equip didàctic demostrador d’un preregulador amb correcció del...

Equip didàctic demostrador d’un Preregulador amb Correcció del Factor de Potència

TITULACIÓ: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Sergi Miravent Nin.

DIRECTOR: Angel Cid Pastor.

DATA: 12 / 2009.

2

Agraïments

En primer lloc, voldria agrair la dedicació i l’ajuda que ha tingut el meu tutor, Angel Cid Pastor, en aquest projecte.

En segon lloc voldria agrair a la Laia Urgell, la paciència que ha tingut i el suport que sempre m’ha donat.

I per últim donar les gràcies als meus pares, Josep i Maria i al meu germà Gerard, que si no fos per ells no hauria arribat fins aquí.


3

INDEX

1. MEMÒRIA DESCRIPTIVA. ...................................................................................... 9

1.1. OBJECTIUS DEL PROJECTE ................................................................................................ 9 1.2. INTRODUCCIÓ. ............................................................................................................... 10 1.2.1. Circuit rectificador amb filtre passiu .................................................................. 10 1.2.2. Correcció activa del factor de potència. ............................................................. 12 1.2.3. Caracterització del convertidor elevador Boost. ................................................ 16

1.2.3.1. Càlcul de les matrius d’estat ..................................................................... 18 1.2.3.2. Diagrama de blocs. .................................................................................... 20

1.2.4.Mode de conducció continu (MCC). ................................................................... 21 1.2.5.Mode de conducció discontinu (MCD) ............................................................... 24 1.2.6.Control convertidors commutats. ........................................................................ 25

1.2.6.1. Sistema de control per mostra de corrent. ................................................. 25 1.2.6.2. Sistema de control per mostra de tensió. ................................................... 26 1.2.6.3. Sistema de control per mostra de tensió i corrent. .................................... 26

1.3. CONTROL DEL CONVERTIDOR. ....................................................................................... 26 1.3.1.Llaç de regulació de corrent. ............................................................................... 26

1.3.1.1. Mostra de tensió d’entrada. ....................................................................... 26 1.3.1.2. Mostra de corrent. ..................................................................................... 27 1.3.1.3. Disseny del control Proporcional Integral. ............................................... 30 1.3.1.4. PWM .......................................................................................................... 33 1.3.1.5. Driver ......................................................................................................... 34

1.3.2.Llaç de regulació de tensió. ................................................................................. 35 1.4. EFECTES NO IDEALS EN EL FUNCIONAMENT DEL CONVERTIDOR. .................................... 36 1.4.1.Efecte de la resistència en conducció del MOSFET. ......................................... 36 1.4.2.Caiguda de tensió en el diode. ............................................................................ 36 1.4.3.Efecte de la resistència en sèrie del condensador. ............................................... 37 1.4.4.Efecte de la resistència en sèrie de la bobina. ..................................................... 37 1.5. PROTECCIONS EN EL CONVERTIDOR ELEVADOR BOOST. ................................................ 37 1.5.1.Protecció del MOSFET amb el xip LM3524 ...................................................... 38 1.5.2.Protecció del MOSFET amb un Zener i un transistor bipolar NPN.................... 39 1.5.3.Protecció del circuit de potència amb un comparador amb histeresis................. 39 1.5.4.Protecció del circuit de potència amb un diode Zener i transistor NPN. ............ 42 1.5.5.Protecció del circuit de control............................................................................ 43 1.6. ALIMENTACIÓ DEL CONTROL DE LA PLACA .................................................................... 43 1.7. CONCLUSIONS I MILLORES ............................................................................................. 45 1.8. BIBLIOGRAFIA ............................................................................................................... 46

2. MEMÒRIA DE CÀLCUL. ........................................................................................ 47

2.1. REQUISITS DEL CONVERTIDOR. ...................................................................................... 47 2.2. CÀLCUL DELS COMPONENTS PASSIUS DE POTÈNCIA. ..................................................... 47 2.3. CÀLCUL DEL SENSOR DE CORRENT. ................................................................................ 50 2.4. CÀLCUL I DISSENY DEL LLAÇ DE CORRENT. .................................................................... 51 2.5. CÀLCUL DEL LLAÇ DE TENSIÓ. ....................................................................................... 53 2.6. CÀLCUL DE LA CÀRREGA VARIABLE DEL BOOST. ........................................................... 55 2.7. CÀLCUL DE LES PÈRDUES EN EL MOSFET. .................................................................... 56


4

3. MESURES. ................................................................................................................. 58

3.1. MESURES DEL CONVERTIDOR BOOST. ............................................................................ 58 3.1.1.Simulacions PSIM ............................................................................................... 58

3.1.2. Mesures al laboratori. .......................................................................................... 64

4. PLÀNOLS. .................................................................................................................. 71

4.1. ESQUEMA CONVERTIDOR BOOST ................................................................................... 71 4.2. LAYOUT TOP CONVERTIDOR BOOST .............................................................................. 72 4.3. LAYOUT BOTTOM CONVERTIDOR BOOST ....................................................................... 73 4.4. ESQUEMA CÀRREGA VARIABLE ...................................................................................... 74 4.5. LAYOUT BOTTOM CÀRREGA VARIABLE ......................................................................... 75 4.6. VISTA CONVERTIDOR BOOST ......................................................................................... 76 4.7. VISTA CÀRREGA VARIABLE ............................................................................................ 77

5. PRESSUPOST ............................................................................................................ 78

5.1. AMIDAMENTS ................................................................................................................ 78 5.2. PREUS UNITARIS ............................................................................................................ 87 5.3. PRESSUPOST GENERAL ................................................................................................... 89 5.4. RESUM PRESSUPOST ....................................................................................................... 98

6. PLEC DE CONDICIONS. ......................................................................................... 99

6.1. DISPOSICIÓ I ABAST DEL PLEC DE CONDICIONS............................................................... 99 6.1.1. Descripció del Procés. ....................................................................................... 99 6.2. CONDICIONS DELS MATERIALS. ................................................................................... 100

6.2.1.Especificacions Elèctriques. ............................................................................. 100 6.2.1.1.Requeriments del dispositiu. ...................................................................... 100 6.2.1.2.Conductors Elèctrics. ................................................................................ 100 6.2.1.3.Components Actius/Passius. ...................................................................... 100 6.2.1.4.Reglament electrotècnic de Baixa Tensió. ................................................. 100

6.3. CONDICIONS D’EXECUCIÓ. .......................................................................................... 101 6.3.1.Elecció i Compra de Material ........................................................................... 101

6.3.2.Soldatge dels components. ................................................................................ 101 6.4. CONDICIONS FACULTATIVES. ...................................................................................... 101 6.5. CONCLUSIONS. ............................................................................................................. 102


5

INDEX DE FIGURES. Figura 1.1 Esquema d’un rectificador sense filtre. ......................................................................................... 10 Figura 1.2 Entrada i sortida del rectificador sense filtre ................................................................................ 10 Figura 1.3 Esquema d’un rectificador amb filtre capacitiu. ........................................................................... 11 Figura 1.4 Entrada i sortida del rectificador amb filtre capacitiu .................................................................. 11 Figura 1.5 Rectificador ideal (LFR) ................................................................................................................ 12 Figura 1.6 Convertidor Boost com LFR .......................................................................................................... 13 Figura 1.7 Gràfica tensió d’entrada, corrent d’entrada tensió de sortida del rectificador ............................ 13 Figura 1.8 Guany del convertidor ................................................................................................................... 13 Figura 1.9 Característica estàtica d’entrada del convertidor Boost. ............................................................. 15 Figura 1.10 Convertidor Boost ....................................................................................................................... 16 Figura 1.11 Topologia ON convertidor Boost ................................................................................................ 17 Figura 1.12 Topologia OFF convertidor Boost .............................................................................................. 18 Figura 1.13 Diagrama de blocs convertidor Boost. ........................................................................................ 20 Figura 1.14 Gràfiques de Vl, Il i Ic del MCC del convertidor Boost. ............................................................. 23 Figura 1.15 Sensat de la tensió d’entrada....................................................................................................... 26 Figura 1.16 Diagrama de connexions del multiplicador analògic AD633 ..................................................... 27 Figura 1.17 Sensor de corrent LEM. ............................................................................................................... 27 Figura 1.18 Diagrama de connexions del sensor INA 169. ............................................................................ 28 Figura 1.19 Amplificador Operacional diferencial. ........................................................................................ 29 Figura 1.20 Entrades del PI. ........................................................................................................................... 30 Figura 1.21 Control PI. ................................................................................................................................... 31 Figura 1.22 Circuit aplicant superposició connectant Verror a massa. ......................................................... 31 Figura 1.23 Circuit aplicant superposició connectant VIsens a massa. ......................................................... 32 Figura 1.24 Llaç de corrent convertidor Boost. .............................................................................................. 33 Figura 1.25 Esquema del LM3524 .................................................................................................................. 34 Figura 1.26 Diagrama TC4420. ...................................................................................................................... 34 Figura 1.27 Filtre passa baix .......................................................................................................................... 35 Figura 1.28 Diagrama de Bode asimptòtic del filtre passa baix. .................................................................... 35 Figura 1.29 Esquema condensador amb pèrdues. .......................................................................................... 37 Figura 1.30 Esquema bobina amb pèrdues. .................................................................................................... 37 Figura 1.32 Esquema protecció MOSFET. ..................................................................................................... 39 Figura 1.33 Esquema de connexió del diode per descarregar la bobina. ....................................................... 40 Figura 1.34 Filtre passa baix. ......................................................................................................................... 40 Figura 1.35 Comparador amb histèresis......................................................................................................... 41 Figura 1.36 Finestra d’histèresis. ................................................................................................................... 41 Figura 1.37 Esquema filtre passa baix amb comparador d’histèresis. ........................................................... 42 Figura 1.38 Esquema circuit protecció amb diode Zener i transistor NPN. ................................................... 42 Figura 1.39 Esquema protecció circuit alimentació control. .......................................................................... 43 Figura 1.40 Circuit d’alimentació del control. ............................................................................................... 43 Figura 2.1 Esquema capacitat total. ............................................................................................................... 49 Figura 2.2 Amplificador diferencial. ............................................................................................................... 50 Figura 2.3 Diagrama de Bode asimptòtic del llaç de control de corrent. ....................................................... 51 Figura 2.4 Esquema convertidor Boost amb llaç de corrent mitjançant PSIM............................................... 52 Figura 2.5 Diagrama de Bode de la banda atenuada. .................................................................................... 53 Figura 2.6 Esquema convertidor Boost amb llaç de corrent i de tensió. ........................................................ 54 Figura 2.7 Esquema càrrega variable amb PSIM. .......................................................................................... 54 Figura 2.7 Programa de càlcul del LM555. .................................................................................................... 55 Figura 2.8 Esquema del circuit d’alimentació de la càrrega. ......................................................................... 56 Figura 3.1 Convertidor Boost amb llaç de regulació de corrent. ................................................................... 58 Figura 3.2 Tensió d’entrada Vin, tensió rectificada Vrect. i corrent de la bobina I(Ld). ............................... 59 Figura 3.3 Rissat del corrent del inductor I(Ld). ............................................................................................ 59 Figura 3.4 Tensió de sortida Vout ................................................................................................................... 60 Figura 3.5 Rissat de la tensió de sortida. ........................................................................................................ 60 Figura 3.6 Temps de hold up. .......................................................................................................................... 61 Figura 3.7 Zoom temps hold-up. ..................................................................................................................... 61 Figura 3.8 Tensió de sortida Vout amb càrrega variable i corrent del inductor I(Ld) amb el llaç de tensió. 62 Figura 3.9 Esquema del convertidor amb el llaç de corrent i llaç de tensió. .................................................. 63


6

Figura 3.10 Tensió de sortida Vout i corrent del inductor I(Ld), amb el llaç de tensió. ................................. 63 Figura 3.11 Tensió d’entrada al convertidor. ................................................................................................. 64 Figura 3.12 Corrent del circuit i tensió del sensor de corrent. ....................................................................... 64 Figura 3.13 Rissat del corrent del circuit i de la tensió del sensor de corrent. .............................................. 65 Figura 3.14 Senyals del PWM. ........................................................................................................................ 65 Figura 3.15 Tensió de sortida i tensió de control del convertidor. ................................................................. 66 Figura 3.16 Tensió de sortida i corrent del circuit amb pertorbacions a la càrrega, amb el llaç de corrent. 66 Figura 3.17 Tensió de sortida i corrent del inductor I(Ld) amb el llaç de tensió i càrrega variable. ............ 67 Figura 3.18 Protecció del MOSFET. .............................................................................................................. 68 Figura 3.19 Arrancada del convertidor. ......................................................................................................... 68 Figura 3.20 Protecció del circuit contra sobrecorrent amb comparador amb histeresis. .............................. 69 Figura 3.21 Ch1 tensió de sortida del filtre RC i Ch2 tensió de referència. ................................................... 69 Figura 3.22 Protecció contra sobrecorrent amb un Zener i transistor NPN. ................................................. 70


7

LLISTA D’ABREVIACIONS.

LFR Resistor sense pèrdues (Loss Free Resistor)

PWM Modulació d’amplada de polsos (Pulse Width Modulator)

D Cicle de treball (Duty cycle)

PI Control Proporcional Integral

POPI Power Input = Power Output

PFC Correcció del factor de Potència (Power Factor Correction)

MCC Mode de conducció continu.

MCD Mode de conducció discontinu.


8

RESUM DEL PROJECTE.

Aquest projecte tracta de la realització d’un corrector actiu del factor de potència per tal de generar una tensió continua a partir de la xarxa de corrent altern. El circuit introduirà el mínim d’interferències a la xarxa.

El corrector del factor de potència (Power Factor Correction, PFC) dissenyat es comportarà com un resistor lliure de pèrdues (LFR), i per tant, tindrà un factor de potència proper a la unitat. El PFC s’implementarà mitjançant un convertidor commutat continua-continua Boost controlat en mode PWM (Pulse Width Modulation). Per tal que el convertidor tingui un comportament resistiu al seu port d’entrada s’ha imposat per control que el corrent i la tensió siguin proporcionals. Per fer-ho, s’ha utilitzat un compensador del tipus PI en el llaç de realimentació del corrent d’entrada. A més a més, s’ha inclòs un llaç de regulació de la tensió de sortida del convertidor Boost.

Aquest PFC s’utilitzarà a les pràctiques de laboratori de l’assignatura de Sistemes Electrònics Industrials de l’ensenyament d’Enginyeria en Automàtica i Electrònica Industrial.

Equip didàctic demostrador d’un Preregulador 1. Memòria descriptiva amb Correcció del Factor de Potència

9

1. MEMÒRIA DESCRIPTIVA. 1.1. Objectius del projecte

El principal objectiu del projecte és dissenyar un corrector actiu del factor de potència per tal de poder alimentar càrregues de continua a partir d’una tensió d’alimentació alterna. El corrector del factor de potència ha de ser vist per la xarxa com un resistor sense pèrdues (LFR) per tal de poder tenir un factor de potència proper a la unitat.

El PFC estarà implementat mitjançant un convertidor commutat DC-DC Boost, que tindrà un sistema de control PWM a freqüència fixa, és un dels sistemes més utilitzats en la pràctica pel seu correcte funcionament, implementant aquest control amb un llaç de corrent permanent i un llaç de regulació de tensió opcional, que ens permeti obtenir una tensió regulada a la sortida i no es desestabilitzi davant de fluctuacions en la càrrega. Aquesta aplicació està destinada a docència, a la assignatura de Sistemes Electrònics Industrials, així que el fet que el llaç de regulació de tensió sigui opcional, és per poder veure gràficament al oscil·loscopi els seus efectes sobre la tensió de sortida del convertidor, fent-lo així més entenedor. Un dels requisits del convertidor és que ha d’estar protegit contra sobretensions i sobrecorrents. El convertidor es tindrà d’adaptar a les fonts de tensió alterna del laboratori (18 Veficaços) i no superar mai una tensió de sortida al voltant dels 45V DC per motius de seguretat.


10

1.2. Introducció.

1.2.1.Circuit rectificador amb filtre passiu.

Per aconseguir un nivell de tensió continua, per alimentar a una càrrega resistiva, a partir d’una tensió alterna, es col·locarà un pont de díodes a l’entrada del circuit, de manera que rectifiqui la tensió, tal i com es mostra a la figura següent.

Figura 1.1 Esquema d’un rectificador sense filtre.

En la figura 1.2 es mostra la tensió de sortida del pont de díodes rectificador, aquesta tensió de sortida té un nivell molt alt d’arrissat, així que pel nostre cas haurem de col·locar un filtre capacitiu amb paral·lel amb la càrrega per tal de disminuir el arrissat de sortida. El factor de potència es pot descriure com la potència real absorbida de la xarxa dividida pel producte de la tensió eficaç i corrent eficaç en el port connectat a xarxa. Si considerem I1 el valor eficaç del primer harmònic del corrent d’entrada, Irms el corrent eficaç a l’entrada, i cosφ el cosinus de la diferència de fase entre la tensió de la xarxa i la del primer harmònic del corrent a l’entrada, el factor de potència el podem expressar com:

cos1

rmsI

IFP (1.1)

Figura 1.2 Entrada i sortida del rectificador sense filtre.


11

En la figura 1.3 es mostra el pont de díodes rectificador amb el filtre a la sortida, per tal de poder disminuir l’arrissat de la tensió de sortida.

Figura 1.3 Esquema d’un rectificador amb filtre capacitiu.

Figura 1.4 Entrada i sortida del rectificador amb filtre capacitiu.

En la figura 1.4 podem observar que encara que l’arrissat de la tensió és més petit, el corrent ja no està en fase amb la tensió d’entrada i deixa de tenir un factor de potència proper a la unitat.

També podem observar que ara el circuit injecta un nombre alt d’harmònics en la xarxa.

Per tal de poder resoldre aquest inconvenient que ens dona el filtre, haurem de col·locar un preregulador del factor de potència entre el pont de díodes i la càrrega capacitiva, de tal manera que vist des del port d’entrada tingui efectes d’un resistor sense pèrdues, “Loss Free Resistor”(LFR).


12

1.2.2. Correcció activa del factor de potència.

Per a que el comportament del PFC sigui el adequat, el rectificador ha de presentar davant de la font AC, una impedància resistiva, la qual cosa implica que el factor de potència sigui unitari i que el corrent estigui en fase amb la tensió de la font. Per tal que el corrent estigui en fase amb la tensió i la presència d’harmònics sigui molt reduïda, es col·locarà un PFC (Corrector del Factor de Potència), entre el rectificador i el filtre de sortida. El Corrector del Factor de Potència actiu pot permetre que la càrrega vista per la xarxa es comporti com una resistència, donant lloc a un factor de potència proper a la unitat. En la següent figura es mostra el model del rectificador ideal:

Figura 1.5 Rectificador ideal (LFR).

Amb el valor de la resistència Re i el valor de la tensió de la font Vac, podem obtenir la potència consumida:

)(,

2

controle

rmsac

av VR

VP (1.2)

Suposant que el sistema no té pèrdues, aquesta potència serà transmesa a la sortida DC. El control de la potència es realitzarà mitjançant la modulació de Re amb la senyal de control. Si a la sortida tenim una resistència R i una tensió contínua Vo, es complirà la següent relació:

R

R

V

V e

o

rmsac 2

,2

(1.3)

En la següent figura podem veure un convertidor elevador Boost, que fa servir un rectificador d’ona complet i un convertidor CC-CC Boost, que regula el cicle de treball amb un llaç de corrent, on la referència és l’ona de tensió d’entrada rectificada.


13

Figura 1.6 Convertidor Boost com LFR.

Figura 1.7 Gràfica tensió d’entrada, corrent d’entrada tensió de sortida del rectificador.

Si es vol que la tensió de sortida tingui un valor constant, el convertidor tindrà de presentar un guany M(d(t)) que ve expressat per:

)(

)())((

tV

tVtdM

g

o (1.4)

Tot seguit es mostra les gràfica del guany, on es pot apreciar que el valor del guany variarà entre un valor mínim i infinit, depenen del valor de la tensió d’entrada.

Figura 1.8 Guany del convertidor.


14

Si el convertidor Boost treballa en règim de conducció continu, i el inductor és suficientment petit per poder despreciar la seva influència a baixa freqüència, llavors la funció de transferència tindrà la següent dependència amb el cicle de treball:

)(1

1))((

tdtdM

(1.5)

o

g

V

tVtd

)(1)( (1.6)

Si el convertidor treballa en règim de conducció continu, l’arrissat de corrent tindrà la següent expressió:

L

TtdtVti sg

g 2

)()()( (1.7)

I el corrent en l’inductor el definirem com:

e

gg R

tVti

)()( (1.8)

La condició de règim de conducció continu implicarà que ha de complir la següent equació:

)()( titi gTsg (1.9)

seTR

Ltd

2)( (1.10)

Substituint en les equacions anteriors, podem veure que la condició per que el convertidor treballi en mode de conducció continu és:

o

gs

e

V

tVT

LR

)(1

2 (1.11)

La frontera entre el mode de conducció continu i discontinu serà: Mode de conducció continu (MCC):

o

g

o

gg

so V

tVtd

V

tVti

TV

L )()(

)(1)(

2 2

(1.12)


15

Mode de conducció discontinu (MCD):

o

g

o

gg

so V

tV

V

tVti

TV

L )(1

)()(

2 (1.13)

En la següent gràfica podem observar la característica estàtica d’entrada al convertidor Boost en llaç obert, amb la frontera entre el règim de conducció continu i discontinu.

Figura 1.9 Característica estàtica d’entrada del convertidor Boost.

La senyal del sensat de corrent:

sga RtitV )()( (1.14)

Si la senyal d’error és petita: )()( tVtV refa

)()()( tVtVKtV controlgxref (1.15)

On podem concloure:

s

a

controlx

ref

g

ge

R

tV

tVK

tV

ti

tVR

)(

)(

)(

)(

)( (1.16)

Simplificant obtenim:

)())((

tVK

RtVR

controlx

scontrole (1.17)


16

1.2.3.Caracterització del convertidor elevador Boost.

La principal característica del convertidor és la diferència entre la tensió d’entrada i la tensió de sortida, com ja ens diu el seu nom la tensió de sortida sempre és més gran que la tensió d’entrada. Els convertidors commutats són circuits no lineals i discontinus, per tant, per fer la seva caracterització, si ens trobem en Mode de conducció continu (MCC), es pot descriure en dos circuits lineals ON i OFF. En el mode de conducció continu el convertidor té un canvi d’estructura al llarg d’un període, això implica que es pot representar mitjançant dues equacions diferencials vectorials a trams.

Figura 1.10 Convertidor Boost.

Els dos subcircuits vindran donats pel temps de commutació de l’interruptor Q1, anomenat cicle de treball D. Topologia ON. El primer circuit es troba en l’interval de temps 0 < t < DT. Amb aquest interval de temps l’interruptor Q1 està tancat “posició ON”, i tota l’energia subministrada per la font d’entrada Vs va a parar al inductor sense transmetre’s a la càrrega de sortida ja que el diode D1 es troba polaritzat inversament i el flux de corrent serà pràcticament zero. El condensador que es troba amb paral·lel amb la càrrega de sortida anirà descarregant-se, i la tensió de sortida tendirà a ser cada cop menor.


17

Figura 1.11 Topologia ON convertidor Boost.

L’anàlisi del circuit ens queda de la següent manera: El sistema d’equacions per la malla d’entrada és:

dt

diLVs L· (1.18)

El sistema d’equacions per la malla de sortida és:

0· R

V

dt

dVC CC (1.19)

El sistema d’equacions finals queda de la següent manera:

L

V

dt

di SL (1.20)

RC

V

dt

dV CC (1.21)

Topologia OFF El segon circuit es troba en l’interval de temps DT < t < T. Amb aquest interval de temps l’interruptor Q1 es troba obert “posició OFF”, el diode D1 es polaritza en directe i l’energia de la font d’alimentació més l’energia acumulada a l’inductor es transmeten a la càrrega de sortida, d’aquesta manera s’aconsegueix que la tensió de sortida és més gran que la tensió d’entrada Vs < Vo, i el condensador es carrega.


18

Figura 1.12 Topologia OFF convertidor Boost.

El sistema d’equacions per la tensió de la bobina és:

Ridt

diLV L

S ·0 (1.22)

Considerant que:

dt

dVCiiii LCLo (1.23)

Aïllant:

L

V

L

V

dt

di CSL (1.24)

L’equació del corrent del condensador és:

RC

V

C

I

dt

dV CLC (1.25)

1.2.3.1. Càlcul de les matrius d’estat

Per tal de poder calcular les matrius d’estat escollim els vectors d’estat iL’s i vC’s. Durant Ton

],[)(

)()()(

)()()(

vitX

tUDtXCtY

tUBtXAtX

onon

onon

(1.26)


19

RCAon 10

00

0L

VB

S

on 10onC 0onD (1.27)

Introduint les matrius dins de les equacions d’estat obtenim:

C

L

v

i

RCtX ·10

00)(

0L

VS (1.28)

SC

L Vv

itY ·0·10)(

(1.29)

Durant Toff

],[)(

)()()(

)()()(

vitX

tUDtXCtY

tUBtXAtX

offoff

offoff

(1.30)

RCC

LAoff 11

10

0L

VB

S

off 10offC 0offD (1.31)

Introduint les matrius dins de les equacions d’estat obtenim:

C

L

v

i

RCC

LtX ·11

10)(

0L

VS (1.32)

SC

L Vv

itY ·0·10)(

(1.33)

Podem trobar una sola representació en l’estat vàlida per qualsevol instant de temps.

UBXAX

UBXAX

offoff

onon

1

(1.34)


20

L’equació bilineal finalment queda:

UBBXUAABXAX offonoffonoffoff )()( (1.35)

Com Bon=Boff

XUAABXAX offonoffoff )( (1.36)

D’aquesta expressió podem concloure que el convertidor Boost és variant amb el temps i no lineal. Si introduïm les matrius trobades anteriorment:

0·

1)(1

1)(0L

V

v

i

RCCtU

LtU

XS

C

L (1.37)

1.2.3.2. Diagrama de blocs.

Figura 1.13 Diagrama de blocs convertidor Boost.


21

1.2.4.Mode de conducció continu (MCC). Si considerem condicions inicials nul·les, hi ha t = 0 l’interruptor es tanca comportant-se com un curtcircuit.

L

V

dt

di

dt

diLVV SLL

SL (1.38)

El corrent augmenta linealment.

L

DTVi S

TonL

·)( (1.39)

Quan l’interruptor s’obre, el díode es polaritza i el corrent circula cap a la sortida. Suposem que la tensió a la sortida Vo és constant.

L

VV

dt

di

dt

diLVVV oSLL

oSL

(1.40)

L’increment del corrent en l’inductor durant el període OFF serà:

L

TDVVi oS

ToffL

)1()()(

(1.41)

En règim permanent, la variació del corrent de la bobina ha de ser igual a zero.

0)()( ToffLTonL ii (1.42)

0)1()(

L

TDVV

L

DTV oSS (1.43)

Aïllant V0.

0)1()1( DVDDV oS (1.44)

Finalment ens queda:

D

VV S

o

1 (1.45)


22

Aquesta fórmula ens mostra que si el cicle de treball D és igual a cero, la tensió de sortida és igual a la tensió d’entrada. A mesura que va augmentant el cicle de treball la tensió de sortida es fa més gran que la tensió d’entrada. Si el cicle de treball s’aproxima a la unitat, la tensió de sortida tendirà a infinit, però aquesta fórmula es basa en condicions ideals, així doncs, com que els components no són ideals, produeixen pèrdues, i faran que la sortida no tendeixi a l’infinit. La tensió de sortida tindrà un arrissat provocat per la capacitat. L’expressió serà:

RDf

DV

RC

DTVV oo

o (1.46)

RCf

D

V

V

o

o

(1.47)

El corrent mig a la bobina es calcularà tenint en compte que la potència entregada per la font ha de ser igual a la potència absorbida per la càrrega. La potència de sortida és:

R

VPo

20 (1.48)

La potència d’entrada és:

LSSS IVIV (1.49)

Igualant les expressions de la potència d’entrada i la potència de sortida i amb l’equació (1.46) obtenim:

RD

V

R

D

V

R

VIV S

S

oLS 2

2

2

2

)1(

1

(1.50)

S

oSL VR

V

RD

VI

·)1(

2

2

(1.51)

El corrent màxim i mínim en la bobina es determina amb el valor mig i la variació de corrent.


23

L

DTV

RV

ViII S

S

oLL 2·2

2

max

(1.52)

L

DTV

RV

ViII S

S

oLL 2·2

2

min

(1.53)

La condició perquè el convertidor funcioni en mode continu és, que el corrent que circula per la bobina no es faci zero.

f

RDDL

2

)1( 2

min

(1.54)

Com es pot apreciar a la següent gràfica si no tenim en compte les pèrdues i prenem el circuit com a ideal, la suma de la tensió a la bobina i la suma de l’intensitat al condensador, amb un període, és zero.

Figura 1.14 Gràfiques de Vl, Il i Ic del MCC del convertidor Boost.

Existeixen dos modes de funcionament segons l’intensitat que circula per l’inductor, mode de conducció continu (MCC) si l’intensitat no s’anul·la en l’inductor, i mode de conducció discontinu (MCD) quan l’intensitat s’anul·la l’inductor.


24

1.2.5.Mode de conducció discontinu (MCD). El convertidor elevador Boost també pot funcionar, durant un temps, quan el corrent que passa per l’inductor es fa zero. La relació entre la tensió d’entrada i la tensió de sortida es determina a partir de les següents afirmacions: La tensió mitja en la bobina és nul·la. El corrent mig en el díode és igual al corrent de càrrega. Quan l’interruptor està obert, la tensió en la bobina és VS i quan l’interruptor es tanca la tensió a la bobina passa ha tenir l’expressió VS – V0, i el corrent de la bobina va disminuint fins a fer-se nul i el díode impedeix que es faci negatiu. L’equació de la tensió mitja en la bobina és:

0)( TDVVDTV IoSS (1.55)

I

ISo D

DDVV (1.56)

El corrent màxim serà igual a la variació del corrent en la bobina amb l’interruptor tancat.

L

DTViI S

L max (1.57)

El corrent mitjà al díode serà:

IID DITDII maxmax 2

1

2

1

2

1

(1.58)

Substituint l’equació (1.57) en l’equació (1.58) i igualant el resultat al corrent de càrrega, ens queda:

R

VD

L

DTVI oS

D

12

1 (1.59)

RDT

L

V

VD

S

oI

2 (1.60)

02

22

L

RTD

V

V

V

V

S

o

S

o (1.61)

Aïllant obtenim la relació entrada sortida:

L

RTDVV S

o

2211

2 (1.62)


25

1.2.6.Control convertidors commutats.

En els convertidors DC–DC si es vol que la tensió de sortida sigui constant i no es vegi afectada per fluctuacions en la càrrega o a la tensió d’entrada s’ha d’afegir un control. El control estarà implementat amb un modulador d’amplada de polsos PWM, que serà l’element encarregat de regular el cicle de treball D de la senyal de commutació, en funció de la senyal rebuda. Així, el convertidor reaccionarà davant de possibles variacions, per exemple, si la tensió d’entrada disminueix, el circuit de control augmentarà el cicle de treball per mantenir constant la tensió de sortida. Com inconvenient, la variació del cicle de treball o marge de control té uns límits, que solen dependre de la tensió d’entrada, de la tensió de sortida, de la freqüència de commutació i de la velocitat de resposta ha retornar al estat d’equilibri. A més a més, el fet d’introduir una realimentació pot provocar que el sistema esdevingui inestable, per tant, posteriorment s’hauria de verificar l’estabilitat en llaç tancat. Bàsicament, el control del senyal de sortida pot fer-se de dues maneres diferents, depenen de les característiques del senyal de commutació. Sistemes de control a freqüència fixa. Sistemes de control a freqüència variable. Ens basarem en el sistema de control a freqüència fixa, que actualment és el més utilitzat a nivell industrial. Aquest sistema consisteix en combinar la senyal d’error, obtinguda al fer la comparació entre la senyal de mostra i la senyal de referència fixa procedent d’un oscil·lador, que determina la freqüència de funcionament del sistema. El resultat d’aquesta combinació és un senyal que controla l’estat de conducció o tall del MOSFET i té el nom de PWM. Depenen de la forma que s’obté la senyal de mostra, es pot classificar en tres sistemes: Sistema de control per mostra de corrent. Sistema de control per mostra de tensió. Sistema de control per mostra de tensió i corrent.

1.2.6.1. Sistema de control per mostra de corrent. La funció d’aquest sistema és estabilitzar el circuit davant de possibles variacions en la tensió d’entrada. La senyal de mostra normalment es pren a l’entrada que és on s’acostuma ha produir les màximes variacions de corrent. Una vegada obtinguda la senyal de corrent es transforma en tensió i s’amplifica, de manera que la senyal de control s’obté fent la comparació d’aquest senyal amb la senyal de rampa de l’oscil·lador.


26

1.2.6.2. Sistema de control per mostra de tensió. La funció principal d’aquest sistema és estabilitzar el circuit davant de possibles variacions en la càrrega. La senyal de mostra s’obté de la sortida del circuit, aquesta mostra és combinada analògicament amb una tensió de referència, el resultat d’aquesta combinació dona lloc a una senyal d’error, que modifica en funció de la seva magnitud la sortida del modulador d’amplada de polsos.

1.2.6.3. Sistema de control per mostra de tensió i corrent. Aquest sistema és una combinació dels dos anteriors, així que pot estabilitzar tant variacions en la senyal d’entrada del circuit com variacions en la càrrega. Aquest tipus de control és actualment el més complert. Mitjançant aquest sistema la senyal d’error obtinguda en el circuit de control de tensió es combina analògicament amb la senyal generada pel circuit de control de corrent, obtenint així la senyal que es compararà amb l’oscil·lador i generarà el cicle de treball.

1.3. Control del convertidor. El tipus de control escollit serà el control PWM a freqüència fixa, amb un llaç de regulació de corrent i de tensió.

1.3.1.Llaç de regulació de corrent. Per tal de poder dissenyar aquest llaç de regulació de corrent, ens farà falta una mostra de la tensió d’entrada i una mostra del corrent que circula pel convertidor.

1.3.1.1. Mostra de tensió d’entrada. La mostra de tensió d’entrada l’obtindrem posant un divisor de tensió a l’entrada del convertidor, amb aquest cas, com la tensió d’entrada és alterna, estarà situat justament després del pont de díodes (rectificador).

Figura 1.15 Sensat de la tensió d’entrada.


27

Aquesta tensió d’entrada la multiplicarem amb una tensió de referència, que serà la que amb el seu valor ens farà variar el cicle de treball del convertidor, variant així la tensió de sortida. Per multiplicar la mostra de tensió Ksens i la mostra de tensió Vref s’ha utilitzat el multiplicador analògic AD633

Figura 1.16 Diagrama de connexions del multiplicador analògic AD633.

La funció de transferència d’aquest xip és:

ZYYXX

w

10

))(( 2121 (1.63)

Tal com podem comprovar amb la funció de transferència, haurem de tenir en compte que a part de multiplicar dues senyals analògiques també les divideix per 10 i li suma un altre senyal.

1.3.1.2. Mostra de corrent. Per obtenir una mostra de tensió proporcional al corrent que circula pel convertidor s’han estudiat 3 possibles formes de fer-ho: Sensor de corrent LEM, que es basa en l’efecte Hall. L’efecte Hall consisteix en un metall o semiconductor amb corrent, situat en un camp magnètic perpendicular al vector densitat de corrent, que crea un camp elèctric transversal i una diferència de potencial.

Figura 1.17 Sensor de corrent LEM.


28

Sensor de corrent INA 169. El sensor de corrent INA 169 es basa amb la caiguda de tensió que hi ha entre una resistència mitjançant un operacional.

Figura 1.18 Diagrama de connexions del sensor INA 169.

La funció de transferència d’aquest dispositiu és:

kRRIV LSS 1/0 (1.64)

Com podem observar el guany d’aquest sensor es modifica segons els valors de RS i RL. Amplificador Operacional Diferencial. Amb un Amplificador Operacional en configuració diferencial, podem obtenir una tensió proporcional al corrent que circula pel convertidor. Col·locant una resistència de valor baix connectada a massa, la caiguda de tensió que generarà en borns de la resistència, serà proporcional al corrent que circula. Connectant l’amplificador Operacional a les potes de la resistència, obtindrem la caiguda de tensió proporcional al corrent, i donant els valors adequats a les resistències que formen l’amplificador diferencial obtindrem el guany que desitgem.


29

Figura 1.19 Amplificador Operacional diferencial.

Per veure com està col·locada la figura 1.19 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4. Per trobar la funció de transferència analitzarem per separat les dues senyals d’entrada. Fixem Vd=0 i el corrent d’entrada als terminals del A.O és zero. Aplicant la llei de tensions de malles a VDC1 obtenim:

2·21

1R

RR

VDCV

(1.65)

Com V+ =V- i suposant VDC2 =0 tenim que:

3

43·

21

2·1

R

RR

RR

RVDCV

(1.66)

Suposant VDC1=0 a l’altre malla ens trobem amb una configuració d’inversor:

3

4·2

R

RVDCV (1.67)

Aplicant el teorema de superposició de la tensió de sortida V0=V+ + V- i fent que R3=R1 i R4=R2 tindrem que:

1

2·1

R

RVDCV (1.68)

1

2·2

R

RVDCV (1.69)

1

2·)21(

R

RVVVo (1.70)

Finalment escollim l’Amplificador Operacional Diferencial, ja que per aquest cas en concret, és el que s’adequa més. El sensor d’efecte Hall (LEM), és el que ens donaria millor resposta, amb menys error i menys distorsió de la senyal, però el seu gran inconvenient és el preu del dispositiu, ja que,


30

si el col·loquéssim, el preu total del convertidor augmentaria molt, i encara que aquesta aplicació no sigui per comercialitzar-la no ens interessa un component tant car. El sensor INA 169, és un chip molt econòmic i que ens podria anar força bé amb aquesta aplicació. L’únic inconvenient és que el rang de valors pels quals funciona va de 2.4 V a 60 V. Com que la nostra tensió d’entrada és una ona d’alterna rectificada, no tindríem un bon funcionament quan la tensió d’entrada estigués entre 0 V i 2,4 V. La mostra de tensió obtinguda a l’entrada i multiplicada per la tensió de control se li restarà la mostra de corrent per obtindre la senyal d’error, aquesta es portarà a un controlador Proporcional Integral (PI), que serà el que tendirà ha fer zero l’error.

Figura 1.20 Entrades del PI.

Per veure com està col·locada la figura 1.20 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4. Aquest control té que ser ràpid, normalment unes vint vegades més que la freqüència d’entrada del convertidor, ja que si fos lent no controlaria bé la tensió de sortida, obtenint així uns valors no desitjats.

1.3.1.3. Disseny del control Proporcional Integral. El PI estarà implementat amb un Amplificador Operacional, cosa que ens anirà bé per poder aprofitar per restar la mostra de la tensió i la mostra del corrent.


31

El disseny del PI es el següent:

Figura 1.21 Control PI.

Per veure com està col·locada la figura 1.21 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4. Per resoldre aquest circuit farem servir el mètode de la superposició.

00000 )()()(

VIsensVerror

sVsVsV (1.71)

Figura 1.22 Circuit aplicant superposició connectant Verror a massa.

Connectant a massa Verror, obtenim les següents equacions:

IsC

RV ··

1201

(1.72)

)1(·1 RVIsens (1.73)


32

1201 ·

·

1

R

V

sCRV Isens

(1.74)

Figura 1.23 Circuit aplicant superposició connectant VIsens a massa.

Connectant a massa V0, obtenim les següents equacions:

1202 ·

·

1

R

V

sCRV error

(1.75)

Finalment:

sCR

RVVVVV Isenserror ·

1·

1

1·)( 202010 (1.76)

s

CRs

R

RVVV Isenserror

·

1

··)( 2

1

20 (1.77)

Així doncs:

1

2

R

RK (1.78)

CRT ·2 (1.79) La senyal de sortida del PI serà la que es compararà amb una senyal de dent de serra (PWM), la comparació entre aquestes dues senyals serà l’encarregada de donar-nos el cicle de treball del convertidor, activant i desactivant el MOSFET.


33

La següent figura ens mostra l’esquema del llaç de corrent:

Figura 1.24 Llaç de corrent convertidor Boost.

1.3.1.4. PWM Per tal d’implementar el PWM farem servir l’integrat LM3524. El LM3524 (PWM) és l’encarregat de generar polsos de voltatge d’ample variable a partir dels quals es genera la senyal que activa el MOSFET. Aquesta senyal s’obté a partir d’un amplificador d’error que actua com a comparador entre la senyal del sensat de corrent i la mostra de tensió d’entrada al convertidor. El PWM genera una senyal de voltatge en forma de dent de serra a partir d’un condensador a través d’una resistència, la qual finalitza cada vegada que la càrrega del condensador arriba a un cert nivell de voltatge. A la sortida del LM3524 hi han dos transistor, que donen la senyal de sortida, els transistors es trobem desfasats 180º l’un respecte de l’altre. Cada transistor pot arribar a un cicle de treball del 45%, així col·locarem el dos transistors en paral·lel per poder tenir un cicle de treball fins al 90%..


34

Figura 1.25 Esquema del LM3524

En la figura observem que l’entrada del LM3524 ( potes 1 i 2 ) hi ha un amplificador que farem servir per implementar el nostre control PI, així ens estalviarem posar un amplificador operacional exterior al xip.

1.3.1.5. Driver. Per tal de poder activar el MOSFET amb la senyal de sortida del LM3524, farem servir el Driver TC4420, ja que la senyal del LM3524 no té prou corrent de sortida. Aquest Driver té una configuració de no inversor, quan a l’entrada te nivell alt, a la sortida dona nivell alt i quan a l’entrada té nivell baix a la sortida dona nivell baix.

Figura 1.26 Diagrama TC4420.


35

1.3.2.Llaç de regulació de tensió. Per tal d’implementar aquest llaç, es farà servir un filtre passa baixos, on la freqüència de tall serà menor que la freqüència d’entrada al convertidor. La funció de transferència d’aquest filtre serà:

C

sKsH

1

1)( (1.80)

A on:

1

2

R

RK (1.81)

CRC2

1 (1.82)

En la següent figura es mostra l’esquema del filtre passa baix.

Figura 1.27 Filtre passa baix.

Figura 1.28 Diagrama de Bode asimptòtic del filtre passa baix.


36

1.4. Efectes no ideals en el funcionament del convertidor. Els efectes no ideals o les pèrdues poden afectar el funcionament de convertidor Boost, sobretot si en les tensions d’entrada i de sortida son baixes.

1.4.1.Efecte de la resistència en conducció del MOSFET. El transistor MOSFET es fa commutar entre dos zones de treball, zona de saturació (ON) i zona de tall (OFF). Depenen de la zona on es trobi treballant el MOSFET es modelarà d’una forma diferent. Si es troba en zona de saturació el MOSFET es modela com si fos una resistència en sèrie rds, i si es troba en la zona de tall, es modela com si fos un circuit obert. Així doncs, durant l’estat de conducció ON del MOSFET apareixerà una caiguda de tensió provocada per la resistència rds. L’equació de la caiguda de tensió serà:

dsSQ rIV · (1.83)

La funció VO serà:

)1( D

DVVV QS

o

(1.84)

1.4.2. Caiguda de tensió en el díode.

El díode és un interruptor de commutació d’estat natural que té dos estats, estat de conducció i estat de saturació. En l’estat de conducció es modela com una caiguda de tensió VD, i en l’estat de tall es modela com un circuit obert. L’equació de la tensió de sortida serà:

)1(

)1(

D

DVVV DS

o

(1.85)

Ajuntant l’equació (1.84) i (1.85) trobem l’equació general amb les pèrdues dels interruptors:

)1(

)1(

D

DVDVVV DQS

o

(1.86)


37

1.4.3.Efecte de la resistència en sèrie del condensador. Les pèrdues en el condensador es poden modelar com una resistència en sèrie. La resistència afecta l’arrissat de tensió a la sortida, produint un arrissat més gran.

Figura 1.29 Esquema condensador amb pèrdues.

1.4.4.Efecte de la resistència en sèrie de la bobina. El model d’un inductor amb pèrdues es pot representar amb una resistència en sèrie, aquesta resistència vindrà donada pel corrent que circula per la bobina i en el cas del convertidor Boost aquesta resistència variarà depenen en l’estat en que es troba (ON) o (OFF).

Figura 1.30 Esquema bobina amb pèrdues.

1.5. Proteccions en el convertidor elevador Boost. Com ja s’ha esmentat anteriorment un dels requisits d’aquest projecte, és que el circuit del convertidor Boost estigui protegit contra sobretensions i sobrecorrents, que puguin malmetre el seu bon funcionament. En primer lloc un dels dispositius més sensible i que governa la tensió de sortida del convertidor és el MOSFET, així que es dissenyarà una protecció exclusiva per ell, així ens assegurem que quan la tensió de sortida augmenti més del valor màxim desitjat el MOSFET deixi de conduir i es quedi obert “estat en OFF” permanentment, fins que la tensió de sortida torni als valors desitjats. Protegint el MOSFET i obligant-lo a quedar-se en estat OFF, pot ser que en alguns casos no sigui suficient per protegir el circuit, ja que ens podríem trobar amb el cas que tinguéssim un curtcircuit a la sortida i el corrent augmentes, tot i tenir el MOSFET en estat OFF.


38

1.5.1.Protecció del MOSFET amb el xip LM3524 En primer lloc una solució molt fàcil i ràpida és aprofitar el xip LM3524 ja que ell mateix porta integrat una protecció que fa que la sortida que governa el MOSFET sigui zero, i així obligui al MOSFET ha estar amb estat OFF. El xip LM3524 incorpora un sensat de tensió entre els seus pins 4 (+ CL SENSE) i 5 (- CL SENSE) com es pot observar amb el següent dibuix.

Figura 1.31 Esquema de connexions LM3524.

Les especificacions del fabricant en el full de característiques del dispositiu ens diu que, si la diferència de potencial entre els pins 4 (+ CL SENSE) i 5 (- CL SENSE), és major de 200 mV, la sortida serà zero. Així doncs només ens cal trobar una referència de tensió amb el circuit que ens indiqui que el corrent que circula pel circuit és superior al corrent màxim desitjat. Com a referència de tensió que vagi a el pin 4 (+ CL SENSE), agafarem la sortida del sensor de corrent del circuit, ja que ens dona una tensió directament proporcional al corrent que circula pel circuit, i amb un divisor de tensió adaptarem aquest corrent al nivell de tensió adequat que te d’entrar al chip, i el pin 5 (- CL SENSE) el connectarem directament a massa.


39

1.5.2. Protecció del MOSFET amb un Zener i un transistor bipolar NPN. Una altra manera molt senzilla de protegir el MOSFET contra sobretensió serà implementant el circuit següent:

Figura 1.32 Esquema protecció MOSFET.

Per veure com està col·locada la figura 1.32 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4 Quan la tensió de sortida del convertidor Boost superi la tensió del Zener VZ el transistor bipolar NPN conduirà i la tensió de sortida del chip LM3524 anirà directament a massa sense passar pel MOSFET, així que encara que la senyal de sortida del LM3524 es trobi en estat alt “ON” el MOSFET es quedarà en estat “OFF”. Amb aquesta protecció, s’ha de tenir en compte el Driver que es fa servir per activar el MOSFET, ja que si es col·loca un Driver inversor, quan la protecció s’activi per desactivar el MOSFET, ens generarà un nivell de tensió baix al Driver, cosa que ens provocarà que el Driver activi el MOSFET, fent així que la protecció no serveixi per res. Una forma d’aconseguir que aquesta protecció funcionés amb un Driver inversor, fora invertir la sortida del LM3524.

1.5.3.Protecció del circuit de potència amb un comparador amb histeresis. Per assegurar una protecció total del circuit de potència s’instal·larà un interruptor a l’entrada del circuit que desconnecti el circuit de potència en cas que el corrent sobrepassi el límit establert. L’interruptor que es col·locarà serà un relé ja que és un interruptor molt senzill i no ens donarà problemes a l’hora de connectar-lo al circuit. L’única cosa que haurem de tenir en compte serà quan desconnectem el circuit de potencia, que la bobina del convertidor estarà carregada, la qual cosa ens produirà una gran diferencia de potencial, i si no té a on descarregar-se ens pot malmetre algun component del circuit. Per aquest motiu es


40

col·locarà un díode volant per assegurar que la bobina tindrà un camí per on farà circular el corrent i així podrà descarregar-se. També hem de tenir en compte que el relé està format per una bobina, així doncs també haurem de col·locar un díode entre l’entrada del relé i la massa. En la següent figura podem observar com ens quedarà situat el díode, entre l’entrada de la bobina i massa.

Figura 1.33 Esquema de connexió del diode per descarregar la bobina.

Per veure com està col·locada la figura 1.33 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4. Per accionar el relé ho farem de dues maneres diferents per tal de comprovar pràcticament quina serà la que ens donarà un millor funcionament. El primer cas serà utilitzant un comparador amb histeresis comparant una senyal de referència exterior amb la tensió de sortida del sensat de corrent del circuit. Com a tensió de referència utilitzarem la tensió de 5V que ens dona el LM3524 per la seva pota 16 Vref. Per tal d’adaptar-la al nivell de tensió adequat, farem passar la tensió per un potenciòmetre que variant la seva resistència aconseguirem el nivell desitjat de tensió de referència. Per tal de poder utilitzar la tensió del sensat de corrent primer tindrem d’eliminar el sobrepic de tensió que ens farà l’arrencada del sistema, sinó això farà que només arrancar el convertidor, el relé s’activi i ens desconnecti tot el circuit, així que no aconseguiríem arrancar el convertidor amb èxit. Per eliminar aquest sobrepic que té una durada aproximada de uns 15 ms farem passar la tensió per un filtre passa baix (RC), així aconseguirem que el sobre pic d’entrada no ens faci activar la protecció, però com a conseqüència també hem de tenir en compte que això farà atraçar aquesta senyal, cosa que provocarà que una pujada del corrent al circuit tardi una mica en arribar al comparador per activar el relé.

Figura 1.34 Filtre passa baix.

Per veure com està col·locada la figura 1.34 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4.


41

La constant de temps del filtre serà:

RC

1 (1.87)

Els valors escollits de la resistència i el condensador seran: R=500 kΩ i C=220 nF. La tensió que obtindrem a la sortida del filtre passa baix serà una tensió en moltes menys oscil·lacions, això ens ajudarà en que el comparador no oscil·li tant a la seva sortida, activant i desactivant el relé. Tot i així quan el valor de la tensió del sensat de corrent estigui a prop o el seu valor mig sigui igual a la tensió de referència ens trobarem amb oscil·lacions a la sortida de comparador. Per tal de poder evitar les oscil·lacions a la sortida del comparador utilitzarem un comparador amb histèresis.

Figura 1.35 Comparador amb histèresis.

Figura 1.36 Finestra d’histèresis.

Finalment si unim el filtre passa baix i el comparador amb histeresis obtindrem el següent circuit:


42

Figura 1.37 Esquema filtre passa baix amb comparador d’histèresis.

Per veure com està col·locada la figura 1.36 al circuit, veure plànol Nº1 del capítol 4. L’amplificador operacional que escollirem serà el LM311, ja que a la sortida ens dona suficient corrent per poder activar el relé.

1.5.4.Protecció del circuit de potència amb un díode Zener i transistor NPN. Igual que en el cas anterior, en primer lloc també haurem d’eliminar el sobre pic de l’entrada, així doncs farem servir el mateix filtre RC (passa baixos), la tensió de sortida del filtre anirà a un diode Zener, que serà el que governarà el relè, quan la tensió de sortida del filtre sigui més gran que la tensió del Zener VZ, el Zener conduirà i la tensió activarà el relè. Hem de tenir en compte que circuli a traves del díode Zener no serà suficient per poder activar el relé, així que tindrem que amplificar el senyal. Per aconseguir el nivell de tensió adequat connectarem el relé entre l’alimentació de 12V i el col·lector del transistor NPN, i a la base la sortida del díode Zener, així quan la tensió del sensat de corrent superi la tensió llindar del díode Zener, el transistor també conduirà i el relé serà activat.

Figura 1.38 Esquema circuit protecció amb diode Zener i transistor NPN.



43

1.5.5.Protecció del circuit de control. Per evitar que el circuit de control pugui ser malmès per culpa de l’alimentació, es col·locaran uns díodes als connectors, així doncs, si es connecta l’alimentació en diferent polaritat els díodes no deixaran passar el corrent al circuit.

Figura 1.39 Esquema protecció circuit alimentació control.

1.6. Alimentació del control de la placa Per alimentar la part de control a una tensió de +12 V, -12 V DC s’ha optat per fer servir un regulador lineal de tensió. D’aquesta manera es pretén simplificar les connexions exteriors, evitar així haver de fer servir una segona font d’alimentació suplementària. El regulador lineal escollit per alimentar la part positiva és el MC7812CT, i per alimentar la part negativa és LM7912CT, aquests xips tenen la particularitat de que s’han d’alimentar a una tensió superior a la que donen a la sortida. Com a gran inconvenient que tenen els reguladors lineals de tensió son les grans pèrdues que tenen, al voltant del 50% ja que amb ells es perd la diferència de tensió entre l’entrada i la sortida. Per evitar aquestes pèrdues es va pensar d’alimentar la part de control amb un convertidor Buck, però aquesta idea des del principi es va descartar, ja que la part de control no necessita gaire potència. El circuit d’alimentació és el següent:

Figura 1.40 Circuit d’alimentació del control.



44

Primer de tot ens trobem amb un connector CON 3, que serà on connectarem la font d’alimentació, que serà la mateixa font d’alterna que connectem el circuit de potència, no s’ha connectat el circuit directament al connector principal d’entrada, del circuit de potència, ja que així en un futur es pot donar el cas que s’espatlli el circuit d’alimentació i la placa deixaria de funcionar, d’aquesta forma sempre podrem alimentar el circuit amb una segona font d’alimentació. El pont de díodes 1KAB05E serveix per passar la tensió d’entrada de AC a DC. Els condensadors C1 i C4 son del tipus electrolítics, ens serviran per emmagatzemar energia, que el circuit farà servir quan la necessiti i disminuirem l’arrissat de la tensió d’entrada. Els condensadors C2, C3, C5 i C6 tenen una capacitat de 100 n i són de poliester, serveixen per eliminar les pujades de tensió provocades pels harmònics a altes freqüències, tan a l’entrada com a la sortida del circuit.


45

1.7. Conclusions i millores

En aquest projecte s’ha realitzat un corrector del factor de potència actiu, que alimenta càrregues resistives ha partir d’una alimentació alterna.

Es resultats han estat força satisfactoris, tant en els càlculs teòrics i simulacions, com en el muntatge pràctic, ja que s’ha aconseguit que el PFC es vegi com un LFR a la xarxa, amb un Factor de Potència proper a la unitat. Tant el llaç de regulació de corrent com el llaç de regulació de tensió funcionen força bé, tot i que la placa de circuit imprès presenta un cert nivell de soroll.

Les proteccions implementades també funcionen, evitant sobretensions i sobrecorrents.

En quant a la comparació entre les dues proteccions de sobrecorrent que activen el relé de l’entrada al convertidor, una amb un comparador amb histèresis i l’altre amb un díode Zener i transistor NPN, podem afirmar que les dues tenen un funcionament pràcticament igual, així que si s’ha d’escollir una de les dues, es triarà la més econòmica.

Unes possibles millores al projecte serien:

Reduir les pèrdues al pont de díodes, canviant-lo per un pont de MOSFETS, que no hi hauria tantes pèrdues.

Posar algun tipus de senyalització lluminosa, que indiques quin tipus de protecció s’activa, si és per sobrecorrent o sobretensió.

Fer que les proteccions per sobrecorrent no oscil·lin quan es connecten, guardant l’estat d’activades fins a nou avís, que podríem donar nosaltres mateixos polsant un polsador o fent una supervisió mitjançant un microcontrolador.


46

1.8. Bibliografia

[1] Fundamentals of Power Electronics, Second Edition. R.W.EricKson, D.Maksimovic. Kluwer Academic Publishers. 2001.

[2] Apunts de la assignatura, Electrònica de Potència, ETIEI. J.Maixé Altés.

[3] Apunts de la assignatura, Sistemes Electrònics Industrials, EAEI. J. Maixé-Altés.

[4] Electrónica de Potencia: Circuitos, dispositivos y aplicaciones. Rashid, M.H., Pearson-

Prentice Hall. 2004

[5] Apunts de la assignatura, Enginyeria de Control I. EAEI. Hugo Valderrama Blaví.

[6] PSIM. http//www.powersimtech.com.

[7] http://es.rs-online.com/

[8] http://es.farnell.com

[9] http://www.electronics-lab.com/downloads

Equip didàctic demostrador d’un Preregulador 2. Memòria de càlcul amb Correcció del Factor de Potència

47

2. MEMÒRIA DE CÀLCUL.

2.1. Requisits del convertidor.

Per poder començar ha fer els respectius càlculs del circuit, hem d’especificar les condicions que ha de complir el convertidor. Tal com ja s’ha esmentat anteriorment el disseny d’aquest convertidor elevador ha de servir per docència així que la tensió d’entrada al convertidor serà de 18 Vrms AC eficaços, que és la tensió que tenim a les fonts d’alimentació del laboratori, aquestes fonts entre elles tenen una petita variació de tensió, i el convertidor ha d’anar connectat en cada una d’elles, com a tensió d’entrada escollirem un rang de valors que pot anar de 16 Vrms a 20 Vrms, així ens assegurem que la tensió de sortida de la font serà la mateixa que els valors fets servir teòricament. Un altre punt que hem de tenir en compte és la potència que poden subministrar les fonts, en principi no ha de ser cap problema, ja que la tensió de sortida no serà gaire elevada, però tot i així es procurarà que aquesta potencia no sobrepassi els 35 W. La tensió de sortida del convertidor no pot ser gaire elevada per motius de seguretat, així que es calcularà per a que estigui compresa entre 40 V i 50 V DC. Per últim es tindrà en compte un temps de hold-up de 35 ms, que és el temps que el convertidor ha de seguir donant tensió a la sortida dins dels marges establerts en cas de fallada de la alimentació.

2.2. Càlcul dels components passius de potència. Si considerem el corrector de factor de potència com un emulador de resistència sense pèrdues, la potència entregada per la font serà:

)(,

2

controle

rmsac

av VR

VP (2.1)

av

rmsac

controle P

VVR

,2

)( (2.2)

A on tsenVV mac

El corrent eficaç de la línia el podem calcular amb l’expressió:

)()(

rmsac

avrmsL V

PI (2.3)

Que en el nostre cas ens donarà un valor de aproximadament 2 A eficaços.

AV

WI rmsL 94.1

18

35)( (2.4)


48

La tensió d’entrada variarà entre 16 Vac(min) i 20 Vac(max) eficaços, així que si considerem el corrent d’entrada sinusoïdal, podem calcular l’amplitud de corrent de línea quan entreguem la màxima potència amb la tensió mínima d’entrada, mitjançant la següent fórmula obtenim:

AW

V

PI

ac

outL 09.3

16

2·352·

(min)max (2.5)

Es vol que el convertidor funcioni en mode de conducció continu, així que el més normal en aquest cas és que l’increment de l’arrissat màxim PPI estigui comprés entre els valors:

maxmax %25%15 LPPL III (2.6)

Així doncs, l’increment del rissat serà:

AII LL 7.009.3·24.0·24.0 (2.7)

Quan la tensió rectificada té el seu màxim valor, és quan el guany del convertidor Boost té el valor mínim i en conseqüència, el cicle de treball D amb aquell instant és el més petit de tot el semicicle. Podem obtenir el cicle de treball màxim Dmax amb la següent formula:

43.040

2·161

2·1

(min)

minmax

V

V

V

VD

out

ac (2.8)

Així que el cicle de treball màxim del nostre convertidor Boost serà de 0.43.

Recordant que l’amplitud l’arrissat 2max

ppII

en la bobina del convertidor Boost és:

Lf

DVI in

2

·2· (2.9)

Amb el cas extrem que la tensió d’entrada sigui mínima Vin min, i aïllant L ens queda:

fI

DVL in

··2

·2·min

(2.10)

La freqüència que escollirem pel nostre convertidor serà de 100 kHz, al ser una freqüència força comuna no tindrem problemes a l’hora d’escollir un oscil·lador ja que en el mercat sen troben una amplia gamma.


49

Si substituint els valors obtenim:

HkHzA

VL 70

100·7.0·2

43.0·2·16 (2.11)

El valor mínim que ha de tenir la bobina és de 70 μH, el valor comercial que podem trobar que s’apropa més al desitjat és de 68 μH, però per anar una mica sobredimensionats escollirem el de 100 μH. Com ja hem esmentat anteriorment, el càlcul del condensador el basarem amb el temps de hold-up (th-up), que per aquests casos sol anar de 15 ms a 50 ms. L’energia que perdria el condensador en el temps de th-up entregant a la càrrega la potència nominal Pn seria:

)(2

1· min

2max

2 VVCtPE uphn (2.12)

Aïllant el valor del condensador C, obtenim:

min2

max2

·2

VV

tPC uphn

(2.13)

Posant els valors corresponents a la fórmula obtenim:

FVV

msWC 2722

4050

35·35·222

(2.14)

Com aquest valor de la capacitat és molt gran, farem servir una associació de condensadors en paral·lel, així sumarem les seves capacitats:

Figura 2.1 Esquema capacitat total.

FCCCCCtotal 27204321 (2.15)

Les capacitat escollida pels condensadors serà de 680 μF, ja que el resultat de l’associació de quatre condensadors és de 2720 μF, una mica inferior al desitjat. Per últim, per assegurar-nos de que el convertidor commutat Boost no sobrepassa la potència desitjada de 35 W, calcularem la resistència de càrrega nominal.


50

Amb la següent fórmula obtenim:

42.7135

50 222

W

V

P

VR

R

VP

out

ooout (2.16)

2.3. Càlcul del sensor de corrent.

Figura 2.2 Amplificador diferencial.

El guany del sensor el fixarem en 1, així quan pel circuit de potència circuli 1 A el sensor ens donarà 1 V.

3

40 R

RVV in (2.17)

La resistència del sensat on mesurarem la caiguda de tensió té un valor de 0.1 Ω, així quan pel circuit circuli 1 A, la caiguda de tensió de la resistència serà:

VAVin 1.01.0·1 (2.18)

Si fixem el valor de R3 = 1 kΩ, llavors obtenim:

kV

kVR 10

1.0

1·14 (2.19)

El valor de R5 serà:

09.90943

4·35

RR

RRR (2.20)

El valor comercial escollit per R5 serà de 1 kΩ.


51

2.4. Càlcul i disseny del llaç de corrent. El llaç de corrent que s’implementarà només ens permetrà controlar el corrent que passarà per l’inductor, de manera que estigui en fase amb la tensió d’entrada rectificada. Per tant aquest llaç no podrà regular la tensió de sortida si hi han variacions en la càrrega. Per tal de dissenyar el PI, en primer lloc escollirem la freqüència de tall que ha de tenir, ens basarem en la condició ja esmentada amb anterioritat:

10·2·2·20 s

centrada

ff (2.21)

D’aquesta expressió podem concloure:

s

sradc

7.39

/4000·2

(2.22)

Per tal de dissenyar el guany K del PI, es farà servir la funció de transferència del llaç complet que és:

LC

D

RC

ss

RCs

s

sK

LV

VK

sHsG p

csens

22 )1(

2·

1(··

·

·

)()(

(2.23)

A on Ksens és el guany del sensor de tensió, VC és la tensió de control del llaç de corrent, Vp és l’amplitud del senyal de dent de serra, L és el valor de la inductància del Boost, R és la resistència de càrrega, C és el condensador de filtre a la sortida i D és el cicle de treball calculat anteriorment. El diagrama de Bode asimptòtic aproximat serà el següent:

Figura 2.3 Diagrama de Bode asimptòtic del llaç de control de corrent.

Per calcular el valor de K, imposarem que el mòdul de la freqüència de tall sigui unitari.

2···

··1

CP

Csens

LV

KVK

(2.24)


52

Coneixen els paràmetre següents: Ksens = 0.1 Vp = 3 V τ = 39.7 µs L = 100 µH ωc = 2π·4000 rad/s Amb la següent expressió extraurem Vc:

VA

VK

IV

Msens

LC 21.1

2·18·1.0

09.3

2·· (2.25)

Ara introduint els valors anteriors a l’equació (2.20) obtenim el valor de K.

17.6221.1·1.0

)/4000·2·(100·7.39·3

·

··· 22

V

sradHsV

VK

LVK

Csens

CP (2.26)

Tenint el valor de K i de τ podem calcular els valors de les resistències i els condensadors del PI. Agafant els valor dels condensadors de 1 nF les resistències ens quedaran: R1 = 638 Ω R2 = 39700 Ω Els valors comercials escollits seran: R1 = 680 Ω i R2 = 39 kΩ La forma del llaç de corrent la podem veure al següent esquema:

Figura 2.4 Esquema convertidor Boost amb llaç de corrent mitjançant PSIM.

En la figura es pot observar que la tensió de referència, és la tensió d’entrada rectificada i amplificada amb la tensió de control, que seguidament se li restarà la intensitat de referència (Vref) i el resultat donarà la tensió d’error (Verror), que el PI tendirà a fer zero i es compararà amb la amb el PWM, que ens donarà el senyal de control del MOSFET.


53

2.5. Càlcul del llaç de tensió. Com ja hem esmentat anteriorment, el llaç de tensió serà un filtre passa baixs. Per dissenyar la funció del filtre primer escollirem l’ample de banda a 0 dB. La freqüència de tall serà menor que la freqüència d’entrada al corrector del factor de potència.

C

s

BsK

2

2

1

)(

(2.27)

6

7

R

RB (2.28)

CRC7

2

1 (2.29)

El guany del llaç del sistema total, amb els dos llaços serà:

RCsCR

sKDsHsG

S

2)()1(

)()( 2 (2.30)

El diagrama de Bode de la banda atenuada el podem particularitzar per la següent expressió:

dBjHjG CC 0)()( 22 (2.31)

1)1(

2

cSCR

DB

(2.32)

A on B és la següent expressió:

)1(2

D

CRB cS

(2.32)

Figura 2.5 Diagrama de Bode de la banda atenuada.


54

La freqüència de tall escollida serà 10·22 c

Ara ja podem calcular el valor de B.

30)43.01(

/10·2·2722·100

sradF

B

(2.33)

Si escollim R6 = 10k i substituïm en l’expressió (2.28) trobarem el valor de R7.

kkR 30010·307 (2.34)

Substituïm el valor de R7 a l’equació (2.29) i obtenim el valor de C.

nFsradk

C 05.53/10·2·300

1

(2.35)

Escollim un valor comercial de C = 50 nF.

Figura 2.6 Esquema convertidor Boost amb llaç de corrent i de tensió.

Per poder simular una càrrega variable amb el programa PSIM, s’ha fet servir el següènt esquema:

Figura 2.7 Esquema càrrega variable amb PSIM.

Quan el MOSFET està en ON la resistència es troba connectada en paral·lel amb amb la càrrega i quan el MOSFET està en OFF la resistència està l’aire.


55

2.6. Càlcul de la càrrega variable del Boost. Per aconseguir que la càrrega sigui variable amb el temps es col·locarà una resistència en paral·lel a la resistència de càrrega que es connectarà i desconnectarà amb un període de 1 segon. Com la resistència de càrrega ha de tenir un valor de 71.42 Ω escollim les resistències amb un valor de 100Ω, d’aquesta manera aconseguim que la resistència varïi de 50 Ω a 100 Ω, que son uns valors propers al valor de la càrrega calculada.

50100100

100·100·

21

21

RR

RRReq (2.36)

Per tal d’aconseguir el període de 1 segon fem servir l’integrat LM555. Les fulles de característiques d’aquest xip ens donen les següents fórmules per calcular el període adequat. El temps que la sortida estarà a nivell alt és:

CRt A )(693.01 (2.37)

Escollim el valor de C=2,2 µF i substituint a l’equació (2.37), trobem el valor de RA=327,95 kΩ

I el temps en que la sortida estarà a nivell baix és:

AB

ABBABA RR

RRCRRRRt

2

2ln)/()(2 (2.38)

Substituïm els valors trobats anteriorment a l’equació anterior, i aïllant trobem el valor de RB=138,84 kΩ

Per comprovar els càlculs del període, .es fa servir el programa 555Designer. [9]

Figura 2.7 Programa de càlcul del LM555.


56

Com es pot comprovar, tan en les formules donades pel fabricant com en el programa ens dona el mateix resultat així que les resistències amb valors comercials escollides seran: RA=330 kΩ RB=150 kΩ Per tal d’alimentar aquest xip, aprofitarem la tensió de sortida del convertidor, així ens estalviem que l’alimentació sigui externa. Aquesta alimentació l’aconseguirem mitjançant una resistència i un díode Zener que ens mantingui la tensió constant. Saben que la tensió màxima de sortida és de 50 V, la tensió del diode Zener és de 12 V i el corrent màxim que pot suportar el diode és de 88 mA, podem calcular el valor mínim que ha de tenir R.

8,43188

1250max

mA

VV

I

VVR

zener

zenerout (2.38)

Per anar més segurs en el dimensionat de la resistència, escollirem un valor de 10 kΩ.

Figura 2.8 Esquema del circuit d’alimentació de la càrrega.


2.7. Càlcul de les pèrdues en el MOSFET. Les pèrdues que tindrà el MOSFET seran la suma de pèrdues de commutació més les pèrdues en conducció.

DCSWtotals PPP (2.38)

Les pèrdues de commutació són aquelles que es formen quan el MOSFET canvia d’estat, per calcular aquestes pèrdues s’utilitzarà la següent fórmula:

2

·)(·· max ftftIVP r

SW

(2.39)

WkHznsnsAV

PSW 99.02

100·)6281(·09.3·45

(2.39)


57

On: PSW: Pèrdues per commutació. V: Tensió de commutació. Imax: Corrent màxima de conducció. tr: Temps de pujada tf: Temps de baixada f: Freqüència de commutació. Les pèrdues per conducció son aquelles que té el MOSFET quan es troba en estat de conducció, que amb el nostre cas serà quan el circuit commutat Boost estigui en estat ON. Per calcular aquestes pèrdues es farà servir la següent fórmula:

DIRP ONDC2· (2.40)

WAPDC 81.143,0·09,3·044,0 2 (2.40)

La potència total perduda serà:

WWWPT 8,299.081.1 (2.41)

Equip didàctic demostrador d’un Preregulador 3. Mesures amb Correcció del Factor de Potència

58

3. MESURES. En aquest apartat es mostraran les simulacions fetes mitjançant PSIM i les mesures obtingudes al laboratori de les plantes pilot GAEI.

3.1. Mesures del convertidor Boost.

3.1.1. Simulacions PSIM Per simular el convertidor Boost, utilitzarem els valors calculats a la memòria de càlcul, els valors son el següents: Vin= 18 Vrms,

L= 100 µH

C = 2720 µF Vcontrol = 1.21 V R1 = 39 kΩ R2 = 680 Ω R3 = 1000 Ω R4 = 10 kΩ R5 = 1000 Ω Rsens = 0.1 Ω El multiplicador divideix el resultat per 10, per tal de poder simular aquest fet, a la sortida del multiplicador col·locarem un guany de 0.1, i per rectificar l’error que això provocarà a la sortida del convertidor, multiplicarem per 10 el sensor de tensió Ksens. En la següent figura es mostra l’esquema del convertidor amb el llaç de corrent mitjançant PSIM.

Figura 3.1 Convertidor Boost amb llaç de regulació de corrent.


59

Figura 3.2 Tensió d’entrada Vin, tensió rectificada Vrect. i corrent de la bobina I(Ld).

En la figura (3.2) es pot observar la tensió d’entrada 18 Vrms AC, la tensió rectificada Vrect. i el corrent que passa per l’inductor, a on es pot veure l’arrencada típica del convertidor elevador Boost, ja que els condensadors l’inici estan totalment descarregats i consumeixen més corrent per carregar-se.

Si parem més atenció en les gràfiques de la tensió Vrect. i el corrent I(Ld), es pot apreciar que les dues ones estan en fase, això ens indica que efectivament el convertidor es comporta com un LFR, amb el factor de potència proper a la unitat.

Figura 3.3 Rissat del corrent del inductor I(Ld).


60

En la figura (3.3) s’observa que el corrent mig és de 2.85 A i ΔI< 0.7, així que compleix amb les especificacions. S’ha de tenir en compte que els models dels components en PSIM son ideals, així doncs a la realitat el rissat de tensió segurament serà una mica més elevat.

Figura 3.4 Tensió de sortida Vout.

Figura 3.5 Rissat de la tensió de sortida.

Com es mostra a la figura 3.5 l’arrissat a la tensió de sortida és aproximadament de 0,5 V, un valor força acceptable per a la nostra aplicació.


61

Figura 3.6 Temps de hold up.

En la figura 3.6 es mostra la tensió de sortida del convertidor, hi ha partir de 0.5 s es desconnecta la tensió d’entrada del circuit. En la figura 3.7 es pot apreciar amb més claredat que el temps que triga la tensió de sortida ha no baixar de 40 V és superior als 35 ms.

Figura 3.7 Zoom temps hold-up.


62

Figura 3.8 Tensió de sortida Vout amb càrrega variable i corrent del inductor I(Ld) amb el

llaç de tensió.

En la figura 3.8 es mostra la tensió de sortida i el corrent del circuit, quan es connecta una càrrega variable a la sortida, i només actua el llaç de regulació de corrent.

El valor de la càrrega és:

0 a 50 ms → 100 Ω

50 a 75 ms → 50 Ω

75 a 100 ms → 100 Ω

100 a 125 ms → 50 Ω

125 a 150 ms → 100 Ω

Així que es verifica que la potència mitja d’entrada es manté invariant a la sortida, ja que al introduir pertorbacions a la càrrega el valor de la tensió de sortida varia proporcionalment amb aquestes variacions, tal i com era d’esperar ja que es tracta d’un circuit POPI.

En la següent figura es mostra l’esquema del convertidor amb el llaç de corrent i llaç de tensió mitjançant PSIM.


63

Figura 3.9 Esquema del convertidor amb el llaç de corrent i llaç de tensió.

Figura 3.10 Tensió de sortida Vout i corrent del inductor I(Ld), amb el llaç de tensió.

En la figura 3.10 es mostra la tensió de sortida i el corrent del circuit, quan es connecta una càrrega variable a la sortida, actuant conjuntament el llaç de regulació de corrent i el de tensió. Es pot observar que al obligar que la tensió de sortida es mantingui a un valor constant, davant de pertorbacions a la càrrega, el corrent varia el seu valor en funció de les pertorbacions, complint així que el valor de potencia mig a l’entrada és el mateix que a la sortida, circuit POPI.


64

3.1.2. Mesures al laboratori. En primer lloc mostrem la tensió d’entrada al convertidor, de 18 Vrms, i una freqüència de 50 Hz.

Figura 3.11 Tensió d’entrada al convertidor.

Figura 3.12 Corrent del circuit i tensió del sensor de corrent.

En la figura 3.13 es pot apreciar que el corrent i la tensió estan en fase tal i com ja s’ha demostrat anteriorment amb les simulacions.

Vsens

IL

Vin


65

Figura 3.13 Rissat del corrent del circuit i de la tensió del sensor de corrent.

En la figura 3.13 es pot apreciar que l’arrissat del corrent és més gran que el previst teòricament i amb simulacions, això és degut als efectes no ideals dels components.

En la següent figura es mostra la dent de serra del PWM. Tal i com s’ha dissenyat la freqüència de commutació és de 100 kHz. L’amplitud de la dent és de 3.72 V i té un offset de uns 0.7 V.

Figura 3.14 Senyals del PWM.

Vsens

IL

Dent serra Vcomp.

D


66

Figura 3.15 Tensió de sortida i tensió de control del convertidor.

En la figura 3.16 podem comprovar, que la tensió de sortida del convertidor arriba a un valor de 40.3 V, quan apliquem una tensió de control de 1.21 V.

En la següent figura observem el funcionament del convertidor Boost quan a la sortida es connecta la càrrega variable.

Figura 3.16 Tensió de sortida i corrent del circuit amb pertorbacions a la càrrega, amb el

llaç de corrent.

Vcontrol

Vout

Vout

IL

Rc = 50 Ω Rc = 100 Ω


67

Tal i com era d’esperar en la figura 3.17 veiem que la potència mitja a l’entrada es manté constant a la sortida.

En la figura següent es mostra el funcionament del convertidor amb el llaç de regulació de tensió connectat, hi ha la sortida la càrrega variable de 100 Ω a 50Ω.

Figura 3.17 Tensió de sortida i corrent del inductor I(Ld) amb el llaç de tensió i càrrega

variable.

En la figura 3.17 veiem la tensió de sortida del Boost i el corrent que circula per la bobina, a on es comprova, com per poder mantenir la tensió de sortida constant i mantenir la potència d’entrada igual a la sortida, varia proporcionalment el corrent del circuit.

En la següent figura es mostra com la protecció del MOSFET al activar-se fa canviar el cicle de treball per tal que la tensió de sortida no augmenti més de 50 V.

Rc = 100 Ω

Vout

IL

Rc = 50 Ω Rc = 100 Ω


68

Figura 3.18 Protecció del MOSFET.

En la figura 3.18 es pot apreciar com el cicle de treball D disminueix i passa a ser D* per tal que la tensió de sortida no sobrepassi els 50 V, això es degut perquè el díode Zener comença ha conduir i activa el transistor NPN i fa que part del cicle de treball ON vagi a massa. Les pertorbacions que es veuen en la senyal D*, son degudes a l’arrissat de la tensió de sortida.

Figura 3.19 Arrancada del convertidor.

Vout

D

D*

I

Vsens


69

En la figura 3.20 es mostra l’arrencada del convertidor, tal i com era d’esperar, el corrent a l’arrencada del convertidor és molt elevat i el valor de la tensió del sensat de corrent no passa de 12 V ja que l’amplificador operacional està en saturació.

Figura 3.20 Protecció del circuit contra sobrecorrent amb comparador amb histeresis.

Figura 3.21 Ch1 tensió de sortida del filtre RC i Ch2 tensió de referència.

En la figura 3.21 es mostra la tensió de sortida del sensor de corrent un cop ha passat pel filtre RC, per evitar el pic de corrent de la arrancada, i la tensió de referència del comparador amb histèresis. Quan la tensió del sensat és més gran que la tensió de

Vout

Vrelé

Vsens,rc

Vref.comp. Vref,comp.


70

referència s’activa el relé de l’entrada del convertidor i quan és més petita la desactiva, això provoca una commutació constant del relé. En la figura 3.20 es pot apreciar aquest fet, quant s’activa el relé la tensió de sortida disminueix.

Figura 3.22 Protecció contra sobrecorrent amb un Zener i transistor NPN.

En la figura 3.22 es pot veure que quan la tensió del sensat de corrent supera la tensió del Zener, fa que el transistor NPN condueixi i a la vegada activi el relé, que desconnecta el circuit. Al augmentar i disminuir aquest corrent fa que el relé entri en una commutació permanent, tal i com ja passava amb el cas anterior, i així la tensió de sortida disminueixi.

Vsens,rc

Vout

Equip didàctic demostrador d’un Preregulador 4. Plànols amb Correcció del Factor de Potència

71

4. PLÀNOLS.

4.1. Esquema convertidor Boost


72

4.2. Layout Top convertidor Boost


73

4.3. Layout Bottom convertidor Boost


74

4.4. Esquema càrrega variable


75

4.5. Layout Bottom càrrega variable


76

4.6. Vista convertidor Boost


77

4.7. Vista càrrega variable

Equip didàctic demostrador d’un Preregulador 5. Pressupost amb Correcció del Factor de Potència

78

5. PRESSUPOST

5.1. Amidaments

Codi Descripció Uts Longitud Amplada Alçada Parcials Quantitat Preu Import

CAPÍTOL I: CIRCUIT DE POTÈNCIA

634-9200 u Rectificador en pont, KBU6B 6A 100V

Cable monofàsic, d'IF de 6A, VRRM de 100V, encapsulat KBU, IFSM de 250 A i VF de 1V

1 1,000 1,00

308-8823 u Supressor d’emmagatzematge interf.,100uH 5000mA

Inductància de supressió de 100μH, d’una corrent DC de 5A i amb una tolerància inductiva del 20%.

1 1,000 1,00 572-114 u FC radial elec cap 680μF 63V

Tolerància de capacitat del 20%. La temperatura màxima de funcionament és de 105ºC i amb un encapsulat radial.

4 4,000 4,00 541-1219 u N-channel MOSFET,IRL540N 30A 100V

Component de polaritat N, Vds màxim de 100V, rDS màxima de 0,044Ω i PD màxima de 94W.

1 1,000 1,00 545-2844 u Schottky barrera diode,MBR1060 10A 60V

IF de 10A, VRRM de 60V, VF màx. 0,95V i IFSM de 150A.

2 2,000 2,00

425-8720 u Terminal per PCB negre 2 vies,5.08mm

Tensió màxima de funcionament de 300V, corrent nominal de 10A, tamany del cable de 1,5mm2, corrent màxima de 16A i tensió nominal de 250V.

2 2,000 2,00 111-12 h Enginyer tècnic

Estudi teòric i simulació

10 10,000 10,00

111-11 h Tècnic de muntatge

Muntatge en el capítol 1

4 4,000 4,00


79

AMIDAMENTS

Codi Descripció Uts Longitud Amplada Alçada Parcials Quantitat Preu Import CAPÍTOL II: CONTROL

201-9624 u Resistència potencia RTO20F,0.1ohm 20W, LEADED

Tolerància de resistència de 5%. Potència nominal de 20W, coeficient de temperatura de 250ppm/ºC, tensió nominal de limitació de 250V.

1 1,000

1,00

534-3908 u Voltatge regulador,LM7912CT -12V

Regulador de tensió negativa, VOUT típ. de 12V, Iout màx. 1500mA, entrada V màx. De -35V, D/sortida màx. 1,1V, en una precisió de 4%, regulació de línia de 80mV.

1 1,000

1,00

516-4834 u Voltatge regulador,MC7812CT 12V 1A

Regulador de tensió positiva, VOUT típ. de 12V, Iout màx. 1000mA, entrada V màx. de 35V, D/sortida màx. 2V, en una precisió de 4%, regulació de línia de 48mV, regulació tèrmica de 60mV.

1 1,000

1,00

485-3993 u 15V Zener diode,1N5352B 5W

Díodes de dissipació de potència màxima 5W, tensió nominal de 15V, IZ de 75mA, d’impedància de 2,5Ω, tolerància de 5% i una corrent inversa de fuga de 1μA.

2 2,000

2,00

296-5353 u Rectificador en pont,1KAB05E 1.2A

Pont rectificador monofàsic de muntatge en PCB, IFAve de 1,2A, VRRM de 50V, IFSM de 50A i VF de 1,1V.

1 1,000

1,00

628-9546 u Diode rectificador GS,1N4007 1A 1000Vrrm

Diode rectificador d’alta tensió, de IF 1A, VRRM de 1000V, VF màx. 1,1V i IFSM de 30A.

3 3,000

3,00

425-8736 u Terminal para PCB negre 3 vies,5.08mm


2 2,000

2,00

517-2318 u OP07 0,3V/uS low-offset op amp, DIP8

Amplificador operacional de precisió, GBS de 0,6Mhz, velocitat 0,3V/μs, tensió subministra de 3 a 18V, CMRR de 100dB, rang de temperatures de 0ºC a 70ºC i desviació màx. De 1,8 μV/ºC.

2 2,000

2,00


80


521-1659 u Condensadors electrolítics 470 uF 35V

Condensadors d’àudio de capacitat de 470μF, tensió de 35Vd.c., tolerància de capacitat de 20%.

2 2,000

2,00

537-3274 u Condensador Poliester cap 63V 1uF

Condensador de capacitat de 1μF, tensió de 63Vd.c., tolerància de capacitat de 10% i en un rang de temperatura de -55ºC a 100ºC.

1 1,000

1,00

535-9420 u I-mode PWM controller, LM3524DN DIP16

Controlador d'entrada mínima de 8V i màxima de 40V, Osc. Màx. De 46kHz i VREP tipic de 5,0V

1 1,000

1,00

681-1124 6A Sngl MOSFET Driver

Iout màx. de 6000mA, Vss de 4,5 a 18V, rang de temperatures de funcionament de 0ºC a 17ºC i nsIin màx. 0,01mA

1 1,000

1,00

1438410 Multiplicador analògic AD633ARZ

Ampla de banda -3dB de 1MHZ, temps d’estabilització 2,0μs, tensió de subministrament de 8V a 18V, tensió d’entrada de -10 a 10V, velocitat 20V/μs i el rang de temperatura de funcionament és entre -40ºC a 85ºC.

1 1,000

1,00

521-9653 Potenciòmetre Trimmer Cermet ajust sup 3296W 100k 10mm

Resistència de 100kΩ amb una tolerància de 10%, potencia nominal de 12,7W, pas entre pins de 2,54mm, variació de resistència màxima de contacte de 0,01, temperatura de funcionament de -55ºC a 125ºC.

2 2,000

2,00


Resistència de 10kΩ amb una tolerància de 10%, potencia nominal de 12,7W, pas entre pins de 2,54mm, variació de resistència màxima de contacte de 0,01, temperatura de funcionament de -55ºC a 125ºC, coeficient de temperatura de 100ppm/ºC, la tensió màxima de 300V i una vida útil rotacional de 200 cicles.

2 2,000

2,00

386-698 Resistor, Carbon Composition, 0,25W, 300K

Resistència de 300kΩ amb una tolerància de 5%, potencia nominal de 0,25W, diàmetre del pins de 0,6mm, temperatura de funcionament de -55ºC a 125ºC i coeficient de temperatura de 15% a -10%.

1 1,000

1,00


81


135-982 Resistència pel·lícula carbó, 100K 0,25W

Tolerància de resistència del 5%, potencia nominal de 0,25W, coeficient de temperatura de 0 a -1200ppm/ºC, la longitud del pin de 29mm i diàmetre de 0,5mm

1 1,000

1,00

386-446 Resistor, Carbon Composition, 0.25W, 39K

Tolerància de resistència de 5%, potencia nominal de 0,25w, coeficient de temperatura de 13% a -7,5%, longitud del pin de 30 mm, diàmetre del pin de 0,6mm.

2 2,000

2,00

487-7141 MRA metal film resistor, 10K 0,1% 15ppm

Tolerància de 0,1%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 15ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 250V i la longitud del pin25mm.

2 2,000

2,00

135-847 Resistència pel·lícula de carbó, 1K 0,25W

Tolerància de 5%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 0 a 1200ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 250V, el diàmetre del pin de 0,5mm, la longitud del pin és de 29mm i la temperatura de funcionament és de -55ºC a 155ºC.

7 7,000

7,00

487-4940 MRA metal film resistor, 68R, 0,1% 15ppm

Valor de resistència de 68,1Ω amb tolerància de 0,1%, la potencia nominal de 0,25W i la longitud del pin25mm.

2 2,000

2,00

135-702 Resistència pel·lícula de carbó, 10R 0,25W

Resistència 10Ω amb tolerància de 5%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 0 a 200ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 250V, el diàmetre del pin de 0,5mm, la longitud del pin és de 29mm i la temperatura de funcionament és de -55ºC a 155ºC.

1 1,000

1,00

824-216 Cond poliéster metaliz R60,0.22uF 250V

Condensador de 220nF, la tensió de 250Vd.c, la tolerància de capacitat de 5%, el pas entre pins de 10mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC

4 4,000

4,00

537-3325 Poliester cap 250V 100nF

Capacitat de 100nF, tensió de 250Vd.c., tolerància de capacitat de 10%, pas entre pines de 5,08mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC.

9 9,000

9,00


82




1 1,000

1,00


Capacitat de 1nF, la tensió de 100Vd.c., tolerància de capacitat de 10%, pas entre pines de 5,08mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC.

3 3,000

3,00

197-2647 C.I.,socal,DIL,pin moldejat,perfil baix,contactes amb estany,OF50,pas de 7.62mm,8 vías

Número de pins de 8, el pas de 2,54mm, la resistencia de contacte de 10mΩ i la separació de 0,3 polzades.

4 4,000

4,00

197-2669 Socal DIL pin moldejat 16 vies 7,62mm

Número de pins de 16, el pas de 2,54mm, la resistència de contacte de 10mΩ i la separació de 0,3 polzades.

1 1,000

1,00

227-2594 Connector mascle per PCB

Connector amb pas 2,54mm i el rang de temperatura de funcionament és de -55ºC a 125ºC

3 3,000

3,00

217-873 BLACH JUMPER LINK WITH HANDLES 2,54mm

Corrent nominal de 2A i 50ºC.

1 1,000

1,00

111-00 Placa PCB

Placa de coure amb pistes fresades

1 1,000

1,00

111-12 h Enginyer tècnic


20 20,000

20,00



15 15,000

15,00


83

AMIDAMENTS


CAPÍTOL III: PROTECCIÓ

812-623 Diode Zener BZX85 axial,1,3W 51V

IZ de 4mA, impedància de 115Ω, amb una tolerància de 5% i una corrent inversa de fuga de 0,5μA.

1 1,000

1,00

293-549 Transistor NPN,BC109 0.1A 5V

Transistor de polaritat NPN, IC màx. 0,1A, VCEO màx. 20V, PD màx. de 0,3W i hfe de 200 a 800.

2 2,000

2,00

369-472 Relé min muntatge en PCB SPCO,10A 12Vdc

Tensió màxima nominal de 250Vac, resistència de bobina de 360Ω, potencia de la bobina de 400mW, resistència de contacte de 100mΩ, material de contacte de AgCdO.

1 1,000

1,00

428-458 Comparador, LM311P 165ns DIP 8

Col·lector obert/emissor, tpd de 165ns i Voffset 7,5mV

1 1,000

1,00

517-2318 OP07 0,3V/μS low-offset op amp, DP8

GBP 0,6MHz, CMRR 100dB amb baix offset.

1 1,000

1,00

544-3503 2,4V Zener diode, BZX79C2V4 500mW

Tensió nominal 2,4V, dissipació de potencia màxima 500mW, IZ de 5mA amb una tolerància del 5%

1 1,000

1,00

628-9546 Diode rectificador GS,1N4007 1A 1000Vrrm


2 2,000

2,00

521-9647 Potenciòmetre 10K

Potencia nominal 12,7W, tensió màxima de 300V.

1 1,000

1,00

135-982 Resistència pel·lícula de carbó 100K 0,25W

Tolerància de resistència del 5%, la tensió nominal de limitació és de 250V, la longitud del pin de 29mm i el seu diàmetre de 0,5mm.

2 2,000

2,00


84


135-881 Resistència pel·lícula de carbó 2,2K 0,25W

Tolerància del 5%, la tensió nominal de limitació de 250V, la longitud del pin de 29mm i el seu diàmetre de 0,5mm.

1 1,000

1,00



3 3,000

3,00

132-365 Resistència pel·lícula de carbó 330R 0,66W


1 1,000

1,00


Tensió de 250Vd.c., tolerància de capacitat de 10%, pas entre pines de 5,08mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC.

3 3,000

3,00



1 1,000

1,00



3 3,000

3,00



1 1,000

1,00 197-2647 C.I.,socal,DIL,pin moldejat,perfil baix,contactes amb estany,OF50,pas de 7.62mm,8 vías


2 2,000

2,00



10 20,000

20,00


Muntatge en el capítol III

10 10,000

10,00


85

AMIDAMENTS


CAPÍTOL VI: CÀRREGA VARIABLE

425-8720 Terminal para PCB negre 2 vies,5.08mm


1 1,000

1,00

534-3469 TLT Timer, LM555CN DIP8

Temporitzador de freqüència màxima de 0,1MHZ, la tensió de subministra de 4,5 a 16V.

1 1,000

1,00

541-1219 u N-channel MOSFET,IRL540N 30A 100V

Component de polaritat N, Vds màxima de 100V, rDS màxima de 0,044Ω i PD màxima de 94W.

1 1,000

1,00

812-487 Diode Zener BZX85 axial 1,3W 12V

Díodes de dissipació de potència màxima 1,3W, tensió nominal de 12V, IZ de 88mA i tolerància de 5%.

1 1,000

1,00

197-2647 C.I.,socal,DIL,pin moldejat,perfil baix,contactes amb estany,OF50,pas de 7.62mm,8 vies


1 1,000

1,00



2 2,000

2,00



1 1,000

1,00


Tolerància del 5%, la tensió nominal de limitació és de 250V, la longitud del pin de 29mm i el seu diàmetre de 0,5mm.

1 1,000

1,00

167-850 Resistència axial precisió RC55Y 150K 0,25W

Tolerància del 0,1%, la tensió nominal de limitació de 200V i la longitud del pin de 29mm.

1 1,000

1,00


86



Tolerància de 0,1%, la tensió nominal de limitació de 250V i la longitud del pin25mm.

1 1,000

1,00

487-5022 MRA metal film resistor, 100R 0,1% 15ppm


1 1,000

1,00

191-985 MMK5 radial poliester cap, 2,2μF 63V

Capacitat de 2,2μF, la tensió 63Vd.c., la tolerància de capacitat de 10%, el pas entre pins de 5mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC.

2 2,000

2,00

312-1598 Condensador poliester R82, 0,01μF 250Vdc

Capacitat de 10nF, la tensió de 250Vd.c., la tolerància de capacitat de 5%, el pas entre els pins de 5mm i el rang de temperatures de -55ºC a 105ºC.

1 1,000

1,00

0-1 Placa PCB


1 1,000

1,00



5 20,000

20,00


Muntatge en el capítol IV

5 5,000

5,00


87

5.2. Preus unitaris

Codi Ud Descripció Preu

1438410 u Multiplicador analògic AD633ARZ 8,41 Vuit euros amb quaranta-un cèntims

0-0 u Placa PCB 20,00 Vint euros

0-1 Placa PCB 15,00 Quinze euros

111-11 h Tècnic de muntatge 15,00 Quinze euros

111-12 h Enginyer tècnic 25,00 Vint-i-cinc euros

131-514 Resistencia axial precisió RC55Y 150K 0,25W 0,03 Tres cèntims

132-365 Resistència pel·lícula de carbó 330R 0,66W 0,04 Quatre cèntims

135-702 Resistència pel·lícula de carbó, 10R 0,25W 0,04 Quatre cèntims

135-847 Resistència pel·lícula de carbó 1K 0,25W 0,04 Quatre cèntims

135-881 Resistència pel·lícula de carbó 2,2K 0,25W 0,04 Quatre cèntims

135-982 Resistència pel·lícula carbó, 100K 0,25W 0,04 Quatre cèntims

136-036 Resistència pel·lícula de carbó 330K 0,25W 0,04 Quatre cèntims

191-985 MMK5 radial poliester cap, 2,2μF 63V 0,93 Noranta-tres cèntims

197-2647 C.I.,socal,DIL,pin moldejat,perfil baix,contactes amb estany,OF50,pas de 7.62mm,8 vías 8,92 Vuit euros amb noranta cèntims

197-2669 Socal DIL pin moldejat 16 vies 7,62mm 8,92 Vuit euros amb noranta cèntims

201-9624 u Resistència potencia RTO20F,0.1ohm 20W, LEADED 2,28 Dos euros amb vint-i-vuit cèntims

217-873 BLACH JUMPER LINK WITH HANDLES 2,54mm 0,12 Dotze cèntims

227-2594 Connector mascle per PCB 0,09 Nou cèntims

293-549 Transistor NPN,BC109 0.1A 5V 0,42 Quaranta-dos cèntims

296-5353 u Rectificador en pont,1KAB05E 1.2A 0,59 Cinquanta-nous cèntims

308-8823 u Supressor d'emmagatzematge/interf.,100uH 5000mA 4,05 Quatre euros amb cinc cèntims

312-1598 Condensador poliester R82, 0,01μF 250Vdc 0,19 Dinou cèntims

369-472 Relé min muntatge en PCB SPCO,10A 12Vdc 2,56 Dos euros amb cinquanta-sis cèntims

386-446 Resistor, Carbon Composition, 0.25W, 39K 0,15 Quinze cèntims

386-698 Resistor, Carbon Composition, 0,25W, 300K 0,15 Quinze cèntims

425-8720 u Terminal per PCB negre 2 víes,5.08mm 0,21 Vint-i-ub cèntims

425-8736 u Terminal para PCB negro 3 vías,5.08mm 0,32 Trenta-dos cèntims

428-458 Comparador, LM311P 165ns DIP 8 0,34 Trenta-quatre cèntims

485-3993 u 15V Zener diode,1N5352B 5W 0,29 Vint-i-nou cèntims

487-4940 MRA metal film resistor, 68R, 0,1% 15ppm 0,85 Vuitanta-cinc cèntims

487-5022 MRA metal film resistor, 100R 0,1% 15ppm 0,85 Vuitanta-cinc cèntims

487-7141 MRA metal film resistor, 10K 0,1% 15ppm 0,85 Vuitanta-cinc cèntims

516-4834 u Voltatge regulador,MC7812CT 12V 1A 0,41 Quaranta-un cèntims

517-2318 OP07 0,3V/1S low-offset op amp, DP8 0,50 Cinquanta cèntims

521-1659 u Condensadors electrolitics 470 uF 35V 0,97 Noranta-set cèntims

521-9647 Potenciometre 10K 1,10 Un euro amb deu cèntims

521-9653 Potènciometre Trimmer Cermet ajust sup 3296W 100k 10mm 1,10 Un euro amb deu cèntims

534-3469 TLT Timer, LM555CN DIP8 0,86 Vuitanta-sis cèntims


88

Codi Ud Descripció Preu

534-3908 u Voltatge regulador,LM7912CT -12V 0,85 Vuitanta-cinc cèntims

535-9420 u I-mode PWM controller, LM3524DN DIP16 1,06 Un euro amb sis cèntims

537-3022 Poliester cap 100V 1nF 0,09 Nou cèntims

537-3230 Poliester cap 100V 47nF 0,10 Deu cèntims

537-3274 u Condensador Polyester cap 63V 1uF 0,39 Trenta-nou cèntims

537-3296 Poliester cap 100V 220nF 0,23 Vint-i tres cèntims

537-3325 Poliester cap 250V 100nF 2,40 Dos euros amb quaranta cèntims

541-1219 u N-channel MOSFET,IRL540N 30A 100V 3,49 Tres euros amb quaranta-nou cèntims

544-3503 2,4V Zener diode, BZX79C2V4 500mW 0,10 Deu cèntims

545-2844 u Schottky barrera diode,MBR1060 10A 60V 0,88 Vuitanta-vuit cèntims

572-114 u FC radial elec cap 680μF 63V 1,23 Un euro amb vint-i-tres cèntims

628-9546 u Diode rectificador GS,1N4007 1A 1000Vrrm 0,10 Deu cèntims

634-9200 u Rectificador en pont, KBU6B 6A 100V 2,16 Dos euros amb setze cèntims

681-1124 6A Sngl MOSFET Driver 1,58 Un euro amb cinquanta-vuit cèntims

812-487 Diode Zener BZX85 axial 1,3W 12V 0,12 Dotze cèntims

812-623 Diode Zener BZX85 axial,1,3W 51V 0,09 Nou cèntims

824-216 Cond poliéster metaliz R60,0.22uF 250V 0,29 Vint-i-nou cèntims


89

5.3. Pressupost general

Codi Descripció Quantitat Preu Import

CAPÍTOL I: CIRCUIT DE POTÈNCIA

634-9200 u Rectificador en pont, KBU6B 6A 100V

Cable monofàsic, d'IF de 6A, VRRM de 100V, encapsulat KBU, IFSM de 250 A i VF de 1V

1,00 2,16 2,16

308-8823 u Supressor d’emmagatzematge/interf.,100uH 5000mA

Inductància de supressió de 100μH, d’una corrent DC de 5A i amb una tolerància inductiva del 20%.

1,00 4,05 4,05

572-114 u FC radial elec cap 680μF 63V

Tolerància de capacitat del 20%. La temperatura màxima de funcionament és de 105ºC i amb un encapsulament radial.

4,00 1,232 4,93



1,00 3,49 3,49

545-2844 u Schottky barrera diode,MBR1060 10A 60V

IF de 10A, VRRM de 60V, VF màx. 0,95V i IFSM de 150A.

2,00 0,884 1,77

425-8720 u Terminal per PCB negre 2 vies,5.08mm


2,00 0,206 0,41



10,00 25 250,00



4,00 15 60,00

TOTAL DEL CAPÍTOL I: CIRCUIT DE POTÈNCIA 326,81


90


CAPÍTOL II: CONTROL

201-9624 u Resistència potencia RTO20F,0.1ohm 20W, LEADED

Resistència de 0,1Ω amb una tolerància del 5%. Potència nominal de 20W, coeficient de temperatura de 250ppm/ºC, tensió nominal de limitació de 250V i la temperatura de funcionament de -55ºC a 155ºC.

1,00 2,28 2,28

534-3908 u Voltatge regulador,LM7912CT -12V

Regulador de tensió negativa, VOUT típ. de 12V, Iout màx. 1500mA, entrada V màx. De -35V, D/sortida màx. 1,1V, en una precisió de 4%, regulació de línia de 80mV i amb uns rangs de temperatura de funcionament de 0ºC a 70ºC.

1,00 0,85 0,85

516-4834 u Voltatge regulador,MC7812CT 12V 1A

Regulador de tensió positiva, VOUT típ. de 12V, Iout màx. 1000mA, entrada V màx. de 35V, D/sortida màx. 2V, en una precisió de 4%, regulació de línia de 48mV, regulació tèrmica de 60mV i amb uns rangs de temperatura de funcionament de 0ºC a 125ºC.

1,00 0,41 0,41

485-3993 u 15V Zener diode,1N5352B 5W

Díodes de dissipació de potència màxima 5W, tensió nominal de 15V, IZ de 75mA, d’impedància de 2,5Ω, tolerància de 5% i una corrent inversa de fuga de 1μA.

2,00 0,29 0,58

296-5353 u Rectificador en pont,1KAB05E 1.2A

Pont rectificador monofàsic de muntatge en PCB, IFAve de 1,2A, VRRM de 50V, IFSM de 50A i VF de 1,1V.

1,00 0,59 0,59

628-9546 u Diode rectificador GS,1N4007 1A 1000Vrrm


3,00 0,10 0,30

425-8736 u Terminal para PCB negre 3 vies,5.08mm

Terminal de connexió amb cargol per muntatge en PCB de tipus mascle amb 3 vies i pas de 5,08mm. Tensió màxima de funcionament de 300V, corrent nominal de 10A, tamany del cable de 1,5mm2, corrent màxima de 16A i

tensió nominal de 250V.

2,00 0,32 0,64

517-2318 u OP07 0,3V/uS low-offset op amp, DIP8

Amplificador operacional de precisió, GBS de 0,6Mhz, velocitat 0,3V/μs, tensió subministra de 3 a 18V, CMRR de 100dB, rang de temperatures de 0ºC a 70ºC i desviació màx. De 1,8 μV/ºC.

2,00 0,50 1,00

521-1659 u Condensadors electrolítics 470 uF 35V

Condensadors d’àudio de capacitat de 470μF, tensió de 35Vd.c., tolerància de capacitat de 20%, temperatura màxima de funcionament de 105ºC.

2,00 0,97 1,94

537-3274 u Condensador Poliester cap 63V 1uF

Condensador de capacitat de 1μF, tensió de 63Vd.c., tolerància de capacitat de 10% i en un rang de temperatura de -55ºC a 100ºC.

1,00 0,39 0,39


91


535-9420 u I-mode PWM controller, LM3524DN DIP16

Controlador d’entrada mínima de 8V i màxima de 40V, Osc. Màx. De 46kHz i VREP típic de 5,0V

1,00 1,06 1,06

681-1124 6A Sngl MOSFET Driver

Iout màx. de 6000mA, Vss de 4,5 a 18V, rang de temperatures de funcionament de 0ºC a 17ºC i nsIin màx. 0,01mA

1,00 1,58 1,58

1438410 Multiplicador analògic AD633ARZ

Ampla de banda -3dB de 1MHZ, temps d’estabilització 2,0μs, tensió de subministrament de 8V a 18V, tensió d’entrada de -10 a 10V, velocitat 20V/μs i el rang de temperatura de funcionament és entre -40ºC a 85ºC.

1,00 8,41 8,41


Resistència de 100kΩ amb una tolerància de 10%, potencia nominal de 12,7W, pas entre pins de 2,54mm, variació de resistència màxima de contacte de 0,01, temperatura de funcionament de -55ºC a 125ºC.

2,00 1,10 2,20


Resistència de 10kΩ amb una tolerància de 10%, potencia nominal de 12,7W, pas entre pins de 2,54mm, variació de resistència màxima de contacte de 0,01, temperatura de funcionament de -55ºC a 125ºC, coeficient de temperatura de 100ppm/ºC, la tensió màxima de 300V i una vida útil rotacional de 200 cicles.

2,00 1,10 2,20

386-698 Resistor, Carbon Composition, 0,25W, 300K

Resistència de 300kΩ amb una tolerància de 5%, potencia nominal de 0,25W, diàmetre del pins de 0,6mm, temperatura de funcionament de -55ºC a 125ºC i coeficient de temperatura de 15% a -10%.

1,00 0,15 0,15

135-982 Resistència pel·lícula carbó, 100K 0,25W

Tolerància de resistència del 5%, potencia nominal de 0,25W, coeficient de temperatura de 0 a -1200ppm/ºC, la longitud del pin de 29mm i diàmetre de 0,5mm.

1,00 0,04 0,04

386-446 Resistor, Carbon Composition, 0.25W, 39K

Valor de resistència de 39kΩ, tolerància de resistència de 5%, potencia nominal de 0,25w, coeficient de temperatura de 13% a -7,5%, longitud del pin de 30 mm, diàmetre del pin de 0,6mm i les temperatures de funcionament de -55ºC a 125ºC.

2,00 0,15 0,30


Tolerància de 0,1%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 15ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 250V i la longitud del pin25mm.

2,00 0,85 1,69

135-847 Resistència pel·lícula de carbó, 1K 0,25W

Tolerància de 5%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 0 a 1200ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 250V, el diàmetre del pin de 0,5mm, la longitud del pin és de 29mm.

7,00 0,04 0,25


92


487-4940 MRA metal film resistor, 68R, 0,1% 15ppm

Valor de resistència de 68,1Ω amb tolerància de 0,1%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 15ppm/ºC, la temperatura de funcionament entre -55ºC a 125ºC i la longitud del pin25mm.

2,00 0,85 1,69

135-702 Resistència pel·lícula de carbó, 10R 0,25W

Resistència 10Ω amb tolerància de 5%, la potencia nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 0 a 200ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 250V, el diàmetre del pin de 0,5mm, la longitud del pin és de 29mm i la temperatura de funcionament és de -55ºC a 155ºC.

1,00 0,04 0,04

824-216 Cond poliéster metaliz R60,0.22uF 250V

Condensador de 220nF, la tensió de 250Vd.c, la tolerància de capacitat de 5%, el pas entre pins de 10mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC

4,00 0,29 1,17



9,00 2,40 21,60



1,00 0,10 0,10


Capacitat de 1nF, la tensió de 100Vd.c., tolerància de capacitat de 10%, pas entre pines de 5,08mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC.

3,00 0,09 0,27

197-2647 C.I.,socal,DIL,pin moldejat,perfil baix,contactes amb estany,OF50,pas de 7.62mm,8 vies


4,00 8,92 35,68

197-2669 Socal DIL pin moldejat 16 vies 7,62mm


1,00 8,92 8,92



3,00 0,09 0,27



1,00 0,12 0,12

0-0 Placa PCB


1,00 20,00 20,00



20,00 25,00 500,00


93




15,00 15,00 225,00

TOTAL DEL CAPITOL II: CONTROL 841,72


94


CAPÍTOL III: PROTECCIÓ

812-623 Diode Zener BZX85 axial,1,3W 51V

IZ de 4mA, impedància de 115Ω, amb una tolerància de 5% i una corrent inversa de fuga de 0,5μA.

1,00 0,09 0,09

293-549 Transistor NPN,BC109 0.1A 5V

Transistor de polaritat NPN, IC màx. 0,1A, VCEO màx. 20V, PD màx. de 0,3W i hfe de 200 a 800.

2,00 0,42 0,84

369-472 Relé min muntatge en PCB SPCO,10A 12Vdc

Tensió màxima nominal de 250Vac, resistència de bobina de 360Ω, potencia de la bobina de 400mW, resistència de contacte de 100mΩ, material de contacte de AgCdO.

1,00 2,56 2,56

428-458 Comparador, LM311P 165ns DIP 8

Col·lector obert/emissor, tpd de 165ns i Voffset 7,5mV

1,00 0,34 0,34

517-2318 OP07 0,3V/1S low-offset op amp, DP8

GBP 0,6MHz, CMRR 100dB amb baix offset.

1,00 0,50 0,50

544-3503 2,4V Zener diode, BZX79C2V4 500mW

Tensió nominal 2,4V, dissipació de potencia màxima 500mW, IZ de 5mA amb una tolerància del 5%

1,00 0,10 0,10

628-9546 Diode rectificador GS,1N4007 1A 1000Vrrm


2,00 0,10 0,20

521-9647 Potenciòmetre 10K

Potencia nominal 12,7W, tensió màxima de 300V.

1,00 1,10 1,10


Resistència de valor 100KΩ, la tolerancia de resistència del 5%, la tensió nominal de limitació és de 250V, la longitud del pin de 29mm i el seu diàmetre de 0,5mm.

2,00 1,10 2,20

135-881 Resistència pel·lícula de carbó 2,2K 0,25W


1,00 0,04 0,04



3,00 0,04 0,11


95


132-365 Resistència pel·lícula de carbó 330R 0,66W


1,00 0,04 0,04



3,00 2,40 7,20



1,00 0,23 0,23



3,00 0,09 0,27



1,00 0,02 0,02



2,00 8,92 17,84



20,00 25,00 500,00


Muntatge en el capítol III

10,00 15,00 150,00

TOTAL DEL CAPÍTOL III: PROTECCIÓ 683,68


96


CAPÍTOL IV: CÀRREGA VARIABLE

425-8720 Terminal para PCB negre 2 vies,5.08mm


1,00 0,21 0,21

534-3469 TLT Timer, LM555CN DIP8

Temporitzador de freqüència màxima de 0,1MHZ, la tensió de subministra de 4,5 a 16V.

1,00 0,86 0,86



1,00 3,49 3,49

812-487 Diode Zener BZX85 axial 1,3W 12V

Díodes de dissipació de potència màxima 1,3W, tensió nominal de 12V, IZ de 88mA i tolerància de 5%.

1,00 0,12 0,12



1,00 8,92 8,92



2,00 0,09 0,18



1,00 0,12 0,12


Tolerància de resistència del 5%, tensió nominal de limitació és de 250V, la longitud del pin de 29mm i el seu diàmetre de 0,5mm.

1,00 0,04 0,04

131-514 Resistència axial precisió RC55Y 150K 0,25W

Resistència de valor 150KΩ, la tolerància de resistència del 0,1%, la potència nominal de 0,25W, el coeficient de temperatura de 15ppm/ºC, la tensió nominal de limitació de 200V i la longitud del pin de 29mm.

1,00 0,03 0,03



1,00 0,85 0,85

487-5022 MRA metal film resistor, 100R 0,1% 15ppm


1,00 0,85 0,85


97


191-985 MMK5 radial poliester cap, 2,2μF 63V

Capacitat de 2,2μF, la tensió 63Vd.c., la tolerància de capacitat de 10%, el pas entre pins de 5mm i el rang de temperatures de -55ºC a 100ºC.

2,00 0,93 1,87

312-1598 Condensador poliester R82, 0,01μF 250Vdc

Capacitat de 10nF, la tensió de 250Vd.c., la tolerància de capacitat de 5%, el pas entre els pins de 5mm i el rang de temperatures de -55ºC a 105ºC.

1,00 0,19 0,19

0-1 Placa PCB


1,00 15,00 15,00



20,00 25,00 500,00


Muntatge en el capítol IV

5,00 15,00 75,00

TOTAL DEL CAPÍTOL IV: CÀRREGA VARIABLE 607,71


98

5.4. Resum pressupost

Pressupost d’execució material

Capítol I: Circuit de potència ……………………………………….. 326,81 €

Capítol II: Control ……………………………………….. 841,72 €

Capítol III: Protecció ……………………………………….. 683,68 €

Capítol IV: Càrrega variable ……………………………………….. 607,71 €

Total d'execució material ……………………………………….. 2.459,92 €

El pressupost d'execució material ascendeix a la quantitat de dos mil quatre-cents cinquanta-nou euros amb noranta-dos cèntims (2.459,92€).

Pressupost d’execució per contracte

Pressupost d'execució material …………………………………… 2.459,92 €

Despeses Generals d'Empresa 13% …………………………………… 319,79 €

Benefici industrial 6% …………………………………… 147,60 €

IVA 16% …………………………………… 393,59 €

Total d'execució per contracte …………………………………… 3.320,89 €

El pressupost total d'execució per contracte ascendeix a la quantitat de tres mil tres-cents vint euros amb vuitanta-nou cèntims

99

6. PLEC DE CONDICIONS.

6.1. Disposició i abast del plec de condicions

L’objectiu del present projecte és el càlcul, muntatge i verificació d’un convertidor elevador Boost, destinat a docència. Es tracta d’un projecte, com ja hem dit anteriorment, destinat ha docència, això implica que el prototip no ha estat pensat en una producció industrial. Si estigues sotmès a producció industrial s’haurien de tenir en compte aspectes com ara la mida, la vida del dispositiu i el cost econòmic, ja que s’hauria agut de fer un estudi de mercat. Per ha una futura producció dels prototips, que és faran servir al laboratori, s’ha redactat aquest plec de condicions que, ens servirà d’ajuda definint aspectes com els següents: Procés a seguir. Característiques mínimes exigibles per als components i material usat. Detall de l’execució. Programa d’obres. Tot i la redacció d’aquest plec de condicions, si es presentés qualsevol dubte en la realització o posta a punt del present convertidor, es recomana consultar amb el projectista.

6.1.1. Descripció del Procés. Seguidament detallarem les parts a seguir per a la realització d’aquest dispositiu tenint en compte l’ordre d’execució de cada activitat i sense començar-ne una sense haver acabat l’anterior. Estudi de compatibilitat de dispositius. Compra de tots els dispositius i material necessari. Fabricació de la placa de circuit imprès (PCB). Muntatge dels components a la placa. Comprovació del circuit. Ficar en funcionament l’equip. Manteniment constant de l’equip per personal degudament format per a realitzar aquesta tasca. Tot aquest procés haurà d’ésser executat pe personal que haurà de complir amb totes les normes i condicions de seguretat que estableix la comunitat autònoma en concret o be les normes de les comunitats internacionals, que tinguin previstes per a la realització d’aquest muntatge. El projectista no es farà càrrec dels desperfectes ocasionats pel no compliment d’aquestes normes.

100

6.2. Condicions dels materials. A continuació detallem els requeriments mínims necessaris per a l’execució del procés anterior.

6.2.1. Especificacions Elèctriques.

6.2.1.1. Requeriments del dispositiu. El dispositiu haurà de complir les premisses detallades a la següent taula.

Tensió d’entrada 18 Vrms AC Tensió de sortida 50 V DC màx. Càrrega 50 a 100 Ω Potència 35 W Freqüència de treball 100 kHz

6.2.1.2. Conductors Elèctrics. Les pistes internes a la placa PCB, es marcaran en una amplitud de 2 mm les pistes del circuit de potència i de 1.2 mm la resta de pistes. Els conductors tant d’alimentació com de càrrega i de terra tindran una secció de 2 mm2. El present prototip ha estat ha estat verificat en el laboratori a on les condicions externes son molt òptimes. Això no implica que no pugui treballar fora d’aquest sinó que s’han de tenir en compte criteris de temperatura, altitud i d’altres si es el cas.

6.2.1.3. Components Actius/Passius. Tant els components actius com passius utilitzats en el present projecte, han estat calculats degudament en l’apartat 2: Memòria de càlcul.

6.2.1.4. Reglament electrotècnic de Baixa Tensió. Tant la instal·lació com el funcionament del dispositiu hauran de complir els aspectes referents al Reglament Electrotècnic de Baixa Tensió en les normes que tinguin alguna relació. Les normes del Reglament Electrotècnic més importants referides al nostre dispositiu son les següents: M.I.B.T.017 Prescripcions generals d’instal3lacions interiors o receptors. M.I.B.T.029 Instal·lacions a petites tensions. M.I.B.T.030 Instal·lacions a tensions especials. M.I.B.T.031 Receptors. Transformadors i autotransformadors. Reactàncies. Rectificadors i Condensadors.

101

M.I.B.T.044 Normes d’obligat compliment: U.N.E

6.3. Condicions d’Execució.

6.3.1. Elecció i Compra de Material El Promotor o encarregat de la producció dels dispositius haurà d’ésser l’encarregat de disposar tant dels components com de la maquinaria necessària per a quan comenci el muntatge.

6.3.2. Soldatge dels components. Existeixen varis mètodes per a unir conductors elèctrics, el que nosaltres hem fet servir, és la soldadura amb l’ajut d’una aleació metàl·lica. Aquest procés consisteix a unir dos o més conductors de tipus o forma no necessariament iguals mitjançant la fusió d’un tercer element conductor. Gràcies a aquesta fusió es forma un compost metàl·lic entre els conductors que al refredar-se a temperatura ambient i d’una manera molt ràpida, s’obtingui una unió rígida i duradora. Per al procés de soldadura es requereix que les superfícies a unir estiguin netes d’òxid o greix i alhora disposar del material necessari (soldador i estany) per a obtenir una soldadura de qualitat. Cal destacar la necessitat de precalentar els components a unir per a que la soldadura sigui més ràpida i anar amb compte amb els dispositius de control intentant evitar la seva soldadura directa.

6.4. Condicions Facultatives. L’empresa contractant serà l’encarregada d’obtenir tots els permisos obligatoris necessaris per a la fabricació dels dispositius o la seva utilització. L’empresa contractista no es fa càrrec de les conseqüències derivades de no tenir els permisos. L’empresa contactant no tindrà dret a reclamació de danys i perjudicis en cas de retard en la producció justificat, sempre que aquest sigui aliè a l’empresa contractista. Els retards no justificats suposaran el pagament d’una multa equivalent al 6% del valor total de fabricació per a cada fracció de temps que s’acordi al contracte. L’empresa contractista es compromet a proporcionar totes les facilitats possibles per a que l’obra es realitzi d’una forma adequada. Es necessari que el dispositiu compleixi amb tots els requisits que el projecte esmenta i qualsevol variació d’aquests haurà d’ésser consultada al projectista. Les característiques dels documents a utilitzar seran les esmentades anteriorment tant al mateix plec de condicions com a la resta de memòria, tenint en compte la seva col·locació i el seu posterior us.

102

La contractació d’aquest projecte es considerarà valida un cop les dues parts implicades, propietat i contractista, es comprometin a concloure les clàusules del contracte, que haurà de ser firmat per ambdues parts un cop arribat a un acord. Els serveis de l’empresa contractista es considerarà finalitzat un cop l’aparell entri en funcionament i es comprovi que tot es correcte. El pressupost no inclou les possibles modificacions per a realitzar el procés com tampoc despeses energètiques que aniran a càrrec del contractant. No serà responsabilitat del projectista els danys o conseqüències de no realitzar comprovacions per part de l’empresa i que duguin a un us incorrecte de l’equip.

6.5. Conclusions. Les parts interessades manifesten que coneixent els termes d’aquest Plec de condicions i també de tot el projecte, estan d’acord amb tot el que es manifesta.

equip didàctic demostrador d’un preregulador amb correcció del...

Documents