第 2 章 整流电路
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第 2 章 整流电路. 2.1 单相可控整流电路 2.2 三相可控整流电路 2.3 变压器漏感对整流电路的影响 2.4 电容滤波的不可控整流电路 2.5 整流电路的谐波和功率因数 2.6 大功率可控整流电路 2.7 整流电路的有源逆变工作状态 2.8 晶闸管直流电动机系统 2.9 相控电路的驱动控制 本章小结. 第 2 章 整流电路 · 引言. 整流电路 ： 出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。. 整流电路的分类 ： 按组成的器件可分为 不可控 、 半控 、 全控 三种。 - PowerPoint PPT PresentationTRANSCRIPT
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第 2 章 整流电路 2.1 2.1 单相可控整流电路单相可控整流电路 2.2 2.2 三相可控整流电路 三相可控整流电路 2.3 2.3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏感对整流电路的影响 2.4 2.4 电容滤波的不可控整流电路电容滤波的不可控整流电路 2.5 2.5 整流电路的谐波和功率因数整流电路的谐波和功率因数 2.6 2.6 大功率可控整流电路大功率可控整流电路 2.7 2.7 整流电路的有源逆变工作状态整流电路的有源逆变工作状态 2.8 2.8 晶闸管直流电动机系统晶闸管直流电动机系统 2.9 2.9 相控电路的驱动控制相控电路的驱动控制 本章小结本章小结
2
第 2 章 整流电路 · 引言
整流电路的分类：按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种。
按电路结构可分为桥式电路和零式电路。
按交流输入相数分为单相电路和多相电路。
按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。
整流电路：出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。
3
2.1 单相可控整流电路
2.1.1 2.1.1 单相半波可控整流电路单相半波可控整流电路
2.1.2 2.1.2 单相桥式全控整流电路单相桥式全控整流电路
2.1.3 2.1.3 单相全波可控整流电路单相全波可控整流电路
2.1.4 2.1.4 单相桥式半控整流电路单相桥式半控整流电路
4
2.1.1 单相半波可控整流电路
图 2-1 单相半波可控整流电路及波形
1 ）带电阻负载的工作情况
变压器 T 起变换电压和
电气隔离的作用。
电阻负载的特点：电压
与电流成正比，两者波
形相同。w
w
w
wt
TVT
R
0
a) u1
u2
uVT
ud
id
wt1
p 2 p
t
t
t
u2
ug
ud
uVT
a q
0
b)
c)
d)
e)
0
0
单相半波可控整流电路 (Single Phase Half Wav
e Controlled Rectifier)
5
2.1.1 单相半波可控整流电路
VT 的 a 移相范围为 180
通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的方式称为相位控制方式，简称相控方式。
首先，引入两个重要的基本概念：触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲止的电角度 , 用 a 表示 , 也称触发角或控制角。导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用 θ 表示 。
基本数量关系
直流输出电压平均值为
2
cos145.0)cos1(
2
2)(sin2
2
12
22d U
UttdUU (2-1)
6
2.1.1 单相半波可控整流电路2) 带阻感负载的工作情况
图 2-2 带阻感负载的 单相半波电路及其波形
阻感负载的特点：电感
对电流变化有抗拒作用，
使得流过电感的电流不
发生突变。
讨论负载阻抗角 j 、触发
角 a 、晶闸管导通角 θ
的关系。
wt
tw
wt
wt
w
u2
0 wt1p 2 p t
ug
0
ud
0
id
0
u VT
0
q
a
b)
c)
d)
e)
f)
+ +
7
2.1.1 单相半波可控整流电路
对单相半波电路的分析可基于上述方法进行：
当 VT 处于断态时，相当于电路在 VT 处断开， id=
0 。当 VT 处于通态时，相当于 VT 短路。
图 2-3 单相半波可控整流电路的分段线性等效电路a)VT 处于关断状态
b)VT 处于导通状态
a) b)
VT
R
L
VT
R
Lu 2 u 2
电力电子电路的一种基本分析方法通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路。器件的每种状态对应于一种线性电路拓扑。
8
2.1.1 单相半波可控整流电路当 VT 处于通态时，如下方程成立：
VT
b)
R
Lu
2
b) VT 处于导通状态
tURit
iL sin2
d
d2d
d （ 2-2 ）
)sin()sin( tan
e （ 2-4 ）
初 始 条 件 ： ωt= a ， id=0 。 求 解 式 （ 2-
2 ）并将初始条件代入可得
当 ωt=θ+a 时， id=0 ，代入式（ 2-3 ）并整理得
)sin(2
)sin(2 2
)(2
d
tZ
Ue
Z
Ui
tL
R
（ 2-3 ）
22 )( LRZ R
L arctan• 其中
，
9
2.1.1 单相半波可控整流电路续流二极管
u2
ud
i d
uVT
i VTI d
I d
w t1 w t
w t
w t
w t
w t
w tO
O
O
O
O
O
p- a p+ a
b)
c)
d)
e)
f)
g)
i VDR
a)
图 2-4 单相半波带阻感负载有续流二极管的电路及波形
当 u2 过零变负时， VDR 导通，
ud 为零， VT 承受反压关断。
L 储存的能量保证了电流 id 在
L-R-VDR 回 路 中 流 通 ， 此 过
程通常称为续流。 数量关系 (id 近似恒为 Id ）
ddVT 2II
（ 2-5 ）
d2dVT 2
)(2
1ItdII
（ 2-6 ）
ddVDRII
2
（ 2-
7 ）d
2 2dVD 2
)(2
1R
ItdII
（ 2-8 ）
10
2.1.1 单相半波可控整流电路
VT 的 a 移相范围为 180 。
简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流分量，造成变压器铁芯直流磁化。
实际上很少应用此种电路。
分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念。
单相半波可控整流电路的特点
11
2.1.2 单相桥式全控整流电路
1) 带电阻负载的工作情况 a)
u ( i )
p wt
wt
wt0
0
0
i2
udid
b)
c)
d)
d d
a a
uVT1,4
图 2-5 单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形
工作原理及波形分析VT1 和 VT4 组成一对桥臂，
在 u2 正半周承受电压 u2 ，
得到触发脉冲即导通，当 u2
过零时关断。
VT2 和 VT3 组成另一对桥臂，
在 u2 正半周承受电压 -u2 ，
得到触发脉冲即导通，当 u2
过零时关断。
电路结构
单相桥式全控整流电路 (Single Phase Bridg
e Contrelled Rectifier)
12
2.1.2 单相桥式全控整流电路数量关系
2
cos19.0
2
cos122)(dsin2
12
22d U
UttUU （ 2-9 ）
a 角的移相范围为 180 。
向负载输出的平均电流值为：
流过晶闸管的电流平均值只有输出直流平均值的一半，即：
2
cos145.0
2
1 2ddVT
R
UII
（ 2-10 ）
2
cos19.0
2
cos122 22dd
R
U
R
U
R
UI (2-11)
p wt
wt
wt0
0
0
i2
udid
b)
c)
d)
d d
a a
uVT1,4
13
2.1.2 单相桥式全控整流电路流过晶闸管的电流有效值：
变压器二次测电流有效值 I2 与输出直流电流 I 有效值相等：
由式（ 2-12 ）和式（ 2-13 ）得：
不考虑变压器的损耗时，要求变压器的容量 S=U2I2 。
2sin
2
1
2)(d)sin
2(
2
1 222VT
R
Utt
R
UI （ 2-12 ）
2sin
2
1)()sin
2(
1 2222 R
Utdt
R
UII （ 2-13 ）
II2
1VT （ 2-14 ）
p wt
wt
wt0
0
0
i2
udid
b)
c)
d)
d d
a a
uVT1,4
14
2.1.2 单相桥式全控整流电路2 ）带阻感负载的工作情况
u 2
O w t
O w t
O w t
u d
i d
i 2
b)
O w t
O w t
u VT 1,4
O w t
O w t
I d
I d
I d
I d
I d
i VT 2,3
i VT 1,4
图 2-6 单相全控桥带阻感负载时的电路及波形
假设电路已工作于稳态， id 的平均值不变。
假设负载电感很大，负载电流 id连续且波形近似为一水平线。
u2 过零变负时，晶闸管 VT1 和 V
T4 并不关断。至 ωt=π+a 时刻，晶闸管 VT1
和 VT4 关断， VT2 和 VT3 两管导通。VT2 和 VT3 导通后， VT1 和 VT4
承受反压关断，流过 VT1 和 VT4
的电流迅速转移到 VT2 和 VT3 上，此过程称换相，亦称换流。
15
2.1.2 单相桥式全控整流电路 数量关系
cos9.0cos
22)(dsin2
1222d UUttUU （ 2-
15 ）晶闸管移相范围为 90 。
晶闸管导通角 θ 与 a 无关，均为 18
0 。电流的平均值和有效值：
变压器二次侧电流 i2 的波形为正负各 180 的矩形波，其相位由 a 角决定，有效值 I2=Id 。
ddT 2
1II
ddT 707.02
1III
晶闸管承受的最大正反向电压均为 。22U
2
O w t
O w t
O w t
u d
i d
i 2
b)
O w t
O w t
u VT 1,4
O w t
O w t
I d
I d
I d
I d
I d
i VT 2,3
i VT 1,4
16
2.1.2 单相桥式全控整流电路3 ） 带反电动势负载时的工作情况
图 2-7 单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的电路及波形
在 |u2|>E 时，才有晶闸管承 受正电压，有导通的可能。
在 a 角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。
导通之后， ud=u2 ， ， 直至 |u2|=E ， id 即降至 0 使
得 晶闸管关断，此后 ud=E 。
R
Eui
d
d
与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度 δ停止导电， δ 称为停止导电角，
2
1
2sin
U
E （ 2-16 ）
b)
id
O
E
ud
wt
Id
O wt
a q d
17
2.1.2 单相桥式全控整流电路
当 α < d 时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。
图 2-7b 单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的波形
电流断续
触发脉冲有足够的宽度，保证当 wt=d 时刻有晶闸管开始承受正电压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为 d 。
如图 2-7b所示 id 波形所示：
电流连续
u
b)
id
O
E
d
w t
Id
O w t
α q d
18
2.1.2 单相桥式全控整流电路负载为直流电动机时，如果出现电流断续，则电动机 的机械特性将很软 。
为了克服此缺点，一般在主电路中直流输出侧串联一个平波电抗器。
这时整流电压 ud 的波形和负载电流 id 的波形与阻感负载电流连续时的波形相同， ud 的计算公式也一样。
为保证电流连续所需的电感量 L 可由下式求出：
dmin
23
dmin
2 1087.222
I
U
I
UL
（ 2-17 ）
图 2-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负载串平波电抗器，电流连续的临界情况
tw
wO
ud
0
E
id
t
p
d
a q = p
19
2.1.3 单相全波可控整流电路 单相全波可控整流电路（ Single Phase Full Wave Cont
rolled Rectifier) ，又称单相双半波可控整流电路。
单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入
端看均是基本一致的。
变压器不存在直流磁化的问题。
图 2-9 单相全波可控整流电路及波形a)
wt
wa
b)
ud
i1
O
O
t
20
2.1.3 单相全波可控整流电路单相全波与单相全控桥的区别：
单相全波中变压器结构较复杂，材料的消耗多。单相全波只用 2 个晶闸管，比单相全控桥少 2 个，相应地，门极驱动电路也少 2 个；但是晶闸管承受的最大电压是单相全控桥的 2倍。单相全波导电回路只含 1 个晶闸管，比单相桥少 1
个，因而管压降也少 1 个。
从上述后两点考虑，单相全波电路有利于在低输出电压的场合应用。
21
2.1.4 单相桥式半控整流电路电路结构
单相全控桥中，每个导电回路中有 2 个晶闸管， 1个晶闸管可以用二极管代替，从而简化整个电路。
如此即成为单相桥式半控整流电路（先不考虑 VD
R ）。
u
d
Ob)
2
O
ud
id Id
O
O
O
O
Oi2
Id
Id
Id
I
Id
a
wt
wt
wt
wt
wt
wt
wt
a
p- a
p- a
iVT1iVD4
iVT2iVD3
iVD R
图 2-10 单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻感负载时的电路及波
形
电阻负载 半控电路与全控电路在
电阻负载时的工作情况相同。
22
2.1.4 单相桥式半控整流电路单相半控桥带阻感负载的情况
图 2-10 单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻感负载时的电路及波形
在 u2 正半周， u2经 VT1 和 V
D4 向负载供电。
u2 过零变负时，因电感作用电流不再流经变压器二次绕组，而是由 VT1 和 VD2 续流。
在 u2 负半周触发角 a 时刻触发 VT3 ， VT3 导通， u2经 VT
3 和 VD2 向负载供电。
u2 过零变正时， VD4 导通，VD2 关断。 VT3 和 VD4 续流，ud 又为零。
Ob)
2
O
ud
id Id
O
O
O
O
Oi2
Id
Id
Id
I
Id
a
wt
wt
wt
wt
wt
wt
wt
a
p- a
p- a
iVT1iVD4
iVT2iVD3
iVD R
23
2.1.4 单相桥式半控整流电路续流二极管的作用避免可能发生的失控现象。
若无续流二极管，则当 a 突然增大至 180 或触发脉冲丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导通的情况，这使 ud 成为正弦半波，其平均值保持恒定，
称为失控。
有续流二极管 VDR 时，续流过程由 VDR完成，避免了失
控的现象。
续流期间导电回路中只有一个管压降，有利于降低损耗。
24
2.1.4 单相桥式半控整流电路单相桥式半控整流电路的另一种接法
相当于把图 2-5a 中的 VT3 和 VT4 换为二极管 VD3
和 VD4 ，这样可以省去续流二极管 VDR ，续流由 V
D3 和 VD4 来实现。
图 2-5 单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形
图 2-11 单相桥式半控整流电路的另一接法
25
2.2 三相可控整流电路
2.2.1 2.2.1 三相半波可控整流电路三相半波可控整流电路
2.2.2 2.2.2 三相桥式全控整流电路三相桥式全控整流电路
26
2.2 三相可控整流电路 · 引言
交流测由三相电源供电。负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、容易滤波。基本的是三相半波可控整流电路，三相桥式全控整流电路应用最广 。
27
2.2.1 三相半波可控整流电路电路的特点：
变压器二次侧接成星形得到零线，而一次侧接成三角形避免 3 次谐波流入电网。
三个晶闸管分别接入 a 、 b 、c 三相电源，其阴极连接在一起——共阴极接法 。
图 2-12 三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及 a =0 时的波形
1) 电阻负载
自然换相点：二极管换相时刻为自然换相点，是各相晶闸管能触发导通的最早时刻，将其作为计算各晶闸管触发角的起点，即 =0 。
b)
c)
d)
e)
f)
u2
R idua ub u c =0
O wt1wt2
wt3
uG
Oud
O
O
uab
uac
O
i VT1
uVT
1
wt
wt
wt
wt
wt
a)
动画演示动画演示
28
2.2.1 三相半波可控整流电路 =0 时的工作原理分析
变压器二次侧 a 相绕组和晶闸管VT1 的电流波形，变压器二次绕组电流有直流分量。晶闸管的电压波形，由 3 段组成。
图 2-12 三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及 a
=0 时的波形
=30 的波形（图 2-13 ） 特点：负载电流处于连续和断
续之间的临界状态。
>30 的情况（图 2-14 ） 特点：负载电流断续，晶闸管
导通角小于 120 。
b)
c)
d)
e)
f)
u2ua ub uc =0
O wt1 wt2 wt3
uG
Oud
O
O
uab uac
O
i VT 1
u VT 1
wt
wt
wt
wt
wt
a)
R
动画演示动画演示
29
2.2.1 三相半波可控整流电路
cos17.1cos2
63)(sin2
321
226
5
6
2d UUttdUU
（ 2-18 ）当 =0 时， Ud 最大，为 。
2d0d 17.1 UUU
)6
cos(1675.0)6
cos(12
23)(sin2
321
26
2d
UttdUU
(2-19)
整流电压平均值的计算
≤30 时，负载电流连续，有：
>30 时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此时有：
30
2.2.1 三相半波可控整流电路Ud/U2随变化的规律如图 2-15 中的曲线 1所示。
0 30 60 90 120 150
0.4
0.8
1.21.17
32
1
/(°)
Ud/
U2
图 2-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2随变化的关系1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载
31
2.2.1 三相半波可控整流电路 负载电流平均值为
晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，即
晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二次相电压的峰值，即
R
UI d
d （ 2-20 ）
222RM 45.2632 UUUU （ 2-21 ）
22UU FM （ 2-22 ）
32
2.2.1 三相半波可控整流电路2 ）阻感负载
图 2-16 三相半波可控整流电路，阻感负载时的电路及 =60 时的波形
特点：阻感负载， L 值很大，id 波形基本平直。≤30 时：整流电压波形与电阻负载时相同。>30 时（如 =60 时的波形如图 2-16所示）。
u2 过零时， VT1 不关断，直到VT2 的脉冲到来，才换流，—— ud 波形中出现负的部分。id 波形有一定的脉动，但为简化分析及定量计算，可将 id 近似为一条水平线。
阻感负载时的移相范围为 90 。
ud
ia
ua
ub
uc
ib
ic
id
uac
O
t
O
t
O
O
t
O
O t
t
t
动画演示动画演示
33
2.2.1 三相半波可控整流电路数量关系
由于负载电流连续， Ud 可由式（ 2-18 ）求出，即
2d0d 17.1 UUU
Ud/U2 与成余弦关系，如图 2-15 中的曲线 2 所示。如果负载中的电感量不是很大， Ud/U2 与的关系将介于曲线 1 和 2 之间，曲线 3
给出了这种情况的一个例子。
0 30 60 90 120 150
0.4
0.8
1.21.17
32
1
/(°)U
d/U
2图 2-15 三相半波可控整流电路 U
d/U2随 a 变化的关系1－电阻负载 2－电感负载
3－电阻电感负载
34
2.2.1 三相半波可控整流电路变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为
晶闸管的额定电流为
晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线电压峰值
三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流中含有直流分量，为此其应用较少。
ddVT2 577.03
1IIII （ 2-
23 ）
dVT
VT(AV) 368.057.1
II
I （ 2-24 ）
2RMFM 45.2 UUU （ 2-25 ）
35
2.2.2 三相桥式全控整流电路三相桥是应用最为广泛的整流电路
共阴极组——阴极连接在一起的3 个晶闸管（ VT
1 ， VT3 ， VT
5 ）
共阳极组——阳极连接在一起的3 个晶闸管（ VT4 ， VT6 ， VT
2 ）图 2-17 三相桥式
全控整流电路原理图
导通顺序： VT1－ VT2
－ VT3－ VT4
－ VT5－ VT6
36
2.2.2 三相桥式全控整流电路1 ）带电阻负载时的工作情况
当≤ 60 时， ud 波形均连续，对于电阻负载， id
波形与 ud 波形形状一样，也连续 波形图： =0 （图 2－ 18 ） =30 （图 2－ 19 ） =60 （图 2－ 20 ）
当 >60 时， ud 波形每 60 中有一段为零， ud 波形不能出现负值
波形图： =90 （ 图 2－ 21 ）带电阻负载时三相桥式全控整流电路角的移相范围是 120
37
2.2.2 三相桥式全控整流电路晶闸管及输出整流电压的情况如表 2－ 1所示
时 段 I II III IV V VI
共阴极组中导通的晶闸管
VT1 VT1 VT3 VT3 VT5 VT5
共阳极组中导通的晶闸管
VT6 VT2 VT2 VT4 VT4 VT6
整流输出电压 ud ua-ub
=uab
ua-uc
=uac
ub-uc
=ubc
ub-ua
=uba
uc-ua
=uca
uc-ub
=ucb
请参照图 2－ 18
38
2.2.2 三相桥式全控整流电路
（ 2 ）对触发脉冲的要求：
按 VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6 的顺序，相位依次差 60 。
共阴极组 VT1 、 VT3 、 VT5 的脉冲依次差 120 ，共阳
极组 VT4 、 VT6 、 VT2 也依次差 120 。
同一相的上下两个桥臂，即 VT1 与 VT4 ， VT3 与 VT6 ，
VT5 与 VT2 ，脉冲相差 180 。
三相桥式全控整流电路的特点（ 1 ） 2 管同时通形成供电回路，其
中共阴极组和共阳极组各 1 ，且不能为同 1 相器件。
39
2.2.2 三相桥式全控整流电路
（ 3 ） ud 一周期脉动 6 次，每次脉动的波形都一样，故该
电路为 6 脉波整流电路。
（ 4 ）需保证同时导通的 2 个晶闸管均有脉冲
可采用两种方法：一种是宽脉冲触发
一种是双脉冲触发（常用）
(5 ）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管
承受最大正、反向电压的关系也相同。
三相桥式全控整流电路的特点
40
≤60 时（ =0 图 2－ 22； =30 图 2－ 23 ）ud 波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似。
各晶闸管的通断情况 输出整流电压 ud 波形 晶闸管承受的电压波形
2.2.2 三相桥式全控整流电路2) 阻感负载时的工作情况
主要包括
>60 时（ =90 图 2－ 24 ）阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同。
电阻负载时， ud 波形不会出现负的部分。 阻感负载时， ud 波形会出现负的部分。
带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的角移相范围为 90 。
区别在于：得到的负载电流 id 波形不同。 当电感足够大的时候， id 的波形可近似为一条水平线。
41
2.2.2 三相桥式全控整流电路3) 定量分析
当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻负载≤ 60 时）的平均值为：
带电阻负载且 >60 时，整流电压平均值为：
输出电流平均值为 ： Id=Ud /R
cos34.2)(sin6
3
12
3
2
3
2d UttdUU
（ 2-26 ）
)3
cos(134.2)(sin63
23
2d
UttdUU （ 2-27 ）
42
2.2.2 三相桥式全控整流电路当整流变压器为图 2-17 中所示采用星形接法，带阻感负载时，变压器二次侧电流波形如图 2-23 中所示，其有效值为：
dddd IIIII 816.03
2
3
2)(
3
2
2
1 222
（ 2-28 ）
晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。接反电势阻感负载时，在负载电流连续的情况下，电路工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流波形均相同。仅在计算 Id 时有所不同，接反电势阻感负载时的 Id 为：
R
EUI
d
d （ 2-29 ）
式中 R 和 E 分别为负载中的电阻值和反电动势的值。
43
ik=ib 是逐渐增大的， 而 ia=Id-ik 是逐渐减小的。
当 ik增大到等于 Id 时， ia=0 ，VT1 关断 , 换流过程结束。
2.3 变压器漏感对整流电路的影响考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感 LB 表示。现以三相半波为例，然后将其结论推广。VT1 换相至 VT2 的过程：因 a 、 b 两相均有漏感，故 ia 、ib 均不能突变。于是 VT1 和 V
T2 同时导通，相当于将 a 、 b
两相短路，在两相组成的回路中产生环流 ik 。
图 2-25 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形
ud
id
wtO
wtO
ic ia ib ic ia Id
ua ub uc
44
2.3 变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度表示。换相过程中，整流电压 ud 为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值。
换相压降——与不考虑变压器漏感时相比， ud 平均值降低的多少。
2d
d
d
d bakBb
kBad
uu
t
iLu
t
iLuu
（ 2-30 ）
dB0 B6
5
6
5 B
6
5
6
5 Bbb6
5
6
5 dbd
2
3d
2
3)(d
d
d
2
3
)(d)]d
d([
2
3)(d)(
3/2
1
IXiLtt
iL
tt
iLuutuuU
I
d
kk
k
（ 2-31 ）
45
2.3 变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角的计算
B
2
Bab 2
)6
5sin(6
2)(d
d
L
tULuu
t
i
k
由上式得：
)6
5sin(
2
6
d
d
B
2
tX
U
t
ik
进而得出：
)]6
5cos([cos
2
6)(d)
6
5sin(
2
6
B
2
6
5
B
2
tX
Utt
X
Ui
t
k
（ 2-32 ）
（ 2-33 ）
（ 2-34 ）
46
2.3 变压器漏感对整流电路的影响由上述推导过程，已经求得：
)]6
5cos([cos
2
6)(d)
6
5sin(
2
6
B
2
6
5
B
2
tX
Utt
X
Ui
t
k
当 时， ，于是6
5 tdk Ii
随其它参数变化的规律： （ 1 ） Id越大则越大； （ 2 ） XB越大越大； （ 3 ） 当 a≤90 时，越小 越大。
)]cos([cos2
6
B
2d
X
UI （ 2-35 ）
2
dB
6
2)cos(cos
U
IX （ 2-36 ）
47
2.3 变压器漏感对整流电路的影响 变压器漏抗对各种整流电路的影响
②
dU dB I
X
dB2
IX
d
B
2
3I
X
dB3
IX
dB
2I
mX
)cos(cos 2
Bd
2U
XI
2
Bd
2
2
U
XI
2
dB
6
2
U
IX
2
dB
6
2
U
IX
mU
XI
sin2 2
Bd
电路形式单相全波
单相全控桥
三相半波
三相全控桥
m脉波整流电路
①
表 2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算
23U
23U
注：①单相全控桥电路中，环流 ik 是从 -Id 变为 Id 。本表所列通用公式不适用；
②三相桥等效为相电压等于 的 6脉波整流电路，故其m=6，相电压按 代入。
23U
23U
48
2.3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏感对整流电路影响的一些结论 :
出现换相重叠角 ，整流输出电压平均值 Ud 降低。
整流电路的工作状态增多。
晶闸管的 di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。
有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的 di/dt 。
换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的 du/dt ，可能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。
换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。
49
2.4 电容滤波的不可控整流电路
2.4.1 2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路电容滤波的单相不可控整流电路
2.4.2 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路电容滤波的三相不可控整流电路
50
2.4 电容滤波的不可控整流电路
在交—直—交变频器、不间断电源、开关电源等应用
场合中，大量应用。
最常用的是单相桥和三相桥两种接法。
由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也
称这类电路为二极管整流电路。
51
2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中。1 ） 工作原理及波形分析
图 2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a) 电路 b) 波形
基本工作过程：在 u2 正半周过零点至 t=0 期间，因 u2<ud ，故二极管均不导通，电容 C 向 R放电，提供负载所需电流。至 t=0 之后， u2 将要超过 ud ，使得 VD1 和 VD4 开通，ud=u2 ，交流电源向电容充电，同时向负载 R供电。
b)
0
i
ud
2 wt
i ,ud
a)
+RCu1 u2
i2VD 1 VD 3
VD 2 VD 4
id
iC iR
ud
52
2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路2) 主要的数量关系
输出电压平均值
电流平均值 输出电流平均值 IR 为： IR = Ud /R
Id =IR
二极管电流 iD 平均值为： ID = Id / 2=IR/ 2
二极管承受的电压
（ 2-47 ）（ 2-48 ）（ 2-49 ）
22U
空载时， 。重载时， Ud逐渐趋近于 0.9U2 ，即趋近于接近电阻负载时的特性。在设计时根据负载的情况选择电容 C 值，使 , 此时输出电压为： Ud≈1.2 U2 。
2d 2UU
2/)5~3( TRC （ 2-46 ）
53
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 感容滤波的二极管整流电路
实际应用为此情况，但分析复杂。ud 波形更平直，电流 i2 的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。
图 2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a ） 电路图 b ）波形
a) b)
u2 ud
i2
0 wt
i2,u2,ud
54
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路1 ） 基本原理
某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电， ud 按指数规律下降。
图 2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形a) b)
O
ia
ud
id
uduab uac
0 t3
t
55
3
2=+t
)]-3
2(-t[
RC
1
2
3
2=+t
2
t)(d
32
sin6d
)(d
)]+tsin(6[d
eU
t
U
电流 id 断续和连续的临界条件 RC= 33在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是 R= /wC 。3
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路由 “电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在 t+ =2/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有
图 2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当 wRC 等于和小于 时的电流波形 a ） RC= b ） RC<
33 3
由上式可得
（ 2-50 ）
a) b)wt wt
wtwt
a
id
a
id
O
O
O
O
56
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：
电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。 随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。
图 2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形
a ）电路原理图 b ）轻载时的交流侧电流波形 c ）重载时的交流侧电流波形
b)
c)
ia
ia
O
O t
t
57
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路2) 主要数量关系
（ 1 ）输出电压平均值 Ud 在（ 2.34U2 ~2.45U2 ）之间变化
（ 2 ）电流平均值 输出电流平均值 IR 为：
IR = Ud /R （ 2-51 ） 与单相电路情况一样，电容电流 iC 平均值为零，
因此： Id =IR （ 2-52 ） 二极管电流平均值为 Id 的 1/3 ，即：
ID = Id / 3=IR/ 3 （ 2-53 ） （ 3 ）二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 。 26U
58
2.5 整流电路的谐波和功率因数
2.5.1 2.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础
2.5.2 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧 带阻感负载时可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析谐波和功率因数分析
2.5.3 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧 电容滤波的不可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析谐波和功率因数分析
2.5.4 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析
59
2.5 整流电路的谐波和功率因数 · 引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波 (harmonics) 和无功 (reactive power)问题日益严重，引起了关注。
无功的危害：导致设备容量增加。
使设备和线路的损耗增加。
线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。
谐波的危害：降低设备的效率。
影响用电设备的正常工作。
引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。
导致继电保护和自动装置的误动作。
对通信系统造成干扰。
60
2.5.1 谐波和无功功率分析基础1 ） 谐波
对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数：
n 次谐波电流含有率以 HRIn （ Harmonic Ratio for In ）表示
（ 2-57 ）
电流谐波总畸变率 THDi （ Total Harmonic distortion ）定义为
（ 2-58 ）
%1001
I
IHRI n
n
%1001
I
ITHD h
i
正弦波电压可表示为： )sin(2)( utUtu
基波（ fundamental ）——频率与工频相同的分量谐波——频率为基波频率大于 1 整数倍的分量谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比
61
2.5.1 谐波和无功功率分析基础2 ） 功率因数
正弦电路中的情况电路的有功功率就是其平均功率：
2
0cos)(
2
1UItuidP （ 2-
59 ）视在功率为电压、电流有效值的乘积，即 S=UI （ 2-60 ）无功功率定义为： Q=U I sin （ 2-61 ）功率因数 l 定义为有功功率 P 和视在功率 S 的比值：
S
P （ 2-
62 ） 此时无功功率 Q 与有功功率 P 、视在功率 S 之间有如下关系： 222 QPS （ 2-
63 ）功率因数是由电压和电流的相位差 j 决定的： =cos （ 2-64 ）
62
2.5.1 谐波和无功功率分析基础非正弦电路中的情况
有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式 定义。
不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况有很大的实际意义。
S
P
非正弦电路的有功功率 ： P=U I1 cos （ 2-6
5 ）
功率因数为：11
111 coscoscos
I
I
UI
UI
S
P（ 2-66 ）
基波因数—— =I1 / I ，即基波电流有效值和总电流有效值之
比
位移因数（基波功率因数）—— cos1功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因素共同决定的。
63
2.5.1 谐波和无功功率分析基础非正弦电路的无功功率
定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。
一种简单的定义是仿照式（ 2-63 ）给出的：
（ 2-67 ）22 PSQ 无功功率 Q 反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。
也可仿照式（ 2-61 ）定义无功功率，为和式（ 2-67 ）区别，采用
符号 Qf ，忽略电压中的谐波时有： Q f =U I 1 sin1 (2-68 ）
在非正弦情况下， ，因此引入畸变功率 D ，使得：
（ 2-69 ）
222fQPS
2222 DQPS f
Q f 为由基波电流所产生的无功功率， D 是谐波电流产生的无功功率。
64
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析
1) 单相桥式全控整流电路忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感 L 为足够大（电流 i2 的波形见图 2-6 ）i
2
O w t
d
LL
L
,5,3,1,5,3,1
2
sin2sin14
)5sin5
13sin
3
1(sin
4
nn
n
tnItnn
I
tttIi
d
d
（ 2-72 ）
变压器二次侧电流谐波分析：
n
IIn
d22
n=1,3,5,…（ 2-73 ）
• 电流中仅含奇次谐波。• 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的
比值为谐波次数的倒数。
65
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析
基波电流有效值为 （ 2-74 ）
i2 的有效值 I= Id ，结合式（ 2-74 ）可得基波因数为
（ 2-75 ）
电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为
（ 2-76 ）
所以，功率因数为
d1
22II
I
I1 2 2
0 9.
cos9.0cos22
cos 11
1 I
I
coscos 11
（ 2-77 ）
功率因数计算
66
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析
2 ）三相桥式全控整流电路
图 2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a=30 时的波形
阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感 L 为足够大。以 =30 为例，此时，电流为正负半周各 120 的方波，其有效值与直流电流的关系为：
d3
2II （ 2-78 ）
t
ud1= 30°
ud2
ud uab uac ubc uba uca ucb uab uacⅠ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
tO
O
tO
tO
id
ia
t1
ua ub uc
d3
2II （ 2-78 ）
67
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析
变压器二次侧电流谐波分析：电流基波和各次谐波有效值分别为
,3,2,1,16,6
6
d
d1
kknIn
I
II
n
（ 2-80 ）
电流中仅含 6k1 （ k 为正整数）次谐波。各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。
功率因数计算基波因数： 955.0
31
I
I（ 2-81 ）
位移因数仍为： coscos 11 （ 2-82 ）
功率因数为：
cos955.0cos3
cos 11
1 I
I （ 2-
83 ）
68
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析
1) 单相桥式不可控整流电路 实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。
电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律：
谐波次数为奇次。
谐波次数越高，谐波幅值越小。
谐波与基波的关系是不固定的。
越大，则谐波越小。LC
关于功率因数的结论如下：位移因数接近 1 ，轻载超前，重载滞后。
谐波大小受负载和滤波电感的影响。
69
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析
2) 三相桥式不可控整流电路 实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。
交流侧谐波组成有如下规律：谐波次数为 6k±1 次， k =1 ， 2 ， 3… 。
谐波次数越高，谐波幅值越小。
谐波与基波的关系是不固定的。
关于功率因数的结论如下：位移因数通常是滞后的 , 但与单相时相比 , 位移因数更接近1 。
随负载加重（ RC 的减小），总的功率因数提高；同时，随滤波电感加大，总功率因数也提高。
70
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。
图 2-33 a =0 时， m 脉波整流电路的整流电压波形
=0 时， m 脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析。
整流输出电压谐波分析
整流输出电流谐波分析
详见书 P72
0.8
0.9
1
2-33图
0.8
1ud
tOm
m
2m
U22
71
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 =0 时整流电压、电流中的谐波有如下规律：
m 脉波整流电压 ud0 的谐波次数为 mk （ k=1 ， 2 ，
3...）次，即 m 的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定，也为 mk 次。
当 m 一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明最低次（ m 次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值 dn 的减
小更为迅速。
m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压纹波因数迅速下降。
72
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
不为 0 时的情况：整流电压谐波的一般表达式十分复杂，下面只说明谐波电压与 角的关系。
0 30 120 150 18060
0.1
0.2
0.3
90
n =6
n =12
n =18
/(¡ã)
U2L
c n
2
图 2-34 三相全控桥电流连续时，以 n 为参变量的与 的关
系
以 n 为参变量， n 次谐波幅值对 的关系如图 2-34所示：
当 从 0~ 90 变化时， ud 的谐波幅值随 增大而增大， =90时谐波幅值最大。
从 90~ 180 之间电路工作于有源逆变工作状态， ud 的谐波幅值随 增大而减小。
73
2.6 大功率可控整流电路
2.6.12.6.1 带平衡电抗器的双反星形 可控整流带平衡电抗器的双反星形 可控整流
电路电路
2.6.22.6.2 多重化整流电路多重化整流电路
74
2.6 大功率可控整流电路 · 引言
带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：
适用于低电压、大电流的场合。
多重化整流电路的特点：
在采用相同器件时可达到更大的功率。
可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而
减小对供电电网的干扰。
75
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
电路结构的特点
图 2-35 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。
二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。
平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。
与三相桥式电路相比，双反星形电路的输出电流可大一倍。
76
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。
图 2-36 双反星形电路， =0 时两组整流电压、电流波形
tw
wt
ud1ua ub uc
i a
ud2
i a'
uc' ua
' ub' uc
'
O wt
O
O wt
O
I d12
I d16
I d12
I d16
77
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
接平衡电抗器的原因：
当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。
两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。
两个星形的中点 n1 和 n2间的电压等于 ud1 和 ud2 之
差。该电压加在 Lp 上，产生电流 ip ，它通过两组星
形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。
为了使两组电流尽可能平均分配，一般使 Lp 值足够
大，以便限制环流在负载额定电流的 1%～ 2%以内。
78
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路：
只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为 60o ，平均电流为 Id/6 。
当 =0o 时， Ud 为 1.35U2 ，比三相半波时的 1.17U2略大些。
因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。平衡电抗器的作用：使得两组三相半波整流电路同时导电。
对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。
79
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析：
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波
形
图 2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况
平衡电抗器 Lp 承担了 n1 、 n2 间的电位差，它补偿了 ub
′ 和 ua 的电动势差，使得 ub
′ 和 ua 两相的晶闸管能同时导电。
d1d2p uuu
)(2
1
2
1
2
1d2d1pd1pd2d uuUuuuu
（ 2-97 ）
（ 2-98 ）
时， ub′>ua ， VT6 导通，此电
流在流经 LP 时， LP 上要感应一电动势 up ，其方向是要阻止电流增大。可导出 Lp 两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：
1t
up
ud1,ud2
O
O
60°
360°
t1 t
tb)
a)
ua ub ucuc' ua'ub' ub'
80
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
原理分析 ( 续 ) ：
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波
形
图 2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况
虽然 ，但由于 Lp 的平衡作用，使得晶闸管 VT6 和 VT1 同时导通。
时间推迟至 ub′ 与 ua 的交点时，
ub′ = ua ， 。
之后 ub′ < ua ，则流经 ub
′ 相的电流要减小，但 Lp 有阻止此电流减小的作用， up 的极性反向， Lp仍起平衡的作用，使 VT6继续导电。
直到 uc′ > ub
′ ，电流才从 VT6 换至 VT2 。此时 VT1 、 VT2 同时导电。
每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。
21 dd uu
0p u
up
ud1 ,ud2
O
O
60°
360°
t1 t
tb)
a)
ua ub ucuc' ua'ub' ub'
81
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
由上述分析以可得：
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波
形
平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图 2-37 a 。
)(2
1
2
1
2
1d2d1pd1pd2d uuUuuuu （ 2-98 ）
谐波分析分析详见 P75-P76 。
ud 中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。
直流平均电压为： 20 17.1 UU d
u ,u
up
d1 d2
O
O
60°
360°
t1 t
tb)
a)
ua ub ucuc' ua
'ub' ub'
82
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
=30 、 =60 和 =90 时输出电压的波形分析
图 2-39 当 =30 、 60 、 90 时，双反星形电路的输出电压波形
分析输出波形时，可先求出 ud1
和 ud2 波形，然后根据式（ 2-9
8 ）做出波形 ( ud1+ud2 ) / 2 。
输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍， f=300Hz 。电感负载情况下，移相范围是90 。电阻负载情况下，移相范围为120 。
。90=a
。60=a
。30=aud
ud
ud
wtO
wtO
wtO
ua ub ucuc' ua
' ub'
ub ucuc' ua
' ub'
ub ucuc' ua
' ub'
83
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为 :
Ud=1.17 U2 cos
将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：
三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。
当 U2 相等时，双反星形的 Ud 是三相桥的 1/2 ，而 Id
是单相桥的 2倍。
两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样， ud 和 id 的波形形状一样。
84
2.6.2 多重化整流电路概述：
整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。
原理： 按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路 进行
组合得到。
目标： 移项多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用顺序控制可提高功率因数。
85
2.6.2 多重化整流电路1) 移相多重联结
图 2-40 并联多重联结的 12 脉波整流电路
有并联多重联结和串联多重联结。可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。使用平衡电抗器来平衡 2组整流器的电流。2 个三相桥并联而成的 12脉波整流电路。
86
2.6.2 多重化整流电路移相 30 构成的串联 2 重联结电路
图 2-41 移相 30串联 2 重联结电路
图 2-42 移相 30串联 2 重联结电路电流波形
整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差 30 、大小相等的两组电压。该电路为 12 脉波整流电路。
星形
三角形
0a)
b)
c)
d)
i a1
I d
180° 360°
i a2
i ab2'
i A
Idi ab2
wt
wt
wt
wt
0
0
0
Id23
33 Id
33 Id
I d32 3
(1+ ) I d32 3
(1+ )I d33
I d13
87
2.6.2 多重化整流电路iA 基波幅值 Im1 和 n 次谐波幅值 Imn 分别如下：
)32
(34
dd1 IIIm 单桥时为 （ 2-103 ）
（ 2-104 ）,3,2,1,112341
d kknIn
Imn
即输入电流谐波次数为 12k±1 ，其幅值与次数成反比而降低。该电路的其他特性如下：
直流输出电压 位移因数 cosj1=cosa （单桥时相同）
功率因数 l=n cosj1 =0.9886cosa
αUU d cos266
88
2.6.2 多重化整流电路利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开 20 ，可将三组桥构成串联 3 重联结电路：
整流变压器采用星形三角形组合无法移相 20 ，需采用曲折接法。
整流电压 ud 在每个电源周期内脉动 18 次，故此电路为 18
脉波整流电路。交流侧输入电流谐波更少，为 18k±1 次（ k=1, 2, 3… ），ud 的脉动也更小。
输入位移因数和功率因数分别为：
cos1=cos
=0.9949cos
89
2.6.2 多重化整流电路将整流变压器的二次绕组移相 15 ，可构成串联 4
重联结电路：
为 24 脉波整流电路。 其交流侧输入电流谐波次为 24k±1 ， k=1 ， 2 ， 3… 。 输入位移因数功率因数分别为：
cos1=cos
=0.9971cos
采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。
90
2.6.2 多重化整流电路2) 多重联结电路的顺序控制
只对一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。
或者不工作而使该桥输出直流电压为零。
或者 =0而使该桥输出电压最大。
根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。
不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。
我国电气机车的整流器大多为这种方式。
91
2.6.2 多重化整流电路 3 重晶闸管整流桥顺序控制
图 2-43 单相串联 3 重联结电路及顺序控制时的波形
控制过程可详见教材 P78 。
从电流 i 的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。
a)
d
b)
c)
i I d
2 I d
u
O a p + a
92
2.7 整流电路的有源逆变工作状态
2.7.12.7.1 逆变的概念逆变的概念
2.7.22.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥整流电路的有源逆变工作状态
2.7.32.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败与最小逆变角的限制
93
2.7.1 逆变的概念1) 什么是逆变？为什么要逆变？
逆变（ Invertion ）——把直流电转变成交流电，整流的逆过程。逆变电路——把直流电逆变成交流电的电路。
有源逆变电路——交流侧和电网连结。 应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速以及高压直流输电等。
无源逆变电路——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，将在第 5 章介绍。
对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。
94
2.7.1 逆变的概念2) 直流发电机—电动机系统电能的流转
图 2-44 直流发电机—电动机之间电能的流转a ）两电动势同极性 EG >EM
b ）两电动势同极性 EM >EG c ）两电动势反极性，形成短路
电路过程分析。
两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。
95
2.7.1 逆变的概念3) 逆变产生的条件
单相全波电路代替上述发电机
图 2-45 单相全波电路的整流和逆变
交流电网输出电功率
电动机输出电功率
a) b)
u10udu20 u10
O
O t
t
Id
id
Ud>EM
u10udu20 u10
O
O t
t
Id
id
Ud<EM
iVT1iVT2
iVT2
id=iVT +iVT1 2id=iVT +iVT1 2
iVT1iVT2
iVT1
96
2.7.1 逆变的概念从上述分析中，可以归纳出产生逆变的条件有二：
有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压。
晶闸管的控制角 > /2 ，使 Ud 为负值。
半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压 ud
不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。
97
2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态
逆变和整流的区别：控制角 不同 0< < /2 时，电路工作在整流状态。
/2< < 时，电路工作在逆变状态。
可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题。把 >/2 时的控制角用 = 表示，称为逆变角。
逆变角和控制角的计量方向相反，其大小自 =0 的起始点向左方计量。
98
2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态
三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图 2-46所示。
图 2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形
uab uac ubc uba uca ucb uab uac ubc uba uca ucb uab uac ubc uba uca ucb uab uac ubc
ua ub uc ua ub uc ua ub uc ua ubu2
ud
wtO
wtO
b =p4
b =p3
b =p6
b =p4
b =p3
b =p6
wt1wt3
wt2
99
2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态
有源逆变状态时各电量的计算：
R
EUId输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即
cos35.1cos34.2 22 UUU d （ 2-105 ）
每个晶闸管导通 2/3 ，故流过晶闸管的电流有效值为：
dd
VT II
I 577.03 （ 2-106 ）
从交流电源送到直流侧负载的有功功率为：dMdd IEIRP
2 （ 2-107 ）
当逆变工作时，由于 EM 为负值，故 Pd 一般为负值，表示功率由直流电源输送到交流电源。
（ 2-108 ）
在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为：ddVT IIII 816.0
3
222
100
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
逆变失败（逆变颠覆） 逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流。
触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。交流电源缺相或突然消失。换相的裕量角不足，引起换相失败。
1) 逆变失败的原因
101
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制换相重叠角的影响：
图 2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
当 > 时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。
如果 < 时（从图 2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管（ VT2 ）会关断，而应关断的晶闸管（ VT1) 不能关断，最终导致逆变失败。
u d
O
O
id
t
t
u a u b u c u a u b
p
iVT 1iVT iVT
3iVTiVT 32 2
102
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制2) 确定最小逆变角 min 的依据
逆变时允许采用的最小逆变角应等于min=++′ （ 2-109 ）
——晶闸管的关断时间 tq折合的电角度
—— 换相重叠角
′——安全裕量角
tq 大的可达 200~300ms ，折算到电角度约 4~5 。
随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。
主要针对脉冲不对称程度（一般可达 5 ）。值约取为 10 。
103
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 —— 换相重叠角的确定：1) 查阅有关手册 举例如下：整流电压 整流电流 变压器容量 短路电压比 Uk
%
220V 800A 240kV 。 A 5% 15~202) 参照整流时的计算方法
mU
XI Bd
sin2
)cos(cos
2
（ 2-110 ）
（ 2-111 ）
根据逆变工作时 ，并设 ，上式可改写成
mU
XI Bd
sin2
1cos
2
这样， min 一般取 30~35 。
104
2.8 晶闸管直流电动机系统
2.8.12.8.1 工作于整流状态时工作于整流状态时
2.8.22.8.2 工作于有源逆变状态时工作于有源逆变状态时
2.8.32.8.3 直流可逆电力拖动系统直流可逆电力拖动系统
105
2.8 晶闸管直流电动机系统·引言
晶闸管直流电动机系统——晶闸管可控整流装置带直流电动机负载组成的系统。
是电力拖动系统中主要的一种。是可控整流装置的主要用途之一。
对该系统的研究包括两个方面：其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。
其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本节主要从第二个方面进行分析。
106
2.8.1 工作于整流状态时整流电路接反电动势负载时，负载电流断续，对整流电路和电动机的工作都很不利。
图 2-48 三相半波带电动机负载且加平波电抗器时的电压电流波形
通常在电枢回路串联一平波电抗器，保证整流电流在较大范围内连续，如图 2-48 。
ud
O
id
t
ua ub uc
ud
O
ia ib icic
t
EUd
idR
107
2.8.1 工作于整流状态时此时，整流电路直流电压的平衡方程为
（ 2-112 ） 式中， 。
为电动机的反电动势 负载平均电流 Id所引起的各种电压降，包括：
变压器的电阻压降 电枢电阻压降 由重叠角引起的电压降
晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。
系统的两种工作状态：电流连续工作状态 电流断续工作状态
UIREU dMd
2
3 BMB
XRRR
ME
dIR
Bd RI
Md RI
)2(3 dB IX
U
108
2.8.1 工作于整流状态时
转速与电流的机械特性关系式为
1) 电流连续时电动机的机械特性 在电机学中，已知直流电动机的反电动势为
nCE eM （ 2-113 ）可根据整流电路电压平衡方程式（ 2-112 ），得
UIRUE dM cos17.1 2 （ 2-114 ）
e
d
e C
UIR
C
Un
cos17.1 2 （ 2-115 ）
图 2-49 三相半波电流连续时以电流表示的电动机机械特性
其机械特性是一组平行的直线，其斜率由于内阻不一定相同而稍有差异。调节 角，即可调节电动机的转速。
O
n
a1<a2<a3
a3
a2
a1
Id
(RB+RM+ )IdCe
3XB2
109
2.8.1 工作于整流状态时2) 电流断续时电动机的机械特性
当负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不再连续，此时其机械特性也就呈现出非线性。
电动机的实际空载反电动势都是 。
时为： 。
主电路电感足够大，可以只考虑电流连续段，完全按线性处理。
当低速轻载时，可改用另一段较陡的特性来近似处理，等效电阻要大一个数量级。
6022U
60 )3cos(2 2 U
当 Id减小至某一定值 Id min以后，电流变为断续，这个 是不存在的，真正的理想空载点远大于此值。
0E
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
EE0
E0'
O
Idmin
Id
(0.585U2)
( U2)2
110
2.8.1 工作于整流状态时电流断续时电动机机械特性的特点：
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线电流断续时理想空载转速抬高。
机械特性变软，即负载电流变化很小也可引起很大的转速变化。
随着 a 的增加，进入断续区的电流值加大。
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
EE0
E0'
OIdmin
Id
(0.585U2)
( U2)2
O
a3
a2
a1
Id
分界线
断续区 连续区a5
a4
E0
E
图 2-51 考虑电流断续时不同时反电动势的特性曲线 1 < a 2 <a 3 <60 ， a 5> a 4>60
111
2.8.2 工作于有源逆变状态时1) 电流连续时电动机的机械特性
电流连续时的机械特性由 决定的。 逆变时由于 ， 反接，得
因为 EM=Cen ，可求得电动机的机械特性方程式
RIEU dMd
cos0dd UU ME
)cos( 0 RIUE ddM （ 2-122)
)cos(1
0 RIUC
n dde
（ 2-123)
图 2-52 电动机在四象限中的机械特性
正组变流器反组变流器 n
3
2
1
Id
4
2
3
4
1
==2
'='=2
'3
'2
'1
'4
'2
'3
'4
'11='1;'1=12='2;'2=2
增
大方
向'
增
大方
向'
增
大方
向增
大方
向
112
2.8.2 工作于有源逆变状态时2) 电流断续时电动机的机械特性
可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把 代入式（ 2-117 ）、式（ 2-118 ）和式（ 2-119 ），便可得 EM 、n 与 Id 的表达式。三相半波电路为例：
tan
tan
2 1
)6
7sin()
67
sin(cos2
c
c
M e
eUE
(2-124)
tan
tan
2)
67
sin()6
7sin(cos2
c
c
ee
M
e
e
C
U
C
En
(2-125)
]2
)6
7cos()
6
7[cos(
cos2
23
2
2 nU
C
Z
UI e
d
(2-
126)
113
2.8.2 工作于有源逆变状态时逆变电流断续时电动机的机械特性，与整流时十分相似：
图 2-52 电动机在四象限中的机械特性
理想空载转速上翘很多，机械特性变软，且呈现非线性。逆变状态的机械特性是整流状态的延续。纵观控制角 变化时，机械特性得变化。
第 1 、 4象限中和第 3 、 2象限中的特性是分别属于两组变流器的，它们输出整流电压的极性彼此相反，故分别标以正组和反组变流器。
正组变流器反组变流器 n
3
2
1
Id
4
2
3
4
1
== 2
'='= 2
'3
'2
'1
'4
'2
'3
'4
'11='1;'1=12='2;'2=2
增
大方
向'
增
大方
向'
增
大方
向增
大方
向
114
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
图 2-53 两组变流器的反并联可逆线路
图 2-53a 与 b 是两组反并联的可逆电路
a 三相半波有环流接线
b 三相全控桥无环流接线
c 对应电动机四象限运行时两组变流器工作情况
115
2.8.3 直流可逆电力拖动系统两套变流装置反并联连接的可逆电路的相关概念和结论：
环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。
正向运行时由正组变流器供电；反向运行时，则由反组变流器供电。
根据对环流的处理方法，反并联可逆电路又可分为不同的控制方案，如配合控制有环流（ ）、可控环流、逻辑控制无环流和错位控制无环流等。
电动机都可四象限运行。
可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其工作状态：整流或逆变。
116
2.8.3 直流可逆电力拖动系统直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外，还能实现电动机的回馈制动。
电动机反向过程分析：详见 P89
配合控制的有环流可逆系统对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证 a= 的配合控制关系 。假设正组为整流，反组为逆变，即有 a P ， UdP=Ud
N ，且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。
但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。串入环流电抗器 LC限制环流。
117
2.8.3 直流可逆电力拖动系统逻辑无环流可逆系统
工程上使用较广泛，不需设置环流电抗器。只有一组桥投入工作（另一组关断），两组桥之间不存在环流。两组桥之间的切换过程：
首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。
这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑单元控制，称为逻辑控制无环流系统。
直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动自动控制系统”中进一步分析讨论。
118
2.9 相控电路的驱动控制
2.9.12.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路
2.9.22.9.2 集成触发器集成触发器
2.9.32.9.3 触发电路的定相触发电路的定相
119
2.9 相控电路的驱动控制·引言相控电路：
晶闸管可控整流电路，通过控制触发角的大小即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小。采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路（第 4 章）。
相控电路的驱动控制为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。晶闸管相控电路，习惯称为触发电路。
大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。
120
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通
的电路），也可为单窄脉冲。三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄脉冲形成环节。
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
121
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
1) 脉冲形成环节
V4 、 V5 — 脉冲形成V7 、 V8 — 脉冲放大控制电压 uco 加在V4 基极上
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路脉冲前沿由 V4 导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数 R11C3 有关。电路的触发脉冲由脉冲变压器 TP 二次侧输出，其一次绕组接在 V8集电极电路中。
122
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路2) 锯齿波的形成和脉冲移相环节
锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。
恒流源电路方案，由 V1 、 V2 、 V3 和 C2 等元件组成 V1 、 VS 、 RP2 和 R3 为一恒流源电路
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
123
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路3) 同步环节
同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。
锯齿波是由开关 V2 管来控制的。
V2 开关的频率就是锯齿波的频率——由同步变压器所接的交
流电压决定。
V2 由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点基本就是同
步电压由正变负的过零点。
V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度——取决于充电时
间常数 R1C1 。
124
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路4) 双窄脉冲形成环节
内双脉冲电路
V5 、 V6 构成“或”门
当 V5 、 V6都导通时， V7 、 V8都截止，没有脉冲输出。
只要 V5 、 V6 有一个截止，都会使 V7 、 V8 导通，有脉冲输
出。
第一个脉冲由本相触发单元的 uco 对应的控制角 产生。
隔 60 的第二个脉冲是由滞后 60 相位的后一相触发单元产
生（通过 V6 ）。
三相桥式全控整流电路的情况 (自学 )
125
2.9.2 集成触发器可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路。KJ004
与分立元件的锯齿波移相触发电路相似 , 分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。
图 2-56 KJ004 电路原理图
11 12
16
1
15
1413943
5
7
8
R 23
+ 15 V + 15 V
+ 15 V
RP 1 R 24
R 2
R 20
RP 4 R 5
R 1 R 3 R 4 R 6 R 7 R 8
R 12
R 10 R 11 R 14
R 19
R 13
R 25R 26
R 27
R 28
R 20 R 22
R 16R 17
R 21
R 18
R 15
V 3
V 2
V 1
V 18
V 19
V 20
V 4 V 5 V 6
V 12
V 13
V 14
V 15 V 16
V 9
V 10 V 11
V 8
V 7
V 17
VS 5
VS 1VS 2
VS 3
VS 4
VS 6
VS 7
VS 8
VS 9
VD 1
VD 2
VD
3
VD
4V
D5
VD
6
VD 7
C 1 C 2
u b u co
u s
126
2.9.2 集成触发器完整的三相全控桥触发电路 3 个 KJ004集成块和 1 个 KJ041集成块，可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大即可。
u sa
1234567
11109
141312
8
1615
1234567
11109
141312
8
1615
KJ0
04
KJ0
04
-15 V
+ 15 V
1234567
11109
141312
8
1615
KJ0
04
RP 6 RP 3
( 1~ 6 脚为 6 )路单脉冲输入 1 2 3 4 5 6 7
11
10 914
13
12
8
16
15
KJ 041
( 15~10 脚为 6 )路双脉冲输出
至 VT 1
u sbu sc
u pu co
R 19 R 13
R 20 R 14
R 21 R 15
R 9
R 3
R 6R 18R 8
R 2
R 5R 17R 7
R 1
R 4R 16
R 10 R 11
R 12C 7
C 4C 1
C 8
C 5
C 2
C 9
C 6
C 3
RP 4RP 1 RP 5
RP 2
至 VT 2 至 VT 3 至 VT 4 至 VT 5 至 VT 6
图 2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路
127
2.9.2 集成触发器
模拟与数字触发电路以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠； 缺
点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高， 可
达 3~4 ，精度低。
数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于 8 位单片机
的数字触发器精度可达 0.7~1.5 。
KJ041内部是由 12 个二极管构成的 6 个或门。
也有厂家生产了将图 2-57 全部电路集成的集成
块，但目前应用还不多。
128
2.9.3 触发电路的定相 触发电路的定相——触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确的相位关系。 措施：
同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致。触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系。
图 2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图
O t t1
t 2
u a u b u cu 2
u a-
129
2.9.3 触发电路的定相变压器接法：主电路整流变压器为 D,y-11联结，同步变压器为 D,y-11,5联结。
D , y 11D , y 5-11
TR TS
u A u B u C
u a u b u c - u sa
- u sb
- u sc
- u sa
- u sb
- u sc
U c
U sc - U sa
U b
U sb
- U sc
- U sb
U a
U sa
U AB
图 2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图
130
2.9.3 触发电路的定相表 2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图 2-59 变压器接法时）
晶闸管 VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6
主电路电压 +ua -uc +ub -ua +uc -ub
同步电压 -usa +usc -usb +usa -usc +usb
为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同步电压进行 R-C滤波，当 R-C滤波器滞后角为 60 时，同步电压选取结果如表 2-5所示。
表 2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有 R-C滤波滞后 60 ）
晶闸管 VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6
主电路电压 +ua -uc +ub -ua +uc -ub
同步电压 +usb -usa +usc -usb +usa -usc
131
本章小结1) 可控整流电路，重点掌握：电力电子电路作为分段线
性电路进行分析的基本思想、单相全控桥式整流电路和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算、各种负载对整流电路工作情况的影响；
2) 电容滤波的不可控整流电路的工作情况，重点了解其工作特点；
3) 与整流电路相关的一些问题，包括：(1) 变压器漏抗对整流电路的影响，重点建立换相压降、重叠角等概
念，并掌握相关的计算，熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响。(2) 整流电路的谐波和功率因数分析，重点掌握谐波的概念、各种整
流电路产生谐波情况的定性分析，功率因数分析的特点、各种整流电路的功率因数分析。
132
本章小结4) 大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星
形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的概念。
5) 可控整流电路的有源逆变工作状态，重点掌握产生有源逆变的条件、三相可控整流电路有源逆变工作状态的分析计算、逆变失败及最小逆变角的限制等。
6) 晶闸管直流电动机系统的工作情况，重点掌握各种状态时系统的特性，包括变流器的特性和电机的机械特性等，了解可逆电力拖动系统的工作情况，建立环流的概念。
7) 用于晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同步电压信号的选取方法 。
133
图 2-13 三相半波可控整流电路，电阻负载， =30 时的波形=30°u2 ua ub uc
O t
O t
O t
O t
O t
uG
ud
uab uac
t1iVT1
uVT1 uac
134
图 2-14 三相半波可控整流电路，电阻负载， =60 时的波形
t
t
t
t
=60°u2 ua ub uc
O
O
O
O
uG
ud
iVT1
135
图 2-18 三相桥式全控整流电路带电阻负载 =0 时的波形
u2ud1
ud2
u2Lud
uab uac
uab uac ubc uba uca ucb uab uac
uab uac ubc uba uca ucb uab uac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
ua ucub
t1O t
O t
O t
O t
= 0°
iVT1
uVT1
136
图 2-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载 = 30 时的波形
ud1
ud2
= 30°
ia
O t
O t
O t
O t
ud
uab uac
ua ub uc
t1
uab u ac ubc uba uca ucb uab uac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
uab uac ubc uba uca ucb uab uacu VT1
137
图 2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负载 = 60 时的波形
= 60°ud1
ud2
ud
uacuac
uab
uab uac ubc uba uca ucb uab uac
ua
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
ub uc
O t
t1
O t
O t
uVT1
138
图 2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载 = 90 时的波形
u d1
u d2
ud
ua ub uc ua ub
tO
tO
tO
tO
tO
ia
id
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bc u ba
i VT1
139
图 2-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载 = 0 时的波形
ud1
u2
ud2
u2Lud
id
tO
tO
tO
tO
ua= 0°ub uc
t1
uab uac ubc uba uca ucb uab uac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
iVT1
140
图 2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载 = 30 时的波形
ud1
= 30°
ud2
uduab uac ubc uba uca ucb uab uac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
tO
tO
tO
tO
id
ia
t1
ua ub uc
141
图 2-24 三相桥式全控整流电路带阻感负载 = 90 时的波形 = 90°
u d1
u d2u ac u bc u ba u ca u cb u ab u acu ab
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵu d
u ac
u ab
u ac
tO
tO
tO
u b u c u a
t1
u VT1