlado. Estas vantagens são de primordial importância para um mercado em desenvolvimento na área das redes pessoais: BAN – Body Area Networks. O seu bom funcionamento foi demonstrado com simulações e resultados experimentais e culminou na construção do presente protótipo funcional, que permite a comunicação entre quaisquer dois pontos em redor do corpo humano a uma taxa máxima de transmissão de 100kbit/s, valores já suficientes para algumas aplicações biomédicas. O potêncial de melhoria ao nível do consumo do transceiver é grande, sendo que futuras versões deverão ser mais pequenas e possuir um menor consumo! Neste momento está-se a proceder à montagem de um circuito para medir mesmo o ECG, pelo que antes de Novembro deve existir um protótipo capaz de transmitir ECGs reais.

REFERÊNCIAS / ANEXOS

[1] - Ricardo Matias, Rui Martins, Bernardo Cunha, Alexandre Mota, “Modeling Capacitive Coupling Systems for Body Coupled Communications”, BODYNETS Conference, Oslo – Noruega, 2012.

[2] – Humberto Castanheira, “Transceiver para Comunicação acoplada ao Corpo Humano”, DETI - Universidade de Aveiro, Julho de 2012.

AGRADECIMENTOS

Agradecemos a todos os que colaboram no estudo e desenvolvimento deste projecto, nomeadamente a família dos autores e as pessoas da sala de trabalho. O trabalho do autor 1 é financiado pela FCT – Fundação para a Ciência e Tecnologia, com uma bolsa de investigação com a referência: SFRH / BD / 41808 / 2007.

estimulação sistema de comunicação de sinais biológicos via

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