tiỂu luẬn tỔng quan
TRANSCRIPT
BỘ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG
HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
PHẠM THỊ THÚY HIỀN
NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU
NĂNG HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG
KHÔNG DÂY
LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT
Hà Nội - 2016
HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
PHẠM THỊ THÚY HIỀN
NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG
HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY
Chuyên ngành: Kỹ thuật Viễn thông
Mã số: 62.52.70.05
LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT
(DỰ THẢO)
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC
1. PGS.TS. Bùi Trung Hiếu
2. TS. Vũ Tuấn Lâm
Hà Nội - 10/2015
BỘ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG
HỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
PHẠM THỊ THÚY HIỀN
NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU
NĂNG HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG
KHÔNG DÂY
Chuyên ngành: Kỹ thuật Viễn thông
Mã số: 62.52.02.08
LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC
1. PGS.TS. Bùi Trung Hiếu
2. TS. Vũ Tuấn Lâm
Hà Nội - 2016
i
LỜI CAM ĐOAN
Nghiên cứu sinh xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của chính mình.
Các số liệu, kết quả trong luận án là trung thực và chưa từng được công bố trong bất
cứ công trình của bất kỳ tác giả nào khác. Tất cả các kế thừa của các tác giả khác đã
được trích dẫn.
Người cam đoan
Phạm Thị Thúy Hiền
ii
LỜI CẢM ƠN
Nghiên cứu sinh xin bày tỏ sự biết ơn sâu sắc tới các Thầy hướng dẫn,
PGS.TS. Bùi Trung Hiếu và TS. Vũ Tuấn Lâm, đã định hướng nghiên cứu và liên
tục hướng dẫn nghiên cứu sinh thực hiện các nhiệm vụ nghiên cứu trong suốt quá
trình thực hiện luận án này. Đặc biệt, sự hướng dẫn tận tình và những ý kiến quý
báu từ PGS.TS. Bùi Trung Hiếu đã giúp nghiên cứu sinh rất nhiều trong việc hoàn
thiện luận án.
Nghiên cứu sinh cũng xin bày tỏ sự biết ơn GS.TS. Phạm Tuấn Anh và các
nhà khoa học thành viên Phòng thí nghiệm truyền thông máy tính, Đại học Aizu
(Nhật Bản) đã hợp tác và hỗ trợ nghiên cứu sinh trong quá trình nghiên cứu cũng
như công bố các kết quả nghiên cứu.
Nghiên cứu sinh bày tỏ lòng biết ơn Lãnh đạo Học viện, các thầy cô của
Khoa Quốc tế và Đào tạo sau đại học, Khoa Viễn thông 1 tại Học viện Công nghệ
Bưu chính Viễn thông. Những hỗ trợ, động viên nghiên cứu của các cộng sự xin
được chân thành ghi nhận.
Tác giả chân thành bày tỏ lòng cảm ơn tới gia đình đã kiên trì chia sẻ và
động viên nghiên cứu sinh trong suốt quá trình thực hiện nội dung luận án.
Hà Nội, tháng 09 năm 2016.
iii
MỤC LỤC
LỜI CAM ĐOAN ................................................................................................................... i
LỜI CẢM ƠN ........................................................................................................................ ii
MỤC LỤC ............................................................................................................................ iii
THUẬT NGỮ VIẾT TẮT ................................................................................................... vii
DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU ............................................................................................... x
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ ............................................................................................ xiv
DANH MỤC CÁC BẢNG ................................................................................................ xvii
MỞ ĐẦU ............................................................................................................................... 1
CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ VẤN ĐỀ NGHIÊN CỨU ................................................. 6
1.1 HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY ................................... 6
1.1.1 Bộ phát .............................................................................................. 7
1.1.2 Kênh truyền dẫn khí quyển ............................................................... 8
1.1.3 Bộ thu .............................................................................................. 10
1.2 CÁC THAM SỐ ĐÁNH GIÁ HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ......................... 12
1.3 CÁC YẾU TỐ ẢNH HƯỞNG LÊN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ............... 13
1.4 CÁC CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU LIÊN QUAN ĐẾN ĐỀ TÀI LUẬN ÁN . 15
1.4.1 Các công trình nghiên cứu trong nước ........................................... 15
1.4.2 Các công trình nghiên cứu trên thế giới ......................................... 16
1.4.2.1 Các nghiên cứu về mô hình hóa kênh FSO........................... 16
1.4.2.2 Các nghiên cứu về đánh giá hiệu năng hệ thống FSO ......... 18
1.4.2.3 Các nghiên cứu về giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống
FSO ................................................................................................... 18
1.5 NHẬN XÉT VỀ CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU CỦA CÁC TÁC GIẢ KHÁC
VÀ HƯỚNG NGHIÊN CỨU CỦA LUẬN ÁN ........................................................ 26
1.5.1 Nhận xét về công trình nghiên cứu của các tác giả khác ................ 26
1.5.2 Hướng nghiên cứu của luận án ....................................................... 27
iv
1.6 KẾT LUẬN CHƯƠNG 1 ..................................................................................... 28
CHƯƠNG 2: MÔ HÌNH KÊNH TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY ................. 30
2.1 MỞ ĐẦU .............................................................................................................. 30
2.2 SUY HAO ĐƯỜNG TRUYỀN ........................................................................... 31
2.3 NHIỄU LOẠN KHÍ QUYỂN .............................................................................. 34
2.3.1 Mô hình nhiễu loạn Log-chuẩn ...................................................... 37
2.3.2 Mô hình nhiễu loạn Gamma-Gamma ............................................. 42
2.4 MÔ HÌNH PHA-ĐINH DO LỆCH HƯỚNG ...................................................... 46
2.5 MÔ HÌNH ẢNH HƯỞNG CỦA DÃN XUNG .................................................... 48
2.6 MÔ HÌNH KÊNH KẾT HỢP BỔ SUNG THAM SỐ ......................................... 50
2.7 KẾT LUẬN CHƯƠNG 2 ..................................................................................... 52
CHƯƠNG 3: CÁC GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-
ĐIỂM ................................................................................................................................... 53
3.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG CHUYỂN TIẾP ............................. 53
3.2 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP ĐIỆN ............... 55
3.2.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp điện ........................................ 57
3.2.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR ......................................................... 59
3.2.3 Tỉ lệ lỗi bit BER .............................................................................. 59
3.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp điện .......... 61
3.3 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP QUANG ........... 66
3.3.1 Hệ thống FSO hai chặng chuyển tiếp quang sử dụng OAF ........... 67
3.3.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR ......................................................... 68
3.3.3 Tỉ lệ lỗi bit BER .............................................................................. 69
3.3.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp quang ....... 71
3.4 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG GIẢI
PHÁP KẾT HỢP ........................................................................................................ 75
3.4.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO .... 77
3.4.2 Hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO .. 77
v
3.4.2.1 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp
EGC ................................................................................................... 77
3.4.2.2 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp
MRC .................................................................................................. 79
3.4.2.3 Tỷ lệ lỗi bit BER .................................................................... 80
3.4.3 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp M-PPM và
SIMO ....................................................................................................... 81
3.5 KẾT LUẬN CHƯƠNG 3 ..................................................................................... 84
CHƯƠNG 4: ĐỀ XUẤT MÔ HÌNH VÀ GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ
THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM.......................................................................................... 85
4.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM .................................................................... 85
4.2 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG MWPPM ..... 87
4.2.1 Kỹ thuật điều chế MWPPM ............................................................ 88
4.2.2 Mô hình hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM ........................ 89
4.2.3 Hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM ..................... 90
4.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng
MWPPM .................................................................................................. 93
4.3 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG CHUYỂN
TIẾP ............................................................................................................................ 97
4.3.1 Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp ................................... 98
4.3.2 Mã nguyên tố ................................................................................ 100
4.3.3 Hiệu năng BER hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp ..................... 101
4.3.3.1 Tỉ lệ lỗi bit BER .................................................................. 101
4.3.3.2 Xác suất lỗi chip cho chặng chuyển tiếp đầu tiên .............. 102
4.3.3.3 Xác suất lỗi chip của chặng thứ m (m = 2,3,…, Kr + 1) .... 105
4.3.3.4 Xác suất lỗi chip nguồn-đích .............................................. 105
4.3.3.5 Kết quả khảo sát hiệu năng BER ........................................ 106
4.4 KẾT LUẬN CHƯƠNG 4 ................................................................................... 110
KẾT LUẬN ........................................................................................................................ 111
vi
CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC ĐÃ CÔNG BỐ .......................................................... 113
TÀI LIỆU THAM KHẢO ................................................................................................. 115
PHỤ LỤC .......................................................................................................................... 132
vii
THUẬT NGỮ VIẾT TẮT
Từ viết tắt Tiếng Anh Tiếng Việt
A
AF Amplify-and-Forward Khuếch đại và chuyển tiếp
AND
APD Avalanche Photodiode Đi-ốt quang thác
ASE Amplified Spontaneous Emission Nhiễu phát xạ tự phát được khuếch đại
AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu Gauss trắng cộng
B
BDF Bit Detect-and-Forward Tách và chuyển tiếp mức bit
BER Bit Error Rate Tỉ lệ lỗi bit
BPPM Binary Pulse Position Modulation Điều chế vị trí xung nhị phân
C
CDF Chip Detect-and-Forward Tách và chuyển tiếp mức chip
CDMA Code-Division Multiple-Access Đa truy nhập phân chia theo mã
CEP Chip Error Probability Xác suất lỗi chip
CSI Channel State Information Thông tin trạng thái kênh
D
DC
DetF Detect-and-Forward Tách và chuyển tiếp
DF Decode-and-Forward Giải mã và chuyển tiếp
DPIM Digital Pulse Intensity Modulation Điều chế cường độ xung số
E
EDFA Erbium-Doped Fiber Amplifier Khuếch đại quang pha tạp Erbium
EGC Equal Gain Combining Kết hợp độ lợi cân bằng
F
viii
FEC Forward Error Correction Sửa lỗi theo hướng phát
FSO Free-Space Optics Truyền thông quang không dây
I
IM Intensity Modulation Điều chế cường độ
IR Infrared Hồng ngoại
ISI Inter Symbol Interference Nhiễu liên ký hiệu
L
LAN Local Area Network Mạng nội bộ
LD Laser Diode Đi-ốt Laser
LDPC Low-Density Parity-Check Mã kiểm tra chẵn lẻ mật độ thấp
LED Light Emitting Diode Đi-ốt phát quang
LOS Light Of Sight Tầm nhìn thẳng
M
MAI Multiple Access Interference Nhiễu đa truy nhập
MIMO Multiple-Input Multiple-Output Nhiều đầu vào nhiều đầu ra
MISO Multiple-Input Single-Output Nhiều đầu vào một đầu ra
MPPM Multi-pulse Pulse Position
Modulation Điều chế vị trí xung đa xung
MRC Maximal-Ratio Combining Kết hợp tỷ số cực đại
MW-PPM Multiwavelength Pulse Position
Modulation
Điều chế vị trí xung đa xung đa bước
sóng
MZI Mach–Zehnder Interferometer Giao thoa kế Mach–Zehnder
O
OFDM Orthogonal Frequency-Division
Multiplexing
Ghép kênh phân chia theo tần số trực
giao
OOK On-Off Keying Điều chế khóa đóng-mở
ix
OPPM Overlapped Pulse Position
Modulation Điều chế vị trí xung chồng lấn
P
PAM Pulse-Amplitude Modulation Điều chế biên độ xung
PAPR Peak-to-Average Power Ratio Tỉ số công suất đỉnh trên công suất
trung bình
PD Photodiode Diode tách quang
PPM Pulse-Position Modulation Điều chế vị trí xung
PWM Pulse-Width Modulation Điều chế độ rộng xung
Q
QAM Quadrature Amplitude Modulation Điều chế biên độ cầu phương
R
RC Repetition Code Mã hóa lặp
RF Radio Frequency Tần số vô tuyến
S
SIM Subcarrier Intensity Modulation Điều chế cường độ sóng mang con
SIMO Single-Input Multiple-Output Một đầu vào nhiều đầu ra
SISO Single-Input Single-Output Một đầu vào một đầu ra
SNR Signal-to-Noise Ratio Tỷ số tín hiệu trên nhiễu
V
VLC Visible Light Communication Truyền thông ánh sáng nhìn thấy
W
WH/TS Wavelength-Hopping/Time-
Spreading Nhảy bước sóng/Trải thời gian
x
DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU
a Bán kính thấu kính thu
A Diện tích mặt thu của bộ thu
A0 Tỷ lệ công suất thu được tại r = 0
At(t) Biên độ trường quang của xung Gauss ở phía phát
Ar(t) Biên độ trường quang nhận được ở phía thu
B Số ký hiệu khi sử dụng Ws-M-MWPPM
Be (f) Băng thông hiệu dụng của bộ thu
B0 Băng thông quang
Cn2 Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ
ds,r Khoảng cách giữa nút nguồn và nút chuyển tiếp
dr,d Khoảng cách từ nút chuyển tiếp đến nút đích
E Điện trường
e Điện tích điện tử
F Độ dài từ mã
Fa Hệ số nhiễu dư của APD
Hàm G Hàm Meijer G
GA Hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại quang
g Hệ số khuếch đại trung bình của APD
gt Trọng số bậc thứ t của đa thức Hermite
h Tham số trạng thái kênh
hl Hệ số kênh đặc trưng cho ảnh hưởng của tổn hao
hla Hệ số kênh phản ánh tổn hao đường truyền
hlb Hệ số kênh phản ánh tổn hao do dãn xung
hp Hệ số kênh phản ánh tổn hao hình học và lệch hướng
ha Hệ số kênh phản ánh nhiễu loạn khí quyển
hd Hệ số kênh phản ánh nhiễu loạn kênh truyền của người dùng mong muốn
hk Hệ số kênh phản ánh nhiễu loạn kênh truyền của người dùng gây nhiễu
thứ k
h~
Hằng số Plank
xi
I Cường độ trường
Kr Số nút chuyển tiếp
K Độ Kenvin
Kn(.) Hàm Bessel sửa đổi loại 2 bậc n
kB Hằng số Boltzmann
ks Số sóng
L Tổng khoảng cách truyền dẫn
L0 Kích thước cỡ lớn của nhiễu loạn
l0 Kích thước cỡ nhỏ của nhiễu loạn
M Số mức điều chế
mt Các điểm cực 0
N Số bộ tách sóng quang ở phía thu
n Chỉ số khúc xạ
nb Nhiễu nền
ns Dòng nhiễu
nsp Tham số phát xạ tự phát của bộ khuếch đại
PA Công suất nhiễu ASE
Pb Công suất ánh sáng nền
Pc Công suất trung bình trên mỗi chip
Pe Xác suất lỗi ký hiệu từ nút nguồn đến nút đích
Pi Xác suất lỗi ký hiệu ở mỗi chặng
Pn Công suất nhiễu gây ra do dòng phân cực của laser
Pp Công suất đỉnh của xung quang
Pt Công suất phát trung bình của xung quang
Pr-b Công suất thu trung bình của xung quang khi có dãn xung
Ps Công suất phát trung bình trên bit
ps, ph Số nguyên tố đặc trưng cho chuỗi mã WH-TS
Q(.) Hàm Q
Rb Tốc độ bit
RL Giá trị điện trở tải
xii
rm Bán kính các hạt (sương mù, hơi nước…)
r Độ lệch giữa tâm bộ thu và tâm vết búp sóng
rex Tỉ số phân biệt
S.I Chỉ số nhấp nháy
Te Nhiệt độ Kenvin
T0 Nửa độ rộng của xung đầu vào tại mức biên độ 1/e
Tw Khoảng thời gian ký hiệu
Tb Độ rộng một bit
Tc Khoảng thời gian chip
U Số lượng người sử dụng
V Dải tầm nhìn
Ws Số bước sóng
W Trọng số của mã
(.) Hàm Gamma
m() Hệ số hấp thụ do hơi nước
, Tham số hiệu dụng của môi trường truyền dẫn tán xạ
a() Hệ số hấp thụ do phần tử khí
m() Hệ số tán xạ do hơi nước
a() Hệ số tán xạ do phần tử khí
() Hệ số suy hao
Tỉ số giữa bán kính búp sóng quang tương đương tại bộ thu và độ lệch
chuẩn của sự lệch hướng tại máy thu
(u,v) Tổng số xung nhiễu tại khe thời gian u và bước sóng v
Bước sóng
Tham số quyết định mức độ ảnh hưởng của dãn xung và suy giảm công
suất đỉnh
Vectơ bán kính từ tâm búp sóng quang
0 Độ dài kết hợp
x2 Phương sai log-biên độ (tham số Rytov)
I2 Phương sai cường độ trường
N2 Phương sai chuẩn hóa
xiii
s2 Phương sai jitter tại phía thu
s Độ lệch chuẩn (lệch hướng thu - phát)
z Độ rộng búp sóng quang tại khoảng cách z
0 Độ rộng búp sóng quang tại z = 0
S Tham số kết hợp nguồn
Hệ số ion hóa
Đáp ứng của bộ tách quang
xiv
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ
Hình 1.1. Sơ đồ khối của hệ thống FSO. .................................................................... 6
Hình 1.2. Điều chế OOK nhị phân. ............................................................................. 7
Hình 1.3. Những thách thức của môi trường đối với hệ thống FSO [22]. ................ 13
Hình 2.1. Kênh khí quyển với các xoáy lốc hỗn loạn. .............................................. 35
Hình 2.2. Hàm mật độ xác suất log-chuẩn với 1IE cho một dải giá trị của
2
l [55]. ...................................................................................................................... 41
Hình 2.3. Hàm mật độ xác suất Gamma-Gamma cho ba chế độ nhiễu loạn khác
nhau: yếu, trung bình và mạnh [55]. ......................................................................... 44
Hình 2.4. S.I theo phương sai log-cường độ với 2
nC = 10-15
m-2/3
và = 850 nm [55].
................................................................................................................................... 45
Hình 2.5. Giá trị của và với các chế độ nhiễu loạn khác nhau: yếu, trung bình,
mạnh và bão hòa [55]. ............................................................................................... 45
Hình 2.6. Mô hình lệch hướng giữa búp sóng quang và bộ thu. ............................... 47
Hình 3.1. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp: (a) nối tiếp và (b) song song. .......... 54
Hình 3.2. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM [J3].
................................................................................................................................... 57
Hình 3.3. Mô hình kênh đa chặng tương đương và xác suất tách ký hiệu tại các
chặng [J3]. ................................................................................................................. 60
Hình 3.4. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế OOK, Ps
= 0 dBm, L = 5 km, Kr = 3, 2a = 20 cm, Cn2 = 10
-14 [J3]. ......................................... 63
Hình 3.5. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế BPPM
(OOK), Ps = 0 dBm, L = 5 km, Kr = 3, z = 20 cm, Cn2 = 510
-15 [J3].................. 64
Hình 3.6. BER theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, Ps = 0 dBm, L = 2 km, 2a = 20
cm, s = 30 cm, s = 4000 [J3]. ................................................................................ 64
Hình 3.7. Cự ly truyền dẫn (tại BER = 10-9
) theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ
với hệ thống sử dụng OOK, Ps = 0 dBm, 2a = 20 cm, s = 4000 [J3]. ..................... 65
xv
Hình 3.8. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp quang hai chặng sử dụng OAF [C4],
[J4]. ............................................................................................................................ 67
Hình 3.9. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4]. ..... 73
Hình 3.10. BER theo hệ số khuếch đại quang với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s và dsr =
drd [J4]. ....................................................................................................................... 73
Hình 3.11. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4]. ... 74
Hình 3.12. BER theo GA với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4]. .. 75
Hình 3.13. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO [C5]. .... 77
Hình 3.14. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn chặng với Rb = 1
Gbit/s và L = 5 km [C5]. ........................................................................................... 82
Hình 3.15. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn/đa chặng với Rb
= 1 Gbit/s và L = 5 km [C5]. ..................................................................................... 82
Hình 3.16. BER hệ thống FSO đa chặng theo công suất phát trên bit với Ps = 0 dBm,
Rb = 1 Gbit/s, L = 5 km và Kr = 1 [C5]. .................................................................... 83
Hình 4.1. Mô hình tổng quát hệ thống FSO/CDMA. ................................................ 86
Hình 4.2. Các kỹ thuật điều chế: 4-WSK, 4-PPM và 2-2-MWPPM. ....................... 88
Hình 4.3. Nguyên lý điều chế 4-4-MWPPM. ........................................................... 88
Hình 4.4. Hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM: (a) bộ điều chế 2-2-MWPPM
và (b) bộ giải điều chế 2-2-MWPPM [C7] ............................................................... 90
Hình 4.5. BER theo công suất phát/bit với L=1,5 km, 30g , U = 32 và Rb =1 Gb/s
[C7]............................................................................................................................ 95
Hình 4.6. BER theo cự ly tuyến L với Ps = 0 dBm, 30g , U = 32, và Rb = 1 Gb/s
[C7]............................................................................................................................ 95
Hình 4.7. BER theo tốc độ bit với Ps = 0 dBm, 30g , L = 1,5 km, và U = 32 [C7].
................................................................................................................................... 96
Hình 4.8. Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp [C6]. .................................... 99
Hình 4.9 Sơ đồ khối của a) máy phát; b) nút chuyển tiếp; c) máy thu trong hệ thống
FSO/CDMA chuyển tiếp [J5].................................................................................... 99
xvi
Hình 4.10. BER theo ngưỡng chuẩn hóa (D) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, L = 3
km, U = 4 và ps;ph = 7;7 [J5]. .......................................................................... 107
Hình 4.11. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5
Gb/s, L = 3 km và Kr = 2 [J5]. ................................................................................. 108
Hình 4.12. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5
Gb/s, và ps; ph = 7; 7[J5] .................................................................................. 108
Hình 4.13. BER theo cự ly truyền dẫn với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, và ps; ph =
7;7[J5]. ................................................................................................................. 109
Hình 4.14. BER theo tốc độ bit/người dùng với công suất bit trung bình -5 dBm, L =
4 km, U = 4 và ps; ph = 7;7[J5]. ....................................................................... 110
xvii
DANH MỤC CÁC BẢNG
Bảng 1.1. Một số loại nguồn quang dùng trong FSO [53]. ......................................... 8
Bảng 1.2. Các bộ tách quang trong FSO [53] ........................................................... 11
Bảng 2.1. Bán kính và quá trình tán xạ của các hạt điển hình tại = 850 nm [53] 32
Bảng 2.2. Điều kiện thời tiết và các giá trị tầm nhìn [53]. ........................................ 33
Bảng 3.1. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp điện. ....................... 62
Bảng 3.2. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp quang. ..................... 72
Bảng 3.3. Các hằng số và tham số hệ thống. ............................................................ 81
Bảng 4.1: Các hằng số và giá trị tham số hệ thống. .................................................. 94
Bảng 4.2. Các mã WH và TS với ps = ph = 5. ........................................................ 101
Bảng 4.3. Tham số hệ thống và hằng số. ................................................................ 106
1
MỞ ĐẦU
Truyền thông quang không dây là công nghệ sử dụng sóng mang quang để
truyền tải số liệu qua không gian. Các ưu điểm mà hệ thống truyền thông quang
không dây có được bao gồm tốc độ truyền bit cao, không bị ảnh hưởng của nhiễu
điện từ, không yêu cầu xin cấp phép tần số, triển khai nhanh và linh hoạt, chi phí
hiệu quả [141]. Trong những năm gần đây, cùng với các hướng nghiên cứu nhằm sử
dụng hiệu quả tài nguyên sóng vô tuyến, truyền thông quang không dây đang nổi
lên như là một công nghệ có thể phát triển cho các ứng dụng không dây băng rộng
trong nhà và ngoài trời cho truyền thông tương lai [63].
Các hệ thống truyền thông quang không dây trong nhà điển hình bao gồm hệ
thống truyền thông hồng ngoại (IR) và hệ thống truyền thông sử dụng bước sóng
ánh sáng nhìn thấy (VLC). Tín hiệu có thể truyền từ bộ phát đến bộ thu qua đường
nhìn thẳng (LOS) hoặc qua các đường gấp khúc tạo bởi sự phản xạ bề mặt. Do được
triển khai trong nhà và cự ly truyền dẫn ngắn nên các hệ thống này ít chịu ảnh
hưởng của môi trường không khí như suy hao phụ thuộc thời tiết, nhiễu loạn không
khí, sự lệch hướng giữa bộ phát và bộ thu.
Các hệ thống truyền thông quang không dây (FSO – Free Space Optical) ngoài
trời chỉ sử dụng các kết nối LOS trực tiếp từ bộ phát đến bộ thu. Do cự ly truyền
dẫn xa, chịu ảnh hưởng nhiều của môi trường truyền dẫn ngoài trời nên việc triển
khai hệ thống FSO vẫn còn hạn chế. Các tuyến FSO cự ly ngắn có thể sử dụng để
thay thế cho các tuyến truyền dẫn vi ba nhằm cung cấp mạng truy nhập băng rộng
cho các doanh nghiệp cũng như làm cầu nối giữa các mạng cục bộ (LANs) giữa các
tòa nhà, kết nối backhaul cho các mạng di động, sử dụng làm đường kết nối thay thế
tạm thời cho các tuyến cáp quang bị sự cố. Trong những năm gần đây, các nghiên
cứu về khả năng triển khai FSO trong môi trường truy nhập kết nối tới người sử
dụng, đặc biệt là những nơi xa/cách biệt với mật độ thuê bao thấp hoặc những nơi
gặp khó khăn trong việc lắp đặt cáp, đang thu hút rất nhiều sự quan tâm nghiên cứu
[91].
2
Để có thể đáp ứng yêu cầu truyền thông băng rộng, cự ly xa; hệ thống FSO
cần vượt qua các thách thức đến từ những ảnh hưởng của môi trường không gian tự
do như suy hao truyền dẫn lớn và phụ thuộc môi trường, thời tiết (sương mù, mưa,
tuyết); sự thăng giáng cường độ tín hiệu và phân cực tín hiệu do các ảnh hưởng của
nhiễu loạn không khí và sự lệch hướng. Ngoài ra còn có các ảnh hưởng của nhiễu
và tạp âm tại các bộ phát/thu [28], [75], [79], [112], [152]. Do ảnh hưởng của các
yếu tố nêu trên, hiệu năng của các hệ thống FSO còn bị hạn chế khi truyền dẫn số
liệu tốc độ cao, cự ly xa. Chính vì thế, nghiên cứu sinh đã quyết định lựa chọn
hướng “Nghiên cứu giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống truyền thông quang
không dây” cho luận án của mình.
Trong luận án của mình, nghiên cứu sinh hướng tới xây dựng các mô hình toán
học, chương trình tính toán để đánh giá hiệu năng hệ thống FSO với các tham số hệ
thống và điều kiện đường truyền khác nhau. Các mô hình toán học và chương trình
tính toán này sẽ là công cụ hỗ trợ cho những nghiên cứu tiếp theo, cho việc thiết kế,
đánh giá tính khả thi và điều kiện hoạt động tin cậy của hệ thống FSO. Đây chính là
ý nghĩa khoa học của luận án. Ý nghĩa thực tiễn mà nghiên cứu sinh hy vọng đạt
được thể hiện ở các giải pháp mà luận án đưa ra nhằm cải thiện hiệu năng, cụ thể là
tăng cự ly và dung lượng của các hệ thống FSO, từ đó góp phần thúc đẩy quá trình
triển khai ứng dụng công nghệ FSO trong mạng truy nhập.
Mục tiêu chính mà luận án hướng tới là nghiên cứu tìm kiếm các giải pháp cải
thiện hiệu năng hệ thống truyền thông quang không dây dưới ảnh hưởng của môi
trường truyền dẫn khí quyển (suy hao, nhiễu loạn…) và các loại nhiễu. Để đạt được
mục tiêu chính này, luận án phải xây dựng được mô hình giải tích để mô hình hóa
kênh truyền khí quyển và khảo sát hiệu năng hệ thống truyền thông quang không
dây sử dụng các kỹ thuật cải thiện hiệu năng đã đề xuất.
Đối tượng nghiên cứu của luận án là hệ thống truyền thông quang không dây và
hiệu năng của hệ thống này. Phạm vi nghiên cứu giới hạn với các hệ thống truyền
thông quang không dây ngoài trời. Đồng thời, các hệ thống được nghiên cứu trong
kịch bản truyền thông đơn hướng. Điều đó có nghĩa là hệ thống FSO hai hướng sẽ
3
bao gồm hai hệ thống FSO đơn hướng độc lập nhau. Tham số hiệu năng của hệ
thống được đánh giá, khảo sát trong luận án này là tỉ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) và
tỉ lệ lỗi bit (BER).
Để đạt được mục tiêu nghiên cứu nêu trên, các nhiệm vụ nghiên cứu trong quá
trình thực hiện luận án được xác định bao gồm: (1) nghiên cứu tổng quan về FSO,
(2) đề xuất các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO và (3) kiểm chứng
các giải pháp đã đề xuất. Cụ thể, trong phần tổng quan về hệ thống FSO, nghiên
cứu sinh tập trung khảo sát, phân tích và đánh giá các kết quả nghiên cứu của các
tác giả đi trước liên quan đến hiệu năng hệ thống FSO để rút ra những hạn chế và
phát hiện hướng nghiên cứu của mình. Tiếp theo, nghiên cứu sinh đề xuất ý tưởng
về các giải pháp cải thiện hiệu năng và từ đó nghiên cứu xây dựng các giải pháp
nâng cao hiệu năng dựa trên các ý tưởng khả thi. Cuối cùng, nghiên cứu sinh sẽ tiến
hành kiểm chứng các giải pháp đã nghiên cứu xây dựng dựa trên mô hình giải tích.
Tuy nhiên, các mô hình giải tích được các tác giả khác đề xuất và sử dụng chưa cho
phép đánh giá đầy đủ ảnh hưởng của một số tham số của hệ thống lên hiệu năng. Do
đó, nhiệm vụ kéo theo là xây dựng công cụ để kiểm chứng. Thực hiện nhiệm vụ này,
nghiên cứu sinh đã nghiên cứu đề xuất mô hình kênh truyền bổ sung tham số và các
mô hình giải tích dùng trong khảo sát đánh giá.
Trên cơ sở các nhiệm vụ nghiên cứu đã nêu ở trên, phương pháp nghiên cứu
được sử dụng trong luận án là nghiên cứu lý thuyết dựa trên mô hình giải tích với
các công cụ toán học kết hợp với mô phỏng. Cụ thể, phương pháp nghiên cứu lý
thuyết được sử dụng cho các nghiên cứu về nguyên lý hoạt động của các phần tử
trong hệ thống FSO như điều chế/giải điều chế, phát/thu quang, tách tín hiệu và mô
hình kênh FSO. Phương pháp nghiên cứu lý thuyết kết hợp với công vụ phần mềm
được sử dụng trong việc khảo sát, đánh giá hiệu năng các hệ thống FSO.
Với các mục tiêu và nhiệm vụ nghiên cứu đã nêu ở trên, các kết quả nghiên cứu
của luận án sẽ được bố cục thành bốn chương với các nội dung chính như sau:
Chương 1 với tiêu đề “Tổng quan về vấn đề nghiên cứu” trình bày về mô hình,
các phần tử và nguyên lý hoạt động của hệ thống truyền thông quang không dây
4
FSO. Các tham số hiệu năng và các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO
cũng được giới thiệu trong chương này. Nội dung chính của chương sẽ tập trung
khảo sát các nghiên cứu liên quan đến hiệu năng hệ thống FSO để từ đó tìm ra các
hạn chế của các nghiên cứu trước đây và đề xuất hướng nghiên cứu, phạm vi nghiên
cứu cũng như phương thức tiếp cận của luận án. Một phần nội dung trình bày trong
Chương 1 liên quan đến khảo sát các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO đã
được công bố tại hội nghị quốc tế về các công nghệ tiên tiến trong truyền thông
IEEE ATC 2014 [C1].
Chương 2 với tiêu đề “Mô hình kênh truyền thông quang không dây” trình
bày về khái niệm và mô hình giải tích của các tham số kênh truyền như tổn hao,
nhiễu loạn khí quyển và lệch hướng. Đóng góp mới của luận án trong chương này là
đề xuất bổ sung tham số mới vào mô hình kênh hiện tại nhằm đưa ra mô hình kênh
kết hợp phản ánh ảnh hưởng của sự dãn xung tín hiệu. Mô hình kênh kết hợp này có
tính thực tế cao hơn và có khả năng phản ánh một cách đầy đủ hơn các ảnh hưởng
của kênh truyền. Một phần nội dung của Chương 2 liên quan đến mô hình kênh kết
hợp đã được công bố trong 01 bài báo đăng trên tạp chí Điện tử - Truyền thông xuất
bản bởi Hội Vô tuyến Điện tử Việt Nam (REV-JEC 2012) [J1], 01 bài báo đăng trên
tạp chí Khoa học và Công nghệ - Viện hàn lâm Khoa học và Công nghệ Việt Nam
[J2] và báo cáo tại các hội nghị quốc tế về các công nghệ tiên tiến trong truyền
thông IEEE ATC 2012 [C2], IEEE/CIC ICCC 2013 [C3] và IEEE APCC 2012 [C7].
Chương 3 với tiêu đề “Các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-
điểm” trình bày phương pháp xây dựng các mô hình giải tích nhằm khảo sát hiệu
năng các hệ thống FSO điểm-điểm sử dụng chuyển tiếp, bao gồm hệ thống FSO
chuyển tiếp điện và hệ thống FSO chuyển tiếp quang. Đặc biệt, đóng góp của luận
án trong chương này là đề xuất sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển tiếp với phân tập
không gian và điều chế vị trí xung (PPM) nhằm cải thiện hiệu năng hệ thống FSO
điểm-điểm. Các đóng góp của luận án được trình bày trong chương này đã được
công bố trong 02 bài báo: 01 bài báo đăng trên tạp chí quốc tế ISI (IET
Communications, Vol. 8, Issue 10, pp. 1762-1768, July 2014) [J3] và 01 bài báo
5
đăng trên tạp chí Khoa học và Công nghệ - Viện hàn lâm Khoa học và Công nghệ
Việt Nam [J4]. Ngoài ra, các nội dung của chương này cũng đã được công bố tại 04
hội nghị khoa học quốc tế bao gồm: IEEE/CIC ICCC 2013; IEEE ICP 2013 [C4];
[C3] IEEE WICT 2013 [C5] và IEEE ATC 2013 [C8].
Chương 4 với tiêu đề “Đề xuất mô hình và giải pháp cải thiện hiệu năng hệ
thống FSO điểm-đa điểm” tập trung trình bày về mô hình hệ thống FSO điểm-đa
điểm sử dụng kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA) nhằm ứng dụng
trong mạng truy nhập để hỗ trợ nhiều người sử dụng. Hai giải pháp cải thiện hiệu
năng hệ thống FSO/CDMA được đề xuất trong chương này là kỹ thuật điều chế vị
trí xung đa bước sóng (MW-PPM) và kỹ thuật chuyển tiếp. Các đóng góp của luận
án trong chương này đã được công bố trong 01 bài báo đăng trên tạp chí quốc tế ISI
(IET Optoelectronics, Special Issuse on Optical Wireless Communications, 2015)
[J5] và 02 bài báo tại hội nghị khoa học quốc tế IEEE/IET CSNDSP 2014 [C6] và
IEEE APCC 2012 [C7].
Trong phần Kết luận, luận án tóm tắt các kết quả nghiên cứu chính của luận án
cùng với những bàn luận xung quanh đóng góp mới cả về ưu điểm và hạn chế từ đó
đưa ra những gợi mở cần tiếp tục nghiên cứu.
6
CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ VẤN ĐỀ NGHIÊN CỨU
Tóm tắt (1)
: Nội dung của chương trình bày về mô hình, các phần tử và nguyên lý
hoạt động của hệ thống truyền thông quang không dây. Các tham số hiệu năng và
các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO cũng được giới thiệu trong
chương này. Nội dung chính của chương sẽ tập trung khảo sát các nghiên cứu liên
quan đến hiệu năng hệ thống FSO để từ đó tìm ra các hạn chế của các nghiên cứu
trước đây và đề xuất hướng nghiên cứu, phạm vi nghiên cứu và phương thức tiếp
cận của luận án.
1.1 HỆ THỐNG TRUYỀN THÔNG QUANG KHÔNG DÂY
Giống như bất kỳ một hệ thống truyền thông nào, hệ thống FSO gồm ba
phần: bộ phát, kênh truyền và bộ thu. Sơ đồ khối của một tuyến FSO điển hình được
thể hiện trên Hình 1.1.
Hình 1.1. Sơ đồ khối của hệ thống FSO.
1 Một phần nội dung của Chương 1 đã được công bố trong báo cáo tại Hội nghị quốc tế IEEE ATC 2014 [C1].
Thấu kính phát
Nguồn quang (LED/LASER)
Bộ điều chế và điều
khiển
Số liệu
phát
Thấu kính thu
Bộ lọc quang
Bộ tách sóng quang
Xử lý sau tách sóng
Số liệu được khôi phục
Hấp thụ
Tán xạ
Nhiễu loạn
Nhiễu bức xạ nền
Bộ phát
Bộ thu
Kênh truyền FSO
7
1.1.1 Bộ phát
Bộ phát có nhiệm vụ chính là điều chế dữ liệu băng gốc thành tín hiệu quang
sau đó truyền qua không gian tới bộ thu. Phương thức điều chế được sử dụng rộng
rãi tại bộ phát là điều chế cường độ (IM), trong đó cường độ phát xạ của nguồn
quang được điều chế bởi số liệu cần truyền đi. Ngoài ra, có thể sử dụng phương
thức điều chế ngoài. Việc sử dụng một bộ điều chế ngoài nhằm đảm bảo tốc độ dữ
liệu đạt được cao hơn so với bộ điều chế trực tiếp. Các thuộc tính khác của trường
bức xạ quang như pha, tần số và trạng thái phân cực cũng có thể được sử dụng để
điều chế cùng với dữ liệu/thông tin thông qua việc sử dụng bộ điều chế ngoài. Tín
hiệu sau điều chế từ nguồn quang (LED hoặc LASER) được tập hợp bởi một thấu
kính và phát qua môi trường khí quyển tới phía thu. Một số loại nguồn quang sử
dụng phổ biến trong các hệ thống FSO được liệt kê trong Bảng 1.1.
Hiện nay, hầu hết các hệ thống FSO đều sử dụng phương pháp điều chế khóa
đóng mở (OOK) vì tính đơn giản của nó. Sự đơn giản của OOK được thể hiện ở sự
có hay không có sóng mang truyền đi, tương ứng với bit dữ liệu đầu vào là “1” hay
“0”. Một ví dụ về kỹ thuật điều chế này được thể hiện trong Hình 1.2. Trong đó, bit
0 được biểu diễn bằng sóng mang “off” (biên độ sóng mang giảm về gần bằng 0),
bit 1 được biểu diễn bằng sóng mang “on” (biên độ xác định khác không).
Hình 1.2. Điều chế OOK nhị phân.
Thời gian (ns)
8
Bảng 1.1. Một số loại nguồn quang dùng trong FSO [52].
Loại nguồn quang Bước sóng (nm) Đặc điểm
LD
Phát xạ mặt
khoang cộng
hưởng dọc
~850
Rẻ và có tính khả dụng
Không có hoạt động làm mát, mật độ
công suất thấp, tốc độ lên tới ~10
Gbit/s
Fabry-Perot ~1300/~1550
Thời gian sống lâu
Tiêu chuẩn an toàn cho mắt thấp hơn
Mật độ công suất cao hơn 50 lần (100
nW/cm2)
Tương thích với bộ khuếch đại EDFA
Tốc độ cao, lên tới 40 Gbit/s
Độ dốc hiệu quả 0,03-0,2 W/A
Thác lượng tử ~10000
Đắt tiền và tương đối mới
Rất nhanh và độ nhạy cao
Truyền dẫn trong sương mù tốt hơn
Thành phần chế tạo không có sẵn
Không thâm nhập qua thủy tinh
LED Hồng ngoại gần
Rẻ hơn
Mạch điều khiển đơn giản
Công suất và tốc độ dữ liệu thấp hơn
1.1.2 Kênh truyền dẫn khí quyển
Kênh truyền dẫn quang của hệ thống FSO khác so với kênh nhiễu Gauss
thông thường, vì trong truyền dẫn quang, tín hiệu đầu vào kênh x(t) thể hiện công
suất chứ không phải biên độ. Điều này dẫn đến hai đặc trưng của tín hiệu phát [52]:
i) Tín hiệu x(t) không âm;
ii) Giá trị trung bình của x(t) không vượt quá công suất tối đa quy định Pmax
9
max2
1lim Pdttx
T
T
T
T
(1.1)
Kênh truyền FSO chứa các phân tử khí, các hạt bụi, khói và có những hình
thái thời tiết khác nhau như mưa, sương mù,… Lượng mưa trong khí quyển phụ
thuộc vào vị trí địa lý của từng vùng và theo từng mùa. Mật độ của các hạt cao nhất
khi ở gần bề mặt trái đất và giảm khi tăng độ cao lên đến tầng điện ly. Do đó, bầu
khí quyển là một môi trường không đồng nhất, trường quang khi truyền qua bầu khí
quyển sẽ bị tán xạ hoặc bị hấp thụ dẫn đến suy giảm công suất.
Một điểm quan trọng khác của kênh truyền FSO là tính nhiễu loạn. Khi ánh
sáng từ mặt trời chiếu xuống trái đất, các tia bức xạ bị hấp thụ và làm nóng bề mặt
trái đất. Sự nóng bề mặt này tạo nên sự không đồng nhất trong không khí khi mà
các vùng nóng, lạnh gặp nhau gây ra sự thay đổi về chiết suất, mật độ theo không
gian và thời gian. Nhiễu loạn khí quyển phụ thuộc vào áp suất khí quyển/độ cao,
tốc độ gió và sự biến thiên của chỉ số khúc xạ do nhiệt độ không đồng nhất. Các ảnh
hưởng của nhiễu loạn khí quyển bao gồm:
- Lệch chùm tia: độ lệch của chùm tia (búp sóng quang) so với đường truyền
thẳng (LOS) gây ra mất tín hiệu tại máy thu.
- Hình ảnh ‘nhảy múa”: cường độ đỉnh của tín hiệu quang thu được di chuyển
trong mặt phẳng thu do sự thay đổi góc đến của các chùm tia.
- Trải rộng chùm tia: độ phân kỳ của chùm tia tăng do tán xạ dẫn đến giảm mật độ
công suất thu.
- Nhấp nháy: sự thay đổi mật độ công suất ở các vị trí khác nhau tại mặt phẳng
thu gây ra bởi giao thoa trong các chùm quang.
- Giảm sự kết hợp không gian: nhiễu loạn khí quyển cũng gây ra suy giảm sự kết
hợp pha dọc theo mặt phẳng pha của chùm tia. Điều này đặc biệt ảnh hưởng tới
máy thu coherent.
- Thay đổi phân cực: đây là kết quả từ những thay đổi trạng thái phân cực của
trường quang thu được sau khi truyền qua môi trường nhiễu loạn. Tuy nhiên, với
trường quang truyền theo phương ngang, sự thay đổi phân cực là không đáng kể.
10
Với những phân tích trên ta có thể thấy rằng kênh truyền khí quyển gây ra
những tác động như suy hao tín hiệu phát (tổn hao công suất), tác động đến tính ổn
định của tín hiệu thu (hiệu ứng nhiễu loạn). Rõ ràng, sự biến đổi của môi trường
truyền là một thách thức không nhỏ cho việc tính toán và mô phỏng kênh truyền.
1.1.3 Bộ thu
Tại phía thu, trường quang được tập trung lại và được tách, cùng với sự xuất
hiện của nhiễu, méo tín hiệu, và bức xạ nền. Tại phía thu, các tham số quan trọng là
kích thước thấu kính thu và công suất thu, những tham số này xác định lượng ánh
sáng được tập trung vào bộ tách quang. Trong các hệ thống quang, công suất tín
hiệu điện thu được tỉ lệ thuận với A2
trong khi đó phương sai của nhiễu lượng tử lại
tỉ lệ thuận với A, (A là diện tích mặt thu của bộ thu). Do đó, đối với hệ thống quang
giới hạn nhiễu lượng tử, SNR tỉ lệ thuận với A. Điều này cho thấy rằng với một mức
công suất phát, nếu sử dụng bộ thu có kích thước lớn thì SNR của bộ thu sẽ tăng.
Tuy nhiên, khi tăng A thì điện dung của bộ thu cũng tăng, làm giới hạn băng thông
của máy thu.
Bộ thu hỗ trợ việc khôi phục các dữ liệu đã được phát đi từ phía phát sau khi đã
chịu ảnh hưởng từ môi trường. Các phần tử chính trong bộ thu bao gồm:
- Phần tử thu tín hiệu quang có chức năng tập hợp và tập trung các phát xạ
quang tới bộ tách sóng quang. Khẩu độ của bộ thu lớn sẽ giúp tập hợp được
nhiều phát xạ quang vào bộ tách sóng quang.
- Bộ lọc thông dải quang được sử dụng với mục đích làm giảm lượng bức xạ nền.
- Bộ tách sóng quang PIN hoặc APD chuyển đổi trường quang đến thành tín hiệu
điện. Các bộ tách sóng quang thường được dùng trong các hệ thống truyền thông
quang hiện nay được tóm tắt trong Bảng 1.2.
- Mạch xử lý tín hiệu có chức năng khuếch đại, lọc và xử lý tín hiệu điện để đảm
bảo tính chính xác cao của số liệu được khôi phục.
11
Bảng 1.2. Các bộ tách quang trong FSO [52].
Loại
cấu
trúc
Vật liệu Bước sóng
(nm)
Đáp
ứng
(W/A)
Độ nhạy Độ
lợi
PIN
Silic 300 – 1100 0,5 -34 dBm tại tốc độ 155 Mb/s 1
Silic (với bộ
khuếch đại phối
hợp trở kháng)
300 – 1100 0,5 -26 dBm tại tốc độ 1,25 Gb/s 1
InGaAs 1000 – 1700 0,9 -46 dBm tại tốc độ 155 Mb/s 1
APD Silicon 400 – 1000 77 -52 dBm tại tốc độ 155 Mb/s 150
InGaAs 1000 – 1700 9 -33 dBm tại tốc độ 1,25 Gb/s 10
Quá trình tách tín hiệu phía thu cơ bản được chia ra làm hai loại:
- Tách sóng trực tiếp sử dụng cường độ hoặc công suất của bức xạ quang đến bộ
thu để tách tín hiệu. Do vậy, cường độ dòng điện tín hiệu ra của bộ tách quang
(PD) sẽ tỉ lệ với công suất quang đến. Cách xử lý tín hiệu này rất đơn giản và
phù hợp với hầu hết các hệ thống quang sử dụng điều chế cường độ.
- Tách sóng coherent hoạt động dựa trên hiện tượng trộn các sóng ánh sáng.
Trường tín hiệu quang tới được trộn với một trường tín hiệu quang khác được
tạo ở phía thu trên bề mặt của PD. Bộ thu coherent có thể được chia ra làm hai
loại là bộ thu homodyne và heterodyne. Ở bộ thu homodyne, tần số của bộ dao
dộng nội trùng chính xác với tần số của ánh sáng tới trong khi với bộ thu
heterodyne, hai tần số này khác nhau. Mặt khác, không giống với quá trình tách
coherent trong hệ thống RF, tín hiệu đầu ra của bộ dao động nội trong các bộ thu
quang coherent không cần thiết phải cùng pha với tín hiệu đến. Các ưu điểm của
bộ thu coherent là dễ dàng khuếch đại tại tần số trung tần và tỉ số tín hiệu trên
nhiễu (SNR) có thể tăng khi mà công suất của bộ dao động nội tăng lên.
Quá trình tách các trường quang bị tác động bởi nhiều loại nguồn nhiễu khác
nhau xuất hiện tại bộ thu. Ba loại nguồn nhiễu chủ yếu trong truyền thông FSO là
nhiễu do ánh sáng nền, nhiễu do bộ tách quang gây ra và nhiễu nhiệt trong mạch
điện tử. Mặc dù bức xạ nền có thể được hạn chế bằng cách sử dụng bộ lọc quang nó
12
vẫn gây ra nhiễu đáng kể trong quá trình tách tín hiệu. Nhiễu lượng tử của bộ tách
quang bắt nguồn từ sự ngẫu nhiên của quá trình chuyển đổi quang điện. Nhiễu nhiệt
có thể được mô hình hóa dưới dạng nhiễu Gauss trắng cộng (AWGN) có mật độ
phổ tỷ lệ thuận với nhiệt độ bộ thu.
1.2 CÁC THAM SỐ ĐÁNH GIÁ HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO
Hiệu năng của hệ thống truyền dẫn có thể biểu diễn và đánh giá thông qua nhiều
tham số khác nhau. Khi đánh giá hiệu năng hệ thống truyền dẫn dưới ảnh hưởng của
các tham số ở lớp vật lý như suy hao, pha-đinh, tạp âm, nhiễu, méo…, hiệu năng hệ
thống truyền dẫn thường được đánh giá thông qua các tham số là tỉ lệ lỗi bit (BER)
và dung lượng kênh (C), xác suất/dung lượng dưới ngưỡng (outage). Giá trị của tất
cả các tham số hiệu năng vừa nêu đều phụ thuộc vào một tham số rất quan trọng là
tỉ số tín hiệu trên nhiễu, được ký hiệu là SNR.
- Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR là tỉ số giữa công suất tín hiệu mong muốn thu
được và công suất tín hiệu gây nhiễu. Rõ ràng, một hệ thống có SNR lớn sẽ có
hiệu năng tốt, có nghĩa là hệ thống sẽ có BER nhỏ, dung lượng lớn. SNR phụ
thuộc vào công suất tín hiệu thu được tại bộ thu, do đó, sẽ được quyết định bởi
cự ly truyền dẫn của hệ thống, băng thông truyền dẫn và các tham số đường
truyền FSO như suy hao, nhiễu loạn và lệch hướng.
- Tỉ lệ lỗi bit BER được xác định tại bộ thu, là tỉ số giữa số bit thu bị lỗi trên tổng
số bit được phát đi trong một khoảng thời gian xác định. Việc xác định BER
của các hệ thống truyền thông số thực tế (hay thực nghiệm) thường được thực
hiện nhờ máy đo BER. Trong nghiên cứu, BER thường được xác định theo hai
cách (1) dựa trên tính toán lý thuyết thông qua các mô hình toán học và (2) dựa
trên mô phỏng.
- Dung lượng kênh C là giới hạn trên của lượng thông tin mà hệ thống có thể
truyền tải qua kênh truyền thông. Tương tự như BER, dung lượng hệ thống
cũng là hàm số của SNR, phụ thuộc vào công suất tín hiệu, công suất nhiễu,
kiểu điều chế và tách sóng.
13
- Xác suất dưới ngưỡng được định nghĩa là xác suất mà hệ thống không thể đáp
ứng được một yêu cầu xác định ví dụ như tốc độ bit hoặc dung lượng. Vì các
tham số tốc độ bit và dung lượng đều phụ thuộc vào SNR, xác suất dưới
ngưỡng có thể coi như xác suất mà SNR của hệ thống nhỏ hơn một giá trị
ngưỡng xác định.
1.3 CÁC YẾU TỐ ẢNH HƯỞNG LÊN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO
Giới hạn về hiệu năng của hệ thống FSO chủ yếu do môi trường truyền dẫn
gây ra. Ngoài việc tuyết và mưa có thể làm cản trở đường truyền quang, hệ thống
FSO còn chịu ảnh hưởng mạnh bởi sương mù và sự nhiễu loạn không khí. Những
thách thức chính trong việc thiết kế và triển khai các hệ thống FSO đến từ môi
trường truyền dẫn được tổng kết trong Hình 1.3.
Hình 1.3. Những thách thức của môi trường đối với hệ thống FSO [22].
a) Sương mù
Sương mù là thách thức chính đối với truyền thông quang không dây. Sương
mù do hơi nước được tập hợp từ những giọt nước nhỏ có đường kính vài trăm micro
mét nhưng có thể làm thay đổi đặc tính truyền lan của ánh sáng hoặc ngăn cản hoàn
toàn sự truyền lan của ánh sáng thông qua sự kết hợp của các hiện tượng hấp thụ,
tán xạ và phản xạ. Điều này có thể dẫn đến sự suy giảm mật độ công suất của búp
sóng phát, giảm cự ly hoạt động của tuyến FSO.
b) Sự nhấp nháy
14
Sự nhấp nháy là sự biến đổi của cường độ ánh sáng tại điểm thu gây ra bởi sự
nhiễu loạn không khí. Gió và sự thay đổi nhiệt độ tạo ra những túi khí có mật độ
thay đổi nhanh dẫn tới sự thay đổi nhanh chỉ số khúc xạ, đó chính là nguyên nhân
gây ra sự nhiễu loạn. Các túi khí này đóng vai trò như những thấu kính có đặc tính
thay đổi theo thời gian và làm tỷ lệ lỗi bit của các hệ thống FSO tăng mạnh, đặc biệt
là khi có ánh sáng mặt trời.
c) Sự lệch hướng
Yêu cầu giữ thẳng hướng giữa bộ phát và bộ thu là rất quan trọng nhằm đảm
bảo sự thành công của việc truyền tín hiệu. Đây thực sự là vấn đề phức tạp khi sử
dụng búp sóng hẹp phân tán góc và truyền dẫn trong tầm nhìn thẳng. Có một số
nguyên nhân cơ bản gây ra sự lệch hướng phát-thu trong các hệ thống FSO như sau:
- Sự trôi búp sóng quang có thể gây ra sự lệch hướng. Sự trôi búp xảy ra khi luồng
gió hỗn loạn (gió xoáy) lớn hơn đường kính của búp sóng quang gây ra sự dịch
chuyển chậm nhưng đáng kể của búp sóng quang. Sự trôi búp cũng có thể là kết
quả của các hoạt động địa chấn gây ra sự dịch chuyển tương đối giữa vị trí của
bộ phát và bộ thu quang.
- Sự dãn nhiệt của các phần khung đỡ thấu kính phát và thu hoặc những trận động
đất yếu có thể gây ra sự lệch hướng. Trong khi sự dãn nhiệt có đặc tính chu kỳ
theo ngày hoặc mùa thì động đất lại không thể dự đoán được.
- Một nguyên nhân gây ra sự lệch hướng nữa là gió, đặc biệt khi các thiết bị thu
phát được đặt trên các tòa nhà cao. Sự dao động của tòa nhà là một quá trình
ngẫu nhiên làm ảnh hưởng đến hiệu năng của hệ thống và gây ra lỗi.
d) Nhiễu trong hệ thống FSO
Khả năng tách sóng một tín hiệu tới của một bộ tách sóng quang bị hạn chế
bởi các sự thăng giáng của tín hiệu và nhiễu. Nếu công suất tín hiệu nhỏ hơn công
suất nhiễu, các tín hiệu sẽ không thể được phân biệt một cách rõ ràng. Hai loại
nguồn nhiễu quan trọng nhất trong bộ thu quang là nhiễu lượng tử do tính chất ngẫu
nhiên của quá trình chuyển đổi photon thành điện tử và nhiễu nhiệt. Một loại nhiễu
15
khác liên quan tới sự tách sóng của quá trình bức xạ quang là nhiễu dòng tối và
nhiễu nền, có thể gây ra những tác động có hại trong các hệ thống FSO.
1.4 CÁC CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU LIÊN QUAN ĐẾN ĐỀ TÀI LUẬN ÁN
1.4.1 Các công trình nghiên cứu trong nước
Ở Việt Nam theo như tìm hiểu của nghiên cứu sinh, số lượng các kết quả
nghiên cứu về các vấn đề liên quan đến hệ thống FSO còn rất hạn chế. Dưới đây là
những nghiên cứu điển hình đã có kết quả công bố:
Nghiên cứu về bộ thu trong truyền thông hồng ngoại không dây dựa trên mạng
nơron được thực hiện bởi nhóm tác giả thuộc Đại học công nghiệp và Đại học Khoa
học tự nhiên TP Hồ Chí Minh [3]. Mặc dù cùng là truyền thông quang không dây
nhưng truyền thông hồng ngoại thường sử dụng trong cự ly ngắn và trong môi
trường trong nhà nên đặc tính môi trường truyền dẫn khác nhiều so với các hệ thống
FSO ngoài trời, đối tượng nghiên cứu của luận án này.
Nghiên cứu tổng quan về công nghệ FSO, tình hình triển khai công nghệ FSO
trên thế giới và khả năng ứng dụng công nghệ FSO tại Việt Nam được thực hiện bởi
nhóm tác giả tại Viện khoa học kỹ thuật bưu điện – Học viện công nghệ Bưu chính
Viễn thông [1]. Nghiên cứu này chỉ dừng ở mức tìm hiểu nguyên lý và thông tin về
công nghệ FSO.
Nghiên cứu nâng cao chất lượng tuyến thông tin quang không dây trong điều
kiện khí hậu Việt Nam được thực hiện bởi nhóm tác giả thuộc Đại học Bách Khoa –
Đại học Đà Nẵng [2]. Các tác giả thực hiện tính toán dựa trên các mô hình toán học
đã được công bố và sử dụng chương trình mô phỏng để khảo sát tỉ lệ lỗi bit (BER)
của hệ thống FSO dưới ảnh hưởng của suy hao tín hiệu tương ứng với điều kiện khí
hậu, cụ thể là lượng mưa, ở Việt Nam. Thông qua kết quả khảo sát, các tác giả đưa
ra giá trị công suất và bước sóng phù hợp cho hệ thống FSO để đạt được BER thấp.
Tuy nhiên, trong nghiên cứu này, các tác giả chưa tính đến ảnh hưởng của nhiễu
loạn không khí, sự lệch hướng, các yếu tố ảnh hưởng chính lên hiệu năng của hệ
thống FSO.
16
Nghiên cứu hiệu năng hệ thống FSO sử dụng kỹ thuật điều chế QAM sử dụng
sóng mang con thực hiện bởi nhóm tác giả thuộc Đại học Bách Khoa Hà Nội
[59],[60]. Hiệu năng hệ thống FSO sử dụng QAM đã được các tác giả khảo sát với
các điều kiện nhiễu loạn khác nhau và ảnh hưởng của lệch hướng. Nhóm tác giả
cũng đã nghiên cứu khả năng sử dụng kết hợp giữa điều chế QAM và truyền dẫn
MIMO trong hệ thống FSO.
1.4.2 Các công trình nghiên cứu trên thế giới
Trên thế giới, kể từ những năm 60 của thế kỉ trước, khi những hệ thống FSO
đầu tiên xuất hiện, chúng đã liên tục được nghiên cứu và sử dụng trong lĩnh vực
quân sự để truyền các thông tin bí mật. FSO cũng được nghiên cứu rất nhiều bởi các
nhà khoa học của NASA (Hoa Kỳ) để truyền thông tin trong vũ trụ giữa các vệ tinh.
Tuy nhiên, việc triển khai các hệ thống FSO thương mại trên mặt đất vẫn còn hết
sức hạn chế do những rào cản về mặt công nghệ. Với sự phát triển nhanh chóng của
các công nghệ linh kiện quang-điện tử cùng với nhu cầu kết nối băng thông rộng
của người dùng ngày càng tăng, việc ứng dụng FSO trong mạng truy nhập đang thu
hút được nhiều quan tâm nghiên cứu. Các hướng nghiên cứu chính hiện nay về các
hệ thống FSO bao gồm: (1) mô hình hóa kênh FSO, (2) phân tích và đánh giá hiệu
năng các hệ thống FSO và (3) đề xuất các giải pháp cải thiện hiệu năng của hệ
thống FSO.
1.4.2.1 Các nghiên cứu về mô hình hóa kênh FSO
Công suất tín hiệu quang chịu ảnh hưởng bởi nhiều yếu tố trong quá trình lan
truyền từ phía phát đến phía thu. Các yếu tố ảnh hưởng này bao gồm tổn hao hình
học, tổn hao lệch hướng, tổn hao khí quyển và pha-đinh do nhiễu loạn không khí.
Tổn hao hình học do sự phân kỳ của búp sóng quang khi lan truyền qua khí
quyển. Tổn hao được tính toán dựa vào góc phân kỳ, cự ly đường truyền và kích
thước thấu kính thu. Với giả thiết truyền dẫn FSO là sóng ngang, mô hình xấp xỉ
phân bố cường độ ánh sáng thường được sử dụng là mô hình phân bố Gauss [93].
Khi búp sóng Gauss có góc phân kỳ tương đối lớn, mô hình xấp xỉ hóa sóng phẳng
17
hoặc sóng cầu thường được sử dụng [149]. Tổn hao lệch hướng là một dạng tổn
hao hình học bắt nguồn từ sự lệch hướng giữa bộ phát và bộ thu. Sự lệch hướng xảy
ra trong thực tế do sự trôi búp [13], sự rung lắc của tòa nhà nơi đặt bộ thu/phát [19].
Do búp sóng quang hẹp và độ mở của bộ thu nhỏ, tổn hao lệch hướng ảnh hưởng
mạnh lên hiệu năng hệ thống FSO và gây gián đoạn thông tin [28], [78]. Phân bố
Rayleigh được sử dụng cho mô hình thống kê ngẫu nhiên của góc lệch hướng [19],
[20], [92] và mô hình búp sóng Gauss kết hợp không gian một phần đã được đề xuất
để giảm ảnh hưởng của tổn hao lệch hướng [87], [115], [116].
Tổn hao khí quyển bắt nguồn từ hai nguyên nhân chính là hấp thụ và tán xạ.
Trong vùng hồng ngoại gần hấp thụ xảy ra chủ yếu do các hạt nước [79]. Các hạt
nước gây tán xạ ánh sáng, làm lệch hướng ánh sáng. Trong trường hợp mưa hoặc
tuyết, kích thước các hạt lớn hơn nhiều độ dài bước sóng và việc truyền dẫn FSO
gần như không bị ảnh hưởng [97]. Trong khu vực đô thị với cự ly truyền dưới 1 km,
giá trị suy hao điển hình do mưa cỡ khoảng 3 dB/km. Khi đường kính các hạt ở cỡ
bước sóng, hệ số tán xạ rất cao. Chính vì thế tổn hao khí quyển rất lớn trong điều
kiện sương mù. Mô hình kênh FSO qua sương mù được nghiên cứu trong [78], [80],
[97].
Pha-đinh do nhiễu loạn khí quyển có nguyên nhân từ sự không đồng nhất về
nhiệt độ và áp suất khí quyển. Mô hình đầy đủ về nhiễu loạn khí quyển cho tuyến
FSO được trình bày trong [13]. Nhiễu loạn khí quyển được đặc trưng chủ yếu bởi ba
tham số là phạm vi bên trong của nhiễu loạn (l0), phạm vi bên ngoài của nhiễu loạn
(L0) và tham số cấu trúc của chỉ số khúc xạ (Cn2) còn được gọi là cường độ nhiễu
loạn [15]. Giá trị điển hình của Cn2 thay đổi trong khoảng từ 10
-17 đến 10
-13 m
-2/3 cho
cường độ nhiễu loạn từ yếu đến mạnh [66]. Để lượng hóa sự thăng giáng ngẫu
nhiên của tín hiệu do nhiễu loạn trong điều kiện nhiễu loạn yếu và cự ly ngắn, mô
hình log chuẩn thường được sử dụng [13]. Tuy nhiên, dữ liệu thực nghiệm cho
tuyến truyền dẫn cự ly dài chỉ ra rằng, mô hình log chuẩn không phù hợp cho dải
nhiễu loạn từ trung bình đến mạnh [15]. Phân bố hàm mũ âm được sử dụng cho
cường độ tín hiệu trong dải bão hòa [12] và mạnh [118]. Phân bố K, được sử dụng
18
cho dải nhiễu loạn mạnh [67] và trong dải nhiễu loạn từ trung bình đến mạnh, phân
bố được sử dụng phổ biến nhất là phân bố Gamma-Gamma [12],[13].
1.4.2.2 Các nghiên cứu về đánh giá hiệu năng hệ thống FSO
Trong khoảng hơn mười năm trở lại đây, nhiều nghiên cứu liên quan đến
việc khảo sát, đánh giá hiệu năng các hệ thống FSO đã được thực hiện. Những
nghiên cứu xuất hiện trong thời gian đầu thường bỏ qua ảnh hưởng của nhiễu loạn,
chỉ xét đến ảnh hưởng của tổn hao đường truyền trong các điều kiện thời tiết khác
nhau đặc biệt là trong điều kiện mưa và sương mù [10], [57], [84], [97]. Trong thực
tế, hiệu năng hệ thống FSO chịu ảnh hưởng mạnh của nhiễu loạn và đã có khá nhiều
nghiên cứu liên quan đến vấn đề này [21], [25], [37], [69], [82], [86], [100], [101],
[109], [136], [152]. Hiệu năng của hệ thống FSO đã được phân tích, đánh giá với
nhiều mô hình kênh nhiễu loạn khác nhau như mô hình log chuẩn [37], [69], [86],
[82], [152], mô hình hàm mũ âm [21], mô hình I-K [21], [101], [109] và mô hình
Gamma-Gamma [25], [100], [136]. Bên cạnh ảnh hưởng của nhiễu loạn, ảnh hưởng
của lệch hướng lên hiệu năng hệ thống FSO cũng được phân tích, đánh giá trong
một số nghiên cứu [42], [47], [51], [78], [90], [123], [124], [132]. Ảnh hưởng của
nhiễu loạn và lệch hướng được phân tích, đánh giá với nhiều tham số hiệu năng
khác nhau như BER, dung lượng kênh và xác suất dưới ngưỡng (xác suất SNR của
hệ thống nhỏ hơn một giá trị ngưỡng xác định). Kết quả khảo sát hiệu năng cho thấy,
hiệu năng các hệ thống FSO chịu ảnh hưởng mạnh của nhiễu loạn và lệch hướng.
Dưới ảnh hưởng của các yếu tố này, để đảm bảo hiệu năng truyền dẫn, các hệ thống
FSO bị giới hạn cự ly truyền dẫn trong khoảng vài km.
1.4.2.3 Các nghiên cứu về giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO
Nhằm giảm ảnh hưởng của nhiễu loạn và lệch hướng cũng như cải thiện hiệu
năng của các hệ thống FSO, nhiều giải pháp cải thiện hiệu năng đã được đề xuất.
Các giải pháp cải thiện hiệu năng này có thể chia thành các nhóm giải pháp như (1)
các kỹ thuật điều chế nâng cao, (2) các kỹ thuật mã hoá kênh, (3) các kỹ thuật phân
tập và (4) các kỹ thuật chuyển tiếp.
a) Các kỹ thuật điều chế nâng cao
19
Các kỹ thuật điều chế nâng cao là giải pháp hiệu quả giúp cải thiện hiệu năng
và tăng dung lượng các hệ thống FSO. Hạn chế của phương pháp điều chế OOK là
cần phải biết thông tin tức thời về trạng thái kênh pha-đinh để thiết lập ngưỡng
động nhằm đạt được hiệu năng tối ưu [52]. Nhằm khắc phục hạn chế của phương
pháp điều chế OOK, nhiều phương pháp điều chế khác đã được đề xuất cho hệ
thống FSO như điều chế vị trí xung (PPM), điều chế độ rộng xung (PWM), điều chế
biên độ xung (PAM), điều chế cường độ sóng mang con (SIM) và điều chế phân
cực.
Điều chế vị trí xung (PPM) là một giải pháp để giải quyết vấn đề sử dụng năng
lượng hiệu quả trong các hệ thống FSO [144]. Một số nghiên cứu về kỹ thuật điều
chế PPM đã chứng minh rằng, PPM có thể đạt được gần đến giá trị dung lượng
kênh cực đại. Khi máy thu thực hiện tách sóng quyết định cứng, PPM có ưu điểm
hơn OOK là không yêu cầu ngưỡng tách sóng động để tách sóng tối ưu [98], [143],
[146]. Kỹ thuật điều chế PPM được đề xuất cho truyền thông FSO, nơi mà hiệu suất
năng lượng là một yếu tố quan trọng [62], [64]. So với PPM, điều chế PPM đa xung
(MPPM) có ưu điểm hơn trong việc giảm tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung
bình (PAPR) và có hiệu suất phổ tần cao hơn [96], [131] tuy nhiên nó cũng làm
tăng tính phức tạp của bộ giải điều chế [146]. Với một mức hạn chế công suất phát
đỉnh, MPPM tốt hơn PPM. Ngược lại, khi công suất trung bình bị hạn chế, PPM tốt
hơn MPPM [96], [130].
Hai phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM) và điều chế khoảng thời gian
xung số (DPIM) cũng được đề xuất sử dụng trong các hệ thống FSO. So với PPM,
PWM yêu cầu công suất phát đỉnh thấp hơn, có hiệu suất sử dụng phổ tần tốt hơn và
có khả năng chịu đựng ISI, đặc biệt là đối với một số lượng lớn khe trên một ký
hiệu [41]. Tuy nhiên, những ưu điểm này phải được cân nhắc do yêu cầu công suất
trung bình cao hơn của kỹ thuật PWM khi số lượng khe tăng. DPIM là kỹ thuật điều
chế không đồng bộ có độ dài ký hiệu thay đổi, và không yêu cầu đồng bộ ký hiệu
[53]. Ngoài ra, DPIM cho hiệu suất sử dụng phổ tần tốt hơn PPM và PWM, vì nó
không cần chờ kết thúc một chu kỳ ký hiệu cố định trước khi phát ký hiệu tiếp theo.
20
Vấn đề thách thức chính của DPIM là khả năng xảy ra lỗi trong quá trình giải điều
chế tín hiệu tại máy thu.
Trong kỹ thuật điều chế cường độ sóng mang con (SIM) [31], [104], đầu tiên
dữ liệu được điều chế vào tín hiệu RF, sau đó tín hiệu RF được điều chế với sóng
mang quang [43], [70], [89] [107]. Khi kết hợp với ghép kênh phân chia theo tần số
trực giao (OFDM) [18], [128], SIM có các ưu điểm là dung lượng cao và chi phí
thực hiện hiệu quả so với điều chế coherent [140]. Hạn chế chính của kỹ thuật SIM
là công suất hiệu dụng thấp [31] do dòng DC định thiên được thêm vào tín hiệu
sóng mang con trong miền điện trước khi điều chế cường độ trong miền quang (để
tránh biên độ âm).
Kỹ thuật điều chế phân cực được đề xuất trong [26] dựa trên việc khai thác các
thông số Stokes của ánh sáng phát. Kỹ thuật điều chế này không bị hạn chế bởi đáp
ứng phi tuyến của các bộ điều chế cường độ, vì nó như là một trường hợp của kỹ
thuật điều chế cường độ. Bộ điều chế dựa trên phân cực cũng có ưu điểm là tránh
được nhiễu pha của các laser [72]. Hơn nữa, kỹ thuật điều chế này cũng ít bị ảnh
hưởng của nhiễu loạn khí quyển vì các trạng thái phân cực được bảo đảm tốt hơn
trong suốt quá trình truyền sóng so với biên độ và pha của tín hiệu quang [150].
Điều này đặc biệt có lợi đối với các hệ thống FSO cự ly dài [72].
Cuối cùng, phải kể đến kỹ thuật điều chế đa mức cũng có thể được sử dụng
trong các hệ thống FSO để nhận được hiệu suất sử dụng phổ tần cao hơn so với các
kỹ thuật điều chế nhị phân. Tuy nhiên, sự cải thiện hiệu suất phổ tần thu được sẽ
làm tăng tính phức tạp của hệ thống. Chẳng hạn như điều chế PAM và OOK là
phương thức điều chế đơn giản nhất [23], [46], [65], [113]. Với kỹ thuật điều chế
M-PAM, cường độ tức thời của nguồn laser được điều chế lên M mức và do đó, yêu
cầu laser có cường độ phát xạ khả biến với chi phí rất đắt. Ưu điểm chính của điều
chế PAM là hiệu suất phổ tần cao so với các kỹ thuật điều chế hai mức như PPM
[65].
Để tận dụng các ưu điểm và hạn chế các nhược điểm của mỗi kỹ thuật điều
chế, một số nghiên cứu đã đề xuất các kỹ thuật điều chế hiệu chỉnh và lai ghép (kết
21
hợp giữa các phương thức điều chế nêu trên). Một số phương thức điều chế kết hợp
điển hình bao gồm điều chế vị trí và độ rộng xung PPM-PWM [41], điều chế vị trí
xung vi sai [129], điều chế vị trí xung chồng lấn OPPM [126].
b) Các kỹ thuật mã hóa kênh
Các kỹ thuật sửa lỗi theo hướng phát (FEC) đã được triển khai trong các
nghiên cứu để chống lại các ảnh hưởng suy giảm do nhiễu loạn khí quyển. FEC
được thực hiện bằng cách thêm các bit dư vào số liệu phát thông qua thuật toán mã
hóa sửa lỗi theo hướng phát như mã turbo [83], mã khối và mã xoắn [153], mã
Reed-Solomon [45], và mã kiểm tra chẵn lẻ mật độ thấp (LDPC) [40].
Trong [153], hiệu năng của mã khối và mã xoắn đã được phân tích và so sánh
với mã turbo trong điều kiện nhiễu loạn khí quyển yếu. Các kết quả phân tích cho
thấy sử dụng mã turbo đạt được hiệu năng BER tốt hơn trên kênh nhiễu loạn khí
quyển. Tuy nhiên, mã turbo không phù hợp cho truyền dẫn quang tốc độ cao do tính
phức tạp cao và thời gian mã hóa/giải mã dài sẽ làm tăng độ trễ của hệ thống [137].
Một nghiên cứu khác chỉ ra rằng sử dụng mã kiểm tra chẵn lẻ mật độ thấp (LDPC)
cũng giúp tăng hiệu năng BER của hệ thống, thậm chí ngay cả trong điều kiện nhiễu
loạn khí quyển mạnh [40]. Mặc dù FEC là một trong những biện pháp kỹ thuật tốt
nhất để chống lại các ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển bao gồm cả pha-đinh,
nhưng sử dụng chúng trong các hệ thống truyền dẫn quang tốc độ cao sẽ làm tăng
trễ và tính phức tạp của hệ thống vì phải thêm các khối mã hóa/giải mã. Do đó, biện
pháp này có tính thực tế không cao.
c) Phân tập không gian
Phân tập không gian được thực hiện thông qua việc sử dụng nhiều thấu kính
thu tại máy thu [13], [39], [86], [114], [139], nhiều búp sóng tại máy phát [17],
[111], hoặc kết hợp cả hai [30], [37], [102], [143], [144]. Trái ngược với cấu hình
một thấu kính thu - một búp sóng phát được gọi là đơn đầu vào - đơn đầu ra (SISO),
các cấu hình phân tập không gian được sử dụng là một đầu vào - nhiều đầu ra
22
(SIMO), nhiều đầu vào - một đầu ra (MISO) và nhiều đầu vào - nhiều đầu ra
(MIMO).
Phân tập thu (SIMO): giải pháp đơn giản để giảm ảnh hưởng của pha đinh là
sử dụng một thấu kính tương đối lớn tại máy thu để trung bình hóa sự thay đổi
cường độ. Kỹ thuật này thường được gọi là khẩu độ thu trung bình, được xem như
là phân tập thu tăng cường. Kỹ thuật này có hiệu quả khi đường kính của ống kính
thu lớn hơn độ dài pha đinh tương quan L với là bước sóng công tác và L cự ly
truyền dẫn [13], [138]. Khẩu độ trung bình được nghiên cứu và triển khai rộng rãi
trong các hệ thống thực tế [13], [14], [81], [138], [149] giúp làm giảm đáng kể sự
nhấp nháy, đặc biệt là trong trường hợp nhiễu loạn có cường độ trung bình và mạnh.
Ví dụ, xét hệ thống sử dụng điều chế OOK, pha-đinh Gamma-Gamma dưới điều
kiện nhiễu loạn yếu với phương sai Rytov bằng 2,56 và tỉ lệ lỗi bit đích BER = 10-5
,
SNR tăng với mức thu 30 dB, 47 dB, và 60 dB tương ứng với các mức đường kính
ống kính thu là 20 mm, 50 mm, và 200 mm [81]. Giảm ảnh hưởng pha đinh cũng có
thể đạt được bằng cách sử dụng nhiều thấu kính thu tại máy thu. Thay vì sử dụng
một thấu kính thu lớn, ta sử dụng vài thấu kính thu nhỏ tại máy thu. Nếu ta giả định
tín hiệu pha-đinh trên các thấu kính thu không tương quan với nhau, giải pháp sử
dụng nhiều thấu kính thu cho hiệu năng hệ thống tốt hơn giải pháp sử dụng một
thấu kính thu lớn [81]. Chẳng hạn, xét các máy thu giới hạn nhiễu nền, sử dụng điều
chế OOK, mô hình pha đinh Gamma-Gamma với phương sai Rytov là 2,56 và tỉ lệ
lỗi đích BER = 10-5
, bằng cách sử dụng 4 thấu kính thu đường kính 50 mm/bộ ta
được lợi về SNR khoảng 1 dB so với khi dùng một bộ thu đường kính 100 mm.
Việc sử dụng một thấu kính thu lớn có ưu điểm là đơn giản khi thiết kế hệ thống
trong khi sử dụng nhiều thấu kính thu lại có nhiều ưu điểm trong chế độ nhiễu loạn
mạnh. Đối với các hệ thống SIMO, máy thu dùng bộ kết hợp độ lợi cân bằng (EGC)
cung cấp hiệu năng gần với máy thu dùng bộ kết hợp tỉ số cực đại (MRC) trong khi
có ưu điểm giảm tính phức tạp trong khi thiết kế [86],[99].
Phân tập phát (MISO): với hệ thống FSO MISO, phương thức truyền tín
hiệu đơn giản nhất là phát cùng một tín hiệu trên các búp sóng khác nhau, thường
23
được gọi là mã hóa lặp (RC). Kỹ thuật này khá hiệu quả để giảm pha đinh tại máy
thu. Ví dụ, giả sử điều kiện pha đinh độc lập, với độ lệch chuẩn hóa của pha đinh
log chuẩn 0,3; đường kính thấu kính thu 5 cm, cự ly thông tin 2 km và tỉ lệ lỗi bit
đích BER = 10-5
, bằng cách sử dụng hai hoặc ba máy phát sẽ cải thiện SNR trung
bình tương ứng là 5 dB và 7,5 dB so với hệ thống SISO [99]. Nếu thông tin trạng
thái kênh (CSI) là khả dụng tại máy phát, các nghiên cứu [32], [50] chỉ ra rằng lựa
chọn phân tập phát khai thác phân tập đầy đủ cung cấp hiệu năng tốt hơn so với RC.
Trong trường hợp CSI không hoàn hảo tại máy phát, các chiến lược truyền dẫn khác
nhau được xem xét trong [6]. Các phương pháp báo hiệu phức tạp hơn được sử
dụng để tăng độ lợi mã hóa ngoài độ lợi phân tập. Ví dụ, chọn laser phát và mã hóa
lưới không gian – thời gian được đề xuất trong [48].
Hệ thống FSO MIMO: trong truyền thông FSO, kỹ thuật MIMO chủ yếu
được đề xuất để giảm ảnh hưởng của pha đinh nhiễu loạn khí quyển bằng cách sử
dụng RC ở máy phát. Một số nghiên cứu về hệ thống FSO MIMO sử dụng điều chế
OOK hoặc PPM được trình bày trong các tài liệu [25],[29],[34],[37],[61],[88],
[117],[135],[144]. Ngoài ra, bộ tách đa ký hiệu được đề xuất trong [117],[118] khi
không có CSI ở máy thu, đối với trường hợp RC ở máy phát.
d) Truyền dẫn hỗ trợ chuyển tiếp
Truyền dẫn FSO hỗ trợ chuyển tiếp được đề xuất lần đầu tiên bởi Acampora
và Krishnamurthy trong [7], trong đó hiệu năng của mạng FSO hình lưới được khảo
sát theo quan điểm dung lượng mạng. Trong [71] và [134], Tsiftsis và cộng sự xét
các mô hình pha đinh K và Gamma – Gamma mà không tính đến suy hao đường
truyền và đánh giá xác suất lỗi cho hệ thống FSO đa chặng. Các kết quả nghiên cứu
của họ chứng minh tính hữu ích của truyền dẫn chuyển tiếp là một phương pháp để
kéo dài cự ly truyền dẫn, nhưng không nhấn mạnh nó là một công cụ chống lại các
ảnh hưởng của pha đinh. Trong [120], xác suất lỗi được tính toán trên cơ sở xem xét
cả suy hao đường truyền và ảnh hưởng của nhiễu loạn. Kết quả phân tích đã chứng
minh rằng truyền dẫn FSO đa chặng đưa ra ưu điểm từ kết quả cự ly truyền dẫn các
chặng ngắn hơn và cải thiện đáng kể hiệu năng (về độ lợi phân tập) vì sự thay đổi
24
pha-đinh trong các hệ thống FSO phụ thuộc vào khoảng cách. Điều này khá khác so
với hệ thống RF khi truyền dẫn đa chặng được dùng để kéo dài cự ly, nhưng không
cung cấp ưu điểm phân tập. Nghiên cứu trong [76] tiếp tục chỉ ra rằng xác suất lỗi
được giảm thiểu khi các nút liên tiếp được đặt cách đều dọc theo đường truyền từ
nguồn đến đích. Khảo sát hiệu năng của chuyển tiếp đa chặng trên kênh Gamma-
Gamma được trình bày trong [38], [151].
Bên cạnh chuyển tiếp đa chặng (còn được gọi là chuyển tiếp nối tiếp), chuyển
tiếp đa đường (còn gọi là chuyển tiếp song song) cũng được xem xét trong [4],[5],
[73],[74],[120]. Rõ ràng rằng đặc tính quảng bá của truyền dẫn RF không hiện diện
trong truyền dẫn FSO, hệ thống truyền dẫn dựa trên tầm nhìn thẳng thông qua các
búp sóng định hướng. Do đó, chuyển tiếp đa đường được thực hiện thông qua việc
sử dụng nhiều thấu kính phát trực tiếp tới các nút chuyển tiếp. Đối với chuyển tiếp
đa đường, tất cả các nút chuyển tiếp nên được đặt tại cùng một vị trí (dọc theo
đường truyền trực tiếp giữa nút nguồn và nút đích) gần với nút nguồn, và vị trí
chính xác của các điểm này là một hàm của SNR, số lượng các nút chuyển tiếp và
cự ly truyền dẫn từ nút nguồn đến nút đích [76]. Chuyển tiếp đa đường với một liên
kết trực tiếp như là một cơ chế hợp tác ba bên được nghiên cứu trong [27],[49],
[73],[74]. Nghiên cứu trong [5] chỉ ra rằng hợp tác thông qua các nút chuyển tiếp
chỉ có lợi nếu SNR đủ lớn; nếu không các nút chuyển tiếp gần như là chuyển tiếp
bản sao nhiễu của tín hiệu, kết quả là hiệu năng bị suy giảm.
Lấy ý tưởng từ truyền dẫn RF, một số kỹ thuật chuyển tiếp đã được đề xuất
cho các hệ thống FSO hỗ trợ chuyển tiếp. Các phương pháp tiếp cận phổ biến được
xem xét là khuếch đại và chuyển tiếp (AF) [71],[73],[108],[120]; giải mã và chuyển
tiếp (DF) [5],[27],[120]; tách sóng và chuyển tiếp (DetF) [74]. Các kỹ thuật DetF
thích ứng hay DF thích ứng cũng được đề xuất trong [74], trong đó nút chuyển tiếp
tham gia vào việc truyền tải dữ liệu chỉ khi nó có thể nhận được các khung dữ liệu
không lỗi từ nút nguồn hoặc khi SNR tại nút chuyển tiếp đủ lớn. Có thể sử dụng
một giao thức trong việc lựa chọn đường truyền dẫn chuyển tiếp tín hiệu tốt nhất
trong số các nút chuyển tiếp song song [4], [27], [33] hoặc phương thức đơn giản
25
hơn khi hai nút chuyển tiếp được triển khai là chuyển mạch giữa các nút này khi
SNR quá thấp.
Để thể hiện cụ thể hơn sự cải thiện đạt được bằng truyền dẫn hỗ trợ chuyển
tiếp, nghiên cứu [120] sử dụng mô hình kênh log chuẩn, suy hao khí quyển là 0,43
dB/km, Cn2 = 10
-14 m
-2/3, tổng cự ly thông tin là 5 km và xác suất lỗi đích là 10
-6.
Kết quả trong [120] chỉ ra rằng bằng việc chuyển tiếp nối tiếp sử dụng chế độ DF,
sự cải thiện nhận được là 18,5 dB và 25,4 dB về công suất yêu cầu khi một hoặc hai
nút chuyển tiếp được đặt cách đều vào giữa nút nguồn và nút đích. Khi sử dụng chế
độ AF, sự cải thiện tương ứng khoảng 12,2 dB và 17,7 dB. Ngoài ra, bằng việc sử
dụng chuyển tiếp đa đường, khi nút chuyển tiếp được đặt ở giữa nút nguồn và nút
đích, sự cải thiện thu được khoảng 20,3 dB và 20,7 dB với chế độ DF; 18,1 dB và
20,2 dB với chế độ AF tương ứng với các trường hợp sử dụng hai và ba nút chuyển
tiếp.
Các nghiên cứu nêu trên về chuyển tiếp AF trong các hệ thống FSO xây dựng
trên các giả thiết rằng các nút chuyển tiếp sử dụng các bộ chuyển đổi quang – điện
(OE) và điện – quang (EO). Ưu điểm của chuyển tiếp AF so với DF là tránh được
yêu cầu về tốc độ cao (tại tần số GHz) của các mạch điện tử và quang điện tử. Điều
này trở nên khả thi với chuyển tiếp AF toàn quang, ở đó tín hiệu được xử lý trong
miền quang và nút chuyển tiếp chỉ yêu cầu các mạch điện tử tốc độ thấp để điều
khiển và điều chỉnh hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại. Do đó, sự chuyển đổi
EO/OE được loại bỏ, cho phép thiết kế thiết bị dễ dàng. Chuyển tiếp AF toàn quang
được xem xét trong các nghiên cứu gần đây [24],[77],[121]. Cụ thể, trong [77]
Kazemlou và cộng sự đã đánh giá hiệu năng BER thông qua mô phỏng Monte Carlo
với bộ tái tạo quang và bộ khuếch đại quang có hệ số khuếch đại cố định. Trong
[24], Bayaki và các cộng sự đã xét các nút chuyển tiếp toàn quang sử dụng EDFA
và phân tích xác suất lỗi cho hệ thống hai chặng tính đến ảnh hưởng của nhiễu phát
xạ tự phát được khuếch đại ASE.
26
1.5 NHẬN XÉT VỀ CÔNG TRÌNH NGHIÊN CỨU CỦA CÁC TÁC GIẢ KHÁC VÀ
HƯỚNG NGHIÊN CỨU CỦA LUẬN ÁN
1.5.1 Nhận xét về công trình nghiên cứu của các tác giả khác
Qua khảo sát và phân tích ở trên, nghiên cứu sinh nhận thấy vẫn còn một số
vấn đề chưa được đề cập đến trong các nghiên cứu trước đây cụ thể như sau:
a) Trong các nghiên cứu về mô hình kênh
Trong các yếu tố chính ảnh hưởng đến hiệu năng của hệ thống FSO như đã
phân tích ở mục 1.4.2.3.a, ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu lên hiệu năng hệ thống
chưa được đề cập do các hệ thống FSO xét đến trước đây truyền dẫn ở tốc độ thấp
dưới 10 Gbit/s. Tuy nhiên, khi tăng tốc độ truyền dẫn từ 10 Gbit/s trở lên, đặc biệt
là khi kỹ thuật PPM và đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA) được triển khai
trong FSO, ảnh hưởng của dãn xung lên hiệu năng hệ thống FSO cần phải được tính
đến do các xung quang hẹp được phát đi. Ngoài ra, chưa có nhiều các nghiên cứu
phản ánh được các tham số búp sóng quang trong mô hình kênh FSO.
b) Trong các nghiên cứu về phân tích và đánh giá hiệu năng
Các nghiên cứu trước đây chủ yếu tập trung vào các hệ thống FSO điểm-điểm.
Một số nghiên cứu về hiệu năng các hệ thống FSO chuyển tiếp đa chặng đã được
thực hiện gần đây như đã phân tích ở mục 1.4.2.3.d, tuy nhiên, các nghiên cứu này
chưa đánh giá một cách đầy đủ các tham số đường truyền, chẳng hạn như ảnh
hưởng của sự lệch hướng thường ít được xét tới. Đặc biệt ảnh hưởng của các tham
số búp sóng quang đến hệ thống FSO chuyển tiếp đa chặng chưa được quan tâm
nghiên cứu.
c) Trong các nghiên cứu về cải thiện hiệu năng
Các nghiên cứu trước đây cho việc cải thiện hiệu năng hệ thống FSO thường
tập trung vào việc sử dụng các giải pháp kỹ thuật một cách riêng rẽ mà chưa có sự
kết hợp nhiều giải pháp kỹ thuật đồng thời, dẫn đến khả năng cải thiện hiệu năng
còn hạn chế. Chẳng hạn, một số nghiên cứu chỉ tập trung vào các kỹ thuật điều chế;
một số khác tập trung nghiên cứu các kỹ thuật phân tập, mã hóa kênh hoặc chuyển
27
tiếp như đã đề cập trong mục 1.4.2.3. Một số nghiên cứu đã có sự kết hợp sử dụng
các kỹ thuật này nhưng chưa nhiều.
Còn ít các công trình công bố liên quan đến việc triển khai các hệ thống đa
truy nhập quang không dây dựa trên công nghệ FSO nhằm hỗ trợ nhiều người sử
dụng. Một số công trình đề xuất mô hình hệ thống đa truy nhập phân chia theo mã
trên cơ sở công nghệ FSO nhưng hiệu năng hệ thống này có hạn chế, cự ly truyền
dẫn ngắn, số lượng người dùng hạn chế.
1.5.2 Hướng nghiên cứu của luận án
Trên cơ sở kết quả phân tích các hạn chế của các nghiên cứu liên quan, hướng
nghiên cứu được đề xuất trong luận án này là (1) đề xuất mô hình kênh FSO kết hợp
nhằm phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của kênh truyền lên tín hiệu quang, (2)
nghiên cứu các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm thông qua
việc sử dụng kết hợp các kỹ thuật chuyển tiếp với các kỹ thuật điều chế và phân tập
không gian và nhằm cải thiện hiệu năng hệ thống FSO và (3) đề xuất mô hình và
giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa điểm nhằm ứng dụng công
nghệ FSO trong mạng truy nhập để hỗ trợ nhiều người sử dụng
Kênh truyền FSO đóng vai trò hết sức quan trọng trong nghiên cứu về hiệu
năng hệ thống FSO do hầu hết các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống là từ
kênh truyền. Mặc dù đã có khá nhiều các nghiên cứu về mô hình hóa kênh FSO và
ảnh hưởng của đường truyền lên hiệu năng hệ thống FSO nhưng chưa có nghiên
cứu nào đề cập tới ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu. Trong nội dung nghiên cứu (1)
của luận án này, mô hình kênh kết hợp có bổ sung tham số sẽ được đề xuất nhằm
phản ánh một cách đầy đủ các ảnh hưởng của đường truyền bao gồm tổn hao, nhiễu
loạn, lệch hướng, và dãn xung tín hiệu lên hiệu năng hệ thống FSO. Mô hình giải
tích kênh truyền FSO đề xuất này sẽ được sử dụng làm cơ sở cho các nội dung
nghiên cứu (2) và (3).
Hạn chế lớn nhất của các hệ thống FSO hiện nay là cự ly truyền dẫn. Việc tăng
cự ly truyền dẫn không chỉ làm tăng suy hao đường truyền mà còn tăng ảnh hưởng
28
của nhiễu loạn và lệch hướng. Nhiều nghiên cứu đã chứng minh, dưới ảnh hưởng
của nhiễu loạn, cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO bị giới hạn trong khoảng vài km
theo ràng buộc đảm bảo hiệu năng của hệ thống. Trong số các giải pháp cải thiện
hiệu năng đã được đề xuất, truyền dẫn chuyển tiếp là một giải pháp hiệu quả nhất
trong việc cải thiện cự ly của hệ thống FSO. Truyền dẫn chuyển tiếp cũng giúp loại
bỏ yêu cầu về đường truyền tầm nhìn thẳng giữa nút nguồn và nút đích. Chính vì
thế, truyền dẫn chuyển tiếp sẽ được lựa chọn làm nền tảng cho các nội dung nghiên
cứu (2) và (3) trong luận án này. Việc khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp
sẽ được thực hiện nhằm làm cơ sở cho việc đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng
dựa trên kỹ thuật chuyển tiếp.
Giải pháp cải thiện hiệu năng thứ nhất được đề xuất trong luận án là sử dụng
kết hợp truyền dẫn chuyển tiếp với kỹ thuật phân tập không gian và điều chế vị trí
xung PPM nhiều mức. Kỹ thuật chuyển tiếp giúp cải thiện cự ly truyền dẫn, phân
tập không gian giúp giảm BER và cải thiện dung lượng trong khi PPM là phương
thức điều chế rất hiệu quả về năng lượng giúp giảm yêu cầu về công suất phát.
Giải pháp cải thiện hiệu năng thứ hai được đề xuất trong luận án là ứng dụng
kỹ thuật điều chế vị trí xung đa bước sóng (MWPPM) nhằm cải thiện hiệu năng hệ
thống FSO điểm-đa điểm. Kỹ thuật MWPPM là một giải giáp hiệu quả giúp hạn chế
ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu khi tăng chỉ số điều chế PPM và/hoặc tốc độ bit
truyền dẫn.
Giải pháp cải thiện hiệu năng thứ ba được đề xuất là kỹ thuật chuyển tiếp sử
dụng phương pháp tách chip-và-chuyển tiếp ứng dụng trong hệ thống FSO điểm-đa
điểm dựa trên CDMA nhằm hỗ trợ đa người dùng với cự ly truyền dẫn được mở
rộng và hiệu năng được cải thiện. Hiệu năng hệ thống FSO/CDMA tách chip-và-
chuyển tiếp sẽ được khảo sát đánh giá và so sánh với hệ thống FSO/CDMA đơn
chặng để chứng minh ưu điểm của phương pháp cải thiện hiệu năng đã được đề xuất.
1.6 KẾT LUẬN CHƯƠNG 1
Nội dung Chương 1 đã trình bày khái quát về mô hình, nguyên lý hoạt động,
các tham số hiệu năng và các yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO. Ngoài
29
ra, tình hình nghiên cứu trong và ngoài nước liên quan đến các hệ thống FSO nói
chung và hiệu năng hệ thống FSO nói riêng cũng đã được phân tích, đánh giá trong
chương này. Qua phân tích, đánh giá tình hình nghiên cứu liên quan, các hạn chế
của các nghiên cứu trước đây về mô hình kênh FSO, phân tích hiệu năng và phương
pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO đã được chỉ ra. Trên cơ sở những hạn chế
này, hướng nghiên cứu của luận án đã được chỉ ra là đề xuất mô hình kênh bổ sung
và các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO dựa trên kỹ thuật chuyển tiếp và
việc sử dụng kết hợp kỹ thuật này với các kỹ thuật phân tập không gian, điều chế
PPM và đa truy nhập phân chia theo mã.
30
CHƯƠNG 2: MÔ HÌNH KÊNH TRUYỀN THÔNG QUANG
KHÔNG DÂY
Tóm tắt (2)
: Như đã đề cập trong Chương 1, suy hao đường truyền phụ thuộc thời
tiết và nhiễu loạn, đây là hai yếu tố chính làm suy giảm hiệu năng hệ thống FSO.
Ngoài ra, yêu cầu về việc giữ thẳng hướng giữa bộ phát và bộ thu trong điều kiện
rung lắc của các tòa nhà cũng là một thách thức không nhỏ. Nội dung chương này
sẽ đề cập tới nguyên nhân, ảnh hưởng, mô hình toán học của mỗi yếu tố nêu trên
đồng thời đưa ra mô hình giải tích phản ánh ảnh hưởng của dãn xung lên tín hiệu
quang. Cuối cùng, đề xuất mô hình ảnh hưởng của dãn xung và mô kênh kết hợp có
bổ sung tham số phục vụ cho việc đánh giá một cách toàn diện ảnh hưởng của các
tham số đường truyền lên hiệu năng hệ thống FSO sẽ được trình bày trong chương
này [J1,J2], [C2,C3,C7].
2.1 MỞ ĐẦU
Mô hình kênh truyền thông quang không dây ngoài trời là môi trường động và
rất phức tạp. Ảnh hưởng của môi trường lên búp sóng quang sẽ gây ra tổn hao công
suất, sự thăng giáng về biên độ và pha của tín hiệu quang do nhiễu loạn khí quyển.
Ảnh hưởng của lệch hướng tác động lên tổn hao hình học cũng làm cho công suất
tín hiệu quang thu thay đổi. Ngoài ra, nhiễu loạn khí quyển cũng gây ra hiện tượng
giãn xung. Đặc tính của kênh truyền khí quyển mang bản chất ngẫu nhiên, do đó
các ảnh hưởng của nó có thể đặc tính hóa bởi các mô hình thống kê. Một số mô
hình thống kê đã được đề xuất để mô hình hóa đặc tính của kênh truyền khí quyển,
những mô hình này sẽ được trình bày ở các mục tiếp theo của chương này. Phụ
thuộc vào kiểu mô hình và mức độ chính xác của nó, chúng ta có thể ước tính được
công suất tín hiệu quang tại phía thu.
2 Một phần nội dung của Chương 2 đã được công bố trên tạp chí REV-JEC [J1], tạp chí Khoa học và Công
nghệ [J2] và báo cáo tại các Hội nghị quốc tế IEEE ATC 2012 [C2], IEEE ICCC 2013 [C3] và IEEE APCC
2012 [C7].
31
2.2 SUY HAO ĐƯỜNG TRUYỀN
Khi một bức xạ quang đi qua bầu khí quyển, một số photon bị hấp thụ do các
thành phần như hơi nước, khí CO2, sương mù, tầng Ozon .v.v., và năng lượng
chuyển thành nhiệt năng. Trong khi đó, các photon khác đi qua bầu khí quyển
không mất mát năng lượng nhưng hướng truyền lan ban đầu của chúng bị thay đổi
(tán xạ). Mô hình lan truyền của một trường quang qua bầu khí quyển được mô tả
bởi định luật Beer – Lambert và là mô hình được sử dụng rất phổ biến.
Sự suy hao của tín hiệu trong bầu khí quyển là hệ quả của quá trình hấp thụ và
tán xạ. Nồng độ của vật chất trong khí quyển gây ra suy hao tín hiệu khác nhau theo
không gian và thời gian, và sẽ phụ thuộc vào điều kiện thời tiết của từng vùng. Với
một tuyến FSO trên mặt đất, cường độ tín hiệu thu được tại khoảng cách L từ bộ
phát có quan hệ với cường độ tín hiệu phát theo quy luật Beer – Lambert như
sau [119]:
LP
Ph
T
Ral exp (2.1)
trong đó (tính theo đơn vị m-1
) là hệ số suy hao và hla là suy hao tổng tại bước
sóng . Suy hao của tín hiệu quang trong khí quyển là do sự hiện diện của các phần
tử khí có trong khí quyển và hơi nước. Hệ số suy hao là tổng của các hệ số hấp thụ
và tán xạ từ hơi nước và các phân tử khí trong khí quyển, được tính như sau [142]:
amam (2.2)
với m(): hệ số hấp thụ do hơi nước trong khí quyển
a(): hệ số hấp thụ do các phần tử khí trong khí quyển
m(): hệ số tán xạ do hơi nước
a(): hệ số tán xạ do các phần tử khí.
a) Hấp thụ xảy ra khi có sự tương tác giữa các photon và các phần tử trong không
khí trong quá trình truyền lan. Một số photon bị hấp thụ và năng lượng của
chúng biến thành nhiệt. Hệ số hấp thụ phụ thuộc rất nhiều vào các loại khí và
mật độ của chúng. Sự hấp thụ phụ thuộc bước sóng và do đó có tính chọn lọc.
Điều này dẫn tới bầu khí quyển có các vùng trong suốt – dải bước sóng có độ
32
hấp thụ tối thiểu – được xem như là cửa sổ truyền. Các bước sóng sử dụng trong
FSO về cơ bản được chọn để trùng với các cửa sổ truyền lan trong không khí,
kết quả là hệ số suy hao bị chi phối chủ yếu bởi sự tán xạ do hơi nước [28], do
đó có thể coi .a
b) Tán xạ là kết quả của việc phân bố lại góc của trường quang khi có và không có
sự thay đổi bước sóng. Ảnh hưởng của tán xạ phụ thuộc vào bán kính rm của các
hạt (sương mù, hơi nước) gặp phải trong quá trình truyền lan. Một cách mô tả
hiện tượng này là xét tham số kích cỡ x0 = 2rm/. Nếu x0<<1 thì tán xạ là tán
xạ Rayleigh, nếu 0 1x là tán xạ Mie và nếu x0 >>1
thì tán xạ có thể thuộc loại
khác (quang hình học). Các loại tán xạ đối với các hạt khác nhau có mặt trong
bầu khí quyển được tóm tắt trong Bảng 2.1.
Bảng 2.1. Bán kính và các loại tán xạ của các hạt điển hình tại = 850 nm [52]
Kiểu Bán kính (m) x0 Loại tán xạ
Phần tử khí 0,0001 0,00074 Rayleigh
Hạt bụi 0,01 – 1 0,074 – 7,4 Rayleigh – Mie
Hạt sương 1 – 20 7,4 – 147,8 Mie – hình học
Mưa 100 – 10000 740 – 74.000 Hình học
Tuyết 1000 – 5000 7400 – 37.000 Hình học
Mưa đá 5000 – 50000 37.000 – 370.000 Hình học
Kích thước hạt sương tương đối lớn so với dải bước sóng sử dụng trong FSO.
Do đó, có thể coi sương mù là nguyên nhân chính gây tán xạ photon và nó góp phần
vào sự suy giảm công suất quang. Tán xạ Mie sẽ được mô tả dựa trên các công thức
thực nghiệm theo dải tầm nhìn V (tính theo đơn vị mét). Dải tầm nhìn là khoảng
cách mà một chùm sáng song song đi qua trong bầu khí quyển cho đến khi cường
độ của nó giảm 2% so với giá trị ban đầu. Tầm nhìn được đo bằng một dụng cụ gọi
là thiết bị đo truyền dẫn. Mô hình thực nghiệm phổ biến cho tán xạ Mie được cho
bởi công thức (2.3) [142]:
33
550
91,3
Va (2.3)
trong đó V là dải tầm nhìn (tính theo mét) và được biểu diễn như sau [142]:
(2.4)
Bảng 2.2 dưới đây đưa ra giá trị của dải tầm nhìn dưới các điều kiện thời tiết
khác nhau.
Bảng 2.2. Điều kiện thời tiết và các giá trị tầm nhìn [52].
Điều kiện thời tiết Dải tầm nhìn V (m)
Sương mù dày đặc 200
Sương mù trung bình 500
Sương mù nhẹ 770 – 1.000
Mưa lớn (25mm/h) 1.900 – 2.000
Mưa trung bình (12,5mm/h) 2.800 – 40.000
Khô ráo/Mưa bụi (0,25mm/h) 18.000 – 20.000
Rất khô ráo 23.000 – 50.000
Gần đây, trong nghiên cứu của Al Naboulsi đã đưa ra công thức tính suy hao
tầng bình lưu và suy hao bức xạ sương mù trong dải bước sóng 690 – 1550 nm và
dải tầm nhìn trong dải 50 – 1000 m như sau [1]:
V
Advection
8367,311478,0
(2.5)
V
Radiation
7502,313709,018126,0 2
(2.6)
trong đó là bước sóng tính theo nm và tầm nhìn V tính theo mét. Tổn hao công
suất do mưa và tuyết là thấp so với do tán xạ Mie.
Mô hình Kim Mô hình Kruse
34
2.3 NHIỄU LOẠN KHÍ QUYỂN
Bức xạ mặt trời bị hấp thụ bởi bề mặt Trái đất làm cho không khí xung quanh
bề mặt Trái đất nóng hơn so với không khí tại những điểm cao hơn (so với mực
nước biển). Lớp khí nóng này trở nên mỏng đi và bốc lên cao để hòa trộn một cách
hỗn loạn với các vùng không khí lạnh hơn ở xung quanh, làm cho nhiệt độ không
khí thay đổi một cách ngẫu nhiên [152]. Sự không đồng nhất (gây ra nhiễu loạn
không khí) là do các ô nhỏ rời rạc, hoặc các xoáy lốc với nhiệt độ khác nhau, hoạt
động như những lăng kính khúc xạ có các kích cỡ và chỉ số khúc xạ khác nhau. Sự
tương tác giữa búp sóng quang và môi trường nhiễu loạn dẫn tới kết quả là pha và
biên độ của trường quang mang thông tin thay đổi một cách ngẫu nhiên, làm cho
hiệu năng của liên kết FSO bị suy giảm. Các ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển
đã được đề cập trong Chương 1, ở chương này luận án sẽ đề cập đến các mô hình
của nhiễu loạn khí quyển. Nhiễu loạn khí quyển được phân loại theo các mô hình
phụ thuộc vào độ lớn của sự thay đổi chỉ số khúc xạ và sự không đồng nhất. Các mô
hình này là một hàm của khoảng cách truyền dẫn của bức xạ quang qua môi trường
khí quyển và được phân loại theo các mức độ yếu, trung bình và mạnh. Trong các
phần tiếp theo của chương, các mô hình được mô tả bởi hàm mật độ xác suất (pdf)
của sự biến động trường bức xạ. Tuy nhiên, do sự phức tạp trong các mô hình toán
học nhiễu loạn khí quyển, nên không có mô hình chung điển hình. Trong chương
này, luận án sẽ trình bày các mô hình được sử dụng phổ biến nhất, đó là mô hình
log chuẩn và mô hình Gamma-Gamma.
Nhiễu loạn không khí dẫn tới sự biến đổi ngẫu nhiên của chỉ số khúc xạ khí
quyển, n, dọc theo tuyến đường truyền dẫn của bức xạ quang qua môi trường khí
quyển. Sự biến đổi chỉ số khúc xạ có nguyên nhân trực tiếp là sự biến đổi ngẫu
nhiên của nhiệt độ khí quyển. Những sự thay đổi ngẫu nhiên về nhiệt độ là một hàm
của áp suất khí quyển, độ cao so với mặt nước biển, và tốc độ gió. Mức độ nhỏ nhất
và lớn nhất của các xoáy lốc trong khí quyển, tương ứng được gọi là kích thước cỡ
nhỏ (inner scale), l0, và kích thước cỡ lớn (outer scale), L0, của sự nhiễu loạn. l0
thường nằm trong khoảng một vài milimet trong khi L0 có thể lên tới vài mét [15],
35
[152]. Các xoáy lốc yếu dạng thấu kính được mô tả như trong Hình 2.1, gây ra tác
động xuyên nhiễu ngẫu nhiên giữa các vùng khác nhau của búp sóng truyền dẫn làm
cho dạng sóng bị biến dạng.
Hình 2.1. Kênh khí quyển với các xoáy lốc hỗn loạn.
Trong những nỗ lực để mô hình hóa kênh khí quyển nhiễu loạn, ‘giả thuyết
Taylor’ đã được chấp nhận rộng rãi. Giả thuyết này cho rằng các xoáy lốc hỗn loạn
bị cố định (hay đóng băng) và chỉ có thể di chuyển trong dạng đóng băng với các
thành phần ngang theo chiều gió. Điều này có nghĩa là các thay đổi theo thời gian
trong mô hình búp sóng quang hay các đặc tính thông số của nó được gây ra bởi
thành phần của gió, và thành phần này trực giao với hướng lan truyền của búp sóng
quang. Ngoài ra, thời gian cố kết (coherence time), 0 , của khí quyển nhiễu loạn
được đo đạc nằm trong khoảng vài mili-giây [106]. Giá trị này rất lớn nếu so sánh
với khoảng thời gian của một ký hiệu dữ liệu điển hình, do đó kênh khí quyển nhiễu
loạn có thể được mô tả như một ‘kênh pha-đinh chậm’ bởi vì sự nhiễu loạn của
kênh không thay đổi trong khoảng thời gian của một ký hiệu dữ liệu.
Mối quan hệ giữa nhiệt độ không khí và chỉ số khúc xạ được xác định bởi
(2.7) [36] trong khi đối với hầu hết các ứng dụng kỹ thuật, tốc độ thay đổi của chỉ
số khúc xạ theo nhiệt độ được xác định bởi công thức (2.8) [75].
Dạng sóng đầu vào Dạng sóng đầu ra
Kênh khí quyển
Vận tốc
36
623 101052,716,771 eT
Pn (2.7)
25 /108,7/ ee TPdTdn (2.8)
với P (mbar) là áp suất khí quyển, Te nhiệt độ (độ Kenvin), bước sóng (m). Ở độ
cao gần mực nước biển, 1610/ KdTdn e . Trong công thức (2.7) không tính tác
động của độ ẩm không khí đến sự thay đổi của chiết suất vì ảnh hưởng này rất nhỏ ở
các bước sóng của ánh sáng [106].
Sự phụ thuộc của chỉ số khúc xạ vào vị trí và thời gian n(r,t) được xác định là
tổng của giá trị chỉ số khúc xạ không gian tự do n0 (không có nhiễu loạn) và thành
phần biến đổi ngẫu nhiên do nhiễu loạn n1(r,t):
trnntrn ,, 10 (2.9)
Theo giả thuyết Taylor, sự thay đổi theo thời gian của chỉ số khúc xạ chủ yếu
là do thành phần ngang của gió, nên thành phần biến đổi ngẫu nhiên trong công
thức (2.9) được xác định theo (2.10):
vtrntrn 11 , (2.10)
với v là vận tốc gió, vuông góc với hướng truyền lan.
Trong khí quyển nhiễu loạn, một thông số quan trọng để đặc tính hóa lượng
thay đổi của chỉ số khúc xạ là tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, 2
nC , được giới thiệu
bởi Kolmogorov [85]. Giá trị của 2
nC thay đổi theo độ cao so với mặt nước biển, và
có một mô hình thông dụng dùng để mô tả giá trị này, đó là mô hình Hufnagel-
Valley (H-V) được cho theo công thức (2.11) [15]:
100/exp1500/exp10.7,21000/exp1027/00549,0 ''16'10'52'2 hAhhhvhCn
(2.11)
trong đó Â là giá trị danh định của 2 0nC tại mặt đất (tính theo đơn vị m
-2/3), h
’ là độ
cao so với mặt nước biển (tính theo đơn vị mét) và v là vận tốc gió (tính theo đơn vị
m/s). Giá trị của tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ thay đổi theo độ cao so với mặt
nước biển, nhưng đối với trường quang lan truyền theo chiều ngang tham số này
37
thường được giả định là hằng số. Giá trị điển hình của 2
nC nằm trong khoảng từ
10-12
m-2/3
đối với nhiễu loạn mạnh cho tới 10-17
m-2/3
đối với nhiễu loạn yếu, và giá
trị trung bình vào khoảng 10-15
m-2/3
[56].
Một tham số tương tự đặc trưng cho sự thay đổi nhiệt độ là tham số cấu trúc
nhiệt độ ( 2
TC ), nó được xác định thông qua 2
nC bởi công thức (2.12) [75]:
2
2
2
T
e
n CdT
dnC
(2.12)
Trong miền tần số, mật độ phổ công suất của sự thay đổi chỉ số khúc xạ được
xác định như sau [75]:
3/112033,0
snsn kCk ; 00 /2/2 lkL s (2.13)
với ks là số sóng. Tuy nhiên, với một giá trị lớn của ks công thức này sẽ bị thay đổi.
Để xác định công thức cho các thuộc tính thống kê, cụ thể là pdf và phương
sai của búp sóng quang truyền qua khí quyển nhiễu loạn, ta giả thiết như sau:
- Khí quyển là kênh không tiêu hao năng lượng đối với các sóng lan truyền. Giả
thiết này là do hấp thụ sóng bởi bầu khí quyển và bức xạ nhiệt là không đáng
kể.
- Quá trình tán xạ bởi các xoáy nhiễu loạn không gây ra suy hao năng lượng búp
sóng quang. Do đó, năng lượng trung bình có sự hiện diện của nhiễu loạn
được giả sử là bằng năng lượng trung bình khi không có nhiễu loạn khí quyển.
2.3.1 Mô hình nhiễu loạn Log-chuẩn
Trong mô tả pdf của biến động trường quang trong kênh khí quyển nhiễu loạn,
búp sóng được đại diện bởi thành phần điện trường E
. Bằng cách sử dụng phương
trình Maxwell cho trường hợp môi trường điện môi biến đổi, ta có công thức (2.14)
[106]:
0ln.2222 nEEnkE s
(2.14)
38
trong đó số sóng /2sk ; kz
jy
ix
với i, j và k là các vectơ đơn
vị theo các trục x, y, z. Thành phần cuối cùng trong vế trái của công thức (2.14) đặc
trưng cho nhiễu loạn gây ra sự suy giảm phân cực của sóng. Với nhiễu loạn khí
quyển yếu (đặc trưng bởi tán xạ đơn), sự suy giảm của sóng là không đáng kể
[52],[75]. Trong thực tế, người ta đã chứng minh được rằng sự suy giảm phân cực
của sóng là không đáng kể ngay cả trong điều kiện nhiễu loạn khí quyển mạnh.
Công thức (2.14) được viết gọn thành:
0222 EnkE s
(2.15)
Để thuận tiện cho việc sử dụng về sau, vectơ vị trí được kí hiệu là r và E
kí
hiệu là E(r).
Để giải phương trình (2.15), Tatarski [114] đưa vào biến phức Gauss r
được định nghĩa là logarit tự nhiên của trường truyền lan E(r) (công thức 2.16) và
gọi nó là biến đổi Rytov:
rEr ln (2.16)
Phương pháp Rytov cũng dựa trên giả thiết cơ bản là nhiễu loạn khí quyển yếu và
nó được đặc trưng bởi quá trình tán xạ đơn. Bằng cách dùng biến đổi Rytov (2.16),
và cân bằng chỉ số khúc xạ trung bình của kênh, n0 = 1, phương trình (2.15) chuyển
thành phương trình Riccati (phương trình đã có cách giải):
012
1
222 nks (2.17)
Tiếp theo, phân tích r về dạng trong không gian tự do r0 và kênh nhiễu loạn
r1 , ta có rrr 10 . Kết hợp điều này với sự thay đổi của biến Rytov
(2.16), ta được:
rrr 01 (2.18)
rE
rErErEr
0
01 lnlnln (2.19)
39
trong đó rirArE exp
rirArE 000 exp
(2.20a)
(2.20b)
với A(r) và (r) là biên độ và pha của trường khi có nhiễu loạn khí quyển còn A0(r)
và 0(r) là biên độ và pha của trường khi không có nhiễu loạn khí quyển. Những sự
biến đổi này có thể được sử dụng để tìm nghiệm của (2.17) (mô tả đặc tính của
trường trong bầu khí quyển có nhiễu loạn yếu). Trong việc xác định phân bố thống
kê của sự biến động cường độ bức xạ, trước hết ta kết hợp các phương trình (2.19)
và (2.20) để nhận được sự thay đổi biên độ trường do nhiễu loạn theo (2.21):
10
0
1 ln iXrrirA
rAr
(2.21)
Vì r1 có phân bố Gauss, do đó X (sự biến đổi log-biên độ của trường
quang) có phân bố Gauss và 1 (sự biến đổi về pha của trường quang) cũng có phân
bố Gauss. Tuy nhiên, ta chỉ đề cập đến biên độ trường quang nên pdf của X có
dạng [56], [106]:
2
2
2 2exp
2
1
xx
XEXXp
(2.22)
với E[X] là kỳ vọng của X và 2
x là phương sai log-biên độ, thường được gọi là tham
số Rytov. 2
x đặc trưng cho mức độ biến động biên độ trường trong khí quyển
nhiễu loạn, được xác định thông qua tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, và cự ly
truyền dẫn L, theo các công thức (2.23) [75]:
L
nsx dxxLxCk0
6/526/72 56,0 đối với sóng phẳng (2.23a)
và L
nsx dxxLLxxCk0
6/56/526/72 /563,0 đối với sóng cầu (2.23b)
40
Đối với trường phân cực ngang truyền qua môi trường nhiễu loạn, tham số cấu
trúc chỉ số khúc xạ 2
nC là hằng số, và phương sai log-cường độ trường (với giả thiết
truyền lan sóng cầu) được xác định theo:
6/116/722 23,1 LkC snl (2.24)
Cường độ trường trong môi trường nhiễu loạn là 2rAI trong khi cường độ
trường trong môi trường không gian tự do (không có nhiễu loạn) là 2
00 rAI , log-
cường độ được xác định theo:
XrA
rAl e 2log
2
0
(2.25)
do đó lII exp0 (2.26)
Để nhận được hàm mật độ xác suất cường độ trường, đặt dI
dXXpIp , ta
nhận được hàm phân bố log-chuẩn như sau:
2
2
0
2 2
/lnexp
1
2
1
ll
lEII
IIp
I 0 (2.27)
Trong điều kiện nhiễu loạn yếu, phân bố log-chuẩn là mô hình phù hợp. Theo
(2.25) phương sai log-cường độ 22 4 xl và trị trung bình log-cường độ
XElE 2 . Dựa trên giả thiết quá trình tán xạ bởi các xoáy nhiễu loạn không gây
ra suy hao năng lượng búp sóng quang nên năng lượng trung bình có sự hiện diện
của nhiễu loạn được giả sử là bằng năng lượng trung bình khi không có nhiễu loạn
khí quyển ta có 1/2)exp( 0 IIElE . Vì không có năng lượng bị tiêu hao trong
suốt quá trình tán xạ bao gồm cả nhiễu loạn nên 0IIE . Kỳ vọng lE nhận được
bằng cách đặt mối quan hệ chuẩn hóa (2.28):
225,0expexp zazaEazE (2.28)
41
25,0exp1 llE (2.29)
do đó 2/2
llE (2.30)
Hàm mật độ xác suất (pdf) log-chuẩn được thể hiện trong Hình 2.2 với các giá
trị khác nhau của phương sai log-cường độ 2
l . Khi giá trị của 2
l tăng, phân bố trở
nên sai lệch.
Hình 2.2. Hàm mật độ xác suất log-chuẩn với 1IE cho một dải giá trị của 2
l [55].
Sau khi nhận được pdf của thay đổi cường độ, ta xác định phương sai 2
I
theo :
22222 exp2exp lElEIIEIE oI (2.31)
Bằng cách áp dụng các công thức từ (2.28) đến (2.31) và thay lE , phương sai
cường độ nhận được là:
1exp 222 loI I (2.32)
Phương sai chuẩn hóa thường được gọi là chỉ số nhấp nháy S.I và được xác
định theo công thức sau [13]:
Cường độ bức xạ chuẩn hóa
42
1exp. 2
2
22 l
o
IN
IIS
(2.33)
Giả thuyết Rytov được sử dụng để mô tả sự nhiễu loạn khí quyển và đã xét
cho mô hình nhiễu loạn log-chuẩn. Giả thuyết này dự đoán rằng các tham số Rytov
tăng không giới hạn theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ hoặc độ dài đường truyền.
Tuy nhiên, dựa trên các kết quả thử nghiệm được đề cập trong [106], dự đoán này
đúng với trường hợp nhiễu loạn yếu, khi 3,02 x . Khi cường độ nhiễu loạn tăng,
do sự kết hợp của độ dài đường truyền tăng và/hoặc 2
nC tăng, các xoáy nhiễu loạn
tạo ra đa tán xạ không được tính đến trong mô hình Rytov [75].
Dựa trên các thí nghiệm được báo cáo trong [75] chỉ số nhấp nháy S.I tăng
tuyến tính với tham số Rytov trong vùng nhiễu loạn yếu và tiếp tục tăng đến giá trị
cực đại lớn hơn 1. Vùng mà trong đó S.I đạt giá trị tối đa đặc trưng cho cường độ
cao nhất của sự không đồng nhất. Sau đó S.I bắt đầu giảm do nhiễu (là kết quả của
tán xạ nhân).
2.3.2 Mô hình nhiễu loạn Gamma-Gamma
Mô hình nhiễu loạn Gamma-Gamma được đề xuất bởi Andrews [16], sự thăng
giáng của trường quang truyền qua khí quyển nhiễu loạn được giả thiết bao gồm các
ảnh hưởng phạm vi nhỏ (tán xạ) và ảnh hưởng phạm vi lớn (khúc xạ). Các thăng
giáng phạm vi lớn được tạo ra bởi các xoáy nhiễu loạn lớn hơn vùng Fresnel thứ
nhất hoặc vùng tán xạ. Các xoáy nhiễu loạn kích thước nhỏ được giả định được điều
chế bởi các xoáy nhiễu loạn kích thước lớn. Do đó, cường độ trường quang thu
chuẩn hóa I được xác định là tích của hai quá trình ngẫu nhiên độc lập thống kê Ix
và Iy .
yx III (2.34)
Ix và Iy phát sinh từ các xoáy nhiễu loạn kích thước lớn và kích thước nhỏ, được đề
xuất tuân theo phân bố Gamma [16]. Hàm mật độ xác suất (pdf) của chúng được
xác định:
43
;exp
1
x
x
x II
Ip
0;0 xI (2.35a)
;exp
1
y
y
y II
Ip
0;0 yI (2.35b)
Bằng cách cố định Ix và thay thế xy III / , ta nhận được pdf có điều kiện như sau:
;/exp
//
1
x
x
xx II
I
IIIIp
0I (2.36)
trong đó Ix là giá trị trung bình của I.
Để nhận được phân bố cường độ vô điều kiện, xác suất có điều kiện xIIp /
được tính trung bình trên phân bố thống kê của Ix , được xác định theo (2.35a) để có
được hàm phân bố cường độ trường theo phân bố Gamma-Gamma như sau [12]:
IKIdIIpIIpIp xxx
22
/1
2
2/
0
; 0I (2.37)
trong đó, và đại diện cho số lượng hiệu dụng của các xoáy kích thước lớn và
xoáy kích thước nhỏ của quá trình tán xạ. Kn(.) là hàm Bessel sửa đổi loại 2 bậc n và
(.) là hàm Gamma. Nếu trường quang tại máy thu được giả định là sóng phẳng, thì
hai tham số , đặc trưng cho pdf của biến động cường độ theo các điều kiện khí
quyển và được xác định như sau [12]:
1
6/75/12
2
111,11
49,0exp
l
l
(2.38a)
1
6/55/12
2
169,01
51,0exp
l
l
(2.38b)
trong khi đó, chỉ số nhấp nháy được xác định bởi [13]:
44
1
69,01
51,0
11,11
49,0exp.
6/55/12
2
6/75/12
22
l
l
l
lNIS
(2.39)
Hình 2.3 mô tả phân bố Gamma-Gamma cho ba chế độ nhiễu loạn khác nhau
là yếu, trung bình và mạnh. Ta thấy rằng nhiễu loạn tăng từ yếu đến mạnh thì phân
bố trải rộng hơn.
Hình 2.3. Hàm mật độ xác suất Gamma-Gamma cho ba chế độ nhiễu loạn khác nhau: yếu,
trung bình và mạnh [55].
Mô hình nhiễu loạn Gamma-gamma theo (2.37) có giá trị cho tất cả các kịch
bản nhiễu loạn từ yếu đến mạnh, các giá trị của và ở bất kỳ chế độ nào cũng
được xác định theo (2.38). Hình 2.4 chỉ ra sự thay đổi của S.I là một hàm của tham
số Rytov dựa trên (2.37), biểu đồ này chỉ ra rằng khi tham số Rytov tăng, S.I tiệm
cận giá trị cực đại lớn hơn 1 và sau đó tiệm cận 1 khi nhiễu loạn gây ra phađinh
tiệm cận chế độ bão hòa. Các giá trị của và theo các chế độ nhiễu loạn khác
nhau được mô tả trong Hình 2.5.
Trong chế độ nhiễu loạn rất yếu, >> 1 và >> 1 như chỉ trong Hình 2.5,
điều này có nghĩa số lượng hiệu dụng các xoáy kích thước lớn và xoáy kích thước
nhỏ là rất lớn. Nhưng khi biến động cường độ bức xạ tăng (vượt quá 2,02 l ) và
Cường độ bức xạ, I
PD
F G
am
ma g
am
ma:
p(I
)
Cường độ nhiễu loạn
Yếu: =11,6; =10,1; l2=0,2
T/bình: =4; =1,9; l2=1,6
Mạnh: =4,2; =1,4; l2=3,5
45
chế độ tập trung được tiếp cận, thì và giảm đáng kể (như chỉ trong Hình 2.5).
Ngoài chế độ tập trung (trung bình đến mạnh) và tiệm cận đến chế độ bão hòa,
1. Điều này có nghĩa là số lượng hiệu dụng của các xoáy kích thước nhỏ giảm đến
một giá trị xác định bởi bán kính kết hợp không gian của sóng ánh sáng [12]. Mặt
khác, số lượng hiệu dụng của tán xạ khúc xạ rời rạc, , lại tăng khi nhiễu loạn tăng
và cuối cùng trở thành không giới hạn trong chế độ bão hòa như chỉ trong Hình 2.5.
Hình 2.4. S.I theo phương sai log-cường độ với 2
nC = 10-15
m-2/3
và = 850 nm [55].
Hình 2.5. Giá trị của và với các chế độ nhiễu loạn khác nhau: yếu, trung bình, mạnh
và bão hòa [55].
Tham số Rytov (phương sai log-cường độ)
Chỉ số n
hấp n
háy
Phương sai log-cường độ l2
Chế độ nhiễu
loạn yếu
Chế độ nhiễu
loạn trung bình
đến mạnh
Chế độ
nhiễu loạn
bão hòa
Các t
ham
số:
,
46
2.4 MÔ HÌNH PHA-ĐINH DO LỆCH HƯỚNG
Sự lệch hướng là độ dịch giữa tâm búp sóng quang và tâm thấu kính thu. Sự
lệch hướng bao gồm hai thành phần, đó là sự lệch hướng cố định và sự lệch hướng
ngẫu nhiên. Với yêu cầu đường truyền tầm nhìn thẳng của hệ thống FSO, độ chính
xác thẳng hướng có vai trò quan trọng ảnh hưởng tới hiệu năng và độ tin cậy của hệ
thống FSO. Tuy nhiên, gió và sự co dãn do nhiệt độ dẫn tới sự rung lắc của nơi gắn
thiết bị, điều này gây ra sự lệch hướng và pha-đinh tín hiệu tại phía thu [19].
Để đánh giá pha-đinh tín hiệu do ảnh hưởng của sự lệch hướng, búp sóng
quang được mô hình hóa theo mô hình phân bố Gauss với phân bố cường độ tín
hiệu phát chuẩn hóa theo không gian tại khoảng cách z từ bộ phát xác định theo
[122]:
2
2
2
2exp
2;
zz
beam zI
(2.40)
với là vectơ bán kính từ tâm búp sóng quang, và z là độ rộng búp sóng quang
(bán kính búp sóng Gauss tính tại 2e ) tại khoảng cách z. Dưới điều kiện khí quyển
nhiễu loạn, ta có thể được xấp xỉ
2/12
20 1
z
z
z
[43] với o
là độ rộng búp
sóng tại z = 0, zS
2
0
2
0 /2 và 5/322
0 55,0
zkCz sn [42] là độ dài kết
hợp. S là tham số kết hợp nguồn, tham số này có giá trị bằng 1 với búp sóng kết
hợp. Giá trị của S có thể thay đổi nhờ đặt một bộ phân tán pha ngay trước nguồn
laser.
Hình 2.6 biểu diễn một thấu kính thu có bán kính a và vết của một búp sóng
quang dạng Gauss tại phía thu với phân bố cường độ Ibeam. Tổn hao hình học do sự
mở rộng búp sóng tại phía thu kết hợp với ảnh hưởng của lệch hướng được xác định
theo [42]:
A
beamp dzrIzrh ;; (2.41)
47
trong đó, r là độ lệch giữa tâm thấu kính thu và tâm vết búp sóng quang trên mặt
phẳng chứa bộ thu, (.)ph là phần công suất thu được bởi bộ thu, và A là diện tích
vùng thu.
.
Chùm tia
.r
a
A
Bộ thu
y’
x’
( ; )beamI z r
Hình 2.6. Mô hình lệch hướng giữa búp sóng quang và bộ thu.
Như minh họa trong Hình 2.6, ph là một hàm số của véc-tơ r (gồm biên độ và
pha của véc-tơ). Tuy nhiên, do tính đối xứng của búp sóng quang và giả thiết vùng
thu có dạng tròn, ( ; )ph zr chỉ phụ thuộc vào biên độ của r r . Vì vậy, không mất
tính tổng quát, có thể giả sử rằng véc-tơ độ lệch được đặt dọc theo trục x . Tỷ lệ
công suất thu được tại máy thu với bán kính thấu kính thu a trong mặt phẳng nằm
ngang có thể biểu diễn như sau:
a
a zz
p dxdyyrx
zrh
''
2
2'2'
22exp
2; (2.42)
Phép tích phân trong (2.42) có thể xấp xỉ bởi một hàm Gauss như sau [42]:
2
2
0
2exp;
eqz
p
rAzrh
(2.43)
Bộ thu
Vết của búp
sóng quang
48
trong đó z
av
2 , 20 verfA là tỷ lệ công suất thu được tại r = 0 và
2
2
2
2 vverf
verfz
zeq
.
Coi các phân bố lệch hướng cho phương ngang và phương thẳng đứng là các
phân bố Gauss độc lập và giống nhau. Độ lệch hướng r tại bộ thu là một biến ngẫu
nhiên được mô hình hóa bởi phân bố Rayleigh [42]:
,2
exp2
2
2
ss
r
rrrf
0r (2.44)
trong đó 2
s là phương sai jitter tại phía thu. Kết hợp (2.43) và (2.44) ta được phân
bố xác suất của ph là:
,1
0
22
2
pph h
Ahf
p 00 Ahp (2.45)
với szeq 2/ là tỉ số giữa bán kính búp sóng quang tương đương tại bộ thu và
độ lệch chuẩn của sự lệch hướng tại máy thu.
2.5 MÔ HÌNH ẢNH HƯỞNG CỦA DÃN XUNG
Trong nghiên cứu của các tác giả khác liên quan đến việc phân tích hiệu năng
hệ thống như [100], ảnh hưởng của dãn xung tín hiệu do nhiễu loạn khí quyển đến
hiệu năng của hệ thống FSO chưa được đề cập do các hệ thống FSO xét đến trước
đây truyền dẫn ở tốc độ thấp (dưới 10 Gbit/s). Tuy nhiên, khi tăng tốc độ truyền dẫn
từ 10 Gbit/s trở lên, đặc biệt là khi kỹ thuật PPM và đa truy nhập phân chia theo mã
(CDMA) được triển khai trong FSO, ảnh hưởng của dãn xung lên hiệu năng hệ
thống FSO cần phải được tính đến do các xung quang hẹp được phát đi sẽ chịu ảnh
hưởng mạnh của dãn xung.
Trong luận án này, xung Gauss được sử dụng cho tín hiệu quang truyền trong
khí quyển và phân tích ảnh hưởng của nhiễu loạn lên xung tín hiệu quang [J1], [J2],
49
[C2], [C3], [C7]. Xung quang dạng Gauss có tính thực tế cao hơn so với xung
vuông được sử dụng trong phần lớn các nghiên cứu khác. Biên độ trường quang của
xung Gauss ở phía phát có thể biểu diễn như sau [148]:
2
2
expo
ptT
tPtA (2.46)
trong đó Pp và T0 tương ứng là công suất đỉnh và nửa độ rộng của xung đầu vào tại
mức biên độ 1/e. Gọi Pt là công suất phát trung bình của xung quang, Pt có thể được
tính toán như sau:
2
2
21 b
b
T
Tt
b
t dttAT
P (2.47)
với Tb là độ rộng một bit mà trong đó xung quang dạng Gauss được phát đi. Giả
thiết rằng biên độ của xung Gauss đơn vị suy giảm về gần bằng 0 tại các điểm biên
–Tb/2 và +Tb/2, giới hạn tích phân trong công thức (2.47) có thể thay thế bởi giới
hạn - và . Công thức (2.47) có thể viết lại như sau:
b
p
b
p
b
p
tT
TPdxx
T
TPdt
T
t
T
PP
2exp
2
2exp 020
2
0
2
(2.48)
trong đó 0/2 Ttx và tích phân Gauss
dxx2exp .
Dưới ảnh hưởng của nhiễu loạn, xung quang nhận được tại phía thu bị dãn
rộng và công suất đỉnh bị suy giảm. Biên độ xung quang nhận được ở phía thu trong
trường hợp không tính đến ảnh hưởng của suy hao đường truyền được biểu diễn
như sau [148]:
8exp
82
2
2
0
0
o
prT
t
T
TPtA (2.49)
trong đó là tham số quyết định mức độ ảnh hưởng của giãn xung và suy giảm
công suất đỉnh và có thể tính toán như sau [148]:
50
2
35
0
23908,0
c
LLCn (2.50)
trong đó L (m) là khoảng cách giữa phía phát và phía thu, L0 là kích thước cỡ lớn
của xoáy lốc gây nhiễu loạn, c là vận tốc ánh sáng.
Do xung quang bị dãn rộng, năng lượng của nó có thể bị trải ra ngoài độ rộng
một bit. Điều này dẫn đến công suất trung bình xung quang xét trong giới hạn thời
gian của một bit khi có tính đến ảnh hưởng của dãn xung (Pr-b) suy giảm so với
công suất trung bình khi không xét đến ảnh hưởng của dãn xung (Pt). Hệ số suy
giảm công suất do dãn xung có thể định nghĩa như sau [J2], [C3], [C7]:
2
2
21 b
b
T
Tr
btt
brb
l dttATPP
Ph (2.51)
Hệ số suy giảm công suất này sẽ được bổ sung vào mô hình kênh kết hợp
được trình bày tiếp sau đây nhằm phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của đường
truyền lên tín hiệu quang.
2.6 MÔ HÌNH KÊNH KẾT HỢP BỔ SUNG THAM SỐ
Dòng điện tách quang tại bộ thu chịu ảnh hưởng của sự thăng giáng cường độ
do nhiễu loạn, lệch hướng và nhiễu. Với là đáp ứng của bộ tách quang, cường độ
dòng tách quang được biểu diễn như sau:
st nPhy (2.52)
trong đó, Pt là công suất phát trung bình của một xung quang và ns là dòng nhiễu; h
là tham số trạng thái kênh FSO đặc trưng cho suy hao ngẫu nhiên của kênh truyền
FSO.
Trong mô hình kênh kết hợp đề xuất trong luận án này, h bao gồm bốn thành
phần (1) suy hao đường truyền hla, (2) tổn hao do dãn xung hl
b, (3) tổn hao hình học
và lệch hướng hp và (4) nhiễu loạn không khí ha = I/I0, trong đó I là cường độ tín
hiệu thu khi có tính đến ảnh hưởng của nhiễu loạn và I0 là cường độ tín hiệu thu khi
51
không xét đến ảnh hưởng của nhiễu loạn. Do đó, tham số trạng thái kênh có thể biểu
diễn như sau:
palpabl
al hhhhhhhh (2.53)
trong đó, b
l
a
ll hhh được coi như không đổi với các điều kiện đường truyền xác
định. hp và ha là ngẫu nhiên theo các phân bố như đã đề cập ở các công thức (2.27),
(2.37), (2.43) và (2.45). Thay giá trị cường độ tín hiệu quang I trong công thức
(2.27) và (2.37) theo ha, phân bố cường độ theo mô hình log-chuẩn và Gamma-
Gamma có thể viết lại ở công thức (2.54):
2
2
2 8
2lnexp
22
1
X
Xa
Xa
ah
h
hhf
a
(2.54a)
aaah hKhhf
a
22 1
2
2/
(2.54b)
Hàm mật độ xác suất của h = hl hp ha có thể biểu diễn theo (2.55):
aahahhzh dhhfhhfhfaa
; (2.55)
trong đó, fh(h;z) hàm mật độ xác suất được tham số hóa bởi độ rộng búp sóng z
và ahhhhf
a là xác suất có điều kiện với trạng thái nhiễu loạn ha đã cho. Vì hl là
tiền định đóng vai trò như hệ số tỉ lệ, xác suất có điều kiện có thể biểu diễn theo
(2.56):
,1
1
0
22
2
lalala
h
la
ahhhh
h
hhAhh
hf
hhhhf
pa lahhAh 00 (2.56)
Thay (2.56) vào (2.55) ta được công thức (2.57):
aah
hAh
a
l
zh dhhfhhhA
hfa
l
0
22
2
/
1
0
2
;
(2.57)
52
Trạng thái kênh kết hợp cho hai trường hợp nhiễu loạn Log-chuẩn và Gamma-
Gamma nhận được bằng việc thay aah dhhfa
từ công thức (2.54a) và (2.54b) vào
(2.57). Cụ thể như sau:
Mô hình kênh kết hợp Log-chuẩn
a
X
Xa
XahAh
a
l
zh dhh
hhh
hAhf
l
2
2
2/
1
0
2
8
2lnexp
22
1;
0
22
2
(2.58a)
Mô hình kênh kết hợp Gamma-Gamma
a
hAh
aa
l
zh dhhKhhhA
hf
l
0
22
2
/
121
0
2/2
22
;
(2.58b)
2.7 KẾT LUẬN CHƯƠNG 2
Nội dung Chương 2 đã trình bày chi tiết về mô hình giải tích, thống kê của
kênh truyền thông quang không dây FSO, trong đó mô hình hóa các ảnh hưởng của
các tham số chính của kênh truyền lên cường độ tín hiệu quang tại phía thu. Ngoài
các ảnh hưởng thường được xem xét là tổn hao đường truyền, nhiễu loạn khí quyển
và pha-đinh do lệch hướng, Chương 2 cũng đã trình bày đóng góp của nghiên cứu
sinh trong việc đưa bổ sung tham số phản ánh ảnh hưởng của dãn xung lên tín hiệu
quang vào mô hình kênh FSO. Tham số phản ánh ảnh hưởng của dãn xung lên tín
hiệu quang được xây dựng dựa trên giả thiết xung quang có dạng Gauss, có tính
thực tế cao hơn so với giả thiết xung quang có dạng xung vuông như phần lớn các
nghiên cứu vẫn đang sử dụng. Cuối cùng, Chương 2 trình bày mô hình kênh kết hợp
có bổ sung tham số trong đó tham số hệ số kênh (h) có thể phản ánh được đầy đủ
hơn các ảnh hưởng của kênh truyền.
53
CHƯƠNG 3: CÁC GIẢI PHÁP CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ
THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM
Tóm tắt3: Nội dung của chương trình bày về hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm
sử dụng các kỹ thuật chuyển tiếp. Với hệ thống FSO chuyển tiếp điện, nghiên cứu
sinh đã xây dựng mô hình giải tích khảo sát hiệu năng hệ thống này trong điều kiện
nhiễu loạn và lệch hướng trong đó có tính đến ảnh hưởng của các tham số búp sóng
quang [J3], [C3]. Tiếp theo, mô hình giải tích khảo sát hiệu năng hệ thống FSO
chuyển tiếp quang sử dụng kỹ thuật khuếch đại-và-chuyển tiếp sẽ được trình bày
[J4], [C4]. Cuối cùng là đề xuất của nghiên cứu sinh trong việc sử dụng kết hợp kỹ
thuật chuyển tiếp với các kỹ thuật phân tập không gian và điều chế PPM để cải
thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm [C5].
3.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG CHUYỂN TIẾP
Hệ thống FSO điểm-điểm được sử dụng để truyền tải số liệu giữa hai nút đầu
cuối. Như đã phân tích trong Chương 1, do ảnh hưởng của môi trường truyền dẫn
và các yếu tố khác, cự ly truyền dẫn của một tuyến FSO hiện tại đang bị hạn chế
trong phạm vi cự ly ngắn và yêu cầu đường truyền thẳng LOS. Để khắc phục hạn
chế này, hệ thống FSO chuyển tiếp (hay được gọi là hệ thống FSO đa chặng) đã
được đề xuất và thu hút được nhiều sự quan tâm nghiên cứu. Trong hệ thống FSO
điểm-điểm sử dụng kỹ thuật chuyển tiếp, tín hiệu từ nút nguồn (bộ phát) được
truyền tới nút đích (bộ thu) qua các nút trung gian gọi là nút chuyển tiếp (Ri). Các
nút chuyển tiếp trung gian không thực hiện việc tách/ghép mà chỉ chuyển tiếp tín
hiệu tới nút tiếp theo. Kỹ thuật truyền dẫn chuyển tiếp giúp tăng cự ly truyền dẫn và
độ tin cậy của hệ thống FSO bằng cách chia quãng đường truyền dẫn thành các
chặng nhỏ, do đó làm giảm sự ảnh hưởng của pha-đinh trong môi trường truyền dẫn
tại mỗi chặng. Trong hệ thống FSO điểm-điểm sử dụng chuyển tiếp, do nút nguồn
3 Một phần nội dung của Chương 3 đã được công bố trên các tạp chí IET Communications [J3] tạp chí
KH&CN [J4] và báo cáo tại các Hội nghị quốc tế IEEE WICT 2013 [C5], IEEE ICP 2013 [C4], và IEEE
ICCC 2013 [C3].
54
và đích truyền dữ liệu qua các bộ chuyển tiếp ở giữa nên kết nối tầm nhìn thẳng
LOS là không bắt buộc như các hệ thống FSO điểm-điểm thông thường.
Hệ thống FSO chuyển tiếp có thể chia thành hai loại như minh họa trong Hình
3.1 gồm hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp và hệ thống FSO chuyển tiếp song song.
Do hệ thống FSO truyền dẫn dựa trên tầm nhìn thẳng thông qua các búp sóng định
hướng, chuyển tiếp song song được thực hiện thông qua việc sử dụng nhiều thấu
kính phát trực tiếp tới các nút chuyển tiếp. Chính vì thế hệ thống FSO chuyển tiếp
song song có độ phức tạp và chi phí triển khai cao hơn. Ngoài ra, việc yêu cầu ít
nhất hai tuyến truyền dẫn đồng thời độc lập giữa nút nguồn và nút đích là khó khả
thi trong thực tế.
Hình 3.1. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp: (a) nối tiếp và (b) song song.
Tại các nút chuyển tiếp, tùy thuộc vào các kỹ thuật xử lý tín hiệu được thực
hiện trong miền điện hay miền quang mà hệ thống FSO có thể chia thành hai loại là
hệ thống FSO chuyển tiếp điện và hệ thống FSO chuyển tiếp quang. Các kỹ thuật
chuyển tiếp điện phổ biến được đề xuất bao gồm khuếch đại và chuyển tiếp (AF)
[71], [73], [108], [120]; giải mã và chuyển tiếp (DF) [5], [27], [120]; tách và chuyển
tiếp (DetF) [74]. Với các nút chuyển tiếp điện, tín hiệu quang cần phải chuyển thành
(a) Hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp
(b) Hệ thống FSO chuyển tiếp song song
Ri: Nút chuyển tiếp
R
Bộ phát
(Nút nguồn)
Bộ thu
(Nút đích) R1 R2 RK
Bộ phát
(Nút nguồn)
Bộ thu
(Nút đích) R21
R22
RNK
R11 R12 R1K
RN1 RN2
R2K
55
tín hiệu điện trước khi được xử lý (khuếch đại/giải mã/tách) rồi sau đó chuyển từ tín
hiệu điện sang tín hiệu quang để truyền tới nút tiếp theo. Hai kỹ thuật chuyển tiếp
quang được đề xuất gần đây là kỹ thuật khuếch đại-và-chuyển tiếp và kỹ thuật tái
tạo-và-chuyển tiếp [24], [77], [121], trong đó tín hiệu được xử lý hoàn toàn trong
miền quang. Các nút chuyển tiếp quang có ưu điểm về tốc độ xử lý cao và kỹ thuật
AF quang có tính thực tế hơn kỹ thuật tái tạo-và-chuyển tiếp.
3.2 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP ĐIỆN4
Một số nghiên cứu [11], [38], [44], [51], [120], [108], [127], [134] đã tiến
hành khảo sát hiệu năng của hệ thống FSO chuyển tiếp. Xác suất lỗi bit của các hệ
thống FSO đa chặng đã được Akella và các cộng sự phân tích dựa trên tỉ số tín hiệu
trên nhiễu [11]. Trong nghiên cứu này, các tác giả đã tập trung phân tích ảnh hưởng
của các điều kiện thời tiết khác nhau lên suy hao đường truyền mà không xem xét
đến ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển. Trong [120], tác giả M. Safari và các cộng
sự đã nghiên cứu về truyền dẫn đa chặng trong điều kiện nhiễu loạn yếu dựa trên
mô hình kênh log-chuẩn. Ngoài ra, khảo sát hiệu năng hệ thống FSO đa chặng trong
điều kiện nhiễu loạn mạnh bằng cách sử dụng mô hình kênh Gamma-Gamma có thể
được tìm thấy trong các tài liệu nghiên cứu [38], [44], [51], [108], [127], [134].
Sự không thẳng hàng giữa máy phát và máy thu do sự rung lắc của nơi đặt
thiết bị (sự lệch hướng) cũng là một yếu tố làm giảm hiệu năng của hệ thống FSO
chuyển tiếp [42]. Ảnh hưởng của sự lệch hướng lên hiệu năng của các hệ thống
FSO chuyển tiếp đã được quan tâm xem xét trong các nghiên cứu gần đây [44], [51],
[108], [127]. Trong các nghiên cứu này, các tác giả đã khảo sát xác suất lỗi, dung
lượng và tỉ lệ lỗi bit của hệ thống FSO sử dụng các cấu hình chuyển tiếp nối tiếp và
chuyển tiếp song song, hợp tác dưới các điều kiện nhiễu loạn mạnh và lệch hướng.
Các khảo sát đã thực hiện cho các hệ thống sử dụng kỹ thuật tách-và-chuyển tiếp
mức bit và điều chế OOK có xét đến ảnh hưởng của nhiễu Gauss trắng cộng
(AWGN). Trong tất cả các nghiên cứu vừa đề cập ở trên, các tác giả đều giả sử rằng
4 Nội dung nghiên cứu này đã được công bố trong các bài báo [J3] và [C5].
56
kích thước búp sóng quang tại máy thu là cố định (cụ thể, kích thước búp sóng là
2,5 m tại khoảng cách truyền dẫn 1 km) [42], [44], [127].
Tuy nhiên, kích thước búp sóng quang không phải là hằng số, đặc biệt dưới
ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí. Theo mô hình búp sóng Gauss kết hợp một
phần (về không gian), kích thước búp sóng quang tại máy thu là một hàm của các
tham số bao gồm cự ly truyền dẫn, tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2 và tham số
kết hợp nguồn S [116]. Trong đó, S là một yếu tố quan trọng khi thiết kế hệ thống
vì nó có thể được điều chỉnh bằng cách sử dụng bộ khuếch tán pha đặt tại máy phát
để nhận được kích thước búp sóng mong muốn tại máy thu. Búp sóng kết hợp một
phần phù hợp cho hệ thống FSO vì nó làm tăng kích thước búp (giúp giảm ảnh
hưởng của lệch hướng). Do đó, ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí, thông số kết
hợp nguồn cũng như cự ly truyền dẫn lên hiệu năng của hệ thống FSO cần được làm
rõ nhằm tối ưu hiệu năng hệ thống.
Trong phần này, nghiên cứu sinh đề xuất một giải pháp mới để phân tích ảnh
hưởng của nhiễu loạn không khí và pha đinh lệch hướng lên hiệu năng của hệ thống
FSO chuyển tiếp nối tiếp. Giải pháp khảo sát hiệu năng được đề xuất cho phép đánh
giá một cách toàn diện hơn so với những phương pháp sử dụng trong các nghiên
cứu của các tác giả khác vì đã tính đến ảnh hưởng của sự thay đổi kích thước búp
sóng do nhiễu loạn. Đặc biệt, nhờ đề xuất sử dụng mô hình búp sóng quang Gauss
kết hợp một phần ta có thể khảo sát được hiệu năng khi thay đổi kích thước búp
sóng tại bộ thu [J3].
Trên cơ sở đề xuất nêu trên, nghiên cứu sinh xây dựng công thức tính BER
dạng tường minh cho hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp trên kênh nhiễu loạn khí
quyển Gamma-Gamma. Mức độ ảnh hưởng của pha-đinh do lệch hướng tương ứng
với các giá trị khác nhau của S , cự ly truyền dẫn và Cn2, sẽ được khảo sát và đánh
giá. Không giống như các nghiên cứu trước đây thường sử dụng điều chế hai mức là
điều chế OOK hoặc PPM nhị phân, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng điều chế M-
PPM để đạt được hiệu năng tốt hơn. Tất cả các nút chuyển tiếp đều sử dụng kỹ tách-
và-chuyển tiếp (DetF) ở mức ký hiệu. Kỹ thuật này đơn giản hơn kỹ thuật DetF ở
57
mức bit và kỹ thuật giải mã-và-chuyển tiếp. Khác với các nghiên cứu khác, không
khảo sát ảnh hưởng của nhiễu lượng tử [11], [38], [42], [44], [51], [108], [127],
[134] nghiên cứu sinh sẽ xét ảnh hưởng của nhiễu lượng tử phụ thuộc tín hiệu, điều
mà cho kết quả khảo sát chính xác hơn. Cuối cùng, để cho các khảo sát hiệu năng
đầy đủ hơn hơn, ảnh hưởng của tỉ số phân biệt (tỉ số được gây ra bởi trạng thái tắt
laser) [9] cũng được đưa vào trong các tính toán [C3], [J3].
3.2.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp điện
Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM đề
xuất như trong Hình 3.2 [J3]. Nút nguồn (S) phát tín hiệu dữ liệu tới nút đích (D)
thông qua Kr nút trung gian đặt nối tiếp gọi là các nút chuyển tiếp (R). Tại nút
nguồn, dữ liệu đầu vào trước tiên được chia thành các khối b bit. Sau đó, mỗi khối
được sắp xếp vào một trong M ký hiệu (s0, s1,…, sM-1) với M = 2b. Tại bộ điều chế
PPM, khoảng thời gian ký hiệu, Tw, được chia thành M khe thời gian và một xung
quang với công suất trung bình Pt được gửi đi ở một trong M khe thời gian này,
trong khi M – 1 khe thời gian còn lại để trống (không có tín hiệu phát đi). Tuy nhiên,
do dòng phân cực của laser, trong trạng thái tắt vẫn có tín hiệu với công suất
Pn = rexPt phát trong các khe thời gian không có tín hiệu, trong đó rex là tỉ số phân
biệt [9]. Mỗi khe thời gian có khoảng thời gian là Ts = b/MRb trong đó Rb là tốc độ
bit.
Hình 3.2. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM [J3].
58
Giả sử rằng hi là hệ số kênh suy hao ngẫu nhiên của kênh truyền giữa nút (i-1)
và nút i. Tín hiệu thu (dòng tách quang tại đầu ra của các bộ tách sóng quang) tại
nút thứ i được xác định theo công thức (3.1):
n
siiext
s
siit
n
i
s
i
inhrP
nhP
I
II (3.1)
trong đó Iis là tín hiệu thu khi có xung quang trong khe thời gian có xung và Ii
n là tín
hiệu thu khi không có xung quang trong các khe thời gian còn lại. là đáp ứng của
bộ tách sóng quang. nsis và nsi
n được định nghĩa là các thành phần nhiễu ở các khe
thời gian có tín hiệu và không có tín hiệu. Xét ảnh hưởng của suy hao đường truyền
(hil), nhiễu loạn khí quyển (hi
a) và lỗi lệch hướng (hi
p), thì hệ số kênh (hi) được xác
định theo công thức (3.2):
p
i
a
i
l
ii hhhh (3.2)
Hệ số kênh hi được xác định theo công thức (2.57b). Áp dụng biến đổi trong
[145, công thức (07.34.16.0001.01) – Phụ lục D] để đơn giản hóa ta được công thức
dạng tường minh đối với trạng thái kênh kết hợp, ih hfi
, theo công thức (3.3) [J3]:
1,1,12
2
,0
0,3
3,1
,0
2
iii
i
lii
iii
iilii
iiiih
hA
hG
hAhf
i
(3.3)
trong đó G là hàm G Meijer (Phụ lục A), isizi eq ,, 2/ là tỉ số giữa bán kính búp
sóng quang tương đương tại bộ thu thứ i ( izeq , ) và độ lệch chuẩn của sự lệch hướng
tại máy thu thứ i ( is,2 ); ii , đại diện cho số lượng hiệu dụng của các xoáy kích
thước lớn và xoáy kích thước nhỏ của quá trình tán xạ trong kênh truyền chặng thứ i.
Tại mỗi nút chuyển tiếp hoặc nút đích, các ký hiệu PPM được tách tại bộ giải
điều chế PPM bằng cách so sánh dòng tách quang trên M khe thời gian, và vị trí khe
thời gian có dòng cao nhất được sẽ được quyết định là có xung tín hiệu được phát đi.
Vị trí khe thời gian có tín hiệu được phát đi sẽ giúp xác định ký hiệu PPM được
phát. Tại các nút chuyển tiếp, ký hiệu sau khi được tách sẽ được tái điều chế PPM
trước khi tiếp tục được phát đến nút chuyển tiếp tiếp theo hoặc đến nút đích với
59
công suất trung bình Pt. Cuối cùng, tại nút đích, ký hiệu đã được tách sẽ được
chuyển đổi sang dữ liệu nhị phân bởi bộ chuyển đổi ký hiệu - bit.
3.2.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR
Tỉ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) trong miền điện tại nút chuyển tiếp thứ i (hoặc
nút đích) được xác định theo công thức (3.4):
22
2
n
i
s
i
n
i
s
iSNR
(3.4)
trong đó is và i
n là các giá trị trung bình của Ii
s và Ii
n, và được xác định theo công
thức (3.5):
iext
it
n
i
s
i
hrP
hP
(3.5)
Trong công thức (3.4), 2s
i và 2n
i tương ứng là các phương sai nhiễu của các loại
nhiễu nsis và nsi
n tại máy thu. Trong các phân tích ở mục này, ta chỉ tập trung vào
ảnh hưởng của nhiễu lượng tử phụ thuộc tín hiệu, được mô hình hóa là nhiễu Gauss
trắng cộng có trung bình bằng 0 và phương sai được xác định theo công thức (3.6)
[9]:
fhrPe
fhPe
iext
it
n
i
s
i
2
22
2
(3.6)
trong đó e là điện tích điện tử và f băng tần nhiễu hiệu dụng. Với hệ thống sử
dụng điều chế M-PPM, f có liên hệ với tốc độ bit Rb theo công thức: f =
MRb/(2log2M) [9]. Thay công thức (3.5) và (3.6) vào công thức (3.4), SNR sẽ được
tính bởi công thức (3.7):
i
ex
ext hrfe
rPSNR
12
12
(3.7)
3.2.3 Tỉ lệ lỗi bit BER
Đầu tiên ta tính xác suất lỗi ký hiệu của mỗi chặng. Dựa trên xác suất lỗi ký
hiệu của mỗi chặng, ta xác định tổng xác suất lỗi bit của tuyến FSO đa chặng, sau
đó tính BER của hệ thống FSO đa chặng.
60
Gọi Pi là xác suất lỗi ký hiệu của chặng thứ i (i = 1,2, …, Kr). Ta giả sử rằng
dữ liệu phát đi đủ lớn để xác suất phát các ký hiệu là như nhau. Để không mất tính
tổng quát, ta giả sử ký hiệu s0 được phát đi. Bằng cách sử dụng kỹ thuật đường bao
trên, xác suất lỗi ký hiệu tức thời với ràng buộc trên được xác định như sau [J3]:
00 ,1,...,11 ssMuIIPP u
iiri
si
niri
ui
M
u
r IIPMssIIP
100
1
1
022
1iih dh
SNRerfchf
Mi
(3.8)
trong đó s là ký hiệu phát, Iiu là dòng điện ở khe thời gian u và erfc(.) là hàm lỗi bù.
Thế công thức (3.3) vào công thức (3.8) và biểu diễn hàm erfc(.) bằng hàm Meijer
G ta có [J3]:
0
2
2
,0
0,3
3,1
,0
2
1,1,12
1
iii
iil
ii
ii
iilii
iiii h
hAG
hA
MP
aii
rx
rxt dhhrfe
rPG
2
1,0
1
14
12
0,22,1
(3.9)
Tiếp theo, dựa trên biến đổi [145, công thức (07.34.21.0011.01) – Phụ lục D],
công thức dạng tường minh của xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công thức
(3.10) [J3]:
2
2
,0
2
3,2
3,4
2
,2
1,0
1,1,1,1
14
1
2
1
i
iii
iirx
l
iirxt
ii
ii
rfe
hArPG
MP
(3.10)
Xét hệ thống FSO đa chặng có Kr + 1 chặng (Kr nút chuyển tiếp) được mô
hình hóa là tập hợp của Kr + 1 kênh đối xứng M với xác suất lỗi Pi cho chặng thứ i
như minh họa trong Hình 3.3, trong đó xác suất lỗi Pi được giả thiết là như nhau cho
tất cả các ký hiệu PPM.
Hình 3.3. Mô hình kênh đa chặng tương đương và xác suất tách ký hiệu tại các chặng [J3].
61
Xác suất tách đúng ký hiệu trong chặng thứ i, do đó, có thể xác định là (1 - Pi).
Một ký hiệu phát đi tại nút nguồn (S) được xác định là tách đúng tại nút đích (D)
nếu ký hiệu này được tách đúng tại tất cả (Kr + 1) các chặng. Giả sử rằng xác suất
lỗi tại mỗi chặng độc lập với nhau, xác suất lỗi ký hiệu từ nguồn tới đích (Pe) được
xác định bởi [J3]:
1
1
11rK
i
ie PP (3.11)
Khi một ký hiệu PPM được tách, nó được gán với một chuỗi log2(M) bit
thông qua bộ chuyển đổi ký hiệu-bit. Nếu một bit bị lỗi trong số log2(M) bit, có M/2
khả năng lỗi ký hiệu lỗi trong tổng số có M – 1 ký hiệu lỗi. Do đó, giả sử khả năng
lỗi của tất cả các ký hiệu là như nhau, BER tổng của hệ thống được xác định theo
công thức (3.12):
ePM
MBER
12 (3.12)
trong đó Pe là xác suất lỗi ký hiệu PPM.
3.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp điện
Trong phần này nghiên cứu sinh khảo sát BER của hệ thống FSO chuyển tiếp
nối tiếp sử dụng điều chế M-PPM với tổng khoảng cách truyền dẫn L km. Giả sử
rằng khoảng cách giữa các nút chuyển tiếp liên tiếp giữa nút nguồn và nút đích là
bằng nhau. Để so sánh công bằng với hệ thống FSO đơn chặng sử dụng điều chế
OOK hoặc PPM nhị phân, các phân tích được xét dựa trên công suất trung bình trên
bit được ký hiệu là Ps. Ps quan hệ với công suất phát trung bình của xung quang Pt
(trong một khe thời gian) theo công thức (3.13) [J3]:
s
r
t PK
MMP
1
log 2
(3.13)
trong đó, Kr + 1 là số lượng chặng chuyển tiếp. Ngoài ra, giả sử rằng độ lệch chuẩn
hóa jitter là hàm tuyến tính theo cự ly truyền dẫn, do đó s,i được xác định từ độ
lệch chuẩn hóa jitter tại cự ly 1 km (s) và cự ly của chặng thứ i (di) theo công thức
s,i = sdi.
62
Bảng 3.1. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp điện.
Tên thông số Ký hiệu Giá trị
Đáp ứng PD 0,8 A/W
Tỉ số extinction rex 0,05
Phạm vi nhiễu loạn lớn L0 10 m
Bước sóng công tác 1550 nm
Hệ số suy hao () 0,1 km-1
Bán kính búp tại di = 0 0 2,5 cm
Tốc độ bit Rb 5 Gb/s
Các thông số sử dụng trong quá trình khảo sát hiệu năng được trình bày trong
Bảng 3.1, trong đó giá trị của đáp ứng bộ tách sóng quang và tỉ số phân biệt được
chọn dựa trên các thông số của bộ tách sóng quang và nguồn laser điển hình [9]. Hệ
số suy hao cố định là 0,1 km-1
, tương ứng với điều kiện thời tiết tốt. Hiệu năng của
hệ thống được khảo sát trong chế độ nhiễu loạn từ trung bình đến mạnh, giá trị của
Cn2 từ 10
-15 đến 10
-13. Ta sử dụng búp sóng trực chuẩn kết hợp với 0 = 2,5 cm và
một bộ khuếch tán pha để kiểm soát giá trị của S [116]. Ngoài ra, cả tốc độ bit và
cự ly thông tin dùng trong các khảo sát ở phần này đều lớn hơn so với các hệ thống
FSO điển hình để thể hiện rõ các ưu điểm của việc sử dụng nút chuyển tiếp nối tiếp
và điều chế M-PPM.
Trong Hình 3.4, BER được khảo sát theo tham số kết hợp nguồn, S , tham số
này tỷ lệ thuận với kích thước búp sóng quang tại máy thu, khi giá trị S càng cao
kích thước búp sóng tại máy thu càng lớn. Hệ thống FSO được khảo sát sử dụng
điều chế BPPM với công suất phát trên bit là 0 dBm.
Rõ ràng rằng đặc tính BER theo S được chia thành hai vùng và được phân
biệt bởi giá trị tối ưu tại vị trí mà BER có giá trị thấp nhất. Trong vùng thứ nhất,
vùng mà giá trị của S nhỏ hơn giá trị tối ưu, ảnh hưởng của sự lệch hướng rất lớn.
Kết quả là, BER thay đổi mạnh khi độ lệch chuẩn jitter thay đổi. Trong vùng này,
việc tăng S (hoặc kích thước búp sóng thu) là cần thiết để để giảm ảnh hưởng của
sự lệch hướng. Trong vùng thứ hai, nơi mà giá trị của S lớn hơn giá trị tối ưu, ảnh
63
hưởng của lỗi lệch hướng là không đáng kể vì kích thước búp sóng tương đối lớn so
với diện tích bộ thu và độ lệch chuẩn jitter. Do đó, sự thay đổi độ lệch chuẩn jitter
không ảnh hưởng đến BER. Trong trường hợp này, nếu S tăng (kích thước búp
sóng thu tăng), tỉ lệ công suất thu sẽ giảm và BER tăng do tổn hao hình học (do sự
phân kỳ của búp sóng quang) tăng.
Hình 3.4. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế OOK, Ps = 0
dBm, L = 5 km, Kr = 3, 2a = 20 cm, Cn2 = 10
-14 [J3].
Tiếp theo, ta khảo sát BER theo tham số kết hợp nguồn với các giá trị khác
nhau của đường kính thấu kính thu (2a). Hình 3.5 chỉ ra rằng đường kính thấu kính
thu tăng sẽ làm BER giảm đáng kể nhờ giảm được tổn hao do lệch hướng và tổn
hao do sự mở rộng hình học của búp sóng quang giảm. Tương tự với kết quả ở hình
trước, có một giá trị S tối ưu tương ứng với mỗi giá trị của đường kính thấu kính
thu. Ngoài ra, từ hình vẽ, ta cũng xác định được dải giá trị của S thỏa mãn một mức
giá trị BER yêu cầu (ví dụ BER = 10-9
). Khi đường kính thấu kính thu lớn, dải giá
trị của S được mở rộng, do đó rất dễ dàng để thiết kế hệ thống.
Tham số kết hợp nguồn
64
Hình 3.5. BER theo tham số kết hợp nguồn với hệ thống sử dụng điều chế BPPM (OOK),
Ps = 0 dBm, L = 5 km, Kr = 3, z = 20 cm, Cn2 = 510
-15 [J3].
Hình 3.6. BER theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ, Ps = 0 dBm, L = 2 km, 2a = 20 cm,
s = 30 cm, s = 4000 [J3].
Những ưu điểm của việc sử dụng M-PPM và chuyển tiếp nối tiếp để giảm
thiểu ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí được chỉ ra trong Hình 3.6. Hiệu năng
của hệ thống FSO đề xuất được so sánh với hệ thống FSO không có nút chuyển tiếp
Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ
OOK FSO không dùng chuyển tiếp
4-PPM FSO không dùng chuyển tiếp
4-PPM FSO với một nút chuyển tiếp
4-PPM FSO với hai nút chuyển tiếp
Tham số kết hợp nguồn
65
và sử dụng điều chế OOK với cự ly thông tin điển hình là 2 km, tốc độ bit 5 Gb/s.
Ta thấy rõ ràng rằng sự cải thiện hiệu năng khi sử dụng điều chế M-PPM (không
dùng chuyển tiếp) là đáng kể khi nhiễu loạn không quá mạnh (vùng nhiễu loạn
trung bình). Trong vùng nhiễu loạn mạnh, sử dụng chuyển tiếp nối tiếp sẽ cải thiện
đáng kể hiệu năng của hệ thống. Ví dụ, trong điều kiện nhiễu loạn mạnh với Cn2
bằng 10-13
, hệ thống FSO 4-PPM sử dụng hai nút chuyển tiếp cung cấp BER = 10-9
trong khi hệ thống FSO OOK không dùng chuyển tiếp có BER = 10-4
.
Hình 3.7. Cự ly truyền dẫn (tại BER = 10-9
) theo tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ với hệ
thống sử dụng OOK, Ps = 0 dBm, 2a = 20 cm, s = 4000 [J3].
Hình 3.7 cho thấy cự ly truyền dẫn tối đa với BER = 10-9
của hệ thống FSO
BPPM được cải thiện đáng kể nhờ sử dụng chuyển tiếp nối tiếp. Khi số lượng các
chặng (Kr) tăng từ 2 đến 4, cự ly truyền dẫn tối đa tăng từ 7 km đến 9 km trong môi
trường nhiễu loạn có Cn2 = 710
-16. Với một cự ly truyền dẫn cụ thể, sử dụng truyền
dẫn chuyển tiếp giúp cải thiện khả năng của các hệ thống FSO trong việc chống lại
các ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển. Với cự ly truyền dẫn 7 km, cường độ
nhiễu loạn mà hệ thống FSO có khả năng chịu được tăng từ Cn2 = 710
-16 đến
Cn2
= 610-15
khi K tăng từ 2 đến 4. Số lượng nút chuyển tiếp yêu cầu đối với một
giá trị cường độ nhiễu loạn và cự ly truyền dẫn cụ thể cũng có thể được xác định
Kr = 3 Kr = 4 Kr = 2
Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ
Vùng có thể hỗ trợ với 2 nút chuyển tiếp
Cự
ly tru
yền d
ẫn (
km
) vớ
i B
ER
= 1
0-9
66
bằng cách sử dụng Hình 3.7. Ví dụ, với cự ly truyền dẫn là 5 km và Cn2 = 10
-14, cần
ít nhất 3 nút chuyển tiếp để đạt được BER = 10-9
.
3.3 KHẢO SÁT HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO CHUYỂN TIẾP QUANG5
Trong thập kỷ qua, đã có nhiều nghiên cứu về việc thực hiện hệ thống FSO
chuyển tiếp [11], [38], [44], [51], [108], [120], [127], [134]. Tuy nhiên, hầu hết các
nghiên cứu này đều tập trung vào kỹ thuật chuyển tiếp điện, trong đó quá trình
khuếch đại (với kỹ thuật AF), giải mã (với kỹ thuật DF) hay tách (với kỹ thuật
DetF) đều thực hiện trong miền điện. Với mục đích có được truyền dẫn tốc độ cao
mà không yêu cầu sự phức tạp trong quá trình chuyển đổi quang - điện cũng như xử
lý tín hiệu điện tại các nút chuyển tiếp, S. Kazemlou và các cộng sự đề xuất kỹ thuật
chuyển tiếp toàn quang [77]. Hai kỹ thuật chuyển tiếp toàn quang được đề xuất phát
triển đó là kỹ thuật khuếch đại và chuyển tiếp quang (OAF), kỹ thuật tái tạo và
chuyển tiếp quang (ORF). Gần đây, E. Bayaki và các cộng sự đề xuất sử dụng bộ
khuếch đại quang pha tạp erbium (EDFA) tại các nút chuyển tiếp toàn quang [24].
Ngoài ra, hiệu năng xác suất lỗi của hệ thống FSO sử dụng OAF hai chặng được
phân tích bởi M. A. Kashani và các cộng sự [121]. Trong các nghiên cứu này, do
tính phức tạp trong quá trình phân tích, hiệu năng của hệ thống FSO hai chặng
chuyển tiếp quang được nghiên cứu với giả định không có nhiễu loạn khí quyển
hoặc nhiễu loạn yếu [24], [121]. Do đó, các ảnh hưởng lớn của nhiễu loạn không
khí mạnh lên hiệu năng của hệ thống FSO chuyển tiếp quang chưa được xem xét.
Trong phần này, nghiên cứu sinh đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng BER
của hệ thống FSO chuyển tiếp quang hai chặng sử dụng kỹ thuật OAF trên kênh
nhiễu loạn khí quyển trung bình đến mạnh [C4], [J4]. Để mô hình hóa các điều kiện
nhiễu loạn mạnh, nghiên cứu sinh sử dụng mô hình kênh Gamma-Gamma. Ngoài ra,
nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng kỹ thuật điều chế vị trí xung (M-PPM) [C4], [J4]
để đạt được hiệu năng hệ thống tốt hơn so với các hệ thống sử dụng điều chế khóa
tắt - mở (OOK) [24], [121]. Quá trình xây dựng công thức tính BER dạng đúng và
5 Nội dung nghiên cứu này đã được công bố trong các bài báo [J4] và [C4].
67
dạng tường minh có tính đến các loại nhiễu khác nhau bao gồm nhiễu lượng tử,
nhiễu nền, nhiễu bức xạ tự phát của bộ khuếch đại (ASE) và nhiễu nhiệt sẽ được
trình bày trong các phần tiếp theo [J4].
3.3.1 Hệ thống FSO hai chặng chuyển tiếp quang sử dụng OAF
Mô hình hệ thống FSO hai chặng chuyển tiếp quang sử dụng kỹ thuật OAF
được thể hiện trong Hình 3.8.
Khoảng cách giữa nút nguồn và nút chuyển tiếp là ds,r trong khi khoảng cách
từ nút chuyển tiếp đến nút đích là dr,d. Do đó, tổng khoảng cách truyền dẫn là
L = dsr + drd. Tại nút nguồn, dữ liệu đầu vào được điều chế tại bộ điều chế PPM,
trong đó mỗi khối b bit được sắp xếp lên một trong M ký hiệu có thể có (s0, s1,....,
sM-1). Khoảng thời gian ký hiệu, Tw, được chia thành M khe thời gian và một xung
điện được phát đi ở một trong số M khe thời gian, M -1 khe thời gian còn lại để
trống. Sau đó, xung này được chuyển đổi thành xung quang có công suất Pt bởi
nguồn laser.
Hình 3.8. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp quang hai chặng sử dụng OAF [C4], [J4].
Tín hiệu quang tại đầu vào của nút chuyển tiếp bao gồm tín hiệu dữ liệu và
ánh sáng nền có công suất Pb. Tại nút chuyển tiếp, các tín hiệu này được khuếch đại
bởi bộ khuếch đại quang có hệ số khuếch đại GA, sau đó được phát tiếp đến nút đích
cùng với nhiễu ASE được tạo ra bởi bộ khuếch đại quang. Nhiễu ASE có thể được
mô tả bằng mô hình nhiễu Gauss trắng cộng, công suất quang được xác định theo
công thức (3.14) [9]:
01~
BnGfhP spAA (3.14)
trong đó h~
là hằng số Planck, f là tần số, nsp là tham số phát xạ tự phát của bộ
khuếch đại, B0 là băng tần công tác.
68
Điện trường tổng tại nút đích Ed(t) bao gồm tín hiệu dữ liệu Es(t), bức xạ nền
của nút chuyển tiếp Eb,r(t), bức xạ nền của nút đích Eb,d(t) và điện trường ASE
EASE(t) được xác định theo công thức (3.15):
tEtEtEtEtE ASEdbrbsd ,, (3.15)
aardAddbrrrdbssrdsrt thPtPtGhPtGhhP coscoscoscos
với hsr là tham số trạng thái kênh của đường truyền giữa nút nguồn và nút chuyển
tiếp, hrd là tham số trạng thái kênh của đường truyền giữa nút chuyển tiếp và nút
đích, u là tần số quang và u(u = s, r, d, a) là pha của điện trường. Tại nút đích,
điện trường tổng được chuyển đổi thành dòng photon nhờ bộ tách quang (PD). Sau
đó, tích phân dòng tách quang trên M khe thời gian được so sánh tại bộ điều chế
PPM để tìm vị trí của khe với dòng cao nhất, để xác định ký hiệu được phát đi. Cuối
cùng, ký hiệu đã được tách được chuyển thành số liệu nhị phân.
3.3.2 Tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR
Nút đích sử dụng bộ tách quang để chuyển đổi tín hiệu thu thành dòng điện,
với cường độ dòng điện được xác định theo công thức (3.16):
rdAsrts hGhPI (3.16)
trong đó là đáp ứng của bộ tách quang, Pt là công suất phát trung bình của xung
quang. Các loại nhiễu trong máy thu bao gồm nhiễu lượng tử và nhiễu nhiệt được
coi là nhiễu Gauss trắng cộng có trung bình bằng 0. Giả sử rằng Be là độ rộng băng
tần trong miền điện của bộ tách sóng quang, phương sai tổng của nhiễu trong
trường hợp khe có tín hiệu (s2) và khe không có tín hiệu (n
2) được xác định theo
công thức (3.17):
L
eBebrdAAb
L
eBebrdAAbrdAsrt
n
s
R
TBkBPhPGPe
R
TBkBPhPGPhGhPe
42
42
2
2
(3.17)
69
trong đó e là điện tích điện tử, kB là hằng số Boltzmann; T là nhiệt độ tuyệt đối; RL
là giá trị điện trở tải. Do đó, tỉ số tín hiệu điện trên nhiễu tại nút đích sử dụng điều
chế PPM được xác định theo công thức (3.18):
22
2
ns
sISNR
(3.18)
3.3.3 Tỉ lệ lỗi bit BER
Định nghĩa Pe là xác suất lỗi ký hiệu, tỉ số lỗi bit BER của hệ thống điều chế
M-PPM được xác định tương tự như công thức (3.12). Giả sử rằng dữ liệu phát đi
đủ lớn để xác suất phát của các ký hiệu là như nhau. Không mất tính tổng quát,
cũng giả sử rằng ký hiệu s0 được phát với cường độ dòng điện thu được là Is. Bằng
cách sử dụng kỹ thuật đường bao trên, xác suất lỗi ký hiệu tức thời được xác định
theo công thức (3.19):
0,1,...,11 ssMnIIPP nsre
0,1,...,11 ssMnIIPM nsr
a
rd
a
sr
a
rd
a
sr dhdhSNR
erfchfhfM
22
1
00
(3.19)
trong đó s là ký hiệu được phát, In là dòng điện tương ứng với khe không có tín hiệu
erfc(.) là hàm lỗi bù.
Công thức dạng tường minh của BER tính đến tất cả các loại nhiễu rất phức
tạp. Trong một số nghiên cứu trước đây, ví dụ như [120], để đơn giản, nhiễu được
giả sử là nhiễu Gauss trắng cộng (AWGN). Ở đây, nghiên cứu sinh dựa trên công
thức (3.12) để đánh giá BER của hệ thống. Nghiên cứu sinh cũng xây dựng công
thức dạng tường minh cho BER trong ba trường hợp cụ thể trong đó chỉ xem xét
ảnh hưởng của một số loại nhiễu xác định.
Công thức BER dạng tường minh
a) Trường hợp 1
70
Trong trường hợp 1, xét ảnh hưởng của nhiễu lượng tử gây ra bởi tín hiệu từ
nút nguồn; bỏ qua các thành phần nhiễu nền, nhiễu ASE và nhiễu nhiệt trong công
thức (3.17), SNR được xác định theo công thức (3.20):
e
rdAsrt
eB
hGhPSNR
2
(3.20)
Thay công thức (3.20) vào công thức (3.19), biểu diễn tích phân erfc(.) là hàm
G Meijer [58] và dựa theo biến đổi [145, công thức (07.34.21.0001.01) – Phụ lục D],
công thức dạng tường minh cho xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công thức
(3.21) [J4]:
1,111
0
0,2
2,00
2211
2211
112
1
a
sre hGM
P
a
rd
a
sr
a
rd
a
sr
e
l
rd
l
srAta
rd dhdhhheB
hhGPGhG
2
1,0
1
4
0,2
2,11,122
0,2
2,0 22
2
1,0
1,1,1,1,1
42
1 1122
2211
4,2
2,5
2211
e
l
rd
l
srAt
eB
hhGPG
M
(3.21)
b) Trường hợp 2
Trong trường hợp 2, chỉ xét ảnh hưởng của nhiễu nền và nhiễu ASE từ nút
chuyển tiếp. SNR được xác định theo công thức (3.22):
eAAb
rdAsrt
BPGPe
hGhPSNR
4
222
(3.22)
Tương tự như trường hợp 1, thay công thức (3.22) vào công thức (3.19), biểu
diễn tích phân erfc(.) là hàm G Meijer [58] và dựa theo biến đổi [145, công thức
(07.34.21.0001.01) – Phụ lục D] và [145, công thức (07.34.21.0011.01) – Phụ lục
D], công thức dạng tường minh cho xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công
thức (3.23) [J4]:
71
22112/3
31121
MPe
2
1,0
1,2
2,
2
1,
2
2,
2
1,1,12
111122
22
2
11
2
6,2
2,7
Abe
l
rd
l
srAt
PGPeB
hhGPG
(3.23)
c) Trường hợp 3
Trong trường hợp 3, chỉ xét nhiễu nền và nhiễu nhiệt tại nút đích. Bỏ qua các
thành phần nhiễu gây ra bởi nút nguồn và nút chuyển tiếp, SNR được xác định theo
công thức (3.24):
e
L
Beb
rdAsrt
BR
TkBPe
hGhPSNR
84
2
(3.24)
Thay công thức (3.24) vào công thức (3.19), biểu diễn tích phân erfc(.) là hàm
G Meijer [58] và dựa theo biến đổi [145, công thức (07.34.21.0013.01) – Phụ lục D],
công thức dạng tường minh cho xác suất lỗi ký hiệu được xác định theo công thức
(3.25) [J4]:
2
2211
2
8,2
2,9
2211
2/5
5
2
3221 2211
L
eBbe
l
rd
l
srAte
R
TBkPBe
hhGPG
MP
2
1,0
1,2
2,
2
1,
2
2,
2
1,
2
2,
2
1,
2
2,
2
1 11112222
(3.25)
3.3.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp quang
Trong mục này, tiến hành khảo sát BER của hệ thống FSO/M-PPM hai chặng
toàn quang sử dụng kỹ thuật OAF. Vẫn giả sử rằng khoảng cách giữa các chặng là
như nhau.
72
Để so sánh công bằng với các hệ thống khác, BER được xem xét như là một
hàm của công suất phát trên bit, được xác định bởi Ps = Pt/(Mlog2M). Hiệu năng
BER của các hệ thống đề xuất được xem xét cho 4 trường hợp bao gồm các trường
hợp 1, 2, 3 và trường hợp tổng quát trong đó xét đến tất cả các thành phần của nhiễu.
Các thông số và hằng số hệ thống được sử dụng trong quá trình khảo sát được cho ở
Bảng 3.2.
Trong Hình 3.9, BER được khảo sát theo công suất phát trên bit trong trường
hợp 4-PPM. Hình 3.9 chỉ ra rằng BER lớn nhất trong trường hợp 3, trường hợp xét
đến nhiễu nền và nhiễu nhiệt tại nút đích. Điều đó có nghĩa rằng ảnh hưởng của
nhiễu nền và nhiễu nhiệt tại nút đích đóng vai trò lớn so với các thành phần nhiễu
khác đến từ nút nguồn và nút chuyển tiếp. Điều này cũng giải thích lý do hiệu năng
của hệ thống trong trường hợp tổng quát và trường hợp 3 xấp xỉ bằng nhau.
Bảng 3.2. Các thông số và hằng số hệ thống FSO chuyển tiếp quang.
Tên thông số Ký hiệu Giá trị
Trở kháng tải RL 50
Nhiệt độ máy thu T 300 K
Đáp ứng PD 0,5 A/W
Công suất nhiễu nền Pb - 30 dBm
Bước sóng công tác 1550 nm
Hệ số suy hao () 0,1 km-1
Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2
10-14
m-2/3
Đường kính máy thu 2a 40 cm
Độ rộng băng tần B0 125 GHz
Tham số ASE nsp 5
Ngoài ra, Hình 3.9 cũng thể hiện rõ ràng rằng hệ thống FSO đơn chặng yêu
cầu công suất phát cao hơn do nhiễu loạn và các thành phần nhiễu. Nhờ kỹ thuật
OAF, công suất phát yêu cầu giảm tương ứng với hệ số khuếch đại. Với hệ số
khuếch đại 10 dB và BER = 10-6
, công suất phát yêu cầu giảm từ 15 dBm xuống 5
dBm khi hệ thống FSO đơn chặng được thay thế bởi hệ thống FSO hai chặng.
73
Hình 3.9. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4].
Hình 3.10. BER theo hệ số khuếch đại quang với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s và dsr = drd [J4].
Hình 3.10 đánh giá BER trong trường hợp tổng quát là một hàm của hệ số
khuếch đại GA cho các giá trị khác nhau của cự ly truyền dẫn. Hình 3.10 chỉ ra rằng
hiệu năng của hệ thống FSO giảm khi cự ly truyền dẫn lớn. Bằng cách tăng giá trị
của GA, hiệu năng BER tăng tốt hơn. Kết quả cũng giúp xác định độ khuếch đại yêu
Hệ số khuếch đại quang GA (dB)
T/ hợp tổng quát: L = 5 km
T/ hợp tổng quát: L = 4 km
T/ hợp tổng quát: L = 3 km
T/ hợp tổng quát: L = 2 km
Công suất phát trên bit, Ps (dBm)
T/hợp 1: hai chặng chuyển tiếp
T/hợp 2: hai chặng chuyển tiếp
T/hợp 3: hai chặng chuyển tiếp
T/hợp tổng quát: đơn chặng
74
cầu tương ứng với giá trị cụ thể của BER. Ví dụ, hệ số khuếch đại quang là 15 dB
để đạt được khoảng cách 3 km với BER = 10-6
và công suất phát là 0 dBm.
Hình 3.11 khảo sát BER theo công suất phát trên bit cho trường hợp tổng quát
với các phương pháp điều chế khác nhau. Hình 3.11 chỉ ra rằng sự suy giảm trong
nhiễu loạn và các thành phần nhiễu làm giảm nhiều hiệu năng của hệ thống hai
chặng sử dụng điều chế OOK. Cụ thể hơn, công suất phát yêu cầu là 13 dBm để giữ
BER bằng 10-6
. Tuy nhiên, bằng cách sử dụng điều chế PPM, công suất yêu cầu
giảm đáng kể. Ví dụ, với hệ số khuếch đại 10 dB và BER = 10-6
, công suất phát yêu
cầu giảm từ 13 dBm khi sử dụng điều chế OOK xuống 5 dBm khi sử dụng điều chế
4-PPM và 2 dBm khi sử dụng điều chế 8-PPM. Do đó, sử dụng điều chế M-PPM
kết hợp với kỹ thuật chuyển tiếp OAF là một giải pháp đầy hứa hẹn để chống lại các
ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển trong hệ thống FSO hai chặng.
Hình 3.11. BER theo Ps với GA = 10 dB, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4].
Công suất phát trên bit, Ps (dBm)
T/hợp tổng quát: OOK
T/hợp tổng quát: 4-PPM
T/hợp tổng quát: 8-PPM
75
Hình 3.12. BER theo GA với Ps = 0 dBm, Rb = 1 Gb/s, và dsr = drd = 1,5 km [J4].
Hình 3.12 khảo sát BER trong trường hợp tổng quát với hệ số khuếch đại
quang GA cho các trường hợp khác nhau của cường độ nhiễu loạn Cn2. Như có thể
thấy trong hình vẽ, hiệu năng BER của hệ thống FSO hai chặng nhanh chóng bị
giảm khi nhiễu loạn tăng. Để đối phó với khó khăn này, hệ số khuếch đại quang sẽ
tăng tương ứng với sự tăng cường độ nhiễu loạn. Do đó, cần yêu cầu hệ số khuếch
đại phù hợp với các giá trị cụ thể của Cn2 và BER. Với công suất phát 0 dBm và
khoảng cách 3 km, hệ số khuếch đại yêu cầu cho các hệ số Cn2 =10
-14, 510
-14, và
10-13
để đạt được BER = 10-6
tương ứng là 15 dB, 40 dB và 50 dB.
3.4 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐIỂM SỬ DỤNG GIẢI
PHÁP KẾT HỢP6
Như phân tích trong các mục 3.2 và 3.3, việc sử dụng kỹ thuật chuyển tiếp đã
giúp cải thiện đáng kể hiệu năng của các hệ thống FSO. Tuy nhiên, trong điều kiện
nhiễu loạn mạnh và lệch hướng đồng thời khi cần truyền dẫn tốc độ cao, việc sử
dụng kỹ thuật chuyển tiếp kết hợp với các kỹ thuật cải thiện hiệu năng khác là cần
6 Nội dung nghiên cứu này đã được công bố trong bài báo [C5].
Hệ số khuếch đại quang GA (dB)
T/hợp tổng quát: Cn2 = 10
-14
T/hợp tổng quát: Cn2 = 5 x10
-14
T/hợp tổng quát: Cn2 = 10
-13
76
thiết. Trong luận án này, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển
tiếp với kỹ thuật phân tập không gian và điều chế M-PPM [C5]. Như đã phân tích ở
Chương 1, M-PPM là phương thức điều chế đơn giản (điều chế cường độ), có hiệu
quả sử dụng năng lượng cao (năng lượng được tập trung trong khe thời gian M-
PPM nên công suất đỉnh cao) do đó giúp giảm công suất phát yêu cầu. phù hợp với
việc điều chế nguồn laser, không yêu cầu tách sóng ngưỡng tối ưu như trong OOK.
Đồng thời các hệ thống FSO sử dụng dải tần quang, có băng tần rộng do đó có thể
đáp ứng được yêu cầu của M-PPM. Kỹ thuật phân tập không gian sẽ giúp cải thiện
hiệu năng và dung lượng của hệ thống. Hạn chế của kỹ thuật phân tập không gian là
yêu cầu đường truyền LOS. Tuy nhiên, khi kết hợp với kỹ thuật chuyển tiếp, hạn
chế này sẽ được khắc phục.
Đã có một số nghiên cứu theo hướng sử dụng kết hợp các kỹ thuật cải thiện
hiệu năng nhằm chống lại ảnh hưởng của nhiễu loạn mạnh và lệch hướng. Trong
[143], các tác giả đề xuất sử dụng truyền dẫn MIMO và điều chế M-PPM. Việc kết
hợp truyền dẫn chuyển tiếp và điều chế BPPM cũng đã được nghiên cứu trong [120].
Tuy nhiên, không giống như trong các hệ thống truyền dẫn sử dụng sóng RF, sự kết
hợp giữa truyền dẫn chuyển tiếp và phân tập không gian chưa được nghiên cứu
nhiều.
Việc sử dụng kỹ thuật MIMO trong các hệ thống FSO có tính thực tế không
cao do hệ thống có cấu trúc phức tạp và đòi hỏi khoảng cách giữa các đầu phát phải
đủ lớn để đảm bảo tính tương quan thấp giữa các tuyến truyền dẫn. Chính vì thế,
trong nghiên cứu này, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng kỹ thuật SIMO hay còn gọi
là kỹ thuật phân tập thu. Mỗi nút chuyển tiếp sẽ được trang bị nhiều đầu thu để tăng
lượng công suất thu được trong điều kiện lệch hướng. Để kết hợp tín hiệu từ nhiều
đầu thu, hai kỹ thuật kết hợp được đề xuất sử dụng là kết hợp độ lợi cân bằng
(EGC) và kết hợp tỉ số cực đại (MRC). Kết quả của nghiên cứu sẽ đưa ra công thức
tính BER của hệ thống đã đề xuất dưới ảnh hưởng của nhiễu loạn mạnh, lệch hướng,
nhiễu nền và nhiễu nhiệt [C5].
77
3.4.1 Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO
Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO được đề xuất
như trong Hình 3.13 [C5]. Tại nút nguồn, số liệu nhị phân được điều chế M-PPM và
phát đến nút đích thông qua Kr nút chuyển tiếp. Tất cả các nút chuyển tiếp đều
được trang bị N đầu thu (bộ tách sóng quang) và búp sóng quang thu được thiết kế
có độ rộng đủ lớn để bao phủ tất cả các đầu thu này. Dòng tách quang đầu ra N bộ
tách sóng quang được kết hợp tại bộ xử lý xử dụng kỹ thuật EGC hoặc MRC. Tín
hiệu đầu ra bộ xử lý được đưa vào bộ giải điều chế PPM để tách ký hiệu (xác định
xem ký hiệu PPM nào đã được phát). Ký hiệu PPM này sau đó được tái điều chế
PPM trước khi chuyển đổi thành tín hiệu quang và chuyển tiếp tới nút tiếp theo với
công suất phát trung bình Pt. Nút đích cũng được trang bị N bộ tách sóng quang,
một bộ xử lý và một bộ giải điều chế PPM để tách ký hiệu và sau đó chuyển đổi ký
hiệu thành bit nhị phân.
Hình 3.13. Mô hình hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO [C5].
3.4.2 Hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO
3.4.2.1 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp EGC
Trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp EGC tại bộ thu, tín hiệu đầu ra tất cả các
bộ tách quang được cộng lại với nhau. Để tính xác suất lỗi ký hiệu, tương tự như
các mô hình phân tích hiệu năng trước, cũng giả thiết rằng số liệu được phát đi đủ
lớn để xác suất phát đi mỗi ký hiệu là như nhau. Sử dụng kỹ thuật đường bao trên,
xác suất lỗi ký hiệu của chặng thứ i, ký hiệu là PiEGC có thể biểu diễn theo công thức
(3.26):
Số liệu vào
Chuyển đổi b
it-ký h
iệu
Điề
u c
hế P
PM
Bộ xử
lý
Giải điề
u c
hế P
PM
Điề
u c
hế P
PM
Bộ xử
lý
Giải điề
u c
hế P
PM
Chuyển đổi k
ý h
iệu
-bit
Số liệu ra
Chuyển tiếp Nút nguồn Nút đích
78
kin
i
N
k
kit
kihiEGC hd
hP
QhfMPki
,
0
1
,
,,
1
(3.26)
trong đó, Niiiki hhhh ,2,1,, ,...,, là véc-tơ hệ số kênh cho chặng i (từ laser phát tới
N đầu thu), Q (.) là hàm Q, M là số vị trí xung trong điều chế M-PPM và hfh là
hàm mật độ xác suất của kênh truyền theo phân bố Gamma-Gamma như công thức
(3.3).
Công suất phát trung bình của xung quang trong một khe thời gian PPM có
quan hệ với công suất phát trung bình trong một bit theo công thức Pt = PsM
log2M/N/(Kr + 1). Mối quan hệ này đảm bảo sự so sánh công bằng giữa hệ thống
FSO sử dụng M-PPM và SIMO với hệ thống FSO sử dụng BPPM (tương tự OOK)
và SISO. Phương sai nhiễu tổng tại máy thu (2n
i ) bao gồm nhiễu nền (2b
i ) và
nhiễu nhiệt (2t
i ) được cho bởi [9]:
e
L
Beb
t
i
b
i
n
i BR
TkBPe
42
222
(3.27)
trong đó kB là hằng số Boltzmann, T là nhiệt độ tuyệt đối, RL là giá trị điện trở tải, e
là điện tích điện tử và Be là băng thông hiệu dụng của bộ thu. Be có quan hệ với tốc
độ bit Rb như sau Be = MRb/2(log2M).
Việc tính toán xác suất lỗi ký hiệu cho hệ thống SIMO theo công thức (3.26)
không đơn giản như cho hệ thống SISO. Do đó, tiến hành xấp xỉ hóa hàm Q theo
[35] với 322 22
4
1
12
1 xx eexQ . Các tác giả trong [35] đã chứng minh rằng, kết
quả tính toán xác suất lỗi sử dụng phương pháp xấp xỉ hóa hàm Q(.) cho giá trị có
giá trị sai số không đáng kể so với kết quả tính toán giá trị chính xác như minh họa
trong hình 2 tài liệu [35]. Cụ thể, với xác suất lỗi bit nhỏ hơn 10-3
, đường xấp xỉ hóa
và đường chính xác gần như hoàn toàn trùng nhau. Do đó, với yêu cầu xác suất lỗi
của các hệ thống thông tin nhỏ hơn 10-3
, việc sử dụng mô hình xấp xỉ hóa có thể
79
chấp nhận được về mức độ chính xác. Theo đó, công thức tính xác suất lỗi ký hiệu
trung bình có thể được tính như sau [C5]:
N
k
kini
kit
kihiEGC dhhP
hfMPki
10
,
2
,
, 2, 2
exp12
11
N
k
kini
kit
kih dhhP
hfki
10
,
2
,
, 2, 3
2exp
4
1
(3.28)
Bằng cách thay e-x
bởi hàm G Meijer
0
0,11,0 xG theo [8, công thức (11)] và đơn
giản hóa công thức (3.28) sử dụng biến đổi trong [8, công thức (21)] và [58, công
thức (9.31.1)], công thức dạng tường minh cho PiEGC với giả thiết các kênh Gamma-
Gamma phân bố như nhau và độc lập được biểu diễn [C5]:
N
i
i
l
kit
iEGC
hAPGMP
2,0
2
2,
2
1,
2
2,
2
1,
2
28
3
121
2
2
2
2
,02,5
5,1
23
2,0
2
2,
2
1,
2
2,
2
1,
2
2
3
322
2
2
2
,05,1
2,5
i
i
l
kit hAPG
(3.29)
trong đó các tham số trong công thức (3.29) đã được định nghĩa trong Chương 2 ở
các Mục 2.3 về mô hình kênh nhiễu loạn Gamma-Gamma và Mục 2.4 về mô hình
pha-đinh do lệch hướng.
3.4.2.2 Xác suất lỗi ký hiệu trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp MRC
Trong trường hợp sử dụng bộ kết hợp tỷ số cực đại, giả thiết rằng máy thu biết
được thông tin về trạng thái kênh (CSI). Ta ký hiệu PiMRC là xác suất lỗi ký hiệu của
chặng thứ i khi máy thu sử dụng bộ kết hợp MRC. Cũng bằng cách sử dụng kỹ thuật
đường bao, đường bao trên của PiMRC được biểu diễn theo công thức (3.30):
80
kin
i
N
k
kit
kihiMRC hd
hP
QhfMPki
,
0
1
2
,
,,
1
(3.30)
Tương tự như trên (mục 3.4.2.1), bằng cách xấp xỉ hóa hàm Q theo [35], xác
suất lỗi ký hiệu có thể biểu diễn như sau [C5]:
N
k
kin
i
kit
kihiMRC dhN
hPhfMP
ki
10
,
2
,
, 2,
2exp
12
11
N
k
kini
kit
kih dhN
hPhf
ki
10
,
2
,
, 2, 3
2exp
4
1
(3.31)
Tiếp theo, bằng cách biểu diễn e-x
bởi hàm G Meijer
0
0,11,0 xG theo [8, công
thức (11)] và đơn giản hóa công thức (3.31) sử dụng biến đổi trong [8, công thức
(21)] và [58, công thức (9.31.1)], công thức dạng tường minh cho PiMRC với giả thiết
các kênh Gamma-Gamma phân bố như nhau và độc lập được viết như sau [C5]:
N
i
i
l
kit
iMRC
N
hAPG
MP
2,0
2
2,
2
1,
2
2,
2
1,
2
28
3
12
4
12
2
2
2
,05,1
2,5
23
2,0
2
2,
2
1,
2
2,
2
1,
2
2
3
322
2
2
2
,05,1
2,5
i
i
l
kit
N
hAPG (3.32)
3.4.2.3 Tỷ lệ lỗi bit BER
Giả thiết hệ thống FSO đa chặng đang phân tích có (Kr + 1) chặng (Kr nút
chuyển tiếp) với xác suất lỗi ký hiệu tại chặng thứ i là Pi (i = 1, 2,…, Kr + 1) như
được tính toán bởi công thức (3.29) và (3.32), xác suất lỗi ký hiệu tổng của toàn hệ
thống từ nút nguồn đến nút đích sẽ được tính theo công thức (3.33) [C5]:
81
1
1
2 11rK
i
iee PP (3.33)
trong đó, xác suất lỗi tại mỗi chặng được giả thiết là độc lập với nhau. Từ xác suất
lỗi ký hiệu tổng, xác suất lỗi bit được xác định một cách tương tự như các hệ thống
đã phân tích ở trên ta có công thức:
eePM
MBER 2
12 (3.34)
3.4.3 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp M-PPM và SIMO
Nội dung phần này trình bày kết quả khảo sát hiệu năng BER của hệ thống
FSO chuyển tiếp sử dụng M-PPM và SIMO với các tham số hệ thống khác nhau.
Giả thiết rằng cự ly từ nút nguồn đến nút đích là L (km) và các nút chuyển tiếp được
đặt cách đều nhau trên tuyến truyền dẫn. Các tham số hệ thống sử dụng trong phân
tích hiệu năng được cho trong Bảng 3.3.
Bảng 3.3. Các hằng số và tham số hệ thống.
Tên Ký hiệu Giá trị
Hằng số Boltzmann kB 1,38 10-23
W/K/Hz
Điện tích điện tử e 1,6 10-19
C
Giá trị điện trở tải RL 50
Đáp ứng PD 0,5 A/W
Hệ số suy hao () 0,43 dB/km
Đường kính bộ thu 2a 20 cm
Bán kính búp sóng tại 1 km z 2 m
Độ lệch chuẩn (lệch hướng) s 30 cm
Công suất ánh sáng nền Pb - 40 dBm
Bước sóng công tác 1550 nm
Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ 2
nC 10-14
m-2/3
Hình 3.14 biểu diễn BER của hệ thống FSO đơn chặng theo công suất phát
trên bit với cự ly truyền dẫn từ nguồn tới đích là L = 5 km. Trước tiên, tiến hành so
sánh hiệu năng hệ thống FSO sử dụng 4-PPM và hệ thống FSO sử dụng OOK (hay
82
BPPM) khi không sử dụng phân tập thu (SISO). Có thể thấy rằng, hệ thống sử dụng
4-PPM có độ lợi về công suất 5 dB so với hệ thống sử dụng BPPM.
Hình 3.14. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn chặng với Rb = 1 Gbit/s
và L = 5 km [C5].
Hình 3.15. BER theo công suất phát trên bit của hệ thống FSO đơn/đa chặng với Rb = 1
Gbit/s và L = 5 km [C5].
Hình 3.14 cũng cho thấy rằng việc sử dụng phân tập thu cũng giúp giảm đáng
kể BER. Với việc sử dụng bốn bộ tách sóng quang tại nút đích, hệ thống FSO có thể
đạt được BER = 10-9
với giá trị công suất phát yêu cầu là 5 dBm, giá trị này thấp
2 RX; FSO đa chặng, Kr = 2
Công suất phát trên bit Ps (dBm)
Công suất phát trên bit Ps (dBm)
2 RX; FSO đơn chặng
FSO đơn chặng
83
hơn nhiều so với giá trị công suất phát yêu cầu khi sử dụng một bộ tách sóng quang.
Ngoài ra, kết quả phân tích hiệu năng cũng cho thấy, bộ thu sử dụng phương pháp
kết hợp MRC cho hiệu năng tốt hơn, đặc biệt là khi nhiều bộ tách sóng quang được
sử dụng.
Ưu điểm của truyền dẫn chuyển tiếp đa chặng được thể hiện trong Hình 3.15.
Kết quả phân tích hiệu năng cho thấy, việc sử dụng truyền dẫn đa chặng với 2 nút
chuyển tiếp đem lại độ lợi khoảng 17 dB so với hệ thống đơn chặng trong điều kiện
hệ thống sử dụng 2 bộ tách sóng quang. Kết quả trong Hình 3.15 cũng cho thấy rằng
khi sử dụng kết hợp 4-PPM với 2 bộ tách sóng quang cho phân tập thu và 2 nút
chuyển tiếp cho truyền dẫn đa chặng, hệ thống FSO có thể đạt được lỗi bit 10-9
với
công suất phát yêu cầu dưới 0 dBm.
Hình 3.16 biểu diễn BER của hệ thống FSO sử dụng một nút chuyển tiếp khi
thay đổi số bộ thu (N) từ 1 đến 7 với công suất phát là 0 dBm. Kết quả này cho phép
xác định số bộ tách sóng quang yêu cầu tại các nút chuyển tiếp và nút đích nhằm đạt
được một BER xác định. Hình vẽ cũng chỉ ra rằng khi tăng chỉ số điều chế M số bộ
tách sóng quang yêu cầu sẽ giảm, giúp giảm độ phức tạp và chi phí triển khai hệ
thống FSO chuyển tiếp SIMO.
Hình 3.16. BER hệ thống FSO đa chặng theo công suất phát trên bit với Ps = 0 dBm, Rb =
1 Gbit/s, L = 5 km và Kr = 1 [C5].
Số bộ thu N
84
3.5 KẾT LUẬN CHƯƠNG 3
Chương 3 đã trình bày các đóng góp của nghiên cứu sinh trong việc xây dựng
mô hình giải tích khảo sát hiệu năng và đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng hệ
thống FSO chuyển tiếp. Kết quả khảo sát hiệu năng các hệ thống FSO chuyển tiếp
điện và chuyển tiếp quang cho thấy rằng, kỹ thuật chuyển tiếp giúp cải thiện đáng
kể hiệu năng và cự ly truyền dẫn của hệ thống. Với hệ thống FSO chuyển tiếp điện,
ngoài các tham số thông thường, tham số búp sóng quang có vai trò rất quan trọng
ảnh hưởng tới hiệu năng của hệ thống và cần phải được lựa chọn giá trị một cách
phù hợp. Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO chuyển tiếp quang giúp xác định
hệ số khuếch đại yêu cầu tại nút chuyển tiếp để đạt được cự ly truyền dẫn và BER
xác định. Cuối cùng, việc sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển tiếp với phân tập thu và
điều chế PPM là một giải pháp đơn giản và hiệu quả giúp cải thiện hiệu năng hệ
thống FSO chuyển tiếp trong điều kiện nhiễu loạn mạnh và lệch hướng.
85
CHƯƠNG 4: ĐỀ XUẤT MÔ HÌNH VÀ GIẢI PHÁP CẢI
THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM
Tóm tắt 7: Nội dung của chương trình bày những đóng góp của nghiên cứu sinh
trong việc đề xuất mô hình và giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa
điểm dựa trên kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo mã (FSO/CDMA) ứng dụng
trong mạng truy nhập để hỗ trợ nhiều người dùng. Hai giải pháp cải thiện hiệu
năng được đề xuất và trình bày trong chương này bao gồm kỹ thuật điều chế vị trí
xung đa bước sóng MWPPM [C7] và đề xuất sử dụng kỹ thuật chuyển tiếp dựa trên
phương pháp tách chip-và-chuyển tiếp cho hệ thống FSO/CDMA [J5], [C6].
4.1 HỆ THỐNG FSO ĐIỂM-ĐA ĐIỂM
Như đã giới thiệu ở Chương 1, công nghệ FSO có nhiều ưu điểm như tốc độ
truyền dẫn cao, sử dụng băng tần không cần xin cấp phép, thời gian triển khai nhanh
và chi phí hiệu quả. Do đó, các hệ thống FSO có thể triển khai cho nhiều các ứng
dụng khác nhau trong đó có khả năng ứng dụng trong mạng truy nhập nhằm cung
cấp các kết nối FSO đến nhiều người dùng. Khác với cấu hình kết nối FSO điểm-
điểm với một nút nguồn (bộ phát) và một nút đích (bộ thu) như đã xét ở Chương 3,
hệ thống FSO sử dụng trong mạng truy nhập có nhiều nút nguồn truyền tín hiệu
đồng thời tới một nút đích do đó cần sử dụng các kỹ thuật đa truy nhập để phân biệt
tín hiệu từ các nút nguồn khác nhau. Các kỹ thuật đa truy nhập quang phổ biến được
biết đến bao gồm: đa truy nhập phân chia theo thời gian (TDMA), đa truy nhập
phân chia theo bước sóng (WDMA) và đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA).
Trong số các kỹ thuật đa truy nhập này, kỹ thuật CDMA có những ưu điểm đặc
trưng như khả năng truy nhập không đồng bộ, sử dụng hiệu quả tài nguyên, khả
năng mở rộng linh hoạt và đặc biệt là khả năng an ninh cao ở lớp vật lý. Chính vì
thế, trong thời gian gần đây, một số các nghiên cứu về ứng dụng kỹ thuật CDMA
7 Một phần nội dung của Chương 4 đã được công bố trên các tạp chí IET Optoelectronics [J5] và báo cáo tại
các Hội nghị quốc tế IEEE CSNDSP 2014 [C6], IEEE APCC 2012 [C7] .
86
cho các hệ thống FSO trong môi trường đa truy nhập đã được ghi nhận và được gọi
tắt là hệ thống FSO/CDMA [68], [95], [103], [105], [110].
Hình 4.1. Mô hình tổng quát hệ thống FSO/CDMA.
Mô hình tổng quát của một hệ thống FSO/CDMA được minh họa như trong
Hình 4.1, trong đó có U bộ phát đại diện cho U người dùng được kết nối qua kênh
FSO tới trạm trung tâm. Mỗi người dùng được gán một mã duy nhất và số liệu của
người dùng sẽ được mã hóa với chuỗi mã này trước khi được phát qua kênh FSO tới
trạm trung tâm. Tại trạm trung tâm, tín hiệu từ tất cả các người dùng được kết hợp
lại tại thấu kính thu (tạo ra tín hiệu CDMA) trước khi đưa tới U bộ thu nhờ một bộ
chia quang. Mỗi bộ thu sẽ nhận được tín hiệu từ tất cả các bộ phát và tín hiệu từ bộ
phát tương ứng (có cùng mã với bộ thu) sẽ được giải mã và khôi phục thành số liệu
nhị phân.
Tương tự như các hệ thống FSO điểm-điểm, hiệu năng hệ thống FSO/CDMA
điểm-đa điểm cũng chịu ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển và các yếu tố ảnh
hưởng khác. Ngoài ra, trong môi trường đa người dùng, nhiễu đa truy nhập (MAI)
cũng là một yếu tố ảnh hưởng lên hiệu năng hệ thống FSO/CDMA. Cuối cùng, do
tín hiệu được phát đi dưới dạng các xung quang hẹp (dưới dạng chip quang), nên
ảnh hưởng của dãn xung cũng cần phải được khảo sát, đánh giá. Nội dung tiếp theo
của chương sẽ được bố cục thành hai phần chính: (1) phân tích hiệu năng hệ thống
FSO/CDMA sử dụng điều chế M-PPM dưới ảnh hưởng của suy hao, nhiễu loạn, dãn
Bộ chia
Bộ phát 1
Mã 1
Bộ phát 2
Mã 2
Bộ phát U
Mã U
Bộ thu 1
Mã 1
Bộ thu 2
Mã 2
Bộ thu U
Mã U
Trạm trung tâm Người dùng Kênh FSO
Thấu kính
Sợi quang
T/h CDMA
87
xung, các loại nhiễu và từ đó đề xuất phương thức điều chế PPM đa bước sóng
MWPPM nhằm cải thiện hiệu năng hệ thống FSO/CDMA; (2) đề xuất mô hình và
giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO/CDMA dựa trên kỹ thuật chuyển tiếp,
sau đó khảo sát hiệu năng truyền dẫn của hệ thống đã đề xuất.
4.2 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG MWPPM
Để giảm ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển lên hiệu năng hệ thống
FSO/CDMA, phương thức điều chế M-PPM được đề xuất sử dụng trong các nghiên
cứu [68], [95], [103], [105], [110]. Trong điều kiện tốc độ truyền dẫn không cao và
không tính đến ảnh hưởng của dãn xung, các nghiên cứu trước đây đã cho thấy sử
dụng M-PPM là một giải pháp hiệu quả. Tuy nhiên, với hệ thống FSO/CDMA, băng
thông yêu cầu sẽ rất lớn nếu sử dụng PPM nhiều mức do độ rộng chip rất hẹp hơn
độ rộng bit. Việc truyền tải tín hiệu với băng tần quá rộng sẽ khiến tín hiệu bị méo
do hàm truyền đạt của kênh không bằng phẳng và xung bị dãn rộng hơn. Để đánh
giá ảnh hưởng của dãn xung lên hiệu năng hệ thống FSO/CDMA, trong nội dung
nghiên cứu này, nghiên cứu sinh sử dụng mô hình lan truyền xung Gauss, một mô
hình có tính thực tế cao [C7].
Ngoài ra, để tránh ảnh hưởng của dãn xung khi sử dụng điều chế M-PPM mức
cao (M lớn và xung hẹp), nghiên cứu sinh đề xuất phương thức điều chế vị trí xung
đa bước sóng MWPPM [C7]. MWPPM là sự kết hợp giữa kỹ thuật PPM và kỹ thuật
điều chế khóa dịch bước sóng WSK [64]. Do đó MWPPM được đặc trưng bởi hai
tham số là số bước sóng (Ws) và số vị trí xung (M). Trong Ws-M-MWPPM, một
xung quang đại diện cho một trong số B (B=WsM) ký hiệu, xung này được truyền
đi ở một trong số M khe thời gian và tại một trong số Ws bước sóng như được minh
họa trong Hình 4.2. Kết quả là nhờ vào việc sử dụng Ws bước sóng, số mức điều chế
trong M-PPM có thể được tăng lên Ws lần mà không làm tăng tốc độ chip. MWPPM
cũng giúp tránh được nhược điểm gặp phải trong WSK, đó là sự tăng tuyến tính của
công suất phát trung bình yêu cầu của laser khi tốc độ số liệu tăng. Ngoài ra nghiên
cứu sinh cũng đề xuất sử dụng photodiode thác APD tại phía thu để nâng cao hơn
nữa hiệu năng của hệ thống.
88
Hình 4.2. Các kỹ thuật điều chế: 4-WSK, 4-PPM và 2-2-MWPPM.
4.2.1 Kỹ thuật điều chế MWPPM
Điều chế Ws -M-PPM là sự kết hợp của Ws -WSK và M-PPM, trong đó Ws là
số bước sóng và M là số mức điều chế PPM. Trong Ws -M-PPM, mỗi khối b (b =
log2B) bit số liệu nhị phân được ánh xạ vào một trong số B ký hiệu (s0, s1,…, sB-1).
Trong mỗi khối b-bit, log2Ws bit đầu tiên được sử dụng cho WSK và log2M bit còn
lại được sử dụng cho PPM như minh họa trong Hình 4.3.
Hình 4.3. Nguyên lý điều chế 4-4-MWPPM.
Khoảng thời gian của một ký hiệu Tw được chia thành M khe thời gian và
xung quang với công suất trung bình không đổi được phát đi tại một trong M khe
Thời gian
Bước sóng
Số liệu nhị phân
Ký hiệu
89
thời gian này trong khi M – 1 khe thời gian còn lại là khe thời gian trống, không có
ký hiệu được phát đi. Hơn nữa, mỗi xung quang có thể được phát tại một trong số
Ws bước sóng. Do đó, kích thước không gian tín hiệu là Ws M. Trong Hình 4.3,
với tổ hợp 4 bit nhị phân 0101 tương ứng với ký hiệu s5, kết quả điều chế 4-4-
MWPPM sẽ cho ra một xung quang phát đi tại khe thời gian TS1 và xung này được
phát đi trên bước sóng 1.
4.2.2 Mô hình hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM
Hệ thống FSO/CDMA sử dụng Ws-M-MWPPM được minh họa trong Hình
4.4 [C7]. Ở phía bộ phát, dữ liệu đầu vào trước tiên được điều chế bởi một bộ điều
chế MWPPM. Mỗi khối bit dữ liệu b = log2B được ánh xạ tới một trong số B ký
hiệu (s0, s1,…, sB-1), trong đó B = Ws M = 2b. Tiếp theo xung quang đại diện cho
một ký hiệu MWPPM được mã hóa bởi một bộ mã hóa OCDMA, tại đây nó được
mã hóa thành một chuỗi chip “0” và “1”. Chip “1” được biểu diễn bởi một xung
quang trong khi đó chip “0” tương đương với việc không có xung quang nào được
phát đi. Số lượng các chip có trong một chuỗi mã bằng độ dài của từ mã được tạo ra
bởi bộ tạo mã. Xung quang đại diện cho một chip “1” là xung Gauss với mô hình
toán học được biểu diễn như công thức (2.46).
Với tốc độ bit số liệu là Rb, khoảng thời gian ký hiệu được tính như sau:
Tw = log2 B/Rb, và khoảng thời gian của mỗi khe thời gian là Ts = Tw/M. Với F chip
được phát trong mỗi khe thời gian, khoảng thời gian chip được thể hiện bởi Tc =
Tw/MF. Với T0 = Tc/(4ln2), độ rộng nửa xung Gauss (T0) có thể được biểu diễn theo
công thức (4.1) [148]:
2ln4
log 2
0MF
RB
T b (4.1)
Tại bộ thu, các tín hiệu từ tất cả các bộ phát được tập hợp và đưa tới một bộ
giải mã OCDMA. Bộ giải mã này được điều khiển bởi bộ tạo mã. Các tín hiệu thu
được không chỉ bao gồm tín hiệu từ bộ phát mong muốn mà còn có các tín hiệu từ
các bộ phát gây nhiễu, nhiễu này gọi là nhiễu đa truy nhập MAI. Tiếp theo, bộ tách
90
sóng APD chuyển tín hiệu quang thu được thành dòng điện tách quang. Dòng tách
quang tỷ lệ thuận với cường độ của tín hiệu thu được tại bộ thu bởi đáp ứng
(A/W). Cuối cùng, tại bộ giải điều chế MWPPM, tập hợp các dòng tách quang trên
B đầu vào bộ giải điều chế, tương ứng với B ký hiệu, được so sánh với nhau. Đầu
vào với dòng điện cao nhất được lựa chọn để quyết định định ký hiệu phát và từ đó
dữ liệu nhị phân sẽ được khôi phục.
Bộ ph t #1
Bộ ph t #K
Bộ ph t #2
Bộ thu #1
hK(t)
h2(t)
MAI
MAI MAIAi(t) Ar(t)
Tw TwTwTw
Ts W
λi
D liệu
vào
Bộ điều chế
MWPPM
Bộ hóa
OCDMA
Bộ tạo
Bộ tạo
Bộ giải
OCDMABộ giải điều chế
MWPPMD liệu
ra
h1(t)
Kênh vô tuyến
Hình 4.4. Hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM: (a) bộ điều chế 2-2-MWPPM và (b)
bộ giải điều chế 2-2-MWPPM [C7]
4.2.3 Hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM
Tại bộ thu, sau khi giải mã OCDMA, tín hiệu được giải mã bao gồm các xung
quang từ bộ phát mong muốn và tín hiệu nhiễu (các xung MAI) từ các máy phát còn
lại trong hệ thống. Cụ thể là, trong một khoảng thời gian Ts có w xung từ người
dùng mong muốn với w là trọng số của mã. Mỗi người dùng gây nhiễu sẽ tạo ra
nhiều nhất xung MAI, tương ứng với giá trị tương quan chéo giữa hai từ mã.
U
91
Chúng ta giả thiết rằng tất cả các người dùng đồng bộ trong việc phát tín hiệu,
trong trường hợp này, ảnh hưởng của MAI là mạnh nhất. Cũng giả thiết rằng, công
suất phát trên một bit và khoảng cách từ tất cả các bộ phát đến bộ thu là như nhau.
Trường quang đầu vào bộ APD có thể biểu diễn theo công thức (4.2):
vu
vvvv
k
rkrd
vu tjtAhtjtAhwatE
,
1
1
, expexp
(4.2)
trong đó a1 = 1 khi người dùng mong muốn phát xung tại khe thời gian u và bước
sóng v, nếu không thì a1 = 0; Ar(t) là biên độ xung quang nhận được ở phía thu; hd
và hk đặc trưng trạng thái kênh nhiễu loạn của người dùng mong muốn và người
dùng gây nhiễu thứ k; (u,v) là tổng số xung nhiễu tại khe thời gian u và bước sóng v.
Ngoài ra, v và
v tương ứng là tần số và pha của sóng mang quang tại bước sóng
v.
Dòng tách quang tại đầu ra bộ tách sóng APD tuân theo quy luật tách sóng
bình phương. Tại khe thời gian u, dòng tách quang trung bình được biểu diễn theo
công thức (4.3):
vu
vu
k
kdcIhhPg
,
,
1
(4.3)
trong đó và g tương ứng là đáp ứng và hệ số khuếch đại trung bình của APD. Pc
là công suất trung bình trên một chip tại phía thu có tính đến ảnh hưởng của dãn
xung và được tính theo công thức (4.4):
2
2
21c
c
T
T
r
c
c dttAT
P (4.4)
Phương sai của dòng nhiễu tại bộ thu bao gồm nhiễu lượng tử, nhiễu nền và
nhiễu nhiệt được mô hình hóa bởi phân bố Gauss với giá trị trung bình bằng không
được biểu diễn theo công thức (4.5):
92
fR
TkfPhPwhPgFe
L
Bb
k
kcdcaI
vu
vu
42
,
,
1
22
(4.5)
trong đó e là điện tích điện tử, kB là hằng số Boltzmann, T là nhiệt độ tuyệt đối, RL
giá trị điện trở tải. Pb thể hiện công suất ánh sáng nền và ∆f = Be/2 là độ rộng băng
thông nhiễu hiệu dụng với Be = MRb/log2B. Fa là hệ số nhiễu dư của APD, nó được
cho bởi công thức 1
2 1aF gg
[9], trong đó ζ biểu thị hệ số ion hóa.
Tương tự như điều chế PPM, BER của hệ thống FSO/CDMA sử dụng
MWPPM được tính dựa trên xác suất lỗi ký hiệu (Pe) theo công thức (4.6):
ePB
BBER
12 (4.6)
Giả thiết rằng dữ liệu được truyền là đủ lớn để các ký hiệu có xác suất truyền như
nhau. Không mất tính tổng quát, cũng giả sử rằng ký hiệu s0 được truyền đi. Sử
dụng kỹ thuật đường bao ta có xác suất lỗi ký hiệu tức thời trong trường hợp hệ
thống có U người sử dụng có thể được tính toán theo công thức (4.7):
1
1
1
1
0
,0,0PrsW
v
M
u
vu
e ssIIP
1
0
1
0,1
0
0,10,0
1
0,1
1
,PrPr1U
l
lssIIlB
(4.7)
trong đó, s là ký hiệu phát. 0,1 là tổng số xung nhiễu tới ký hiệu s1.
0,0I và
0,1I là dòng tách quang tương ứng cho các ký hiệu s0 và s1.
Các xung nhiễu là các xung từ các người sử dụng gây nhiễu có vị trí trùng với
một chip “1” của từ mã thu được. Xác suất xuất hiện của một xung tại một vị trí xác
định trong từ mã có độ dài F là w/F, trong đó w là trọng số của mã (số chip “1”
trong từ mã). Mặt khác, các xung này trùng với vị trí xung khác của người dùng gây
nhiễu cũng có giá trị là w/F. Do đó, xác suất trùng vị trí một xung giữa hai từ mã bất
kỳ sẽ là w2/F
2. Kết quả là
0,1 có thể mô hình hóa như một biến ngẫu nhiên nhị
93
thức với xác suất w2/F
2 và thành phần thứ nhất trong công thức (4.7) có thể biểu
diễn như sau [C7]:
11 1
2
2
2
2
1
1
0,1 11
Pr
lBl
F
w
F
w
l
Ul
(4.8)
Thành phần thứ hai của công thức (4.7) được tính toán như sau [C7]:
hd
hh
hhQhflssII
h II
IIh
221
0,1
0
0,10,0
0,10,0
0,10,0
,Pr
(4.9)
trong đó Q(.) là hàm Q ; 0,0I ,
20,0I
, 0,1I và
20,1I
tương ứng là giá trị trung bình
và phương sai của I0 và I1; h là véc-tơ biểu diễn trạng thái kênh từ các bộ phát tới
bộ thu. Dựa trên công thức (4.3) và (4.5) giá trị của chúng có thể được tính theo
công thức (4.10):
dcIwhPg0,0 f
R
TkfPwhPgFe
L
BbdcaI
4
222
0,0
u
k
kcIhPg
1
0,1 fR
TkfPhPgFe
L
Bb
k
kcaI
u
42
1
220,1
(4.10)
4.2.4 Kết quả khảo sát hiệu năng hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM
Phần này sẽ khảo sát tỉ lệ lỗi bit (BER) của hệ thống FSO/CDMA sử dụng
MWPPM và bộ thu APD. Để có được sự so sánh công bằng với các hệ thống khác,
quá trình khảo sát được xem xét trên cơ sở công suất phát trung bình trên bit, ký
hiệu là Ps. Mối quan hệ giữa Pc và Ps được đưa ra bởi Pc = M(log2B)Ps/w. Mã
nguyên tố (prime code) là loại mã đơn giản và được sử dụng rộng rãi trong hệ thống
CDMA quang, nên sẽ được sử dụng cho hệ thống FSO/CDMA. Mỗi từ mã trong
một tổ hợp mã, được cấu trúc từ một số nguyên tố (ps), có độ dài từ mã F = ps2,
trọng lượng của từ mã w = ps, và tương quan chéo giữa hai mã bất kỳ λc = 2 [147].
Các tham số của hệ thống và các hằng số được sử dụng trong quá trình khảo sát
được cho trong Bảng 4.1.
94
Bảng 4.1. Các hằng số và giá trị tham số hệ thống.
Tên Ký hiệu Giá trị
Hằng số Boltzman kB 1,38 x 10-23
W/K/Hz
Điện tích điện tử e 1,6 x 10-19
C
Giá trị điện trở tải RL 50 Ω
Nhiệt độ bộ thu T 300 K
Đáp ứng PD 0,5 A/W
Công suất nhiễu nền Pb - 40 dBm
Hệ số ion hóa Ζ 0,5
Kích thước cỡ lớn của nhiễu loạn L0 10 m
Hệ số suy hao () 0,1 km-1
Góc phân kỳ của chùm sáng 1 mrad
Đường kính thấu kính thu 2a 8 cm
Bước sóng công tác λ 1550 nm
Khoảng cách bước sóng ∆λ 0,8 nm
Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2 10
-14 m
-2/3
Số nguyên tố ps 37
Hình 4.5 thể hiện BER của các hệ thống FSO/CDMA sử dụng M-PPM và Ws-
M-MWPPM theo công suất phát trên mỗi bit khi L = 2 km, U = 32 người sử dụng
và Rb = 1 Gb/s. Kết quả cho thấy rằng cả phương thức điều chế PPM và MWPPM
đều giúp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO/CDMA. Tuy nhiên, M-PPM với M > 16
không giúp cải thiện hiệu năng so với 8-PPM. Thậm chí 32-PPM cho hiệu năng
kém hơn 8-PPM. Đó là bởi vì hệ thống 32-PPM có tốc độ chip cao hơn và ảnh
hưởng của dãn xung mạnh hơn so với ảnh hưởng của nhiễu loạn.
Hạn chế của M-PPM với M lớn có thể được khắc phục bằng cách sử dụng
Ws-M-MWPPM vì nó có khả năng làm giảm đồng thời ảnh hưởng của thăng giáng
cường độ tín hiệu và các ảnh hưởng của dãn xung. Hình 4.5 thể hiện rằng, mặc dù
sử dụng cùng một mức điều chế, yêu cầu công suất phát tại cùng một tỉ lệ lỗi bit của
hệ thống sử dụng 2-8-MWPPM thấp hơn khoảng 3dB so với hệ thống sử dụng 16-
PPM.
95
Hình 4.5. BER theo công suất phát/bit với L=1,5 km, 30g , U = 32 và Rb =1 Gb/s [C7].
Hình 4.6. BER theo cự ly tuyến L với Ps = 0 dBm, 30g , U = 32, và Rb = 1 Gb/s [C7].
Hình 4.6 biểu diễn mối quan hệ giữa BER và khoảng cách tuyến khi Ps = 0
dBm, 30g và U = 32 người sử dụng. Mức điều chế được cố định bằng 16 và thay
đổi số lượng bước sóng trong MWPPM. Kết quả cho thấy rằng, nhờ vào khả năng
làm giảm ảnh hưởng của dãn xung, hệ thống FSO/CDMA sử dụng MWPPM có thể
L Cự ly truyền dẫn L (km)
Công suất phát trên bit Ps (dBm)
96
mở rộng cự ly truyền dẫn so với hệ thống sử dụng OOK và PPM. Ví dụ, cự ly
truyền dẫn của hệ thống 8-2-MWPPM dài hơn cự ly truyền dẫn của hệ thống 16-
PPM 0,4 km với cùng một tỷ lệ lỗi bit BER = 10-9
.
Tiếp theo, trong hình 4.7, BER được khảo sát so với tốc độ bit trên người dùng
với L= 1,5 km, U = 32 người sử dụng và Ps = 0 dBm. Chúng ta có thể quan sát sự
ảnh hưởng của nhiễu loạn không khí (Cn2) đến tốc độ bit của người dùng. Khi Cn
2
tăng, tốc độ bit sẽ cần phải giảm nhằm đảm bảo hiệu năng hệ thống. Ngoài ra, kết
quả cũng cho thấy, hệ thống FSO/CDMA sử dụng Ws-M-MWPPM có thể hỗ trợ tốc
độ bit người dùng cao hơn so với việc sử dụng M-PPM. Cụ thể, khi Cn2 = 10
-14, tốc
độ bit người dùng của hệ thống FSO/CDMA sử dụng 16-PPM có thể được hỗ trợ
(tại mức BER = 10-6
) là khoảng 1,35 Gb/s. Bằng việc sử dụng 4-4-MWPPM, tốc độ
bit người dùng tăng gấp đôi lên tới 2,7 Gb/s. Khi 142 10.2 nC , tốc độ bit tại mức
BER = 10-6
của hệ thống sử dụng 16-PPM rớt xuống dưới 1 Gbps, trong khi đó, Rb
vẫn cao hơn 1 Gb/s đối với hệ thống sử dụng 4-4-MWPPM.
Hình 4.7. BER theo tốc độ bit với Ps = 0 dBm, 30g , L = 1,5 km, và U = 32 [C7].
Tốc độ bit/người dùng Rb (Gb/s)
97
4.3 CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG FSO/CDMA SỬ DỤNG CHUYỂN TIẾP
Hiệu năng của hệ thống FSO/CDMA bị hạn chế do ảnh hưởng của nhiễu loạn
khí quyển, gây ra bởi sự biến đổi chỉ số khúc xạ khí quyển do sự không đồng nhất
về nhiệt độ và áp suất khí quyển [152]. Nhiễu loạn không khí cùng với nhiễu nền và
nhiễu truy nhập đa người dùng (MAI) làm tăng tỉ số lỗi bit (BER) và hạn chế đáng
kể cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA. Một số kỹ thuật đã được đề xuất để
đối phó với vấn đề này bao gồm điều chế vị trí xung (PPM), mã hóa pha phổ và sửa
lỗi theo hướng phát (FEC). Kỹ thuật PPM có một số ưu điểm là công suất phát thấp
và tách sóng không cần ngưỡng [68], [95], [103], [105], [110]. Tuy nhiên, hệ thống
FSO/CDMA dựa trên PPM yêu cầu phát xung hẹp do đó chịu ảnh hưởng đáng kể do
sự dãn xung khi truyền dẫn tốc độ cao và cự ly dài như đã phân tích trong mục 4.2.
Kỹ thuật CDMA quang mã hóa pha phổ giúp tăng cường hiệu quả sử dụng phổ và
hiệu năng hệ thống [95], tuy nhiên kỹ thuật này tương đối phức tạp vì yêu cầu sử
dụng nguồn phát và máy thu quang coherent. Các nghiên cứu trong [110] chỉ ra
rằng FEC là một trong những biện pháp kỹ thuật tốt nhất để chống lại các ảnh
hưởng của nhiễu loạn khí quyển, tuy nhiên sử dụng FEC trong các hệ thống truyền
dẫn quang tốc độ cao sẽ làm tăng trễ và tính phức tạp do sự hiện diện của các khối
mã hóa/giải mã.
Trong phần này, nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng truyền dẫn chuyển tiếp để làm
giảm ảnh hưởng của nhiễu loạn khí quyển trong các hệ thống FSO/CDMA [J5],
[C6]. Bằng cách triển khai các nút chuyển tiếp, hiệu năng và khoảng cách truyền
dẫn của các hệ thống FSO/CDMA sẽ được cải thiện. Ngoài ra, các nút chuyển tiếp
sẽ giúp cho việc triển khai hệ thống được dễ dàng khi các bộ phát và bộ thu không
có đường truyền tầm nhìn thẳng, vốn là yêu cầu bắt buộc của một tuyến truyền
thông FSO. Cơ chế chuyển tiếp hay được sử dụng nhất trong các nút chuyển tiếp là
cơ chế tách và chuyển tiếp mức bit (BDF). Tuy nhiên, việc sử dụng kỹ thuật BDF
trong hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp rất phức tạp khi cần thiết phải tách sóng đa
người dùng tại các nút chuyển tiếp. Do đó, nghiên cứu sinh đề xuất thay thế bằng
cách sử dụng cơ chế tách và chuyển tiếp mức chip (CDF) [J5], [C6]. Trong hệ thống
98
FSO/CDMA sử dụng cơ chế CDF, các nút chuyển tiếp sẽ phát hiện các chip “1”
hoặc “0”, dựa trên một giá trị ngưỡng và sau đó chuyển tiếp chúng tới nút tiếp theo
mà không tác động đến mức bit của từng người dùng. Hơn nữa, việc sử dụng CDF
có thể kết hợp dễ dàng với việc áp dụng bộ tách AND đã được sử dụng tại máy thu
để chống lại ảnh hưởng của MAI [94].
Hiệu năng của hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp trên kênh nhiễu loạn không
khí (được mô hình hóa bởi kênh pha đinh log-chuẩn) sẽ được khảo sát có tính đến
các ảnh hưởng của các yếu tố lớp vật lý bao gồm MAI và nhiễu nền. Các ảnh hưởng
khác của kênh truyền khí quyển bao gồm tổn hao khí quyển và suy giảm công suất
do trải rộng chùm tia cũng được xét đến. Từ đó nghiên cứu sinh xây dựng công thức
tính BER của hệ thống FSO/CDMA đã đề xuất; các kết quả mô phỏng số sẽ được
phân tích theo các thông số khác nhau của hệ thống như công suất phát, số lượng
nút chuyển tiếp, số lượng người dùng và cự ly truyền dẫn [J5], [C6].
4.3.1 Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp
Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp với U người dùng và Kr nút
chuyển tiếp được chỉ ra ở trong Hình 4.8 [C6]. Các tín hiệu số liệu từ U người sử
dụng được phát qua kênh truyền khí quyển và được thu tại nút chuyển tiếp đầu tiên
(R1), ở đó, tín hiệu được tách ở mức chip và sau đó chuyển tiếp tới máy thu thông
qua các nút chuyển tiếp khác (R2, R3, …, RK). Mỗi người dùng trong hệ thống
FSO/CDMA được ấn định một mã nguyên tố, mã một chiều (1D) hoặc mã hai chiều
(2D), để mã hóa số liệu. Với các tính chất tự tương quan lớn và tương quan chéo
thấp, các mã nguyên tố hai chiều trải thời gian/nhảy bước sóng (WH/TS) được đề
xuất và áp dụng nhiều trong các hệ thống CDMA quang [60]. Để giảm MAI và tăng
tính bảo mật, các mã 2D WH/TS cũng được nghiên cứu sinh đề xuất sử dụng trong
hệ thống FSO/CDMA. Sơ đồ khối chi tiết của một bộ phát, một nút chuyển tiếp và
một bộ thu được đề xuất như trong Hình 4.9.
99
Hình 4.8. Mô hình hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp [C6].
Hình 4.9 Sơ đồ khối của a) máy phát; b) nút chuyển tiếp; c) máy thu trong hệ thống
FSO/CDMA chuyển tiếp [J5].
Như chỉ ra trong Hình 4.9a, tại máy phát, số liệu nhị phân của mỗi người dùng
trước tiên được điều chế với tín hiệu quang băng rộng (được tạo ra từ nguồn quang
laser) tại bộ điều chế. Sau đó, tín hiệu quang đã được điều chế được mã hóa trong cả
hai miền thời gian và bước sóng tại bộ mã hóa WH/TS, trong đó bit “1” được
chuyển đổi thành chuỗi chip bao gồm các chip “1” và “0” còn bit “0” được giữ
nguyên. Một xung quang có công suất là Pc với bước sóng xác định sẽ được phát
trong trường hợp chip “1”, trong trường hợp chip “0” sẽ không có xung quang nào
được phát đi.
Tại nút chuyển tiếp đầu tiên (Hình 4.9b), các xung quang từ U người dùng
được thu thập và tách thành các bước sóng riêng rẽ tại bộ giải ghép kênh (-
DEMUX). Sau đó, tín hiệu quang tại mỗi một bước sóng được chuyển đổi thành tín
hiệu điện bởi bộ tách sóng quang (PD). Tín hiệu điện này được xử lý tách và
chuyển tiếp ở mức chip bởi một bộ tách ngưỡng, rồi được đưa vào điều chế nguồn
laser. Các tín hiệu quang từ nguồn laser được kết hợp tại bộ ghép kênh theo bước
Nút chuyển tiếp
hKr +1(t)
100
sóng (-MUX) trước khi phát đến nút tiếp theo. Điều đáng chú ý là công suất phát
trên mỗi chip “1” tại đầu ra của R1 cũng được giữ nguyên tại mức Pc. Quá trình xử
lý tương tự được thực hiện ở các nút chuyển tiếp khác (R2, R3, …, RK) của hệ thống.
Tuy nhiên, tại các nút chuyển tiếp này, quá trình xử lý CDF không bị ảnh hưởng bởi
MAI vì chúng chỉ kết nối đến một nút phía trước.
Tại bộ thu (Hình 4.9c), số liệu nhị phân từ máy phát mong muốn được giải mã
tại bộ giải mã WH/TS. Sau khi đi qua bộ giải mã, các xung quang, (chip “1”), có
bước sóng trùng với mã nguyên tố tại máy thu sẽ được thu thập. Ngoài ra, trễ thời
gian tương đối giữa các xung quang cũng được loại bỏ. Tiếp theo, các xung quang
này được chuyển sang tín hiệu điện tại các PD và được thực hiện tách mức chip.
Dựa trên mức logic tại đầu ra của các bộ tách chip, mạch AND sẽ quyết định là bit
“1” (đầu ra tất cả các bộ tách chip đều là “1”) hay bit “0” (một trong các đầu ra bộ
tách chip có logic “0”).
4.3.2 Mã nguyên tố
Trong hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp được đề xuất, mã nguyên tố 2D để
cung cấp truy nhập cho nhiều người dùng cùng một lúc. Cụ thể, mỗi người dùng
được ấn định một mã duy nhất có độ dài ps2, trong đó ps là số nguyên tố. Mã TS
được tạo ra bằng cách sử dụng phép tính đồng dư để đặt xung vào một khối như thể
hiện trong công thức (4.11) [J5]:
yxcxy . 1,....,1,0, spyx (4.11)
trong đó [.] biểu thị toán tử nhân theo modul 2 của ps, x là số thứ tự trong chuỗi, y là
số khối trong chuỗi. Thuật toán xác định vị trí của một xung trong một khối có độ
dài ps, do đó, thuật toán nguyên tố tạo ra ps chuỗi Si (i = 0,1,….,ps - 1) có độ dài ps2.
Tương tự như thế, mã WH được tạo ra từ một số nguyên tố ph (ps ph).
Trong trường hợp này, có ph bước sóng cho các mã TS, chính xác là có ps xung
trong chuỗi mã. Mã WH với mẫu H0 có tất cả các xung tại cùng một bước sóng nên
bị loại bỏ. Do đó, số lượng mã WH là ph-1 và tập mã 2D WH/TS gồm ps (ph - 1)
101
mã nguyên tố 2D riêng biệt có chiều dài ps2. Quá trình tạo mã TS và WH với ps = ph
= 5 được minh họa trong Bảng 4.2. Ví dụ về chuỗi mã 2D WH/TS được tạo ra bởi
mã WH H1 và mã TS S2 là 00000; 00100; 00002; 03000; 00040.
Bảng 4.2. Các mã WH và TS với ps = ph = 5.
Mã WH Mã TS
H0 00000 S0 10000 10000 10000 10000 10000
H1 01234 S1 10000 01000 00100 00010 00001
H2 02413 S2 10000 00100 00001 01000 00010
H3 03142 S3 10000 00010 01000 00001 00100
H4 04421 S4 10000 00001 00010 00100 01000
4.3.3 Hiệu năng BER hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp
4.3.3.1 Tỉ lệ lỗi bit BER
Để đánh giá hiệu năng của hệ thống, nghiên cứu sinh sử dụng tham số BER. Giả
sử rằng hệ thống phục vụ U người dùng, trong đó có một người dùng mong muốn
và U - 1 người dùng còn lại là các người dùng gây nhiễu tiềm năng. BER tổng được
tính trong điều kiện: có k người dùng (trong U – 1 người dùng gây nhiễu tiềm năng)
truyền đi bit “1”. Giả sử rằng tất cả các người dùng đều phát đi các bit “1” và “0”
với xác suất như nhau và bằng 0,5 thì BER có thể được tính theo công thức (4.12)
[J5]:
1
1
1 ,01,102
1.2
1U
k
bebe
U kpkpk
UBER (4.12)
Với kpbe ,10 và kpbe ,01 là các xác suất lỗi bit có điều kiện khi tách các bit “1”
và bit “0” tại bộ thu cuối cùng. Trong trường hợp sử dụng bộ tách quang AND như
chỉ ra trong Hình 4.9, toán tử logic được thực hiện trên tất cả các vị trí chip “1” của
từ mã để tách bit “1” [95]. Do đó, xác suất lỗi bit có điều kiện được biểu diễn theo
xác suất lỗi chip có điều kiện (CEP) theo công thức (4.13):
102
s
s
p
j
jp
ee
j
ee
s
be kpkpj
pkp
1
22 ,101,10,10
sp
j
eebe kpkp1
2 ,01,01
(4.13)
với kp ee ,102 và kp ee ,012 là các xác suất lỗi chip khi phát chip “1” nhưng quyết
định chip “0” và phát chip “0” nhưng quyết định chip “1” từ đầu phía phát đến đầu
phía thu. Cần lưu ý rằng các xác suất có điều kiện này phụ thuộc vào CEP của tất cả
các chặng từ máy phát đến bộ thu.
4.3.3.2 Xác suất lỗi chip cho chặng chuyển tiếp đầu tiên
Xác suất lỗi chip cho chặng đầu tiên được xác định ở tại trạm chuyển tiếp đầu
tiên (R1). Tại chặng này, xác suất lỗi chip không chỉ chịu ảnh hưởng của nhiễu nền
mà còn bởi MAI từ những người dùng khác nữa. Giả sử rằng công suất phát chip
(Pc) và khoảng cách từ tất cả các người dùng đến R1 là như nhau. Thêm vào đó,
trong số k người dùng phát đi bit “1”, nu người dùng gây nhiễu phát đi chip “1”
trùng vào vị trí của chip “1” mà ta đang xét, trong đó nu = binom(k,pcov) và pcov là
xác suất mà chip của người dùng mong muốn bị chồng lấn bởi chip của người dùng
gây nhiễu. Trong trường hợp sử dụng mã nguyên tố 2D WH/TS, xác suất chồng lấn
chip tại đầu vào của R1 có thể được tính như sau: 3
cov / spp [94], với là số
lượng bước sóng trung bình giống nhau cho một cặp mã, với điều kiện sh pp , có
thể được tính như sau [133]:
2
11
2
221
1
1
1
h
hs
s
h
h
hsh
s
h
s
h
p
pp
p
p
p
ppp
p
p
p
p (4.14)
Trong trường hợp đặc biệt ph = ps, tương đương với ps, do đó 2
cov /1 spp . Khi k
người dùng phát đi bit “1”, nu thay đổi từ 1 đến k, do đó xác suất lỗi chip ở chặng
thứ nhất được tính theo công thức (4.15) và (4.16) [J5]:
103
k
n
uce
nkn
u
ce
u
uu npppn
kkp
1
covcov1 ,011,01 (4.15)
k
n
uce
nkn
ce
u
uu npppn
kkp
1
covcov1 ,101,10 (4.16)
với uce np ,01 và uce np ,10 tương ứng là các xác suất lỗi chip có điều kiện khi
quyết định chip “1” và chip “0”.
Công suất thu trên một chip tại đầu vào của trạm chuyển tiếp R1 được xác định
theo công thức (4.17) và (4.18):
un
i
bcbci PPhPPhP1
01,101 (4.17)
un
i
bcbcicd PPhPPhPhP1
11,1,111 (4.18)
với P1(0) và P1(1) tương ứng là công suất quang thu được khi người dùng mong muốn
phát chip “0” và chip “1”, Pb là công suất nhiễu nền trung bình, h1,i là hệ số kênh
khí quyển của người dùng gây nhiễu thứ i, và ta giả sử rằng nó có hàm mật độ xác
suất giống của người dùng được đánh giá. Vì vậy, tổng của nu hoặc nu+1 biến ngẫu
nhiên log-chuẩn có thể biến đổi tương đương thành biến ngẫu nhiên log-chuẩn h1(0)
hoặc h1(1) (quá trình biến đổi này được trình bày bởi công thức trong phụ lục B)
Sau khi tín hiệu quang thu được đi qua bộ chuyển đổi quang điện, dòng điện
thu được tính theo các công thức (4.19) và (4.20):
cPhI )0(1)0(1 (4.19)
cPhI )1(1)1(1 (4.20)
với I1(0) và I1(1) là cường độ dòng điện được chuyển đổi từ P1(0) và P1(1) nhờ bộ
chuyển đổi quang điện. Bên cạnh đó, công suất nhiễu nền cũng được chuyển đổi
thành dòng nhiễu với phương sai được tính theo công thức (4.21):
104
ebb BP 22 (4.21)
Dựa trên các công thức từ (4.19) đến (4.21), các xác suất lỗi chip dưới ảnh
hưởng của nhiễu đa truy nhập MAI và nhiễu nền được xác định theo các công thức
(4.22) và (4.23):
dxdh
Ixhfnp a
bbI
a
puce
D
012
2
01
20
012
exp2
1,01
(4.22)
dxdh
Ixhfnp a
bb
I
a
puce
D
112
2
11
20
112
exp2
1,10
(4.23)
Với ID là ngưỡng tách chip, và là một giá trị cố định; a
p hf 01 , a
p hf 11 tương ứng là
véc tơ hàm mật độ xác suất phân bố log-chuẩn có kích thước nu và nu+1. Lưu ý rằng
apl hhhh 011101 và
apl hhhh 111111 , với h1l là hệ số tổn hao kênh và h1
p là hệ số tổn hao
lệch hướng của chặng đầu tiên.
Thực hiện biến đổi ahz 010 ln và ahz 111 ln , ta có các công thức sau [J5]:
0
0112
0
exp,,,01
00dz
zhhPIQznp
b
pl
cDzzuce
(4.24)
1
1112
1
exp,,,10
11dz
IzhhPQznp
b
D
pl
czzuce
(4.25)
trong đó
u
dxxuQ 1,0, . Tiếp theo, các công thức (4.24) và (4.25) có thể được
tính xấp xỉ theo công thức Gauss-Hermite (được trình bày bởi công thức (C.2) trong
phụ lục C) để có được các công thức (4.26) và (4.27) [J5]:
b
ztz
pl
cDv
t
tuce
mhhPIQ
gnp
2exp,01 0011
1
(4.26)
105
b
Dztz
pl
cv
t
tuce
ImhhPQ
gnp
2exp,10 1111
1
(4.27)
với mt là các điểm cực 0 và gt là trọng số bậc thứ t của đa thức Hermite.
4.3.3.3 Xác suất lỗi chip của chặng thứ m (m = 2,3,…, Kr + 1)
Với chặng thứ m (m = 2,3,…., Kr + 1) sau đó thì không có MAI nhưng vẫn có sự
hiện diện của hiệu ứng nhiễu loạn không khí và nhiễu nền. Vì vậy, cường độ dòng
thu được tại trạm chuyển tiếp (Ri) được xác định như sau:
bmc
b
m
m
nhP
n
I
II
1
0 (4.28)
Theo các bước biến đổi như trong phần 4.2, ta sẽ có xác suất lỗi chip cho
chặng thứ m theo các công thức (4.29) và (4.30) [J5]:
b
D
mce
IQkp
,01 (4.29)
b
Dztz
l
icv
t
t
mce
ImhPQ
gkp
2exp,10
1
(4.30)
4.3.3.4 Xác suất lỗi chip nguồn-đích
Trong hệ thống FSO/CDMA chuyển tiếp, có khả năng máy thu vẫn tách đúng
chip mặc dù chip bị tách sai trong một số lẻ lần chuyển tiếp trước đó. Để đánh giá
hiệu năng trong trường hợp xấu nhất, ta giả thiết rằng xác suất lỗi chip toàn tuyến từ
nguồn tới đích là xác suất mà các chip được truyền đi mà không bị lỗi giữa bất kỳ
cặp trạm chuyển tiếp liên tiếp và được tính theo các công thức (4.31) và (4.32) [J5]:
1
1
2 ,0111,01rK
m
mceee kpkp (4.31)
1
1
2 ,1011,10rK
m
mceee kpkp . (4.32)
106
4.3.3.5 Kết quả khảo sát hiệu năng BER
Trong phần này sẽ trình bày các kết quả tính toán BER của hệ thống đề xuất.
Giả định rằng khoảng cách từ trạm nguồn đến trạm đích là L (km) và các trạm
chuyển tiếp nằm cách đều nhau. Các kết quả khảo sát hiệu năng được xem xét khi ta
cố định năng lượng trên bit Eb. Vì có ps xung trong khoảng thời gian một bit, nên
công suất phát của chip là csbc TpEP // với (Eb/ps) là năng lượng chip, Tc là thời
gian tồn tại chip. Ngoài ra, mức ngưỡng tách sóng ID được xác định là DhPI l
cD
với D là ngưỡng chuẩn hóa và đặt cùng một mức với cho tất cả các chặng. Bc được
cố định ở mức 70% tốc độ chip [94]. Quan hệ giữa tốc độ chip Rc và tốc độ bit Rb là
2
sbc pRR , trong đó (ps) là độ dài mã. Các tham số khác của hệ thống và các hằng
số được sử dụng trong quá trình khảo sát được cho trong Bảng 4.3.
Bảng 4.3. Tham số hệ thống và hằng số.
Thông số Ký hiệu Giá trị
Điện tích điện tử e 1,602 x 10-19
C
Đáp ứng PD 0,6 A/W
Hệ số suy hao () 0,1 km-1
Đường kính bộ thu 2a 20 cm
Bán kính búp sóng tại khoảng cách 1 km z 2,5 m
Công suất nhiễu nền Pb - 30 dBm
Bước sóng công tác 1550 nm
Tham số cấu trúc chỉ số khúc xạ Cn2
10-15
m-2/3
Giá trị BER đích của hệ thống FSO là 10-9
(hoặc 10-12
) có thể được xem xét để
đạt được trong truyền thông không gian tự do. Do đó, trong chương này nghiên cứu
sinh sử dụng giá trị 10-6
để đánh giá hiệu năng BER theo giả thiết rằng mã sửa lỗi
theo hướng phát (FEC) được sử dụng để đảm bảo truyền thông.
107
Hình 4.10. BER theo ngưỡng chuẩn hóa (D) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, L = 3 km, U =
4 và ps;ph = 7;7 [J5].
Hình 4.10 khảo sát BER theo ngưỡng chuẩn hóa với số lượng trạm chuyển
tiếp từ 1 đến 3. Để đạt được BER thấp, ngưỡng chuẩn hóa phải được chọn một cách
hợp lý. Nếu D quá nhỏ, hiệu năng của hệ thống bị giảm do tách chip “1” trong khi
không có tín hiệu phát. Trong trường hợp D quá lớn, lỗi tách sóng gây ra bởi quyết
định sai chip “0” khi chip “1” được phát đi. Việc lựa chọn ngưỡng tối ưu phụ thuộc
vào việc thiết lập các thông số hệ thống, đặc biệt là số lượng trạm chuyển tiếp. Khi
số lượng trạm chuyển tiếp đủ lớn, BER đạt đến giá trị sàn và ngưỡng được lựa chọn
trong một dải rộng.
Hình 4.11 mô tả mối quan hệ giữa BER và số lượng người dùng tích cực U
với các bộ mã khác nhau, các giá trị khác nhau của ps và ph. Hình này nhận được
dựa trên ngưỡng tối ưu chọn trong hình 4.10. Rõ ràng rằng BER giảm khi tăng ps
hoặc ph. Khi ps tăng, BER được cải thiện đáng kể hơn. Ngoài ra, số lượng người
dùng có thể hỗ trợ tại một giá trị BER cụ thể có thể được xác định từ kết quả này.
Như chỉ ra trong hình vẽ, hệ thống sử dụng ps = 7 và ph = 7 (7 bước sóng) có thể hỗ
trợ 15 người sử dụng với BER = 10-6
, tăng gấp hơn 2 lần so với số bước sóng yêu
cầu. Đây là một ưu điểm của hệ thống FSO sử dụng CDMA so với hệ thống sử
dụng đa truy nhập phân chia theo bước sóng (WDMA).
Kr = 1 Kr = 2 Kr = 3
Ngưỡng chuẩn hóa, D
108
Hình 4.11. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, L
= 3 km và Kr = 2 [J5].
Hình 4.12. BER theo số lượng người dùng tích cực (U) với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, và
ps; ph = 7; 7[J5]
Lợi ích của truyền dẫn chuyển tiếp được thể hiện trong hình 4.12, hình vẽ
BER theo số người sử dụng tích cực U. Dưới tác động của sự suy yếu lớp vật lý,
bao gồm cả nhiễu loạn không khí, MAI và nhiễu nền, BER của hệ thống
FSO/CDMA không có chuyển tiếp rất cao, ngay cả khi số lượng người dùng ít. Mặt
khác, sử dụng truyền dẫn chuyển tiếp có thể giúp giảm BER đáng kể. Các hệ thống
U Số người dùng tích cực U
Không chuyển tiêp Kr = 1
Kr = 2
Số người dùng tích cực U
109
FSO/CDMA sử dụng chuyển tiếp với một trạm chuyển tiếp hỗ trợ nhiều hơn 10
người dùng với BER = 10-6
khi L = 3 km và Rb = 1 Gb/s.
Để kiểm tra thêm các lợi ích của truyền dẫn sử dụng chuyển tiếp về cự ly
truyền dẫn, Hình 4.13 khảo sát BER như là một hàm số của L với Eb = -130 dBJ.
Trong trường hợp này, mức BER sàn bị chi phối bởi số lượng người dùng tích cực,
liên quan đến cường độ MAI. Rõ ràng là cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA
(tại một giá trị BER cụ thể) tăng theo số lượng trạm chuyển tiếp. Ví dụ, có 4 người
dùng và BER = 10-6
, cự ly truyền dẫn tăng từ 3,5 km đến 5,2 km khi số lượng trạm
chuyển tiếp tăng từ 1 đến 2. Cự ly truyền dẫn xa hơn có thể đạt được bằng cách
triển khai thêm các trạm chuyển tiếp.
Hình 4.13. BER theo cự ly truyền dẫn với Eb = -130 dBJ, Rb = 5 Gb/s, và ps; ph =
7;7[J5].
BER hệ thống được phân tích theo tốc độ bit/người sử dụng trong Hình 4.14
với công suất phát trung bình trên bit cố định tại giá trị EbRb = - 5 dBm, L = 3 km,
U = 4. Tương tự như kết quả ở phần trước, BER sàn bị chi phối bởi số lượng người
dùng tích cực. Trong trường hợp không có trạm chuyển tiếp, tốc độ bit/người sử
dụng có thể hỗ trợ với BER = 10-9
là dưới 200 Mb/s. Bằng cách tăng số lượng trạm
chuyển tiếp, tốc độ bit/người sử dụng tăng. Như chỉ ra trong hình vẽ, tốc độ
bit/người sử dụng là hơn 2 Gb/s (cũng tại BER = 10-9
) với hai trạm chuyển tiếp.
Không chuyển tiếp, U = 4 Kr = 1; U = 4 Kr = 2; U = 4 Kr = 2; U = 8
Cự ly truyền dẫn L(km)
110
Trong trường hợp sử dụng 3 trạm chuyển tiếp, BER đạt tới giá trị sàn cho tất cả các
tốc độ bit từ 100 Mb/s đến 10 Gb/s.
Hình 4.14. BER theo tốc độ bit/người dùng với công suất bit trung bình -5 dBm, L = 4 km,
U = 4 và ps; ph = 7;7[J5].
4.4 KẾT LUẬN CHƯƠNG 4
Nội dung Chương 4 đã trình bày đóng góp của nghiên cứu sinh trong việc đề
xuất mô hình và các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa điểm sử
dụng kỹ thuật CDMA. Hai kỹ thuật cải tiến hiệu năng được đề xuất hệ thống
FSO/CDMA điểm-đa điểm là kỹ thuật điều chế vị trí xung đa bước sóng MWPPM
và kỹ thuật chuyển tiếp dựa trên phương thức tách chip-và-chuyển tiếp. Kết quả
khảo sát hiệu năng cho thấy, kỹ thuật điều chế MWPPM là một kỹ thuật hiệu quả
trong việc giảm ảnh hưởng của dãn xung, một thách thức gặp phải khi triển khai các
hệ thống FSO/CDMA sử dụng PPM. Nhờ sử dụng MWPPM, các hệ thống
FSO/CDMA có thể truyền tải số liệu tốc độ cao trong khi vẫn đảm bảo được yêu
cầu về hiệu năng. Để cải thiện cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA, kỹ thuật
chuyển tiếp là một giải pháp hết sức hữu ích. Với đề xuất sử dụng phương pháp tách
chip-và-chuyển tiếp, kiến trúc các nút chuyển tiếp trở nên đơn giản trong khi vẫn
đảm bảo chất lượng truyền dẫn.
Không dùng chuyển tiếp Kr = 1 Kr = 2 Kr = 3
Tốc độ bit/người dùng, Rb (Mb/s)
111
KẾT LUẬN
Nội dung luận án đã đạt được mục tiêu đề ra là nghiên cứu đề xuất giải pháp
cải thiện hiệu năng hệ thống truyền thông quang không dây FSO. Các kiến thức nền
tảng và các kết quả nghiên cứu đã được trình bày trong luận án với bố cục bốn
chương như sau: (1) Tổng quan các vấn đề nghiên cứu; (2) Mô hình kênh truyền
thông quang không dây; (3) Các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-
điểm và (4) Đề xuất mô hình và giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-
đa điểm. Các kết quả đóng góp mới về khoa học của luận án có thể phân thành ba
nhóm lớn.
1. Đề xuất xây dựng mô hình kênh kết hợp có bổ sung tham số
Mô hình giải tích của kênh truyền dẫn khí quyển đóng vai trò hết sức quan
trọng trong việc nghiên cứu khảo sát và đánh giá hiệu năng hệ thống FSO. Số lượng
các tham số ảnh hưởng của kênh truyền mà mô hình kênh có thể phản ánh sẽ quyết
định mức độ chính xác của kết quả đánh giá hiệu năng. Trong các mô hình kênh đã
được đề xuất trước đây, ba tham số ảnh hưởng thường được phản ánh là tổn hao
(đường truyền và hình học), nhiễu loạn khí quyển và lệch hướng, trong khi đó, ảnh
hưởng của dãn xung tín hiệu chưa được xét đến.
Trong luận án này, nghiên cứu sinh sử dụng mô hình xung Gauss cho tín hiệu
quang truyền trong khí quyển và phân tích ảnh hưởng của nhiễu loạn lên xung tín
hiệu quang. Xung quang dạng Gauss có tính thực tế cao hơn so với xung vuông mà
các tác giả khác thường sử dụng trong các nghiên cứu của họ. Ngoài ra, nhờ sử
dụng mô hình xung Gauss, chúng ta có thể phán ánh ảnh hưởng của dãn xung lên
tín hiệu quang. Mô hình kênh kết hợp có bổ sung tham số ảnh hưởng của dãn xung
có khả năng phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của đường truyền và cho kết quả
phân tích hiệu năng chính xác hơn. Mô hình kênh này có thể là một mô hình tham
khảo tốt cho các nghiên cứu tiếp theo về hệ thống FSO.
2. Đề xuất các giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm – điểm
Những kết quả nghiên cứu của luận án liên quan đến giải pháp cải thiện hiệu
năng hệ thống FSO điểm-điểm đã đưa ra được hai đóng góp chính.
Đóng góp thứ nhất là xây dựng mô hình giải tích khảo sát hiệu năng các hệ
thống FSO điểm-điểm sử dụng chuyển tiếp điện và chuyển tiếp quang. So với các
112
mô hình của các tác giả khác, các mô hình giải tích mà nghiên cứu sinh xây dựng
phản ánh đầy đủ hơn các ảnh hưởng của các tham số đường truyền và hệ thống như
ảnh hưởng của các tham số búp sóng quang và dãn xung tín hiệu.
Đóng góp thứ hai trong phần này là đề xuất sử dụng kết hợp kỹ thuật chuyển
tiếp điện với phân tập thu và điều chế PPM như là một giải pháp đơn giản và hiệu
quả giúp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-điểm trong điều kiện nhiễu loạn
mạnh và lệch hướng. Việc sử dụng kết hợp các kỹ thuật sẽ đem lại mức độ cải thiện
hiệu năng tốt hơn, phát huy được ưu điểm đồng thời khắc phục được các hạn chế
của mỗi kỹ thuật khi được sử dụng riêng rẽ.
3. Đề xuất giải pháp cải thiện hiệu năng hệ thống FSO điểm-đa điểm
Luận án đã đề xuất mô hình và các kỹ thuật cải thiện hiệu năng cho hệ thống
FSO điểm-đa điểm sử dụng kỹ thuật CDMA. Hai kỹ thuật cải thiện hiệu năng được
đề xuất là (1) kỹ thuật điều chế vị trí xung đa bước sóng MWPPM và (2) kỹ thuật
chuyển tiếp dựa trên phương thức tách chip-và-chuyển tiếp CDF.
Kết quả khảo sát hiệu năng cho thấy, kỹ thuật điều chế MWPPM là một kỹ
thuật hiệu quả trong việc giảm ảnh hưởng của dãn xung, một thách thức gặp phải
khi triển khai các hệ thống FSO/CDMA sử dụng PPM và/hoặc truyền dẫn tốc độ số
liệu cao. Nhờ sử dụng MWPPM, các hệ thống FSO/CDMA có thể truyền tải số liệu
tốc độ cao trong khi vẫn đảm bảo được yêu cầu về hiệu năng.
Để cải thiện cự ly truyền dẫn của hệ thống FSO/CDMA, kỹ thuật chuyển tiếp
là một giải pháp hết sức hữu ích. Luận án đã đề xuất mô hình hệ thống FSO/CDMA
chuyển tiếp dựa trên kỹ thuật tách chip-và-chuyển tiếp CDF. Nhờ kỹ thuật CDF,
kiến trúc các nút chuyển tiếp trở nên đơn giản trong khi vẫn đảm bảo chất lượng
truyền dẫn.
Hướng nghiên cứu tiếp theo của luận án sẽ tập trung vào các giải pháp
truyền dẫn chuyển tiếp hai hướng nhằm tăng thông lượng của các hệ thống FSO.
Đồng thời đề xuất các kiến trúc truyền dẫn lai ghép/hỗn hợp giữa FSO và các công
nghệ khác như truyền dẫn sợi quang và truyền dẫn vô tuyến băng sóng mi-li-mét.
Trên đây là một số kết luận về nội dung và những kết quả nghiên cứu của luận
án. Nghiên cứu sinh chân thành cảm ơn các Thầy hướng dẫn và các nhà khoa học đã
định hướng và góp ý để giúp nghiên cứu sinh hoàn thành luận án.
113
CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC ĐÃ CÔNG BỐ
BÀI BÁO KHOA HỌC
[J1] Hien T. T. Pham and N.T. Dang, “A Comprehensive Model for Performance
Analysis of APD-based FSO Systems using M-PPM Signaling in Atmospheric
Turbulence”, REV Journal on Electronics and Communications, vol. 2. no. 3-4, pp.
147–152, Jul.-Dec. 2012. (Tạp chí Điện tử và Truyền thông – Hội Vô tuyến Điện tử
Việt Nam)
[J2] Pham T. T. Hien, N.T. Dang, and Vu Tuan Lam, “BER Performance of Bit Detect-
and-Forward Multi-hop FSO Systems over Dispersive Turbulence Channel”, VAST
Journal of Science and Technology, vol. 51, no. 1A, pp. 40–50, Mar. 2013. (Tạp chí
Khoa học Công nghệ - Viện Hàn lâm Khoa học Công nghệ Việt Nam)
[J3] Hien T. T. Pham, N.T. Dang, and Anh T. Pham, “Effects of Atmospheric
Turbulence and Misalignment Fading on Performance of Serial Relaying M-ary
PPM FSO Systems with Partially Coherent Gaussian Coherent Beam”, IET
Communications, vol. 8, issue 10, pp. 1762–1768, July 2014. (Tạp chí quốc tế ISI,
SCI-indexed)
[J4] Pham T. T. Hien, N.T. Dang, and Vu Tuan Lam, “BER Performance of All-
Optical AF Dual-Hop FSO Systems over Gamma-Gamma Atmospheric Turbulence
Channels”, VAST Journal of Science and Technology, vol. 52, no. 6C, pp. 1–11, Dec.
2014. (Tạp chí Khoa học Công nghệ - Viện Hàn lâm Khoa học Công nghệ Việt Nam)
[J5] Hien T. T. Pham, Phuc V. Trinh, N.T. Dang, and Anh T. Pham, “Secured Relay-
Assisted Atmospheric Optical CDMA Systems over Turbulence Channels”, IET
Optoelectronics, Special Issuse on Optical Wireless Communications, vol. 9, issue 5,
pp. 241 – 248, Oct. 2015, (Tạp chí quốc tế ISI, SCI-indexed)
HỘI NGHỊ KHOA HỌC
[C1] Hien T. T. Pham, N.T. Dang, Lam T. Vu, and Hieu T. Bui, “A Survey of
Performance Improvement Methods for Free-Space Optical Communication Systems,”
In Proc. IEEE 2014 International Conferences on Advanced Technologies for
Communications (ATC 2014), Hanoi, Vietnam, Oct. 2014, pp. 772-777.
114
[C2] Hien T. T. Pham, Phuc V. Trinh, Ngoc T. Dang, and Anh T. Pham, “A
Comprehensive Performance Analysis of PPM-based FSO Systems with APD Receiver
in Atmospheric Turbulence,” Proc. of the IEEE 2012 International Conferences on
Advanced Technologies for Communications (ATC 2012), Hanoi, Vietnam, Oct. 2012,
pp. 357-361.
[C3] N.T. Dang, Hien T. T. Pham, and Anh T. Pham, “Average BER Analysis of
Multihop FSO Systems over Strong Turbulence and Misalignment Fading Channels,”
In Proc. the 2nd IEEE/CIC International Conference on Communications in China
(ICCC 2013), Xi'an, China, Sept. 2013, pp. 153-157.
[C4] Phuc V. Trinh, Anh T. Pham, Hien T. T. Pham, and N.T. Dang, “BER Analysis of
All-optical AF Dual-Hop FSO Systems over Gamma-Gamma Channels,” In Proc.
IEEE 4th International Conference on Photonics (ICP 2013), Melaka, Malaysia, Oct.
2013, pp. 175-177.
[C5] N.T. Dang, Long H. Nguyen, and Hien T. T. Pham, “Performance of Multi-hop M-
ary PPM FSO Systems with SIMO Links over Strong Atmospheric Turbulence
Channel and Pointing Errors,” In Proc. of the IEEE 3th World Congress on
Information and Communication Technologies (WICT2013), Hanoi, Vietnam, Dec.
2013, pp. 121-126.
[C6] Duy B. Chu, Hien T. T. Pham, NT. Dang, and Anh T. Pham, “Performance of
Relay-Assisted Free-space Optical CDMA Systems Over Log-normal Atmospheric
Turbulence Channels,” In Proc. IEEE/IET International Symposium on
Communication Systems, Networks, and Digital Signal Processing (CSNDSP 2014),
Manchester, UK 2014, pp. 330-335.
[C7] N.T. Dang, Hien T. T. Pham, and Anh T. Pham, “Reducing Atmospheric
Turbulence Effects in FSO/CDMA Systems by using Multi-wavelength PPM
Signaling,” In Proc IEEE 18th Asia Pacific Conference on Communications (APCC
2012), Jeju, Korea, October 2012, pp. 338-343.
[C8] Hien T. T. Pham, Duy B. Chu, and N.T. Dang, “'Performance Analysis of Spatial
PPM-based Free-space Optical Communication Systems with Gaussian Beam,” In
Proc. IEEE 2014 International Conferences on Advanced Technologies for
Communications (ATC 2014), Hanoi, Vietnam, Oct. 2014, pp. 144-148.
115
TÀI LIỆU THAM KHẢO
Tiếng Việt
[1] Chung P. Đ, Nghiên cứu các công nghệ vô tuyến thế hệ mới và khả năng ứng
dụng tại Việt Nam, Đề tài NCKH Bộ Thông tin – Truyền thông, Mã số 64-
11-KHKT-RD, 2011.
[2] Tuấn N. V., Dương N. N., Vương P. V. – Nâng cao chất lượng tuyến thông
tin quang không dây trong điều kiện khí hậu Việt Nam, Tạp chí Khoa học và
Công nghệ, Đại học Đà Nẵng, Số 5 (54), trang 78, 2012.
[3] Tuyến Đ. Q. và Phương N. H. – Phát hiện tín hiệu trong truyền thông hồng
ngoại không dây, Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ, Tập 11, Số 5,
trang 33, 2008.
Tiếng Anh
[4] Abou-Rjeily C. and Haddad S., “Cooperative FSO systems: Performance
analysis and optimal power allocation,” IEEE/OSA Journal of Lightwave
Technology, vol. 29, no. 4, pp. 1058–1065, Apr. 2011.
[5] Abou-Rjeily C. and Slim A., “Cooperative diversity for free-space optical
communications: transceiver design and performance analysis,” IEEE
Transactions on Communications, vol. 53, no. 3, pp. 658–663, Mar. 2011.
[6] Abou-Rjeily C., “On the optimality of the selection transmit diversity for
MIMO-FSO links with feedback,” IEEE Communications Letters, vol. 15, no.
6, pp. 641–643, June 2011.
[7] Acampora A. and Krishnamurthy S., “A broadband wireless access network
based on mesh-connected free-space optical links,” IEEE Personal
Communications, vol. 6, no. 10, pp. 62–65, Oct. 1999.
[8] Adamchik V. S. and Marichev O. I., “The algorithm for calculating integrals
of hypergeometric type functions and its realization in REDUCE system,”
Proc. Int. Conf. on Symbolic and Algebraic Computation, Tokyo, Japan,
1990, pp. 212–224.
[9] Agrawal G.P., “Fiber-optic communication systems” (Wiley, 2002).
116
[10] Aharonovich M. and Arnon S., “Performance improvement of optical
wireless communication through fog with a decision feedback equalizer,”
Journal of Optical Society of America (JOSA) A, vol. 22, no. 8, pp. 1646–
1654, Aug. 2005.
[11] Akella J., Yuksel M., Kalyanaraman S., “Error analysis of multi-hop free-
space optical communication” Proc. IEEE Int. Conf. Communications, 2005,
pp. 1777–1781.
[12] Al-Habash M. A., Andrews L. C., and Phillips R. L., “Mathematical model
for the irradiance probability density function of a laser beam propagating
through turbulent media,” Optical Engineering, vol. 40, no. 8, pp. 1554–
1562, Aug. 2001.
[13] Andrews L. C. and Phillips R. L., Laser Beam Propagation Through Random
Media, SPIE Press, 2nd edition, 2005.
[14] Andrews L. C., Phillips R. L., and Hopen C. Y., “Aperture averaging of
optical scintillations: power fluctuations and the temporal spectrum,” Waves
Random Media, vol. 10, no. 1, pp. 53–70, 2000.
[15] Andrews L. C., Phillips R. L., and Hopen C. Y., Laser Beam Scintillation
with Applications, SPIE Press, Bellingham, Washington, 2001.
[16] Andrews L.C., Phillips R.L., and Hopen C.Y., Laser beam scintillation with
application on Wireless Communications. Bellingham: SPIE, 2001.
[17] Anguita J. A., Neifeld M. A., and Vasic B. V., “Spatial correlation and
irradiance statistics in a multiple-beam terrestrial free-space optical
communication link,” Applied Optics, vol. 46, no. 26, pp. 6561–6571, Sept.
2007.
[18] Armstrong J., “OFDM for optical communications,” IEEE/OSA Journal of
Lightwave Technology, vol. 27, no. 3, pp. 189–204, Feb. 2009.
[19] Arnon S., “Effects of atmospheric turbulence and building sway on optical
wireless communication systems,” OSA Optics Letters, vol. 28, no. 2, pp.
129–131, Jan. 2003.
117
[20] Arnon S., “Optimization of urban optical wireless communication systems,”
IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 2, no. 4, pp. 626–629,
July 2003.
[21] AssimakopoulosV. D., Nistazakis H. E. and Tombras G. S., “Performance
estimation of free space optical links over negative exponential atmospheric
turbulence channels,” Optik, vol. 122, no. 12, pp. 2191– 2194, Dec. 2011.
[22] A. Lawrence Harte, Optical Communication Dictionary, Available online at
http://www.althosbooks.com/opcodi.html
[23] Avlonitis N., Yeatman E. M., Jones M., and Hadjifotiou A., “Multilevel
amplitude shift keying in dispersion uncompensated optical systems,” IEE
Proceedings on Optoelectronics, vol. 153, no. 3, pp. 101–108, June 2006.
[24] Bayaki E. , Michalopoulos D., and Schober R., “EDFA-based alloptical
relaying in free-space optical systems,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 60, no. 12, pp. 3797–3807, Dec. 2012.
[25] Bayaki E., Schober R., and Mallik R., “Performance analysis of MIMO free-
space optical systems in Gamma-Gamma fading,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 57, no. 11, pp. 3415–3424, Nov. 2009.
[26] Betti S., Marchis G. D., and Iannone E., “Polarisation modulated direct
detection optical transmission systems,” IEEE/OSA Journal of Lightwave
Technology, vol. 10, no. 12, pp. 1985–1997, Dec. 1992.
[27] Bhatnagar M., “Performance analysis of decode-and-forward relaying in
gamma-gamma fading channels,” IEEE Photonics Technology Letters, vol.
24, no. 7, pp. 545 –547, Apr. 2012.
[28] Bloom S., Korevaar E., Schuster J., and Willebrand H., “Understanding the
performance of free-space optics,” OSA Journal of Optical Networking, vol.
2, no. 6, pp. 178–200, June 2003.
[29] Brandt-Pearce M., Wilson S., Cao Q., and Baedke M., “Code design for
optical MIMO systems over fading channels,” Asilomar Conference on
Signals, Systems & Computers, vol. 1, pp. 871–875, Nov. 2004, Monterey,
CA.
118
[30] Bushuev D. and Arnon S., “Analysis of the performance of a wireless optical
multi-input to multi-output communication system,” Journal of Optical
Society of America (JOSA) A, vol. 23, no. 7, pp. 1722–1730, July 2006.
[31] Carruthers J. B. and Kahn J. M., “Multiple-subcarrier modulation for non-
directed wireless infrared communication,” IEEE Journal on Selected Areas
in Communications, vol. 14, no. 3, pp. 538–546, Mar. 1996.
[32] Castillo-V´azquez B. , Garc´ıa-Zambrana A., and Castillo-V´azquez C.,
“Closed-form BER expression for FSO links with transmit laser selection
over exponential atmospheric turbulence channels,” Electronics Letters, vol.
45, no. 23, pp. 1185–1187, Nov. 2009.
[33] Chatzidiamantis N. D., Michalopoulos D. S., Kriezis E. E., Karagiannidis G.
K., and Schober R., “Relay selection protocols for relay assisted free-space
optical systems,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and
Networking, vol. 5, no. 1, pp. 92–103, Jan. 2013.
[34] Chatzidiamantis N. D., Uysal M., Tsiftsis T. A., and Karagiannidis G. K.,
“Iterative near maximum-likelihood sequence detection for MIMO optical
wireless systems,” IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 28, no.
7, pp. 1064–1070, Apr. 2010.
[35] Chiani M., Dardari D., and Simon M. K., “New exponential bounds and
approximations for the computation of error probability in fading channels,”
IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 2, no. 4, pp. 840–845, July 2003.
[36] Clifford S.F., “The classical theory of wave propagation in a turbulent
medium”, in Laser Beam Propagation in the Atmosphere, J. W. Strobehn,
Ed.: Springer-Verlag, 1978.
[37] Cvijetic N., Wilson S. G., and Brandt-Pearce M., “Performance bounds for
free-space optical MIMO systems with APD receivers in atmospheric
turbulence,” IEEE on Selected Areas in Communications, vol. 26, no. 3, pp.
3–12, Apr. 2008.
[38] Datsikas C. K., Peppas K. P., Sagias N. C., and Tombras G. S., “Serial free-
space optical relaying communications over Gamma-Gamma atmospheric
119
turbulence channels,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and
Networking, vol. 2, no. 8, pp. 576–586, Aug. 2010.
[39] Divsalar D., Gagliardi R. M., and Yuen J. H., “PPM performance for Reed-
Solomon decoding over an optical-RF relay link,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 32, no. 3, pp. 302–305, Mar. 1984.
[40] Djordjevic I., Vasic B., and Neifeld M., “Power efficient LDPC-coded
modulation for free-space optical communication over the atmospheric
turbulence channel,” Proc. Conference on Optical Fiber Communication and
the National Fiber Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), pp. 1-3,
March 2007.
[41] Fan Y. and Green R. J., “Comparison of pulse position modulation and pulse
width modulation for application in optical communications,” Optical
Engineering, vol. 46, no. 6, June 2007.
[42] Farid A. A. and Hranilovic S., “Outage capacity optimization for free-space
optical links with pointing errors,” IEEE/OSA Journal of Lightwave
Technology, vol. 25, no. 7, pp. 1702–1710, July 2007.
[43] Faridzadeh M., Gholami A., Ghassemlooy Z., and Rajbhandari S., “Hybrid
pulse position modulation and binary phase shift keying subcarrier intensity
modulation for free space optics in a weak and saturated turbulence channel,”
OSA Journal of Optical Society of America (JOSA) A, vol. 29, no. 8, pp.
1680–1685, Aug. 2012.
[44] Feng M., Wang J.B., Sheng M., Cao L.L., Xie X.X., Chen M., “Outage
performance for parallel relay-assisted free-space optical communications in
strong turbulence with pointing errors”. Proc. Int. Conf. Wireless
Communications and Signal Processing (WCSP), 2011, pp. 1–5.
[45] Forestieri E., Optical communication theory and techniques. Springer, 2004.
[46] Gagliardi R. M. and Karp S., Optical Communications, John Wiley & Sons,
2nd edition, 1995.
[47] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez B., and Castillo-V´azquez C.,
“Asymptotic error-rate analysis of FSO links using transmit laser selection
120
over gamma-gamma atmospheric turbulence channels with pointing errors,”
OSA Optics Express, vol. 20, no. 3, pp. 2096–2109, Jan. 2012.
[48] García-Zambrana A., Boluda-Ruiz R., Castillo-Vázquez C., and Castillo-
Vázquez B., “Novel space-time trellis codes for free-space optical
communications using transmit laser selection,” OSA Opt. Express, vol. 23,
pp. 24195-24211, 2015.
[49] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez C., Castillo-V´azquez B. , and
Boluda-Ruiz R., “Bit detect and forward relaying for FSO links using equal
gain combining over gamma-gamma atmospheric turbulence channels with
pointing errors,” OSA Optics Express, vol. 20, no. 15, pp. 16394–16409, July
2012.
[50] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez C., Castillo-V´azquez B. , and
Hiniesta-G´omez A., “Selection transmit diversity for FSO links over strong
atmospheric turbulence channels,” IEEE Photonics Technology Letters, vol.
21, no. 14, pp. 1017–1019, July 2009.
[51] Garc´ıa-Zambrana A., Castillo-V´azquez C., Castillo-V´azquez B., and
Boluda-Ruiz R., “Bit detect and forward relaying for FSO links using equal
gain combining over gamma-gamma atmospheric turbulence channels with
pointing errors,” OSA Optics Express, vol. 20, no. 15, pp. 16394–16409, July
2012.
[52] Ghassemlooy Z. and Popoola W. O., Terrestrial Free-Space Optical
Communications, Mobile and Wireless Communications Network Layer and
Circuit Level Design, Salma Ait Fares and Fumiyuki Adachi (Ed.), ISBN:
978-953-307-042-1, 2010.
[53] Ghassemlooy Z., Hayes A. R., Seed N. L., and Kaluarachchi E. D., “Digital
pulse interval modulation for optical communications,” IEEE
Communications Magazine, vol. 36, no. 12, pp. 95–99, Dec. 1998.
[54] Ghassemlooy Z., Popoola W. P., V. Ahmadi, and E. Leitgeb,
Communications Infrastructure, Systems and Applications in Europe, vol. 16,
chapter MIMO Free-Space Optical Communication Employing Subcarrier
121
Intensity Modulation in Atmospheric Turbulence Channels, pp. 1867–8211,
Springer, Part 2, 2009.
[55] Ghassemlooy Z., Popoola W., Rajbhandari S., Optical Wireless
Communications: System and Channel Modelling with MATLAB®, CRC
Press Taylor & Francis Group, 2013.
[56] Goodman J. W. (1985), Statistical Optics. New York: John Wiley.
[57] Grabner M. and Kvicera V., “The wavelength dependent model of extinction
in fog and haze for free space optical communication,” OSA Optics Express,
vol. 19, no. 4, pp. 3379–3386, Feb. 2011.
[58] Gradshteyn I.S. and Ryzhik I.M. - Table of Integrals, Series, and Products.
New York: Academic, 2007.
[59] Ha Duyen Trung and Anh T. Pham - Performance Analysis of MIMO/FSO
Systems using SC-QAM Over Atmospheric Turbulence Channels, IEICE
Transactions on Fundamentals of Electronics, Communication and
Computer Sciences, E97-A, pp. 49-56, 2014.
[60] Ha Duyen Trung, Do Trong Tuan and Anh T. Pham, "Pointing Error Effects
on Performance of Free-Space Optical Communication Systems using SC-
QAM Signals over Atmospheric Turbulence Channels," AEÜ - International
Journal of Electronics and Communications, Vol. 68, No. 9, pp. 869-876,
Sept. 2014.
[61] Hajjarian Z., Fadlullah J., and Kavehrad M., “MIMO free space optical
communications in turbid and turbulent atmosphere,” Journal of
Communications, vol. 4, no. 8, pp. 524–532, Sept. 2009.
[62] Hamkins J. and Moision B., “Selection of modulation and codes for deep
space optical communications,” Proceedings of SPIE, Free-Space Laser
Communication Technologies XVI, vol. 5338, pp. 123–130, Jan. 2004, San
Jose, CA.
[63] Hanzo et al.:, “Wireless Myths, Realities, and Futures: From 3G/4G to
Optical and Quantum Wireless”, Proceeding of IEEE, vol. 100, pp. 1853-
1888, May. 2012.
122
[64] Hemmati H., Deep Space Optical Communications, Wiley- Interscience,
2006.
[65] Hranilovic S., Wireless Optical Communication Systems, Springer- Verlag,
2005.
[66] Hutt D. L., “Modeling and measurements of atmospheric optical turbulence
over land,” Optical Engineering, vol. 38, no. 8, pp. 1288– 1295, Aug. 1999.
[67] Jakeman E. and Pusey P., “Significance of K distributions in scattering
experiments,” Physical Review Letters, vol. 40, pp. 546–550, Feb. 1978.
[68] Jazayerifar M. and Salehi J. A., “Atmospheric optical CDMA
communication systems via optical orthogonal godes,” IEEE/OSA J.
Lightwave Technol., vol. 54, no. 9, pp. 1614–1623, Sep. 2006.
[69] Jurado-Navas A., Garrido-Balsells J. M., Paris J. F., and Puerta- Notario A.,
“General analytical expressions for the bit error rate of atmospheric optical
communication systems,” Optics Letters, vol. 36, no. 20, pp. 4095–4097, Oct.
2011.
[70] Kahn J. M. and Barry J. R., “Wireless infrared communications,”
Proceedings of the IEEE, vol. 85, no. 2, pp. 265–298, Feb. 1997.
[71] Karagiannidis G., Tsiftsis T., and Sandalidis H., “Outage probability of
relayed free space optical communication systems,” Electronics Letters, vol.
42, no. 17, pp. 994–996, Aug. 2006.
[72] Karbassian M. M. and Ghafouri-Shiraz H., “Transceiver architecture for
incoherent optical CDMA network based on polarization modulation,”
IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 26, no. 12, pp. 3820–3828,
Dec. 2008.
[73] Karimi M. and Nasiri-Kenari M., “Free space optical communications via
optical amplify-and-forward relaying,” IEEE/OSA Journal of Lightwave
Technology, vol. 29, no. 2, pp. 242–248, Feb. 2011.
[74] Karimi M. and Nasiri-Kenari N., “BER analysis of cooperative systems in
free-space optical networks,” IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology,
vol. 27, no. 12, pp. 5639–5647, Dec. 2009.
123
[75] Karp S., Gagliardi R. M., Moran S. E., and Stotts L. B., Optical Channels:
fibers, clouds, water and the atmosphere. New York: Plenum Press, 1988.
[76] Kashani M. A., Safari M., and Uysal M., “Optimal relay placement and
diversity analysis of relay-assisted free-space optical communication
systems,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking,
vol. 5, no. 1, pp. 37–47, Jan. 2013.
[77] Kazemlou S., Hranilovic S., and Kumar S., “All-optical multihop free-space
optical communication systems,” IEEE/OSA Journal of Lightwave
Technology, vol. 29, no. 18, pp. 2663–2669, Sept. 2011.
[78] Kedar D. and Arnon S., “Optical wireless communication through fog in the
presence of pointing errors,” Applied Optics, vol. 42, no. 24, pp. 4946–4954,
Aug. 2003.
[79] Kedar D. and Arnon S., “Urban optical wireless communication networks:
the main challenges and possible solutions,” IEEE Commun. Mag., vol. 42,
no. 5, pp. S2-S7, 2004.
[80] Ketprom U., Jaruwatanadilok S., Kuga Y., Ishimaru A., and Ritcey J. A.,
“Channel modeling for optical wireless communication through dense fog,”
OSA Journal of Optical Networking, vol. 4, no. 6, pp. 291–299, June 2005.
[81] Khalighi M. A., Schwartz N., Aitamer N., and Bourennane S., “Fading
reduction by aperture averaging and spatial diversity in optical wireless
systems,” IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking,
vol. 1, no. 6, pp. 580–593, Nov. 2009.
[82] Kiasaleh K., “Performance of APD-based, PPM free-space optical
communication systems in atmospheric turbulence,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 53, no. 9, pp. 1455–1461, Sept. 2005.
[83] Kiasaleh K., “Turbo-coded optical PPM Communication Systems,”
IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 16, pp. 18-26, January
1998.
[84] Kim I. I., McArthur B., and Korevaar E., “Comparison of laser beam
propagation at 785 nm and 1550 nm in fog and haze for optical wireless
124
communications,” Proceedings of SPIE, Optical Wireless Communications
III, vol. 4214, pp. 26–37, Nov. 2001, Boston, MA.
[85] Kolmogorov A., “Turbulence” in Classic Papers on Statistical Theory, S. K.
Friedlander and L. Topper, Eds. New York: Wiley-Interscince, 1961.
[86] Lee E. J. and Chan V. W., “Part 1: optical communication over the clear
turbulent atmospheric channel using diversity,” IEEE Journal on Selected
Areas in Communications, vol. 22, no. 9, pp. 1896–1906, Nov. 2004.
[87] Lee I. E., Ghassemlooy Z., W. P. Ng, and Khalighi M. A., “Joint
optimization of a partially coherent Gaussian beam for free-space optical
communication over turbulent channels with pointing errors,” Optics Letters,
vol. 38, no. 3, pp. 350–352, Feb. 2013.
[88] Letzepis N., Holland I., and Cowley W., “The Gaussian free space optical
MIMO channel with Q-ary pulse position modulation,” IEEE Transactions
on Wireless Communications, vol. 7, no. 5, pp. 1744– 1753, May 2008.
[89] Li J., Liu J. Q., and Taylor D. P., “Optical communication using subcarrier
PSK intensity modulation through atmospheric turbulence channels,” IEEE
Transactions on Communications, vol. 55, no. 8, pp. 1598–1606, Aug. 2007.
[90] Liu C., Yao Y., Sun Y., and Zhao X., “Average capacity for heterodyne FSO
communication systems over Gamma-Gamma turbulence channels with
pointing errors,” Electronics Letters, vol. 46, no. 12, pp. 851–853, June 2010.
[91] Liu Q., Qiao C., Mitchell G., and Stanton S., “Optical wireless
communication networks for first- and last-mile broadband access [Invited],”
OSA J. Opt. Netw., vol. 4, pp. 807-828, 2005.
[92] Liu X., “Free-space optics optimization models for building sway and
atmospheric interference using variable wavelength,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 57, no. 2, pp. 492–498, Feb. 2009.
[93] Majumdar A. K. and Ricklin J. C., Free-Space Laser Communications:
Principles and Advances, Springer-Verlag, New York, Dec. 2010.
125
[94] Meenakshi M., Andonovic I., “Effect of physical layer impairments on SUM
and AND detection strategies for 2-D optical CDMA”, IEEE Photon.
Technol. Lett., vol. 17, no. 5, pp. 1112–1114, 2005.
[95] Miyazawa T. and Sasase I., “BER Performance analysis of spectral phase-
encoded optical atmospheric PPM-CDMA communication systems,” IEEE J.
Lightwave Technol., vol. 25, no. 10, pp. 2992–3000, Oct. 2007.
[96] Moision B. and Hamkins J., “Multipulse PPM on discrete memoryless
channels,” IPN Progress Report, vol. 42-160, Feb. 2005, Jet Propulsion
Laboratory.
[97] Muhammad S. S., Flecker B., Leitgeb E., and Gebhart M., “Characterization
of fog attenuation in terrestrial free space optical links,” Optical Engineering,
vol. 46, no. 6, pp. 066001–1 – 066001–10, June 2007.
[98] Muhammad S. S., Javornik T., Jelovcan I., Leitgeb E., and Ghassemlooy Z.,
“Comparison of hard-decision and soft-decision channel coded M-ary PPM
performance over free space optical links,” European Transactions on
Telecommunications (ETT), vol. 20, no. 8, pp. 746– 757, Dec. 2008.
[99] Navidpour S. M., Uysal M., and Kavehrad M., “BER performance of free-
space optical transmission with spatial diversity,” IEEE Transactions on
Wireless Communications, vol. 6, no. 8, pp. 2813–2819, Aug. 2007.
[100] Nistazakis H. E., Karagianni E. A., Tsigopoulos A. D., Fafalios M. E., and
Tombras G. S., “Average capacity of optical wireless communication
systems over atmospheric turbulence channels,” IEEE/OSA Journal of
Lightwave Technology, vol. 27, no. 8, pp. 974–979, Apr. 2009.
[101] Nistazakis H. E., Tsigopoulos A. D., Hanias M. P., Psychogios C. D.,
Marinos D., Aidinis C., and Tombras G. S., “Estimation of outage capacity
for free space optical links over I-K and K turbulent channels,” Radio
Engineering, vol. 20, no. 2, pp. 493–498, June 2011.
[102] O’Brien D. C., Quasem S., Zikic S., and Faulkner G. E., “Multiple input
multiple output systems for optical wireless: challenges and possibilities,”
126
Proceedings of SPIE, Free-Space Laser Communications VI, vol. 6304, Aug.
2006, San Diego, CA.
[103] Ohba K., Hirano T., Miyazawa T., and Sasase I., “A symbol decision scheme
to mitigate effects of scintillations and MAIs in optical atmospheric PPM-
CDMA systems,” Proc. IEEE GLOBECOM, St. Louis, MO, Nov./Dec. 2005,
pp. 1999–2003.
[104] Ohtsuki T., “Multiple-subcarrier modulation in optical wireless
communications,” IEEE Communications Magazine, vol. 41, no. 3, pp. 74–
79, Mar. 2003.
[105] Ohtsuki T., “Performance analysis of atmospheric optical PPM CDMA
systems,” IEEE J. Lightwave Technol., vol. 21, no. 2, pp. 406–411, Feb.
2003.
[106] Osche G. R., Optical Detection Theory for Laser Applications, New Jersey:
Wiley, 2002.
[107] Peppas K. P. and Datsikas C. K., “Average symbol error probability of
general-order rectangular quadrature amplitude modulation of optical
wireless communication systems over atmospheric turbulence channels,”
IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking, vol. 2, no. 2,
pp. 102–110, Feb. 2010.
[108] Peppas K. P., Stassinakis A. N, Nistazakis H. E., and Tombras G. S.,
“Capacity analysis of dual amplify-and-forward relayed free-space optical
communication systems over turbulence channels with pointing errors,”
IEEE/OSA Journal of Optical Communications and Networking, vol. 5, no. 9,
pp. 1032–1042, Sept. 2013.
[109] Peppas K. P., Stassinakis A. N., Topalis G. K., Nistazakis H. E., and
Tombras G. S., “Average capacity of optical wireless communication
systems over I-K atmospheric turbulence channels,” IEEE/OSA Journal of
Optical Communications and Networking, vol. 4, no. 12, pp. 1026– 1032,
Dec. 2012.
127
[110] Pham A. T., Luu T. A., and Dang N. T., “Performance bound for Turbo-
coded 2-D FSO/CDMA systems over atmospheric turbulence channel,”
IEICE Trans. Fundamentals, vol. E93-A, no. 12, pp. 1745–1337, Dec. 2010.
[111] Polynkin P., Peleg A., Klein L., Rhoadarmer T., and Moloney J., “Optimized
multi-emitter beams for free-space optical communications through turbulent
atmosphere,” Optics Letters, vol. 32, no. 8, pp. 885– 887, Apr. 2007.
[112] Pratt W. K., Laser Communication Systems, 1st ed. New York: John Wiley
& Sons, Inc., 1969.
[113] Proakis J. G. and Salehi M., Digital Communications, McGraw-Hill, New
York, 5th edition, 2007.
[114] Razavi M. and Shapiro J. H., “Wireless optical communications via diversity
reception and optical pre-amplification,” IEEE Transactions on Wireless
Communications, vol. 4, no. 3, pp. 975–983, May 2005.
[115] Ricklin J. C. and Davidson F. M., “Atmospheric optical communication with
a Gaussian Schell beam,” Journal of Optical Society of America (JOSA) A,
vol. 20, no. 5, pp. 856–866, May 2003.
[116] Ricklin J. C. and Davidson F. M., “Atmospheric turbulence effects on a
partially coherent Gaussian beam: implications for free-space laser
communication,” Journal of Optical Society of America (JOSA) A, vol. 19,
no. 9, pp. 1794–1802, Sept. 2002.
[117] Rubén Boluda-Ruiz, Antonio García-Zambrana, Beatriz Castillo-Vázquez,
and Carmen Castillo-Vázquez, “On the capacity of MISO FSO systems over
gamma-gamma and misalignment fading channels,” Opt. Express, vol. 23, pp.
22371-22385, 2015.
[118] Riediger M. L. B., Schober R., and Lampe L., “Fast multiple-symbol
detection for free-space optical communications,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 57, no. 4, pp. 1119–1128, Apr. 2009.
[119] Robert M. Gagliardi and Sherman Karp, Optical Communications, New
York, John Wiley, 1995.
128
[120] Safari M. and Uysal M., “Relay-assisted free-space optical communication,”
IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 7, no. 12, pp. 5441–
5449, Dec. 2008.
[121] Safari M., Kashani M. A., Rad M. M. and Uysal M., “All-optical amplify-
and-forward relaying system for atmospheric channels,” IEEE
Communications Letters, vol. 16, no. 10, pp. 1684–1687, Oct. 2012.
[122] Saleh B. E. A. and Teich M. C., Fundamentals of Photonics. John Wiley &
Sons, 2007.
[123] Sandalidis H. G., Tsiftsis T. A., and Karagiannidis G. K., “Optical wireless
communications with heterodyne detection over turbulence channels with
pointing errors,” IEEE/OSA Journal Of Lightwave Technology, vol. 27, no.
20, pp. 4440–4445, Oct. 2009.
[124] Sandalidis H. G., Tsiftsis T. A., G. K. Karagiannidis, and Uysal M., “BER
performance of FSO links over strong atmospheric turbulence channels with
pointing errors,” IEEE Communications Letters, vol. 12, no. 1, pp. 44–46,
Jan. 2008.
[125] Shake, T.H.: ‘Security performance of optical CDMA against
eavesdropping’, IEEE J. Lightw. Technol., vol. 23, no. 2, pp. 655–670, 2005.
[126] Shalaby H. M. H., “Performance of uncoded overlapping PPM under
communication constraints,” IEEE International Conference on
Communications (ICC), pp. 512–516, May 1993, Geneva, Switzerland.
[127] Sheng M., Jiang P., Hu Q., Su Q., Xie X., “End-to-end average BER analysis
for multihop free-space optical communications with pointing errors”, J. Opt.,
2013, 15, (055408), pp. 1–7.
[128] Shieh W. and Djordjevic I., OFDM for Optical Communications, Academic
Press, 2009.
[129] Shiu D. and Kahn J. M., “Shaping and nonequiprobable signalling for
intensity-modulated signals,” IEEE Transactions on Information Theory, vol.
45, no. 11, pp. 2661–2668, Nov. 1999.
129
[130] Simon M. K. and Vilnrotter V. A., “Performance analysis and tradeoffs for
dual-pulse PPM on optical communication channels with direct detection,”
IEEE Transactions on Communications, vol. 52, no. 11, pp. 1969–1979, Nov.
2004.
[131] Sugiyama H. and Nosu K., “MPPM: A method for improving the
bandutilization efficency in optical PPM,” IEEE/OSA Journal of Lightwave
Technology, vol. 7, no. 3, pp. 465–471, Mar. 1989.
[132] Simon M. K. and Vilnrotter V. A., “Performance analysis and tradeoffs for
dual-pulse PPM on optical communication channels with direct detection,”
IEEE Transactions on Communications, vol. 52, no. 11, pp. 1969–1979, Nov.
2004.
[133] Tancevski L., Andonovic I., “Hybrid wavelength hopping/time spreading
schemes for use in massive optical networks with increased security”, IEEE J.
Lightw. Technol., vol. 14, no. 12, pp. 2636–2647, 1996.
[134] Tsiftsis T. A., Sandalidis H. G., Karagiannidis G. K., and Sagias N. C.,
“Multihop free-space optical communications over strong turbulence
channels,” International Conference on Communications (ICC), vol. 6, pp.
2755–2759, June 2006, Istanbul, Turkey.
[135] Tsiftsis T. A., Sandalidis H. G., Karagiannidis G. K., and Uysal M., “Optical
wireless links with spatial diversity over strong atmospheric turbulence
channels,” IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 8, no. 2, pp.
951–957, Feb. 2009.
[136] Uysal M., Li J., and Yu M., “Error rate performance analysis of coded Free-
Space Optical links over Gamma-Gamma atmospheric turbulence channels,”
IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 5, no. 6, pp. 1226–
1233, Jun. 2006.
[137] Vasic B., Djordjevic L., and Kostuk R., “Low-density parity check codes and
iterative decoding for long-haul optical communication systems,” IEEE/OSA
Journal of Lightwave Technology, vol. 21, pp. 438-446, February 2003.
130
[138] Vetelino F. S., Young C., Andrews L. C., and Recolons J., “Aperture
averaging effects on the probability density of irradiance fluctuations in
moderate-to-strong turbulence,” Applied Optics, vol. 46, no. 11, pp. 2099–
2108, Apr. 2007.
[139] Wang Z., Zhong W. D., Fu S., and Lin C., “Performance comparison of
different modulation formats over free-space optical (FSO) turbulence links
with space diversity reception technique,” IEEE Photonics Journal, vol. 1,
no. 6, pp. 277–285, Dec. 2009.
[140] Wei J. L., Ingham J. D., Cunningham D. G., Penty R. V., and White I. H.,
“Performance and power dissipation comparisons between 28 Gb/s NRZ,
PAM, CAP and optical OFDM systems for data communication
applications,” IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 30, no. 20,
pp. 3273–3280, Oct. 2012.
[141] Willebrand H. A. and Ghuman B. S., “Fiber optics without fiber,” IEEE
Spectrum, vol. 38, no. 8, pp. 40-45, 2001.
[142] Willebrand H. and Ghuman B.S., Free Space Optics: Enabling optical
connectivity in today’s network, Indianapolis, IN, SAMS publishing, 2002.
[143] Wilson S. G, Brandt-Pearce M., Cao Q., and Leveque J. H., “Free-space
optical MIMO transmission with Q-ary PPM,” IEEE Transactions on
Communications, vol. 53, no. 8, pp. 1402–1412, Aug. 2005.
[144] Wilson S. G., Brandt-Pearce M., Cao Q. L., and Baedke M., “Optical
repetition MIMO transmission with multipulse PPM,” IEEE Journal on
Selected Areas in Communications, vol. 23, no. 9, pp. 1901– 1910, Sept.
2005.
[145] Wolfram: The Wolfram functions site, 2002. [Online] Available at:
http://functions.wolfram.com/.
[146] Xu F., Khalighi M. A., and Bourennane S., “Coded PPM and multipulse
PPM and iterative detection for Free-Space optical links,” IEEE/OSA Journal
of Optical Communications and Networking, vol. 1, no. 5, pp. 404–415, Oct.
2009.
131
[147] Yang G. C. and Kwong W. C., Prime code with application to CDMA optical
and wireless networks, Artech House, 2002.
[148] Young C. Y., Andrews L. C., and Ishimaru A., “Time-of-arrival fluctuations
of a spacetime Gaussian pulse in optical turbulence: ananalytic solution,”
Appl. Opt, vol. 37, no. 33, pp. 7655–7660, Nov. 1998.
[149] Yuksel H., Milner S., and Davis C. C., “Aperture averaging for optimizing
receiver design and system performance on free-space optical
communication links,” Journal of Optical Networking, vol. 4, no. 8, pp. 462–
475, Aug. 2005.
[150] Zhao X., Yao Y., Sun Y., and Liu C., “Circle polarization shift keying with
direct detection for free-space optical communication,” IEEE/OSA Journal of
Optical Communications and Networking, vol. 1, no. 9, pp. 307–312, Sept.
2009.
[151] Zedini E. and Alouini M., “Multihop relaying over IM/DD FSO systems
with pointing errors,” IEEE/OSA J. Lightwave Technol. vol. 33, pp. 5007-
5015, 2015.
[152] Zhu X. and Kahn J. M., “Free-space optical communication through
atmospheric turbulence channels,” IEEE Transactions on Communications,
vol. 50, pp. 1293-1300, Aug. 2002.
[153] Zhu X. and Kahn J., “Performance bounds for coded free-space optical
communications through atmospheric turbulence channels,” IEEE
Transactions on Communications, vol. 51, pp. 1233–1239, August 2003.
132
PHỤ LỤC
Phụ lục A : Hàm Meijer G (Meijer’s G-function)
dsx
sasb
sasb
ibb
aaxG
p
nj
j
q
mj
j
n
j
j
m
j
j
q
pnm
qp
2
11
11
1
1,
,
1
1
2
1
,...,
,...,
(A.1)
trong đó 0 m q, 0 n p. (.) là hàm Gamma.
Phụ lục B: Tính tường minh tổng của các biến ngẫu nhiên phân bố log-chuẩn
Phụ lục này chỉ ra cách tính tường minh tổng của các biến ngẫu nhiên độc lập
có phân bố log-chuẩn thành một biến ngẫu nhiên mới cũng có phân bố log-chuẩn.
Cụ thể, ta có thể tính tường minh tổng ,exp1
U
k kx trong đó pdf của tất cả các biến
ngẫu nhiên xk là phân bố chuẩn có dạng 22 ,2/, xxkx thành một biến ngẫu
nhiên có phân bố log-chuẩn zZ exp với pdf của z là 2,, zzz . Ta có được
công thức dạng tường minh của trị trung bình và phương sai của biến ngẫu nhiên z
như sau [100]:
2
log2
zz U
và
1
2
22 11
k
kl
xzvUU
(B.1)
trong đó lkkl xxv ,cov là giá trị tương quan chéo giữa hai biến ngẫu nhiên xk và xl,
k l.
Phụ lục C: Hàm Gauss – Hermite cầu phương
Hàm Gauss-Hermite cầu phương là một dạng hàm Gauss cầu phương sử dụng
cho tính tường minh giá trị của tích phân. Nếu ta có tích phân Gauss dạng:
dxxfe x2
, (C.1)
Dạng tường minh của (C.1) có thể biểu diễn như sau [35]
n
i
ii
x xfwdxxfe1
2
, (C.2)
trong đó n là bậc gần đúng yêu cầu, xi, i = 1, 2, …, n là những điểm cực không của
đa thức Hn(x) và wi, i = 1, 2, …, n là các hệ số trọng số được xác định theo [35]:
133
21
2
1 !2
in
n
ixHn
nw
, (C.3)
Phụ lục D: Các biến đổi liên quan đến hàm Meijer G [145]
Công thức (07.34.16.0001.01) theo tài liệu [145]
qmm
pnnnm
qp
qmm
pnnnm
qp bbbb
aaaazGz
abbb
aaaazG
,...,,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
11
11,
,
11
11,
,
(D.1)
Công thức (07.34.21.0011.01) theo tài liệu [145]
qmuttm
pnvssnsntm
qupv
qmm
pnnnm
qp
vss
uttts
vu
bbccccbb
aaddddaa
w
zGw
dabbb
aaaazG
dddd
acccwG
,...,1,...,1,1,...,1,,...,
,...,,1,...,1,1,...,1,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
1111
1111,
,
11
11,
,0
11
11,
,
1
(D.2)
Công thức (07.34.21.0001.01) theo tài liệu [145]
1,...,1,1,...,1
1,...,1,1,...,1,1
,...,,,...,
,...,,,...,
11
111,
1,1
11
11,
,
qmm
pnnnm
qp
qmm
pnnnm
qp bbbb
aaaazGdz
bbbb
aaaazG (D.3)
Công thức (07.34.21.0013.01) theo tài liệu [145]
k
kb
k
b
k
kb
k
b
l
c
l
c
l
c
l
ck
ka
k
a
k
ka
k
a
l
d
l
d
l
d
l
d
k
kb
k
b
k
kb
k
bk
ka
k
a
k
ka
k
a
l
klk
dabbb
aaaaG
dddd
acccG
qqmmutt
ppnnvss
mm
n
vull
qpkk
ckbl
uv
qmm
pnnklnm
qp
vss
uttts
vu
1,...,,...,
1,...,,
1,...,
1,
1,...,
1
1,...,,...,
1,...,,
1,...,
1,
1,...,
1
,1
,...,,...,1
,...,
,1
,...,,...,1
,...,
2
,...,,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
,...,,,...,
1111
1111
11
111
11
1
11
11,
,0
11
11,
,
1
**
(D.4)