BỘ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG

HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG

PHẠM THỊ THÚY HIỀN

NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU

NĂNG HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG

KHÔNG DÂY

LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT

Hà Nội - 2016

HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG

PHẠM THỊ THÚY HIỀN

NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG

HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY

Chuyên ngành: Kỹ thuật Viễn thông

Mã số: 62.52.70.05

LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT

(DỰ THẢO)

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC

1. PGS.TS. Bùi Trung Hiếu

2. TS. Vũ Tuấn Lâm

Hà Nội - 10/2015

BỘ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG

HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG

PHẠM THỊ THÚY HIỀN

NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU

NĂNG HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG

KHÔNG DÂY

Chuyên ngành: Kỹ thuật Viễn thông

Mã số: 62.52.02.08

LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC

1. PGS.TS. Bùi Trung Hiếu

2. TS. Vũ Tuấn Lâm

Hà Nội - 2016

i

LỜI CAM ĐOAN

Nghiên cứu sinh xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của chính mình.

Các số liệu, kết quả trong luận án là trung thực và chưa từng được công bố trong bất

cứ công trình của bất kỳ tác giả nào khác. Tất cả các kế thừa của các tác giả khác đã

được trích dẫn.

Người cam đoan

Phạm Thị Thúy Hiền

ii

LỜI CẢM ƠN

Nghiên cứu sinh xin bày tỏ sự biết ơn sâu sắc tới các Thầy hướng dẫn,

PGS.TS. Bùi Trung Hiếu và TS. Vũ Tuấn Lâm, đã định hướng nghiên cứu và liên

tục hướng dẫn nghiên cứu sinh thực hiện các nhiệm vụ nghiên cứu trong suốt quá

trình thực hiện luận án này. Đặc biệt, sự hướng dẫn tận tình và những ý kiến quý

báu từ PGS.TS. Bùi Trung Hiếu đã giúp nghiên cứu sinh rất nhiều trong việc hoàn

thiện luận án.

Nghiên cứu sinh cũng xin bày tỏ sự biết ơn GS.TS. Phạm Tuấn Anh và các

nhà khoa học thành viên Phòng thí nghiệm truyền thông máy tính, Đại học Aizu

(Nhật Bản) đã hợp tác và hỗ trợ nghiên cứu sinh trong quá trình nghiên cứu cũng

như công bố các kết quả nghiên cứu.

Nghiên cứu sinh bày tỏ lòng biết ơn Lãnh đạo Học viện, các thầy cô của

Khoa Quốc tế và Đào tạo sau đại học, Khoa Viễn thông 1 tại Học viện Công nghệ

Bưu chính Viễn thông. Những hỗ trợ, động viên nghiên cứu của các cộng sự xin

được chân thành ghi nhận.

Tác giả chân thành bày tỏ lòng cảm ơn tới gia đình đã kiên trì chia sẻ và

động viên nghiên cứu sinh trong suốt quá trình thực hiện nội dung luận án.

Hà Nội, tháng 09 năm 2016.

iii

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN ................................................................................................................... i

LỜI CẢM ƠN ........................................................................................................................ ii

MỤC LỤC ............................................................................................................................ iii

THUẬT NGỮ VIẾT TẮT ................................................................................................... vii

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU ............................................................................................... x

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ ............................................................................................ xiv

DANH MỤC CÁC BẢNG ................................................................................................ xvii

MỞ ĐẦU ............................................................................................................................... 1

CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ VẤN ĐỀ NGHIÊN CỨU ................................................. 6

1.1 HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY ................................... 6

1.1.1 Bộ phát .............................................................................................. 7

1.1.2 Kênh truyền dẫn khí quyển ............................................................... 8

1.1.3 Bộ thu .............................................................................................. 10

1.2 CÁC THAM SỐ ĐÁNH GIÁ HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ......................... 12

1.3 CÁC YẾU TỐ ẢNH HƯỞNG LÊN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ............... 13

1.4 CÁC CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU LIÊN QUAN ĐẾN ĐỀ TÀI LUẬN ÁN . 15

1.4.1 Các công trình nghiên cứu trong nước ........................................... 15

1.4.2 Các công trình nghiên cứu trên thế giới ......................................... 16

1.4.2.1 Các nghiên cứu về mô hình hóa kênh FSO........................... 16

1.4.2.2 Các nghiên cứu về đánh giá hiệu năng hệ thống FSO ......... 18

1.4.2.3 Các nghiên cứu về giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống

FSO ................................................................................................... 18

1.5 NHẬN XÉT VỀ CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU CỦA CÁC TÁC GIẢ KHÁC

VÀ HƯỚNG NGHIÊN CỨU CỦA LUẬN ÁN ........................................................ 26

1.5.1 Nhận xét về công trình nghiên cứu của các tác giả khác ................ 26

1.5.2 Hướng nghiên cứu của luận án ....................................................... 27

iv

1.6 KẾT LUẬN CHƯƠNG 1 ..................................................................................... 28

CHƯƠNG 2: MÔ HÌNH KÊNH TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY ................. 30

2.1 MỞ ĐẦU .............................................................................................................. 30

2.2 SUY HAO ĐƯỜNG TRUYỀN ........................................................................... 31

2.3 NHIỄU LOẠN KHÍ QUYỂN .............................................................................. 34

2.3.1 Mô hình nhiễu loạn Log-chuẩn ...................................................... 37

2.3.2 Mô hình nhiễu loạn Gamma-Gamma ............................................. 42

2.4 MÔ HÌNH PHA-ĐINH DO LỆCH HƯỚNG ...................................................... 46

2.5 MÔ HÌNH ẢNH HƯỞNG CỦA DÃN XUNG .................................................... 48

2.6 MÔ HÌNH KÊNH KẾT HỢP BỔ SUNG THAM SỐ ......................................... 50

2.7 KẾT LUẬN CHƯƠNG 2 ..................................................................................... 52

CHƯƠNG 3: CÁC GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-

ĐIỂM ................................................................................................................................... 53

3.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG CHUYỂN TIẾP ............................. 53

3.2 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP ĐIỆN ............... 55

3.2.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp điện ........................................ 57

3.2.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR ......................................................... 59

3.2.3 Tỉ lệ lỗi bit BER .............................................................................. 59

3.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp điện .......... 61

3.3 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP QUANG ........... 66

3.3.1 Hệ thống FSO hai chặng chuyển tiếp quang sử dụng OAF ........... 67

3.3.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR ......................................................... 68

3.3.3 Tỉ lệ lỗi bit BER .............................................................................. 69

3.3.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp quang ....... 71

3.4 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG GIẢI

PHÁP KẾT HỢP ........................................................................................................ 75

3.4.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO .... 77

3.4.2 Hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO .. 77

v

3.4.2.1 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp

EGC ................................................................................................... 77

3.4.2.2 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp

MRC .................................................................................................. 79

3.4.2.3 Tỷ lệ lỗi bit BER .................................................................... 80

3.4.3 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp M-PPM và

SIMO ....................................................................................................... 81

3.5 KẾT LUẬN CHƯƠNG 3 ..................................................................................... 84

CHƯƠNG 4: ĐỀ XUẤT MÔ HÌNH VÀ GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ

THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM.......................................................................................... 85

4.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM .................................................................... 85

4.2 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG MWPPM ..... 87

4.2.1 Kỹ thuật điều chế MWPPM ............................................................ 88

4.2.2 Mô hình hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM ........................ 89

4.2.3 Hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM ..................... 90

4.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng

MWPPM .................................................................................................. 93

4.3 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG CHUYỂN

TIẾP ............................................................................................................................ 97

4.3.1 Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp ................................... 98

4.3.2 Mã nguyên tố ................................................................................ 100

4.3.3 Hiệu năng BER hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp ..................... 101

4.3.3.1 Tỉ lệ lỗi bit BER .................................................................. 101

4.3.3.2 Xác suất lỗi chip cho chặng chuyển tiếp đầu tiên .............. 102

4.3.3.3 Xác suất lỗi chip của chặng thứ m (m = 2,3,…, Kr + 1) .... 105

4.3.3.4 Xác suất lỗi chip nguồn-đích .............................................. 105

4.3.3.5 Kết quả khảo sát hiệu năng BER ........................................ 106

4.4 KẾT LUẬN CHƯƠNG 4 ................................................................................... 110

KẾT LUẬN ........................................................................................................................ 111

vi

CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC ĐÃ CÔNG BỐ .......................................................... 113

TÀI LIỆU THAM KHẢO ................................................................................................. 115

PHỤ LỤC .......................................................................................................................... 132

vii

THUẬT NGỮ VIẾT TẮT

Từ viết tắt Tiếng Anh Tiếng Việt

A

AF Amplify-and-Forward Khuếch đại và chuyển tiếp

AND

APD Avalanche Photodiode Đi-ốt quang thác

ASE Amplified Spontaneous Emission Nhiễu phát xạ tự phát được khuếch đại

AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu Gauss trắng cộng

B

BDF Bit Detect-and-Forward Tách và chuyển tiếp mức bit

BER Bit Error Rate Tỉ lệ lỗi bit

BPPM Binary Pulse Position Modulation Điều chế vị trí xung nhị phân

C

CDF Chip Detect-and-Forward Tách và chuyển tiếp mức chip

CDMA Code-Division Multiple-Access Đa truy nhập phân chia theo mã

CEP Chip Error Probability Xác suất lỗi chip

CSI Channel State Information Thông tin trạng thái kênh

D

DC

DetF Detect-and-Forward Tách và chuyển tiếp

DF Decode-and-Forward Giải mã và chuyển tiếp

DPIM Digital Pulse Intensity Modulation Điều chế cường độ xung số

E

EDFA Erbium-Doped Fiber Amplifier Khuếch đại quang pha tạp Erbium

EGC Equal Gain Combining Kết hợp độ lợi cân bằng

F

viii

FEC Forward Error Correction Sửa lỗi theo hướng phát

FSO Free-Space Optics Truyền thông quang không dây

I

IM Intensity Modulation Điều chế cường độ

IR Infrared Hồng ngoại

ISI Inter Symbol Interference Nhiễu liên ký hiệu

L

LAN Local Area Network Mạng nội bộ

LD Laser Diode Đi-ốt Laser

LDPC Low-Density Parity-Check Mã kiểm tra chẵn lẻ mật độ thấp

LED Light Emitting Diode Đi-ốt phát quang

LOS Light Of Sight Tầm nhìn thẳng

M

MAI Multiple Access Interference Nhiễu đa truy nhập

MIMO Multiple-Input Multiple-Output Nhiều đầu vào nhiều đầu ra

MISO Multiple-Input Single-Output Nhiều đầu vào một đầu ra

MPPM Multi-pulse Pulse Position

Modulation Điều chế vị trí xung đa xung

MRC Maximal-Ratio Combining Kết hợp tỷ số cực đại

MW-PPM Multiwavelength Pulse Position

Modulation

Điều chế vị trí xung đa xung đa bước

sóng

MZI Mach–Zehnder Interferometer Giao thoa kế Mach–Zehnder

O

OFDM Orthogonal Frequency-Division

Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo tần số trực

giao

OOK On-Off Keying Điều chế khóa đóng-mở

ix

OPPM Overlapped Pulse Position

Modulation Điều chế vị trí xung chồng lấn

P

PAM Pulse-Amplitude Modulation Điều chế biên độ xung

PAPR Peak-to-Average Power Ratio Tỉ số công suất đỉnh trên công suất

trung bình

PD Photodiode Diode tách quang

PPM Pulse-Position Modulation Điều chế vị trí xung

PWM Pulse-Width Modulation Điều chế độ rộng xung

Q

QAM Quadrature Amplitude Modulation Điều chế biên độ cầu phương

R

RC Repetition Code Mã hóa lặp

RF Radio Frequency Tần số vô tuyến

S

SIM Subcarrier Intensity Modulation Điều chế cường độ sóng mang con

SIMO Single-Input Multiple-Output Một đầu vào nhiều đầu ra

SISO Single-Input Single-Output Một đầu vào một đầu ra

SNR Signal-to-Noise Ratio Tỷ số tín hiệu trên nhiễu

V

VLC Visible Light Communication Truyền thông ánh sáng nhìn thấy

W

WH/TS Wavelength-Hopping/Time-

Spreading Nhảy bước sóng/Trải thời gian

x

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU

a Bán kính thấu kính thu

A Diện tích mặt thu của bộ thu

A0 Tỷ lệ công suất thu được tại r = 0

At(t) Biên độ trường quang của xung Gauss ở phía phát

Ar(t) Biên độ trường quang nhận được ở phía thu

B Số ký hiệu khi sử dụng Ws-M-MWPPM

Be (f) Băng thông hiệu dụng của bộ thu

B0 Băng thông quang

Cn2 Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ

ds,r Khoảng cách giữa nút nguồn và nút chuyển tiếp

dr,d Khoảng cách từ nút chuyển tiếp đến nút đích

E Điện trường

e Điện tích điện tử

F Độ dài từ mã

Fa Hệ số nhiễu dư của APD

Hàm G Hàm Meijer G

GA Hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại quang

g Hệ số khuếch đại trung bình của APD

gt Trọng số bậc thứ t của đa thức Hermite

h Tham số trạng thái kênh

hl Hệ số kênh đặc trưng cho ảnh hưởng của tổn hao

hla Hệ số kênh phản ánh tổn hao đường truyền

hlb Hệ số kênh phản ánh tổn hao do dãn xung

hp Hệ số kênh phản ánh tổn hao hình học và lệch hướng

ha Hệ số kênh phản ánh nhiễu loạn khí quyển

hd Hệ số kênh phản ánh nhiễu loạn kênh truyền của người dùng mong muốn

hk Hệ số kênh phản ánh nhiễu loạn kênh truyền của người dùng gây nhiễu

thứ k

h~

Hằng số Plank

xi

I Cường độ trường

Kr Số nút chuyển tiếp

K Độ Kenvin

Kn(.) Hàm Bessel sửa đổi loại 2 bậc n

kB Hằng số Boltzmann

ks Số sóng

L Tổng khoảng cách truyền dẫn

L0 Kích thước cỡ lớn của nhiễu loạn

l0 Kích thước cỡ nhỏ của nhiễu loạn

M Số mức điều chế

mt Các điểm cực 0

N Số bộ tách sóng quang ở phía thu

n Chỉ số khúc xạ

nb Nhiễu nền

ns Dòng nhiễu

nsp Tham số phát xạ tự phát của bộ khuếch đại

PA Công suất nhiễu ASE

Pb Công suất ánh sáng nền

Pc Công suất trung bình trên mỗi chip

Pe Xác suất lỗi ký hiệu từ nút nguồn đến nút đích

Pi Xác suất lỗi ký hiệu ở mỗi chặng

Pn Công suất nhiễu gây ra do dòng phân cực của laser

Pp Công suất đỉnh của xung quang

Pt Công suất phát trung bình của xung quang

Pr-b Công suất thu trung bình của xung quang khi có dãn xung

Ps Công suất phát trung bình trên bit

ps, ph Số nguyên tố đặc trưng cho chuỗi mã WH-TS

Q(.) Hàm Q

Rb Tốc độ bit

RL Giá trị điện trở tải

xii

rm Bán kính các hạt (sương mù, hơi nước…)

r Độ lệch giữa tâm bộ thu và tâm vết búp sóng

rex Tỉ số phân biệt

S.I Chỉ số nhấp nháy

Te Nhiệt độ Kenvin

T0 Nửa độ rộng của xung đầu vào tại mức biên độ 1/e

Tw Khoảng thời gian ký hiệu

Tb Độ rộng một bit

Tc Khoảng thời gian chip

U Số lượng người sử dụng

V Dải tầm nhìn

Ws Số bước sóng

W Trọng số của mã

(.) Hàm Gamma

m() Hệ số hấp thụ do hơi nước

, Tham số hiệu dụng của môi trường truyền dẫn tán xạ

a() Hệ số hấp thụ do phần tử khí

m() Hệ số tán xạ do hơi nước

a() Hệ số tán xạ do phần tử khí

() Hệ số suy hao

Tỉ số giữa bán kính búp sóng quang tương đương tại bộ thu và độ lệch

chuẩn của sự lệch hướng tại máy thu

(u,v) Tổng số xung nhiễu tại khe thời gian u và bước sóng v

Bước sóng

Tham số quyết định mức độ ảnh hưởng của dãn xung và suy giảm công

suất đỉnh

Vectơ bán kính từ tâm búp sóng quang

0 Độ dài kết hợp

x2 Phương sai log-biên độ (tham số Rytov)

I2 Phương sai cường độ trường

N2 Phương sai chuẩn hóa

xiii

s2 Phương sai jitter tại phía thu

s Độ lệch chuẩn (lệch hướng thu - phát)

z Độ rộng búp sóng quang tại khoảng cách z

0 Độ rộng búp sóng quang tại z = 0

S Tham số kết hợp nguồn

Hệ số ion hóa

Đáp ứng của bộ tách quang

xiv

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ

Hình 1.1. Sơ đồ khối của hệ thống FSO. .................................................................... 6

Hình 1.2. Điều chế OOK nhị phân. ............................................................................. 7

Hình 1.3. Những thách thức của môi trường đối với hệ thống FSO [22]. ................ 13

Hình 2.1. Kênh khí quyển với các xoáy lốc hỗn loạn. .............................................. 35

Hình 2.2. Hàm mật độ xác suất log-chuẩn với 1IE cho một dải giá trị của

2

l [55]. ...................................................................................................................... 41

Hình 2.3. Hàm mật độ xác suất Gamma-Gamma cho ba chế độ nhiễu loạn khác

nhau: yếu, trung bình và mạnh [55]. ......................................................................... 44

Hình 2.4. S.I theo phương sai log-cường độ với 2

nC = 10-15

m-2/3

và = 850 nm [55].

................................................................................................................................... 45

Hình 2.5. Giá trị của và với các chế độ nhiễu loạn khác nhau: yếu, trung bình,

mạnh và bão hòa [55]. ............................................................................................... 45

Hình 2.6. Mô hình lệch hướng giữa búp sóng quang và bộ thu. ............................... 47

Hình 3.1. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp: (a) nối tiếp và (b) song song. .......... 54

Hình 3.2. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM [J3].

................................................................................................................................... 57

Hình 3.3. Mô hình kênh đa chặng tương đương và xác suất tách ký hiệu tại các

chặng [J3]. ................................................................................................................. 60

Hình 3.4. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế OOK, Ps

= 0 dBm, L = 5 km, Kr = 3, 2a = 20 cm, Cn2 = 10

-14 [J3]. ......................................... 63

Hình 3.5. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế BPPM

(OOK), Ps = 0 dBm, L = 5 km, Kr = 3, z = 20 cm, Cn2 = 510

-15 [J3].................. 64

Hình 3.6. BER theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, Ps = 0 dBm, L = 2 km, 2a = 20

cm, s = 30 cm, s = 4000 [J3]. ................................................................................ 64

Hình 3.7. Cự ly truyền dẫn (tại BER = 10-9

) theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ

với hệ thống sử dụng OOK, Ps = 0 dBm, 2a = 20 cm, s = 4000 [J3]. ..................... 65

xv

Hình 3.8. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp quang hai chặng sử dụng OAF [C4],

[J4]. ............................................................................................................................ 67

Hình 3.9. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4]. ..... 73

Hình 3.10. BER theo hệ số khuếch đại quang với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s và dsr =

drd [J4]. ....................................................................................................................... 73

Hình 3.11. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4]. ... 74

Hình 3.12. BER theo GA với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4]. .. 75

Hình 3.13. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO [C5]. .... 77

Hình 3.14. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn chặng với Rb = 1

Gbit/s và L = 5 km [C5]. ........................................................................................... 82

Hình 3.15. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn/đa chặng với Rb

= 1 Gbit/s và L = 5 km [C5]. ..................................................................................... 82

Hình 3.16. BER hệ thống FSO đa chặng theo công suất phát trên bit với Ps = 0 dBm,

Rb = 1 Gbit/s, L = 5 km và Kr = 1 [C5]. .................................................................... 83

Hình 4.1. Mô hình tổng quát hệ thống FSO/CDMA. ................................................ 86

Hình 4.2. Các kỹ thuật điều chế: 4-WSK, 4-PPM và 2-2-MWPPM. ....................... 88

Hình 4.3. Nguyên lý điều chế 4-4-MWPPM. ........................................................... 88

Hình 4.4. Hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM: (a) bộ điều chế 2-2-MWPPM

và (b) bộ giải điều chế 2-2-MWPPM [C7] ............................................................... 90

Hình 4.5. BER theo công suất phát/bit với L=1,5 km, 30g , U = 32 và Rb =1 Gb/s

[C7]............................................................................................................................ 95

Hình 4.6. BER theo cự ly tuyến L với Ps = 0 dBm, 30g , U = 32, và Rb = 1 Gb/s

[C7]............................................................................................................................ 95

Hình 4.7. BER theo tốc độ bit với Ps = 0 dBm, 30g , L = 1,5 km, và U = 32 [C7].

................................................................................................................................... 96

Hình 4.8. Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp [C6]. .................................... 99

Hình 4.9 Sơ đồ khối của a) máy phát; b) nút chuyển tiếp; c) máy thu trong hệ thống

FSO/CDMA chuyển tiếp [J5].................................................................................... 99

xvi

Hình 4.10. BER theo ngưỡng chuẩn hóa (D) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, L = 3

km, U = 4 và ps;ph = 7;7 [J5]. .......................................................................... 107

Hình 4.11. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5

Gb/s, L = 3 km và Kr = 2 [J5]. ................................................................................. 108

Hình 4.12. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5

Gb/s, và ps; ph = 7; 7[J5] .................................................................................. 108

Hình 4.13. BER theo cự ly truyền dẫn với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, và ps; ph =

7;7[J5]. ................................................................................................................. 109

Hình 4.14. BER theo tốc độ bit/người dùng với công suất bit trung bình -5 dBm, L =

4 km, U = 4 và ps; ph = 7;7[J5]. ....................................................................... 110

xvii

DANH MỤC CÁC BẢNG

Bảng 1.1. Một số loại nguồn quang dùng trong FSO [53]. ......................................... 8

Bảng 1.2. Các bộ tách quang trong FSO [53] ........................................................... 11

Bảng 2.1. Bán kính và quá trình tán xạ của các hạt điển hình tại = 850 nm [53] 32

Bảng 2.2. Điều kiện thời tiết và các giá trị tầm nhìn [53]. ........................................ 33

Bảng 3.1. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp điện. ....................... 62

Bảng 3.2. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp quang. ..................... 72

Bảng 3.3. Các hằng số và tham số hệ thống. ............................................................ 81

Bảng 4.1: Các hằng số và giá trị tham số hệ thống. .................................................. 94

Bảng 4.2. Các mã WH và TS với ps = ph = 5. ........................................................ 101

Bảng 4.3. Tham số hệ thống và hằng số. ................................................................ 106

1

MỞ ĐẦU

Truyền thông quang không dây là công nghệ sử dụng sóng mang quang để

truyền tải số liệu qua không gian. Các ưu điểm mà hệ thống truyền thông quang

không dây có được bao gồm tốc độ truyền bit cao, không bị ảnh hưởng của nhiễu

điện từ, không yêu cầu xin cấp phép tần số, triển khai nhanh và linh hoạt, chi phí

hiệu quả [141]. Trong những năm gần đây, cùng với các hướng nghiên cứu nhằm sử

dụng hiệu quả tài nguyên sóng vô tuyến, truyền thông quang không dây đang nổi

lên như là một công nghệ có thể phát triển cho các ứng dụng không dây băng rộng

trong nhà và ngoài trời cho truyền thông tương lai [63].

Các hệ thống truyền thông quang không dây trong nhà điển hình bao gồm hệ

thống truyền thông hồng ngoại (IR) và hệ thống truyền thông sử dụng bước sóng

ánh sáng nhìn thấy (VLC). Tín hiệu có thể truyền từ bộ phát đến bộ thu qua đường

nhìn thẳng (LOS) hoặc qua các đường gấp khúc tạo bởi sự phản xạ bề mặt. Do được

triển khai trong nhà và cự ly truyền dẫn ngắn nên các hệ thống này ít chịu ảnh

hưởng của môi trường không khí như suy hao phụ thuộc thời tiết, nhiễu loạn không

khí, sự lệch hướng giữa bộ phát và bộ thu.

Các hệ thống truyền thông quang không dây (FSO – Free Space Optical) ngoài

trời chỉ sử dụng các kết nối LOS trực tiếp từ bộ phát đến bộ thu. Do cự ly truyền

dẫn xa, chịu ảnh hưởng nhiều của môi trường truyền dẫn ngoài trời nên việc triển

khai hệ thống FSO vẫn còn hạn chế. Các tuyến FSO cự ly ngắn có thể sử dụng để

thay thế cho các tuyến truyền dẫn vi ba nhằm cung cấp mạng truy nhập băng rộng

cho các doanh nghiệp cũng như làm cầu nối giữa các mạng cục bộ (LANs) giữa các

tòa nhà, kết nối backhaul cho các mạng di động, sử dụng làm đường kết nối thay thế

tạm thời cho các tuyến cáp quang bị sự cố. Trong những năm gần đây, các nghiên

cứu về khả năng triển khai FSO trong môi trường truy nhập kết nối tới người sử

dụng, đặc biệt là những nơi xa/cách biệt với mật độ thuê bao thấp hoặc những nơi

gặp khó khăn trong việc lắp đặt cáp, đang thu hút rất nhiều sự quan tâm nghiên cứu

[91].

2

Để có thể đáp ứng yêu cầu truyền thông băng rộng, cự ly xa; hệ thống FSO

cần vượt qua các thách thức đến từ những ảnh hưởng của môi trường không gian tự

do như suy hao truyền dẫn lớn và phụ thuộc môi trường, thời tiết (sương mù, mưa,

tuyết); sự thăng giáng cường độ tín hiệu và phân cực tín hiệu do các ảnh hưởng của

nhiễu loạn không khí và sự lệch hướng. Ngoài ra còn có các ảnh hưởng của nhiễu

và tạp âm tại các bộ phát/thu [28], [75], [79], [112], [152]. Do ảnh hưởng của các

yếu tố nêu trên, hiệu năng của các hệ thống FSO còn bị hạn chế khi truyền dẫn số

liệu tốc độ cao, cự ly xa. Chính vì thế, nghiên cứu sinh đã quyết định lựa chọn

hướng “Nghiên cứu giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống truyền thông quang

không dây” cho luận án của mình.

Trong luận án của mình, nghiên cứu sinh hướng tới xây dựng các mô hình toán

học, chương trình tính toán để đánh giá hiệu năng hệ thống FSO với các tham số hệ

thống và điều kiện đường truyền khác nhau. Các mô hình toán học và chương trình

tính toán này sẽ là công cụ hỗ trợ cho những nghiên cứu tiếp theo, cho việc thiết kế,

đánh giá tính khả thi và điều kiện hoạt động tin cậy của hệ thống FSO. Đây chính là

ý nghĩa khoa học của luận án. Ý nghĩa thực tiễn mà nghiên cứu sinh hy vọng đạt

được thể hiện ở các giải pháp mà luận án đưa ra nhằm cải thiện hiệu năng, cụ thể là

tăng cự ly và dung lượng của các hệ thống FSO, từ đó góp phần thúc đẩy quá trình

triển khai ứng dụng công nghệ FSO trong mạng truy nhập.

Mục tiêu chính mà luận án hướng tới là nghiên cứu tìm kiếm các giải pháp cải

thiện hiệu năng hệ thống truyền thông quang không dây dưới ảnh hưởng của môi

trường truyền dẫn khí quyển (suy hao, nhiễu loạn…) và các loại nhiễu. Để đạt được

mục tiêu chính này, luận án phải xây dựng được mô hình giải tích để mô hình hóa

kênh truyền khí quyển và khảo sát hiệu năng hệ thống truyền thông quang không

dây sử dụng các kỹ thuật cải thiện hiệu năng đã đề xuất.

Đối tượng nghiên cứu của luận án là hệ thống truyền thông quang không dây và

hiệu năng của hệ thống này. Phạm vi nghiên cứu giới hạn với các hệ thống truyền

thông quang không dây ngoài trời. Đồng thời, các hệ thống được nghiên cứu trong

kịch bản truyền thông đơn hướng. Điều đó có nghĩa là hệ thống FSO hai hướng sẽ

3

bao gồm hai hệ thống FSO đơn hướng độc lập nhau. Tham số hiệu năng của hệ

thống được đánh giá, khảo sát trong luận án này là tỉ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) và

tỉ lệ lỗi bit (BER).

Để đạt được mục tiêu nghiên cứu nêu trên, các nhiệm vụ nghiên cứu trong quá

trình thực hiện luận án được xác định bao gồm: (1) nghiên cứu tổng quan về FSO,

(2) đề xuất các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO và (3) kiểm chứng

các giải pháp đã đề xuất. Cụ thể, trong phần tổng quan về hệ thống FSO, nghiên

cứu sinh tập trung khảo sát, phân tích và đánh giá các kết quả nghiên cứu của các

tác giả đi trước liên quan đến hiệu năng hệ thống FSO để rút ra những hạn chế và

phát hiện hướng nghiên cứu của mình. Tiếp theo, nghiên cứu sinh đề xuất ý tưởng

về các giải pháp cải thiện hiệu năng và từ đó nghiên cứu xây dựng các giải pháp

nâng cao hiệu năng dựa trên các ý tưởng khả thi. Cuối cùng, nghiên cứu sinh sẽ tiến

hành kiểm chứng các giải pháp đã nghiên cứu xây dựng dựa trên mô hình giải tích.

Tuy nhiên, các mô hình giải tích được các tác giả khác đề xuất và sử dụng chưa cho

phép đánh giá đầy đủ ảnh hưởng của một số tham số của hệ thống lên hiệu năng. Do

đó, nhiệm vụ kéo theo là xây dựng công cụ để kiểm chứng. Thực hiện nhiệm vụ này,

nghiên cứu sinh đã nghiên cứu đề xuất mô hình kênh truyền bổ sung tham số và các

mô hình giải tích dùng trong khảo sát đánh giá.

Trên cơ sở các nhiệm vụ nghiên cứu đã nêu ở trên, phương pháp nghiên cứu

được sử dụng trong luận án là nghiên cứu lý thuyết dựa trên mô hình giải tích với

các công cụ toán học kết hợp với mô phỏng. Cụ thể, phương pháp nghiên cứu lý

thuyết được sử dụng cho các nghiên cứu về nguyên lý hoạt động của các phần tử

trong hệ thống FSO như điều chế/giải điều chế, phát/thu quang, tách tín hiệu và mô

hình kênh FSO. Phương pháp nghiên cứu lý thuyết kết hợp với công vụ phần mềm

được sử dụng trong việc khảo sát, đánh giá hiệu năng các hệ thống FSO.

Với các mục tiêu và nhiệm vụ nghiên cứu đã nêu ở trên, các kết quả nghiên cứu

của luận án sẽ được bố cục thành bốn chương với các nội dung chính như sau:

Chương 1 với tiêu đề “Tổng quan về vấn đề nghiên cứu” trình bày về mô hình,

các phần tử và nguyên lý hoạt động của hệ thống truyền thông quang không dây

4

FSO. Các tham số hiệu năng và các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO

cũng được giới thiệu trong chương này. Nội dung chính của chương sẽ tập trung

khảo sát các nghiên cứu liên quan đến hiệu năng hệ thống FSO để từ đó tìm ra các

hạn chế của các nghiên cứu trước đây và đề xuất hướng nghiên cứu, phạm vi nghiên

cứu cũng như phương thức tiếp cận của luận án. Một phần nội dung trình bày trong

Chương 1 liên quan đến khảo sát các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO đã

được công bố tại hội nghị quốc tế về các công nghệ tiên tiến trong truyền thông

IEEE ATC 2014 [C1].

Chương 2 với tiêu đề “Mô hình kênh truyền thông quang không dây” trình

bày về khái niệm và mô hình giải tích của các tham số kênh truyền như tổn hao,

nhiễu loạn khí quyển và lệch hướng. Đóng góp mới của luận án trong chương này là

đề xuất bổ sung tham số mới vào mô hình kênh hiện tại nhằm đưa ra mô hình kênh

kết hợp phản ánh ảnh hưởng của sự dãn xung tín hiệu. Mô hình kênh kết hợp này có

tính thực tế cao hơn và có khả năng phản ánh một cách đầy đủ hơn các ảnh hưởng

của kênh truyền. Một phần nội dung của Chương 2 liên quan đến mô hình kênh kết

hợp đã được công bố trong 01 bài báo đăng trên tạp chí Điện tử - Truyền thông xuất

bản bởi Hội Vô tuyến Điện tử Việt Nam (REV-JEC 2012) [J1], 01 bài báo đăng trên

tạp chí Khoa học và Công nghệ - Viện hàn lâm Khoa học và Công nghệ Việt Nam

[J2] và báo cáo tại các hội nghị quốc tế về các công nghệ tiên tiến trong truyền

thông IEEE ATC 2012 [C2], IEEE/CIC ICCC 2013 [C3] và IEEE APCC 2012 [C7].

Chương 3 với tiêu đề “Các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-

điểm” trình bày phương pháp xây dựng các mô hình giải tích nhằm khảo sát hiệu

năng các hệ thống FSO điểm-điểm sử dụng chuyển tiếp, bao gồm hệ thống FSO

chuyển tiếp điện và hệ thống FSO chuyển tiếp quang. Đặc biệt, đóng góp của luận

án trong chương này là đề xuất sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển tiếp với phân tập

không gian và điều chế vị trí xung (PPM) nhằm cải thiện hiệu năng hệ thống FSO

điểm-điểm. Các đóng góp của luận án được trình bày trong chương này đã được

công bố trong 02 bài báo: 01 bài báo đăng trên tạp chí quốc tế ISI (IET

Communications, Vol. 8, Issue 10, pp. 1762-1768, July 2014) [J3] và 01 bài báo

5

đăng trên tạp chí Khoa học và Công nghệ - Viện hàn lâm Khoa học và Công nghệ

Việt Nam [J4]. Ngoài ra, các nội dung của chương này cũng đã được công bố tại 04

hội nghị khoa học quốc tế bao gồm: IEEE/CIC ICCC 2013; IEEE ICP 2013 [C4];

[C3] IEEE WICT 2013 [C5] và IEEE ATC 2013 [C8].

Chương 4 với tiêu đề “Đề xuất mô hình và giải pháp cải thiện hiệu năng hệ

thống FSO điểm-đa điểm” tập trung trình bày về mô hình hệ thống FSO điểm-đa

điểm sử dụng kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA) nhằm ứng dụng

trong mạng truy nhập để hỗ trợ nhiều người sử dụng. Hai giải pháp cải thiện hiệu

năng hệ thống FSO/CDMA được đề xuất trong chương này là kỹ thuật điều chế vị

trí xung đa bước sóng (MW-PPM) và kỹ thuật chuyển tiếp. Các đóng góp của luận

án trong chương này đã được công bố trong 01 bài báo đăng trên tạp chí quốc tế ISI

(IET Optoelectronics, Special Issuse on Optical Wireless Communications, 2015)

[J5] và 02 bài báo tại hội nghị khoa học quốc tế IEEE/IET CSNDSP 2014 [C6] và

IEEE APCC 2012 [C7].

Trong phần Kết luận, luận án tóm tắt các kết quả nghiên cứu chính của luận án

cùng với những bàn luận xung quanh đóng góp mới cả về ưu điểm và hạn chế từ đó

đưa ra những gợi mở cần tiếp tục nghiên cứu.

6

CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ VẤN ĐỀ NGHIÊN CỨU

Tóm tắt (1)

: Nội dung của chương trình bày về mô hình, các phần tử và nguyên lý

hoạt động của hệ thống truyền thông quang không dây. Các tham số hiệu năng và

các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO cũng được giới thiệu trong

chương này. Nội dung chính của chương sẽ tập trung khảo sát các nghiên cứu liên

quan đến hiệu năng hệ thống FSO để từ đó tìm ra các hạn chế của các nghiên cứu

trước đây và đề xuất hướng nghiên cứu, phạm vi nghiên cứu và phương thức tiếp

cận của luận án.

1.1 HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY

Giống như bất kỳ một hệ thống truyền thông nào, hệ thống FSO gồm ba

phần: bộ phát, kênh truyền và bộ thu. Sơ đồ khối của một tuyến FSO điển hình được

thể hiện trên Hình 1.1.

Hình 1.1. Sơ đồ khối của hệ thống FSO.

1 Một phần nội dung của Chương 1 đã được công bố trong báo cáo tại Hội nghị quốc tế IEEE ATC 2014 [C1].

Thấu kính phát

Nguồn quang (LED/LASER)

Bộ điều chế và điều

khiển

Số liệu

phát

Thấu kính thu

Bộ lọc quang

Bộ tách sóng quang

Xử lý sau tách sóng

Số liệu được khôi phục

Hấp thụ

Tán xạ

Nhiễu loạn

Nhiễu bức xạ nền

Bộ phát

Bộ thu

Kênh truyền FSO

7

1.1.1 Bộ phát

Bộ phát có nhiệm vụ chính là điều chế dữ liệu băng gốc thành tín hiệu quang

sau đó truyền qua không gian tới bộ thu. Phương thức điều chế được sử dụng rộng

rãi tại bộ phát là điều chế cường độ (IM), trong đó cường độ phát xạ của nguồn

quang được điều chế bởi số liệu cần truyền đi. Ngoài ra, có thể sử dụng phương

thức điều chế ngoài. Việc sử dụng một bộ điều chế ngoài nhằm đảm bảo tốc độ dữ

liệu đạt được cao hơn so với bộ điều chế trực tiếp. Các thuộc tính khác của trường

bức xạ quang như pha, tần số và trạng thái phân cực cũng có thể được sử dụng để

điều chế cùng với dữ liệu/thông tin thông qua việc sử dụng bộ điều chế ngoài. Tín

hiệu sau điều chế từ nguồn quang (LED hoặc LASER) được tập hợp bởi một thấu

kính và phát qua môi trường khí quyển tới phía thu. Một số loại nguồn quang sử

dụng phổ biến trong các hệ thống FSO được liệt kê trong Bảng 1.1.

Hiện nay, hầu hết các hệ thống FSO đều sử dụng phương pháp điều chế khóa

đóng mở (OOK) vì tính đơn giản của nó. Sự đơn giản của OOK được thể hiện ở sự

có hay không có sóng mang truyền đi, tương ứng với bit dữ liệu đầu vào là “1” hay

“0”. Một ví dụ về kỹ thuật điều chế này được thể hiện trong Hình 1.2. Trong đó, bit

0 được biểu diễn bằng sóng mang “off” (biên độ sóng mang giảm về gần bằng 0),

bit 1 được biểu diễn bằng sóng mang “on” (biên độ xác định khác không).

Hình 1.2. Điều chế OOK nhị phân.

Thời gian (ns)

8

Bảng 1.1. Một số loại nguồn quang dùng trong FSO [52].

Loại nguồn quang Bước sóng (nm) Đặc điểm

LD

Phát xạ mặt

khoang cộng

hưởng dọc

~850

Rẻ và có tính khả dụng

Không có hoạt động làm mát, mật độ

công suất thấp, tốc độ lên tới ~10

Gbit/s

Fabry-Perot ~1300/~1550

Thời gian sống lâu

Tiêu chuẩn an toàn cho mắt thấp hơn

Mật độ công suất cao hơn 50 lần (100

nW/cm2)

Tương thích với bộ khuếch đại EDFA

Tốc độ cao, lên tới 40 Gbit/s

Độ dốc hiệu quả 0,03-0,2 W/A

Thác lượng tử ~10000

Đắt tiền và tương đối mới

Rất nhanh và độ nhạy cao

Truyền dẫn trong sương mù tốt hơn

Thành phần chế tạo không có sẵn

Không thâm nhập qua thủy tinh

LED Hồng ngoại gần

Rẻ hơn

Mạch điều khiển đơn giản

Công suất và tốc độ dữ liệu thấp hơn

1.1.2 Kênh truyền dẫn khí quyển

Kênh truyền dẫn quang của hệ thống FSO khác so với kênh nhiễu Gauss

thông thường, vì trong truyền dẫn quang, tín hiệu đầu vào kênh x(t) thể hiện công

suất chứ không phải biên độ. Điều này dẫn đến hai đặc trưng của tín hiệu phát [52]:

i) Tín hiệu x(t) không âm;

ii) Giá trị trung bình của x(t) không vượt quá công suất tối đa quy định Pmax

9

max2

1lim Pdttx

T

T

T

T

(1.1)

Kênh truyền FSO chứa các phân tử khí, các hạt bụi, khói và có những hình

thái thời tiết khác nhau như mưa, sương mù,… Lượng mưa trong khí quyển phụ

thuộc vào vị trí địa lý của từng vùng và theo từng mùa. Mật độ của các hạt cao nhất

khi ở gần bề mặt trái đất và giảm khi tăng độ cao lên đến tầng điện ly. Do đó, bầu

khí quyển là một môi trường không đồng nhất, trường quang khi truyền qua bầu khí

quyển sẽ bị tán xạ hoặc bị hấp thụ dẫn đến suy giảm công suất.

Một điểm quan trọng khác của kênh truyền FSO là tính nhiễu loạn. Khi ánh

sáng từ mặt trời chiếu xuống trái đất, các tia bức xạ bị hấp thụ và làm nóng bề mặt

trái đất. Sự nóng bề mặt này tạo nên sự không đồng nhất trong không khí khi mà

các vùng nóng, lạnh gặp nhau gây ra sự thay đổi về chiết suất, mật độ theo không

gian và thời gian. Nhiễu loạn khí quyển phụ thuộc vào áp suất khí quyển/độ cao,

tốc độ gió và sự biến thiên của chỉ số khúc xạ do nhiệt độ không đồng nhất. Các ảnh

hưởng của nhiễu loạn khí quyển bao gồm:

- Lệch chùm tia: độ lệch của chùm tia (búp sóng quang) so với đường truyền

thẳng (LOS) gây ra mất tín hiệu tại máy thu.

- Hình ảnh ‘nhảy múa”: cường độ đỉnh của tín hiệu quang thu được di chuyển

trong mặt phẳng thu do sự thay đổi góc đến của các chùm tia.

- Trải rộng chùm tia: độ phân kỳ của chùm tia tăng do tán xạ dẫn đến giảm mật độ

công suất thu.

- Nhấp nháy: sự thay đổi mật độ công suất ở các vị trí khác nhau tại mặt phẳng

thu gây ra bởi giao thoa trong các chùm quang.

- Giảm sự kết hợp không gian: nhiễu loạn khí quyển cũng gây ra suy giảm sự kết

hợp pha dọc theo mặt phẳng pha của chùm tia. Điều này đặc biệt ảnh hưởng tới

máy thu coherent.

- Thay đổi phân cực: đây là kết quả từ những thay đổi trạng thái phân cực của

trường quang thu được sau khi truyền qua môi trường nhiễu loạn. Tuy nhiên, với

trường quang truyền theo phương ngang, sự thay đổi phân cực là không đáng kể.

10

Với những phân tích trên ta có thể thấy rằng kênh truyền khí quyển gây ra

những tác động như suy hao tín hiệu phát (tổn hao công suất), tác động đến tính ổn

định của tín hiệu thu (hiệu ứng nhiễu loạn). Rõ ràng, sự biến đổi của môi trường

truyền là một thách thức không nhỏ cho việc tính toán và mô phỏng kênh truyền.

1.1.3 Bộ thu

Tại phía thu, trường quang được tập trung lại và được tách, cùng với sự xuất

hiện của nhiễu, méo tín hiệu, và bức xạ nền. Tại phía thu, các tham số quan trọng là

kích thước thấu kính thu và công suất thu, những tham số này xác định lượng ánh

sáng được tập trung vào bộ tách quang. Trong các hệ thống quang, công suất tín

hiệu điện thu được tỉ lệ thuận với A2

trong khi đó phương sai của nhiễu lượng tử lại

tỉ lệ thuận với A, (A là diện tích mặt thu của bộ thu). Do đó, đối với hệ thống quang

giới hạn nhiễu lượng tử, SNR tỉ lệ thuận với A. Điều này cho thấy rằng với một mức

công suất phát, nếu sử dụng bộ thu có kích thước lớn thì SNR của bộ thu sẽ tăng.

Tuy nhiên, khi tăng A thì điện dung của bộ thu cũng tăng, làm giới hạn băng thông

của máy thu.

Bộ thu hỗ trợ việc khôi phục các dữ liệu đã được phát đi từ phía phát sau khi đã

chịu ảnh hưởng từ môi trường. Các phần tử chính trong bộ thu bao gồm:

- Phần tử thu tín hiệu quang có chức năng tập hợp và tập trung các phát xạ

quang tới bộ tách sóng quang. Khẩu độ của bộ thu lớn sẽ giúp tập hợp được

nhiều phát xạ quang vào bộ tách sóng quang.

- Bộ lọc thông dải quang được sử dụng với mục đích làm giảm lượng bức xạ nền.

- Bộ tách sóng quang PIN hoặc APD chuyển đổi trường quang đến thành tín hiệu

điện. Các bộ tách sóng quang thường được dùng trong các hệ thống truyền thông

quang hiện nay được tóm tắt trong Bảng 1.2.

- Mạch xử lý tín hiệu có chức năng khuếch đại, lọc và xử lý tín hiệu điện để đảm

bảo tính chính xác cao của số liệu được khôi phục.

11

Bảng 1.2. Các bộ tách quang trong FSO [52].

Loại

cấu

trúc

Vật liệu Bước sóng

(nm)

Đáp

ứng

(W/A)

Độ nhạy Độ

lợi

PIN

Silic 300 – 1100 0,5 -34 dBm tại tốc độ 155 Mb/s 1

Silic (với bộ

khuếch đại phối

hợp trở kháng)

300 – 1100 0,5 -26 dBm tại tốc độ 1,25 Gb/s 1

InGaAs 1000 – 1700 0,9 -46 dBm tại tốc độ 155 Mb/s 1

APD Silicon 400 – 1000 77 -52 dBm tại tốc độ 155 Mb/s 150

InGaAs 1000 – 1700 9 -33 dBm tại tốc độ 1,25 Gb/s 10

Quá trình tách tín hiệu phía thu cơ bản được chia ra làm hai loại:

- Tách sóng trực tiếp sử dụng cường độ hoặc công suất của bức xạ quang đến bộ

thu để tách tín hiệu. Do vậy, cường độ dòng điện tín hiệu ra của bộ tách quang

(PD) sẽ tỉ lệ với công suất quang đến. Cách xử lý tín hiệu này rất đơn giản và

phù hợp với hầu hết các hệ thống quang sử dụng điều chế cường độ.

- Tách sóng coherent hoạt động dựa trên hiện tượng trộn các sóng ánh sáng.

Trường tín hiệu quang tới được trộn với một trường tín hiệu quang khác được

tạo ở phía thu trên bề mặt của PD. Bộ thu coherent có thể được chia ra làm hai

loại là bộ thu homodyne và heterodyne. Ở bộ thu homodyne, tần số của bộ dao

dộng nội trùng chính xác với tần số của ánh sáng tới trong khi với bộ thu

heterodyne, hai tần số này khác nhau. Mặt khác, không giống với quá trình tách

coherent trong hệ thống RF, tín hiệu đầu ra của bộ dao động nội trong các bộ thu

quang coherent không cần thiết phải cùng pha với tín hiệu đến. Các ưu điểm của

bộ thu coherent là dễ dàng khuếch đại tại tần số trung tần và tỉ số tín hiệu trên

nhiễu (SNR) có thể tăng khi mà công suất của bộ dao động nội tăng lên.

Quá trình tách các trường quang bị tác động bởi nhiều loại nguồn nhiễu khác

nhau xuất hiện tại bộ thu. Ba loại nguồn nhiễu chủ yếu trong truyền thông FSO là

nhiễu do ánh sáng nền, nhiễu do bộ tách quang gây ra và nhiễu nhiệt trong mạch

điện tử. Mặc dù bức xạ nền có thể được hạn chế bằng cách sử dụng bộ lọc quang nó

12

vẫn gây ra nhiễu đáng kể trong quá trình tách tín hiệu. Nhiễu lượng tử của bộ tách

quang bắt nguồn từ sự ngẫu nhiên của quá trình chuyển đổi quang điện. Nhiễu nhiệt

có thể được mô hình hóa dưới dạng nhiễu Gauss trắng cộng (AWGN) có mật độ

phổ tỷ lệ thuận với nhiệt độ bộ thu.

1.2 CÁC THAM SỐ ĐÁNH GIÁ HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO

Hiệu năng của hệ thống truyền dẫn có thể biểu diễn và đánh giá thông qua nhiều

tham số khác nhau. Khi đánh giá hiệu năng hệ thống truyền dẫn dưới ảnh hưởng của

các tham số ở lớp vật lý như suy hao, pha-đinh, tạp âm, nhiễu, méo…, hiệu năng hệ

thống truyền dẫn thường được đánh giá thông qua các tham số là tỉ lệ lỗi bit (BER)

và dung lượng kênh (C), xác suất/dung lượng dưới ngưỡng (outage). Giá trị của tất

cả các tham số hiệu năng vừa nêu đều phụ thuộc vào một tham số rất quan trọng là

tỉ số tín hiệu trên nhiễu, được ký hiệu là SNR.

- Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR là tỉ số giữa công suất tín hiệu mong muốn thu

được và công suất tín hiệu gây nhiễu. Rõ ràng, một hệ thống có SNR lớn sẽ có

hiệu năng tốt, có nghĩa là hệ thống sẽ có BER nhỏ, dung lượng lớn. SNR phụ

thuộc vào công suất tín hiệu thu được tại bộ thu, do đó, sẽ được quyết định bởi

cự ly truyền dẫn của hệ thống, băng thông truyền dẫn và các tham số đường

truyền FSO như suy hao, nhiễu loạn và lệch hướng.

- Tỉ lệ lỗi bit BER được xác định tại bộ thu, là tỉ số giữa số bit thu bị lỗi trên tổng

số bit được phát đi trong một khoảng thời gian xác định. Việc xác định BER

của các hệ thống truyền thông số thực tế (hay thực nghiệm) thường được thực

hiện nhờ máy đo BER. Trong nghiên cứu, BER thường được xác định theo hai

cách (1) dựa trên tính toán lý thuyết thông qua các mô hình toán học và (2) dựa

trên mô phỏng.

- Dung lượng kênh C là giới hạn trên của lượng thông tin mà hệ thống có thể

truyền tải qua kênh truyền thông. Tương tự như BER, dung lượng hệ thống

cũng là hàm số của SNR, phụ thuộc vào công suất tín hiệu, công suất nhiễu,

kiểu điều chế và tách sóng.

13

- Xác suất dưới ngưỡng được định nghĩa là xác suất mà hệ thống không thể đáp

ứng được một yêu cầu xác định ví dụ như tốc độ bit hoặc dung lượng. Vì các

tham số tốc độ bit và dung lượng đều phụ thuộc vào SNR, xác suất dưới

ngưỡng có thể coi như xác suất mà SNR của hệ thống nhỏ hơn một giá trị

ngưỡng xác định.

1.3 CÁC YẾU TỐ ẢNH HƯỞNG LÊN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO

Giới hạn về hiệu năng của hệ thống FSO chủ yếu do môi trường truyền dẫn

gây ra. Ngoài việc tuyết và mưa có thể làm cản trở đường truyền quang, hệ thống

FSO còn chịu ảnh hưởng mạnh bởi sương mù và sự nhiễu loạn không khí. Những

thách thức chính trong việc thiết kế và triển khai các hệ thống FSO đến từ môi

trường truyền dẫn được tổng kết trong Hình 1.3.

Hình 1.3. Những thách thức của môi trường đối với hệ thống FSO [22].

a) Sương mù

Sương mù là thách thức chính đối với truyền thông quang không dây. Sương

mù do hơi nước được tập hợp từ những giọt nước nhỏ có đường kính vài trăm micro

mét nhưng có thể làm thay đổi đặc tính truyền lan của ánh sáng hoặc ngăn cản hoàn

toàn sự truyền lan của ánh sáng thông qua sự kết hợp của các hiện tượng hấp thụ,

tán xạ và phản xạ. Điều này có thể dẫn đến sự suy giảm mật độ công suất của búp

sóng phát, giảm cự ly hoạt động của tuyến FSO.

b) Sự nhấp nháy

14

Sự nhấp nháy là sự biến đổi của cường độ ánh sáng tại điểm thu gây ra bởi sự

nhiễu loạn không khí. Gió và sự thay đổi nhiệt độ tạo ra những túi khí có mật độ

thay đổi nhanh dẫn tới sự thay đổi nhanh chỉ số khúc xạ, đó chính là nguyên nhân

gây ra sự nhiễu loạn. Các túi khí này đóng vai trò như những thấu kính có đặc tính

thay đổi theo thời gian và làm tỷ lệ lỗi bit của các hệ thống FSO tăng mạnh, đặc biệt

là khi có ánh sáng mặt trời.

c) Sự lệch hướng

Yêu cầu giữ thẳng hướng giữa bộ phát và bộ thu là rất quan trọng nhằm đảm

bảo sự thành công của việc truyền tín hiệu. Đây thực sự là vấn đề phức tạp khi sử

dụng búp sóng hẹp phân tán góc và truyền dẫn trong tầm nhìn thẳng. Có một số

nguyên nhân cơ bản gây ra sự lệch hướng phát-thu trong các hệ thống FSO như sau:

- Sự trôi búp sóng quang có thể gây ra sự lệch hướng. Sự trôi búp xảy ra khi luồng

gió hỗn loạn (gió xoáy) lớn hơn đường kính của búp sóng quang gây ra sự dịch

chuyển chậm nhưng đáng kể của búp sóng quang. Sự trôi búp cũng có thể là kết

quả của các hoạt động địa chấn gây ra sự dịch chuyển tương đối giữa vị trí của

bộ phát và bộ thu quang.

- Sự dãn nhiệt của các phần khung đỡ thấu kính phát và thu hoặc những trận động

đất yếu có thể gây ra sự lệch hướng. Trong khi sự dãn nhiệt có đặc tính chu kỳ

theo ngày hoặc mùa thì động đất lại không thể dự đoán được.

- Một nguyên nhân gây ra sự lệch hướng nữa là gió, đặc biệt khi các thiết bị thu

phát được đặt trên các tòa nhà cao. Sự dao động của tòa nhà là một quá trình

ngẫu nhiên làm ảnh hưởng đến hiệu năng của hệ thống và gây ra lỗi.

d) Nhiễu trong hệ thống FSO

Khả năng tách sóng một tín hiệu tới của một bộ tách sóng quang bị hạn chế

bởi các sự thăng giáng của tín hiệu và nhiễu. Nếu công suất tín hiệu nhỏ hơn công

suất nhiễu, các tín hiệu sẽ không thể được phân biệt một cách rõ ràng. Hai loại

nguồn nhiễu quan trọng nhất trong bộ thu quang là nhiễu lượng tử do tính chất ngẫu

nhiên của quá trình chuyển đổi photon thành điện tử và nhiễu nhiệt. Một loại nhiễu

15

khác liên quan tới sự tách sóng của quá trình bức xạ quang là nhiễu dòng tối và

nhiễu nền, có thể gây ra những tác động có hại trong các hệ thống FSO.

1.4 CÁC CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU LIÊN QUAN ĐẾN ĐỀ TÀI LUẬN ÁN

1.4.1 Các công trình nghiên cứu trong nước

Ở Việt Nam theo như tìm hiểu của nghiên cứu sinh, số lượng các kết quả

nghiên cứu về các vấn đề liên quan đến hệ thống FSO còn rất hạn chế. Dưới đây là

những nghiên cứu điển hình đã có kết quả công bố:

Nghiên cứu về bộ thu trong truyền thông hồng ngoại không dây dựa trên mạng

nơron được thực hiện bởi nhóm tác giả thuộc Đại học công nghiệp và Đại học Khoa

học tự nhiên TP Hồ Chí Minh [3]. Mặc dù cùng là truyền thông quang không dây

nhưng truyền thông hồng ngoại thường sử dụng trong cự ly ngắn và trong môi

trường trong nhà nên đặc tính môi trường truyền dẫn khác nhiều so với các hệ thống

FSO ngoài trời, đối tượng nghiên cứu của luận án này.

Nghiên cứu tổng quan về công nghệ FSO, tình hình triển khai công nghệ FSO

trên thế giới và khả năng ứng dụng công nghệ FSO tại Việt Nam được thực hiện bởi

nhóm tác giả tại Viện khoa học kỹ thuật bưu điện – Học viện công nghệ Bưu chính

Viễn thông [1]. Nghiên cứu này chỉ dừng ở mức tìm hiểu nguyên lý và thông tin về

công nghệ FSO.

Nghiên cứu nâng cao chất lượng tuyến thông tin quang không dây trong điều

kiện khí hậu Việt Nam được thực hiện bởi nhóm tác giả thuộc Đại học Bách Khoa –

Đại học Đà Nẵng [2]. Các tác giả thực hiện tính toán dựa trên các mô hình toán học

đã được công bố và sử dụng chương trình mô phỏng để khảo sát tỉ lệ lỗi bit (BER)

của hệ thống FSO dưới ảnh hưởng của suy hao tín hiệu tương ứng với điều kiện khí

hậu, cụ thể là lượng mưa, ở Việt Nam. Thông qua kết quả khảo sát, các tác giả đưa

ra giá trị công suất và bước sóng phù hợp cho hệ thống FSO để đạt được BER thấp.

Tuy nhiên, trong nghiên cứu này, các tác giả chưa tính đến ảnh hưởng của nhiễu

loạn không khí, sự lệch hướng, các yếu tố ảnh hưởng chính lên hiệu năng của hệ

thống FSO.

16

Nghiên cứu hiệu năng hệ thống FSO sử dụng kỹ thuật điều chế QAM sử dụng

sóng mang con thực hiện bởi nhóm tác giả thuộc Đại học Bách Khoa Hà Nội

[59],[60]. Hiệu năng hệ thống FSO sử dụng QAM đã được các tác giả khảo sát với

các điều kiện nhiễu loạn khác nhau và ảnh hưởng của lệch hướng. Nhóm tác giả

cũng đã nghiên cứu khả năng sử dụng kết hợp giữa điều chế QAM và truyền dẫn

MIMO trong hệ thống FSO.

1.4.2 Các công trình nghiên cứu trên thế giới

Trên thế giới, kể từ những năm 60 của thế kỉ trước, khi những hệ thống FSO

đầu tiên xuất hiện, chúng đã liên tục được nghiên cứu và sử dụng trong lĩnh vực

quân sự để truyền các thông tin bí mật. FSO cũng được nghiên cứu rất nhiều bởi các

nhà khoa học của NASA (Hoa Kỳ) để truyền thông tin trong vũ trụ giữa các vệ tinh.

Tuy nhiên, việc triển khai các hệ thống FSO thương mại trên mặt đất vẫn còn hết

sức hạn chế do những rào cản về mặt công nghệ. Với sự phát triển nhanh chóng của

các công nghệ linh kiện quang-điện tử cùng với nhu cầu kết nối băng thông rộng

của người dùng ngày càng tăng, việc ứng dụng FSO trong mạng truy nhập đang thu

hút được nhiều quan tâm nghiên cứu. Các hướng nghiên cứu chính hiện nay về các

hệ thống FSO bao gồm: (1) mô hình hóa kênh FSO, (2) phân tích và đánh giá hiệu

năng các hệ thống FSO và (3) đề xuất các giải pháp cải thiện hiệu năng của hệ

thống FSO.

1.4.2.1 Các nghiên cứu về mô hình hóa kênh FSO

Công suất tín hiệu quang chịu ảnh hưởng bởi nhiều yếu tố trong quá trình lan

truyền từ phía phát đến phía thu. Các yếu tố ảnh hưởng này bao gồm tổn hao hình

học, tổn hao lệch hướng, tổn hao khí quyển và pha-đinh do nhiễu loạn không khí.

Tổn hao hình học do sự phân kỳ của búp sóng quang khi lan truyền qua khí

quyển. Tổn hao được tính toán dựa vào góc phân kỳ, cự ly đường truyền và kích

thước thấu kính thu. Với giả thiết truyền dẫn FSO là sóng ngang, mô hình xấp xỉ

phân bố cường độ ánh sáng thường được sử dụng là mô hình phân bố Gauss [93].

Khi búp sóng Gauss có góc phân kỳ tương đối lớn, mô hình xấp xỉ hóa sóng phẳng

17

hoặc sóng cầu thường được sử dụng [149]. Tổn hao lệch hướng là một dạng tổn

hao hình học bắt nguồn từ sự lệch hướng giữa bộ phát và bộ thu. Sự lệch hướng xảy

ra trong thực tế do sự trôi búp [13], sự rung lắc của tòa nhà nơi đặt bộ thu/phát [19].

Do búp sóng quang hẹp và độ mở của bộ thu nhỏ, tổn hao lệch hướng ảnh hưởng

mạnh lên hiệu năng hệ thống FSO và gây gián đoạn thông tin [28], [78]. Phân bố

Rayleigh được sử dụng cho mô hình thống kê ngẫu nhiên của góc lệch hướng [19],

[20], [92] và mô hình búp sóng Gauss kết hợp không gian một phần đã được đề xuất

để giảm ảnh hưởng của tổn hao lệch hướng [87], [115], [116].

Tổn hao khí quyển bắt nguồn từ hai nguyên nhân chính là hấp thụ và tán xạ.

Trong vùng hồng ngoại gần hấp thụ xảy ra chủ yếu do các hạt nước [79]. Các hạt

nước gây tán xạ ánh sáng, làm lệch hướng ánh sáng. Trong trường hợp mưa hoặc

tuyết, kích thước các hạt lớn hơn nhiều độ dài bước sóng và việc truyền dẫn FSO

gần như không bị ảnh hưởng [97]. Trong khu vực đô thị với cự ly truyền dưới 1 km,

giá trị suy hao điển hình do mưa cỡ khoảng 3 dB/km. Khi đường kính các hạt ở cỡ

bước sóng, hệ số tán xạ rất cao. Chính vì thế tổn hao khí quyển rất lớn trong điều

kiện sương mù. Mô hình kênh FSO qua sương mù được nghiên cứu trong [78], [80],

[97].

Pha-đinh do nhiễu loạn khí quyển có nguyên nhân từ sự không đồng nhất về

nhiệt độ và áp suất khí quyển. Mô hình đầy đủ về nhiễu loạn khí quyển cho tuyến

FSO được trình bày trong [13]. Nhiễu loạn khí quyển được đặc trưng chủ yếu bởi ba

tham số là phạm vi bên trong của nhiễu loạn (l0), phạm vi bên ngoài của nhiễu loạn

(L0) và tham số cấu trúc của chỉ số khúc xạ (Cn2) còn được gọi là cường độ nhiễu

loạn [15]. Giá trị điển hình của Cn2 thay đổi trong khoảng từ 10

-17 đến 10

-13 m

-2/3 cho

cường độ nhiễu loạn từ yếu đến mạnh [66]. Để lượng hóa sự thăng giáng ngẫu

nhiên của tín hiệu do nhiễu loạn trong điều kiện nhiễu loạn yếu và cự ly ngắn, mô

hình log chuẩn thường được sử dụng [13]. Tuy nhiên, dữ liệu thực nghiệm cho

tuyến truyền dẫn cự ly dài chỉ ra rằng, mô hình log chuẩn không phù hợp cho dải

nhiễu loạn từ trung bình đến mạnh [15]. Phân bố hàm mũ âm được sử dụng cho

cường độ tín hiệu trong dải bão hòa [12] và mạnh [118]. Phân bố K, được sử dụng

18

cho dải nhiễu loạn mạnh [67] và trong dải nhiễu loạn từ trung bình đến mạnh, phân

bố được sử dụng phổ biến nhất là phân bố Gamma-Gamma [12],[13].

1.4.2.2 Các nghiên cứu về đánh giá hiệu năng hệ thống FSO

Trong khoảng hơn mười năm trở lại đây, nhiều nghiên cứu liên quan đến

việc khảo sát, đánh giá hiệu năng các hệ thống FSO đã được thực hiện. Những

nghiên cứu xuất hiện trong thời gian đầu thường bỏ qua ảnh hưởng của nhiễu loạn,

chỉ xét đến ảnh hưởng của tổn hao đường truyền trong các điều kiện thời tiết khác

nhau đặc biệt là trong điều kiện mưa và sương mù [10], [57], [84], [97]. Trong thực

tế, hiệu năng hệ thống FSO chịu ảnh hưởng mạnh của nhiễu loạn và đã có khá nhiều

nghiên cứu liên quan đến vấn đề này [21], [25], [37], [69], [82], [86], [100], [101],

[109], [136], [152]. Hiệu năng của hệ thống FSO đã được phân tích, đánh giá với

nhiều mô hình kênh nhiễu loạn khác nhau như mô hình log chuẩn [37], [69], [86],

[82], [152], mô hình hàm mũ âm [21], mô hình I-K [21], [101], [109] và mô hình

Gamma-Gamma [25], [100], [136]. Bên cạnh ảnh hưởng của nhiễu loạn, ảnh hưởng

của lệch hướng lên hiệu năng hệ thống FSO cũng được phân tích, đánh giá trong

một số nghiên cứu [42], [47], [51], [78], [90], [123], [124], [132]. Ảnh hưởng của

nhiễu loạn và lệch hướng được phân tích, đánh giá với nhiều tham số hiệu năng

khác nhau như BER, dung lượng kênh và xác suất dưới ngưỡng (xác suất SNR của

hệ thống nhỏ hơn một giá trị ngưỡng xác định). Kết quả khảo sát hiệu năng cho thấy,

hiệu năng các hệ thống FSO chịu ảnh hưởng mạnh của nhiễu loạn và lệch hướng.

Dưới ảnh hưởng của các yếu tố này, để đảm bảo hiệu năng truyền dẫn, các hệ thống

FSO bị giới hạn cự ly truyền dẫn trong khoảng vài km.

1.4.2.3 Các nghiên cứu về giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO

Nhằm giảm ảnh hưởng của nhiễu loạn và lệch hướng cũng như cải thiện hiệu

năng của các hệ thống FSO, nhiều giải pháp cải thiện hiệu năng đã được đề xuất.

Các giải pháp cải thiện hiệu năng này có thể chia thành các nhóm giải pháp như (1)

các kỹ thuật điều chế nâng cao, (2) các kỹ thuật mã hoá kênh, (3) các kỹ thuật phân

tập và (4) các kỹ thuật chuyển tiếp.

a) Các kỹ thuật điều chế nâng cao

19

Các kỹ thuật điều chế nâng cao là giải pháp hiệu quả giúp cải thiện hiệu năng

và tăng dung lượng các hệ thống FSO. Hạn chế của phương pháp điều chế OOK là

cần phải biết thông tin tức thời về trạng thái kênh pha-đinh để thiết lập ngưỡng

động nhằm đạt được hiệu năng tối ưu [52]. Nhằm khắc phục hạn chế của phương

pháp điều chế OOK, nhiều phương pháp điều chế khác đã được đề xuất cho hệ

thống FSO như điều chế vị trí xung (PPM), điều chế độ rộng xung (PWM), điều chế

biên độ xung (PAM), điều chế cường độ sóng mang con (SIM) và điều chế phân

cực.

Điều chế vị trí xung (PPM) là một giải pháp để giải quyết vấn đề sử dụng năng

lượng hiệu quả trong các hệ thống FSO [144]. Một số nghiên cứu về kỹ thuật điều

chế PPM đã chứng minh rằng, PPM có thể đạt được gần đến giá trị dung lượng

kênh cực đại. Khi máy thu thực hiện tách sóng quyết định cứng, PPM có ưu điểm

hơn OOK là không yêu cầu ngưỡng tách sóng động để tách sóng tối ưu [98], [143],

[146]. Kỹ thuật điều chế PPM được đề xuất cho truyền thông FSO, nơi mà hiệu suất

năng lượng là một yếu tố quan trọng [62], [64]. So với PPM, điều chế PPM đa xung

(MPPM) có ưu điểm hơn trong việc giảm tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung

bình (PAPR) và có hiệu suất phổ tần cao hơn [96], [131] tuy nhiên nó cũng làm

tăng tính phức tạp của bộ giải điều chế [146]. Với một mức hạn chế công suất phát

đỉnh, MPPM tốt hơn PPM. Ngược lại, khi công suất trung bình bị hạn chế, PPM tốt

hơn MPPM [96], [130].

Hai phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM) và điều chế khoảng thời gian

xung số (DPIM) cũng được đề xuất sử dụng trong các hệ thống FSO. So với PPM,

PWM yêu cầu công suất phát đỉnh thấp hơn, có hiệu suất sử dụng phổ tần tốt hơn và

có khả năng chịu đựng ISI, đặc biệt là đối với một số lượng lớn khe trên một ký

hiệu [41]. Tuy nhiên, những ưu điểm này phải được cân nhắc do yêu cầu công suất

trung bình cao hơn của kỹ thuật PWM khi số lượng khe tăng. DPIM là kỹ thuật điều

chế không đồng bộ có độ dài ký hiệu thay đổi, và không yêu cầu đồng bộ ký hiệu

[53]. Ngoài ra, DPIM cho hiệu suất sử dụng phổ tần tốt hơn PPM và PWM, vì nó

không cần chờ kết thúc một chu kỳ ký hiệu cố định trước khi phát ký hiệu tiếp theo.

20

Vấn đề thách thức chính của DPIM là khả năng xảy ra lỗi trong quá trình giải điều

chế tín hiệu tại máy thu.

Trong kỹ thuật điều chế cường độ sóng mang con (SIM) [31], [104], đầu tiên

dữ liệu được điều chế vào tín hiệu RF, sau đó tín hiệu RF được điều chế với sóng

mang quang [43], [70], [89] [107]. Khi kết hợp với ghép kênh phân chia theo tần số

trực giao (OFDM) [18], [128], SIM có các ưu điểm là dung lượng cao và chi phí

thực hiện hiệu quả so với điều chế coherent [140]. Hạn chế chính của kỹ thuật SIM

là công suất hiệu dụng thấp [31] do dòng DC định thiên được thêm vào tín hiệu

sóng mang con trong miền điện trước khi điều chế cường độ trong miền quang (để

tránh biên độ âm).

Kỹ thuật điều chế phân cực được đề xuất trong [26] dựa trên việc khai thác các

thông số Stokes của ánh sáng phát. Kỹ thuật điều chế này không bị hạn chế bởi đáp

ứng phi tuyến của các bộ điều chế cường độ, vì nó như là một trường hợp của kỹ

thuật điều chế cường độ. Bộ điều chế dựa trên phân cực cũng có ưu điểm là tránh

được nhiễu pha của các laser [72]. Hơn nữa, kỹ thuật điều chế này cũng ít bị ảnh

hưởng của nhiễu loạn khí quyển vì các trạng thái phân cực được bảo đảm tốt hơn

trong suốt quá trình truyền sóng so với biên độ và pha của tín hiệu quang [150].

Điều này đặc biệt có lợi đối với các hệ thống FSO cự ly dài [72].

Cuối cùng, phải kể đến kỹ thuật điều chế đa mức cũng có thể được sử dụng

trong các hệ thống FSO để nhận được hiệu suất sử dụng phổ tần cao hơn so với các

kỹ thuật điều chế nhị phân. Tuy nhiên, sự cải thiện hiệu suất phổ tần thu được sẽ

làm tăng tính phức tạp của hệ thống. Chẳng hạn như điều chế PAM và OOK là

phương thức điều chế đơn giản nhất [23], [46], [65], [113]. Với kỹ thuật điều chế

M-PAM, cường độ tức thời của nguồn laser được điều chế lên M mức và do đó, yêu

cầu laser có cường độ phát xạ khả biến với chi phí rất đắt. Ưu điểm chính của điều

chế PAM là hiệu suất phổ tần cao so với các kỹ thuật điều chế hai mức như PPM

[65].

Để tận dụng các ưu điểm và hạn chế các nhược điểm của mỗi kỹ thuật điều

chế, một số nghiên cứu đã đề xuất các kỹ thuật điều chế hiệu chỉnh và lai ghép (kết

21

hợp giữa các phương thức điều chế nêu trên). Một số phương thức điều chế kết hợp

điển hình bao gồm điều chế vị trí và độ rộng xung PPM-PWM [41], điều chế vị trí

xung vi sai [129], điều chế vị trí xung chồng lấn OPPM [126].

b) Các kỹ thuật mã hóa kênh

Các kỹ thuật sửa lỗi theo hướng phát (FEC) đã được triển khai trong các

nghiên cứu để chống lại các ảnh hưởng suy giảm do nhiễu loạn khí quyển. FEC

được thực hiện bằng cách thêm các bit dư vào số liệu phát thông qua thuật toán mã

hóa sửa lỗi theo hướng phát như mã turbo [83], mã khối và mã xoắn [153], mã

Reed-Solomon [45], và mã kiểm tra chẵn lẻ mật độ thấp (LDPC) [40].

Trong [153], hiệu năng của mã khối và mã xoắn đã được phân tích và so sánh

với mã turbo trong điều kiện nhiễu loạn khí quyển yếu. Các kết quả phân tích cho

thấy sử dụng mã turbo đạt được hiệu năng BER tốt hơn trên kênh nhiễu loạn khí

quyển. Tuy nhiên, mã turbo không phù hợp cho truyền dẫn quang tốc độ cao do tính

phức tạp cao và thời gian mã hóa/giải mã dài sẽ làm tăng độ trễ của hệ thống [137].

Một nghiên cứu khác chỉ ra rằng sử dụng mã kiểm tra chẵn lẻ mật độ thấp (LDPC)

cũng giúp tăng hiệu năng BER của hệ thống, thậm chí ngay cả trong điều kiện nhiễu

loạn khí quyển mạnh [40]. Mặc dù FEC là một trong những biện pháp kỹ thuật tốt

nhất để chống lại các ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển bao gồm cả pha-đinh,

nhưng sử dụng chúng trong các hệ thống truyền dẫn quang tốc độ cao sẽ làm tăng

trễ và tính phức tạp của hệ thống vì phải thêm các khối mã hóa/giải mã. Do đó, biện

pháp này có tính thực tế không cao.

c) Phân tập không gian

Phân tập không gian được thực hiện thông qua việc sử dụng nhiều thấu kính

thu tại máy thu [13], [39], [86], [114], [139], nhiều búp sóng tại máy phát [17],

[111], hoặc kết hợp cả hai [30], [37], [102], [143], [144]. Trái ngược với cấu hình

một thấu kính thu - một búp sóng phát được gọi là đơn đầu vào - đơn đầu ra (SISO),

các cấu hình phân tập không gian được sử dụng là một đầu vào - nhiều đầu ra

22

(SIMO), nhiều đầu vào - một đầu ra (MISO) và nhiều đầu vào - nhiều đầu ra

(MIMO).

Phân tập thu (SIMO): giải pháp đơn giản để giảm ảnh hưởng của pha đinh là

sử dụng một thấu kính tương đối lớn tại máy thu để trung bình hóa sự thay đổi

cường độ. Kỹ thuật này thường được gọi là khẩu độ thu trung bình, được xem như

là phân tập thu tăng cường. Kỹ thuật này có hiệu quả khi đường kính của ống kính

thu lớn hơn độ dài pha đinh tương quan L với là bước sóng công tác và L cự ly

truyền dẫn [13], [138]. Khẩu độ trung bình được nghiên cứu và triển khai rộng rãi

trong các hệ thống thực tế [13], [14], [81], [138], [149] giúp làm giảm đáng kể sự

nhấp nháy, đặc biệt là trong trường hợp nhiễu loạn có cường độ trung bình và mạnh.

Ví dụ, xét hệ thống sử dụng điều chế OOK, pha-đinh Gamma-Gamma dưới điều

kiện nhiễu loạn yếu với phương sai Rytov bằng 2,56 và tỉ lệ lỗi bit đích BER = 10-5

,

SNR tăng với mức thu 30 dB, 47 dB, và 60 dB tương ứng với các mức đường kính

ống kính thu là 20 mm, 50 mm, và 200 mm [81]. Giảm ảnh hưởng pha đinh cũng có

thể đạt được bằng cách sử dụng nhiều thấu kính thu tại máy thu. Thay vì sử dụng

một thấu kính thu lớn, ta sử dụng vài thấu kính thu nhỏ tại máy thu. Nếu ta giả định

tín hiệu pha-đinh trên các thấu kính thu không tương quan với nhau, giải pháp sử

dụng nhiều thấu kính thu cho hiệu năng hệ thống tốt hơn giải pháp sử dụng một

thấu kính thu lớn [81]. Chẳng hạn, xét các máy thu giới hạn nhiễu nền, sử dụng điều

chế OOK, mô hình pha đinh Gamma-Gamma với phương sai Rytov là 2,56 và tỉ lệ

lỗi đích BER = 10-5

, bằng cách sử dụng 4 thấu kính thu đường kính 50 mm/bộ ta

được lợi về SNR khoảng 1 dB so với khi dùng một bộ thu đường kính 100 mm.

Việc sử dụng một thấu kính thu lớn có ưu điểm là đơn giản khi thiết kế hệ thống

trong khi sử dụng nhiều thấu kính thu lại có nhiều ưu điểm trong chế độ nhiễu loạn

mạnh. Đối với các hệ thống SIMO, máy thu dùng bộ kết hợp độ lợi cân bằng (EGC)

cung cấp hiệu năng gần với máy thu dùng bộ kết hợp tỉ số cực đại (MRC) trong khi

có ưu điểm giảm tính phức tạp trong khi thiết kế [86],[99].

Phân tập phát (MISO): với hệ thống FSO MISO, phương thức truyền tín

hiệu đơn giản nhất là phát cùng một tín hiệu trên các búp sóng khác nhau, thường

23

được gọi là mã hóa lặp (RC). Kỹ thuật này khá hiệu quả để giảm pha đinh tại máy

thu. Ví dụ, giả sử điều kiện pha đinh độc lập, với độ lệch chuẩn hóa của pha đinh

log chuẩn 0,3; đường kính thấu kính thu 5 cm, cự ly thông tin 2 km và tỉ lệ lỗi bit

đích BER = 10-5

, bằng cách sử dụng hai hoặc ba máy phát sẽ cải thiện SNR trung

bình tương ứng là 5 dB và 7,5 dB so với hệ thống SISO [99]. Nếu thông tin trạng

thái kênh (CSI) là khả dụng tại máy phát, các nghiên cứu [32], [50] chỉ ra rằng lựa

chọn phân tập phát khai thác phân tập đầy đủ cung cấp hiệu năng tốt hơn so với RC.

Trong trường hợp CSI không hoàn hảo tại máy phát, các chiến lược truyền dẫn khác

nhau được xem xét trong [6]. Các phương pháp báo hiệu phức tạp hơn được sử

dụng để tăng độ lợi mã hóa ngoài độ lợi phân tập. Ví dụ, chọn laser phát và mã hóa

lưới không gian – thời gian được đề xuất trong [48].

Hệ thống FSO MIMO: trong truyền thông FSO, kỹ thuật MIMO chủ yếu

được đề xuất để giảm ảnh hưởng của pha đinh nhiễu loạn khí quyển bằng cách sử

dụng RC ở máy phát. Một số nghiên cứu về hệ thống FSO MIMO sử dụng điều chế

OOK hoặc PPM được trình bày trong các tài liệu [25],[29],[34],[37],[61],[88],

[117],[135],[144]. Ngoài ra, bộ tách đa ký hiệu được đề xuất trong [117],[118] khi

không có CSI ở máy thu, đối với trường hợp RC ở máy phát.

d) Truyền dẫn hỗ trợ chuyển tiếp

Truyền dẫn FSO hỗ trợ chuyển tiếp được đề xuất lần đầu tiên bởi Acampora

và Krishnamurthy trong [7], trong đó hiệu năng của mạng FSO hình lưới được khảo

sát theo quan điểm dung lượng mạng. Trong [71] và [134], Tsiftsis và cộng sự xét

các mô hình pha đinh K và Gamma – Gamma mà không tính đến suy hao đường

truyền và đánh giá xác suất lỗi cho hệ thống FSO đa chặng. Các kết quả nghiên cứu

của họ chứng minh tính hữu ích của truyền dẫn chuyển tiếp là một phương pháp để

kéo dài cự ly truyền dẫn, nhưng không nhấn mạnh nó là một công cụ chống lại các

ảnh hưởng của pha đinh. Trong [120], xác suất lỗi được tính toán trên cơ sở xem xét

cả suy hao đường truyền và ảnh hưởng của nhiễu loạn. Kết quả phân tích đã chứng

minh rằng truyền dẫn FSO đa chặng đưa ra ưu điểm từ kết quả cự ly truyền dẫn các

chặng ngắn hơn và cải thiện đáng kể hiệu năng (về độ lợi phân tập) vì sự thay đổi

24

pha-đinh trong các hệ thống FSO phụ thuộc vào khoảng cách. Điều này khá khác so

với hệ thống RF khi truyền dẫn đa chặng được dùng để kéo dài cự ly, nhưng không

cung cấp ưu điểm phân tập. Nghiên cứu trong [76] tiếp tục chỉ ra rằng xác suất lỗi

được giảm thiểu khi các nút liên tiếp được đặt cách đều dọc theo đường truyền từ

nguồn đến đích. Khảo sát hiệu năng của chuyển tiếp đa chặng trên kênh Gamma-

Gamma được trình bày trong [38], [151].

Bên cạnh chuyển tiếp đa chặng (còn được gọi là chuyển tiếp nối tiếp), chuyển

tiếp đa đường (còn gọi là chuyển tiếp song song) cũng được xem xét trong [4],[5],

[73],[74],[120]. Rõ ràng rằng đặc tính quảng bá của truyền dẫn RF không hiện diện

trong truyền dẫn FSO, hệ thống truyền dẫn dựa trên tầm nhìn thẳng thông qua các

búp sóng định hướng. Do đó, chuyển tiếp đa đường được thực hiện thông qua việc

sử dụng nhiều thấu kính phát trực tiếp tới các nút chuyển tiếp. Đối với chuyển tiếp

đa đường, tất cả các nút chuyển tiếp nên được đặt tại cùng một vị trí (dọc theo

đường truyền trực tiếp giữa nút nguồn và nút đích) gần với nút nguồn, và vị trí

chính xác của các điểm này là một hàm của SNR, số lượng các nút chuyển tiếp và

cự ly truyền dẫn từ nút nguồn đến nút đích [76]. Chuyển tiếp đa đường với một liên

kết trực tiếp như là một cơ chế hợp tác ba bên được nghiên cứu trong [27],[49],

[73],[74]. Nghiên cứu trong [5] chỉ ra rằng hợp tác thông qua các nút chuyển tiếp

chỉ có lợi nếu SNR đủ lớn; nếu không các nút chuyển tiếp gần như là chuyển tiếp

bản sao nhiễu của tín hiệu, kết quả là hiệu năng bị suy giảm.

Lấy ý tưởng từ truyền dẫn RF, một số kỹ thuật chuyển tiếp đã được đề xuất

cho các hệ thống FSO hỗ trợ chuyển tiếp. Các phương pháp tiếp cận phổ biến được

xem xét là khuếch đại và chuyển tiếp (AF) [71],[73],[108],[120]; giải mã và chuyển

tiếp (DF) [5],[27],[120]; tách sóng và chuyển tiếp (DetF) [74]. Các kỹ thuật DetF

thích ứng hay DF thích ứng cũng được đề xuất trong [74], trong đó nút chuyển tiếp

tham gia vào việc truyền tải dữ liệu chỉ khi nó có thể nhận được các khung dữ liệu

không lỗi từ nút nguồn hoặc khi SNR tại nút chuyển tiếp đủ lớn. Có thể sử dụng

một giao thức trong việc lựa chọn đường truyền dẫn chuyển tiếp tín hiệu tốt nhất

trong số các nút chuyển tiếp song song [4], [27], [33] hoặc phương thức đơn giản

25

hơn khi hai nút chuyển tiếp được triển khai là chuyển mạch giữa các nút này khi

SNR quá thấp.

Để thể hiện cụ thể hơn sự cải thiện đạt được bằng truyền dẫn hỗ trợ chuyển

tiếp, nghiên cứu [120] sử dụng mô hình kênh log chuẩn, suy hao khí quyển là 0,43

dB/km, Cn2 = 10

-14 m

-2/3, tổng cự ly thông tin là 5 km và xác suất lỗi đích là 10

-6.

Kết quả trong [120] chỉ ra rằng bằng việc chuyển tiếp nối tiếp sử dụng chế độ DF,

sự cải thiện nhận được là 18,5 dB và 25,4 dB về công suất yêu cầu khi một hoặc hai

nút chuyển tiếp được đặt cách đều vào giữa nút nguồn và nút đích. Khi sử dụng chế

độ AF, sự cải thiện tương ứng khoảng 12,2 dB và 17,7 dB. Ngoài ra, bằng việc sử

dụng chuyển tiếp đa đường, khi nút chuyển tiếp được đặt ở giữa nút nguồn và nút

đích, sự cải thiện thu được khoảng 20,3 dB và 20,7 dB với chế độ DF; 18,1 dB và

20,2 dB với chế độ AF tương ứng với các trường hợp sử dụng hai và ba nút chuyển

tiếp.

Các nghiên cứu nêu trên về chuyển tiếp AF trong các hệ thống FSO xây dựng

trên các giả thiết rằng các nút chuyển tiếp sử dụng các bộ chuyển đổi quang – điện

(OE) và điện – quang (EO). Ưu điểm của chuyển tiếp AF so với DF là tránh được

yêu cầu về tốc độ cao (tại tần số GHz) của các mạch điện tử và quang điện tử. Điều

này trở nên khả thi với chuyển tiếp AF toàn quang, ở đó tín hiệu được xử lý trong

miền quang và nút chuyển tiếp chỉ yêu cầu các mạch điện tử tốc độ thấp để điều

khiển và điều chỉnh hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại. Do đó, sự chuyển đổi

EO/OE được loại bỏ, cho phép thiết kế thiết bị dễ dàng. Chuyển tiếp AF toàn quang

được xem xét trong các nghiên cứu gần đây [24],[77],[121]. Cụ thể, trong [77]

Kazemlou và cộng sự đã đánh giá hiệu năng BER thông qua mô phỏng Monte Carlo

với bộ tái tạo quang và bộ khuếch đại quang có hệ số khuếch đại cố định. Trong

[24], Bayaki và các cộng sự đã xét các nút chuyển tiếp toàn quang sử dụng EDFA

và phân tích xác suất lỗi cho hệ thống hai chặng tính đến ảnh hưởng của nhiễu phát

xạ tự phát được khuếch đại ASE.

26

1.5 NHẬN XÉT VỀ CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU CỦA CÁC TÁC GIẢ KHÁC VÀ

HƯỚNG NGHIÊN CỨU CỦA LUẬN ÁN

1.5.1 Nhận xét về công trình nghiên cứu của các tác giả khác

Qua khảo sát và phân tích ở trên, nghiên cứu sinh nhận thấy vẫn còn một số

vấn đề chưa được đề cập đến trong các nghiên cứu trước đây cụ thể như sau:

a) Trong các nghiên cứu về mô hình kênh

Trong các yếu tố chính ảnh hưởng đến hiệu năng của hệ thống FSO như đã

phân tích ở mục 1.4.2.3.a, ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu lên hiệu năng hệ thống

chưa được đề cập do các hệ thống FSO xét đến trước đây truyền dẫn ở tốc độ thấp

dưới 10 Gbit/s. Tuy nhiên, khi tăng tốc độ truyền dẫn từ 10 Gbit/s trở lên, đặc biệt

là khi kỹ thuật PPM và đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA) được triển khai

trong FSO, ảnh hưởng của dãn xung lên hiệu năng hệ thống FSO cần phải được tính

đến do các xung quang hẹp được phát đi. Ngoài ra, chưa có nhiều các nghiên cứu

phản ánh được các tham số búp sóng quang trong mô hình kênh FSO.

b) Trong các nghiên cứu về phân tích và đánh giá hiệu năng

Các nghiên cứu trước đây chủ yếu tập trung vào các hệ thống FSO điểm-điểm.

Một số nghiên cứu về hiệu năng các hệ thống FSO chuyển tiếp đa chặng đã được

thực hiện gần đây như đã phân tích ở mục 1.4.2.3.d, tuy nhiên, các nghiên cứu này

chưa đánh giá một cách đầy đủ các tham số đường truyền, chẳng hạn như ảnh

hưởng của sự lệch hướng thường ít được xét tới. Đặc biệt ảnh hưởng của các tham

số búp sóng quang đến hệ thống FSO chuyển tiếp đa chặng chưa được quan tâm

nghiên cứu.

c) Trong các nghiên cứu về cải thiện hiệu năng

Các nghiên cứu trước đây cho việc cải thiện hiệu năng hệ thống FSO thường

tập trung vào việc sử dụng các giải pháp kỹ thuật một cách riêng rẽ mà chưa có sự

kết hợp nhiều giải pháp kỹ thuật đồng thời, dẫn đến khả năng cải thiện hiệu năng

còn hạn chế. Chẳng hạn, một số nghiên cứu chỉ tập trung vào các kỹ thuật điều chế;

một số khác tập trung nghiên cứu các kỹ thuật phân tập, mã hóa kênh hoặc chuyển

27

tiếp như đã đề cập trong mục 1.4.2.3. Một số nghiên cứu đã có sự kết hợp sử dụng

các kỹ thuật này nhưng chưa nhiều.

Còn ít các công trình công bố liên quan đến việc triển khai các hệ thống đa

truy nhập quang không dây dựa trên công nghệ FSO nhằm hỗ trợ nhiều người sử

dụng. Một số công trình đề xuất mô hình hệ thống đa truy nhập phân chia theo mã

trên cơ sở công nghệ FSO nhưng hiệu năng hệ thống này có hạn chế, cự ly truyền

dẫn ngắn, số lượng người dùng hạn chế.

1.5.2 Hướng nghiên cứu của luận án

Trên cơ sở kết quả phân tích các hạn chế của các nghiên cứu liên quan, hướng

nghiên cứu được đề xuất trong luận án này là (1) đề xuất mô hình kênh FSO kết hợp

nhằm phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của kênh truyền lên tín hiệu quang, (2)

nghiên cứu các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm thông qua

việc sử dụng kết hợp các kỹ thuật chuyển tiếp với các kỹ thuật điều chế và phân tập

không gian và nhằm cải thiện hiệu năng hệ thống FSO và (3) đề xuất mô hình và

giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa điểm nhằm ứng dụng công

nghệ FSO trong mạng truy nhập để hỗ trợ nhiều người sử dụng

Kênh truyền FSO đóng vai trò hết sức quan trọng trong nghiên cứu về hiệu

năng hệ thống FSO do hầu hết các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống là từ

kênh truyền. Mặc dù đã có khá nhiều các nghiên cứu về mô hình hóa kênh FSO và

ảnh hưởng của đường truyền lên hiệu năng hệ thống FSO nhưng chưa có nghiên

cứu nào đề cập tới ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu. Trong nội dung nghiên cứu (1)

của luận án này, mô hình kênh kết hợp có bổ sung tham số sẽ được đề xuất nhằm

phản ánh một cách đầy đủ các ảnh hưởng của đường truyền bao gồm tổn hao, nhiễu

loạn, lệch hướng, và dãn xung tín hiệu lên hiệu năng hệ thống FSO. Mô hình giải

tích kênh truyền FSO đề xuất này sẽ được sử dụng làm cơ sở cho các nội dung

nghiên cứu (2) và (3).

Hạn chế lớn nhất của các hệ thống FSO hiện nay là cự ly truyền dẫn. Việc tăng

cự ly truyền dẫn không chỉ làm tăng suy hao đường truyền mà còn tăng ảnh hưởng

28

của nhiễu loạn và lệch hướng. Nhiều nghiên cứu đã chứng minh, dưới ảnh hưởng

của nhiễu loạn, cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO bị giới hạn trong khoảng vài km

theo ràng buộc đảm bảo hiệu năng của hệ thống. Trong số các giải pháp cải thiện

hiệu năng đã được đề xuất, truyền dẫn chuyển tiếp là một giải pháp hiệu quả nhất

trong việc cải thiện cự ly của hệ thống FSO. Truyền dẫn chuyển tiếp cũng giúp loại

bỏ yêu cầu về đường truyền tầm nhìn thẳng giữa nút nguồn và nút đích. Chính vì

thế, truyền dẫn chuyển tiếp sẽ được lựa chọn làm nền tảng cho các nội dung nghiên

cứu (2) và (3) trong luận án này. Việc khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp

sẽ được thực hiện nhằm làm cơ sở cho việc đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng

dựa trên kỹ thuật chuyển tiếp.

Giải pháp cải thiện hiệu năng thứ nhất được đề xuất trong luận án là sử dụng

kết hợp truyền dẫn chuyển tiếp với kỹ thuật phân tập không gian và điều chế vị trí

xung PPM nhiều mức. Kỹ thuật chuyển tiếp giúp cải thiện cự ly truyền dẫn, phân

tập không gian giúp giảm BER và cải thiện dung lượng trong khi PPM là phương

thức điều chế rất hiệu quả về năng lượng giúp giảm yêu cầu về công suất phát.

Giải pháp cải thiện hiệu năng thứ hai được đề xuất trong luận án là ứng dụng

kỹ thuật điều chế vị trí xung đa bước sóng (MWPPM) nhằm cải thiện hiệu năng hệ

thống FSO điểm-đa điểm. Kỹ thuật MWPPM là một giải giáp hiệu quả giúp hạn chế

ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu khi tăng chỉ số điều chế PPM và/hoặc tốc độ bit

truyền dẫn.

Giải pháp cải thiện hiệu năng thứ ba được đề xuất là kỹ thuật chuyển tiếp sử

dụng phương pháp tách chip-và-chuyển tiếp ứng dụng trong hệ thống FSO điểm-đa

điểm dựa trên CDMA nhằm hỗ trợ đa người dùng với cự ly truyền dẫn được mở

rộng và hiệu năng được cải thiện. Hiệu năng hệ thống FSO/CDMA tách chip-và-

chuyển tiếp sẽ được khảo sát đánh giá và so sánh với hệ thống FSO/CDMA đơn

chặng để chứng minh ưu điểm của phương pháp cải thiện hiệu năng đã được đề xuất.

1.6 KẾT LUẬN CHƯƠNG 1

Nội dung Chương 1 đã trình bày khái quát về mô hình, nguyên lý hoạt động,

các tham số hiệu năng và các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO. Ngoài

29

ra, tình hình nghiên cứu trong và ngoài nước liên quan đến các hệ thống FSO nói

chung và hiệu năng hệ thống FSO nói riêng cũng đã được phân tích, đánh giá trong

chương này. Qua phân tích, đánh giá tình hình nghiên cứu liên quan, các hạn chế

của các nghiên cứu trước đây về mô hình kênh FSO, phân tích hiệu năng và phương

pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO đã được chỉ ra. Trên cơ sở những hạn chế

này, hướng nghiên cứu của luận án đã được chỉ ra là đề xuất mô hình kênh bổ sung

và các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO dựa trên kỹ thuật chuyển tiếp và

việc sử dụng kết hợp kỹ thuật này với các kỹ thuật phân tập không gian, điều chế

PPM và đa truy nhập phân chia theo mã.

30

CHƯƠNG 2: MÔ HÌNH KÊNH TRUYỀN THÔNG QUANG

KHÔNG DÂY

Tóm tắt (2)

: Như đã đề cập trong Chương 1, suy hao đường truyền phụ thuộc thời

tiết và nhiễu loạn, đây là hai yếu tố chính làm suy giảm hiệu năng hệ thống FSO.

Ngoài ra, yêu cầu về việc giữ thẳng hướng giữa bộ phát và bộ thu trong điều kiện

rung lắc của các tòa nhà cũng là một thách thức không nhỏ. Nội dung chương này

sẽ đề cập tới nguyên nhân, ảnh hưởng, mô hình toán học của mỗi yếu tố nêu trên

đồng thời đưa ra mô hình giải tích phản ánh ảnh hưởng của dãn xung lên tín hiệu

quang. Cuối cùng, đề xuất mô hình ảnh hưởng của dãn xung và mô kênh kết hợp có

bổ sung tham số phục vụ cho việc đánh giá một cách toàn diện ảnh hưởng của các

tham số đường truyền lên hiệu năng hệ thống FSO sẽ được trình bày trong chương

này [J1,J2], [C2,C3,C7].

2.1 MỞ ĐẦU

Mô hình kênh truyền thông quang không dây ngoài trời là môi trường động và

rất phức tạp. Ảnh hưởng của môi trường lên búp sóng quang sẽ gây ra tổn hao công

suất, sự thăng giáng về biên độ và pha của tín hiệu quang do nhiễu loạn khí quyển.

Ảnh hưởng của lệch hướng tác động lên tổn hao hình học cũng làm cho công suất

tín hiệu quang thu thay đổi. Ngoài ra, nhiễu loạn khí quyển cũng gây ra hiện tượng

giãn xung. Đặc tính của kênh truyền khí quyển mang bản chất ngẫu nhiên, do đó

các ảnh hưởng của nó có thể đặc tính hóa bởi các mô hình thống kê. Một số mô

hình thống kê đã được đề xuất để mô hình hóa đặc tính của kênh truyền khí quyển,

những mô hình này sẽ được trình bày ở các mục tiếp theo của chương này. Phụ

thuộc vào kiểu mô hình và mức độ chính xác của nó, chúng ta có thể ước tính được

công suất tín hiệu quang tại phía thu.

2 Một phần nội dung của Chương 2 đã được công bố trên tạp chí REV-JEC [J1], tạp chí Khoa học và Công

nghệ [J2] và báo cáo tại các Hội nghị quốc tế IEEE ATC 2012 [C2], IEEE ICCC 2013 [C3] và IEEE APCC

2012 [C7].

31

2.2 SUY HAO ĐƯỜNG TRUYỀN

Khi một bức xạ quang đi qua bầu khí quyển, một số photon bị hấp thụ do các

thành phần như hơi nước, khí CO2, sương mù, tầng Ozon .v.v., và năng lượng

chuyển thành nhiệt năng. Trong khi đó, các photon khác đi qua bầu khí quyển

không mất mát năng lượng nhưng hướng truyền lan ban đầu của chúng bị thay đổi

(tán xạ). Mô hình lan truyền của một trường quang qua bầu khí quyển được mô tả

bởi định luật Beer – Lambert và là mô hình được sử dụng rất phổ biến.

Sự suy hao của tín hiệu trong bầu khí quyển là hệ quả của quá trình hấp thụ và

tán xạ. Nồng độ của vật chất trong khí quyển gây ra suy hao tín hiệu khác nhau theo

không gian và thời gian, và sẽ phụ thuộc vào điều kiện thời tiết của từng vùng. Với

một tuyến FSO trên mặt đất, cường độ tín hiệu thu được tại khoảng cách L từ bộ

phát có quan hệ với cường độ tín hiệu phát theo quy luật Beer – Lambert như

sau [119]:

LP

Ph

T

Ral exp (2.1)

trong đó (tính theo đơn vị m-1

) là hệ số suy hao và hla là suy hao tổng tại bước

sóng . Suy hao của tín hiệu quang trong khí quyển là do sự hiện diện của các phần

tử khí có trong khí quyển và hơi nước. Hệ số suy hao là tổng của các hệ số hấp thụ

và tán xạ từ hơi nước và các phân tử khí trong khí quyển, được tính như sau [142]:

amam (2.2)

với m(): hệ số hấp thụ do hơi nước trong khí quyển

a(): hệ số hấp thụ do các phần tử khí trong khí quyển

m(): hệ số tán xạ do hơi nước

a(): hệ số tán xạ do các phần tử khí.

a) Hấp thụ xảy ra khi có sự tương tác giữa các photon và các phần tử trong không

khí trong quá trình truyền lan. Một số photon bị hấp thụ và năng lượng của

chúng biến thành nhiệt. Hệ số hấp thụ phụ thuộc rất nhiều vào các loại khí và

mật độ của chúng. Sự hấp thụ phụ thuộc bước sóng và do đó có tính chọn lọc.

Điều này dẫn tới bầu khí quyển có các vùng trong suốt – dải bước sóng có độ

32

hấp thụ tối thiểu – được xem như là cửa sổ truyền. Các bước sóng sử dụng trong

FSO về cơ bản được chọn để trùng với các cửa sổ truyền lan trong không khí,

kết quả là hệ số suy hao bị chi phối chủ yếu bởi sự tán xạ do hơi nước [28], do

đó có thể coi .a

b) Tán xạ là kết quả của việc phân bố lại góc của trường quang khi có và không có

sự thay đổi bước sóng. Ảnh hưởng của tán xạ phụ thuộc vào bán kính rm của các

hạt (sương mù, hơi nước) gặp phải trong quá trình truyền lan. Một cách mô tả

hiện tượng này là xét tham số kích cỡ x0 = 2rm/. Nếu x0<<1 thì tán xạ là tán

xạ Rayleigh, nếu 0 1x là tán xạ Mie và nếu x0 >>1

thì tán xạ có thể thuộc loại

khác (quang hình học). Các loại tán xạ đối với các hạt khác nhau có mặt trong

bầu khí quyển được tóm tắt trong Bảng 2.1.

Bảng 2.1. Bán kính và các loại tán xạ của các hạt điển hình tại = 850 nm [52]

Kiểu Bán kính (m) x0 Loại tán xạ

Phần tử khí 0,0001 0,00074 Rayleigh

Hạt bụi 0,01 – 1 0,074 – 7,4 Rayleigh – Mie

Hạt sương 1 – 20 7,4 – 147,8 Mie – hình học

Mưa 100 – 10000 740 – 74.000 Hình học

Tuyết 1000 – 5000 7400 – 37.000 Hình học

Mưa đá 5000 – 50000 37.000 – 370.000 Hình học

Kích thước hạt sương tương đối lớn so với dải bước sóng sử dụng trong FSO.

Do đó, có thể coi sương mù là nguyên nhân chính gây tán xạ photon và nó góp phần

vào sự suy giảm công suất quang. Tán xạ Mie sẽ được mô tả dựa trên các công thức

thực nghiệm theo dải tầm nhìn V (tính theo đơn vị mét). Dải tầm nhìn là khoảng

cách mà một chùm sáng song song đi qua trong bầu khí quyển cho đến khi cường

độ của nó giảm 2% so với giá trị ban đầu. Tầm nhìn được đo bằng một dụng cụ gọi

là thiết bị đo truyền dẫn. Mô hình thực nghiệm phổ biến cho tán xạ Mie được cho

bởi công thức (2.3) [142]:

33

550

91,3

Va (2.3)

trong đó V là dải tầm nhìn (tính theo mét) và được biểu diễn như sau [142]:

(2.4)

Bảng 2.2 dưới đây đưa ra giá trị của dải tầm nhìn dưới các điều kiện thời tiết

khác nhau.

Bảng 2.2. Điều kiện thời tiết và các giá trị tầm nhìn [52].

Điều kiện thời tiết Dải tầm nhìn V (m)

Sương mù dày đặc 200

Sương mù trung bình 500

Sương mù nhẹ 770 – 1.000

Mưa lớn (25mm/h) 1.900 – 2.000

Mưa trung bình (12,5mm/h) 2.800 – 40.000

Khô ráo/Mưa bụi (0,25mm/h) 18.000 – 20.000

Rất khô ráo 23.000 – 50.000

Gần đây, trong nghiên cứu của Al Naboulsi đã đưa ra công thức tính suy hao

tầng bình lưu và suy hao bức xạ sương mù trong dải bước sóng 690 – 1550 nm và

dải tầm nhìn trong dải 50 – 1000 m như sau [1]:

V

Advection

8367,311478,0

(2.5)

V

Radiation

7502,313709,018126,0 2

(2.6)

trong đó là bước sóng tính theo nm và tầm nhìn V tính theo mét. Tổn hao công

suất do mưa và tuyết là thấp so với do tán xạ Mie.

Mô hình Kim Mô hình Kruse

34

2.3 NHIỄU LOẠN KHÍ QUYỂN

Bức xạ mặt trời bị hấp thụ bởi bề mặt Trái đất làm cho không khí xung quanh

bề mặt Trái đất nóng hơn so với không khí tại những điểm cao hơn (so với mực

nước biển). Lớp khí nóng này trở nên mỏng đi và bốc lên cao để hòa trộn một cách

hỗn loạn với các vùng không khí lạnh hơn ở xung quanh, làm cho nhiệt độ không

khí thay đổi một cách ngẫu nhiên [152]. Sự không đồng nhất (gây ra nhiễu loạn

không khí) là do các ô nhỏ rời rạc, hoặc các xoáy lốc với nhiệt độ khác nhau, hoạt

động như những lăng kính khúc xạ có các kích cỡ và chỉ số khúc xạ khác nhau. Sự

tương tác giữa búp sóng quang và môi trường nhiễu loạn dẫn tới kết quả là pha và

biên độ của trường quang mang thông tin thay đổi một cách ngẫu nhiên, làm cho

hiệu năng của liên kết FSO bị suy giảm. Các ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển

đã được đề cập trong Chương 1, ở chương này luận án sẽ đề cập đến các mô hình

của nhiễu loạn khí quyển. Nhiễu loạn khí quyển được phân loại theo các mô hình

phụ thuộc vào độ lớn của sự thay đổi chỉ số khúc xạ và sự không đồng nhất. Các mô

hình này là một hàm của khoảng cách truyền dẫn của bức xạ quang qua môi trường

khí quyển và được phân loại theo các mức độ yếu, trung bình và mạnh. Trong các

phần tiếp theo của chương, các mô hình được mô tả bởi hàm mật độ xác suất (pdf)

của sự biến động trường bức xạ. Tuy nhiên, do sự phức tạp trong các mô hình toán

học nhiễu loạn khí quyển, nên không có mô hình chung điển hình. Trong chương

này, luận án sẽ trình bày các mô hình được sử dụng phổ biến nhất, đó là mô hình

log chuẩn và mô hình Gamma-Gamma.

Nhiễu loạn không khí dẫn tới sự biến đổi ngẫu nhiên của chỉ số khúc xạ khí

quyển, n, dọc theo tuyến đường truyền dẫn của bức xạ quang qua môi trường khí

quyển. Sự biến đổi chỉ số khúc xạ có nguyên nhân trực tiếp là sự biến đổi ngẫu

nhiên của nhiệt độ khí quyển. Những sự thay đổi ngẫu nhiên về nhiệt độ là một hàm

của áp suất khí quyển, độ cao so với mặt nước biển, và tốc độ gió. Mức độ nhỏ nhất

và lớn nhất của các xoáy lốc trong khí quyển, tương ứng được gọi là kích thước cỡ

nhỏ (inner scale), l0, và kích thước cỡ lớn (outer scale), L0, của sự nhiễu loạn. l0

thường nằm trong khoảng một vài milimet trong khi L0 có thể lên tới vài mét [15],

35

[152]. Các xoáy lốc yếu dạng thấu kính được mô tả như trong Hình 2.1, gây ra tác

động xuyên nhiễu ngẫu nhiên giữa các vùng khác nhau của búp sóng truyền dẫn làm

cho dạng sóng bị biến dạng.

Hình 2.1. Kênh khí quyển với các xoáy lốc hỗn loạn.

Trong những nỗ lực để mô hình hóa kênh khí quyển nhiễu loạn, ‘giả thuyết

Taylor’ đã được chấp nhận rộng rãi. Giả thuyết này cho rằng các xoáy lốc hỗn loạn

bị cố định (hay đóng băng) và chỉ có thể di chuyển trong dạng đóng băng với các

thành phần ngang theo chiều gió. Điều này có nghĩa là các thay đổi theo thời gian

trong mô hình búp sóng quang hay các đặc tính thông số của nó được gây ra bởi

thành phần của gió, và thành phần này trực giao với hướng lan truyền của búp sóng

quang. Ngoài ra, thời gian cố kết (coherence time), 0 , của khí quyển nhiễu loạn

được đo đạc nằm trong khoảng vài mili-giây [106]. Giá trị này rất lớn nếu so sánh

với khoảng thời gian của một ký hiệu dữ liệu điển hình, do đó kênh khí quyển nhiễu

loạn có thể được mô tả như một ‘kênh pha-đinh chậm’ bởi vì sự nhiễu loạn của

kênh không thay đổi trong khoảng thời gian của một ký hiệu dữ liệu.

Mối quan hệ giữa nhiệt độ không khí và chỉ số khúc xạ được xác định bởi

(2.7) [36] trong khi đối với hầu hết các ứng dụng kỹ thuật, tốc độ thay đổi của chỉ

số khúc xạ theo nhiệt độ được xác định bởi công thức (2.8) [75].

Dạng sóng đầu vào Dạng sóng đầu ra

Kênh khí quyển

Vận tốc

36

623 101052,716,771 eT

Pn (2.7)

25 /108,7/ ee TPdTdn (2.8)

với P (mbar) là áp suất khí quyển, Te nhiệt độ (độ Kenvin), bước sóng (m). Ở độ

cao gần mực nước biển, 1610/ KdTdn e . Trong công thức (2.7) không tính tác

động của độ ẩm không khí đến sự thay đổi của chiết suất vì ảnh hưởng này rất nhỏ ở

các bước sóng của ánh sáng [106].

Sự phụ thuộc của chỉ số khúc xạ vào vị trí và thời gian n(r,t) được xác định là

tổng của giá trị chỉ số khúc xạ không gian tự do n0 (không có nhiễu loạn) và thành

phần biến đổi ngẫu nhiên do nhiễu loạn n1(r,t):

trnntrn ,, 10 (2.9)

Theo giả thuyết Taylor, sự thay đổi theo thời gian của chỉ số khúc xạ chủ yếu

là do thành phần ngang của gió, nên thành phần biến đổi ngẫu nhiên trong công

thức (2.9) được xác định theo (2.10):

vtrntrn 11 , (2.10)

với v là vận tốc gió, vuông góc với hướng truyền lan.

Trong khí quyển nhiễu loạn, một thông số quan trọng để đặc tính hóa lượng

thay đổi của chỉ số khúc xạ là tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, 2

nC , được giới thiệu

bởi Kolmogorov [85]. Giá trị của 2

nC thay đổi theo độ cao so với mặt nước biển, và

có một mô hình thông dụng dùng để mô tả giá trị này, đó là mô hình Hufnagel-

Valley (H-V) được cho theo công thức (2.11) [15]:

100/exp1500/exp10.7,21000/exp1027/00549,0 ''16'10'52'2 hAhhhvhCn

(2.11)

trong đó Â là giá trị danh định của 2 0nC tại mặt đất (tính theo đơn vị m

-2/3), h

’ là độ

cao so với mặt nước biển (tính theo đơn vị mét) và v là vận tốc gió (tính theo đơn vị

m/s). Giá trị của tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ thay đổi theo độ cao so với mặt

nước biển, nhưng đối với trường quang lan truyền theo chiều ngang tham số này

37

thường được giả định là hằng số. Giá trị điển hình của 2

nC nằm trong khoảng từ

10-12

m-2/3

đối với nhiễu loạn mạnh cho tới 10-17

m-2/3

đối với nhiễu loạn yếu, và giá

trị trung bình vào khoảng 10-15

m-2/3

[56].

Một tham số tương tự đặc trưng cho sự thay đổi nhiệt độ là tham số cấu trúc

nhiệt độ ( 2

TC ), nó được xác định thông qua 2

nC bởi công thức (2.12) [75]:

2

2

2

T

e

n CdT

dnC

(2.12)

Trong miền tần số, mật độ phổ công suất của sự thay đổi chỉ số khúc xạ được

xác định như sau [75]:

3/112033,0

snsn kCk ; 00 /2/2 lkL s (2.13)

với ks là số sóng. Tuy nhiên, với một giá trị lớn của ks công thức này sẽ bị thay đổi.

Để xác định công thức cho các thuộc tính thống kê, cụ thể là pdf và phương

sai của búp sóng quang truyền qua khí quyển nhiễu loạn, ta giả thiết như sau:

- Khí quyển là kênh không tiêu hao năng lượng đối với các sóng lan truyền. Giả

thiết này là do hấp thụ sóng bởi bầu khí quyển và bức xạ nhiệt là không đáng

kể.

- Quá trình tán xạ bởi các xoáy nhiễu loạn không gây ra suy hao năng lượng búp

sóng quang. Do đó, năng lượng trung bình có sự hiện diện của nhiễu loạn

được giả sử là bằng năng lượng trung bình khi không có nhiễu loạn khí quyển.

2.3.1 Mô hình nhiễu loạn Log-chuẩn

Trong mô tả pdf của biến động trường quang trong kênh khí quyển nhiễu loạn,

búp sóng được đại diện bởi thành phần điện trường E

. Bằng cách sử dụng phương

trình Maxwell cho trường hợp môi trường điện môi biến đổi, ta có công thức (2.14)

[106]:

0ln.2222 nEEnkE s

(2.14)

38

trong đó số sóng /2sk ; kz

jy

ix

với i, j và k là các vectơ đơn

vị theo các trục x, y, z. Thành phần cuối cùng trong vế trái của công thức (2.14) đặc

trưng cho nhiễu loạn gây ra sự suy giảm phân cực của sóng. Với nhiễu loạn khí

quyển yếu (đặc trưng bởi tán xạ đơn), sự suy giảm của sóng là không đáng kể

[52],[75]. Trong thực tế, người ta đã chứng minh được rằng sự suy giảm phân cực

của sóng là không đáng kể ngay cả trong điều kiện nhiễu loạn khí quyển mạnh.

Công thức (2.14) được viết gọn thành:

0222 EnkE s

(2.15)

Để thuận tiện cho việc sử dụng về sau, vectơ vị trí được kí hiệu là r và E

kí

hiệu là E(r).

Để giải phương trình (2.15), Tatarski [114] đưa vào biến phức Gauss r

được định nghĩa là logarit tự nhiên của trường truyền lan E(r) (công thức 2.16) và

gọi nó là biến đổi Rytov:

rEr ln (2.16)

Phương pháp Rytov cũng dựa trên giả thiết cơ bản là nhiễu loạn khí quyển yếu và

nó được đặc trưng bởi quá trình tán xạ đơn. Bằng cách dùng biến đổi Rytov (2.16),

và cân bằng chỉ số khúc xạ trung bình của kênh, n0 = 1, phương trình (2.15) chuyển

thành phương trình Riccati (phương trình đã có cách giải):

012

1

222 nks (2.17)

Tiếp theo, phân tích r về dạng trong không gian tự do r0 và kênh nhiễu loạn

r1 , ta có rrr 10 . Kết hợp điều này với sự thay đổi của biến Rytov

(2.16), ta được:

rrr 01 (2.18)

rE

rErErEr

0

01 lnlnln (2.19)

39

trong đó rirArE exp

rirArE 000 exp

(2.20a)

(2.20b)

với A(r) và (r) là biên độ và pha của trường khi có nhiễu loạn khí quyển còn A0(r)

và 0(r) là biên độ và pha của trường khi không có nhiễu loạn khí quyển. Những sự

biến đổi này có thể được sử dụng để tìm nghiệm của (2.17) (mô tả đặc tính của

trường trong bầu khí quyển có nhiễu loạn yếu). Trong việc xác định phân bố thống

kê của sự biến động cường độ bức xạ, trước hết ta kết hợp các phương trình (2.19)

và (2.20) để nhận được sự thay đổi biên độ trường do nhiễu loạn theo (2.21):

10

0

1 ln iXrrirA

rAr

(2.21)

Vì r1 có phân bố Gauss, do đó X (sự biến đổi log-biên độ của trường

quang) có phân bố Gauss và 1 (sự biến đổi về pha của trường quang) cũng có phân

bố Gauss. Tuy nhiên, ta chỉ đề cập đến biên độ trường quang nên pdf của X có

dạng [56], [106]:

2

2

2 2exp

2

1

xx

XEXXp

(2.22)

với E[X] là kỳ vọng của X và 2

x là phương sai log-biên độ, thường được gọi là tham

số Rytov. 2

x đặc trưng cho mức độ biến động biên độ trường trong khí quyển

nhiễu loạn, được xác định thông qua tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, và cự ly

truyền dẫn L, theo các công thức (2.23) [75]:

L

nsx dxxLxCk0

6/526/72 56,0 đối với sóng phẳng (2.23a)

và L

nsx dxxLLxxCk0

6/56/526/72 /563,0 đối với sóng cầu (2.23b)

40

Đối với trường phân cực ngang truyền qua môi trường nhiễu loạn, tham số cấu

trúc chỉ số khúc xạ 2

nC là hằng số, và phương sai log-cường độ trường (với giả thiết

truyền lan sóng cầu) được xác định theo:

6/116/722 23,1 LkC snl (2.24)

Cường độ trường trong môi trường nhiễu loạn là 2rAI trong khi cường độ

trường trong môi trường không gian tự do (không có nhiễu loạn) là 2

00 rAI , log-

cường độ được xác định theo:

XrA

rAl e 2log

2

0

(2.25)

do đó lII exp0 (2.26)

Để nhận được hàm mật độ xác suất cường độ trường, đặt dI

dXXpIp , ta

nhận được hàm phân bố log-chuẩn như sau:

2

2

0

2 2

/lnexp

1

2

1

ll

lEII

IIp

I 0 (2.27)

Trong điều kiện nhiễu loạn yếu, phân bố log-chuẩn là mô hình phù hợp. Theo

(2.25) phương sai log-cường độ 22 4 xl và trị trung bình log-cường độ

XElE 2 . Dựa trên giả thiết quá trình tán xạ bởi các xoáy nhiễu loạn không gây

ra suy hao năng lượng búp sóng quang nên năng lượng trung bình có sự hiện diện

của nhiễu loạn được giả sử là bằng năng lượng trung bình khi không có nhiễu loạn

khí quyển ta có 1/2)exp( 0 IIElE . Vì không có năng lượng bị tiêu hao trong

suốt quá trình tán xạ bao gồm cả nhiễu loạn nên 0IIE . Kỳ vọng lE nhận được

bằng cách đặt mối quan hệ chuẩn hóa (2.28):

225,0expexp zazaEazE (2.28)

41

25,0exp1 llE (2.29)

do đó 2/2

llE (2.30)

Hàm mật độ xác suất (pdf) log-chuẩn được thể hiện trong Hình 2.2 với các giá

trị khác nhau của phương sai log-cường độ 2

l . Khi giá trị của 2

l tăng, phân bố trở

nên sai lệch.

Hình 2.2. Hàm mật độ xác suất log-chuẩn với 1IE cho một dải giá trị của 2

l [55].

Sau khi nhận được pdf của thay đổi cường độ, ta xác định phương sai 2

I

theo :

22222 exp2exp lElEIIEIE oI (2.31)

Bằng cách áp dụng các công thức từ (2.28) đến (2.31) và thay lE , phương sai

cường độ nhận được là:

1exp 222 loI I (2.32)

Phương sai chuẩn hóa thường được gọi là chỉ số nhấp nháy S.I và được xác

định theo công thức sau [13]:

Cường độ bức xạ chuẩn hóa

42

1exp. 2

2

22 l

o

IN

IIS

(2.33)

Giả thuyết Rytov được sử dụng để mô tả sự nhiễu loạn khí quyển và đã xét

cho mô hình nhiễu loạn log-chuẩn. Giả thuyết này dự đoán rằng các tham số Rytov

tăng không giới hạn theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ hoặc độ dài đường truyền.

Tuy nhiên, dựa trên các kết quả thử nghiệm được đề cập trong [106], dự đoán này

đúng với trường hợp nhiễu loạn yếu, khi 3,02 x . Khi cường độ nhiễu loạn tăng,

do sự kết hợp của độ dài đường truyền tăng và/hoặc 2

nC tăng, các xoáy nhiễu loạn

tạo ra đa tán xạ không được tính đến trong mô hình Rytov [75].

Dựa trên các thí nghiệm được báo cáo trong [75] chỉ số nhấp nháy S.I tăng

tuyến tính với tham số Rytov trong vùng nhiễu loạn yếu và tiếp tục tăng đến giá trị

cực đại lớn hơn 1. Vùng mà trong đó S.I đạt giá trị tối đa đặc trưng cho cường độ

cao nhất của sự không đồng nhất. Sau đó S.I bắt đầu giảm do nhiễu (là kết quả của

tán xạ nhân).

2.3.2 Mô hình nhiễu loạn Gamma-Gamma

Mô hình nhiễu loạn Gamma-Gamma được đề xuất bởi Andrews [16], sự thăng

giáng của trường quang truyền qua khí quyển nhiễu loạn được giả thiết bao gồm các

ảnh hưởng phạm vi nhỏ (tán xạ) và ảnh hưởng phạm vi lớn (khúc xạ). Các thăng

giáng phạm vi lớn được tạo ra bởi các xoáy nhiễu loạn lớn hơn vùng Fresnel thứ

nhất hoặc vùng tán xạ. Các xoáy nhiễu loạn kích thước nhỏ được giả định được điều

chế bởi các xoáy nhiễu loạn kích thước lớn. Do đó, cường độ trường quang thu

chuẩn hóa I được xác định là tích của hai quá trình ngẫu nhiên độc lập thống kê Ix

và Iy .

yx III (2.34)

Ix và Iy phát sinh từ các xoáy nhiễu loạn kích thước lớn và kích thước nhỏ, được đề

xuất tuân theo phân bố Gamma [16]. Hàm mật độ xác suất (pdf) của chúng được

xác định:

43

;exp

1

x

x

x II

Ip

0;0 xI (2.35a)

;exp

1

y

y

y II

Ip

0;0 yI (2.35b)

Bằng cách cố định Ix và thay thế xy III / , ta nhận được pdf có điều kiện như sau:

;/exp

//

1

x

x

xx II

I

IIIIp

0I (2.36)

trong đó Ix là giá trị trung bình của I.

Để nhận được phân bố cường độ vô điều kiện, xác suất có điều kiện xIIp /

được tính trung bình trên phân bố thống kê của Ix , được xác định theo (2.35a) để có

được hàm phân bố cường độ trường theo phân bố Gamma-Gamma như sau [12]:

IKIdIIpIIpIp xxx

22

/1

2

2/

0

; 0I (2.37)

trong đó, và đại diện cho số lượng hiệu dụng của các xoáy kích thước lớn và

xoáy kích thước nhỏ của quá trình tán xạ. Kn(.) là hàm Bessel sửa đổi loại 2 bậc n và

(.) là hàm Gamma. Nếu trường quang tại máy thu được giả định là sóng phẳng, thì

hai tham số , đặc trưng cho pdf của biến động cường độ theo các điều kiện khí

quyển và được xác định như sau [12]:

1

6/75/12

2

111,11

49,0exp

l

l

(2.38a)

1

6/55/12

2

169,01

51,0exp

l

l

(2.38b)

trong khi đó, chỉ số nhấp nháy được xác định bởi [13]:

44

1

69,01

51,0

11,11

49,0exp.

6/55/12

2

6/75/12

22

l

l

l

lNIS

(2.39)

Hình 2.3 mô tả phân bố Gamma-Gamma cho ba chế độ nhiễu loạn khác nhau

là yếu, trung bình và mạnh. Ta thấy rằng nhiễu loạn tăng từ yếu đến mạnh thì phân

bố trải rộng hơn.

Hình 2.3. Hàm mật độ xác suất Gamma-Gamma cho ba chế độ nhiễu loạn khác nhau: yếu,

trung bình và mạnh [55].

Mô hình nhiễu loạn Gamma-gamma theo (2.37) có giá trị cho tất cả các kịch

bản nhiễu loạn từ yếu đến mạnh, các giá trị của và ở bất kỳ chế độ nào cũng

được xác định theo (2.38). Hình 2.4 chỉ ra sự thay đổi của S.I là một hàm của tham

số Rytov dựa trên (2.37), biểu đồ này chỉ ra rằng khi tham số Rytov tăng, S.I tiệm

cận giá trị cực đại lớn hơn 1 và sau đó tiệm cận 1 khi nhiễu loạn gây ra phađinh

tiệm cận chế độ bão hòa. Các giá trị của và theo các chế độ nhiễu loạn khác

nhau được mô tả trong Hình 2.5.

Trong chế độ nhiễu loạn rất yếu, >> 1 và >> 1 như chỉ trong Hình 2.5,

điều này có nghĩa số lượng hiệu dụng các xoáy kích thước lớn và xoáy kích thước

nhỏ là rất lớn. Nhưng khi biến động cường độ bức xạ tăng (vượt quá 2,02 l ) và

Cường độ bức xạ, I

PD

F G

am

ma g

am

ma:

p(I

)

Cường độ nhiễu loạn

Yếu: =11,6; =10,1; l2=0,2

T/bình: =4; =1,9; l2=1,6

Mạnh: =4,2; =1,4; l2=3,5

45

chế độ tập trung được tiếp cận, thì và giảm đáng kể (như chỉ trong Hình 2.5).

Ngoài chế độ tập trung (trung bình đến mạnh) và tiệm cận đến chế độ bão hòa,

1. Điều này có nghĩa là số lượng hiệu dụng của các xoáy kích thước nhỏ giảm đến

một giá trị xác định bởi bán kính kết hợp không gian của sóng ánh sáng [12]. Mặt

khác, số lượng hiệu dụng của tán xạ khúc xạ rời rạc, , lại tăng khi nhiễu loạn tăng

và cuối cùng trở thành không giới hạn trong chế độ bão hòa như chỉ trong Hình 2.5.

Hình 2.4. S.I theo phương sai log-cường độ với 2

nC = 10-15

m-2/3

và = 850 nm [55].

Hình 2.5. Giá trị của và với các chế độ nhiễu loạn khác nhau: yếu, trung bình, mạnh

và bão hòa [55].

Tham số Rytov (phương sai log-cường độ)

Chỉ số n

hấp n

háy

Phương sai log-cường độ l2

Chế độ nhiễu

loạn yếu

Chế độ nhiễu

loạn trung bình

đến mạnh

Chế độ

nhiễu loạn

bão hòa

Các t

ham

số:

,

46

2.4 MÔ HÌNH PHA-ĐINH DO LỆCH HƯỚNG

Sự lệch hướng là độ dịch giữa tâm búp sóng quang và tâm thấu kính thu. Sự

lệch hướng bao gồm hai thành phần, đó là sự lệch hướng cố định và sự lệch hướng

ngẫu nhiên. Với yêu cầu đường truyền tầm nhìn thẳng của hệ thống FSO, độ chính

xác thẳng hướng có vai trò quan trọng ảnh hưởng tới hiệu năng và độ tin cậy của hệ

thống FSO. Tuy nhiên, gió và sự co dãn do nhiệt độ dẫn tới sự rung lắc của nơi gắn

thiết bị, điều này gây ra sự lệch hướng và pha-đinh tín hiệu tại phía thu [19].

Để đánh giá pha-đinh tín hiệu do ảnh hưởng của sự lệch hướng, búp sóng

quang được mô hình hóa theo mô hình phân bố Gauss với phân bố cường độ tín

hiệu phát chuẩn hóa theo không gian tại khoảng cách z từ bộ phát xác định theo

[122]:

2

2

2

2exp

2;

zz

beam zI

(2.40)

với là vectơ bán kính từ tâm búp sóng quang, và z là độ rộng búp sóng quang

(bán kính búp sóng Gauss tính tại 2e ) tại khoảng cách z. Dưới điều kiện khí quyển

nhiễu loạn, ta có thể được xấp xỉ

2/12

20 1

z

z

z

[43] với o

là độ rộng búp

sóng tại z = 0, zS

2

0

2

0 /2 và 5/322

0 55,0

zkCz sn [42] là độ dài kết

hợp. S là tham số kết hợp nguồn, tham số này có giá trị bằng 1 với búp sóng kết

hợp. Giá trị của S có thể thay đổi nhờ đặt một bộ phân tán pha ngay trước nguồn

laser.

Hình 2.6 biểu diễn một thấu kính thu có bán kính a và vết của một búp sóng

quang dạng Gauss tại phía thu với phân bố cường độ Ibeam. Tổn hao hình học do sự

mở rộng búp sóng tại phía thu kết hợp với ảnh hưởng của lệch hướng được xác định

theo [42]:

A

beamp dzrIzrh ;; (2.41)

47

trong đó, r là độ lệch giữa tâm thấu kính thu và tâm vết búp sóng quang trên mặt

phẳng chứa bộ thu, (.)ph là phần công suất thu được bởi bộ thu, và A là diện tích

vùng thu.

.

Chùm tia

.r

a

A

Bộ thu

y’

x’

( ; )beamI z r

Hình 2.6. Mô hình lệch hướng giữa búp sóng quang và bộ thu.

Như minh họa trong Hình 2.6, ph là một hàm số của véc-tơ r (gồm biên độ và

pha của véc-tơ). Tuy nhiên, do tính đối xứng của búp sóng quang và giả thiết vùng

thu có dạng tròn, ( ; )ph zr chỉ phụ thuộc vào biên độ của r r . Vì vậy, không mất

tính tổng quát, có thể giả sử rằng véc-tơ độ lệch được đặt dọc theo trục x . Tỷ lệ

công suất thu được tại máy thu với bán kính thấu kính thu a trong mặt phẳng nằm

ngang có thể biểu diễn như sau:

a

a zz

p dxdyyrx

zrh

''

2

2'2'

22exp

2; (2.42)

Phép tích phân trong (2.42) có thể xấp xỉ bởi một hàm Gauss như sau [42]:

2

2

0

2exp;

eqz

p

rAzrh

(2.43)

Bộ thu

Vết của búp

sóng quang

48

trong đó z

av

2 , 20 verfA là tỷ lệ công suất thu được tại r = 0 và

2

2

2

2 vverf

verfz

zeq

.

Coi các phân bố lệch hướng cho phương ngang và phương thẳng đứng là các

phân bố Gauss độc lập và giống nhau. Độ lệch hướng r tại bộ thu là một biến ngẫu

nhiên được mô hình hóa bởi phân bố Rayleigh [42]:

,2

exp2

2

2

ss

r

rrrf

0r (2.44)

trong đó 2

s là phương sai jitter tại phía thu. Kết hợp (2.43) và (2.44) ta được phân

bố xác suất của ph là:

,1

0

22

2

pph h

Ahf

p 00 Ahp (2.45)

với szeq 2/ là tỉ số giữa bán kính búp sóng quang tương đương tại bộ thu và

độ lệch chuẩn của sự lệch hướng tại máy thu.

2.5 MÔ HÌNH ẢNH HƯỞNG CỦA DÃN XUNG

Trong nghiên cứu của các tác giả khác liên quan đến việc phân tích hiệu năng

hệ thống như [100], ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu do nhiễu loạn khí quyển đến

hiệu năng của hệ thống FSO chưa được đề cập do các hệ thống FSO xét đến trước

đây truyền dẫn ở tốc độ thấp (dưới 10 Gbit/s). Tuy nhiên, khi tăng tốc độ truyền dẫn

từ 10 Gbit/s trở lên, đặc biệt là khi kỹ thuật PPM và đa truy nhập phân chia theo mã

(CDMA) được triển khai trong FSO, ảnh hưởng của dãn xung lên hiệu năng hệ

thống FSO cần phải được tính đến do các xung quang hẹp được phát đi sẽ chịu ảnh

hưởng mạnh của dãn xung.

Trong luận án này, xung Gauss được sử dụng cho tín hiệu quang truyền trong

khí quyển và phân tích ảnh hưởng của nhiễu loạn lên xung tín hiệu quang [J1], [J2],

49

[C2], [C3], [C7]. Xung quang dạng Gauss có tính thực tế cao hơn so với xung

vuông được sử dụng trong phần lớn các nghiên cứu khác. Biên độ trường quang của

xung Gauss ở phía phát có thể biểu diễn như sau [148]:

2

2

expo

ptT

tPtA (2.46)

trong đó Pp và T0 tương ứng là công suất đỉnh và nửa độ rộng của xung đầu vào tại

mức biên độ 1/e. Gọi Pt là công suất phát trung bình của xung quang, Pt có thể được

tính toán như sau:

2

2

21 b

b

T

Tt

b

t dttAT

P (2.47)

với Tb là độ rộng một bit mà trong đó xung quang dạng Gauss được phát đi. Giả

thiết rằng biên độ của xung Gauss đơn vị suy giảm về gần bằng 0 tại các điểm biên

–Tb/2 và +Tb/2, giới hạn tích phân trong công thức (2.47) có thể thay thế bởi giới

hạn - và . Công thức (2.47) có thể viết lại như sau:

b

p

b

p

b

p

tT

TPdxx

T

TPdt

T

t

T

PP

2exp

2

2exp 020

2

0

2

(2.48)

trong đó 0/2 Ttx và tích phân Gauss

dxx2exp .

Dưới ảnh hưởng của nhiễu loạn, xung quang nhận được tại phía thu bị dãn

rộng và công suất đỉnh bị suy giảm. Biên độ xung quang nhận được ở phía thu trong

trường hợp không tính đến ảnh hưởng của suy hao đường truyền được biểu diễn

như sau [148]:

8exp

82

2

2

0

0

o

prT

t

T

TPtA (2.49)

trong đó là tham số quyết định mức độ ảnh hưởng của giãn xung và suy giảm

công suất đỉnh và có thể tính toán như sau [148]:

50

2

35

0

23908,0

c

LLCn (2.50)

trong đó L (m) là khoảng cách giữa phía phát và phía thu, L0 là kích thước cỡ lớn

của xoáy lốc gây nhiễu loạn, c là vận tốc ánh sáng.

Do xung quang bị dãn rộng, năng lượng của nó có thể bị trải ra ngoài độ rộng

một bit. Điều này dẫn đến công suất trung bình xung quang xét trong giới hạn thời

gian của một bit khi có tính đến ảnh hưởng của dãn xung (Pr-b) suy giảm so với

công suất trung bình khi không xét đến ảnh hưởng của dãn xung (Pt). Hệ số suy

giảm công suất do dãn xung có thể định nghĩa như sau [J2], [C3], [C7]:

2

2

21 b

b

T

Tr

btt

brb

l dttATPP

Ph (2.51)

Hệ số suy giảm công suất này sẽ được bổ sung vào mô hình kênh kết hợp

được trình bày tiếp sau đây nhằm phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của đường

truyền lên tín hiệu quang.

2.6 MÔ HÌNH KÊNH KẾT HỢP BỔ SUNG THAM SỐ

Dòng điện tách quang tại bộ thu chịu ảnh hưởng của sự thăng giáng cường độ

do nhiễu loạn, lệch hướng và nhiễu. Với là đáp ứng của bộ tách quang, cường độ

dòng tách quang được biểu diễn như sau:

st nPhy (2.52)

trong đó, Pt là công suất phát trung bình của một xung quang và ns là dòng nhiễu; h

là tham số trạng thái kênh FSO đặc trưng cho suy hao ngẫu nhiên của kênh truyền

FSO.

Trong mô hình kênh kết hợp đề xuất trong luận án này, h bao gồm bốn thành

phần (1) suy hao đường truyền hla, (2) tổn hao do dãn xung hl

b, (3) tổn hao hình học

và lệch hướng hp và (4) nhiễu loạn không khí ha = I/I0, trong đó I là cường độ tín

hiệu thu khi có tính đến ảnh hưởng của nhiễu loạn và I0 là cường độ tín hiệu thu khi

51

không xét đến ảnh hưởng của nhiễu loạn. Do đó, tham số trạng thái kênh có thể biểu

diễn như sau:

palpabl

al hhhhhhhh (2.53)

trong đó, b

l

a

ll hhh được coi như không đổi với các điều kiện đường truyền xác

định. hp và ha là ngẫu nhiên theo các phân bố như đã đề cập ở các công thức (2.27),

(2.37), (2.43) và (2.45). Thay giá trị cường độ tín hiệu quang I trong công thức

(2.27) và (2.37) theo ha, phân bố cường độ theo mô hình log-chuẩn và Gamma-

Gamma có thể viết lại ở công thức (2.54):

2

2

2 8

2lnexp

22

1

X

Xa

Xa

ah

h

hhf

a

(2.54a)

aaah hKhhf

a

22 1

2

2/

(2.54b)

Hàm mật độ xác suất của h = hl hp ha có thể biểu diễn theo (2.55):

aahahhzh dhhfhhfhfaa

; (2.55)

trong đó, fh(h;z) hàm mật độ xác suất được tham số hóa bởi độ rộng búp sóng z

và ahhhhf

a là xác suất có điều kiện với trạng thái nhiễu loạn ha đã cho. Vì hl là

tiền định đóng vai trò như hệ số tỉ lệ, xác suất có điều kiện có thể biểu diễn theo

(2.56):

,1

1

0

22

2

lalala

h

la

ahhhh

h

hhAhh

hf

hhhhf

pa lahhAh 00 (2.56)

Thay (2.56) vào (2.55) ta được công thức (2.57):

aah

hAh

a

l

zh dhhfhhhA

hfa

l

0

22

2

/

1

0

2

;

(2.57)

52

Trạng thái kênh kết hợp cho hai trường hợp nhiễu loạn Log-chuẩn và Gamma-

Gamma nhận được bằng việc thay aah dhhfa

từ công thức (2.54a) và (2.54b) vào

(2.57). Cụ thể như sau:

Mô hình kênh kết hợp Log-chuẩn

a

X

Xa

XahAh

a

l

zh dhh

hhh

hAhf

l

2

2

2/

1

0

2

8

2lnexp

22

1;

0

22

2

(2.58a)

Mô hình kênh kết hợp Gamma-Gamma

a

hAh

aa

l

zh dhhKhhhA

hf

l

0

22

2

/

121

0

2/2

22

;

(2.58b)

2.7 KẾT LUẬN CHƯƠNG 2

Nội dung Chương 2 đã trình bày chi tiết về mô hình giải tích, thống kê của

kênh truyền thông quang không dây FSO, trong đó mô hình hóa các ảnh hưởng của

các tham số chính của kênh truyền lên cường độ tín hiệu quang tại phía thu. Ngoài

các ảnh hưởng thường được xem xét là tổn hao đường truyền, nhiễu loạn khí quyển

và pha-đinh do lệch hướng, Chương 2 cũng đã trình bày đóng góp của nghiên cứu

sinh trong việc đưa bổ sung tham số phản ánh ảnh hưởng của dãn xung lên tín hiệu

quang vào mô hình kênh FSO. Tham số phản ánh ảnh hưởng của dãn xung lên tín

hiệu quang được xây dựng dựa trên giả thiết xung quang có dạng Gauss, có tính

thực tế cao hơn so với giả thiết xung quang có dạng xung vuông như phần lớn các

nghiên cứu vẫn đang sử dụng. Cuối cùng, Chương 2 trình bày mô hình kênh kết hợp

có bổ sung tham số trong đó tham số hệ số kênh (h) có thể phản ánh được đầy đủ

hơn các ảnh hưởng của kênh truyền.

53

CHƯƠNG 3: CÁC GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ

THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM

Tóm tắt3: Nội dung của chương trình bày về hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm

sử dụng các kỹ thuật chuyển tiếp. Với hệ thống FSO chuyển tiếp điện, nghiên cứu

sinh đã xây dựng mô hình giải tích khảo sát hiệu năng hệ thống này trong điều kiện

nhiễu loạn và lệch hướng trong đó có tính đến ảnh hưởng của các tham số búp sóng

quang [J3], [C3]. Tiếp theo, mô hình giải tích khảo sát hiệu năng hệ thống FSO

chuyển tiếp quang sử dụng kỹ thuật khuếch đại-và-chuyển tiếp sẽ được trình bày

[J4], [C4]. Cuối cùng là đề xuất của nghiên cứu sinh trong việc sử dụng kết hợp kỹ

thuật chuyển tiếp với các kỹ thuật phân tập không gian và điều chế PPM để cải

thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm [C5].

3.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG CHUYỂN TIẾP

Hệ thống FSO điểm-điểm được sử dụng để truyền tải số liệu giữa hai nút đầu

cuối. Như đã phân tích trong Chương 1, do ảnh hưởng của môi trường truyền dẫn

và các yếu tố khác, cự ly truyền dẫn của một tuyến FSO hiện tại đang bị hạn chế

trong phạm vi cự ly ngắn và yêu cầu đường truyền thẳng LOS. Để khắc phục hạn

chế này, hệ thống FSO chuyển tiếp (hay được gọi là hệ thống FSO đa chặng) đã

được đề xuất và thu hút được nhiều sự quan tâm nghiên cứu. Trong hệ thống FSO

điểm-điểm sử dụng kỹ thuật chuyển tiếp, tín hiệu từ nút nguồn (bộ phát) được

truyền tới nút đích (bộ thu) qua các nút trung gian gọi là nút chuyển tiếp (Ri). Các

nút chuyển tiếp trung gian không thực hiện việc tách/ghép mà chỉ chuyển tiếp tín

hiệu tới nút tiếp theo. Kỹ thuật truyền dẫn chuyển tiếp giúp tăng cự ly truyền dẫn và

độ tin cậy của hệ thống FSO bằng cách chia quãng đường truyền dẫn thành các

chặng nhỏ, do đó làm giảm sự ảnh hưởng của pha-đinh trong môi trường truyền dẫn

tại mỗi chặng. Trong hệ thống FSO điểm-điểm sử dụng chuyển tiếp, do nút nguồn

3 Một phần nội dung của Chương 3 đã được công bố trên các tạp chí IET Communications [J3] tạp chí

KH&CN [J4] và báo cáo tại các Hội nghị quốc tế IEEE WICT 2013 [C5], IEEE ICP 2013 [C4], và IEEE

ICCC 2013 [C3].

54

và đích truyền dữ liệu qua các bộ chuyển tiếp ở giữa nên kết nối tầm nhìn thẳng

LOS là không bắt buộc như các hệ thống FSO điểm-điểm thông thường.

Hệ thống FSO chuyển tiếp có thể chia thành hai loại như minh họa trong Hình

3.1 gồm hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp và hệ thống FSO chuyển tiếp song song.

Do hệ thống FSO truyền dẫn dựa trên tầm nhìn thẳng thông qua các búp sóng định

hướng, chuyển tiếp song song được thực hiện thông qua việc sử dụng nhiều thấu

kính phát trực tiếp tới các nút chuyển tiếp. Chính vì thế hệ thống FSO chuyển tiếp

song song có độ phức tạp và chi phí triển khai cao hơn. Ngoài ra, việc yêu cầu ít

nhất hai tuyến truyền dẫn đồng thời độc lập giữa nút nguồn và nút đích là khó khả

thi trong thực tế.

Hình 3.1. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp: (a) nối tiếp và (b) song song.

Tại các nút chuyển tiếp, tùy thuộc vào các kỹ thuật xử lý tín hiệu được thực

hiện trong miền điện hay miền quang mà hệ thống FSO có thể chia thành hai loại là

hệ thống FSO chuyển tiếp điện và hệ thống FSO chuyển tiếp quang. Các kỹ thuật

chuyển tiếp điện phổ biến được đề xuất bao gồm khuếch đại và chuyển tiếp (AF)

[71], [73], [108], [120]; giải mã và chuyển tiếp (DF) [5], [27], [120]; tách và chuyển

tiếp (DetF) [74]. Với các nút chuyển tiếp điện, tín hiệu quang cần phải chuyển thành

(a) Hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp

(b) Hệ thống FSO chuyển tiếp song song

Ri: Nút chuyển tiếp

R

Bộ phát

(Nút nguồn)

Bộ thu

(Nút đích) R1 R2 RK

Bộ phát

(Nút nguồn)

Bộ thu

(Nút đích) R21

R22

RNK

R11 R12 R1K

RN1 RN2

R2K

55

tín hiệu điện trước khi được xử lý (khuếch đại/giải mã/tách) rồi sau đó chuyển từ tín

hiệu điện sang tín hiệu quang để truyền tới nút tiếp theo. Hai kỹ thuật chuyển tiếp

quang được đề xuất gần đây là kỹ thuật khuếch đại-và-chuyển tiếp và kỹ thuật tái

tạo-và-chuyển tiếp [24], [77], [121], trong đó tín hiệu được xử lý hoàn toàn trong

miền quang. Các nút chuyển tiếp quang có ưu điểm về tốc độ xử lý cao và kỹ thuật

AF quang có tính thực tế hơn kỹ thuật tái tạo-và-chuyển tiếp.

3.2 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP ĐIỆN4

Một số nghiên cứu [11], [38], [44], [51], [120], [108], [127], [134] đã tiến

hành khảo sát hiệu năng của hệ thống FSO chuyển tiếp. Xác suất lỗi bit của các hệ

thống FSO đa chặng đã được Akella và các cộng sự phân tích dựa trên tỉ số tín hiệu

trên nhiễu [11]. Trong nghiên cứu này, các tác giả đã tập trung phân tích ảnh hưởng

của các điều kiện thời tiết khác nhau lên suy hao đường truyền mà không xem xét

đến ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển. Trong [120], tác giả M. Safari và các cộng

sự đã nghiên cứu về truyền dẫn đa chặng trong điều kiện nhiễu loạn yếu dựa trên

mô hình kênh log-chuẩn. Ngoài ra, khảo sát hiệu năng hệ thống FSO đa chặng trong

điều kiện nhiễu loạn mạnh bằng cách sử dụng mô hình kênh Gamma-Gamma có thể

được tìm thấy trong các tài liệu nghiên cứu [38], [44], [51], [108], [127], [134].

Sự không thẳng hàng giữa máy phát và máy thu do sự rung lắc của nơi đặt

thiết bị (sự lệch hướng) cũng là một yếu tố làm giảm hiệu năng của hệ thống FSO

chuyển tiếp [42]. Ảnh hưởng của sự lệch hướng lên hiệu năng của các hệ thống

FSO chuyển tiếp đã được quan tâm xem xét trong các nghiên cứu gần đây [44], [51],

[108], [127]. Trong các nghiên cứu này, các tác giả đã khảo sát xác suất lỗi, dung

lượng và tỉ lệ lỗi bit của hệ thống FSO sử dụng các cấu hình chuyển tiếp nối tiếp và

chuyển tiếp song song, hợp tác dưới các điều kiện nhiễu loạn mạnh và lệch hướng.

Các khảo sát đã thực hiện cho các hệ thống sử dụng kỹ thuật tách-và-chuyển tiếp

mức bit và điều chế OOK có xét đến ảnh hưởng của nhiễu Gauss trắng cộng

(AWGN). Trong tất cả các nghiên cứu vừa đề cập ở trên, các tác giả đều giả sử rằng

4 Nội dung nghiên cứu này đã được công bố trong các bài báo [J3] và [C5].

56

kích thước búp sóng quang tại máy thu là cố định (cụ thể, kích thước búp sóng là

2,5 m tại khoảng cách truyền dẫn 1 km) [42], [44], [127].

Tuy nhiên, kích thước búp sóng quang không phải là hằng số, đặc biệt dưới

ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí. Theo mô hình búp sóng Gauss kết hợp một

phần (về không gian), kích thước búp sóng quang tại máy thu là một hàm của các

tham số bao gồm cự ly truyền dẫn, tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2 và tham số

kết hợp nguồn S [116]. Trong đó, S là một yếu tố quan trọng khi thiết kế hệ thống

vì nó có thể được điều chỉnh bằng cách sử dụng bộ khuếch tán pha đặt tại máy phát

để nhận được kích thước búp sóng mong muốn tại máy thu. Búp sóng kết hợp một

phần phù hợp cho hệ thống FSO vì nó làm tăng kích thước búp (giúp giảm ảnh

hưởng của lệch hướng). Do đó, ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí, thông số kết

hợp nguồn cũng như cự ly truyền dẫn lên hiệu năng của hệ thống FSO cần được làm

rõ nhằm tối ưu hiệu năng hệ thống.

Trong phần này, nghiên cứu sinh đề xuất một giải pháp mới để phân tích ảnh

hưởng của nhiễu loạn không khí và pha đinh lệch hướng lên hiệu năng của hệ thống

FSO chuyển tiếp nối tiếp. Giải pháp khảo sát hiệu năng được đề xuất cho phép đánh

giá một cách toàn diện hơn so với những phương pháp sử dụng trong các nghiên

cứu của các tác giả khác vì đã tính đến ảnh hưởng của sự thay đổi kích thước búp

sóng do nhiễu loạn. Đặc biệt, nhờ đề xuất sử dụng mô hình búp sóng quang Gauss

kết hợp một phần ta có thể khảo sát được hiệu năng khi thay đổi kích thước búp

sóng tại bộ thu [J3].

Trên cơ sở đề xuất nêu trên, nghiên cứu sinh xây dựng công thức tính BER

dạng tường minh cho hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp trên kênh nhiễu loạn khí

quyển Gamma-Gamma. Mức độ ảnh hưởng của pha-đinh do lệch hướng tương ứng

với các giá trị khác nhau của S , cự ly truyền dẫn và Cn2, sẽ được khảo sát và đánh

giá. Không giống như các nghiên cứu trước đây thường sử dụng điều chế hai mức là

điều chế OOK hoặc PPM nhị phân, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng điều chế M-

PPM để đạt được hiệu năng tốt hơn. Tất cả các nút chuyển tiếp đều sử dụng kỹ tách-

và-chuyển tiếp (DetF) ở mức ký hiệu. Kỹ thuật này đơn giản hơn kỹ thuật DetF ở

57

mức bit và kỹ thuật giải mã-và-chuyển tiếp. Khác với các nghiên cứu khác, không

khảo sát ảnh hưởng của nhiễu lượng tử [11], [38], [42], [44], [51], [108], [127],

[134] nghiên cứu sinh sẽ xét ảnh hưởng của nhiễu lượng tử phụ thuộc tín hiệu, điều

mà cho kết quả khảo sát chính xác hơn. Cuối cùng, để cho các khảo sát hiệu năng

đầy đủ hơn hơn, ảnh hưởng của tỉ số phân biệt (tỉ số được gây ra bởi trạng thái tắt

laser) [9] cũng được đưa vào trong các tính toán [C3], [J3].

3.2.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp điện

Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM đề

xuất như trong Hình 3.2 [J3]. Nút nguồn (S) phát tín hiệu dữ liệu tới nút đích (D)

thông qua Kr nút trung gian đặt nối tiếp gọi là các nút chuyển tiếp (R). Tại nút

nguồn, dữ liệu đầu vào trước tiên được chia thành các khối b bit. Sau đó, mỗi khối

được sắp xếp vào một trong M ký hiệu (s0, s1,…, sM-1) với M = 2b. Tại bộ điều chế

PPM, khoảng thời gian ký hiệu, Tw, được chia thành M khe thời gian và một xung

quang với công suất trung bình Pt được gửi đi ở một trong M khe thời gian này,

trong khi M – 1 khe thời gian còn lại để trống (không có tín hiệu phát đi). Tuy nhiên,

do dòng phân cực của laser, trong trạng thái tắt vẫn có tín hiệu với công suất

Pn = rexPt phát trong các khe thời gian không có tín hiệu, trong đó rex là tỉ số phân

biệt [9]. Mỗi khe thời gian có khoảng thời gian là Ts = b/MRb trong đó Rb là tốc độ

bit.

Hình 3.2. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM [J3].

58

Giả sử rằng hi là hệ số kênh suy hao ngẫu nhiên của kênh truyền giữa nút (i-1)

và nút i. Tín hiệu thu (dòng tách quang tại đầu ra của các bộ tách sóng quang) tại

nút thứ i được xác định theo công thức (3.1):

n

siiext

s

siit

n

i

s

i

inhrP

nhP

I

II (3.1)

trong đó Iis là tín hiệu thu khi có xung quang trong khe thời gian có xung và Ii

n là tín

hiệu thu khi không có xung quang trong các khe thời gian còn lại. là đáp ứng của

bộ tách sóng quang. nsis và nsi

n được định nghĩa là các thành phần nhiễu ở các khe

thời gian có tín hiệu và không có tín hiệu. Xét ảnh hưởng của suy hao đường truyền

(hil), nhiễu loạn khí quyển (hi

a) và lỗi lệch hướng (hi

p), thì hệ số kênh (hi) được xác

định theo công thức (3.2):

p

i

a

i

l

ii hhhh (3.2)

Hệ số kênh hi được xác định theo công thức (2.57b). Áp dụng biến đổi trong

[145, công thức (07.34.16.0001.01) – Phụ lục D] để đơn giản hóa ta được công thức

dạng tường minh đối với trạng thái kênh kết hợp, ih hfi

, theo công thức (3.3) [J3]:

1,1,12

2

,0

0,3

3,1

,0

2

iii

i

lii

iii

iilii

iiiih

hA

hG

hAhf

i

(3.3)

trong đó G là hàm G Meijer (Phụ lục A), isizi eq ,, 2/ là tỉ số giữa bán kính búp

sóng quang tương đương tại bộ thu thứ i ( izeq , ) và độ lệch chuẩn của sự lệch hướng

tại máy thu thứ i ( is,2 ); ii , đại diện cho số lượng hiệu dụng của các xoáy kích

thước lớn và xoáy kích thước nhỏ của quá trình tán xạ trong kênh truyền chặng thứ i.

Tại mỗi nút chuyển tiếp hoặc nút đích, các ký hiệu PPM được tách tại bộ giải

điều chế PPM bằng cách so sánh dòng tách quang trên M khe thời gian, và vị trí khe

thời gian có dòng cao nhất được sẽ được quyết định là có xung tín hiệu được phát đi.

Vị trí khe thời gian có tín hiệu được phát đi sẽ giúp xác định ký hiệu PPM được

phát. Tại các nút chuyển tiếp, ký hiệu sau khi được tách sẽ được tái điều chế PPM

trước khi tiếp tục được phát đến nút chuyển tiếp tiếp theo hoặc đến nút đích với

59

công suất trung bình Pt. Cuối cùng, tại nút đích, ký hiệu đã được tách sẽ được

chuyển đổi sang dữ liệu nhị phân bởi bộ chuyển đổi ký hiệu - bit.

3.2.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR

Tỉ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) trong miền điện tại nút chuyển tiếp thứ i (hoặc

nút đích) được xác định theo công thức (3.4):

22

2

n

i

s

i

n

i

s

iSNR

(3.4)

trong đó is và i

n là các giá trị trung bình của Ii

s và Ii

n, và được xác định theo công

thức (3.5):

iext

it

n

i

s

i

hrP

hP

(3.5)

Trong công thức (3.4), 2s

i và 2n

i tương ứng là các phương sai nhiễu của các loại

nhiễu nsis và nsi

n tại máy thu. Trong các phân tích ở mục này, ta chỉ tập trung vào

ảnh hưởng của nhiễu lượng tử phụ thuộc tín hiệu, được mô hình hóa là nhiễu Gauss

trắng cộng có trung bình bằng 0 và phương sai được xác định theo công thức (3.6)

[9]:

fhrPe

fhPe

iext

it

n

i

s

i

2

22

2

(3.6)

trong đó e là điện tích điện tử và f băng tần nhiễu hiệu dụng. Với hệ thống sử

dụng điều chế M-PPM, f có liên hệ với tốc độ bit Rb theo công thức: f =

MRb/(2log2M) [9]. Thay công thức (3.5) và (3.6) vào công thức (3.4), SNR sẽ được

tính bởi công thức (3.7):

i

ex

ext hrfe

rPSNR

12

12

(3.7)

3.2.3 Tỉ lệ lỗi bit BER

Đầu tiên ta tính xác suất lỗi ký hiệu của mỗi chặng. Dựa trên xác suất lỗi ký

hiệu của mỗi chặng, ta xác định tổng xác suất lỗi bit của tuyến FSO đa chặng, sau

đó tính BER của hệ thống FSO đa chặng.

60

Gọi Pi là xác suất lỗi ký hiệu của chặng thứ i (i = 1,2, …, Kr). Ta giả sử rằng

dữ liệu phát đi đủ lớn để xác suất phát các ký hiệu là như nhau. Để không mất tính

tổng quát, ta giả sử ký hiệu s0 được phát đi. Bằng cách sử dụng kỹ thuật đường bao

trên, xác suất lỗi ký hiệu tức thời với ràng buộc trên được xác định như sau [J3]:

00 ,1,...,11 ssMuIIPP u

iiri

si

niri

ui

M

u

r IIPMssIIP

100

1

1

022

1iih dh

SNRerfchf

Mi

(3.8)

trong đó s là ký hiệu phát, Iiu là dòng điện ở khe thời gian u và erfc(.) là hàm lỗi bù.

Thế công thức (3.3) vào công thức (3.8) và biểu diễn hàm erfc(.) bằng hàm Meijer

G ta có [J3]:

0

2

2

,0

0,3

3,1

,0

2

1,1,12

1

iii

iil

ii

ii

iilii

iiii h

hAG

hA

MP

aii

rx

rxt dhhrfe

rPG

2

1,0

1

14

12

0,22,1

(3.9)

Tiếp theo, dựa trên biến đổi [145, công thức (07.34.21.0011.01) – Phụ lục D],

công thức dạng tường minh của xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công thức

(3.10) [J3]:

2

2

,0

2

3,2

3,4

2

,2

1,0

1,1,1,1

14

1

2

1

i

iii

iirx

l

iirxt

ii

ii

rfe

hArPG

MP

(3.10)

Xét hệ thống FSO đa chặng có Kr + 1 chặng (Kr nút chuyển tiếp) được mô

hình hóa là tập hợp của Kr + 1 kênh đối xứng M với xác suất lỗi Pi cho chặng thứ i

như minh họa trong Hình 3.3, trong đó xác suất lỗi Pi được giả thiết là như nhau cho

tất cả các ký hiệu PPM.

Hình 3.3. Mô hình kênh đa chặng tương đương và xác suất tách ký hiệu tại các chặng [J3].

61

Xác suất tách đúng ký hiệu trong chặng thứ i, do đó, có thể xác định là (1 - Pi).

Một ký hiệu phát đi tại nút nguồn (S) được xác định là tách đúng tại nút đích (D)

nếu ký hiệu này được tách đúng tại tất cả (Kr + 1) các chặng. Giả sử rằng xác suất

lỗi tại mỗi chặng độc lập với nhau, xác suất lỗi ký hiệu từ nguồn tới đích (Pe) được

xác định bởi [J3]:

1

1

11rK

i

ie PP (3.11)

Khi một ký hiệu PPM được tách, nó được gán với một chuỗi log2(M) bit

thông qua bộ chuyển đổi ký hiệu-bit. Nếu một bit bị lỗi trong số log2(M) bit, có M/2

khả năng lỗi ký hiệu lỗi trong tổng số có M – 1 ký hiệu lỗi. Do đó, giả sử khả năng

lỗi của tất cả các ký hiệu là như nhau, BER tổng của hệ thống được xác định theo

công thức (3.12):

ePM

MBER

12 (3.12)

trong đó Pe là xác suất lỗi ký hiệu PPM.

3.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp điện

Trong phần này nghiên cứu sinh khảo sát BER của hệ thống FSO chuyển tiếp

nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM với tổng khoảng cách truyền dẫn L km. Giả sử

rằng khoảng cách giữa các nút chuyển tiếp liên tiếp giữa nút nguồn và nút đích là

bằng nhau. Để so sánh công bằng với hệ thống FSO đơn chặng sử dụng điều chế

OOK hoặc PPM nhị phân, các phân tích được xét dựa trên công suất trung bình trên

bit được ký hiệu là Ps. Ps quan hệ với công suất phát trung bình của xung quang Pt

(trong một khe thời gian) theo công thức (3.13) [J3]:

s

r

t PK

MMP

1

log 2

(3.13)

trong đó, Kr + 1 là số lượng chặng chuyển tiếp. Ngoài ra, giả sử rằng độ lệch chuẩn

hóa jitter là hàm tuyến tính theo cự ly truyền dẫn, do đó s,i được xác định từ độ

lệch chuẩn hóa jitter tại cự ly 1 km (s) và cự ly của chặng thứ i (di) theo công thức

s,i = sdi.

62

Bảng 3.1. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp điện.

Tên thông số Ký hiệu Giá trị

Đáp ứng PD 0,8 A/W

Tỉ số extinction rex 0,05

Phạm vi nhiễu loạn lớn L0 10 m

Bước sóng công tác 1550 nm

Hệ số suy hao () 0,1 km-1

Bán kính búp tại di = 0 0 2,5 cm

Tốc độ bit Rb 5 Gb/s

Các thông số sử dụng trong quá trình khảo sát hiệu năng được trình bày trong

Bảng 3.1, trong đó giá trị của đáp ứng bộ tách sóng quang và tỉ số phân biệt được

chọn dựa trên các thông số của bộ tách sóng quang và nguồn laser điển hình [9]. Hệ

số suy hao cố định là 0,1 km-1

, tương ứng với điều kiện thời tiết tốt. Hiệu năng của

hệ thống được khảo sát trong chế độ nhiễu loạn từ trung bình đến mạnh, giá trị của

Cn2 từ 10

-15 đến 10

-13. Ta sử dụng búp sóng trực chuẩn kết hợp với 0 = 2,5 cm và

một bộ khuếch tán pha để kiểm soát giá trị của S [116]. Ngoài ra, cả tốc độ bit và

cự ly thông tin dùng trong các khảo sát ở phần này đều lớn hơn so với các hệ thống

FSO điển hình để thể hiện rõ các ưu điểm của việc sử dụng nút chuyển tiếp nối tiếp

và điều chế M-PPM.

Trong Hình 3.4, BER được khảo sát theo tham số kết hợp nguồn, S , tham số

này tỷ lệ thuận với kích thước búp sóng quang tại máy thu, khi giá trị S càng cao

kích thước búp sóng tại máy thu càng lớn. Hệ thống FSO được khảo sát sử dụng

điều chế BPPM với công suất phát trên bit là 0 dBm.

Rõ ràng rằng đặc tính BER theo S được chia thành hai vùng và được phân

biệt bởi giá trị tối ưu tại vị trí mà BER có giá trị thấp nhất. Trong vùng thứ nhất,

vùng mà giá trị của S nhỏ hơn giá trị tối ưu, ảnh hưởng của sự lệch hướng rất lớn.

Kết quả là, BER thay đổi mạnh khi độ lệch chuẩn jitter thay đổi. Trong vùng này,

việc tăng S (hoặc kích thước búp sóng thu) là cần thiết để để giảm ảnh hưởng của

sự lệch hướng. Trong vùng thứ hai, nơi mà giá trị của S lớn hơn giá trị tối ưu, ảnh

63

hưởng của lỗi lệch hướng là không đáng kể vì kích thước búp sóng tương đối lớn so

với diện tích bộ thu và độ lệch chuẩn jitter. Do đó, sự thay đổi độ lệch chuẩn jitter

không ảnh hưởng đến BER. Trong trường hợp này, nếu S tăng (kích thước búp

sóng thu tăng), tỉ lệ công suất thu sẽ giảm và BER tăng do tổn hao hình học (do sự

phân kỳ của búp sóng quang) tăng.

Hình 3.4. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế OOK, Ps = 0

dBm, L = 5 km, Kr = 3, 2a = 20 cm, Cn2 = 10

-14 [J3].

Tiếp theo, ta khảo sát BER theo tham số kết hợp nguồn với các giá trị khác

nhau của đường kính thấu kính thu (2a). Hình 3.5 chỉ ra rằng đường kính thấu kính

thu tăng sẽ làm BER giảm đáng kể nhờ giảm được tổn hao do lệch hướng và tổn

hao do sự mở rộng hình học của búp sóng quang giảm. Tương tự với kết quả ở hình

trước, có một giá trị S tối ưu tương ứng với mỗi giá trị của đường kính thấu kính

thu. Ngoài ra, từ hình vẽ, ta cũng xác định được dải giá trị của S thỏa mãn một mức

giá trị BER yêu cầu (ví dụ BER = 10-9

). Khi đường kính thấu kính thu lớn, dải giá

trị của S được mở rộng, do đó rất dễ dàng để thiết kế hệ thống.

Tham số kết hợp nguồn

64

Hình 3.5. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế BPPM (OOK),

Ps = 0 dBm, L = 5 km, Kr = 3, z = 20 cm, Cn2 = 510

-15 [J3].

Hình 3.6. BER theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, Ps = 0 dBm, L = 2 km, 2a = 20 cm,

s = 30 cm, s = 4000 [J3].

Những ưu điểm của việc sử dụng M-PPM và chuyển tiếp nối tiếp để giảm

thiểu ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí được chỉ ra trong Hình 3.6. Hiệu năng

của hệ thống FSO đề xuất được so sánh với hệ thống FSO không có nút chuyển tiếp

Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ

OOK FSO không dùng chuyển tiếp

4-PPM FSO không dùng chuyển tiếp

4-PPM FSO với một nút chuyển tiếp

4-PPM FSO với hai nút chuyển tiếp

Tham số kết hợp nguồn

65

và sử dụng điều chế OOK với cự ly thông tin điển hình là 2 km, tốc độ bit 5 Gb/s.

Ta thấy rõ ràng rằng sự cải thiện hiệu năng khi sử dụng điều chế M-PPM (không

dùng chuyển tiếp) là đáng kể khi nhiễu loạn không quá mạnh (vùng nhiễu loạn

trung bình). Trong vùng nhiễu loạn mạnh, sử dụng chuyển tiếp nối tiếp sẽ cải thiện

đáng kể hiệu năng của hệ thống. Ví dụ, trong điều kiện nhiễu loạn mạnh với Cn2

bằng 10-13

, hệ thống FSO 4-PPM sử dụng hai nút chuyển tiếp cung cấp BER = 10-9

trong khi hệ thống FSO OOK không dùng chuyển tiếp có BER = 10-4

.

Hình 3.7. Cự ly truyền dẫn (tại BER = 10-9

) theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ với hệ

thống sử dụng OOK, Ps = 0 dBm, 2a = 20 cm, s = 4000 [J3].

Hình 3.7 cho thấy cự ly truyền dẫn tối đa với BER = 10-9

của hệ thống FSO

BPPM được cải thiện đáng kể nhờ sử dụng chuyển tiếp nối tiếp. Khi số lượng các

chặng (Kr) tăng từ 2 đến 4, cự ly truyền dẫn tối đa tăng từ 7 km đến 9 km trong môi

trường nhiễu loạn có Cn2 = 710

-16. Với một cự ly truyền dẫn cụ thể, sử dụng truyền

dẫn chuyển tiếp giúp cải thiện khả năng của các hệ thống FSO trong việc chống lại

các ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển. Với cự ly truyền dẫn 7 km, cường độ

nhiễu loạn mà hệ thống FSO có khả năng chịu được tăng từ Cn2 = 710

-16 đến

Cn2

= 610-15

khi K tăng từ 2 đến 4. Số lượng nút chuyển tiếp yêu cầu đối với một

giá trị cường độ nhiễu loạn và cự ly truyền dẫn cụ thể cũng có thể được xác định

Kr = 3 Kr = 4 Kr = 2

Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ

Vùng có thể hỗ trợ với 2 nút chuyển tiếp

Cự

ly tru

yền d

ẫn (

km

) vớ

i B

ER

= 1

0-9

66

bằng cách sử dụng Hình 3.7. Ví dụ, với cự ly truyền dẫn là 5 km và Cn2 = 10

-14, cần

ít nhất 3 nút chuyển tiếp để đạt được BER = 10-9

.

3.3 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP QUANG5

Trong thập kỷ qua, đã có nhiều nghiên cứu về việc thực hiện hệ thống FSO

chuyển tiếp [11], [38], [44], [51], [108], [120], [127], [134]. Tuy nhiên, hầu hết các

nghiên cứu này đều tập trung vào kỹ thuật chuyển tiếp điện, trong đó quá trình

khuếch đại (với kỹ thuật AF), giải mã (với kỹ thuật DF) hay tách (với kỹ thuật

DetF) đều thực hiện trong miền điện. Với mục đích có được truyền dẫn tốc độ cao

mà không yêu cầu sự phức tạp trong quá trình chuyển đổi quang - điện cũng như xử

lý tín hiệu điện tại các nút chuyển tiếp, S. Kazemlou và các cộng sự đề xuất kỹ thuật

chuyển tiếp toàn quang [77]. Hai kỹ thuật chuyển tiếp toàn quang được đề xuất phát

triển đó là kỹ thuật khuếch đại và chuyển tiếp quang (OAF), kỹ thuật tái tạo và

chuyển tiếp quang (ORF). Gần đây, E. Bayaki và các cộng sự đề xuất sử dụng bộ

khuếch đại quang pha tạp erbium (EDFA) tại các nút chuyển tiếp toàn quang [24].

Ngoài ra, hiệu năng xác suất lỗi của hệ thống FSO sử dụng OAF hai chặng được

phân tích bởi M. A. Kashani và các cộng sự [121]. Trong các nghiên cứu này, do

tính phức tạp trong quá trình phân tích, hiệu năng của hệ thống FSO hai chặng

chuyển tiếp quang được nghiên cứu với giả định không có nhiễu loạn khí quyển

hoặc nhiễu loạn yếu [24], [121]. Do đó, các ảnh hưởng lớn của nhiễu loạn không

khí mạnh lên hiệu năng của hệ thống FSO chuyển tiếp quang chưa được xem xét.

Trong phần này, nghiên cứu sinh đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng BER

của hệ thống FSO chuyển tiếp quang hai chặng sử dụng kỹ thuật OAF trên kênh

nhiễu loạn khí quyển trung bình đến mạnh [C4], [J4]. Để mô hình hóa các điều kiện

nhiễu loạn mạnh, nghiên cứu sinh sử dụng mô hình kênh Gamma-Gamma. Ngoài ra,

nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng kỹ thuật điều chế vị trí xung (M-PPM) [C4], [J4]

để đạt được hiệu năng hệ thống tốt hơn so với các hệ thống sử dụng điều chế khóa

tắt - mở (OOK) [24], [121]. Quá trình xây dựng công thức tính BER dạng đúng và

5 Nội dung nghiên cứu này đã được công bố trong các bài báo [J4] và [C4].

67

dạng tường minh có tính đến các loại nhiễu khác nhau bao gồm nhiễu lượng tử,

nhiễu nền, nhiễu bức xạ tự phát của bộ khuếch đại (ASE) và nhiễu nhiệt sẽ được

trình bày trong các phần tiếp theo [J4].

3.3.1 Hệ thống FSO hai chặng chuyển tiếp quang sử dụng OAF

Mô hình hệ thống FSO hai chặng chuyển tiếp quang sử dụng kỹ thuật OAF

được thể hiện trong Hình 3.8.

Khoảng cách giữa nút nguồn và nút chuyển tiếp là ds,r trong khi khoảng cách

từ nút chuyển tiếp đến nút đích là dr,d. Do đó, tổng khoảng cách truyền dẫn là

L = dsr + drd. Tại nút nguồn, dữ liệu đầu vào được điều chế tại bộ điều chế PPM,

trong đó mỗi khối b bit được sắp xếp lên một trong M ký hiệu có thể có (s0, s1,....,

sM-1). Khoảng thời gian ký hiệu, Tw, được chia thành M khe thời gian và một xung

điện được phát đi ở một trong số M khe thời gian, M -1 khe thời gian còn lại để

trống. Sau đó, xung này được chuyển đổi thành xung quang có công suất Pt bởi

nguồn laser.

Hình 3.8. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp quang hai chặng sử dụng OAF [C4], [J4].

Tín hiệu quang tại đầu vào của nút chuyển tiếp bao gồm tín hiệu dữ liệu và

ánh sáng nền có công suất Pb. Tại nút chuyển tiếp, các tín hiệu này được khuếch đại

bởi bộ khuếch đại quang có hệ số khuếch đại GA, sau đó được phát tiếp đến nút đích

cùng với nhiễu ASE được tạo ra bởi bộ khuếch đại quang. Nhiễu ASE có thể được

mô tả bằng mô hình nhiễu Gauss trắng cộng, công suất quang được xác định theo

công thức (3.14) [9]:

01~

BnGfhP spAA (3.14)

trong đó h~

là hằng số Planck, f là tần số, nsp là tham số phát xạ tự phát của bộ

khuếch đại, B0 là băng tần công tác.

68

Điện trường tổng tại nút đích Ed(t) bao gồm tín hiệu dữ liệu Es(t), bức xạ nền

của nút chuyển tiếp Eb,r(t), bức xạ nền của nút đích Eb,d(t) và điện trường ASE

EASE(t) được xác định theo công thức (3.15):

tEtEtEtEtE ASEdbrbsd ,, (3.15)

aardAddbrrrdbssrdsrt thPtPtGhPtGhhP coscoscoscos

với hsr là tham số trạng thái kênh của đường truyền giữa nút nguồn và nút chuyển

tiếp, hrd là tham số trạng thái kênh của đường truyền giữa nút chuyển tiếp và nút

đích, u là tần số quang và u(u = s, r, d, a) là pha của điện trường. Tại nút đích,

điện trường tổng được chuyển đổi thành dòng photon nhờ bộ tách quang (PD). Sau

đó, tích phân dòng tách quang trên M khe thời gian được so sánh tại bộ điều chế

PPM để tìm vị trí của khe với dòng cao nhất, để xác định ký hiệu được phát đi. Cuối

cùng, ký hiệu đã được tách được chuyển thành số liệu nhị phân.

3.3.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR

Nút đích sử dụng bộ tách quang để chuyển đổi tín hiệu thu thành dòng điện,

với cường độ dòng điện được xác định theo công thức (3.16):

rdAsrts hGhPI (3.16)

trong đó là đáp ứng của bộ tách quang, Pt là công suất phát trung bình của xung

quang. Các loại nhiễu trong máy thu bao gồm nhiễu lượng tử và nhiễu nhiệt được

coi là nhiễu Gauss trắng cộng có trung bình bằng 0. Giả sử rằng Be là độ rộng băng

tần trong miền điện của bộ tách sóng quang, phương sai tổng của nhiễu trong

trường hợp khe có tín hiệu (s2) và khe không có tín hiệu (n

2) được xác định theo

công thức (3.17):

L

eBebrdAAb

L

eBebrdAAbrdAsrt

n

s

R

TBkBPhPGPe

R

TBkBPhPGPhGhPe

42

42

2

2

(3.17)

69

trong đó e là điện tích điện tử, kB là hằng số Boltzmann; T là nhiệt độ tuyệt đối; RL

là giá trị điện trở tải. Do đó, tỉ số tín hiệu điện trên nhiễu tại nút đích sử dụng điều

chế PPM được xác định theo công thức (3.18):

22

2

ns

sISNR

(3.18)

3.3.3 Tỉ lệ lỗi bit BER

Định nghĩa Pe là xác suất lỗi ký hiệu, tỉ số lỗi bit BER của hệ thống điều chế

M-PPM được xác định tương tự như công thức (3.12). Giả sử rằng dữ liệu phát đi

đủ lớn để xác suất phát của các ký hiệu là như nhau. Không mất tính tổng quát,

cũng giả sử rằng ký hiệu s0 được phát với cường độ dòng điện thu được là Is. Bằng

cách sử dụng kỹ thuật đường bao trên, xác suất lỗi ký hiệu tức thời được xác định

theo công thức (3.19):

0,1,...,11 ssMnIIPP nsre

0,1,...,11 ssMnIIPM nsr

a

rd

a

sr

a

rd

a

sr dhdhSNR

erfchfhfM

22

1

00

(3.19)

trong đó s là ký hiệu được phát, In là dòng điện tương ứng với khe không có tín hiệu

erfc(.) là hàm lỗi bù.

Công thức dạng tường minh của BER tính đến tất cả các loại nhiễu rất phức

tạp. Trong một số nghiên cứu trước đây, ví dụ như [120], để đơn giản, nhiễu được

giả sử là nhiễu Gauss trắng cộng (AWGN). Ở đây, nghiên cứu sinh dựa trên công

thức (3.12) để đánh giá BER của hệ thống. Nghiên cứu sinh cũng xây dựng công

thức dạng tường minh cho BER trong ba trường hợp cụ thể trong đó chỉ xem xét

ảnh hưởng của một số loại nhiễu xác định.

Công thức BER dạng tường minh

a) Trường hợp 1

70

Trong trường hợp 1, xét ảnh hưởng của nhiễu lượng tử gây ra bởi tín hiệu từ

nút nguồn; bỏ qua các thành phần nhiễu nền, nhiễu ASE và nhiễu nhiệt trong công

thức (3.17), SNR được xác định theo công thức (3.20):

e

rdAsrt

eB

hGhPSNR

2

(3.20)

Thay công thức (3.20) vào công thức (3.19), biểu diễn tích phân erfc(.) là hàm

G Meijer [58] và dựa theo biến đổi [145, công thức (07.34.21.0001.01) – Phụ lục D],

công thức dạng tường minh cho xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công thức

(3.21) [J4]:

1,111

0

0,2

2,00

2211

2211

112

1

a

sre hGM

P

a

rd

a

sr

a

rd

a

sr

e

l

rd

l

srAta

rd dhdhhheB

hhGPGhG

2

1,0

1

4

0,2

2,11,122

0,2

2,0 22

2

1,0

1,1,1,1,1

42

1 1122

2211

4,2

2,5

2211

e

l

rd

l

srAt

eB

hhGPG

M

(3.21)

b) Trường hợp 2

Trong trường hợp 2, chỉ xét ảnh hưởng của nhiễu nền và nhiễu ASE từ nút

chuyển tiếp. SNR được xác định theo công thức (3.22):

eAAb

rdAsrt

BPGPe

hGhPSNR

4

222

(3.22)

Tương tự như trường hợp 1, thay công thức (3.22) vào công thức (3.19), biểu

diễn tích phân erfc(.) là hàm G Meijer [58] và dựa theo biến đổi [145, công thức

(07.34.21.0001.01) – Phụ lục D] và [145, công thức (07.34.21.0011.01) – Phụ lục

D], công thức dạng tường minh cho xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công

thức (3.23) [J4]:

71

22112/3

31121

MPe

2

1,0

1,2

2,

2

1,

2

2,

2

1,1,12

111122

22

2

11

2

6,2

2,7

Abe

l

rd

l

srAt

PGPeB

hhGPG

(3.23)

c) Trường hợp 3

Trong trường hợp 3, chỉ xét nhiễu nền và nhiễu nhiệt tại nút đích. Bỏ qua các

thành phần nhiễu gây ra bởi nút nguồn và nút chuyển tiếp, SNR được xác định theo

công thức (3.24):

e

L

Beb

rdAsrt

BR

TkBPe

hGhPSNR

84

2

(3.24)

Thay công thức (3.24) vào công thức (3.19), biểu diễn tích phân erfc(.) là hàm

G Meijer [58] và dựa theo biến đổi [145, công thức (07.34.21.0013.01) – Phụ lục D],

công thức dạng tường minh cho xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công thức

(3.25) [J4]:

2

2211

2

8,2

2,9

2211

2/5

5

2

3221 2211

L

eBbe

l

rd

l

srAte

R

TBkPBe

hhGPG

MP

2

1,0

1,2

2,

2

1,

2

2,

2

1,

2

2,

2

1,

2

2,

2

1 11112222

(3.25)

3.3.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp quang

Trong mục này, tiến hành khảo sát BER của hệ thống FSO/M-PPM hai chặng

toàn quang sử dụng kỹ thuật OAF. Vẫn giả sử rằng khoảng cách giữa các chặng là

như nhau.

72

Để so sánh công bằng với các hệ thống khác, BER được xem xét như là một

hàm của công suất phát trên bit, được xác định bởi Ps = Pt/(Mlog2M). Hiệu năng

BER của các hệ thống đề xuất được xem xét cho 4 trường hợp bao gồm các trường

hợp 1, 2, 3 và trường hợp tổng quát trong đó xét đến tất cả các thành phần của nhiễu.

Các thông số và hằng số hệ thống được sử dụng trong quá trình khảo sát được cho ở

Bảng 3.2.

Trong Hình 3.9, BER được khảo sát theo công suất phát trên bit trong trường

hợp 4-PPM. Hình 3.9 chỉ ra rằng BER lớn nhất trong trường hợp 3, trường hợp xét

đến nhiễu nền và nhiễu nhiệt tại nút đích. Điều đó có nghĩa rằng ảnh hưởng của

nhiễu nền và nhiễu nhiệt tại nút đích đóng vai trò lớn so với các thành phần nhiễu

khác đến từ nút nguồn và nút chuyển tiếp. Điều này cũng giải thích lý do hiệu năng

của hệ thống trong trường hợp tổng quát và trường hợp 3 xấp xỉ bằng nhau.

Bảng 3.2. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp quang.

Tên thông số Ký hiệu Giá trị

Trở kháng tải RL 50

Nhiệt độ máy thu T 300 K

Đáp ứng PD 0,5 A/W

Công suất nhiễu nền Pb - 30 dBm

Bước sóng công tác 1550 nm

Hệ số suy hao () 0,1 km-1

Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2

10-14

m-2/3

Đường kính máy thu 2a 40 cm

Độ rộng băng tần B0 125 GHz

Tham số ASE nsp 5

Ngoài ra, Hình 3.9 cũng thể hiện rõ ràng rằng hệ thống FSO đơn chặng yêu

cầu công suất phát cao hơn do nhiễu loạn và các thành phần nhiễu. Nhờ kỹ thuật

OAF, công suất phát yêu cầu giảm tương ứng với hệ số khuếch đại. Với hệ số

khuếch đại 10 dB và BER = 10-6

, công suất phát yêu cầu giảm từ 15 dBm xuống 5

dBm khi hệ thống FSO đơn chặng được thay thế bởi hệ thống FSO hai chặng.

73

Hình 3.9. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4].

Hình 3.10. BER theo hệ số khuếch đại quang với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s và dsr = drd [J4].

Hình 3.10 đánh giá BER trong trường hợp tổng quát là một hàm của hệ số

khuếch đại GA cho các giá trị khác nhau của cự ly truyền dẫn. Hình 3.10 chỉ ra rằng

hiệu năng của hệ thống FSO giảm khi cự ly truyền dẫn lớn. Bằng cách tăng giá trị

của GA, hiệu năng BER tăng tốt hơn. Kết quả cũng giúp xác định độ khuếch đại yêu

Hệ số khuếch đại quang GA (dB)

T/ hợp tổng quát: L = 5 km

T/ hợp tổng quát: L = 4 km

T/ hợp tổng quát: L = 3 km

T/ hợp tổng quát: L = 2 km

Công suất phát trên bit, Ps (dBm)

T/hợp 1: hai chặng chuyển tiếp

T/hợp 2: hai chặng chuyển tiếp

T/hợp 3: hai chặng chuyển tiếp

T/hợp tổng quát: đơn chặng

74

cầu tương ứng với giá trị cụ thể của BER. Ví dụ, hệ số khuếch đại quang là 15 dB

để đạt được khoảng cách 3 km với BER = 10-6

và công suất phát là 0 dBm.

Hình 3.11 khảo sát BER theo công suất phát trên bit cho trường hợp tổng quát

với các phương pháp điều chế khác nhau. Hình 3.11 chỉ ra rằng sự suy giảm trong

nhiễu loạn và các thành phần nhiễu làm giảm nhiều hiệu năng của hệ thống hai

chặng sử dụng điều chế OOK. Cụ thể hơn, công suất phát yêu cầu là 13 dBm để giữ

BER bằng 10-6

. Tuy nhiên, bằng cách sử dụng điều chế PPM, công suất yêu cầu

giảm đáng kể. Ví dụ, với hệ số khuếch đại 10 dB và BER = 10-6

, công suất phát yêu

cầu giảm từ 13 dBm khi sử dụng điều chế OOK xuống 5 dBm khi sử dụng điều chế

4-PPM và 2 dBm khi sử dụng điều chế 8-PPM. Do đó, sử dụng điều chế M-PPM

kết hợp với kỹ thuật chuyển tiếp OAF là một giải pháp đầy hứa hẹn để chống lại các

ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển trong hệ thống FSO hai chặng.

Hình 3.11. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4].

Công suất phát trên bit, Ps (dBm)

T/hợp tổng quát: OOK

T/hợp tổng quát: 4-PPM

T/hợp tổng quát: 8-PPM

75

Hình 3.12. BER theo GA với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4].

Hình 3.12 khảo sát BER trong trường hợp tổng quát với hệ số khuếch đại

quang GA cho các trường hợp khác nhau của cường độ nhiễu loạn Cn2. Như có thể

thấy trong hình vẽ, hiệu năng BER của hệ thống FSO hai chặng nhanh chóng bị

giảm khi nhiễu loạn tăng. Để đối phó với khó khăn này, hệ số khuếch đại quang sẽ

tăng tương ứng với sự tăng cường độ nhiễu loạn. Do đó, cần yêu cầu hệ số khuếch

đại phù hợp với các giá trị cụ thể của Cn2 và BER. Với công suất phát 0 dBm và

khoảng cách 3 km, hệ số khuếch đại yêu cầu cho các hệ số Cn2 =10

-14, 510

-14, và

10-13

để đạt được BER = 10-6

tương ứng là 15 dB, 40 dB và 50 dB.

3.4 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG GIẢI

PHÁP KẾT HỢP6

Như phân tích trong các mục 3.2 và 3.3, việc sử dụng kỹ thuật chuyển tiếp đã

giúp cải thiện đáng kể hiệu năng của các hệ thống FSO. Tuy nhiên, trong điều kiện

nhiễu loạn mạnh và lệch hướng đồng thời khi cần truyền dẫn tốc độ cao, việc sử

dụng kỹ thuật chuyển tiếp kết hợp với các kỹ thuật cải thiện hiệu năng khác là cần

6 Nội dung nghiên cứu này đã được công bố trong bài báo [C5].

Hệ số khuếch đại quang GA (dB)

T/hợp tổng quát: Cn2 = 10

-14

T/hợp tổng quát: Cn2 = 5 x10

-14

T/hợp tổng quát: Cn2 = 10

-13

76

thiết. Trong luận án này, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển

tiếp với kỹ thuật phân tập không gian và điều chế M-PPM [C5]. Như đã phân tích ở

Chương 1, M-PPM là phương thức điều chế đơn giản (điều chế cường độ), có hiệu

quả sử dụng năng lượng cao (năng lượng được tập trung trong khe thời gian M-

PPM nên công suất đỉnh cao) do đó giúp giảm công suất phát yêu cầu. phù hợp với

việc điều chế nguồn laser, không yêu cầu tách sóng ngưỡng tối ưu như trong OOK.

Đồng thời các hệ thống FSO sử dụng dải tần quang, có băng tần rộng do đó có thể

đáp ứng được yêu cầu của M-PPM. Kỹ thuật phân tập không gian sẽ giúp cải thiện

hiệu năng và dung lượng của hệ thống. Hạn chế của kỹ thuật phân tập không gian là

yêu cầu đường truyền LOS. Tuy nhiên, khi kết hợp với kỹ thuật chuyển tiếp, hạn

chế này sẽ được khắc phục.

Đã có một số nghiên cứu theo hướng sử dụng kết hợp các kỹ thuật cải thiện

hiệu năng nhằm chống lại ảnh hưởng của nhiễu loạn mạnh và lệch hướng. Trong

[143], các tác giả đề xuất sử dụng truyền dẫn MIMO và điều chế M-PPM. Việc kết

hợp truyền dẫn chuyển tiếp và điều chế BPPM cũng đã được nghiên cứu trong [120].

Tuy nhiên, không giống như trong các hệ thống truyền dẫn sử dụng sóng RF, sự kết

hợp giữa truyền dẫn chuyển tiếp và phân tập không gian chưa được nghiên cứu

nhiều.

Việc sử dụng kỹ thuật MIMO trong các hệ thống FSO có tính thực tế không

cao do hệ thống có cấu trúc phức tạp và đòi hỏi khoảng cách giữa các đầu phát phải

đủ lớn để đảm bảo tính tương quan thấp giữa các tuyến truyền dẫn. Chính vì thế,

trong nghiên cứu này, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng kỹ thuật SIMO hay còn gọi

là kỹ thuật phân tập thu. Mỗi nút chuyển tiếp sẽ được trang bị nhiều đầu thu để tăng

lượng công suất thu được trong điều kiện lệch hướng. Để kết hợp tín hiệu từ nhiều

đầu thu, hai kỹ thuật kết hợp được đề xuất sử dụng là kết hợp độ lợi cân bằng

(EGC) và kết hợp tỉ số cực đại (MRC). Kết quả của nghiên cứu sẽ đưa ra công thức

tính BER của hệ thống đã đề xuất dưới ảnh hưởng của nhiễu loạn mạnh, lệch hướng,

nhiễu nền và nhiễu nhiệt [C5].

77

3.4.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO

Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO được đề xuất

như trong Hình 3.13 [C5]. Tại nút nguồn, số liệu nhị phân được điều chế M-PPM và

phát đến nút đích thông qua Kr nút chuyển tiếp. Tất cả các nút chuyển tiếp đều

được trang bị N đầu thu (bộ tách sóng quang) và búp sóng quang thu được thiết kế

có độ rộng đủ lớn để bao phủ tất cả các đầu thu này. Dòng tách quang đầu ra N bộ

tách sóng quang được kết hợp tại bộ xử lý xử dụng kỹ thuật EGC hoặc MRC. Tín

hiệu đầu ra bộ xử lý được đưa vào bộ giải điều chế PPM để tách ký hiệu (xác định

xem ký hiệu PPM nào đã được phát). Ký hiệu PPM này sau đó được tái điều chế

PPM trước khi chuyển đổi thành tín hiệu quang và chuyển tiếp tới nút tiếp theo với

công suất phát trung bình Pt. Nút đích cũng được trang bị N bộ tách sóng quang,

một bộ xử lý và một bộ giải điều chế PPM để tách ký hiệu và sau đó chuyển đổi ký

hiệu thành bit nhị phân.

Hình 3.13. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO [C5].

3.4.2 Hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO

3.4.2.1 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp EGC

Trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp EGC tại bộ thu, tín hiệu đầu ra tất cả các

bộ tách quang được cộng lại với nhau. Để tính xác suất lỗi ký hiệu, tương tự như

các mô hình phân tích hiệu năng trước, cũng giả thiết rằng số liệu được phát đi đủ

lớn để xác suất phát đi mỗi ký hiệu là như nhau. Sử dụng kỹ thuật đường bao trên,

xác suất lỗi ký hiệu của chặng thứ i, ký hiệu là PiEGC có thể biểu diễn theo công thức

(3.26):

Số liệu vào

Chuyển đổi b

it-ký h

iệu

Điề

u c

hế P

PM

Bộ xử

lý

Giải điề

u c

hế P

PM

Điề

u c

hế P

PM

Bộ xử

lý

Giải điề

u c

hế P

PM

Chuyển đổi k

ý h

iệu

-bit

Số liệu ra

Chuyển tiếp Nút nguồn Nút đích

78

kin

i

N

k

kit

kihiEGC hd

hP

QhfMPki

,

0

1

,

,,

1

(3.26)

trong đó, Niiiki hhhh ,2,1,, ,...,, là véc-tơ hệ số kênh cho chặng i (từ laser phát tới

N đầu thu), Q (.) là hàm Q, M là số vị trí xung trong điều chế M-PPM và hfh là

hàm mật độ xác suất của kênh truyền theo phân bố Gamma-Gamma như công thức

(3.3).

Công suất phát trung bình của xung quang trong một khe thời gian PPM có

quan hệ với công suất phát trung bình trong một bit theo công thức Pt = PsM

log2M/N/(Kr + 1). Mối quan hệ này đảm bảo sự so sánh công bằng giữa hệ thống

FSO sử dụng M-PPM và SIMO với hệ thống FSO sử dụng BPPM (tương tự OOK)

và SISO. Phương sai nhiễu tổng tại máy thu (2n

i ) bao gồm nhiễu nền (2b

i ) và

nhiễu nhiệt (2t

i ) được cho bởi [9]:

e

L

Beb

t

i

b

i

n

i BR

TkBPe

42

222

(3.27)

trong đó kB là hằng số Boltzmann, T là nhiệt độ tuyệt đối, RL là giá trị điện trở tải, e

là điện tích điện tử và Be là băng thông hiệu dụng của bộ thu. Be có quan hệ với tốc

độ bit Rb như sau Be = MRb/2(log2M).

Việc tính toán xác suất lỗi ký hiệu cho hệ thống SIMO theo công thức (3.26)

không đơn giản như cho hệ thống SISO. Do đó, tiến hành xấp xỉ hóa hàm Q theo

[35] với 322 22

4

1

12

1 xx eexQ . Các tác giả trong [35] đã chứng minh rằng, kết

quả tính toán xác suất lỗi sử dụng phương pháp xấp xỉ hóa hàm Q(.) cho giá trị có

giá trị sai số không đáng kể so với kết quả tính toán giá trị chính xác như minh họa

trong hình 2 tài liệu [35]. Cụ thể, với xác suất lỗi bit nhỏ hơn 10-3

, đường xấp xỉ hóa

và đường chính xác gần như hoàn toàn trùng nhau. Do đó, với yêu cầu xác suất lỗi

của các hệ thống thông tin nhỏ hơn 10-3

, việc sử dụng mô hình xấp xỉ hóa có thể

79

chấp nhận được về mức độ chính xác. Theo đó, công thức tính xác suất lỗi ký hiệu

trung bình có thể được tính như sau [C5]:

N

k

kini

kit

kihiEGC dhhP

hfMPki

10

,

2

,

, 2, 2

exp12

11

N

k

kini

kit

kih dhhP

hfki

10

,

2

,

, 2, 3

2exp

4

1

(3.28)

Bằng cách thay e-x

bởi hàm G Meijer

0

0,11,0 xG theo [8, công thức (11)] và đơn

giản hóa công thức (3.28) sử dụng biến đổi trong [8, công thức (21)] và [58, công

thức (9.31.1)], công thức dạng tường minh cho PiEGC với giả thiết các kênh Gamma-

Gamma phân bố như nhau và độc lập được biểu diễn [C5]:

N

i

i

l

kit

iEGC

hAPGMP

2,0

2

2,

2

1,

2

2,

2

1,

2

28

3

121

2

2

2

2

,02,5

5,1

23

2,0

2

2,

2

1,

2

2,

2

1,

2

2

3

322

2

2

2

,05,1

2,5

i

i

l

kit hAPG

(3.29)

trong đó các tham số trong công thức (3.29) đã được định nghĩa trong Chương 2 ở

các Mục 2.3 về mô hình kênh nhiễu loạn Gamma-Gamma và Mục 2.4 về mô hình

pha-đinh do lệch hướng.

3.4.2.2 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp MRC

Trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp tỷ số cực đại, giả thiết rằng máy thu biết

được thông tin về trạng thái kênh (CSI). Ta ký hiệu PiMRC là xác suất lỗi ký hiệu của

chặng thứ i khi máy thu sử dụng bộ kết hợp MRC. Cũng bằng cách sử dụng kỹ thuật

đường bao, đường bao trên của PiMRC được biểu diễn theo công thức (3.30):

80

kin

i

N

k

kit

kihiMRC hd

hP

QhfMPki

,

0

1

2

,

,,

1

(3.30)

Tương tự như trên (mục 3.4.2.1), bằng cách xấp xỉ hóa hàm Q theo [35], xác

suất lỗi ký hiệu có thể biểu diễn như sau [C5]:

N

k

kin

i

kit

kihiMRC dhN

hPhfMP

ki

10

,

2

,

, 2,

2exp

12

11

N

k

kini

kit

kih dhN

hPhf

ki

10

,

2

,

, 2, 3

2exp

4

1

(3.31)

Tiếp theo, bằng cách biểu diễn e-x

bởi hàm G Meijer

0

0,11,0 xG theo [8, công

thức (11)] và đơn giản hóa công thức (3.31) sử dụng biến đổi trong [8, công thức

(21)] và [58, công thức (9.31.1)], công thức dạng tường minh cho PiMRC với giả thiết

các kênh Gamma-Gamma phân bố như nhau và độc lập được viết như sau [C5]:

N

i

i

l

kit

iMRC

N

hAPG

MP

2,0

2

2,

2

1,

2

2,

2

1,

2

28

3

12

4

12

2

2

2

,05,1

2,5

23

2,0

2

2,

2

1,

2

2,

2

1,

2

2

3

322

2

2

2

,05,1

2,5

i

i

l

kit

N

hAPG (3.32)

3.4.2.3 Tỷ lệ lỗi bit BER

Giả thiết hệ thống FSO đa chặng đang phân tích có (Kr + 1) chặng (Kr nút

chuyển tiếp) với xác suất lỗi ký hiệu tại chặng thứ i là Pi (i = 1, 2,…, Kr + 1) như

được tính toán bởi công thức (3.29) và (3.32), xác suất lỗi ký hiệu tổng của toàn hệ

thống từ nút nguồn đến nút đích sẽ được tính theo công thức (3.33) [C5]:

81

1

1

2 11rK

i

iee PP (3.33)

trong đó, xác suất lỗi tại mỗi chặng được giả thiết là độc lập với nhau. Từ xác suất

lỗi ký hiệu tổng, xác suất lỗi bit được xác định một cách tương tự như các hệ thống

đã phân tích ở trên ta có công thức:

eePM

MBER 2

12 (3.34)

3.4.3 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp M-PPM và SIMO

Nội dung phần này trình bày kết quả khảo sát hiệu năng BER của hệ thống

FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO với các tham số hệ thống khác nhau.

Giả thiết rằng cự ly từ nút nguồn đến nút đích là L (km) và các nút chuyển tiếp được

đặt cách đều nhau trên tuyến truyền dẫn. Các tham số hệ thống sử dụng trong phân

tích hiệu năng được cho trong Bảng 3.3.

Bảng 3.3. Các hằng số và tham số hệ thống.

Tên Ký hiệu Giá trị

Hằng số Boltzmann kB 1,38 10-23

W/K/Hz

Điện tích điện tử e 1,6 10-19

C

Giá trị điện trở tải RL 50

Đáp ứng PD 0,5 A/W

Hệ số suy hao () 0,43 dB/km

Đường kính bộ thu 2a 20 cm

Bán kính búp sóng tại 1 km z 2 m

Độ lệch chuẩn (lệch hướng) s 30 cm

Công suất ánh sáng nền Pb - 40 dBm

Bước sóng công tác 1550 nm

Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ 2

nC 10-14

m-2/3

Hình 3.14 biểu diễn BER của hệ thống FSO đơn chặng theo công suất phát

trên bit với cự ly truyền dẫn từ nguồn tới đích là L = 5 km. Trước tiên, tiến hành so

sánh hiệu năng hệ thống FSO sử dụng 4-PPM và hệ thống FSO sử dụng OOK (hay

82

BPPM) khi không sử dụng phân tập thu (SISO). Có thể thấy rằng, hệ thống sử dụng

4-PPM có độ lợi về công suất 5 dB so với hệ thống sử dụng BPPM.

Hình 3.14. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn chặng với Rb = 1 Gbit/s

và L = 5 km [C5].

Hình 3.15. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn/đa chặng với Rb = 1

Gbit/s và L = 5 km [C5].

Hình 3.14 cũng cho thấy rằng việc sử dụng phân tập thu cũng giúp giảm đáng

kể BER. Với việc sử dụng bốn bộ tách sóng quang tại nút đích, hệ thống FSO có thể

đạt được BER = 10-9

với giá trị công suất phát yêu cầu là 5 dBm, giá trị này thấp

2 RX; FSO đa chặng, Kr = 2

Công suất phát trên bit Ps (dBm)

Công suất phát trên bit Ps (dBm)

2 RX; FSO đơn chặng

FSO đơn chặng

83

hơn nhiều so với giá trị công suất phát yêu cầu khi sử dụng một bộ tách sóng quang.

Ngoài ra, kết quả phân tích hiệu năng cũng cho thấy, bộ thu sử dụng phương pháp

kết hợp MRC cho hiệu năng tốt hơn, đặc biệt là khi nhiều bộ tách sóng quang được

sử dụng.

Ưu điểm của truyền dẫn chuyển tiếp đa chặng được thể hiện trong Hình 3.15.

Kết quả phân tích hiệu năng cho thấy, việc sử dụng truyền dẫn đa chặng với 2 nút

chuyển tiếp đem lại độ lợi khoảng 17 dB so với hệ thống đơn chặng trong điều kiện

hệ thống sử dụng 2 bộ tách sóng quang. Kết quả trong Hình 3.15 cũng cho thấy rằng

khi sử dụng kết hợp 4-PPM với 2 bộ tách sóng quang cho phân tập thu và 2 nút

chuyển tiếp cho truyền dẫn đa chặng, hệ thống FSO có thể đạt được lỗi bit 10-9

với

công suất phát yêu cầu dưới 0 dBm.

Hình 3.16 biểu diễn BER của hệ thống FSO sử dụng một nút chuyển tiếp khi

thay đổi số bộ thu (N) từ 1 đến 7 với công suất phát là 0 dBm. Kết quả này cho phép

xác định số bộ tách sóng quang yêu cầu tại các nút chuyển tiếp và nút đích nhằm đạt

được một BER xác định. Hình vẽ cũng chỉ ra rằng khi tăng chỉ số điều chế M số bộ

tách sóng quang yêu cầu sẽ giảm, giúp giảm độ phức tạp và chi phí triển khai hệ

thống FSO chuyển tiếp SIMO.

Hình 3.16. BER hệ thống FSO đa chặng theo công suất phát trên bit với Ps = 0 dBm, Rb =

1 Gbit/s, L = 5 km và Kr = 1 [C5].

Số bộ thu N

84

3.5 KẾT LUẬN CHƯƠNG 3

Chương 3 đã trình bày các đóng góp của nghiên cứu sinh trong việc xây dựng

mô hình giải tích khảo sát hiệu năng và đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng hệ

thống FSO chuyển tiếp. Kết quả khảo sát hiệu năng các hệ thống FSO chuyển tiếp

điện và chuyển tiếp quang cho thấy rằng, kỹ thuật chuyển tiếp giúp cải thiện đáng

kể hiệu năng và cự ly truyền dẫn của hệ thống. Với hệ thống FSO chuyển tiếp điện,

ngoài các tham số thông thường, tham số búp sóng quang có vai trò rất quan trọng

ảnh hưởng tới hiệu năng của hệ thống và cần phải được lựa chọn giá trị một cách

phù hợp. Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp quang giúp xác định

hệ số khuếch đại yêu cầu tại nút chuyển tiếp để đạt được cự ly truyền dẫn và BER

xác định. Cuối cùng, việc sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển tiếp với phân tập thu và

điều chế PPM là một giải pháp đơn giản và hiệu quả giúp cải thiện hiệu năng hệ

thống FSO chuyển tiếp trong điều kiện nhiễu loạn mạnh và lệch hướng.

85

CHƯƠNG 4: ĐỀ XUẤT MÔ HÌNH VÀ GIẢI PHÁP CẢI

THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM

Tóm tắt 7: Nội dung của chương trình bày những đóng góp của nghiên cứu sinh

trong việc đề xuất mô hình và giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa

điểm dựa trên kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo mã (FSO/CDMA) ứng dụng

trong mạng truy nhập để hỗ trợ nhiều người dùng. Hai giải pháp cải thiện hiệu

năng được đề xuất và trình bày trong chương này bao gồm kỹ thuật điều chế vị trí

xung đa bước sóng MWPPM [C7] và đề xuất sử dụng kỹ thuật chuyển tiếp dựa trên

phương pháp tách chip-và-chuyển tiếp cho hệ thống FSO/CDMA [J5], [C6].

4.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM

Như đã giới thiệu ở Chương 1, công nghệ FSO có nhiều ưu điểm như tốc độ

truyền dẫn cao, sử dụng băng tần không cần xin cấp phép, thời gian triển khai nhanh

và chi phí hiệu quả. Do đó, các hệ thống FSO có thể triển khai cho nhiều các ứng

dụng khác nhau trong đó có khả năng ứng dụng trong mạng truy nhập nhằm cung

cấp các kết nối FSO đến nhiều người dùng. Khác với cấu hình kết nối FSO điểm-

điểm với một nút nguồn (bộ phát) và một nút đích (bộ thu) như đã xét ở Chương 3,

hệ thống FSO sử dụng trong mạng truy nhập có nhiều nút nguồn truyền tín hiệu

đồng thời tới một nút đích do đó cần sử dụng các kỹ thuật đa truy nhập để phân biệt

tín hiệu từ các nút nguồn khác nhau. Các kỹ thuật đa truy nhập quang phổ biến được

biết đến bao gồm: đa truy nhập phân chia theo thời gian (TDMA), đa truy nhập

phân chia theo bước sóng (WDMA) và đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA).

Trong số các kỹ thuật đa truy nhập này, kỹ thuật CDMA có những ưu điểm đặc

trưng như khả năng truy nhập không đồng bộ, sử dụng hiệu quả tài nguyên, khả

năng mở rộng linh hoạt và đặc biệt là khả năng an ninh cao ở lớp vật lý. Chính vì

thế, trong thời gian gần đây, một số các nghiên cứu về ứng dụng kỹ thuật CDMA

7 Một phần nội dung của Chương 4 đã được công bố trên các tạp chí IET Optoelectronics [J5] và báo cáo tại

các Hội nghị quốc tế IEEE CSNDSP 2014 [C6], IEEE APCC 2012 [C7] .

86

cho các hệ thống FSO trong môi trường đa truy nhập đã được ghi nhận và được gọi

tắt là hệ thống FSO/CDMA [68], [95], [103], [105], [110].

Hình 4.1. Mô hình tổng quát hệ thống FSO/CDMA.

Mô hình tổng quát của một hệ thống FSO/CDMA được minh họa như trong

Hình 4.1, trong đó có U bộ phát đại diện cho U người dùng được kết nối qua kênh

FSO tới trạm trung tâm. Mỗi người dùng được gán một mã duy nhất và số liệu của

người dùng sẽ được mã hóa với chuỗi mã này trước khi được phát qua kênh FSO tới

trạm trung tâm. Tại trạm trung tâm, tín hiệu từ tất cả các người dùng được kết hợp

lại tại thấu kính thu (tạo ra tín hiệu CDMA) trước khi đưa tới U bộ thu nhờ một bộ

chia quang. Mỗi bộ thu sẽ nhận được tín hiệu từ tất cả các bộ phát và tín hiệu từ bộ

phát tương ứng (có cùng mã với bộ thu) sẽ được giải mã và khôi phục thành số liệu

nhị phân.

Tương tự như các hệ thống FSO điểm-điểm, hiệu năng hệ thống FSO/CDMA

điểm-đa điểm cũng chịu ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển và các yếu tố ảnh

hưởng khác. Ngoài ra, trong môi trường đa người dùng, nhiễu đa truy nhập (MAI)

cũng là một yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO/CDMA. Cuối cùng, do

tín hiệu được phát đi dưới dạng các xung quang hẹp (dưới dạng chip quang), nên

ảnh hưởng của dãn xung cũng cần phải được khảo sát, đánh giá. Nội dung tiếp theo

của chương sẽ được bố cục thành hai phần chính: (1) phân tích hiệu năng hệ thống

FSO/CDMA sử dụng điều chế M-PPM dưới ảnh hưởng của suy hao, nhiễu loạn, dãn

Bộ chia

Bộ phát 1

Mã 1

Bộ phát 2

Mã 2

Bộ phát U

Mã U

Bộ thu 1

Mã 1

Bộ thu 2

Mã 2

Bộ thu U

Mã U

Trạm trung tâm Người dùng Kênh FSO

Thấu kính

Sợi quang

T/h CDMA

87

xung, các loại nhiễu và từ đó đề xuất phương thức điều chế PPM đa bước sóng

MWPPM nhằm cải thiện hiệu năng hệ thống FSO/CDMA; (2) đề xuất mô hình và

giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO/CDMA dựa trên kỹ thuật chuyển tiếp,

sau đó khảo sát hiệu năng truyền dẫn của hệ thống đã đề xuất.

4.2 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG MWPPM

Để giảm ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển lên hiệu năng hệ thống

FSO/CDMA, phương thức điều chế M-PPM được đề xuất sử dụng trong các nghiên

cứu [68], [95], [103], [105], [110]. Trong điều kiện tốc độ truyền dẫn không cao và

không tính đến ảnh hưởng của dãn xung, các nghiên cứu trước đây đã cho thấy sử

dụng M-PPM là một giải pháp hiệu quả. Tuy nhiên, với hệ thống FSO/CDMA, băng

thông yêu cầu sẽ rất lớn nếu sử dụng PPM nhiều mức do độ rộng chip rất hẹp hơn

độ rộng bit. Việc truyền tải tín hiệu với băng tần quá rộng sẽ khiến tín hiệu bị méo

do hàm truyền đạt của kênh không bằng phẳng và xung bị dãn rộng hơn. Để đánh

giá ảnh hưởng của dãn xung lên hiệu năng hệ thống FSO/CDMA, trong nội dung

nghiên cứu này, nghiên cứu sinh sử dụng mô hình lan truyền xung Gauss, một mô

hình có tính thực tế cao [C7].

Ngoài ra, để tránh ảnh hưởng của dãn xung khi sử dụng điều chế M-PPM mức

cao (M lớn và xung hẹp), nghiên cứu sinh đề xuất phương thức điều chế vị trí xung

đa bước sóng MWPPM [C7]. MWPPM là sự kết hợp giữa kỹ thuật PPM và kỹ thuật

điều chế khóa dịch bước sóng WSK [64]. Do đó MWPPM được đặc trưng bởi hai

tham số là số bước sóng (Ws) và số vị trí xung (M). Trong Ws-M-MWPPM, một

xung quang đại diện cho một trong số B (B=WsM) ký hiệu, xung này được truyền

đi ở một trong số M khe thời gian và tại một trong số Ws bước sóng như được minh

họa trong Hình 4.2. Kết quả là nhờ vào việc sử dụng Ws bước sóng, số mức điều chế

trong M-PPM có thể được tăng lên Ws lần mà không làm tăng tốc độ chip. MWPPM

cũng giúp tránh được nhược điểm gặp phải trong WSK, đó là sự tăng tuyến tính của

công suất phát trung bình yêu cầu của laser khi tốc độ số liệu tăng. Ngoài ra nghiên

cứu sinh cũng đề xuất sử dụng photodiode thác APD tại phía thu để nâng cao hơn

nữa hiệu năng của hệ thống.

88

Hình 4.2. Các kỹ thuật điều chế: 4-WSK, 4-PPM và 2-2-MWPPM.

4.2.1 Kỹ thuật điều chế MWPPM

Điều chế Ws -M-PPM là sự kết hợp của Ws -WSK và M-PPM, trong đó Ws là

số bước sóng và M là số mức điều chế PPM. Trong Ws -M-PPM, mỗi khối b (b =

log2B) bit số liệu nhị phân được ánh xạ vào một trong số B ký hiệu (s0, s1,…, sB-1).

Trong mỗi khối b-bit, log2Ws bit đầu tiên được sử dụng cho WSK và log2M bit còn

lại được sử dụng cho PPM như minh họa trong Hình 4.3.

Hình 4.3. Nguyên lý điều chế 4-4-MWPPM.

Khoảng thời gian của một ký hiệu Tw được chia thành M khe thời gian và

xung quang với công suất trung bình không đổi được phát đi tại một trong M khe

Thời gian

Bước sóng

Số liệu nhị phân

Ký hiệu

89

thời gian này trong khi M – 1 khe thời gian còn lại là khe thời gian trống, không có

ký hiệu được phát đi. Hơn nữa, mỗi xung quang có thể được phát tại một trong số

Ws bước sóng. Do đó, kích thước không gian tín hiệu là Ws M. Trong Hình 4.3,

với tổ hợp 4 bit nhị phân 0101 tương ứng với ký hiệu s5, kết quả điều chế 4-4-

MWPPM sẽ cho ra một xung quang phát đi tại khe thời gian TS1 và xung này được

phát đi trên bước sóng 1.

4.2.2 Mô hình hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM

Hệ thống FSO/CDMA sử dụng Ws-M-MWPPM được minh họa trong Hình

4.4 [C7]. Ở phía bộ phát, dữ liệu đầu vào trước tiên được điều chế bởi một bộ điều

chế MWPPM. Mỗi khối bit dữ liệu b = log2B được ánh xạ tới một trong số B ký

hiệu (s0, s1,…, sB-1), trong đó B = Ws M = 2b. Tiếp theo xung quang đại diện cho

một ký hiệu MWPPM được mã hóa bởi một bộ mã hóa OCDMA, tại đây nó được

mã hóa thành một chuỗi chip “0” và “1”. Chip “1” được biểu diễn bởi một xung

quang trong khi đó chip “0” tương đương với việc không có xung quang nào được

phát đi. Số lượng các chip có trong một chuỗi mã bằng độ dài của từ mã được tạo ra

bởi bộ tạo mã. Xung quang đại diện cho một chip “1” là xung Gauss với mô hình

toán học được biểu diễn như công thức (2.46).

Với tốc độ bit số liệu là Rb, khoảng thời gian ký hiệu được tính như sau:

Tw = log2 B/Rb, và khoảng thời gian của mỗi khe thời gian là Ts = Tw/M. Với F chip

được phát trong mỗi khe thời gian, khoảng thời gian chip được thể hiện bởi Tc =

Tw/MF. Với T0 = Tc/(4ln2), độ rộng nửa xung Gauss (T0) có thể được biểu diễn theo

công thức (4.1) [148]:

2ln4

log 2

0MF

RB

T b (4.1)

Tại bộ thu, các tín hiệu từ tất cả các bộ phát được tập hợp và đưa tới một bộ

giải mã OCDMA. Bộ giải mã này được điều khiển bởi bộ tạo mã. Các tín hiệu thu

được không chỉ bao gồm tín hiệu từ bộ phát mong muốn mà còn có các tín hiệu từ

các bộ phát gây nhiễu, nhiễu này gọi là nhiễu đa truy nhập MAI. Tiếp theo, bộ tách

90

sóng APD chuyển tín hiệu quang thu được thành dòng điện tách quang. Dòng tách

quang tỷ lệ thuận với cường độ của tín hiệu thu được tại bộ thu bởi đáp ứng

(A/W). Cuối cùng, tại bộ giải điều chế MWPPM, tập hợp các dòng tách quang trên

B đầu vào bộ giải điều chế, tương ứng với B ký hiệu, được so sánh với nhau. Đầu

vào với dòng điện cao nhất được lựa chọn để quyết định định ký hiệu phát và từ đó

dữ liệu nhị phân sẽ được khôi phục.

Bộ ph t #1

Bộ ph t #K

Bộ ph t #2

Bộ thu #1

hK(t)

h2(t)

MAI

MAI MAIAi(t) Ar(t)

Tw TwTwTw

Ts W

λi

D liệu

vào

Bộ điều chế

MWPPM

Bộ hóa

OCDMA

Bộ tạo

Bộ tạo

Bộ giải

OCDMABộ giải điều chế

MWPPMD liệu

ra

h1(t)

Kênh vô tuyến

Hình 4.4. Hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM: (a) bộ điều chế 2-2-MWPPM và (b)

bộ giải điều chế 2-2-MWPPM [C7]

4.2.3 Hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM

Tại bộ thu, sau khi giải mã OCDMA, tín hiệu được giải mã bao gồm các xung

quang từ bộ phát mong muốn và tín hiệu nhiễu (các xung MAI) từ các máy phát còn

lại trong hệ thống. Cụ thể là, trong một khoảng thời gian Ts có w xung từ người

dùng mong muốn với w là trọng số của mã. Mỗi người dùng gây nhiễu sẽ tạo ra

nhiều nhất xung MAI, tương ứng với giá trị tương quan chéo giữa hai từ mã.

U

91

Chúng ta giả thiết rằng tất cả các người dùng đồng bộ trong việc phát tín hiệu,

trong trường hợp này, ảnh hưởng của MAI là mạnh nhất. Cũng giả thiết rằng, công

suất phát trên một bit và khoảng cách từ tất cả các bộ phát đến bộ thu là như nhau.

Trường quang đầu vào bộ APD có thể biểu diễn theo công thức (4.2):

vu

vvvv

k

rkrd

vu tjtAhtjtAhwatE

,

1

1

, expexp

(4.2)

trong đó a1 = 1 khi người dùng mong muốn phát xung tại khe thời gian u và bước

sóng v, nếu không thì a1 = 0; Ar(t) là biên độ xung quang nhận được ở phía thu; hd

và hk đặc trưng trạng thái kênh nhiễu loạn của người dùng mong muốn và người

dùng gây nhiễu thứ k; (u,v) là tổng số xung nhiễu tại khe thời gian u và bước sóng v.

Ngoài ra, v và

v tương ứng là tần số và pha của sóng mang quang tại bước sóng

v.

Dòng tách quang tại đầu ra bộ tách sóng APD tuân theo quy luật tách sóng

bình phương. Tại khe thời gian u, dòng tách quang trung bình được biểu diễn theo

công thức (4.3):

vu

vu

k

kdcIhhPg

,

,

1

(4.3)

trong đó và g tương ứng là đáp ứng và hệ số khuếch đại trung bình của APD. Pc

là công suất trung bình trên một chip tại phía thu có tính đến ảnh hưởng của dãn

xung và được tính theo công thức (4.4):

2

2

21c

c

T

T

r

c

c dttAT

P (4.4)

Phương sai của dòng nhiễu tại bộ thu bao gồm nhiễu lượng tử, nhiễu nền và

nhiễu nhiệt được mô hình hóa bởi phân bố Gauss với giá trị trung bình bằng không

được biểu diễn theo công thức (4.5):

92

fR

TkfPhPwhPgFe

L

Bb

k

kcdcaI

vu

vu

42

,

,

1

22

(4.5)

trong đó e là điện tích điện tử, kB là hằng số Boltzmann, T là nhiệt độ tuyệt đối, RL

giá trị điện trở tải. Pb thể hiện công suất ánh sáng nền và ∆f = Be/2 là độ rộng băng

thông nhiễu hiệu dụng với Be = MRb/log2B. Fa là hệ số nhiễu dư của APD, nó được

cho bởi công thức 1

2 1aF gg

[9], trong đó ζ biểu thị hệ số ion hóa.

Tương tự như điều chế PPM, BER của hệ thống FSO/CDMA sử dụng

MWPPM được tính dựa trên xác suất lỗi ký hiệu (Pe) theo công thức (4.6):

ePB

BBER

12 (4.6)

Giả thiết rằng dữ liệu được truyền là đủ lớn để các ký hiệu có xác suất truyền như

nhau. Không mất tính tổng quát, cũng giả sử rằng ký hiệu s0 được truyền đi. Sử

dụng kỹ thuật đường bao ta có xác suất lỗi ký hiệu tức thời trong trường hợp hệ

thống có U người sử dụng có thể được tính toán theo công thức (4.7):

1

1

1

1

0

,0,0PrsW

v

M

u

vu

e ssIIP

1

0

1

0,1

0

0,10,0

1

0,1

1

,PrPr1U

l

lssIIlB

(4.7)

trong đó, s là ký hiệu phát. 0,1 là tổng số xung nhiễu tới ký hiệu s1.

0,0I và

0,1I là dòng tách quang tương ứng cho các ký hiệu s0 và s1.

Các xung nhiễu là các xung từ các người sử dụng gây nhiễu có vị trí trùng với

một chip “1” của từ mã thu được. Xác suất xuất hiện của một xung tại một vị trí xác

định trong từ mã có độ dài F là w/F, trong đó w là trọng số của mã (số chip “1”

trong từ mã). Mặt khác, các xung này trùng với vị trí xung khác của người dùng gây

nhiễu cũng có giá trị là w/F. Do đó, xác suất trùng vị trí một xung giữa hai từ mã bất

kỳ sẽ là w2/F

2. Kết quả là

0,1 có thể mô hình hóa như một biến ngẫu nhiên nhị

93

thức với xác suất w2/F

2 và thành phần thứ nhất trong công thức (4.7) có thể biểu

diễn như sau [C7]:

11 1

2

2

2

2

1

1

0,1 11

Pr

lBl

F

w

F

w

l

Ul

(4.8)

Thành phần thứ hai của công thức (4.7) được tính toán như sau [C7]:

hd

hh

hhQhflssII

h II

IIh

221

0,1

0

0,10,0

0,10,0

0,10,0

,Pr

(4.9)

trong đó Q(.) là hàm Q ; 0,0I ,

20,0I

, 0,1I và

20,1I

tương ứng là giá trị trung bình

và phương sai của I0 và I1; h là véc-tơ biểu diễn trạng thái kênh từ các bộ phát tới

bộ thu. Dựa trên công thức (4.3) và (4.5) giá trị của chúng có thể được tính theo

công thức (4.10):

dcIwhPg0,0 f

R

TkfPwhPgFe

L

BbdcaI

4

222

0,0

u

k

kcIhPg

1

0,1 fR

TkfPhPgFe

L

Bb

k

kcaI

u

42

1

220,1

(4.10)

4.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM

Phần này sẽ khảo sát tỉ lệ lỗi bit (BER) của hệ thống FSO/CDMA sử dụng

MWPPM và bộ thu APD. Để có được sự so sánh công bằng với các hệ thống khác,

quá trình khảo sát được xem xét trên cơ sở công suất phát trung bình trên bit, ký

hiệu là Ps. Mối quan hệ giữa Pc và Ps được đưa ra bởi Pc = M(log2B)Ps/w. Mã

nguyên tố (prime code) là loại mã đơn giản và được sử dụng rộng rãi trong hệ thống

CDMA quang, nên sẽ được sử dụng cho hệ thống FSO/CDMA. Mỗi từ mã trong

một tổ hợp mã, được cấu trúc từ một số nguyên tố (ps), có độ dài từ mã F = ps2,

trọng lượng của từ mã w = ps, và tương quan chéo giữa hai mã bất kỳ λc = 2 [147].

Các tham số của hệ thống và các hằng số được sử dụng trong quá trình khảo sát

được cho trong Bảng 4.1.

94

Bảng 4.1. Các hằng số và giá trị tham số hệ thống.

Tên Ký hiệu Giá trị

Hằng số Boltzman kB 1,38 x 10-23

W/K/Hz

Điện tích điện tử e 1,6 x 10-19

C

Giá trị điện trở tải RL 50 Ω

Nhiệt độ bộ thu T 300 K

Đáp ứng PD 0,5 A/W

Công suất nhiễu nền Pb - 40 dBm

Hệ số ion hóa Ζ 0,5

Kích thước cỡ lớn của nhiễu loạn L0 10 m

Hệ số suy hao () 0,1 km-1

Góc phân kỳ của chùm sáng 1 mrad

Đường kính thấu kính thu 2a 8 cm

Bước sóng công tác λ 1550 nm

Khoảng cách bước sóng ∆λ 0,8 nm

Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2 10

-14 m

-2/3

Số nguyên tố ps 37

Hình 4.5 thể hiện BER của các hệ thống FSO/CDMA sử dụng M-PPM và Ws-

M-MWPPM theo công suất phát trên mỗi bit khi L = 2 km, U = 32 người sử dụng

và Rb = 1 Gb/s. Kết quả cho thấy rằng cả phương thức điều chế PPM và MWPPM

đều giúp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO/CDMA. Tuy nhiên, M-PPM với M > 16

không giúp cải thiện hiệu năng so với 8-PPM. Thậm chí 32-PPM cho hiệu năng

kém hơn 8-PPM. Đó là bởi vì hệ thống 32-PPM có tốc độ chip cao hơn và ảnh

hưởng của dãn xung mạnh hơn so với ảnh hưởng của nhiễu loạn.

Hạn chế của M-PPM với M lớn có thể được khắc phục bằng cách sử dụng

Ws-M-MWPPM vì nó có khả năng làm giảm đồng thời ảnh hưởng của thăng giáng

cường độ tín hiệu và các ảnh hưởng của dãn xung. Hình 4.5 thể hiện rằng, mặc dù

sử dụng cùng một mức điều chế, yêu cầu công suất phát tại cùng một tỉ lệ lỗi bit của

hệ thống sử dụng 2-8-MWPPM thấp hơn khoảng 3dB so với hệ thống sử dụng 16-

PPM.

95

Hình 4.5. BER theo công suất phát/bit với L=1,5 km, 30g , U = 32 và Rb =1 Gb/s [C7].

Hình 4.6. BER theo cự ly tuyến L với Ps = 0 dBm, 30g , U = 32, và Rb = 1 Gb/s [C7].

Hình 4.6 biểu diễn mối quan hệ giữa BER và khoảng cách tuyến khi Ps = 0

dBm, 30g và U = 32 người sử dụng. Mức điều chế được cố định bằng 16 và thay

đổi số lượng bước sóng trong MWPPM. Kết quả cho thấy rằng, nhờ vào khả năng

làm giảm ảnh hưởng của dãn xung, hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM có thể

L Cự ly truyền dẫn L (km)

Công suất phát trên bit Ps (dBm)

96

mở rộng cự ly truyền dẫn so với hệ thống sử dụng OOK và PPM. Ví dụ, cự ly

truyền dẫn của hệ thống 8-2-MWPPM dài hơn cự ly truyền dẫn của hệ thống 16-

PPM 0,4 km với cùng một tỷ lệ lỗi bit BER = 10-9

.

Tiếp theo, trong hình 4.7, BER được khảo sát so với tốc độ bit trên người dùng

với L= 1,5 km, U = 32 người sử dụng và Ps = 0 dBm. Chúng ta có thể quan sát sự

ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí (Cn2) đến tốc độ bit của người dùng. Khi Cn

2

tăng, tốc độ bit sẽ cần phải giảm nhằm đảm bảo hiệu năng hệ thống. Ngoài ra, kết

quả cũng cho thấy, hệ thống FSO/CDMA sử dụng Ws-M-MWPPM có thể hỗ trợ tốc

độ bit người dùng cao hơn so với việc sử dụng M-PPM. Cụ thể, khi Cn2 = 10

-14, tốc

độ bit người dùng của hệ thống FSO/CDMA sử dụng 16-PPM có thể được hỗ trợ

(tại mức BER = 10-6

) là khoảng 1,35 Gb/s. Bằng việc sử dụng 4-4-MWPPM, tốc độ

bit người dùng tăng gấp đôi lên tới 2,7 Gb/s. Khi 142 10.2 nC , tốc độ bit tại mức

BER = 10-6

của hệ thống sử dụng 16-PPM rớt xuống dưới 1 Gbps, trong khi đó, Rb

vẫn cao hơn 1 Gb/s đối với hệ thống sử dụng 4-4-MWPPM.

Hình 4.7. BER theo tốc độ bit với Ps = 0 dBm, 30g , L = 1,5 km, và U = 32 [C7].

Tốc độ bit/người dùng Rb (Gb/s)

97

4.3 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG CHUYỂN TIẾP

Hiệu năng của hệ thống FSO/CDMA bị hạn chế do ảnh hưởng của nhiễu loạn

khí quyển, gây ra bởi sự biến đổi chỉ số khúc xạ khí quyển do sự không đồng nhất

về nhiệt độ và áp suất khí quyển [152]. Nhiễu loạn không khí cùng với nhiễu nền và

nhiễu truy nhập đa người dùng (MAI) làm tăng tỉ số lỗi bit (BER) và hạn chế đáng

kể cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA. Một số kỹ thuật đã được đề xuất để

đối phó với vấn đề này bao gồm điều chế vị trí xung (PPM), mã hóa pha phổ và sửa

lỗi theo hướng phát (FEC). Kỹ thuật PPM có một số ưu điểm là công suất phát thấp

và tách sóng không cần ngưỡng [68], [95], [103], [105], [110]. Tuy nhiên, hệ thống

FSO/CDMA dựa trên PPM yêu cầu phát xung hẹp do đó chịu ảnh hưởng đáng kể do

sự dãn xung khi truyền dẫn tốc độ cao và cự ly dài như đã phân tích trong mục 4.2.

Kỹ thuật CDMA quang mã hóa pha phổ giúp tăng cường hiệu quả sử dụng phổ và

hiệu năng hệ thống [95], tuy nhiên kỹ thuật này tương đối phức tạp vì yêu cầu sử

dụng nguồn phát và máy thu quang coherent. Các nghiên cứu trong [110] chỉ ra

rằng FEC là một trong những biện pháp kỹ thuật tốt nhất để chống lại các ảnh

hưởng của nhiễu loạn khí quyển, tuy nhiên sử dụng FEC trong các hệ thống truyền

dẫn quang tốc độ cao sẽ làm tăng trễ và tính phức tạp do sự hiện diện của các khối

mã hóa/giải mã.

Trong phần này, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng truyền dẫn chuyển tiếp để làm

giảm ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển trong các hệ thống FSO/CDMA [J5],

[C6]. Bằng cách triển khai các nút chuyển tiếp, hiệu năng và khoảng cách truyền

dẫn của các hệ thống FSO/CDMA sẽ được cải thiện. Ngoài ra, các nút chuyển tiếp

sẽ giúp cho việc triển khai hệ thống được dễ dàng khi các bộ phát và bộ thu không

có đường truyền tầm nhìn thẳng, vốn là yêu cầu bắt buộc của một tuyến truyền

thông FSO. Cơ chế chuyển tiếp hay được sử dụng nhất trong các nút chuyển tiếp là

cơ chế tách và chuyển tiếp mức bit (BDF). Tuy nhiên, việc sử dụng kỹ thuật BDF

trong hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp rất phức tạp khi cần thiết phải tách sóng đa

người dùng tại các nút chuyển tiếp. Do đó, nghiên cứu sinh đề xuất thay thế bằng

cách sử dụng cơ chế tách và chuyển tiếp mức chip (CDF) [J5], [C6]. Trong hệ thống

98

FSO/CDMA sử dụng cơ chế CDF, các nút chuyển tiếp sẽ phát hiện các chip “1”

hoặc “0”, dựa trên một giá trị ngưỡng và sau đó chuyển tiếp chúng tới nút tiếp theo

mà không tác động đến mức bit của từng người dùng. Hơn nữa, việc sử dụng CDF

có thể kết hợp dễ dàng với việc áp dụng bộ tách AND đã được sử dụng tại máy thu

để chống lại ảnh hưởng của MAI [94].

Hiệu năng của hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp trên kênh nhiễu loạn không

khí (được mô hình hóa bởi kênh pha đinh log-chuẩn) sẽ được khảo sát có tính đến

các ảnh hưởng của các yếu tố lớp vật lý bao gồm MAI và nhiễu nền. Các ảnh hưởng

khác của kênh truyền khí quyển bao gồm tổn hao khí quyển và suy giảm công suất

do trải rộng chùm tia cũng được xét đến. Từ đó nghiên cứu sinh xây dựng công thức

tính BER của hệ thống FSO/CDMA đã đề xuất; các kết quả mô phỏng số sẽ được

phân tích theo các thông số khác nhau của hệ thống như công suất phát, số lượng

nút chuyển tiếp, số lượng người dùng và cự ly truyền dẫn [J5], [C6].

4.3.1 Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp

Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp với U người dùng và Kr nút

chuyển tiếp được chỉ ra ở trong Hình 4.8 [C6]. Các tín hiệu số liệu từ U người sử

dụng được phát qua kênh truyền khí quyển và được thu tại nút chuyển tiếp đầu tiên

(R1), ở đó, tín hiệu được tách ở mức chip và sau đó chuyển tiếp tới máy thu thông

qua các nút chuyển tiếp khác (R2, R3, …, RK). Mỗi người dùng trong hệ thống

FSO/CDMA được ấn định một mã nguyên tố, mã một chiều (1D) hoặc mã hai chiều

(2D), để mã hóa số liệu. Với các tính chất tự tương quan lớn và tương quan chéo

thấp, các mã nguyên tố hai chiều trải thời gian/nhảy bước sóng (WH/TS) được đề

xuất và áp dụng nhiều trong các hệ thống CDMA quang [60]. Để giảm MAI và tăng

tính bảo mật, các mã 2D WH/TS cũng được nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng trong

hệ thống FSO/CDMA. Sơ đồ khối chi tiết của một bộ phát, một nút chuyển tiếp và

một bộ thu được đề xuất như trong Hình 4.9.

99

Hình 4.8. Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp [C6].

Hình 4.9 Sơ đồ khối của a) máy phát; b) nút chuyển tiếp; c) máy thu trong hệ thống

FSO/CDMA chuyển tiếp [J5].

Như chỉ ra trong Hình 4.9a, tại máy phát, số liệu nhị phân của mỗi người dùng

trước tiên được điều chế với tín hiệu quang băng rộng (được tạo ra từ nguồn quang

laser) tại bộ điều chế. Sau đó, tín hiệu quang đã được điều chế được mã hóa trong cả

hai miền thời gian và bước sóng tại bộ mã hóa WH/TS, trong đó bit “1” được

chuyển đổi thành chuỗi chip bao gồm các chip “1” và “0” còn bit “0” được giữ

nguyên. Một xung quang có công suất là Pc với bước sóng xác định sẽ được phát

trong trường hợp chip “1”, trong trường hợp chip “0” sẽ không có xung quang nào

được phát đi.

Tại nút chuyển tiếp đầu tiên (Hình 4.9b), các xung quang từ U người dùng

được thu thập và tách thành các bước sóng riêng rẽ tại bộ giải ghép kênh (-

DEMUX). Sau đó, tín hiệu quang tại mỗi một bước sóng được chuyển đổi thành tín

hiệu điện bởi bộ tách sóng quang (PD). Tín hiệu điện này được xử lý tách và

chuyển tiếp ở mức chip bởi một bộ tách ngưỡng, rồi được đưa vào điều chế nguồn

laser. Các tín hiệu quang từ nguồn laser được kết hợp tại bộ ghép kênh theo bước

Nút chuyển tiếp

hKr +1(t)

100

sóng (-MUX) trước khi phát đến nút tiếp theo. Điều đáng chú ý là công suất phát

trên mỗi chip “1” tại đầu ra của R1 cũng được giữ nguyên tại mức Pc. Quá trình xử

lý tương tự được thực hiện ở các nút chuyển tiếp khác (R2, R3, …, RK) của hệ thống.

Tuy nhiên, tại các nút chuyển tiếp này, quá trình xử lý CDF không bị ảnh hưởng bởi

MAI vì chúng chỉ kết nối đến một nút phía trước.

Tại bộ thu (Hình 4.9c), số liệu nhị phân từ máy phát mong muốn được giải mã

tại bộ giải mã WH/TS. Sau khi đi qua bộ giải mã, các xung quang, (chip “1”), có

bước sóng trùng với mã nguyên tố tại máy thu sẽ được thu thập. Ngoài ra, trễ thời

gian tương đối giữa các xung quang cũng được loại bỏ. Tiếp theo, các xung quang

này được chuyển sang tín hiệu điện tại các PD và được thực hiện tách mức chip.

Dựa trên mức logic tại đầu ra của các bộ tách chip, mạch AND sẽ quyết định là bit

“1” (đầu ra tất cả các bộ tách chip đều là “1”) hay bit “0” (một trong các đầu ra bộ

tách chip có logic “0”).

4.3.2 Mã nguyên tố

Trong hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp được đề xuất, mã nguyên tố 2D để

cung cấp truy nhập cho nhiều người dùng cùng một lúc. Cụ thể, mỗi người dùng

được ấn định một mã duy nhất có độ dài ps2, trong đó ps là số nguyên tố. Mã TS

được tạo ra bằng cách sử dụng phép tính đồng dư để đặt xung vào một khối như thể

hiện trong công thức (4.11) [J5]:

yxcxy . 1,....,1,0, spyx (4.11)

trong đó [.] biểu thị toán tử nhân theo modul 2 của ps, x là số thứ tự trong chuỗi, y là

số khối trong chuỗi. Thuật toán xác định vị trí của một xung trong một khối có độ

dài ps, do đó, thuật toán nguyên tố tạo ra ps chuỗi Si (i = 0,1,….,ps - 1) có độ dài ps2.

Tương tự như thế, mã WH được tạo ra từ một số nguyên tố ph (ps ph).

Trong trường hợp này, có ph bước sóng cho các mã TS, chính xác là có ps xung

trong chuỗi mã. Mã WH với mẫu H0 có tất cả các xung tại cùng một bước sóng nên

bị loại bỏ. Do đó, số lượng mã WH là ph-1 và tập mã 2D WH/TS gồm ps (ph - 1)

101

mã nguyên tố 2D riêng biệt có chiều dài ps2. Quá trình tạo mã TS và WH với ps = ph

= 5 được minh họa trong Bảng 4.2. Ví dụ về chuỗi mã 2D WH/TS được tạo ra bởi

mã WH H1 và mã TS S2 là 00000; 00100; 00002; 03000; 00040.

Bảng 4.2. Các mã WH và TS với ps = ph = 5.

Mã WH Mã TS

H0 00000 S0 10000 10000 10000 10000 10000

H1 01234 S1 10000 01000 00100 00010 00001

H2 02413 S2 10000 00100 00001 01000 00010

H3 03142 S3 10000 00010 01000 00001 00100

H4 04421 S4 10000 00001 00010 00100 01000

4.3.3 Hiệu năng BER hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp

4.3.3.1 Tỉ lệ lỗi bit BER

Để đánh giá hiệu năng của hệ thống, nghiên cứu sinh sử dụng tham số BER. Giả

sử rằng hệ thống phục vụ U người dùng, trong đó có một người dùng mong muốn

và U - 1 người dùng còn lại là các người dùng gây nhiễu tiềm năng. BER tổng được

tính trong điều kiện: có k người dùng (trong U – 1 người dùng gây nhiễu tiềm năng)

truyền đi bit “1”. Giả sử rằng tất cả các người dùng đều phát đi các bit “1” và “0”

với xác suất như nhau và bằng 0,5 thì BER có thể được tính theo công thức (4.12)

[J5]:

1

1

1 ,01,102

1.2

1U

k

bebe

U kpkpk

UBER (4.12)

Với kpbe ,10 và kpbe ,01 là các xác suất lỗi bit có điều kiện khi tách các bit “1”

và bit “0” tại bộ thu cuối cùng. Trong trường hợp sử dụng bộ tách quang AND như

chỉ ra trong Hình 4.9, toán tử logic được thực hiện trên tất cả các vị trí chip “1” của

từ mã để tách bit “1” [95]. Do đó, xác suất lỗi bit có điều kiện được biểu diễn theo

xác suất lỗi chip có điều kiện (CEP) theo công thức (4.13):

102

s

s

p

j

jp

ee

j

ee

s

be kpkpj

pkp

1

22 ,101,10,10

sp

j

eebe kpkp1

2 ,01,01

(4.13)

với kp ee ,102 và kp ee ,012 là các xác suất lỗi chip khi phát chip “1” nhưng quyết

định chip “0” và phát chip “0” nhưng quyết định chip “1” từ đầu phía phát đến đầu

phía thu. Cần lưu ý rằng các xác suất có điều kiện này phụ thuộc vào CEP của tất cả

các chặng từ máy phát đến bộ thu.

4.3.3.2 Xác suất lỗi chip cho chặng chuyển tiếp đầu tiên

Xác suất lỗi chip cho chặng đầu tiên được xác định ở tại trạm chuyển tiếp đầu

tiên (R1). Tại chặng này, xác suất lỗi chip không chỉ chịu ảnh hưởng của nhiễu nền

mà còn bởi MAI từ những người dùng khác nữa. Giả sử rằng công suất phát chip

(Pc) và khoảng cách từ tất cả các người dùng đến R1 là như nhau. Thêm vào đó,

trong số k người dùng phát đi bit “1”, nu người dùng gây nhiễu phát đi chip “1”

trùng vào vị trí của chip “1” mà ta đang xét, trong đó nu = binom(k,pcov) và pcov là

xác suất mà chip của người dùng mong muốn bị chồng lấn bởi chip của người dùng

gây nhiễu. Trong trường hợp sử dụng mã nguyên tố 2D WH/TS, xác suất chồng lấn

chip tại đầu vào của R1 có thể được tính như sau: 3

cov / spp [94], với là số

lượng bước sóng trung bình giống nhau cho một cặp mã, với điều kiện sh pp , có

thể được tính như sau [133]:

2

11

2

221

1

1

1

h

hs

s

h

h

hsh

s

h

s

h

p

pp

p

p

p

ppp

p

p

p

p (4.14)

Trong trường hợp đặc biệt ph = ps, tương đương với ps, do đó 2

cov /1 spp . Khi k

người dùng phát đi bit “1”, nu thay đổi từ 1 đến k, do đó xác suất lỗi chip ở chặng

thứ nhất được tính theo công thức (4.15) và (4.16) [J5]:

103

k

n

uce

nkn

u

ce

u

uu npppn

kkp

1

covcov1 ,011,01 (4.15)

k

n

uce

nkn

ce

u

uu npppn

kkp

1

covcov1 ,101,10 (4.16)

với uce np ,01 và uce np ,10 tương ứng là các xác suất lỗi chip có điều kiện khi

quyết định chip “1” và chip “0”.

Công suất thu trên một chip tại đầu vào của trạm chuyển tiếp R1 được xác định

theo công thức (4.17) và (4.18):

un

i

bcbci PPhPPhP1

01,101 (4.17)

un

i

bcbcicd PPhPPhPhP1

11,1,111 (4.18)

với P1(0) và P1(1) tương ứng là công suất quang thu được khi người dùng mong muốn

phát chip “0” và chip “1”, Pb là công suất nhiễu nền trung bình, h1,i là hệ số kênh

khí quyển của người dùng gây nhiễu thứ i, và ta giả sử rằng nó có hàm mật độ xác

suất giống của người dùng được đánh giá. Vì vậy, tổng của nu hoặc nu+1 biến ngẫu

nhiên log-chuẩn có thể biến đổi tương đương thành biến ngẫu nhiên log-chuẩn h1(0)

hoặc h1(1) (quá trình biến đổi này được trình bày bởi công thức trong phụ lục B)

Sau khi tín hiệu quang thu được đi qua bộ chuyển đổi quang điện, dòng điện

thu được tính theo các công thức (4.19) và (4.20):

cPhI )0(1)0(1 (4.19)

cPhI )1(1)1(1 (4.20)

với I1(0) và I1(1) là cường độ dòng điện được chuyển đổi từ P1(0) và P1(1) nhờ bộ

chuyển đổi quang điện. Bên cạnh đó, công suất nhiễu nền cũng được chuyển đổi

thành dòng nhiễu với phương sai được tính theo công thức (4.21):

104

ebb BP 22 (4.21)

Dựa trên các công thức từ (4.19) đến (4.21), các xác suất lỗi chip dưới ảnh

hưởng của nhiễu đa truy nhập MAI và nhiễu nền được xác định theo các công thức

(4.22) và (4.23):

dxdh

Ixhfnp a

bbI

a

puce

D

012

2

01

20

012

exp2

1,01

(4.22)

dxdh

Ixhfnp a

bb

I

a

puce

D

112

2

11

20

112

exp2

1,10

(4.23)

Với ID là ngưỡng tách chip, và là một giá trị cố định; a

p hf 01 , a

p hf 11 tương ứng là

véc tơ hàm mật độ xác suất phân bố log-chuẩn có kích thước nu và nu+1. Lưu ý rằng

apl hhhh 011101 và

apl hhhh 111111 , với h1l là hệ số tổn hao kênh và h1

p là hệ số tổn hao

lệch hướng của chặng đầu tiên.

Thực hiện biến đổi ahz 010 ln và ahz 111 ln , ta có các công thức sau [J5]:

0

0112

0

exp,,,01

00dz

zhhPIQznp

b

pl

cDzzuce

(4.24)

1

1112

1

exp,,,10

11dz

IzhhPQznp

b

D

pl

czzuce

(4.25)

trong đó

u

dxxuQ 1,0, . Tiếp theo, các công thức (4.24) và (4.25) có thể được

tính xấp xỉ theo công thức Gauss-Hermite (được trình bày bởi công thức (C.2) trong

phụ lục C) để có được các công thức (4.26) và (4.27) [J5]:

b

ztz

pl

cDv

t

tuce

mhhPIQ

gnp

2exp,01 0011

1

(4.26)

105

b

Dztz

pl

cv

t

tuce

ImhhPQ

gnp

2exp,10 1111

1

(4.27)

với mt là các điểm cực 0 và gt là trọng số bậc thứ t của đa thức Hermite.

4.3.3.3 Xác suất lỗi chip của chặng thứ m (m = 2,3,…, Kr + 1)

Với chặng thứ m (m = 2,3,…., Kr + 1) sau đó thì không có MAI nhưng vẫn có sự

hiện diện của hiệu ứng nhiễu loạn không khí và nhiễu nền. Vì vậy, cường độ dòng

thu được tại trạm chuyển tiếp (Ri) được xác định như sau:

bmc

b

m

m

nhP

n

I

II

1

0 (4.28)

Theo các bước biến đổi như trong phần 4.2, ta sẽ có xác suất lỗi chip cho

chặng thứ m theo các công thức (4.29) và (4.30) [J5]:

b

D

mce

IQkp

,01 (4.29)

b

Dztz

l

icv

t

t

mce

ImhPQ

gkp

2exp,10

1

(4.30)

4.3.3.4 Xác suất lỗi chip nguồn-đích

Trong hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp, có khả năng máy thu vẫn tách đúng

chip mặc dù chip bị tách sai trong một số lẻ lần chuyển tiếp trước đó. Để đánh giá

hiệu năng trong trường hợp xấu nhất, ta giả thiết rằng xác suất lỗi chip toàn tuyến từ

nguồn tới đích là xác suất mà các chip được truyền đi mà không bị lỗi giữa bất kỳ

cặp trạm chuyển tiếp liên tiếp và được tính theo các công thức (4.31) và (4.32) [J5]:

1

1

2 ,0111,01rK

m

mceee kpkp (4.31)

1

1

2 ,1011,10rK

m

mceee kpkp . (4.32)

106

4.3.3.5 Kết quả khảo sát hiệu năng BER

Trong phần này sẽ trình bày các kết quả tính toán BER của hệ thống đề xuất.

Giả định rằng khoảng cách từ trạm nguồn đến trạm đích là L (km) và các trạm

chuyển tiếp nằm cách đều nhau. Các kết quả khảo sát hiệu năng được xem xét khi ta

cố định năng lượng trên bit Eb. Vì có ps xung trong khoảng thời gian một bit, nên

công suất phát của chip là csbc TpEP // với (Eb/ps) là năng lượng chip, Tc là thời

gian tồn tại chip. Ngoài ra, mức ngưỡng tách sóng ID được xác định là DhPI l

cD

với D là ngưỡng chuẩn hóa và đặt cùng một mức với cho tất cả các chặng. Bc được

cố định ở mức 70% tốc độ chip [94]. Quan hệ giữa tốc độ chip Rc và tốc độ bit Rb là

2

sbc pRR , trong đó (ps) là độ dài mã. Các tham số khác của hệ thống và các hằng

số được sử dụng trong quá trình khảo sát được cho trong Bảng 4.3.

Bảng 4.3. Tham số hệ thống và hằng số.

Thông số Ký hiệu Giá trị

Điện tích điện tử e 1,602 x 10-19

C

Đáp ứng PD 0,6 A/W

Hệ số suy hao () 0,1 km-1

Đường kính bộ thu 2a 20 cm

Bán kính búp sóng tại khoảng cách 1 km z 2,5 m

Công suất nhiễu nền Pb - 30 dBm

Bước sóng công tác 1550 nm

Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2

10-15

m-2/3

Giá trị BER đích của hệ thống FSO là 10-9

(hoặc 10-12

) có thể được xem xét để

đạt được trong truyền thông không gian tự do. Do đó, trong chương này nghiên cứu

sinh sử dụng giá trị 10-6

để đánh giá hiệu năng BER theo giả thiết rằng mã sửa lỗi

theo hướng phát (FEC) được sử dụng để đảm bảo truyền thông.

107

Hình 4.10. BER theo ngưỡng chuẩn hóa (D) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, L = 3 km, U =

4 và ps;ph = 7;7 [J5].

Hình 4.10 khảo sát BER theo ngưỡng chuẩn hóa với số lượng trạm chuyển

tiếp từ 1 đến 3. Để đạt được BER thấp, ngưỡng chuẩn hóa phải được chọn một cách

hợp lý. Nếu D quá nhỏ, hiệu năng của hệ thống bị giảm do tách chip “1” trong khi

không có tín hiệu phát. Trong trường hợp D quá lớn, lỗi tách sóng gây ra bởi quyết

định sai chip “0” khi chip “1” được phát đi. Việc lựa chọn ngưỡng tối ưu phụ thuộc

vào việc thiết lập các thông số hệ thống, đặc biệt là số lượng trạm chuyển tiếp. Khi

số lượng trạm chuyển tiếp đủ lớn, BER đạt đến giá trị sàn và ngưỡng được lựa chọn

trong một dải rộng.

Hình 4.11 mô tả mối quan hệ giữa BER và số lượng người dùng tích cực U

với các bộ mã khác nhau, các giá trị khác nhau của ps và ph. Hình này nhận được

dựa trên ngưỡng tối ưu chọn trong hình 4.10. Rõ ràng rằng BER giảm khi tăng ps

hoặc ph. Khi ps tăng, BER được cải thiện đáng kể hơn. Ngoài ra, số lượng người

dùng có thể hỗ trợ tại một giá trị BER cụ thể có thể được xác định từ kết quả này.

Như chỉ ra trong hình vẽ, hệ thống sử dụng ps = 7 và ph = 7 (7 bước sóng) có thể hỗ

trợ 15 người sử dụng với BER = 10-6

, tăng gấp hơn 2 lần so với số bước sóng yêu

cầu. Đây là một ưu điểm của hệ thống FSO sử dụng CDMA so với hệ thống sử

dụng đa truy nhập phân chia theo bước sóng (WDMA).

Kr = 1 Kr = 2 Kr = 3

Ngưỡng chuẩn hóa, D

108

Hình 4.11. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, L

= 3 km và Kr = 2 [J5].

Hình 4.12. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, và

ps; ph = 7; 7[J5]

Lợi ích của truyền dẫn chuyển tiếp được thể hiện trong hình 4.12, hình vẽ

BER theo số người sử dụng tích cực U. Dưới tác động của sự suy yếu lớp vật lý,

bao gồm cả nhiễu loạn không khí, MAI và nhiễu nền, BER của hệ thống

FSO/CDMA không có chuyển tiếp rất cao, ngay cả khi số lượng người dùng ít. Mặt

khác, sử dụng truyền dẫn chuyển tiếp có thể giúp giảm BER đáng kể. Các hệ thống

U Số người dùng tích cực U

Không chuyển tiêp Kr = 1

Kr = 2

Số người dùng tích cực U

109

FSO/CDMA sử dụng chuyển tiếp với một trạm chuyển tiếp hỗ trợ nhiều hơn 10

người dùng với BER = 10-6

khi L = 3 km và Rb = 1 Gb/s.

Để kiểm tra thêm các lợi ích của truyền dẫn sử dụng chuyển tiếp về cự ly

truyền dẫn, Hình 4.13 khảo sát BER như là một hàm số của L với Eb = -130 dBJ.

Trong trường hợp này, mức BER sàn bị chi phối bởi số lượng người dùng tích cực,

liên quan đến cường độ MAI. Rõ ràng là cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA

(tại một giá trị BER cụ thể) tăng theo số lượng trạm chuyển tiếp. Ví dụ, có 4 người

dùng và BER = 10-6

, cự ly truyền dẫn tăng từ 3,5 km đến 5,2 km khi số lượng trạm

chuyển tiếp tăng từ 1 đến 2. Cự ly truyền dẫn xa hơn có thể đạt được bằng cách

triển khai thêm các trạm chuyển tiếp.

Hình 4.13. BER theo cự ly truyền dẫn với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, và ps; ph =

7;7[J5].

BER hệ thống được phân tích theo tốc độ bit/người sử dụng trong Hình 4.14

với công suất phát trung bình trên bit cố định tại giá trị EbRb = - 5 dBm, L = 3 km,

U = 4. Tương tự như kết quả ở phần trước, BER sàn bị chi phối bởi số lượng người

dùng tích cực. Trong trường hợp không có trạm chuyển tiếp, tốc độ bit/người sử

dụng có thể hỗ trợ với BER = 10-9

là dưới 200 Mb/s. Bằng cách tăng số lượng trạm

chuyển tiếp, tốc độ bit/người sử dụng tăng. Như chỉ ra trong hình vẽ, tốc độ

bit/người sử dụng là hơn 2 Gb/s (cũng tại BER = 10-9

) với hai trạm chuyển tiếp.

Không chuyển tiếp, U = 4 Kr = 1; U = 4 Kr = 2; U = 4 Kr = 2; U = 8

Cự ly truyền dẫn L(km)

110

Trong trường hợp sử dụng 3 trạm chuyển tiếp, BER đạt tới giá trị sàn cho tất cả các

tốc độ bit từ 100 Mb/s đến 10 Gb/s.

Hình 4.14. BER theo tốc độ bit/người dùng với công suất bit trung bình -5 dBm, L = 4 km,

U = 4 và ps; ph = 7;7[J5].

4.4 KẾT LUẬN CHƯƠNG 4

Nội dung Chương 4 đã trình bày đóng góp của nghiên cứu sinh trong việc đề

xuất mô hình và các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa điểm sử

dụng kỹ thuật CDMA. Hai kỹ thuật cải tiến hiệu năng được đề xuất hệ thống

FSO/CDMA điểm-đa điểm là kỹ thuật điều chế vị trí xung đa bước sóng MWPPM

và kỹ thuật chuyển tiếp dựa trên phương thức tách chip-và-chuyển tiếp. Kết quả

khảo sát hiệu năng cho thấy, kỹ thuật điều chế MWPPM là một kỹ thuật hiệu quả

trong việc giảm ảnh hưởng của dãn xung, một thách thức gặp phải khi triển khai các

hệ thống FSO/CDMA sử dụng PPM. Nhờ sử dụng MWPPM, các hệ thống

FSO/CDMA có thể truyền tải số liệu tốc độ cao trong khi vẫn đảm bảo được yêu

cầu về hiệu năng. Để cải thiện cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA, kỹ thuật

chuyển tiếp là một giải pháp hết sức hữu ích. Với đề xuất sử dụng phương pháp tách

chip-và-chuyển tiếp, kiến trúc các nút chuyển tiếp trở nên đơn giản trong khi vẫn

đảm bảo chất lượng truyền dẫn.

Không dùng chuyển tiếp Kr = 1 Kr = 2 Kr = 3

Tốc độ bit/người dùng, Rb (Mb/s)

111

KẾT LUẬN

Nội dung luận án đã đạt được mục tiêu đề ra là nghiên cứu đề xuất giải pháp

cải thiện hiệu năng hệ thống truyền thông quang không dây FSO. Các kiến thức nền

tảng và các kết quả nghiên cứu đã được trình bày trong luận án với bố cục bốn

chương như sau: (1) Tổng quan các vấn đề nghiên cứu; (2) Mô hình kênh truyền

thông quang không dây; (3) Các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-

điểm và (4) Đề xuất mô hình và giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-

đa điểm. Các kết quả đóng góp mới về khoa học của luận án có thể phân thành ba

nhóm lớn.

1. Đề xuất xây dựng mô hình kênh kết hợp có bổ sung tham số

Mô hình giải tích của kênh truyền dẫn khí quyển đóng vai trò hết sức quan

trọng trong việc nghiên cứu khảo sát và đánh giá hiệu năng hệ thống FSO. Số lượng

các tham số ảnh hưởng của kênh truyền mà mô hình kênh có thể phản ánh sẽ quyết

định mức độ chính xác của kết quả đánh giá hiệu năng. Trong các mô hình kênh đã

được đề xuất trước đây, ba tham số ảnh hưởng thường được phản ánh là tổn hao

(đường truyền và hình học), nhiễu loạn khí quyển và lệch hướng, trong khi đó, ảnh

hưởng của dãn xung tín hiệu chưa được xét đến.

Trong luận án này, nghiên cứu sinh sử dụng mô hình xung Gauss cho tín hiệu

quang truyền trong khí quyển và phân tích ảnh hưởng của nhiễu loạn lên xung tín

hiệu quang. Xung quang dạng Gauss có tính thực tế cao hơn so với xung vuông mà

các tác giả khác thường sử dụng trong các nghiên cứu của họ. Ngoài ra, nhờ sử

dụng mô hình xung Gauss, chúng ta có thể phán ánh ảnh hưởng của dãn xung lên

tín hiệu quang. Mô hình kênh kết hợp có bổ sung tham số ảnh hưởng của dãn xung

có khả năng phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của đường truyền và cho kết quả

phân tích hiệu năng chính xác hơn. Mô hình kênh này có thể là một mô hình tham

khảo tốt cho các nghiên cứu tiếp theo về hệ thống FSO.

2. Đề xuất các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm – điểm

Những kết quả nghiên cứu của luận án liên quan đến giải pháp cải thiện hiệu

năng hệ thống FSO điểm-điểm đã đưa ra được hai đóng góp chính.

Đóng góp thứ nhất là xây dựng mô hình giải tích khảo sát hiệu năng các hệ

thống FSO điểm-điểm sử dụng chuyển tiếp điện và chuyển tiếp quang. So với các

112

mô hình của các tác giả khác, các mô hình giải tích mà nghiên cứu sinh xây dựng

phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của các tham số đường truyền và hệ thống như

ảnh hưởng của các tham số búp sóng quang và dãn xung tín hiệu.

Đóng góp thứ hai trong phần này là đề xuất sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển

tiếp điện với phân tập thu và điều chế PPM như là một giải pháp đơn giản và hiệu

quả giúp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm trong điều kiện nhiễu loạn

mạnh và lệch hướng. Việc sử dụng kết hợp các kỹ thuật sẽ đem lại mức độ cải thiện

hiệu năng tốt hơn, phát huy được ưu điểm đồng thời khắc phục được các hạn chế

của mỗi kỹ thuật khi được sử dụng riêng rẽ.

3. Đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa điểm

Luận án đã đề xuất mô hình và các kỹ thuật cải thiện hiệu năng cho hệ thống

FSO điểm-đa điểm sử dụng kỹ thuật CDMA. Hai kỹ thuật cải thiện hiệu năng được

đề xuất là (1) kỹ thuật điều chế vị trí xung đa bước sóng MWPPM và (2) kỹ thuật

chuyển tiếp dựa trên phương thức tách chip-và-chuyển tiếp CDF.

Kết quả khảo sát hiệu năng cho thấy, kỹ thuật điều chế MWPPM là một kỹ

thuật hiệu quả trong việc giảm ảnh hưởng của dãn xung, một thách thức gặp phải

khi triển khai các hệ thống FSO/CDMA sử dụng PPM và/hoặc truyền dẫn tốc độ số

liệu cao. Nhờ sử dụng MWPPM, các hệ thống FSO/CDMA có thể truyền tải số liệu

tốc độ cao trong khi vẫn đảm bảo được yêu cầu về hiệu năng.

Để cải thiện cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA, kỹ thuật chuyển tiếp

là một giải pháp hết sức hữu ích. Luận án đã đề xuất mô hình hệ thống FSO/CDMA

chuyển tiếp dựa trên kỹ thuật tách chip-và-chuyển tiếp CDF. Nhờ kỹ thuật CDF,

kiến trúc các nút chuyển tiếp trở nên đơn giản trong khi vẫn đảm bảo chất lượng

truyền dẫn.

Hướng nghiên cứu tiếp theo của luận án sẽ tập trung vào các giải pháp

truyền dẫn chuyển tiếp hai hướng nhằm tăng thông lượng của các hệ thống FSO.

Đồng thời đề xuất các kiến trúc truyền dẫn lai ghép/hỗn hợp giữa FSO và các công

nghệ khác như truyền dẫn sợi quang và truyền dẫn vô tuyến băng sóng mi-li-mét.

Trên đây là một số kết luận về nội dung và những kết quả nghiên cứu của luận

án. Nghiên cứu sinh chân thành cảm ơn các Thầy hướng dẫn và các nhà khoa học đã

định hướng và góp ý để giúp nghiên cứu sinh hoàn thành luận án.

113

CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC ĐÃ CÔNG BỐ

BÀI BÁO KHOA HỌC

[J1] Hien T. T. Pham and N.T. Dang, “A Comprehensive Model for Performance

Analysis of APD-based FSO Systems using M-PPM Signaling in Atmospheric

Turbulence”, REV Journal on Electronics and Communications, vol. 2. no. 3-4, pp.

147–152, Jul.-Dec. 2012. (Tạp chí Điện tử và Truyền thông – Hội Vô tuyến Điện tử

Việt Nam)

[J2] Pham T. T. Hien, N.T. Dang, and Vu Tuan Lam, “BER Performance of Bit Detect-

and-Forward Multi-hop FSO Systems over Dispersive Turbulence Channel”, VAST

Journal of Science and Technology, vol. 51, no. 1A, pp. 40–50, Mar. 2013. (Tạp chí

Khoa học Công nghệ - Viện Hàn lâm Khoa học Công nghệ Việt Nam)

[J3] Hien T. T. Pham, N.T. Dang, and Anh T. Pham, “Effects of Atmospheric

Turbulence and Misalignment Fading on Performance of Serial Relaying M-ary

PPM FSO Systems with Partially Coherent Gaussian Coherent Beam”, IET

Communications, vol. 8, issue 10, pp. 1762–1768, July 2014. (Tạp chí quốc tế ISI,

SCI-indexed)

[J4] Pham T. T. Hien, N.T. Dang, and Vu Tuan Lam, “BER Performance of All-

Optical AF Dual-Hop FSO Systems over Gamma-Gamma Atmospheric Turbulence

Channels”, VAST Journal of Science and Technology, vol. 52, no. 6C, pp. 1–11, Dec.

2014. (Tạp chí Khoa học Công nghệ - Viện Hàn lâm Khoa học Công nghệ Việt Nam)

[J5] Hien T. T. Pham, Phuc V. Trinh, N.T. Dang, and Anh T. Pham, “Secured Relay-

Assisted Atmospheric Optical CDMA Systems over Turbulence Channels”, IET

Optoelectronics, Special Issuse on Optical Wireless Communications, vol. 9, issue 5,

pp. 241 – 248, Oct. 2015, (Tạp chí quốc tế ISI, SCI-indexed)

HỘI NGHỊ KHOA HỌC

[C1] Hien T. T. Pham, N.T. Dang, Lam T. Vu, and Hieu T. Bui, “A Survey of

Performance Improvement Methods for Free-Space Optical Communication Systems,”

In Proc. IEEE 2014 International Conferences on Advanced Technologies for

Communications (ATC 2014), Hanoi, Vietnam, Oct. 2014, pp. 772-777.

114

[C2] Hien T. T. Pham, Phuc V. Trinh, Ngoc T. Dang, and Anh T. Pham, “A

Comprehensive Performance Analysis of PPM-based FSO Systems with APD Receiver

in Atmospheric Turbulence,” Proc. of the IEEE 2012 International Conferences on

Advanced Technologies for Communications (ATC 2012), Hanoi, Vietnam, Oct. 2012,

pp. 357-361.

[C3] N.T. Dang, Hien T. T. Pham, and Anh T. Pham, “Average BER Analysis of

Multihop FSO Systems over Strong Turbulence and Misalignment Fading Channels,”

In Proc. the 2nd IEEE/CIC International Conference on Communications in China

(ICCC 2013), Xi'an, China, Sept. 2013, pp. 153-157.

[C4] Phuc V. Trinh, Anh T. Pham, Hien T. T. Pham, and N.T. Dang, “BER Analysis of

All-optical AF Dual-Hop FSO Systems over Gamma-Gamma Channels,” In Proc.

IEEE 4th International Conference on Photonics (ICP 2013), Melaka, Malaysia, Oct.

2013, pp. 175-177.

[C5] N.T. Dang, Long H. Nguyen, and Hien T. T. Pham, “Performance of Multi-hop M-

ary PPM FSO Systems with SIMO Links over Strong Atmospheric Turbulence

Channel and Pointing Errors,” In Proc. of the IEEE 3th World Congress on

Information and Communication Technologies (WICT2013), Hanoi, Vietnam, Dec.

2013, pp. 121-126.

[C6] Duy B. Chu, Hien T. T. Pham, NT. Dang, and Anh T. Pham, “Performance of

Relay-Assisted Free-space Optical CDMA Systems Over Log-normal Atmospheric

Turbulence Channels,” In Proc. IEEE/IET International Symposium on

Communication Systems, Networks, and Digital Signal Processing (CSNDSP 2014),

Manchester, UK 2014, pp. 330-335.

[C7] N.T. Dang, Hien T. T. Pham, and Anh T. Pham, “Reducing Atmospheric

Turbulence Effects in FSO/CDMA Systems by using Multi-wavelength PPM

Signaling,” In Proc IEEE 18th Asia Pacific Conference on Communications (APCC

2012), Jeju, Korea, October 2012, pp. 338-343.

[C8] Hien T. T. Pham, Duy B. Chu, and N.T. Dang, “'Performance Analysis of Spatial

PPM-based Free-space Optical Communication Systems with Gaussian Beam,” In

Proc. IEEE 2014 International Conferences on Advanced Technologies for

Communications (ATC 2014), Hanoi, Vietnam, Oct. 2014, pp. 144-148.

115

TÀI LIỆU THAM KHẢO

Tiếng Việt

[1] Chung P. Đ, Nghiên cứu các công nghệ vô tuyến thế hệ mới và khả năng ứng

dụng tại Việt Nam, Đề tài NCKH Bộ Thông tin – Truyền thông, Mã số 64-

11-KHKT-RD, 2011.

[2] Tuấn N. V., Dương N. N., Vương P. V. – Nâng cao chất lượng tuyến thông

tin quang không dây trong điều kiện khí hậu Việt Nam, Tạp chí Khoa học và

Công nghệ, Đại học Đà Nẵng, Số 5 (54), trang 78, 2012.

[3] Tuyến Đ. Q. và Phương N. H. – Phát hiện tín hiệu trong truyền thông hồng

ngoại không dây, Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ, Tập 11, Số 5,

trang 33, 2008.

Tiếng Anh

[4] Abou-Rjeily C. and Haddad S., “Cooperative FSO systems: Performance

analysis and optimal power allocation,” IEEE/OSA Journal of Lightwave

Technology, vol. 29, no. 4, pp. 1058–1065, Apr. 2011.

[5] Abou-Rjeily C. and Slim A., “Cooperative diversity for free-space optical

communications: transceiver design and performance analysis,” IEEE

Transactions on Communications, vol. 53, no. 3, pp. 658–663, Mar. 2011.

[6] Abou-Rjeily C., “On the optimality of the selection transmit diversity for

MIMO-FSO links with feedback,” IEEE Communications Letters, vol. 15, no.

6, pp. 641–643, June 2011.

[7] Acampora A. and Krishnamurthy S., “A broadband wireless access network

based on mesh-connected free-space optical links,” IEEE Personal

Communications, vol. 6, no. 10, pp. 62–65, Oct. 1999.

[8] Adamchik V. S. and Marichev O. I., “The algorithm for calculating integrals

of hypergeometric type functions and its realization in REDUCE system,”

Proc. Int. Conf. on Symbolic and Algebraic Computation, Tokyo, Japan,

1990, pp. 212–224.

[9] Agrawal G.P., “Fiber-optic communication systems” (Wiley, 2002).

116

[10] Aharonovich M. and Arnon S., “Performance improvement of optical

wireless communication through fog with a decision feedback equalizer,”

Journal of Optical Society of America (JOSA) A, vol. 22, no. 8, pp. 1646–

1654, Aug. 2005.

[11] Akella J., Yuksel M., Kalyanaraman S., “Error analysis of multi-hop free-

space optical communication” Proc. IEEE Int. Conf. Communications, 2005,

pp. 1777–1781.

[12] Al-Habash M. A., Andrews L. C., and Phillips R. L., “Mathematical model

for the irradiance probability density function of a laser beam propagating

through turbulent media,” Optical Engineering, vol. 40, no. 8, pp. 1554–

1562, Aug. 2001.

[13] Andrews L. C. and Phillips R. L., Laser Beam Propagation Through Random

Media, SPIE Press, 2nd edition, 2005.

[14] Andrews L. C., Phillips R. L., and Hopen C. Y., “Aperture averaging of

optical scintillations: power fluctuations and the temporal spectrum,” Waves

Random Media, vol. 10, no. 1, pp. 53–70, 2000.

[15] Andrews L. C., Phillips R. L., and Hopen C. Y., Laser Beam Scintillation

with Applications, SPIE Press, Bellingham, Washington, 2001.

[16] Andrews L.C., Phillips R.L., and Hopen C.Y., Laser beam scintillation with

application on Wireless Communications. Bellingham: SPIE, 2001.

[17] Anguita J. A., Neifeld M. A., and Vasic B. V., “Spatial correlation and

irradiance statistics in a multiple-beam terrestrial free-space optical

communication link,” Applied Optics, vol. 46, no. 26, pp. 6561–6571, Sept.

2007.

[18] Armstrong J., “OFDM for optical communications,” IEEE/OSA Journal of

Lightwave Technology, vol. 27, no. 3, pp. 189–204, Feb. 2009.

[19] Arnon S., “Effects of atmospheric turbulence and building sway on optical

wireless communication systems,” OSA Optics Letters, vol. 28, no. 2, pp.

129–131, Jan. 2003.

117

[20] Arnon S., “Optimization of urban optical wireless communication systems,”

IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 2, no. 4, pp. 626–629,

July 2003.

[21] AssimakopoulosV. D., Nistazakis H. E. and Tombras G. S., “Performance

estimation of free space optical links over negative exponential atmospheric

turbulence channels,” Optik, vol. 122, no. 12, pp. 2191– 2194, Dec. 2011.

[22] A. Lawrence Harte, Optical Communication Dictionary, Available online at

http://www.althosbooks.com/opcodi.html

[23] Avlonitis N., Yeatman E. M., Jones M., and Hadjifotiou A., “Multilevel

amplitude shift keying in dispersion uncompensated optical systems,” IEE

Proceedings on Optoelectronics, vol. 153, no. 3, pp. 101–108, June 2006.

[24] Bayaki E. , Michalopoulos D., and Schober R., “EDFA-based alloptical

relaying in free-space optical systems,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 60, no. 12, pp. 3797–3807, Dec. 2012.

[25] Bayaki E., Schober R., and Mallik R., “Performance analysis of MIMO free-

space optical systems in Gamma-Gamma fading,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 57, no. 11, pp. 3415–3424, Nov. 2009.

[26] Betti S., Marchis G. D., and Iannone E., “Polarisation modulated direct

detection optical transmission systems,” IEEE/OSA Journal of Lightwave

Technology, vol. 10, no. 12, pp. 1985–1997, Dec. 1992.

[27] Bhatnagar M., “Performance analysis of decode-and-forward relaying in

gamma-gamma fading channels,” IEEE Photonics Technology Letters, vol.

24, no. 7, pp. 545 –547, Apr. 2012.

[28] Bloom S., Korevaar E., Schuster J., and Willebrand H., “Understanding the

performance of free-space optics,” OSA Journal of Optical Networking, vol.

2, no. 6, pp. 178–200, June 2003.

[29] Brandt-Pearce M., Wilson S., Cao Q., and Baedke M., “Code design for

optical MIMO systems over fading channels,” Asilomar Conference on

Signals, Systems & Computers, vol. 1, pp. 871–875, Nov. 2004, Monterey,

CA.

118

[30] Bushuev D. and Arnon S., “Analysis of the performance of a wireless optical

multi-input to multi-output communication system,” Journal of Optical

Society of America (JOSA) A, vol. 23, no. 7, pp. 1722–1730, July 2006.

[31] Carruthers J. B. and Kahn J. M., “Multiple-subcarrier modulation for non-

directed wireless infrared communication,” IEEE Journal on Selected Areas

in Communications, vol. 14, no. 3, pp. 538–546, Mar. 1996.

[32] Castillo-V´azquez B. , Garc´ıa-Zambrana A., and Castillo-V´azquez C.,

“Closed-form BER expression for FSO links with transmit laser selection

over exponential atmospheric turbulence channels,” Electronics Letters, vol.

45, no. 23, pp. 1185–1187, Nov. 2009.

[33] Chatzidiamantis N. D., Michalopoulos D. S., Kriezis E. E., Karagiannidis G.

K., and Schober R., “Relay selection protocols for relay assisted free-space

optical systems,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and

Networking, vol. 5, no. 1, pp. 92–103, Jan. 2013.

[34] Chatzidiamantis N. D., Uysal M., Tsiftsis T. A., and Karagiannidis G. K.,

“Iterative near maximum-likelihood sequence detection for MIMO optical

wireless systems,” IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 28, no.

7, pp. 1064–1070, Apr. 2010.

[35] Chiani M., Dardari D., and Simon M. K., “New exponential bounds and

approximations for the computation of error probability in fading channels,”

IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 2, no. 4, pp. 840–845, July 2003.

[36] Clifford S.F., “The classical theory of wave propagation in a turbulent

medium”, in Laser Beam Propagation in the Atmosphere, J. W. Strobehn,

Ed.: Springer-Verlag, 1978.

[37] Cvijetic N., Wilson S. G., and Brandt-Pearce M., “Performance bounds for

free-space optical MIMO systems with APD receivers in atmospheric

turbulence,” IEEE on Selected Areas in Communications, vol. 26, no. 3, pp.

3–12, Apr. 2008.

[38] Datsikas C. K., Peppas K. P., Sagias N. C., and Tombras G. S., “Serial free-

space optical relaying communications over Gamma-Gamma atmospheric

119

turbulence channels,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and

Networking, vol. 2, no. 8, pp. 576–586, Aug. 2010.

[39] Divsalar D., Gagliardi R. M., and Yuen J. H., “PPM performance for Reed-

Solomon decoding over an optical-RF relay link,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 32, no. 3, pp. 302–305, Mar. 1984.

[40] Djordjevic I., Vasic B., and Neifeld M., “Power efficient LDPC-coded

modulation for free-space optical communication over the atmospheric

turbulence channel,” Proc. Conference on Optical Fiber Communication and

the National Fiber Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), pp. 1-3,

March 2007.

[41] Fan Y. and Green R. J., “Comparison of pulse position modulation and pulse

width modulation for application in optical communications,” Optical

Engineering, vol. 46, no. 6, June 2007.

[42] Farid A. A. and Hranilovic S., “Outage capacity optimization for free-space

optical links with pointing errors,” IEEE/OSA Journal of Lightwave

Technology, vol. 25, no. 7, pp. 1702–1710, July 2007.

[43] Faridzadeh M., Gholami A., Ghassemlooy Z., and Rajbhandari S., “Hybrid

pulse position modulation and binary phase shift keying subcarrier intensity

modulation for free space optics in a weak and saturated turbulence channel,”

OSA Journal of Optical Society of America (JOSA) A, vol. 29, no. 8, pp.

1680–1685, Aug. 2012.

[44] Feng M., Wang J.B., Sheng M., Cao L.L., Xie X.X., Chen M., “Outage

performance for parallel relay-assisted free-space optical communications in

strong turbulence with pointing errors”. Proc. Int. Conf. Wireless

Communications and Signal Processing (WCSP), 2011, pp. 1–5.

[45] Forestieri E., Optical communication theory and techniques. Springer, 2004.

[46] Gagliardi R. M. and Karp S., Optical Communications, John Wiley & Sons,

2nd edition, 1995.

[47] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez B., and Castillo-V´azquez C.,

“Asymptotic error-rate analysis of FSO links using transmit laser selection

120

over gamma-gamma atmospheric turbulence channels with pointing errors,”

OSA Optics Express, vol. 20, no. 3, pp. 2096–2109, Jan. 2012.

[48] García-Zambrana A., Boluda-Ruiz R., Castillo-Vázquez C., and Castillo-

Vázquez B., “Novel space-time trellis codes for free-space optical

communications using transmit laser selection,” OSA Opt. Express, vol. 23,

pp. 24195-24211, 2015.

[49] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez C., Castillo-V´azquez B. , and

Boluda-Ruiz R., “Bit detect and forward relaying for FSO links using equal

gain combining over gamma-gamma atmospheric turbulence channels with

pointing errors,” OSA Optics Express, vol. 20, no. 15, pp. 16394–16409, July

2012.

[50] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez C., Castillo-V´azquez B. , and

Hiniesta-G´omez A., “Selection transmit diversity for FSO links over strong

atmospheric turbulence channels,” IEEE Photonics Technology Letters, vol.

21, no. 14, pp. 1017–1019, July 2009.

[51] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez C., Castillo-V´azquez B., and

Boluda-Ruiz R., “Bit detect and forward relaying for FSO links using equal

gain combining over gamma-gamma atmospheric turbulence channels with

pointing errors,” OSA Optics Express, vol. 20, no. 15, pp. 16394–16409, July

2012.

[52] Ghassemlooy Z. and Popoola W. O., Terrestrial Free-Space Optical

Communications, Mobile and Wireless Communications Network Layer and

Circuit Level Design, Salma Ait Fares and Fumiyuki Adachi (Ed.), ISBN:

978-953-307-042-1, 2010.

[53] Ghassemlooy Z., Hayes A. R., Seed N. L., and Kaluarachchi E. D., “Digital

pulse interval modulation for optical communications,” IEEE

Communications Magazine, vol. 36, no. 12, pp. 95–99, Dec. 1998.

[54] Ghassemlooy Z., Popoola W. P., V. Ahmadi, and E. Leitgeb,

Communications Infrastructure, Systems and Applications in Europe, vol. 16,

chapter MIMO Free-Space Optical Communication Employing Subcarrier

121

Intensity Modulation in Atmospheric Turbulence Channels, pp. 1867–8211,

Springer, Part 2, 2009.

[55] Ghassemlooy Z., Popoola W., Rajbhandari S., Optical Wireless

Communications: System and Channel Modelling with MATLAB®, CRC

Press Taylor & Francis Group, 2013.

[56] Goodman J. W. (1985), Statistical Optics. New York: John Wiley.

[57] Grabner M. and Kvicera V., “The wavelength dependent model of extinction

in fog and haze for free space optical communication,” OSA Optics Express,

vol. 19, no. 4, pp. 3379–3386, Feb. 2011.

[58] Gradshteyn I.S. and Ryzhik I.M. - Table of Integrals, Series, and Products.

New York: Academic, 2007.

[59] Ha Duyen Trung and Anh T. Pham - Performance Analysis of MIMO/FSO

Systems using SC-QAM Over Atmospheric Turbulence Channels, IEICE

Transactions on Fundamentals of Electronics, Communication and

Computer Sciences, E97-A, pp. 49-56, 2014.

[60] Ha Duyen Trung, Do Trong Tuan and Anh T. Pham, "Pointing Error Effects

on Performance of Free-Space Optical Communication Systems using SC-

QAM Signals over Atmospheric Turbulence Channels," AEÜ - International

Journal of Electronics and Communications, Vol. 68, No. 9, pp. 869-876,

Sept. 2014.

[61] Hajjarian Z., Fadlullah J., and Kavehrad M., “MIMO free space optical

communications in turbid and turbulent atmosphere,” Journal of

Communications, vol. 4, no. 8, pp. 524–532, Sept. 2009.

[62] Hamkins J. and Moision B., “Selection of modulation and codes for deep

space optical communications,” Proceedings of SPIE, Free-Space Laser

Communication Technologies XVI, vol. 5338, pp. 123–130, Jan. 2004, San

Jose, CA.

[63] Hanzo et al.:, “Wireless Myths, Realities, and Futures: From 3G/4G to

Optical and Quantum Wireless”, Proceeding of IEEE, vol. 100, pp. 1853-

1888, May. 2012.

122

[64] Hemmati H., Deep Space Optical Communications, Wiley- Interscience,

2006.

[65] Hranilovic S., Wireless Optical Communication Systems, Springer- Verlag,

2005.

[66] Hutt D. L., “Modeling and measurements of atmospheric optical turbulence

over land,” Optical Engineering, vol. 38, no. 8, pp. 1288– 1295, Aug. 1999.

[67] Jakeman E. and Pusey P., “Significance of K distributions in scattering

experiments,” Physical Review Letters, vol. 40, pp. 546–550, Feb. 1978.

[68] Jazayerifar M. and Salehi J. A., “Atmospheric optical CDMA

communication systems via optical orthogonal godes,” IEEE/OSA J.

Lightwave Technol., vol. 54, no. 9, pp. 1614–1623, Sep. 2006.

[69] Jurado-Navas A., Garrido-Balsells J. M., Paris J. F., and Puerta- Notario A.,

“General analytical expressions for the bit error rate of atmospheric optical

communication systems,” Optics Letters, vol. 36, no. 20, pp. 4095–4097, Oct.

2011.

[70] Kahn J. M. and Barry J. R., “Wireless infrared communications,”

Proceedings of the IEEE, vol. 85, no. 2, pp. 265–298, Feb. 1997.

[71] Karagiannidis G., Tsiftsis T., and Sandalidis H., “Outage probability of

relayed free space optical communication systems,” Electronics Letters, vol.

42, no. 17, pp. 994–996, Aug. 2006.

[72] Karbassian M. M. and Ghafouri-Shiraz H., “Transceiver architecture for

incoherent optical CDMA network based on polarization modulation,”

IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 26, no. 12, pp. 3820–3828,

Dec. 2008.

[73] Karimi M. and Nasiri-Kenari M., “Free space optical communications via

optical amplify-and-forward relaying,” IEEE/OSA Journal of Lightwave

Technology, vol. 29, no. 2, pp. 242–248, Feb. 2011.

[74] Karimi M. and Nasiri-Kenari N., “BER analysis of cooperative systems in

free-space optical networks,” IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology,

vol. 27, no. 12, pp. 5639–5647, Dec. 2009.

123

[75] Karp S., Gagliardi R. M., Moran S. E., and Stotts L. B., Optical Channels:

fibers, clouds, water and the atmosphere. New York: Plenum Press, 1988.

[76] Kashani M. A., Safari M., and Uysal M., “Optimal relay placement and

diversity analysis of relay-assisted free-space optical communication

systems,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking,

vol. 5, no. 1, pp. 37–47, Jan. 2013.

[77] Kazemlou S., Hranilovic S., and Kumar S., “All-optical multihop free-space

optical communication systems,” IEEE/OSA Journal of Lightwave

Technology, vol. 29, no. 18, pp. 2663–2669, Sept. 2011.

[78] Kedar D. and Arnon S., “Optical wireless communication through fog in the

presence of pointing errors,” Applied Optics, vol. 42, no. 24, pp. 4946–4954,

Aug. 2003.

[79] Kedar D. and Arnon S., “Urban optical wireless communication networks:

the main challenges and possible solutions,” IEEE Commun. Mag., vol. 42,

no. 5, pp. S2-S7, 2004.

[80] Ketprom U., Jaruwatanadilok S., Kuga Y., Ishimaru A., and Ritcey J. A.,

“Channel modeling for optical wireless communication through dense fog,”

OSA Journal of Optical Networking, vol. 4, no. 6, pp. 291–299, June 2005.

[81] Khalighi M. A., Schwartz N., Aitamer N., and Bourennane S., “Fading

reduction by aperture averaging and spatial diversity in optical wireless

systems,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking,

vol. 1, no. 6, pp. 580–593, Nov. 2009.

[82] Kiasaleh K., “Performance of APD-based, PPM free-space optical

communication systems in atmospheric turbulence,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 53, no. 9, pp. 1455–1461, Sept. 2005.

[83] Kiasaleh K., “Turbo-coded optical PPM Communication Systems,”

IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 16, pp. 18-26, January

1998.

[84] Kim I. I., McArthur B., and Korevaar E., “Comparison of laser beam

propagation at 785 nm and 1550 nm in fog and haze for optical wireless

124

communications,” Proceedings of SPIE, Optical Wireless Communications

III, vol. 4214, pp. 26–37, Nov. 2001, Boston, MA.

[85] Kolmogorov A., “Turbulence” in Classic Papers on Statistical Theory, S. K.

Friedlander and L. Topper, Eds. New York: Wiley-Interscince, 1961.

[86] Lee E. J. and Chan V. W., “Part 1: optical communication over the clear

turbulent atmospheric channel using diversity,” IEEE Journal on Selected

Areas in Communications, vol. 22, no. 9, pp. 1896–1906, Nov. 2004.

[87] Lee I. E., Ghassemlooy Z., W. P. Ng, and Khalighi M. A., “Joint

optimization of a partially coherent Gaussian beam for free-space optical

communication over turbulent channels with pointing errors,” Optics Letters,

vol. 38, no. 3, pp. 350–352, Feb. 2013.

[88] Letzepis N., Holland I., and Cowley W., “The Gaussian free space optical

MIMO channel with Q-ary pulse position modulation,” IEEE Transactions

on Wireless Communications, vol. 7, no. 5, pp. 1744– 1753, May 2008.

[89] Li J., Liu J. Q., and Taylor D. P., “Optical communication using subcarrier

PSK intensity modulation through atmospheric turbulence channels,” IEEE

Transactions on Communications, vol. 55, no. 8, pp. 1598–1606, Aug. 2007.

[90] Liu C., Yao Y., Sun Y., and Zhao X., “Average capacity for heterodyne FSO

communication systems over Gamma-Gamma turbulence channels with

pointing errors,” Electronics Letters, vol. 46, no. 12, pp. 851–853, June 2010.

[91] Liu Q., Qiao C., Mitchell G., and Stanton S., “Optical wireless

communication networks for first- and last-mile broadband access [Invited],”

OSA J. Opt. Netw., vol. 4, pp. 807-828, 2005.

[92] Liu X., “Free-space optics optimization models for building sway and

atmospheric interference using variable wavelength,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 57, no. 2, pp. 492–498, Feb. 2009.

[93] Majumdar A. K. and Ricklin J. C., Free-Space Laser Communications:

Principles and Advances, Springer-Verlag, New York, Dec. 2010.

125

[94] Meenakshi M., Andonovic I., “Effect of physical layer impairments on SUM

and AND detection strategies for 2-D optical CDMA”, IEEE Photon.

Technol. Lett., vol. 17, no. 5, pp. 1112–1114, 2005.

[95] Miyazawa T. and Sasase I., “BER Performance analysis of spectral phase-

encoded optical atmospheric PPM-CDMA communication systems,” IEEE J.

Lightwave Technol., vol. 25, no. 10, pp. 2992–3000, Oct. 2007.

[96] Moision B. and Hamkins J., “Multipulse PPM on discrete memoryless

channels,” IPN Progress Report, vol. 42-160, Feb. 2005, Jet Propulsion

Laboratory.

[97] Muhammad S. S., Flecker B., Leitgeb E., and Gebhart M., “Characterization

of fog attenuation in terrestrial free space optical links,” Optical Engineering,

vol. 46, no. 6, pp. 066001–1 – 066001–10, June 2007.

[98] Muhammad S. S., Javornik T., Jelovcan I., Leitgeb E., and Ghassemlooy Z.,

“Comparison of hard-decision and soft-decision channel coded M-ary PPM

performance over free space optical links,” European Transactions on

Telecommunications (ETT), vol. 20, no. 8, pp. 746– 757, Dec. 2008.

[99] Navidpour S. M., Uysal M., and Kavehrad M., “BER performance of free-

space optical transmission with spatial diversity,” IEEE Transactions on

Wireless Communications, vol. 6, no. 8, pp. 2813–2819, Aug. 2007.

[100] Nistazakis H. E., Karagianni E. A., Tsigopoulos A. D., Fafalios M. E., and

Tombras G. S., “Average capacity of optical wireless communication

systems over atmospheric turbulence channels,” IEEE/OSA Journal of

Lightwave Technology, vol. 27, no. 8, pp. 974–979, Apr. 2009.

[101] Nistazakis H. E., Tsigopoulos A. D., Hanias M. P., Psychogios C. D.,

Marinos D., Aidinis C., and Tombras G. S., “Estimation of outage capacity

for free space optical links over I-K and K turbulent channels,” Radio

Engineering, vol. 20, no. 2, pp. 493–498, June 2011.

[102] O’Brien D. C., Quasem S., Zikic S., and Faulkner G. E., “Multiple input

multiple output systems for optical wireless: challenges and possibilities,”

126

Proceedings of SPIE, Free-Space Laser Communications VI, vol. 6304, Aug.

2006, San Diego, CA.

[103] Ohba K., Hirano T., Miyazawa T., and Sasase I., “A symbol decision scheme

to mitigate effects of scintillations and MAIs in optical atmospheric PPM-

CDMA systems,” Proc. IEEE GLOBECOM, St. Louis, MO, Nov./Dec. 2005,

pp. 1999–2003.

[104] Ohtsuki T., “Multiple-subcarrier modulation in optical wireless

communications,” IEEE Communications Magazine, vol. 41, no. 3, pp. 74–

79, Mar. 2003.

[105] Ohtsuki T., “Performance analysis of atmospheric optical PPM CDMA

systems,” IEEE J. Lightwave Technol., vol. 21, no. 2, pp. 406–411, Feb.

2003.

[106] Osche G. R., Optical Detection Theory for Laser Applications, New Jersey:

Wiley, 2002.

[107] Peppas K. P. and Datsikas C. K., “Average symbol error probability of

general-order rectangular quadrature amplitude modulation of optical

wireless communication systems over atmospheric turbulence channels,”

IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking, vol. 2, no. 2,

pp. 102–110, Feb. 2010.

[108] Peppas K. P., Stassinakis A. N, Nistazakis H. E., and Tombras G. S.,

“Capacity analysis of dual amplify-and-forward relayed free-space optical

communication systems over turbulence channels with pointing errors,”

IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking, vol. 5, no. 9,

pp. 1032–1042, Sept. 2013.

[109] Peppas K. P., Stassinakis A. N., Topalis G. K., Nistazakis H. E., and

Tombras G. S., “Average capacity of optical wireless communication

systems over I-K atmospheric turbulence channels,” IEEE/OSA Journal of

Optical Communications and Networking, vol. 4, no. 12, pp. 1026– 1032,

Dec. 2012.

127

[110] Pham A. T., Luu T. A., and Dang N. T., “Performance bound for Turbo-

coded 2-D FSO/CDMA systems over atmospheric turbulence channel,”

IEICE Trans. Fundamentals, vol. E93-A, no. 12, pp. 1745–1337, Dec. 2010.

[111] Polynkin P., Peleg A., Klein L., Rhoadarmer T., and Moloney J., “Optimized

multi-emitter beams for free-space optical communications through turbulent

atmosphere,” Optics Letters, vol. 32, no. 8, pp. 885– 887, Apr. 2007.

[112] Pratt W. K., Laser Communication Systems, 1st ed. New York: John Wiley

& Sons, Inc., 1969.

[113] Proakis J. G. and Salehi M., Digital Communications, McGraw-Hill, New

York, 5th edition, 2007.

[114] Razavi M. and Shapiro J. H., “Wireless optical communications via diversity

reception and optical pre-amplification,” IEEE Transactions on Wireless

Communications, vol. 4, no. 3, pp. 975–983, May 2005.

[115] Ricklin J. C. and Davidson F. M., “Atmospheric optical communication with

a Gaussian Schell beam,” Journal of Optical Society of America (JOSA) A,

vol. 20, no. 5, pp. 856–866, May 2003.

[116] Ricklin J. C. and Davidson F. M., “Atmospheric turbulence effects on a

partially coherent Gaussian beam: implications for free-space laser

communication,” Journal of Optical Society of America (JOSA) A, vol. 19,

no. 9, pp. 1794–1802, Sept. 2002.

[117] Rubén Boluda-Ruiz, Antonio García-Zambrana, Beatriz Castillo-Vázquez,

and Carmen Castillo-Vázquez, “On the capacity of MISO FSO systems over

gamma-gamma and misalignment fading channels,” Opt. Express, vol. 23, pp.

22371-22385, 2015.

[118] Riediger M. L. B., Schober R., and Lampe L., “Fast multiple-symbol

detection for free-space optical communications,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 57, no. 4, pp. 1119–1128, Apr. 2009.

[119] Robert M. Gagliardi and Sherman Karp, Optical Communications, New

York, John Wiley, 1995.

128

[120] Safari M. and Uysal M., “Relay-assisted free-space optical communication,”

IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 7, no. 12, pp. 5441–

5449, Dec. 2008.

[121] Safari M., Kashani M. A., Rad M. M. and Uysal M., “All-optical amplify-

and-forward relaying system for atmospheric channels,” IEEE

Communications Letters, vol. 16, no. 10, pp. 1684–1687, Oct. 2012.

[122] Saleh B. E. A. and Teich M. C., Fundamentals of Photonics. John Wiley &

Sons, 2007.

[123] Sandalidis H. G., Tsiftsis T. A., and Karagiannidis G. K., “Optical wireless

communications with heterodyne detection over turbulence channels with

pointing errors,” IEEE/OSA Journal Of Lightwave Technology, vol. 27, no.

20, pp. 4440–4445, Oct. 2009.

[124] Sandalidis H. G., Tsiftsis T. A., G. K. Karagiannidis, and Uysal M., “BER

performance of FSO links over strong atmospheric turbulence channels with

pointing errors,” IEEE Communications Letters, vol. 12, no. 1, pp. 44–46,

Jan. 2008.

[125] Shake, T.H.: ‘Security performance of optical CDMA against

eavesdropping’, IEEE J. Lightw. Technol., vol. 23, no. 2, pp. 655–670, 2005.

[126] Shalaby H. M. H., “Performance of uncoded overlapping PPM under

communication constraints,” IEEE International Conference on

Communications (ICC), pp. 512–516, May 1993, Geneva, Switzerland.

[127] Sheng M., Jiang P., Hu Q., Su Q., Xie X., “End-to-end average BER analysis

for multihop free-space optical communications with pointing errors”, J. Opt.,

2013, 15, (055408), pp. 1–7.

[128] Shieh W. and Djordjevic I., OFDM for Optical Communications, Academic

Press, 2009.

[129] Shiu D. and Kahn J. M., “Shaping and nonequiprobable signalling for

intensity-modulated signals,” IEEE Transactions on Information Theory, vol.

45, no. 11, pp. 2661–2668, Nov. 1999.

129

[130] Simon M. K. and Vilnrotter V. A., “Performance analysis and tradeoffs for

dual-pulse PPM on optical communication channels with direct detection,”

IEEE Transactions on Communications, vol. 52, no. 11, pp. 1969–1979, Nov.

2004.

[131] Sugiyama H. and Nosu K., “MPPM: A method for improving the

bandutilization efficency in optical PPM,” IEEE/OSA Journal of Lightwave

Technology, vol. 7, no. 3, pp. 465–471, Mar. 1989.

[132] Simon M. K. and Vilnrotter V. A., “Performance analysis and tradeoffs for

dual-pulse PPM on optical communication channels with direct detection,”

IEEE Transactions on Communications, vol. 52, no. 11, pp. 1969–1979, Nov.

2004.

[133] Tancevski L., Andonovic I., “Hybrid wavelength hopping/time spreading

schemes for use in massive optical networks with increased security”, IEEE J.

Lightw. Technol., vol. 14, no. 12, pp. 2636–2647, 1996.

[134] Tsiftsis T. A., Sandalidis H. G., Karagiannidis G. K., and Sagias N. C.,

“Multihop free-space optical communications over strong turbulence

channels,” International Conference on Communications (ICC), vol. 6, pp.

2755–2759, June 2006, Istanbul, Turkey.

[135] Tsiftsis T. A., Sandalidis H. G., Karagiannidis G. K., and Uysal M., “Optical

wireless links with spatial diversity over strong atmospheric turbulence

channels,” IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 8, no. 2, pp.

951–957, Feb. 2009.

[136] Uysal M., Li J., and Yu M., “Error rate performance analysis of coded Free-

Space Optical links over Gamma-Gamma atmospheric turbulence channels,”

IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 5, no. 6, pp. 1226–

1233, Jun. 2006.

[137] Vasic B., Djordjevic L., and Kostuk R., “Low-density parity check codes and

iterative decoding for long-haul optical communication systems,” IEEE/OSA

Journal of Lightwave Technology, vol. 21, pp. 438-446, February 2003.

130

[138] Vetelino F. S., Young C., Andrews L. C., and Recolons J., “Aperture

averaging effects on the probability density of irradiance fluctuations in

moderate-to-strong turbulence,” Applied Optics, vol. 46, no. 11, pp. 2099–

2108, Apr. 2007.

[139] Wang Z., Zhong W. D., Fu S., and Lin C., “Performance comparison of

different modulation formats over free-space optical (FSO) turbulence links

with space diversity reception technique,” IEEE Photonics Journal, vol. 1,

no. 6, pp. 277–285, Dec. 2009.

[140] Wei J. L., Ingham J. D., Cunningham D. G., Penty R. V., and White I. H.,

“Performance and power dissipation comparisons between 28 Gb/s NRZ,

PAM, CAP and optical OFDM systems for data communication

applications,” IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 30, no. 20,

pp. 3273–3280, Oct. 2012.

[141] Willebrand H. A. and Ghuman B. S., “Fiber optics without fiber,” IEEE

Spectrum, vol. 38, no. 8, pp. 40-45, 2001.

[142] Willebrand H. and Ghuman B.S., Free Space Optics: Enabling optical

connectivity in today’s network, Indianapolis, IN, SAMS publishing, 2002.

[143] Wilson S. G, Brandt-Pearce M., Cao Q., and Leveque J. H., “Free-space

optical MIMO transmission with Q-ary PPM,” IEEE Transactions on

Communications, vol. 53, no. 8, pp. 1402–1412, Aug. 2005.

[144] Wilson S. G., Brandt-Pearce M., Cao Q. L., and Baedke M., “Optical

repetition MIMO transmission with multipulse PPM,” IEEE Journal on

Selected Areas in Communications, vol. 23, no. 9, pp. 1901– 1910, Sept.

2005.

[145] Wolfram: The Wolfram functions site, 2002. [Online] Available at:

http://functions.wolfram.com/.

[146] Xu F., Khalighi M. A., and Bourennane S., “Coded PPM and multipulse

PPM and iterative detection for Free-Space optical links,” IEEE/OSA Journal

of Optical Communications and Networking, vol. 1, no. 5, pp. 404–415, Oct.

2009.

131

[147] Yang G. C. and Kwong W. C., Prime code with application to CDMA optical

and wireless networks, Artech House, 2002.

[148] Young C. Y., Andrews L. C., and Ishimaru A., “Time-of-arrival fluctuations

of a spacetime Gaussian pulse in optical turbulence: ananalytic solution,”

Appl. Opt, vol. 37, no. 33, pp. 7655–7660, Nov. 1998.

[149] Yuksel H., Milner S., and Davis C. C., “Aperture averaging for optimizing

receiver design and system performance on free-space optical

communication links,” Journal of Optical Networking, vol. 4, no. 8, pp. 462–

475, Aug. 2005.

[150] Zhao X., Yao Y., Sun Y., and Liu C., “Circle polarization shift keying with

direct detection for free-space optical communication,” IEEE/OSA Journal of

Optical Communications and Networking, vol. 1, no. 9, pp. 307–312, Sept.

2009.

[151] Zedini E. and Alouini M., “Multihop relaying over IM/DD FSO systems

with pointing errors,” IEEE/OSA J. Lightwave Technol. vol. 33, pp. 5007-

5015, 2015.

[152] Zhu X. and Kahn J. M., “Free-space optical communication through

atmospheric turbulence channels,” IEEE Transactions on Communications,

vol. 50, pp. 1293-1300, Aug. 2002.

[153] Zhu X. and Kahn J., “Performance bounds for coded free-space optical

communications through atmospheric turbulence channels,” IEEE

Transactions on Communications, vol. 51, pp. 1233–1239, August 2003.

132

PHỤ LỤC

Phụ lục A : Hàm Meijer G (Meijer’s G-function)

dsx

sasb

sasb

ibb

aaxG

p

nj

j

q

mj

j

n

j

j

m

j

j

q

pnm

qp

2

11

11

1

1,

,

1

1

2

1

,...,

,...,

(A.1)

trong đó 0 m q, 0 n p. (.) là hàm Gamma.

Phụ lục B: Tính tường minh tổng của các biến ngẫu nhiên phân bố log-chuẩn

Phụ lục này chỉ ra cách tính tường minh tổng của các biến ngẫu nhiên độc lập

có phân bố log-chuẩn thành một biến ngẫu nhiên mới cũng có phân bố log-chuẩn.

Cụ thể, ta có thể tính tường minh tổng ,exp1

U

k kx trong đó pdf của tất cả các biến

ngẫu nhiên xk là phân bố chuẩn có dạng 22 ,2/, xxkx thành một biến ngẫu

nhiên có phân bố log-chuẩn zZ exp với pdf của z là 2,, zzz . Ta có được

công thức dạng tường minh của trị trung bình và phương sai của biến ngẫu nhiên z

như sau [100]:

2

log2

zz U

và

1

2

22 11

k

kl

xzvUU

(B.1)

trong đó lkkl xxv ,cov là giá trị tương quan chéo giữa hai biến ngẫu nhiên xk và xl,

k l.

Phụ lục C: Hàm Gauss – Hermite cầu phương

Hàm Gauss-Hermite cầu phương là một dạng hàm Gauss cầu phương sử dụng

cho tính tường minh giá trị của tích phân. Nếu ta có tích phân Gauss dạng:

dxxfe x2

, (C.1)

Dạng tường minh của (C.1) có thể biểu diễn như sau [35]

n

i

ii

x xfwdxxfe1

2

, (C.2)

trong đó n là bậc gần đúng yêu cầu, xi, i = 1, 2, …, n là những điểm cực không của

đa thức Hn(x) và wi, i = 1, 2, …, n là các hệ số trọng số được xác định theo [35]:

133

21

2

1 !2

in

n

ixHn

nw

, (C.3)

Phụ lục D: Các biến đổi liên quan đến hàm Meijer G [145]

Công thức (07.34.16.0001.01) theo tài liệu [145]

qmm

pnnnm

qp

qmm

pnnnm

qp bbbb

aaaazGz

abbb

aaaazG

,...,,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

11

11,

,

11

11,

,

(D.1)

Công thức (07.34.21.0011.01) theo tài liệu [145]

qmuttm

pnvssnsntm

qupv

qmm

pnnnm

qp

vss

uttts

vu

bbccccbb

aaddddaa

w

zGw

dabbb

aaaazG

dddd

acccwG

,...,1,...,1,1,...,1,,...,

,...,,1,...,1,1,...,1,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

1111

1111,

,

11

11,

,0

11

11,

,

1

(D.2)

Công thức (07.34.21.0001.01) theo tài liệu [145]

1,...,1,1,...,1

1,...,1,1,...,1,1

,...,,,...,

,...,,,...,

11

111,

1,1

11

11,

,

qmm

pnnnm

qp

qmm

pnnnm

qp bbbb

aaaazGdz

bbbb

aaaazG (D.3)

Công thức (07.34.21.0013.01) theo tài liệu [145]

k

kb

k

b

k

kb

k

b

l

c

l

c

l

c

l

ck

ka

k

a

k

ka

k

a

l

d

l

d

l

d

l

d

k

kb

k

b

k

kb

k

bk

ka

k

a

k

ka

k

a

l

klk

dabbb

aaaaG

dddd

acccG

qqmmutt

ppnnvss

mm

n

vull

qpkk

ckbl

uv

qmm

pnnklnm

qp

vss

uttts

vu

1,...,,...,

1,...,,

1,...,

1,

1,...,

1

1,...,,...,

1,...,,

1,...,

1,

1,...,

1

,1

,...,,...,1

,...,

,1

,...,,...,1

,...,

2

,...,,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

,...,,,...,

1111

1111

11

111

11

1

11

11,

,0

11

11,

,

1

**

(D.4)