Végerősítő táplálására alkalmas kapcsolóüzemű DC-DC áramirányító tervezése

Szerző: Fehér Áron, Sapientia EMTE Automatika és alkalmazott informatika szak II.év

Koordinálta: Dr. Kelemen András adjunktus

1 | O l d a l

1.Tartalomjegyzék

1.Tartalomjegyzék.......................................................................................................................................22. Bevezetés................................................................................................................................................33.Iparban elterjedt kapcsolóüzemű kapcsolások.........................................................................................34.A célkitűzés...............................................................................................................................................45. Elméleti tanulmány..................................................................................................................................56.Snubber áramkörök................................................................................................................................147.A DC-DC konverterek feszültségszabályozási eljárásai...........................................................................178.Áram-módusú feszültségszabályzás megvalósitása( csúcs)....................................................................179.Vezérlőáramkör kiválasztása..................................................................................................................2110.A méretezési feladatok megoldása.......................................................................................................2211.Következtetések...................................................................................................................................2512.Könyvészet...........................................................................................................................................26

2 | O l d a l

2. Bevezetés

A modern teljesítményelektronika térnyerésének leg látványosabb jele az, hogy a felhasznált villamos energia több mint 50%-ának egy ipari berendezésen belül többször megváltoztatjuk feszültségét, fázisszámát, frekvenciáját. Mindezt a tirisztorok megjelenésének köszönhetjük, melyeket ma már a jól ismert félvezetők (MOS-FET, IGBT, IGCT, GTO, MCT, stb) is kiegészítenek.

A tirisztorokat követő félvezetők már viszonylag egyszerűen vezérelhető elemek, terhelés alatt is kikapcsolhatóak. A tirisztorokra jellemző pár száz Hz-es szaggatási frekvencia helyett ma már 10-100 kHz-es, sőt MHz-es működés sem ritka. A lineáris tápokat a kapcsolóüzemű tápok váltották fel. A transzformátor mérete lecsökkent (magas frekvenciás működésre kisebb vasmag, kevesebb drót szükséges), amivel a tömeg is csökkent. A kimeneti feszültség nagyobb skálán változtatható. A félvezető eszközök ki/be kapcsolása miatt a termikus veszteségek minimálisra csökkentek, feszültség változtatáskor a kitöltési tényezőt változtatják, így nem diszipálódik energia passzív alkatrészeken (a hatásfok 80%-ot is meghaladhatja). A magas frekvenciás szaggatás miatt elektromágneses szűrést alkalmaznak a tápfeszűltségre ható diszruptív interferencia kiküszöbölése miatt. 20 kHz fölött az akkusztikus zaj nem vevődik észre.

3.Iparban elterjedt kapcsolóüzemű kapcsolásokA. Szigetelés nélküli topologia:

a. Buck (feszültség csökkentő) Uki<Utáp.b. Boost (feszültség növelő) Uki>Utáp.c. Buck-boost (polaritásváltó) Uki=-kUtáp.d. Boost-buck) –a feszültség szükségszerint változtatható, kétirányú

betáplálás is lehetséges.e. Más topologiák: Cuk, SEPIC, ZETA.

B. Szigeteléses topologia:a. Flyback – buck-boost converter galvanikus vagy galvanikus és optikailag

szigetelt megoldással.b. RCC – olcsó önrezgéses flyback kapcsolásc. Forward – a flyback topologiához hasonlóan működik, nagyobb

hatékonysággald. ZVS(zero voltage switched) rezonáns – nagy teljesítmény és hatásfok

elérésére alkalmas kapcsoláse. Push-Pull, Half-Bridge, Full-Bridge – a fent említett topologiák nagy

teljesítményű változata a kapcsolóeszközök soros/párhuzamos illesztésével.

3 | O l d a l

Ha egy konverter nagy bemenő és kimenő feszültséggel üzemel a hatásfok akár 98% is lehet. Egy jellemző példa: Egy 1000VA-es lineáris táp transzformátora 12kg, hahtásfoka legjobb esetben 40%. Ugyanilyen teljesítményű SMPS tömege 300g, és hatásfoka 95-98%.

Kis teljesítmények mellett a kimenő körben levő diodát Schottky-diodával, vagy COOL-MOS tranzisztorokkal helyettesítik, az utóbbi esetben szinkron konverterekről beszélünk, ezen konverterek vezérlő áramköre bonyolúltabb mint a hagyományos buck-, boost-konverterek esetében.

Az A.-ban említett konverterek közös hátránya a galvanikus szigetelés hiánya, amely leválasztás nélküli hálozati alkalmazásokra lehetetlennéteszi, illetve a bemeneti és kimeneti feszültségek arányának behatároltsága is némi hátrányt jelenthet.

A mellékelt ábrán egy buck konvertert láthatunk, illetve alatta két galvanikusan leválasztott flyback konvertert. Ha az N1:N2 arány 1, a müködésen nem változtat, viszont a kimenetet leválasztja a bemenetről. A menetek arányának változtatásával a kimeneti feszültség több értéket is felvehet.

1.ábra: buck-konverter elvi vázlata, flyback-konverter elvi illetve gyakorlati megvalósitása

4.A célkitűzésEgy hálozatról táplált áramirányító elvi tervezése és gyakorlati kivitelezése, mely 30V,

stabilizált feszültséget szolgáltasson 2% maximális hullámossággal. A terhelhetőség 2A legyen . Az áramirányitó hangfrekvenciás eszközök zajmentes táplálására legyen alkalmas.

4 | O l d a l

5. Elméleti tanulmány

2.ábra- egy flyback konverter teljesítményáramkörét szemlélteti (egyszerűsitve)

A K1 kapcsoló egy kapcsoló félvezető szerepét tölti be. A P bemenetre egy rögzített ν frekvenciás feszültség van kapcsolva, D kitöltési tényezővel. Ha P magas állapotban van, K1 zár, az L1 primer tekercs Uin feszültségre kapcsolódik. Ekkor a D1 dioda fordítottan polarizálódik, és lekapcsolja a szekunder áramkört az L2 szekunder tekercsről. Ha P alacsony állapotba kerül K1 nyit, I1 = 0A fog folyni a primer körben (L1 le van választva Uin-ről). A szekunder áramkörben D1

a kisűlt kondenzátor miatt normal polarizálásba kerűl, így rövidzárként fog viselkedni. Az L2-ben indukált I2 áram feltölti a kondenzátort, és az R1 terhelő ellenállásra jut. Ha L1 kapcsairól gyorsan választjuk le a feszültséget egy végtelen nagy áram keletkezne, de ez nem történik meg, mivel a transzformátor polaritása lehetővé teszi, hogy L2 átvegye a szerepet (egy primerárammal arányos áram jelenik meg), és így fennáll a fluxusmegmaradás törvénye a vasmagban.

Bontsuk fel a periodusnyi időt (Ts) a fent említett két időre (ton, toff):

5 | O l d a l

3.ábra – feszültség/áram-idő grafikonok

A fenti grafikonrendszeren látható a P bemenetre kapcsolt kitöltési tényező modulált (PWM) jel. ton = DTs, ekkor a kapcsoló nyit, L1-en elkezd folyni az áram, ami növeli a fluxust. toff = (1-D)Ts pillanattól kezdve I1 = 0, L2 veszi át a szerepet, megjelenik egy csökkenő I2, ami a vasmagot lemágnesezi (a fluxus csökken).

a) Ha t ∈ [ 0 , DT s ), vagyis K1 be van kapcsolva.

4.ábra

A primer körben : U in = U 1 = dΨ

dt= N1

dφdt

= L1

di1

dt , A szekunder körben: U c = R t ir

ir =−ic

ic = CdU c

dt .

Ekkor U c=−Rt ic =−Rt C

dU c

dt , amivel felírhatom az első állapotteres egyenletrendszert.

6 | O l d a l

dφdt

= 1N1

U in

dUc

dt=− 1

Rt CU c

(1).

7 | O l d a l

b) Ha t ∈[ DT s , T s ]

, vagyis K1 ki van kapcsolva.

c) 5.ábra

A primer körben: i1 = 0 A, a szekunder körben :

i2 = ic+ir

U2 =−U c

U2 = N2dφdt

ic = CdUc

dt

ir = 1Rt

U c

, ahonnan

dφdt

= 1N2

U2 =− 1N 2

U c

(2).

Az (1) és (2) összefüggésekből : dφ

dt= 1

N1

U in |∫()dt

dφdt

=− 1N 2

U c |∫()dt

, ami a fenti grafikonredszer alapján a

következő alakot veszi fel: φ = φm+∫

0

t U in dt

N 1

φ = φM+∫t

T s

−Uc dt

N2

⇒ φ = φm +U in

N1

t

φ = φM −U c

N2

( t−DT s)

. Ha a rendszert egy

8 | O l d a l

periodusra alkalmazom : φM=φm+

U in

N1

DT s

φm=φM−U c

N2

(1−D )T s

⇒φM=φM−U c

N2

(1−D )T +U in

N1

DT s

amiből

kiszámítható a kondenzatoron eső feszültség: U c=

N2

N1

D1−D

U in.

Hasonlóan az áramokat is kiszámíthatom: U in= L1

Δi1

Δt=L1

i1 M−i1m

DT s az i1 grafikonja alapján, de

ismert, hogy i1 M⋅N1=i2 M⋅N2 (3), illetve i1m⋅N 1=i2 m⋅N2 (4) a transzformátor egyenleteiből.

Ezekután kapom, hogy U in =L1

N2

N1

i2 M−i2 m

DT s

⇒i2 M−i2 m=N1

N2

U in DT s (5). Az I2 grafikonon

látható, hogy Ir , a terhelési áram , az I2 átlag értéke :

I r=1

T s∫0

Ts

i2dt = 1T s

( ∫0

DTs

i2 dt + ∫DT s

T s

i2dt ) = 1T s

(0+(i2 M+i2 m)(1−D )T s

2)=1−D

2( i2 M+ i2 m)

i2 M+i2m=2 I r

1−D (6)

Uin, D és Ir értékekeit ismertek, ezért (1)(2) alapján kiszámítható I2 szélsőértéke. Ha (5) + (6)

összefüggést vizsgálom: 2 i2 M =

N1

N2

1L1

U in DT s+2 I r

1−D⇒ i2 M=

N 1

2 N2

1L1

DT s U in+2 Ir

1−D , ami az L2 tekercsen és a D1 diodán áthaladó áram csúcsértékét adja. Ezt az eredményt és a (5) összefüggést

haszálva megkapom a minimum értéket is : i2m=

I r

1−D−

N1

2 N2

1L1

DT s U in. Felhasználva a (3) (4)

egyenletet a primeráramot is megkapom: i1 M=

N2

N1

i2 M =U in

21L1

DT s+N2

N1

I r

1−D , i1m=

N2

N1

i2m=

=N2

N1

I r

1−D−

U 1

21L1

DT s, illetve

I 1=1

T s

( i1 M+i1 m)DT s

2=

N2

N1

D1−D

I r. i1M megadja a primer

tekercsen és a K1 kapcsolóeszközön áthaladó áram csúcsértékét, I 1 pedig az átlag értéket. A fenti összefüggések ismeretében kiszámítható a kondenzátoron áthaladó áram csúcsértéke, és átlaga:

icm=i2m−I r , icM=i2 M−I r ⇒ I c=( i2m+i2 M−2 I r ) D

2=

(2 I r

1−D−2 I r ) D

2= D2

1−DI r

.

Vizsgáljuk meg a fenti számításokat áramköri szmiulációval is. E célra a PROTEUS design suite ISIS schematic capture 7.10- verziós PROSPICE programot használtam.

9 | O l d a l

6.ábra

A 6.ábrán látható a PSPICE modell. A kapcsoló félvezető eszközt egy feszültség-vezérelt kapcsoló helyettesíti: a küszöb feszültség 3V, a hiszterézis feszültség 2V, nyitó ellenállás 0.1Ω, záró ellenállás 100M Ω. A C1 egy parazita kapacitás a D-S strukturában. R4 a C3 kondenzátor soros

ellenállása. Az energia átadásra két csatolt tekercset használtam, k = 1 csatolási tényezővel, N = 1:1 menet aránnyal, L1 = 100µH primer induktivitással. A tápforrás 10V-os stabilizált egyenfeszültség, A 10 Ω belső ellenállással rendelkező négyszögjel generátor 12V-os, 100kHz-es, 50% kitöltésitényezős jelet szolgáltat, melynek mind a felfutási, mind a lefutási időtartam 100ns.

7.ábra - a primer tekercs szaggató melletti lábán mért feszültség. Látható, hogy kevés torzulással követi a kapcsoló jelet.

10 | O l d a l

8.ábra – a primer áram tranziens szakasza 900µs-ig energiát raktároz a vasmagban DCM üzemmódban.

9.ábra – a primer és szekunder áramot láthatjuk DCM üzemben: a primer áram felmágnesezi a vasmagot, a szekunder meg kezdeti mágnesezettségbe hozza. Az 1:1 menetszám aránynak köszönhetően jól látható, hogy a váltás pillanatában a két áram megegyezik, biztosítva a folytonosságot.

11 | O l d a l

10.ábra - A C3 kondenátoron és belső ellenállásán eső feszültséget szemlélteti. A kondenzátor

kapacitása 10 µF, látható, hogy egy 2 V-os tranziens csúcs jelenik meg ( a CCM működés miatt), a feszültség hullámossága : 2.07 % ( 8.18 V DC mellett ±90 mV AC)

11.ábra – ha C3 = 100 µF, a tranziens csúcs eltűnik (lassabban telik fel a kondenzátor). A hullámosság 0,01 %, amit a 12.ábra is szemléltet.

12.ábra – a kondenzátorfeszültség felnagyítva.

12 | O l d a l

13.ábra – a valós kondenzátort átjáró áram (100 µF esetén)

A szimulációk közel ideális feltételeket teremtettek. Ez a gyakorlatban nem adatik meg, csatolás sosem lesz tökéletes, fellép a mutuális induktivitás ( a szekunder kör kölcsönhatása a primerkörre, és fordítva), a kondenzátorok belső ellenállása, a tekercsek ohmikus ellenállása, kapacitása ( menetek között), félvezetők parazita kapacitása, torzítása, illetve a melegedés.

A továbbiakban az említett tényezőkből probálok párat bevezetni a szimulációba.

14.ábra – belső ellenállások beiktatása, k = 0.998 csatolótényező, 46% kitöltési tényező, jelen van a primer/szekunder szort induktivitása, illetve a dioda csomópont kapacitása.

13 | O l d a l

15.ábra – Nemkívánatos rezgés megjelenése (becsengés) a primer feszültség felfutó élén, ami a kapacitásokbó, és induktivitásokból alakult rezgőkörnek köszönhető. Látható, hogy a tranziens csúcs 42 V-ot is elér, a frekvenciája 16.21 MHz, ekkora frekvencián a skin-hatás érvényesül. Nagy teljesítményen károkat okozhat(lavina effektus) a berendezésben, illetve a

hálozatban is, mivel a primer oldalon található. Az előbbi ellen Snubber áramköröket alkalmaznak, míg az utóbbit szűrő tekercs-kondenzátor párral küszöbölik ki.

17.ábra – A primer és szekunder áramok tranziens rezgései

14 | O l d a l

18.ábra – A kondenátoron áthaladó áram tranziens része közel 1 A-t ér el.

6.Snubber áramkörökA rezonancia miatt fellépő feszültség többletet el kell nyomni az alkatrészek

meghibásodása elkerülése érdekében. A snubber áramkörök feladata korlátozni a feszültséget

kikapcsoláskor, az áramot bekapcsoláskor, az áramváltozás sebességét a félvezetőkön (

didt )

kikapcsoláskor, illetve a feszültségváltozás sebességét. Többféle snubber áramkör létezik, működés szerint : bekapcsolási. kikapcsolási, ill. hibrid snubber. A kapcsolási állapotokat a hozzárendelt gyors dioda határozza meg.

19.ábra – A primer transzformátor elvi váza egy snubber ellenállással párhuzamosan

Legyen a kimenet a kondenzátoron eső feszültség, felírhatjuk az átviteli függvényt:

H ( s )=

1LC

s2+1

Rs Cs+

1LC , ami a másodfokú válasz egyenlet

ωn=1

√ LC saját körfrekvenciával,

15 | O l d a l

2ωζ= 1Rs C , ahol

ζ = 12ωCR s a csillapítás. A 20. ábrán a válasz egyenletet láthatjuk 0.1-es

csillapítástól 0.9-ig. A 0.5-ös értékkel jelentős csillapítást lehet elérni.

20.ábra – Csillapítás ábrázolása

νn=ωn

2 π= 1

2 π √LC , illetve Rs=

12 ζωnC , de ha ζ = 0.5,

R s=1

ωnC=√LC

C=√ L

C .

Ha csak ellenállást használunk a snubber áramkörben, nagy mennyiségű teljesítmény disszipálódik el, ezért kondenzátort is allkalmazok. Az értéke akkora kell legyen, hogy a rezonáns jelet átengedje, de a kisebb frekvenciás jeleket, meg az egyen komponenst leszűrje. -

3dB-les levágás esetén ν0 = 1

2πRs C s , de ekkor nem lehetne a kívánt ζ értéket elérni, ezért 2π -

szer kisebb frekvenciát választhatunk : C s≈

1Rs ν0

=2π √ LCR s . A kondenzátoron felhalmozott

energia W =1

2C s Ucs

2

, amiből a disszipált tejesítmény Ps=

2WT s

=C s νU cs2

. Az elleállásnak induktivitásmentesnek kell Lennie, ezért a kerámia vagy szén ellenállások a megfelelőek.

A követtkező ábrákon a snubber hatását láthatjuk.

16 | O l d a l

21.ábra – Turn-on snubber áramkör hozzáadása a teljesítmény áramkörhöz

21.ábra – “drain” feszültség. 22.ábra – tekercs áramok,

23.ábra – kondenzátor áram.

17 | O l d a l

7.A DC-DC konverterek feszültségszabályozási eljárásaiA konverterek terhelésfüggetlen stabilitását feszültségszabályozással valósítják meg,

amely lehet feszültség-módusú, áram-módusú( csúcsérték, hiszterézises, V2 szabályzás stb).

Feszültség- módusú szabályzásnál a konverter kimeneti feszültségét hasonlítjuk egy referencia feszültséghez, ezen szabályzójelből illetve egy fűrészfog hordozó jelből alkotott PWM-jellel vezéreljük a kapcsoló félvezetőt.

Áram-módusú szabályzásnál a primer vagy szekunder tekercs áramát illetve a kimeneti feszültséget figyeljük.

Hiszterézises szabályzásnál a kimenetről leosztott feszültséget kapcsolom egy hiszterézises komparátorra, mi a félvezetőt vezérli.

8.Áram-módusú feszültségszabályzás megvalósitása( csúcs)

Két szabályzó hurkot tartalmaz: egy belső, áram szabályzó, illetve egy külső, feszültség szabályzó hurkot.

18 | O l d a l

24.ábra – zárthurkú DC-DC konverter szabályzás.

25.ábra – teljesítmény áramkör. Paraméterek: U - bemeneti egyen feszültség, L1 – primer tekercs induktivitása, N – N2/N1 menetarány, C – szűrő kondenzátor kapacitása, R – terhelés ellenállása.

19 | O l d a l

26.ábra – PWM szabályzó. Paraméterek: β – áramerősítés.

27.ábra – PID szabályzó PI üzemmódban. 28.ábra – fűrészfog-jel generator. fs – a jel frekvenciája

A 25.ábrán látható, hogy a tranzisztor vezetésekor mérjük a tekercs áramot. Ha az így kapott jel megegyezik a kimenetről leosztott feszültségből és referencia feszültségből alkotott hiba jellel a tranzisztor lezáródik, azaz a leosztott kimeneti feszültség modja meg, hogy az áram hurok mennyire szabályozhatja a csúcsértéket. Az áram szabályozható a primer illetve a szekunder körben. Buck-típusú konvertereknél a szekunder köri szabályzás a gyakori, mivel a kimeneti áramot szabályozza, ezzel ellentétben a nagy teljesítményt igénylő vagy Boost-típusú konvertereknél a primerkörbe tervezik a bemeneti áram könnyed alakítása érdekében. A csúcsértéket használva az áram átlagát nem tudjuk szabályozni, ezért egy nagy erősitésű integráló áram hiba erősitőt iktatunk közbe. Ezen hiba szabályzásának kritikus helyzete szaggatott üzemmódban található. Kis torzítás eléréséhez az átlag/csúcs minimális kell legyen, ehhez nagy induktivitás szükséges, ami növeli a zaj érzékenységet. Az alábbi ábrák a zárthurkú konverter válaszát szemléltetik 300V bemenet esetén:

20 | O l d a l

29.ábra – 1kΩ terhelés, 60V-os referencia.

30.ábra – 1kΩ terhelés, 100V-os referencia.

21 | O l d a l

31.ábra - 10Ω-os terhelés, 23.1V-os referencia.

9.Vezérlőáramkör kiválasztásaA cél integrált áramkör a Texas Instruments által gyártott UC3845 IC let, mivel kevés

periférikus komponenssel megbízható vezérlést lehet elérni. Az UC3845 IC egy áram-módusu feszültség szabályzó alacsony feszültség zárral, áram korlát szabályzással, DIP8 tokozásban.

32.ábra – az UC3845 belső ábrája.

Az UC384* család tagjai a maximális kitöltési tényezőben, illetve a feszültség-alultáplálási zárszintben különböznek. Az ULVO áramkör csak a megfelelő tápláláskor indítja az IC-t : 8.4V fölött kapcsol be, 7.6V alatt kapcsol ki, a 0.8V-os hiszterézis a Vcc oszcillációkat küszöböli ki. A Vcc feszültséget egy segéd tekercssel csapolhatjuk le a teljesítmény transzformátorról, vagy a bemenetről külön egyenirányitóval.

22 | O l d a l

Az oszcillátor Ct kondenzátort Vref-ról Rt-n keresztül feltölti, majd egy belső áramforráson kisüti. Az UC3845 áramkörben egy frekvencia felező áramkör található(50% maximális kitöltés miatt), ezért a kívánt frekvencia kétszeresével kell számolni. A mellékelt ábra szerint megválaszthatjuk az RC elemeket: Ct= 1nF, Rt=10kΩ, így ν ~100kHz, a 20kHz-es hallásküszöb fölött található. Az Isense bemenet -0.3V- 5.5V határok között

érzékel. A csúcsáramot I sense=

U control−1 . 4 V

3 Rs összefüggés alapján kapjuk meg. Direkt MOSFET kapcsolás esetén a kimenetre egy 10-20Ω nagyságú ellenállást kell tenni gate védelem miatt – egy 15Ω-os ellenállást használtam. A 32.ábrán látható, hogy a feszültség visszacsatolás a hibaerősitőn keresztül állítja be a stabil feszültséget az RS tár segítségével. Az áram visszacsatolás a fenti szabályzást befolyásolja a komparátor segítségével. Ha a tápfeszültség megfelelő, a kimenet a megfelelő határok között van, az impulzusok a tranzisztorok bázisára jutnak előállítva a megfelelő PWM jelet.

10.A méretezési feladatok megoldása

Adottak: Ube = 200V – 250V, ν~100kHz, Dmax = 0.35, η = 0.85, α = 0.5%, Ku = 0.9, Uki = =30V, Iki = 4A, a MOS-FET legyen Rds<= 0.8Ω alacsony ellenállású, Ku=0.4 az ablak használat.

A szekunder oldali egyenirányitó dioda 30V, 2A-en kell működjön, ezért EGP50D Schottky-féle gyors egyenirányitó diodát alkalmaztam: 200V/5A tulajdonsággal, Ud = 0.95V.

Pki=(U ki+U d ) I ki=30 .7⋅4 W =123 . 8 W , I be max=

Pki

U be minη√2=0 . 506 A

Feszültségesés a MOS-FET-en : U vd=Ibe max Rds=0 . 961 V , így a transzformátoron eső

feszültség: U p=U min e−U vd=281 . 88 V . A primer csúcs áram: I p=

2 PηU p Dmax

=2 . 95 A, az

effektív értéke pedig: I peff= I p√ Dmax

3=1 . 007 A

, amiből a minimális induktivitás

L=U p DmaxT

I p

=U p Dmax

I p ν=334 .73 μH

, 335µH-s induktivitás. Az energia raktározási képesség

W =12

L I p2=1. 448⋅10−3 Ws

, elektromos tulajdonságKe=0 .145 PBm2⋅10−4

, ahol Bm a fluxus sűrüség.

23 | O l d a l

A mellékelt ábrán látható, hogy 100kHz-es

frekvenciánál Bm=0.11T, így Ke=2 .155⋅10−5.

A mag geometriája : K g=

W 2

K e α=0 . 193cm5

, ahol α huzal veszteség. A célnak megfelelő ferit mag egy ETD34-3C90, µi=2300, Ap=11900mm2.

Az áramsűrüség:

J= 2W⋅104

Bm A p Ku

=0 .0442 A /mm2

, ahonnan a

szükséges huzalfelület Aw=

I peff

J=22.71 mm2

N p=W a Ku

Aw

=1820⋅0. 522 .71

=40 .07azaz 40 menet szükséges. J=2A/mm2 áramsűrüséggel a primer

huzal átmérője: d > 0.45mm, amit 2 db0.3mm-es huzal összetekeréséből kaphatunk. A több huzal a szkin-hatás elkerülése miatt let alkalmazva. A 40 menetet 2 x 20 menetként tekerem a szekunder menetek közé a job csatolás érdekében.

A szekunder menetszám: N sz=

N p(U ki+U d )(1−Dmax )U p Dmax

=8 . 16≈8menet. A szekunder áram

értékek: I s=

2 I ki

1−Dmax

=12. 3 A,

I seff = I s√ 1−Dmax

3=5 .73 A

, így a szekunder huzal vastagsága d=0.95mm~1mm, 3 db 0.3mm-es huzal összesodrásábol kapunk.

MOS-FET, és dioda méretezés

Uds (off )=U be+N1

N2

U ki+UOS=282 .8+150+50=482.8V Uds*1.2=580V, I=2.95A I*1.2=3.54A

adatok alapján a választott MOS-FET STW13NK60Z lett, Rds=0.45Ω, U=600V, I=13A.

U pd=U ki+N2

N1

Ube=86 . 56 V, Upd*1.2=103.87V, I=12.3A, I*1.2=14.76A adatok alapján a fent

említett EGP50D dioda megfelel: Upd=200V,If=5A, Ics=150A.

I sense=1. 5 I cs=4 . 425 A , Rsense=0 . 7

4 .425=0 .15Ω

, Psense=R sense I p2=1.3W , azaz 0R15/2W ellenállás

használatos.

24 | O l d a l

Szűrő méretezése:

C=I ki(1−Dmax)

U r ν=

I ki(1−Dmax )0 .02 Uν

=1 .2415⋅10−4=124 .15 μF, a legközelebbi érték

150µF/35V low-ESR kondenzátor, L=( 1

2 πν0 √C)2=168 . 86 μH

~150µH/5A toroidális tekercs 1kHz-es vágó frekvenciával.

Snubber méretezése:

A gyors magasfeszültségű impulzusok levágását egy UF4007-es gyors dioda végzi.

legyen Lm=0.02Lp=8.55µH a mágnesezési induktivitás, ahonnan Ps=

12

Lk I p2 ν=3 .72 W

,

R s=U s

2

Ps

= 500Ω, Cs>>

1νRs

=20nF, Cs=22nF kerámia kondenzátor.

A teljesítmény MOS-FET hűtése: Tkörnyezet=30ºC, Tj=120ºC, P=I2Rds(on) =4W.

Rth max=120−30

4=27 .5

ºC/W = RthjC + RthCs + Rthsa = 0.83 + 0.5 + Rthsa , amiből Rthsa=26.15ºC/W, a FK245MI247V jelzésű hűtőborda megfelel a célnak.

A bemeneten egy 3A-es gyors bíztosíték található, EMI szűrő tekercs, kondenzátorrokkal, illetve egy 5A-es Graetz-hid az egyenirányitás céljából. A feszültség visszacsatolás optocsatolón kereszűl kapcsolódik a szekunderkörhöz, mert a primerkör nincs leválasztva a hálózatról.

25 | O l d a l

11.KövetkeztetésekEgy kapcsoló üzemű tápegység megépítése komoly számításokat, elméleti

meggondolásokat igényel, ahhoz, hogy veszélymentes használatot bíztosítson a használónak. A primer kör gondos elkülönitésére a szekuder körtől különös figyelmet kell fordítani. A tápegység magas frekvencián működik, ezért a hálózatot szűrni kell a zavaroktól, mivel zajérzékeny eszközök is kapcsolódhatnak a hálózathoz, ugyanakkor a NYÁK-terv vezető sávjait a lehető leg rövidebbre és hegyesszög mentesebbre kell tervezni. Ugyanezen okok miatt a kimenetet is szűrni kell, mivel hangfrekvenciás eszközök használatakor minden zajt a lehető minimumra kell csökkenteni.

26 | O l d a l

12.Könyvészet[1] J.P. Stengl, J.Tihanyi: Teljesítmény MOSFET-ek és alkalmazásaik – Műszaki

Könyvkiadó, Budapest, 1990[2] Product & Applications Handbook – UNITRODE Integrated Circuits, 1993-94[3] K. Heumann: A teljesítmény elektrónika alapjai – Műszaki Könyvkiadó,

Budapest, 1979[4] Kenjo, Takashi: Power electronics for the microprocessor age – University press,

Oxford, 1995[5] UC3845 Current mode PWM controller – UNITRODE products, Texas

Instruments[6] Keng C. Wu: Switch-Mode Power Converters Design and Analysis[7] Keng C. Wu: Pulse Width Modulated DC-DC Converters – Chap-man & Hall,

London, 1997[8] Snubber Circuits – Handbook[9] Bryan Lynch: Current Mode vs. Voltage Mode Control in Synchronous Buck-

Converters – Texas Instruments[10] Switcher efficiency & Snubber design – ON Semiconductors[11] B. Maurice, L. Wuidart: Drive Circuits for Power MOS-FETs and IGBTs – ST

Microelectronics, 1999[12] Lloyd Dixon: Average Current Mode Control of Switching Power Supplies –

UNITRODE application note[13] Claudio Adragna: Offline flyback converters design methodology with the L6590

family – ST Microelectronics 2001[14] Marty Brown: Verry wide input voltage range offline flyback switching power

supply – Motorola

27 | O l d a l