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E ' S C U E L A P O L I T É C N I C A N A C I O N A L
Facultad de Ingeniería Eléctrica
Diseño de un r e g u l a d o r electrónico
de voltaje para alternadores.
TESIS PREVIA A.LA OBTENCIÓN DEL,TITULO
DE INGENIERO EN LA ESPECIALIZACION DE
ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES.
Wllson D. Flores Ca'lero.
Quito, Noviembre, de 1977
ñ
CERTIFICO que la presente tesis ha sido
realizada en su totalidad por el señor
V/ilson Flores Calero, bajo mi dirección.
Ing, ..Jacinto Jij.ón Caamano
DIRECTOR DE TESIS.
Quito, Noviembre, de 1977.
D E D I C A T O R I A
Producto de los años i n i n t e r r u m p i d o s de vida Politéc
nica y. movido por el deseo de poner en práctica los
conocimientos a d q u i r i d o s a través de e l l a , he reali-
zado este trabajo que aspiro contribuya en algo al -
creciente campo del conocimiento.
Dedico esta tesis a mis PADRES, HERMANAS y HERMANOS
como retribución a su sacrificio, abnegación y con-
'fianza sinceras.valores que me ayudaron en el duro -
escalar de estudiante politécnico.
P R E F A C I O
El conten Ido de esta tesis tiene por objeto, la a p l l
cación de los amplificadores operacionales en el con
trol del voltaje de s a l i d a de un alternado r 5 al tra-
bajan como osciladores y comparadores. También se -
realiza un estudio de la estabilidad del sistema,
con el objeto de determinar el grado de eficiencia -
que posee este sistema de control.
Como a p l i c a c i ó n práctica de este trabajo se a diseña
do un regulador electrónico de voltaje para un'gene-
rador de corriente alterna cedido por la facultad de
potencia, en el cual se presentan todos estos aspec-
tos mencionados.
Dejo constancía de mi agradeci miento particular al -
ING. JACINTO JIJÓN CAAMARO consultor de tesis s al
Ing. Herbert Jacobson q u i e n propuso este tema, al}
Ing. Homere Mastroani por sus -valiosos conocimientos,
a la facultad de Potencia, al depártamen'to de E1 e c -' . í
tronica por la confianza que;' me brindara al utilizar
sus laboratorios, y a las personas que de una u otra
forma contribuyeron en la realización de este traba-
jo.
ÍNDICE GENERAL
CAPITULO PRIMERO
Págs .
1.1 Introducción 1
1.2 Objetivo Te o'r ico 3
1.3 Objetivo Económico 4
1.4 Características del Alternador U t i l i
zado 5
CAPITULO SEGUNDO
2.1 Di agrama de bloques ... 10
2.2 Rectificación y f-il traje 12
2.2.1 Diseño de los transformadores que to
man la sen al de cada fase 17
2.3 . Efectos de temperatura y voltaje de
referencia, 25
2.3.1 D i s e ñ o d e l c i r c u i t o q u e p e r m i t e o b t e
ner un voltaje constante 30
2.4 Comparador _y amplificador de Voltaje,
realimentación y Estabilidad 32
•\ 2.5 Oscilado r y generad o'r diente d e s i e -
* rra. . . . ' • 48í
2.5.1 Diseño ,' 51
2.6 M o d u l a d o r de duración de pulsos. ... 60
2.6.1 Diseño 61
2.7 Amplificador de corriente 62
2.7.1 Diseño 63
2.8 Control de Potencia 66
2.8.1 Diseño 69
2.9 Diseño de la fuente de poder 72
TCAPITUL'O CUARTO
CAPITULO TERCERO
• " Págs.-
3,.1 Diseño'Mecánico y construcción.. ... 80'3.1.1 Consideraciones 80
3.1.2 Construcción..-. .. \ * , 81
3.1.3 C a l i b r a c i ó n 84
4.1 Mediciones Experimentales • ... 87
4.2 Rango de control., 106
4.3 Efecto de variación de carga ...... 106
4.4 Respuesta a cambios transí torios decarga o voltaje deseado 107
4.5 Protección 110
CAPITULO QUINTO
5.1 Conclusiones 1135.2 B i b l i o g r a f í a , 115
Anexos 118
PRIMER CAPITULO
1.1 INTRODUCCIÓN,
Much-os de los problemas técnicos en la inves-
t i g a c i ó n , en la fabricación y el -funcionamiento de las m á
q u i n a s y equipos i m p l i c a n métodos de control. Las magnitu
des afectadas pueden ser puramente eléctricas, o pueden -
ser de naturaleza distinta, las mismas que pueden reque-
rir un control continuo, entre los diferentes procesos in
dustriales. Estas m a g n i t u d e s pueden ser : la v e l o c i d a d 3 -
la p o s i c i ó n , la aceleración, el torque, etc.
Asi, 'para una' e s t a b i l i d a d de tensión que se -
requiere como respuesta, el sistema controlador debe reci
bir una i n d i c a c i ó n sobre la marcha del proceso en curso ,
o en otras palabras,' se debe emplear un sistema de' .'con-
trol por comparación.
En el presente trabájense di seña un r e g u l a d o r
electrónico por el sistema de comparación, controlando de
'esta manera el voltaje de.salida.'del generador con. vari.a -
c i o n e s d e l a c a r g a .
A continuación se realiza un breve a n á l i s i s -
de esta tesis; .comenzando con una síntesis del objetivo -
teórico y económico en la utilización y conversión de e-
nergía de las máquinas s i n c r ó n i c a s . En este primer capí-
tulo, se especifican tam.bién las carácter íst i cas, de los -
parámetros del alternador utilizado.
En el segundo capítulo, se "di-seña un di agrama
de b l o q u e s para el funcionamiento del regulador de v o l t a -
je, -dándose también una l i g e r a e x p l i c a c i ó n ' s o b r e los tran
si stores de conmutación.
En el tercer capítul o3 y en base al anterior,
se indica el proceso de construcción del a-par ato.
En el cuarto c a p í t u l o , se realizan mediciones
experimentales sobre los.efectos de la variación de la -
carga y la respuesta que da el regulador a los cambiosi
transitorios. También se hace un breve a n á l i s i s acerca -
de la protección del regulador de voltaje.
En el q u i n t o y ultimo capítulo se presentan -
las c o n c l u s i o n e s y se da al final la b i b l i o g r a f í a u t i l i z a
da. Las referencias consultadas, se presentan en los ane
xos .
1,2. O B J E T I V O . T E Ó R I C O . '
Uno de los p r i n c i p a l e s objetivos del extenso-
empleo de la e l e c t r i c i d a d es la f a c i l i d a d con que la ener
g i a eléctrica se puede convertir en mecánica y a la inver
sa. Un sistema electromecánico de conversión de- energía,
o transductor, es un sistema de enlace entre un si stema' T~;
eléctrico y otro mecánico. Cuando actúa como generador -
convierte la energía mecánica eri el éc.tri ca 5 y cuando lo -
hace como motor, la eléctrica en mecánica. El proceso es
esencialmente reversible aunque'existen pérdidas. El acó
p l a m i e n t o entre los sistemas eléctrico y mecánico'se rea-
liza mediante los campos de las cargas o corrientes eléc-
tricas. Cabe mencionar entre estos fenómenos la fuerza -
que obra un conductor en el cual c i r c u l a corriente, si es
te esta' situado en un campo magnético.
iEl objeto de este trabajo se concreta a los -
generadores de corriente alterna que van provistos de un
regulador de voltaje para mantener constante la tensión -
entre terminales, por ajuste de la corriente de campo al
vari ar 1 a carga.i
En el uso normal de un alternador dentro de -
un sistema.de' fuerza, es deseable que el voltaje produci-
.do sea i n d e p e n d i e n t e de la magnitud de la carga y del fac
tor de potencia, d e b i d o a la resistencia e i n d u c t a n c i a del
estator y con la interacción entre el campo magnético de -
la corriente de carga con el campo del.rotor.
Para m i n i m i z a r estas v a r i a c i o n e s , se .han desa
rrollado varios tipos de reguladores entre los cuales se -
incluyen los electromecánicos, eléctricos a base de reac-
tores saturables y electrónicos formados por elementos de
semiconductores.
En el diseño se emplean semiconductores con el
objeto de tener costo bajo, peso y tamaño m í n i m o y control
rápido y preciso.
1.3. OBJETIVO ECONÓMICO,
Hace a l g u n o s años, con los tubos al vacio y -
aun con los primeros transistores, no fue considerado muy
práctico el diseño de un regulador electrónico para alter-
nadores. En las etapas de amplificación de señales peque-
ñas, se necesitaban un gran numero de piezas i n d i v i d u a l e s ,
los mismos que resultaban costosos^y no existían transis-
tores de potencia adecuada para la etapa de s a l i d a .
El desarrollo de la industria de semiconducto-
res, ha avanzado notablemente con 1 os. a m p l i f i c a d o r e s ope-
racionales y demás circuitos integrados que reducen tanto
el tamaño como el costo de los elementos, r e d u c i e n d o la ma
no de obra necesario;, para la fabricación del aparato. El
trabajo de diseño también se facilita obteniéndose funcio-
nes complejas en forma de circuitos integrados.
También han sido desarrollados transistores
de potencia de alto voltaje y conmutación r á p i d a , para uso
en amplificadores de potencia -con conmutación de alta e f i -
ci enci a. .
Con el pasar de los años, se introducirán ele-
mentos que reduzcan aún más el costo de producción de equi
pos s i m i l a r e s , p o n i e n d o - a l alcance del hombre su nueva téc-
nica,
ji
El presente trabajo constituye una aplicacióníy u t i l i z a c i ó n de circuitos integrados, con la f i n a l i d a d de
iconseguir un diseño óptimo, confiable y a mínimo costo.
1,4. CARACTERÍSTICAS DEL ALTERNADOR UTILIZADO
Se u t i l i z ó para este trabajo una m á q u i n a cuyos
parámetros han si do' ya abalizados y que constituyeron tema
de tesis de grado.
Estas características son:
Máquina.-de tres fases de polos salientes-sin-
crónica.
Potencia : S = 2 KVA. (Ki1ovoltioamperios).
Voltaje : V = 230 v o l t i o s en conexión delta.
Corriente; I = 8.7 Amperios.
.Frecuencia: f = 1800 R.P.M.
Voltaje de exitación =? 100 Voltios D.C.
Cos. }f = i
Corriente de campo : If = 0.84 Amperios,
Resistencia de campo: Rf = 45 Ohmios.
Inductancia de campo: Lf = 16 Henrios.
Debo indicar que e s t o s v a l o r e s de I f, R _c, L »
fueron tomados cuando la máquina trabajaba a circuito -;á^
bi erto.
Un generador sincrónico clasico tiene una bobi
na de campo giratorio exitkdo en continua. El bobinado de
armadura, normalmente trifásico, proporciona la tensión, -
corriente y potencias alternas deseadas, a las cargas que
se l<e conectan'. •
La curva de i m a n a c i ó n es una representación de
la tensión de la máquina entre terminales con circuito
abierto como función de la corriente de campo, mantenién-
dose la velocidad constante en su valor si nerón ico, según
i n d i ca 1 a figura 1.1.
V(Voltios)
350
50
s
Fig. 1.1 Características a circuito abierto de
la máquina sincrónica trifásica.
La impedancia por fase del bobinado de armadu-
ra se denomina impedancia sincrónica Z . Se compone de la
resistencia real r, del devanado y su reactancia X , ll a -a s
mada reactancia, sincrónica, es decir:
(ohmios).
Para máquinas grandes, r^ suele ser muy peque-a
ña comparado con X y se.la puede despreciar, excepto cuan
do se c a l c u l a n p é r d i d a s , Como el hierro de la m á q u i n a es-
tá sometida a una saturación que varia con las condiciones
de trabajo, X no es realmente constante. En primera apro
ximación se puede emplear valores estimados para grados tf
picos de saturación,
Los generadores sincrónicos se suelen especifi
car en función de su carga máxima en K i l o v o l t i o a m p e r i o s p a
ra una tensión, frecuencia y factor de potencia determina-
dos. Estos alternadores pueden soportar trabajo continuo
sin sobrecalentamiento. Si la corriente de campo se man-
tiene constante mientras varía la carga, la tensión entre
terminales también- variará. En la fig. 1.2, se presentan
curvas características de potencia. Cada curva se ha tra-
zado para el v a l o r de corriente de campo necesario para ob
tener la tensión nominal entre terminales, a la corriente
nominal de armadura.
Tens ión e n t r et e r m i n a l e s A
f, P. 0.8a d e l a n t a d o
f. P. 0.8r e t r a s a d o
C o r r i e n t e 'de A r m a d u r a
F i g . 1 .2 T e n s i ó n e n t r e t e r m i n a l e s e n u n g e n e -
r a d o r s i n c r ó n i c o como f u n c i ó n d e l a
c o r r i e n t e d e a r m a d u r a .
SEGUNDO CAPITULO
10
2.1 DIAGRAMA DE BLOQUES
Un regulador de voltaje es un sistema que da -
voltaje constante a la s a l i d a , resultando óptima su res-
puesta para un determinado rango de voltaje de entrada y -
carga.
La fig. 2,1, represe ata el diagrama en bloques
del funcionamiento de este regulador.
La conversión de energía de naturaleza mecáni-
ca, en eléctrica, se realiza mediante un sistema electro-
mecánico de conversión de energía (grupo motor - genera-
dor), donde el generador convierte la energía mecánica en
'eléctrica. El movimiento mecánico, necesario para accio-
nar el alternador, puede obtenerse por diversos medios,
entre e l l o s : motores eléctricos, turbinas h i d r a ü l i c a s , •tur
binas a gas etc. Para este propósito, nos hemos servido -
de un motor eléctrico, obtenido en el laboratorio de máqui
ñas. .
El alternador en estas condiciones'genera un -
voltaje' alterno a la s a l i d a , al mismo que puede conectarse
una carga. En estas condiciones dicha generación no sería
regulada, razón por la cual se obtendría una señal que
11
al realifnentarla/permite ser comparada con una de referen
cía fija, obteniéndose una señal de error, la misma que
nos p o s i b i l i t a corregir el funcionamiento d e l - si stema, .es-
tab l e c i é n d o s e entonces la regulación deseada.
El .sensor que permite .obtener la señal a compa
rarse, básicamente consta de tres transformadores para re-
d u c i r él voltaje de s a l i d a a n i v e l e s tolerables; un recti-
ficador dé onda completa, y un d o b l e filtro que ofrece la
ventaja de obtener un voltaje continuo con un minimo por^i
centaje de rizado.
Fi g . 2.1 Diagrama de bloques del regulador.
El diagrama de la fig.2.1, constituye un sis-
tema dé tíífi'trol por comparación de 1 a's. sen al es de entrada
y s a l i d a . Sus componentes básicos son: c o m p a r a c i ó n , con-
12
trol y realimentación.
2.2 RECTIFICACIÓN Y FILTRAJE.
Puesto que un a'de las carcterísticas de los -
sistemas de c o n t r o l , e s trabajar con señales pequeñas, se
ve la necesidad de reducir la señal a realimentarse, h h a 4
ciendo uso de transformadores que lo bajen a ni v e l e s tol e-
rables. Dichos d i s p o s i t i v o s ofrecen una ventaja a d i c i o n a l
que es la de aislar el circuito de control y el circuito é
de carga.
Dado que un circuito rectificador de onda, com-
pleta, permite obtener un factor de rizado mucho menor que
el de media onda, se justifica el trabajar"con este circui
to. Básicamente, consiste en dos rectificadores de media'
onda con una resistencia de carga común. (f i g. 2.2.a).
Como e, y e0 están defasados 180 grados, cada diodo condu-1 ¿ !
eirá durante los medios ciel os alternadamente como lo mués
tra la fig,2.2.b. . > '
ETTIOJC, Senuít
Figv2.2.a Rectificador de onda completa.
13
ILmáx
2n
Flg.2.2 . b Corriente de carga.
De la fig,2.2.a,tenemos que:
= ELmáx.5enwt'
de donde el valor medio de la tensión de carga se define
como :
_L2
•Ldc. TeL(wt)dwt. Ec. (2.2)
donde T es el periodo.
reemplasando nos queda que:
2 E
'Ldc. ~nLmáx. . Ec.(2.3)
de l a m í s m a manera:
Ldc. TI
en valores eficaces se tiene:
Ec, (2.4)
E = ELrms. efe
reemplasando:
'Lrms
(wt)dwt. Ec.(2.5)
Lmáx.~\7T~
Ec. (2.6)
De la f i g . 2 . 2 . a s se obtiene que cuando el dio
do (D 1 esta a b i e r t o o cortado, el otro diodo (D, •) s estáa . u
c o n duciendo. Por lo tanto, la tensión inversa'de pico es
máx.
Dado que la tensión puede no ser i g u a l en cada
una de las fasess debidos a defectos, o diferencias ya sea
de la l i n e a , en las cargas, o de la propia m á q u i n a , es de
interés tener una respuesta promedia! a la s a l i d a (a,b)
del circuito rectificador, como se muestra en la fig.2,3.
Fig.2.3 Circuito rectificador trifásico
15
En ausencia de la resistencia R, el condensa--;
dor C, se cargarla al v a l o r máximo de c u a l q u i e r a de'las.fa
ses (1,2,3), obteniéndose la regulación de la fase de ma-
yor amplitud. Sin este elemento (R-,) no habría un camino
de desgarga para el capacitor (C,).
Lo ideal seria poder controlar las tres fases
para que todas queden reguladas. Sinembargo la r e g u l a c i ó n
se realiza variando la corriente de campo que es una sola
para toda Ja máq u i n a y c u a l q u i e r v a r i a c i ó n de ésta corrien
te afecta a las tres fases igualmente. Por lo tanto no re
sulta p o s i b l e regular las tres fases simultáneamente'.
Como quedo' indicado: es posible ha.cer que el
control, regule la tensión de la fase mayor, dejando que
las otras fases a d q u i e r a n tensiones menores que la desead
da. Sería también concebí ble regular la tensión de la fa-
se de.menor a m p l i t u d dejando que las otras sean mayores.
Mejores alternativas sería regular para que el
valor promedio, o el promedio de los valores r.m.s..sea
i g u a l al valor deseado.
Posiblemente la ú l t i m a alternativa sea la me-
jor pero es evidentemente más complicada. Además, tomando
16
en cuenta que la diferencia de a m p l i t u d e s entre las fases
será pequeña: el promedio l i n e a l y el promedio de los va-
lores r.m.s. serán casi i g u a l e s , justificándose usar la al
ternativa mas s i m p l e de regular para el v a l o r promedio l i -
neal de 1 as tres fases.
Las formas de onda de las figs. (2.4) y (2.5),
muestran la vari ación ocurrida cuando la tensión en las
tres fases son des i guales e i g u a l e s respectivamente.
120
Fig,2 .4 Formas de onda -cuando las fases'son
desi gual es . ;.
Formas de onda cuando las 'fases son
iguales.
17
'Para conseguir el valor promedio d e u n a señal
periódica variante basta con filtrarla a travez d e u n cir-
cuito RC cuya constante de tiempo sea mucho mas larga que
.el periodo de l a ' s e ñ a l , a c o rrd i c i ó n que la i m p e d a n c i a de
carga del condensador sea i g u a l a la de descarga. Ahora
b i e n , en el circuito de la fig.2.3 estas impedancias son:
' 7 = R 'Acarga K2
Zdescarga^ R2 + R1
'Para que estas dos impedancias sean aproximada
mente iguales es necesario que :
Arbitrareamente escojemos" valores de:
R2 = 10 .k.
R - .1 k.
2.2.1 DISEÑO DE LOS TRANSFORMADORES QUE TOMAN LA SEÑALi
DE CADA FASE. »
Como se explicara en.'el párrafo 2.2 de rectifi
cación y filtraje se tiene un transformador por cada fase,
con los datos siguientes :
Voltaje del primario = V, = 230 v o l t i o s .
Voltaje del secundario' = V 0 = 6.3 volt i o s con
toma central .
Corriente del -secundar i o = I« = 0.5 Amperios.
Partiendo de la tensión máxima rectificada y -
filtrada que se tiene como dato en la entrada positiva del
comparador, como se vera posteriormente tenemos que:TI
ÍA *„ =~ "JdA| t cosuHdwt - 3.8 voltios,de max. -j-f,3 '~*~~^r
La f i g . 2 . 5 .* 3 muestra una señal p e r i o d i c a 5 e n el
que se. han tomado sus 1 imites respectivos. Reemplasando
los valores se tiene que:
Edc máx = 3- 8 / °'955 Emáx.
de donde el valor Em?v = 3.98. Voltios.•Illa X •
El valor r.m.s. según la Ec.(2.6) es:
E = 2 8 1 Volti os.r.m.s.
E / . .- x = 2 x 2.81 =5.62.Voltios .r.m,s.(pico a pico)
¡ Teniéndose el valor r.m.s. (pico a pico) en el
secundario del transformador igual a : .
Er.m.s.(pico a pico) transformador = 5'62 + °'7
19
q u e c a e e n l ó s d i o d ó s ) = 6 . 3 2 v o l t i o s .
justificándose este valor de tensión en el se
cundario de cada transformador,
Aunque la corriente que se va a utilizar del -
secundario es mucho menor que 0.5 Amperios, se escogió es-
te valor de corriente'por que la construcción física del •
transformador se hace más compleja con núcleos más peque-
ños y alambre más fino.
La potencia en el secundario es :
P2 = V2I2 Ec. (2.7)
P? =.3.15 v/atios.
La potencia en el p r i m a r i o , considerando per-
d i d a s del orden del 5% es :
PI = 1.05 PA = 1.05 x 3.15 watios.
La corriente en el primario es
I= — — - Ec. (2.8)
vi
20
.1, = 0.014 amperios
Según la ley de Faraday :
V = N - - Ec.(2.9)dt
donde:
V= vol taje i nduci do .
N = Numero de espiras.
0= Flujo magnético.
t= Tiempo .
Tambi en se sabe • que :
0= BxS. . Ec. (2.10)
donde :
B= Campo Magnético.
S= Sección del núcleo.
Sustituyendo la. Ec,(2.1Q),en la Ec.(2.9)s en- .
contramos :
y = N d(BxS) Ec.(2.11),dt
ii
Y considerando que para un período de tiempo,
la E c . ( 2 . 1 1 ) , se convierte en :
21
. . V •= NxSxB/T. •
donde:
T = periodo = 1/f
f = frecuencla.
y.V = NxSxBxf.
entonces:
- = k/SxBxf - espiras /voltio. . Ec.(2.12).
SI :
S viene dado en cm
B en miles de gaus-^10.000, el mismo q u e -
depende del material de hierro u t i l i z a d o , g e n e r a l m e n t e vi e
ne dado en los manuales el valor antes anotado.
y f e n H z. i
k es una constante que relaciona esas urn
dades y es igual a 22500.i
Además mediante la formula de diseño obtenido
de la REFERENCE DATA FOR ENGINEERS-, se tiene que:
S = kV P Ec.(2.13).
22
donde :
P = potenci a . '
Y K es una constante de p r o p o r c i o n a l i d a d que
relaciona la potencia (P), con la sección del núcleo (S)2 .
en cm y es i gual a 1 . 1 .
Ec. (2.14)S = 1.1V P
Aplicando las ecuaciones (2.12) y (2.14) :
«\ -— -18. 8 espiras/voltio'^
El número de espiras del primario es entonces
1 = 4300 espiras
En. el secundario :
=^ x V2 x 1.05.
= 124.7
= 125 espi ras .
Dadas las c o n d i c i o n e s de corriente del presen-
23
te diseño, en e l . R E F E R E N C E DATE FOR ENGINEERS. Se reco--
m i e n d a los si guiantes -conductores :
Para : lo =500 mi 1 iamperios—^conductor # 22.
Para; I, = 14 mi!1 i amperios—-conductor # 29,
Con los datos as! obtenidos se construyo cada
transformador según' el diagrama que se i n d i c a en la fig.
(2.6).
V-1= 230 V o l t i o s .'
N1= 4300 Espiras. •
. I., = 14 M i l i a m p e r i o s
V 2 = 6.3 voltios .
N = 125 Espi ras .
. _, 12 = 500 M i l i a m p e r i o s
Fig. 2, 6 . Transformado^ de fase.
Se debe indicar que los primarios de los tres
transformadores están conectados en delta. .Como se i n d i -'« '
ca en la fig. (2.3 ) . ;
Para la rectificación se escogieron los diodos
rj Dg, los que permiten una corriente -~r
máxima de 1 amperio .y un voltaje de 50 voltios.
D,, D2> D3 , D,,
24
Para el,diseño del filtro, y siguiendo las consideraciones
anotadas en el párrafo 2.2, se tiene que:
RC1 >>l/120(período de la señal).
donde:( R ' 4- R "i\ t- K^J ; .
R = — -K -i + R + R o
Asum.lendo el valor de R-- 20 k.s se tiene que
C, = 0.94
Para d i s m i n u i r el factor de rizado, y para e l i m i n a r aún ~ :.
mas los armónicos, s.e -puso un segundo filtro compuesto por
RO y Co • Procediendo con el mismo criterio anterior se
tiene que :
R3 C2 >:> 1/120
Donde :C^ = 0.47A-f.
La fig. 2.7, muestra el circuito utilizado
como filtro . -
L J C voüí:.
Fig, 2.6 Filtro.
£.3 EFECTOS DE TEMPERATURA.Y.VOLTAJE DE REFERENCIA
La fig, 2,7, muestra que una variación del po
tenciómetro P - , implicaría una v a r i a c i ó n e n V y > conse-
cuentemente en las corrientes I e I .
Las condicio.nes así obtenidas no son las más
óptimas, puesto que la regulación dada por un potencióme
tro no es lo suficientemente adecuada debido a varias i-
rregularidades. Por consiguiente, es muy importante ano-
tar que en el circuito de la fig. 2.7, el voltaje V no
es suficientemente constante como para servir de referen-
cia.Xtc
"? T
0017:5Fig. 2.7
26
El circuito de la fig. 2.8 es mucho mas c o n v e •-
ni ente, porque u t i l i z a un d i s p o s i t i v o s e m i c o n d u ctor , , el
mismo que no está supeditado al problema anteriormente ex
p l i cado.
Fig, 2.
Para el efecto se hace uso del diodo zener que
existe internamente en el circuito integrado/¿A723, del
cual se obtiene un voltaje constante V 7, pe r p que no tie-
ne compensación para variaciones de temperatura.
De la fig. 2.8 se tiene que:
Pero :
V , = V + V• C E 1 Vl V2
Donde:
(voltaje colector emisor).
Ec. (2.15)
Ec. (2.16)
r, = voltaje de la juntura V R F del transistor- Q-,
27
por 1 o tanto :
V = V + V Fr (? l7 CE B E 2 * ' ' '
Bajo la consideración de que la corriente de
base(Io) es mucho menor que la corriente I?) se tiene
que :
' VBE
Rl
Ya que I, !« :
V BE
R.u = T P = RV2 Ll*2 o - 2 Ec. (2.18).
'I
Rieraplazando la Ec.2.18 en la Ec.2,17 queda:
VCE = VBE(1 +R2/R1)' Ec.(2.19)
Se ha dicho que tomamos -la referencia del
diodo zener del circuito integrado/¿A723, en condic ionesi
de funcionamiento sel .diodo zener tiene un coeficiente de
temperatura cón(dado en voltios/°.C)s el cual, 'es negativou ¡ f
tpara valores de voltaje zener m.'enores que aproximadamen-
te 5 voltios y positivo para valores de voltaje mayores
de 5 voltios, como se puede apreciar en las tablas de -
diodos zener.
Por otra parte un diodo normal, formado por
28
una juntura semi conductora, tiene un coeficiente negativo.
Así como se' ve en la fig. 2.9, al aumentar la temperatura,
el voltaje de juntura (V&E) disminuye.
Fig. 2.9 R e l a c i ó n corriente y voltaje
en' un -d i odo normal .
Por consiguiente, la Ec. 2.19^ se convierte en
CE
VCE VBE . Ec. (2.20')
Donde = voltaje i n i c i a l .
Para el diodo zener del circuito integrado
/¿-A723, en cambio, puesto que tiene un valor de voltaje
zeher ma^or que 5 voltios el coeficiente de temperatura
será positivo, según se ve en la fig. 2.10.
29
V = V7 --fu/o
t Ec. (2.21)
Donde t es la temperatura de variación.
t.
F l g , 2.10. Relación de temperatura y
'voltaje en un diodo zener
Si queremos que exista una compensación de
los efectos producidos por la temperaturas estos dos c
ficientes tienen que ser i g u a l e s , por tanto:
E l i m i n a n d o t nos queda:
Ec
Esta igualación se lo realiza por medio del
potenciómetro P, , en el circuito de la fig. 2.8.
Si en caso de aumentar la temperatura, dismi-
30
nuye el voltaje de juntura (VBE), en el diodo normal au-
menta el voltaje mientras en el diodo zener disminuye.
Con el circuito en esta configuración, las va
ri aciones que resultan de la presencia del mismo potenció
metro P, son m í n i m a s , justificándose el escoger este cir-
cuito de manera que compense los efectos de temperatura.
Del a n á l i s i s de la f i g. 2.8, se obtiene la se
nal de referencia, que juntamente con la señal'del filtro
se comparan en el amplificador operacional 3130.
2.3.1 DISEÑO DEL CIRCUITO QUE PERMITE OBTENER UN VOLTAJE
CONSTANTE.
Del circuito analizado se tiene como datos
\j = i voltios.
o¿2 •= +2.4 mVrc.
* -2 mV/°C.
I = O . 5 mA (mi 1 iamperi os )
Por la Ec. 2.22 , se tiene:
2.4 = 2 (1 + R2/R1)
Si R2 = 0\jk entonces R, = 1.5k
Ademas:
si hacemos que, R + Rfa = P, = 1. 5k
Queda : •
Rí= Ri - Ri= GLa,k se puso RT = Ik
Por la Ec.2.19 3 se ti ene :
VCE .* 0.6 x 1.2 = 0.72 v o l t i o s .
De la Ec. 2 .15 s s e tiene:
VQ = 7 - 0.72 = 6,28 voltios.
Debido a las condiciones de diseño, se necesi
ta una referencia v a r i a b l e s de tal forma que sea calibra-
ble con un potenciómetro.
Asi:V !
p - __o.~
P2 = 12.5k , se puso ?2 = lOk.
Finalmente para el transistor Q. , se puede es
coger cu a l q u i e r a de los transistores normales que existen
en el mercado, se escogió el 2N37Q4,cuyas características
se dan en el respectivo apéndice.
•2.4. COMPARADOR Y AMPLIFICADOR DE VOLTAJE
La fig.2.11, muestra el diagrama en bloques -
en su forma mas s i m p l i f i c a d a . La presencia de la señal de
reallmentacion hace que se tenga un sistema de lazo cerra-
do, facilitando el poder determinar la estabilidad del mis
mo y la respuesta a cambios tra-nsi tor i os .
Como se puede ver en la flg. 2.11, se necesita
un comparador que detecte el error producido entre V 1 y el
voltaje de ref erencl a (VRfrfr) .
Sensor
Seña
V R E F
VI
v¿
1 de re
Comparador
alimentad
VE¡
ón .
•Moduladorde
Potencia
EfGenerador rV
Flg. 2-. 11. Diagrama de bloques simplificado.
clon paso (
Si la respuesta del comparador fuese una fun-*. i——
), el sistema se volverla inestable, ya
que estarla trabajando en sus dos n i v e l e s bajo (V -, ) y alto
(V«) niuy rápidamente, en relación con el tiempo que necesi
ta el generador sincrónico para excitarse, obteniéndose -
una función periódica no amortiguada que provoca ose i lacio
*•* ~\3
nes de tensión, y volviéndose el sistema inestable.' Por
lo tanto','se necesita que la respuesta del generador sea
mas lenta, para eso podemos colocar una red formada por í
R R n y C r s e n el circuito que i n d i c a la fig.2.12.3 J- U O
R,
Fig . 2.12. Circuí" to'del. comparador .
Teni endose que:
= V
- V 1A= Vl 2} o
Asi tambi en :V - Pvl el
Ec.(2.23)
Ec.(2.24)
Donde z es el p a r a l e l c / d e RQ y (Rin+ 1/sCr).
De donde :
10
R8[(R9+R10)C5s' V, Ec.(2.25)
Si V. = l/s y u t i l i z a n d o la transformada i n v e r »
sa de la place se tiene :
- t dct . --tV0= I e + 3(1 - e c ) Ec%(2.26).
Ya que :
a = RgR10C5
b = R9
c = R8(RgR10)C5
d = R8
De donde para t = O , se tiene una ganancia A ,
dado por : Q I nAl = R (R + R } - Ec.(2.27).i C K I^K -t- K )
Y para T =«> s .se tiene una ganancia A,, dado
por : . Rq
Ax = § =^- • Ec.(2.28).
Esto nos dice que la salida tiene una a m p l i t u d
constante seguida de una función .exponencial-. La constan-,1i (ite de tiempo del comparador (d/c1) » hace que la señal de sa
l i d a baje o suba en forma lenta, evitando la i n e s t a b i l i d a d
del si stema. -
Para saber que tan lenta d e b e - s e r la subida o
.bajada del voltaje en el comparador, utilizamos el método.
del l u g a r de raices para conocer hasta que punto el siste1
ma es estable o no. Para el efecto, necesitamos encontrar
las funciones de transferencia de cada b l o q u e de la f i g . ~
2.11. Asi, para el sensor formado por el factor de redu=
ccion(Fn) y el filtro que se i n d i c o en la fig. 2.6, se.tieK
ne que :
F,R3.1230
El filtro'compuesto por R9C, y R^,C9 3 es igualC- J. <J L.
V-out _. 1Vin
Donde :
D(sr|
= constante de tiempo de la primera par
te del filtro.
= constante de tiempo de la segunda par
te del f i 1 tro .
= R o C
Luego el sensor es :
1L
v¿
vout c
V i n . "
152 rt
3 .1R 230
1 1
! s 9 v 4 1 Q ~ 3 - + 1 ) ( s 9 . 4 1 0 " 2 l )v
VQ (s +106)
Para el comparador tenemos que
Ec, (2.29)
36
R9R10C5S
V1 Vi R8 [(R9+R10>C5s + 1
La ganancia a t = O , dado por la Ec.2.27, no
debe ser muy grande por no causar Inestabilidad y la ganan
cía a t = c° , dado por la E c. 2 . 2 8?d e b e ser bastante grande
para que el sistema sea sensibl.e a variaciones de la fun- > :
ci on de error.
Aparte del valor de estas ganancias cuyas for-
mulas estaban dadas en las ecuaciones 2.27 y 2.28, tenemos
el condensador C¡- como incógnita para el estudio de la es-
tabilidad. En esa forma una optimización matemática se -
vuelve demasiado complicada de resolver. Por lo tanto, ar
bitrareamente escogemos valores para las ganancias dentro
de los criterios anteriores y calculamos C^ para que el
sistema sea estable. Una vez lograda esa estabilidad que-
daran justificados los valores asi escogidos.
Entonces :
A. = 4 = R9R10
R10>
= 360 =
De donde:
37
Si R0 = 33k.o
y r e s o l v i e n d o este sistema de dos .ecuaciones con c
dos incógnitas tenemos- :
Rg .= 12M,
yRIQ= 120k.
Quedando el comparador en :
VE Vo 4.4 106Ccs + 364--bV1 Vi 12 106C5 + 1 -
Para el modulador se ti ene como función de *
transferencia una constante que nos relac-iona el voltaje a
la entrada del campo del alternador con el voltaje de salir
da del_ comparador.
Así: .
Ef-_U? _k = . 120/10 = -12.
Para el campo del generador tenemos que en el
circuito de la' fig. 2.133 donde : rf y 1f son la resisten-
cia e inductancia del circuito de campo, r v 1 son la re-d a
sistencia e inductancia del circuito de armadura, z es l a -
ca r g a , se tiene que desde una fuente de DC se alimenta al
campo del alternador, el mismo que crea un flujo magnéti-
co (0), generando un voltaje (E )el cual depende de las
variaciones de la velocidad del flujo magnético, y de la
v e l o c i d a d con que esta gira. Así:
38
Fig. 2.13. Circuito de campo del alternador
Eg " kln dt kl-n Ec. (2.29)
donde K, es una constante.
Puesto que la corriente de campo es directamen
ta proporcional al flujc magnético dentro de la parte li-
neal, como se indica en la fig.-2.14,' se tiene que :
0 = f
i f = corriente de campo. '
Que reemplasando en la Ec. 2.29, queda;
if kgif Ec. (2.30)
Es decir que el voltaje generado en el alter-
39
nador depende proporcionalmente de la corriente de campo.
Fig. 2.14.
De la fig. 2.13, se tiene:
Ef(s) = (Rf +SLf) Ms)Ec. (2.311'
Que reemplazando la Ec. 2.30 s en 2.31, queda
lili sEc, (2.32)
Donde :
Tomando un valor promedio.de la pendiente (k )
de la curva de la fig.1.1 , obtenemos para kq= 240.
K' - 240/45 = 5.33.
40
es la constante de tiempo del generador.
=- 16/45 = 0.35.5
Que r e e m p l a z a n d o en la Ec . 2 , 3 2 , l l e g a m o s a
• g ( s ) 5 . 3 3 _15 . Ec. ( 2 . 3 2 ) .
: f ( s )1 + 0 . 3 5 s s + 2 . 8 5
Reemplazando las funciónes de transferencia co
rrespondientes a cada b l o q u e , obtenemos el diagrama gene-
ral como indica la fig. 2.15
) - G (s)
v;D
Fig. 2.15.. Diagrama general de estabilidad
De donde: G(- F(s) = (
1 + G / x H , x = O , se denomina la ecuación ca
racterística del sistema.
De acuerdo al a n á l i s i s del lugar de raices se
tiene que la función de transferencia de lazo abierto G
H / r \e puede representar por :
Ec. (2.33) .
Donde N/ \s el numerador y las raices se de
nominan ceros y las del denominador D/ s ^ polos. K es el
factor de ganancia de lazo abierto. La función de trans-
ferencia de lazo cerrado v i e n e entonces a ser.
G(s) „ _ G(s) D(s)
ER U K^ D(s) + K N(s)Ec. (2.34)..
Los polos de lazo cerrado son las raices de
la ecuación característica.
D(s) + K N(s)
42
La Idealización de estas raices en el plano s
cambia a m e d i d a que se v a r i é el factor de ganancia K. El
l u g a r de estas raices representado en el plano s como
una función de K se llama lugar geométrico de las raices.
Reemplazando los valores de las funciones de
transferencia de c.ada b l o q u e y poniendo bajo la forma de
1 + G H = O , tenemos :
(s + 2.85) (12 106C.S + 1] (s +106)= O
180 152 (4.4 106Cc-s + 364")1 + —. - - - • - - O
(s + 2.85)(12 106C5s + l)(s + 106)2
Que poniendo bajo la forma de 1 + K
queda:
12 106Cr-s (s4 + 215s3 + 11837s2 + 411 + - - § - = O
Ec. (2.35)
¿
Donde : K = Cr-o
[Jo podemos estudiar la e s t a b i l i d a d del siste-
4-3
nía usando esta ecuación 2,35, porque ti ene mayor número
de caros que de polos.
La Ec.2.35, puede ser escrita asi :
12 106CC- a1 + r •= O Ec.(2,36)
Ahora si definimos K 1 = * / c 5 tenemos
12 10 C5 a b + 12 io6 aK'b
De donde :
K'b + 12 106 a - O
Y por fin :
1 + K'b f. = O Ec.(2.37).12 10 a
Esta ecuación tiene la misma forma de :
1 + K N(S)/D(S) = O
Y nos permite estudiar la e s t a b i l i d a d del sis
tema.•
Reemplazando nuevamente
a = s4 + 215s3-M1837s2
b = s3+215s2+11840s+9991063.
Tenemos la Ec. (2 .38) .
1+ f((s3 + 215s2+11840s + 9991063) _ -== Q
12 106(s4+215s3+11837s2+41867s)
Ec. (2.38) .
Grafi cando en un plano s • tanto polos como ce-
ros se obtiene el diagrama #1', en donde se ve que hay un
pequeño margen de estabilidad, obteniéndose un ^ -v - =
14.4 y un K -j't-jro = 0 . 243 s con estos datos se llega a un
valor de C^/ .',. ^= 0.342/-f, luego Cr debe estar com-O ^ L - i l U l w U J O
prendido entre 0 . 342<Cr'>co , escogiéndose un valor de
Para mejorar la estabilidad ponemos una red
RpfiíC-i-] a "I a entrada del comparador como indica la fig.*
2.16),
La función de transferencia es ahora:
. ziVi
Donde :Z, = Rn en paralelo con (Rin+ l/sCc).i . y • i u o
Y: •
Z = R en P a r a ^ e l ° c o n ,,
De manera de tener un consumo pequeño de cor.'
r r lente a la entrada del comparador escogemos un valor a l -
to para la resistencia R?fi = lOk, y para encontrar C , . se-
guimos el mismo procedimiento anterior.
Puesto que únicamente existe v a r i a c i ó n en el
circuito del comparador, los demás bloques permanecen con
sus mismos valores, se tiene la Ec. (2. 39), Igual a:.
1 3 0 . 9 ( s + 2 . 7 ) ( 4 3 103"C11s +1) 152
15X12 = O - Zc. ( 2 . 3 9 )( s + 2 . 8 5 )
Y p o n i e n d o K ¿ ^-^ l e g a m o s a la E c . ( 2 . 4 0 ) .i
1 + K ( § 4 + 2 1 5 s 3 - H 1 8 4 . 6 s 2 + 1 3 0 2 8 7 . 4 s + 2 6 5 3 0 2 . 8 ) 3 6 . 4
36 .4 104s(s4+215s3 + 1184.6s2-f453487 . 9 s + 12 0 17 43 . 4)
E c . ( 2 . 4 0 )
Graficando de la misma forma polos y ceros ob-
tenemos el diagrama #2 que es mucho mas estable, donde el
capacitor C,, Varia entre O yco , escogiéndose un valor
de Cn - 0.47/^.f.
Diagrama .# 2, de estabilidad.
Finalmente el condensador Cg se usa para com-1"»,
pensación de frecuencia y según recomendaciones del fabri-!
c a n t e s e c a l c u l o p a r a :
!i ¡C, = lOOpf.D •
48
2.5. OSCILADOR Y G E N E R A D O R ' D I ENTE DE SIERRA
La c o n v e n i e n c i a de trabajar con una frecuen-
cia fija, hace necesario el uso de un oscilador, median-
te el cual podemos tener una señal de pulsos y luego ob-
tener una señal diente de sierra.
La fig. 2.17, muestra el circuito que traba-
ja como oscilador, en el que se tiene la presencia de . -
dos estados definidos por la saturación del amplificador
operacional A - , cuya, constante de tiempo viene dado por
R -, r-C -, .lo /
13
F i g . 2 . 1 7 Circuito del oscilador.
Si el amplificador A,, se satura en +15 y O
voltios, iniciaremos el análisis suponiendo que el siste
ma ha' estado en un valor alto en la salida a un tiempo -
tal que ha permitido al capacitor C 7 cargarse lo suficien
te para que el voltaje en la entrada negativa l l e g u e ' a
ser igual al d e " l a entrada pos i ti va, en este i n s t a n t e q u e
son iguales, la salida del circuito conmuta de un valor -
alto a uno bajo. En el nuevo estado, la entrada p o s i t i v a
se ve real i menta da por la resistencia R-~ de la fig.2.17,
dando la p o s i b i l i d a d que el capacitor, se descargue por
R15'
La frecuencia viene dada en función de la ;o-
constante de tiempo , V ^ e"' voltaje de referencia
V, , como se verá en el diseño.
• La presencia de una red diferenciadora R16
R,y y CQ de la fig.2.18, -permite obtener.una generación
de pulsos a la misma frecuencia de o s c i l a c i ó n antes indi
cada, tal como lo muestra la fig. 2.1'9. La señal así -•
obtenida es comparada con una de referencia en un segun-
do amplificador A«, cuyo funcionamiento se ind i c a a confíní
t i n u a c i 6 n . •'
Si la entrada negativa que se constituye co-
mo el voltaje de referencia, al compararse con la entrada
positiva que es el resultado de la suma del voltaje dado
por el divisor de tensión (resistencias I o -i n ) > mas el
50
ce
C1 4 - t ív l [
0
Ib
*PK17
V- r
s-R18
'19
F1g.2.18 Circuito correspondiente a las en
tradas del segundo operaclonal.
Vi•- •- J,
F i g . 2.19 Forma de onda a la entrada po s i t i -
va del segundo operaclonal..
de los pulsos generados tal como lo Ind-lca la f i g 2.19 .
i
SI de esa comparación el resultado es uno de
valor negativo el operacional A? se saturará por su m f n l -
51
mo va l o r de p o l a r i z a c i ó n , e ir consecuencia el condensador
Cn estara descargado, cuando por efecto de la presencia deyun p u l s o negativo la comparación da como resultado un va-
lor de voltaje positivo, la sal.Ida del operacional tendera
a saturarse por el v a l o r alto de polarización, pero debi-
do a la presencia de el condensador C g 3 el cambio de vol-
taje en dicho punto se hará exponencialmente, dando l u g a r
a la obtenslo'n en la salida de una forma de onda tal como
lo muestra la f i g . 2 . 2 O, en donde se ve que la carga del -
condensador Cg es mas lenta que su descarga, esto se debe
a que la.corrí ente que absorve el amplificador operacional
(A ?) i e n el momento de carga, es mayor que 'la corriente de
limitaclon de carga.
V'
cub
Fig.2.20 Forma de onda a la s a l i d a del s e g u n -
do amplificador' operacional.
2.5.1. DISEÑO
En el diseño se ha u t i l i z a d o el operaclonal
MC3302P fabricado por la motorola semlconductors. Dicho e
el e mentó, esta diseñado para usarlo específicamente con '-'-
fuentes positivas simples, en aparatos industriales de con
sumo • .
Cada' MC3302P esta formado por cuatro compara-
dores i n d e p e n d i e n t e s . Se escogió este tipo de circuitos
integrados, d e b i d o a la completa independencia que se pue-
de lograr con el empleo de los mismos, y por el consumo de
corriente que es bajo. Ademas, con estos circuitos inte-
grados no hay que preocuparse mayormente por las sobrexita
•clones, pues solo se debe l i m i t a r la corriente i n c l u y e n d o
una resistencia a la s a l i d a .
Cuando el circuito integrado (CI) 1, del cir-
cuito de la fig.2.17, trabaja en el estado p o s i t i v o alto,
el resultado equivalente es el de la fig.2.21,
Al cambiar de estado a la s a l i d a , se tiene cer
ro' voltios. En estas condiciones el circuito equivalente
es el mostrado en la fig.2.22.
Asumiendo u n ' v a l o r para la corrí ente (lio) del
c i r c u i t o ( f i g , 2 . 2 2 ) j s e t i e n e :
53
94-15 •15
R12 <
V l
*>A-
15
i 13 ÍD -"-C-
11
Fig.2.21 Circuito e q u i v a l e n t e en el estado p o
s i t i v o a 11 o .
9+15
IR
R
12
V2f
11
'12
13lo13
Fig.2.22 Circuito e q u i v a l e n t e en el estado ba
I12 = 180 A,
V = 15 voltios,ce
De donde :
R12 = 51k,
Ast tambi en :
K -i -i ~~ O i. K .
Y :
R13 = 61k.
R . es la resistencia de'caega, razón por la
cual se la escogió de un valor de 10ks de manera que su
consumo de corriente sea m í n i m o .
E V v o l t a j e V-, de la f ig . 2 . 21 , básicamente es-
tá determinado por el divisor de tensión formado por RI;L,
R12' R13 y R14 donde e1 condensador comienza a cargarse -
seg un la ecuación:
V a Vf + (Vi - Vf) e~r Ec. (2.41).
Para justificar d i c h a ecuación, recordemos que
la respuesta de una red RC fig.2.23, es exponencial, según
veremos a continuación. Una tensión en escalón es la que
se mantiene en el valor O para tiempos menores que cero y
en el valor V, para.tiempos mayores que cero. La tensiónt_
de s a l i d a VQ = BI + B2e~t 9 en la cual la constante BI e
es.igual al valor de régimen permanente de la tensión de
s a l i d a , ya que cuando t— i>o> , V • — B,.
3i a este valor final o permanente de la ten-
sión de s a l i d a , la llamamos Vf) se tendrá B1=Vf. La cons
55
out
Fig.2.23 Circuito RC de paso alto.
tante B„ se determina por medio de la tensión de salida -
i n i c i a l la que llamaremos V . , puesto que cuando t=05 V =
V". = B-,+B?J o sea B ? = V . - V f . Por consiguiente la s o l u c i ó n
general de un circuito con una sola constante de tiempo, y
cuyos valores i n i c i a l y final son V. y V^ respectivamente
es :
V0 = Vc = Vf + (Vi
Donde:
*C= RC
Para nuestro caso:
Vo= V = V - = 9.48 voltios.
V . = O voltios.
yV, = 15 voltios. = Vf ce
A p l i c a n d o In alaEc.2.41, y asumiendo como cri
terio una frecuencia de trabajo de : f = 10khz.s se tiene:
5'6
Vo - Vf ."vi - vf
De donde :
-Í- u - V^ _ vf v i
Vf - Vo
Y por fin tomando In se tiene que :
V - V.t = RC In—^ Ec.(2.42).
Vcc VV1
Donde el período es :
T = 2ts
Donde- :
t = tiempo de subida = tiempo de baja-
da =tb .. •
De donde se ti ene.que :
R = R.'15
y : C = C-
=' voltaje de la fuente.
Encontrándose los valores para R, ? = 27k, y
Cy = 0.0026^/t-f. Un potenciómetro P ~ 10k,se encuentra ^:
presente para ayudarnos a calibrar con mayor exactitud la
frecuencia de o s c i l a c i ó n .
57
Al cambiar de estado, el voltaje Vo 'viene da
d.o por el d i v i s o r de voltaje, formado por RI i » Ri2 > R13
tal como se muestra en la fig.2 . 22 .
Por lo cual :
V? = 5.3 volt i os.
La forma de onda de la fig.2.24, nos muestra
la carga y descarga del condensador C7. Esta forma de on-
da es aproximadamente tri a n g u l a r . , -
= R15C7
Fig.2.24 Forma de onda de la carga y descarga
del condensador C7.
La red diferenciadora esta constituida por la
resistencia de s a l i d a del oscilador, un condensador de p a -
so s y l'as resistencias R, ,- y R -i 7.
Como a -la entrada negativa se tiene un d i v i s o r
58
de voltaje, es buen criterio escoger una resistencia de '
lOk.
As! :
R18 = lOk.
R19 = lOk,
Obteniéndose:
V /2 = 7.5 voltios,ce
La entrada positiva del segundo operacional
A £ debe estar a un voltaje cercano a V 'para asegurar su
funcionamiento; por este criterio se ha escogido 10 veces
R16 = R17*
El condensador Cg se ha escogido de 330pf,
por ser de mas fácil obtensión, y porque el cálculo de la
resistencia se simplifica. ,
IDándonos: '
V
R1f- = 'lOk1 b
R17 - lOOk.
C8 = 330pf.
En consecuencia, el voltaje en e l p u n t o 'a1
59
será I g u a l a :
V 15 .lOOk = 13.4 voltios.(fig .2.18)lOk + lOOk
Para c a l c u l a r R2Q y C g s y dado que es de Inte-'
res obtener una rampa l i n e a l , es buen criterio escoger "£»T
para lo cual se creyó conveniente hacer 50T =-^ , entonces
tenemos . :
T = 100/^.seg . .
Y:
z = 5000/^-seg.
De lo cual :
R20Cg - 5 10"3 seg.
Escogiéndose :
Cg = O.l .f.
Y un valor normalizado de :
= 46k.
Los val ores anterlores garantízan 'una mayor 14
n e a l l d a d de la rampa como indica /fa fig. 2.25.
Fig.2,25 Onda diente de sierra.
60
2.6. MODULADOR DE DURACIÓN DE PULSOS
Las dos señales provenientes del oscilador y
del a m p l i f i c a d o r son comparadas y mezcladas en el amplifi
cador operacional (3), para dar l u g a r a la generación de
pulsos, como se i n d i c a - en la fig.2.26, El funcionamiento.
e s e l s i g u í e n t e :
(v ) vr
(v,
V ceR 21
Fig. 2.26. M o d u l a d o r de p u l s o s .
Supongamos que la señal proven i ente del a m p l i -
ficador sea V, como muestra la fig.2.27.b. Si en la fig.
2.27.cs se tiene para O t < -fe 1 a salida se aproximará a
cero (V —+ 0), ya que V < V .; entonces, en el a m p l i f i c a -
dor operacional (3) V i< V p con lo cual se satura por su -
mínimo valor de polarizaci6na. por lo tanto la salida per-
manece en cero. Si t="¿t permanece en este estado y si
*tj < -t< ~T , la s a l i d a subirá aproximadamente hasta V 3
manteniendose hasta que V , sea menor que V ,.
Por el a n á l i s i s mencionado, el circuito m o d u l a
61
dor permite obtener una forma de onda como la de l a - f i g . 2
27.d.
V
0i
.t• -tr- -d
Fig.2.27.d. Forma de onda de salida del Modu-
lador.
2.6.1 DISEÑO
Puesto que el amplificador operaci onal ::3302P
esta formado por 4 circuitos integrados, y como en circui-
tos anteriores hemos utilizado los dos primeros, se tomo
como criterio el escoger un tercero; facilitando considera
blemente la conexión del mismo.
Al i g u a l que en criterios anteriores, se esco
gió una carga de R^r = 10k, para l i m i t a r la corriente, y
su consumo.
De la fig. 2 . 2 7 . d , se tiene que el ciclo de -
trabajo de los pulsos m o d u l a d o s , es función del voltaje -
de s a l i d a , de tal manera que si este aumenta, entonces el
ancho de los pulsos tiende a •••dn srninair. En caso contra-
rio el ancho de los pulsos aumenta.
2.7. AMPLIFICADOR DE CORRÍENTE
Puesto que el amplificador operacional (3) nQ
suministra corriente.de s a l i d a , sino al contrario., la con
sume, necesita un suministro de corriente desde la fuente
de polarización; y como el transistor de potencia necesi-
ta una corriente de base para ir al corte, se hace justi-
ficable el acoplar un amplificador de corriente. Para g a
rantizar su funcionamiento, se ha utilizado la configura-
ción Darlington, formada por dos transistores como se in-
dica en la fig.2.28.
iEl funcionamiento radica en que la señal de -
corriente (IB,) que entra a la base de Q, , es a m p l i f i c a d a
Aveces en la base del transistor Q 2 , obteniéndose así la
63
V
R 21^N
(3 V>
•
ce
. |,21
•i o "">2¿ i
V
1
^ il
>»
Ei-c
-
r1"^,
1
. Vyi|
• — *V
R 2 2
1
• 12
1C
R
c
E
4
c
23
/ Al c a m p os^ i
>*
2
«r
2 • '^- nQ3
"T "" "\*uBo | E0
=** fP vVK O¿J n V T
12 i 1 F— >j
Fig.2 28. Configuración Dar!tngton.
ganancia ( /3± f$¿ ) necesaria para el transistor de poten.cia.
La fig.2.28, -tiene una impedancia de entrada a
alta, con una impedancia de salida baja, y una alta ganans
cia de corriente, que caracterizan aun circuito D a r l i n g -
ton.
2.7.1. DISEÑO
Con los datos que,a continuación se dan, se pr
procedió a diseñar el circuito Darlington. Considerando
que los transistores son de s i l i c i o se tiene que:
VE|3= VBE3 + VD (voltaje del diodo).
VB3 = 1.2 voltios.
64
VB2 - VBE 2 + VB3 = 1.8 voltios.
VB1 = VBE1 + VB2 = 2.4 voltios.
Se han colocado las resistencias R ? * = 100 oh-
mios y Rpp = 220 ohmios, con el objeto de dar e s t a b i l i d a d
térmica al amplificador.
Luego, la corriente :
*24 " 3'R24 '
I24 =• 12 mA.
Así mismo :
I22
I22 = 8.1 mA.
Considerando que por el campo del alternador-
fluye una corriente de hasta un amperio, la misma que pa-
sará por el emisor del transistor de potenciarse tiene:
T D -_!_ T CA u O A *• L Oo P3 o
Con ur\ 5, se tiene que la corriente:!;^
IB3 = 200 mA..
Por lo tanto, la corriente I E ? es :
IE = IB + IB
IE? = 212 mA.
65
De 1 a m i s m a m a n e r a :
T p - r -*- T r
Ib2 " 0, 2
P a r a /SL = 10 se tiene que :
IB2 = 21.2 mA.
La corriente de colector IC? vendrá dada por
IC2 = IE2 - IB2
!C2 = 190.8 mA. -
La corriente IE,3 en el transistor Q-, será:
IE1 = 29.2 mA.
La corriente IB- será igual a :1
Siendo ;
fa = 20
IB1 = 1.46 mA.
La corriente de colector en Q, es
IC1 = 219 .4 mA.
Si la fuente (V * ) es de 23 voltios y se quiere
66
tener un voltaje de' colector Igual a 6 v o l t i o s , se tiene
que :
V' - 6.6 voltiosp L. O
23 " 123
R?o - 74 ohmios, el valor normalizado más
próximo es:
R23 = ^5 ohmios, y una potencia de 20 wati os,
A s i m i s m o la corriente:
I21 = 1.26 mA.
Finalmente sé esco.gieron los transistores:
2N30.55 y BC148, por ser fácil de conseguir en el mercado.
2.8. CONTROL DE POTENCIA
La etapa de potencia está dada .por el transis-
tor de potencia ECG-165, que trabaja en los dos estados:
de corte y de saturación.i
La conmutación se real iza cuando el transistor
pasa de un estado a otro.
67
El transistor (Q) de la f i g . 2 . 2 9 . a , actúa co-
mo interruptor, y esta exitad'o por la onda cuadrada que -
se indica. Esta onda realiza t r a n s i c i o n e s entre los n i v e
les de tensión V? y V,. Con V«, el transistor esta cortad
do, y con V, se encuentra en saturación. La onda V. de -
entrada se aplica entre la base y el emisor, através de -
una resistencia R que puede i n c l u i r s e expínsitamente en
el circuito o puede estar constituida por la i m p e d a n c i a -
de s a l i d a de la fuente que suministra esta onda.
En la f i g . 2 - 2 9 . b j se indica la respuesta de la
corriente de colector i a la onda de entrada:
'es = Vcc/Rc
V "V2
V i n ce
Fig. 2.29.a Tiempos de conmutación
La corriente de colector no responde inmedita
mente a -la señal de entrada, es decir existe un retardo.
68
El tiempo que transcurre durante este retardo, junto con
el t i e m p o - p r e c i s o para.que la corriente se eleve hasta -
el diez por ciento de su v a l o r . m á x i m o , se denomina tiem-
po de retardo t .. La onda de corrí ente•ti ene un' tiempo
de elevación (t) preciso para que la corriente se eleve
desde el diez por ciento hasta el noventa por ciento de
I . El tiempoode conducción total T . es la suma del
tiempo de retardo y el .de elevación:
Tcond. = *d + Tr Ec' (2.43)."
Cuando la señal", de netrada vuelve a su estado
i n i c i a l , la corriente tampoco responde inmediatamente.
El intervalo de tiempo que transcurre entre la transición
de la onda de entrada y el instante en que i a caido has
ta el 90% de I se denomina tiempo de almacenamientort .
El tiempo de intervalo de almacenamiento es seguido por
el tiempo de caida tf3 que es el preciso para que i. cairT í C ~ "
ga desde el noventa por ciento I - (90% i cs) •
El tiempo de corte T . se define como la -
suma de los tiempos de almacenamiento y de caida.
cort Ls
V
69
*- t
F i g . 2 . 2 9 . b Respuesta de la corriente de co-
lector y de base al pulso de exi-
tación.
2:8.1. DISEÑO
Dado que la etapa de p.otencia se encuentra -
acoplada en serie al campo del alternador, fluirá gran ,ñ
cantidad de corriente y de voltajes altos, que garanticen
•70
su funcionamiento. S i g u i e n d o este criterio, y utilizando
los el ementes, que existen en el mercado s se escogió el -
transistor 2S20QA (ECG-165), cuyas características de fa>. •
bricación son': •
Voltaje de colector = 1400 voltios.
Corrí ente de colector = 5 amperios.
Procediendo con-estos datos a diseñar la eta-
pa de potencia.
Con -vtos datos de la tabla 1 como base.de re
ferencia, se conseguirá que el transistor trabaje en los
dos estados .
Tabla 1.- Valores de tensión típicos en las uniones de un
transistor npn a 25 grados centígrados .
V C E ( s a t )
0 . 3
0 .1
V B E ( s a t )
0 .7
0 .3
V B E ( a c t ) '
Q . 6 /i/
0 . 2
V B E ( a r r a n . )
0 . 5 •
0 .1
V B E ( c o r t
0 .
-0.1
Si .
Ge.
Si por el colector circula una corriente de
hasta 1 amperio, para que el transistor entre en satura
ción, debe c u m p l i r s e que:
71
TB3
Se sabe por refrénelas de los fabricantes,
que los valores de hf en los transistores de potencia
generalmente o s c i l a n entre 5 y 10. Entonces:
Si hrr = 5 se tiene que :FE3ID = 1000/'i9 = 200 mA.. B3
Si :
hrr - 10 se ti ene que:rt3ID = 1000/10 = 100 mA.B3
Para el corte, aproximadamente :
Ir = 0 " a con lo cual el transistor tra-
ba j.ará en sus dos.'estados.
Finalmente se procede a escoger los diodos
D,,, D, « y D -i q i que se encuentran en el campo del alter-
nador, bajo el criterio de que, -como se ti.ene una fuente
de exitación de 100 voltios de DC, y como la resistencia
de campo es de 45 ohmios, la corriente que circulará al
considerar el sistema en estado permanente será:
if = 100/45
i r = 2.23 amper i os .
7Z
Escogiéndose los diodos antes mencionados de
un v a l o r de corriente de 3 amperios y un voltaje de 1000
voltios m que se encontraron en el mercado.
Se debe indicar que la fuente de exitación
que va al campo no está filtrada, tomándose como criterio
el colocar un condensador cuya capacidad y voltaje sea de
un valor lo mas alto p o s i b l e , ya que no se conocen otros
datos.
Así :
Ci n = 20 mi 1 if aradi os > co'n este elemento
se consigue d i s m i n u i r el factor de rizado.
2.9. DISEÑO DE LA FUENTE DE PODER
a.- Transformador de alimentación
El transformador de al i
mentación tiene las siguientes características:
Voltaje del primar i o = V, = 110 voltios
Voltaje del Secundario = V2 = 20 voltios.
Corriente del Secundario I? = 500 mA.
De donde :
P = V0Io = 10 watios.
73
P. , = 10.5 watios.
l = 90 mA. •
I2 = 500 mA.
En base a estos datos, y s i g u i e n d o el mismo
procedimiento que el s u b - c a p i t u l o 2.2.1, se construyó el
transformador de a l i m e n t a c i ó n .
Los diodos D , DQ , D , y':D en "g , i g >
puente según indica la fig.2.30, forman un rectificador de
onda completa. Dichos el ementes, 'al i g u a l que los mencio-
nados en el sub- capitulo 2.2.1, tienen una corriente máxi
ma de 1 amperio y un voltaje de 50 voltios.
V inout
FlG. 2.31.
Fig. 2.30 Circuito de rectificación y filtraj-e
de la fuente de alimentación.
Un condensador C~ constituye el sistema de fi 1
traje. Ten i endosé una carga e q u i v a l e n t e (R-, ~ 8 ohmios),
se procedió a calcular C~ teniendo un factor de rizado me-
74
ñor que el 5%, según el gráfico de 1 a f 1 g . 2 . 3 fc s s e tiene
= l/wR 1
C3 - 1/2 TT 120 8
Un valor normalizado es :
Con estas condiciones,, la señaj va a la entra-
da p o s i t i v a del CI/¿iA723, fig.2.32, el mismo que actúa es>
tabilizando el voltaje de salida, básicamente su funciona-
miento es el s i g u i e n t e :
F i g . 2.32 Fig, 2.33
Según la fig.2.333 si el voltaje V . es menor
que el V f s la s a l i d a sube; esto im p l i c a r l a que también
V. sube. Si el voltaje V - es mayor que el voltaje de
referencia (V *) sucede lo contrario. En estas c o n d i c i o -
nes no.se podría obtener una regulación, por lo cual el
V. debe ser i g u a l al V f , teniéndose la regulación de-
seada . Esto es :
-~~ -= Vi n v ref
75
De donde :R 4- D-i > f\
v = v (— — 1v o vref { R2 j
Si V = 15 voltios y V ~ según datos del fabri-
cante es : Vref= 7.1 voltios, se tiene.:
15 Rl7.1 R
2de donde :
7.9 R2 = 7.1 R1
Si :
R2 = lOk.
entonces
R-, = 11. Ik se puso
R1 = 12k.
Un potenciómetro P^.está presente para dar un
mayor a juste en el vol ta je - de sal i.da .i1
Para limitar la corriente de corto circuito.se
encuentra presente una resistencia R s el mismo'que se .-
calculó de los datos dados por el fabricante en 12 ohmios.
Él capacitor C^ que sirve para compensación de
frecuencia y según datos de las hojas guías se calculó en
50 pf.
76
El circuito en estas condiciones ofrece' una va
riación de entrada del 15%, teniéndose una variación de s a
lida del 0,6%. Asi también ofrece una estabilidad segura
para su funcionamiento.
En la fig. 2.34 se da el circuito completóos!
como también todos los elementos utilizados en el presente
diseño.
-
•—-
f
R
ESCUELA
POLITÉCNICA
NACIONAL
REGULADOR
ELECTRÓNICO
DE
VOL-
TAJE
PARA
UN
ALTERNADOR.
F1gu
. 2.34.
ELEMENTOS
78
R E S I S T E N C I A S
R j = Ik y 1/2 w a t i o .
R2 = l O k y 1/2 v / a t i o .
R 3 = 2 0 k y 1 /2 w a t i o .
R 4 = R s c = 1 2 y 1/2 w a t i o .
R 5 = 1 2 k y 1/2 w a t i o .
R 6 = 1 0 k y 1/2 v / a t i o .
R7=l.k y 1/2 watio.
RQ=33k y 1/2 watio.oRg = 12M y 1/2 watio. •
R1Q=120k y 1/2 watio
Rn = 5lk y 1/2 watio.
R12=51k y 1/2 watio.
R13=51k y 1/2 watio.
R14=10k y 1/2 watio
R15=20k y 1/2 watio.
R15 = 10k- y 1/2 watio.
y 1/2 watio..
R1Q=10k y 1/2 watio.lo
R19=10k y 1/2 watio.
R20=46k y 1/2 watio,
R21=10k y 1/2 watio.
R22=220 y 1/2 watio
R?o = 75 y 25 wati os
R24=100 y 1/2 watio
R25=30 y 25 watios
R26=10k y 1/2 watio.
y 50 voltios. /C6=100pf.
; =o.47/¿f y 50 voltios
;3 = 200/f y 50 voltios
:4 =50pf:
-f y. 20 voltios ,
330pf,'
Mf.
79
TRANSISTORES
Qx= 2N3704.
Q2= BC148.
Q3= 2N3055.
Q4= ECG165 = 2SD200A
DIODOS
D
D
1 = D2 =
= n = nU12 U13
= Dy¡= D.f Dc= 1 amperio y 50 voltios4- o b
11
= D,Q= 1 amperio y 1000 voltios.
= 3 amperios y 1000 voltios.
OPERACIÓN' AL ES
RCA CA3130
MC3302P= (
A723.
POTENCIÓMETROS
= 1.5k.
1 f u s i b l e de 3 amperios
s == suwitch de 3 posiciO'
nes .
R= reóstato variable de
campo.
TERCER CAPITULO
80
3.1 DISEÑO MECÁNICO Y CONSTRUCCIÓN
3.1.1. CONSIDERACIONES
Para efectuar la construcción del e q u i p o que
se ha diseñado, se tomo en consideración los siguientes
aspectos.
a.- La d i s t r i b u c i ó n de los elementos en las placas impre-
soras deben realizarse con la consideración de que deban
ser provistos de tierra con áreas grandes, que impidan
ruidos e interferencias que. podrian dar l'ugar a ose i lac io-
nes y el sistema se v u e l v a inestable,
b.- Dado que por la etapa de -potencia va a circular la ma-
yor corriente en consecuencia necesita una gran área de
di si paci ón de calor .
c.- Por la fácil a c c e s i b i l i d a d de los circuitos integrados
y otros elementos, se creyó conveniente poner en la parte
superior todas las placas que contienen a estos dispositi-
vos, ya que en caso de daño, su cambio sea fácil de real i-i
zarlo, 'ubi candóse en la parte inferior los restantes.
-d.- La ubicación de los potenciómetros de mayor importan-
81
cía como son el de referencia y el de frecuencia que de-
ben estar calibrados de tal manera que no tengan mucha -, se
a c c e s i b i l i d a d , para que garantizan su funcionamiento,
e.- La presencia del switch de tres posiciones en el lugar
adecuado y por la localizadon del condensador electrolí-
tico que se utiliza en la fuente de exi tac ion que va al
campo.
3.1.2. CONSTRUCCIÓN
Con las características anota'das se muestra
el e q u i p o en diferentes v i s t a s » asi como también el sensor
el comparador ,oscilador s m o d u l ador y fuente.
Vista frontal del aparato.
82
Vista .posterior del aparato.
Vista lateral del aparato.
Sensor y comparador.
eqanad ap odinba L3' UOD
aapod ap
ap aopeaauaS X"
Equlpo de. prueba.
3.1.3. CALIBRACIÓN
a',- Si la oscilación de frecuencia no es 10khz3 c o n - e l po-
tenciómetro P,, se ajusta hasta obtener dicha frecuencia,
En p r i n c i p i o se tenia una frecuencia de 2Qkhz, obteniéndo-
se la forma de onda mostrada en la f i g . 3 .1.
Fig.3.1 Forma de onda a 20khz. Fig.3.2.
85
En donde se tiene que la potencia para el t i e ra
po t, es igual a cero, para el tiempo t? también es igual
a cero y para el tiempo to es distinto de cero, de manera
de tener la forma de onda mostrada en la fig,3.2, es nece-
sario que el tiempo t- sea bie-n pequeño , por lo tanto es
necesario que :
t3<íc (t1+t2)= i/f,
Luego :
t3<Scl/f..
Optándose en disminuir la frecuencia de 20 a
10 khz, de tal manera de obtener la forma de onda de la
fig.3.2. . ' .
j.,
b.- Si se quiere variar el nivel de voltaje de referencia
para obtener diferente voltaj.e de estabilización; con el
potenciómetro P^ se llega a dicho objetivo.
ji
Se debe tener encuenta el orden d e - p r e n d i d o y
apagado del equipo, asi para el orden de prendido se debe
seguir los siguientes pasos:
1.- Subir la resistencia que se encuentra
en serie con el campo del alternador a su máximo valor.i
2.- Conectar el switch del equipo.
3.- Conectar el motor del alternador.
4.- Conectar la exitación que va al campo.
86
5.- Bajar la resistencia de campo hasta su
valor cero ,
Para el orden de apagado :
1.- Desconectar el campo.
2.- Desconectar el motor.
3.- Desconectar el switch.
CUARTO CAPITULO
87
4.1 MEDICIONES EXPERIMENTALES
El comando de este sistema de control, está -
constituido por el amp l i f i c a d o r y comparador de error.
La señal que l l e g a a la entrada pos i ti va del OA CA3130, p
proveniente del filtro, es aproximadamente l i n e a l , como
muestran las figs. 4.1,4.2,4.3,4.4, de tal manera que cua]_
quier^perturbación que se tenga en la carga, se refleje -
en la entrada positiva del OA CA3130 para ser comparada
con la señal de referencia, y corregí da para su funciona-
mi ento normal.
Las tres primeras figs , corresponden a la resp
puesta del circuito que filtra la señal rectificada en on-
da completa, cuando se alimentan independientemente desde
cada fase, mientras que la fig.4.4, nos da la respuesta
cuando se alimentan las tres juntas. La diferencia en ':«&
cuanto tiene que ver con el voltaje, se debe a que en el
primer caso, el valor eficaz es de una sola onda, y en el
segundo caso, son de tres ondas juntas, cuyo factor es de
1.568 con respecto al primer caso.
Variando el potenciómetro de refrenciaí P, , se
puede obtener el voltaje estabilizado que se desee dentro
de los limites de regulación, como muestran los datos o b -
t e n i d o S ' d e la tabla 4-2, para distintos valores de volta-
88
je, que seña Tan el comportamiento y precisión de la regula
clon del aparato construí do.
Las pruebas se efectuaron con ayuda de una 1am
para es troboscópica, para obs.ergar'Ha variación de frecueni
cia cuando se conectaba progresivamente la carga. Las ".-*u
pruevas se hicieron únicamente con carga balanceada resisí
t i v a .
La tabla 4-2, muestran los valores obtenidos
con las mediciones efectuadas; se in.cluyen también, valo-
res descorriente de campo, de carga, y el' tiempo de con-
ducci ón.
La fig.4.5, da la variación del voltaje cuando
se conecta carga, sin la presencia de un sistema de regu-
lación.
En la tabla 4-2,se dan valores estabilizados
de voltaje, cuando se varía manualmente la posición del
reóstato conectado en serie con el campo, de esta comparae
ción se puede notar que la r e g u l a c i ó n electrónica es mu-i
cho más justificable.
; La fig.4.6s nos da la regulación electrónica-
89
mente, de diferentes valores. Las figs.4.7, y4 .8 , nos dan
las curvas de la función de transferencia dadas por la r e1
laclón entre la corriente dé carga, la corriente.de campo,
y el tiempo de conducción con la carga.
Las tablas 4-l-a~,4-l-b-s4-l-c-,4-l-d-scontiep.
nen datos de las respectivas fases y de las tres juntas.
90
T a b l a 4 - l ~ a -
tf . (voltios).
15'0.
151.5
153.2
154.8
156".
158.8
159.9
161.8
163,
165.2
167.
169 '.8
171.5
173.5
175,9 •
178.5
181,4
183.2
185.
185.5
189.
191.
192.5
194.2
196.
197.5
199.4
202.
204.
206.
Vo u t(volt1os)
1.32
1.34
1.36
1.38
1.40.
1.42
1.44
1.46
1.48
1,5
1.53
1,55
1,59
1.60
1.63
1.65
1.69
1.71
1.73
1.74
. 1.79
1.8
1.82
1.85
1.-88
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. 1.92
1.94
1.98
2.00
V - n vol tíos )
208,
210.
211.5
213.5
214.5
216.5
218.4
220.8
223.
224.9
227.4
229.
230,
231.5
233.9
235.5
239.
242-.
244.5
246.5
249.2
.' 250.' ./ 252.
254.
257.
259.2
Vou t(voltios)
2.01
2.02
2.06
2.08
2.10
2.11
2.14
2.16
2.19
2.21
2.24.
2.28
2.29
2.. 30
2.32
2.34
2.38
2.42
2.44
2.46
2.50
2.52i2.54
2.56
2.60
2.64
T a b l a 4-1-b-
9*1
¿in( voltios)
150',
151.
152.8
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156.2
158.
159.2
161. •
164.
166.2
168.
169.5
171.5
173.5
176.
177.5
1 180.
181.8
184.
185.5
187.4
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196.
197.8
199.2
201.
203'. 4
Vout(voltios)
1,32
1.34
1.36
1,38
1.40
1.42
1.44
1.46
1.48
1.50
1.52
1.54
1.58
1.60
1.62 -
1.64
1.68
1.69
1.71
1.74
1.76
1.78
1.80
1.81
1.83
1.85
1.88
1.90
1.91
1.93
V . (voltios)
206.
208.
210.
211.
213.
214.6
216.
218.
220.
221.8
223.2
225.
227.
228.5
230.
232.
234.
235.6
237.
239.
240.4
242..
244.
247.
248.8
253.
254.4
256.5
259.
260.
Vout(voltios)
1.98
2.00
2.01
2.02
' 2.03
2.06
2.08 .
2.12
. 2.14
2.15
2.17
2.20
2.21
2.24
2.26
2.28
2.30
2.31
2.33
2.35
2.39
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2.42?.*:-'
2.45
2.48
2.53
2.54
2.57
2.60
2.61
T a b l a 4-1-c-
/ . ( v o l t i o s )
150'.151.5153.154.8157.158.5160.8162.163.8
165.167 .5169.170.5172.5174.5175.8
• 177 .8179.5181.5183.4185.187.2190.
" " 192.194.196 .4198.5
2 0 0 . 6
203.
2 0 5 .
V o u t ( v o l t 1 o - s )
1.29
1.3
1.321.341.361.381.40 ' .1 .421.441.461.481.501.51
1.531.55.1.581.601.611.63
1.661.681.701.74
1 .76
1.78
1.81
1.83
1.87
1.90
1 .92
V - ( v o l t í o s )
2 0 7 .2 0 9 .210.211.5213.214.5217.2 1 9 . 2
- 221.2 2 2 . 82 2 4 . 52 2 6 . 2 -
2 2 8 .2 2 9 .2 3 0 .
232 .42 3 4 . 22 3 6 . 8239.2 4 0 . 8243.245.2 4 7 . 2250 .
2 5 2 .• 257 .
2 5 9 . 2
2 6 0 ,
V o u t ( v o l t i o s )
1 .94
1.96
1.99
2 . 0 0
2 .012 . 0 2
2 . 0 6
2 . 0 82.102 .12 . .
2 .142.16
2.19
2 . 2 0
2 . 2 2
2 . 2 4
2 . 2 6
2 . 2 9
2 . 3 0
2 . 3 2
2 . 3 42.382 .41
2 . 4 4
2 . 4 6 .
2 . 5 2
2 . 5 4
2 .58
93
T a b l a 4-1-d-
V . n(vol ti os )
150.
153.
154.
156.
157. :
160,
165.
170.
172.5
175.5
176.
176.5
179.
181.
182.
185.
187.5
191.
191.5
196. .
197.
198.5
200.
- - 201.5
202.
205.
207.5
212.
213.
218
Vout(vo1tios)
2.1
2.18
2.19
2.19
2.20
2.30
2.38
2.45
2.49
2.54
2.55
2.59
2.61
2.65 '
2.67
2.74
2.75
2.82
2.85
2.90
2.92
2.99
3.00
3.04
3.01
3.10
3.15
3.20
3.21
3.31
V. .(voltios)i n v '
218.5 .
219.
223,
224.
. 225.
230.
233.5
235.
239.
241.
245.
247.5
249.
251.
252.
253.
255.
256..
257.5
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Vout(voltios)
3.32
3.33
3.41
3.42
3.45
3.54
3.60
3.64
3.70
3.74
3.80
3.85
3.90
3.92
3.94
3.96
4.00
4.01
4.05
4.10
it
Tabla 4-2-
Valores de voltaje sin r e g u l a c i ó n
V . ( v o l ti os ) .
2 2 5 .
218.
. 2 1 2 . .
208.
2 0 2 .
If ( m A ) . •
8 2 0 .
820 .
819.
819.
820 .
I-! ( A m p . )
0 .
1.40
2 . 6 4
3 . 9 0
5.18
Valores de voltaje con regulación m a n u a l .
V. ( v o l ti os ) .
2 2 5 .
225.
225 .
225.
225
If ( m A ) .
820 . ii
858.
910 .
968.
. 1060.
I L ( A m p . ) .
0 .
1.40
1 2 . 8 0
4 . 2 0
5.60
95
Tabl'a 4-2-
V a l o r e s de voltaje con r e g u l a c i ó n electrónica.
VL (voltios)
225.
225
225.
225.
225.
220.
220.
220.
220.
220.
206.
206.
206.
206. ,
206.
If (mA).
810.
850.
901.
970.
1040.
790.
820.
873.
930.
1000.
725.
760.
800.
850.
905.
IL (Amp.) .
0.
1.4
2.8
4.28
5.4 -
0.
1.40
2.88
4.20
5.30i
0.
1.21
2.49
3.9
5.2
t , ( gr ad* cond . va
174.
168.
156.
144.
132.
180.
174.
162.
156.
138.
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183.
174.
165.
156.
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V , ( v o l t i o s ) .
217.
217.
217.
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184.
184.
184.
184.
172.
172.
172.
If ( m A ) .
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815.
854.
910.
980 .
6 7 9 . •
7 2 0 .
742 .
780.
830.
635.
6 6 0 .
680.
725 .
. 7 7 0 .
610.
632 .
641.
I L ( A m p . )
0.
1.25
2 . 7
4.18
5 . 3
0.
1.2
2 . 4
• 3 .7
4 . 9
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1.1
2 . 2
3 .2
4 . 3
0.
1.1
2.1
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177.
168.
156.
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198.
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174.
216.
210.
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198.
186.
2 2 5 . 6
2 2 5 .
' 216.
VL ( v o l t i o s )
172.
172.
157.
157.
157.
157.
If ( m A ) .
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106
4.2, RANGO DE CONTROL
Para valores menores que 157 v o l t i o s , el med.i ~
dor de voltaje (Voltímetro), da una i n e s t a b i l i d a d de la -
aguja indicadora, perdiéndose el control.
Por la parte superior de éste, se logró esta-
bilizar para 225 voltios. Al provar también con 230 vol £;«
tíos, la regulación del sistema continúa, por sobre este v
valor, no se puede obtener el limite de control requerido,
ya que las cargas que se tiene en el laboratorio de máqui-
nas, soportan solo hasta 220 voltios.
Por consiguiente, se tiene un rango de control
de regulación comprendido entre 157 y 230 voltios.
4.3, EFECTO DE VARIACIÓN DE CARGA
De las pruebas experimental es, real izadas en
el laboratorio, se pudo apreciar que cuando se tiene va-
riaciones de carga, el sistema sufre cambios violentos,
para luego estabilizar su voltaje normal de operación.i
Esto hace preveer, que el aparato construí'do responde sa-t
tisfactoriamente a cualquier cambio de carga; además, su
funcionamiento es normal para, vari aciones de frecuencia,
107
Se pudo apreciar también, que a pesar de la
existencia de variaciones violentas en la carga, por defec
tos de la misma, no se pudo detectar ningún cambio en el
voltaje de s a l i d a d e l - a l t e r n a d o r , lo que demuestra su nor-
mal funcionamiento.
4.4.' RESPUESTA DEL REGULADOR A CAMBIOS TRANSITORIOS DE
_ CARGA O VOLTAJE
Los generadores (alternadores) suelen fuñe i o-
nar en dos regímenes diferentes. El régimen estable se
produce, durante los períodos en que la carga permanece -
constante; y el régimen transitorio cuando la.carga se mo-
difica lentamente. Naturalmente, como este regulador de
tensión, tiene por objeto estabilizar la tensión del gener-
rador, después de una perturbación, nos interesa ver su -
comportan iento transitorio.
Al poner al alternador en funcionamiento, és-
te trabajará en vacio, a velocidad normal, proporcionán-
donos una tensión normal. La resistencia de campo que ac-
túa sobre el inductor, un interruptor 's'para conectar y
desconectar la carga, y un voltímetro, son utilizados pa-
ra observar dicho fenómeno, como muestra la fig.4,1
108
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Fig.4.1 Esquema de conexiones para el estudio
de un generador tr if asi c o - s i ncró-ni co
en régimen transitorio,
Al cerrar el interruptot ' s ' , se observará en
el voltímetro, que la tensión por éste baja bruscamente,
y después de pequeñas oscilaciones vuelve a su posición -
original. Esto esta representado en la curva de la fig.
4.2, . La parte vertica.l AB, que es la caída instantánea,
se debe a la reactancia del generador; y en la parte BCS
(en la que ya interviene el tiempo), se indica el efecto
de la reacción del i n d u c i d o del generador.
Esta reacción de i n d u c i d o depende de las com-
ponentes que se encuentran presentes en la carga. Si no
se actuara sobre el Teostató de campo de la exitatriz, la
tensión continuaría bajando hasta alcanzar un valor muy -
109
bajo, tal como se representa en l i n e a de trazos, en la
fig.4.2.
o
F i g.4.2 Curva de funcionamiento de un genera-
dor trifásico sincrónico en régimen
transitorio.
La rama CD nos indicaria una subida de tensión
y la rama DE corresponder i a a las oscilaciones alrededor
d-el punto definitivo de regulación. Si dichas ose i l a c i ó n e
nes cortaran repetidas veces al ej_e OXS significaría que
el regulador no alcanzarla la p o s i c i ó n de eq.uilibrio; es!
decir, que el regulador actuar i a/ con demasiada rapidez,V
en relación con el tiempo que necesitaría el generador sin
crónico para exitarse. Por el contrario si el tiempo de
recuperación(t) se hace muy largo, el funcionemiento del
regulador tardar i a en al canzar la posición de e q u i l i b r i o .
110
El tiempo t, comprendido entre el punto A y el
punto D , necesario para llevar la tensión a su valor nor-
m a l , no es, ni mucho menos despreciable. Veamos cual es
la causa de este retardo.
Para compensar la caída de tensión debida a la
reactancia del generador, hay que aumentar el flujo mag-
nético emitido por el • .inductor . Para esto hay que aumen-
tar también la tensión de la exitatriz que al i menta este
inductor, y para aumentar esta tensión, hay que elevar la
intensidad' de la corriente que circula por el campo del
al ternador .
4.5 PROTECCIÓN DEL REGULADOR
Durante el periodo transitorio, la inductancia
crece cons i derabí emente, por la intervención de los efec-
tos de las corrientes de autoinducción, de acuerdo con l a .
Ec. (2. 45 ) , en donde :
t l-e/T tj f<Ec. (2.45).
E n d o n d e :
c-p-= I = corriente en estado permanente,
=R/L = constante de tiempo del circuito.
El tiempo t que necesitamos para l l e v a r la co-
111
rriente I a su nuevo valor I, de manera de tener e s t a b i l i
zado el voltaje de s a l i d a , crece con el coeficiente de
a u t o i n d u c c i ó n L (por lo tanto también con la reactancia
X= 2 f),
Cada generador tiene su reactancia propia, pe-
ro, en cualquier caso el tiempo t significará siempre cier
to número de segundos, tiempo suficiente para poder des-
truir al transistor de potencia. Por esta razón, s e p r o -
teje a este elemento colocando el diodo D-,, con'la polari-
dad que se indica en la fig.4.3
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Fig. 4.3 Protección en el control de potencia
Se han u t i l i z a d o diodos como elementos protec-
tores, porque sus características, vol-amperimétricas dan
un mejor resultado que el que se obtendría con circuitos
compuestos por resistencias y capacitores.-
112
El diodo D,?s evita que el transistor Q - entre
en corte' en cero v o l t i o s , teniéndose como reürencia un vol
taje de ,0.6 voltios con respecto a tierra. El diodo D,«
junto con la resistencia R25 evita el paso de corriente
al transistor Q, 3 una vez que se a desconectado la fuente
de exitación, ya que la bobin.a de campo quedaría energiza-
da y no tendría un camino por donde desactivarse. La re-
sistencia R?t- tiene que ser de un valor pequeño porque si
fuera grande, se tendría, un voltaje alto y causaria proble
mas de destrucción, es por esto que se escogió R?r= 30 oh-
mios y una potencia de 25 watios de manera que se d i s i p e i
en este el emento la energía almacenada en la bobina de cam
po. ! -
En el diseño del regulador se ha u t i l i z a d o un
switch 's1 de tres posiciones como un elemento más de pro-
tección, a la entrada del aparato^. Este interruptor evi-
ta la destrucción del circuito integrado R C A 313 O , en el
caso de que se alimentara directamente, de las tres fases
del alternadora a la entrada pos i ti va del OA CA3130, sin
antes haber conectado este elemento a su fuente de p o l a r i -
zación.
QUINTO C A P I T U L O
113
5.1. CONCLUSIONES
Al concluir este trabajo, debo in d i car.que
existen varios métodos, mediante los .cuales .se consigue
estabilizar un voltaje, sujeto a variaciones, por efecto
de los cambios producidos en la carga.
En el presente trabajo, se ha utilizado el nieto
do de c o m p a r a c i ó n d e señales de tensión.
El objetivo básico es mantener la tensión de sa
l i d a del alternador, en un valor constante e i n d e p e n d i e n t e
de las variaciones de la carga.
En el circuito comparador, se reduce la tensión
de salida mediante transformadores de tensión» se rectifi-
ca la señal con semiconductores y ¡se compara con una "ten-
sión modelo.
Debido a que la potencia del alternador es alta
se necesitan varios pasos de a m p l i f i c a c i ó n de la señal de
control, para producir el adecuado ajuste de la corriente
de campo del alternador, con el objeto de mantener la ten-
sión de s a l i d a constante.
114
Se han empleado operad onal es como amplificado
.res, para proporcionar el grado de seguridad y eficiencia
necesarios en estos sistemas.
Al analizar el comportamiento del regulador,
se puede concluirs que para cambios transitorios de carga,
después de una perturbación sobre el generador 3 habrá un
periodo transitorio (ABCD de la fig.4.2) que es i m p o s i b l e
s u p r i m i r en el estado actual de la técnica de los genera-
dores. El objetivo de este regulador de tensión, ha sido
reducir en lo - p o s i b l e este periodo transitorio, actuando ;
sobre la parte BCD de la curva de la fig.4.2.
Dentro de las carácter isticas de este regula-
dor, el objetivo de esta tesis, se ha especificado un ran=
go de regulación comprendí do' entre 157 y 230 voltios, co-
mo se puede apreciar en los resultados experimentales.
Según las pruebas echas en laboratorio, este
regulador responde satisfactoriamente, control ando el vol-
taje proporcionado por el alternador dentro de los rangos
establecidos.
En cuanto a las aplicaciones prácticas del
aparato, -se puede anotar que en el mercado n a c i o n a l toda-
115
via no se cuenta con d i s p o s i t i v o s s i m i l a r e s que proporcio-
nen un control electrónico del voltaje que suministran los
alternadores .
Una de las aplicaciones prácticas de este re-
gulador consistiría en u t i l i z a r l o en laboratorio de máqui-
nas como un medio para lograr la estabilización del volta-
je proporcionado por un generador bajo condiciones de car-
ga.
Considerando que en las industrias es i n d i s p e n -
sable obtener un voltaje estable, como urva -condi ción básir
ca para c u a l q u i e r proceso de fabricación, los reguladores
electrónicos de voltaje deberían 'formar parte del equipo
de control de estos procesos, proporcionando así,, mejores
y mas seguras condiciones de trabajo.
El diseño y construcción de este regulador,
cuyo a n á l i s i s se han establecido en los capítulos preceden
tes, se han basado en fuentes autorizadas en el campo de
Ingeniería Electrónica.
5.2. BIBLIOGRAFÍA
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'8-LGAD TO-5
with Dual-In-Une
Formcd Lesds
(Ssilff ix)
H-1787
8-LEA'D TO-5
(Tsuffix)
H-1G2B
With MOS/FET Input-
Fea tu res;o-MOS/FET input stage próvidos:
ver)' high Z¡ = 1.5 TO .(1.5 x 1012 Í7J typ.
very low I; ~ 5 pA typ. at 15 V operation
2 pA typ. nt 5 V apcrntion
o Common-mode input-voítags rango ¡ncludes
negativo supply raíl; ¡nput-terrnínals can
he sv/ung 0.5 V below negative supply rai!
o COS/MOS o trípili staga permits signal svving
to either (or both) supply rails
RCA-CA313QT, CA3130S, CA3130AT, CA3130AS,- CA-
3130BT, and .CA31303S are integrated-circuit operationalampllfíers that combine the advantages of both COS/MOS and
bipolar iransistors on a monoüthic chip.
Gate-proiectcd p-chan-ne! MOS/FET (PMOS) transístors are
U£ed in tila inp'.it circuít 10 provide vcry-hlgh-ínpuí impedance,vs[y-lov^¡nputcurrent,andexccptiona! spaed performance.Theuse of PMOS fieid-effect transistors in the input síaga resuíts in •
cornmon-rnode ínput-voltags capsbility down to 0.5 volt beiov-/
the negative-supply terminal, an irnportant attribute in single-
supply applicaíions.
A complcment3r\'-symmeíp/ MOS (COS/MOS) transistor paír,capablc of .swínging Ihe ouxput voltage to withín miilivolts ofeither supply-voltage terminal (at ver/ htgh valúes .of loadímpcda'nce), is cmployed as the outrvjt circuit.
The CA3130 Series circuits opérate at supply voitages rangíng
from 5 to 16 volts, or ±2.5 to ±8 volts \viien using split supplies.
Tlicy can bep'hasccompensated with a single externsl capacitor,and nave termináis íor adjustment of offset voltage for'appli-
.cations requiring offset-null capabilit^'. Terminal provisionsare.' aiso mado to permít strobing of the ouiput stage.
The CA3130 Series is suppljed in either the standard 8-lesd
TO-5-styl'c package (T suff ix) or in the 8-lead dual-in-Üne-formed-lead TO-5-style "packaqe "DIL-CAN" (S suff ix) nnd
operates ovcr the full 'military-tempcraturcí range of —55GC to-H2G°C. The CA3130B is intended for applicdíions requiringpremium-grade spccifícations and with limits cstablishcd for:input currenc, tempcraiure coofficícnt of input offset voltuge,and gain over thü ranye of -5G°C to -M25°C. The CA3130Aoffcrs superior input characterístics ovor thosc of ihe CA3130.
forsingíe-suppiy
applícations
2mVmax. (CA3130B)
n Wide BVV: 15 MHz typ, (unity-o,ain crossover)
K Hígh SR: 10 V/¿ís typ. (unity-gamíoliower)
e High outputcurront Í!Q): 20 mA typ.
B Mi0h'AoL: 320,000 (110 dB) typ.
E Cornpensation vvith singie externa! capacitor
Applicatíons: '"' ' ' ' ' . ' " '
E" Ground-refcrenced si:io!e-supp!y amplifiers
a Fast sample-hold ampüfiers
E Long-duratíon timers/monostabtes
E Hígh-input-impedsnce comparators
• (ideal ínterface v/ith dígiíai COS/ív'iOS}
u Kigh-ínput-Impecíance wídeband ampíifiers
D Voltage followers
(e.g., foílower for single-supply D/A converíer)
c Vo'taga reguiators
(permits coriítroí of output voltage down to zzro volts)
u Pcak. detectors¡
G Sincjle-supply'fuli-v/ave precisión rectifiars
a Píioío-tíiode sensor ampíifiers
FKASE COMPEKSATIONI \C
OUTPUT
AÍJD CASE
F/>.'.7- of the CAS 130 Scriss.
Inlnrmation (utnisiicrí hy P.CA is lirl,Kv,-d lo be 3cc»falr- andfciiiiltle. Howcver nn ifijiitmitnliiy n nssu.iietl hy Rí^A UK¡U \i',a;iMii luí j'iYnlíiiiiOi-'ili.'iiri oí [UÍCtiU Ui plhc/ injfií-, u!Ihitd p.i'IÍL-1 \%l'icl. ind/ ic'.'jll diííii id «•j;. Mu h.íf.w:" iigtaníc.l hy íínp'.iiJímn PÍ u!t."iv('ic iniJcf .iny patiíi; or
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TYPICAL APPLICATIONS
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TYPICAL APPLICATIONS (contlnuod)
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OUTLINE DIMENSIONS
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PLÁSTIC PACKAGE
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Volisge Gaín(T-A =420°C, RL= 15 knj
Transcontiuctíinca
Dlífcrentíal Input Volti-gc Rango
Output Lcaícagc Curran:[Output Vollngs Highí
NegatK'e Output Voltege
Output Sink Currcr.t(Vcc=-tG.O Vdf.)
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Input Common-Mode Range
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Ccmmo'n Mode Rejuction Ratio
Propagación D^lay TimeFor Positíve and MtgatK'ij'GoíngInpu: Pulse
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Symbol
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/ V\ O TOf? OLA £& /TÍ /o í C*r f*focSucts? Irte. —
CHAPTER 7yA7-23 Precisión Voiíage Re-gulaíor
I N T R O D U C T Í C N• &«.u¿/«,-fc
The [iA723 is uommonly rcgnrd«d aü a universal buildingblock in pov/t'r ¿up;»iy cí&sign. Thi.~ section outl inüs the blockdíogrnm eníJ ihosü parís oí (be intcniíil císGign v.'hich resu l tin the ílexibility roquircd íor ihit "univ-jrs.ií" IdL-eí.
O The internally generatcd rcfercnce volíage is dirsc. ablü in bufferod form.C* Bolh inputs oí íhe cirror amplificar aro avaílable for use
witli othor tlu'ii positiva grounded confiouratfons.© The collGCtof oí the interna I series pass device ¡s svaílabia
at a sepárate Icnd on the pacícagñ (VQ).O VolMge lavo! sh.ifting ís avoilníilo (V^ output) through an
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FUNCTJOiMAL OGSCRIPTIOM>-
*#•'•'Circuit operaticn may b?st be ríescríbod wiih the a:d of thosinipliíicd schamatir, in Figura 7-lh. Bias suppíics ror thesmirti circuit are obtaincd Uy first gcnoraring a stabilizedvultacjtt with rospuct te thf. Vt lino across Zener diodo DI,vvhich is Mippüed wiih a constan! currem 1 5 . This voítagc isiben usod to derivo thc bias vnltage which controls currcntsciircec \ and 13,
The bssít: rcfersnco elcmont of the voltage rofercncc su-pplyis thc; Zsncr diocio 02 which has a typical breokdown volisgeof 5.2 V at 200 pA and a typical tempsraiurc coeíficip.nt ofH-2.4 mV/°C. Its operating currcnt is se! by RS. Kowcvor,V/REp acluaíly consists of D2 breakdown voltage plus thebaso RniHtcr voltaje of Q6. From me basic rolationship ba-tv.-ecn the base emitíer vcítago of a transistor and its colicc-tor current, ii is íound thaí tho temperatura cosfíicirint ofbííse emitter vollaye ¡s a ftinction of coílector ctirrení. There-lore, ín the volUgo referance supply, thc tempcrnture ccaf-íicient of -Q6 basa onuíier voltage is set by current source ¡2to cancei the temperatura coefticiant oí D2, givíng 3 typicalrriíercnce voltage of 7.15 V with a ncminal tomperature co-officient of ¿sro. !n addition to províding current for D2, tran-s;Síor G5 próvidas the necessary buífering to allow current .to be tnksn frnm the Vp^p terminal for certain appücations.
In ths error amplificr. Olí and Q12 form a difíereniíal paircí trsr.Ltsiors driven by a curront source 2 x \-j. The activeload for Q12 Í5 a pr.p curren; sourcs [3; ther^fore, in a bal-anced conüb'on, i.e., vvhf;n Q1T and Q'Í2 bass voltages are
' equa!, Ql 1 anci Q12 collector currems are both equoí to ¡3,C¿11 collector is returned to a stabiüzed voiíage source Ín thcreler^ncs supply to maínta;n hicji une rejection in thearr.pliiier. lo is sot'to approximntciy 160 uA. In operationVR^, or o vcitoge dar ¡ved frorn VRcp, ís gppliad ío thencn-inverlíny inpiii (O.1.1 base) and n voltage proportional to¡he dosírod cutput voltage is appliad to the inverting inputÍG12 basa}. V«/hen the feedback loop is clcscd vía the pA723output yta£e and exíernal bvpass transistor^, if useó', the f^oorror amplífier inputs are forced lo a condition of balance,ihus dsfíning íhs ouíput vollage Ín terms of Vgirp. and theappropria.10 resistor ratíos.
Thü úutput stage consists of a docble emiunr foílov/er (Q14-Q1 5) to prevent excecsive loaa'ing on 012 collector. This,in conjunciioh wítb the hígh ímpeclnncc of the active load(Ig), aílov.'s aciequaie gain to be obíained írom the singlestagc p.mpürier. Thís also simpliíics frequency compensa-tion vv'ith a single capacitor ccnnecíed froin Q12 coüecíor(COMP terminal) to eíther Q12 basa or ground being sufíí-cient TO próvida stable opernlion in all applications.
D3, a $.2 V Zannr diodo, ¡s avaiíabío in the dual in-line pack-sgc fcr Icvel shifting purposes. The sliowabíe voítage rongeat Q12 coüecíor to rnaín'.ain linear opcration Ís frorn Vj^yto a máximum volíoge (V- pi'us 2 V). . V]ifvi\ is also limitedto a mínimum voltage (VA- minus 1 VJ. In sonie oppliccitionsthe pA723 oulput voltage ÍG rcquired lo be below this rongc,in v^liich case D3 may be usad to bring Q12 coüncíor backínío íts linear región.
Q1G ¡s availablc for current limiting purposes. Whcn Q1 6base omitter juncilon becomfis forv-'nrd biased" at a p'artícu- •lar Jevol of load current by niocins of ,Tn exlorncil curruntscns-irifj resistor. Oí 6-colloctor sínks most of tha-nvaildble cur-rant í'rorn tha currcnt source ¡3. T!iÍs tends to cut oíf thüoiiipui stsjje, and liniit output current.
The (¡quivalent schomatic oí Figure ?-lc shows the imp'rnentution of thesa funciionp. Ql is 3r r.-ctunnui TCTmnwith ícchnoiogy compatible wiih norr.isl inlcyra'lcd circcomponsnts. The use of nn FGT has two ad^cUiges. Fírthe line regulntion Ís grcaiíy irnprovcd bociiiisii the curredrawn by Ql ¡s independen! oí power sunply vunatioiSecond, the pov/er dissípaúon ¡s minimi^cid because tlic- círent druwn does not appreciably incren,-;e at Jorge supfvoitages.
Fig. 7-2a Diodi Connected Transistor Current Sourco
Fíg. 7-2b Lfigariíhmic Currfeiit Scurue
Fíg. 7-2c High Output Impedancc Current Source
Transístors Q2, Q7 and QO form ihe current sourcos p;víously discussed. The normal method of biasíng iheso cirent sourcns is lo uso cítrie-- o diodo conr.ectcd transistor/V7,are 7-2a] or a logarhhmic reiotionship as shown in Ftgv7-2b. For this design, however, a vory hígh ouiput impedsnis requirod to provide high une rejection anri iricreaye :goin oí the error amplífier. In the configurntion shownFiguro 7-2c.
!C2 =
BE2
R2
7-4
In ihís case, íi /:hí3nrjo in Vgp hns only a sn-all offGct on thcvoltiiyc acruí;-; R7. and i¡;í.> co[|rcirir currtnt has becn stabili?-od E'rjíiinr.i changí'*: in collretor-to-uniittur voílago. This ihenptuvides ihc nocíís-ajiy high output impediincc.
The curront sourcc producoü by 07 ¡s "mirrorcd" by Q10 andQl 3 lo piovide a curren! siní: oí valué 2 x ¡3 for ifin errorainplifier.
To ttchir;ve a lovj Vf¡^p uutput impcdance, transistor Q5 inFiff'iff 7-1h has bcnn roplncac! whh a Durlington pnir, Q4and 05. Resistor R7 nntí MOS capacitor C1 aru ¡ncludud onihc chip lo elirninaiu ilio nccd íor an cxtcrnül compensa-ción of ihe volír.gc. reíercnce loop.
The pcwcí oulput transistor Q15 is a múltiple devíce usingindividual omitter curront balancing resistors. This tech-niquc íncrefises ths safü operatinc] síes and cxtends ihc out-put currcní capabühy lo 150 mA.
CONDGNSEDSÍ'ECIFICATIONS AND PERFORMANCECURVES
Tho following alactricnl characicristics and typico! perfor-mance curvos are bnscd on I!IG IGGÍ círcuit n\ 7-3. Noteihat CL roters to Currenl Limit, CS lo Curren! Sense, and íliesonso voltage. rcfnrrcd to in ihe parformance curves is thavoltacjc diíícrunce between termináis CL and CS.
Rl R2
Fíg. 7-3 DaíicTcsL Circuíi.
Absoiute Maxiniunt Rntinys
Pulso Voltage from V-t te V-; (50 ms) (723 only)Continuous Voltage írom V+ to V-Input/Oulpui Voiiags DifíersntialVoliage Between Non Inverting Input and V-Current írom \%Curren! from Vp¡cpInícrnal Powur Díssipatíon*-
Metal CanDIP
Slorage Temperaíure RangeOperatingTe.nipar3tureUar.gc -
Military(723) ' 'Commorcial (723CJ . " .
LíadTomperoture (Soidering, 60 sRconds)
50 V40 V¿G V40 V
25 mA •15 mA
850 mW1000 mVV
-G5°C to M50°C
-55°Cío+125°C0°C to +70°C
300°C
•Raiing afilies lo emhicnt lempcraiurcs up to 25°C. Ahove 25"C: ambieni deraie linoarly al 6.a mVV/°C .ror ihc Metal Can. Fof thc D!P, dera:e líncarly atSO mW/°C aüovt 25°C (t,r 723C, abcvc.t50GC lor 723.
7-5
¿IA723
ELECTMICAl. CHARACTERISTICS ISce Note)
PAflAMLTEn
_in5 Rcyulation
Load Ftcrjulation
Ripple Rt!¡ection
Avc'ig'! Tcmperaiure Cocí-Ccinni
oí Outpuí Voliage
Sl-üít Circuit Currznt Limil
Rütercnce Volt age
Dutput Woií-í Vohage
1 nngTcrm Stsüility
iiondb'y Curren: Ürain
nput Volla^s Range
Output Vol;j-j? Raritje
Inout/Output Volia^e Dífferential
CONDITIONS
1 v i M " l 2 V t o V [ M - l S V
v | N - i a v t o v , N - t o v-S5&C<ÍTAsS M2R°C. V,w« 12Vu> V| H«« 15 V
1. = 1 mA :c I[ J bOmA
-551JC*á!TAiíí-n25JC, !. - 1 mA 10 I, » 50 m A
f - BO H=io 10 kHz
[ - 30 H¿ la 10 I;H^.CRnF » 5 uF
-S5°C<rA<H'12SDC
R S C -10Í / ,V O U T ^0
BW - 100 H¿ to 10 kHz, CREF » 0
. BW = 100 1-iz ¡o 10 kHz. CKEF " 5 íiF
I, -0 ,V | N=30V
MIN.
G.Q5
9.5
2.0
• ' ' - 1 3-C
TYP.
0.01
O.U2
0.03
7-í
a.G
0.002
6S
7.15
20
2.5
01
2.3
MAX.
0.1
0.2
0.3
0.15
O.G
0.015
7.35
3.5
40
37
uwirs
?;V'OUT
'-VQUT"VOUT«VOUT
• %VOUT
d3
tJ3
sy c
/ f"A
V
/Jvíms
J»vni«'a/MCCOh
mA ,
V
V
38 j V
M723C
ELECTRICAL CHARACTEniSTÍCS ÍSee Note)
PÁRAMETE»
Líne Regulatldn
Load R^gulation
RIpple Rojcciíon
Averagp Tr>n:perature Cootíicicnl
of Oiitptn Voltugc
Short Circu'ii Curren! Limít
ñefefonrñ Vcltage
D'jtpüt Noisa Voltage
_ong Tcrrn SiabMit'y
Stanüby Curreiit Drain
ínput Voltüíjc Rongc
Outpuí Vottaga Ranrje
Inpui/OiniJU Voltagc Oilíornntíal
CONDITÍONS
-VI£Lr:lSVtoVJtJI1Í5VV , N »12VtoV | N - 40V
0°C=STA<70°CI V|[vJ.= l2V to V,N« 15V
1. * 1 rnA to 1, = £jO ni A
0"C<TA^70l'C, i| = 1 mA to IL = bOmA
f = bOHz to 10 kHz
í « 50 Hz to 10 kHz, CR£HP - 5 pF
0°C<TA<70°C
Rsc = ion, vOUT = o•
BW» 100 Hz to lOkl- lz, CnEF»0
EW*100 Hz to 10 kH¿, CREp - 5 jiF
. •
IL=0,V|N = 30V '
4
MIN.
. 6.SO
9.5
2.0
3.0
TYP.
O.CJ1
n.i.
O.OJ
74-
B6
0.003
G5
7.15
20
2.5
0.1
2.3
MAX.
0.1
0.5
0.3
0.2
O.G
0.015
7.50
4.0
40
37
33
UMITS
SVOUT!¿VOUT
?¿vOUT
?VOUT
«VOUTdB
de
y-fc
mA
V
Pvrms
Pvínw
%/lGUOhr
mA
V
V
V
NOTE:
Unlcsi a\htirw\sa speciílod, TA - 2S"c. V)rJ - Vi - Vc - 12 V, V— - Ó, VOUT - 5.0 V. IL - 1.0 mA, Rgc " °- cl " 100 pF,divídor ¡mp'Jilanco BS toon. by crrof urnnlifior ••' 1 O híí connccicfJ. Lino antl load rcguLitíon roc^i'lcjtlons are gívnn for tho conclillon oí comlünichlp lun i pe i a turo. Tempuraiure tlrllls mun bu td^vn Into account supoiaiolY íor hípíi ii-si.'|j«tion coii^litioru.
7-6
L-L
>~"-j.xjHtm:»iPJif)a
Q9 C9 Or
3DVJ.1OAO.ndWId-O NOUON'nJ V SV
NIVUQ iwauuno
OMUItVtl XN3UUH3 Hll'MSCÜ.SIU3J.QVUVHO
OVOT
IUWn JLDJUiJílOlIÍA SL3US1H3J.OVUVHO
avoi
A — 3'JYÍTOA (."id"
ce oíVal — 1N3HH/13 IfVIUID
coi oa
30VJ.TOA.LndM]
¿O NOlJLOIJn-J V SV
NIVUQ iNauuno ASONVI
ONiuivn iw3uuno IIJ.IMSOI1SIU3LOVUVH3
avoi
1— i o- "
UNE HEGULATJCN AS AFUNC1ION OF IfJPUl/OUTPUr
VGLT-AGt.OIPT-GnefJTJAL
LOAD REGULATION AS AFUNCTION OF INPUT/OUTPUT
VOl.rAGEDIFFEnEHTIAL
LlíxíETRAiVSIENTRESPONSE
LOAD TRANÍÍIENTRESPOMSE
Píg. 7-6 TypícGl Perfonnancn Curvas for 723 ond 723C
CUHRENT LIM1TINGCIIARACTERISTICS AS AFUNCTION OF JUNCTION
TEMPERATURE
OUTPL'T IMPEDANCE AS AFUNCTION OF FBEQUCNCY
gfrfÜRfül-ifiJ !llbnn!:írni,:;rril?1
](.<. 1CM
fKEOUCNCY — Ki
IMCHES
DIM
ABCDEFGHIJK
M1N
0.335. 0.305
0-1650.50O
0.016
0.0230029
TYP MAX
0.3700.3350.165
0.0-100.019
0.2300.115
0.0340.0450.04O
MIUIViETE.3.S
MIN TYP IAAX
8.517.754-19
12.70.
0.415.842.92
0.710,74
9.103.51•1:70
1.020.48
"0.861.14
1.02
Fifl.7-7 JGDCCTO-100
>cifi'COUlNCY
•Jcawtwi'.noDI.1/
ABc0EFGH1JKL 'MN
IHCHF.S
MiN
0.7500.2-55
0.0450.2900.009
C.10O0.0900.0270.016U.OS50.015
TYP MAX
0.735 -0.271
0,0250.06503100.0110.2000.1550.1100.0370.020O.OÍI5
0.375
MILL
MIN
19.05622
1.147.370.229
2.542.29O.G30.4]1.650.33
MCTERS
TYP MAX
19.346.33
0.6-11.657.370.2795.004.19
2.79O.S40.512.41
9.S3
Fig. 7-8 JEDGCTO-116
^TT™ fS O6 LH oPnucision" Voltage Regulator Application;
FREQUENCY COMPENSATION/ o-' 1'
Thesiíibiliiy oí nny power supply configuraron cyn bnasauredby twu stops. Firsí, consirler tha cic and ac peí formalice ofboth ihe inlernal rjain 5 lage of thc uA723 nnd all othor activesungos uscd. Thcn, próvida thc noco^sary compensation usingstandard opeíational ampiifmr tochniques. _ t,
liA723 Opon Loop Vol'.oge Gain nnd Phase Shifl ns aFunctíon of Frcqucncy
Figure 8-1 shows the open loop írequcncy rnsponsa oí the¡iA7?.3 voltoge gain stoge. The incrcase in ihu rato of phaseshift scen in Figure 8-1 is riuc lo the Beta fiíll'off of llio ouiputstage at hígher frequ-cncíGD, This increasintj phase shift ratorequirüs that tho |iA723 be compcnsated vyhethcr or not thadcvico ís uscd wíth external components. '-' i ~f¿ ¿,r.,> .c—í.
Fig. 8-1 MA723 Open Loop Voitoge Gain antl Pliasc Shifí as aFunclíon oí f-'requency
nccommendcd frcquency coínponsatíon foi tlie unity_ga¡n isehlíer'a 5000 pF capacitor from thc componsation terminalto ihe V- tcrminnl or a 20 pF Millcr comnonsaiion capacitorconnectcd from Ihe frequcncy compensatiun innninal lo theinvcrtín.g ínput. To allov/ propcr operítiion v.'hcn using íhcMiller compcnsation, thc inverting inpui rnust be isolatedíroni the rcmaining circuitry by sorna impadanco. Thís is íl-lusuBted ín Figure 8-80.
For output voltngcs groaler ihan VR£c, the closed loop gaínwill be grcater iban unity. If highcr closed loop gains are used,the compensation capacitor can bo rco'uced ¡n direci propor-tion to Ihe ¡ncreíise in gain.
V\'hon using an externa! seríes pass devíce, the 3 dB band-. vvidlh of this device must siso bo considerad, pnrtícularty
•'•""• since the majorily of thsse devíces havo o much lov.'cr band-width tha'n ihc uA7?.3. For iñstánce. if FI 2N2055 is sclectodas the series pass dcvícc to be usad in a unity nain coníigura-tíon power supply, this device has a minimum f-r oí 800 kHzand_a máximum Hola of 70. This introduces a 3 dS pcint in
_ the bvorall .loop gain at approximaíoly 11 kHz, \vhích meansthat heavier frequency compcnsation oí the rsgulñior is re-quircd to assure stability. Sínce th.e íirst break poini of 11 kHzis due to tho oxternal powcr device, ihe regulator sliould have•less than unity gain at ths second braak poinu The secondbreak point is Ihe fir.st break point of ths |iA77.3 gain síagfe,which occurs at approximaiely'SO kHz as shov/n Ín Figura
' 8-1. Adequatc componsaüon is provided by a 0.02 uf capa-citor írom Ihe compensation terminal to common — or by a40 pF Miller capacitor from the compensation terminal to
• the ínvarting Ínput. As beíore, íor any increase from unitygain, thcre can be a proportional reductíon Ín the compensa-tion capacitor. How-ever, the volye of the Miller capacitorrnay not be reduced in direct proportion to thc standard com-psnsation reduction; ihís is to a!lo\ for gain varía'.ions in thfipA7?.3 and for parasilic c^pacitñnces. Exvra capacitance may
• be required at both the inpui and the ouiput of any powersupply due to the inriuctive eífects oí Icng lines. Adding out-put capacítance provides ihe addition^l bcnsíit oí roducingthe output ímpcdance occurring at higher írcquenciss.
THERMAL COiMSlDEHATIONS
[iA723 Load Current Copabílhies ;,\
Figure S-2 próvidos a quíck reference to ths allowable power •disGípation oí the uA723 :n íerms of ths ínput/outpiíT diríer-enlial voltaye and load current. Figure 8-2a is íor trie uA723C¡n the TO-100 pockage (10-lsad metal can); Figure 8-2b isfor the viA723/nA723C in theTO-HS pscksgo (14-load. her-meiic dual in-line); and Figvre 8-2c rsí-irs to íhc MIL temper-ature range uA723 in the metal can pac-Xügs.
F¡Ü. 0-2 jiA723 Load Curren" CapauÜitics (o, MiiKinium Load Cuttuní as u Function o[ Inpul/Output Voltage Diítcrcniial
8-3
pA723 Ma.xímum Powor Dísnípnííon in Freo Air
The pruvious curves afü based en the froo-air díssípntionrnttngs shown in Figure S-3 below. The tíiermol dornling
' factor is G.8 mW/°C for the TO-1 00 motnl can and 8 mW/°Cfor tt;c TO-11 6 hermutíc DIP. Whnn ¡i is nocossaiy lo haat
i.sink the TO-100 poc'iíage, 3 thermal resistance oí 50°C/W,¡unction-lo-cüSG msy be usetí.
3. Short Circuit Currcnt,
-15 .0 15 70 !3i 1ÍOAMi-E.IT T[-.irf HAIl'SE — -C
Fíg. 8-3 uA723 Máximum Powor Díssípatíon in Freo Air
The rslationship between power díssipation PQ, máximumambíent íemperature T^, and thermal resisíance írom case-to-afnbíent © r -
PD - í^^} W, or 0CA . (15°°^TA) -SO'CAV
Thesecquñtions rnsy be used to calcúlate the máximum allo'w-ab¡í3 pov.-cr dissipation, PQ, or the máximum allowable heatsink resistance, ©CA- fronl a gíven set of conditions.
.FUNCTIONAL TEST CIRCUIT
Símplifiud Tcster Schemntic
A símplified functíonal test círcuit for the JJA723 is given inFigure 8-4. The ouiput voítage is set, for a nominal +5.0 V.The basic tast steps are as follows. *':' }
1. Load Regulation at 50 mA, Cióse S1
Measureoutput voítage chaqgewith S2 opcn and closed, (aload current chango of 50 rnA),
2. Line Regulation, OpcnS2
Measureoulput voítage changeresultingfrom a change ¡n ¡nputvoítage V^j.
Opcn SI and S2
Measure outpuí current vvhenthe output isshortcdioground.
NOTE: A!.LRE5ISIOñS± 1%
Fig. 8-4 SimpüfiedTesicr Schomatfc
TYPICAL APPLICATIONS
Introduolion
The rcquired output voltago for the follovvíng uA723 appüca-tions can be calculatcd from íhe equaíion accompanyingeach circuit. In all cases the resultiny resistor valúes are
- assumcd to incluoo ar.y polentiomütar rD?Ís'ance used. inadrlitlon, Tabla S-1 13 incluclsd at the end of i.hu sectíon andaffords s quiere reference for many stanríairi oulput voltagerequirenicnts. The previous section on frcqusnc>' ccnipensa-tíon gives guidance lo .tiie suitaDÍe valúes of compensaítny •capacítors used in tno various úppíc?jtions. Specifíc tran-sistor types are not included in mis scction. Howover, Appon-díx C includes a discussion cf the soíection of power devicesand a lisí of preíuiTeQ types.
In the folíowing applicñtions, the pA723 is represenísd ina numbcr of ways. In ihosa circuits vvhsre the regulator
• operatíon ¡s very basic, the symbo! of Figure 8-5 is us^íi.i(1'?Lead functions can be ídentified by referrino to Figure 7-7.i I/.M :.,
VOUT
VA723
,. '"•"> LaL V('.£F \ay IKVCOMP
Fig. 8-5' UA723 Symbol
Fig. C-'j ¡>A?2Ü Functionol Symbol
8-4
In lr\onü npplicalions whüto ihrj círcuü opcrmion is cl.irifiedby lhr> iií-r; oí a íur.rlionM r.( ht-nintic oí I he- jiA7?.3. ríyitrcS-Oi:; used. llii:, block bírius f: cl:i:.f rc-^jniíxance 10 ihn simpli-íicd schcni.r.i»: oí figwv 7-1 In sonit; casos ihc individualcomponcni!s oí üiis block may be- rfnrrangcd'in oidor !o sím-plify n paillrul.u schem;¡i¡c. 'Ihc icforcncu voltnyu is repre-sentffci by a £.ifig.'e '¿ütvir diodu, nominal voltngn 7.15 Vsupplicd from a consumí curren! so'.ircc. Thn oulput Zonerdrodc, VQU r 1° vz» i¡¡ sJtown only in thü requíred applicatíons.
f
Oí P)
Output Configurations
Ivíany oí \!IG applicntions uso inlornol Zmicr diccíes for levelshifliní) cr for ihü guncraüon oí stíibili¿cid"voltogcs. An cx-plnnaiion oí whorc ihosc d¡odus oxísi in tfic pA723 circuitmay hülp to avoid any problcms arising from improper bíasing.
The jiA723 otitput stntjc schemaiic \s .reproducod in Figure8-7n, The V^ lorniiníil próvidos direct nccuss lo n G.2 VZcnürdiodo whüsc cailiodo is inlnrnaüy connccícd to VQU^. Pro-vídcíl the internal curronl fimit Iransístor is not requirod foroulput shan circuit protection, ¡ts base emitter junclion pro-vides ítnolhcr G.2 V ¿cncr diode (See Figura S-7b). Note, how-evor, that the anodc o( this diode, tcrrninai CU is connoct-ed ¡nlcrnoíly by the coücclor base junction diodc to the baseoí thc ouíput drive Irnnsislor. VV'hftn using ihc CL - CS Zencrdiode, ihe colicctor bass diode musí alvAiys be reverse bíasocí.Máximum perrnissible CL~ CSZüncsr currenl is 5 rr.A. Correcíbíasing ¡s asíúned in Figure 8-7c by inierconnccling thü YoUTand CL termináis to próvido boíti positiva and negative 5.2 VZener diodcs referenced to t hc V J terminal.
Positi'-'c RQjjulaiors, 150 mA Máximum
Figure 8-8a shows íhe basic lew voitage coníiguraíion suit-ablc for outpuí volíagos ranging from 2 lo 7 V. The referancevoltrtge, Vrítp, ¡s firsí dividcd down by Rl, R2 and, ií desireri,potentioiiietcr Pl. Then ¡t ir. applied íothe norí-invsríing ¡nputof the error amplifíer. C^jrp may be addeci ií rípple rejeciiongrfjatc¡r than that spodíied íor the pA723 {74 dS) is requireá.The presence of C^gc a!so reduces the regulated outputnoisc vollngo-considerabiy.
Capacitor CV próvidas frcquoncy cornpcnsaiion. Cl is ísolai-ed írom the low impedance cuípiít by R3 which also balancesthe error íimpliíiei scui'ce im^riances Eo give mínimum tu:n-peraiure drift. TU minimice coínponeni count nt tiie expensaof temperatura drift, R3 may be omítlcd. ¡n this case, C1 can-not be used fcr frequancy compcnsation. Insíefíd, C2 msy heused from the compensation terminal to ground as shown ¡nFigure 8-8b. To minimiza powcr cíissipation. thc V+ and Vc
termináis may be supjifiad separstely, with V+ requiring amínimum of 9.5 V, whiíe ths VQ supply moy be ts íov/ os3 V ñbove the reguiritcd ouíput voltsge. Thc schemaUosshown in Figure 8-Sa and 8~8b havc oulput voítsges given by
VRCF wherc
Output voltages from 7 to 37 V are obtairiñbie wíth Figurs8-3c ín which
R1 +R2VREF
If the roference byj)ass capacitor ¡s required ¡n ihís círcuii,it should bs corinucted from thn non-invcrting input to groundL-síno B3 to incrcase ihe rcfjrenco source impedancc andimprovc thc ofíeclivenoss oí tile reíerenca cppacitanca. A150 rnA output current is avíiríiible witíi RSQ sct to £¿ro,Whon short circúit current lir.iiiinrj is desired, Rgc may beused lo limit tho maxirñuní output cuirent to
VSPNSE'LIMIT E ñ
Fig. 8-7 Output Confitjurailons
whcrc VSENSE '!nc üünso voitage. or the voitage betvvoontcrminnís CL ancí CSJ ¡a cjivon \t\Figura 8-Sd. The resultingoutpuí currcnl limíl has a lempstature coeífícient of-O.3%y'°C.
8-5 •
.~ín. 0-8 Basic nogulotor Coníigurations
Pcsilivü Kegulatcrs. Hígh Outpu; Cnrront
3, ari .npn transistor, Q1, boosts the available[ ub'ydiid the capabiüty oí ine uAV?.3. Q1 cnn
In Figure B-Sa,outpuí curront ucydiid the capabiüty oí Ine uA";consist of severa! transisíors cascgdod to satis íy very highcurren', requiíenionis. In thís circuit, or.e Vc>£ vol'.age mustbe adcicd to thc 3 V mininium inps.il/output diffcrentíal re-quírement for each transistor added. Dependinn on the tvpeof transistor used íor Ql, R3 shouid be addcd rjivintj ÍQBÓcoinpensnüon, and alleviating the safe área limhoiion oí Uieouípnl davice.-With RC^Q sot to zt¡ro íheuioximum ouíput cur-ren! cafability is (Ql Bote} x (IDO mAJ.- Rgc may be usadloürnii ilie short circuí! curren! to Liny ds.sired vaiuc up to ihísmáximum in thc same inanner as oütíinod prcvtously InFigure 8-8.
An altérnate circuil is shown ¡n Figure 3-36. Using sn exter-nal pnp trannisíor, maximtirn output curront is again [Q1Bota) x (150 rnA). One Vgg cliould be ndded-tu tho mínimum¡nput/ouipui differentia! vojtayG requiremon: for each ad-
dítiona! transistor. The circuits ¡n Figure 8-9 p.iay supplyouíputs in ihe range of 2lo 37 V by selectíng the rppropríateícccback nsUvcrt;. rigurs 8-3a Ir, sho^vn Ecr outpjí voítúLiesíroni 7 io-37 V, -Ahertías Figure. 8-Sb ¡s shown íor output volt-ages from 2 to 7 V.
|f it ¡s requíred to vary the ouíput continuousiy ovcr o 10 to •1 range, it is necessary íirst lo títíenuatc VQ so íiíaí V|¡,¿\never excaeds V^^p tí ven wíien VQ is a: ¡ts máximum valué,then provide a potentiometer adjustmerit from V^gp to thenon-in'/ertíng input. Tliis is ilíusiroted in Figure S-9c, wheroVQ is aUonuated by a ratio oí 5.2:1.
Máximum pormissibie \'Q ís then 35 V (gívíng n V¡,\j\ of6.8 V}, vvhích rehuiros 38.6 V < V^ < 40 V. Mínimum VQis determinad by thc mínimum vaiuc íor V\N\/. The specifiedmínimum Vj^jy Ís 2 V; howavp.r, it wií! bo found thnt typicallyV¡f.jy/ rnny bo reduced lo approximutüly 0.72 V boforc the cir-circuit no longor reguiates. Tliis corrasponds to a VQ of 3.7 V.
. D-£l Hírjh Curront Rcrjulutors
Olher 1 O lo T vohítgc ranrjcs may be obtnined by varying theottenuolion ;mio. (R3 +• íMl/M, írom 5.2 to, say, 1.4. ThenV0 rango wíll be 1 V lo 10 V (13.6 V < Vihí < 39 V).
Figuro S-9c,
\i - y f — } f"3"1 FM ^0 FtEF\R'1/ \H R2/
or, \viih ihc valúes oí R3.and B4 as shown,
5.2<
Positivo Shunt Regulotor
Tho ¡iA723 mcy be uscd ¡n a shunt rtigtilíiling mode hy add-,íng en cxiarnal transistor, Ql. Specia! aueníion rhould bepaícl to er.suro ihat the series limüinct resistor, R4, ¡s capableof handling the high powcr dissipaiiun ínhúrunt in :his modeof opfcr.ttion. f/Vwc 8-1 Oa ¡s used with the 14-lcad DIP ver-sión o{ tha [iA723. Whcjnihñ 10-Ic-Eid metal can is used. l-.ow-
fcver, ¡t ís neccssary lo ad.J 3 o. 2 VZener diodu extcrnally, PSín Figure 8-1 Ob,
Fíg. 8-10 PÜSÍ::VO Shunt Hogu'alors
Positivo Regnlatorr, Hígh Líne RGJnction '
As shown Ín Figure 5 - 7 / a and 8-7 Ib. Lhe circuits each unethe iruernal current liinit unn^sior to prcrpoul^io the V+r.upply, ihornby ¡nctoasinn the lino rejcction lo more llian'10D dB. [The CS - CL termináis providü a 6.2 VZaner diode re-fercncod to the oinput voluige, which is thcn used to supplyV+. In ihsíiü appücaliuns R3 musí be choscn so Ihat Ihccurront into the CS torminal Ís limilod 10 5 mA máximum.
Fig. 8-11 Hígh Llne Refcctíon
Positivo Reguí,3tors, Hígh Inptit Volíago
Inpul voltages greater ihan 40 V may be applied \vhen tha¡iA723 is connectod as shown ín Figure 8-12a. The regu!a;edoutpul voltago must rernainlessihan 33 V topro'.ect the regu-lator. P,3 may ba rep¡ai:ea' v.-ith a T-ET currení sourct ¡n thosscases wliere the vsriaiíon o( input voltrqc imposcs exc^ssívopower díssipation in t¡>e ínter nal series pass dcvice. Q2 pro-vides shor! círcuit protacíion, ií required (the imernal currenllimií transistor cannot be uscd in thís applicationj. The máxi-mum ínput voltage is dsiarrnincd by the breakdcwn chür'acterisiics of Ql. Wfien using ihe "uA723 DIP versión, D1may be omítíed and'the V^ terminal grouno'ed; Ín this cas»VRgp must bs resistivaly c'ivíded by two bsíore being ap-plied to tha invertíng inpui.
Note that in this typn of applicotíon wher'e ího uA723 oulpuístagc is used os an addítional mverung ampüfier rather than
"tlic usual ernitter follower, V¡-jgp must be connecíed to tusinvcrting input oí the error omplificr to maintain correct ph.asGrelationships around the rcrjulating loop, i.e., negative feed-back íiorn the output.
When using a pnp seríes pass devíce, high iriput voltacjcs maybe tolorntüd by using n Zcner diode 10 reduce the voltagr; ap-pearíng ocross the uA723, ns Ín Figure S-12b, For exgrnple.if D1 :s a.20 V Zonor diode, input voltages lo 60 V are por-missible. Di must be soiscted such thaí no more ihan 40 Vis Eipplied.to the pA723 V+ and VQ termináis undor máximuminput voltnge conditions. SirnilnrJy, iho rcgulatod outpui voll-age must not exccad 37 V to maintain the specified input-to-output diífcrenlial.
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Fig. 8-1 2 HÍQh Input Voltaga
PosíLíve Rcguíator, Fíooíing
Thc uA723 may be used to dirccily regúlate hundreds of voltsusing the configuraUon shown ín Figure P-13. in whlcti aíloatinrj powor sourco is provided for Ihe regulator by D1.The series pass transistor becomes the only limítíny factor .iridetcrminíng the máximum voltage and currsnt which maybe controlled. The V^gp: terminíi! supplios all the currentdravvn by the sensing resistors and the total c'.irreot musí notexceod 5 mA. R6 rnust be selecíed ío províde suffictení cur-rent to bins DI and to supply the uA723 sianríby current ntthc mínimum ínput voltage condiiion. 02, 03 and D4 ore forprotGction purposes; fast sv/itch.ing diodes should be used,
If Q1 is a hígh fy devíce, ií may be necossary ío add C2 toreduce the output noise level. If Vjj\ is svvitchad on and off,causíng a very high dVjf,j/dt to oppear at trie uA723 termin-áis, C3 may be added to ensure corrcct biasing throughoutthe circuit. In normal use when on/off switching lokos placebefore thc usual roctifier/filter supply fnr Vj^, C3 ¡s notnecessary.
It wül be noted from Figure 8-13 that
If R3 and R4 are mado equal.
Rl
The normal mínimum rcgulatcd output vollnge limitatíon of2 V for thc uA723 rióos not apply to thís circuit, output volt-ages down to zcro volts heing reddily obiainnbla.
Fíg. 8-13 rioating Posítivc Roguíator
Assurning ihe rsgulator is operáting correctly, then the !NV-Ínput vvilí equal tho NOM-IHV ínpn, Í.R.,
tvPEFi ( R3^bh VM2 + R
Vnrc/FÍEF
•/R3\1 -t R2
EHher of t!ie tvvo círcuiís shown wiíi aliow an inpüt-to-cutputvoltage dificrnr¡ce cióse' to thc sauíration point of tho senespass device. As In all appiicaüons, the V|ft2 oí Figura S-ítb
Fiy. 0-m Lo\ Input/Outpu: Díffcrcntiai
musí ha 3.5 V mínimum. TN¡ 7.5 V Zcnnr dlodé mny he olim-inatud (Süc fiffiíiG fl-14¡.] v/ívn nr.ing ihc du¡il in-linc pack-íigo bv Qro'.mding l!u¡ Vz lon.nní,! and rodncing the V^gplo 3 V by «'i 4.7 kíí/3.3 kn voíiíigo divider lo thé non-invcrt-ing input oí ihe |iA723.
Positivo Fícrjuifilorí;, Mn rejiñol I npu l Voltnoo
The two círcuits shown in Figuro 3-15 ofíur some rülieí fromlhs 9.5 V mínimum Vi vollago v/hen rc¡f]UÍ£iling lowcr voli-agos. In i lioso cases whero ihc everago voiíaye npplied to Iheinput is gradiei iban Ihc rcquircd niinimum — but tho tiega-tíve fipplo penks aro lower — a diocie/capocitor peak detectorwiíl próvido thc sotulion (Figura 8-15a). Fiuttrc 8-JSb showsone mothocí oí using a vollagc doubler ío assuro that using amínimum oí cxícrna! componenls, thc propcr bias voltayo isopplied to íhe V-i- icrniin&l.
• b
Fig. 8-15 Marginal Inpot Volíage (
Wecjativo Rsgulotors, Medium/High Omput Currcnt
Thts configuratíon {Figure S-1Gn) \vili rogulate ony negativavoliagc beiwuün -S.O V and -40 V. Sínce thc uA7X3 is opcr-alod bslwcen cjround and tha rcgulnted output, the máximumunrcoulcted input volíaga is ciatormined by tho voltagu brenk-dov/n and powcr dissipotion cepabiíiiios oí the pnp seriesposs device, Ql. Base curren! for Q1 is supplicd through re-sistor R5 such thaí the mínimum input-to-outpuí difíorentinlis controllcd both by Ihc bnse current requirüd by Q1 and thevalúe oí R5.
A DnrIÍ,no)ton connoclion mny bo used for Ql to reduce thebase current requircmcnt {Piguru 8-1 Gb) and to increcsc theoulput currunl capabiiity. Eithnr tha complementíiry Darling-
• ton as shown, or a standard pnp pair tnay be used.
For ouíput voltages in the rantje -2 V to-9.5 V, thc outpuivollayc alone is insufficicnt to bias the ¡iA723 in figure 8-1Ga. This condilion is síitisficd in Figuro 8-16c by on exter-na], icgulated or unreyulatud, positivo vohnnc applied to theV+ and Ve termináis. Thc máximum litnít of 40 V boiweeniho V+ and V- termináis musí bo obsorved. Máximum valúesfor -V¡^[?j and the input-to-ouíput diffcrcntial are detur-mined ns íor Figure 8-763,
In all cases, a-íhrough c, ií the V¿ terminal ¡s unavailoble,then the VQyy torminal mny be used whh a series 6.2 VZcner diodo.
r
\CV. lS
JS
. 8-1G Modium/Hígh Oulput Currcint
8-9
Negativo Shunt Royulator
For lov/ lo médium ontput currents trie SG.'ÍBS pasa transistoroí llin prcvíous circuit;; may bo orhitted. Howover, spaciíi!aílcmion mus! bo paid lo tho dissipalion oí DI and R5, andthc interna! dissipaíion oí Iho pA723. Máximum parmissiblacurran! shumcd 10 ground vio ihc VQJJ-J- turmtnal ís 1 50 mA. •
Figura 8-17 as shown in suitable for outpul voltages in thcrango -9.5 V to-40 V. By rcmovíng (he Vi- nnd VQ terniinnlsfrom ground and suppíying thom vvith a low valué posítivevoluige as ín Figure S-lGc. output voltages from -2 V to-9.5 V aro obuiinable. Total voltage from V- lo Vf- o f_9.5 Vmínimum and 40 V máximum must be obscrvcd. !f the máx-imum currcnt from the VfjUT tcrminnl Ís Icss than 20 mA ina portictilnr applicntion, thon D1 may be omittad and thc out-pui connecítjd to V^ instilad oí
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Fig. 8-17 Negativo Shunt
Fig. 8-18 Negativo Hígh Lino Rcjection
Me gali ve Regulatcr, Hígrí Lina Rejectíon
In thc negativa regulntors with a series pass dovice, the onlyvaríntion seen by tho control circuítry. undcr varyíng inputconditions is llic current variatian caused by thc fi.xed resist-ance across the series transistor's coücctor-base junctíon.
By replacing the resistor wiih a FET currcnt source ¡n Figure8-18, thc lino rejcctíon is greatly improvcd, typically excecd.íng IQOdB. Oulpul voltoge range is -9.5 V to -40 V, extcnd-able dovvn to -2 V by ihc addilion of a positivo supply as ihFigure 8-JGc. t\5 and Q2 must be selected to próvida suf-ficicnt base current for Ql undcr worst casa conditions. Agood choícó for Q2 would be a 2N5¿JO/1- with R5 cqual to zero,síncri its IDSS ('¿ero gntc vollage drain currcnt} of 1 to 5 mAwíll próvido suíí¡cient bnse currcnt for Q'l in mostapplications.
Negativo Rerjulaíor, Floating
When ilic dosircd output voltage cxceeds llm ^10 V mnximumv.'hich may bo applied across thc device, thcn a Zentir diodeshould be ti3üd lo limít iho voltage, as shown (Figuie 8~19¡.Thc actual Zencr voítage selectcd may be bohvoen D.Í3 V and40 V vvith iittle chango in performance. This circuít is thccomplemcnt of 8-13. RG rnust be selecled to próvido suf-ficient currcp.l lo bias D1 and lo supply the pA723 standbycurrent undor mínimum input voitoge conditon. Sclect H5accórding to the requircrnents outíincd in Figure 8-16b.
Fig. 0-T9 Negativo Floatíng
Current Rcguistors
In Figuro 8-2Ga the regulaíor vvill forcé a volrane lo éippearacross R0. wnich ¡s cqual lo the voliagc oxísting across R?..The resuíling current is summed with thc rcgulator's stondbycurrent, [53, ond the current through R2, to próvido o regu-lated currcnt, 
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