Широкополосные микрополосковые...

Министерство образования и науки Российской Федерации

Федеральное государственное автономное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

«Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина»

Институт радиоэлектроники и информационных технологий - РТФ

Кафедра высокочастотных средств радиосвязи и телевидения

ДОПУСТИТЬ К ЗАЩИТЕ В ГАК

Зав. кафедрой ВЧСРТ

______________ Князев С.Т. ( подпись)

«_____»_________________201__ г.

ШИРОКОПОЛОСНЫЕ МИКРОПОЛОСКОВЫЕ АНЕТННЫ

Пояснительная записка

210400 2090 887 ПЗ

Руководитель Мительман Ю.Е.

Нормоконтролер Харитонов Ф.В.

Студент гр. РИМ-230502 Махалов П.С.

Екатеринбург

2015

2

ОГЛАВЛЕНИЕ

1. ВВЕДЕНИЕ ........................................................................................... 4

2. ОБЗОР МЕТОДОВ УВЕЛИЧЕНИЯ ШИРОКОПОЛОСТНОСТИ

МПА 5

2.1. Понятие ширины полосы рабочих частот ................................... 5

3. ИССЛЕДОВАНИЕ ВЛИЯНИЯ ПАРАМЕТРОВ ПОДЛОЖКИ НА

ШИРОКОПОЛОСТНОСТЬ МПА ....................................................................... 11

4. ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ УСОВЕРШЕНСТВОВАНИЙ

КОНСТРУКЦИЙ ДЛЯ РАСШИРЕНИЯ ПОЛОСЫ РАБОЧИХ ЧАСТОТ ..... 17

4.1. Исследование многорезонансного метода ................................ 22

4.1.1. Параметрический анализ многорезонансного метода ........ 23

4.1.2. Исследование многорезонансного метода с двумя

паразитными излучателями вблизи излучающей кромки ........................ 31

4.1.3. Исследование многорезонансного метода с одним и двумя

паразитных излучателей вблизи неизлучающих кромок .......................... 37

4.1.4. Исследование многорезонансного метода ........................... 40

4.1.5. Связанный многорезонансный метод ................................... 45

4.1.6. Модификации многорезонансного метода .......................... 48

4.2. Исследование многослойного метода ........................................ 57

4.2.1. Параметрический анализ многослойного метода ............... 59

5. РАЗРАБОТКА И ИССЛЕДОВАНИЕ МАКЕТА

ШИРОКОПОЛОСНОЙ МПА .............................................................................. 63

5.1. Проектирование шлейфного квадратного направленного

ответвителя 64

5.2. Проектирование мостового устройства Уилкинсона ............... 71

3

5.3. Проектирование микрополосковой антенны ............................ 72

5.4. Проектирование четвертьволнового трансформатора ............. 80

5.5. Проектирование всей антенной системы .................................. 84

5.6. Изготовление макета антенны .................................................... 90

6. ЗАКЛЮЧЕНИЕ .................................................................................. 93

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК ....................................................... 95

ПРИЛОЖЕНИЕ 1 ........................................................................................ 96

4

1. ВВЕДЕНИЕ

Современные переносные телекоммуникационные устройства, такие

как мобильные телефоны, планшеты, GPS–навигаторы и т.д. совмещают в

себе множество беспроводных модулей. Развитие техники в области

телекоммуникаций имеет тенденцию к уменьшению размеров и увеличению

функциональности. Следовательно, все меньшее пространство выделяется

для размещения антенн, соизмеримых с длиной волны, внутри устройства.

Это влечет за собой ухудшение характеристик излучения антенн:

уменьшение коэффициента усиления (КУ), искажение диаграммы

направленности (ДН), уменьшение коэффициента полезного действия (КПД),

уменьшение полосы рабочих частот. Исходя из этого, антенны должны

обладать большими свойствами: работать в многодиапазонном режиме и

иметь достаточную полосу рабочих частот.

В настоящее время микрополосковые антенны (МПА) находят широкое

применение в сфере телекоммуникационных систем за счет своих

преимуществ: тонкий профиль, малый вес, конформность, возможность

возбуждения волны круговой поляризации, возможность реализации

многочастотных антенн, интеграция со схемой питания в антенных решетках,

дешевизна и простота реализации. Но, несмотря на ряд преимуществ,

присущих данной антенне, главным ее недостатком является узкополосность.

Целью данной работы является исследование полосы рабочих частот

(ПРЧ) при изменении параметров подложки и конструктивных особенностей

МПА.

5

2. ОБЗОР МЕТОДОВ УВЕЛИЧЕНИЯ

ШИРОКОПОЛОСТНОСТИ МПА

2.1. Понятие ширины полосы рабочих частот

Понятие ширины полосы рабочих частот определяет диапазон частот, в

котором модуль коэффициента отражения (или коэффициент стоячей волны)

находится в заданных пределах. Ширина полосы рабочих частот обратно

пропорциональна добротности и определяется как [2]:

(2.1)

где – добротность, КСВ – коэффициент стоячей волны, определяющий

качество согласования нагрузки с линией питания и рассчитываемый как:

(2.2)

где – модуль коэффициента отражения, являющийся мерой отраженного

сигнала в точке питания нагрузки, связывает входное волновое

сопротивление нагрузки и подводимой линии питании к нагрузке и

выражается следующим образом:

(2.3)

Ширина полосы рабочих частот обычно задается в виде частотного

диапазона по уровню КСВ=2, что соответствует 9,5 дБ обратных потерь или

11% отраженной мощности, но в некоторых случаях задается менее 1,5 (это

соответствует 14 дБ обратных потерь и 4% отраженной мощности). Пересчет

ширины полосы рабочих частот с одного уровня КСВ в другой может быть

произведен следующим путем:

6

(2.4)

Относительную ширину полосы рабочих частот можно определить

через геометрические размеры квадратной МПА:

(2.5)

где – параметр, который определяется следующим образом:

при ,

при ,

при ,

и – ширина и длина квадратной микрополосковой антенны.

Из выражения (2.5) следует, что с увеличением ширины КМПА

увеличивается и относительная ширина полосы рабочих частот . Но

чтобы избежать возбуждения мод высшего порядка, ширину МПА стоит

выбирать не более длины волны.

Также стоит принять во внимание следующее соотношение для

примерного расчета ширины полосы рабочих частот (в МГц) МПА по

уровню :

, (2.6)

где высота подложки указывается в сантиметрах. Данное выражение

справедливо для диапазона ГГц.

Ширина полосы рабочих частот также может быть определена через

параметры излучения антенны: коэффициент усиления, ширину диаграммы

направленности (ДН) по уровню половинной мощности и уровень боковых

лепестков. Выражение для примерного расчета коэффициента направленного

действия (КНД) в дБ:

7

(2.7)

Приведенные выше соотношения для расчета справедливы для

линейно-поляризованных МПА. Для МПА с круговой поляризацией ширина

полосы рабочих частот в основном ограничивается коэффициентом

эллиптичности.

Рисунок 2.1. Относительная ширина полосы рабочих частот при различных

параметрах подложки

На рис. 2.1 показана зависимость относительной ширины полосы

рабочих частот и КПД квадратной микрополосковой антенны (КМПА) с

диэлектриком (сплошная линия) и (пунктирная линия) от

высоты подложки ( ). Из представленных на рис. 2.1 зависимостей можно

заметить, что ширина полосы рабочих частот возрастает с увеличением

толщины подложки и с уменьшением относительной диэлектрической

проницаемости подложки МПА. Ширина полосы рабочих частот составляет

при диэлектрической проницаемости и высоте подложки

. Для достижения наибольшей широкополостности

предпочтительно выбирать равным единице (без диэлектрического

заполнения). С увеличением толщины подложки увеличивается реактивность

подводимого центрального проводника от коаксиальной линии к МПА и

8

возникает возможность образования поверхностных волн, что в дальнейшем

снижает КПД.

Также возможно увеличение ширины полосы рабочих частот за счет

изменения конструкции МПА. Данное явление происходит за счет снижения

добротности антенны (уменьшение запаса электромагнитной энергии под

излучателем). Например, U-образный вырез в КМПА увеличивает ширину

полосы рабочих частот на 40% по уровню КСВ=2.

В качестве объекта исследования были выбраны два метода увеличения

полосы рабочих частот за счет изменения конструктивных особенностей

МПА:

1. Многорезонансный метод

Многорезонансный метод (рис 2.3) заключается в возбуждении

пассивных (паразитных) излучателей относительно активного, который

возбуждается от подводимой линии питании, и, за счет появления второго

резонанса, образуется общая широкая полоса рабочих частот. Возбуждение

паразитных излучателей осуществимо при достаточно близком

расположении относительно активного излучателя, но при непосредственной

связи, с использованием полосковой связи (рис 2.3(б) расстояние между

излучателями увеличивается. Причем стоит отметить, что общая полоса

рабочих частот зависит от полосы рабочих частот одиночных излучателей,

как это показано на рис. 2.2.

Рисунок 2.2. Частотная зависимость КСВ многорезонансной МПА

9

На рис. 2.2(а) показано образование общей полосы рабочих частот при

узкополосных излучателях, а на рис. 2.2(b) при широкополосных. Данный

способ позволяет расширить полосу рабочих частот от 5 до 20%.

Однако, при добавлении паразитного излучателя диаграмма

направленности искажается за счет фазовой задержки паразитных

излучателей и приобретает уже несимметричный вид, что является

неприемлемым для большинства применений микрополосковых антенн.

а

б

Рисунок 2.3. Топология многорезонансого метода

2. Многослойный метод

Данная конфигурация представляет собой два излучателя, один из

которых возбуждается от коаксиальной линии, а другой – пассивный,

расположен над ним на некоторой высоте. Оба излучателя могут быть

выполнены на различных подложках. Для увеличения широкополостности

излучатели разносят, и помещают между ними диэлектрический материал, по

свойствам схожий с воздухом – пенопласт. Ориентация пассивного

излучателя может быть, как прямая (пассивный излучатель направлен в

сторону распространения волны – рис 2.4(а), так и обратная (пассивный

излучатель направлен в сторону активного излучателя – рис .4(б), что

обеспечивает дополнительную защиту от окружающей среды. Для

10

достижения максимальной широкополостности необходимо, чтобы

резонансные частоты активного и пассивного излучателя были близки друг к

другу. Данная структура может быть применена к микрополосковым

излучателям любой формы. Этот метод позволяет достичь полосы рабочих

частот 10-30%. Увеличение ширины полосы рабочих частот может быть

достигнуто за счет увеличения общей высоты антенны, снижением

эффективной диэлектрической проницаемости.

Рисунок 2.4. Пример многослойсного метода

11

3. ИССЛЕДОВАНИЕ ВЛИЯНИЯ ПАРАМЕТРОВ ПОДЛОЖКИ

НА ШИРОКОПОЛОСТНОСТЬ МПА

Ширину резонанса характеризует добротность, иначе говоря, чем выше

значение добротности, тем более узкополосной является антенна. В рамках

решаемой задачи интерес вызывает максимально возможная полоса рабочих

частот. Следовательно, необходимо знать минимально достижимое значение

добротности, которое в случае линейно-поляризованной антенны

определяется по следующей формуле (классическое выражение Чу) [1]:

(3.1)

где – волновое число, a – радиус сферы, в которую вписана

антенна.

Рисунок 3.1. Эскиз микрополосковой антенны

Рабочая частота микрополосковой антенны (МПА), показанной на

рис. Рисунок 3.1, определяется резонансной длиной, которая рассчитывается

по формуле

(3.2)

где – скорость света в вакууме, – рабочая частота, – относительная

диэлектрическая проницаемость подложки, – величина поправки для

12

резонансной длины, учитывающая краевой эффект. Учет излучения на торце

МПА сокращает длину на следующую величину:

(3.3)

где – эффективная диэлектрическая проницаемость, определяемая

следующим выражением:

(3.4)

В данной работе исследуется МПА квадратной формы, поэтому ,

и нахождение размеров МПА сводится к решению следующего уравнения

относительно

(3.5)

Все дальнейшие расчеты будем выполнять для рабочей частоты

. Существует несколько выражений для определения

добротности. В основном используется выражение (2.1). В результате

добротность можно определить по следующей формуле:

13

(3.6)

Оценку добротности антенны Q будем производить при изменении

двух параметров: и (независимо друг от друга). В первом случае

зафиксируем толщину мм, а значение относительной диэлектрической

проницаемости будем выбирать из следующего ряда: 1, 2, 5, 10, 20, 50. Во

втором случае зададим , а толщина подложки будет принимать

значения 0,2, 0,5, 1, 2, 5, 10 мм (табл. 3.1).

Таблица 3.1 Расчетные значения резонансного размера

1 1 2 5 10 20 50

W, мм 143,59 102,62 65,11 45,78 31,89 19,35

2 , мм 0,2 0,5 1 2 5 10

W, мм 147,6 147,18 146,5 145 140,7 133,5

Моделирование [4] будем производить в среде Ansoft HFSS v.14.

Представленные в табл. 3.1 значения будут использоваться в качестве

первого приближения. В дальнейшем вариацией этого размера и положения

точки питания будем добиваться согласования на частоте . Ниже

приведем полученные частотные зависимости КСВ при различных

комбинациях и .

14

Рисунок 3.2. Частотные зависимости КСВ при и вариации

Рисунок 3.3. Частотные зависимости КСВ при и вариации

Полосу согласования будем определять по уровню . Тогда

выражение для оценки добротности примет вид:

15

(3.7)

Рассчитанные значения добротности для каждого случая приведены в

табл.3.2, а также изображены в виде графиков на рис 3.4–.5.

Таблица 3.2 Расчетные значения добротности

1

1 2 5 10 20 50

, МГц 7 6,2 3,5 2,2 1,8 1

Q 58,3 65,8 116,6 185,6 226,8 408,3

2

0,2 0,5 1 2 5 10

, МГц 0,4 1,1 2,3 4,6 12 24,5

Q 1021,1 371,1 177,5 88,7 34 16,7

Рисунок 3.4. Зависимость добротности от высоты подложки

Из представленной на рис. 3.4 зависимости видно, что использование

толстой подложки позволяет приблизиться к пределу Чу. Однако при этом

16

необходимо помнить, что с увеличением толщины подложки возрастают

потери в ней и уменьшается КПД антенны.

Рисунок 3.5 Зависимость добротности от диэлектрической проницаемости

подложки

В соответствии с полученными зависимостями добротности от высоты

и диэлектрической проницаемости подложки можно сказать, что на

обеспечение максимальной рабочей полосы частот в большей степени влияет

высота подложки. Это объясняется тем, что резонансный размер обратно

пропорционален . При увеличении диэлектрической проницаемости

подложки уменьшается резонансный размер и, следовательно, уменьшается

полоса. А при увеличении высоты подложки резонансный размер

незначительно уменьшается, т.е. не происходит значительных изменений

реального размера антенны, однако полоса также растет. Исходя из

вышесказанного, можно сделать вывод, что при малых значениях и

больших значениях (до возникновения двухмодового режима) можно

приблизиться к пределу по добротности .

17

4. ИССЛЕДОВАНИЕ МЕТОДОВ УСОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ

КОНСТРУКЦИЙ ДЛЯ РАСШИРЕНИЯ ПОЛОСЫ

РАБОЧИХ ЧАСТОТ

Как было сказано во втором разделе, будет проведено исследование

двух конструктивных методов увеличения широкополостности МПА:

1. Многорезонансный метод

2. Многослойный метод

Рассмотрим одиночный излучатель в виде квадратной МПА. Рабочую

частоту выберем как среднюю частоту для Wi-Fi диапазона стандарта

802.11b и 802.11g (с 1 по 13 канал 2400—2483,5 МГц) – 2442 МГц. Основой

для антенны (и далее по тексту будут рассматриваться модели с

использованием в качестве подложки данный материл) выберем подложку на

основе стеклотекстолита (FR4) толщиной , обладающего

следующими параметрами: диэлектрическая проницаемость , тангенс

угла диэлектрических потерь .

Для проектирования воспользуемся приближенными формулами для

расчета микрополосковой антенны:

Центральная частота:

(4.1)

Длина волны:

(4.2)

Резонансный размер :

(4.3)

Проводимость излучения :

(4.4)

Точка питания:

18

(4.5)

Для данной подложки была спроектирована квадратная МПА (рис. 4.1)

со следующими размерами: резонансный размер , точка

питания (от центра к краю МПА) .

Рисунок 4.1. Модель квадратной МПА

Были получены следующие характеристики:

КСВ на рабочей частоте – 1,025;

Полоса рабочих частот по уровню составляет 50,9 МГц,

что в процентом соотношении (относительная полоса рабочих

частот) составляет 2%

Для данной квадратной МПА предельное значение добротности Чу

(3.1) составляет , а добротность по уровню (3.6)

составляет .

19

Рисунок 4.2. Частотная зависимость КСВ

Рисунок 4.3. Диаграмма Вольперта-Смита

Для подтверждения полученных теоретических результатов был

изготовлен макет квадратной МПА:

5.002.001.000.500.200.00

5.00

-5.00

2.00

-2.00

1.00

-1.00

0.50

-0.50

0.20

-0.20

0.000

10

20

30

40

50

60

70

8090

100

110

120

130

140

150

160

170

180

-170

-160

-150

-140

-130

-120

-110

-100-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

@1Smith Chart 1 ANSOFT

m1

Curve Info

S(1,1)Setup1 : Sw eep

Name Freq Ang Mag RX

m1 2.4420 -35.4371 0.0123 1.0201 - 0.0145i

20

Рисунок 4.4. Фотография макета квадратной МПА

Рисунок 4.5. КСВ и диаграмма Вольперта-Смита измеренного макета МПА

Был спроектирован макет квадратной микрополосковой антенны и

получены следующие результаты измерений:

21

Рабочая частота – 2493 МГц;

КСВ на рабочей частоте – 1,046

Полоса рабочих частот по уровню составляет 46,5 МГц,

что в процентом соотношении (относительная полоса рабочих

частот) составляет 1,9%

Для более наглядного сравнительного анализа результаты расчета и

эксперимента отображены в табл.4.1.

Таблица 4.1 Сравнительные результаты

Данные Раб. частота Мин. КСВ Полоса по КСВ=2

Теоретич. 2,442 ГГц 1,025 50,9 МГц

Эксперим. 2,493 ГГц 1,046 46,5 МГц

Глядя на полученные результаты можно сказать, что теоретические и

экспериментальные результаты практически сошлись и можно сделать

вывод, что квадратная МПА обладает узкой полосой рабочих частот (около

2% для данной подложки), и полученная добротность далека от предельной.

Далее будут рассмотрены конструктивные способы увеличения полосы

рабочих частот, но при этом имеющие свои недостатки, которые будут

рассмотрены позднее.

22

3.1. Исследование многорезонансного метода

В данной главе будут описаны методы по увеличению полосы рабочих

частот за счет возбуждения паразитных излучателей, расположенных вблизи

излучающих и не излучающих кромок МПА. Если рассмотреть

распределение силовых линий электрического поля на поверхности МПА

(рис. 4.6(б) и распределение модуля электрического поля (рис. 4.7), то можно

заметить, что электрическое поле в основном сконцентрировано на краю

МПА. И можно предположить, что взаимосвязь между паразитными

излучателями, расположенными вблизи излучающих кромок будет больше,

поскольку напряженность эл. поля там принимает равномерный вид, а в

случае их расположения вблизи неизлучающих, где распределение

электрического поля изменяется по косинусоидальному закону – меньше.

а)

б)

Рисунок 4.6. Распределение электрического поля (а) распределение

напряженности электрического поля и тока на поверхности МПА, (б)

распределение силовых линий электрического поля

23

Рисунок 4.7. Распределение амплитуды электрического поля МПА

Из этого следует, что необходимо располагать паразитные излучатели к

неизлучающим краям ближе, в отличие от излучающих.

4.1.1. Параметрический анализ многорезонансного метода

Рассмотрим случай при добавлении паразитного излучателя вблизи

излучающей кромки, показанный на рис. 4.8. Возбуждается один активный

излучатель с резонансным размером посредством коаксиальной линии

передачи. С на некотором расстоянии от него расположен пассивный

излучатель вблизи излучающей кромки активного излучателя, имеющий

резонансный размер , причем ширина излучателей берется равной,

поскольку ширина не так сильно влияет на резонансную частоту излучателя.

Резонансный размер для активного и пассивного излучателя определим

аналогичный ранним расчетам с размерами и точкой

питания , а резонансный размер пассивного излучателя определим

чуть меньшим, чем резонансный размер активного – мм, и зазор

мм.

24

Рисунок 4.8. Топология многорезонансного метода с одним пассивным

излучателем вблизи излучающей кромки

Как можно заметить на рис. 4.9 появляется второй резонанс,

обусловленный возбуждением паразитного излучателя, резонансная частота

которого выше, относительно активного. При этом, можно заметить на рис.,

что образуется петля, регулируя которую можно увеличить полосу рабочих

частот.

Рисунок 4.9. Частотная зависимость КСВ при добавлении паразитного

излучателя. Сплошная линия (––) при добавлении паразитного излучателя,

пунктирная линия (- - -) без паразитного излучателя

25

Также при добавлении паразитного излучателя уменьшается входное

сопротивление всей антенны, что необходимо компенсировать смещением

точки питания ближе к краю.

Рисунок 4.10. Диаграмма Вольперта-Смита при добавлении паразитного

излучателя. Сплошная линия (––) при добавлении паразитного излучателя,

пунктирная линия (- - -) без паразитного излучателя

Для наглядности на диаграмме Вольперта-Смита добавлены две

окружности, описывающие коэффициент отражения и

, что эквивалентно и соответственно.

Таким образом, для достижения максимальной широкополостности при

добавлении одного паразитного излучателя необходимо, чтобы

образующаяся петля на диаграмме Вольперта-Смита

При оптимальных размерах , ,

, были получены следующие результаты, модель которой

показана на рис. 4.11:

26

Рисунок 4.11. Модель многорезонансного метода с одним паразитным

излучателем вблизи излучающей кромки

Рисунок 4.12. Частотная зависимость КСВ при оптимальных размерах

пассивного излучателя

27

Рисунок 4.13. Диаграмма Вольперта-Смита при оптимальных размерах

пассивного излучателя

Для найденных оптимальных размерах ширина полосы рабочих частот

по уровню достигает 128,6 МГц (5,2%), что примерно в 2,5 раза

больше квадратной МПА. Для данного метода при добавлении одного

паразитного излучателя добротность составляет 13,43, а добротность по Чу –

0,834.

Однако, при добавлении паразитного излучателя искажается диаграмма

направленности и приобретает несимметричный вид. Это связано с фазовой

задержкой возбуждения паразитного излучателя. На рис. 4.14 показана

диаграмма направленности при добавлении паразитного излучателя в

H( ) и E( ) плоскостях, где можно заметить смещение

максимума в E-плоскости. На низкой частоте в основном возбуждается

активный излучатель и диаграмма направленности выглядит симметричной.

Но при увеличении частоты возбуждения максимум диаграммы

направленности смещается в сторону паразитного излучателя, поскольку

28

возбуждается преимущественно пассивный излучатель на данной частоте, а

активный имеет фазовую задержку, что можно пронаблюдать на рис. 4.15.

Рисунок 4.14. Диаграмма направленности в главных плоскостях на рабочей

частоте (2442 МГц)

-90.00 -65.00 -40.00 -15.00 10.00 35.00 60.00 85.00Theta [deg]

-12.50

-10.00

-7.50

-5.00

-2.50

0.00

2.50

5.00

7.50

10.00

dB

(DirT

ota

l)

rad_oneXY Plot 2 ANSOFT

Curve Info

Freq='2.448GHz' Phi='0deg'Freq='2.448GHz' Phi='90deg'

-90.00 -45.00 0.00 45.00 90.00Theta [deg]

-5.00

-3.00

-1.00

1.00

3.00

5.00

7.00

dB

(DirT

ota

l)

rad_oneXY Plot 2 ANSOFT

Curve Info

Freq='2.3GHz' Phi='90deg'Freq='2.45GHz' Phi='90deg'Freq='2.51GHz' Phi='90deg'

29

Рисунок 4.15. Диаграмма направленности в Е-плокости при различных

частотах

Однако, можно заметить, что в H-плоскости искажения диаграммы

направленности не наблюдается.

Рисунок 4.16. Частотная зависимость КСВ при изменеии зазора между

излучателями

При увеличении зазора между излучателями взаимная связь между

ними становится меньше, поскольку силовые линии электрического поля

частично замыкаются на паразитном излучателе, что влечет за собой

уменьшение радиуса петли на диаграмме Вольперта-Смита (рис. 4.17). Таким

образом, можно подобрать зазор, для достижения требуемой полосы рабочих

частот.

При изменении резонансного размера пассивного излучателя

происходит смещение рабочей частоты. При увеличении резонансного

размера рабочая частота уменьшается. Это же эквивалентно перемещению в

сторону меньшей частоты по зависимости входного сопротивления (рис.).

30

Рисунок 4.17. Диаграмма Вольперта-Смита при различном зазоре между


Рисунок 4.18. Частотная зависимость КСВ при изменении резонансного

размера пассивного излучателя

31

Рисунок 4.19. Диаграмма Вольперта-Смита при изменении резонансного

размера пассивного излучателя

4.1.2. Исследование многорезонансного метода с двумя

паразитными излучателями вблизи излучающей кромки

Рассмотрим случай, при добавлении вблизи активного двух паразитных

излучателей (рис. 4.20), резонансные размеры которых отличаются друг от

друга. Ширина излучателей остается постоянная, а изменяется только

резонансный размер излучателей. При образовании второго резонанса можно

увеличить полосу рабочих частот.

Рисунок 4.20. Топология многорезонансного метода с двумя пассивными

излучателями вблизи излучающей кромки

32

В том случае, когда два пассивных излучателя имеют одинаковый

резонансный размер ( ), образуется один дополнительный резонанс

(рис. 4.22), а на номограмме Смита можно наблюдать образование петли

(рис. 4.23). Модель с равными паразитными излучателями можно наблюдать

на рис. 4.21, имеющую следующие размеры: ,

, , ). Для данной модели с равными паразитными

излучателями ПРЧ МГц (5,4%), добротность составляет

, а предельное значение добротности .

Рисунок 4.21. Модель многорезонансного метода с двумя равными

паразитными излучателеми вблизи излучающих кромкок

При оптимальных размерах c неравным паразитными излучателями

( , , , , ) с двумя

пассивными излучателями (рис..Рисунок 4.26) была достигнута полоса

рабочих частот по уровню 204,8МГц (8,4%). Для данной

33

модели добротность составляет , а предельное значение

добротности .

Рисунок 4.22. Частотная зависимость КСВ с двумя равными паразитными


Рисунок 4.23. Диаграмма Вольперта-Смита с двумя равными паразитными


34

Как можно заметить на рис. 4.24 на низкой частоте возбуждается

преимущественно активный излучатель (рис. 4.25(а), а пассивные

возбуждаются с некоторой фазой, и диаграмма имеет симметричный вид,

максимум которой направлен по нормали от излучателя. При увеличении

частоты возбуждаются и пассивные излучатели (рис. 4.25(б), искажая

диаграмму направленности в Е-плоскости (рис. 4.24). Однако значительной

вариации в Н-плоскости не наблюдается.

Рисунок 4.24. Диаграмма направленности в Е-плоскости с равными

паразитными излучателями при вариации частоты

а) б)

Рисунок 4.25. Распределение электричнского поля на поверхности подложки

на частоте (а) 2,3 ГГц и (б) 2,6 ГГц

35

Рисунок 4.26. Модель многорезонансного метода с двумя неравными

паразитными излучателеми вблизи излучающих кромкок

Здесь, также как с одним пассивным излучателем – диаграмма

направленности искажается, максимум диаграммы направленности которой

смещается в Е-плоскости в сторону возбуждения излучателя (рис. 4.29). Это

связано с фазовой задержкой других излучателей, тем самым образуя некую

антенную решетку, обладающей дискретным фазовым распределением.

36

Рисунок 4.27. Частотная зависимость КСВ с двумя неравными паразитными


Рисунок 4.28. Диаграмма Вольперта-Смита с двумя неравными паразитными


37

Рисунок 4.29. Диаграмма направленности в Е-плоскости с неравными

паразитными излучателями при вариации частоты

4.1.3. Исследование многорезонансного метода с одним и двумя

паразитных излучателей вблизи неизлучающих кромок

Как было сказано ранее (в разделе 3.1), зазор между активным и

пассивными излучателями должен быть меньше, поскольку распределение

поля вблизи неизлучающих кромок неравномерное.

Так как методы по настройке паразитных излучателей вблизи

излучающих кромок схожи с паразитными излучателями вблизи

неизлучающих кромок, то в этом разделе будут приведены только

результаты расчетов и сделаны соответствующие выводы:

1. Величиной зазора регулируется радиус петли на диаграмме

Смита (с увеличением зазора радиус петли уменьшается)

2. Резонансным размером пассивных излучателей регулируется

положение петли на частотной зависимости

-90.00 -45.00 0.00 45.00 90.00Theta [deg]

-30.00

-25.00

-20.00

-15.00

-10.00

-5.00

0.00

5.00

10.00

dB

(DirT

ota

l)

rad_two_unequalXY Plot 2 ANSOFT

Curve Info

Freq='2.25GHz' Phi='90deg'Freq='2.4GHz' Phi='90deg'Freq='2.55GHz' Phi='90deg'

38

Рисунок 4.30. Топология многорезонансного метода с двумя пассивными

излучателями вблизи неизлучающей кромки

Как можно заметить на рис. 4.32 и .33 отображены две зависимости:

при равных и неравных паразитных излучателях. При добавлении

паразитных излучателей ширина полосы рабочих частот увеличивается: при

равных паразитных излучателях – 145,9 МГц (5,9%), при неравных – 178,9

МГц (7,3%)

Рисунок 4.31. Модель многорезонансного метода с двумя неравными

паразитными излучателеми вблизи неизлучающих кромкок

39

Рисунок 4.32. Частотная зависимость КСВ с двумя равными (––) и

неравными (- - -) паразитными излучателями вблизи неизлучающих кромок

Рисунок 4.33. Диаграмма Вольперта-Смита КСВ с двумя равными (––) и

неравными (- - -) паразитными излучателями вблизи неизлучающих кромок

40

4.1.4. Исследование многорезонансного метода

Данный метод является совокупностью из представленных ранее

конструктивных способов расширения полосы рабочих частот. При

расположении четырех пассивных излучателей рядом с четырьмя

излучающими и неизлучающими гранями можно добиться увеличения

полосы рабочих частот и коэффициента усиления. Причем, как говорилось

раннее, зазор между неизлучающими гранями необходимо выбирать меньше

относительно излучающих граней в связи с меньшей взаимной связью поля

от активного излучателя.

Величина зазора между активным и пассивным излучателями зависит

от параметров используемого диэлектрика и . Если величина зазора будет

слишком маленькая, то взаимосвязь между излучателями будет чрезмерная, и

диаметр образующейся петли на диаграмме Смита будет превышать

окружность, описываемую , что является не приемлемым для

согласования. С другой стороны, если принять зазор слишком большой, то

диаметр петли будет очень мал, и ширина полосы рабочих частот

уменьшится. Поэтому для приближенного расчета стоит принимать величину

зазор: для излучающих граней – , неизлучающих граней – . И

стоит отметить, что положение точки питания активного излучателя всегда

сдвинуто по отношению к одиночному излучателю, особенно это

сказывается при достаточно высоких подложках, где точка возбуждения

находится почти на краю МПА. Данная методика служит в качестве

начального приближения по расчету резонансных размеров и дальнейшего

проектирования широкополосных микрополосковых антенн и может

рассматриваться для настройки четырех пассивных излучателей.

На рис. показана топология, состоящая из одного активного и 4

паразитных излучателей, резонансные размеры которых различны друг от

друга. Резонансный размер активного излучателя берется большим по

отношению к паразитным.

41

Модель, показанная на рис. обладает следующими размерами:

, , мм, мм, мм,

мм, мм, мм, мм.

Рисунок 4.34. Топология многорезонансного метода

Рисунок 4.35. Модель многорезонансного метода

42

Рисунок 4.36. Частотная зависимость КСВ многорезонансного метода (––) в

сравнении с квадратной МПА (- - -)

Рисунок 4.37. Диаграмма Вольперта Смита многорезонанского метода (––) в

сравнении с квадратной МПА (- - -)

43

На рис. 4.36 видно, что при добавлении паразитных излучателей, чьи

резонансные размеры отличны друг от друга, образуют резонансы, причем их

количество совпадает с количеством излучателей и на диаграмме Вольперта-

Смита образовались петли, помещающиеся в окружность с . Общая

ширины полосы рабочих частот по уровню составляет 301,9 МГц

(12,36%), что примерно в 6 раз больше квадратной МПА.

Но, несмотря на широкополостность данной антенны, диаграмма

направленности сильно зависит от частоты, и габариты не позволяют

использовать данную антенну в качестве элемента решетки.

В качестве макета была изготовлена антенна с расширением полосы

рабочих частот по многорезонансному методу (рис. 4.38).

Рисунок 4.38. Фотография макета по увеличню полосы рабочих частот

многорезонансным методом.

Было проведено измерение КСВ с применением векторного

анализатора цепей Rohde&Schwarz FSH8.

44

Рисунок 4.39. Сравнение рассчетного и измеренного КСВ

Как видно из рис. 4.39 теоретические и экспериментальные результаты

почти сошлись.

Рисунок 4.40. Измеренная диаграмма Вольперта-Смита

45

4.1.5. Связанный многорезонансный метод

В некоторых случаях не реализуем метод увеличения

широкополостности путем близкого расположения пассивных излучателей, и

для соединения активного и паразитных излучателей применяют тонкие

полосковые линии для повышения взаимной связи между ними:

Рисунок 4.41. Топология связнного многорезонансного метода

Пассивные излучатели располагаются вблизи излучающих граней

активного излучателя и непосредственно присоединены к нему при помощи

тонкой полосковой линии. Полосковые линии контактируют с гранями и

располагаются посередине. Ширина полосковых линий берется более для

минимизации взаимного влияния между излучателями. Этот метод позволяет

увеличить полосу рабочих частот в 5 раз. Так же, как в случае расположения

паразитных излучателей вблизи активного излучателя с зазором, диаграмма

направленности в Е-плоскости искажается – максимум диаграммы

направленности смещается в противоположную сторону от излучателя, а в Н-

плоскости диаграмма остается симметричной.

Для этого метода также возможно расширение полосы рабочих частот

за счет добавления паразитных резонансных, расположенных вблизи

неизлучающих граней. Так как распределение электрического поля вдоль

неизлучающих граней не постоянно и изменяется по косинусоидальному

закону необходимо располагать их ближе, чем к активным излучателям.

Минусом данного метода, как и без использования полосковой линии –

смещение максимума диаграммы направленности в плоскости Н.

46

Применяя эти методы в совокупности при расположении паразитных

излучателей вблизи активного с четырёх граней можно расширить полосу

рабочих частот до 24%, что примерно в 7 раз больше одиночной

микрополосковой антенны.

Для анализа увеличения полосы рабочих частот этим методом была

создана модель, показанная ниже:

Рисунок 4.42. Модель многорезонансного метода при непосредственной

связи паразитных элементов

Рисунок 4.43. Частотная зависимость КСВ

47

Рисунок 4.44. Диаграмма Вольперта-Смита

Рисунок 4.45. Диаграмма направленности в Е-плоскости при вариации

частоты

48

4.1.6. Модификации многорезонансного метода

Одним из недостатков многорезонансного метода являются большие

электрические размеры образующейся конструкции, в связи с чем,

отсутствие возможности использования в качестве элемента решетки. Тем ни

менее, данный метод позволяет увеличить коэффициент усиления антенны.

Для уменьшения габаритов антенны можно использовать следующие

конфигурации с общим размером менее длины волны:

1. Использовать закорачивающие паразитные излучатели

2. Использование печатных диполей (вибраторов) вблизи

неизлучающих граней активного излучателя

3. Использование связанных печатных диполей (вибраторов)

4.1.6.1. Использование закорачивающих паразитных излучателей

Эта конфигурация (рис.) может быть использована с рассмотренными

ранее способами – вблизи активного излучателя расположить пассивные,

закороченные на конце, излучателями. Для данного метода ширина полосы

рабочих частот составляет 135,2 МГц (5,53%). Используя (3.6) добротность

равна 12,772, а предельное значение добротности (3.1) равно 0,805.

Причем, если посмотреть на диаграмму направленности при вариации

частоты возбуждения (рис. 4.50) искажение в как в Е, так и в Н-плоскости

незначительные. К недостаткам данного метода можно отнести сложность

реализации, поскольку

49

Рисунок 4.46. Использование закорачиваемых паразитных излучателей для

увеличения полосы рабочих частот

Рисунок 4.47. Модель с закорачиваемыми празитными излучателями вблизи

излучающих кромок

50

Рисунок 4.48. Частотная зависимость КСВ при закорачивающих паразитных

излучателях

Рисунок 4.49. Диаграмма Вольперта-Смита при закорачивающих паразитных

излучателях

51

Рисунок 4.50. Диаграмма направленности в Е-плоскости при вариации

частоты

4.1.6.2. Использование печатных диполей (вибраторов) вблизи

неизлучающих граней активного излучателя

В данном методе используются тонкие паразитные излучатели

(диполи), расположенные вблизи неизлучающих граней от активного

излучателя на расстоянии примерно . Размеры паразитных

полосок рассчитываются таким образом, чтобы резонансные частоты

активного и пассивного излучателя были близки друг к другу. Для данной

конструкции ширина полосы частот примерно в два раза больше одиночной

МПА.

При увеличении зазора между МПА и диполями взаимная связь

уменьшается, что ведет к уменьшению радиуса петли на диаграмме Смита.

Шириной диполей регулируется резонансная частота, и она выбирается так,

чтобы петля находилась внутри круга на диаграмме Смита. Таким

52

образом можно увеличить полосу рабочих частот. Ниже показана

исследуемая модель с равными и неравными ширинами диполей для большей

широкополостности.

Рисунок 4.51. Многорезонансный метод увеличения полосы рабочих частот с

использованием паразитных диполей вблизи неизлучающих граней МПА

53

Рисунок 4.52. Частотная зависимость КСВ при неравных (––) и равных (- - -)

ширинах диполей

Рисунок 4.53. Диаграмма Вольперта-Смита при неравных (––) и равных (- - -)

ширинах диполей

54

Поскольку габаритные размеры при использовании данного метода не

превышают длины волны, то этот метод может быть использован в качестве

элемента решетки. При этом не было замечено искажения диаграммы

направленности как в Е, так и в Н-плоскости. Ширина полосы рабочих частот

была достигнута МГц и 136,8 МГц для равных диполей и

неравных диполей соответственно. Добротность составляет 14 для

равных диполей и 12,6 для неравных диполей. Поскольку габаритные

размеры излучателей практически одинаковы, то предельная добротность

составляет для обоих моделей =1,17.

4.1.6.3. Использование связанных печатных диполей (вибраторов)

Данный метод описан в [5], в котором используется ряд диполей

различной ширины, расположенных вблизи друг друга. Вместо двух тонких

паразитных излучателей, расположенных по обеим сторонам неизлучающих

граней активного излучателя (МПА), сам излучатель делят на ряд узких

полосок (печатные вибраторы). На рис. показана модель с равными по длине,

но с разной шириной и зазорами диполи.

Рисунок 4.54. Модель со связанными диплями

55

Рисунок 4.55. Частотная зависиость модели со связанными диполями

Рисунок 4.56. Диаграмма Вольперта-Смита модели со связанными диполями

56

Для данного метода был изготовлен макет, показанный ниже:

Рисунок 4.57. Фотография макета со связанными диполями

Рисунок 4.58. Сравнение расчетных (- - -) и экспериментальных (––) данных

57

4.2. Исследование многослойного метода

В предыдущем разделе был описан многорезонансный метод

расширения полосы рабочих частот. У данного метода имеется ряд

недостатков: большие габаритные размеры, что не позволяет использовать

такой излучатель в качестве элемента антенной решетки; искажение

диаграммы направленности в образующейся полосе рабочих частот, в

частности, отклонение максимума диаграммы направленности.

В этой главе будет описан схожий метод с использованием паразитных

излучателей для расширения полосы рабочих частот. Паразитные излучатели

располагаются не на одной плоскости, как было описано в предыдущем

разделе, а по слоям с применением различных диэлектрических подложек. С

применением этого метода увеличивается лишь общая высота антенны, что

позволяет использовать её в качестве элемента антенной решетки.

Данная конфигурация представляет собой два излучателя, один из

которых возбуждается от коаксиальной линии, а другой – пассивный,

расположен над ним на определенной высоте (рис. 2.4). Оба излучателя

могут быть выполнены на различных подложках. Для увеличения

широкополостности излучатели разносят, и помещают между ними

диэлектрический материал по параметрам схожий с воздухом – пенопласт.

Ориентация пассивного излучателя может быть как прямая (излучатель

направлено сторону распространения волны), так и обратная (излучатель

направлен в сторону активного излучателя), что обеспечивает

дополнительную защиту от окружающей среды. Для достижения

максимальной широкополостности необходимо обеспечить, чтобы

резонансные частоты активного и пассивного излучателя были близки друг к

другу. Данная структура может быть применена к микрополосковым

излучателям любой формы. Этот метод позволяет достичь полосы рабочих

частот 10-30%. Увеличение ширины полосы рабочих частот может быть

58

достигнуто за счет увеличения общей высоты антенны, снижения

эффективной диэлектрической проницаемости.

Объектом исследования данного метода будет служить трехмерная

модель, показанная на рис. 4.59, состоящая из двух стеклотекстолитовым

подложек, толщиной 2 мм. При оптимальных размерах ( мм,

мм и ) данная модель обладает характеристиками,

показанными на рис. 4.60 и .61

Рисунок 4.59. Модель многослойного метода увеличения широкоплосности

МПА

2.00 2.10 2.20 2.30 2.40 2.50 2.60 2.70 2.80

Freq [GHz]

1.00

1.50

2.00

2.50

3.00

3.50

4.00

4.50

5.00

VS

WR

(1)

multilayer with dielXY Plot 1 ANSOFT

m2 m3

Curve Info

VSWR(1)Setup1 : Sw eep

Name X Y

m2 2.2820 2.0000

m3 2.4810 2.0000

59

Рисунок 4.60. Частотная зависимость КСВ многослойного метода при

оптимальных размерах

Рисунок 4.61. Диаграмма Вольперта-Смита многослойного метода при

оптимальных размерах

При данных размерах ширина полосы рабочих частот достигает

199 МГц (8,15%). Добротность для данной конфигурации составляет 8,67, а

предел Чу – 1,876.

4.2.1. Параметрический анализ многослойного метода

Величина зазора напрямую влияет на ширину полосы рабочих частот.

С увеличением воздушного зазора между излучателями (подложками)

уменьшается эффективная проницаемость верхнего излучателя, в связи с чем

резонансные размеры паразитного излучателя увеличиваются, и

увеличивается развязка между излучателями, что влечет за собой

уменьшение радиуса образующейся петли на диаграмме Смита (рис. 4.63).

60

Рисунок 4.62. Частотная зависимость КСВ при вариации высоты подвеса

паразитного излучателя

Рисунок 4.63. Диаграмма Вольперта-Смита при вариации высоты подвеса

паразитного излучателя

61

При вариации размеров пассивного излучателя происходит следующее:

при малых размерах в исследуемом диапазоне частот на диаграмме полных

сопротивлений изменений не происходит, это связано с тем, что резонансные

частоты излучателей в исследуемом частотном диапазоне сильно разнятся. С

приближением резонансных размеров пассивного излучателя к резонансным

размерам активного излучателя, на диаграмме полных сопротивлений

образуется петля в верхнем частотном диапазоне. При дальнейшем

увеличении размеров резонансная частота уменьшается, и приближается к

резонансной частоте активного излучателя, и петля совершает поворот в

сторону уменьшения частоты. Также увеличение резонансного размера

сопровождается увеличением петли в связи с большей площадью

взаимодействия двух излучателей. Причем если сравнивать диаграмму

направленности в полученном частотном диапазоне, то можно отметить, что

изменения оказываются незначительные, что является одним из преимуществ

данного метода.

Рисунок 4.64. Частотная зависимость КСВ при вариации размера пассивного

излучателя

62

Рисунок 4.65. Диаграмма Впольперта-Смита при вариации размера

пассивного излучателя.

63

5. РАЗРАБОТКА И ИССЛЕДОВАНИЕ МАКЕТА

ШИРОКОПОЛОСНОЙ МПА

Исходные данные:

Тип антенны: направленная четырехвходовая полосковая антенна

Диапазон частот: МГц

КСВ по входам:

Поляризация: линейная: в трех плоскостях; круговая: левая и правая

Ширина ДН в главных плоскостях:

Развязка между входами антенны: дБ

Параметры подложки:

Диэлектрическая проницаемость:

Тангенс угла диэлектрических потерь:

Толщина подложки: мм

Толщина метализации: мкм

Антенна будет состоять из следующих блоков:

Рисунок 5.1. Блок-схема антенны

Для обеспечения круговой поляризации микрополосковой антенны

(МПА) будет использоваться конструкция с двумя точками возбуждения со

сдвигом фаз в 90 градусов. За счет разности фаз по входам 1 и 2 и в

зависимости от фазы возбуждения будет осуществляться левая или правая

поляризация. В качестве ответвителя выберем шлейфный квадратный

направленный ответвитель, на выходе которого плечи имеют разность в ,

а входные плечи развязаны. Развязывающим звеном по входам служит

делитель Уилкинсона. Для согласования будет служить четвертьволновый

трансформатор.

Направленный

ответвитель Согласующее

устройство

Антенна

64

4.1. Проектирование шлейфного квадратного

направленного ответвителя

При возбуждении входа 1 на выходах 2 и 4 появляются две волны. На

выходе 2 фазы совпадают, а на выходе 4 фаза отличается на π, поэтому

ответвленная через шлейфы мощность из основной линии будет поступать на

выход 2, и не поступит на выход 4. При этом фаза на выходе плеча 4 отстает

на π/2 от выхода плеча 2.

Из теории направленных ответвителей на связанных линиях передачи, во-

первых, необходимо определить коэффициент связи по напряжению:

(5.1)

Так как мощность, подаваемая на вход плеча 1, делится между плечами

2 и 4, то коэффициент связи будет равен .

Рисунок 5.2. Шлейфный квадратный направленный ответвитель

65

Зная волновое сопротивление микрополосковой линии плеч =50 Ом,

можно найти и :

(5.2)

(5.3)

Определим ширины и длины четвертьволновых микрополосковых

линий (МПЛ) для найденных волновых сопротивлений:

Рисунок 5.3 Ширина и длина МПЛ для 50 Ом

66

Рисунок 5.4 Ширина и длина МПЛ для 35,35 Ом

Теперь создадим проект направленного ответвителя по схеме,

показанной выше, с использованием заданной подложки:

Рисунок 5.5 Проект направленного ответвителя

Поскольку в AWR Design Environment имеется некоторая особенность

с элементами тройника, которые имеют ту же длину, что и ширина

подводимых к линии входов, и при этом кольцо имеет чуть большую длину,

MLINID=TL1W=w50 mmL=10 mm

MLINID=TL3W=w35 mmL=l2 mm







MSUBEr=4.4H=1 mmT=0.035 mmRho=0.7Tand=0.02ErNom=4.4Name=SUB1

1 2

3

MTEE$ID=TL2

1 2

3

MTEE$ID=TL4

12

3

MTEE$ID=TL7

12

3

MTEE$ID=TL8

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

PORTP=3Z=50 Ohm

PORTP=4Z=50 Ohm

l1=16.44l2=14.85

w50=1.873w35=3.225

67

чем необходимо, то воспользуемся элементом настройки «Tune» для

обеспечения работы направленного ответвителя на заданную частоту.

Рисунок 5.6 S-параметры шлейфного квадратного направленного ответвителя

Для того чтобы убедиться в разности фаз выходных плеч в

построим ФЧХ. Рис.

Рисунок 5.7 Фазочастотная характерис.тика НО

2000 2200 2400 2600 2800

Frequency (MHz)

Graph 3

-200

-100

0

100

200

2442 MHz155.3 Deg

2442 MHz65.26 Deg

Ang(S(1,2)) (Deg)

norm

Ang(S(1,4)) (Deg)

norm

68

Рисунок 5.8 Топология направленного ответвителя

Поскольку дальнейшее проектирование будет выполнять в среде Ansys

HFSS v.14, то экспортируем проект из AWR Microwave Office и рассчитаем

созданный направленный ответвитель.

Рисунок 5.9 Модель направленного ответвителя

69

Как видно по рисунку, возбуждение НО моделировалось при помощи

волнового порта Wave Port, с волновым сопротивлением 50 Ом. Материалом

подложки выбран материал из стандартной библиотеки материалов в HFSS

как FR4 (стеклотекстолит), параметры которого соответствуют требуемым.

Для показанной модели были построены зависимости модуля коэффициента

отражения с первого плеча на все остальные. Для контроля разности фаз

выходных плеч была построена фазо-частотная характеристика.

Результаты проектирования:

Рисунок 5.10 Модуль коэффициента отражения с первого на все остальные

плечи

Как видно по графику, деление выходных плеч составляет -3,72дБ на 4

плечо и -3,94 дБ на второе, что находится в пределах допустимого.

Идеальное деление на выходные плечи соответствует уровню -3дБ. Развязку

между входными плечами требуется обеспечить -28дБ. Данное требование

сложно обеспечить на подложке из стеклотекстолита, ввиду больших потерь

в диэлектрике. При проектировании удалось добиться минимального

значения коэффициента передачи с первого на третье плечо на рабочей

частоте -27,58 дБ, что не удовлетворяет требованиям.

70

Рисунок 5.11 Фазо-частотная характеристика между 2 и 4 плечом при

возбуждении 1-го

При проектировании направленного ответвителя удалось добиться

разности фаз выходных плеч в 89,62 градуса. Данный результат можно

считать удовлетворяющим требованиям для обеспечения круговой

поляризации. Неполное соответствие напрямую будет связано с полученным

коэффициентом эллиптичности.

Рисунок 5.12 Топология направленного ответвителя с размерами

71

5.2. Проектирование делителя Уилкинсона

Данное устройство представляет собой шестиполюсник, при

возбуждении одного из входов котоорого, мощность делится между

выходными плечами пополам. Конструкция мостового устройства выполнена

на микрополосковой линии, изображена на рис. 5.13. Она состоит из 3

полосковых линий, одна из которых соединена четвертьволновыми

отрезками линии с волновым сопротивлением . Между выходными

плечами установлен резистор номиналом .

Рисунок 5.13. Мост Уилкинсона

Рисунок 5.14. Модель мостового устройства Уилкинсона

72

Результаты проектирования:

Рисунок 5.15. S-параметры моста Уилкинсона

5.3. Проектирование микрополосковой антенны

Моделирование будет выполняться в среде Ansys HFSS v.14 методом

конечных элементов без диэлектрического заполнения при высоте .

По требуемым характеристикам необходимо обеспечить в рабочей

полосе частот, и круговую левую и правую поляризацию. Крепление в виде

стойки, диаметром 6 мм будет располагаться в центре МПА, поскольку центр

соответствует нулевому падению напряжения

квадрат.

Для дальнейшего проектирования воспользуемся приближенными

формулами для расчета микрополосковой антенны:

Центральная частота:

(5.4)

Длина волны

73

(5.5)

Резонансный размер

(5.6)

Проводимость излучения

(5.7)

Точка запитки

(5.8)

Рисунок 5.16 Эскиз рассчитанной МПА

Теперь перейдем к проектированию МПА и по расчетным

данным создадим проект антенны.

74

Рисунок 5.17 Модель микрополосковой антенны, выполненная по расчетным

размерам

Рисунок 5.18 Модуль коэффициента отражения для модели, выполненной по

расчетным размерам

Как видно из приведенного графика (рис.5.18), рабочая частота не

соответствует требуемой. Изменением точки питания и резонансного размера

добьемся работы антенны на требуемую частоту.

75

Рисунок 5.19 Частотная зависимость КСВ после оптимизации

Рисунок 5.20 Диаграмма направленности в главных плоскостях

76

Рисунок 5.21 Угловая зависимость коэффициента эллиптичности

По построенной частотной зависимости КСВ (рис.5.19) после

оптимизации по резонансному размеру, и точке питания, видно, что удалось

добиться работы МПА на требуемую частоту (КСВ на рабочей частоте

составляет 1,05). Но полоса по уровню КСВ=1,5 не соответствует

требованиям. В связи с этим, необходимо применить пассивный элемент для

обеспечения широкополостности. В качестве такого элемента будет служить

второй излучатель, закрепленный на общей стойке, в центре антенны,

который не влияет на поляризацию. При добавлении пассивного элемента на

диаграмме Вольперта-Смита образуется петля. При изменении высоты от

первого излучателя регулируется радиус образующейся петли (данное

явление было описано ранее в разделе 4.2), а при изменении резонансного

размера происходит смещение по частоте.

77

Рисунок 5.22 Частотная зависимость коэффициента эллиптичности

Также построены диаграммы направленности в плоскости и

и отображена ширина ДН по уровню 0,707. Для ширина

диаграммы направленности соответствует градусов, а для

составляет грудасов.

Построены угловые и частотные зависимости коэффициента

эллиптичности (КЭ). Так как была использована идеальная разность фаз

межу возбуждающими портами КЭ в 90 градусов, то мы можем наблюдать

практически близкое к идеальному значению КЭ.

78

Рисунок 5.23 Модель широкополосной микрополосковой антенны

При размерах пассивного элемента и высоты над первым

излучателем получили следующие характеристики:

Рисунок 5.24 Диаграмма Вольперта-Смита при добавлении пассивного

элемента

5.002.001.000.500.200.00

5.00

-5.00

2.00

-2.00

1.00

-1.00

0.50

-0.50

0.20

-0.20

0.000

10

20

30

40

50

60

708090100

110

120

130

140

150

160

170

180

-170

-160

-150

-140

-130

-120

-110-100 -90 -80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

Smith Chart 1 ANSOFT

m3m1m2

Curve Info

S(1,1)Setup1 : Sw eep


m1 2.4420 132.0542 0.6926 0.2161 + 0.4272i

m2 2.4000 131.3950 0.6473 0.2554 + 0.4269i

m3 2.4840 129.9155 0.7267 0.1918 + 0.4530i

79

Как можно видеть по приведенному выше рисунку, при добавлении

пассивного элемента образуется петля. Теперь требуется согласовать при

помощи четвертьволнового трансформатора, перемещая петлю в центр.


Как можно заметить, при добавлении пассивного элемента в пределах

рабочего диапазона сохраняется КЭ. Хотя на частоте 1847 МГц появляется

скачок КЭ, обусловленный возбуждением пассивного элемента (резонансный

размер меньше, следовательно, резонансная частота больше).

80

5.4. Проектирование четвертьволнового трансформатора

Для уменьшения взаимного влияния антенны и схемы питания

расположим их на отдельных слоях, соединив их отверстием связи.

Схематическое расположение всех ключевых блоков можно наблюдать ниже:

Рисунок 5.26 Схематическое расположение элементов антенны

Рисунок 5.27 Схема согласования четвертьволновым трансформатором

Методика согласования четвертьволновым трансформатором:

Определить точку на номограмме Вольперта-Смита

Определить расстояние до установки трансформатора

(пересечение с осью активных сопротивлений) и

количественную характерис.тику сопротивления

Денормировать сопротивление и рассчитать сопротивление

трансформатора

81

Определить ширину и длину микрополосковой линии на

требуемой частоте с заданной подложкой

Для созданного ранее проекта микрополосковой антенны добавим

отверстие связи и отрезок микрополосковой линии (МПЛ) с волновым

сопротивлением 50 Ом.

Рисунок 5.28 Добавление отрезка МПЛ

Рисунок 5.29 Диаграмма Вольперта-Смита при добавление отверстия связи и

МПЛ

5.002.001.000.500.200.00

5.00

-5.00

2.00

-2.00

1.00

-1.00

0.50

-0.50

0.20

-0.20

0.000

10

20

30

40

50

60

708090100

110

120

130

140

150

160

170

180

-170

-160

-150

-140

-130

-120

-110-100 -90 -80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10


m1m2m3

Curve Info


m1 2.4420 41.3349 0.2840 1.4053 + 0.5734i

m2 2.4000 42.5341 0.2548 1.3563 + 0.4996i

m3 2.4840 29.4332 0.2904 1.5828 + 0.4934i

82

Как можно заметить центр петли находится близко к оси активных

сопротивлений. При увеличении линии можно добиться пересечения данной

оси и центра петли, тем самым определив расстояние от нагрузки до

трансформатора. При длине МПЛ 10,3 мм удалось добиться следующих

результатов:

Рисунок 5.30 Определение расстояния от нагрузки до трансформатора

Таким образом, определим параметры четвертьволнового

трансформатора. Точка, соответствующая центру петли имеет чисто

активное сопротивление и составляет 1,7. Теперь необходимо денормировать

это значение, для чего нужно домножить его на величину волнового

сопротивления линии Ом. По приведенному ниже

выражению определим сопротивления трансформатора:

(5.9)

Для найденного сопротивления определим параметры трансформатора,

используя программу TXLine:

5.002.001.000.500.200.00

5.00

-5.00

2.00

-2.00

1.00

-1.00

0.50

-0.50

0.20

-0.20

0.000

10

20

30

40

50

60

708090100

110

120

130

140

150

160

170

180

-170

-160

-150

-140

-130

-120

-110-100 -90 -80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10


m1m2

m3

Curve Info


m1 2.4420 7.7513 0.2817 1.7669 + 0.1459i

m2 2.4000 9.3677 0.2529 1.6571 + 0.1458i

m3 2.4840 -4.3931 0.2875 1.8009 - 0.0865i

83

Рисунок 5.31 Определение параметров четвертьволнового трансформатора

По найденным параметрам доработаем текущую модель проекта:

Рисунок 5.32 Добавление четвертьволнового трансформатора

84

Рисунок 5.33 Согласование при помощи четвертьволнового трансформатора

5.5. Проектирование всей антенной системы

Теперь соединим все созданные ранее проекты (направленный

ответвитель, согласующее устройство и микрополосковую антенну) в один

проект. В ПРИЛОЖЕНИИ 1 указан сборочный чертёж с указанием

габаритных размеров. Также дополнительно была создана модель SMA-

разъема на плату:

Рисунок 5.34 Модель разъема

5.002.001.000.500.200.00

5.00

-5.00

2.00

-2.00

1.00

-1.00

0.50

-0.50

0.20

-0.20

0.000

10

20

30

40

50

60

708090100

110

120

130

140

150

160

170

180

-170

-160

-150

-140

-130

-120

-110-100 -90 -80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10


m1m2

m3

Curve Info


m1 2.4420 -108.7971 0.0300 0.9793 - 0.0556i

m2 2.4000 -56.7409 0.0419 1.0444 - 0.0733i

m3 2.4840 112.1754 0.0428 0.9652 + 0.0766i

85

Рисунок 5.35 Модель антенной системы в изометрии (вид сверху)

Рисунок 5.36 Модель антенной системы: вид снизу

1 порт

2 порт

3 порт

4 порт

86

Для данной модели были получены следующие характеристики:

Рисунок 5.37 Частотная зависимость КСВ по всем входам

Рисунок 5.38 Диаграмма Вольперта-Смита первого входа

87

Рисунок 5.39 Диаграмма направленности в главных плоскостях


2.10 2.20 2.30 2.40 2.50 2.60 2.70Freq [GHz]

1.00

1.20

1.40

1.60

1.80

2.00

mag(A

xia

lRatioV

alu

e)

4_BxodaAxial Ratio ANSOFT

Curve Info

mag(AxialRatioValue)Setup1 : Sw eep1Phi='0deg' Theta='0deg'

88

Рисунок 5.41 Угловая зависимость коэффициента эллиптичности

Рисунок 5.42 Модуль коэффициента передачи

89

Рисунок 5.43 Угловая зависимость левой и правой круговой поляризации при

возбуждении 3 порта

Рисунок 5.44 Угловая зависимость левой и правой круговой поляризации при

возбуждении 2 порта

90

5.6. Изготовление макета антенны

По полученным в ходе моделирования топологии схемы питания,

активного и пассивного излучателей был изготовлен макет четырехвходовой

антенны (рис. 5.45 и .46).

Рисунок 5.45. Фотография макета антенны (вид сверху)

Рисунок 5.46. Фотография макета антенны (вид снизу)

91

Все измерения проводились с использованием векторного анализатора

цепей FSH8 с предварительной калибровкой.

Рисунок 5.47. Экспериментальная зависимость КСВ во 4 входам

Рисунок 5.48. Экспериментальные зависимости развязки портов

2.00 2.20 2.40 2.60 2.80 3.00Freq [GHz]

1.00

1.25

1.50

1.75

2.00

2.25

2.50

2.75

3.00

Y1

4_BxodaVSWR ANSOFT

m1 m2

m3

Curve Info

VSWR(1)

VSWR(1)_1

VSWR(1)_2

VSWR(1)_3

Name X Y

m1 2.1603 1.4931

m2 2.6159 1.5063

m3 2.3635 1.0103

92

Ниже приведена таблица сравнения с требуемыми, полученными и

экспериментальными характеристиками антенны:

Таблица 5.1 Таблица сравнительных результатов

Параметр Требуемые Полученные Экспериментальные

Ширина ПРЧ,

МГц 84 433,3 455,6

КСВ по входам

на раб. частоте 1,05 1,1

Ширина ДН,

град. 60 90 58,9 и 58,84 –

Развязка между

входами, дБ -27.58 -25

93

6. ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Было проведено исследование методов расширения полосы рабочих

частот микрополосковой антенны. Исследовалось влияние параметров

подложки на широкополостность. Вкратце можно отметить, что при малых

значениях , и больших значениях (до возникновения двухмодового

режима) можно приблизиться к пределу добротности и добиться

максимальной широкополостности МПА.

Также рассматривались конструктивные методы увеличения полосы

рабочих частот за счет возникновения паразитного резонанса излучателей,

расположенных вблизи активного. Был исследован многорезонансный метод,

который обладает рядом преимуществ: увеличение полосы рабочих частот (в

рамках диссертационной работы, при использовании в качестве подложки

стеклотекстолита, высотой 1 мм) удалось добиться порядка 301,9 МГц, что

составляет 13,36 % на рабочей частоте 2,442 ГГц и увеличения коэффициента

усиления за счет увеличения площади апертуры. Однако, явным минусом

данного метода является частотнозависимая диаграмма направленности, хотя

при использовании паразитных диполей, заметного искажения в главных

плоскостях не наблюдалось. Помимо искажения диаграммы направленности,

еще можно учесть тот факт, что габаритные размеры при использовании

данного метода не позволяет использовать данный излучатель в качестве

элемента решетки.

Кроме многорезонансного метода рассматривался многослойный

метод, являющийся логическим продолжением использования паразитных

излучателей. При исследовании данного метода значительных изменений не

наблюдалось. Помимо этого, в качестве представления данного метода, был

изготовлен макет широкополосной четырехвходовой микрополосковой

антенны с амплитудным управлением поляризацией излучаемого поля,

позволяющий излучать электромагнитную волну линейной (в трех

94

плоскостях), правую и левую круговую поляризацию в направлении нормали

экрана.

Микрополосковая антенна состоит из активного, пассивного

излучателя, диэлектрической подложки, четырех коаксиальных

входов/выходов и двух резисторов. Схема питания располагается на

обратной стороне диэлектрической подложки. Экраном служит обратная

металлизированная сторона диэлектрической подложки. Такое расположение

схемы питания и излучающих элементов позволяет развязать эти элементы и

не допустить возможности взаимного влияния элементов конструкции.

Активный и пассивный излучатели закреплены в центре, в точке нулевого

потенциала, на расстоянии от экрана 0,025 средней длины волны, имея зазор

между активным и пассивным излучателями, равный 0,05 средней длины

волны. Возбуждение активного излучателя осуществляется в двух точках

через штырь посредством несимметричной полосковой линии передачи.

Схема питания располагается на обратной стороне от излучателей и состоит

из мостовых делителей и согласующих устройств.

95

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Lluis Jofre Roca, Marta Martinez-Vazquez, Raquel Serrano «Handbook on

Small Antennas» published by EurAAP Technical Working Group on

Compact Antennas, 2012, 716 с.

2. Girish Kumar, K. P. Ray « Broadband Microstrip Antennas», Artech House

antennas and propagation library, 2003, 432 с.

3. Б.А.Панченко, Е.И.Нефёдов. Микрополосковые антенны. – М.: Радио и

Связь, 1986, 144 с.

4. C.Е.Банков, Э.М. Гутцайт, А.А.Курушин. Решение оптических и СВЧ

задач с помощью HFSS. – Москва Оркада, 2012, 242 с.

5. Anandan, C. K., P. K. Mohanan, and K. G. Nair, ‘‘Broadband Gap-Coupled

Microstrip Antenna,’’ IEEE Trans. Antennas Propagation, Vol. AP-38,

1990.

96

ПРИЛОЖЕНИЕ 1

Широкополосные микрополосковые...

Documents