4.5v 20v 95% dcr - analog devices...snsd + sw boost ilim l7130 diffn diffp mode/pllin diffout v fb v...

LTC7130

17130f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC7130

標準的応用例

特長概要

LTC®7130は、最大20Aの連続負荷電流を供給できる電流モード同期整流式モノリシック降圧コンバータです。このデバイスは電流検出信号の信号対ノイズ比を高める独自のアーキテクチャを採用しているので、DC抵抗が非常に小さいパワー・インダクタを使用して、大電流アプリケーションでの効率を最大限に高めることができます。この機能により、低DCR

アプリケーションでよく見られるスイッチング・ジッタも減少します。また、LTC7130は、高速差動リモート検出アンプとプログラム可能な電流検出制限回路を内蔵しており、10mV～30mVの範囲から選択して、最大20Aの出力電流制限値を設定することができます。更に、DCR温度補償機能により、全温度範囲で最大出力電流を高精度に制限します。

LTC7130は、±0.5%の制限値を保証した0.6V高精度リファレンスも備えており、これによって高精度の出力電圧を実現します。入力電圧範囲が5V～20Vなので、多種多様のバス電圧と各種のバッテリをサポートします。

LTC7130は、端子仕上げがSnPb/RoHSに準拠した高さの低い小型BGAパッケージで供給されます。

アプリケーション

n 広い入力電圧範囲：4.5V～20Vn 低デューティ・サイクル・アプリケーション向けに最適化n 高効率：最大95%n リニアテクノロジー独自の電流モード・アーキテクチャn 大電流の並列動作n 温度補償された超低DCRによる電流検出n プログラム可能な出力電流制限n 高速差動リモート検出アンプn 出力電圧レギュレーション精度：±0.5%n 穏やかに回復する出力短絡保護n プログラム可能なソフトスタート、トラッキングn プログラム可能な固定周波数：250kHz～770kHzn EXTVCCによる電力損失の低減n 出力低電圧 /過電圧状態に対応するフォルト・インジケータn 6.25mm×7.5mm×2.22mm BGAパッケージ

n DSP、FPGA、ASICのリファレンス設計n 通信 /データ通信システムn 分散化高電力密度システム

L、LT、LTC、LTM、Burst Mode、OPTI-LOOP、μModule、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEはリニアテクノロジー社の商標です。その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5481178、5705919、5929620、6177787、6580258、6498466、6611131を含む米国特許、出願中の特許によって保護されています。

非常に低いDCRによる検出機能を備えた高効率1.5V/20A降圧コンバータ効率と負荷電流

超低DCRによる検出機能を備えた

20V、20Aモノリシック降圧コンバータ

EFFICIENCY

POWER LOSS

VIN = 12VVOUT = 1.5VL = 0.25μH (DCR = 0.37mΩ)EXTVCC = 5VCCM

LOAD CURRENT (A)0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

0

2

4

6

8

10

12

14

EFFI

CIEN

CY (%

)

POWER LOSS (W

)

7130 TA01b

20k

CMDSH2-3

0.1µF

0.25µH(0.37mΩ

DCR)

3.09k

220nF

619Ω

4.7µF1µF

2.2Ω

121k

470µF×2

220pF

470µF

20k 30.1k

1nF

INTVCC

TK/SS

ITH

GND

SVIN

FREQ

SNS–

SNSA+

SNSD+

SW

BOOST

ILIM

LTC7130

DIFFN

DIFFP

MODE/PLLIN

DIFFOUT

VFB

VOUT1.5V20A

ITEMP

SGND

RUN

VIN

VIN = 5VTO 20V

PINS NOT USED IN THIS CIRCUIT: PGOOD CLKOUT

EXTVCC

220nF

+

+

0.1µF

INTVCC

3.01k

1k

2.2Ω

7130 TA01a

http://www.linear-tech.co.jp/LTC7130


LTC7130

27130f


絶対最大定格

入力電源電圧 ........................................................–0.3V～20VEXTVCC、RUN、PGOOD .............................................–0.3V～6VSNSD+、SNSA+、SNS–の電圧 ............................–0.3V～ INTVCC

MODE/PLLIN、ILIM、TK/SS、FREQ ....................–0.3V～ INTVCC

DIFFP、DIFFN .....................................................–0.3V～ INTVCC

ITEMP、ITH、VFBの電圧 ....................................–0.3V～ INTVCC

動作接合部温度範囲（Note 2） ............................................................ –40°C～125°C保存温度範囲.................................................... –65°C～150°C半田リフローのピーク・ボディ温度 .................................260°C

（Note 1）

電気的特性lは規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cの値（Note 2）。注記がない限り、VIN = 12V、VRUN = 5V。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

メイン制御ループVIN Input Voltage Range (Note 3) 4.5 20 V

VOUT Output Voltage Range with Diffamp Low DCR Sensingwithout Diffamp and No Low DCR Sensing

0.6 0.6

3.5 5.5

V V

VFB Regulated Feedback Voltage Current ITH Voltage = 1.2V (Note 4) –40°C to 85°C –40°C to 125°C

l

l

0.597 0.5955

0.6 0.6

0.603 0.6045

V V

1

A

B

C

D

E

F

G

H

J

2 3 4TOP VIEW

BGA PACKAGE63-PIN (6.25mm × 7.5mm × 2.22mm)

5 6 7

VIN

SW

INTVCC

GND

GND

BOOST

SGND

NC1 NC2DIFFN DIFFP DIFFOUT ITH VFB

SNSD+ FREQSNS– TK/SS RUN

SNSA+

ITEMP

ILIM CLKOUTMODE/PLLIN

SVIN EXTVCC

PGOOD

TJMAX = 125°C, θJA = 21°C/W, θJC = 10°C/WθJA DERIVED FROM LTC7130 DEMO BOARD, Weight = 0.24g

ピン配置

製品番号パッド/ボール仕上げ製品マーキング* パッケージ・

タイプ MSL定格温度範囲（Note 2参照）デバイス仕上げコードLTC7130EY#PBF SAC305（RoHS） LTC7130 e1 BGA 3 –40°C to 125°CLTC7130IY#PBF SAC305（RoHS） LTC7130 e1 BGA 3 –40°C to 125°C• デバイスの温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで示してあります。• パッドまたはボールの仕上げコードは IPC/JEDEC J-STD-609に準拠しています。• 端子仕上げの製品マーキングの参照先：www.linear-tech.co.jp/leadfree

• この製品では、第2面のリフローは推奨していません。詳細についての参照先： www.linear-tech.co.jp/BGA-assy

• 推奨のBGA PCBアセンブリ手順および製造手順についての参照先： www.linear-tech.co.jp/BGA-assy

• BGAパッケージおよびトレイの図面の参照先：www.linear-tech.co.jp/packaging

• この製品は水分の影響を受けやすくなっています。詳細についての参照先： www.linear-tech.co.jp/BGA-assy

発注情報（http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC7130#orderinfo）


http://www.linear-tech.co.jp/leadfree

http://www.linear-tech.co.jp/BGA-assy



http://www.linear-tech.co.jp/packaging


http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC7130#orderinfo

LTC7130

37130f




IFB Feedback Current (Note 4) –15 –50 nA

VREFLNREG Reference Voltage Line Regulation

VIN = 4.5V to 20V (Note 4) 0.002 0.02 %

VLOADREG Output Voltage Load Regulation (Note 4) Measured in Servo Loop; ∆ITH Voltage = 1.2V to 0.7V Measured in Servo Loop; ∆ITH Voltage = 1.2V to 1.6V

l

l

0.01 0.01

0.1 0.1

% %

gm Error Amplifier (EA) Transconductance

ITH =1.2V, Sink/Source 5µA (Note 4) 2 mmho

IQ Input DC Supply Current Normal Mode Shutdown

(Note 5) VIN = 15V VIN = 15V, VRUN = 0V

3.8 30

50

mA μA

UVLO Undervoltage Lockout VINTVCC Ramping Down 3.4 3.75 4.1 V

UVLOHYS UVLO Hysteresis Voltage 0.5 V

VFBOVL Feedback Overvoltage Lockout Measured at VFB l 0.64 0.66 0.68 V

ISNSD+ SNSD+ Pin Bias Current VSNSD+ = 3.3V 30 100 nA

ISNSA+ SNSA+ Pin Bias Current VSNSA+ = 3.3V 1 2 µA

AVT_SNS Total Sense Signal Gain to Current Comparator

5 V/V

VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold

–40°C to 125°C VSNS– = 1.8V, ILIM = 0V ILIM = 1/4VINTVCC ILIM = 1/2VINTVCC or Float ILIM = 3/4VINTVCC ILIM = VINTVCC

l

l

l

l

l

8.8 14 19

23.5 28.3

10 15 20 25 30

11.2 16 21

26.5 31.7

mV mV mV mV mV

ITEMP DCR Temperature Compensation Current

VITEMP = 0.3V l 9 10 11 µA

ITK/SS Soft-Start Charge Current VTK/SS = 0V l 1.0 1.25 1.5 µA

VRUN RUN Pin on Threshold Voltage VRUN Rising l 1.1 1.22 1.35 V

VRUN(HYS) RUN Pin on Hysteresis Voltage 80 mV

tON(MIN) Minimum On-Time (Note 6) 90 ns

INTVCCリニア・レギュレータVINTVCC Internal VCC Voltage 6V < VIN < 20V 5.25 5.5 5.75 V

Load Regulation IINTVCC = 0mA to 20mA 0.5 2 %

VEXTVCC External VCC Switchover Voltage EXTVCC Ramping Positive 4.5 4.7 V

EXTVCC Voltage Drop IEXTVCC = 20mA, VEXTVCC = 5.5V 40 100 mV

EXTVCC Hysteresis 250 mV

発振器とフェーズロック・ループfNOM Nominal Frequency VFREQ = 1.2V 450 500 550 kHz

fLOW Lowest Frequency VFREQ > 0.4V 225 250 275 kHz

fHIGH Highest Frequency VFREQ > 2.4V 700 770 850 kHz

RMODE/PLLIN MODE/PLLIN Input Resistance 250 kΩ

IFREQ Frequency Setting Current 9 10 11 µA


LTC7130

47130f



Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与えるおそれがある。Note 2：LTC7130はTJがTAにほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC7130Eは0°C～85°Cの接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C～125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC7130Iは–40°C～125°Cの全動作接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。これらの仕様と合致する最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの熱インピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まる。熱ディレーティング曲線はLTC7130のデモボードに基づく。Note 3：4.5V ≤ VIN ≤ 5.5Vの場合、INTVCCをVINに接続する必要がある。設計により保証されている。


CLKOUT Phase Relative to the Oscillator Clock

180 Deg

CLKOUTHI Clock Output High Voltage VINTVCC = 5.5V 4.5 5.5 V

CLKOUTLO Clock Output Low Voltage 0 0.2 V

PGOOD出力VPGDLO PGOOD Voltage Low IPGOOD = 2mA 0.1 0.3 V

IPGD PGOOD Leakage Current VPGOOD = 5.5V 2 µA

VPGD PGOOD Trip VFB with Respect to Set Output Voltage VFB Going Negative VFB Going Positive

–10 10

% %

差動アンプAV Gain –40°C to 125°C l 0.997 1 1.003 V/V

RIN Input Resistance Measured at DIFFP Input 80 kΩ

VOS Input Offset Voltage VDIFFP = 1.5V, VDIFFOUT = 100µA 2 mV

PSRR Power Supply Rejection Ratio 5V < VIN < 20V (Note 7) 90 dB

IOUT Maximum Sourcing Output Current

1.5 2 mA

VOUT Maximum Output Voltage VINTVCC = 5.5V, IDIFFOUT = 300µA VINTVCC – 1.4 VINTVCC – 1.1 V

GBW Gain-Bandwidth Product (Note 7) 3 MHz

SR Slew Rate (Note 7) 2 V/µs

RDS(ON)

RTOP Top Power NMOS On-Resistance

7.3 mΩ

RBOTTOM Bottom Power NMOS On-Resistance

2.1 mΩ

Note 4：LTC7130は、VITHを規定の電圧にサーボ制御し、結果として得られるVFBを測定する帰還ループ内でテストされる。Note 5：動作時の電源電流は、スイッチング周波数で供給されるゲート電荷によって増加する。

「アプリケーション情報」を参照。Note 6：最小オン時間の条件は、IMAXの40%以上となるオン時のインダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流に対応している（「アプリケーション情報」のセクションの「最小オン時間に関する検討事項」を参照）。Note 7：設計により保証されている。


LTC7130

57130f


負荷ステップ（Burst Mode®動作）

軽負荷時のインダクタ電流

負荷ステップ（連続導通モード）

1Vにプリバイアスされた出力負荷ステップ（パルス・スキップ・モード）

標準的性能特性注記がない限り、TA = 25°C。

効率と負荷電流およびモード効率と負荷電流およびモード効率と負荷電流およびモード

効率および電力損失と負荷電流

VIN = 20V

EFFICIENCY

POWER LOSS

VOUT = 1.5V

LOAD CURRENT (A)0 3 6 9 11 14 17 20

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

0

5

10

15

EFFI

CIEN

CY (%

)

POWER LOSS (W

)

vs Load Current

7130 G04

(Burst Mode Operation)

VIN = 12V VOUT = 1.5V FRONT PAGE CIRCUIT

20µs/DIV

ILOAD5A/DIV

1A to 15A

VOUT AC–COUPLED

100mV/DIV

7130 G05

VIN = 12VVOUT = 1.5VFRONT PAGE CIRCUIT

20µs/DIV

VOUTAC–COUPLED

100mV/DIV

ILOAD 5A/DIV

1A to 15A

7130 G06

VIN = 12V VOUT = 1.5V FRONT PAGE CIRCUIT

20µs/DIV

ILOAD5A/DIV

1A TO 15A

VOUTAC–COUPLED

100mV/DIV

7130 G07

VIN = 12VVOUT = 1.5VLOAD = 300mA

10µs/DIV

PULSE–SKIPMODE

10A/DIV

Burst ModeOPERATION

10A/DIV

CONTINUOUSCONDUCTION

MODE 10A/DIV

7130 G08

VIN = 12V VOUT = 1.5V

TRACK/SS 500mV/DIV

20ms/DIV

VFB500mV/DIV

VOUT 500mV/DIV

7130 G09

0.1 1 10 1000

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

fSW = 500kHz

OUTL = 0.25μH (DCR = 0.37mΩ)FRONT PAGE CIRCUIT

CCMBurst Mode OPERATIONPULSE–SKIPPING MODE

V = 1.5V

3681 G01

VIN = 5V

LOAD CURRENT (A)0.1 1 10 100

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

fSW = 500kHz



V = 1.5V

3681 G02

VIN = 12V

LOAD CURRENT (A)0.1 1 10 100

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

fSW = 400kHz


EXTVCC = 5V


V = 1V

3681 G03

VIN = 12V

LOAD CURRENT (A)


LTC7130

67130f


INTVCCの入力レギュレーション電流検出しきい値とITH電圧

最大電流検出しきい値と同相電圧

VITH (V)0

–10

CURR

ENT

SENS

E TH

RESH

OLD

(mV)

–5

5

10

15

40

25

0.5 1.0 1.25

7130 G12

0

30

35

20

0.25 0.75 1.5 1.75 2.0

ILIM = 0VILIM = 1/4 INTVCCILIM = 1/2 INTVCCILIM = 3/4 INTVCCILIM = INTVCC

VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)0

CURR

ENT

SENS

E TH

RESH

OLD

(mV)

20

30

4.0

7130 G13

10

01.0 2.0 3.00.5 1.5 2.5 3.5

40

15

25

5

35ILIM = INTVCC

ILIM = 0V

ILIM = 3/4 INTVCC

ILIM = 1/4 INTVCC

ILIM = 1/2 INTVCC

標準的性能特性注記がない限り、TA = 25°C。

シャットダウン（RUN）しきい値と温度安定化された帰還電圧と温度発振器周波数と温度

TK/SSのプルアップ電流と温度最大電流検出しきい値電圧と帰還電圧（電流フォールドバック）

FEEDBACK VOLTAGE (V)0

MAX

IMUM

CUR

RENT

SEN

SE T

HRES

HOLD

(mV)

15

20

25

0.3 0.5

7130 G14

10

5

00.1 0.2 0.4

30

35

40

0.6

ILIM = INTVCC

ILIM = 3/4 INTVCC

ILIM = 1/2 INTVCC

ILIM = 1/4 INTVCC

ILIM = 0V

TEMPERATURE (°C)

TK/S

S (µ

A)

7130 G15

–50 –25 0 25 50 75 100 1250

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

1.4

1.6

1.8

TEMPERATURE (°C)

RUN

THRE

SHOL

D (V

)

7130 G16

1.00

1.20

1.30

1.10

1.40

1.15

1.25

1.05

1.35

–50 –25 0 25 50 75 100 125

ON

OFF

–50 –25 0 25 50 75 100 125TEMPERATURE (°C)

598.5

REGU

LATE

D FE

EDBA

CK V

OLTA

GE (m

V)

599.0

599.5

600.0

600.5

7130 G17

601.0

601.5

–50 –25 0 25 50 75 100 125TEMPERATURE (°C)

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

7130 G18

500

550

450

400

600

475

525

425

575VFREQ = 1.2V

INPUT VOLTAGE (V)0 5 10 15 20

0

1

2

4

5

6

INTV

CC V

OLTA

GE (

V)

CC

7130 G11

TK/SSの外部ランプによるトラッキング電圧の増減

VTK/SS0.2V/DIV

VOUT0.5V/DIV

20ms/DIV 7130 G10VIN = 12VVOUT = 1.5V1Ω LOAD

0V

VTK/SS

VOUT


LTC7130

77130f


発振器周波数と入力電圧

0 5 10 15 20

VFREQ = 2.5V

VFREQ = 1.2V

VFREQ = 0VFREQ

UENC

Y (k

Hz)

500

600

700

400

300

0

200

100

900

800

7130 G19

INPUT VOLTAGE (V)

標準的性能特性低電圧ロックアウトしきい値（INTVCC）と温度シャットダウン電流と入力電圧

注記がない限り、TA = 25°C。

–50 –25 0 25 50 75 100 125TEMPERATURE (°C)

2.5

UVLO

THR

ESHO

LD (V

)

2.7

3.1

3.3

3.5

4.5

3.9

7130 G20

2.9

4.1

4.3

3.7

RISE

FALL

0 5 10 15 20INPUT VOLTAGE (V)

0

SHUT

DOW

N CU

RREN

T (µ

A)

10

30

40

50

100

70

7130 G21

20

80

90

60

シャットダウン電流と温度入力静止電流と入力電圧（EXTVCCなし）

静止電流と温度（EXTVCCなし）

–50 –25 0 25 50 75 100 125TEMPERATURE (°C)

SHUT

DOW

N CU

RREN

T (µ

A)

30

40

7130 G22

20

10

50

25

35

15

45

0 5 10 15 20INPUT VOLTAGE (V)

7130 G23

QUIE

SCEN

T CU

RREN

T (m

A)

3.50

3.75

4.00

3.25

3.00

2.75

2.50–50 –25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (°C)7130 G24

QUIE

SCEN

T CU

RREN

T (m

A)

3.2

3.6

2.8

2.4

4.0

3.0

3.4

2.6

3.8

熱ディレーティング（VIN = 5V）熱ディレーティング（VIN = 12V）熱ディレーティング（VIN = 20V）

VOUT = 1.5VfSW = 500kHzDC2341A DEMO BOARD

NO HEAT SINK 0LFM200LFM400LFM

AMBIENT TEMPERATURE (°C)0 25 50 75 100 125

0

5

10

15

20

25

MAX

IMUM

LOA

D CU

RREN

T (A

)

Thermal Derating VIN = 5V

7130 G25




0

5

10

15

20

25

MAX

IMUM

LOA

D CU

RREN

T (A

)

7130 G26




0

5

10

15

20

25

MAX

IMUM

LOA

D CU

RREN

T (A

)


7130 G27


LTC7130

87130f


ピン機能FREQ（B7）：発振器周波数の制御入力。電流源により、このピンから10μAの電流が流れます。このピンとグランドの間に抵抗を接続すると、DC電圧が設定され、それによって発振器周波数がプログラムされます。これに代わる方法として、このピンをDC電圧で駆動して内部発振器の周波数を変更することもできます。

RUN（B6）：実行制御入力。1.22Vを超える電圧を入力すると、デバイスがオンします。このピンの電圧を1.14Vより低くすると、デバイスはシャットダウンします。このピンには1μAのプルアップ電流が流れます。RUNピンの電圧が1.22Vより高くなると、RUNピンのプルアップ電流が4.5μA増加します。

TK/SS（B5）：出力電圧トラッキングおよびソフトスタートの入力ピン。このピンに接続されている外付けソフトスタート・コンデンサは、内部ソフトスタート電流である1.25μAによって充電されます。

ITH（A5）：電流制御しきい値およびエラーアンプの補償ピン。電流コンパレータの作動しきい値は、このピンの電圧に比例します。

VFB（A6）：エラーアンプの帰還入力。このピンは、離れた場所で検出した帰還電圧を受け取って、DIFFOUTピンつまり出力に接続されている外付け抵抗分割器により出力電圧を設定します。

DIFFOUT（A4）：リモート検出差動アンプの出力。このピンを抵抗分割器を介してVFBに接続し、目的の出力電圧を設定します。

DIFFN（A2）：リモート検出差動アンプの負入力。このピンは出力負荷のグランドに近づけて接続します。

DIFFP（A3）：リモート検出差動アンプの正入力。このピンは出力負荷に近づけて接続します。

SNSD+（B1）： DC電流検出コンパレータの入力。DC電流コンパレータへの（+）出力は、通常、インダクタの帯域幅に一致する時定数（L/DCR）を持つDC電流検出回路網に接続します。

SNS–（B2）：負の電流検出入力。この電流コンパレータの負入力は、出力に接続します。

SNSA+ （C1）：AC電流検出コンパレータの入力。AC電流コンパレータへの（+）出力は、通常、DCR検出回路網に接続します。DCR検出回路網は、SNSD+ピンと組み合わせた場合、スキューが生じてACリップル電圧が5倍に増加することがあります。

ILIM（C2）：電流コンパレータの検出電圧制限ピン。DC電圧を印加して、電流コンパレータの最大電流検出しきい値を設定します。

CLKOUT（C3）：クロック出力ピン。CLKOUT信号は、デバイス内部のクロックの立ち上がりエッジと位相が180°ずれています。

GND（D2、D3、D4、E1、E2、E3、F2、F3、G4、G5、G6、H4、H5、H6、H7、J4、J5、J6、J7）：電源グランド。このピンはCVCCの（–）端子とCINの（–）端子の近くに接続します。

SW（G1、G2、G3、H1、H2、H3、J1、J2、J3）：スイッチ・ノードの接続点。このピンは、出力フィルタ・インダクタ、下側NチャネルMOSFETのドレイン、および上側NチャネルMOSFETのソースに接続します。これらのピンの電圧振幅は、グランドより（外付け）ショットキー・ダイオードの電圧降下分だけ低い電圧からVINまでです。

BOOST（E1）：上側ゲート・ドライバの昇圧電源。このピンにはブートストラップ・コンデンサの（+）端子を接続します。このピンは、INTVCCよりダイオードの電圧降下分だけ低い電圧からVIN＋INTVCCまで振幅します。

INTVCC（D1）：内蔵の5.5Vレギュレータの出力。内部制御回路はこの電圧から給電されます。このピンは、4.7μFの低ESR

タンタル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使用してPGNDにデカップリングします。


LTC7130

97130f


ピン機能SVIN（D5）：主入力電源。このピンはコンデンサ（0.1μF～1μF）を使用してPGNDにデカップリングします。主入力電源が5V

のアプリケーションでは、SVINピンとINTVCCピンを相互に接続してください。

VIN（E4、E5、E6、E7、F4、F5、F6、F7、G7）：主入力電源。これらのピンは内部のパワーMOSFETのドレインに接続されています。このピンは、入力容量CINを使用してGNDにデカップリングします。

EXTVCC（D7）：外部電源電圧入力。4.7Vより高い外部電源電圧をこのピンに接続すると、必ず内部スイッチが閉じて内部の低ドロップアウト・レギュレータをバイパスするので、外部電源がデバイスに電力を供給します。このピンの電圧は6Vを超えないようにして、常にVIN > VEXTVCCとなるようにしてください。

ITEMP（D6）：DCR温度補償の入力。出力インダクタの近くに配置されたNTC（負温度係数）抵抗に接続すると、温度に対するDCRの変化を補償できます。このピンをフロート状態にするか、INTVCCに接続すると、DCRの温度補償機能はディスエーブルされます。

PGOOD（C7）：パワーグッド・インジケータ出力。オープンドレインのロジック出力で、20μsの内部パワーバッド・マスク・タイマ時間経過後、出力が10%のレギュレーション範囲を超えていると、グランドに引き下げられます。

MODE/PLLIN（C6）：モード動作または外部クロック同期。連続動作モードを設定するには、このピンをSGNDに接続します。パルス・スキップ動作モードをイネーブルするには、INTVCCに接続します。このピンをフロート状態にしておくとBurst Mode

動作がイネーブルされます。このピンにクロック信号を入力すると、コントローラは連続動作モードになり、内部発振器に同期します。

SGND（B3、B4、C4、C5）：信号グランド。これはコントローラのグランドです。補償部品と出力設定抵抗は、このグランドに接続します。

NC（A1、A7）：接続しないでください。これらのピンは内部にまったく接続されていません。


LTC7130

107130f


機能ブロック図

– + –+ +

SLEEP

INTVCC

0.55V

– +

– +

0.5V

SS – +

1.22V

RUN 1.25µAVIN

EA

ITH RUN TK/SS

0.6VREF

SR Q

5.5VREG

ACTIVE CLAMP

OSC

MODE/SYNCDETECT

SLOPE COMPENSATION

UVLO

1R

ITHB

1µA/5.5µA

FREQ

CLKOUT

MODE/PLLIN ITEMP

0.6V

BURST EN

EXTVCC

ILIM

–

+ –

+ICOMP IREV

F

– +4.7V

F

–

+

–

+

OV

UV

–

+DIFFAMP

–

+AMP

0.54V

VFB

PGOOD

GND

CB

VOUT

VIN

COUT

DB

SNS–

SNSA+

SW

BOOST

INTVCC

DIFFN

DIFFP

SNSD+

7130 BD

SGND

0.66V

40k 40k

40k

40k

SWITCHLOGIC

ANDANTISHOOT-THROUGH

OV

RUN

ON

FCNT

PLL-SYNC

TEMPSNS

+

CIN

+SVIN

VSNS–

CVCC

INTVCC

RCCC1 CSS

DIFFOUT

RA RB


LTC7130

117130f


動作メイン制御ループLTC7130は、リニアテクノロジー独自の電流検出、電流モード降圧アーキテクチャを採用しています。通常動作時には、上側MOSFETはすべてのサイクルで、発振器がRSラッチをセットするとオンし、メインの電流コンパレータICMPがRSラッチをリセットするとオフします。ICMPがRSラッチをリセットするときのピーク・インダクタ電流は、エラーアンプEAの出力であるITHピンの電圧によって制御されます。リモート検出アンプ（DIFFAMP）は、出力コンデンサ両端で検出された差動電圧を帰還抵抗分割器で割った値に等しい信号を発生し、それをデバイス近くのグランド・リファレンスを基準にした信号にします。VFBピンはこの帰還信号を受け取り、0.6Vの内部リファレンスと比較します。負荷電流が増加すると、0.6Vのリファレンスに対してVFBピンの電圧がわずかに低下し、それによってインダクタの平均電流が新たな負荷電流と等しくなるまで、ITH

ピンの電圧が上昇します。上側のMOSFETがオフした後は、インダクタ電流が逆流し始めて逆電流コンパレータIREV がそれを検出するまでか、または次のサイクルが始まるまで、下側のMOSFETがオンします。

RUNピンを“L”にすると、メイン制御ループはシャットダウンします。RUNピンを解放すると、RUNピンは1.0μAの内部電流源によってプルアップされます。RUNピンが1.22Vに達すると、メイン制御ループがイネーブルされ、デバイスが起動します。RUNピンが“L”のとき、すべての機能は制御された状態を維持します。

非常に低いDCRの検出信号LTC7130は、独自のアーキテクチャを採用して信号対ノイズ比を向上しています。これにより、LTC7130は非常に低い値

（1mΩ以下）のインダクタDCRの小検出信号で動作して効率を改善し、信号の損傷を引き起こす可能性があるスイッチング・ノイズ起因のジッタを低減することができます。LTC7130

は、信号を取り込む2つの正の検出ピン（SNSD+およびSNSA+）で構成されており、信号を内部で処理して、DCR検出信号と同様に信号対ノイズ比を14dB改善した応答を実現します。その一方で、電流制限しきい値はやはりインダクタ・ピーク電流とそのDCR値の関数なので、ILIMピンを使用して10mV～30mVの範囲内で5mV刻みに正確に設定できます。SNSD+のフィルタ時定数（R1 • C1）は出力インダクタのL/

DCRと一致する必要があり、SNSA+のフィルタはSNSD+のフィルタより5倍広い帯域幅（すなわち、R2 • C2がR1 • C1/5に等しいこと）が必要です（図3参照）。

INTVCC/EXTVCC電源上側と下側のMOSFETドライバおよび他の大部分の内部回路への電源は、INTVCCピンから供給されます。EXTVCCピンを4.7Vより低い電圧に接続すると、内部の5.5Vリニア・レギュレータが INTVCCの電力をVINから供給します。EXTVCC

は、使用しない場合は接地してください。EXTVCCが4.7Vを超えると、5.5Vレギュレータはオフし、内部スイッチがオンしてEXTVCCをINTVCCに接続します。EXTVCCピンを使用すると、スイッチング・レギュレータの出力などの高効率の外部電源からINTVCCの電力を得ることができます。上側のMOSFETドライバはフローティング状態のブートストラップ・コンデンサCB

からバイアスされます。このコンデンサは通常、上側MOSFET

がオフしているとき、オフ・サイクル中に外付けのダイオードを通じて再充電されます。入力電圧VINがVOUTに近い電圧まで低下してくると、ループがドロップアウト状態に入り、上側のMOSFETを連続してオンしようとすることがあります。ドロップアウト検出器はこれを検出し、3サイクルごとにクロック周期の約1/12の時間に100nsを加えた期間、上側MOSFETを強制的にオフして、CBの再充電を可能にします。ただし、ドロップアウトへの移行時には、負荷が存在するかデバイスが低周波数で動作するようにして、CBを確実に再充電することを推奨します。

内部ソフトスタートデフォルトでは、出力電圧の起動は通常、内部ソフトスタート・ランプによって制御されます。この内部ソフトスタート・ランプは、エラーアンプの非反転入力に接続されます。VFBピンの電圧は、エラーアンプの3つの非反転入力（内部ソフトスタート・ランプ、TK/SSピン、または600mVの内部リファレンス）のうちの最も低い値に安定化されます。ランプ電圧が約600μsの間に0Vから0.6Vまで上昇すると、出力電圧はプリバイアスされた値から最終的な設定値までスムーズに上昇します。

アプリケーションによっては、結果的に負荷電圧がゼロでない状態でコンバータが起動することがあり、この場合には、コンバータのスイッチング開始時に出力コンデンサに電荷が残っています。このような状態のときに出力が放電しないように、ソフトスタートの電圧がVFBの電圧を超えるまで下側MOSFET

はディスエーブル状態になっています。


LTC7130

127130f


シャットダウンと起動（RUNピンおよびTK/SSピン）LTC7130はRUNピンを使ってシャットダウンすることができます。RUNピンの電圧を1.14Vより低くすると、コントローラのメイン制御ループと、INTVCCレギュレータを含むほとんどの内部回路がシャットダウンします。RUNピンを解放すると、1.0μAの内部電流によってこのピンの電圧が上昇し、コントローラをイネーブルすることができます。あるいは、RUNピンを外部から引き上げるか、またはロジックで直接駆動することもできます。このピンの絶対最大定格である6Vを超えないように注意してください。内部ソフトスタート期間が終了した場合、コントローラの出力電圧VOUTの起動は、TK/SSピンの電圧によって制御されます。TK/SSピンの電圧が0.6Vの内部リファレンス電圧より低いと、LTC7130はVFBの電圧を0.6Vのリファレンス電圧ではなくTK/SSピンの電圧に制御します。このため、外付けコンデンサをTK/SSピンからSGNDに接続することにより、TK/SSピンを使用してソフトスタートを設定することができます。1.25μAの内部プルアップ電流源がこのコンデンサを充電し、TK/SSピンに電圧ランプを発生します。TK/

SSピンの電圧が0Vから0.6V（以上）に直線的に上昇するにつれて、出力電圧VOUT もゼロからその最終値まで円滑に上昇します。あるいは、TK/SSピンを使って、VOUTの起動を別の電源の起動に追従させることができます。このためには通常、別の電源からグランドに接続された外付け抵抗分割器をTK/SSピンに接続する必要があります（「アプリケーション情報」のセクションを参照）。RUNピンを“L”にしてコントローラをディスエーブルするか、またはINTVCCが低電圧ロックアウトしきい値である3.75Vより低くなると、TK/SSピンは内部のMOSFETによって“L”になります。低電圧ロックアウト時には、コントローラがディスエーブルされ、MOSFETはオフに保たれます。

軽負荷電流動作（Burst Mode動作、パルス・スキップ、または連続導通）LTC7130は、高効率のBurst Mode動作、固定周波数パルス･スキップ・モード、または強制連続導通モードに入るようにイネーブルすることができます。強制連続動作を選択するには、MODE/PLLINピンをSGNDに接続します。パルス・スキップ動作モードを選択するには、MODE/PLLINピンをINTVCCに

接続します。Burst Mode動作を選択するには、MODE/PLLIN

ピンをフロート状態にします。コントローラがBurst Mode動作にイネーブルされているときは、ITHピンの電圧が低い値を示していても、インダクタのピーク電流は最大検出電圧の約1/3

に設定されます。平均インダクタ電流が負荷電流より大きいと、エラーアンプEAはITHピンの電圧を低下させます。ITH

の電圧が0.5Vより低くなると、内部のスリープ信号が“H”になり（「スリープ」モードがイネーブルされ）、両方のMOSFET

がオフします。

スリープ・モードでは、負荷電流が出力コンデンサによって供給されます。出力電圧が低下するにつれて、EAの出力は上昇し始めます。出力電圧が十分低下すると、スリープ信号は“L”になり、コントローラは内部発振器の次のサイクルで上側MOSFETをオンすることにより、通常動作を再開します。コントローラがBurst Mode動作になるようにイネーブルされていると、インダクタ電流は反転することができません。インダクタ電流がゼロに達する直前に、逆電流コンパレータ（IREV）が下側MOSFETをオフし、インダクタ電流が反転して負になるのを防ぎます。したがって、コントローラは不連続動作状態で動作します。

強制連続動作の場合は、軽負荷時または大きなトランジェント状態でインダクタ電流が反転できます。ピーク・インダクタ電流は、通常動作と全く同様に、ITHピンの電圧によって決まります。このモードでは、軽負荷での効率がBurst Mode動作の場合よりも低下します。ただし、連続モードには出力リップルが小さく、オーディオ回路への干渉が少ないという利点があります。

MODE/PLLINピンをINTVCCに接続している場合、LTC7130

は軽負荷時にPWMパルス・スキップ・モードで動作します。非常に軽い負荷では、電流コンパレータICMPは数サイクルにわたって作動したままになることがあり、上側MOSFETを同じサイクル数だけ強制的にオフにする（つまり、パルスをスキップする）ことがあります。インダクタ電流は反転することができません（不連続動作）。強制連続動作と同様、このモードでは、Burst

Mode動作に比べて出力リップルとオーディオ・ノイズが小さくなり、RF干渉が減ります。低電流での効率が強制連続動作より高くなりますが、Burst Mode動作ほど高くはありません。

動作


LTC7130

137130f


周波数の選択とフェーズロック・ループ（FREQピンとMODE/PLLINピン）スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間の兼ね合いによって決まります。低周波数動作は、MOSFETのスイッチング損失を低減して効率を向上させますが、出力リップル電圧を低く保つには大きなインダクタンスや容量が必要になります。

MODE/PLLINピンを外部クロック信号源でドライブしない場合は、FREQピンを使用してコントローラの動作周波数を250kHz～770kHzに設定することができます。FREQピンから10μAの高精度電流が流れ出しているので、SGNDとの間に接続した1本の抵抗を使ってコントローラのスイッチング周波数を設定することができます。FREQピンの電圧とスイッチング周波数の関係を表す曲線を、後述の「アプリケーション情報」のセクションに示します。

LTC7130にはフェーズロック・ループ（PLL）が備わっており、MODE/PLLINピンに接続された外部クロック信号源に内部発振器を同期させることができます。LTC7130にはPLLのループ・フィルタ回路網が内蔵されています。フェーズロック・ループは250kHz～770kHzの範囲内の任意の周波数にロックすることができます。外部クロックにロックするまでのコントローラの初期スイッチング周波数を設定するために、周波数設定抵抗は必ず接続してください。コントローラは、同期しているときは強制連続動作モードで動作します。

差動アンプによる出力電圧の検出LTC7130は、真のリモート検出を必要とするアプリケーションに対応するため、低オフセット、高入力インピーダンス、単位利得、広帯域幅の差動アンプを備えています。負荷コンデンサ両端の負荷を直接検出すると、高電流、低電圧のアプリケーションでのレギュレーションに大きく役立ちます。このようなアプリケーションでは、基板上の配線による損失が全誤差のかなりの部分を占めることがあります。DIFFPを出力負荷に接続し、DIFFNを負荷グランドに接続します。図1を参照してください。

LTC7130の差動アンプの標準的な出力スルーレートは2V/μs

です。このアンプは単位利得になるよう構成されています。つまり、DIFFPとDIFFNの電圧差はSGNDを基準にしたDIFFOUTに変換されます。

動作

図1．差動アンプの接続

DIFFOUT

LTC7130DIFFP

COUT

VOUT

DIFFN

VFB

7130 F01

–

+DIFFAMP

DIFFPとDIFFNのPCBトレースは、基板上でリモート検出点まで全経路にわたって相互に平行に配線するよう注意します。また、影響を受けやすいこれらのトレースは、回路内の高速スイッチング・ノードの近くには配線しないようにしてください。理想的には、DIFFPとDIFFNのトレースは低インピーダンスのグランド・プレーンによってシールドし、信号品質を維持します。差動アンプを使用する場合、最大出力電圧は3.5Vに制限されます。差動アンプを使用しない場合は、帰還抵抗分割器を出力とグランドの間に直接接続し、中点をVFBに接続して、SNSD+ピンを接地します。この場合、サポートされる最大のVOUTは5Vです。

パワーグッド（PGOODピン）PGOODピンは、内部NチャネルMOSFETのオープン・ドレインに接続されています。VFBピンの電圧が0.6Vのリファレンス電圧の±10%以内に入らないと、MOSFETがオンしてPGOODピンは“L”になります。RUNピンが1.14Vより低くなるか、LTC7130がソフトスタート段階または電圧上昇トラッキング段階のときも、PGOODピンは“L”になります。VFBピンの電圧が±10%のレギュレーション範囲内に入ると、MOSFETがオフするので、外付け抵抗を使用してこのピンを最大6Vの電源にプルアップすることができます。VFBピンの電圧がレギュレーション範囲内に入ると、PGOODピンは直ちにパワーグッドを示します。ただし、VFBピンの電圧がレギュレーション範囲を外れると、20μsの内部パワーバッド・マスクが生じます。

インダクタのDCRによる検出の温度補償（ITEMPピン）インダクタDCRによる電流検出は、損失の生じない瞬時電流の検出方法です。したがって、高出力電流のアプリケーションの効率を向上させることができます。ただし、銅インダクタのDCRは一般に正の温度係数を持っています。インダクタの温度が上がるにつれ、DCRの値が増加します。その結果、コントローラの電流制限値が低下します。


LTC7130

147130f


動作LTC7130は、インダクタの近くにNTC温度検出抵抗を配置できることによってこの不正確さに対処する手法を備えています。10μAの高精度定電流が ITEMPピンから流れます。線形のNTC抵抗回路網をITEMPピンとSGNDの間に接続することにより、次式に従って最大電流検出しきい値を全温度範囲にわたって変化させることができます。

VSENSEMAX(ADJ) = VSENSE(MAX) •2.2– VITEMP

1.5ここで、

VSENSEMAX（ADJ）は、調整後の最大電流検出しきい値です。

VSENSE（MAX）は「電気的特性」の表で規定されている最大電流検出しきい値です。この値は標準で10mV、15mV、20mV、25mV、または30mVで、ILIMピンの電圧によって決まります。

VITEMPは ITEMPピンの電圧です。

ITEMPピンのDCR温度補償の有効電圧範囲は0.7V～SGNDであり、0.7V以上ではDCRの温度補正は行われません。

NTC抵抗の温度係数は負なので、その抵抗値は温度が上昇するにつれて減少します。したがって、VITEMPの電圧はインダクタの温度が上昇するにつれて低下し、その結果VSENSEMAX

（ADJ）が増加してインダクタのDCRの温度係数を補償します。ただし、NTC抵抗は非線形なので、ユーザーは通常の抵抗で抵抗回路網を構築してその値を線形化することができます。

出力過電圧保護過電圧コンパレータOVは、過渡的なオーバーシュート（>10%）や、出力に過電圧を生じる恐れのある他のより深刻な状態からデバイスを保護します。このような場合、過電圧状態が解消されるまで上側のMOSFETはオフし、下側のMOSFETはオンします。

低電圧ロックアウトLTC7130は、入力が低電圧状態の場合にコントローラを保護するのに役立つ2つの機能を備えています。高精度UVLOコンパレータは、INTVCC電圧を常時モニタして、ゲート駆動電圧が適切であることを確認します。INTVCCが3.75Vより低くなると、このコンパレータによってスイッチング動作がロックアウトされます。INTVCCに乱れが生じたときの発振を防ぐため、UVLOコンパレータには500mVの高精度ヒステリシスがあります。

低電圧状態を検出するもう1つの方法は、VIN電源をモニタすることです。RUNピンは1.22Vの高精度ターンオン・リファレンスを備えているので、VINが十分高いときは、VINに接続した抵抗分割器を使ってデバイスをオンすることができます。RUNピンの電圧が1.22Vを超えると、4.5μAの電流がRUNピンから余分に流れ出します。RUNコンパレータ自体には、約80mVのヒステリシスがあります。抵抗分割器の値を調節することにより、RUNコンパレータの追加のヒステリシスを設定することができます。VINの低電圧状態を高精度に検出するには、VINを4.75Vより高くする必要があります。


LTC7130

157130f


このデータシートの最初のページの「標準的応用例」は、LTC7130の基本的なアプリケーション回路です。LTC7130は、検出信号のノイズ感度を14dB下げる斬新な手法を採用することにより、非常に低いDCR値での使用に合わせて設計され、最適化されています。DCRによる検出は高価な電流検出抵抗を省くことができ、特に大電流のアプリケーションで電力効率が高いので普及しつつあります。しかし、DCRの値が1mΩより低くなると、信号対ノイズ比が低下し、電流検出は困難になります。LTC7130は、リニアテクノロジー独自の技術を利用してこの問題を解決しています。一般に、外付け部品を選択するときは負荷要件が基準になるので、DCRとインダクタの値から始めます。次に、入力と出力のコンデンサを選択します。

電流制限のプログラミングILIMピンは、コントローラの最大電流制限値を設定する5レベルのロジック入力です。ILIMを接地するか、フロート状態にするか、INTVCCに接続すると、最大電流検出しきい値の標準値は、それぞれ10mV、20mV、30mVになります。ILIMの電圧をINTVCCの1/4にするか INTVCCの3/4にすると、最大電流検出しきい値は、それぞれ15mVおよび25mVになります。

どちらの設定を使用すればいいでしょうか。電流制限値の精度を最高にするには、出力要件に適用可能な最高の設定を使用してください。

SNSD+、SNSA+、およびSNS–ピン

インダクタのDCRの値を検出する検出ピンがSENSE+とSENSE–のわずか2つしかない従来のDCRによる検出と比較すると、LTC7130は、SNSD+ピンによる特別な電流検出ループを追加することにより、DCRの値が非常に小さいインダクタを1mΩ以内の範囲で検出するよう設計されています。SNSA+

ピンとSNS–ピンは電流コンパレータの入力ですが、SNSD+ピンは内部アンプの入力です。

電流コンパレータまたはアンプに接続される正の検出ピンは、どれも入力バイアス電流が1μA未満の高インピーダンスですが、SNS–ピンとグランドの間には約300kの抵抗もあります。SNS–はVOUTに直接接続してください。SNSD+ピンは、インダクタのL/DCRと一致するR1 • C1時定数を持つフィルタに接続します。SNSA+ピンは、R1 • C1時定数の1/5の時定数を持つ第2のフィルタに接続します。通常動作時にこれらのピンをフロート状態にしないよう注意してください。フィルタ部品（特にコンデンサ）はLTC7130の近くに配置する必要があり、検出線は電流検出素子の下の4端子接続に近づけて一緒に配線します（図2）。LTC7130は非常に低いDCR値とともに使用してインダクタ電流を検出する目的で設計されているので、適切な配慮を欠くと、寄生抵抗、寄生容量、および寄生インダクタンスによって電流検出信号品位が低下し、設定した電流制限値が予測できなくなります。図3に示すように、抵抗R1およびR2はインダクタに近づけて配置し、コンデンサC1およびC2はデバイスのピンに近づけて、検出信号へのノイズ結合を防止します。

SNSD+ピンを低DCRによる検出に使用している場合、許容最大出力電圧は3.5Vです。これは、内部アンプの入力動作範囲が制限されていることが原因です。低DCRによる検出が不要の場合、LTC7130は、SNSD+ピンをグランドに短絡してディスエーブルすることにより、標準的な電流モード・コントローラのように使用することもできます。RCフィルタを使用して出力インダクタ信号を検出できます。接続先はSNSA+ピンです。その時定数R • Cは、出力インダクタのL/DCRと等しくなるようにします。これらのアプリケーションでは、電流制限値VSENSE(MAX)は規定のILIMの5倍になり、SNSA+とSNS–の動作電圧範囲は0V～5Vです。内部差動アンプを使用しない場合は、「標準的応用例」のセクションに示すように、5Vの出力電圧を発生することができます。

図2．インダクタのDCRを使用した検出線の配置

COUT

TO SENSE FILTER,NEXT TO THE CONTROLLER

INDUCTOR7130 F02

アプリケーション情報


LTC7130

167130f



インダクタのDCR による検出LTC7130は、可能な最高の効率を要求する高負荷電流アプリケーション専用に設計されています。このデバイスは、1mΩ未満の範囲にあるインダクタDCRの信号を検出できます（図3）。DCRは、インダクタの銅線のDC巻線抵抗であり、大電流インダクタでは多くの場合1mΩ未満です。大電流で低出力電圧のアプリケーションでは、高いDCRまたは検出抵抗の導通損失が原因で電力効率が大幅に低下します。具体的な出力要件に対しては、望ましい最大検出電圧を満たすDCR

のインダクタを選択し、以下に示すように検出ピンのフィルタと出力インダクタ特性の関係を使用します。

DCR =VSENSE(MAX)

IMAX + ∆IL2

L/DCR = R1 • C1 = 5 • R2 • C2

ここで、 VSENSE（MAX）：与えられた ILIMしきい値の最大検出電圧

IMAX：最大負荷電流

∆IL：インダクタのリップル電流

L、DCR：出力インダクタの特性

R1、C1：SNSD+ピンのフィルタ時定数

R2、C2：SNSA+ピンのフィルタ時定数

全動作温度範囲にわたって負荷電流が確実に供給されるようにするには、DCR抵抗の温度係数（約0.4%/°C）を考慮に入れる必要があります。このために、LTC7130はNTC温度検出抵抗を使用するDCR温度補償回路を備えています。詳細については、「インダクタのDCRによる検出の温度補償」のセクションを参照してください。

通常、C1とC2は0.047μF～0.47μFの範囲内で選択します。C1とC2の値として220nFを選択し、0.37mΩのDCRを持つ0.25μHのインダクタを選択すると、R1およびR2は、それぞれ3.09kおよび619Ωになります。SNSD+およびSNSA+でのバイアス電流は、それぞれ約30nAおよび500nAなので、検出信号には多少の誤差が生じます。

R1とR2にはデューティ・サイクルに関連する多少の電力損失があり、連続モード時の最大入力電圧で最も大きくなります。

PLOSS R( ) =

VIN(MAX) – VOUT( ) • VOUT

R

R1とR2の電力定格がこの値より大きいことを確認してください。ただし、DCRによる検出では検出抵抗の導通損失がないので、重負荷時の効率が改善されます。実際のリップル電圧は次式で求めることができます。

∆VSENSE = VOUT

VIN•

VIN – VOUTR1• C1• fOSC

図3．インダクタのDCRによる電流検出

VINSVIN

VIN

INTVCC

BOOST

SW

ITEMP

RNTC100k

INDUCTOR

DCRL

SNSD+

SNSA+

SNS–

SGND GND

LTC7130VOUT

7130 F03

R1

C1

C2

PLACE C1, C2 NEXT TO ICPLACE R1, R2 NEXT TO INDUCTORR1C1 = 5 • R2C2

RS20k

RITEMP

RP100k

R2


LTC7130

177130f



インダクタのDCRによる検出のNTCサーミスタを使用した温度補償DCR検出アプリケーションでは、広い温度範囲にわたって電流制限値の精度が重要な場合、インダクタ巻線抵抗の温度係数を考慮に入れる必要があります。インダクタの主な元素は銅であり、銅の温度係数は約4000ppm/°Cです。LTC7130

は、ITEMPピンを使用することによってこの変動を補正する機能を備えています。ITEMPピンから10μAの電流が流れ出す高精度電流源があります。NTC（負の温度係数）抵抗のサーミスタを回路網RITEMPに使用することにより（図3）、広い動作温度範囲で電流制限しきい値を一定に保つことができます。補正が作動するITEMPの電圧範囲は0.7V以下です。このピンをフロート状態にすると、その電圧はINTVCCの電位（約5.5V）になります。ITEMPピンの電圧が0.7Vより高いときは、温度補償は動作しません。

温度補償に使用する部品の選択には、次のガイドラインを使用してください。周囲温度25°Cでの最初の補償は次のとおりです。

1. 25°CでのITEMPピンの抵抗を70kに設定します。ITEMP

ピンから10μAが流れ出すことにより、室温でのITEMPピンの電圧は0.7Vになります。インダクタの温度が25°Cを超えると、電流制限の補正が行われます。

2. 最大インダクタ温度（通常は100°C）でのITEMPピンの抵抗を計算します。

以下の式を使用します。

VITEMP100C =

0.7–1.5IMAX •DCR (Max)•

100°C–25°C( ) •0.4100

VSENSE(MAX)

⎛

⎝

⎜⎜⎜

⎞

⎠

⎟⎟⎟

= 0.25V

VSENSE（MAX） = IMAX • DCR（Max）なので、

RITEMP100C = VITEMP100C10µA

= 25k

ここで、

RITEMP100C = 100°Cでの ITEMPピンの抵抗

VITEMP100C = 100°Cでの ITEMPピンの電圧

VSENSE（MAX） = 室温での最大電流検出しきい値

IMAX = 最大負荷電流

DCR（Max） = DCRの最大値

NTC回路網の並列抵抗（RP）と直列抵抗（RS）の値を計算します。簡単な方法は、以下のRSとRPの関係式を、RSをY軸に、RPをX軸にしたグラフにすることです。

RS = RITEMP25C – RNTC25C||RP

RS = RITEMP100C – RNTC100C||RP

次に、両方の式を満たすRPの値を見つけます。これは曲線が交差する点になります。RPが得られたら、RSについて解きます。NTCサーミスタの抵抗は、製造販売元のデータシートからグラフ、表のデータ、数式のいずれかの形で求めることができます。特定の温度でのNTCサーミスタの近似値は、次の式から計算できます。

R =RO •exp B•

1T +273

–1

TO +273

ここで、

R = 温度T（単位は°C）での抵抗値

RO = 温度TO（標準で25°C）での抵抗値

B = サーミスタのB定数


LTC7130

187130f


アプリケーション情報全温度範囲での100kのサーミスタおよび ITEMPピンの回路網の標準的な抵抗曲線を図4に示します。

この結果得られる電流制限値は、インダクタの温度が25°C～100°Cの場合、IMAX以上になります。

電流制限の設定値が15mVでインダクタのDCRが0.37mΩである表紙の回路の場合、LTC7130は、25 °C～125 °Cの範囲では温度補償の必要なしに20Aの負荷電流を供給できます。ただし、DCRの値が大きい別のインダクタ（例えば0.53mΩ）を選択した場合、電流制限は温度補償回路網を使用して補償することができます。（図5）

図5．ワーストケースの IMAXとインダクタ温度の曲線（NTC温度補償を行う場合と行わない場合）

図6．サーミスタの配置。インダクタ温度の高精度の検出を行うためにサーミスタをインダクタの隣に配置する。ただし、ITEMPピンはスイッチ・ノードおよびゲート駆動トレースから離しておく

VOUT RNTC

L1

SW17130 F06

図4．ITEMPピンの回路網および100k NTCの抵抗値と温度

THERMISTOR RESISTANCERO = 100k, TO = 25°CB = 4334 FOR 25°C TO 100°C

RITEMPRS = 20kRP = 100k

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125

1

10

100

1k

10k

RESI

STAN

CE (Ω

)

7130 F04

NTC補償回路網の出発点となる値は次のとおりです。

• NTC RO = 100k

• RS = 20k

• RP =100k

ただし、最終値は上記の式を使用して計算し、25°Cと100°Cでチェックします。温度補償回路網の部品が決定したら、次式を使用してインダクタ温度に対するIMAXをプロットすることによって結果をチェックします。

IDC(MAX) =

VSENSEMAX(ADJ) –ΔVSENSE

2

DCR(MAX) at 25°C• 1+ TL(MAX) –25°C( ) • 0.4100⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

ここで、

VSENSEMAX(ADJ) = VSENSE(MAX) •2.2– VITEMP

1.5;

VITEMP = 10μA • （RS＋RP||RNTC）

IDC（MAX） = インダクタの最大平均電流

TLはインダクタの温度です。

DCR = 0.53mΩL = 0.33μH

RITEMP:RS = 20kRP = 100k

THERMISTOR:RO = 100k TO = 25°C B = 4334 FOR 25°C TO 125°C

NOMINAL IMAX

UNCORRECTED IMAX

CORRECTED IMAX

INDUCTOR TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150

10

12

14

16

18

20

22

24

26

28

30

I MAX

(A)

7130 F05

最も高精度の温度検出を行うには、図6に示すように、サーミスタを出力インダクタの隣に配置します。ITEMPの検出線をスイッチ・ノードから遠ざけておくよう注意が必要です。


LTC7130

197130f


プリバイアス状態出力での起動出力コンデンサがプリバイアスされた状態で電源を起動する必要がある状況が生じることがあります。この場合、出力のプリバイアスを放電せずに起動することが必要です。LTC7130

は、出力コンデンサを放電せずに、プリバイアスした状態で安全に起動できます。

LTC7130は、TK/SSピンの電圧と内部ソフトスタートの電圧がVFBピンの電圧より高くなるまで、上側と下側のMOSFET

を両方ともオフすることによってこれを実現します。VFBピンの電圧がTK/SSピンまたは内部ソフトスタートの電圧より高いと、エラーアンプの出力は“L”になります。制御ループは下側MOSFETを導通させようとしますが、導通すると出力は放電します。両方のMOSFETをディスエーブルすると、プリバイアス状態の出力電圧は放電されなくなります。TK/SSと内部ソフトスタートの電圧の両方が500mVとVFBのどちらか低い方を超えると、MOSFETは両方ともイネーブルされます。ただし、プリバイアスの電圧がOVしきい値より高いと、下側のMOSFETが直ちにオンして、出力をレギュレーション範囲内に戻します。

過電流フォルトからの回復電源の出力にプリセットされた電流制限を超える負荷がかかると、負荷によって安定化出力電圧が低落します。出力は、非常に低インピーダンスの経路を通したグランドへの短絡、または抵抗性の短絡が可能です。この場合、負荷電流がプリセットされた電流制限に等しくなるまで、出力は部分的に低落します。コントローラは短絡箇所へ電流を流し続けます。「標準的性能特性」のセクションの電流フォールドバックのグラフに示すように、流れる電流の大きさはILIMピンの設定とVFBの電圧に依存します。

短絡の解除時に、出力は内部ソフトスタート機能を使ってソフトスタートを行うので、出力のオーバーシュートが低減されます。この機能がないと、出力コンデンサは電流が制限されて充電されることになり、出力容量を最小限に抑えたアプリケーションでは、これによって出力のオーバーシュートが生じる可能性があります。過電流からの回復時に、電流制限フォールドバックはディスエーブルされません。厳しい短絡状態から再起動するため、負荷はフォールドバック電流制限しきい値より低い値に減少する必要があります。

熱に関する検討事項高い周囲温度、高いVIN、高いスイッチング周波数、最大出力電流負荷でLTC7130が動作する一部のアプリケーションでは、発熱によってデバイスの最大接合部温度を超える可能性があります。

LTC7130が最大接合部温度を超えないようにするため、電流定格は「標準的性能特性」の「周囲温度と最大負荷電流」に従ってディレーティングします。

接合部周囲間熱抵抗は、デバイスが実装されているプリント回路基板上の放熱用銅領域の面積と量、さらにデバイスに対する空気流の量に応じて変化します。ヒートシンクと空気流の両方がある場合の温度ディレーティング特性を図7、8、および9に示します。


図7．DC2341Aデモボードに基づく温度ディレーティング曲線


WITH HEAT SINK 0LFM200LFM400LFM


0

5

10

15

20

25

MAX

IMUM

LOA

D CU

RREN

T (A

)


7130 G07

VIN = 5V


LTC7130

207130f


ヒートシンクと熱伝導性接着テープの情報を表1および2に示します。

表1. ヒートシンクのメーカー（熱伝導性接着テープを事前に装着済み）ヒートシンク・メーカー製品番号 WebサイトCool Innovations 3-040404U www.coolinnovations.com

表2. 熱伝導性接着テープのメーカー熱伝導性接着テープのメーカー製品番号 WebサイトChomerics T411 www.chomerics.com

インダクタの値の計算望みの入力電圧と出力電圧が与えられると、インダクタ値と動作周波数fOSCによって直ちにインダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流が決まります。

IRIPPLE = VOUT

VIN

VIN – VOUTfOSC •L

リップル電流が小さいと、インダクタのコア損失、出力コンデンサのESR損失、および出力電圧リップルが減少します。このように、周波数が低くリップル電流が小さい場合に最も効率の高い動作が得られます。ただし、これを達成するには大きなインダクタが必要になります。

IOUT（MAX）の約50%のリップル電流を選択することを推奨します。入力電圧が最大のときに最大リップル電流が生じることに注意してください。リップル電流が規定の最大値を超えないことを保証するには、次式に従ってインダクタを選択します。

L ≈ VIN – VOUT

fOSC •IRIPPLE•

VOUTVIN

インダクタのコアの選択インダクタンス値が決定されたら、次にインダクタの種類を選択する必要があります。インダクタ値が同じ場合、コア損失はコア・サイズではなく、選択したインダクタンスに大きく依存します。インダクタンスが大きくなると、コア損失は減少します。インダクタンスを大きくするには、ワイヤの巻数を増やす必要があるため、銅損失は残念ながら増加します。

フェライトを使用した設計ではコア損失がきわめて小さく、高いスイッチング周波数に適しているため、設計目標を飽和の防止と銅損失に集中することができます。フェライト・コアの材質は「急激に」飽和します。つまり、設計ピーク電流を超えると、インダクタンスは突然低下します。その結果、インダクタのリップル電流が急増し、そのため出力電圧リップルが増加します。コアは絶対に飽和させないでください。




VOUT = 1.5VVIN = 12V

fSW = 500kHzDC2341A DEMO BOARD



0

5

10

15

20

25

MAX

IMUM

LOA

D CU

RREN

T (A

)Thermal Derating VIN = 12V

7130 F08




0

5

10

15

20

25

MAX

IMUM

LOA

D CU

RREN

T (A

)


7130 F09

VIN = 20V


LTC7130

217130f


CINとCOUTの選択連続モードでは、上側MOSFETのソース電流はデューティ・サイクルが（VOUT）/（VIN）の方形波になります。大きな電圧トランジェントを防止するには、1チャネルの最大RMS電流に対応するサイズの低ESRコンデンサを使用する必要があります。コンデンサの最大RMS電流は次式で与えられます。

CIN Required IRMS ≈ IMAX

VINVOUT( ) VIN – VOUT( )

1/2

この式はVIN = 2VOUTのときに最大値になります。ここで、IRMS = IOUT/2です。設計ではこの単純なワーストケース条件がよく使用されます。条件を大きく振っても値は改善されないからです。コンデンサ・メーカーが定めるリップル電流定格は、多くの場合、わずか2000時間の動作寿命に基づいていることに注意が必要です。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてください。設計でのサイズまたは高さの要件に適合させるため、複数のコンデンサを並列に接続できます。LTC7130は動作周波数が高いため、CINにセラミック・コンデンサを使用することもできます。疑問点がある場合は、必ずメーカーに問い合わせてください。

小型設計ではセラミック・コンデンサが広く普及してきていますが、いくつかの注意点を守る必要があります。X7R、X5R、およびY5Vは誘電体層として使用されるいくつかのセラミック材料の例であり、これらの異なる誘電体では、印加される電圧と適用される温度条件が原因で容量値への影響が大きく異なります。物理的には、印加される電圧の変化により容量値が変化すると、それに伴う圧電効果により、音が発生します。可聴速度で変動電流が流れる負荷により、それに伴う変動入力電圧がセラミック・コンデンサに生じて、可聴信号が発生します。副次的な問題は、セラミック・コンデンサへ逆流するエネルギーに関係しており、その容量値は電荷の増加によって減少します。容量値は電圧が増加するにつれて減少するので、供給される定電流より相当に速いペースで電圧が上昇する可能性があります。それでも、セラミック・コンデンサのESRは非常に小さいので、適切に選択して使用すれば、全体の損失を最小限に抑えることができます。

小容量（0.1μF～1μF）のバイパス・コンデンサCINをLTC7130

の近くに配置し、VINピンとグランドの間に挿入することを推奨します。CINとVINピン間に2.2Ω～10Ωの抵抗を配置すると、さらに分離することができます。

COUTは、必要な等価直列抵抗（ESR）に基づいて選択します。一般に、ESRの要件が満たされれば、その容量はフィルタリング機能にも十分です。定常状態の出力リップル（∆VOUT）は、次式により求められます。

∆VOUT ≈ ∆IRIPPLE ESR+ 1

8fCOUT

ここで、f = 動作周波数、COUT = 出力容量、∆IRIPPLE = インダクタを流れるリップル電流です。∆IRIPPLEは入力電圧に応じて増加するため、出力リップルが最大になるのは入力電圧が最大のときです。VINが最大で∆IRIPPLE = 0.4IOUT（MAX）の場合、以下のことを前提にすると、出力リップルは50mVより小さくなります。

COUTにはESR < N • RSENSEを満たすESRが必要

および

COUT > 1

8f( ) RSENSE( )小型の表面実装パッケージに入った低ESRコンデンサが登場したことで、物理的に非常に小さな実装が可能になりました。ITHピンを使ってスイッチング・レギュレータのループを外部で補償することができるので、出力コンデンサの種類を非常に広い範囲で選択することができます。コンデンサ各種のインピーダンス特性は理想的なコンデンサとは大きく異なるので、設計段階で正確なモデリングまたはベンチ評価が必要です。ニチコン、日本ケミコン、三洋電機（現：パナソニック）などのメーカーの高性能スルーホール・コンデンサを検討します。三洋電機（現：パナソニック）から供給されるOS-CON半導体誘電体コンデンサとパナソニックのSP表面実装コンデンサはESRとサイズの積が優れています。

COUTのESR要件を満たせば、RMS電流定格は、通常はIRIPPLE（P-P）要件をはるかに上回ります。AVX、太陽誘電、村田製作所、およびTDKのセラミック・コンデンサは、容量値が大きく、ESRが非常に小さいので、出力電圧の低いアプリケーションに特に適しています。

表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションのESRまたはRMS電流処理の要件を満たすため、複数のコンデンサの並列接続が必要になることがあります。アルミ電解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両方とも表面実装パッケージで供給されています。新型の特殊ポリマー表面実装コンデンサもESRは非常に小さいのですが、単位体積あたりの容量密度ははるかに低くなります。タンタル・コンデンサの場合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実施されてい



LTC7130

227130f


アプリケーション情報ることが不可欠です。表面実装タンタル・コンデンサのAVX

のTPS、AVXのTPSV、KEMETのT510シリーズまたは表面実装特殊ポリマー・コンデンサのパナソニックのSPシリーズが最適で、高さが2mm～4mmのケースで供給されています。その他の種類のコンデンサとしては、三洋電機（現：パナソニック）のPOSCAPとOS-CON、ニチコンのPLシリーズ、Sprague

の595Dシリーズがあります。その他の具体的な推奨事項についてはメーカーにお問い合わせください。

差動アンプLTC7130は真のリモート電圧検出機能を備えています。検出接続点は、緊密に結合した1対の共通PCトレースを介して、負荷から差動アンプの入力に戻す必要があります。差動アンプは、帰還PCトレースへ容量的または誘導的に放射された同相信号だけでなく、グランド・ループの外乱も除去します。LTC7130の差動アンプは、DIFFPに80kΩの入力インピーダンスがあります。このアンプは出力に直接接続するよう設計されています。差動アンプの出力は、電圧の抵抗分割器を介してVFBピンに接続し、これによって出力電圧を設定します。

外部のソフトスタートとトラッキングLTC7130には、単独でソフトスタートを行うか、または別のチャネルや外部電源の出力をトラッキングする能力があります。コントローラが単独でソフトスタートするように構成されている場合は、コンデンサをそのTK/SSピンに接続するか、または内部ソフトスタートを使用することができます。RUNピンの電圧が1.14Vより低い場合、コントローラはシャットダウン状態であり、このシャットダウン状態では、TK/SSピンは能動的にグランドに引き下げられます。RUNピンの電圧が1.22Vを超えると、コントローラは起動します。その後、ソフトスタート電流である1.25μAがTK/SSソフトスタート・コンデンサに充電され始めます。ソフトスタートまたはトラッキングは、コントローラの最大出力電流を制限することによってではなく、TK/SSピンのランプ・レートに従って出力ランプ電圧を制御することによって実現されることに注意してください。滑らかなソフトスタートまたはトラッキングを実現するため、電流フォールドバックはこの段階の間ディスエーブルされます。ソフトスタートまたはトラッキングの範囲は、TK/SSピンが0V～0.6Vの電圧範囲になるように定められます。ソフトスタートの合計時間は次のように計算できます。

tSOFTSTART = 0.6 •

CSS1.25µA

MODE/PLLINピンで選択されたモードに関係なく、コントローラはTK/SS = 0.5Vまでは常に不連続モードで起動します。TK/SS = 0.5V～0.54Vでは強制連続モードで動作し、TK/SS > 0.54Vになると選択されたモードに復帰します。40mVの強制連続モード範囲の間は出力リップルが最小限に抑えられ、クリーンなPGOOD信号が確保されます。チャネルが別の電源をトラッキングするように構成されると、別の電源の帰還電圧が抵抗分割器によって再現され、TK/SSピンに加わります。したがって、このピンの電圧ランプ・レートは、別の電源の電圧のランプ・レートによって決まります。トラッキングが可能な別の電源は、内部ソフトスタート・ランプより低速の電源に限ります。ソフトスタート・コンデンサには少量の充電電流が常に流れており、小さなオフセット誤差が生じることに注意してください。この誤差を最小限に抑えるために、この誤差を無視できるほどの小さいトラッキング抵抗分割器の値を選択します。LTC7130は、ソフトスタートの段階が終了すると、別のチャネルを追跡するために、MODE/PLLINピンの設定に関係なく、VFBの電圧が低電圧しきい値の0.54Vより低くなるとすぐに、強制的に連続動作モードに切り替わります。ただし、負荷がないときは、LTC7130を常に強制連続モードのトラッキング停止状態に設定するようにします。TK/SSの電圧が0.1V

より低くなると、コントローラは不連続モードで動作します。

ユーザーはLTC7130の出力がどのように上昇 /下降するかをTK/SSピンを使ってプログラムすることができます。図10に示すように、これらのピンを介して、別の電源の出力を同時トラッキング、または比例トラッキングするように出力を設定することができます。以下の説明では、VOUT2はLTC7130の出力を指してスレーブと呼び、VOUT1は別の電源の出力を指してマスタと呼びます。図10aの同時トラッキングを実現するには、追加の抵抗分割器をVOUT1に接続し、その中点をスレーブ・コントローラのTK/SSピンに接続します。この抵抗分割器の比は、図11aに示すスレーブ・コントローラの帰還抵抗分割器の比と同じ値にします。このトラッキング・モードでは、VOUT1をVOUT2より高く設定する必要があります。図11bの比例トラッキングを実現するには、VOUT2の抵抗分割器の比を図10bに示すマスタ・コントローラの帰還抵抗分割器の比とまったく同じ値にします。LTC7130では、さまざまな抵抗を選択することにより、図10の2つのモードを含むさまざまなトラッキング・モードを実現することができます。


LTC7130

237130f


図10．出力電圧トラッキングの2つの異なるモード

図11．同時トラッキングおよび比例トラッキングの設定


では、どちらのモードを設定すべきでしょうか。図10のどちらのモードも実際のほとんどのアプリケーションに使用できますが、何らかの交換条件が存在します。比例モードでは抵抗対を1つ節約できますが、同時モードでは出力のレギュレーションが向上します。比例トラッキングでは、マスタ・コントローラの出力がダイナミックに変化するとき（たとえば、負荷トランジェント時）、スレーブ・コントローラの出力も影響を受けます。出力をさらに安定化するには、比例トラッキング・モードではなく同時トラッキング・モードを使用してください。

INTVCC（LDO）とEXTVCC

LTC7130は、VIN電源からINTVCCに電力を供給する真のPMOS LDOを備えています。INTVCCは、ゲート・ドライバとLTC7130の内部回路のほとんどに電力を供給します。VINが6Vより高いとき、LDOはINTVCCピンの電圧を5.5Vに安定化します。EXTVCCはPチャネルMOSFETを介してINTVCC

に接続され、その電圧が4.7Vより高いときに必要な電力を供給することができます。これらはどちらも100mAのピーク電流を供給可能であり、4.7μF以上のセラミック・コンデンサまたは

低ESRの電解コンデンサでグランドにバイパスする必要があります。使用するバルク・コンデンサの種類に関わらず、0.1μF

セラミック・コンデンサをINTVCCピンとPGNDピンのすぐ隣に追加することを強く推奨します。MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きなトランジェント電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。内蔵のMOSFETが高い周波数で駆動される高入力電圧のアプリケーションでは、LTC7130の最大接合部温度定格を超える恐れがあります。INTVCC電流は、ドライバ電流とも呼ばれるゲート充電電流が中心となるので、5.5VのLDOまたはEXTVCCのどちらで供給してもかまいません。EXTVCCピンの電圧が4.5Vより低いと、LDOがイネーブルされます。「効率に関する検討事項」のセクションで説明されているように、ゲート充電電流は動作周波数に依存します。この場合のデバイスの電力損失はVIN • INTVCCに等しくなります。例えば、LTC7130のINTVCCの電流は、BGAパッケージでEXTVCCを使用しない場合、20V電源では約27.5mAです（次式参照）。

PD = 20V • 27.5mA = 0.55W

TIME

(10a) Coincident Tracking

VOUT1

VOUT2

OUTP

UT V

OLTA

GEVOUT1

VOUT2

TIME 7130 F08

(10b) Ratiometric Tracking

OUTP

UT V

OLTA

GE

R3 R1

R4 R2

R3VOUT2

R4

(11a) Coincident Tracking Setup

TOVFB1PIN

TOTK/SS2

PIN

TOVFB2PIN

VOUT1R1

R2

R3VOUT2

R4

7130 F09

(11b) Ratiometric Tracking Setup

TOVFB1PIN

TOTK/SS2

PIN

TOVFB2PIN

VOUT1


LTC7130

247130f


アプリケーション情報全電力損失を低減して、デバイスが原因で最大接合部温度を超えないようにするため、EXTVCCピンを使用してMOSFETのゲート駆動電力と制御電力を供給することができます。EXTVCCに印加された電圧が4.7Vを超えると、INTVCCのLDOがオフして、EXTVCCはINTVCCに接続されます。EXTVCCに印加された電圧が4.5Vを超えている限り、EXTVCCはオンのままです。EXTVCCを使用すると、通常動作時はMOSFETドライバの電力と制御回路の電力を高効率のスイッチング･レギュレータ出力から供給することができます。EXTVCCを介して規定値以上の電流が必要な場合は、EXTVCCピンとINTVCCピンの間に外付けショットキ・ダイオードを追加できます。EXTVCCピンには6Vより高い電圧は印加しないで、EXTVCC < VINになるようにしてください。

ドライバ電流および制御電流に起因するVIN電流は、（デューティ・サイクル）/（スイッチャの効率）に比例するため、EXTVCC

からINTVCCに電力を供給すれば効率と熱特性を大幅に改善できます。EXTVCCピンを5V電源に接続すると、デバイスの電力損失は減少して次のようになります。

PD = 5V • 24.5mA = 0.14W

ただし、低電圧出力の場合、出力からINTVCCの電力を得るには追加回路が必要です。

EXTVCCの可能な3つの接続方法を次のリストにまとめておきます。

1. EXTVCCをグランドに接続します。こうすると、内部のLDO

からINTVCCに電力が供給されるため、入力電圧が高いときに効率が最大10%低下します。

2. EXTVCCを外部電源に接続します。5Vの外部電源を利用できる場合、MOSFETゲート駆動の要件に適合していれば、これを使用してEXTVCCに電力を供給することができます。

3. 出力を電源とする昇圧回路網にEXTVCCを接続します。3.3Vレギュレータなどの低電圧レギュレータでは、4.7V以上に昇圧した出力から得られる電圧にEXTVCCを接続すれば効率が改善されます。

主入力電源が5Vのアプリケーションでは、VINピンとINTVCCピンを相互に接続し、1つにまとめたこれらのピンを、図12に示すように1Ωまたは2.2Ωの抵抗を使って5V入力に接続し、ゲート充電電流によって生じる電圧降下を最小限に

抑えます。これにより、INTVCCリニア・レギュレータを無効にし、ドロップアウト電圧によってINTVCCが低くなりすぎないようにします。INTVCCの電圧がMOSFETのRDS（ON）テスト電圧（ロジック・レベルのデバイスの場合、標準4.5V）以上であることを確認してください。

図12．5V入力に対する設定

RVIN1Ω

CIN

7130 F12

5VCINTVCC4.7µF

+INTVCC

LTC7130

VIN

上側MOSFETドライバの電源（CB、DB）BOOSTピンに接続された外付けブートストラップ・コンデンサCBは、上側MOSFETにゲート駆動電圧を供給します。SWピンが“L”のとき、「機能図」のコンデンサCBは、外付けダイオードDBを介してINTVCCから充電されます。上側のMOSFET

がオンすると、ドライバはそのMOSFETのゲート-ソース間にCB電圧を印加します。これによってMOSFETが導通し、上側のスイッチがオンします。スイッチ・ノード電圧SWはVIN

まで上昇し、BOOSTピンの電圧もこれに追従します。上側MOSFETがオンしているとき、昇圧電圧は次のように入力電源より高くなります。

VBOOST = VIN＋VINTVCC – VDB

昇圧コンデンサCBには、上側MOSFETが必要とするゲート電荷の約100倍の電荷を蓄積する必要があります。外付けショットキ・ダイオードの逆ブレークダウン電圧はVIN（MAX）より大きくなければなりません。ゲートの駆動レベルを調整する場合の最終的な決定要因はレギュレータの全入力電流です。変更を加えて入力電流が減少すれば、効率は向上しています。入力電流に変化がなければ効率にも変化がありません。

高いVINと大出力電流が必要なアプリケーションでは、SW

ノードのリンギングとEMIを最小限に抑えるため、2Ω～10Ωの抵抗RBOOSTをBOOSTピンと直列に接続します。抵抗の反対側にCBとDBを接続します。この直列抵抗は、SWノードの立ち上がり時間を長くするのに役立ちます。これにより、SW

ノードのリンギングの原因となる、上側MOSFETに流れるdl/dt

の高い電流が制限されます（図13参照）。


LTC7130

257130f


図14．出力電圧の設定

LTC7130

VFB

DIFFOUT

RB CFF

RA

7130 F14

アプリケーション情報ルされません。デューティ・サイクルが非常に低い短絡状態では、LTC7130は短絡電流を制限するためにサイクル・スキップを開始します。この状況では下側のMOSFETが大半の電力を消費しますが、通常動作時よりも少なくなります。短絡時のリップル電流は、次式のように、LTC7130の最小オン時間tON(MIN)（約90ns）、入力電圧、およびインダクタ値によって決まります。

∆IL(SC) = tON(MIN) • VIN

L

この結果生じる短絡電流は次のとおりです。

ISC =

1/3 VSENSE(MAX)

RSENSE– 1

2∆IL SC( )

短絡後、または内部ソフトスタートによる起動時は、負荷電流にフォールドバック電流制限を考慮するようにします。

フェーズロック・ループと周波数同期LTC7130には内部の電圧制御発振器（VCO）と位相検出器によって構成されるフェーズロック・ループ（PLL）が内蔵されています。これにより、上側のMOSFETのターンオンを、MODE/

PLLINピンに加えられた外部クロック信号の立ち上がりエッジにロックさせることができます。位相検出器はエッジに反応するデジタル・タイプで、外部発振器と内部発振器の位相シフトをゼロ度にします。この種の位相検出器は、外部クロックの高調波に誤ってロックすることがありません。

位相検出器の出力は、内部フィルタ・ネットワークを充放電する、1対の相補型電流源です。FREQピンから10μAの高精度電流が流れ出します。これにより、MODE/PLLINピンに外部クロックが印加されていない場合、1本の抵抗をSGNDに接続してスイッチング周波数を設定することができます。FREQピンと内蔵のPLLフィルタ回路網の間の内部スイッチがオンになるので、フィルタ回路網をFREQピンと同じ電圧で事前に充電することができます。FREQピンの電圧と動作周波数との関係を図15に示します。この関係は「電気的特性」の表で規定しています。外部クロックがMODE/PLLINピンで検出されると、前述した内部スイッチがオフし、FREQピンの影響を遮断します。LTC7130が同期できるのは、周波数がLTC7130の内部VCOの範囲内にある外部クロックだけであることに注意してください。これは250kHz～770kHzとなることが保証されています。簡略ブロック図を図16に示します。

図13．昇圧抵抗の使用

LTC7130

BOOST

INTVCC

CBB

7130 F13

DB

RBOOST

SW

出力電圧の設定LTC7130の出力電圧は、図14に示すように、DIFFOUTピンの両端に注意深く配置した外付けの帰還抵抗分割器によって設定されます。安定化出力電圧は次式で求められます。

VOUT = 0.6V • 1+ RB

RA

周波数応答を改善するには、フィードフォワード・コンデンサ（CFF）を使うことができます。VFBラインは、インダクタやSW

ラインなどのノイズ源から離して配線するように十分注意してください。

基板の導体を流れる大電流によって生じる電圧降下の影響を最小限に抑えるため、DIFFNおよびDIFFPの検出線は、それぞれグランドおよび負荷出力の近くで接続してください。

フォルト状態：電流制限と電流フォールドバックLTC7130は、出力がグランドに短絡したときに負荷電流を制限するのに役立つ電流フォールドバック機能を備えています。出力が公称出力レベルの50%を下回ると、最大検出電圧は、最大値として設定された値から最大値の3分の1まで次第に低下します。フォールドバック電流制限は、TK/SSピンを使用したソフトスタート時またはトラッキング起動時はディスエーブルされます。内部ソフトスタートの場合はディスエーブ


LTC7130

267130f


アプリケーション情報外部クロックの周波数が内部発振器の周波数 fOSCより高いと、位相検出器の出力から電流が連続的に流れ出し、フィルタ回路網をプルアップします。外部クロックの周波数が fOSCより低いと、電流が連続的に吸い込まれ、フィルタ回路網をプルダウンします。外部周波数と内部周波数が等しくても位相が異なると、位相差に相当する時間だけ電流源がオンします。フィルタ回路網の電圧は、内部発振器と外部発振器の位相と周波数が等しくなるまで調整されます。安定した動作点では、位相検出器の出力は高インピーダンスになり、フィルタ・コンデンサCLPがその電圧を保持します。

外部クロック入力の（MODE/PLLINピンの）“H”のしきい値は標準で1.6V、“L”のしきい値は1Vです。

最小オン時間に関する検討事項最小オン時間 tON（MIN）は、LTC7130が上側MOSFETをオンすることができる最小時間です。これは内部タイミング遅延と上側MOSFETをオンするのに必要なゲート電荷の量によって決まります。低デューティ・サイクルのアプリケーションでは、この最小オン時間の限度に接近する可能性があるので、次の条件を満たすように注意してください。

tON(MIN) < VOUT

VIN f( )

デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低くなると、コントローラはサイクル・スキップを開始します。出力電圧は引き続き安定化されますが、電圧リップルと電流リップルが増加します。LTC7130の最小オン時間は（PCBレイアウトが適切であれば）約90ns、インダクタ電流リップルは最小で50%、電流検出信号のリップルは少なくとも2mVです。最小オン時間はPCBの電圧ループや電流ループのスイッチング・ノイズの影響を受けることがあります。ピーク電流検出電圧が低下するにつれて、最小オン時間は約110nsまで徐々に増加します。これは、強制連続アプリケーションでリップル電流が小さく負荷が軽い場合に、特に懸念される点です。この状況でデューティ・サイクルが最小オン時間の限度を下回ると、大量のサイクル・スキップが発生する可能性があり、それに対応して電流および電圧リップルが大きくなります。

効率に関する検討事項スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよくあります。パーセント表示の効率は、次式で表すことができます。

%効率 = 100%–（L1＋L2＋L3＋…）

ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセント値で表した個々の損失です。

図15．発振器周波数とFREQピンの電圧との関係

図16．フェーズロック・ループのブロック図

FREQ PIN VOLTAGE (V)0

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

0.5 1 1.5 2

7130 F15

2.50

100

300

400

500

900

800

700

200

600

DIGITALPHASE/

FREQUENCYDETECTOR

VCO

2.4V 5.5V

10µARSET

7130 F16

FREQ

SYNCEXTERNAL

OSCILLATOR

MODE/PLLIN


LTC7130

277130f


回路内の電力を消費するすべての素子で損失が生じますが、LTC7130の回路での損失の大部分は、通常、主に次の3つの要因によって生じます。これらは、1）I2R損失、2）スイッチングおよびバイアスでの損失、3）その他の損失です。

1. I2R損失は内部スイッチのDC抵抗RSWと外付けインダクタのDC抵抗RLを基に計算します。連続モードでは、平均出力電流はインダクタLを流れますが、内蔵の上側パワーMOSFETと下側パワーMOSFETとの間で「裁断」されます。したがって、SWピンを見たときの直列抵抗は、次式のように、上側MOSFETおよび下側MOSFETの両方のRDS（ON）とデューティ・サイクル（DC）の関数になります。

RSW = （RDS（ON）TOP）（DC）＋（RDS（ON）BOT）（1-DC）

上側MOSFETと下側MOSFETのRDS（ON）は、両方とも「標準的性能特性」の曲線から求めることができます。したがって、I2R損失は次式で求められます。

I2R損失 = IOUT2（RSW＋RL）

2. INTVCCの電流はパワーMOSFETドライバ電流および制御回路電流の和です。パワーMOSFETドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることによって流れます。パワーMOSFETのゲートが“L”から“H”、そして再び“L”に切り替わるたびに、微小電荷dQが INTVCC

からグランドに移動します。結果として得られるdQ/dtはINTVCCから流出する電流であり、通常はDC制御バイアス電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、IGATECHG = f （QT＋QB）です。ここで、QTおよびQBは内蔵の上側および下側パワーMOSFETのゲート電荷であり、fはスイッチング周波数です。INTVCCはVINによって給電される低ドロップアウト・レギュレータの出力なので、その電力損失は次式のとおりです。

PLDO = VIN • IINTVCC

3. 遷移損失、銅線の抵抗、内部負荷抵抗など、その他の「隠れた」損失が電源システム全体のさらなる効率低下の原因になる可能性があります。これらの「システム」レベルの損失をシステムの設計段階で盛り込むことが非常に重要です。遷移損失は、スイッチ・ノードの遷移中に上側パワーMOSFETが短時間飽和領域に留まることから生じます。デッドタイム中のダイオードの導通損失やインダクタのコア損失などその他の損失は、一般に全追加損失の2%に満たない値です。

トランジェント応答の確認レギュレータのループ応答は、負荷電流のトランジェント応答を調べることで確認できます。スイッチング・レギュレータは、DC（抵抗性）負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUTは ∆ILOAD • ESR

に等しい大きさだけシフトします。ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。また∆ILOADは、COUTの充電または放電を開始して、帰還誤差信号を発生します。この信号によりレギュレータは、電流変化に適応してVOUTを定常状態の値に戻すよう強制されます。この回復期間に（安定性に問題があることを示す）過度のオーバーシュートやリンギングが発生しないか、VOUTをモニタすることができます。ITHピンが備わっているので制御ループ動作を最適化できるだけでなく、DC結合され、ACフィルタを通した閉ループ応答のテスト・ポイントが得られます。このテスト・ポイントでのDCステップ、立ち上がり時間、およびセトリングは、閉ループ応答を正確に反映します。2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位相余裕や減衰係数は、このピンに現れるオーバーシュートのパーセンテージから概算できます。このピンの立ち上がり時間を調べることにより、帯域幅も概算できます。「標準的応用例」の回路に示すITHピンの外付け部品は、ほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。ITHピンのRC-CC直列フィルタにより、中心的なポールゼロ・ループ補償が設定され



LTC7130

287130f


ます。これらの値は、最終的なプリント基板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定してからは、トランジェント応答を最適化するために多少の（推奨値の0.5～2倍）変更が可能です。ループの利得と位相は、出力コンデンサのさまざまな種類と値によって決まるため、出力コンデンサを適切に選択する必要があります。立ち上がり時間が1μs～10μsの、最大負荷電流の20%～80%の出力電流パルスによって発生する出力電圧波形とITHピンの波形により、帰還ループを開くことなく全体的なループの安定性を判断することができます。パワーMOSFETを出力コンデンサの両端に直接接続し、適当な信号発生器でそのゲートを駆動するのが、現実的な負荷ステップ状態を発生する実用的な方法です。出力電流のステップ変化によって生じる初期出力電圧ステップは帰還ループの帯域幅内にない場合があるため、位相余裕を決定するのにこの信号を使用することはできません。このため、ITHピンの信号を調べる方が確実です。この信号は帰還ループ内にあり、フィルタを通して補償された制御ループ応答です。ループの利得はRCを大きくすると増加し、ループの帯域幅はCCを小さくすると広くなります。CCを減少させるのと同じ比率でRCを増加させると、ゼロの周波数は変化しないので、帰還ループの最も重要な周波数範囲で位相シフトが一定に保たれます。出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。次に、大容量の（>1μF）電源バイパス・コンデンサが接続されている負荷をスイッチングすると、さらに大きなトランジェントが発生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的にCOUTと並列接続状態になるため、VOUTが急激に低下します。負荷スイッチの抵抗が小さく、かつ短時間で駆動されると、どのようなレギュレータでも出力電圧の急激なステップ変化を防止できるほど素早く電流供給を変えることはできま

せん。CLOAD対COUTの比率が1：50より大きい場合は、スイッチの立ち上がり時間を制御して、負荷の立ち上がり時間を約25・CLOADに制限するようにしてください。そうすることにより、10μFのコンデンサでは250μsの立ち上がり時間が必要とされ、充電電流は約200mAに制限されるようになります。

PC基板レイアウトのチェックリストプリント回路基板をレイアウトするときは、以下のチェックリストを使用して、このデバイスが正しく動作するようにします。これらの項目は図17のレイアウト図にも示してあります。PC基板のレイアウトでは以下の項目をチェックしてください。

1. INTVCCのデカップリング・コンデンサをデバイスに隣接させてINTVCCピンとPGNDプレーンの間に配置します。X7RまたはX5Rタイプの1μFセラミック・コンデンサは十分小さいのでデバイスのすぐ近くに収まり、下側MOSFETを駆動する大電流パルスの悪影響を最小限に抑えます。デバイス内部の電源を安定化させておくため、4.7μF～10μFのセラミック、タンタルなどのESRが非常に小さいコンデンサを追加することを推奨します。

2. 帰還抵抗分割器をCOUTの+端子と–端子の間に配置します。DIFFPとDIFFNは、デバイスと帰還抵抗分割器の間に最小のPCトレース間隔で配線します。

3. SNSD+、SNSA+、およびSNS–のプリント回路トレースは最小のPCトレース間隔で一緒に配線されていますか。SNSD+、SNSA+、およびSNS–の間のフィルタ・コンデンサはできるだけデバイスのピンに近づけて配置します。図3に示すように、SNSD+ピンとSNSA+ピンはフィルタ抵抗に接続してください。


図17．分岐電流の波形

+RIN

VIN VOUT

CIN

+COUTD1

SW2

SW1

L1

DCR

RL

7130 F17

BOLD LINES INDICATE HIGH, SWITCHING CURRENTS. KEEP LINES TO A MINIMUM LENGTH


LTC7130

297130f


4. CINの（+）端子は上側MOSFETのドレインにできるだけ近づけて接続されていますか。このコンデンサはMOSFETにパルス電流を供給します。

5. スイッチング・ノードであるSW、BOOSTは敏感な小信号ノード（SNSD+、SNSA+、SNS–、DIFFP、DIFFN、VFB）から遠ざけてください。理想的には、SWおよびBOOSTのプリント回路トレースは、デバイスから（特にデバイスの静かな側から）離して配線する必要があります。dv/dtが大きいトレースは、グランド・トレースやグランド・プレーンを使って敏感な小信号ノードから分離します。

6. ロジック・ゲートのような低インピーダンスの信号源を使用してMODE/PLLINピンを駆動し、リードをできるだけ短くします。

7. ITHピンと信号グランド間の47pF～330pFのセラミック･コンデンサはできるだけデバイスに近づけて配置します。スイッチング・レギュレータの全ての分岐電流を図17に示します。電流波形を検討すると、高スイッチング電流経路の物理的なサイズを小さく保つことが重要な理由が非常に明確になります。これらのループから、まさに無線局が信号を送信するように強い電磁界が放射されます。出力コンデンサのグランドは入力コンデンサの負端子に戻し、どのスイッチ電流経路とも共通グランド経路を共用しない必要があります。回路の左半分は、スイッチング・レギュレータによって生成されるノイズの発生源になります。非常に大きなスイッチ電流が流れるので、ショットキ・ダイオードのGND終端は、絶縁された短いPCトレースを使って入力コンデンサの下側プレートに戻します。外部OPTI-LOOP® 補償は最適化されていないPCレイアウトには過補償となり、この設計手順は推奨できません。

8. 信号グランドと電源グランドは分離されていますか。1つにまとめたこのデバイスの信号グランド・ピンとCINTVCCのグランド・リターンは、1つにまとめたCOUTの（–）端子に戻す必要があります。VFBおよび ITHのトレースはできるだけ短くします。コンデンサは互いに隣接させ、また上記のショットキ・ループからは離して配置し、出力コンデンサの（–）端子と入力コンデンサの（–）端子を可能な限り近づけて接続してください。

9. 改良型の「スター・グランド」手法を使用します。これは、入力コンデンサおよび出力コンデンサと同じ基板の側にある低インピーダンスの大きな銅領域の中央接地点で、ここにINTVCCデカップリング・コンデンサの下側、帰還抵抗分圧器の下側、およびデバイスのSGNDピンを接続します。

アプリケーション情報設計例単一チャネル大電流レギュレータの表紙の回路の設計例として、VIN = 12V（公称値）、VIN = 20V（最大値）、VOUT = 1.5V、IMAX = 20A、および f = 500kHzと仮定します（表紙の回路図参照）。

安定化出力電圧は次式で求められます。

VOUT = 0.6V • 1+ RB

RA

VFBノードとグランドの間に1%精度の20kの抵抗を使用した場合、上側の帰還抵抗は（最も近い1%精度の標準値である）30.1kになります。

周波数はFREQピンを1.2Vにバイアスすることによって設定します（図15を参照）。

インダクタンス値は最大50%のリップル電流（10A）という仮定に基づいています。リップル電流の最大値は、最大入力電圧で発生します。

L = VOUT

f • ∆IL(MAX)1− VOUT

VIN(MAX)

この設計回路では0.25μHが必要です。Würth社の744308025、0.25μHのインダクタを選択します。公称入力電圧（12V）では、リップル電流は次のようになります。

∆IL(NOM) = VOUT

f • L1− VOUT

VIN(NOM)

この設計には10.5A（52.5%）のリップルが生じます。ピーク・インダクタ電流は、最大DC値にリップル電流の1/2を加えた値（つまり約25A）になります。

最小オン時間は最大VINで生じ、90nsより短くならないようにします。

tON(MIN) = VOUT

VIN(MAX)f= 1.5V

20V(500kHz)= 150ns


LTC7130

307130f


標準的応用例この回路にはDCRによる検出が使用されています。C1およびC2に220nFを選択した場合、選択した0.25μHインダクタのDCRが0.37mΩであることから、R1およびR2は以下のように計算できます。

R1= LDCR • C1

= 3.07k

R2 = LDCR • C2 • 5

= 614Ω

この結果から、R1 = 3.09kおよびR2 = 619Ωを選択します。

インダクタの最大DCRは0.4mΩです。VSENSE（MAX）は次式で計算されます。

VSENSE（MAX） = 25A • DCRMAX = 10mV

電流制限値として15mVを選択します。温度の変化を考慮する場合は、「インダクタのDCRによる検出のNTCサーミスタを使用した温度補償」を参照してください。

DCRが0.37mΩの場合、グランドへの短絡によって次のフォールドバック電流が流れます。

ISC =

1/ 3( )15mV0.37mΩ

–12

90ns(20V)0.25µH

≈ 10A

COUTは、出力リップルが小さくなるように等価ESRが4.5mΩのものを選択します。連続モードでの出力リップルは、入力電圧が最大のときに最大になります。ESRによる出力電圧リップルは、およそ次のとおりです。

VORIPPLE = RESR （∆IL） ≈ 0.0045Ω • 10A = 45mVP-P

COUTの両端に100μFのセラミック・コンデンサを接続することにより、出力電圧リップルをさらに低減することができます。

出力リップルが非常に小さいコンバータLTC7130では、その大半のアプリケーションに対して50%のインダクタ・リップルを推奨していますが、非常に小さな出力リップルを必要とするアプリケーションでは、インダクタンスを大きくして出力リップルを小さくすることができます。

図18に示す回路図は表紙の回路と同様ですが、3倍のインダクタンスと2倍の出力容量を使用しています。補償部品を変更して、クロスオーバー周波数と位相余裕を同じ値に維持します。10Aの負荷ステップのトランジェント応答を図19に示します。また、出力電圧リップルは標準的な電流モード・コンバータの6分の1以下であることを図20に示します。


LTC7130

317130f


図18．出力リップルが非常に低い高効率1.5V/15A降圧コンバータ

VIN = 12VILOAD = 1A to 10A

20µs/DIV

VOUTAC–COUPLED

100mV/DIV

ILOAD5A/DIV

7130 F19

Very Low Output Voltage Ripple

2µs/DIV

VOUTTYPICAL

FRONT PAGEAC–COUPLED

10mV/DIV

VOUTLOW RIPPLE

FIGURE 18AC–COUPLED

10mV/DIV7130 F20

図19．負荷ステップに対するトランジェント応答図20．非常に低い出力電圧リップル

標準的応用例

7130 F18

VOUT1.5V20A

COUT470µF×4

VIN5V TO

20V

0.72µH,DCR = 1.3mΩ,

744325072

CMDSH34.7µF1µF220µF 10µF

x2

220pF

0.1µF

3.3nF

EXTVCCPGOOD

PINS NOT USED IN THIS CIRCUIT:

20k

121k

30.1k

26.1k

CLKOUT 2.49k

220nF

499Ω

220nF

0.22µF

2.2Ω

INTVCC

TK/SS

ITH

GND

SVIN

FREQ

SNS–

SNSA+

SNSD+

SW

BOOST

ILIM

DIFFN DIFFP

MODE/PLLIN

DIFFOUT

VFB

ITEMP

SGND

RUN

VIN

LTC7130


LTC7130

327130f


標準的応用例非常に小さいDCRによる検出機能を備えた、高効率デュアル・フェーズ1.2V/40A降圧電源

パッケージの写真

VOUT1.2V40A

COUT330µF×2

VIN7V TO

14V

0.25µH,DCR = 0.37mΩ,

WURTH744308025

7130 TA03

10µF×2

180µF×2

100µF×2

COUT330µF×2

0.25µH,DCR = 0.37mΩ,

WURTH744308025

10µF×2220µF

100µF×2

CMDSH34.7µF1µF

120pF0.1µF

3.3nF

EXTVCCPGOOD

U1 PINS NOT USED IN THIS CIRCUIT:

20k

137k

20k

2.49k

ITEMP3.09k

220nF

619Ω

220nF

0.22µF

2.2Ω

INTVCC

TK/SS

ITH

RUN

GND

SVIN

FREQ

SNS–

SNSA+

SNSD+

SW

BOOST

DIFFN DIFFP

MODE/PLLIN

DIFFOUT

VFB

PGOOD

CLKOUT SGND

ILIM

VIN

U1LTC7130

120k

PGOOD

ITH

TK/SS

VFB

RUN

1/4 VINTVCC

CMDSH34.7µF1µF

120pF

EXTVCCCLKOUT

U2 PINS NOT USED IN THIS CIRCUIT:

137k

DIFFOUTITEMP

3.09k

220nF

619Ω

220nF

0.22µF

2.2Ω

INTVCC

TK/SS

ITH

ILIM

GND

SVIN MODE/PLLIN

FREQ

SNS–

SNSA+

SNSD+

SW

BOOST

DIFFN DIFFP

VFB

PGOOD

SGND

RUN

VIN

U2LTC7130

PGOOD

ITH

TK/SS

VFB

1/4 VINTVCC

RUN

1.8Ω

1.8Ω


LTC7130

337130f

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

パッケージ最新のパッケージ図面については、 http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC7130#packagingを参照してください。

注記：

1. 寸法と許容誤差は

ASM

E Y1

4.5M

-199

4による

2. 全ての寸法はミリメートル

ボールの指定は

JESD

MS-

028および

JEP9

5による

5. 主データム

-Z- はシーティングプレーン

6. 半田ボールは、元素構成比がスズ（

Sn）9

6.5%、銀（

Ag）3

.0%、

銅（

Cu）0

.5%の合金とする

43

ピン

#1の識別マークの詳細はオプションだが、

示された領域内になければならない

ピン

#1の識別マークはモールドまたは

マーキングにすることができる

PACK

AGE

TOP

VIEW

4

PIN

“A1”

CORN

ER

X

Y

aaa

Z

aaa Z

PACK

AGE

BOTT

OM V

IEW

3

SEE

NOTE

S

SUGG

ESTE

D PC

B LA

YOUT

TOP

VIEW

BGA

63 0

914

REV

Ø

LTM

XXXX

XXµM

odul

e

TRAY

PIN

1BE

VEL

PACK

AGE

IN T

RAY

LOAD

ING

ORIE

NTAT

ION

COM

PONE

NTPI

N “A

1”

PIN

1

0.000

0.80

0.80

1.60

1.60

2.40

2.40

3.20

0.80

2.40

1.60

0.80

1.60

2.40

3.20

0.00

0

DETA

IL A

Øb (6

3 PL

ACES

)

F H JE GA B C D

21

43

56

7

DETA

IL B

SUBS

TRAT

E

// bbb Z

D

AA1

b1

ccc

Z

DETA

IL B

PACK

AGE

SIDE

VIE

W

MOL

DCA

P

Z

MX

YZ

ddd

MZ

eee

0.4

±0.0

25 Ø

63x

SYM

BOL

A A1 A2 b b1 D E e F G H1 H2 aaa

bbb

ccc

ddd

eee

MIN

2.07

0.35

1.72

0.45

0.37

0.27

1.45

NOM

2.22

0.40

1.82

0.50

0.40

7.50

6.25

0.80

6.40

4.80

0.32

1.50

MAX

2.37

0.45

1.92

0.55

0.43

0.37

1.55

0.15

0.10

0.12

0.15

0.08

NOTE

S

DIM

ENSI

ONS

TOTA

L NU

MBE

R OF

BAL

LS: 6

3

E

b

e

e

b

A2

F

G

BGA

Pack

age

63-L

ead

(7.5

mm

× 6

.25m

m ×

2.2

2mm

)(R

efer

ence

LTC

DW

G #

05-0

8-19

88 R

ev Ø

)

H1H2

7パッケージの行と列のラベルは、µ

Mod

ule製品間で異なります

各パッケージのレイアウトを十分にご確認ください

!

7

SEE

NOTE

SDE

TAIL

A

http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC7130#packaging

LTC7130

347130f

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2016

LT0316 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp/LTC7130

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標準的応用例5V/5A降圧コンバータ

製品番号説明注釈LTC3605/ LTC3605A

20V、5A同期整流式降圧レギュレータ 4V < VIN < 20V、0.6V < VOUT < 20V、最大効率96%、 4mm×4mm QFN-24パッケージ

LTC3633A LTC3633A-1

デュアル・チャネル、3A、20Vモノリシック同期整流式降圧レギュレータ

3.6V < VIN < 20V、0.6V < VOUT < VIN、最大効率95%、 4mm×5mm QFN-28およびTSSOP-28パッケージ

LTC3622 超低静止電流の17Vデュアル1A同期整流式降圧レギュレータ

2.7V < VIN < 17V、0.6V < VOUT < VIN、最大効率95%、 3mm×4mm DFN-14およびMSOP-16パッケージ

LTC3613 差動出力検出を備えた24V、15Aモノリシック降圧レギュレータ

4.5V < VIN < 24V、0.6V < VOUT < 5.5V、出力電圧精度：0.67%、谷電流モード、200kHz～1MHzの範囲でプログラム可能、電流検出、7mm×9mm QFN-56パッケージ

LTC3624 静止電流が3.5μAの17V、2A同期整流式降圧レギュレータ

2.7V < VIN < 17V、0.6V < VOUT < VIN、最大効率：95%、IQ：3.5μA、シャットダウン時の電流がゼロ、3mm×3mm DFN-8パッケージ

LTM®4639 低入力電圧20A DC/DC μModule®降圧レギュレータ完全な20Aスイッチ・モード電源、2.375V < VIN < 7V、 0.6V < VOUT < 5.5V、全DC出力電圧誤差：最大±1.5%、差動リモート検出アンプ、15mm×15mm BGAパッケージ

LTM4637 20A DC/DC μModule降圧レギュレータ完全な20Aスイッチ・モード電源、4.5V < VIN < 20V、 0.6V < VOUT < 5.5V、全DC出力電圧誤差：最大±1.5%、差動リモート検出アンプ、15mm×15mm BGAまたはLGAパッケージ

7130 TA02

VOUT5V5A

VIN12V

1.8µHDCR = 4.05mΩ,

COILCRAFTXAL7070-182ME

COUT470µF×2

100µF×2

4.7µF1µF180µFx2

10µFx2

100pF

0.1µF

2.2nF

PINS NOT USED IN THIS CIRCUIT:

100k

28.7k

ITEMPCLKOUTDIFFOUT 1.82k

220nF

2.2Ω

INTVCC

TK/SS

ITH

GND

SVIN

FREQ

SNS–

EXTVCC

SNSA+

SW

BOOST

DIFFN DIFFP

MODE/PLLIN

SNSD+

RUN

SGND

ILIM

VIN

LTC7130

PGOOD

120k

20k

147k

VFB

CMDSH3

0.22µF

2.2Ω



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4.5v 20v 95% dcr - analog devices...snsd + sw boost ilim l7130 diffn diffp mode/pllin diffout v fb v...

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