platforma met
Post on 08-Jul-2016
129 Views
Preview:
DESCRIPTION
TRANSCRIPT
UNIVERSITATEA DIN PITEŞTIFACULTATEA DE ELECTRONICĂ, COMUNICATII ŞI CALCULATOARE
ÎNDRUMAR DE LABORATOR
MASURARI ELECTRICE SIELECTRONICE
Mihai OPROESCU
UNIVERSITATEA DIN PITEŞTIFACULTATEA DE ELECTRONICĂ, COMUNICATII ŞI CALCULATOARE
ÎNDRUMAR DE LABORATOR
MASURARI ELECTRICE SIELECTRONICE
Mihai OPROESCU
PITEŞTI
CUPRINS
Lucrarea de laborator numarul 1 - Osciloscopul L1-1
Lucrarea de laborator numarul 2 - Masurari dinamice cu ajutorul
osciloscopului
L2-1
Lucrarea de laborator numarul 3 - Aparate de masura bazate pe a. Circuite de
baza cu AO
L3-1
Lucrarea de laborator numarul 4 - Masurarea intensitatii curentului, tensiunii,
puterii, rezistentei, capacitatii, inductantei folosind multimetre
L4-1
Lucrarea de laborator numarul 5 - Masurarea dispozitivelor semiconductoare
folosind osciloscopul
L5-1
L1-1
Lucrarea de laborator numarul 1
OSCILOSCOPUL
Lucrarea are drept scop însusirea de catre studenti a manevrarii si utilizarii corecte a
osciloscopului catodic, precum si a modalitatilor lui de folosire în anumite metode de
masurare si testare care au la baza acest aparat modern de masurat.
Osciloscopul catodic este un aparat electronic destinat vizualizarii si masurarii
tensiunilor electrice si marimilor fizice care se pot transforma în tensiuni electrice variabile în
timp, în general cu caracter periodic. Tensiunea electrica a semnalului de intrare este
vizualizata pe ecranul unui tub catodic prin devierea convenabila a unui fascicol de electroni
emis de catodul tubului, obtinîndu-se astfel o reprezentare bidimensionala (tensiune-timp).
Datorita calitatilor sale ca: lipsa de inertie a fascicolului de electroni permitînd
studierea semnalelor de frecventa foarte mare, pîna la ordinul sutelor de MHz, consumul de
energie extrem de redus pe seama circuitului supus masurarii, datorita impedantelor de intrare
considerabile, de ordinul MΩ sau zecilor de MΩ, precum si sensibilitatea ridicata,
osciloscopul catodic este larg utilizat în diverse scopuri, fiind de neînlocuit în altele, avînd
largi aplicatii în industrie, cercetare, proiectare, depanare de echipamente, medicina (în
componenta unor aparate specializate) etc.
Osciloscoapele moderne sînt diversificate si ofera posibilitati multiple în ceea ce
priveste numarul de semnale care pot fi vizualizate simultan, frecventa acestora, persistenta
imaginii, dilatarea imaginii pe anumite portiuni care prezinta interes pentru utilizator,
decalarea imaginilor, analiza dependentei dintre doua semnale temporale, trasarea unor curbe
caracteristice, analiza spectrala, masurarea unor parametri specifici marimilor variabile în
timp (valori de vîrf, valori efective, perioada, frecventa) etc.
În acest sens, principalele tipuri de osciloscoape se pot clasifica dupa cum urmeaza:
- cu unul sau mai multe canale;
- de joasa frecventa (pîna la 10 MHz) sau de înalta frecventa;
- cu functionare în timp real sau cu timp translatat (cu esantionare);
- cu persistenta redusa a imaginii (< 2 ms), medie ( 2 ms < 2 s), mare ( 2 s) sau cu
memorie;
- cu una sau mai multe baze de timp;
L1-2
- de uz general (universale) sau specializate (caracterio-grafe, analizoare de spectru,
monitoare medicale etc).
Ulterior, functiile de baza ale osciloscopului au fost completate cu functii noi, ce au la
baza tehnologiile din domeniul electronicii digitale, care permit sporirea preciziei masurarilor
si analiza digitala a tensiunilor masurate, prezentarea rezultatelor sub forma numerica pe
panoul frontal, cu ajutorul unor celule de afisare specializate sau chiar pe ecranul
osciloscopului, precum si posibilitati de transmitere la distanta a datelor, codificate numeric,
în vederea stocarii si prelucrarii pe un calculator de uz general sau specializat.
În lucrarea de fata se va studia osciloscopul catodic universal, de joasa frecventa, cu
persistenta redusa, în variantele cu un canal si cu doua canale. Acesta este cel mai simplu tip
de osciloscop, a carui studiere prezinta o deosebita importanta deoarece se obtin informatii si
deprinderi necesare folosirii si altor tipuri de osciloscoape, mai complicate din punct de
vedere structural si functional.
A. OSCILOSCOPUL CATODIC CU UN CANAL
I. Principiul lucrarii
Principiul de functionare al osciloscopului catodic consta în devierea fluxului de
electroni, pe doua directii perpendiculare una pe cealalta, astfel:
- pe axa Ox (axa timpului) devierea se face cu o tensiune liniar variabila în timp,
simulînd astfel trecerea uniforma a timpului;
- pe axa Oy cu o tensiune care reproduce tensiunea de intrare, înmultita cu un factor
de proportionalitate variabil, aflat la alegerea utilizatorului prin comutatorul de deviatie pe
verticala.
Durata baleierii de la stînga la dreapta a ecranului este impusa de utilizator, pe baza
reglajelor de care dispune (coeficientii de baleiaj pe orizontala), osciloscopul fiind astfel
construit încît imaginile succesive aparute pe ecran sa se suprapuna perfect, dînd astfel
impresia unei reproduceri statice a tensiunii periodice care se vizualizeaza.
Schema functionala a unui osciloscop de uz general, monocanal, de joasa frecventa
este prezentata în fig.3.1 (schema corespunde osciloscopului tip E-0102, fabricatie I.E.M.I.).
Elementul principal al osciloscopului este tubul catodic TC, care este un tub electronic
cu vid înaintat si care consta din:
- un catod C care emite electroni;
- un sistem de accelerare AC, focalizare F si astigmatism A;
L1-3
- o grila G de comanda a intensitatii spotului;
- un sistem de deflexie pe orizontala XX;
- un sistem de deflexie pe verticala YY;
- un anod de postaccelerare PA;
- o bobina de rotire trasa pentru asigurarea orizontalitatii;
- un ecran fluorescent E pe care apare un punct luminos de culoare verde în locul de
incidenta a fascicolului de electroni.
Fig.3.1.
L1-4
Semnificatiile si functiunile realizate de celelalte blocuri componente ale
osciloscopului sînt urmatoarele:
CI - este circuitul de intrare cu rol de atenuare si totodata asigura o impedanta mare de
intrare (prin folosirea unui tranzistor cu efect de cîmp), la bornele caruia se aplica semnalul de
studiat; semnalul se poate aplica fie direct, fie prin intermediul unui condensator pentru
eliminarea componentei continue, în functie de pozitia comutatorului K1; de asemenea, o a
treia pozitie a comutatorului glisant K1 permite punerea intrarii osciloscopului la masa,
asigurîndu-se în acest fel pozitionarea spotului pe ecranul tubului catodic în absenta
semnalului de intrare;
PV - este preamplificatorul pentru deflexia pe verticala care asigura o amplificare
simetrica a semnalului;
AV - este amplificatorul de deflexie pe verticala, avînd, ca si preamplificatorul, o
banda larga de frecvente (010 MHz), asigurînd un nivel corespunzator pentru semnal astfel
încît sa se obtina o buna sensibilitate;
AS - este un amplificator simetric de sincronizare cu rolul de a asigura un nivel
corespunzator al semnalului care comanda circuitul formator CF; are în compunere un etaj
diferential a carui referinta poate fi modificata din exterior, asigurîndu-se astfel nivelul de
basculare a circuitului formator CF în functie de amplitudinea semnalului de intrare, precum
si în functie de polaritatea frontului pe care se face sincronizarea;
CF - este un circuit formator de semnal care genereaza semnale dreptunghiulare de
frecventa semnalului de studiat;
CP - este circuitul poarta care asigura semnalul necesar circuitului de stingere a
spotului CSS precum si sincronizarea bazei de timp cu frecventa semnalului de studiat;
GTLV - este blocul generator de tensiune liniar variabila care, aplicata prin
intermediul amplificatorului de deflexie pe orizontala placilor XX, creaza baza de timp;
tensiunea bazei de timp este de forma unor dinti de fierastrau asigurînd periodicitatea imaginii
de pe ecran;
CR - este circuitul de retinere care asigura limitarea valorii maxime a tensiunii liniar
variabile corespunzator pozitiei spotului la extremitatea din dreapta a ecranului si apoi
revenirea pe pozitia din stînga a acestuia. Pe pozitia autosincronizare CR asigura functionarea
în absenta semnalului de intrare, în acest caz aparînd pe ecran o linie continua (situatie
întîlnita în cazul sincronizarii automate);
L1-5
CSA - este circuitul de sincronizare automata care asigura stabilitatea imaginii pe
ecran prin generarea unei tensiuni de forma dreptunghiulara de aceeasi frecventa cu frecventa
semnalului de intrare, obligînd baza de timp sa lucreze în regim fortat, adica pe o frecventa
egala sau multiplu al frecventei semnalului de intrare; blocurile AS, CF, CP, CSA, GTLV
alcatuiesc blocul de generare si sincronizare ale bazei de timp (BGSBT) si, de obicei, în
schemele de principiu ale osciloscoapelor sînt prezentate sub denumirea generala de baza de
timp; în functie de pozitia comutatorului K2 baza de timp poate lucra în regim declansat sau
automat, cu sincronizare interioara sau exterioara, cele patru regimuri de lucru fiind alese în
functie de tipul aplicatiei;
AO - este amplificatorul semnalului pentru placile de deflexie pe orizontala, avînd
rolul de a asigura o buna sensibilitate a bazei de timp; de asemenea, prin intermediul
comutatorului K3, baza de timp poate fi scoasa din functiune aplicîndu-se placilor de deflexie
pe orizontala semnale externe (independente de cele aplicate placilor de deflexie pe verticala).
Blocul de alimentare BA este alcatuit din urmatoarele subansamble:
TR - transformatorul de retea care coboara tensiunea de 220 V la aproximativ 24 V
c.a. necesara blocului de redresare BR;
BR - blocul redresor care da la iesire o tensiune continua, filtrata dar nestabilizata de
24 V c.c.;
BS - blocul stabilizator care asigura la iesire o tensiune stabilizata de 20 V;
BCT - blocul convertor de tensiune care, primind la intrare o tensiune continua si
stabilizata de 20 V, asigura tensiunile de polarizare ale circuitelor electronice precum si înalta
tensiune pentru alimentarea tubului catodic;
CCA - este un circuit astabil care oscileaza pe frecventa de 1kHz, denumit si
calibrator, avînd rolul de a asigura impulsuri dreptunghiulare de amplitudine riguros
constanta (80 mV si 800 mV) necesare calibrarii circuitelor care asigura deflexia pe verticala
precum si corectiei frecventei bazei de timp.
Cu comutatorul K5 se poate asigura alimentarea fie de la retea, fie de la o baterie de
acumulatoare atunci cînd necesitatile de utilizare o impun.
Cu ajutorul osciloscopului catodic cu un singur canal pot fi efectuate o serie de
masurari cu caracter general sau specific. Astfel, prin utilizarea calibrarilor interne se pot
masura amplitudini si frecvente pentru semnale periodice cu eroare maxima de cca. 3 %, iar
L1-6
cu ajutorul unor calibratoare externe de referinta se poate mari precizia determinarilor prin
utilizarea unor metode de comparatie.
În afara utilizarilor curente sînt o serie de aplicatii specifice în care folosirea
osciloscopului catodic permite obtinerea unor rezultate rapide si precise. Dintre acestea, în
cadrul lucrarii de laborator, se vor studia cele mai reprezentative întîlnite în practica
masurarilor.
II. Aplicatii specifice ale osciloscopului catodic cu un canal
2.1. Masurarea frecventei prin metoda figurilor Lissajous
Metoda se utilizeaza în scopul determinarii cu precizie a unei frecvente necunoscute
atunci cînd se dispune de un generator sinusoidal etalon de frecventa variabila. Semnalul de
frecventa necunoscuta se aplica pe una din perechile de placi ale osciloscopului (fig.3.2), iar
pe cealalta se aplica semnalul de referinta (cu parametrii riguros cunoscuti). Daca cele doua
frecvente se afla într-un raport exprimabil prin numere întregi, pe ecranul osciloscopului se
obtine o curba închisa cunoscuta sub numele de figura Lissajous. Pentru demonstratie se
considera raportul celor doua frecvente ca fiind m/n,
astfel ca perioadele celor doua semnale vor fi:
T1 = mT si T2 = nT; T - perioada de referinta
(oarecare).
La momentul t0 spotul va avea coordonatele:
)102
sin(110 tmT
Ukx
)22
sin(22 otnTUkoy
(1)
Fig.3.2.
La momentele tk = t0 + mT2 = t0 + nT1 = t0 + kmnT curba va trece tot prin punctul de
coordonate x0, y0, deci cînd raportul m/n este un numar rational spotul descrie o curba închisa,
avînd o miscare periodica, de perioada
T0 = mT2 = nT1 = mnT (2)
Pentru determinarea raportului celor doua frecvente se procedeaza în felul urmator:
printr-un punct A din interiorul domeniului delimitat de figura se duce o dreapta orizontala si
una verticala. Avînd în vedere modul de realizare a figurii de pe ecran, si anume prin
L1-7
compunerea a m perioade pe orizontala, respectiv a n perioade pe verticala de semnal
sinusoidal, în intervalul T0, rezulta ca, daca ramurile curbei nu se suprapun la ducerea si la
întoarcerea spotului, x va trece de 2n ori prin valorile extreme, iar y de 2m ori.
Asadar figura care se obtine pe ecranul osciloscopului va avea 2n puncte de intersectie
cu verticala dusa din A si 2m puncte de intersectie cu orizontala dusa prin acelasi punct. Deci
fx/fy = 2n/2m (3)
unde fx reprezinta frecventa semnalului aplicat placilor de deflexie pe orizontala, iar fy celor
de deflexie pe verticala.
În fig.3.3 sînt prezentate figurile Lissajous care se obtin pe ecranul osciloscopului
pentru diferite rapoarte m/n ale frecventelor semnalelor si a defazajului φ =φ2 - φ1 dintre
acestea. Cînd cele doua semnale au aceeasi frecventa:
x = k1U1sinωt
y = k2U2sin(ωt + φ) (4)
se demonstreaza usor (prin eliminarea parametrului t din cele doua ecuatii, obtinînd o curba
y=f(x)) ca pe ecranul osciloscopului apare o elipsa. Cînd φ = π/2 + 2kπ elipsa are semiaxele
situate de-a lungul axelor de coordonate. În acest ultim caz, daca este îndeplinita relatia:
k1U1 = k2U2 (5)
unde U1, U2 sînt amplitudinile semnalelor de intrare, iar 1/k1 si 1/k2 sînt coeficientii de
deviatie pe orizontala, respectiv pe verticala, elipsa devine cerc.
2.2. Masurarea frecventei prin metoda elipsei mobile
Cînd cele doua frecvente ale semnalelor care intervin în metoda figurilor Lissajous
difera putin se obtine o imagine instabila, cu aspectul unei elipse mobile. Se observa ca elipsa
degenereaza periodic, conform figurilor Lissajous în cazul raportului 1/1, dînd astfel impresia
ca frecventele celor doua semnale sînt egale, dar variaza defazajul.
L1-8
Fig.3.3.
Într-adevar, expresiile semnalelor mentionate în fig.3.3 pot fi rescrise în forma:
x = k1U1sinω1t (6)
y = k2U2sin(ω2t + φ) = k2U2sin[ω1t + ψ(t)]
unde ψ(t) =(ω2 - ω1)t + φ.
Se observa ca, în cazul în care ω1 ω2 se poate spune ca expresiile celor doua semnale
difera printr-un defazaj lent variabil în timp. Miscarea elipsei fiind periodica, se poate
determina perioada T a acesteia, considerînd momentele cînd elipsa degenereaza, de exemplu,
în dreapta de aceeasi înclinatie (s-a ales cazul dreptei deoarece aprecierea momentelor în care
o aceeasi figura este reprodusa identic se poate face cu mult mai mare fidelitate).
Fie t0 un astfel de moment, deci:
(ω2 - ω1)t0 + φ = 2kπ (7)
Dupa perioada T se revine la aceeasi situatie, dar defazajul s-a marit cu 2π, deci:
(ω2 - ω1)(t0 + T) + φ = 2kπ + 2π (8)
L1-9
Eliminînd t0 în cele doua ecuatii, se obtine:
f = 1/T = f2 - f1 (9)
adica diferenta dintre cele doua frecvente ale
semnalelor este egala cu inversul perioadei miscarii
elipsei mobile.
Metoda este, teoretic, foarte precisa. Totusi,
practic, erorile apar în modul cum se cronometreaza perioada T.
Pentru îmbunatatirea calitatii rezultatului se cronometreaza un numar mai mare de
treceri (n) ale elipsei prin pozitia în care aceasta degenereaza în dreapta, astfel
f = n/nT = fx - fe (10)
unde n este numarul de treceri prin pozitia considerata (în practica, n = 10 20), fe este
frecventa semnalului etalon iar fx cea a semnalului de etalonat.
În concluzie,
fx = fe f = fe 1/T. (11)
Cunoscînd frecventa etalon, se determina astfel, cu destula precizie, frecventa
necunoscuta.
2.3. Masurarea defazajelor prin metoda elipsei
Prin aplicarea pe placile de deflexie verticala si orizontala a doua semnale de frecvente
riguros egale, dar defazate cu unghiul φ, pe ecran se obtine o elipsa, ca în fig.3.4 (frecventele
egale se obtin prin utilizarea unui singur generator de semnal sinusoidal, în combinatie cu o
retea de defazare RC pe una din cai). Avem deci:
x = k1U1sinωt (12)
y = k2U2sin(ωt + φ)
Utilizînd, în continuare, notatia X = k1U1 si Y = k2U2, si eliminînd parametrul ωt între cele
doua expresii, se obtine relatia:
L1-10
)13(2sincos22
2
2
2
X
x
Y
y
X
x
Y
y
Cînd x = 0, deci sinωt = 0 si ωt = kπ rezulta
y = k2U2sin(kπ + φ) = Ysinφ (14)
adica
2b = 2Ysinφ (15)
Fig.3.4.
Întrucît amplitudinea semnalului corespunde elongatiei maxime a spotului fata de axa
Ox, rezulta ca
2a = 2Y (16)
si
)17(2
2sin
ab
a
b
Asadar
φ = arcsin(b/a) (18)
2.4. Ridicarea ciclului de histerezis la un material magnetic
Osciloscopul catodic permite vizualizarea ciclului de histerezis corespunzator
magnetizarii în curent alternativ a unui miez magnetic.
Aplicandu-se placilor de deflexie pe orizontala (XX) o tensiune în faza cu curentul
alternativ care strabate înfasurarea de magnetizare a miezului magnetic, iar placilor de
deflexie
verticala (YY) tensiunea de la bornele înfasurarii secundare (de masurare) se obtine pe
ecranul
osciloscopului o figura închisa care reprezinta curba de histerezis a miezului magnetic testat
(fig.3.5).
L1-11
Fig.3.5.
Deci
)19(1
)(1)(11 n
lthRtiRxu
unde:
h(t)=Hmsinωt este intensitatea cîmpului magnetic alternativ;
l - este lungimea circuitului magnetic presupus cu întrefier neglijabil;
n1 - este numarul de spire din înfasurarea primara.
Deviatia pe orizontala va fi
)20()(1
)(1 thxk
n
lthRxSxuxSx
Cum:
)21()(
222 dt
tdbmSn
dtdnu
unde:
Sm - este sectiunea miezului magnetic testat;
b(t) = Bm(t)sinωt este inductia magnetica;
n2 - este numarul de spire din înfasurarea secundara.
În ipoteza ca R2 >> 1/(ωC) rezulta
)22()(
2
2
2
22 dt
tdb
RmSn
R
ui
iar tensiunea la bornele condensatorului
L1-12
)23(0
)(2
2)(21
)( t
yutbCRmSn
dttiC
tcu
astfel ca
)24()()(2
2 tbyktbCRmSn
ySyuySy
Energia consumata pentru descrierea unui ciclu de histerezis este data de relatia:
W =hdb (25)
si, tinînd seama ca, prin aplicarea tensiunilor ux si uy, deviatiile spotului pe cele doua directii
sînt proportionale cu h(t) si b(t), rezulta ca aria curbei ce apare pe ecranul osciloscopului
reprezinta, la o anumita scara, însasi energia W. Cum aria curbei este:
A =xdy = KxKyhdb = KxKyW (26)
rezulta ca, la frecventa f a tensiunii de alimentare, puterea disipata prin histerezis de catre
materialul magnetic este:
)26(yKxK
AffWHP
unde
,2
2,1
11 CR
mSnySyK
nRxSxK
A-aria curbei obtinute pe ecranul osciloscopului.
2.5. Ridicarea caracteristicilor statice ale unor diode semiconductoare
Caracteristica statica a unei diode semiconductoare reprezinta dependenta dintre
curentul care o strabate si caderea de tensiune de pe aceasta ID= f(UD), unde ID este curentul
prin dioda, iar UD tensiunea la bornele diodei.
Procedura de vizualizare a acestei caracteristici consta în aplicarea pe placile de deflexie
verticala a unei tensiuni proportionale cu curentul ID, iar pe placile de deflexie orizontala a
tensiunii culese de pe dioda UD (fig.3.6).
L1-13
Fig.3.6.
Practic montajul se va alimenta la o tensiune alternativa care la dioda semiconductoare
obisnuita sa nu atinga valoarea tensiunii de strapungere Ustr care ar conduce la distrugerea
diodei
si nici a curentului maxim în conductie directa IDmax (limitarea curentului se asigura din
dimensionarea corecta a rezistentei de sarcina Rs), în timp ce la dioda Zener se va urmari
atingerea zonei Zener (tensiunea - Uz) fara a se depasi curentul invers maxim (-IDmax).
III. Chestiuni de studiat
3.1. Deprinderea manevrarii corecte a osciloscopului.
3.2. Vizualizarea formelor de unda ale tensiunilor în diverse puncte ale unei retele
electrice de tip RC, pentru trei amplitudini si trei frecvente diferite ale semnalului de intrare.
Se va alimenta schema mai întîi de la un generator de semnal sinusoidal si apoi de la unul de
semnal dreptunghiular.
3.3. Masurarea amplitudinilor unor semnale sinusoidale si dreptunghiulare în
domeniul 0 10 V (cîte 5 determinari pentru fiecare tip de semnal).
3.4. Masurarea frecventelor prin utilizarea bazei de timp interne a osciloscopului
(metoda directa) pentru semnale sinusoidale si dreptunghiulare în domeniul 10 Hz 1 MHz
(cîte doua determinari pe fiecare gama a generatorului utilizat).
3.5. Masurarea frecventelor prin metoda figurilor Lissajous pentru rapoartele 1/1,
1/2, 1/3, 2/1, 3/1 ale frecventelor generatoarelor de semnal sinusoidal, luînd pe unul dintre
acestea drept etalon.
3.6. "Etalonarea" unui generator de semnal sinusoidal prin metoda elipsei mobile.
L1-14
3.7. Masurarea defazajului introdus de un circuit Rv, Cv prin metoda elipsei si
trasarea curbelor φ = F(Cv) pentru f = ct. si Rv = ct. si φ = F(Rv) pentru f = ct. si Cv = ct. Se
vor considera 10 valori ale parametrilor Cv, respectiv Rv.
3.8. Ridicarea ciclului de histerezis pentru un miez magnetic si determinarea
pierderilor prin histerezis.
3.9. Ridicarea caracteristicilor statice la o dioda redresoare si la o dioda Zener.
IV. Schemele de montaj si modul de lucru
4.1. Se citeste codul osciloscopului catodic care se utilizeaza în lucrare si se identifica
materialul de prezentare corespunzator din ANEXA B. Se studiaza semnificatia elementelor
componente, modul de functionare si de utilizare ale tipului de osciloscop care se foloseste
pentru efectuarea lucrarii de fata.
Pornirea osciloscopului se face din întrerupatorul de retea, avîndu-se grija ca intrarea
Y sa fie în gol (fara semnal), comutatorul tripozitional "CC, CA, GND" pe pozitia "GND"
(intrare la "masa"), comutatorul "V/DIV" (comutatorul coeficientilor deviatiei pe verticala) pe
pozitia 20 V/DIV (sensibilitate minima), comutatorul "TIMP/DIV" (comutatorul
coeficientilor de baleiaj) pe o pozitie intermediara, 1 ms/DIV, iar comutatorul
SINCRONIZARE pe pozitia AUTOMAT "INT+" sau "INT-".
Dupa aparitia spotului luminos se regleaza intensitatea acestuia din potentiometrul
"LUMINOZITATE" si i se ajusteaza grosimea din potentiometrele "FOCALIZARE" si
"ASTIGMATISM" pîna la minim (aproximativ 1 mm).
Daca se constata ca spotul nu este orizontal se actioneaza asupra potentiometrului
"ROTIRE TRAS", pîna cînd se realizeaza o suprapunere a dîrei luminoase peste una din
liniile orizontale ale caroiajului din fata ecranului tubului catodic.
4.2. Pentru vizualizarea si compararea unor semnale electrice diferite se foloseste
schema din fig.3.7, care este alimentata de la un generator de semnal atît sinusoidal cît si
dreptunghiular de tip VERSATESTER, fixînd amplitudinea la 10 Vef si frecventa la 1 KHz,
procedîndu-se la
L1-15
Fig.3.7.
vizualizarea formelor de unda în punctele A, B, D, E, în felul urmator:
-se conecteaza cablul de intrare în osciloscop la borna Y;
-se pozitioneaza comutatorul tripozitional "CC, CA, GND" pe pozitia "GND" si se
centreaza spotul cu ajutorul potentiometrelor de deplasare verticala sau orizontala a acestuia;
-dupa conectarea intrarii la una din bornele de masurat (A, B, D, E) se pozitioneaza
comutatorul tripozitional "CC, CA, GND" pe una din pozitiile "CC" sau "CA", se scade
treptat atenuarea semnalului aplicat pe Y din comutatorul "V/DIV" (stabilindu-se coeficientul
de deviatie pe verticala potrivit) pîna la încadrarea sa convenabila pe ecran, dupa care se
modifica frecventa bazei de timp, din comutatorul "TIMP/DIV" (alegîndu-se, astfel,
coeficientul de baleiaj) pîna cînd pe ecranul osciloscopului apare un numar mic, distinct, de
perioade ale semnalului.
În acest mod se procedeaza pentru toate punctele de testare (A, B, D, E), luîndu-se si
alte valori de frecventa si amplitudine de la generator.
Se verifica functionarea osciloscopului pentru pozitia AUTOMAT atît pe "INT+" cît
si pe "INT-", observîndu-se diferenta care apare pe ecran.
Pentru studierea functionarii osciloscopului cu baza de timp declansata se
pozitioneaza comutatorul de sincronizare pe pozitia DECLANAT "INT+" sau "INT-" si se
modifica nivelul de atac al formatorului de impulsuri folosind potentiometrul NIVEL pîna
cînd imaginea pe ecranul osciloscopului se stabilizeaza; se va observa, analog cu
functionarea pe regimul AUTOMAT, diferenta între pozitiile "INT+" si "INT-".
Operatiile enuntate mai sus se realizeaza atît pentru semnal sinusoidal cît si pentru
semnal dreptunghiular, observîndu-se diferenta dintre pozitiile "CC" si "CA" ale
comutatorului tripozitional "CC, CA, GND" pentru acelasi tip de semnal.
Atît la alimentarea cu semnale sinusoidale cît si la cea cu semnale dreptunghiulare,
pentru o frecventa si o tensiune a generatorului de semnal specificata în referat, formele de
L1-16
unda de pe ecranul osciloscopului se vor desena la scara, specificîndu-se pozitiile
comutatoarelor "CC, CA, GND", "V/DIV" si "TIMP/DIV".
4.3. Înainte de efectuarea unor masurari cantitative de amplitudine sau frecventa cu
osciloscopul, acesta trebuie etalonat. Etalonarea se face folosind calibratorul intern ale carui
legaturi sînt scoase în exterior la una sau doua borne, deasupra carora se gasesc
inscriptionate frecventa si amplitudinea semnalelor respective. La cele mai multe instrumente,
calibratorul are legatura la masa conectata în interior, astfel încît la intrare este suficient sa se
conecteze doar legatura "calda".
Etalonarea consta în obtinerea pe ecranul osciloscopului, prin masurare, folosind
coeficientii de deviatie pe verticala, coeficientii de baleiaj si caroiajul ecranului, a valorilor
inscriptionate în dreptul bornei calibratorului. Daca valorile nu corespund, se actioneaza
asupra potentiometrelor de etalonare, fie a bazei de timp, fie a amplificarii, dupa caz. Odata
etalonarea încheiata, nu se mai umbla la potentiometrul respectiv, pentru a nu deregla
osciloscopul.
În cazul în care osciloscopului i se furnizeaza semnal de la un generator de semnal
sinusoidal, pentru aflarea tensiunii vîrf la vîrf (dublul amplitudinii) se înmulteste numarul de
diviziuni ale caroiajului cuprinse între extremele pe verticala ale imaginii de pe ecran cu
coeficientul de deviatie pe verticala indicat de comutatorul V/DIV. Rezultatul se obtine în [V]
si reprezinta pentru o unda sinusoidala x(t) = 2Umsinωt valoarea în volti a dublului
amplitudinii 2Um, astfel ca
Uef = 2Um/(22,_). (28)
În mod analog se procedeaza la masurarea amplitudinilor pentru semnale de alta
forma (de exemplu dreptunghiulare). Pentru aflarea altor valori de interes, cum ar fi tensiunea
medie si tensiunea efectiva pentru aceste semnale, se tine seama de expresiile de definitie ale
acestora.
Rezultatele obtinute se compara cu valorile indicate de elementele de afisare ale
generatoarelor de semnal.
4.4. Pentru masurarea frecventelor prin utilizarea bazei de timp interne a
osciloscopului (procedeul uzual) se efectueaza urmatoarea succesiune:
-se încadreaza semnalul pe ecran astfel încît sa existe 1 3 perioade ale acestuia prin
alegerea corespunzatoare a pozitiei comutatorului TIMP/DIV;
L1-17
-se înmulteste numarul de diviziuni cuprinse într-o perioada a semnalului cu indicatia
data de comutatorul TIMP/DIV, obtinîndu-se astfel, în unitati corespunzatoare de timp,
perioada semnalului vizualizat. Cum frecventa este inversul perioadei, f = 1/T, se deduce
imediat valoarea acesteia.
Se procedeaza în acest fel mai întîi pentru semnale sinusoidale, luîndu-se cel putin 2
valori de masurat în fiecare gama a generatorului de masurat, dupa care se procedeaza similar
pentru un generator de semnale dreptunghiulare.
Fig.3.8.
4.5. Pentru masurarea frecventelor prin metoda figurilor Lissajous se foloseste
montajul din fig.3.8, în care GSS1 si GSS2 sînt generatoare de semnal sinusoidal.
Pentru desfasurarea lucrarii este necesar ca baza de timp interna a osciloscopului sa fie
scoasa din functiune, în acest scop comutatorul TIMP/DIV se pozitioneaza pe "X EXT" (baza
de timp externa). Dupa fixarea amplitudinii generatoarelor sinusoidale la 5 Vef si a
comutatorului V/DIV pe pozitia 1 V/DIV (pentru obtinerea unei imagini suficient de bine
încadrate pe ecran), se vor efectua masurari de frecventa considerîndu-se GSS1 ca generator
etalon, iar GSS2 ca generator de etalonat. Pentru aceasta, se fixeaza GSS1 la o anumita
frecventa si se variaza frecventa celui de-al doilea pîna cînd se obtine o figura Lissajous
stabila, nedepasindu-se raportul 1/3, respectiv 3/1 (pentru o interpretare corecta a figurii).
Se va determina clasa de precizie a celui de-al doilea generator, pentru primele 3
game de frecventa, la fiecare gama luîndu-se în consideratie punctele extreme si 3 puncte
intermediare.
Clasa de precizie se calculeaza cu relatia:
)29(100minmax
max)([%]
ff
fc
în care:(Δf)max - abaterea maxima de frecventa a celui de-al doilea generator fata de frecventa
celui considerat etalon,
L1-18
fmax - fmin - diferenta dintre frecventele extreme ale domeniului pe gama studiata.
4.6. Pentru masurarea abaterii de frecventa a generatorului GSS2 (etalonarea acestuia)
prin metoda elipsei mobile se foloseste acelasi montaj ca pentru figurile Lissajous (fig.3.8). Se
fixeaza GSS1 la o anumita valoare de frecventa,
iar pentru GSS2 se dau valori ale frecventei în jurul celei a generatorului GSS1, astfel încît
elipsa sa aiba o miscare observabila pe ecranul osciloscopului si sa se poata cronometra
intervalul de timp necesar trecerii acesteia prin pozitia în care degenereaza în dreapta, de
aceeasi înclinatie (pentru a se elimina erorile de citire), de un numar suficient de ori (de obicei
10). Pentru obtinerea unor rezultate concludente determinarile se vor face pe prima gama de
frecvente a generatorului, în care se considera 5 valori la GSS1, în jurul fiecarei valori etalon
luîndu-se cel putin 4 frecvente distincte ale generatorului de etalonat GSS2.
4.7. Pentru masurarea defazajelor prin metoda elipsei se va folosi un circuit defazor,
ca în fig. 3.9, in care:
GSS - generator de semnale sinusoidale;
Cv - cutie decadica de capacitati;
Rv - cutie decadica de rezistente 0,1 Ω 100 KΩ.
Se vor efectua masurari mai întîi cu Rv = ct (= 10KΩ), f=ct (= 1KHz) si Cv variabil
(din
Fig.3.9.
0,5 μF în 0,5 μF), apoi cu Cv = ct (=1 μF), f=ct (1 KHz) si Rv variabil (din 10 KΩ în 10 KΩ);
valorile date în paranteze sînt orientative pentru obtinerea unor rezultate semnificative.
4.8. Pentru ridicarea experimentala a ciclului de histerezis se executa montajul din
fig.3.10,
L1-19
Fig.3.10.
în care:
AT - autotransformator de 220 Vef c.a., 8 A, 50 Hz;
M - miez magnetic cu parametrii din figura;
V - voltmetru de c.a. clasa 1,5;
A - ampermetru de c.a. clasa 1,5.
Initial cursorul C al autotransformatorului se afla la zero. Se creste progresiv tensiunea
de iesire din autotransformator din 10 V în 10 V, desenîndu-se la scara curba obtinuta pe
osciloscop si notîndu-se indicatiile aparatelor. Cresterea tensiunii de alimentare a montajului
se va face pîna cînd curba obtinuta pe ecranul osciloscopului va avea forma ciclului de
histerezis conform fig.3.5, adica pîna la atingerea valorilor de saturatie ale miezului magnetic.
Tensiunea de alimentare nu va depasi cu mai mult de 10 % valoarea tensiunii de saturatie a
miezului magnetic. Se va acorda o atentie deosebita modului de alimentare a autotrans-
formatorului la retea, urmarindu-se respectarea întocmai a montajului din fig.3.10.
4.9. Pentru ridicarea caracteristicilor curent-tensiune a unei diode redresoare, respectiv
a unei diode Zener, se foloseste montajul din fig.3.11, în care:
GSS - generator de semnal sinusoidal (VERSATESTER tip E-0502);
L1-20
R - rezistenta de limitare a curentului prin dioda;
Fig.3.11.
D - dioda semiconductoare;
DZ - dioda Zener (stabilizatoare);
OSC - osciloscop catodic;
K - comutator bipolar.
Pentru alimentarea montajului din fig.3.11 generatorul de semnal sinusoidal GSS
trebuie sa furnizeze un semnal de amplitudine între 5 10 Vef, de frecventa 50 Hz 1 kHz.
Se fixeaza comutatorul K pe pozitia 1 obtinîndu-se pe ecran caracteristica curent-
tensiune pentru dioda redresoare, iar prin schimbarea comutatorului pe pozitia 2 se obtine
caracteristica pentru dioda Zener; ambele caracteristici se vor desena la scara pentru 3 5
frecvente din domeniul specificat.
V. Rezultate experimentale
5.1. Rezultatele experimentale de la punctul 3.2 al chestiunilor de studiat se vor
prezenta sub forma de grafice la scara 1:1 sau 1:2. Pentru fiecare grafic se va preciza tipul de
generator folosit, parametrii semnalului, pozitia comutatoarelor V/DIV si TIMP/DIV ale
osciloscopului.
5.2. Rezultatele obtinute la punctele 3.3 si 3.4 ale chestiunilor de studiat se vor
prezenta într-un tabel de forma modelului prezentat în tabelul 3.1, în care:
εf = fosc - fgen, εrf = εf/fgen pt.frecvente (30)
respectiv
εU = Uefosc - Uefgen, εrU = εU/Uefgen pt.amplitudini (31)
L1-21
Tabelul 3.1. (model)
Nr.crt.
Tipsem-nal
Param.generat.
Rezultate obtinute la osciloscop Erori
f[Hz]
Uef
[V]CY
[V/DIV]Nr.div.[DIV]
2Um
[V]Uef
[V]Nr.div./per.[DIV]
Cvx
[TIMP/DIV]
T[s]
f[Hz]
ε εr
5.3. Rezultatele experimetale obtinute prin aplicarea metodei figurilor Lissajous se vorprezenta sub forma tabelului urmator:
Tabelul 3.2. (model)
Gama defrecvente
fGSS1
[Hz]fGSS2
[Hz]m/n fdet
[Hz]Δf=fGSS2-fdet
[Hz]
c[%]
Obs.
unde:
fGSS1, fGSS2 - frecventele citite la cele doua generatoare;
fdet - frecventa determinata prin metoda figurilor Lissajous;
Δf - abaterea de frecventa.
5.4. Rezultatele obtinute la aplicarea metodei elipsei mobile pentru etalonarea unui
generator se vor trece într-un tabel de forma:
Tabelul 3.3. (model)
Gama defrecvente
fGSS
1
fGSS
2
Nr.per.N
Timp pt.N per.[s]
T[s]
f[Hz]
fGSS2de
t
[Hz]
εr
[%]
Obs.
unde:
fGSS1, fGSS2 - frecventele citite la cele doua generatoare;
L1-22
f - frecventa miscarii elipsei pe ecran;
fGSS2det - frecventa generatorului GSS2 determinata conform metodei elipsei mobile,
)32([%]1002
2det2 relativaeroareaGSSf
GSSfGSSfr
5.5. Rezultatele experimentale obtinute prin aplicarea metodei elipsei la masurarea
defazajelor se vor trece într-un tabel de forma:
Tabelul 3.4. (model)
f[Hz]
Rv
[Ω]Cv
[F]a[DIV]
b[DIV]
φdet
[rad]
φcalc
[rad]
Observatii
unde:
φdet - defazajul determinat prin metoda elipsei;
φcalc = arctgωRC - defazajul rezultat prin calcul.
5.6. Rezultatele obtinute experimental la ridicarea ciclului de histerezis se vor trece
într-un tabel de forma:
Tabelul 3.5. (model)
Nr.crt.
U[V]
I[A]
Sx
[V/DIV]Sy
[V/DIV]Kx Ky Aria
curbei[m2]
PH Observatii
unde:
U, I - sînt indicatiile aparatelor din montajul prezentat în fig.3.8;
L1-23
Sx, Sy - sensibilitatile osciloscopului pe intrarile X, respectiv Y;
Kx, Ky, PH - marimi ale caror semnificatii sînt prezentate în principiul lucrarii.
5.7. Rezultatele obtinute experimental la ridicarea caracteristicilor diodelor se vor
prezenta pe cale grafica. Se vor pune în evidenta zonele de blocare în polarizare directa,
respectiv inversa, si tensiunile de deschidere ale diodelor U0 (în conductie directa) si Uz (în
conductie inversa). De asemenea, se vor calcula rezistentele lor dinamice, pe baza imaginilor
obtinute, astfel:
)33(2
2,I
Uzr
dIdU
dr
unde rd este rezistenta dinamica obtinuta la dioda redresoare în conductie directa, iar rz este
rezistenta dinamica pusa în evidenta la dioda Zener în conductie inversa.
VI. Observatii si concluzii
În referat se vor trage concluzii privind domeniile de utilizare ale osciloscopului
catodic studiat, precum si asupra calitatilor sale ca instrument de masurat.
Se vor face aprecieri privind precizia masurarilor efectuate cu osciloscopul catodic; în
acest sens fiecare set de determinari se va compara d.p.d.v. al calitatii masurarilor si usurintei
de determinare a rezultatului cu alte modalitati de masurare a marimilor determinate.
În cadrul referatului se va raspunde la urmatoarele întrebari:
6.1. Care sînt performantele osciloscopului catodic utilizat conform panoului frontal al
aparatului?
6.2. tiind ca impedanta de intrare pe borna Y este 1 MΩ 40 pF iar pe XEXT de 350
kΩ 35 pF, sa se arate daca montajele din fig.3.6, 3.7, 3.8 sînt corecte sau trebuiesc inversate
semnalele de intrare în osciloscop.
6.3. În cazul experimentarii metodei figurilor Lissajous se folosesc doua generatoare
GSS1 si GSS2 avînd aceeasi clasa de precizie. Este corect? De ce?
6.4. Sa se specifice care este diferenta dintre baza de timp automata si baza de timp
declansata.
6.5. Poate metoda elipsei, odata cu determinarea defazajului, sa precizeze si semnul
acestuia? În cazul unui raspuns negativ imaginati o metoda simpla de determinare a semnului
defazajului.
L1-24
6.6. Dupa determinarea caracteristicii statice tensiune-curent a unei diode
semiconductoare, dîndu-se un punct de pe caracteristica si valoarea tensiunii de alimentare
(constanta) sa se calculeze valoarea rezistentei de polarizare pentru ca dioda sa lucreze în acel
punct.
6.7. Sensibilitatile osciloscopului pe intrarile X si Y sînt Sx = 1 V/DIV si Sy = 5
V/DIV; în ce raport trebuie sa se gaseasca amplitudinile semnalelor, de aceeasi frecventa,
aplicate la intrarile respective, astfel încît elipsa obtinuta pe ecran sa poata degenera în cerc?
6.8. Imaginati o schema de montaj pentru masurarea puterii active monofazate
utilizînd doar osciloscopul catodic.
6.9. Un circuit genereaza, în mod aleator, semnale parazite; se pot acestea determina
cu osciloscopul studiat? De ce?
6.10. Explicati diferenta dintre figurile obtinute pe osciloscop în cazul studierii
caracteristicilor diodelor semiconductoare si caracteristicile ideale (prezentate în fig.3.6).
L2-1
Lucrarea de laborator numarul 2
MASURARI DINAMICE CU AJUTORUL OSCILOSCOPULUI
L2-2
L2-3
L2-4
L2-5
L2-6
L2-7
L2-8
L2-9
L2-10
L2-11
L2-12
L2-13
L2-14
L2-15
L2-16
L3-1
Lucrarea de laborator numarul 3
APARATE DE MASURA BAZATE PE AMPLIFICATOARE
OPERATIONALE (AO).CIRCUITE DE BAZA CU AO
Scopul lucrarii:
Lucrarea isi propune studierea catorva circuite de baza realizate cu amplificatoare
operationale. Se pun in evidenta relatiile de principiu deduse in conditiile presupunerii unui
amplificator ideal, ca si doua aspecte fundamentale legate de aceste configuratii cu
amplificatoare operationale: raspunsul in timp si comportarea in frecventa.
1 . NOŢIUNI TEORETICE
1. Sinteza teoretica
În cadrul acestui capitol se va analiza o categorie aparte de amplificatoare electronice
si anume cele care au fost concepute si realizate la exigentele impuse în mod special de
canalele de intrare ale aparatelor electronice de masurat (voltmetre electronice, ampermetre
electronice, multimetre electronice, osciloscoape catodice, dispozitive electronice de
automatizare s.m.a.). Ele poarta numele generic de amplificatoare de masurat (ce indica, prin
urmare, domeniul lor de utilizare) carora noi vom prefera sa le dam denumirea de
amplificatoare instrumentale (ce arata, parca mai bine, si "locul" unde sunt amplasate aceste
amplificatoare).
Amplificatoarele instrumentale trebuie sa corespunda exigentelor impuse de tehnica
electronica de masurare îndeplinind simultan urmatoarele functiuni:
- cresterea puterii elementelor de prelucrare a semnalelor prin care se masoara
diferitele marimi atasate unor procese sau obiecte supuse masurarii unde sunt dificil de
detectat (elemente sensibile-senzori, convertoare, traductoare etc.);
- asigurarea unei anumite impedante de generator, pentru a nu influenta starea reala a
obiectului supus masurarii;
- limitarea automata la anumite valori ale tensiunii sau curentului pentru protectia
sarcinii;
- realizarea unei anumite caracteristici de transfer, liniare sau neliniare, potrivit
scopului masurarii;
L3-2
- "citirea" (prelucrarea) unor semnale extrem de diverse, ca dinamica, frecventa, forma
de unda etc.;
- realizarea unor caracteristici de frecventa adecvate masurarii unor semnale foarte
diverse (continue, lent variabile în timp, de frecvente foarte mari etc.);
- asigurarea unei rejectii de mod comun corespunzatoare;
- asigurarea unui câstig diferential (în bucla deschisa) foarte mare;
- asigurarea unei largi benzi de trecere pentru frecvente;
- asigurarea unui raspuns rapid etc.
Amplificatoarele instrumentale tipice sunt: amplificatoarele de current continuu,
amplificatoarele operationale si amplificatoarele diferentiale.
Amplificatoarele integrate monolitice constituie clasa cea mai cunoscută şi utilizată de
circuite integrate analogice. Amplificatorul operaţional ,, ideal” este un amplificator de
tensiune cu intrare diferenţială şi ieşire simplă, având amplificare infinită, bandă infinită,
impedanţă de intrare infinită şi impedanţă de ieşire zero .
Desi amplificatoarele operationale reale nu au asemenea caracteristici ideale,
performantele lor sunt de obicei suficiente pentru a aproxima proprietatile amplificatorului
ideal, la frecvente joase.
In majoritatea aplicatiilor, amplificatorul operational este folosit in configuratie cu
reactie negativa. Castigul in bucla inchisa este notat uzual cu A, pentru a se deosebi de
castigul in bucla deschisa, notat cu a. Teoria reactiei negative arata ca pentru valori suficient
de mari ale amplificarii in bucla deschisa, performantele in bucla inchisa vor fi determinate in
esenta de elementele retelei de reactie.
Castigul in tensiune foarte mare de intrare, cu alte cuvinte presupune ca amplificatorul
este practic ideal, simplifica foarte mult analiza circuitelor cu amplificatoare operationale,
conectate in configuratie cu reactie negativa. Se arata imediat ca se poat face doua ipoteze de
calcul simplificatoare: tensiunea Vin care apare direct intre intrari este practic zero, iar
curentii care intra in cele doua terminale de intrare sunt de asemenea zero.
L3-3
1.2.Circuite de baza cu AO(descriere si simulare)
Amplificator inversor
Relatie 2
1e i
Rv v
R
Schema de principiu:
Relatii de calcul:
I
RI
RI
I
I
IRRII
III
RR
Ri
R
RVV
RR
VV
R
VIIRV
IRV
RIV
II
0
0
0
0
0
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului inversor pentru R2=1k, 2k, 3k, 4k
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
R1
1k
R2
RES
+VCC
-VCC
0
Vi
FREQ = 1VAMPL = 10mVOFF = 0
0
VV
Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0s
V(U1A:OUT) V(R1:1)-50mV
0V
50mV
L3-4
Amplificator neinversor
Relatie 2
1
1e i
Rv v
R
Schema de principiu:
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului neinversor pentru R2=1k, 2k, 3k, 4k
Repetorul de tensiune
Relatie e iv v
Schema de principiu:
Structura de repetor provine din cea a amplificatorului neinversor in care R1=∞.
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
R1
1k
R2
RES
+VCC
-VCC
Vi
FREQ = 1VAMPL = 10mVOFF = 0
00
V
V
Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0s
V(U1A:+) V(U1A:OUT)-100mV
-50mV
0V
50mV
U1B
LM358
+5
-6
V+8
V-4
OUT 7
R3
1k
+VCC
-VCC
Vi1
FREQ = 1VAMPL = 10mVOFF = 0
0
V
V
L3-5
In relatia neinversorului 2
1
1e i
Rv v
R
. Inlocuind pe R1 cu ∞ obtinem: ve=vi.
Rezultatele simularii functionarii repetorului de tensiune
Amplificatorul sumator
Relatie1
n
e ii i
Rv v
R
Schema de principiu:
Relatii de calcul:
1 2 3
11 1 1 1
1
22 2 2 2
2
33 3 3 3
3
3 31 2 1 2
1 2 3 1 2 3
e
e
ee
I I I I
V I R
VV R I I
R
VV R I I
R
VV R I I
R
V V VV V V VI V R
R R R R R R R
Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0s
V(Vi1:+) V(U1B:OUT)-20mV
-10mV
0V
10mV
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
R1
1k
R
1k
+VCC
-VCC
00
Vi
FREQ = 1VAMPL = 10mVOFF = 0
R2
1k
0
Vi1
FREQ = 1VAMPL = 20mVOFF = 0
R3
1k
0
Vi2
FREQ = 1VAMPL = 5mVOFF = 0
VV
V
V
L3-6
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului sumator
Amplificatorul diferential
Relatie 23 4
1e
Rv v v
R daca 2 4
1 3
R R
R R
Schema de principiu:
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului diferential
Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0sV(Vi:+) V(Vi1:+) V(Vi2:+) V(U1A:OUT)
-40mV
0V
40mV
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
R2
1k
+VCC
-VCC
0
R1
1kR3
1kR41k
V3
FREQ = 1VAMPL = 330mVOFF = 0
V4
FREQ = 1VAMPL = 100mVOFF = 0
00
V
V
V
Time0s 0.5s 1.0s 1.5s 2.0s 2.5s 3.0sV(U1A:OUT)
-400mV
0V
400mV
SEL>>
V(V4:+) V(R3:1)-400mV
0V
400mV
L3-7
Amplificatorul integrator
Daca in reactia unui circuit inversor de tipul celui discutat se pune un condensator in
locul rezistentei, se realizeaza operatia matematica de intregrare, obtinandu-se la iesire un
semnal care este proportional cu integrala semnalului de intrare.
Circuitele integratoare cu amplificator operational se pot utiliza fie ca filtre selective
in frecventa, fie ca circuite de defazare (de exemplu, pentru conversia unei forme de unda
sinusoidale in una cosinusoidala), sau ca integrator propriu-zis, deci sumare in timp: de
exemplu, o tensiune continua la intrare va determina la iesire o rampa crescatoare.
Relatie0
1 t
e iv v dtRC
Schema de principiu:
Relatii de calcul:
1
1 1
c
e
i R
R C
e i
d U I
d t C
V I d tC
V R I
I I
V iV d t V d t
C R C R
Pentru semnal sinusoidal de amplitudine constantă şi cu frecvenţa variabilă,
integratorul dă la ieşire o tensiune de aceeasi frecvenţă, cu amplitudinea dependentă de
frecvenţă şi de elementele circuitului şi defazat faţă de semnalul de intrare cu o fază
dependentă de frecvenţă ( CRarctg ω ).
Pentru un salt de tensiune aplicat la intrare, răspunsul este exponenţial; în cazul unei
succesiuni de impulsuri, dacă durata impulsurilor este mică în raport cu constanta de timp CR,
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
+VCC
-VCC
0
R
1k
R41k
0
C1
22n
V3
TD = 0
TF = 1nPW = 1mPER = 2m
V1 = -100m
TR = 1n
V2 = 100m
VV
L3-8
atunci circuitul funcţionează ca un integrator, dând la ieşire o tensiune aproape continuă, egală
cu componenta continuă a impulsurilor aplicate la intrare.
Prezenţa unei rezistenţe în paralel pe capacitate duce la repartiţia unei constante de
timp de integrare mai mici, neliniaritatea obţinută la integrare fiind dependentă de timpul de
integrare.
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului integrator
Amplificatorul derivator
Relatie ie
dvv RC
dt
Schema de principiu:
Relatii de calcul:
1
sin
cos
C R
e R
c cC c
i eR
ie
i
e
I I
V I R
dU dQQ IU I
C dt dt C CdV VIdQ
Idt dt C RC
dVV RC
dtV v t
V RC t
Time0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0msV(U1A:OUT)
0V
10V
20VV(R:1)
-100mV
0V
100mV
SEL>>
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
+VCC
-VCC
00
C
22n
R
1k
V3
TD = 0
TF = 1nPW = 50uPER = 100u
V1 = 50m
TR = 1n
V2 = 0
R1
1k
L3-9
Daca pe intrarea unui circuit inversor de tipul celui discutat, se pune un condensator in
locul rezistentei, se realizeaza operatia matematica de diferentiere, obtinandu-se la iesire (la
joasa frecventa) un semnal care este proportional cu derivata semnalului de intrare.
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului derivator
Amplificatorul logaritmic
Amplificatorul logaritmic (convertorul logaritmic) realizeaza intre marimea de la
iesire si marimea de la intrare o dependenta logaritmica. In mod obisnuit marimea de la iesire
este o tensiune iar marimea de la intrare este o tensiune sau un curent.
Pentru a obtine un circuit cu o caracteristica logaritmica, este suficient, in principiu, ca
in montajul inversor sa se introduca in reactie o jonctiune polarizata direct.
Relatie 0ln( ) ln( )e T iv U v I R
Schema de principiu:
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului logaritmic pentru Vi=(0,05V – 5V) cu pasul
de 0,05V
Time0s 50us 100us 150us 200us 250us 300us 350us 400us 450us 500usV(R:2)
-50mV
0V
50mVV(V3:+)
0V
25mV
50mV
SEL>>
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
+VCC
-VCC
0
R
1k
D
D1N4148
Vi5
0
V_Vi0V 0.5V 1.0V 1.5V 2.0V 2.5V 3.0V 3.5V 4.0V 4.5V 5.0VV(D:2)
-700mV
-600mV
-500mV
-400mV
L3-10
Amplificatorul exponential
Relatie exp ie e
T
vv R I
U
Schema de principiu:
Rezultatele simularii functionarii amplificatorului exponential pentru Vi=(0,3V – 8V) cu
pasul de 0,025V
Convertorul tensiune – curent
Relatie ie
vi
R
Schema de principiu:
Rezistenta Ro este rezistenta de sarcina.
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
+VCC
-VCC
00
R
1k
D
D1N4148Vi5v
V_Vi300mV 350mV 400mV 450mV 500mV 550mV 600mV 650mV 700mV 750mV 800mV
V(R:2)-15V
-10V
-5V
0V
U1A
LM358
+3
-2
V+8
V-4
OUT 1
+VCC
-VCC
00
R3
100
R
1kVi5Vdc
L3-11
Rezultatele simularii functionarii convertorului tensiune - curent
Convertorul curent – tensiune
Relatie e iv R i
Schema de principiu:
Rezultatele simularii functionarii convertorului curent – tensiune
2. DESFASURAREA LUCRARII
Realizarea lucrarii consta atat in efectuarea masuratorilor pe meachete cat si in
realizarea simularii circuitelor cu amplificatoare operationale prezentate in partea teoretica.
Efectuarea masuratorilor se vor face pentru urmatoarele configuratii de baza cu
amplificatoare operationale:
- Amplificator inversor;
- Amplificator neinversor;
- Amplificator diferential;
- Amplificator integrator;
- Amplificator derivator;
- Amplificator logaritmic;
Time0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms 5.5ms 6.0ms
-I(R3)-10mA
-5mA
0AV(V3:+)
0V
2.5V
5.0V
SEL>>
Time0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms 5.5ms 6.0ms
V(R3:2)0V
2.0V
4.0V
SEL>>
I(I2)0A
20mA
40mA
L3-12
- Amplificator exponential;
- Convertor tensiune – curent.
La primul pas se identifica, pe macheta de laborator configuratia dorita. Se fac
conexiunile specifice fiecarei configuratii, se aplica semnalele corespunzatoare fiecarei
configuratii, se alimenteaza macheta si se vizualizeaza formele de unda ale semnalelor de
intrare respectiv semnalelor de iesire.
Rezultatele obtinute in urma masuratorilor se compara cu rezultatele obtinute prin
simulare.
Macheta de laborator are urmatoarea configuratie:
L3-13
Macheta de test pentru configuratii de baza ale amplificatoarelor operationale
-
+
U1A
LM324
3
21
411
-
+
U1B
LM324
5
67
411
-
+
U1C
LM324
10
98
411
R1 1k
+V
-V
-V
+V
+V
-V
0
R210K
C1 22n
D1 1N4007
J1
Vin1
12
0
J21 2
J31 2
J41 2
U3 7812/TO220
IN1
GN
D2
OUT 3
C4100N
+V
+C3
22uF/25V
00 0J2 - ON AO logaritmic
J3 - ON AO integrator
J4 - ON AO inversor, convertor tensiune-curent
J5
Vout1
12
C5100N
0
+C6
22uF/25VJ6
Vout2
12
0
R3 1K
R41K
0
0
0
R5 1K
R6 1K
U4 7912/TO220
GN
D1
IN2 OUT 3
C7100N
J7
Vin2
12
00
J8
Vin3
12
C9100N
00
0
0
0
J91 2
J101 2
-+
D3
BRIDGE
1
4
3
2
0
J9 - ON AO diferential
J10 - ON AO neinversor
R7 1K
+C8
22uF/25V
D2 1N4007
C2 22n
+C10
22uF/25V
J111 2
J121 2
T1
Traf o 2X12V
1 3
4
2 5
J13
Vout3
12
0
J14
CON2
12
0
0
J15
Retea 220V/50Hz
12
0
J11- ON AO derivator
J12 - ON AO exponential
-V
Sursa de alimentare+-12V
L3-14
Totodata pentru studentii interesati sa realizeze singuri montajele cu amplificatoare
operationale se constituie un grup de lucru care realizeaza la alegere 3 configuratii de baza ale
amplificatoarelor operationale utilizand Placa de test “Breadboard”, firele si componentele
adiacente pentru conectare. Configuratia pinilor circuitului integrat utilizat (LM324 – 4
amplificatoare operationale pe capsula) este urmatoarea:
L4-1
Lucrarea de laborator numarul 4
MĂSURAREA DIRECTĂ A TENSIUNII, A INTENSITĂŢII
CURENTULUI ELECTRIC A REZISTENŢEI, CONDUCTANŢEI ŞI
PUTERII ELECTRICE ÎNTR-UN CIRCUIT DE CURENT CONTINUU
1. Scopul lucrăriiMăsurarea directă a tensiunii electrice U şi intensităţii curentului electric de conducţie
I într-un circuit de curent continuu.
Punerea în evidenţă a erorilor datorate impreciziei aparatelor de măsurat şi a alegerii
corecte sau incorecte a domeniului de măsurare.
Măsurarea indirectă a rezistenţei electrice R, a conductanţei electrice G şi a puterii
electrice P, într-un circuit de curent continuu.
Punerea în evidenţă a erorilor datorate impreciziei aparatelor de măsurat şi a erorilor
sistematice de metodă, ce apar în cazul măsurărilor indirecte.
Aplicarea metodei voltmetrului şi ampermetrului pentru măsurarea rezistenţei electrice
R şi puterii electrice disipate P, în circuite aval şi amonte.
2. Baze teoretice
2.1. Măsurarea directă a tensiunii si a intensităţii curentului electric
Măsurarea unei mărimi fizice este operaţia de alocare a unui număr real A, valorii
respectivei mărimi M, care arată de câte ori mărimea respectivă este mai mare decât valoarea
etalon U, numită unitate de măsură:
M = A·U .
Din punctul de vedere al măsurării, mărimile fizice se împart în mărimi măsurabile
(care acceptă o astfel de corespondenţă biunivocă între valorile mărimii şi mulţimea
numerelor reale) şi mărimi nemăsurabile (care nu acceptă o astfel de corespondenţă).
Electrotehnica lucrează numai cu mărimi măsurabile.
Mărimile fizice pentru care există un instrument de măsurare care să indice direct
valoarea mărimii măsurate (în sensul indicat mai sus) se numesc mărimi măsurabile direct;
celelalte mărimi, a căror valoare se determină prin efectuarea unor operaţiuni aritmetice
asupra altor mărimi se numesc mărimi măsurabile indirect.
L4-2
Măsurarea directă a tensiunii electrice şi a intensităţii curentului se face cu ajutorul
instrumentelor de măsurare specializate: voltmetrul, respectiv ampermetrul.
Voltmetru măsoară diferenţa de potenţial electric (tensiunea electrică), în volţi V,
între două puncte ale unei reţele electrice şi se conectează în paralel. Legarea în paralel a
voltmetrului este sugerată de faptul că diferenţa dintre potenţialele celor două puncte între
care se măsoară tensiunea, deci între cele două sonde ale voltmetrului care vor „palpa” cele
două puncte, este independentă de restul circuitului electric existent între cele două puncte.
Ampermetrul măsoară intensitatea curentului electric de conducţie printr-o latură a
unui circuit electric, în amperi A, şi se conectează în serie. Legarea în serie a ampermetrului
ne este sugerată de faptul că intensitatea curentului electric este, prin definiţie, o măsură a
fluxului purtătorilor de sarcină electrică printr-un conductor sau element de circuit şi, pentru a
măsura un flux, aparatul de măsură trebuie interpus pe calea acestui flux.
Aparatele de măsurare, în majoritatea cazurilor, sunt multimetre, capabile să măsoare
atât tensiuni, cât şi curenţi electrici, pe diferite domenii, de la cele mai mici, până la cele
semnificativ de mari. Selecţia naturii aparatului (voltmetru/ampermetru), precum şi al
domeniului de măsurare se face printr-o cheie multipoziţională. Aparatele de măsurare pot fi
analogice sau digitale (numerice). Cele digitale afişează direct, pe un ecran cu cristale lichide,
valoarea mărimii fizice în cifre. Pentru cele analogice, cadranul fiind gradat în diviziuni, care
pentru fiecare domeniu de măsură ales reprezintă alte valori ale mărimii fizice măsurate, se
defineşte constanta aparatului de măsură k, pe domeniul ales, prin raportul dintre capătul de
scală al domeniului şi numărul total de diviziuni de pe cadranul de citire. Pentru a determina
valoarea mărimii fizice se va înmulţi numărul de diviziuni în dreptul căruia se opreşte acul de
citire cu această constantă. În laborator cele mai utilizate vor fi aparatele analogice.
Măsurarea directă a oricărei mărimi fizice este afectată de erori accidentale sau
aleatoare, datorate impreciziei aparatelor de măsurare.
Rezultatul Vm obţinut în urma unei măsurări a unei mărimi fizice diferă întotdeauna de
valoarea adevărată V a respectivei mărimi. Orice măsurare este afectată de o eroare.
Eroarea absolută V este diferenţa între valoarea măsurată şi valoarea exactă a
mărimii fizice:
V = ׀Vm – V׀ (2.1)
şi are aceeaşi unitate de măsură ca şi mărimea măsurată.
Eroarea relativă este o mărime care exprimă în procente, %, precizia unei măsurări.
L4-3
Teoretic: %100V
VV%100
V
V m
(2.2)
şi practic: %100V
VV%100
VV
m
m
m
. (2.3)
Erorile introduse de aparatele de măsurare pot fi evaluate prin clasa de
precizie c a aparatului. Clasa de precizie este indicată printr-un număr pe cadranul aparatului,
de exemplu c = 0,5.
Clasa de precizie este definită ca eroarea absolută maximă a aparatului, exprimată în
procente din valoarea nominală a scării aparatului de măsurare:
%100V
VVc
n
m
. (2.4)
Valoarea nominală Vn reprezintă valoarea maximă a mărimii de măsurat care poate fi
citită pe scara respectivă a aparatului (valoarea mărimii la cap de scală).
Marginea superioară a erorilor accidentale V cu care se determină o valoare V, pe
scara de valoare nominală Vn a unui aparat de măsurat având clasa de precizie c se calculează
cu relaţia:
nV100
cV . (2.5)
Dacă Vm este valoarea indicată de aparatul de măsurat, valoarea adevărată V a
mărimii măsurate este:
VVV m . (2.6)
Gradul de precizie al măsurării se apreciază cu ajutorul erorii relative:
m
n
mv V
Vc100
V
V100
V
V
. (2.7)
Se constată că clasa de precizie c reprezintă eroarea relativă la cap de scală (Vm=Vn).
Eroarea relativă de citire a mărimii măsurate este direct proporţională cu Vn – capătul
domeniului de măsură ales. Acest lucru motivează necesitatea utilizării domeniului de măsură
acoperitor pentru mărimea măsurată, dar strict imediat acoperitor. Pentru o mai mare
claritate, să dăm exemplul unei tensiuni de 0,8 V, care, citită cu un voltmetrul având clasa de
precizie de 0,2, pe domeniul de 100V, este determinată până la o eroare absolută de 0,2V, deci
o eroare relativă de 25%, iar aceeaşi mărime, citită cu acelaşi aparat, dar pe scara imediat
L4-4
acoperitoare de 1V, dă o eroare absolută de 0,002V, adică o eroare relativă de 0,25%. Este
bine de ştiut că o măsurătoare se poate considera ca fiind reuşită, acceptabilă, în cazul în care
eroarea relativă este mai mică de (25)%.
Erorile de citire ale aparatelor sunt erori accidentale, subiective, ale operatorului
datorate preciziei de apreciere a fracţiunilor de diviziune (de exemplu l = 0,5 div.) şi se
exprimă prin eroarea absolută:
Vl = l k , (2.8)
unde k este constanta aparatului. Valoarea corectată este:
lm VVV . (2.9)
2.2. Măsurarea indirectă a rezistenţei, conductanţei şi puterii electriceMărimile măsurabile indirect sunt acele mărimi fizice ale căror valori se determină
prin efectuarea unor operaţiuni aritmetice asupra altor mărimi, măsurabile direct.
Conform Legii lui Ohm (legea conducţiei electrice), rezistenţa R a unui conductor se
determină prin raportul între tensiunea electrică U, de la bornele conductorului şi intensitatea
curentului electric de conducţie I, prin conductor, determinat de această tensiune:
I
UR . (2.10)
Conductanţa G este inversul rezistenţei şi reprezintă raportul între intensitatea
curentului electric I prin conductor şi tensiunea U de la bornele acestuia:
U
IG . (2.11)
Puterea electrică P, disipată într-un conductor parcurs de curent electric este egală cu
produsul între intensitatea curentului electric de conducţie I, ce străbate conductorul şi
tensiunea electrică U, de la bornele acestuia:
UIP . (2.12)
Măsurarea indirectă a rezistenţei şi a puterii se realizează prin metoda
ampermetrului şi voltmetrului (metoda voltampermetrică).
În vederea măsurării simultane a tensiunii şi a intensităţii curentului într-un circuit
pentru un consumator există două montaje posibile pentru conectarea voltmetrului şi
ampermetrului:
L4-5
1. montajul amonte (fig. 2.1), în care ampermetrul măsoară chiar curentul
receptorului IIm , însă voltmetrul măsoară tensiunea ,UUU Am
UA- fiind căderea de tensiune pe ampermetru, de rezistenţă AR .
Fig. 2.1. Montajul amonte.
2.montajul aval (fig. 2.2), în care voltmetrul măsoară chiar tensiunea la bornele
receptorului UUm , însă ampermetrul măsoară curentul vm III , unde
vvv R
UUGI este curentul voltmetrului de conductanţă vG .
Fig. 2.2. Montajul aval.
Din valorile măsurate: Um şi Im se calculează:
- puterea măsurată: mmm IUP , (2.13)
- rezistenţa măsurată:m
mm I
UR , (2.14)
- conductanţa măsurată:m
mm U
IG . (2.15)
Deoarece valorile P, R, G nu sunt egale cu cele "măsurate" Pm, Rm, Gm rezultă că
măsurarea prezintă erori sistematice de metodă.
Erorile sistematice se pot elimina prin corecţii corespunzătoare.
Im I
Um
A R
V
Im I
UUA
Um
+
A
V
R
IV U
+
L4-6
Corecţia (Cv) este mărimea care trebuie adăugată la mărimea măsurată (Vm) pentru a
afla mărimea adevărată (V):
vm CVV .
În cazul montajului amonte trebuie corectată valoarea tensiunii măsurate:
mAm IRUU cu mAU IRC . (2.16)
Pentru putere:
Am2mAm PPIRPP sau Ap PC , (2.17)
unde 2mAA IRP este puterea consumată de ampermetru.
Eroarea relativă, sistematică de metodă este:
%100P
P%100
P
PP AmPs
. (2.18)
Pentru rezistenţă se obţine valoarea rezistenţei corectate:
Am RRR cu AR RC . (2.19)
Eroarea relativă, sistematică de metodă este:
%100R
R%100
R
RR AmRs
. (2.20)
Conductanţa se calculează cu relaţia:
R
1G . (2.21)
În cazul montajului aval trebuie corectată valoarea curentului măsurat:
mvmv
mm UGI
R
UII cu mvI UGC . (2.22)
Puterea consumată de rezistenţă este:
vm2mvm PPUGPP , cu vp PC , (2.23)
undeV
2m2
mVV R
UUGP este puterea consumată de voltmetru.
Eroarea relativă, sistematică de metodă este:
%100P
P%100
P
PP VmPs
. (2.24)
Valoarea conductanţei corectate rezultă:
L4-7
vm GGG sau vG GC . (2.25)
Valoarea rezistenţei corectate este:
G
1R (2.26)
Eroarea relativă, sistematică de metodă este:
%100R
R%100
G
G%100
G
GG%100
R
RR
V
m
m
V
m
mmRs
(2.27)
Deoarece, măsurările directe ale mărimilor fizice sunt afectate de erori accidentale,
datorate impreciziei aparatelor de măsurat (vezi lucrarea 1), aceste erori se transmit şi
mărimilor determinate indirect.
Marginea superioară a erorii accidentale în montajul amonte este pentru putere:
mmAA2mmmmm IIR2RIIUUIP ,
m
m
A
AA
m
m
m
mm I
I2
R
RP
I
I
U
UPP ; (2.28)
iar eroarea accidentală relativă este:
m
m
A
A
m
A
m
m
m
m
mPa I
I2%100
R
R
P
P%100
I
I%100
U
U%100
P
P, (2.29)
IRAm
AIUPa 2
P
P , (2.30)
unde U şi I sunt respectiv erorile relative accidentale la măsurarea tensiunii,
respectiv a curentului.
Pentru rezistenţă,marginea superioară a erorii accidentale
Am2m
m
m
m RII
U
I
UR ,
Am
m
m
mm R
I
I
U
URR
; (2.31)
iar eroarea accidentală relativă este:
%100R
R
R
R%100
I
I%100
U
U%100
R
R
A
A
m
A
m
m
m
m
mRa
, (2.32)
L4-8
RAm
AIURa R
R , (2.33)
cu RA, eroarea relativă de determinare a rezistenţei ampermetrului.
În montajul aval, marginea superioară a erorii accidentale este, pentru putere:
mmVV2mmmmm UUG2GUIUUIP ,
m
m
V
VV
m
m
m
mm U
U2
G
GP
I
I
U
UPP ; (2.34)
iar eroarea accidentală relativă este:
UGVm
VIUPa 2
P
P , (2.35)
unde U şi I sunt respectiv erorile relative accidentale la măsurarea tensiunii,
respectiv a curentului
Pentru rezistenţă marginea superioară a erorii accidentale
mVmVm2m
m
m
m UGUGII
U
I
UR ,
m
m
V
VV
2m
m
m
m
mm U
U
G
GGR
I
I
U
URR ; (2.36)
iar eroarea accidentală relativă este:
U
U%100
G
G
R
R%100
I
I%100
U
U%100
R
R
V
V
V
m
m
m
m
m
mRa , (2.37)
UGVV
mIURa R
R , (2.38)
cu GV, eroarea relativă de determinare a conductanţei voltmetrului.
Eroarea totală la măsurarea indirectă a rezistenţei şi puterii electrice este o sumă a
erorilor accidentale şi sistematice de metodă. Pentru a studia numai erorile sistematice de
metodă, introduse de cele două montaje în parte, vom lua în considerare doar corecţiile
obţinute pentru rezistenţă, conductanţă, respectiv putere.
L4-9
3. Schema de montaj
3.1.Măsurarea tensiunilor şi intensităţii curenţilor într-un circuit de curent
continuu
Măsurarea tensiunilor şi intensităţii curenţilor într-un circuit de curent continuu se
realizează conform schemei din figura.
Aparate şi instrumente utilizate:
A – ampermetre de curent continuu diferite sau pe scări diferite ,
V – voltmetre de curent continuu diferite sau pe scări diferite,
R – rezistenţă,
E – sursă de tensiune continuă.
3.2. Măsurarea indirectă a rezistenţei, conductanţei şi puterii electrice
Fig. 2.3. Măsurarea rezistenţei prin metoda voltmetrului şi ampermetrului.
A – ampermetru de curent continuu; V – voltmetru de curent continuu;
RS - reostatul de protecţie; RX- rezistenţa de măsurat;
K1 – întreruptor; K2 – comutator.
I1 I2 I3
I
U1 R U2 U3
E
Măsurarea directă a tensiunii şi curentului.
AA A
VV
VVV2V
VV
A RX
V
RS
a
b
K2
Sursade
C.C.
K1
+
L4-10
4. Modul de lucru
Se realizează montajul din figura şi se citesc clasele de precizie ale aparatelor. Se
fixează valorile nominale ale instrumentelor de măsurare (acoperitoare faţă de mărimile
măsurate). Din fiecare set de câte trei aparate (trei voltmetre şi trei ampermetre) unul (aparatul
1) va avea o clasă de precizie mai bună decât celelalte două, primele două vor fi folosite pe
domenii de măsură direct alese, deci imediat acoperitoare, iar al treilea în mod deliberat se va
folosi pe un domeniu de măsură prea acoperitor. Astfel primele două aparate vor da indicaţii –
prin compararea erorilor obţinute în urma citirilor făcute – asupra influenţei clasei de precizie
asupra preciziei de măsură, iar ultimele două aparate vor sublinia importanţa alegerii corecte a
domeniului de măsură. Se alimentează montajul şi se citesc indicaţiile aparatelor.
Se determină constantele acestora şi se află valoarea curentului şi a tensiunii pentru
mai multe valori ale tensiunii de alimentare E.
Se evaluează marginea superioară a erorilor accidentale introduse de aparatele de
măsurare şi a erorilor de citire.
Pentru măsurarea rezistenţei şi a puterii disipate se foloseşte montajul prezentat în
figura 2.3.
Se realizează montajul la rece. Cu reostatul de protecţie RS la maximum se
alimentează montajul (se închide întreruptorul K1). Se citesc clasele de precizie ale
voltmetrului (cV) şi ampermetrului (cA) şi se trec în tabelul 2.2. Se poziţionează scările
instrumentelor pe valori acoperitoare şi se evaluează rezistenţele interne ale acestora pe
scările respective.
Se ajustează curentul I, cu ajutorul lui RS la valoarea dorită, cât mai convenabilă
pentru citirea ampermetrului cu erori de citire cât mai mici.
Cu ajutorul comutatorului K2 se alege montajul amonte (poziţia a) sau aval (poziţia b).
Se citesc valorile indicate de voltmetru şi de ampermetru în cele două cazuri şi se trec în
tabelul de date (tabelul 2.2.), indicându-se de fiecare dată valoarea rezistenţei interne a
aparatului de măsurare folosit, corespunzătoare scărilor utilizate. La schimbarea rezistenţelor
RX se deconecteză circuitul de la sursa de alimentare (K1 - deschis).
Se vor face trei seturi de măsurători aval - amonte, pentru rezistenţe de ordinul
rezistenţei interne a ampermetrului folosit, pentru rezistenţe al căror ordin de mărime este
incomparabil cu rezistenţa internă a ampermetrului sau cu cea a voltmetrului şi pentru
rezistenţe de ordinul de mărime al rezistenţei interne a voltmetrului.
La terminarea măsurărilor se decuplează montajul de la sursa de alimentare, se stinge
sursa şi se demontează circuitul.
L4-11
5. Date experimentale
VOLTMETRE AMPERMETREcV 1=….. cV 2=….. cV2 =….. cA1 =….. cA2 =….. cA3 =…..
Nr.crt.
U1 U2 U3 I1 I2 I3
div k V div k V div k V div k A div k A div k A12345
Tabelul 2.1.
unde k reprezintă constanta aparatului pe scara la care s-a făcut măsurarea.
VOLTMETRU
cV =…..
AMPERMETRU
cA=…..
REZ Um RV
kΩ
Im RA
div kV V div kA A
R1 av
R1 am
R2 av
R2 am
R3 av
R3 am
Tabelul 2.2.
6. Prelucrarea datelor experimentale
Cu valoarea nominală a scării aparatului de măsurat, corespunzătoare fiecărei
măsurări, şi cu clasa de precizie a aparatului se determină marginea superioară a erorii
accidentale U (respectiv I) şi gradul de precizie al măsurării U (respectiv I) pentru toate
aparatele utilizate.
Evaluarea erorilor accidentale
Nr.
Crt.1U u 1 2U u 2 3U u 3 I 1 I 1 I 2 I 2 I 3 I 2
V % V % V % A % A % A %
1
2
3
4
5
L4-12
Se comentează rezultatele obţinute, scoţându-se în evidenţă influenţa clasei de precizie
şi a alegerii domeniului de măsură asupra erorilor de măsurare.
Se vor determina valorile măsurate ale mărimilor electrice studiate precum, corecţiile
care se impun pentru fiecare metodă în parte şi se trec în tabelul 2.3. Se vor evalua erorile
sistematice de metodă, iar din studiul comparativ al acestor erori pentru fiecare set de
măsurări (pentru rezistenţe mici, medii şi mari) se va concluziona utilitatea fiecărei metode de
măsurare a rezistenţei electrice pentru diferitele domenii de valori ale rezistenţei. Se va
completa tabelul 2.3.
Erori sistematice de metodă
REZISTENŢĂ PUTERE
Rm
CR
Gm
S
CG
S
G
S
R
Rs
%
Pm
W
Cp
W
P
W
Ps
%
R1 av --
R1 am --
R2 av --
R2 am --
R3 av --
R3 am --
Tabelul 2.3.
Se determină valoarea puterii măsurate Pm , se compară cu cea corectată P şi se trag
concluziile în ceea ce priveşte gradul de precizie a fiecărei metode. Se completează tabelul
2.3.
Se calculează erorile accidentale şi se completează tabelul 2.4. Se discută rezultatele.
Evaluarea erorilor accidentale
U Ua I Ia P Pa R Ra
V % A % W % %
1
2
3
4
5
6
Tabelul 2.4.
L4-13
7. Întrebări1. Care voltmetru prezintă eroarea relativă minimă? De ce?
2. Care ampermetru prezintă eroarea relativă minimă? De ce?
3. Scrieţi valoarea adevărată a tensiunii măsurate.
4. Scrieţi valoarea adevărată a intensităţii curentului electric măsurat.
5. În cazul rezistenţelor mari k1R , care este metoda optimă de măsurare?
6. În cazul rezistenţelor mici 10R , care este metoda optimă?
7. Care este rezistenţa critică pentru care eroarea relativă de măsurare, prin cele
două metode este aceeaşi?
8. În afara erorilor sistematice de metodă ce erori pot să mai apară la măsurările
făcute?
9. Evaluaţi erorile accidentale pentru fiecare măsurare indirectă. Discuţie.
10. Care este valoarea adevărată a fiecăreia din cele trei rezistenţe măsurate?
11. Ce putere se disipă în fiecare caz?
L4-14
L5-1
Lucrarea de laborator numarul 5
MASURAREA DISPOZITIVELOR SEMICONDUCTOARE FOLOSIND
OSCILOSCOPUL
1. Scopul lucrarii
Prezentarea unor modalităţi prin care se poate vizualiza grafic caracteristica unor
dispozitive electronice având modele SPICE în bibliotecile adecvate din cadrul programului
ORCAD / PSPICE A/D si vizualizarea cu ajutorul osciloscopului a acelorasi forme de unda in
vederea compararii rezultatelor obtinute prin simulare cu cele obtinute prin masurare.
În general, dispozitivelor semiconductoare de putere (cu excepţia diodelor din seleniu
policristalin, care sunt tot mai rar utilizate) sunt confecţionate pornind de la o plachetă
decupată dintr-un monocristal siliciu, având grosimea de ordinul zecimilor de milimetru şi
aria de ordinul centimetrilor pătraţi, în care se realizează una sau mai multe joncţiuni paralele
cu feţele plachetei, folosind cel mai adesea tehnologii de difuzie sau implantare ionică.
Progresele tehnologice obţinute în domeniul semiconductoarelor de putere permit realizarea
circuitelor electronice de putere la un nivel de performanţă ridicat, optimizate din punct de
vedere energetic, fiabile şi cu un preţ de cost scăzut.
Pentru ca dispozitivul să-şi exercite rolul de conducţie specifică, pentru care a fost
creat, este necesar ca solicitarea fiecărei joncţiuni să fie limitată. Astfel:
* tensiunea inversă trebuie limitată la valori inferioare de străpungere în avalanşă;
* densitatea de curent trebuie limitată la valori determinate de materialul de bază şi de
caracteristicile joncţiunii (pentru siliciu valoarea maximă este de 100200 A/cm2);
* temperatura în regiunea joncţiunilor trebuie limitată la valori pentru care conducţia
prin purtători generaţi termic rămâne neglijabilă fată de procesele de conducţie definitorii
pentru dispozitivele semiconductoare şi, de asemenea, pentru care nu există pericolul apariţiei
unor modificări structurale ireversibile (temperatura maximă a joncţiunilor este de 150200°C
pentru siliciu).
Respectarea primelor două condiţii se obţine printr-o proiectare corectă a circuitului
electric extern şi alegerea adecvată a parametrilor de alimentare şi comandă. Metodologia de
proiectare este specifică fiecărui tip de dispozitiv semiconductor de putere şi necesită
cunoaşterea acestuia în detaliu (funcţionare, parametri electrici etc.).
L5-2
Pentru respectarea ultimei condiţii trebuie cunoscut modul în care se transportă şi se
evacuează în mediul ambiant energia termică generată prin funcţionarea dispozitivului,
normală din punct de vedere electric.
Analiza unui circuit electronic de putere se poate face uşor dacă considerăm pentru
dispozitivele semiconductoare de putere modele electrice funcţionale ideale, de tip comutator
cu doua stări:
- închis (on), când este parcurs de curent şi tensiunea la borne este nulă;
- deschis (off), când curentul prin el este nul, susţinând tensiune aplicată la borne.
Tranziţiile între stări se fac practic instantaneu pentru comutatoarele ideale (timpii de
comutaţie sunt nuli).
În această perspectivă, dispozitivele semiconductoare de putere pot fi clasificate în
funcţie de modul de control a stărilor on şi off. Astfel avem:
- dispozitive pentru care stările on şi off sunt determinate de tensiunea de al bornele sale; de
exemplu: diodele redresoare (cu joncţiune pn), diodele Schottky, diodele pnpn (diode
Schockley), diac-ul (diode ac switch) etc;
- dispozitive pentru care trecerea în starea on este determinată de aplicarea unui semnal de
comandă pe poartă (terminalul de comandă), iar trecerea în starea off este determinată de
circuitul electric în care este conectat; de exemplu: tiristoarele uzuale, triac-ul (triode ac
switch) etc;
- dispozitive pentru care trecerea în starea on, respectiv off, este controlată printr-un semnal
de comandă cu parametri specifici tipului de comutaţie (trecere dintr-o stare în alta); de
exemplu: tranzistoarele bipolare, tranzistoarele MOS, tiristoarele cu blocare pe poartă
(Gate Turn-Off Thyristor – GTO), tiristorul cu inducţie statică (Static Induction Thyristor
– SIT) tranzistoarele bipolare cu poartă izolată (Insulated Gate Bipolar Tranzistor - IGBT,
structuri darlington şi Bi-MOS, tiristoare comandate cu MOS-uri (MOS Controlled
Thyristor – MCT), comutatoare de putere inteligente (Inteligent Power Switch – ISP) etc.
Un comutator electronic practic trebuie să aibă:
- un curent rezidual cât mai mic în starea off;
- o tensiune pe el în starea on cât mai mică;
- timpi de comutaţie cât mai mici;
- putere de comandă cât mai mică.
Este important ca proprietăţile dispozitivelor semiconductoare să fie cunoscute atunci
când alegem un dispozitiv optim pentru o aplicaţie dată. Tabelul 2.1 prezintă comparativ
proprietăţile esenţiale ale dispozitivelor electronice capabile să susţină tensiuni de peste
L5-3
1000V. Se remarcă faptul că dispozitivele electronice de comutaţie sunt optimizate pentru o
tensiune directă în conducţie minimă.
Utilizând tehnici de proiectare variate şi originale, un proiectant de circuite electronice
de putere poate să folosească un dispozitiv în afara zonei de operare ,,normală”. Astfel, se
poate spune că este dificilă utilizarea tranzistoarelor bipolare de înaltă tensiune (High Voltage
Bipolar Transistor – HVT) la frecvente de peste 100kHz, dar totuşi în literatura de specialitate
sunt descrise aplicaţii la frecvenţe de sute de kHz. La alegerea unui tip de comutator concura
o gama mai largă de parametri, legaţi într-o anumita măsură de frecvenţa de comutaţie:
- timpii de întârziere;
- puterea disipată în comutaţie;
- densitatea de curent în conducţie;
- limitări tehnologice la puteri mari;
- topologia aplicaţiei etc.
De exemplu, GTO este preferat tranzistorului de putere în aplicaţii de mare putere la
frecvenţe între 1kHz şi 20kHz, datorită capabilităţii sale la suprasarcină.
Evident, scăderea tensiunii susţinute în blocare determină performanţe mai bune
pentru dispozitivul electronic.
În timpul operaţiilor de montare în echipamentul de putere, precum şi pe toată durata
de utilizare, dispozitivele semiconductoare sunt supuse la solicitări complexe de natură
mecanică, electrică şi termică, ce pot afecta performanţele de fiabilitate ale acestora.
2. Simularea functionarii sipozitivelor semiconductoare
2.1. Caracteristica diodei
2.1.1. Caracteristica diodei PN în cadranul 1 (polarizare directă).Se începe un nou proiect intitulat CARACTERISTICA DIODEI 1N4007.
Desenul în ORCAD CAPTURE va arăta ca în Figura 5.1.
Dioda D1N4007 se aduce din biblioteca Diode.olb ( dacă biblioteca nu există în lista
afişată se aduce cu comanda Add Library urmată de selectarea bibliotecii diode.olb aflată în
subdirectorul PSPICE )
L5-4
V1
10Vdc
R1
270
2
I
0
1
D1
D1N4007
Figura. 1
Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din
Analysis type se alege ↓ DC Sweep _ din zona Sweep variable se bifează Voltage Source,
la Name se completează V1 _ în zona Sweep type se bifează Liniar apoi se completează
Start value : 0V, End value : 40V, Increment : 0.001V _ OK _ Run
Se observă grafic evoluţia curentului prin diodă funcţie de modificarea tensiunii sursei
V1.
Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Axis Variable _ clic pe V(2) _ OK _ OK
Se observă caracteristica diodei trasată grafic la scară liniară (Figura 5.2)
V(2)
0V 100mV 200mV 300mV 400mV 500mV 600mV 700mV 800mV 900mVI(D1)
0A
50mA
100mA
150mA
Figura 5.2
Se apasă butonul Log Y Axis
Se observă caracteristica diodei trasată grafic la scară logaritmică (pe axa Y). Abaterea
de la linia dreaptă pune în evidenţă abaterea de la ecuaţia exponenţială (la valori mari
ale curentului)sau modificarea unor parametrii din ecuaţia exponenţială (la valori
foarte mici ale curentului).
L5-5
V(2)
0V 100mV 200mV 300mV 400mV 500mV 600mV 700mV 800mV 900mVI(D1)
10e-21A
1.0fA
100pA
10uA
1.0A
Figura 5.3
Pe caracteristica la scară logaritmică se poate constata că noţiunea de „tensiune de
deschidere a diodei ” este relativă. Tensiunea la care dioda aparent începe să intre în
conducţie (se observă pe scara liniară) este de fapt dependentă de domeniul de curent
in care se utilizează dioda.
Se revine la scara liniară (clic pe butonul Log Y Axis - butonul este de tip
„toggle”adică cu reţinere). Tensiunea de deschidere pare a fi 0.45...0.5V).
Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Y Axis _ User Defined _ 0A to 1mA _ OK
Tensiunea de deschidere pare a fi 0.2....0.25V
V(2)
0V 100mV 200mV 300mV 400mV 500mV 600mV 700mV 800mV 900mVI(D1)
0A
0.2mA
0.4mA
0.6mA
0.8mA
1.0mA
Figura 5.4
Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Y Axis _ User Defined _ 0A to 10uA _ OK
2.1.2. Caracteristica diodei stabilizatoare (zenner).
Se începe un nou proiect intitulat CARACTERISTICA DIODEI ZENNER.
Desenul în ORCAD CAPTURE va arăta ca în Figura 5.5.
L5-6
Dioda BZ-075 se aduce din biblioteca jdiode.olb ( dacă biblioteca nu există în lista
afişată se aduce cu comanda Add Library urmată de selectarea bibliotecii jdiode.olb aflată în
subdirectorul PSPICE )
ID1
BZ-075
2
0
1
V1
10Vdc
R1
270
Figura. 5
Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din
Analysis type se alege ↓ DC Sweep _ din zona Sweep variable se bifează Voltage Source,
la Name se completează V1 _ în zona Sweep type se bifează Liniar apoi se completează
Start value : -20V, End value : 20V, Increment : 0.001V _ OK _ Run
Se observă grafic evoluţia curentului prin diodă funcţie de modificarea tensiunii sursei
V1.
Se dă secvenţa Plot _ Axis Settings _ Axis Variable _ clic pe V(2) _ OK _ OK
Se observă caracteristica diodei trasată grafic la scară liniară (Figura 5.6)
V(2)
-8.0V -7.0V -6.0V -5.0V -4.0V -3.0V -2.0V -1.0V 0.0V 1.0VI(D1)
-50mA
0A
50mA
100mA
Figura 5.6
2.2. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar
2.2.1. Caracteristica de intrare IB=f(UBE); UCE=ct
2.2.2. Caracteristica de transfer IC=f(UBE); UCE=ct
Pentru a trasa grafic aceste caracteristici putem utiliza schema din Figura 5.7.
L5-7
Tranzistorul BC547B îl găsim în biblioteca de simboluri ebipolar.olb şi are modelul
PSPICE în biblioteca ebipolar.lib .
Principalele date de catalog ale tranzistorului sunt:
VCB0 =50 V ; tensiunea maximă CB cu E în gol
VCE0 =45 V ; tensiunea maximă CE cu B în gol
VEB0 = 6 V ; tensiunea maximă EB cu C în gol
ICmax = 100 mA
PDmax =500 mW ; tranzistorul montat pe cablaj FR4 (FR4 - PCB)
TJmax = 150 oC
fT = 100 MHz ; UCE=5V, IC=10mA,
Schema poate fi utilizată şi experimental cu condiţia ca sursa V2 să limiteze curentul
la o valoare sub ICmax . Trebuie avut grijă să nu depăşim PDmax, acest lucru fiind dificil de
realizat cu mijloace simple.
Practic se înseriază o rezistenţă care limitează atât curentul de colector cât şi puterea
disipată pe tranzistor.
0
Q1
BC547BV2
20V
C
0
B
I1
5uA
0
Figura 5.7
Sursa de curent I1 este IDC din biblioteca Source.olb.
Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din Analysis
type se alege ↓ DC Sweep. Din zona Options se lasă Primary Sweep. Din zona
Sweep variable, se bifează Current Source, la Name se completează I1 , în zona
Sweep type se bifează Logarithmic apoi se completează Start value : 1p End value :
100u Points / Decade : 100. Se dă_OK _ Run
Secvenţa Trace_Add Trace_IB(Q1) determină afişarea grafică a curentului de bază
funcţie de el însuşi adică I(I1)
Secvenţa Plot _ Axis Settings _ Axis Variable _ clic pe V(B) _ OK _ OK determină
afişarea grafică a evoluţiei curentului de bază funcţie de modificarea tensiunii bază-
emitor.
L5-8
Se dă secvenţa Plot_Add Plot to Window, apoi Trace_Add Trace_IC(Q1)
V(B)
200mV 300mV 400mV 500mV 600mV 700mV 800mVIB(Q1)
0A
40uA
80uA
120uA
SEL>>
IC(Q1)0A
20mA
40mA
Figura 5.8
Figura 5.9. Dependenţa câştigului în curent continuu ( β sau hFE ) de curentul de colector
(preluat din catalog Philips, 1999)
2.2.3 Caracteristicile de ieşire IC=f(UCE); IB=ct. ; IB parametru
Folosim aceeaşi schemă (fig. 7).
Se alege tipul de analiză: DC Sweep. În zona Options se lasă Primary Sweep. În
zona Sweep variable, se bifează Voltage Source, la Name se completează V2 , în zona
Sweep type se bifează Liniar apoi se completează Start value : 0.1V End value : 40V
Increment : 0.1V. Se apasă Apply.
L5-9
În zona Options se lasă Secondary Sweep. În zona Sweep variable, se bifează
Current Source, la Name se completează I1 , în zona Sweep type se bifează Value List şi se
completează : 1u, 5u, 10u, 15u, 20u . Se apasă Apply, apoi OK.
Se dă Run. Secvenţa Trace_Add Trace_IC(Q1) determină afişarea grafică a
curentului de colector funcţie de tensiunea colector emitor, păstrând IB constant . Sunt 5 curbe
, corespunzător celor 5 valori ale parametrului I1 (adică IB ), aşa cum se poate vedea în fig.
10.
V_V2
0V 5V 10V 15V 20V 25V 30V 35V 40VIC(Q1)
-2mA
0A
2mA
4mA
6mA
8mA
10mA
Figura 5.10.
2.3. Caracteristicile statice ale tranzistorului cu efect de câmp cu joncţiuni(TECJ)
2.3.1. Caracteristica de intrare IG=f(UGS); UDS=ct
2.3.2. Caracteristica de transfer ID=f(UGS); UDS=ct
Pentru a trasa grafic aceste caracteristici putem utiliza schema din Figura 5.11.
Tranzistorul BF245B îl găsim în biblioteca de simboluri jfet.olb şi are modelul
PSPICE în biblioteca jfet.lib .
Principalele date de catalog ale tranzistorului sunt:
L5-10
G
D
J1
BF245B
0 0
V2
10VV1
-1V
0
Figura 5.11
Se alege tipul de analiză cu secvenţa Pspice _ Edit Simulation Profile _ din Analysis
type se alege ↓ DC Sweep. În zona Options se lasă Primary Sweep. Din zona Sweep
variable, se bifează Voltage Source, la Name se completează V1 , în zona Sweep
type se bifează Linear apoi se completează Start value : -3V End value : 0V
Increment : 0.001V. Se dă_OK _ Run
Secvenţa Trace_Add Trace_IG(J1) determină afişarea grafică a curentului de poartă
(grilă) funcţie de V1 care este chiar VGS . Curentul este practic curentul prin
joncţiunea PN polarizată invers (neglijabil în majoritatea aplicaţiilor).
Secvenţa Plot_Add Plot to Window, apoi Trace_Add Trace_ID(J1) determină
afişarea grafică a caracteristicii de trasfer
V_V1
-3.0V -2.5V -2.0V -1.5V -1.0V -0.5V -0.0VIG(J1)
-1.6pA
-1.2pA
-0.8pA
SEL>>
ID(J1)0A
5mA
10mA
Figura 5.12.
2.3.2. Caracteristicile de ieşire ID=f(UDS); UGS=ct. ; UGS parametru
Folosim aceeaşi schemă (fig. 11).
Se alege tipul de analiză: DC Sweep. În zona Options se lasă Primary Sweep.
Din zona Sweep variable, se bifează Voltage Source, la Name se completează V2 , în zona
Sweep type se bifează Liniar apoi se completează Start value : 0.01V End value : 25V
Increment : 0.01V. Se apasă Apply.
L5-11
În zona Options se bifează Secondary Sweep . În zona Sweep variable, se bifează
Voltage Source, la Name se completează V1 , în zona Sweep type se bifează Value List şi
se completează : -2V, -1.5V, -1V, -0.5V, 0V . Se apasă Apply, apoi OK.
Se dă Run. Secvenţa Trace_Add Trace_ID(J1) determină afişarea grafică a
curentului de colector funcţie de tensiunea colector emitor, păstrând UGS constant . Sunt 5
curbe , corespunzător celor 5 valori ale parametrului UGS aşa cum se poate vedea în fig. 10.
V_V2
0V 5V 10V 15V 20V 25VID(J1)
0A
2mA
4mA
6mA
8mA
10mA
Figura 5.13.
Revenim în dialogul pentru setarea simulării unde modificăm baleierea pentru V2 ,
Rezultatul rulării programului este prezentat în Figura 5.14, unde se vede funcţionarea
tranzistorului în zona liniară (rezistenţa de ieşire este dependentă de tensiunea de intrare)
V_V2
-500mV -400mV -300mV -200mV -100mV 0mV 100mV 200mV 300mV 400mV 500mVID(J1)
-5.0mA
0A
5.0mA
Figura 5.14
L5-12
0
M1
IRF540
0
G
0
V1
4V
V2
50v
D
Figura 5.15
V_V1
2.0V 2.5V 3.0V 3.5V 4.0V 4.5V 5.0VIG(M1)
-1.0uA
0A
1.0uA
SEL>>
ID(M1)0A
5A
10A
15A
Figura 5.16
V_V2
0V 10V 20V 30V 40V 50V 60V 70V 80VID(M1)
0A
5A
10A
15A
Figura 5.17
V2
20vV1
4V
0
IG
V
0
Z1
APT25GF100BN
0
D
L5-13
V_V1
2.0V 2.5V 3.0V 3.5V 4.0V 4.5V 5.0VIG(Z1)
-1.0uA
0A
1.0uA
SEL>>
IC(Z1)0A
2.0A
4.0A
V_V2
0V 5V 10V 15V 20V 25V 30V 35V 40V 45V 50VIC(Z1)
0A
1.0A
2.0A
3.0A
4.0A
3. Masuratori efectuate pe macheta de laborator
Schema bloc a circuitului
Schema bloc se compune din:- Blocul SURSE DE ALIMENTARE – ne ofera tensiunile necesare functionarii
machetei (5V, 24V);
L5-14
- Blocul DE COMANDA CU MICROCONTROLLER PIC 16F877 – se
alimenteaza cu o tensiune de 5 V de la blocul Surse de alimentare, genereaza un semnal PWM
si realizeaza selectia tipului de circuit de comanda si a tipului de sarcina dorit de utilizator;
- Blocul CIRCUIT DE COMANDA – cuprinde trei structuri de circuite de
comanda: circuit rezistiv, rezistiv-inductiv, respectiv rezistiv-capacitiv. Selectia pentru unul
dintre circuite se realizeza din blocul de comanda cu microcontroller PIC 16F877;
- Blocul DEP – cuprinde trei dispozitive electronice de putere: dioda, tranzistor
bipolar, tranzistor MOS, care sunt selectate de catre blocul de comanda cu microcontroller
PIC 16F877;
- Blocul SARCINA - cuprinde trei structuri de circuit de sarcina: circuit rezistiv,
rezistiv-inductiv, respectiv rezistiv-capacitiv. Selectia pentru unul dintre circuite se realizeza
din blocul de comanda cu microcontroller PIC 16F877;
L5-15
Schema electrica generala
LS1Sarcina C
14
3 2
C_TB
R1
L1
C1
LS2Sarcina L
14
3 2
D1 1n4148
C_TM
D2 1n4148
0
0
C_D
C_S_C
C_S_L
C_S_L
On/Of f
C_S_C
LS3
Sarcina C
14
32
R2
C2
L2
LS4
Sarcina L
14
32
DEP
D31n4148
D41n4148
0
C_C
0
C_L
Sarcina
20MHz
Camanda
C3
22pC4
22p
0
D5Q1 Q2
0
LS5Conectare TB
14
3 2
LS6Conectare TMOS
14
3 2
R3 1K
LS7Conectare Dioda
14
3 2
+5V
J2
CON3
123
ICSPCON5
1 2 3 4 5
+5V
R41K
D6 1n4148
+5V
+24V
U1
PIC16F877
MCLR/VPP1
RA0/AN02
RA1/AN13
RA2/AN2/Vref -4
RA3/AN3/Vref +5
RA4/TOCKI6
RA5/AN4SS7
RE0/RD/AN58
RE1/WR/AN69
RE2/CS/AN710
VDD11
VSS12
OSC2/CLKI13
OSC2/CLKO14
RCO/T1OSO/T1CK115
RC1/T1OSI/CCP216
RC2/CCP117
RC3/SCK/SCL18
RD0/PSP019
RD1/PSP120
RB7/PGD 40
RB6/PGC 39
RB5 38
RB4 37
RB3/PGM 36
RB2 35
RB1 34
RB0/INT 33
VDD 32
VSS 31
RD7/PSP7 30
RD6/PSP6 29
RD5/PSP5 28
RD4/PSP4 27
RC7/RX/DT 26
RC6/TX/CK 25
RC5/SDO 24
RC4/SDI/SDA 23
RD3/PSP3 22
RD2/PSP2 21
+5V
0
D7 1n4148 D8 1n4148
0
0
J1
CON14A
1 23 45 67 89 10
11 1213 14
3
1413
0
12
0 0
11
+5VRWRS
C_TB C_TM
E 0
C_D
14
+5V
0
1213
LS8
Tranzistor Bipolar
14
32
11
R51k
R61k
E
D9
1n41
48
R71k
RS
R81k
3
0
RW
SW1
12
LS9
Tranzistor MOS
14
32
D101n41
480
SW2
12
SW3
12
SW4
12
C_C_B
PWM
0
C_C_M
+5V
+24V
On/Of f
PWM
C_C
DEP
C_L
Sarcina
C_C_B
Comanda
C_C_M
L5-16
Montajul practic
Masuratorile se vor efectua pentru cele trei tipuri de dispozitive semiconductoare
(dioda, tranzistor bipolar si tranzistor MOS). Pentru a efectua masuratorile se va utiliza o
sursa de tesniune stabilizata 5V 1A , iar formele de unda se vor vizualiza cu ajutorul
osciloscopului HAMEG HM 303-6.
Rezultatele obtinute prin masurare se vor compara cu cele obtinute prin simulare si se va
explica aparitia diferentelor.
4. Intrebari, tema de casa
Determinaţi rezistenţa de intrare în tranzistor, adică rezistenţa dinamică între
bază şi emitor ( rbe ) pentru trei valori ale UBE : 0.6V, 0.65V, 0.7V. Pentru uşurinţă faceţi
zoom pe „plot-ul” de jos în zona respectivă utilizând „mouse-ul” sau Plot _ Axis Settings _
X Axis _ User Defined _ 0.55V to 0.75V _ OK
Determinaţi panta gm (sau transconductanţa) pe graficul din Figura 5.8 în două
puncte : IC = 2 mA, respectiv IC = 5 mA. Pentru acurateţe faceţi zoom pe „plot-ul” de sus în
zona respectivă sau Plot _ Axis Settings _ YAxis _ User Defined _ 0 to 6mA _ OK
Vizualizaţi grafic raportul IC(Q1)/IB(Q1) funcţie de IC(Q1) în domeniul
0.01mA÷10mA şi comparaţi cu graficul β=f(IC) oferit de firma Philips (www.).
Determinaţi rezistenţa de ieşire din tranzistor, adică rezistenţa dinamică între
colector şi emitor ( rce ) în RAN pentru cele 5 curbe din Figura 5.10.
Ne putem folosi de cele două cursoare disponibile dacă activăm butonul display
cursor, sau Trace_Cursor_Display_clic buton stânga mouse pe una din curbe _clic
L5-17
buton dreapta mouse pe aceeaşi curbă într-un p4nct situat la stânga. Observăm
valorile proiecţiilor celor două puncte A1 respectiv A2 pe cele două axe şi
diferenţele.
curentaxapeeproiectiilreddiferenta
tensiuneaxapeeproiectiilreddiferentaRO ____int_
____int_
Determinaţi panta gm (sau transconductanţa) pe graficul din Figura 5.12 în
două puncte : ID = 2 mA, respectiv ID = 5 mA. Pentru acurateţe faceţi zoom pe „plot-ul” de
sus în zona respectivă sau Plot _ Axis Settings _ YAxis _ User Defined _ 0 to 6mA _ OK.
Comparaţi cu transconductanţa tranzistorului bipolar.
Determinaţi rezistenţa de ieşire din tranzistor, adică rezistenţa dinamică între
drenă şi sursă ( rds ) în zona de saturaţie pentru cele 5 curbe din Figura 5.13 (atenţie: saturaţia
pentru tranzistoarele cu efect de câmp are altă semnificaţie faţă de tranzistoarele bipolare) .
L5-18
BIBLIOGRAFIE
1. Mihai Antoniu, Masurări electronice, vol 1, Ed. Gh Asachi, Iaşi, 1999;
2. Mihai Antoniu, Eduard Antoniu, Ştefan Poli, Masurări electronice, vol 2,
Ed. SATYA, Iaşi, 2000;
3. Marin Săracin, Masurări electronice şi sisteme de masurare, Ed.
MatrixRom, Bucureşti, 2003;
4. Oprea Stefan, Masurari in electronica – note de curs, Universitatea din
Pitesti, 2008.
5. Rădoi, s.a., “SPICE Simularea şi analiza circuitelor electronice”, Ed.
Amco Press, Bucureşti, 1994
6. F. Ionescu, “Diode semiconductoare si redresoare de putere”, Editura
Tehnica, Bucureşti, 1995.
7. F. Ionescu, D. Alexa, s.a., “Electronica de putere – modelare si simulare”,
Editura Tehnica, Bucureşti, 1997.
8. Bodea, I. Teodorescu, şa., “Diode şi tiristoare de putere – Aplicaţii”,
Editura Tehnica, Bucureşti, 1990.
9. Bizon, “Electronică Industrială – I”, Îndrumar de laborator, Editura
Universităţii din Piteşti, Piteşti, 1999.
10.N. Bizon, “Dispozitive şi circuite electronice de putere”, Culegere de
probleme, Editura Universităţii din Piteşti, Piteşti, 1999.
11.***, “Tranzistoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.
12.***, “Diode şi Tiristoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.
13.***, “Power module”, Mitsubishi semiconductors, 1995.
14.***, “Databook”, Semikron, 1990.
15.***, “Bipolar Power Transistor – Databoook”, Harris Semiconductor,
1992.
16.***, “MCT/IBBTs/Diodes – Databoook”, Harris Semiconductor, 1992.
top related