ensayo tipos de osciladores
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tipos de OsciladoresTRANSCRIPT
Tecnológico Nacional de México.
Instituto Tecnológico de Tijuana.
Departamento Académico de “Ingeniería Eléctrica y Electrónica”.
Ingeniería Electrónica.
Amplificadores Operacionales.
Ensayo Tipos de Osciladores.
Facilitador: MIP. José Serrano Pérez
Integrantes:
Flores Mojica Migue Ángel 12210304
Tijuana, BC, 13 de Abril del 2015
Introducción
Definiciones:
Oscilador es un circuito que genera una señal periódica, es decir, que produce una
señal periódica a la salida sin tener ninguna entrada periódica. Los osciladores se
clasifican en armónicos, cuando la salida es sinusoidal, o de relajación, si generan
una onda cuadrada.
Un oscilador a cristal es un oscilador armónico cuya frecuencia está determinada
por un cristal de cuarzo o una cerámica piezoeléctrica.
Los sistemas de comunicación suelen emplean osciladores armónicos,
normalmente controlados por cristal, como oscilador de referencia. Pero también
osciladores de frecuencia variable. La frecuencia se puede ajustar mecánicamente
(condensadores o bobinas de valor ajustable) o aplicando tensión a un elemento,
estos últimos se conocen como osciladores controlados por tensión o VCO, es decir,
osciladores cuya frecuencia de oscilación depende del valor de una tensión de
control. Y también es posible hallar osciladores a cristal controlados por tensión o
VCXO.
Parámetros del oscilador.
Frecuencia: es la frecuencia del modo fundamental
Margen de sintonía, para los de frecuencia ajustable, es el rango de ajuste
Potencia de salida y rendimiento. El rendimiento es el cociente entre la
potencia de la señal de salida y la potencia de alimentación que consume
Nivel de armónicos: potencia del armónico referida a la potencia del
fundamental, en dB
Pulling: variación de frecuencia del oscilador al variar la carga
Pushing: variación de frecuencia del oscilador al variar la tensión de
alimentación
Deriva con la temperatura: variación de frecuencia del oscilador al variar
la temperatura
Ruido de fase o derivas instantáneas de la frecuencia
Estabilidad de la frecuencia a largo plazo, durante la vida del oscilador
Criterio de oscilación
Para hallar el criterio de oscilación se puede asimilar el oscilador a un circuito con
realimentación positiva, como el que se muestra en la figura 1 xi y xo son las señales
de entrada y salida, mientras que xr y xe son, respectivamente, la señal de
realimentación y la señal de error.
Figura 1: Diagrama de bloques de un circuito lineal con realimentación positiva.
A es la ganancia del amplificador inicial, o ganancia en lazo abierto, β es el factor
de realimentación y Aβ es la ganancia de lazo. Todos son números complejos cuyo
módulo y fase varían con la frecuencia angular, ω. La ganancia del circuito
realimentado es
El comportamiento del circuito se puede predecir conociendo el módulo, |Aβ|, y la
fase, ϕAβ, de la ganancia de lazo.
Si |Aβ| < 1, el circuito es estable sea cual sea el valor de ϕAβ.
Si a una frecuencia determinada Aβ = 1, es decir |Aβ| = 1 y ϕAβ = 0, cualquier
oscilación presente en la entrada a esa frecuencia se mantiene
indefinidamente, a la misma amplitud.
Si a una frecuencia determinada Aβ > 1, es decir |Aβ| > 1 y ϕAβ = 0, cualquier
oscilación presente en la entrada a esa frecuencia se amplifica
indefinidamente hasta que la saturación del amplificador lo devuelve a la
condición anterior. Como la saturación es un fenómeno no lineal, al mismo
provoca la aparición de armónicos.
Si el circuito tiene Aβ > 1 podemos prescindir de la señal de entrada puesto que el
ruido, siempre presente, contiene componentes a todas las frecuencias. La
componente de ruido a la frecuencia en la que se cumpla esta condición, conocida
como condición de arranque, se amplifica indefinidamente hasta la saturación del
amplificador o hasta que un circuito auxiliar consiga que para esa frecuencia Aβ =
1. A partir de entonces la amplitud de la oscilación se mantiene, por eso a la
condición Aβ = 1se la denomina condición de mantenimiento. Estas condiciones
para que un circuito oscile se conocen como criterio de Barkhausen.
El circuito externo para establecer la condición de mantenimiento mide la amplitud
de la oscilación y varía la ganancia del amplificador de forma inversamente
proporcional. Si se emplea, se obtiene un tono más puro, con menos armónicos,
que si se deja a la saturación del amplificador la limitación de la amplitud. Aunque
la pureza de la oscilación depende de otros factores adicionales.
Aunque en general el funcionamiento del oscilador es no lineal, notar que la
condición de arranque se puede estudiar con un modelo lineal del amplificador
porque trabaja con señales muy pequeñas.
Análisis de las condiciones de oscilación.
El método de análisis consiste primero en identificar el lazo de realimentación y el
sentido del lazo.
Después el lazo debe abrirse en un punto cualquiera, situar al inicio un generador
de tensión auxiliar, vx, y al final un impedancia, Zin, equivalente a la impedancia de
entrada que se ve desde el inicio, tal como se muestra en la figura 2.
Figura 2: Ruptura del lazo de realimentación para calcular la ganancia de lazo.
A continuación debemos calcular la señal que llegó al final del lazo, x v′x, y la
ganancia de lazo como
Finalmente, aplicando el criterio de Barkhausen: ϕAβ = 0 y Aβ > 1, obtendremos la
frecuencia de oscilación y la condición de arranque.
La ganancia de lazo, Aβ, es independiente del punto en que rompamos el lazo, pero
la dificultad de su cálculo a menudo no. Elegir un punto en que Zin = ∞ puede
simplificar mucho este cálculo.
Alternativamente, se puede escoger un punto en que la impedancia de salida al final
del lazo es nula, de forma que el valor de Zin sea irrelevante.
Vamos a ilustrar este método con varios ejemplos de osciladores muy comunes. El
primero se ha elegido por su simplicidad, pero no es habitual usar osciladores con
Amplificador Operacional en equipos de RF.
Oscilador por desplazamiento de fase.
El circuito oscilador se muestra en la figura 3, el Amplificador Operacional se supone
ideal. Es importante notar que no necesitamos identificar los bloques A y β por
separado, tan sólo el lazo de realimentación. Este circuito tiene dos lazos, pero el
formado por RA y RF es de realimentación negativa, limita la ganancia del
Amplificador Operacional pero no produce oscilación, así que no interesa.
Figura 3: Oscilador por desplazamiento de fase.
Elegimos el punto M para abrir el lazo. La impedancia de entrada que debemos
calcular se indica en la figura, pero en este caso es Zin = ∞. El circuito que resulta
después de abrir el lazo se muestra en la figura 4.
Figura 4: Circuito de la figura 3 modificado para calcular la ganancia de lazo
El cociente Vo / Vx se obtiene asumiendo que el A.O. es ideal y por lo tanto que v+=v-
Para calcular Vx′ / Vo basta notar que Z1 y Z2 forman un divisor de tensión, por
consiguiente
La ganancia de lazo se calcula como
Sustituyendo en la ecuación anterior las expresiones correspondientes a Z1 y Z2.
Obtenemos finalmente
Aplicando el criterio de Barkhausen para la fase, ϕAβ = 0, resulta (𝜔RC)2, es decir
que la frecuencia de oscilación será
Sustituyendo este resultado en la expresión de Aβ y aplicando el criterio de
Barkhausen para el módulo, Aβ > 1, obtenemos la condición de arranque
Para garantizar el arranque a pesar de las posibles desviaciones en el valor de los
componentes y de las no idealidades del circuito, en la práctica se suele tomar un
valor doble del calculado. [1]
Oscilador Pierce con circuitos integrados
La siguiente figura muestra un oscilador de cristal Pierce utilizando circuitos
integrados (IC). Aunque proporciona menos estabilidad de frecuencia, se puede
implantar utilizando un diseño digital sencillo de IC y reduce sustancialmente el
costo sobre los diseños discretos convencionales.
Para asegurar que empiecen las oscilaciones, se invierte la entrada y salida del
amplificador A1 para una operación de clase A. A2 convierte la salida de A1 a una
oscilación completa del punto de corte a saturación, reduciendo los tiempos de
crecimiento y descarga así como el búfer de la salida de A1.
La resistencia de salida de A1 se combina con el capacitor C1 para proporcionar el
atraso de fase necesario de RC. Las versiones de CMOS (semiconductor metálico
óxido complementario) operan hasta aproximadamente 2 MHz, y las versiones de
ECL (lógica acoplada al emisor) operan hasta 20 MHz. [4]
Figura 5: Oscilador con circuitos integrados.
Temporizador 555.
El 555 es un circuito integrado cuya función principal es producir pulsos de
temporización con precisión, entre sus funciones secundarias están la de oscilador,
divisor de frecuencia, modulador o generador. Este circuito integrado incorpora
dentro de sí, dos comparadores de voltaje, un flip flop, una etapa de salida de
corriente, un divisor de voltaje por resistor y un transistor de descarga. Dependiendo
de cómo se interconecten estas funciones utilizando componentes externos es
posible conseguir que dicho circuito realiza un gran número de funciones tales como
la del multivibrador astable y la del circuito monoestable.
El 555 tiene diversas aplicaciones, como: Control de sistemas secuenciales, divisor
de frecuencias, modulación por ancho de pulso, generación de tiempos de retraso,
repetición de pulsos, etc.
Figura 6: Temporizador.
Se alimenta de una fuente externa conectada entre sus terminales 8 (+Vcc) y
1(GND) tierra; el voltaje de la fuente va desde los 5 voltios hasta 15 voltios de
corriente continua, la misma fuente se conecta a un circuito pasivo RC, que
proporciona por medio de la descarga de su capacitor una señal de voltaje que está
en función del tiempo, esta señal de tensión es de 1/3 de Vcc y se compara contra
el voltaje aplicado externamente sobre la terminal 2 (TRIGGER) que es la entrada
de un comparador.
La terminal 6 (THRESHOLD) se ofrece como la entrada de otro comparador, en la
cual se compara a 2/3 de la Vcc contra la amplitud de señal externa que le sirve de
disparo. La terminal 5(CONTROL VOLTAGE) se dispone para producir modulación
por anchura de pulsos, la descarga del condensador exterior se hace por medio de
la terminal 7 (DISCHARGE), se descarga cuando el transistor (NPN) T1, se
encuentra en saturación, se puede descargar prematuramente el capacitor por
medio de la polarización del transistor (PNP) T2.
Se dispone de la base de T2 en la terminal 4 (RESET) del circuito integrado 555, si
no se desea descargar antes de que se termine el periodo, esta terminal debe
conectarse directamente a Vcc, con esto se logra mantener cortado al transistor T2
de otro modo se puede poner a cero la salida involuntariamente, aun cuando no se
desee.
La salida esta provista en la terminal (3) del microcircuito y es además la salida de
un amplificador de corriente (buffer), este hecho le da más versatilidad al circuito de
tiempo 555, ya que la corriente máxima que se puede obtener cuando la terminal
(3) sea conecta directamente al nivel de tierra es de 200 mA.
La salida del comparador "A" y la salida del comparador "B" están conectadas al
Reset y Set del FF tipo SR respectivamente, la salida del FF-SR actúa como señal
de entrada para el amplificador de corriente (Buffer), mientras que en la terminal 6
el nivel de tensión sea más pequeño que el nivel de voltaje contra el que se compara
la entrada Reset del FF-SR no se activará, por otra parte mientras que el nivel de
tensión presente en la terminal 2 sea más grande que el nivel de tensión contra el
que se compara la entrada Set del FF-SR no se activará.
Circuito astable básico:
Si se usa en este modo el circuito su principal característica es una forma de onda
rectangular a la salida, en la cual el ancho de la onda puede ser manejado con los
valores de ciertos elementos en el diseño.
Para esto debemos aplicar las siguientes formulas:
TA = 0.693 * (R1+R2) * C1 TB = 0.693 * (R2*C1)
Donde TA es el tiempo del nivel alto de la señal y TB es el tiempo del nivel bajo de
la señal. Este tiempo dependen de los valores de R1 y R2. Recordemos que el
periodo es = 1/f. La frecuencia con que la señal de salida oscila está dada por la
fórmula: f = 1/(0.693 * C1 * (R1 + 2 * R2))
Figura 7: Circuito Astable del Temporizador.
Circuito monoestable:
En este caso el timer 555 en su modo monoestable funcionará como un circuito de
un tiro. Dentro del 555 hay un transistor que mantiene a C1 descargado inicialmente.
Cuando un pulso negativo de disparo se aplica a terminal 2, el flip-flop interno se
setea, lo que quita el corto de C1 y esto causa una salida alta (un high) en el terminal
3 (el terminal de salida).
La salida a través del capacitor aumenta exponencialmente con la constante de
tiempo:
t = R1 * C1
Cuando el voltaje a través de C1 iguala dos tercios de Vcc el comparador interno
del 555 se resetea el flip-flop, que entonces descarga el capacitor C1 rápidamente
y lleva al terminal de salida a su estado bajo (low). El circuito e activado con un
impulso de entrada que va en dirección negativa cuando el nivel llega a un tercio de
Vcc. Una vez disparado, el circuito permanece en ese estado hasta que pasa el
tiempo de seteo, aun si se vuelve a disparar el circuito.
La duración del estado alto (high) es dada por la ecuación:
T= 1.1 * (R1*C1)
El intervalo es independiente del voltaje de Vcc. Cuando el terminal reset no se usa,
debe atarse alto para evitar disparos espontáneos o falsos. [2]
Figura 8: Circuito Monoestable del Temporizador.
Osciladores controlados por tensión (VCO)
La forma de hacer un VCO es reemplazar uno o varios de los componentes reactivos
que determinan la frecuencia de un oscilador por elementos de valor variable.
Elementos cuyo valor dependa de su tensión de polarización, es decir de la tensión
continua que tienen aplicada. Habitualmente se reemplazan los condensadores y
para sustituirlos tenemos de dos posibilidades: diodos varicap y capacidades MOS.
Un diodo semiconductor tiene asociada una capacidad en paralelo que depende de
su tensión de polarización. La dependencia de la capacidad con la tensión se
muestra en la figura 9a. Sólo la zona de polarización inversa es útil, porque en
directa el diodo es prácticamente un cortocircuito que se halla en paralelo con esta
capacidad. Los diodos de aplicación específica como condensadores variables se
denominan varicaps, el símbolo se muestra en la figura 9b. Por ejemplo el diodo
varicap MV205 equivale a C = 16 pF para VD = –1 V y C = 4 pF para VD = –10 V.
Figura 9: Dependencia de la capacidad del diodo con la tensión de polarización y (b)
símbolo del varicap
La otra posibilidad es emplear la capacidad variable de un condensador MOS
cuando pasa de acumulación a fuerte inversión. La dependencia de esta capacidad
con la tensión de polarización se ha representado en la figura 10. La variación de
esta capacidad con la tensión aplicada es mucho mayor que la del diodo, por
consiguiente, con menos variación de la tensión es posible tener un margen de
sintonía mayor. Pero la incertidumbre del valor inicial debida a tolerancias en
proceso de fabricación hace que no sea la opción más empleada.
Figura 10: Variación de la capacidad del condensador MOS con la tensión de polarización
de puerta.
Al convertir un esquema de oscilador en VCO se debe cuidar de que la tensión de
polarización que se aplica al elemento de capacidad variable no cortocircuite el lazo
de realimentación en ca., si es necesario se puede aplicar en serie con la tensión
de control una resistencia de valor elevado puesto que por ella no va a circular
corriente.
Figura 11: Dos ejemplos de VCO.
La figura 11 muestra dos ejemplos típicos de VCO. La tensión de control puede
variar desde un valor negativo hasta VCC como máximo. La figura 12 muestra un
oscilador a cristal controlado por tensión, un VCXO. El cristal trabaja en modo serie
por lo que el varicap se ha puesto en serie con el cristal. La bobina Ls está para
compensar la reactancia del varicap a la frecuencia de oscilación cuando la tensión
de control está en su valor medio La resistencia R∞ evita que el generador de
tensión de control cortocircuite el camino de señal en el lazo de realimentación.
Figura 12: Ejemplos de VCXO.
La frecuencia de salida del VCO es una función no lineal de la tensión de control.
Sólo en un margen de variación pequeño esta dependencia se puede aproximar por
una función lineal, en ese caso
donde fc es la frecuencia libre del oscilador (Vcont = 0). La tensión de salida es pues
una onda sinusoidal modulada en frecuencia por la tensión de control [1]
PLL
El oscilador enganchado en fase es un sistema de realimentación consistente en un
controlador de fase, un filtro pasó bajo, un amplificador de la señal error y un
oscilador controlado por tensión (VCO) en el camino de la realimentación.
Figura 13: El esquema de bloques de un sistema básico PLL.
Quizás el punto más importante a tener en cuenta cuando diseñamos el PLL es que
es un sistema de realimentación como cualquier otro y, de lo que se deduce, que
está caracterizado matemáticamente con las mismas ecuaciones que aplican a los
otros sistemas de realimentación más convencionales. Sin embargo, los parámetros
de las ecuaciones son algo diferentes ya que en los PLL's la señal de error de
realimentación es un error de fase mientras que en los convencionales es una señal
error de voltaje o corriente.
FUNCIONAMIENTO DE UN PLL
El principio básico del funcionamiento de un PLL puede explicarse como sigue:
Cuando no hay señal aplicada a la entrada del sistema, la tensión Vd(t) que controla
el VCO tiene un valor cero. El VCO oscila a una frecuencia, f0 (o lo que es
equivalente en radianes Wo) que es conocida como frecuencia librede oscilación.
Cuando se aplica una señal a la entrada del sistema, el detector de fase compara
la fase y la frecuencia de dicha señal con la frecuencia del VCO y genera un voltaje
de error Ve(t) que es proporcional a la diferencia de fase y frecuencia entre las dos
de señales. Este voltaje de error es entonces filtrado, ampliado, y aplicado a la
entrada de control del VCO. De esta manera, la tensión de control Vd(t) fuerza a
que la frecuencia de oscilación del VCO varíe de manera que reduzca la diferencia
de frecuencia entre f0 y la señal de entrada fi. Si la frecuencia de entrada fi está
suficientemente próxima a la de f0, la naturaleza de la realimentación del PLL
provoca que el oscilador VCO sincronice y enganche con la señal entrante. Una vez
enganchado, la frecuencia del VCO es idéntica a la de la señal de entrada a
excepción de una diferencia de fase finita.
Esta diferencia de fase neta es Fe, donde:
Fe = Fo - Fi
es la diferencia de fase necesaria para generar el voltaje de error corrector Vd para
conseguir el desplazamiento de la frecuencia libre del VCO para igualarse a la
frecuencia fi de la señal de entrada y así mantener el PLL enganchado. Esta
capacidad de autocorrección del sistema también permite al PLL "encarrilar" los
cambios de frecuencia con la señal de entrada una vez se ha enganchado. La gama
de las frecuencias sobre las que el PLL puede mantener el enganche con una señal
de entrada se define como “gama de enganche o cierre” del sistema. La banda de
las frecuencias sobre las que el PLL pueden engancharse con una señal de entrada
conocida como “gama de captura” del sistema y nunca es mayor que la gama de
enganche.
Otros medios de describir la operación del PLL están en observar que el comparador
de fase es en realidad un circuito multiplicador que mezcla la señal de entrada con
la señal del VCO. Esta mezcla produce una gama de frecuencias que son sumas y
diferencias de frecuencias (fi + fo) y (fi - fo).
Cuando el bucle está enganchado (fi = fo; entonces fi + fo= 2fi y fi - fo=0); de ahí
que, a la salida del comparador de fase solamente tengamos una componente DC.
El filtro paso bajo anula la componente de frecuencia suma por estar (fi + fo) fuera
de su ancho de banda pero deja pasar la DC que se amplifica entonces y ataca al
VCO. Observar que cuando el bucle está enganchado, la componente diferencia de
frecuencia es siempre DC, de tal manera que la gama de enganche es
independiente del flanco del ancho de banda del filtro paso bajo.
ENGANCHE Y CAPTURA
Consideremos ahora el caso en que el bucle no está aún enganchado. El
comparador de fase mezcla nuevamente las señales de la entrada y del VCO
produciendo componentes suma y diferencia de frecuencia. Sin embargo, la
componente diferencia puede caer fuera del ancho de banda del filtro paso bajo y
anularse al mismo tiempo con la componente de frecuencia suma. Si este es el
caso, no se transmite ninguna información al VCO y este permanece es su
frecuencia libre inicial.
Cuando la frecuencia de entrada se aproxima a la del VCO, la componente
diferencia de frecuencias disminuye y se acerca el borde de la banda del filtro paso
bajo. Ahora alguna componente de la diferencia de frecuencias pasará, haciendo
que la frecuencia del VCO se acerque a la frecuencia de la señal de entrada. Esto,
producirá a la vez, que disminuya la frecuencia de la componente diferencia lo que
permite a su vez que pase más información a través del filtro paso bajo. Hacia el
VCO. Esto es esencialmente un mecanismo de realimentación positiva que provoca
que el VCO enganche con la señal de entrada. Teniendo en cuenta lo dicho,
podríamos definir de nuevo el término “gama de captura” como `la gama de
frecuencia alrededor de la cual, la frecuencia libre inicial del VCO puede enganchar
con la señal de entrada'. La gama de captura es una medida de qué frecuencias de
señal de entrada debemos tener para enganchar al VCO. Esta “gama de captura”
puede llegar a tener cualquier valor dentro de la gama de enganche y depende en
primer lugar del flanco del ancho de banda del filtro paso bajo y en segundo lugar
de la ganancia del lazo-cerrado del sistema. Es este fenómeno de captura de señal,
el que le da al bucle, las propiedades selectivas de frecuencia. Es importante
distinguir la “gama de captura” de la “gama de enganche” que puede, nuevamente,
definirse como `la gama de frecuencias normalmente centradas alrededor de la
frecuencia inicial libre del VCO por el que el lazo puede encaminar a la señal de
entrada una vez logrado el enganche. Cuando el lazo está enganchado, la
componente diferencia de frecuencia a la salida del comparador de fase (voltaje
error) es DC y pasará siempre a través del filtro paso bajo. Así, la gama de enganche
estará limitada por la gama de voltaje de error que puede generarse y la
correspondiente desviación de frecuencia producida por el VCO. La gama de
enganche es esencialmente un parámetro DC y no está afectada por el ancho de
banda del filtro paso bajo.
CAPTURA TRANSITORIA
El proceso de captura es altamente complejo y no se presta a un análisis
matemático simple. Sin embargo, una descripción cualitativa del mecanismo de
captura puede entenderse como se indica a continuación. Sabiendo que la
frecuencia es derivada de la fase con respecto al tiempo, los incrementos
(variaciones) de la frecuencia y de la fase en el bucle pueden relacionarse como
df =dFe/dt
donde df es la variación de la frecuencia instantánea entre las frecuencias de la
señal y del VCO y Fe es la diferencia de fase entre la señal de entrada y la señal
del VCO.
Si el lazo de realimentación del PLL se abriera entre el filtro paso bajo y la entrada
del VCO, entonces para una condición determinada de fo y fi la salida del
comparador de fase sería un batido sinusoidal a una frecuencia fija df. Si fo y fi se
acercaran suficientemente en su frecuencia, este batido aparecería a la salida de
filtro con insignificante atenuación.
Supongamos ahora el lazo de realimentación se cierra conectando la salida del filtro
paso bajo a la entrada de control del VCO. La frecuencia del oscilador VCO estará
modulada por ese batido de frecuencia. Cuando esto sucede, df será una función
de tiempo. Si, durante este proceso de modulación, la frecuencia del VCO se
desplaza acercándose a fi, (es decir, disminuyendo df), entonces dFe/dt disminuye
y la salida del comparador de fase variará lentamente en función de tiempo. Del
mismo modo, si el VCO se modula lejos de fi, dFe/dt aumenta y el voltaje de error,
es decir la salida del comparador de fase variará rápidamente en función del tiempo.
Bajo esta condición la forma de onda de la nota de batido no será sinusoidal; sino
que estará formado por una serie de picos aperiódicos.
A causa de su asimetría, esta nota de batido contiene una componente DC finita
cuyo valor medio hace tender la frecuencia del VCO hacia fi y se establezca el
enganche. Entonces df vale cero. Y el voltaje de error DC permanece constante.
El tiempo total que tarda el PLL en establecer el enganche se llama el pull-in-time.
Dicho tiempo depende de las diferencias de fase y frecuencia inicial entre las dos
señales así como también de la ganancia total del lazo y del ancho de banda del
filtro paso bajo. Bajo determinadas condiciones, el pull-in-time puede ser más corto
que el período de la nota de batido y el bucle puede cerrar sin ninguna oscilación
transitoria.
EFECTOS DEL FILTRO PASO BAJO
En la manera de comportarse el lazo. El filtro paso bajo efectúa una doble función.
La primera, atenuar y rechazar las componentes de alta frecuencia a la salida del
detector de fase, mejorando las características de rechazo de interferencias, la
segunda, proporcionar durante un corto tiempo (memoria del filtro) al PLL
asegurando un rescate rápido de la señal si el sistema se sale del enganche debido
a algún ruido transitorio.
Disminuir el ancho de banda del filtro paso bajo tiene los efectos siguientes sobre
el rendimiento de sistema (Constante de Tiempo grande):
a.- El proceso de captura llega a ser más lento, y el pull-in-time aumenta.
b.- La gama de frecuencias de captura disminuye.
c.- Las propiedades de rechazo de interferencias del PLL mejoran ya que el voltaje
de error ocasionado por una frecuencia perturbadora adicional se atenúa por el filtro
paso bajo.
d.- La respuesta transitoria del bucle (la respuesta del PLL a los cambios súbitos de
la frecuencia de entrada dentro de la gama de captura) llega a ser muy amortiguado.
FUNCIONAMIENTO SINTESIS DE FRECUENCIA
Se puede construir un sintetizador de frecuencia alrededor de un PLL, tal como se
muestra en la figura 13. Un divisor de voltaje se inserta en la salida del VCO y el
comparador de fase, para que la señal del lazo al comparador este a la frecuencia
Fo mientras que la salida e la fase del VCO es Nfo. Esta salida es un múltiplo de la
frecuencia de entrada, pero siempre y cuando el lazo este en seguimiento. La señal
de entrada puede estabilizarse en f1, con la salida del VCO resultante en Nf1, si el
lazo se ajusta para seguimiento a la frecuencia fundamental. [3]
Bibliografía
[1]UIB. (NA). Osciladores. 6 - 4 - 15, de Apuntes SEC Sitio web:
http://www.uib.cat/depart/dfs/GTE/education/telematica/sis_ele_comunicacio/Apunt
es/Capitulo%206.pdf
[2]NA. (2012). Temporizador. 6-4-15, de Foros de Electrónica Sitio web:
http://www.forosdeelectronica.com/tutoriales/555.htm
[3] Nanita. (NA). Oscilador enganchado en fase o PLL (Phase-Locked Loop). 6-4-
15, de Rincón del Vago Sitio web:
http://html.rincondelvago.com/oscilador-enganchado-en-fase-o-pll.html
[4] Unicrom. (NA). Oscilador de cristal Pierce con circuitos integrados. 6-4-15, de
Electrónica Unicrom Sitio web:
http://www.unicrom.com/Tut_OsciladoresCristal5.asp