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Cosas que merece la pena saber acerca de los Convertidores de Frecuencia

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«Cosas que merece la pena saber acerca de los Convertidores de Frecuencia»© Danfoss Drives A/SSe permite la reproducción de este libro siempre que se cite la fuente.Composición: New Century Schoolbook, DTPDiseño gráfico: Departamento de publicidad de DanfossImpresión: Laursen GrafiskEncuadernación: Chr. Hendriksen & Søn, Skive1ª impresión, 3ª edición 1998

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PrólogoDesde 1968, Danfoss fabrica y comercializa Convertidores deFrecuencia VLT® capaces de establecer el control sobre motores decorriente alterna trifásica. Los convertidores de frecuencia actualesson muy diferentes de las unidades que se fabricaban la pasadageneración, ya que contienen microprocesadores y circuitos inte-grados para el control y están completamente digitalizados, lo cuallos hace más adaptables y fáciles de poner en marcha y utilizar. Porlo tanto, aunque la estructura básica de los convertidores de fre-cuencia no ha cambiado, ya era el momento de publicar una nuevaedición de Cosas que merece la pena saber acerca de losConvertidores de Frecuencia.

Este libro presenta una breve introducción de los convertidores defrecuencia para que los usuarios se familiaricen con sus ventajas,funciones, instalación y funcionamiento. No se precisan conoci-mientos técnicos específicos: para comprender los convertidores defrecuencia sólo hacen falta una base teórica de electrónica y mate-máticas y conocimientos prácticos sobre motores de CA.

La primera parte de este libro presenta una descripción teórica delos motores de CA. La segunda parte analiza los principios que seutilizan como base para fabricar y controlar convertidores de fre-cuencia. La tercera parte describe el comportamiento de los moto-res cuando los controlan convertidores de frecuencia. Y la cuartaparte del libro resume cómo se ven afectados el motor y el entornoy cómo se protege el equipo y al personal, así como qué criterios seutilizan para seleccionar un convertidor de frecuencia.

Por el modo en que está escrito, “Cosas que merece la pena saberacerca de los convertidores de frecuencia” resulta útil para todo tipode personas.

Si desea más información, no dude en ponerse en contacto con noso-tros.

Danfoss 2000

INDLEDNING 3

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4 INTRODUCCIÓN

Índice

CAPÍTULO 0: INTRODUCCIÓN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .7

Ventajas del control de velocidad . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .10¿Control o regulación? . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .12

CAPÍTULO 1: MOTORES DE CA TRIFÁSICA . . . . . . . . . . . . . . . . . .13

Motores asíncronos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15El estátor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .15Campo magnético . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .16El rotor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .18Deslizamiento, par y velocidad . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20Rendimiento y pérdidas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .23Campo magnético . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .25Diagrama de circuito equivalente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .25Cambio de velocidad . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .29Cambio del número de polos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .29Control de deslizamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .30Regulación de frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .32Datos del motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .35Tipos de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .44

Motores síncronos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .47Motores de reluctancia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .49

CAPÍTULO 2: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA . . . . . . . . . . . . . .52

El rectificado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .54Rectificadores no regulados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .54Rectificadores regulados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .56

El circuito intermedio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .59El inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .62

Transistores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .65Modulación de Amplitud de Pulsos (PAM) . . . . . . . . . . . . . . .68Modulación de Anchura de Pulsos (PWM) . . . . . . . . . . . . . . . .70PWM controlada sinusoidalmente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .71PWM síncrona . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .74PWM asíncrona . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .75

El circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .81Principio de control de Danfoss . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .82

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INTRODUCCIÓN 5

Principio de control VVC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .84Principio de control VVCplus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .86Control (vectorial) campo orientado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .91Característica de V/f y control vectorial . . . . . . . . . . . . . . . . . .93Compensación de carga de VVCplus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .94Adaptación automática del motor (AMA) . . . . . . . . . . . . . . . .95Optimización automática de energía (AEO) . . . . . . . . . . . . . .95Funcionamiento al límite de intensidad . . . . . . . . . . . . . . . . .96Funciones de protección . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .98El microchip en general . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .101Ordenadores para convertidores de frecuencia . . . . . . . . . . .102

Comunicación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .104Comunicación serie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .106Comunicación abierta por BUS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .111

CAPÍTULO 3: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA Y MOTORES . . . .113

Condiciones de funcionamiento del motor . . . . . . . . . . . . . . . . .115Compensaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .115Parámetros de compensación dependientes e independientes de la carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .115Compensación de deslizamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .116

Características de par del motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .117Límite de intensidad . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .117Requisitos para convertidores de frecuencia digitales avanzados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .120Elección del tamaño adecuado para el convertidor de frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .121Características de la carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .121Distribución de corriente en el convertidor de frecuencia (cos ϕ del motor) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .125Funcionamiento con frenado dinámico . . . . . . . . . . . . . . . . .128Cambio de sentido de giro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .130Rampas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .131Supervisión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .132

Carga y calentamiento del motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .134Rendimientos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .136

CAPÍTULO 4: PROTECCIÓN Y SEGURIDAD . . . . . . . . . . . . . . . . . . .139

Protección adicional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .139Puesta a cero (sistema TN) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .140Conexión a tierra (sistema TT) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .140

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6 INTRODUCCIÓN

Relés de protección . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .141Compatibilidad electromagnética . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .143Estándar Básico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .144Estándar Genérico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .144Estándar de Producto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .144Dispersión de interferencias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .146Acoplamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .146Dispersión conducida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .148Interferencias en la red de alimentación . . . . . . . . . . . . . . . . . .148Transitorios/sobretensión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .149Interferencias de radiofrecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .151Cables apantallados/blindados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .153Equipos de corrección del factor de potencia (PFC) . . . . . . . . .154Selección de un convertidor de frecuencia para unidades de velocidad variable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .155

APÉNDICE I: TEORÍA MECÁNICA GENERAL . . . . . . . . . . . . . . . . .159Movimiento rectilíneo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .159Movimiento rotativo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .159Trabajo y potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .161

APÉNDICE II: TEORÍA GENERAL DE LA CORRIENTE ALTERNA . . .162Factor de potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .165La corriente alterna trifásica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .166Conexión en estrella o en triángulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .167

APÉNDICE III: ABREVIATURAS DE USO FRECUENTE . . . . . . . . . .168

BIBLIOGRAFÍA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .169

ÍNDICE ALFABÉTICO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .170

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CAPÍTULO 0: INTRODUCCIÓN 7

0. IntroducciónUn convertidor estático de frecuencia es un aparato electrónico quepermite un control permanente de la velocidad de los motores deCA trifásica, convirtiendo la frecuencia y la tensión de la red de ali-mentación de valores fijos en valores variables. Aunque el principiosiempre ha sido el mismo, los primeros convertidores de frecuencia,que incluían tiristores, han cambiado mucho hasta transformarseen las actuales unidades digitales controladas por microprocesadores.

El grado de automatización de la industria aumenta continuamen-te, por lo que hay una constante necesidad de aumentar los controlesautomáticos, y continuamente se desarrollan mayores velocidadesde producción y mejores métodos para incrementar el rendimientode las plantas de producción.

Hoy en día, los motores eléctricos son un producto industrial están-dar y fundamental. Estos motores están diseñados para funcionara una velocidad fija, y durante muchos años se han dedicado muchosesfuerzos a optimizar el control de su velocidad.

Fig. 0.01

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8 CAPÍTULO 0: INTRODUCCIÓN

El uso de motores de CA trifásica con velocidad variable comenzó a sermuy útil cuando aparecieron los convertidores estáticos de frecuencia.

La gran mayoría de convertidores estáticos de frecuencia que seemplean actualmente en la industria, para controlar o regular lavelocidad de motores de CA trifásica, se diseñan según dos principiosdiferentes (Fig. 0.02):• convertidores de frecuencia sin circuito intermedio (también lla-

mados convertidores directos),• convertidores de frecuencia con circuito intermedio variable o

constante.

Los convertidores de frecuencia con circuito intermedio tienenun circuito intermedio de corriente continua o un circuito interme-dio de tensión continua, por lo que se denominan, respectivamente,inversores de fuentes de corriente e inversores de fuentes detensión.

Los inversores con circuito intermedio presentan varias ventajasfrente a los inversores directos, entre las que se encuentran:• mejor control de la corriente reactiva• reducción de armónicos• frecuencia de salida sin limitaciones (aunque sí hay un límite con

respecto al control y las propiedades de los componentes electró-

Convertidores de Convertidores de Convertidores defrec. de fuentes de corriente frec. de fuentes de tensión frec. de fuentes de tensión

Convertidores CSI Convertidores VSI Convertidores VSI

Fig. 0.02 Principios de convertidores

Convertidores defrecuencia

Convertidores de frecuenciasin circuito intermedio

Circuito intermed. decorriente continua

Convertidores de frecuenciacon circuito intermedio

Variable Constante

Circuito intermed. detensión continua

Circuito intermed. detensión continua

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nicos utilizados. Los convertidores de frecuencia para altas fre-cuencias de salida son, en su mayoría, inversores con circuitointermedio).

Los inversores directos suelen ser ligeramente más económicosque los de circuito intermedio, aunque normalmente presentan unapeor reducción de armónicos.

Dado que la mayoría de los convertidores de frecuencia utilizan uncircuito intermedio de tensión de CC, este libro se centra principal-mente en este tipo de convertidores.


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Ventajas del control de velocidad

En la actualidad, los motores de CA trifásica controlados por con-vertidores de frecuencia son un elemento estándar en todas lasplantas de procesos automatizadas. La regulación de velocidad amenudo es un requisito básico debido al diseño de la planta, perotambién por su capacidad para aprovechar las ventajas de los moto-res de CA trifásica. Además, ofrece otras ventajas:

Ahorro de energíaSe ahorra energía si la velocidad del motor se ajusta a los requisi-tos del momento, especialmente en bombas y ventiladores centrí-fugos, donde el consumo de energía se reduce según el cubo de lavelocidad. Por ello, una unidad que funcione a media velocidad sóloabsorbe el 12,5% de la potencia nominal.

Optimización del procesoEl ajuste de la velocidad al proceso de producción ofrece varias ven-tajas, que incluyen aumentar la producción y reducir la tasa derechazo de elementos dañados, el consumo y el desgaste de mate-riales.

Funcionamiento uniforme de la máquina El número de arranques y paradas a plena velocidad puede redu-cirse drásticamente. Utilizando rampas suaves de arranque y para-da es posible evitar brusquedades y fatigas en los componentes dela máquina.


Fig. 0.03 Ahorro de energía

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Menor mantenimientoUn convertidor de frecuencia no precisa mantenimiento. Cuando seutiliza para controlar motores, permite aumentar la vida útil deuna planta. Por ejemplo, en sistemas de suministro de agua desa-parece el golpe de ariete que se produce cuando los motores de labomba están directamente conectados a la red de alimentación, conlo que se evita que se dañen las tuberías.

Mejora del entorno de trabajoLa velocidad de las cintas de transporte puede adaptarse exacta-mente a la velocidad de trabajo que se precise. Por ejemplo, en plan-tas embotelladoras es posible reducir el ruido de las botellas si pue-de reducirse también la velocidad de la cinta cuando las botellasesperan alineadas.

Si la velocidad de un ventilador es ajustable, pueden reducirse ruidosinnecesarios en sus proximidades, y también las corrientes de aire.


Fig. 0.04 Mejora del entorno de trabajo

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¿Control o regulación?

Muchas personas emplean indiscriminadamente los términos ‘con-trol’ y ‘regulación’. Sin embargo, sus definiciones son muy precisas,debido en gran parte a los avances logrados en el campo de la auto-matización.

Los términos «control» y «regulación» dependen del tipo de planta.«Control» de velocidad indica que se envía al motor una señal quese espera que produzca la velocidad necesaria. «Regulación» develocidad indica que el proceso envía una señal de realimentación.Si la velocidad no se corresponde con las necesidades, la señal diri-gida al motor se regula automáticamente hasta que el motor alcancela velocidad debida.


Fig. 0.05 Diferencia entre control y regulación

Control

Regulación

Valor real

Proceso

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1. Motores de CA trifásicaEl primer motor eléctrico se fabricó en 1833, y era de CC. La velo-cidad de este tipo de motor es fácil de regular y satisface las nece-sidades de muchas aplicaciones y sistemas.En 1889 se diseñó el primer motor de CA, más sencillo y robustoque el de CC. No obstante, debido a que su velocidad era fija y a lascaracterísticas de su par, durante muchos años los motores de CAno pudieron utilizarse en aplicaciones de rendimiento especial.

Los motores de CA trifásica son convertidores de energía electro-magnética: transforman energía eléctrica en energía mecánica(funcionamiento motor) y viceversa (funcionamiento generador)por medio de la inducción electromagnética.El principio de la inducción electromagnética consiste en que si unconductor se mueve a través de un campo magnético (B), se induceuna tensión eléctrica, y si el conductor forma parte de un circuitocerrado, entonces circula una corriente (I). Cuando se mueve el con-ductor, una fuerza (F), vertical con respecto al campo magnético,actúa sobre el conductor.

a) Principio generador (inducción por movimiento)En el principio generador, al mover un conductor en los camposmagnéticos se genera una tensión eléctrica (Fig. 1.01a).

b) Principio motorEn motores, el principio de inducción se utiliza en sentido inverso:se sitúa un conductor de corriente en un campo magnético y se vesometido a la influencia de una fuerza (F) que lo retira de este campomagnético.

CAPÍTULO 1: MOTORES DE CA TRIFÁSICA 13

N

S

N I

I

I ⇒ FF ⇒ I

F

B B

F

S

Fig. 1.01 Principio de inducción electromagnética

a) Principio generador b) Principio motor

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En el principio motor, el campo magnético y el conductor decorriente distribuida, generan el movimiento (Fig. 1.01b).

El campo magnético del motor se genera en la parte estacionaria(estátor), y los conductores, que reciben la influencia de las fuerzaselectromagnéticas, están situados en la parte giratoria (rotor).

Los motores de CA trifásica se pueden dividir en dos grupos princi-pales: motores asíncronos y motores síncronos.

En principio, el estátor funciona de la misma forma en ambos tiposde motor, pero éstos se diferencian en el diseño y el movimiento delrotor con respecto al campo magnético. En los motores síncronos (esdecir, sincronizados), el rotor y el campo magnético giran a lamisma velocidad, mientras que en los asíncronos las velocidadesson distintas.

14 CAPÍTULO 1: MOTORES DE CA TRIFÁSICA

Motores de CA trifásica

Síncronos Asíncronos

Rotor de polos salientes Rotor de anillos rozantesRotor de polo completo Rotor en cortocircuito

Fig. 1.02 Tipos de motores de CA trifásica

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Motores asíncronos

Los motores asíncronos son los más utilizados y prácticamente noprecisan mantenimiento. En términos mecánicos, son unidadescasi estándares, por lo que siempre pueden encontrarse proveedo-res adecuados. Hay varios tipos de motores asíncronos, pero todosfuncionan según el mismo principio básico.

Los dos componentes principales de un motor asíncrono son el estátor(elemento estacionario) y el rotor (elemento giratorio).

El estátor

El estátor es una parte fija del motor estacionario. Consta de la cajadel estátor (1), cojinetes (2) que soportan el rotor (9), caja de cojinetes(3) para colocar los cojinetes y cerrar la caja del estátor, ventilador(4) para refrigerar el motor, y tapa del ventilador (5) como protec-ción contra la rotación del ventilador. Finalmente, hay una cajapara las conexiones eléctricas (6) en el lateral de la caja del estátor.

En la caja del estátor hay un núcleo de hierro (7) formado por finasláminas de hierro (0,3 a 0,5 mm). Estas láminas de hierro tienensecciones perforadas para los bobinados trifásicos.


5 4 3 2 10 9 2 1

6 7 3

Fig. 1.03 Esquema de un motor asíncrono

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Los bobinados de fase y el núcleo del estátor generan el campo mag-nético. El número de pares de polos (o polos) determina la velocidada la que gira el campo magnético. Cuando un motor está conectadoa su frecuencia nominal, la velocidad del campo magnético se deno-mina velocidad síncrona del motor (n0).

Campo magnéticoEl campo magnético gira en el espacio que existe entre el estátor yel rotor. Se induce cuando uno de los bobinados de fase se conecta a

una de las fases de la tensión de alimentación.

El campo magnético tiene un lugar fijo en el núcleo del estátor, perosu dirección varía. La velocidad a la que cambia la dirección depen-de de la frecuencia de la tensión de alimentación. Si ésta es de 50Hz, el campo alterno cambia de dirección 50 veces por segundo.

Se inducen dos campos magnéticos en el núcleo del estátor si dosbobinados de fase se conectan a la vez a dos fases de la tensión dealimentación. En un motor bipolar hay un desplazamiento de 120grados entre ambos campos. También hay un intervalo de tiempoentre los valores máximos de los dos campos.


ωt

0°

N S N

S N S

360°180°

I1 Φ1

Φ IL1

I10 V

Fig. 1.04 Una fase proporciona un campo alterno

Pares de polos (p) 1 2 3 4 6

Número de polos 2 4 6 8 12

n0 [1/min] 3000 1500 1000 750 500

Tabla 1.01 Pares de polos (p), número de polos y velocidad síncrona del motor

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De esta forma se crea un campo magnético que gira en el estátor.No obstante, el campo es muy asimétrico hasta que se conecta latercera fase.

Las tres fases generan tres campos magnéticos en el núcleo del está-tor y se produce un desplazamiento de 120 grados entre las tres fases.

Ahora se ha conectado el estátor a una tensión trifásica de alimen-tación. Los campos magnéticos de los bobinados de cada fase for-man un campo magnético rotativo simétrico, denominado camporotativo del motor. La amplitud del campo rotativo es constante a1,5 × el valor máximo de los campos alternos, y su velocidad de rota-ción es:

(f × 60)n0 = [1/min]p

ωt

0° 360°180°120°60° 300°240°

I1 Φ1 I2 Φ2 I3 Φ3

Φ I

N

S

N

S

N

S

N

S

S

N

S

N

S

N

f = frecuencian0 = velocidad síncronap = nº de pares de polos

ωt

0° 360°180°120° 300°

I1 Φ1 I2 Φ2

Φ I

N

S

S

N

S

N

N

S

N

S

Fig. 1.05 Dos fases proporcionan un campo rotativo asimétrico

L1

I1

L2

I2

0 V

0 V

L1

I1

L2

L3 I2

I3

Fig. 1.06 Tres fases proporcionan un campo rotativo simétrico

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Por consiguiente, la velocidad depende del número de pares depolos (p) y de la frecuencia (f) de la tensión de alimentación. Lasiguiente ilustración muestra el tamaño de los campos magnéticos(Φ) en tres períodos diferentes.

La representación de los vectores del campo rotativo con su veloci-dad angular correspondiente es un círculo. Como función de tiempoen un sistema de coordenadas, el campo rotativo forma una curvasinusoidal. Si la amplitud cambia durante una revolución, el camporotativo es elíptico.

El rotorEl rotor (9) está montado en el eje del motor (10) (consulte la figura1.03).

Al igual que el estátor, el rotor está compuesto de finas láminas dehierro ranuradas. Hay dos tipos principales de rotores: de anillosrozantes o de cortocircuito, y la diferencia estriba en los distintosbobinados de las ranuras.

Los rotores de anillos rozantes, como el estátor, están formados porbobinas devanadas situadas en las ranuras. Cada fase tiene susbobinas, que están unidas a los anillos rozantes. Si éstos están encortocircuito, el rotor funciona como si fuera de cortocircuito.

El rotor de cortocircuito dispone de varillas de aluminio introduci-das en las ranuras. En cada extremo del rotor las varillas están encortocircuito con un anillo de aluminio.

El rotor en cortocircuito es el más común. Ambos tipos de rotor fun-cionan de la misma manera, por lo que sólo se describirá el rotor encortocircuito.


ϕ3 = 1/2 Φmax.

ϕ1 = Φmax.

ϕ3 = Φmax.

ϕ2 = 1/2 Φmax.

ϕ1 = 1/2 Φmax.

ϕ2 = 1/2 Φmax.

ϕ = 3/2 Φmax.

ϕ = 3/2 Φmax.

ϕ = 3/2 Φmax.ϕ3 = √3

2 Φmax.

ϕ1 = √32 Φmax.

Fig. 1.07 El tamaño de los campos magnéticos es constante

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 18

Si se coloca una varilla del rotor en el campo rotativo, un polo mag-nético recorre la varilla. El campo magnético del polo induce unacorriente (IW) en la varilla del rotor que sólo se ve afectada por lafuerza (F) (Fig. 1.08 y Fig. 1.09a). Esta fuerza está determinada por la densidad de flujo magnético(B), la corriente inducida (IW), la longitud (l) del rotor y el ángulo (q)entre la fuerza y la densidad de flujo:

Suponiendo que q = 90°, la fuerza es:

El siguiente polo que pasa por la varilla del rotor es de polaridadcontraria e induce una corriente en la dirección opuesta a la pri-mera. Sin embargo, puesto que la dirección del campo magnético hacambiado también, la fuerza actúa en la misma dirección que antes(Fig. 1.09b).Si todo el rotor se sitúa en el campo rotativo (consulte la figura1.09c), las varillas se verán afectadas por fuerzas que harán girarel rotor. La velocidad (2) de éste no alcanzará la velocidad del cam-po rotativo (1), pues no se induce ninguna corriente en las varillasdel rotor cuando las velocidades son las mismas.

I W

lS

N


NF

S

B

a) b) c)

SF

N

1 N

2

S

B

Flujo magnético (Φ)

Campo rotativo

Fuerza

Palanca

Fig. 1.09 Inducción en las varillas del rotor

F = B × Iw × l × sin(q)

F = B × IW × l . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1.01

Fig. 1.08 Campo rotativo y rotor en cortocircuito

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 19

Deslizamiento, par y velocidadEn circunstancias normales, la velocidad del rotor, nn, es inferior ala velocidad del campo rotativo, n0:

El deslizamiento, s, es la diferencia entre la velocidad del camporotativo y la del rotor:

El deslizamiento a menudo se expresa como porcentaje de la velo-cidad síncrona y normalmente se sitúa entre el 4 y el 11 por cientode la velocidad nominal:

La densidad de flujo (B) se define como el flujo (Φ) por área trans-versal (A). Partiendo de la ecuación 1.01 puede calcularse lasiguiente fuerza:

La fuerza a la que se mueve el conductor es proporcional al flujomagnético (Φ) y a la corriente (IW) del conductor.

En las varillas del rotor la tensión se induce por medio del campomagnético. Debido a esta tensión, por las varillas de los rotores encortocircuito puede fluir una corriente (IW). Las distintas fuerzas delas varillas forman el par, T, sobre el eje del motor.


Fig. 1.10 El par del motor es igual a «fuerza por brazo de la palanca»

rF

n0 – nns = × 100[%]n0

Φ × IW × lF = . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.02Α

(f × 60)n0 = [1/min]p p = nº de pares de polos

s = n0 – nn

F ~ Φ × IW

M

0 1 n0

n

s0

s

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 20

La relación entre el par y la velocidad muestra una secuenciacaracterística que varía según la forma del rotor. El par del motorgenera una fuerza que hace girar el eje del motor.

La fuerza, por ejemplo, surge en la circunferencia de un volanteajustado al eje. Con la fuerza (F) y el radio (r) del volante, puedecalcularse el par T = F × r.

El trabajo realizado por el motor se expresa de la siguiente mane-ra: W=F × d, donde d es la distancia que recorre un motor para unacarga determinada y n es el número de revoluciones: d = n × 2 × p × r.

El trabajo también puede describirse como la potencia multiplicadapor el período durante el cual la potencia es activa: W = P × t.

Por lo tanto, el par es:

Esta fórmula muestra la relación existente entre la velocidad, n, elpar T [Nm] y la potencia del motor P [kW].

La fórmula permite efectuar un rápido estudio al comparar n, T yP con sus valores correspondientes en un determinado punto defuncionamiento (nr, Tr y Pr ), que normalmente es el punto de fun-cionamiento nominal del motor, por lo que la fórmula puede modi-ficarse del modo siguiente:

En este cálculo proporcional desaparece la constante, 9550.


W (P × t × r)Τ = F × r = × r =d n × 2 π ×r

P × 9550T = (t = 60 seg.)n

PrTr = y para Pr = Tr × nr,nr

T P ndonde Tr = , Pr = y nr =Tn Pn nn

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 21

EjemploCarga = 15% del valor nominal, velocidad = 50% del valor nominal.La potencia generada es el 7,5% de la potencia nominal generada,ya que Pr = 0,15 × 0,50 = 0,075.

Además del rango normal de funcionamiento, hay dos rangos defrenado.

En el rango donde , el motor se desvía de la velocidad sín-crona y actúa de generador. De este modo crea un par contrario y ala vez produce una salida que vuelve a la red de alimentación.

En el rango de , el frenado se denomina frenado regenerativo.

Si dos fases de un motor se intercambian repentinamente, el cam-po rotativo cambia su sentido de giro. Inmediatamente después, larelación de velocidad será


nK, MK

nN, MN

nN, IN

M0, I0

0, Ma

0, Ia

01

I

M

10

01

10

n0, 0

n0

ns0

s

n0

ns0

s

≥ 8 × In

Fig. 1.11 Características de la intensidad y la carga del motor

n < 0n0

n = 1.n0

Par de torsión máximo

Par nominal

n > 1n0

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 22


El motor, antes cargado con el par T, ahora frena con un par de fre-nado, y si no está desconectado cuando n = 0, seguirá girando, peroen el nuevo sentido de rotación del campo rotativo.

En el rango el motor funciona en su rango normal de fun-cionamiento.

El rango de funcionamiento del motor puede dividirse en dosáreas: rango de arranque y rango de funcionamiento

Hay algunos aspectos importantes sobre el rango de funcionamientodel motor:

Ts es el par de arranque del motor. Es el par que produce la potenciadel motor cuando está parado y conectado a la tensión y la frecuen-cia nominales.

Tk es el par de parada del motor. Es el par más elevado que puedeproducir el motor cuando está conectado a la tensión y a la fre-cuencia nominales.

Tn es el par nominal del motor. Los valores nominales del motor sonlos valores mecánicos y eléctricos para los que se ha diseñado elmotor según la norma IEC 34. Estos valores pueden verse en la pla-ca de características del motor y también se denominan valorescaracterísticos. Los valores nominales indican el punto de funcio-namiento óptimo cuando el motor está conectado directamente a lared de alimentación.

Rendimiento y pérdidasEl motor obtiene energía eléctrica de la red de alimentación. Concarga constante, la entrada es mayor que la salida mecánica que elmotor es capaz de proporcionar a causa de sus pérdidas o ineficacias.La relación entre salida y entrada es el rendimiento del motor, η.

El rendimiento típico de un motor se sitúa entre 0,7 y 0,9, según eltamaño del motor y el número de polos.

nk n< < 1n0 n0

n0 < < 1,n0

n nk0 < < n0 n0

P2 Energía de salidaη = = P1 Energía de entrada

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 23

Hay cuatro causas principales de pérdidas en el motor: las debidasa cobre, a hierro, al ventilador y a la fricción.

Las pérdidas debidas al cobre se originan en las resistencias óhmi-cas de los bobinados del estátor y el rotor.

Las pérdidas debidas al hierro consisten en pérdidas por histéresisy pérdidas por corrientes parásitas. Las pérdidas por histéresis seoriginan cuando el hierro se magnetiza debido a una corrientealterna y debe desmagnetizarse a una tensión de alimentación de50 Hz (v) 100 veces por segundo. La magnetización y desmagneti-zación necesitan energía. El motor absorbe energía para cubrir laspérdidas por histéresis, que aumentan con la frecuencia y la induc-ción magnética.

Las pérdidas por corrientes parásitas tienen lugar debido a que loscampos magnéticos inducen tensión eléctrica en el núcleo de hierroy el conductor. Estas tensiones generan corrientes que causan pér-didas de calor y se mueven en círculos alrededor de los camposmagnéticos.

Las pérdidas por corrientes parásitas pueden reducirse drástica-mente dividiendo el núcleo de hierro en láminas finas.


Fig. 1.13 Las corrientes parásitas se reducen laminando el hierro del motor

P2

P1

Pérdida debida al cobrePérdida debida al hierroPérdida debida a la ventilaciónPérdida debida a la fricción

Salida del eje

Fig. 1.12 Pérdidas en el motor

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 24


Las pérdidas por ventilación se deben a la resistencia del aire delventilador del motor.

Las pérdidas por fricción surgen en los cojinetes del rotor.

Cuando se determina el rendimiento y la salida del motor, las pér-didas se calculan utilizando una entrada medida.

Campo magnéticoEl motor está diseñado para una tensión y una frecuencia fijas y lamagnetización del motor depende de la relación entre la tensión yla frecuencia.

Si esta relación aumenta, el motor se encuentra excesivamentemagnetizado, y si disminuye, se encuentra poco magnetizado. Estoúltimo debilita el campo magnético del motor, por lo que éste nopuede producir un par elevado: quizá no pueda arrancar o perma-nezca parado. También se puede alargar el período de arranque, loque produciría la sobrecarga del motor.

Un motor excesivamente magnetizado funciona sobrecargado, yla energía que consume el motor en el exceso de magnetización seconvierte en calor y puede dañar el aislamiento. No obstante, losmotores de CA trifásica, y especialmente los asíncronos, son muyrobustos, por lo que sólo se producen daños de carga por una mag-netización incorrecta en funcionamiento continuo.

El funcionamiento del motor indica si las condiciones de magneti-zación son insuficientes (los signos que deben observarse incluyendisminución de la velocidad al variar la carga, funcionamiento ines-table o brusco del motor, etc.)

Diagrama de circuito equivalenteLos motores asíncronos están principalmente formados por seisbobinas, tres en el estátor y tres en el rotor en cortocircuito (que secomporta magnéticamente como si constara de tres bobinas).Examinando un grupo de bobinas es posible realizar un diagramaeléctrico que facilita la comprensión del funcionamiento del motor.

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 25

La corriente de la bobina del estátor no sólo está limitada por laresistencia óhmica de la bobina, pues en toda bobina conectada auna tensión de CA existe una cierta resistencia a esta corriente.Esta resistencia recibe el nombre de reactancia (XL = 2 × π ×f × L yse mide en ohmios [Ω].

f es la frecuencia y 2 × π ×f es la frecuencia angular ω en

L es la inductancia de la bobina, que se mide en henrios [H]. Lacorriente eficaz está limitada por su dependencia de la frecuencia.


L2

L3

L1

I1

B

L1

R1

X1

X1

I1L1 I2

R2

X2

I1

L1

R1

RFe Xh

I2

I2

R2/sX2

B

Fig. 1.14b Diagrama de circuito equivalente del motor (aplicable a la fase L1)

Fig. 1.14a Disposición de los estátores y rotores

1s

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 26

Las bobinas se afectan entre sí con la inducción magnética (B). Labobina del rotor genera una corriente en la bobina del estátor yviceversa (Fig. 1.14b). Este impacto mutuo implica que ambos cir-cuitos eléctricos se pueden conectar mediante un enlace común, for-mado por RFe y Xh, la resistencia transversal y la reactancia trans-versal, respectivamente. La corriente que el motor absorbe paramagnetizar el estátor y el rotor fluye a través de ellos. La caída detensión que tiene lugar en el «enlace común» se denomina tensiónde inducción.

Condiciones de funcionamiento del motorEn los ejemplos que se han presentado hasta ahora el motor noestaba cargado. Si el motor funciona dentro de su rango normal defuncionamiento, la frecuencia del rotor es menor que la frecuenciadel campo rotativo y el factor s (deslizamiento) reduce X2.

En el diagrama de circuito equivalente, este efecto se describemediante el cambio en la resistencia del rotor R2 por el factor .

se puede escribir como , donde es la car-ga mecánica del motor.

Los valores R2 y X2 representan al rotor. R2 es la causa de la pérdidade calor del rotor cuando el motor está cargado.

El deslizamiento, s, es próximo a cero cuando el motor funciona sincarga.

Esto significa que aumenta.


R2s

1 – sR2 + R2 × s1 – sR2 × .s

1s

X1σI1R1

Xh

I2 R2X2σ

1 – s × R2sU1 Uq

Fig. 1.15 Diagrama de circuito equivalente para un motor cargado

1 – sR2 × s

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 27

Como consecuencia, por el rotor no puede fluir prácticamente nin-guna corriente. En condiciones ideales, esto significa que se elimi-naría la resistencia (que representa la carga mecánica) del diagramade circuito equivalente.

Cuando el motor está cargado, el deslizamiento aumenta ydisminuye.

La corriente I2 del rotor también aumenta con la carga.

Por lo tanto, puede apreciarse que el diagrama de circuito equiva-lente funciona para motores asíncronos y, en muchos casos, puedeutilizarse para describir las condiciones del motor.

Existe el riesgo de confundir la tensión de inducción (Uq) con la ten-sión en terminales del motor, debido a que el diagrama de circuitoequivalente se simplifica para presentar mejor las diferentes con-diciones del motor. Sin embargo, hay que recordar que la tensión deinducción sólo se corresponde con la tensión en terminales cuandoel motor funciona sin carga.

Cuando la carga aumenta, I2 –y por lo tanto I1– aumentan con lacarga, por lo que habrá que tener en cuenta la caída de tensión, queresulta especialmente importante cuando el motor está controladopor un convertidor de frecuencia.


X1σI1R1

a)

Xh

R2X2σ

s → 0 : 1 – s × R2 → ∞s

U1 Uq

X1σI1 I2R1

Xh

R2X2σ

s → 1 : 1 – s × R2 → 0s

U1 Uq

b)

Fig. 1.16 Diagrama de marcha en vacío (a) y rotor bloqueado (b)

1 – sR2 × s

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 28

Cambio de velocidadLa velocidad del motor, n, depende de la velocidad del campo rota-tivo y puede expresarse de la siguiente manera:

donde

Por lo tanto, la velocidad del motor puede cambiarse de tres maneras:• cambiando el número de pares de polos, p, del motor (por ejem-

plo, en motores con polos conmutables)• cambiando el deslizamiento del motor (por ejemplo, en motores

de anillos rozantes)• cambiando la frecuencia, f, de la tensión de la red de alimentación.

Cambio del número de polosLa velocidad del campo rotativo está determinada por el número depares de polos del estátor. Si el motor es bipolar, la velocidad delcampo rotativo es de 3000 rpm cuando la frecuencia de alimenta-ción es de 50 Hz.


n0 – ns = n0

(1 – s) × fn = p

Fig. 1.17 Distintos modos de variar la velocidad del motor

(1 – s) × fn =p

Nº de pares de polos Deslizamiento

Rotor Tensión del estátor

Resistencia

Frecuencia

Acoplamiento en cascada

M

n2 nn1

Fig. 1.18 Características de par del motor al cambiar el númerode polos

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 29


La velocidad del campo rotativo en un motor de cuatro polos es de1500 rpm.

Los motores se pueden diseñar con dos números distintos de paresde polos. Esto se debe a la disposición especial de los bobinados delestátor en las ranuras, bien tipo Dahlander o como dos bobinadosindependientes. En un motor con varios polos se combinan los tiposde bobinado.

El cambio de velocidad se efectúa por conmutación entre los bobi-nados del estátor, de forma que cambia el número de pares de polosdel estátor.

Pasando de un número reducido de pares de polos (que genera unaalta velocidad) a un elevado número de pares se reduce drástica-mente la velocidad real del motor, por ejemplo, de 1500 a 750 rpm.Si el cambio se hace con rapidez, el motor atraviesa el rango del gene-rador y ejerce una carga considerable sobre el motor y la mecánica.

Control de deslizamientoLa velocidad del motor puede controlarse por medio del desliza-miento de dos formas: cambiando la tensión de alimentación delestátor o modificando el rotor.

Cambio de la tensión del estátorSe puede controlar la velocidad de un motor asíncrono ajustando latensión de alimentación sin variar la frecuencia (por ejemplo, utili-zando un arrancador suave). Esto es posible porque el par del motorse reduce en el cuadrado de la tensión.

M

n

Fig. 1.19 Característica del par según la tensión del estátor (control de deslizamiento)

M

nn4 n3n2 nN

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 30

Tal como indica la característica de par, sólo pueden obtenerse pun-tos de funcionamiento estables en el rango de funcionamiento(nk < n < n0). Con un motor de anillos rozantes también es posibleconseguir puntos de funcionamiento estables en el rango de acele-ración (0 < n < nk) insertando resistencias en los bobinados delmotor.

Control del rotorLos cambios en el rotor se pueden producir de dos maneras: inser-tando resistencias en el circuito del rotor o conectando éste a otrosaparatos eléctricos o circuitos rectificadores en cascada.

Por lo tanto, el control del rotor sólo se puede efectuar con motoresde anillos rozantes, pues son el único diseño donde se puede acce-der a los bobinados del motor de los anillos rozantes.

Cambio de resistencias del rotorLa velocidad del motor también puede controlarse conectando losanillos rozantes a resistencias y aumentando la pérdida de energíadel rotor, lo cual provoca un aumento del valor de deslizamiento yuna reducción de la velocidad del motor.

Las características de par del motor cambian cuando se conectanresistencias al circuito del rotor.

La figura 1.20 muestra que el par de parada conserva su valor. Condiferentes ajustes la velocidad es distinta con la misma carga, porlo que la velocidad predefinida depende de la carga. Si se reduce lacarga del motor, la velocidad se acerca a la velocidad síncrona.


n

M

Fig. 1.20 Características de par con resistencia del rotor

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 31

Las resistencias son variables y es importante mantener la tempe-ratura de funcionamiento.

Acoplamientos en cascadaEn lugar de resistencias, el circuito del rotor está conectado pormedio de anillos rozantes a los dispositivos de CC o a circuitos rec-tificadores regulados.

El dispositivo de CC proporciona tensión ajustable adicional al cir-cuito del rotor del motor. De esta forma se puede modificar la velo-cidad y la magnetización del rotor. Esta técnica se aplica principal-mente en sistemas ferroviarios eléctricos.

En vez de dispositivos de CC pueden utilizarse circuitos rectifica-dores regulados, en cuyo caso el campo de aplicación se limita a sis-temas con bombas, ventiladores, etc.

Regulación de frecuenciaCon una frecuencia de alimentación variable es posible controlar lavelocidad del motor sin pérdidas adicionales. La velocidad de rota-ción del campo magnético varía con la frecuencia.

La velocidad del motor cambia proporcionalmente al campo rotativo.Para mantener el par del motor, la tensión del motor ha de cambiarcon la frecuencia.


Μ3∼

Fig. 1.21 Típico circuito en cascada

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 32


Con una carga determinada sucede lo siguiente:

Si la relación entre tensión de alimentación del motor y la frecuen-cia es constante, la magnetización también permanece constanteen el rango de funcionamiento nominal del motor.

Sin embargo, la magnetización no es la ideal en ninguno de los doscasos: en el arranque y en frecuencias muy bajas, donde se necesi-ta una magnetización adicional, y al funcionar con cargas varia-bles, donde se necesita variar la magnetización según la carga.

Magnetización adicional de arranqueEs importante comparar la caída de tensión Us con la tensión indu-cida Uq.

P × 9550 η × √ 3 × U × I × cos ϕ × 9550 UT = = = k × × Ιn 60 ff × pUM ∼ × Ιf

M

100 V/12,5 Hz

200 V/25 Hz

300 V/37,5 H

z

400 V/50 Hz

25% 50% 75% 100% n

Fig. 1.22 Características de par con control de tensión/frecuencia

I1

Us

IΦ

I’2R’2X’2X1

U1 Uq

R1

Xh 1 – s × R2s

Fig. 1.23 Diagrama de circuito equivalente del motor

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 33

Tensión terminal: U1 = Us + Uq = UR1 + UX1 + Uq

Reactancia del estátor: X1 = 2 × π × f × L

El motor se ha diseñado para que funcione a sus valores nomina-les. Por ejemplo, la tensión magnetizante Uq puede ser de 370 Vpara un motor, a U1 = 400 V y f = 50 Hz. Aquí es donde el motor dis-fruta de su magnetización óptima.

La relación entre la tensión y la frecuencia es:

Si la frecuencia se reduce a 2,5 Hz, la tensión será de 20 V. Dadoque la frecuencia es menor, también disminuye la reactancia delestátor, X1. La caída de tensión sólo está determinada por R1 y noafecta a la caída total de tensión en el estátor. R1 corresponde apro-ximadamente a los valores nominales, unos 20 V, pues la corrientedel motor viene determinada por la carga.

Ahora la tensión terminal corresponde a la caída de tensión en laresistencia del estátor, R1. No hay tensión para magnetizar elmotor, por lo que éste no puede generar ningún par a bajas fre-cuencias si la relación tensión-frecuencia se mantiene constante entodo el rango. En consecuencia, es importante compensar la caídade tensión durante el arranque y a frecuencias bajas.

Magnetización dependiente de la cargaDespués de adaptar el motor con la magnetización adicional a bajasfrecuencias y durante el arranque, se producirá un exceso de mag-netización si la carga es pequeña. En esta situación disminuye lacorriente del estátor I1 y aumenta la tensión de inducción Uq.

El motor absorberá una corriente reactiva superior y se recalenta-rá. Por consiguiente, la magnetización depende de los cambios de latensión de alimentación del motor para adaptarse automáticamen-te a las cargas del mismo.

Para conseguir una magnetización óptima del motor, hay que teneren cuenta la frecuencia y la carga variable.


400 [V]= 850 [Hz]

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 34


Datos del motorTodos los motores disponen de una placa de características perma-nente que enuncia los datos esenciales. El catálogo del motor con-tiene datos adicionales.

EjemploLa placa de características de un motor bipolar de 15 kW puedecontener los datos siguientes:

1. Se trata de un motor trifásico para una red de alimentación de50 Hz de frecuencia.

2. La potencia nominal del motor es de 15 kW, lo que significaque el motor puede desarrollar una potencia en el eje de almenos 15 kW cuando está conectado a una red de alimentacióncomo se indica. La potencia nominal del motor asíncrono seexpresa con valores estándar, lo cual permite al usuario elegirlibremente entre diferentes marcas de motores para diversasaplicaciones. Los niveles de potencia de la serie estándar sonlos siguientes:

Tabla 1.02 Valores de potencia del motor

El caballo de vapor (CV) ya no se usa habitualmente paramedir la potencia de un motor y puede convertirse del modosiguiente: 1 CV = 0,736 kW.

123

8764

5

Fig. 1.24 Placa de características del motor

kW 0,06 0,09 0,12 0,18 0,25 0,37 0,55 0,75 1,10 1,50 2,20 3,00

kW 4,00 5,50 7,50 11,0 15,0 18,5 22,0 30,0 37,0 45,0 55,0 75,0

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 35


3-4. Los bobinados del estátor pueden estar conectados en «estre-lla» o en «triángulo». Si la tensión de alimentación es de 400 V,los bobinados deben estar conectados en «estrella». En estecaso, la intensidad del motor es de 27,5 A por fase. Si la ten-sión de alimentación es de 230 V, los bobinados deben conec-tarse en «triángulo», en cuyo caso la intensidad del motor es de48,7 A por fase. En el arranque, puede que la red esté sobrecargada, ya que eneste caso la intensidad es de 4 a 10 veces mayor que la corrien-te nominal. Por esta razón, las compañías eléctricas han esta-blecido normas según las cuales debe reducirse la intensidadde arranque de motores grandes. Esto se puede lograr, porejemplo, arrancando el motor con una conexión en estrella ydespués cambiando a una conexión en triángulo.

Con la conexión en estrella la potencia y el par se reducen a 1/3 ,por lo que el motor no puede arrancar a plena carga.

Un motor diseñado para conexión en triángulo sufre un excesode carga si no dispone de un conmutador a conexión en estre-lla para funcionamiento a plena carga.

M/Mn

M

U U

U

M

3

2

1

0.5

I

I

I

n/nN

I/In

3I

÷3

I

÷3U

Fig. 1.25 Par e intensidad de motor en conexiones en estrella (Y) y en triángulo (∆)

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 36


5. El valor de protección del motor indica el grado de protección que proporciona el alojamiento del motor contra la penetración delíquidos y objetos extraños.

La figura 1.26 muestra las denominaciones de la norma inter-nacional IEC, publicación 34-5.La protección se indica con las letras IP (InternationalProtection - protección internacional) y dos cifras, que sirvenpara especificar el nivel de protección contra contactos y obje-tos extraños (primer dígito) y líquidos (segundo dígito).Cuando es preciso pueden añadirse letras. El código IP básicoes el siguiente:

IP 2 3 C SLetras del código

Primer dígito (entre 0-6)protección contra contacto y objetos extraños

Segundo dígito (entre 0-8)protección contra agua

Letra suplementaria A, B, C, D(optativa)

Letra complementaria H, M, S, W(optativa)

Recuerde lo siguiente:• Cuando no es necesario indicar un dígito, puede sustituirse

por la letra «X».• Las letras complementarias y suplementarias pueden eli

minarse sin necesidad de sustitución.• Si hacen falta varias letras complementarias, debe prose

guirse la secuencia alfabética.

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 37


La letra suplementaria optativa indica que las personas que-dan protegidas contra el acceso a componentes peligrosos:• Palma de la mano Letra A• Dedos Letra B• Herramientas Letra C• Cable Letra D

La letra complementaria optativa indica que la planta estáprotegida y ofrece información adicional especialmente sobre:• Unidades de alta tensión Letra H• Prueba de agua en marcha Letra M• Prueba de agua en parada Letra S• Condiciones meteorológicas Letra W

En caso de plantas protegidas contra polvo (el primer dígito es5), la penetración de polvo no se evita por completo, pero sóloentra polvo en cantidades limitadas y la unidad continúa fun-cionando sin interferir en su seguridad.

La protección contra agua se ofrece hasta el dígito 6, lo que signi-

Dígito Primer dígito Segundo dígito

Protección n contra Protección contra Proteccióncontacto objetos extra os contra agua

0 Sin protección Sin protección Sin protección1 Protección contra Protección contra Protección contra

contacto con el reverso solidos extraños agua que goteade la mano con 50 mm di. verticalmente

2 Protección contra Protección contra Protección contracontacto con solidos extraños agua que gotea enlos dedos con 12,5 mm di pendiente (15°)

3 Protección contra Protección contra Protección contracontacto con solidos extraños agua rociada aherramientas con 2,5 mm di un ángulo de 60

4 Protección contra Protección contra Protección contracontacto con solidos extraños agua rociada desde cable con 1,0 mm di todos los ángulos

5 Protección contra Protección contra Protección contracontacto con un cable el polvo agua a chorro

6 Protección contra Protección contra Protección contracontacto con un cable el polvo chorros fuertes de agua

7 – – Protección contra lainmersión temporalen agua

8 – – Protección contra lainmersiónpermanenteen agua

Fig. 1.26 Lista de protecciones de motor según la norma IEC 34-5

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 38


fica que los números inferiores también cumplen este requisito.Una unidad en funcionamiento con la denominación IPX7(inmersión temporal) o IPX8 (inmersión permanente) no cum-ple necesariamente los requisitos de protección contra chorrosde agua IPX5 o fuertes chorros de agua IPX6. Para cumplirambos requisitos, la unidad debe tener una denominacióndoble, por ejemplo, IPX5/IPX7.

Ejemplo: IP65 indica que el motor está protegido contra con-tactos y es hermético frente a polvo y chorros de agua.

6. La corriente nominal Is que absorbe el motor se denominacorriente aparente y puede dividirse en dos: una corriente activaIw y una corriente reactiva IB. Cos ϕ indica la proporción decorriente activa como porcentaje de la corriente del motor afuncionamiento nominal. La corriente activa se convierte en lapotencia del eje, mientras que la corriente reactiva indica lapotencia necesaria para generar el campo magnético delmotor. Cuando éste se elimina después, la energía de magne-tización vuelve a la red de alimentación.

El término «reactiva» significa que la corriente circula por loscables sin contribuir a la potencia del eje.

La corriente aparente que toma el motor de la red de alimen-tación no se puede calcular simplemente sumando las corrientesactiva y reactiva, ya que entre ambas corrientes existe unintervalo de tiempo. El tamaño de este intervalo depende de lafrecuencia de la red de alimentación. Si la frecuencia es de 50Hz, el intervalo entre las corrientes es de 5 milisegundos. Portanto, hay que aplicar una suma geométrica:

Las corrientes se han de considerar como lados de un triángulorectángulo, donde la hipotenusa es igual a la raíz cuadrada dela suma de los catetos al cuadrado (según la geometría pitagó-rica).

IS = √ I2W + I2

B

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 39

ϕ es el ángulo que forman la corriente aparente y la corriente acti-va y Cos ϕ es la relación entre el tamaño de las dos corrientes:

Cos ϕ también se puede expresar como el cociente entre laenergía real P y la energía aparente S:

La expresión «energía aparente» significa que sólo una partede la corriente aparente genera energía, es decir, la partedenominada corriente activa Iw.

7. La velocidad nominal del motor es la velocidad del motor a latensión, frecuencia y carga nominales.

8. Los motores eléctricos se han diseñado con distintas formas derefrigeración. Normalmente, el método de refrigeración seindica según la norma internacional IEC, publicación 34-6.La figura 1.28 muestra las designaciones de esta norma, en laque IC significa International Cooling (refrigeración interna-cional).


IC01AutoventilaciónEl interior del motor serefrigera directamente conel aire circundante.

IC06Ventilación externaMotor diseñado para queel aire de refrigeraciónentre por separado.

IC17Ventilación externaMotor con ventiladorincorporado como entradadel aire de refrigeración.

IC37Ventilación externaMotor diseñado para que elaire de refrigeración entre ysalga por separado.

Fig. 1.28 Refrigeración de motor según la norma IEC 34-6

ϕ

IS

IW

IB

Fig. 1.27 Relación entre las corrientes aparente, reactiva y activa

IWcos ϕ = IS

Pcos ϕ = S

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 40

La selección del motor debe basarse en la aplicación y en el modode instalación.

La norma internacional IEC 34-7 indica el tipo de montaje delmotor con dos letras, IM (International Mounting - montaje inter-nacional) y cuatro cifras. La figura 1.29 muestra algunos de losdiseños más utilizados.

Con los datos de la placa de características del motor pueden cal-cularse otros datos del motor. El par nominal del motor, por ejem-plo, se puede determinar con la fórmula siguiente:


P × 9550 15 × 9550T = = = 49 Nmn 2910

Máquinas con placas extremas y diseño horizontal

Montaje Explicación

Abreviatura sig nFig. DIN 42 9500 DIN IEC 34 Parte 7 Placa Estator Diseño Fijación o

Código I Código II extrema (caja) general montaje

B 3 IM B 3 IM 1001 2 placas Con – Montaje conextremas patas patas

B 3/B 5 IM B 35 IM 2001 2 placas Con Bida de Montaje con extremas patas fijación patas con

brida adicional

B 3/B 14 IM B 34 IM 2101 2 placas Con Brida de Montaje conextremas patas fijación patas con

bridaadicional

B 5 IM B 5 IM 3001 2 placas _ Brida de Montaje conextremas fijación brida

B 6 IM B 6 IM 1051 2 placas Con B3 montaje, Fijación, en extremas patas placas pared, pivote

extremas izquierdogiradas visto desde90° lateral

Fig. 1.29 Montaje del motor según la norma IEC 34-7

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 41


El rendimiento del motor η puede determinarse como la relaciónentre la potencia total y la potencia activa:

También se puede calcular el deslizamiento del motor, ya que laplaca del motor indica la velocidad nominal y la frecuencia. A par-tir de esta información se puede saber que el motor es bipolar y quetiene una velocidad síncrona de 3000 rpm.

Así, la velocidad de deslizamiento (ns) es 3000-2910 = 90 rpm.

Generalmente, el deslizamiento se indica en porcentajes:

Naturalmente, el catálogo del motor contiene algunos de los datosque muestra la placa de características, pero también otros datos:

La placa de características indica la potencia del eje, la velocidad,el cos ϕ y la intensidad de motor. Según estos datos pueden calcu-larse el rendimiento y el par.

Por la información que aparece en el catálogo, también se puede verque la intensidad de arranque para el motor de 15 kW, Ia, es 6,2veces mayor que la corriente nominal, IN. Ia = 29 × 6,2 = 180 A.

P 15000 η = = = 0,87√ 3 × U × I × cos ϕ √ 3 × 380 × 29 × 0,9

ns 90s = = = 0,03 = 3%n0 3000

Funcionamiento nominalTipo Po- Velo- Ren- Inten- Ia T Ta Tmax Momento Peso

tencia cid. dim. did. I T T de inercia380 V

kW min-1 % cos ϕ A Nm kgm2 kg

160 MA 11 2900 86 0,87 25 6,2 36 2,3 2,6 0,055 76

160 M 15 2910 88 0,90 29 6,2 49 1,8 2,0 0,055 85

160 L 18,5 2930 88 0,90 33 6,2 60 2,8 3,0 0,056 96

Fig. 1.30 El catálogo del motor contiene datos adicionales

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 42


El par de arranque del motor Ta es 1,8 veces mayor que el par nomi-nal Ta = 1,8 × 49 = 88 Nm. Este par de arranque necesita una inten-sidad de arranque de 180 A. El par máximo del motor o par de para-da (TK ) es dos veces mayor que el par nominal: TK = 2 × 49 = 98 Nm.

Por último se indican el momento de inercia y el peso del motor. Elmomento de inercia se emplea para calcular el par de aceleración.El peso puede tener importancia para el transporte y la instalación.

Algunos fabricantes de motores no indican el momento de inercia eindican en cambio el efecto de volante GD2. Sin embargo, este valorse puede convertir del modo siguiente:

g es la aceleración debida a la gravedad.El efecto de volante GD2 se expresa en [Nm2].El momento de inercia J se expresa en [kgm2].

M [Nm]

88

98

49

nN = 2910 n [min–1]

Fig. 1.31 Par e intensidad del motor

IM

IA = 180

[A]

29

n [min–1]nN = 2910

GD2J = 4 × g

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Tipos de cargaCuando el par del eje del motor es igual al par de la carga, el motores estacionario. En estos casos, el par y la velocidad son constantes.

Las características del motor y la maquinaria se definen como larelación entre la velocidad y el par o la potencia. Las característi-cas de par ya se han explicado. Las características de la maquina-ria pueden dividirse en cuatro grupos.

El primer grupo (1) comprende maquinaria para enrollar materia-les en tensión. Este grupo incluye, por ejemplo, cortadoras de cha-pa y máquinas herramientas.

Fig. 1.32 Características típicas de carga

M

n

M (n)~n–1

V

r

P

n

M

n

M (n) = k

V

r

nP

n

m1m2

M

n

M (n) = k

V

r

nP

n

m1m2

M

n

M (n)~n2n

P

n

1

2

3

4

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 44


El grupo (2) comprende correas transmisoras, grúas, bombas volu-métricas y máquinas herramientas.

El grupo (3) comprende máquinas como laminadoras, alisadoras yotras máquinas de tratamiento de materiales.

El grupo (4) comprende máquinas que emplean fuerza centrífuga,como máquinas centrífugas, bombas y ventiladores centrífugos.

El estado estacionario se produce cuando el par del motor y el de lamáquina son idénticos (Fig. 1.33). El gráfico muestra la intersec-ción de ambos pares en el punto B.

Cuando se dimensiona un motor para una máquina concreta, elpunto de intersección debe ser lo más próximo posible al punto Nde los datos nominales del motor.

En el rango que comprende la parada y el punto de interseccióndebe haber un exceso de par. Si no es así, el funcionamiento es ines-table y el estado estacionario puede cambiar si la velocidad esdemasiado baja. Una de las razones de ello es que el exceso de pares necesario para acelerar.

Es necesario prestar atención a la situación de arranque, sobre todocuando se emplea maquinaria de los grupos 1 y 2. Estos tipos decarga pueden tener un par de arranque inicial del mismo tamañoque el del motor. El motor no puede arrancar si el par de arranquede la carga es superior al del motor.

M

B

N

n

Fig. 1.33 El motor necesita un exceso de par para acelerar

Exceso de par

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 45


M

100%

n

Fig. 1.34 Para el arranque se necesita un par especialmente alto

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 46

Motores síncronos

La estructura del estátor de los motores síncronos y asíncronos esla misma.

El rotor del motor síncrono (también llamado rueda de imanes) tienepolos magnéticos salientes y puede estar formado por imanes per-manentes (para motores pequeños) o electroimanes.

El rotor tiene dos o varios pares de polos, por lo que también se pue-de emplear en motores de baja velocidad. Este tipo de motor no pue-de arrancar únicamente con la alimentación de la red, debido a lainercia del rotor y a la alta velocidad del campo rotativo. Por lo tan-to, se ha de acelerar el rotor hasta alcanzar la misma velocidad queel campo rotativo.

Después del arranque, el motor gira de forma síncrona con el cam-po rotativo. Si el motor es sometido a una carga, aumenta la dis-tancia entre los polos del rotor y los polos del campo rotativo. Elrotor permanece detrás del campo rotativo en el ángulo de la carga(v) y por lo tanto detrás de la posición sin carga del rotor (Fig. 1.37).

Los motores síncronos tienen una velocidad constante e indepen-diente de la carga. El motor no tolera cargas superiores a la ener-gía de arranque generada entre el rotor y el campo magnético.


1

23

4

5

Fig. 1.35 Rotores de motores síncronos: imán permanente

1. Flujo útil2. Flujo retenido3. Imán permanente4. Lámina espaciadora

(no magnética)5. Jaula de arranque

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 47

Si la carga es mayor, cesa el sincronismo y se detiene el motor.

Los motores síncronos se emplean, por ejemplo, para el funciona-miento síncrono paralelo de varias unidades mecánicamente inde-pendientes.


N

I1

I2

Φ 1

Φ 1

Φ 2

S

0˚ 90˚ 180˚

M

MKb)

N

S

N

S

Fig. 1.36 Rotor de polos salientes y características de par

Fig. 1.37 Ángulo de carga y par de funcionamiento frente al ángulo del rotor

Bobinado

Ángulo decarga (v)

Sentido derotación

Tensión deinducción delestátor

Máximo

Tensiónintermedia

Ángulo de la rueda de imanes

Sección transversal

Imán Estátor

Rotores

MN

MK

M

0 nd n

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 48

Motores de reluctancia

Los motores de reluctancia CA trifásica desarrollan la velocidadcomo cualquier motor asíncrono trifásico de jaula de ardilla, peroluego se vuelven síncronos. Los motores de reluctancia tienen unsencillo bobinado de jaula de ardilla en el rotor, por lo que son fir-mes y fiables, no precisan mantenimiento ni generan interferenciasde radiofrecuencia y su precio es relativamente bajo. Las desventa-jas son que requieren una potencia reactiva altamente inductiva yque son de bajo rendimiento, por lo que, en general, sólo se emple-an en la industria con una potencia de unos 15 kW.

EstructuraLos estátor de un motor de reluctancia de CA trifásica son igualesa los de cualquier motor trifásico de jaula de ardilla.

Tiene un sencillo bobinado de jaula de ardilla. Sin embargo, el rotorde un motor de reluctancia tiene el mismo número de polos salien-tes y de estátor. Los polos se realizan cortando orificios polares enla circunferencia de la placa metálica del rotor o estructuras de pla-ca similares (consulte la figura 1.38a).

En la circunferencia del rotor se produce una resistencia magnéti-ca flexible (reluctancia) a través de los orificios de los polos, quepueden rellenarse con el mismo material que la jaula del rotor. Laresistencia es menor en el área del polo y mayor en el área de lasranuras del polo.


p = 2

Fig. 1.38a Rotor de reluctancia

Tvärsnitt av rotorn

orificio

polo

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 49

Cuando se conectan a la red de alimentación de CA trifásica, losmotores de reluctancia, al igual que los motores normales de jaulade ardilla, desarrollan un par y funcionan con un valor próximo alde la velocidad síncrona, siempre que el par del motor sea superioral par de carga en todo el proceso de aceleración. Normalmente, lacorriente de arranque es algo superior y el par de arranque algoinferior que en motores comparables de jaula de ardilla, ya que elentrehierro del área de ranuras polares es más ancho. Cuando elrotor ha alcanzado prácticamente la velocidad del campo rotativo,el acoplamiento magnético del campo rotativo del estátor y los polosdel rotor genera un par de sincronización (par de reacción) por elque el rotor empieza a funcionar de modo síncrono. Después de esteproceso de sincronización, el motor funciona a una velocidad sin-cronizada a pesar de la disminución de la regulación del rotor.

Un motor de reluctancia sincronizado funciona más o menos de lamisma manera que un motor síncrono y su rotor gira en sincronismocon la velocidad del campo rotativo del estátor. Así como el polo delcampo rotativo del estátor se mueve para producir un efecto en lospolos del rotor, en el motor de reluctancia el flujo magnético delcampo rotativo del estátor intenta activar el rotor en el área de lospolos salientes. El pequeño entrehierro de estos puntos implica unamenor resistencia magnética que en el área de ranuras polares. Elesfuerzo del flujo magnético por no tener que superar la mayorresistencia magnética del área de las ranuras polares crea un parsíncrono que se mantiene con carga.


MA

MK Ms

Mks

Mn

M/Mn

00 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.0

3

2

1

nl/nf

Par nominal

Sincronización

Oscilación defase

Sob

reca

rga

Des

carg

a

Arranque

Fig. 1.38b Gráfico del par de un motor de reluctancia

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 50

Debido a que el rotor genera menos CC en el rotor, el par síncronode un motor de reluctancia es considerablemente inferior que el deun motor síncrono equiparable.

Cuando la sincronización ha finalizado, las características de fun-cionamiento de los motores de reluctancia son similares a las de losmotores síncronos estándar. El rotor gira a la velocidad del camporotativo del estátor, que depende de la frecuencia de la red y delnúmero de pares de polos.

El ángulo de la carga determina a qué distancia del campo rotativodel estátor permanecen los polos salientes del rotor. Si el motor estásobrecargado, se produce una oscilación de fase y el funcionamien-to es igual al de un motor asíncrono cuya velocidad depende de lacarga (Fig. 1.38b). El motor vuelve a sincronizarse cuando el par decarga es inferior al par de sincronización. Sin embargo, el motor sedetendrá si recibe una carga superior a su par de parada asíncro-na.

Debido a que el entrehierro del área de ranuras polares en la cir-cunferencia del rotor es mayor, los motores de reluctancia tienenuna dispersión relativamente alta, lo que conlleva una necesidadde energía reactiva altamente inductiva y una proporción corres-pondiente. Esto causa un bajo factor de potencia, entre un 0,4 y 0,5del funcionamiento nominal. Cuando se diseñan unidades conmotores de reluctancia, debe tenerse en cuenta este requisito deenergía reactiva.

Los motores de reluctancia de CA trifásica se usan principalmenteen aplicaciones multitarea donde la velocidad debe ser exactamenteigual en todos los ejes y donde sería demasiado difícil o costosoemplear un solo motor con transmisión mecánica a cada eje.

Algunos ejemplos de dichos usos podrían ser unidades para máqui-nas de hilar, bombas o sistemas transmisores.


V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 51

52 CAPÍTULO 2: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA

2. Convertidores defrecuenciaLos convertidores de frecuencia han experimentado cambios extre-madamente rápidos desde finales de la década de los sesenta, debi-do en gran medida al desarrollo de las tecnologías de microproce-sadores y semiconductores y a su reducción de precio. Sin embargo,los principios básicos de los convertidores de frecuencia siguensiendo los mismos.

Los convertidores de frecuencia pueden dividirse en cuatro compo-nentes principales:

1. El rectificador, que está conectado a una red de alimentación deCA mono/trifásica y genera una tensión de CC pulsatoria. Haydos tipos básicos de rectificadores: regulados y no regulados.

2. El circuito intermedio. Hay tres tipos:a) uno que convierte la tensión del rectificador en corriente continuab) otro que estabiliza o suaviza la tensión de CC pulsatoria y la

pone a disposición del inversorc) otro que transforma la tensión constante de CC del rectifica-

dor en una tensión de CA variable.

3. El inversor, que genera la frecuencia de la tensión del motor.Algunos inversores también pueden transformar la tensión deCC constante en tensión de CA variable.

~~~

M

Fig. 2.01 Diagrama simplificado de un convertidor de frecuencia

Rectificador Circuitointermedio

Inversor

Circuito de control

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 52

CAPÍTULO 2: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA 53

4. Los equipos electrónicos del circuito de control, que intercam-bian señales con el rectificador, el circuito intermedio y el inver-sor. Las partes que se controlan en detalle dependen del diseñode cada convertidor de frecuencia (consulte la figura 2.02).Sin embargo, la característica común de los convertidores de fre-cuencia es que el circuito de control utiliza señales para activary desactivar los semiconductores del inversor. Los convertidoresde frecuencia se agrupan según el patrón de conmutación quecontrola la tensión de alimentación del motor.

En la figura 2.02, que muestra los diferentes principios de dise-ño/control: 1 es un rectificador regulado, 2 es un rectificador no regulado, 3 representa un circuito intermedio de CC variable, 4 indica un circuito intermedio de tensión de CC constante, 5 es un circuito intermedio de CC variable, 6 es un inversor PAM, y 7 un inversor PWM.

También hay que mencionar brevemente los convertidores direc-tos, que carecen de circuito intermedio. Estos convertidores seusan en el rango de megavatios para generar una alimentaciónde baja frecuencia directamente de la red de alimentación de 50Hz, y su frecuencia máxima de salida es de unos 30 Hz.

α1 2

3 4 5

76

Fig. 2.02 Distintos principios de diseño/control

Rectificador

Circuitointermedio

Inversor

Inversor de fuentes de corriente: CSI (1 + 3 + 6)Convertidor de modulación de amplitud de pulsos: PAM (1 + 4 + 7) (2 + 5 + 7)Convertidor de modulación de anchura de pulsos:PWM/VVCplus (2 + 4 + 7)

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 53


El rectificador

La tensión de alimentación es de CA trifásica o monofásica con fre-cuencia fija (por ejemplo, 3 × 400 V/50 Hz o 1 × 240 V/50 Hz). Lafigura siguiente muestra algunos de sus valores característicos:

En la ilustración hay un lapso de tiempo entre las tres fases, la ten-sión de fase cambia constantemente de dirección y la frecuenciaindica el número de períodos por segundo. Una frecuencia de 50 Hzsignifica que hay 50 períodos por segundo (50 × T), lo cual implicaque un período dura 20 milisegundos.

El rectificador de un convertidor de frecuencia está formado pordiodos, tiristores o una combinación de ambos. Si está formado sólopor diodos, es un rectificador no regulado y si está formado por tiris-tores, es un rectificador regulado. Si se utilizan diodos y tiristores,el rectificador es semiregulado.

Rectificadores no regulados

ωt

U

ωt

U

A

I

K

U

T

aa) a → b = 1/3 Tbb)

ωt

U

ωt

Fig. 2.03 Tensión monofásica y trifásica de CA

Fig. 2.04 Modo de funcionamiento del diodo

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 54


Los diodos permiten que la corriente sólo circule en una dirección:de ánodo (A) a cátodo (K). No es posible, como sucede con otrossemiconductores, controlar la fuerza de la corriente. Cuando seenvía una tensión de CA a través de un diodo, se transforma en unatensión pulsatoria de CC. Si se suministra una tensión trifásica deCA a un rectificador trifásico no regulado, la tensión de CC seguirásiendo pulsatoria.

La figura 2.05 muestra que el rectificador trifásico no reguladoconsta de dos grupos de diodos. Un grupo contiene los diodos D1, D3

y D5 y el otro los diodos D2, D4 y D6. Cada diodo conduce ⅓ del tiem-po periódico (120°), y en ambos grupos se turnan los diodos. Losperíodos en los que controlan ambos grupos tienen un intervalo de¹⁄⁶ del tiempo periódico T (60°) entre sí.

Los diodos D1,3,5 conducen cuando se aplica tensión positiva. Si latensión de la fase L1 alcanza el valor positivo pico, el terminal Aadopta el mismo valor que la fase L1. Por encima de los otros dosdiodos hay tensiones invertidas de valores L1-2 y L1-3.

Esto también es válido para el grupo de diodos D2,4,6. Aquí el ter-minal B recibe la tensión de fase negativa. Si en un momento dadoL3 alcanza el valor del umbral negativo, conduce el diodo D6. Losotros dos diodos están sometidos a tensiones invertidas de valoresUL3-1 y UL3-2.

La tensión de salida del rectificador no regulado es la diferenciaentre las tensiones de los dos grupos de diodos, y el valor medio dela tensión pulsatoria de CC es de 1,35 × la tensión de la red de ali-mentación.

U U+(A)

–(B)

L1L2

D1 D3 D5

D2 D4 D6

L3ωt ωt

Fig. 2.05 Rectificador no regulado

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 55


Rectificadores reguladosLos rectificadores regulados disponen de tiristores en lugar de dio-dos. Al igual que los diodos, los tiristores permiten que la corrientesólo circule de ánodo (A) a cátodo (K). Sin embargo, la diferenciaentre ambos dispositivos es que los tiristores tienen un tercer ter-minal «Puerta» (G). Esta puerta debe estar controlada por unaseñal para que el tiristor conduzca. Cuando una corriente circulapor el tiristor, éste la conduce hasta que llega a cero.

Una señal en la puerta no puede cortar la corriente. Los tiristoresse utilizan tanto en rectificadores como en inversores.

La señal de la puerta es la señal de control * del tiristor, que es unperíodo de retardo expresado en grados. Los grados indican el perí-odo de retardo desde la tensión cero hasta el punto en que el tiris-tor empieza a conducir electricidad.

–

U

AG

K

I

α α

ωt

U

ωt

Fig. 2.07 Modo de funcionamiento del tiristor

ωt

U

ωt

UA-B

UA

UB

Fig. 2.06 Tensión de salida del rectificador trifásico no regulado

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 56


Si el símbolo α se sitúa entre 0° y 90°, el acoplamiento de tiristoresse utiliza como rectificador. Si el valor se sitúa entre 90° y 300°, eltiristor se utiliza como inversor.

El rectificador regulado es básicamente igual al no regulado, exceptoen que el tiristor está controlado por α y empieza a conducir elec-tricidad desde el punto en que lo hace un diodo normal hasta unpunto situado a 30° por detrás de la intersección del punto cero detensión.

Se puede variar la tensión rectificada cambiando α.

El rectificador regulado proporciona tensión de CC con el valormedio de 1,35 × tensión de red × cos α.

ωt

α

ωt

UA

U

UA-B

UB

Fig. 2.09 Tensión de salida del rectificador trifásico regulado

ωt

U

L1L2

T1 T3 T5

T2 T4 T6

L3ωt

U

Fig. 2.08 Rectificador trifásico regulado

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 57


En comparación con el rectificador no regulado, el rectificador regu-lado produce grandes pérdidas y perturbaciones en la red de ali-mentación, ya que el rectificador absorbe más corriente reactivacuando los tiristores conducen durante cortos períodos.

Sin embargo, la ventaja de los rectificadores regulados es que laenergía puede devolverse a la red de alimentación.

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 58

El circuito intermedio

El circuito intermedio puede considerarse como un almacén del queel motor obtiene su energía a través del inversor. Se puede crearsegún tres principios distintos que dependen del rectificador y elinversor.

El circuito intermedio de los inversores de fuentes de corriente estáformado por una bobina de gran tamaño y se combina sólo con elrectificador regulado. La bobina transforma la tensión variable delrectificador en una corriente continua variable. La carga determina elvalor de la tensión del motor.

El circuito intermedio de los inversores de fuentes de tensión cons-ta de un filtro que contiene un condensador y puede combinarse conambos tipos de rectificadores. El filtro suaviza la tensión pulsato-ria de CC (UZ1) del rectificador. Si el rectificador es regulado, la tensión se mantiene constante parauna frecuencia dada y se suministra al inversor como tensión de CCpura (UZ2) con amplitud variable.


U

t

+

–

I

t

UZ1

UZ1UZ1

UZ2

UZ2

t

+

–

UZ2t

tt

Fig. 2.10 Circuito intermedio de CC variable

Fig. 2.11 Circuito intermedio de tensión de CC constante

regulados

no regulados

amplitud variable

amplitud constante

Inversores de fuentes de corriente (convertidores I)

Inversores de fuentes de tensión (convertidores U)

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 59

Si el rectificador es no regulado, la tensión en la entrada del inver-sor es una tensión de CC con amplitud constante.

Finalmente, en los circuitos intermedios de tensión de CC variablese puede introducir un interruptor pulsatorio (Chopper) delante deun filtro, como se muestra en la figura 2.12.

Este tipo de interruptores dispone de un transistor que activa ydesactiva la tensión rectificada. El circuito de control regula elchopper comparando la tensión variable tras el filtro (Uv) con laseñal de entrada. Si se produce una diferencia, se regula la relaciónentre el tiempo durante el que conduce el transistor (ton) y elmomento en que se bloquea (toff). De esta forma cambia el valor realde la tensión de CC y puede expresarse como:

Cuando el transistor del chopper interrumpe la corriente, la bobinadel filtro eleva infinitamente la tensión que pasa a través del tran-sistor. Para evitarlo, se protege el chopper con un diodo de librecirculación. Cuando el transistor se abre y se cierra como se mues-tra en la figura 2.13, la tensión es mayor en la situación 2.


tonUV = U ×ton + toff

U

U

t t

UV

UV

Fig. 2.12 Circuito intermedio de tensión variable

Circuito intermedio de tensión de CC variable

Interruptor pulsatorio (Chopper)

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 60


El filtro del circuito intermedio suaviza la tensión de onda cuadrá-tica a partir del chopper. El condensador del filtro y la bobina man-tienen constante la tensión para una frecuencia determinada.

El circuito intermedio también puede proporcionar otras funcionessegún su diseño, tales como:

• desacoplamiento del rectificador y el inversor• reducción de armónicos• almacenamiento de energía para contener sobretensiones de

carga intermitentes.

UV UV

toff ton

t

toff ton toffton

Situación 1 Situación 2

Fig. 2.13 El transistor del chopper regula el circuito intermedio

ÛV ÛV

t

Ill. 2.13b Valor eficaz de la tensión variable (Uv)

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 61


El inversor

El inversor es el último enlace del convertidor de frecuencia antesde llegar al motor, y es donde tiene lugar la adaptación final de latensión de salida.

El convertidor de frecuencia garantiza unas buenas condiciones defuncionamiento en todo el rango de control, pues la tensión de sali-da se adapta a las condiciones de carga. Por ello, es posible mante-ner la magnetización del motor en su valor óptimo.

El inversor recibe del circuito intermedio:• una corriente continua variable,• una tensión de CC variable o• una tensión de CC constante.

En todos los casos, el inversor se ocupa de que la alimentación delmotor siempre tenga un valor variable, es decir, tiene que producirla frecuencia de la tensión del motor. Si la corriente o la tensión esvariable, el inversor sólo genera la frecuencia. Si la tensión es cons-tante, el inversor genera la frecuencia y la tensión del motor.

Los inversores funcionan de diferentes maneras, pero su estructu-ra básica es la misma. Los componentes principales son semicon-ductores regulados dispuestos por parejas en tres ramas.

Actualmente, los tiristores del inversor se han sustituido en gene-ral por transistores de alta frecuencia que pueden activarse ydesactivarse con mucha rapidez. Aunque la banda de frecuenciasde conmutación depende del semiconductor utilizado, normalmen-te oscila entre 300 Hz y 20 kHz.

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Los semiconductores del inversor se conmutan según unas señalesque genera el circuito de control, señales que pueden controlarse dediferentes maneras.

Los inversores tradicionales, que se ocupan principalmente de laintensidad en circuitos intermedios de tensión variable, constan deseis diodos, seis tiristores y seis condensadores.

Estos condensadores permiten la conmutación de los tiristores, porlo que la corriente se desplaza 120 grados en los bobinados de fasey debe adaptarse al tamaño del motor. Cuando se alimenta perió-dicamente a los terminales del motor con corriente por turnos U-V,V-W, W-U, U-V..., se produce un campo rotativo intermitente con lafrecuencia necesaria. Aún cuando de este modo la tensión del motores casi cuadrática, su corriente es casi sinusoidal. Sin embargo, seproducirán picos de tensión cada vez que se conmute la corriente.

Los diodos aíslan los condensadores de la corriente de carga delmotor.

I (ƒ)

t

I

t

I

Fig. 2.14 Inversor tradicional para intensidad del circuito interme-dio de tensión variable

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En los inversores de tensión variable o constante de circuito inter-medio hay seis componentes de conmutación y, al margen del tipode semiconductores utilizados, su funcionamiento es básicamenteel mismo. El circuito de control activa y desactiva los semicondu-ctores con distintas técnicas de modulación, por lo que varía la fre-cuencia de salida del convertidor de frecuencia.

La primera técnica está relacionada con la tensión o la intensidadvariables del circuito intermedio.

Los intervalos durante los que conduce cada semiconductor siguenuna secuencia que se utiliza para obtener la frecuencia de salidanecesaria.

La secuencia de conmutación del semiconductor está controlada por elvalor de la tensión o la intensidad variables del circuito intermedio.Con un oscilador regulado por tensión, la frecuencia siempre se corres-ponde con la amplitud de la tensión. Este tipo de control del inversorrecibe el nombre de Modulación de Amplitud de Pulsos (PAM).

La otra técnica principal emplea una tensión fija de circuito inter-medio. La tensión del motor se transforma en variable cuando latensión del circuito intermedio se aplica a los bobinados del motordurante períodos más cortos o más largos.

U

tU

t

t

I

t

I

t

I

Fig. 2.15 Inversor para tensión variable o constante de circuito intermedio e intensidad de salida según la frecuencia de conmutación del inversor

Frecuencia de conmutación: baja

Frecuencia de conmutación: media

Frecuencia de conmutación: alta

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La frecuencia se cambia al variar los pulsos de la tensión en el ejede tiempo, aplicando pulsos positivos en una mitad del período ynegativos en la otra mitad.

Esta técnica modifica la anchura de los pulsos de la tensión, por quese denomina Modulación de Anchura de Pulsos o PWM. La técnicaPWM (y otras técnicas afines, como PWM controlada sinusoidal-mente) es la más utilizada para controlar el inversor.

En las técnicas PWM el circuito de control determina los períodosde conmutación de los semiconductores en los puntos de interse-cción entre una tensión de forma triangular y una tensión de refe-rencia sinusoidal superpuesta (PWM controlada sinusoidalmente).Otras técnicas PWM avanzadas incluyen la PWM modificada,como los principios VVC y VVCplus de Danfoss.

Estos dos principios se describen a partir de la página 82.

TransistoresLos transistores pueden conmutarse a altas velocidades, por lo quedisminuye el ruido magnético que genera la magnetización delmotor por «pulsos».

U

UZ UZ

t

U

PAM PWMt

Fig. 2.16 Modulación de amplitud y anchura de pulsos

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Otra ventaja de una frecuencia de conmutación alta es que lamodulación flexible de la tensión de salida del convertidor de fre-cuencia permite generar una corriente de motor sinusoidal, pues elcircuito de control sólo tiene que conmutar los transistores delinversor.

La frecuencia de conmutación del inversor es comparable a un equi-librado, ya que las altas frecuencias pueden provocar el calenta-miento del motor y picos de tensión elevados. Cuanto mayor sea lafrecuencia de conmutación, mayores serán las pérdidas.Por otro lado, las frecuencias de conmutación bajas pueden provocarun alto ruido acústico del motor.Los transistores para altas frecuencias se pueden clasificar en trestipos principales:• Bipolares (LTR)• Unipolares (MOS-FET)• Bipolares aislados de puerta (IGBT)

0

ωt

0

0

IN

Fig. 2.17 Influencia de la frecuencia de conmutación en la intensi-dad del motor

fp = 1,5 kHz

fp = 3 kHz

fp = 12 kHz

IN

0

0

0

ωt

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Hoy en día los transistores IGBT son los más utilizados, pues com-binan las propiedades de control de los transistores MOS-FET conlas propiedades de salida de los transistores LTR, y son los ade-cuados para los convertidores de frecuencia modernos por su rangode energía, conductividad, frecuencia de conmutación y facilidad decontrol.

Con los transistores IGBT, los componentes del inversor y sus con-troles se colocan en un modulo moldeado denominado «Módulo dePotencia Inteligente» (IPM).

La tabla siguiente muestra las principales diferencias entre MOS-FET, IGBT y LTR.

Semiconductor MOS-FET IGBT LTRPropiedades

Símbolo

Diseño

conductividadConductividad de corriente Baja Alta AltaPérdidas Alta Insignificante Insignificante

condiciones de bloqueoLimite superior Baja Alta Medio

Condi. de conmutaciónTiempo de conexión Corto Medio MedioTiempo de desconexión Corto Medio BajaPérdidas Insignificante Medio Insignificante

Condiciones de controlEnergía Baja Baja AltaMecanismo de control Tension Tension Intensidad

S

N+ N+P

P+N–

SG

D

S

N+ N+P

N+N–

SG

D

B

C

N+ N+P

N+N–

E

Fig. 2.18 Comparación entre distintos transistores de potencia

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Modulación de Amplitud de Pulsos (PAM)La técnica PAM se utiliza para convertidores de frecuencia con ten-sión variable de circuito intermedio.En convertidores de frecuencia con rectificadores no regulados, laamplitud de la tensión de salida se genera con el interruptor pul-satorio (Chopper) del circuito intermedio: si el rectificador es regu-lado, la amplitud se genera directamente.

kVA

kHz

IGBT

LTR

MOS-FET

Fig. 2.19 Potencia y banda de frecuencias de transistores de potencia

Fig. 2.20 Generación de tensión en convertidores de frecuencia con «Chopper» en el circuito intermedio

?

+

–

+

–

Interruptor pulsatorio (Chopper)

Valor real

Tensión de CC fija

Tensión de CC variable

Circuito de control y regulación

Señal de entrada

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El transistor (interruptor pulsatorio -Chopper) de la figura 2.20 seactiva o desactiva con el circuito de control y regulación. La canti-dad de conmutaciones depende del valor nominal (señal de entra-da) y de la señal de tensión medida (valor real). El valor real semide en el condensador.

La bobina y el condensador actúan como un filtro que suaviza elrizado de tensión. El pico de tensión depende de la cantidad deaperturas del transistor, y si el valor nominal y el valor real difie-ren, el interruptor pulsatorio (Chopper) se regula hasta alcanzar elnivel de tensión necesario.

Control de frecuencia El inversor modifica la frecuencia de la tensión de salida durante elcambio de período. En cada período, las unidades conmutadoras delos semiconductores se activan varias veces.

La longitud del período puede controlarse de dos maneras:1. directamente con la señal de entrada o2. con la tensión de CC variable que es proporcional a la señal de

entrada.

Fig. 2.21a Control de frecuencia mediante la tensión del circuito intermedio

+

–

Inversor

Tensión deCC variable Motor

3~

Circuito de control y regulación

Tensión Frecuencia

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Modulación de Anchura de Pulsos (PWM)La técnica PWM es el procedimiento más utilizado para generartensiones trifásicas con la frecuencia correspondiente.

Con PWM toda la tensión del circuito intermedio (~√2—× ULINEA) se

conmuta con los componentes electrónicos de potencia. El índice derepetición de la anchura de pulsos entre los tiempos de activacióny desactivación es variable y provoca el ajuste de la tensión.

Hay 3 opciones principales que determinan los patrones de conmu-tación de un inversor controlado con PWM.1. PWM controlada sinusoidalmente2. PWM síncrona3. PWM asíncrona

Cada rama de un inversor PWM trifásico puede tener dos posicio-nes diferentes (activada o desactivada).Los tres interruptores generan ocho posibles combinaciones de con-mutación (23) y, por lo tanto, ocho vectores de tensión distintos en lasalida del inversor o en el bobinado del estátor del motor conectado.Como se muestra en la figura 2.21b, estos vectores 100, 110, 010,011, 001, 101 se sitúan en los ángulos de un hexágono suspendidoy 000 y 111 son los vectores cero.

Con las combinaciones de conmutación 000 y 111 se genera el mismopotencial en los tres terminales de salida del inversor, ya sea unpotencial de signo más o menos procedente del circuito intermedio(consulte la figura 2.21c). Para el motor, esto es similar al efecto deun cortocircuito en el terminal: la tensión de 0 V también se inyectaen los bobinados del motor.

V

U

U V W

W

000111

101

1

+

–

0 0

0 1 1

010

110 100

011 001

Fig. 2.21b Fig. 2.21c

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PWM controlada sinusoidalmenteEn la técnica PWM controlada sinusoidalmente, el principio decontrol utiliza una tensión de referencia sinusoidal (Us) para cadasalida del inversor. La longitud del período de la tensión sinusoidalcorresponde a la frecuencia básica necesaria de la tensión de salida.Se proporciona una tensión de triángulo (U∆) a las tres tensiones dereferencia (consulte la figura 2.22).

Los semiconductores del inversor se conmutan donde la tensión detriángulo se cruza con las referencias sinusoidales.

La tarjeta de control determina electrónicamente los puntos deintersección. Cuando la tensión de triángulo es más elevada que latensión sinusoidal, el pulso de salida pasa de positivo a negativo (oviceversa) al disminuir la tensión de triángulo, por lo que la tensiónde salida máxima del convertidor de frecuencia se determina con latensión del circuito intermedio.

USU∆

U1–U2

U2

U1

ωt

ωt

ωt

ωt

US1 US2U∆

Fig. 2.22 Principio de PWM controlada sinusoidalmente (con dos tensiones de referencia)

Salida del convertidor

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La tensión de salida cambia con la relación entre el tiempo de acti-vación y de desactivación, y esta relación puede modificarse paragenerar la tensión necesaria. Así, la amplitud de los pulsos de latensión negativa y positiva siempre será igual a la mitad de la ten-sión del circuito intermedio.

El tiempo de «desconexión» aumenta con las frecuencias bajas delestátor y puede aumentar tanto que no se pueda mantener la fre-cuencia de la tensión de triángulo.

Esto origina períodos sin tensión demasiado largos y provoca que elmotor no funcione correctamente. Para evitarlo, se puede duplicarla frecuencia de la tensión de triángulo en las frecuencias bajas.

La tensión de fase de los terminales de salida del inversor de fre-cuencia es igual a la mitad de la tensión del circuito intermediodividida por √2

—y, por lo tanto, es igual a la mitad de la tensión de

la red de alimentación. La tensión de la red de alimentación de losterminales de salida es igual a √3

—veces la tensión de fase, que es

0,866 veces la tensión de la red de alimentación.

0,00

0,50

1,00

–0,50

–1,00

U-V V-W W-U0,866

–0,866

3600 60 120 180 240 300

Fig. 2.23 Tensión de salida de PWM controlada sinusoidalmente

U = Patrón de conmutación de la fase UTensión de fase (punto 0 ≠ mitad de la tensión del circuito intermedio)Tensión resultante al motor

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Un inversor controlado con PWM que funciona exclusivamente conmodulación de referencia sinusoidal puede proporcionar hasta un86,6% de la tensión nominal (consulte la figura 2.23).

La tensión de salida del convertidor de frecuencia no puede alcan-zar la tensión del motor utilizando sólo modulación sinusoidal,pues la tensión de salida será demasiado baja en un 13%, aproxi-madamente.

Sin embargo, se puede obtener la tensión adicional necesaria redu-ciendo el número de pulsos cuando la frecuencia excede más omenos los 45 Hz, pero este método presenta algunos inconvenien-tes, en especial que la tensión cambia escalonadamente y que laintensidad del motor pierde estabilidad. Cuando se reduce el núme-ro de pulsos, aumenta el contenido de armónicos en la salida delconvertidor de frecuencia, lo que provoca mayores pérdidas en elmotor.

Otro modo de manejar el problema consiste en usar otras tensionesde referencia en lugar de las tres referencias de seno. Podría sercualquier forma de onda (por ejemplo, trapezoidal o con forma deescalón).

Por ejemplo, una tensión de referencia habitual emplea el tercerarmónico de la referencia sinusoidal. Aumentando la amplitud dela referencia sinusoidal en un 15,5% y añadiendo el tercer armóni-co, los semiconductores del inversor consiguen un patrón de con-mutación que aumenta la tensión de salida del convertidor de fre-cuencia.

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PWM síncrona Un problema básico del procedimiento de PWM controlada sinu-soidalmente estriba en determinar los tiempos óptimos de conmu-tación y el ángulo de la tensión en un período determinado. Estostiempos de conmutación son necesarios para permitir únicamenteun mínimo de ondas armónicas superiores. Dicho patrón de con-mutación sólo se mantiene durante una banda de frecuencias dada(limitada). El funcionamiento fuera de esta banda requiere otropatrón de conmutación.

Con la PWM controlada sinusoidalmente es necesario optimizar lautilización de la tensión y minimizar el espectro de armónicos. Si elíndice de repetición (es decir, la frecuencia de la tensión de trián-gulo) sube demasiado con respecto a la frecuencia de la señal dereferencia, estas dos señales pueden circular asíncronamente entresí. Con relaciones de frecuencia próximas o inferiores a 10, se pro-ducen perturbaciones de armónicos, por lo que es preciso sincroni-zar las dos señales. Esta sincronización puede verse en el «cambiode relació ,n, que es adecuado para unidades trifásicas de CA conpropiedades dinámicas bajas, donde la tensión y la frecuencia (con-trol V/f normal) pueden cambiarse lentamente.

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PWM asíncronaLa demanda de una orientación de campo y de la reacción rápidadel sistema para el control del par y la velocidad de las unidades tri-fásicas de CA (servounidades excluidas) exige modificar escalonada-mente la amplitud y el ángulo de la tensión del inversor. Esto no esposible con un patrón de conmutación «normal» o de PWM «síncrona».

No obstante, un modo de satisfacer este requisito es el procedi-miento de PWM asíncrona, donde, en lugar de sincronizar la modu-lación de la tensión de salida con la frecuencia de salida, como sue-le hacerse para reducir los armónicos en el motor, la modulación seintroduce en el ciclo de control de vector de tensión, lo cual provocauna relación asíncrona con la frecuencia de salida.

Hay dos técnicas principales de PWM asíncrona:• SFAVM (Stator Flow-oriented Asynchronous Vector Modulation

- modulación vectorial asíncrona con orientación del flujo delestátor)

• 60° AVM (Asynchronous Vector Modulation - modulación vecto-rial asíncrona).

SFAVMSFAVM es un procedimiento de modulación del vector espacial quepermite cambiar la tensión, la amplitud y el ángulo del inversor deuna forma aleatoria pero escalonada dentro del tiempo de conmu-tación (en otras palabras, asíncronamente). Así se obtiene un mejorrendimiento dinámico.

El principal objetivo de esta modulación es optimizar el flujo delestátor utilizando la tensión del estátor y a la vez minimizar el riza-do de par, ya que la desviación del ángulo depende de la secuenciade conmutación y puede provocar un rizado de par más elevado. Porconsiguiente, es preciso calcular la secuencia de conmutación parareducir al mínimo la desviación del ángulo vectorial. La conmuta-ción entre vectores de tensión se basa en el cálculo de la trayecto-ria deseada del flujo del estátor de los motores, que a su vez deter-mina el par del entrehierro.

Antes, el suministro de PWM convencional adolecía de una desvia-ción de la amplitud del vector de flujo del estátor y del ángulo deflujo. Estas desviaciones afectaban al campo rotativo (par) delentrehierro del motor y originaban un rizado de par. El efecto de ladesviación de amplitud es insignificante y puede reducirse aún másaumentando la frecuencia de conmutación.

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Generación de tensión del motorDurante el funcionamiento estático se controla el vector de tensiónUωt de la máquina hasta una trayectoria circular, como se muestraen la figura 2.24.

La longitud del vector de tensión es una medida del valor de la ten-sión del motor y de la velocidad de rotación, y corresponde a la fre-cuencia de funcionamiento en el momento de que se trate. La ten-sión del motor se genera con la formación de promedios utilizandopulsos cortos de vectores adyacentes.

La modulación SFAVM de Danfoss, posee entre otras las siguientespropiedades:

• El vector de tensión puede controlarse sin desviación con respectoa la referencia interna, en amplitud y ángulo.

• Posee una secuencia de conmutación que siempre comienza por000 o 111. Así cada vector de tensión tiene tres modos de conmu-tación.

• Es posible obtener un promedio del vector de tensión mediantepulsos cortos de vectores adyacentes y de los vectores cero 000 y111.

La generación de la tensión del motor puede explicarse con másdetalle en los ejemplos de las figuras 2.24 y 2.25:

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U

V

W

c Secuencia temporal de las señales de control para las tres fases del inversor: U, V, W

Fig. 2.24 Grabación momentánea de la PWM de par según la modu-lación del vector espacial (SFAVM) para el 50% de la tensión nominal del motor

1,0

0,5

UMotor

0

V

ωt

U ωt

U

W

101010

110 100

011 001

a) Tensión de salida actual, 50% de la tensión nominal

b) Subsiguiente generación del vector de tensión ideal Uωt con PWM entre vectores adyacentesde tensión ajustable

Onda básica

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El valor de la referencia interna (Uωt) de la figura 2.24a es el 50%.La tensión de salida se genera con pulsos cortos del vector adya-cente –en este caso 011 y 001, y también 000 y 111– como promedio(Fig. 2.24b).La figura 2.25 muestra la generación de una tensión de motor del100%.

SFAVM crea una conexión entre el sistema de control y el circuito depotencia del inversor. La modulación es síncrona con respecto a la fre-cuencia de control de los controles (consulte el capítulo sobre VVCplus)y asíncrona con respecto a la frecuencia básica de la tensión del motor.


1,0

0

Umotor

V

U

W

101010

110 100

011 001

U

V

W

a) Tensión de salida predefinida(100% de la tensión nominal)

c) Secuencia temporal de las señales de control para tres fases del inversor: U, V, W

Fig. 2.25 Grabación momentánea de la PWM de par según la modula-ción de vector espacial (SFAVM) para el 100% de la tensión nominal

b) Generación del vector de tensión ideal Uωt con PWM entre vectores adyacentes de tensión ajustable

Onda básica

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La sincronización entre el control y la modulación constituye unaventaja para los controles de alta potencia (vector de tensión, vectorde flujo), ya que el sistema de control de vector de tensión es capazde controlar directamente y sin limitaciones (la amplitud, el ánguloy la velocidad de ángulo son controlables).

Para reducir drásticamente el tiempo de cálculo «en línea», unatabla presenta los valores de tensión de diferentes ángulos. La figura2.26 muestra un resumen de la tabla de modulación vectorial de laSFAVM, así como la tensión de salida (al motor).

Fig. 2.27 Tensión de salida (motor): (fase-fase)

1500

1000

500

060 120 180 240 300 360

–500

–1000

–1500

Fig. 2.26 Salidas tomadas de la tabla de modulación vectorial (SFAVM)

Fase U-0

Fase W-0

Fase V-0Ángulo de tensiónR

esol

ució

n [b

its]

1500

1000

500

060 120 180 240 300 360–500

–1000

–1500

–2000

2000

–2500

2500

U-W

V-W

U-VÁngulo de tensiónR

esol

ució

n [b

its]

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AVM 60°Cuando se emplea la AVM 60° (Asynchronous Vector Modulation– modulación vectorial asíncrona) en lugar del procedimientoSFAVM, los vectores de tensión pueden determinarse de la manerasiguiente:• En un período de conmutación sólo se usa un vector cero (000 o 111).• Una secuencia de conmutación no siempre comienza desde un

vector cero (000 o 111).• En 1/6 de período (60°) el inversor no se conmuta en una fase; el

estado del interruptor se mantiene (0 o 1). En las otras dos fasesla conmutación es normal.

Las figuras 2.28a/b comparan las secuencias de conmutación delprocedimiento AVM 60° y del procedimiento SFAVM: durante unperíodo corto (a) y durante varios períodos.

0.2450 0.2452 0.2454 0.2456

t (s)

U

V

W

U

V

W

60°-AVM

SFAVM

Fig. 2.28a Secuencia de conmutación de AVM 60° y SFAVM para algunos intervalos de 60°

Fig. 2.28b Secuencia de conmutación de AVM 60° y SFAVM, respectivamente, para varios períodos

0.23 0.24 0.25 0.26 0.27

t (s)

U

V

W

U

V

W

60°-AVM

SFAVM

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El circuito de control

El circuito de control, o tarjeta de control, es el cuarto de los com-ponentes principales del convertidor de frecuencia y tiene cuatrotareas esenciales:• control de los semiconductores del convertidor de frecuencia• intercambio de datos entre el convertidor de frecuencia y los

equipos circundantes• recopilación y presentación de mensajes de fallo• realización de funciones de protección para el convertidor de fre-

cuencia y el motor.

Los microprocesadores han aumentado la velocidad del circuito decontrol, lo que ha incrementado significativamente el número deaplicaciones adecuadas para las unidades y ha reducido el númerode cálculos necesarios.Con los microprocesadores, el procesador está integrado en el con-vertidor de frecuencia y siempre puede determinar el patrón depulsos óptimo para cada estado de funcionamiento.

La figura 2.29 muestra un convertidor de frecuencia controlado porPAM con un interruptor pulsatorio (chopper) de circuito interme-dio. El circuito de control controla el chopper (2) y el inversor (3).

Uf

1 2 3

Fig. 2.29 Principio del circuito de control para un circuito interme-dio controlado por un chopper

Circuito de control parafrecuencias del chopper

Controlador de tensión PI

Generador desecuencias

Circuito de control para un convertidor de frecuencia contro-lado por PAM

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Para ello se basa en el valor momentáneo de la tensión del circuitointermedio.

La tensión del circuito intermedio controla un circuito que actúacomo contador de direcciones para la memoria de datos, que dispo-ne de las secuencias de salida del patrón de pulsos del inversor.Cuando aumenta la tensión del circuito intermedio, aumenta lavelocidad de recuento, la finalización de la secuencia y la frecuen-cia de salida.

Para controlar el chopper, en primer lugar se compara la tensióndel circuito intermedio con el valor nominal de la señal de referen-cia, que es una señal de tensión que en teoría proporciona la tensióny la frecuencia de salida correctas. Si la señal de referencia se desvíade la señal del circuito intermedio, un controlador PI informa a un cir-cuito de que debe cambiar el tiempo cíclico. De esta manera, la tensióndel circuito intermedio se ajusta a la señal de referencia.

PAM es la tecnología tradicional para controlar el inversor de fre-cuencia, mientras que PWM es la técnica más moderna. Las pági-nas siguientes explican cómo Danfoss ha adaptado PWM para ofre-cer unas ventajas especiales y específicas.

Principio de control de DanfossLa figura 2.30 muestra el procedimiento de control para inversoresDanfoss.

El algoritmo de control se emplea para calcular la conmutaciónPWM del inversor y adopta la forma de un control de vector de ten-sión (VVC) para convertidores de frecuencia de fuentes de tensión.


Fig. 2.30 Principios de control que utiliza Danfoss

Software Hardware (ASIC) Inversor

VVC Síncrona60° PWM Motor

VVCplus Asíncrona• SFAVM • 60° PWM

Algoritmode control PWM

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VVC controla la amplitud y la frecuencia del vector de tensión uti-lizando compensación de carga y de deslizamiento. El ángulo delvector de tensión se determina con respecto a la frecuencia predefi-nida del motor (referencia) y a la frecuencia de conmutación, lo cualproporciona:

• tensión de motor nominal máxima a frecuencia nominal delmotor (lo cual elimina la existencia de pérdida de potencia)

• rango de regulación de velocidad: 1:25 sin realimentación• precisión de velocidad: ±1% de la velocidad nominal sin reali-

mentación• solidez frente a cambios de carga.

El último desarrollo de VVC es VVCplus, con el cual se controlandirectamente la amplitud y el ángulo del vector de tensión y lafrecuencia.

Además de las propiedades de VVC , VVCplus ofrece:• mejores propiedades dinámicas en el rango de bajas velocidades

(0 Hz-10 Hz).• mejor magnetización del motor• rango de control de velocidad: 1:100 sin realimentación• precisión de velocidad: ±0.5% de la velocidad nominal sin reali-

mentación• amortiguación de resonancia activa• control de par (lazo abierto)• funcionamiento al límite de intensidad.


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Principio de control VVCCon VVC, el circuito de control aplica un modelo matemático quecalcula la magnetización óptima del motor con cargas variables uti-lizando parámetros de compensación.

Además, el procedimiento de PWM 60° síncrona, que está integra-do en un circuito ASIC, determina los tiempos de conmutación ópti-mos para los semiconductores (IGBT) del inversor.

Los tiempos de conmutación se determinan cuando:• La fase numéricamente mayor se mantiene fija en su potencial

negativo o positivo durante ¹⁄⁶ del tiempo del período (60°).• Las otras dos fases varían de forma proporcional para que la ten-

sión de salida resultante (fase-fase) vuelva a ser sinusoidal yalcance la amplitud correcta (Fig. 2.32).


0,00

–0,5 UDC

0,5 UDC

3600 60

60°

120 180 240 300

Fig. 2.31 PWM 60º síncrona (control VVC de Danfoss) de una fase

UDC = tensión del circuito intermedio

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A diferencia del principio de PWM sinusoidal, el control VVC sebasa en la producción digital de la tensión de salida deseada, quegarantiza que la salida del convertidor de frecuencia alcance elvalor nominal de la tensión de alimentación, que la intensidad delmotor sea sinusoidal y que el funcionamiento del motor se corres-ponda con el obtenido cuando se conecta directamente a la red dealimentación.

Se consigue la magnetización óptima del motor porque el converti-dor de frecuencia tiene en cuenta las constantes del motor (induc-tancia y resistencia del estátor) para calcular la tensión de salidaóptima.

El convertidor de frecuencia sigue midiendo la intensidad de carga,por lo que puede regular la tensión de salida para adaptarla a lacarga: así, la tensión del motor se adapta al tipo de motor y siguelas condiciones de carga.

0,00

0,50

1,00

–0,50

–1,00

U-V V-W W-U

3600 60 120 180 240 300

Fig. 2.32 Con el principio de PWM 60º síncrona se puede obtener directamente toda la tensión de salida

Patrón de conmutación para la fase UTensión de fase (punto 0 - mitad de la tensión del circuito intermedio)Tensión entre fases para el motor

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Principio de control VVCplus

El principio de control VVCplus utiliza un principio de modulaciónvectorial para inversores PWM constantes alimentados con ten-sión. Se basa en un modelo perfeccionado de motor que mejora lacompensación de deslizamiento y carga, porque los componentes dela corriente activa y reactiva están disponibles para el sistema decontrol, y porque controlar el ángulo del vector de tensión mejorasignificativamente el rendimiento dinámico en el rango de 0-10 Hz,donde las unidades PWM U/F estándar suelen tener problemas.

El patrón de conmutación del inversor se calcula utilizando el prin-cipio SFAVM o el AVM 60° para mantener el par de pulsación delentrehierro muy bajo (en comparación con los convertidores de fre-cuencia que utilizan la PWM síncrona). El usuario puede seleccionar el principio de funcionamiento queprefiera o permitir que el inversor elija automáticamente según latemperatura del disipador de calor. Si la temperatura es inferior a75°C, para el control se utiliza el principio SFAVM, mientras quepor encima de los 75° se utiliza el principio AVM 60°.

La tabla 2.01 muestra una breve descripción de los dos principios:

El principio de control se explica con el diagrama de circuito equi-valente (Fig. 2.33) y el diagrama de control básico (Fig. 2.34).Es importante recordar que en el estado sin carga no hay corrienteen el rotor (iω = 0), lo que significa que la tensión sin carga se pue-de expresar como:

U = U L = (RS + jωSLS) × is


Tabla 2.01 Descripción: SFAVM frente a AVM 60°

Máx. frecuenciaSelección de conmutación Propiedades

del inversor

SFAVM Máx. 8 kHz 1. Bajo rizado de par en comparación con PWM 60º síncrona (VVC).

2. Sin «cambio de relación».

3. Altas pérdidas de conmutación en el inversor.

60° AVM Máx. 14 kHz 1. Pérdidas de conmutación reducidas en el inversor (en ⅓ comparado con SFAVM).

2. Bajo rizado de par en comparación con PWM 60º síncrona (VVC).

3. Rizado de par relativamente alto en comparación con SFAVM.

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donde:RS es la resistencia del estátor,is es la corriente de magnetización del motor,LSσ es la inductancia de fuga del estátor,Lh es la inductancia principal,LS (= LSσ + Lh) es la inductancia del estátor yωs (= 2πfs) es la velocidad angular del campo rotativo en el

entrehierro.

La tensión sin carga (U L) se determina utilizando los datos delmotor (tensión, intensidad, frecuencia, velocidad nominales).

Con carga, la corriente activa (iw) circula en el rotor. Para activaresta corriente, se pone una tensión adicional (UComp) a disposicióndel motor:

La tensión adicional U comp se determina utilizando la corriente sincarga, la corriente activa y el rango de velocidad (alta o baja veloci-dad). A continuación se determinan el valor de la tensión y el ran-go de velocidad según los datos del motor


iw

LRσ

RrLh

is

LSσRS

+

UL

Uq

UKomp

Fig. 2.33b Diagrama de circuito equivalente para motores de CA trifásica (cargados)

iw

LRσ

Rr

is

LSσ

Lh

RS

U = UL Uq

Fig. 2.33a Diagrama de circuito equivalente de un motor trifásico de CA sin carga

UComp

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Como muestra la figura 2.34, el modelo de motor calcula los valoresnominales sin carga (corrientes y ángulos) para el compensador decarga (ISX0, ISY0) y el generador del vector de tensión (I0, θ0)).Conociendo los valores reales sin carga es posible estimar la cargadel par del eje del motor con mucha más exactitud.El generador del vector de tensión calcula el vector de tensión sincarga (U L) y el ángulo (θL) del vector de tensión según la frecuenciadel estátor, la intensidad sin carga, la resistencia y la inductanciadel estátor (consulte la figura 2.33a). La amplitud del vector de ten-sión resultante es un valor compuesto que suma la tensión dearranque y la tensión de compensación de carga. El vector de ten-sión θL suma cuatro términos y es un valor absoluto que define laposición angular del vector de tensión.Puesto que la resolución de los componentes de theta (θ) y la fre-cuencia del estátor (F) determinan la resolución de la frecuencia desalida, los valores se representan con una resolución de 32 bits. Uncomponente de theta (θ) es el ángulo sin carga incluido para mejo-rar el control del ángulo del vector de tensión durante la acelera-ción a baja velocidad. El resultado es un buen control del vector deintensidad, ya que la intensidad del par sólo tendrá una magnitud:la correspondiente a la carga real. Sin el componente del ángulo sincarga, el vector de intensidad tendería a aumentar y a magnetizaren exceso el motor sin producir ningún par.Las corrientes de motor medidas (Iu, Iv e Iw) se usan para calcularlos componentes de la corriente reactiva (ISX) y la corriente activa(ISY).

Según las corrientes reales calculadas y los valores del vector detensión, el compensador de carga estima el par del entrehierro ycalcula la tensión adicional (U comp) que se precisa para mantener elnivel del campo magnético en el valor nominal. Se corrige la des-viación del ángulo (∆θ) prevista a causa de la carga del eje delmotor. El vector de tensión de salida se representa de forma polar(p). Así se permite una sobremodulación directa y se facilita el enlacecon el PWM-ASIC.El control de vector de tensión presenta muchas ventajas con bajasvelocidades, donde el rendimiento dinámico de la unidad puedemejorarse significativamente en comparación con el control V/f gra-cias al control apropiado del ángulo del vector de tensión. Además,se obtiene un rendimiento estable del estátor, ya que el sistema decontrol puede estimar mejor el par de la carga, dados los valoresvectoriales de tensión e intensidad, que son las señales escalares(valores de amplitud).


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Control (vectorial) campo orientado El control vectorial puede diseñarse de varias maneras. La dife-rencia principal reside en el criterio con que se calculan los valoresde corriente activa, corriente (flujo) de magnetización y par.

Los problemas se aprecian al comparar un motor de CC y un motortrifásico asíncrono (Fig. 2.35). En la corriente continua, los valoresimportantes para generar un par –flujo Φ y corriente del rotor– sonfijos con respecto al tamaño y la posición de fase, según la orienta-ción de los bobinados de campo y la posición de las escobillas de car-bón (Fig. 2.35a).

En el motor de CC, la corriente del rotor y la corriente generadorade flujo forman un ángulo recto y no tienen valores muy altos. Enel motor asíncrono, la posición del flujo Φ y de la corriente del rotorI1 depende de la carga. Además, a diferencia del motor de CC, laintensidad y los ángulos de fase no pueden medirse directamente apartir del tamaño del estátor.

Sin embargo, con un modelo de motor matemático, el par puede–calcularse a partir de la relación entre el flujo y la corriente delestátor.


Φ

Φ

Φ

Φ

U

α

IL IM

IM

I S

IΦ

M ~ I × Φ × sinßG

ßG ßD

I

I

a) b)

Ui

Fig. 2.35 Comparación entre máquinas asíncronas de CC y CA

Máquina de CC

Diagrama vectorial simplificado de una máquina asíncrona para unpunto de carga

(M ~ I × φ ×sinβG)

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La corriente del estátor medida IS se divide en el componente quegenera el par IL y el flujo Φ en ángulo recto con respecto a estas dosvariables IB. Éstos generan el flujo del motor (Fig. 2.36).

Con los dos componentes de la corriente, es posible influir por sepa-rado en el par y el flujo. No obstante, dado que los cálculos, queusan un modelo de motor dinámico, son bastante complejos, sóloson económicamente viables en unidades digitales.

Esta técnica divide el control del estado de excitación independien-te de la carga y el par, por lo que es posible controlar un motor asín-crono tan dinámicamente como un motor de CC, siempre que se dis-ponga de una señal de realimentación. Este método del control deCA trifásica también ofrece las siguientes ventajas:

• buena reacción ante variaciones de carga• regulación de velocidad exacta• par máximo a velocidad cero• rendimiento comparable a unidades de CC.

ΦL

ω

T ~ IS × ΦL × sinθ

θ

IM

U

IW

IB

IS

Fig. 2.36 Cálculo de los componentes de la corriente en la regulaciónorientada a campo

ω: Velocidad angular

IS: Corriente del estátor

IB: Corriente generadora de flujo

IW: Corriente activa/corriente del rotor

ΦL: Flujo del rotor

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Característica de V/f y control vectorialEl control de velocidad de motores de CA trifásica se ha desarrolladoen los últimos años según dos principios de control diferentes:

control V/f normal o ESCALAR ycontrol de vector de flujo

Ambos métodos tienen ventajas, según los requisitos específicospara el rendimiento (dinámica) y la precisión de la unidad.

El control de la característica V/f tiene un rango de regulación develocidad limitado de aproximadamente 1:20, y a baja velocidad serequiere una estrategia de control alternativa (compensación). Conesta técnica es relativamente sencillo adaptar el convertidor de fre-cuencia al motor y la técnica es sólida frente a cargas instantáneasen todo el rango de velocidad.

En unidades de control vectorial, el convertidor de frecuencia debeconfigurarse con exactitud en relación al motor, para lo cual se pre-cisan conocimientos detallados. También hacen falta componentesadicionales para la señal de realimentación.

Algunas ventajas de este tipo de control son:• rápida reacción ante cambios de velocidad y amplio rango de

velocidad• mejor reacción dinámica ante cambios de sentido• estrategia de control única para todo el rango de velocidad.

La solución óptima para el usuario reside en técnicas que combinenlas mejores propiedades de ambas estrategias. Son claramentenecesarias características como robustez frente a cargas/descargasescalonadas en todo el rango de velocidad –uno de los puntos fuer-tes del control V/f– y una rápida reacción ante cambios en la velo-cidad de referencia (como en el control de orientación de campo).

Danfoss VVCplus es una estrategia de control que combina las sóli-das propiedades del control V/f con el rendimiento dinámico supe-rior de los principios del control de orientación de campo, y ha esta-blecido nuevos estándares para unidades con control de velocidad.

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Compensación de carga de VVCplus

Independientemente del par de carga real, la fuerza del campomagnético del motor y la velocidad del eje se mantienen en el valordel comando de referencia de velocidad. Para ello se emplean dosfunciones ecualizadoras: compensación de deslizamiento y el com-pensador de carga.

La compensación de deslizamiento añade una frecuencia de desli-zamiento calculada (∆f) a la señal de velocidad nominal para man-tener la frecuencia de referencia necesaria (Fig. 2.31). El aumentode la frecuencia del estátor está limitado por un tiempo de acelera-ción (rampa) definido por el usuario. El valor de deslizamiento esti-mado se toma del valor estimado de la carga del par y de la fuerzareal del campo magnético, por lo que también se tiene en cuenta eldebilitamiento del campo magnético.

La figura 2.37 muestra el comportamiento estático del sistema decontrol con las curvas de par/velocidad.


2000

2

10

20

24[Nm]

1000 2000 3000 4000 [rpm]

Fig. 2.37 Características de par/velocidad (par nominal 10 Nm)

Par nominal

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Adaptación automática del motor (AMA)Las funciones de ajuste automático simplifican la instalación y lapuesta en marcha al optimizar la relación entre la unidad y elmotor.

Para tener en cuenta las desviaciones de los parámetros eléctricosen la instalación, se miden la resistencia y la inductancia del está-tor. Después, durante el funcionamiento, es preciso comprobar quelas conexiones del motor son correctas para asegurar la validez delos datos.

En resumen, la nueva AMA sin rotación elimina la necesidad decompensar el motor manualmente, lo cual lleva mucho tiempo, yfacilita notablemente el uso y la puesta en marcha de las unidades.Además, dado que el ajuste correcto de los parámetros es automá-tico, la eficacia del motor es óptima, lo cual garantiza un rendi-miento mejorado y, por lo tanto, un ahorro económico.

Los métodos más recientes de AMA miden los valores reales de laresistencia y la inductancia del estátor para utilizarlos en el modelode motor estático, lo que facilita una sintonización mucho más pre-cisa con el motor. Un aspecto importante es que los parámetros delmotor se miden sin que gire el eje del motor, por lo que no es precisodesmontar la unidad del motor. Esta característica presenta venta-jas reales para el cliente, ya que durante la puesta en marcha deuna nueva planta suele realizarse primero el trabajo mecánico;desacoplar después la unidad durante la fase de puesta en marchaeléctrica es una opción costosa y de poca aceptación.

Optimización automática de energía (AEO)Hoy en día el ahorro energético es vital en la industria. En muchasaplicaciones donde las unidades funcionan con diferentes ciclos decarga, se puede ahorrar energía reduciendo la fuerza del campomagnético durante el funcionamiento con cargas bajas.

En muchas unidades, en particular las que se utilizan con cargascuadráticas (como ventiladores y bombas rotativas), también pue-den ajustarse características V/F especiales para aumentar el ahorroenergético.


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Hay un procedimiento que optimiza automáticamente el consumode energía con la carga real dada y adapta la referencia de veloci-dad que suministra la fuerza del campo magnético para la cargareal. Como solución intermedia entre el ahorro óptimo y la necesi-dad real de la aplicación de un par mínimo para rotores bloqueados(o par de parada), se ha establecido un límite inferior.

Los ajustes se basan únicamente en los datos disponibles en el sis-tema de control; por tanto, para estas funciones no se precisan ajus-tes adicionales de parámetros. A diferencia del funcionamientonormal controlado por la velocidad con una fuerza nominal del cam-po magnético, la optimización de energía evita pérdidas en el motory por lo tanto ahorra energía. El potencial medio de ahorro energé-tico en unidades pequeñas y medianas es del 3 al 5% de la energíanominal durante el funcionamiento con poca carga. Un importanteefecto secundario y ventaja adicional es que el motor funciona casisin ruido con cargas bajas, incluso a frecuencias de conmutaciónbajas y medias.

Funcionamiento al límite de intensidadEn general, los convertidores de frecuencia PWM alimentados contensión que funcionan con el mero control de la característica V/f nopueden funcionar «uniformemente» al límite de intensidad. La ten-sión (y, por tanto, la frecuencia) se reduce en primer lugar hastaque se alcanza el límite de intensidad predefinido. En cuanto sealcanza este límite, el convertidor de frecuencia intenta volver aalcanzar la referencia de velocidad interna (la tensión y la frecuenciaaumentan otra vez). Esto provoca el aumento o la reducción de lavelocidad, lo cual supone una carga innecesaria, en especial, parala mecánica del sistema y puede perjudicar la calidad del producto.

En algunas situaciones puede darse una desconexión súbita:• cuando se usa una rampa interna para reducir o aumentar la

tensión y la frecuencia, o• si se reduce la carga.

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Los convertidores de frecuencia PWM actuales utilizan una rampainterna para buscar un punto de funcionamiento donde no se excedael límite de intensidad predefinido, y a continuación controlan elmotor uniformemente en este punto de funcionamiento. Emitenuna señal de advertencia para notificar al usuario que se ha alcan-zado el límite de intensidad. El convertidor de frecuencia sólo sedesconecta si no se encuentra una frecuencia adecuada.


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Funciones de protecciónVVCplus proporciona un programa de protección pensado para crearun circuito de energía robusto e inteligente y a la vez mantener almínimo los costes del convertidor de frecuencia y de la proteccióndel motor. Para ello se usa una estrategia de protección digitalbasada en la reutilización de las señales que necesita el sistema decontrol y el uso de un rápido proceso de señales digitales (ASIC) enlugar de componentes energéticos pasivos (como bobinas de CA).El inversor está protegido contra todos los fallos excepto el disparode una rama cuando se dispone de un control de tiempo muertoadecuado y un control de puerta diseñado correctamente. CadaIGBT está aislada galvánicamente de la tensión de alimentación yde la señal de control con transformadores de puerta.La intensidad y la temperatura se transmiten al ASIC mediante unconvertidor analógico/digital o un comparador. Cuando es preciso,la función de «supervisión de fallos» del ASIC procesa las señalespara realizar la función de protección correcta (intensidad, pasos 1y 2 (Fig. 2.38)). Para limitar el tamaño del ASIC, la supervisión defallos se lleva a cabo en un segundo nivel del microprocesador(intensidad, pasos 3 y 4 (Fig. 2.38)).

Protección contra sobreintensidad:La figura 2.38 muestra lo diferentes que son los «tiempos de filtro»(tiempo antes de que se desconecte el convertidor de frecuencia) delas distintas corrientes. El nivel de desconexión y el «tiempo de fil-tro» pueden ajustarse para asegurar la máxima inmunidad acústi-ca para cada interruptor del inversor (solidez de sobreintensidad deIGBT). En este sentido, el ruido es ruido real (interferencia) ysobrecargas cortas, como la conmutación del inversor en cables demotor largos.


T1 T2 T3 T4

Intensidad

ASIC +

compensador

AD+

µC

Paso 1

Paso 2

Paso 3

Paso 4

Fig. 2.38 Pasos de sobreintensidad

Tiempo

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Para que el inversor sea más robusto aún, se ha incorporado unsegundo «tiempo de filtro» que determina a qué frecuencia y conqué asiduidad se enciende el inversor antes de bloquearse final-mente (nivel de intensidad 1). El usuario ajusta el tiempo de filtro T4y el nivel de intensidad 4.

EjemploPor razones propias de la máquina, un motor de 4 polos y 1,5 kWsólo puede absorber 4 A durante 5 seg. Esto significa que T4 = 5 seg.y que el nivel de intensidad 4 = 4 A.

El resto se determina con los controles y el límite de intensidad dehardware del convertidor de frecuencia.

Este programa de protección contra sobreintensidad, que aprove-cha la solidez de los IGBT de nueva generación, proporciona uninversor altamente robusto sin tener que usar componentes pasi-vos adicionales, como bobinas de motor.

Protección contra altas temperaturas:La temperatura del disipador de calor (TC) (Fig. 2.34) se mide direc-tamente y las pérdidas del inversor (Ploss,WR) se calculan presupo-niendo que la temperatura del disipador de calor depende de latemperatura ambiente, de las condiciones de refrigeración y de laspérdidas del inversor, y que los IGBT del inversor son los compo-nentes limitadores.

Combinando los valores medidos para TC y Ploss,WR es posible ajus-tar óptimamente la unidad en las condiciones de funcionamientoreales. Normalmente, se trata de cambiar la frecuencia de conmu-tación y la intensidad de salida con respecto a las condiciones derefrigeración, la tensión de la red de alimentación y la temperatu-ra ambiente.

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La figura 2.39 muestra un ejemplo en el que la señal de tempera-tura sirve para que el usuario tenga tiempo para reaccionar anteun fallo conectando correctamente un ventilador del convertidor defrecuencia.

Al llegar al tiempo T1 disminuye la frecuencia de conmutación delinversor; el nivel de ruido (interferencia) aumenta y se emite unaseñal de advertencia como indicación de realimentación. Al llegarT2 se reduce la tensión de salida, se limita el par máximo y se emi-te otra señal. En T3 se alcanza una intensidad mínima predefiniday se emite una tercera advertencia. Ahora el usuario puede optarpor parar el motor de forma controlada o por dejarlo girar con elriesgo de que al llegar T4 el inversor se desconecte finalmente.

Este inteligente programa de protección y supervisión de fallospermite utilizar con eficacia el chip del inversor y garantiza la soli-dez y la alta «tolerancia a fallos» de la unidad. Además, el usuariopuede programar de antemano la reacción de los convertidores defrecuencia ante una situación de fallo determinada.

T1

TC

T2 T3 T4

Temperatura del disipador de calor

Paso 4

Paso 3

Paso 2

Paso 1

Tiempo

Fig. 2.39 Niveles de exceso de temperatura

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El microchip en generalEl microchip está formado por tres unidades básicas que realizantres funciones distintas.

El microprocesador controla el chip, y si recibe la secuencia correc-ta de instrucciones (programas), puede ejecutar una serie de fun-ciones de la memoria del ordenador, así como controlar todas lasdemás unidades del chip.

La memoria del ordenador suele adoptar la forma de una memoriaEPROM (Erasable Programmable Read Only Memory - memoriaEPROM programable y borrable). La memoria EPROM conservasu contenido si se produce un corte de tensión y su información sepuede programar y borrar por medio de rayos ultravioletas, lo quehace posible utilizarla una y otra vez. A diferencia de la EPROM, lamemoria PROM, que no es borrable, sólo puede programarse una vez.

RAM (Random Access Memory - memoria de acceso aleatorio) es lamemoria de la que toma y almacena datos el microprocesador. Lamemoria RAM pierde la información si se produce un corte de ten-sión y su contenido es indefinido cuando vuelve la tensión.

La tercera unidad aparece en el gráfico como I/O y contiene lasentradas y salidas que el ordenador necesita para comunicarse.Estas entradas y salidas pueden ser conexiones a paneles de con-trol, impresoras u otros equipos electrónicos.

El bus consta de diversos cables que conectan las unidades al micro-procesador. El bus de datos transfiere datos entre las unidades, elbus de dirección señala dónde hay que enviar los datos y el bus decontrol se encarga de que la secuencia de transmisión sea correcta.


RAM ROM I/O

Mic

ropr

oces

ador

Bus de datos

Bus de control

Bus de dirección

Fig. 2.40 Principio de funcionamiento del ordenador

V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 101

Ordenadores para convertidores de frecuenciaAdemás de convertidores de frecuencia con RAM, ROM e I/O, loschips contienen varias unidades adicionales entre las que seencuentra una memoria EEPROM (Electrically Erasable PROM -PROM borrable eléctricamente), que permite al usuario programarel ordenador. Las EEPROM pueden programarse y reprogramarsecon señales eléctricas, algo necesario para programar el converti-dor de frecuencia (datos de diseño) o almacenar tareas especiales.

Igualmente, el chip de un convertidor de frecuencia se puede equi-par con un circuito ASIC, que es un circuito integrado con algunasfunciones determinadas por el fabricante del semiconductor. Lasdemás funciones se pueden programar para ajustarse a tareasespecíficas establecidas por el fabricante del convertidor, como elprincipio de control.

Entradas y salidas de la tarjeta de controlLa aplicación en la que vaya a utilizarse el convertidor de frecuen-cia determina la necesidad de entradas y salidas.

Los convertidores de frecuencia de aplicaciones automáticas debenrecibir señales de control analógicas y digitales. Las señales analó-gicas pueden tener cualquier valor dentro de un rango específico.Los valores digitales sólo pueden tener dos valores (0 o 1).


V.A.V. 05 08/03/00 15:59 Side 102

No hay normas para las señales de control. Sin embargo, algunasseñales se han convertido en estándares de hecho, como las señalesanalógicas de 0-10 V o 0/4-20 mA. Puesto que en la señal digital seemplean semiconductores, la salida digital se ha de cargar con unacorriente mínima para que la señal sea «fiable». Un rango típico deseñal es 20-30 V y 10-500 mA.

Las salidas digitales de un PLC (Programmable Logic Controller -controlador lógico programable) se corresponden con las entradasdigitales del convertidor de frecuencia. Como mínimo, éstas acep-tan tensiones que suelen oscilar entre 10 y 30 V y proporcionan unaintensidad de al menos 10 mA a 20 V. Por lo tanto, la resistenciainterna de las entradas de señal puede ser como máximo de 2kOhmios.


RAMEPROM(PROM) EEPROM

VVCplus

ASIC

Fig. 2.41 Chip típico de un convertidor de frecuencia

U

t b)a)

U

t

Fig. 2.42 Señal analógica (a) y señal digital (b)

Mic

ropr

oces

ador

Bus de datos

Bus de control

Componentesde potencia

Indicación de funciona-miento

Entradas/salidas digitales

Entradas/salidas analógicas

Bus de dirección

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Comunicación

Básicamente, los convertidores de frecuencia digitales puedenintercambiar datos con los periféricos utilizando tres interfaces(Fig. 2.43):

• el terminal de control convencional para entradas y salidas digi-tales y analógicas,

• el panel de control con displays y teclado,• un interfaz serie para servicio técnico, diagnóstico y funciones de

control.

Según la aplicación, la comunicación puede complementarse con uninterfaz serie inteligente para un bus de alto rendimiento (comoPROFIBUS). Éste puede tener la forma de un grupo independien-te de unidades que quizá contengan su propio microprocesador yperiféricos (por ejemplo, RAM de puerto dual).

En casi todos los convertidores de frecuencia digitales es posibleintegrar un panel de control con display y teclado. En el terminalde control el mínimo de cables de datos siempre es el número deconexiones más 1, lo que significa que el número de cables dependede las tareas y del número de terminales. Naturalmente, cada ter-minal puede programarse para tareas diferentes.


Fig. 2.43 Concepto básico: comunicación (convertidor de frecuencia)

Terminal de controlEntradas y salidasdigitales y analógicas

PC/PLC

InterfacesinteligentesGrupo deunidadesPROFIBUS

Funcionesde controlp. ej., controlPID

Equipo electrónicobásico

Panel decontrol de launidad condisplay yteclado

ServicioInterfaz serie(RS 485/RS232)

Sección depotencia

Unidad de control local

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El display permite supervisar el convertidor de frecuencia, lo cualresulta útil para diagnosticar fallos, como rotura de cables o pérdidade la señal de control.

En un proceso, el convertidor de frecuencia se considera compo-nente activo del sistema y puede instalarse con o sin realimenta-ción, es decir, control de lazo cerrado (regulación) o de lazo abierto.Un sistema de control en lazo abierto puede manejarse con un solopotenciómetro, pero los controles en lazo cerrado suelen ser máscomplejos y necesitan control de consigna y realimentación.

Los PLCLos controladores lógicos programables (PLC) pueden suministrarseñales de control (velocidad) y comandos (arranque, parada, cam-bio de sentido de giro).

Una de las mayores ventajas de los PLC es que son capaces de leery recopilar continuamente las señales de salida que genera un con-vertidor de frecuencia, como la intensidad y la frecuencia del motor.Esto supone una mejora significativa frente a usar un mero instru-mento indicador.

Un sistema PLC consta de tres componentes básicos:• unidad central,• módulos de entrada y salida,• unidad de programación.


Fig. 2.44 Unidad de control local del convertidor de frecuencia

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La unidad de programación desarrolla un programa de control parala unidad de control. El programa se activa desde la unidad central,que clasifica las señales de entrada y activa las de salida. La uni-dad central sólo puede funcionar con señales digitales que alternenentre dos valores (24 V y 0 V), siendo la tensión alta «1» u «ON» yla tensión baja «0» u «OFF».

Normalmente, un convertidor de frecuencia y un PLC se conectande dos maneras: directamente o con comunicación serie. Cuando seconectan directamente, las entradas y salidas del PLC se conectana las entradas y salidas del convertidor de frecuencia uno a uno concables distintos. De esta forma, las entradas y salidas del PLC sus-tituyen a los componentes autónomos, tales como el potenciómetro,los contactos de control y los instrumentos indicadores.

Comunicación serieCon la comunicación serie, las señales se transmiten a través depares de conductores. La información de A se transmite en el perío-do t1 -t2, la información de B en el período t2 -t3, etc. Este tipo de trans-misión de información se denomina comunicación serie (Fig. 2.47).

U

»1«

»0«t

Fig. 2.46 La señal digital puede ser «ON» u «OFF» durante inter-valos de tiempo más cortos o más largos

Fig. 2.45 Estructura principal de un PLC

Unidadcentral

En-trada

Salida

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Hay tres principios esenciales para la comunicación serie, pero losfactores decisivos son el número de unidades que tienen que comu-nicarse entre sí y la velocidad de funcionamiento.

Puede utilizarse un gran número de conductores para transmitir yrecibir información de cada unidad del sistema o pueden utilizarsedos conductores. En los sistemas de dos conductores es posibleconectar varios receptores a un transmisor (S) o todas las unidadesconectadas pueden transmitir y recibir. Esta última disposición sellama bus.

En el bus todas las unidades deben tener el mismo nivel de señalpara garantizar que se comunican y que son capaces de recibir laseñal serie.

Además, las unidades deben tener la misma estructura de señal(protocolo) para que el receptor comprenda la información enviada.La estructura y la combinación de señales están sujetas a variasnormas.El nivel de señal común no se ajusta a ningún valor especial. En

consecuencia, el software de las unidades debe adaptarse parapoder determinar el nivel de señal común.

A

S

SP

LC

PL

C

D/A

D/D

D/D

A/D

S

S

S

A A

A B C D

D D

t1 t2 t3 t4 t5 t1 t2 t3 t4 t5

Fig. 2.47 La comunicación serie garantiza una transmisión rápida de las señales y una sencilla instalación

D/D = transductor digital/digitalD/A = transductor digital/analógicoA/D = transductor analógico/digitalS = transmitir datos serie

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El estándar RS 232 es la más conocido. Su uso se limita a transmi-siones de distancias cortas y de baja velocidad. Por lo tanto, se uti-liza cuando las señales sólo se transmiten ocasionalmente, comocon terminales e impresoras.

Los estándares RS 422 y 423 resuelven el problema de la distanciay la velocidad de transmisión de la RS 232 y por eso se emplean amenudo junto con un PLC para automatizar procesos en los que laseñal de transmisión es más continua.

El estándar RS 485 es el único que ofrece la posibilidad de conec-tar y manejar numerosas unidades con un par común de cables, yde que las unidades se comuniquen entre sí. Este tipo de conexión sólo precisa dos conductores para que las uni-dades puedan enviar y recibir datos por turnos con un bus.

Principo Norma N... de Distan- No. de Nivel de(apllicación) unidades/ cia cables señal

conjuntos max.de cables m

RS 232 1 trans- Duplex:(punto a misor 15 min. 3 ±5 V min.punto) 1 recep- + varias

tor señales ±15 V min.do estado

RS 423 1 trans- Duplex:(punto a misor 1200 min. 3 ±3,6 V min.punto) 10 recep- + varias ±6 V max.

tor señalesdo estado

RS 422 1 trans- Duplex:(punto a misor 1200 4 ±2 V min.punto) 10 recep-

tor

RS 485 32 trans- Semi-(bus) misor 1200 duplex: ±1,5 V min.

32 recep- 2tor

: Transmisor : Receptor

Fig. 2.48 Normas para conexiones serie

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En la comunicación entre el PLC/PC y el convertidor de frecuenciahay tres tipos de señales:• señales de control (velocidad, arranque/parada/cambio de sentido

de giro)• señales de estado (intensidad del motor, frecuencia del motor,

frecuencia alcanzada)• señales de alarma (motor parado, exceso de temperatura).

El convertidor de frecuencia controla el motor según las señalesque recibe del PLC. También envía señales de estado al PLC einforma sobre los efectos de las señales de control en el motor/pro-ceso. Si el convertidor de frecuencia se detiene debido a condicionesde funcionamiento anormales, transmite señales de alarma alPLC.

El estándar RS 485 permite conectar sistemas de control de procesocon varias estructuras. Por ejemplo, el PLC se puede instalar en unpanel de control desde el que controlar varios convertidores de fre-cuencia situados en otros paneles.

PLC

Fig. 2.49 Tres tipos de señales entre un PLC y un convertidor de frecuencia

Señales de control

Señales de estado

Señales de alarma/advertencia

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Con el cambio de tecnología analógica a digital, los interfaces seriese utilizan cada vez más para convertidores de frecuencia en rela-ción con:• pruebas de equipos• puesta en marcha• servicio• funcionamiento automatizado• visualización y control• flexibilidad.

Para intercambiar información entre el convertidor de frecuencia yel PLC o PC con un interfaz serie, hace falta un protocolo. El pro-tocolo determina la longitud máxima de la información (telegrama)y dónde se colocan elementos individuales de datos en la cadena deinformación.

Además, el protocolo ofrece las siguientes funciones generales:• selección (dirección) del componente empleado• requisitos de datos de los componentes (por ejemplo, valores

nominales de intensidad/tensión)• transferencia de datos a los componentes individuales (por ejem-

plo, valores nominales, valores límite de intensidad/frecuencias)a través de sus direcciones, y

• transferencia de datos a todas las unidades (BROADCAST), quepermite funciones como el arranque/parada simultáneo cuandono se requiere realimentación de las unidades.

Fig. 2.50 El bus ofrece muchas configuraciones diferentes

PLC

RS 485

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La mayoría de fabricantes de equipos industriales utilizan su pro-pio protocolo, lo cual a veces supone un problema para el usuarioque entonces necesita un controlador para poder comunicarse consu PC o PLC. Además, el usuario no puede instalar equipo de dife-rentes fabricantes en el mismo enlace serie, puesto que no compartenuna misma estructura de datos y pueden funcionar a diferentevelocidad.

Comunicación abierta por BUSNo obstante, los principales fabricantes se han unido para desarro-llar sistemas de bus de campo universales y ‘abiertos’ con los quepuedan comunicarse todos los equipos industriales independiente-mente de quién sea el fabricante. Una de las redes de bus de cam-po más respaldadas y probadas para todos los productos, incluidasnuestras unidades, es PROFIBUS.

Otros buses son:• Modbus +• Interbus-S• Device Net• Lonworks.

Profibus tiene tres usos diferentes, desarrollados para diferentesaplicaciones:

Protocolo FMS (Fieldbus Message Service - servicio de mensajes debus de campo)Es la solución universal para tareas de comunicación. Gracias a sualta flexibilidad, los servicios FMS pueden resolver amplias tareasde comunicación a una velocidad de datos media. El protocolo FMSse utiliza en áreas como el sector textil, la gestión de edificios y latecnología de las unidades, accionadores y sensores y componentesde conmutación de baja tensión.

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Protocolo DP (Periféricos descentralizados)DP, ahora optimizado con respecto a la velocidad, se usa amplia-mente para comunicaciones entre sistemas de automatización yunidades periféricas descentralizadas. Es idóneo como sustituto delas costosas transmisiones de señales en paralelo con 24 V y latransmisión de valores medidos con 20 mA, y se usa principalmen-te en procesos de fabricación automatizados de alta velocidad.

PA (Automatización de procesos)PROFIBUS-PA es una variante de PROFIBUS para la automati-zación de procesos. PROFIBUS-PA utiliza la técnica de transmi-sión intrínsecamente segura que establece la norma IEC 1158-2 ypermite alimentar a distancia a las unidades participantes con elbus.

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CAPÍTULO 3: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA Y MOTORES 113

3. Convertidores de fre-cuencia y motores de CA trifásica

Normalmente se usa el par (T) desarrollado por los motores asín-cronos, T ~ Φ × IL, donde IL es la intensidad del rotor y Φ es el flujode entrehierro de la máquina.Para optimizar el par del motor, el flujo del entrehierro de la máqui-na (Φ ~ V/f) debe mantenerse constante. Esto significa que si varíala frecuencia de línea (f), la tensión de línea (V) debe cambiarse pro-porcionalmente (Fig. 3.01).

Para arranques difíciles (transportadores) y un par de parada opti-mizado, se requiere una tensión (V0) adicional (arranque). Con car-ga y en el rango de bajas velocidades (f < 10 Hz), la pérdida de ten-sión se ve claramente en la resistencia activa del bobinado delestátor (en especial en motores pequeños), lo que provoca un debi-litamiento específico del flujo del entrehierro (Φ).EjemploUn motor de 1,1 kW, 3 × 400 V/50 Hz con una restistencia de esta-tor (una fase) de aprox. 80Ω de 3A a carga nominal.

I × R

f1 f2 fN0 f [Hz]

UN

U [V]

U2

U1U0

Rango de debilita-miento de campo

UN = ConstantefN

Fig. 3.01 Control de características V/f

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114 CAPÍTULO 3: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA Y MOTORES

En este caso, la caída de tensión en la resistencia del estátor es de8 Ω × 3 A = 24 V. El fabricante del motor asegura que esta pérdidase compensa durante el funcionamiento nominal.

40 V a 5 Hz es ideal para controlar las características de V/f. Si almotor se le aplica la carga nominal, el motor absorbe 3 A y por lotanto tiene una pérdida de tensión de 24 V. Un aspecto importantees que sólo quedan 16 V para magnetización y, a esta tensión, elmotor está poco magnetizado y genera un par reducido.

Por lo tanto, para mantener el flujo de la máquina, hay que com-pensar la caída de tensión, y los métodos más sencillos de hacerloson los siguientes:

• aumentar la tensión de salida en el rango de velocidades másbajas con control de lazo abierto, o

• regular la tensión de salida con los componentes de la corrienteactiva de la intensidad de salida del convertidor.

Esta compensación se denomina normalmente compensación I × R,elevación de par o, en Danfoss, compensación de arranque.

Este tipo de control tiene limitaciones si las perturbaciones sondifíciles de medir cuando la carga varía notablemente (por ejemplo,en unidades con fluctuaciones operativas en la resistencia de bobi-nado de hasta un 25% entre el estado frío y el caliente). El aumen-to de tensión puede tener diferentes resultados. Sin carga, puedeprovocar una saturación del flujo del motor; con carga, una reduc-ción del flujo principal. En el caso de una saturación, circula unaalta corriente reactiva que causa el calentamiento del motor. En elcaso de una carga, el motor genera un par pequeño a causa del débilflujo principal, y quizá llegue a pararse.

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Condiciones de funcionamiento del motor

CompensacionesHasta hace poco era difícil adaptar un convertidor de frecuencia aun motor porque algunas de las funciones compensatorias, como«tensión de arranque», «arranque» y «compensación de desliza-miento» eran difíciles de entender.

Sin embargo, en la actualidad los convertidores de frecuencia sonmás avanzados y controlan automáticamente estos parámetros enfunción de la frecuencia, la tensión y la intensidad nominales delmotor. En general, estos ajustes de compensación también puedencambiarse manualmente.

Parámetros de compensación dependientes e inde-

pendientes de la cargaLos parámetros de compensación garantizan una magnetizaciónóptima, y por tanto un par máximo, al arrancar y desde bajas velo-cidades hasta la velocidad máxima nominal del motor. La tensiónde salida recibe tensión adicional, con lo que se supera realmentela influencia de la resistencia óhmica de los bobinados del motor abajas frecuencias. La tensión adicional dependiente de la carga(compensación de deslizamiento y arranque) se determina median-te la medida de intensidad (corriente activa). La tensión adicionalindependiente de la carga (tensión de arranque) garantiza un parde parada óptimo en el rango de bajas velocidades.

Los motores que sean mucho menores que el tamaño recomendadopueden necesitar una tensión adicional ajustable manualmentepara arrancar o garantizar la magnetización óptima en el rango debajas velocidades.

Si un convertidor de frecuencia controla varios motores (funciona-miento en paralelo), no debe utilizarse la compensación dependien-te de la carga.

En el caso de los convertidores de frecuencia de última generación,el convertidor de frecuencia ajusta automáticamente esta compen-sación (en aplicaciones estándar).

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Compensación de deslizamientoEl deslizamiento de un motor asíncrono depende de la carga y cons-tituye aproximadamente un 5% de la velocidad nominal. En unmotor bipolar, esto significa que el deslizamiento será de 150 rpm.

Sin embargo, el deslizamiento sería de un 50% de la velocidad dese-ada si el convertidor de frecuencia controlara un motor a 300 rpm(10% de la velocidad nominal).

Cuando el convertidor de frecuencia tiene que controlar el motor al5% de la velocidad nominal, el motor no reacciona a la carga. Estadependencia de la carga no es deseable y el convertidor de frecuen-cia puede compensar plenamente este deslizamiento midiendo coneficacia la corriente activa en las fases de salida del convertidor defrecuencia.

De este modo, el convertidor de frecuencia compensa el desliza-miento aumentando la frecuencia. Es lo denominado compensaciónactiva de deslizamiento.

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Características de par del motor

Límite de intensidadSi un convertidor de frecuencia pudiese proporcionar una corrientevarias veces mayor que la intensidad nominal del motor, las carac-terísticas del par nominal del motor serían las que muestra la figu-ra 1.22 (página 33).

Corrientes tan elevadas pueden dañar el motor y los componenteselectrónicos de energía del convertidor de frecuencia y no son nece-sarias para el funcionamiento normal del motor. Por lo tanto, elconvertidor de frecuencia limita indirectamente la intensidad delmotor reduciendo la tensión de salida y, por tanto, la frecuencia. Ellímite de intensidad es variable y asegura que la intensidad del motorno exceda constantemente el valor nominal. Puesto que el convertidorde frecuencia puede conseguir que la velocidad del motor sea inde-pendiente de la carga, es posible establecer diferentes valores límitedentro del rango de funcionamiento nominal del motor.Con algunos tipos de convertidores de frecuencia, las característi-cas de par del motor se sitúan dentro de los valores nominales. Sinembargo, una ventaja del convertidor de frecuencia es que puedeproducir un par de, por ejemplo, hasta el 160% del par nominaldurante un período de tiempo mayor o menor. Normalmente, losmotores controlados por convertidores de frecuencia también pue-den funcionar en el rango sobresíncrono, hasta aproximadamenteel 200% de la velocidad nominal.

T [%]

25 50

50

75

75

100

100

n [%]

Fig. 3.02 Las características de par de un motor controlado por un convertidor de frecuencia se pueden establecer en «rectángulos»

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El convertidor de frecuencia no puede proporcionar una tensiónsuperior a la de la red de alimentación, por lo que la relación entrela tensión y la frecuencia se reduce cuando la velocidad supera elvalor nominal. El campo magnético se debilita y el par generadopor el motor se reduce en 1/n.

El convertidor de frecuencia mantiene la intensidad de salidamáxima. Por lo tanto, existe una característica de Potenciaconstante hasta un 200% de la velocidad nominal.

La velocidad del motor se puede expresar de tres maneras: revolu-ciones por minuto [rpm], herzios [Hz] o como porcentaje de la velo-cidad nominal del motor [%]. El punto de referencia siempre es lavelocidad el motor a la frecuencia nominal.

T [%]

50 100 150 200

100

160

n [%]

T = 100%

P ~ n

100

100

200

P

n [%]

Fig. 3.03 Par del motor y exceso de par

Fig. 3.04 Rendimiento del motor

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Un cambio de la relación tensión-frecuencia afecta a las caracterís-ticas de par. La ilustración siguiente muestra las características depar cuando la relación tensión-frecuencia disminuye hasta 6,7[V/Hz].

T [%]U [V]

f [Hz]

= 8,0 [V/Hz]

2550

1500

501003000

1002006000

100

400

50

F [Hz]n/n0 [%]n [min–1]

Uf

Fig. 3.05 Indicación de velocidad (para un motor bipolar)

T [%]U [V]

f [Hz]

= 6,7 [V/Hz]

2550

1500

501003000

1002006000

100

400

50 60

F [Hz]n/n0 [%]n [min–1]

601203600

Uf

Fig. 3.06 Curva del par cuando cambia el ajuste de la relación V/f

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Requisitos para convertidores de frecuenciadigitales avanzadosLos últimos desarrollos en electrónica de potencia, tecnología demicroprocesadores y circuitos integrados han ejercido una fuerteinfluencia en la tecnología de las unidades, especialmente en lorelativo al desarrollo de unidades digitales con una mayor veloci-dad de proceso y exactitud.

Otras ventajas del control digital incluyen:• repetibilidad y estabilidad mejoradas de los parámetros de

control• mayor facilidad para controlar mediciones de control• flexibilidad de funciones propias de una aplicación• control más preciso en un rango más amplio.

Las antiguas unidades analógicas se ajustaban con un potencióme-tro o con componentes pasivos, lo que podía provocar una desvia-ción y problemas de cambios de temperatura. Por otro lado, con elcontrol digital todos los parámetros de control pueden almacenar-se en una memoria EEPROM.

El microprocesador permite la fácil realización de funciones comola desactivación del control, el cambio de grupo de datos, etc. En elconvertidor de frecuencia pueden incluso almacenarse programasoperativos completos (control de proceso) y propios de la unidad.Con todo ello, las unidades actuales de CA son idóneas para el tipode aplicaciones de gama amplia de velocidad y alta respuesta diná-mica que antes sólo manejaban los inversores de CC.

También ha provocado el abandono del control de las característi-cas de V/f con el convertidor de frecuencia y la introducción del con-trol de vector, u orientación de campo.


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Elección del tamaño adecuadopara el convertidor de frecuencia

Para determinar la potencia de un convertidor de frecuencia conuna carga dada, el primer paso es considerar las características dela carga. Hay cuatro métodos para calcular la salida de potenciaadecuada y el método que se elija depende de los datos del motor.

Características de la cargaAntes de elegir el convertidor de frecuencia, es necesario distinguirentre las dos características de par más utilizadas (Fig. 1.32 - pági-na 44).

Esta distinción es importante porque:• Cuando la velocidad de las bombas y los ventiladores centrífugos

aumenta, la potencia necesaria aumenta al cubo de la velocidad(P=n3).

• El rango normal de funcionamiento de las bombas y los ventila-dores centrífugos se sitúa en un rango de velocidad del 50 a 90%.El grado de carga aumenta según la velocidad al cuadrado, esdecir, entre un 30 y un 80%.

Estos dos factores se muestran en las características de par de unmotor controlado con un convertidor de frecuencia.

Las figuras 3.08 y 3.09 muestran las características de par de dosconvertidores de frecuencia de tamaño distinto.


M

n

M

nConstante Cuadrática (variable)

Fig. 3.07 Par de carga constante y cuadrático

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 121


El de la figura 3.09 tiene un rango de potencia menor que el otro.En ambas características de par se han introducido las mismascaracterísticas de carga para una bomba centrífuga.En la figura 3.08, el rango de funcionamiento total de la bomba (0-

100%) se sitúa dentro de los valores nominales del motor. Puestoque el rango de funcionamiento normal de la bomba es del 30-80%, sepuede utilizar un convertidor de frecuencia con una salida inferior.Si el par de carga es constante, el par producido por el motor debeser mayor que el par de carga, ya que el par sobrante se empleapara acelerar.Un par de sobrecarga de un 60% generado por el convertidor de fre-cuencia durante un corto período de tiempo es suficiente para laaceleración y un par de arranque alto, por ejemplo en relación concorreas transmisoras. El par de sobrecarga también asegura que elsistema pueda soportar súbitos aumentos de carga. Hay que selec-cionar un convertidor de frecuencia que no permita ningún par de

sobrecarga para que el par de aceleración (TB) esté dentro del parnominal. Una vez determinadas las características de carga, haycuatro grupos diferentes de datos del motor para decidir la poten-cia del convertidor de frecuencia.

Fig. 3.08 Fig. 3.09Convertidor de frecuencia «grande» Convertidor de frecuencia «pequeño»

M [%]

MB

100

100

50

160

n [%]

M [%]

MB

100

10050

n [%]

Fig. 3.10 El par de sobrecarga se utiliza para acelerar

M [%]

100

100

80

30

160

n [%]

M [%]

100

10080

30

160

n [%]

TB

TB

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1. Un modo rápido y preciso de seleccionar el convertidor de fre-cuencia es basarse en la intensidad IM que absorbe el motor. Si elmotor no está plenamente cargado, se puede determinar la intensi-dad del motor en un sistema similar a pleno funcionamiento.

Ejemplo: Un motor de 7,5 kW y 3 × 400 V absorbe 14,73 A.

Según los datos técnicos del convertidor de frecuencia, se ha deelegir un convertidor de frecuencia cuya intensidad de salidacontinua máxima sea superior o igual a 14,73 A con característi-cas de par constante o cuadrático.

NotaSi se selecciona un convertidor de frecuencia según la potencia(métodos 2-4), es importante que la potencia calculada y lapotencia indicada en los datos técnicos del convertidor de fre-cuencia sean comparables con tensión idéntica. Esto no es nece-sario si el convertidor de frecuencia se calcula según una corrien-te (método 1), ya que la intensidad de salida del convertidor defrecuencia influye en los demás datos.

2. El convertidor de frecuencia puede seleccionarse según la poten-cia aparente SM que absorbe el motor y la potencia aparente que

suministra el convertidor de frecuencia.Ejemplo: Un motor de 7,5 kW y 3 × 400 V absorbe 14,73 A.


U × I × √ 3 400 × 14,73 × √ 3SM = = = 10,2 kVA1000 1000

IVLT IM

Fig. 3.11 Selección de un convertidor de frecuencia según la intensidad nominal

SVLT SM

Fig. 3.12 Selección de un convertidor de frecuencia según la potencia aparente

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 123


Según los datos técnicos del convertidor de frecuencia, se ha deelegir un convertidor de frecuencia cuya salida máxima continuasea mayor o igual a 10,2 kVA con características de par constanteo cuadrático.

3. También se puede elegir un convertidor de frecuencia según lapotencia PM generada por el motor. Sin embargo, puesto que elcos ϕ y el rendimiento ϕ cambian con la carga, este método esimpreciso.

EjemploUn motor de 3 kW con un rendimiento y cos ϕ de 0,80 y 0,81, res-pectivamente, absorbe

Según los datos técnicos del convertidor de frecuencia, se elige unconvertidor de frecuencia cuya salida continua máxima seamayor o igual a 4,6 kVA con características de par constante ocuadrado.

4. Por razones prácticas, los valores de potencia de la mayoría delos convertidores de frecuencia siguen la serie estándar de losmotores asíncronos. Por consiguiente, a menudo se elige un con-vertidor de frecuencia sobre esta base, pero esto puede provocarque el tamaño del convertidor no sea exacto, sobre todo cuando elmotor no se carga totalmente.

SVLT PM

Fig. 3.13 Selección de un convertidor de frecuencia según la potencia de salida del eje

PM 3,0SM = = = 4,6 kVAη × cos ϕ 0,80 × 0,81

PM

Fig. 3.14 Selección de un convertidor de frecuencia según la serie estándar de motores

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 124

Distribución de corriente en el convertidor de fre-cuencia (cos ϕ del motor)La corriente que magnetiza el motor procede del condensador delcircuito intermedio del convertidor de frecuencia. La corriente demagnetización es una corriente reactiva que fluye entre el conden-sador y el motor (Fig. 3.15).

Sólo la corriente activa (IW) se absorbe de la red de alimentación.Por ello la intensidad de salida del convertidor de frecuencia siem-pre es superior a la intensidad de entrada. Además de la corrienteactiva, las pérdidas (Iloss) se absorben en la red, lo cual puede ver-se claramente en el funcionamiento sin carga.

EjemploLa corriente sin carga de un motor de cuatro polos de 1,1 kW es de1,6 A. La intensidad de salida del convertidor de frecuencia cone-ctado es aproximadamente de 1,6 A y la intensidad de entrada enfuncionamiento sin carga es casi cero.

Los fabricantes de motores normalmente indican el cos ϕ del motora intensidad nominal. Con un valor inferior del cos ϕ (por ejemplo,motores de reluctancia), la intensidad nominal del motor, con lamisma potencia y tensión nominal, es mayor, como se muestra enla siguiente ecuación:

Si el convertidor de frecuencia se dimensiona según la intensidadnominal del motor (método 1), no hay reducción en el par nominaldel motor.


M3~

cos ϕϕ

IW IS

IB

ISIS =

IW

IB

IW

Fig. 3.15 Corrientes del convertidor de frecuencia

IWIS = cos ϕ

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 125


Hay que retirar un condensador colocado en los terminales delmotor para compensar la corriente reactiva. La alta frecuencia deconmutación del convertidor de frecuencia fuerza al condensador afuncionar como cortocircuito y provoca un alta subida en la intensi-dad del motor. El convertidor la considerará como un fallo a tierra oun cortocircuito y se desconectará.

Control de la velocidad del motorLa frecuencia de salida del convertidor de frecuencia y, por tanto, lavelocidad del motor se controlan mediante una o varias señales (0-10 V; 4-20 mA, o pulsos de tensión) como referencia de velocidad. Siésta aumenta, la velocidad del motor sube y la parte vertical de lascaracterísticas de par del motor se desplazan a la derecha (Fig. 3.16).

Si el par de carga es menor que el par de motor disponible, la velo-cidad alcanzará el valor necesario. Como se muestra en la figura3.17, las características del par de carga se cruzan con las caracte-rísticas de par del motor en la parte vertical (en el punto A). Si laintersección se produce en la parte horizontal (punto B), la veloci-dad no podrá superar continuamente el valor correspondiente. Elconvertidor de frecuencia permite pequeñas salidas del límiteintensidad sin desconectarse (punto C), pero es necesario limitar lasalida de límite a tiempo.

fa) b)

M

n

Fig. 3.16 Función entre la señal de referencia y las características de par del motor

Referens-signa T

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 126

Rampas de aceleración y deceleraciónLa rampa de aceleración indica la rapidez con que aumenta la velo-cidad y se expresa en forma de un tiempo de aceleración tacc. Estasrampas se basan en gran medida en la frecuencia nominal delmotor, por ejemplo, una rampa de aceleración de 5 segundos signi-fica que el convertidor de frecuencia tarda 5 segundos para pasarde 0 a la frecuencia nominal del motor (fn = 50 Hz).

La deceleración indica la rapidez con que se reduce la velocidad. Seexpresa en forma de un tiempo de deceleración tdec.

Se puede conmutar directamente de aceleración a deceleración, yaque el motor siempre sigue la frecuencia de salida del inversor.

Los tiempos óptimos de aceleración y deceleración se pueden calcu-lar si se conoce el momento de inercia del eje del motor.


f

fn

fmin.

f

fn

fmin.

ta) b)tacc ttdec

Fig. 3.18 Tiempos de aceleración y deceleración

I [%]

ILIM

IN, VLT

160C

B1

B2 A

M

Fig. 3.17 La intensidad del motor puede superar el límite de intensidad durante un corto período de tiempo

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 127


J es el momento de inercia del eje del motor.Tfric es el par de fricción del sistema.Tacc es el par de aceleración.Tdec es el par de frenado que surge cuando se reduce la referenciade velocidad.n1 y n2 son las velocidades a las frecuencias f1 y f2.

Si el convertidor de frecuencia permite un par de sobrecarga duran-te un corto período de tiempo, los pares de aceleración y decelera-ción se ajustan en el par nominal del motor, T. En la práctica, lostiempos de aceleración y deceleración suelen ser idénticos.

EjemploJ = 0,042 kgm2 n1 = 500 r/m n2 = 1000 r/mTfric = 0,05 x TN TN = 27 Nm

Funcionamiento con frenado dinámicoCuando se reduce la referencia de velocidad, el motor actúa comogenerador y frena. La deceleración de frenado depende del tamañode la carga del motor.

Un motor conectado directamente a la red de alimentación devuelvela potencia de frenado directamente a la red de alimentación.

Si un motor está controlado por un convertidor de frecuencia, lapotencia de frenado se almacena en el circuito intermedio del con-vertidor de frecuencia. Si la potencia de frenado excede la pérdidade potencia del convertidor de frecuencia, aumenta la tensión delcircuito intermedio.

La tensión del circuito intermedio puede elevarse hasta que el con-vertidor de frecuencia se desconecta por protección y a veces esnecesario dotar al circuito intermedio con un módulo de freno y unaresistencia externa para absorber la potencia de frenado.

n2 – n1 1000 – 500tacc = J × = 0,042 × = 0,1 [s](Macc – Mfric) × 9,55 (27,0 – (0,05 × 27,0)) × 9,55

n2 – n1tacc = J × (Tacc – Tfric) × 9,55

n2 – n1tdec = J × (Tdec + Tfric) × 9,55

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 128

Si se utiliza un módulo de freno y una resistencia, se pueden frenarrápidamente grandes cargas. Sin embargo, pueden causar proble-mas de temperatura. Una alternativa es usar una unidad defrenado regenerativo. Estas unidades se usan para convertidoresde frecuencia con un rectificador no regulado y devuelven la ener-gía de frenado a la red de alimentación.

En convertidores de frecuencia con rectificadores regulados, lapotencia de frenado puede devolverse a la red (consulte la figura3.20), por ejemplo, con un inversor conectado en antiparalelo a tra-vés del rectificador.

El freno de CC es otra forma de frenar el motor. Una tensión de CCentre dos fases del motor sirve para generar un campo magnéticoestacionario en el estátor. La potencia de frenado permanece en elmotor y puede producir un sobrecalentamiento, por lo que se reco-mienda establecer el freno de CC en el rango de bajas velocidadespara que no se exceda la intensidad nominal del motor. En general,el frenado de CC está limitado en el tiempo.


Fig. 3.19 Módulo de freno y conexión de la resistencia

Fig. 3.20 Inversor en antiparalelo

~~~ ~~

~

Módulo chop-per de freno

Resistencia de freno

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 129


Cambio de sentido de giroEl sentido de rotación de los motores asíncronos está determinadopor la secuencia de las fases de la tensión de alimentación.

Intercambiando dos fases cambia el sentido de giro del motor.

La mayoría de los motores están diseñados para que el eje gire ensentido horario cuando la conexión es la siguiente:

La secuencia de fase de los terminales de salida de la mayoría deconvertidores de frecuencia también sigue este principio.

Un convertidor de frecuencia puede cambiar el sentido de giro delmotor modificando electrónicamente la secuencia de fase. La inver-sión de la marcha se consigue por medio de una referencia de velo-cidad negativa o una señal de entrada digital. Si el motor ha detener un sentido de rotación específico la primera vez que se poneen marcha, es importante conocer el ajuste de fábrica por omisióndel convertidor.

Puesto que el convertidor de frecuencia limita la intensidad delmotor a su valor nominal, en los motores controlados por converti-dores se puede invertir con más frecuencia la marcha que en losmotores conectados directamente a la red de alimentación.

U

L1 L2 L3

V W U

L1 L2 L3

V W

Fig. 3.21 El sentido de giro del motor cambia con la secuencia de fase

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 130

RampasTodos los convertidores de frecuencia disponen de funciones derampa para proporcionar un funcionamiento uniforme. Estas ram-pas son adaptables y se encargan de que la referencia de velocidadsólo aumente o disminuya el valor predefinido.

Los tiempos de rampa pueden establecerse en valores tan bajos queen algunas situaciones el motor no puede seguir la velocidad pre-definida.

Esto provoca un aumento de la intensidad del motor hasta que sealcanza el límite de intensidad. Si el tiempo de bajada de rampa escorto (t-a), la tensión del circuito intermedio puede aumentar tantoque el circuito de protección del convertidor de frecuencia detieneel convertidor.

Los tiempos óptimos de rampa pueden calcularse mediante las fór-mulas siguientes:.


nt–a = J × (TN + Tfric) × 9,55

nta = J × (TN – Tfric) × 9,55

n

nN

t

n

tFig. 3.23 Tiempos de rampa variables

M

MMn n

nM Mn n

Fig. 3.22 Par de frenado del convertidor de frecuencia durante el cambio de sentido de giro

ta: aceleraciónt–a: deceleraciónn:TN: par nominal del motorTfric: par de fricción

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 131

Normalmente, los tiempos de rampa se seleccionan según la velo-cidad nominal del motor.

SupervisiónLos convertidores de frecuencia pueden supervisar el proceso quese controla e intervenir si se producen fallos de funcionamiento.

Esta supervisión puede dividirse en tres áreas: área de proceso,motor y convertidor de frecuencia.

La supervisión del funcionamiento se basa en la frecuencia desalida, la intensidad de salida y el par del motor. Con estos valoresse puede establecer una serie de límites que intervienen en lafunción de control si se sobrepasan. Estos límites podrían ser lavelocidad mínima permitida del motor (frecuencia mín.), la inten-sidad máxima permitida del motor (límite de intensidad) o el par demotor máximo permitido (límite de par).

Si se rebasan estos límites, el convertidor de frecuencia puede, porejemplo, programarse para emitir una señal de advertencia, paradisminuir la velocidad del motor o detenerlo lo más rápidamenteposible.


n

nN

nref

tt–a

Fig. 3.24 Ajuste de los tiempos de rampa

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 132


EjemploEn una instalación que utiliza una correa trapezoidal como cone-xión entre el motor y el resto de la instalación, el convertidor de fre-cuencia puede programarse para supervisar la correa trapezoidal.

Puesto que previsiblemente la frecuencia de salida aumentaría conmás rapidez que la rampa predefinida si se rompe la correa trape-zoidal, la frecuencia puede emplearse para emitir una advertenciao detener el motor si se producen estas situaciones.

La supervisión del motor con el convertidor de frecuencia es posiblesegún un cálculo de las condiciones térmicas del motor o conectandoun termistor al mismo. Igual que un interruptor térmico, el con-vertidor de frecuencia se encarga de que el motor no se sobrecar-gue. El convertidor de frecuencia calcula, entre otros, el valor de lafrecuencia de salida, lo cual garantiza que el motor no esté sobre-cargado a velocidades bajas si se reduce la ventilación interna. Losconvertidores de frecuencia actuales también pueden proteger elmotor con una ventilación forzada si la intensidad es demasiadoalta.

La supervisión de la unidad tradicionalmente implica que el con-vertidor de frecuencia se desconecta en caso de sobreintensidad.Algunos convertidores permiten una corta sobreintensidad. Elmicroprocesador del convertidor de frecuencia puede sumar laintensidad del motor y el tiempo para asegurar una utilización óptimadel convertidor sin sobrecargas.

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 133

Carga y calentamiento del motor

Los motores conectados a convertidores de frecuencia se debenmantener a la temperatura correcta, que está sometida a dos tiposde influencias:

• La cantidad de aire de refrigeración desciende con la velocidad.• El motor genera calor adicional si hay una corriente no

sinusoidal en el motor.

A velocidades bajas, el ventilador del motor no puede aportar sufi-ciente aire para refrigerar. Este problema surge cuando el par decarga es constante en todo el rango de control. La ventilación redu-cida determina el nivel de par permitido durante cargas continuas.Si el motor funciona continuamente –con un par nominal del100%– a una velocidad menor que la mitad de la velocidad nominal,necesita más aire para refrigerarse (las áreas grises de la figura 3.25).

Como alternativa, la relación de carga del motor puede reducirseseleccionando un motor mayor. Sin embargo, hay que tener cuidadode no sobredimensionar el motor para un convertidor de frecuenciadeterminado.

Si la intensidad del motor no es sinusoidal, el motor no debe some-


M [%]

100

146

50

100

1

2

150 20050n [%]

Fig. 3.25 Necesidad de ventilación externa para un motor de tama-ño nominal y uno más grande

Graf 1: Motor tamaño nominal, ejem. 15 kWGraf 2: Motor tamaño mayor, ejem. 22 kW

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 134

terse a una carga del 100% permanentemente, ya que recibirácorrientes armónicas que aumentarán su temperatura. El valor delas corrientes armónicas determina la cantidad de calor.

RendimientosCAPÍTULO 3: CONVERTIDORES DE FRECUENCIA Y MOTORES 135

M

100%

50%

100% 200%n

M

100%

50%

100% 200%n

Fig. 3.26 Una corriente sinusoidal genera más calor en el motor

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 135

El rendimiento η de una unidad se define como la relación entre lapotencia de salida P2 y la potencia de entrada P1.

La diferencia entre P1 y P2 se denomina pérdida de potencia PV , esdecir, potencia que se disipa en forma de calor en la unidad.

El rendimiento se puede calcular para el convertidor de frecuencia,

para el motor o para ambos (rendimiento del sistema).

Rendimiento del convertidor de frecuencia

Rendimiento del motor

Rendimiento del sistemaLos gráficos muestran que el rendimiento del motor ejerce unagran influencia en el rendimiento del sistema. El rendimiento del


P2η = P1

P3

P2

P2

P1

P3

P1

P1 P2

Pv

P2P1~

P3

Fig. 3.27 Salida, absorción de potencia y rendimientos

100A

B

η%

0 600 1200 1800 2400 3000

min–1

80

60

40

20

0

Fig. 3.28 Rendimiento de un convertidor de frecuencia al 100% (A)y al 25% (B) de carga

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 136

convertidor de frecuencia es elevado en todo el rango de control, yadisponga de mucha o de poca carga.

También puede apreciarse que los rendimientos son más bajos avelocidades bajas. Sin embargo, esto no significa que la pérdidaabsoluta sea mayor a velocidades bajas.


100

A

B

η%

0 600 1200 1800 2400 3000

min–1

80

60

40

20

0

Fig. 3.30 Rendimiento de un convertidor de frecuencia y un motor (bipolar) al 100% (A) y al 25% (B) de carga

100

A

B

η%

0 600 1200 1800 2400 3000

min–1

80

60

40

20

0

Fig. 3.29 Rendimiento de un motor típico (bipolar) al 100% (A) y al 25% (B) de carga

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 137

Ejemplos de la figura 3.30:

Los altos rendimientos de los convertidores de frecuencia ofrecenvarias ventajas:

• Cuanto mayor sea el rendimiento, menor será la pérdida de calorque debe eliminarse de la instalación. Esto es importante si elconvertidor de frecuencia está integrado en un panel de control.

• Cuanto menor sea la pérdida térmica presente en los semicon-ductores y las bobinas del convertidor de frecuencia, mayor serásu duración.

• Cuanto mayor sea el rendimiento, menor será el consumo ener-gético.

1. n = 800 min–1

P3 = 9628 W η = 77,3%

P1 = P3 = 12455,4 W η

PT = P1 – P3 = 2827,4 W

2. n = 500 min–1

P3 = 1500 W η = 70%

P1 = P3 = 2143 W η

PT = P1 – P3 = 643 W


V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 138

4. Protección y seguridadSegún las normas aplicables a una determinada instalación, puedeser necesario colocar un interruptor de emergencia junto al motor.Es importante instalar el interruptor en el cable de motor de tal for-ma que el motor y el convertidor de frecuencia no se vean dañados,y preferiblemente al margen de la frecuencia de conmutación.

Es preciso aislar galvánicamente la parte de control y de potenciadel convertidor de frecuencia. En caso contrario, los cables de con-trol podrían tener la misma tensión que la red de alimentación enrelación a tierra y podría ser fatal tocar los cables de control o, encasos de menor seriedad, podría dañarse el equipo.

La norma europea EN 50178 describe las directrices para el aisla-miento galvánico. El tipo de protección proporcionado para conver-tidores de frecuencia ofrece protección frente a lesiones derivadasdel contacto. IP20 proporciona un alojamiento completo de las par-tes activas. IP54 es un alojamiento a prueba de salpicaduras.

Además, un sobrecalentamiento en un convertidor de frecuenciapuede suponer un riesgo de incendio. Por consiguiente, es precisoincorporar un sensor térmico para cortar la tensión de alimenta-ción en caso de un fallo de refrigeración.

En algunas circunstancias, un motor conectado a un convertidor defrecuencia puede volver a arrancar sin previo aviso. Esto podríasuceder, por ejemplo, si en el convertidor de frecuencia se activanlos elementos de la función temporal o se supervisan los límites detemperatura.

Protección adicional La protección adicional sirve para evitar tensiones peligrosas en elchasis de la caja. Los convertidores de frecuencia siempre necesitanprotección adicional. La forma de protección debe evaluarse encada caso en particular y depende de las condiciones y normas loca-les. Los tipos diferentes de protección son la puesta a cero, la cone-xión a tierra y los relés de protección.

CAPÍTULO 4: PROTECCIÓN Y SEGURIDAD 139

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 139

140 CAPÍTULO 4: PROTECCIÓN Y SEGURIDAD

Puesta a cero (sistema TN)Es posible instalar un cable protector entre el terminal de tierra yel conductor neutro en el cable de alimentación de la instalación.Esta forma de protección adicional se utiliza ampliamente en redesindustriales e instalaciones domésticas que se alimentan concables a tierra. Si la instalación no se ha puesto a cero, el métodosólo puede usarse según las condiciones de la conexión y quizá seanecesario hablar con el proveedor del convertidor de frecuencia.

Conexión a tierra (sistema TT)También es posible instalar un cable protector entre el terminal deconexión a tierra y la barra equipotencial. Sin embargo, para usareste método, la impedancia de la barra equipotencial debe ser losuficientemente baja. Según los componentes de reducción deinterferencias, el convertidor de frecuencia tiene una corriente defuga a tierra, razón por la cual la conexión a tierra debe ser de bajaimpedancia. La norma EN 50178/5.3.2.1 establece los siguientesrequisitos:Para una corriente superior a 3,5 mA, la sección transversal delcable de protección debe ser al menos de 10 mm2, o bien la unidaddebe conectarse a tierra mediante dos cables protectores distintosque cumplan los requisitos de la norma IEC 364-5-543. A menudoeste método se llama conexión a tierra reforzada.

L1

L2

L3

PEN

L1

L2

L3

Fig. 4.01 Puesta a cero (sistema TN)

Fig. 4.02 Conexión a tierra (sistema TT)

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 140

Relés de protecciónExisten dos tipos de relés para obtener una protección adicional.Un tipo funciona con un relé de tensión residual y el otro con un reléde corriente residual.

En la mayoría de las instalaciones pueden utilizarse relés de ten-sión residual (relés FV) para obtener una protección adicional. Laprotección se obtiene conectando la bobina del relé entre el termi-nal de tierra del convertidor de frecuencia y el potencial de tierrapor medio de un cable protector. Si la tensión no es la adecuada, elrelé se activa y el convertidor de frecuencia deja de funcionar contensión.

Los relés FV pueden emplearse con buenos resultados cuando no sepermite el uso de la puesta a cero (conexiones TN) o donde las condi-ciones del suelo no permiten conexión a tierra. La posibilidad de usarestos relés depende de la normativa de la compañía de electricidad.

La protección de convertidores de frecuencia con un detector decorriente residual (RCD) (Residual Current Device) está permitida endeterminadas condiciones. Los dispositivos RCD colocan todos los cables de alimentación delconvertidor de frecuencia a través de un transformador integradorde corrientes, que mide la suma de las corrientes de los cables paraasegurar que es igual a cero. En caso contrario, se induce automá-ticamente una corriente en el bobinado secundario del transforma-dor, corriente que desactiva el relé e impide el paso de la energía alconvertidor de frecuencia. En los RCD tradicionales se utilizaba elprincipio de inducción, que funciona exclusivamente con tensión deCA. Según la norma EN 50178, los convertidores de frecuencia conpuentes con entrada de 6 pulsos pueden permitir la circulación deuna corriente continua uniforme en caso de fallo. Lo más conve-niente es probar si la CC puede medirse en la entrada del converti-


Fig. 4.03 Relés de tensión (defectuosa)

L1

L2

∆U

L3

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dor de frecuencia.Según EN 50178 es posible generar corrientes continuas uniformessi se producen fallos en convertidores de frecuencia con rectificado-res trifásicos. Puede utilizarse un relé RCD para protección adicio-nal. Debe tratarse de un relé del tipo B, tal como describe la normaIEC 755. En la práctica esto significa que el relé debe estar marca-do con el símbolo siguiente:

Si se utilizan interruptores de protección de corriente que no soncompatibles con CC, es posible usar un transformador aislador antesdel convertidor de frecuencia para evitar esta corriente residual.

Las corrientes de fuga a tierra se generan en cierta medida por loscomponentes del filtro para interferencias de radiofrecuencia. Losfiltros para interferencias de radiofrecuencia suelen generar unacorriente de fuga a tierra de sólo unos pocos mA, lo cual no provocaun disparo. Sin embargo, si se utilizan varios filtros o filtros muy


L1

L2

∆I

L3

Corrientes residuales alternas

Corrientes continuas pulsatorias (onda media pos. y neg.)

Corrientes de onda media en pendienteÁngulo de inclinación 90° el.

135° el.

Corriente de onda media con superposición de corrien-tes continuas residuales uniformes de 6 mA

Corrientes continuas residuales uniformes

Interpretacióneléctrica

Interpretaciónelectrónica

Fig. 4.04 Relé de corriente residual para todo tipo de corrientes

Fig. 4.05 Curvatura y características de las corrientes defectuosas

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 142


grandes, es posible que se desconecte un relé RCD.

Compatibilidad electromagnéticaLas interferencias electromagnéticas son fenómenos eléctricosimprevistos que se generan en la unidad o la afectan de una formano deseada.

Los fenómenos electromagnéticos pueden ser naturales o estar pro-vocados por el hombre.

Entre las interferencias electromagnéticas que aparecen en lanaturaleza se encuentran las interferencias atmosféricas, como losrayos. Otro fenómeno es el campo magnético que rodea al planetaentero y nos protege de la radiación energética procedente del espa-cio. Aunque las perturbaciones atmosféricas no se pueden evitar, suinfluencia en las unidades e instalaciones eléctricas puede limitarse.

Las interferencias no naturales se consideran fenómenos electro-magnéticos artificiales y tienen lugar donde se utiliza la energíaeléctrica. Este tipo de interferencias puede dispersarse por el aire opor el cableado eléctrico. Algunos ejemplos son la interferencia deinterruptores de luz o sistemas de encendido que se experimentanen aparatos de radio o TV. Además, si hay un breve caída de ten-

sión, es posible que se paren los relojes o que un PC deje de funcio-nar correctamente.

Las descargas electrostáticas también provocan fallos en interrup-tores electrónicos e incluso riesgo de incendio, y hay varios efectosmutuos con personas, plantas y animales.

Fig. 4.06 Fenómenos electromagnéticos

Interferencia de la red de alimentación

Resistencia a las interferencias

Protección contra rayos

Interferencias deradiofrecuencia

Protección contra lesionespor contacto

Electrostática

Efecto de corona

Radioactividad

Microondas

Campos magnéticos

Efectos biológicos Corrosión eléct.

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 143

El término internacional para designar las interferencias de radio-frecuencia es EMC (abreviatura inglesa de compatibilidad electro-magnética). Es la capacidad de una unidad para resistir las inter-ferencias eléctricas y no emitir interferencias en su entorno.

En Europa, en 1989 se adoptó una directiva sobre EMC y las nor-mas actuales europeas sobre EMC se dividen en tres grupos:

Estándar BásicoEstos estándares se ocupan del fenómeno. Describen la configura-ción de los equipos de prueba necesarios y el procedimiento demedición.

Estándar GenéricoEstos estándares se ocupan del entorno. Distinguen entre áreasresidenciales, áreas de oficinas, industria ligera, industria manu-facturera y aplicaciones especiales.

Estándar de ProductoEstos estándares se refieren a los requisitos especiales para fami-lias de productos determinadas con respecto al procedimiento demedición y su evaluación. Se indican niveles de prueba exactos yvalores límite. Estas normas tienen prioridad sobre las genéricas.

Si una unidad eléctrica o electrónica cumple la legislación europea,debe presentarse ante las autoridades y obtener su certificación enun momento determinado. Esto se realiza con una Declaración deConformidad de la UE y con la marca CE. La Declaración deConformidad de la UE se emite como verificación para una serie deunidades, y la marca CE se coloca en la unidad, el empaquetado ylas instrucciones de funcionamiento. La marca CE es un símbolo deautoridad dirigido a las autoridades europeas competentes que con-firma que se han cumplido las reglas y normativas correspondientes.


V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 144

Ahora, los productos que requieren una marca CE según la directi-va sobre EMC deben poseer esta etiqueta.Si una unidad eléctrica funciona con una tensión entre 50 y 1000 VCA o entre 75 y 1500 V CC, también debe cumplir la directiva sobrebaja tensión. Esta directiva entró en vigor en 1997 y hace referen-cia a los peligros que pueden correr personas, animales domésticos

u objetos cuando se usan máquinas eléctricas.


Fig. 4.08 Plazos de transición de la marca CE

1992 1993 1994 1995 1996 1997

EMC89/336/EØF

Baja tensión72/23/EWG

Máquinas89/393/EWG

Marca CE93/68/EWG

Fig. 4.07 Signo de conformidad de la UE

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 145

Dispersión de interferenciasLa emisión (transmisión de interferencias) es la energía electro-magnética (o cantidad de interferencias) que emite una unidad,mientras que inmunidad es la capacidad de la unidad de resistir oeliminar las interferencias. Las interferencias que proceden de un convertidor de frecuenciason interferencias de la red de alimentación en la gama de bajasfrecuencias, que se propagan por la red de cables como interferen-cias conducidas, e interferencias radiadas en la atmósfera a altasfrecuencias (10 kHz a 1 GHz).

AcoplamientoLos circuitos eléctricos pueden acoplarse con acoplamiento galvá-nico, capacitivo o inductivo. El acoplamiento galvánico puede pro-ducirse cuando dos circuitos eléctricos comparten una impedanciaeléctrica común.

Los convertidores de frecuencia y otros equipos eléctricos trabajan-do en un sistema, se conectan entre ellos mediante cables y tienenel mismo potencial a tierra Dependiendo de las condiciones deimpedania, se puede transferir al aparato una tensión perturbadorapor metio de las dos ímpedancias comunes [ ZL3 y Z0].


Z

ZL1

ZL2

ZL3

Z0

Fig. 4. 09 Acoplamiento galvánico

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 146

El acoplamento capacitivo sucede cuando dos circuitos eléctricostienen como referencia una tierra común. Tipicamente ocurre cuan-do el cable de motor esta situado demasiad cerca de otros cables. Lacorriente de interferencia capacitiva depente de la frecuencia en elcable de motor, la tensión y la distancia a otros cables. La relativaalta frecuencia de commutación de los convertidores de frecuencia dehoy en dia, con la cual se genera la tension de salida, proporciona unaresistencia capacitiva baja en el cable de motor y produce unacorriente de interferencia capacitiva.


M

M

Fig. 4.10 Acoplamiento capativo

Fig. 4.11 Acoplamiento inductivo

Interferencia Capacitiva

Interferencia de tensión inductiva

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 147


Interferencias de la red de alimentación.Las interferencias de la red de alimentación procedentes de unida-des que consumen electricidad provocan una distorsión de la ten-sión de la red. Esta distorsión se genera en los componentes de altafrecuencia de la corriente que absorben los circuitos de los inverso-res y otros productos semiconductores a causa de su naturaleza nolineal. En otras unidades conectadas a la misma red de alimentación,la interferencia de la red origina una carga adicional. Esto se reflejaen un consumo mayor de corriente o en un zumbido en las unidades.

Fig. 4.12 Reducción de corrientes armónicas incorporando bobinas de CC en el VLT 5000

F 5 10 15 20 25 30 40 45 5035

100%

90%

80%

70%

60%

50%

40%

30%

20%

10%

0

Amplitud

Sin bobina

Con bobina

Ondasarmónicas

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El rectificador del convertidor de frecuencia envía una tensión deCC pulsatoria. El condensador del siguiente circuito intermedio detensión de CC se carga en cada pico de tensión. Durante este pro-ceso de carga, tienen lugar intensidades de entrada de amplitudrelativamente elevada. Debido a esta carga no sinusoidal de formapulsatoria, se distorsiona la forma sinusoidal de la tensión de ali-mentación y el grado de distorsión depende de la carga de intensi-dad y de la impedancia de la red de alimentación. La distorsión máxima permitida para redes públicas está indicadaen EN 61000-3-2 y en EN 61000-3-4 para sistemas públicos de bajatensión. Las interferencias de la red de alimentación están forma-das por partes de alta frecuencia en forma de los denominados armó-nicos de la frecuencia básica de la tensión de alimentación. El conte-nido total de armónicos se llama distorsión total de armónicos (THD).

El tamaño máximo permitido para cada armónico de tensión en lared de alimentación se indica en EN 61000-3-2, tabla 1. Las inter-ferencias de la red pueden reducirse limitando la amplitud de lascorrientes pulsatorias. En la práctica, se instalan bobinas en el cir-cuito intermedio o en la entrada del convertidor de frecuencia. Amenudo, los convertidores de frecuencia se suministran sin bobi-nas, en cuyo caso pueden encargarse por separado e instalarse des-pués. Los niveles de armónicos de la tensión de la red con los quepuede funcionar el convertidor de frecuencia se indican en la nor-ma EN 60146-1-1 (requisitos generales para convertidores de ener-gía con semiconductores).

Transitorios/sobretensiónTanto en la industria como en el ámbito doméstico pueden darsetransitorios, o breves picos de sobretensión en un rango de unos milvoltios, en la red de alimentación.

Pueden producirse cuando se conectan y desconectan cargas elevadasen la red de alimentación o debido a unidades de compensación delfactor de potencia. Por ejemplo, si un rayo cae directamente en loscables de alimentación, provocará un pico de sobretensión que puedecausar averías en las instalaciones situadas a una distancia de hasta20 km. En las instalaciones al aire libre, pueden suceder saltos de losaisladores a otros cables. Los cortocircuitos y las desconexiones deseguridad de la red de alimentación también provocan transitorios.Con acoplamientos inductivos magnéticos, los cables extendidos enparalelo también pueden causar picos de alta tensión.


THD [%] =√ (U3)2 + (U5)2 + ... + (UN)2

U1

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La forma de estos transitorios y la energía que contienen se expli-ca en EN 61000-4-1 y VDE 0160.

Danfoss ha optado por seguir los requisitos de VDE 0160 (versión2), aunque la norma ya no tiene validez. La razón es que esta estric-ta norma incluye las condiciones difíciles a las que suelen exponer-se los convertidores de frecuencia.

Los efectos perjudiciales de los transitorios y las sobretensionespueden limitarse de varias maneras. Para combatir transitorios demucha energía y sobretensiones, pueden instalarse descargadoreseléctricos. En unidades electrónicas a menudo se utilizan resisten-cias dependientes de la tensión (varistores) para amortiguar lassobretensiones. En el rango de señales, la protección puede asegu-rarse por medio de un diodo de ruptura.

U

ωt

tr ≈ 0,1 ms

1 /2 ∆

U

2,3

ÛN

UN

± 1

0%

Fig. 4.13 Transitorios de red según VDE 0160 de diciembre de 1990

Fig. 4.14 Protección contra transitorios

4 kV 2,5 kV6 kV

Categoría de sobre-tensión según IED664

Protecciónsuperficial, p.ej., eliminadorde gases

Protección fina,p.ej. varistor deruptura

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Interferencias de radiofrecuenciaCualquier corriente o tensión que se desvíe de la curva sinusoidalpura contiene componentes de frecuencias altas. La magnitud deestas frecuencias depende del índice de variación del proceso.

Cuando se cierra o abre un mecanismo de contacto, tiene lugar uncambio muy rápido de intensidad y se registra un cambio de inten-sidad de pendiente muy pronunciada. Esto también se refleja en latensión. En una radio, este fenómeno se escucharía como ruido cre-pitante. En este contexto, normalmente una sola pulsación no cau-saría interferencias. Sin embargo, como los semiconductores delconvertidor de frecuencia se conmutan como si fueran elementos decontacto en el rango de kHz con flancos de conmutación pronuncia-dos, se generan e irradian interferencias de radiofrecuencia per-manentes.

Las interferencias de radiofrecuencia (RFI) se definen como oscilacio-nes eléctricas con frecuencias comprendidas entre 10 kHz y 1 GHz.

91,0

79,0

69,5

66,0

57,5

56,0

46,0

50,0

105

µV

5

2

104

5

2

105

5

2

102

5

2

102101

101 2 3 MHz5210˚521510-15210-220

30

40

50

60

70

80

90

(µV)dB

100

Frecuencia

Niv

el d

e te

nsió

n de

inte

rfer

enci

as d

e ra

diof

recu

enci

a

Clase A, grupo 1

Clase B, grupos 1 y 2

Tens

ión

de in

terf

eren

cias

de

radi

ofre

cuen

cia

Fig. 4.15 Valores de umbral medio de interferencias de radiofrecuencia según EN 55011

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El grado de esta interferencia depende de varios factores:• la impedancia de la red de alimentación• la frecuencia de conmutación del inversor• la estructura mecánica del convertidor de frecuencia• la frecuencia de la tensión de salida al motor• las medidas tomadas contra las interferencias• la longitud y el tipo del cable de motor.

Las interferencias de radiofrecuencia se emiten por conducción oradiación y están limitadas por las normas EN en Europa y las nor-mas IEC en todo el mundo.

Los valores límite y procedimientos de medición para interferen-cias de radiofrecuencia de unidades de alta frecuencia industriales,científicas y médicas (unidades ISM) –que hasta hace poco tambiénincluían a los convertidores de frecuencia– se indican en EN 55011.Los valores límite para emisiones de electrodomésticos se indicanen EN 55014. Ahora los convertidores de frecuencia se tratan en lanorma de producto EN 61800-3.

Las interferencias de alta frecuencia de la red de alimentación sólopueden reducirse con eficacia utilizando un filtro que posea bobinasy condensadores. No todos los convertidores de frecuencia llevanfiltro para interferencias de radiofrecuencia, en cuyo caso el filtrodebe incorporarse aparte: filtros de clase A para la industria y declase B para ambientes domésticos.

L1

L2

L3

MOV

MOV

MOVCS

CR

CT

CE5

CE6

CE1

CE4

R5 R1

R6 R2

RFI

C1

C2


Fusiblesde la red(externos)

Red de ali-mentacióncon bobina enmodo común

Rectifi-cador

Medidade inten-sidad

Proteccióncontrasobreten-sión

Fig. 4.16 Convertidores de frecuencia y medidas de interferencias deradiofrecuencia

Bobina deCC

Bobina deCC

dudt

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En el cable que conecta el convertidor de frecuencia y el motor, esposible limitar las interferencias de radiofrecuencia utilizando fil-tros o cables apantallados/blindados. En esta conexión, la alta fre-cuencia de conmutación del inversor significa:•que los condensadores tienen que absorber corrientes más elevadas•que las bobinas del filtro han de ser muy grandes.

Cables apantallados/blindadosPara limitar las interferencias de radiofrecuencia se utilizan amenudo cables apantallados/blindados. El efecto del apantalla-miento se expresa en decibelios (dB) como atenuación de apanta-llamiento o impedancia de acoplamiento.La atenuación de apantallamiento debe ser lo más elevada posible(normalmente en un rango de 30 dB), mientras que la impedanciade acoplamiento debe ser lo más baja posible.

Para que el apantallamiento contra interferencias de alta frecuen-cia sea verdaderamente eficaz, debe conectarse a tierra en el extre-mo del convertidor y también en el del motor, y debe ser continuoentre ambos extremos. En la práctica, si no es continuo, debe esta-blecerse un enlace de alta frecuencia y baja impedancia en la inte-rrupción. Un buen contacto entre el apantallamiento y el potencialde tierra es importante, ya que una mala conexión reduce el efectodel apantallamiento y, por tanto, la atenuación de la interferencia.Hay que tener en cuenta que, si la conexión a tierra se realiza envarios lugares, una corriente ecualizadora recorrerá el potencial detierra. En consecuencia, los cables de señal sólo deben conectarse atierra por un extremo.

Fig. 4.17 Instalación de apantallamiento correcta en cuanto a EMCBien BienMal

Abrazadera de cable Mordaza de cableTerminal de tierra

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Puesto que estos cables de señal funcionan con señales de pequeñotamaño, la conexión al apantallamiento produciría perturbaciones.Cuando se adquiere e instala un convertidor de frecuencia, hay queconsiderar cómo y hasta qué punto deben limitarse las interferen-cias de Radiofrecuencia y la documentación técnica habrá de indi-car la clase de interferencia de radiofrecuencia con la que cumple elconvertidor de frecuencia. Además, no siempre está claro si el filtroestá integrado o si debe adquirirse e instalarse aparte, ni para quélongitud de cable de motor es más adecuado.

Normalmente son necesarios cables de motor y de control apantalla-dos/blindados, y están recomendados si ha de cumplirse una determi-nada clase de protección contra interferencias de radiofrecuencia.

Equipo de corrección del factor de potencia (PFC)Estas unidades se integran en redes cuando es preciso corregir elángulo de la diferencia de fase entre la tensión y la intensidad (cosϕ). Es el caso si muchas unidades que consumen corriente inducti-va, como motores o unidades de conmutación para lámparas, fun-cionan con la red de alimentación.

Un convertidor de frecuencia no genera ningún ángulo de diferen-cia de fase; su cos ϕ es aproximadamente 1. A altas frecuencias, loscondensadores del sistema PFC tienen una resistencia internainferior. Si los elementos de alta frecuencia (ondas armónicas) resi-den en la tensión de la red, la intensidad de entrada de la unidadPFC aumentará, los condensadores se calentarán y se someterán auna carga mayor.

Los elementos de alta frecuencia de la red de alimentación puedendejarse fuera de la instalación por medio de bobinas, ya sean de redo de CC. Las bobinas de CC también impiden que se produzcanresonancias entre la inductancia de las unidades que se alimentande corriente y la capacitancia de la unidad de corrección. Lo quedebe considerarse es el hecho de que la alta frecuencia tiene unefecto de succión menor, lo que significa que en un sistema de con-trol multiservicio y en transformadores de audiofrecuencias hacefalta un filtro de supresión.Dependiendo de la normativa de la compañía eléctrica local, debe-rían utilizarse unidades de compensación con bobinas.

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Selección de un convertidor defrecuencia para accionamientos

de velocidad variable

Seleccionar un convertidor de frecuencia para accionamientos develocidad variable requiere mucha experiencia. Si se carece de ella,a menudo es útil visitar una planta de referencia con aplicacionessimilares o exposiciones y ferias. A continuación se incluye una brevelista de verificación con los puntos que deben tenerse en cuenta:

1. Detalles que hay que controlar sobre la máquina• características necesarias de la planta o máquina• características de par, par de parada, par de aceleración• rango de control de velocidad, refrigeración• consumo energético del convertidor y el motor• cuadrantes de funcionamiento• compensación de deslizamiento (dinámica)• tiempos de aceleración y deceleración necesarios• tiempos de frenado necesarios, tiempo de funcionamiento del freno• unidades directas, engranajes, componentes de transmisión,

momento de inercia de la masa• sincronización con otras unidades• controles, tiempo de funcionamiento• enlace con el ordenador, interfaces, visualización• diseño y tipo de protección• posibilidad de integrar inteligencia descentralizada en el con-

vertidor de frecuencia

2. Detalles del entorno• altura de la instalación, temperatura ambiente• requisitos de refrigeración, opciones de refrigeración• condiciones climáticas, como humedad, agua, suciedad, polvo,

gases• normas especiales, por ejemplo, para minería, sector químico,

construcción naval, tecnología de alimentación• ruido acústico

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3. Red de alimentación• tensión de la red, fluctuaciones de tensión • rendimiento de la red• fluctuaciones de la frecuencia de la red• interferencias de red• protección contra cortocircuito y sobretensión• caída de tensión de la red

4. Mantenimiento, funcionamiento, personal• formación e instrucción de operadores• mantenimiento• piezas y unidades de repuesto

5. Criterios financieros• costes de adquisición (componentes)• requisitos de espacio, instalación integrada, diseño• costes de instalación• puesta en marcha del sistema• costes de configuración• costes de funcionamiento• rendimiento del sistema (convertidor de frecuencia y máquina)• requisito de energía reactiva y compensación de cargas armóni-

cas• duración del producto

6. Medidas de protección para operadores/conver-tidor/motor

• aislamiento galvánico conforme con PELV• caída de tensión de fase• conmutación en la salida del convertidor• protección de tierra y cortocircuitos• bobinas del motor para reducir los tiempos de elevación de ten-

sión,dU/dt• supervisión térmica electrónica y conexión de termistores

7. Estándares/normas• nacionales DIN, BS, UL, CSA, VDE, EN europea• internacionales IEC, CE, etc.

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8. Consideraciones medio ambientales• posibilidad de reciclar el producto• práctica de fabricación• factores de ahorro energético

Con esta lista puede seleccionarse un convertidor de frecuencia quecubra la mayoría de los elementos de forma estándar, pero tambiénhay que comprobar:

• si el convertidor tiene bobinas de red o de circuito intermediopara reducir enormemente las interferencias de red

• si hay un filtro RFI de clase A o B de forma estándar o si hay queadquirirlo por separado

• si se requiere pérdida de potencia del motor cuando se usa unconvertidor de frecuencia

• si el propio convertidor está protegido contra tierra y cortocircuitos• si el convertidor reacciona adecuadamente en una situación de

fallo.


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APÉNDICE I: TEORÍA MECÁNICA GENERAL 159

Apéndice I:Teoría mecánica general

Movimiento rectilíneoEn el movimiento rectilíneo, un cuerpo permanece en reposo o man-tiene su movimiento rectilíneo hasta que una fuerza actúa sobre él.

La fuerza, F, puede describirse como el producto de la masa delcuerpo y el cambio por unidad de tiempo de la velocidad del cuerpo.Este cambio de velocidad por unidad de tiempo es la aceleración, a.

Para mantener el movimiento constante, una fuerza debe actuarsobre el cuerpo continuamente, pues las fuerzas que trabajancontra la dirección del movimiento, como la fricción y la gravedad,conseguirán que frene y se detenga.

Movimiento rotativoEn el movimiento rotativo, se puede obligar a un cuerpo a girar oalterar su sentido de rotación si se ve influido por un par alrededorde su centro de masa. Al igual que la fuerza, el par se puede expre-sar por su efecto: es el producto de un momento de inercia del cuer-po y la variación de velocidad del cuerpo por unidad de tiempo, esdecir, la aceleración angular, α.

F = m × a:

»masa« «m» unidad de medida: [Kg]

»a« Aceleración: «a» unidad de medida: [ ]

F: Fuerza: »F« unidad de medida: [N]

M = F × r

r

F

Ill. AI.01

mS2

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El momento de inercia, como la masa, ejerce un efecto amortigua-dor en la aceleración y depende de la masa y de la forma del cuer-po en el espacio en relación al eje de rotación.

160 APÉNDICE I: TEORÍA MECÁNICA GENERAL

M = I × α 2 π nω = ; n = Medida en [revoluciones min-1]60cambio de ánguloVelocidad angular: ω unidad de medida: [ ]s

dω cambio de ánguloAceleración angular: α = ; unidad de medida [ ]dt s2

Momento de inercia: I; unidad de medida: [kg m2]

Fig. AI.02 Cálculo de los distintos momentos de inercia

m × r2

I = 2

m × r2 m × l2

I = +4 12

2 × m × r2

I = 5

mI = × (r12 + r2

2)2

Cilindro macizo

Cilindro hueco

Bola maciza

l

l

r

l

r1

r2

2r

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 160

APÉNDICE I: TEORÍA MECÁNICA GENERAL 161

Cuando se desea calcular el par y la aceleración de un sistema, espreferible relacionar todas las masas e inercias con un momentoinercial en el eje del motor.

Trabajo y potenciaEl trabajo realizado por el motor en movimiento rectilíneo se pue-de calcular como el producto de la fuerza en la dirección del movi-miento «F» y la distancia »s« que recorre el cuerpo.

En los movimientos rotativos, el trabajo se calcula como el produc-to del par T y el movimiento angular (ϕ). Una revolución = 2 × ϕ[rad].

El trabajo de un sistema transportador aumenta con el tiempo. Notiene un valor máximo, por lo que no se puede utilizar en cálculos.La potencia, P, es el trabajo por unidad de tiempo y sí tiene un valormáximo.En el movimiento rectilíneo, la potencia se calcula como el productode la fuerza en la dirección del movimiento y el espacio recorridopor unidad de tiempo, es decir, la velocidad »v«.

En los movimientos rotativos, la potencia también puede calcular-se como el producto del par y el espacio de movimiento por unidadde tiempo, es decir, la velocidad angular ω .

P = F × V

ω22 ω3

2I = I1 + I2 × ( ) + I3 × ( ) + …ω1 ω1

Movimiento angular: ϕ unidad de medida: cambio angular1 revolución = 2 × π[rad]

unidad de medida: [W]

I1: Momento de inercia propio del motor, etc.

I2, I3: Momentos individuales de inerciadel sistema

ω1: Velocidad angular del motor, etc.

ω2, ω3: Velocidad angular de los distintos cuerpos en rotación, etc.

P = T × ω unidad de medida: [W]

W = T × ϕ

W = F × s Recorrido del movimiento: s unidad de medida: [m] Trabajo: W unidad de medida: [W × s]

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Apéndice II:Teoría general de la

corriente alternaCA significa corriente alterna y se representa con el símbolo »~«. Enella cambia el tamaño (amplitud) y la dirección.

El número de períodos por segundo se denomina frecuencia y seexpresa en herzios. 1 Hz = un período por segundo. La duración deun período es el tiempo de período y se determina del modo siguiente:

Para una frecuencia de 50 Hz, el tiempo de período es de 0,02segundos.

Al contrario que la tensión de CC y la corriente continua, que secaracterizan por tener una sola dirección, la tensión de CA y lacorriente alterna se caracterizan porque pueden tener más de unadirección.

162 APÉNDICE II: TEORÍA GENERAL DE LA CORRIENTE ALTERNA

Período

Corriente en una dirección

Tiempo

Corriente en la otra dirección

Una revolución del rotor de cuatro polos

Fig. AII.01 Diferentes valores en la corriente alterna

1T = f

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En general, se aplica el valor eficaz. Una corriente alterna de 1 Aproduce el mismo calor en una resistencia dada, que una corrientecontinua de 1 A.

Los vectores tienen gran utilidad en lo que respecta a las corrien-tes alternas y las tensiones de CA. Muestran claramente la relaciónentre intensidad, tensión y tiempo. Los vectores se caracterizan porsu longitud y su sentido de rotación. El sentido positivo de rotaciónes contrario a las agujas del reloj.Cuando el vector traza un círculo completo desde su punto de par-tida, el pico del vector recorre 360°.El tiempo de una revolución es idéntico al tiempo de período de lacurva sinusoidal. La velocidad del vector se denomina velocidadangular y se indica con la letra griega ω. ω = 2 × π ×f.Hay tres tipos de cargas de CA.Cuando la carga está formada por bobinas con núcleos de hierro,como en los motores, la carga es principalmente inductiva. En estecaso, la intensidad se retrasa en el tiempo en comparación con latensión.

APÉNDICE II: TEORÍA GENERAL DE LA CORRIENTE ALTERNA 163

Fig. AII 03 la dirección de rotación del vector es antihoraria

α

90°

180° 0/360°

270°

90°45° 135° 180° 225° 270° 315° 360°

Fig. AII.02 Diferentes valores de la tensión de CA

Corriente/tensión

med

ia

efic

az

máx

.

med

ia

efic

az máx

.

de p

ico

a pi

co

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La carga puede ser capacitiva, en cuyo caso la intensidad se ade-lanta a la tensión. Si la carga es completamente resistiva, no se pro-duce ningún desplazamiento entre la intensidad y la tensión.

El desplazamiento entre la tensión y la intensidad se denominaángulo de desplazamiento de fase y se designa con la letra griega ϕ.

Multiplicando los valores asociados de la intensidad y la tensión, sepuede obtener la característica de potencia de las tres formas decarga.

Las formas de carga »puras« son sólo valores teóricos cuando se tra-ta de circuitos de CA. Un carga siempre es inductiva o capacitiva.


Fig. AII.04 Intensidad, tensión y potencia con carga

Carga óhmica Carga inductiva Carga capacitiva

R

U

U

P

I

I

0° 90° t

270° 360°

0° 90°

270° 360°

Umax.

Imax.

ϕ

U

I

U

I

P

P = 0

L

0° 90°

270° 360°

Umax.

Imax.

ϕ

ϕ

ϕ

U

C

I

U

I P

P = 0

0° 90°

270° 360°

Umax.

Imax.

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Factor de potenciaEl factor de potencia ϕ se define como la relación entre la potenciaactiva y la potencia aparente.

A menudo, este factor también se llama cos ϕ; no obstante, cos ϕsólo se ha definido para corrientes y tensiones sinusoidales.

Con cargas no lineales, como en convertidores de frecuencia, laintensidad de carga no es sinusoidal, por lo que hay que distinguirentre cos ϕ y el factor de potencia.

P es la potencia activa, IW es la corriente activa, e I y U son los valo-res reales.

ϕ es la diferencia de fase entre la intensidad y la tensión. Con unaintensidad y una tensión puramente sinusoidales, el cos ϕ corres-ponde a la relación entre la potencia activa y la potencia aparente.

P IWϕ = = I × U I

Fig. AII.05

Potencia

Tensión

Intensidad

Desplazami-ento de fase

Signo en lafórmula

P =

Q =

S =

U =

IS =

IW =

IB =

cos ϕ =

sin ϕ =

En general

U × I × cos ϕ = S cos ϕ

U × I × sin ϕ = S sin ϕ

P QU × I = =cos ϕ sin ϕ

P Q S= =I × cos ϕ I × sin ϕ I

P Q S= =U × cos ϕ U × sin ϕ U

P S × cos ϕ=U U

Q S × sin ϕ=I I

P P=U × I S

Q Q=U × I S

Unidad

W o kW

VAr o kVAr

VA o kVA

V

A

A

A

sin unidad

sin unidad

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La corriente alterna trifásicaEn un sistema de tensión trifásica, las tensiones están separadas120° entre sí. Normalmente, las tres fases se representan en el mis-mo sistema de coordenadas.

La tensión entre un cable de fase y un cable neutro se denominatensión de fase Uf y la tensión entre las dos fases se denomina ten-sión de red UN.

La relación entre UN y Uf es √3—

.

U1

U2

U3

U1 U2 U3U

–U

90° 270°

360°180°

90°

270°

360°180°

120°

120°

Fig.AII.06 La tensión de corriente alterna trifásica consta de tres tensiones de CA distintas separadas en el tiempo

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 166


Conexión en estrella o en triánguloCuando una red de alimentación trifásica se carga con un motor, losbobinados del motor se conectan en estrella o en triángulo.

En la conexión en estrella, cada fase está conectada a uno de losextremos de los bobinados del motor, mientras que los demás extre-mos están en cortocircuito (punto de estrella). La tensión entre losdistintos bobinados es:

En las corrientes sucede lo siguiente: I1 = I2 = I3 = IN

En la conexión en triángulo, los bobinados del motor están conec-tados en serie, y cada eslabón está conectado a una fase.

La tensión de los distintos bobinados es:

UN = U1 = U2 = U3

En las corrientes sucede lo siguiente:

Uf

Uf

Uf

L1 U

W

L2

L3

IN

I2

I3

I1

V

UN

UNUN

UfU2

U1

L1 U

W

L2

L3

IN

I2

I3

I1

UN

UNUN

Fig. AII.07 Valores de red y de fase con conexión en estrella y en triángulo

UNUf = Uf = Uf = Uf =√3

INI1 = I2 = I3 =√3

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168 APÉNDICE III: AREVIATURAS DE USO FRECUENTE

Apéndice III:Abreviaturas de uso

ASIC Circuito integrado específico para aplicaciones

CSI Inversor de fuentes de corriente

CV Caballo de vapord DistanciaDDC Control digital directof FrecuenciaF Fuerzag Fuerza de gravedadI1 Corriente del estátorIB Corriente

reactiva/corriente gene-radora de flujo

IL Corriente del rotorIM, IS Intensidad del motor

(corriente aparente)IN Intensidad nominalIW Corriente generadora de

par/corriente activaIϕ Corriente magnetizante

IC Circuitos de conmutaciónintegrados

J Momento de inerciaL Inductancian Velocidadnn Velocidad nominalno Velocidad síncronans Velocidad de desliza-

mientop Número de pares de polosP Potencia/potencia activaP1 Potencia de entrada

(eléctrica)P2 Potencia de salida (mecá

nica)Pv Pérdida de potenciaPLC Controlador lógico pro

gramable

r RadioRFE Resistencia transversals DeslizamientoS Potencia aparenteSFAVM Modulación vectorial

asíncrona con orientación de flujo del estátor

SM Potencia aparente (motor)

tacc Tiempo de aceleracióntdec Tiempo de deceleracióntoff Tiempo inactivo de tran-sistorton Tiempo activo de transis-tor

T ParTa Par de arranqueTacc Par de aceleraciónTdec Par de frenadoTK Par de bloques máximoTN Par nominalU TensiónUq Tensión de inducciónUS Caída de tensión (estátor)VVC Control de vector de ten-siónW TrabajoWK2 Efecto de volanteXh Reactancia transversalXL Reactancia (rotor)F flujo principal, flujo del

estátorΦ flujo principal, flujo del

estátorΦL Flujo del rotorη Rendimiento del motorω Velocidad angular

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 168

BIBLIOGRAFÍA 169

Bibliografía

Bibliografía adicional:

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Sprecher + Schuh AG: »Schütz-Steuerungen«Sprecher + Schuh AG, 1982

J. Nedtwig, M. Lutz: »WEKA Praxis Handbuch«Weka Fachverlag für technischeFührungskräfte, 1996

H.R. Schmeer: »EMV 96«VDE-Verlag, 1996

V.A.V. 05 08/03/00 16:00 Side 169

170 ÍNDICE ALFABÉTICO

AAcceleration 45,122,127Active current 39,87Address bus 96Alternating field 16Analogue control signals 96Angular speed 18,78,86ASIC 74,84Asynchronous motor 15,27,51AVM 75

BBrake ranges 22Brakes 22,128,154Bus 95,100,103

CCapacitive coupling 147Cascade switching 32Chopper 60,69,83Computer 81,93,95Constant voltage intermediatecircuit 59Constant current inverter 53Control bus 95Control circuit 52,60,81Control signal 56,91,95Cooling 134Copper losses 24Cos *125,154Current limit 110,119

DDanfoss VVC control principle84Danfoss VVCplus control prin-ciple 86,95,116, 117Data bus 93Data store 59,81,93

DC brakes 129DC motor 13Delta connection 36,167Delta voltage 65,71Digital control signals 95Diode 54Dispersal of radio interference151

EEarthing 140,146,153Eddy current losses 24EEPROM 95,113Efficiency 23,42,124,136EMC 143Emergency switch 139EPROM 94Equal circuit diagram27,33,86External ventilation 134Extra protection 139

FFault current relay 141Fault voltage relay 141Flux control 13Frequency change 32Frequency converter, simpli-fied diagram 52Frequency converter sizes 121Friction losses 25Fully controlled rectifier 56

GGalvanic coupling 146Galvanic isolation 139,156Gate 56,62,91Generator 22,28,128Generator principle 13

Índice alfabético

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ÍNDICE ALFABÉTICO 171

HHeat loss 26Horse power 35Hysteresis losses 24

IIGBT transistor 62,74,91In- and outputs 94,95Inductive coupling 147Intermediate circuit 8,52,59International cooling 40International mounting 41International protection 37Inverter 52,59,62Iron losses 24

K

LLoad-dependent magnetisa-tion 34Load torque 44,51,121Load types 45Losses 24

MMagnetic field 13,16Magnetisation 25,34,65Mains interference 61,145,148Mains supply 22,59,111Mechanical load 27Micro-processor 65,74,81,93Moment of inertia 43,128,160Motor data 35,41,86,119Motor heating 134Motor cable 89,138,147Motor catalogue 35,42Motor principle 13

NNameplate 23,35,41

OOperating range 22,27,31Operation 94,101,155Output voltage 55,62,67

PParallel-connected motors 106Phase sequence 128Pole pairs 16,47Pole Changing 29Power 21Power series 35Power square section 140Protection 150Protective relay 141,143Pulse Amplitude Modulation(PAM) 68,82Pulse Width Modulation(PWM) 70

RRadio interference 143,151RAM 94Ramps 131Rated torque 23,41,110Reactive current 34,39,51,58Rectifier 52,54,56Reinforced earthing 140Reluctance motor 49Reversing 130Rotating field 17,29,32,47Rotor 14,18Rotor control 31Rotor resistance 27RS 232/422/423/485 101Run-up range 23,31

SScreening 153Serial communication 99SFAVM 75,86

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172 ÍNDICE ALFABÉTICO

Short-circuit 126,156Short-circuit rotor 18,25Sine-controlled PWM 65,71,85Sine reference 71Slip ring motor 29,31Slip ring rotor 18,32Slip 20,27,30,42Slip compensation 109Slip control 30Speed 7,10,20Speed change 10,30,159Speed reference 128,131Stalling torque 45Stalling torque 23,32,43,51moment of tiltStar connection 36,167Start compensation 107Start magnetisation 33Starting current 36Starting torque 23Stator Voltage Control 30Status signals 102Synchronous speed 16,22,42Synchronous motors 47,51,124Switching frequency62,65,72,92

TThermal sensor 139Thyristor 7,54,62Time delay 56, 127Torque 20,31,40Type of installation 41Types of cooling 40Types of protection 37,139,155Transformer 142Transients/overvoltage 149Transistors 64,65

UUncontrolled rectifier 54Undermagnetisation 25,107

VVariable DC intermediatecircuit 49Variable voltage intermediatecircuit 60Varistor 149Ventilation losses 25Voltage-to-frequency ratio34,111

WWork 22

ZZeroing 139

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variadores danfoss.pdf

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