preinforme lab eln4 (1)

UNIVERSIDAD DE CONCEPCIÓN DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA

CHILE ELÉCTRICA

Pre-informe Laboratorio de Electrónica

Laboratorio 04: Procesamiento de señales

con Amplificadores Operacionales.

Integrantes: Jaime Salazar V.

Rodrigo Ulloa G.

Profesor: Pablo Aqueveque N.

Fecha: 08 de Diciembre de 2011

Laboratorio de Electrónica Página 2

Observaciones


1. Índice Página

1. Índice……………………………………………………………………………………….. 3

2. Introducción……………………………………………………………………………….... 4

3. Listado de materiales y/o equipos…………………………………………………………... 4

4. Descripción de actividades……………………………………………………….…………. 5

Proposición de circuitos y set-up de instrumentos requeridos para la medición y

compensación del voltaje offset de entrada de un Amplificador Operacional real... 5

Implementación un comparador simple sin histéresis basado en un amplificador

operacional que verifique las condiciones dadas…………...…………...……..……. 8

Diseñar los siguientes amplificadores operacionales

Amplificador inversor con ganancia de -4………………………………..… 11

Amplificador no inversor con ganancia de 5………………………………. 14

Amplificador diferencial con ganancia de 1……………………………….. 16

Diseño y montaje de filtro activo pasa bajo.……………………..…..................... 19

Diseño y montaje de filtro activo pasabanda ………………….…………………. 25

5. Investigación……………….…………………………………………………….….……… 29

6. Pauta de evaluación………………………………………………………………………… 31


2. Introducción.

En el presente Laboratorio, se desarrolla lo investigado con respecto al diseño,

implementación y análisis de señales, utilizando Amplificadores Operacionales. En especial

se trabajará con amplificadores tipo inversor, no inversor y diferencial. Y su aplicación en

filtros activos.

Además, se complementan con los cálculos de los valores óhmicos de potenciómetros y

resistencias y, los valores capacitivos de los condensadores a utilizar.

Finalmente, se definen cada una de sus características y se detallan paso a paso cada

una de sus partes e instrumentos ah utilizar, todo esto complementado con un software de

apoyo, Multisim®.

3. Listado de materiales y/o equipos.

Tabla 1a. Listado de Equipos utilizados en el presente Laboratorio.

Cantidad Símbolo Nombre Tolerancia Función

1 XSC1 Osciloscopio EZ OS-5020/5020C Visualización

de las formas

de onda.

1 V1,

Valim1

Generador de Funciones Generar

distintas

formas de onda

pedidas.

1 V1,V2,V3,

Va , Vb

Fuente DC variable 10% Fuente de

tensión

constante.

1 U2 741 Amplificador Operacional LM741 Circuito

Electrónico.

Tabla 1b. Listado de Instrumentos utilizados en el presente Laboratorio.

Cantidad Símbolo Nombre

2 Multímetro Digital Multimeter 37XR

Tabla 1c. Listado de materiales utilizados en el presente Laboratorio.

Cantidad Símbolo Nombre Tolerancia Material

4 R11,R22,Rled, Ra Resistencia 1 [kΩ] / 0.25 W 5%

1 Rl Resistencia 100 [kΩ] / 0.25 W

1 R1 Resistencia 6 [kΩ] / 0.25 W

2 R4, R6 Resistencia 80 [kΩ] / 0.25 W 5%

1 R3 Resistencia 8 [kΩ] / 0.25 W 5%

4 Rof, Rf, R5, R9 Potenciómetro 10 [kΩ] 10%

2 R2, Rf2, Rf3 Resistencia 4 [kΩ] / 0.25 W

1 R7 Resistencia 20 [kΩ] / 0.25 W 5%

1 R8 Resistencia 1,6 [MΩ] / 0.25 W 5%

1 C2 Condensador 1 [nF] 10% Cerámica

1 C1 Condensador 0,39 [nF] 10% Cerámica


4. Descripción de actividades.

Proponer los circuitos y el set-up de instrumentos requeridos para la medición y

compensación del voltaje offset de entrada (Vio) de un amplificador operacional.

Se comienza proponiendo el circuito y set-up para la medición del voltaje offset de

entrada, Vio. Para esto, se trabajará en base al circuito amplificador no inversor sencillo.

Se debe recalcar que a la salida del amplificador operacional, aparecerá una pequeña

tensión independiente de la alimentación. Por lo que, si el voltaje de entrada es nulo, el

voltaje de salida no lo será debido a la ganancia de tensión de la configuración propuesta y

del ruido electromagnético presente en este tipo de dispositivos. El set-up del circuito a

conectar en el presente Laboratorio se presenta en la figura 1.

Por otro lado, para la compensación del voltaje offset, se conecta entre los pines 1 y

5 declarados como offset null, un potenciómetro cuyo valor óhmico es elevado en

comparación con el de la resistencia conectada a la entrada negativa y cuyo valor óhmico se

tendrá que ir variando a medida que varíe la temperatura y punto de operación del

amplificador y cuyo ajuste se conecta a la entrada positiva Vcc (Pin 4).

Finalmente, el circuito completo se presenta en la figura 2 y las formas de tensión

de entrada y salida, visualizadas mediante un osciloscopio análogo (XSC1) se muestra en la

figura 3. En la figura 4, se dibujarán las formas de onda obtenidas en el Laboratorio.

Para obtener los valores de las respectivas resistencias del circuito de las figuras 1 y

2, se deben tener en cuenta las siguientes ecuaciones propuestas según del tipo de

configuración elegida.

𝐴𝑣 = 1 + 𝑅𝑓

𝑅𝑎 (1)

𝑉𝑖𝑜 = 𝐴𝑣 · 𝑉+ − 𝑉− (2)

Figura 1. Medición del voltaje offset de entrada, Vio.

U2

741

3

2

4

7

6

51

V112 V

V212 V

Ra1kΩ

Rl100kΩ

Rf

10kΩ


En donde, considerando la ecuación 1, se eligió una ganancia de 10. Por lo que los

valores óhmicos se adecuaron para cumplir con aquello. Notar que además se alimentó con

un voltaje Vcc de ±12 [V], según el rango extraído en el datasheet y se conectará una

resistencia de carga de 100 [kΩ]. Luego:

𝐴𝑣 = 1 + 10 [𝑘Ω]

1 [𝑘Ω] = 11

Por lo que reemplazando en la ecuación 2, se determina el valor de Vio.

Figura 2. Circuito completo para la medición y compensación del voltaje offset de entrada

Vio.

El procedimiento se continuará conectando una resistencia de 10[kΩ] entre los pines

que aseguren el voltaje offset nulo, como se detalló anteriormente. Los valores simulados

se presentan en la tabla 2 y, en la tabla 3, se tabularán los datos obtenidos en el Laboratorio.

Tabla 2. Valores simulados para la medición y compensación de voltaje offset de

entrada, Vio.

Parámetro Valor

Vio -1.031 [mV]

Vout -10.776 [mV]

Iout -0.1078 [uA]

V+

12 [V]

V- -12 [V]

Av 10.5

Se debe hacer notar que el valor típico dado por el fabricante para el voltaje offset

de entrada es de 2 [mV]. Además, para las simulaciones este valor es invariante, pero en

U2

741

3

2

4

7

6

51

V112 V

V212 V

Ra1kΩ

Rl100kΩ

Rof

10kΩ

Key=A

100%

Rf

10kΩ


forma práctica se deberá tener la precaución de ir variando el potenciómetro de manera de

obtener siempre un valor de offset nulo.

Tabla 3. Valores prácticos para la medición y compensación de voltaje offset de

entrada, Vio.

Parámetro Valor

Vio

Vout

Iout

V+

V-

Av

Figura 3. Señales de voltaje a la entrada y salida, del amplificador, simuladas.


Figura 4. Señales de voltaje a la entrada y salida, del amplificador, prácticas.

Implementar un comparador simple sin histéresis basado en un amplificador

operacional que verifique las siguientes condiciones: Vi < 4 [V] → LED ON y Vi > 4 [V]

→ LED OFF. Considerar V+ = 10 [V] y V

- = 0 [V]. Medir y tabular la tensión DC de

salida en cada caso y comentar.

En el presente circuito se desea implementar un comparador simple sin histéresis,

por lo tanto a partir de la figura 5, se extraen las ecuaciones del diseño. Tomando en

consideración las siguientes condiciones.

I. Voltaje de referencia. Vref = 4 [V].

II. Voltaje en el pin 4. V- = 0 [V].

III. Voltaje en el pin 7. V+ = 10 [V].

IV. Parámetros del Led. VLed = 1.83 [V]. ILed = 20 [mA].

A continuación, se determinan los valores de las resistencias a conectar.

𝑉𝑟𝑒𝑓 = 𝑉𝑐𝑐 ·𝑅1

𝑅1+𝑅2 (3)

4 𝑉 = 10[𝑉] ·𝑅1

𝑅1+𝑅2


En donde se eligió una resistencia R1 de 2 [kΩ]. Por lo tanto:

4 𝑉 = 10[𝑉] ·2 [kΩ]

2 [kΩ] + 𝑅2

𝑅2 = 3[kΩ]

Se finaliza determinando la resistencia en serie con el diodo Led, tomando en

consideración un 40% de su corriente nominal, por razones de seguridad.

𝑅𝐿𝑒𝑑 =𝑉𝑐𝑐−𝑉𝐿𝑒𝑑

0.4 ·𝐼𝐿𝑒𝑑 (4)

𝑅𝐿𝑒𝑑 =10 𝑉 − 1.83[𝑉]

0.4 ·20 [𝑚𝐴 ]

𝑅𝐿𝑒𝑑 ≈ 1.0 [𝑘Ω]

Luego, en la figura 5, se presenta el esquema a conectar en forma práctica para

posteriormente visualizar los rangos de señal de entrada de voltaje mayor e inferior al de

referencia. De la cual se extraen los valores tabulados en la tabla 5.

Posteriormente, en la figura 6, se presentan las formas de onda de entrada y salida.

Y en la figura 7, las obtenidas en el Laboratorio.

Figura 5. Comparador simple sin histéresis basado en amplificador operacional.

Luego, se tabulan los datos simulados y los que se obtendrán en forma práctica en el

Laboratorio.

R16kΩ

R24.00kΩ

Rl

100kΩ

Vcc

10 V

Rof

10kΩ

Key=A

100%LED1

Rled

1kΩ

U2

741

3

2

4

7

6

51

Valim1

4 Vrms

50 Hz

0°


Tabla 4. Valores simulados para el comparador simple sin histéresis basado en A.O

Parámetro Valor

Valim 4.00 [Vrms]

Vout 4.62 [Vrms]

V+

10.0 [V]

V- 0.00 [V]

Tabla 5. Valores prácticos para el comparador simple sin histéresis basado en A.O

Parámetro Valor

Valim

Vout

V+

V-

Figura 6. Señal de tensión de alimentación y del diodo Led, simuladas.


Figura 7. Señal de tensión de alimentación y del diodo Led, prácticas.

Considerando V+ = 12 [V] y V

- = -12 [V]. Diseñar los siguientes amplificadores

lineales y visualizar las formas de onda en cada componente y compruebe el correcto

funcionamiento de cada circuito. Mida y tabule las señales de entrada y salida.

- Amplificador inversor: Av = -4.

Este tipo de configuración tiene la característica de amplificar e invertir la señal de

salida, o sea, desfasarla 180° con respecto a la de entrada. Su ganancia está dada por la

ecuación 3. Por lo que se reemplaza en ella con un valor de resistencia de entrada Ra de 1

[kΩ], luego.

𝐴𝑣 = − 𝑅𝑓

𝑅𝑎 (3)

−4 = − 𝑅𝑓

1 [kΩ]

𝑅𝑓2 = 4 [kΩ]

Luego, se presenta, en la figura 8, el circuito a conectar. Y posteriormente, se

tabulan los datos extraídos de la presente configuración en la tabla 6 y en la tabla 7 los

datos prácticos.


Figura 8. Configuración para el Amplificador inversor.

Tabla 6. Valores simulados para el Amplificador inversor simple.

Parámetro Valor

Valim 100.00 [mV]

fentrada 1.0 [kHz]

V Peak-alim 140.34 [mV]

V Peak-carga 567.12 [mV]

V+

12.0 [V]

V- -12.00 [V]

Av 4.041

Tabla 7. Valores prácticos para el Amplificador inversor simple.

Parámetro Valor

Valim

fentrada

V Peak-alim

V Peak-carga

V+

V-

Av

U2

741

3

2

4

7

6

51

Rf2

4kΩ

V112 V

V212 V

Ra

1kΩ

V3

100mVrms

1kHz

0°

Rl

100kΩ

Rof

10kΩ

Key=A

100%


En las figuras 9 y 10, se presentan las señales de entrada y salida del amplificador

inversor simple, obtenidas a partir de la simulación y en forma práctica, respectivamente.

Figura 9. Señal de tensión de alimentación y de la carga, forma simulada.

Figura 10. Señal de tensión de alimentación y de la carga, forma práctica.


- Amplificador no inversor: Av = +5.

Este tipo de configuración solamente tiene la característica de amplificar la señal de

salida. Su ganancia está dada por la ecuación 1. Por lo que se reemplaza en ella con un

valor de resistencia de entrada Ra de 1 [kΩ], luego.

𝐴𝑣 = 1 + 𝑅𝑓

𝑅𝑎

+5 = 1 + 𝑅𝑓

1 [kΩ]

𝑅𝑓2 = 4 [kΩ]

Notar que corresponden a las mismas resistencias del circuito anterior. Luego, se

presenta, en la figura 11, el circuito a conectar. Y posteriormente, se tabulan los datos

extraídos de la presente configuración en la tabla 8 y en la tabla 9 los datos prácticos.

En las figuras 12 y 13, se presentan las señales de entrada y salida obtenidas a partir

de la simulación y en forma práctica, respectivamente.

Figura 11. Configuración para el Amplificador no inversor.

U2

741

3

2

4

7

6

51

Rf3

4kΩ

V112 V

V212 V

Ra

1kΩ

V3

100mVrms

1kHz

0°

Rl

100kΩ

Rof

10kΩ

Key=A

100%


Tabla 8. Valores simulados para el Amplificador no inversor simple.

Parámetro Valor

Valim 100.00 [mV]

fentrada 1.0 [kHz]

V Peak-alim 712.143 [mV]

V Peak-carga 141.344 [mV]

V+

12.0 [V]

V- -12.00 [V]

Av 5.038

Tabla 9. Valores prácticos para el Amplificador no inversor simple.

Parámetro Valor

Valim

fEntrada

V Peak-alim

V Peak-carga

V+

V-

Av

Figura 12. Señal de tensión de alimentación y de la carga, forma simulada. Para

configuración no inversora.


Figura 13. Señal de tensión de alimentación y de la carga, forma práctica. Para

configuración no inversora.

- Amplificador diferencial: Av = 1.

En este tipo de configuración se tienen dos señales entradas. De las cuales, se

obtiene una diferencia de ellas en la señal de salida. Luego, se extrae la ecuación 4, a partir

de la configuración planteada. Por lo que se solo basta reemplazar en ella los valores de

resistencia seleccionados por criterios de diseño.

𝑉𝑜 = 𝑅1+𝑅2

𝑅1

𝑅4

𝑅3+𝑅4 · 𝑉2 −

𝑅2

𝑅1 · 𝑉1 (4)

Además, para simplificar los cálculos, se elige.

𝑅2 = 𝑅4

𝑅1 = 𝑅3

Por lo que al reemplazar en la ecuación 4. Se obtiene.

𝑉𝑜 = 𝑅1 + 𝑅2

𝑅1

𝑅2

𝑅1 + 𝑅2 · 𝑉2 −

𝑅2

𝑅1 · 𝑉1

𝑉𝑜 = 𝑅2

𝑅1 · 𝑉2 − 𝑉1 (5)


Luego, se alimentará con una tensión constante por la entrada inversora de 2 [Vdc]

y por la entrada no inversora de 5 [Vdc], al reemplazar en la ecuación 5, se obtiene.

𝑉𝑜 = 𝑅2

𝑅1 · 5 −

𝑅2

𝑅1 · 2

𝑉𝑜 = 𝑅2

𝑅1 · 3

Por lo que, para obtener una ganancia unitaria, se debe añadir que 𝑅1 = 𝑅2.

Seleccionando además un valor óhmico para esas resistencias de 1 [kΩ] se obtiene el

circuito presentado en la figura 14.

Figura 14. Configuración para el Amplificador diferencial.

Tabla 10. Valores simulados para el Amplificador diferencial.

Parámetro Valor

Va 5.000 [Vdc]

Vb 2.000 [Vdc]

V Carga 3.002 [V]

V+

12.00 [V]

V- -12.00 [V]

Av 1.0007

U2

741

3

2

4

7

6

51

Vb2 V

Va5 V

R1

1kΩ

R3

1kΩ

R2

1kΩ

R41kΩ

V112 V

V212 V

Rl

100kΩ

Rof

10kΩ

Key=A

100%


Tabla 11. Valores prácticos para el Amplificador diferencial.

Parámetro Valor

Va

Vb

V Carga

V+

V-

Av

Figura 15. Señal de tensión de alimentación y de la carga, forma simulada. Para

configuración diferencial.


Figura 16. Señal de tensión de alimentación y de la carga, forma práctica. Para

configuración diferencial.

Diseñar e implementar un filtro activo pasabajo RC con una ganancia de voltaje

DC AV=-10 y una frecuencia de corte de 5 [kHz]. Considere V+= 12[V] y V

-= -12[V].

verifique la ganancia DC. Evaluar la respuesta en frecuencia del circuito para una señal

sinusoidal de 500[mV] de entrada. Mida y tabule las distintas señales de entrada y

salida. Repida las mediciones para una señal cuadrada. Comente.

Para diseñar el filtro activo pasa bajo se debe considerar el circuito de la figura 17.

Figura 17. Circuito a implementar para diseño de filtro activo pasabajo.


La ganancia del circuito de la figura 17 está dada por la ecuación 6.

𝐴𝑉 = −𝑅4

𝑅3 (6)

Luego, sabiendo que el valor de la ganancia DC es -10, y eligiendo arbitrariamente

el valor de R3= 8 [kΩ], se tiene que el valor de R4= 80 [kΩ].

A partir de la función de transferencia (ecuación 7) se deduce que la capacitancia a

utilizar en el circuito amplificador se obtiene a partir de la ecuación 8.

𝐻 𝑠 = −𝑅4

𝑅3∗

1

𝑅4𝐶𝑠+1 (7)

𝐶 =1

2𝜋𝑅4𝑓𝑐 (8)

𝐶1 = 0.39 𝑛𝐹

Para simular se considera la corrección del offset que mediante un potenciómetro

(R5) de 10 [kΩ]. El circuito a implementar se muestra en la figura 18.

Figura 18. Circuito simulado en Multisim para amplificador inversor filtro

pasabajo.

U1

741

3

2

4

7

6

51

R3

8.0kΩ

5%

R4

80kΩ

5%

V212 V

V312 V

R510kΩ

Key=A

50%

XSC1

A B

Ext Trig+

+

_

_ + _

C1

390pF

10%XBP1

IN OUT

V10.5 V


Las señales obtenidas del osciloscopio del simulador se muestran en la figura 19. A

partir de la figura 19 se puede observar que la razón entre los valores de salida y entrada es

Av= -9,966, cuyo valor es bastante aceptable para efectos prácticos de simulación.

Tabla 12. Comprobación ganancia DC circuito amplificador de la figura 18.

Variable Valor simulado Valor experimental

Voltaje de entrada [mV] 500

Voltaje de salida [V] -4,983

Av -9,966

Figura 19. Simulación de amplificador inversor para comprobar ganancia DC.

Figura 20. Formas de ondas obtenidas experimentalmente para comprobar ganancia DC.


Al agregar una fuente AC a la entrada, como señal a amplificar se tiene que el

circuito a implementar es el mostrado en la figura 21.

Figura 21. Circuito implementado para amplificar señal sinusoidal 0,5 [V]/2 [kHz].

Figura 22. Resultado simulación para señal de entrada de 0,5 [V]/2 [kHz].

U1

741

3

2

4

7

6

51

R3

8.0kΩ

5%

R4

80kΩ

5%

V212 V

V312 V

R510kΩ

Key=A

50%

XSC1

A B

Ext Trig+

+

_

_ + _

C1

390pF

10%XBP1

IN OUT

XFG1


Figura 23. Formas de onda obtenidas al implementar circuito de figura 21.

Tabla 13. Valores obtenidos de la amplificación de una señal sinusoidal de tensión

0,5 [V]/ 2[kHz].

Variable Valor simulado Valor práctico

Voltaje de entrada [mV] 500

Voltaje de salida [V] -4,625

Av -9.25

Figura 24. Diagrama de bode del filtro activo pasabajo.


A partir de la figura 24 se observa que en la frecuencia de corte de 5 [kHz] se tiene

una caída de 3,116 dB, un valor aceptable considerando que la caída debió ser de 3 dB.

Tabla 14. Frecuencia de corte superior.

Variable Valor Simulación Valor real

Frecuencia de corte

superior

5 [kHz]

Finalmente se simula para una señal cuadrada de 500 [mV]/2 [kHz], y los resultados

se muestran en la figura 25

.

Figura 25. Simulación para señal de entrada cuadrada.

Tabla 14. Valores obtenidos de la amplificación de una señal cuadrada de tensión

0,5 [V]/ 2[kHz].

Variable Valor simulado Valor práctico

Voltaje de entrada [mV] -500

Voltaje de salida [V] 5,01

Av 10,02

Al simular una señal cuadrada, se observa el efecto de los capacitores que requieren

cargarse para poder llegar al valor de tensión máxima en la salida, ello implica que existirá

un tiempo de subida y un tiempo de bajada para descargarse respectivamente.


Diseñar y montar un filtro activo pasabanda angosta de 2 polos sintonizado en 1

[kHz], con una ganancia de voltaje Av = -10 y un factor de calidad Q = 5, para una

banda B = 200 [Hz]. Considere V+ = 12 [V] y V- = -12 [V]. Evaluar la respuesta en

frecuencia del circuito para una señal sinusoidal de 100 [mV] de entrada. Mida y tabule

las distintas señales de entrada y salida. Comente.

Para diseñar este circuito, se debe considerar el diagrama de la figura 26.

Figura 26. Circuito amplificador filtro pasabanda.

Para obtener los valores de los dispositivos a utilizar se consideraron las siguientes

ecuaciones:

𝑅6 =𝑄

𝐺 ∗2𝜋𝑓∗𝐶2 (9)

𝑅7 =𝑄

2∗𝑄2− 𝐺 ∗2𝜋𝑓∗𝐶2 (10)

𝑅8 =𝑄

𝜋𝑓∗𝐶2 (11)

El ancho de banda de 200 [Hz] está dado por el factor de calidad Q, el cual

contempla la frecuencia de sintonización de 1 [kHz], y el ancho de banda.

𝑄 =𝑓

𝑓𝐻−𝑓𝐿 (12)

Escogiendo C2= 1 [nF], se pueden obtener los valores de las resistencias a ocupar

en el circuito amplificador, siendo:

𝑅6 = 79,56 𝑘𝛺 ≈ 80 𝑘𝛺


𝑅7 = 19,88 𝑘𝛺 ≈ 20 𝑘𝛺

𝑅8 = 1591,2 𝑘𝛺 ≈ 1,6 𝑀𝛺

El circuito simulado también contempla la eliminación del osffset que presenta el

amplificador operacional, luego, el circuito simulado se muestra en la figura 27.

Figura 27. Circuito amplificador pasabanda.

Al evaluar el amplificador con una señal de entrada sinusoidal de 100 [mV]/1[kHz],

se obtienen las formas de onda desfasadas 180°. La figura 28 muestra los resultados de la

simulación del circuito de la figura 27. La señal de salida presenta un offset, que no fue

posible eliminar mediante el potenciómetro de 10 [kΩ], pero que en laboratorio debiera

poder eliminarse.

C1

0.001µF

10%

C2

0.001µF

10%

R8

1600kΩ

5%

R6

80kΩ

5%

R7

20kΩ

5%

V212 V

V312 V

R910kΩ

Key=A

50%

XSC1

A B

Ext Trig+

+

_

_ + _

XBP1

IN OUT

V1

0.1 Vpk

1kHz

0°

U1

741

3

2

4

7

6

51


Figura 28. Señales de entrada/salida para filtro activo pasabanda, donde la señal de

entrada corresponda a una sinusoidal de 100[mV]/1[kHz].

La figura que se obtendrá del osciloscopio se muestra en la figura 29.

Figura 29. Señales de entrada/salida para filtro activo pasabanda obtenidas del

osciloscopio.


Tabla 15. Valores obtenidos de filtro activo pasabanda.

Variable Valor simulación Valor experimental

Vin [mV] 100

Vout [V] -0,985

Av -9,85

Finalmente la respuesta en frecuencia para la amplitud se muestra en la figura 30.

Figura 30. Diagrama de bode para filtro pasabanda.

A partir de la figura 30 se puede observar que la amplitud máxima no es 20 dB, es

19,888 dB, esto se debe a que las resistencias y los capacitores usados para simular fueron

aproximados al valor más cercano que pudiera estar en pañol, pero de todas formas es un

valor bastante aceptable.


5. Investigación

1.- ¿Qué es la relación de rechazo en modo común (CMRR) y el slew rate (SR) en un

Amplificador Operacional real?

Razón de rechazo en modo común (CMRR).

Un amplificador operacional es un amplificador diferencial, que genera una salida

función de las diferencias de las entradas, y no del valor absoluto que tiene cada una de

ellas. Los amplificadores operacionales satisfacen esta característica en gran medida pero

no exactamente. En este apartado se caracteriza el comportamiento real en este aspecto los

amplificadores operacionales, y se evalúa el efecto que tiene en la respuesta.

Dado que el comportamiento de los amplificadores operacionales es muy

aproximadamente diferencial, conviene formular su característica de transferencia

utilizando los conceptos de señal de entrada y ganancia diferencial y de señal de entrada

y ganancia en modo común.

Bajo esta nomenclatura la ganancia en modo común Ac representa la diferencia de

un amplificador diferencial respecto de su comportamiento ideal. Si Ac=0 el amplificador

diferencial es ideal.


La razón de rechazo en modo común (CMRR) es la relación entre la ganancia

diferencial y la ganancia en modo común del amplificador diferencial.

𝐶𝑀𝑅𝑅 = 𝐴𝑑

𝐴𝑐 ↔ 𝐶𝑀𝑅𝑅|𝑑𝐵 = 20 log

𝐴𝑑

𝐴𝑐 (𝑑𝐵)

El factor de rechazo en modo común es la característica más relevante para describir

en cuanto el comportamiento real de un amplificador diferencial se aproxima al

comportamiento ideal. Cuando CMRR=∞ el amplificador es un amplificador diferencial

ideal. Los amplificadores operacionales reales suelen tener CMRR del orden de 100 dB (la

ganancia diferencial es 10^5 mayor que la ganancia en modo común).

Slew rate (SR)

El slew rate de un amplificador se define como el rango máximo de cambio de la

tensión de salida para todas las señales de entrada posibles, por lo que limita la velocidad

de funcionamiento, es decir la frecuencia máxima a la que puede funcionar el amplificador

para un nivel dado de señal de salida.

Slew rate se calcula como:

𝑆𝑅: 𝐹 𝑚𝑎𝑥 ∗ 2 ∗ 𝜋 ∗ 𝑉𝑝 =𝑉

𝑠

Donde:

𝐹(𝑚𝑎𝑥) = 𝐹𝑟𝑒𝑐𝑢𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑚á𝑥𝑖𝑚𝑎 𝑑𝑒 𝑜𝑝𝑒𝑟𝑎𝑐𝑖ó𝑛

𝑉𝑝 = 𝑇𝑒𝑛𝑠𝑖ó𝑛 𝑝𝑖𝑐𝑜 𝑑𝑒 𝑜𝑛𝑑𝑎

El Slew Rate se expresa típicamente en unidades de V/μs. Para un amplificador

operacional 741 la máxima velocidad de respuesta es 0,5 V/μs. , lo que quiere decir que el

voltaje de salida cambiará a una razón máxima de 0,5 V en 1µs.


2.- ¿Qué diferencias hay entre la impedancia de entrada, impedancia de salida y

respuesta en frecuencia de un A.O ideal y un A.O como el LM 741?

Tabla 16. Comparación valores característicos A.O. ideal con el LM741.

Parámetro A.O. ideal A.O. LM741

Zin [MΩ] ∞ 1

Zout [Ω] 0 100

Bw ∞ Limitada por capacitancias parásitas en frec. de

corte alta.

Av ∞ 10^5 (bajas frec.)

6. Pauta de evaluación.

Ítem Máx. Puntaje

Presentación 1.0

Investigación 0.5

Listado de materiales y

equipos

1.0

Descripción de actividades 1.5

Simulaciones 1.0

Diseño y cálculos 1.0

TOTAL

preinforme lab eln4 (1)

Technology