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Capacímetro Digital Autorrango

Autorrange Digital Capacitance Meter Autor: Mauricio J. Moretto Cátedra: Tecnología Electrónica Ing.: Ivano Bonamici

Contenido

Resumen 3 Summary 3 Introducción 3 Algunos métodos de medición convencionales 4 Método de medición por respuesta transitoria 5 Soluciones con temporizador 555 7 El circuito 8 Limitaciones del rango de medida en medición de pequeñas capacidades 9 Limitaciones del rango de medida en medición de grandes capacidades 10 La medida de frecuencia en el microcontrolador 11 La división en el microcontrolador 12 La medida de periodo en el microcontrolador 14 La escala automática 15 La visualización 16 Conclusiones 17 MATERIAL ANEXO 18 El puente de “Wien” 18 El puente de “Schering” 19 Aplicaciones de los instrumentos de medida basados en microcontrolador 20 Información general sobre sensores inteligentes 20 Criterios para la disminución del error en la medida y en la transmisión 20 Generalidades sobre sistemas de comunicación para sensores e instrumentos digitales 21 Telemedida por corriente 21 Diagrama de flujo de partida para la programación del capacímetro 22 Código de programa del capacímetro versión prototipo 23 Bibliografía, sitios web utilizados y envío de material 33

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Capacímetro Digital Autorrango

Autorrange Digital Capacitance Meter

Resumen

En este informe se exponen los lineamientos principales de instrumentación electrónica para construir un medidor de capacitancia digital de amplio alcance (100pF a 999nF autorrango – 1µF a 9990µF au-torrango) basando su funcionamiento en la medición de respuesta transitoria de una red R-C. Se pre-sentan los aspectos claves de diseño para aumentar la exactitud en la obtención de la lectura y evitar errores en caso de adquisición remota.

Summary

In this report the main features of electronic instrumentation are exposed to build a digital capacitance meter of wide range (100pF to 999nF autorrange - 1µF a 9990µF autorrange) basing their operation on the measure of trasient response of a R-C network. They show up the key aspects of design to increase the accuracy in the obtaining of the reading and to avoid errors in the event of remote acquisition.

Introducción

El estado de la tecnología electrónica actual provee a los diseñadores una gran diversidad de elementos que posibilitan la implementación de instrumentación electrónica que logra alta exactitud. Los micro-controladores fácilmente programables, sumados a los amplificadores operacionales y las temporiza-ciones exactas dadas por los cristales de cuarzo permiten la implementación de instrumentos de mano de bajo consumo y también dan origen a los llamados sensores inteligentes; en los cuales se necesita “hardware” mínimo por cuestiones de tamaño, consumo y costos. Con estas herramientas se plantea el diseño y la puesta en marcha de un medidor de capacitancia digi-tal, el cual es un instrumento de mano basado mayormente en un microcontrolador y unos pocos com-ponentes accesorios que, gracias a la lógica de control y capacidad de cálculo permite obtener caracte-rísticas como la de rango automático, solucionando por programa (microcódigo) problemas que en una primera instancia hubiesen requerido tanto de “hardware” adicional (considérese una llave selectora) como de una intervención del usuario al sistema (debería ser el operador quien debiera seleccionar la escala adecuada de medida). El proyecto se encara desde un marco teórico levemente más general que el correspondiente al medi-dor de capacidad a construir de modo que estén sentadas las bases para la construcción de dispositivos similares como detectores y sensores inteligentes y se den los criterios correspondientes para diseñar una adquisición remota de las medidas y los datos que ellos producen sin incurrir en errores (consultar el material anexo).

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UNIVERSIDAD TECNOLOGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL VILLA MARIA

Algunos métodos de medición convencionales*

En las medidas electrónicas nos encontramos con que hay varias formas de determinar la capacidad de un elemento. Algunos métodos se basan en un puente de impedancias (los llamados puente de “Wien” y de “Schering”, explicados en el material anexo), los cuales son utilizados preferentemente para de-terminar el factor de pérdidas en capacitores (D). Su implementación y puesta a punto es algo compli-cada y el acercamiento a la medida debe realizarse en forma manual por el operador (el proceso se asemeja a una sintonización), lo que lo hace un método poco práctico para adquirir una medida en forma automática. Otra técnica es la del detector sincrónico, el cual utiliza un oscilador de una frecuencia senoidal cono-cida y muy exacta que se aplica a una resistencia Rs que esta en serie con el capacitor a medir Cx. La tensión sobre Rs estará en fase con la corriente que pasa por el capacitor, un detector sincrónico elimi-na la parte real de la tensión sobre Rs, lo que permite obtener una tensión de salida que, salvo por un factor, es proporcional a la capacidad. Los multímetros digitales convencionales miden la capacitancia administrando corriente constante al capacitor durante un intervalo fijo de tiempo, midiendo el voltaje resultante y luego calculando la ca-pacitancia. La lectura es lenta, demorando alrededor de un segundo. Como la carga se hace usando la tensión interna, la tensión del capacitor puede ser de solamente alrededor de algunos voltios. La principal desventaja de los métodos nombrados anteriormente es la de necesitar un conversor ana-lógico-digital para leer un valor de tensión, lo que puede sumarnos “hardware” adicional si el mismo no se encuentra integrado al circuito integrado que tenemos en uso, encarecer el circuito, etc.

*Se amplían al final en “anexos”

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Método de medición por respuesta transitoria

Este método se denomina también de integración, ya que el modelo matemático de un capacitor nos dice que la tensión en sus bornes VC es función de la integral de la corriente de carga:

VC(t) = 1/C ∫ iC(t) dt El transitorio ocurre cuando en un circuito R-C serie el capacitor se carga a una tensión constante E. Cuando la llave de la figura se abre, el capacitor C comenzará a cargarse a través de la resistencia R y el voltaje VC se incrementará en función del tiempo transcurrido desde la conmutación de la llave. Este proceso se denomina transitorio de carga.

Manteniendo a E y R constantes, la tensión VC será función del tiempo en el cual el capacitor se man-tuvo en carga, lo cual se expresa en la siguiente fórmula:

VC = E [1 – e – t / ( R C )]

En donde las unidades corresponden a t [Segundo], R[Ohm], C[Faradio] y “e” se denomina número de neper (2,72 aproximadamente), el cual es adimensional. Manteniendo las condiciones anteriores, si nos interesa el valor del tiempo transcurrido para que el capacitor alcance una tensión VC1:

t1 = - RC ln [1 – VC1 / E ]

Esto significa que t1 es proporcional a C. Por lo tanto t1, si bien está afectado por un factor constante, nos indica el valor de la capacitancia. En el caso de tener un capacitor previamente cargado en una red R-C serie, podemos producir un tran-sitorio de descarga, el cual tiene un circuito y una ecuación que le corresponde:

t2 = RC ln [E / VC2]

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Por lo anteriormente expuesto, podríamos en principio obtener el valor de la capacitancia en base a la medición del tiempo de carga o de descarga de un capacitor en una red R-C serie, para lo cual necesi-tamos un voltaje de referencia dado por un comparador de voltaje que nos indique cuando VC alcanza la tensión de carga VC1 o se descarga hasta una VC2. Si bien de acuerdo a los fundamentos dados, la medición del tiempo de carga se podría realizar con un solo voltaje de referencia. Esto se dificulta en la práctica por las siguientes razones: En realidad el voltaje no cae a 0 voltios en la descarga ni alcanza la tensión máxima E en la car-ga: Tenemos que matemáticamente la curvas de tensión de VC son asíntotas que no adquieren los va-lores extremos, si bien se llega a valores tan cercanos que pueden ser considerados como tales, esto aumenta el intervalo de medición. Fenómenos como el de absorción dieléctrica (reaparición de tensión en terminales de un capacitor luego de haberse descargado) y la caída de tensión en la llave de descar-ga acentúan este efecto. Habrá un tiempo transcurrido entre el comienzo de la carga y el cronometraje: Esto causa un pequeño error de medición que generalmente puede ser ignorado. Corrientes de fuga en las entradas analógicas: Causan errores de medida en valores cercanos a cero voltios.

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Soluciones con temporizador 555 En vista de la necesidad de evitar los valores extremos, debemos tener dos comparadores de tensión que indicarán si se produjo la carga o la descarga. El valor que indica la carga debe ser menor a E (ten-sión de alimentación de la red R-C) y el valor que indica la descarga debe ser mayor a cero Voltios. Estos requisitos fueron tomados en el diseño del temporizador 555, el cual tiene un comparador de ventana que acepta como valor mínimo VC=1/3E para interpretar que se produjo la descarga y como valor máximo VC=2/3E para asumir que se produjo la carga.

Frecuencia de oscilación de esta configuración: F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ] Además, por razones que se harán evidentes conforme se avance en el diseño (Por ejemplo, la posibi-lidad de obtener la medida de la capacidad partiendo de una frecuencia) necesitamos que la carga y descarga no sea un acontecimiento único, sino que se repita periódicamente. El temporizador 555 permite esta posibilidad, llamándose esta configuración modo astable. En este modo se actúa sobre la red R-C, produciendo un transitorio de carga cuando VC<2/3E para luego cambiar el circuito (cuando VC = 2/3E) mediante la acción de un transistor que produce un tran-sitorio de descarga hasta que VC = 1/3E, punto en el cual comienza el transitorio de carga nuevamente. Se debe tener una memoria que permita mantener la topología de la red (O sea que mantenga la confi-guración de las conexiones eléctricas que llevan a cabo el transitorio de carga o descarga según co-rresponda) hasta que se logre efectivamente la carga o descarga. Para este motivo el 555 incorpora una memoria de 1bit o biestable, el cual memoriza el nivel alto de tensión que se produce en el comparador conectado a “Set” cuando VC = 2/3E (Comienza transitorio de descarga). Esta memorización se man-tiene hasta que VC = 1/3E, tensión en la cual se genera un nivel alto a la salida del comparador conec-tado a “Reset”, que hace memorizar un nivel bajo al biestable (Se produce nuevamente el transitorio de carga). Una entrada adicional de “Reset” permite poner a nivel bajo el biestable con una señal externa, lo cual nos permite inhabilitar el temporizador 555 para que no oscile, lo cual es útil si trabajamos con más de un circuito temporizador, ya que nos permite habilitar solamente el que realice mejor la medición.

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El circuito

Se logra una gran simplicidad de diseño al implementar la mayor cantidad de características posibles mediante el desarrollo de “software”, por ejemplo la característica de la escala automática, la cual se explicará posteriormente en este informe. Las patas RA0 y RA1 del puerto A cumplen una doble función, por un lado exploran y habilitan los cir-cuitos temporizadores alternadamente en busca de un capacitor a ser medido (Un procedimiento de la autoescala) y por otro lado, una vez realizada la medición, participan en la multiplexación de los “dis-plays” de salida para la lectura; ya que en la visualización se enciende de a un número por vez (El puerto RB proporciona el número y el puerto RA habilita solamente el display que corresponde a ese número), a una velocidad tal que da la sensación al ojo de que todos los números están encendidos simultáneamente. De no realizar la multiplexación necesitaríamos cuatro puertos similares al RB, uno por cada “display”.

En esta instancia surge la pregunta de qué ocurre con los circuitos de tiempo cuando RA0 y RA1 parti-cipan en la multiplexación, ya que siguen conectadas al microcontrolador las habilitaciones de los cir-cuitos de tiempo. En un primer momento se puede pensar que se producirá una lectura errónea de la capacidad, ya que la habilitación en los mencionados circuitos de tiempo se producirá por causa del programa de multiplexación y no por el programa de autoescala, que es el único que les corresponde. Lo que en realidad se hizo fue implementar una solución de este problema en el mismo “software”, esto es, cuando visualizamos; RA0 y RA1 variarán y producirán señales en los osciladores que no co-rresponden a las lecturas y simplemente el “software” invalida esta información. Adoptar esta solución hace que el instrumento no ejecute el multiplexado mientras está realizando la medición y que no mida mientras se presenta la visualización del valor de la capacidad (ya que la visualización utiliza el multi-plexado).

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Limitaciones del rango de medida en medición de pequeñas capacidades

Los límites de frecuencia del “hardware” digital combinados con las restricciones propias al tempori-zador imponen las siguientes limitaciones en el rango de medida: Máxima frecuencia del temporizador: (NE555) 1,1MHZ; no obstante (TLC555) 2,4MHZ Operaremos con Fmax=1MHZ, suponiendo que la menor capacidad será de 1pF tenemos

F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ] por lo tanto (RA + 2RB) = 1,44 / ( F CX ) y

(RA + 2RB) = 1,44 / ( 1MHZ 1pF ) = 1,44MΩ

Máxima resistencia a colocar red R-C: (E=5V) RA+RB = 3,4M Ω Limitación impuesta por el consumo de corriente en la entrada de los comparadores que conforman el temporizador 555; Ima x= 2,5µA (corriente de umbral ). El punto anterior nos muestra que estamos en un valor permitido. Mínimo período a medir con resolución del 0.1%(1000 valores distintos): 10ms Esta limitación proviene de haber elegido un cristal de 4MHZ para el microcontrolador, con lo cual tenemos instrucciones en 1 / 1MHZ = 1µs (Las instrucciones en el microcontrolador se ejecutan a Fcristal / 4), ahora bien, si queremos una resolución del 0.1% debemos hacer que el incremento sea el mínimo período de la señal a medir dividido 1000, con lo cual los incrementos serán de 10ms / 1000 = 10µs y debido a que el “software” que se utiliza para contar período necesita un mínimo de 8 instruc-ciones por incremento de cuenta (8µs), la cuenta puede ser realizable a partir de un período de 10ms en adelante y no se permite un período menor. Máxima frecuencia a medir por el microcontrolador: El uso del TIMER0, un contador que posee el microcontrolador PIC16F84, independiente del cristal oscilador, permite medir frecuencias mayores a 1MHZ, que es el límite tomado para el temporizador 555, con lo cual este parámetro no es una limita-ción en el diseño. Mínima capacidad a colocar en la red R-C: 95pF Se toma como límite práctico, debajo de este valor los efectos de la capacitancia son tan pequeños que pueden verse enmascarados hasta volverse imperceptibles, limitando la exactitud y la repetibilidad (precisión) de las lecturas. No obstante; en una escala de 100pF – 999pF, con una resolución del 0,1%, tendremos que el incremento mínimo será de 1pF. Este es un punto importante también para los senso-res ya que nos establece que no es aconsejable realizar las mediciones en base a una capacidad mínima de alrededor de 100pF.

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Limitaciones del rango de medida en medición de grandes capacidades Mínima resistencia a colocar red R-C: (E=5V) RA+RB = 1K Ω Limitación impuesta por el consumo de corriente que provoca la red resistiva. Para valores menores de resistencia, el transistor de descarga se protege al verse exigido y el conjunto no oscila. Si bien es po-sible el funcionamiento con resistencias menores a 1KΩ, tendremos un consumo excesivo de la red y un funcionamiento no garantizado. Máximo período a medir: Según la aplicación (En este trabajo se toma a modo ilustrativo 10s). En este punto no hay una limitación propia del instrumento, pero se considera como una medida no práctica aquella que supere el tiempo de medición requerido en una aplicación o proceso industrial (Considérese un control de calidad en la fabricación de capacitores), ya que se torna una lectura exce-sivamente lenta para el operario o para el proceso en el cual se utilice este instrumento. Con las res-tricciones impuestas y aceptando RA+2RB = 1,44K Ω para que el período medido coincida numérica-mente con la lectura de capacidad, el mayor valor que puede medir el instrumento es de:

F = 1 / T = 1/10s = 0,1hz en donde T es el período

F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CX ] por lo tanto CX = 1,44 / [ F (RA + 2RB) ] y

CX = 1,44 / [ 0,1s (1,44KΩ) ] =10.000µF

No obstante podría ser útil en alguna medición fortuita de capacitores de mayor valor al citado, ya que no se necesita “hardware” adicional, a ejemplo ilustrativo tenemos: Medición de un capacitor de valor 100.000µF

T = [ (1,44K Ω) 100.000µF] /1,44 = 100 segundos = 1minuto con 20 segundos

Medición de un capacitor de valor 1Faradio

T = [ (1,44K Ω) 1Faradio] /1,44 = 1000 segundos = 16 minutos con 40 segundos

Para que las medidas de grandes capacidades demanden tiempos menores a los obtenidos se debe redi-señar el “hardware” con una filosofía que, si bien trate de limitar el consumo, provea las lecturas en tiempos menores.

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La medida de frecuencia en el microcontrolador

La forma más simple de medir una frecuencia FX , es mediante un contador que registre el número de ciclos de la señal de entrada N durante un lapso de tiempo fijo T0, que se denomina puerta (también llamado ventana). Al contar durante un intervalo de tiempo T0, obtenido a partir de un reloj de refe-rencia, se obtendrá N = FX T0 Dado que la señal de entrada y el reloj no son síncronas, puede suceder que la puerta de tiempo se aca-be justo cuando llega otro impulso de entrada, o que se encuentra una transición que llega justo antes de acabar el tiempo T0. Por lo tanto, hay una indeterminación de 1 cuenta, que se representa diciendo que el resultado es N±1 cuenta. La resolución en la medida de frecuencia es 1/N. Para obtener una buena resolución, N debe ser alta. Pero esto implica un tiempo de medida tanto más largo cuando más pequeña sea Fx. Si por ejemplo, se desea medir una frecuencia de 10KHZ con un error inferior al 0.1%, hay que contar por lo menos 1000 impulsos, y como el tiempo entre impulsos de entrada es de 1/10KHZ = 100µs, la medida durará 100ms.

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Para medir frecuencias con un microcontrolador, hacen falta dos contadores programables, uno que genere la ventana de tiempo y el otro que registre los impulsos de la señal de entrada. Sabiendo que la frecuencia será el número de pulsos contados en una ventana de tiempo determinada, F = N / T0, además se necesita que N (cuenta de pulsos) tome los valores desde 100 a 999, ya que una cuenta menor a 100 nos hace perder resolución, lo cual indica que se debe cambiar la escala. Eligiendo a T0 convenientemente tenemos:

Para T0 = 1ms FMIN = 100KHZ FMAX = 999KHZ

Para T0 = 10ms FMIN = 10,0KHZ FMAX = 99,9KHZ

Para T0 = 100ms FMIN = 1,00KHZ FMAX = 9,99KHZ

Entonces, tomando las ventanas múltiplo de 1ms, obtenemos la frecuencia en KHZ. Los pulsos son generados por el temporizador 555 y son registrados por un contador interno al micro-controlador (“TIMER0”), hacemos coincidir el inicio y fin de cuenta con el comienzo y finalización de la ventana para que la cuenta sea directamente el valor de la frecuencia en KHZ. Debido a que el “TIMER0” es un contador de 8 bits solamente, la máxima cuenta posible que puede realizar es de 28 = 256 valores distintos, lo cual es insuficiente para nuestro propósito. Mediante la programación de una interrupción por desborde de “TIMER0”, incrementamos un registro de 8 bits cada vez que se produzca un desborde en el contador, con lo cual ahora disponemos de un contador de 16 bits (216 = 65536 valores) del cual sólo utilizaremos 10 bits para llegar hasta 999 (210 =1024). Regresando a la fórmula CX = 1,44 / [ F (RA + 2RB) ] notamos que, a diferencia del período, la capa-cidad CX es inversamente proporcional a la frecuencia y no basta tomar la resistencia como múltiplo de 1,44 para hacer que la medida arroje directamente el valor de la capacidad. En este caso hay que hacer un cálculo matemático (división) el cual es llevado a cabo por el microcontrolador.

La división en el microcontrolador Si tuviésemos que calcular la capacidad en base a la frecuencia por nuestros medios tomaríamos la fórmula anterior y la resolveríamos manualmente o con un aparato calculador. En este proceso de re-solución notaríamos que las cantidades involucradas necesitan de una notación científica, ya que F se mide en [KHZ] y las unidades de la resistencia son [KΩ] o [MΩ]. Además el valor de la capacidad es muy pequeño pF[10-12] nF[10-9] µF[10-6] . Este procedimiento no se puede llevar a cabo directamente en el microcontrolador y son necesarios complejos algoritmos para realizar la multiplicación, división, trabajar con números que tienen coma flotante. No obstante hay una solución para trabajar simplemente con números enteros e implementar única-mente un algoritmo de división y es la siguiente: Tomar las resistencias del temporizador RA + 2RB =1,44KΩ o 1,44MΩ. Esto hace que el factor 1,44 sea anulado de la ecuación.

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Suprimir los factores múltiplos de 1000. Serán suprimidos los KHZ, KΩ o MΩ, ya que afectan sólo en un factor de escala. La ecuación en este punto es CX = 1 / N, en donde el resultado sigue siendo un número decimal. Hacer del valor de CX un número entero (100 – 999). En este caso se afecta la ecuación de un fac-tor, tal que:

CX = 100.000 / N

Activar las banderas correspondientes para que en la visualización el número se muestre como un número con coma flotante y notación de ingeniería. Si bien el microcontrolador sólo realizará la ope-ración matemática:

CX = 100.000 / N

Únicamente se trabaja con enteros, utilizando como banderas en qué ventana fue medida la frecuencia y cuál fue la red resistiva que se utilizó, podemos poner en la visualización, lo que en realidad es un número entero será visualizado por el usuario del instrumento afectado por una coma y un factor de escala pF, nF, µF. En cuanto a la operación de división en formato binario, 100.000 está contenido en 17 bits, mientras que N lo está en 10 bits. El algoritmo que utilizado aquí pertenece a la familia “CORDIC”, el cual realiza la división de dos números de 16 bits. Para poder utilizar como dividendo la constante de 17 bits se realizó una pequeña modificación al citado algoritmo. Los rangos que en lugar de medir frecuencia se basen en medir período no necesitarán realizar la divi-sión para obtener el valor de capacidad CX. A modo de ejemplo realicemos la medición hipotética de un capacitor de 5nF: La frecuencia generada por el capacitor colocado en el circuito de tiempo con RA + 2RB =1,44MΩ es: F = 1,44 / [ (RA + 2RB) CB X ] = 1,44 / [ (1,44MΩ) 500nF ] = 200HZ Para la cual la autoescala elegirá automáticamente la ventana de 1s dando una cuenta de: N = 200HZ x 1s = 200 pulsos contados. Aquí el microcontrolador aplica la fórmula: CX = 100.000 / N = 100.000 / 200 = 500 Tomando como información la red resistiva utilizada y la ventana de cuenta de pulsos se almacena en un registro la información de la ubicación del punto y qué factor de escala corresponde (información utilizada por el programa de visualización) lo cual hace que el valor 500 (que no brinda información al usuario) se visualice con un punto que hace ver la valor 500 como 5 unidades y dos decimales (que son cero en este caso) seguidos de un factor de escala que indica la medida en nanofaradios:

Obteniendo por este método una correcta y completa lectura final.

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La medida de periodo en el microcontrolador

Para bajas frecuencias y para márgenes de frecuencia de medida pequeña, es preferible medir el perio-do de la señal. Para medir el periodo se cuentan los impulsos de una señal de reloj conocida interna al microcontrolador durante un intervalo de tiempo dinámico determinado a partir de la entrada (el mis-mo período de la señal a medir). El tiempo de medida es TX. La cuenta comienza con un flanco descendente de la señal proveniente del 555 y se detiene con el próximo, lo que delimita el período de la señal. Se toman las consideraciones necesarias detalladas en el punto anterior para que la medida del período nos de directamente la lectura CX sin tener que realizar operaciones matemáticas con el microcontrolador.

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La escala automática Para que el operador del instrumento no deba intervenir seleccionando la escala que mejor se ajusta a la medida y además el resultado provea de una interpretación directa se dota al instrumento de una escala automática, en la cual un programa se encarga de comenzar por el menor de los rangos la medi-ción, si se obtiene un N menor a 100 (lectura mayor a 999) se procede al rango siguiente hasta centrar la lectura en los límites dispuestos.

Rango Frecuencia operación(HZ)

Metodo lectura Duración ven-tana

Error asociado (discriminación)

RA+2RB

100 a 999 pF 1K a 10K Frecuencia 100ms +-1pF 1,44MΩ

1,00 a 9,99 nF 100 a 1K Período TMAX=10ms +-10pF 1,44MΩ

10,0 a 99,9 nF 10 a 100 Período TMAX=100ms +-0,1nF 1,44MΩ

100 a 999 nF 1 a 10 Período TMAX=1s +-1nF 1,44MΩ

1,00 a 9,99 µF 100 a 1K Período TMAX=10ms +-10nF 1,44KΩ

10,0 a 99,9 µF 10 a 100 Período TMAX=100ms +-0,1µF 1,44KΩ

100 a 999 µF 1 a 10 Período TMAX=1s +-1µF 1,44KΩ

1000 a 9990 µF

0,1 a 1 Período TMAX=10s +-10µF 1,44KΩ

Debido a que en este diseño la medición de capacitores a partir de 1µF requiere un cambio en la red RA+2RB de 1.44MΩ a 1,44KΩ, en realidad se utilizan dos integrados temporizadores 555, uno para rangos menores a 1µF y el otros para rangos mayores al mencionado, que hace tener una disposición circuital en la cual los capacitores de hasta 999nF son medidos en un par de terminales y los que supe-ran este valor en otro par distinto, esta es una limitación de esta escala automática, ya que es quien opera el instrumento quien debe decidir en qué contactos debe realizar la medición. No obstante la exploración para detectar si se colocó un capacitor en alguna de las dos redes es automática, lo que hace que el capacímetro sólo presente un botón de encendido, eliminando en el proceso diseño toda botonera o llave selectora adicional.

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La visualización

Debido a que todo el proceso que se realizó hasta el momento se encuentra en formato binario natural, debemos implementar un algoritmo que transforme el resultado a un número decimal que pueda ser visualizado en bloques de display de 7 segmentos, esta forma de visualización se corresponde con la codificación “BCD” (decimal codificado en binario). El algoritmo utilizado puede convertir un máxi-mo de 16 bits en binario a cuatro dígitos en decimal, del cual usamos solo 10 bits para representar tres dígitos. Con respecto a la visualización de la coma se eligió un método simple, tomamos un registro en el cual se almacena la escala utilizada y eso nos dice directamente en que lugar colocar la coma en el momen-to de mostrar la lectura, ya que dentro de una misma escala la coma (si la hubiese) no cambia de lugar.

En lugar de utilizar notación científica se utiliza notación de ingeniería, en la cual se adopta un cuarto bloque de 7 segmentos que permite visualizar p(pico) [ 10-12 ], n(nano) [ 10-9 ], o µ(micro) [ 10-6 ]. Al encender el instrumento se muestra una C que indica el funcionamiento.

En el caso de valores mayores a 999µF no se puede visualizar el número y la escala simultáneamente, por lo tanto primero se visualiza la escala [µ] y luego la lectura numérica 1000 a 9990.

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Conclusiones La flexibilidad, simplicidad circuital, velocidad y facilidad de programación de los microcotroladores permiten realizar diseños que años atrás hubiesen requerido de gran cantidad de circuitos integrados digitales, con simplicidad y a menores costos. Debido a las características especiales que presenta este instrumento de elevada precisión, gran espec-tro de medición y rango automático, combinado con un costo bajo, hace que tenga un lugar propio en lo que se refiere a capacímetros digitales de mano (Portátiles). Se encontraron dificultades en la medición de períodos menores a 10ms con el microconrolador (capa-cidad mínima 1nF) y debido a la intención de medir capacidades más bajas se implementó una medi-ción de frecuencia, la cual extendió el rango mínimo de medición a 100pF al precio de tener que im-plementar una división de números del orden de 16 a 17 bits en el microcontrolador. En cuanto a las operaciones matemáticas que se debieron implementar se buscó realizar la mayor can-tidad de simplificaciones posibles, como por ejemplo evitar trabajar con decimales en los registros internos al microcontrolador y realizar la reducción al máximo de las expresiones matemáticas, lo cual disminuyó en gran medida los recursos utilizados para realizar el programa. Se orientó la resolución de problemas pensando las soluciones como un conjunto “hardware-software”, pero haciendo hincapié en un “hardware” mínimo. Los problemas que se presentaron en el diseño del capacímetro (Rango limitado a 100pF-9990µF) no escaparon a la teoría de las Medidas Electrónicas y a la implementación de componentes de uso común. No obstante, se encontró a medida que se realizó el diseño que la medición de capacidades más pequeñas que 100pF no se puede llevar a cabo simplemente con un temporizador 555 y se debe pensar en una configuración de amplificadores operacionales con elevado rechazo al ruido en la entrada (red R-C) y una alta impedancia de entrada. También se llegó a la conclusión de que si se deben medir grandes capacidades (10.000µF – 10F) en periodos de tiempo breves ( del orden de 1 a 10 segundos) para aplicaciones que así lo requieran (en caso contrario se puede utilizar el mismo “hardware” tal cual como está, pero se debe ampliar el “software”), si bien no es crítico el reemplazo del temporizador 555, por lo menos se debe dotar a este de circuitos auxiliares de potencia ligeramente mayor y además comienza a cobrar importancia el con-sumo del instrumento que, si bien sigue siendo portátil, cabe la posibilidad de carecer de autonomía suficiente (duración de la batería) para considerarse instrumento de mano. Desde el punto de vista profesional, el proceso de diseño y construcción de este aparato planteó desa-fíos a cada momento ya sea matemáticos, físicos y de automatización. Estos desafíos llevaron a la búsqueda de información y a la aplicación del diseño, lo que proporcionó experiencia y puesta a prue-ba de la habilidad. A medida que se llegó a su conclusión se notó cómo se fue forjando una forma de trabajar ordenada y sistemática a lo largo de todo el proyecto.

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MATERIAL ANEXO

El puente de “Wien” El puente de “Wien” se destina en principio a la medición de la capacidad de capacitores cuyas pérdi-das son apreciables y pueden considerarse como resistencia paralelo; por ejemplo el ensayo y medi-ción de cables de dos conductores (envainados para energía eléctrica o coaxiles para RF), y capacito-res electrolíticos de gran capacidad. En la figura siguiente se muestra el esquema de un puente de “Wien” típico, los resistores R1, R2 y R3 son de precisión y no inductivos, el resistor Rx representa la pérdidas del capacitor bajo ensayo.

E

Rx Cx

C3

R3 R1

R2

D

Las impedancias de cada una de las ramas del puente son respectivamente:

Recordando que en el equilibrio los productos de las ramas opuestas son iguales resulta:

Zx = Rx 1 + j w Rx Cx

Z3 = R3 + 1 j w C3

Rx = R2 R3 R1

1 + (w R3 C3) 2

(w R3 C3) 2 Cx = C3 R1

R2 1 + (w R3 C3) 2


Z2 = R2

Z1 = R1

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Conseguir la condición de equilibrio del puente y obtener los valores de Cx y Rx es bastante engorro-so, como puede verse en las ecuaciones anteriores, y puede lograrse variando R3, R1 y además la fre-cuencia del generador utilizado para exitarlo. Claro que si lo que se desea medir es el factor de pérdi-das (D), la operación se simplifica, ya que el valor de D es:

D = w R3 C3 El puente de “Schering” Cuando se desea medir capacidad y factor de pérdidas de capacitores y otros elementos que tienen capacidad asociada, tales como cables armados para alta tensión, aisladores, transformadores de po-tencia para uso industrial (Que utilizan aceite como refrigerante, y en los cuales se desea determinar las características del mismo como dieléctrico); todos los elementos que puedan considerarse como capacitores en serie con una resistencia de bajo valor; se prefiere utilizar el puente de “Schering”, que en estas circunstancias y a diferencia del anterior, es un poco más fácil de equilibrar. La figura siguiente muestra el esquema básico de un puente de “Schering”. Los capacitores C4 y C3 son patrones regulables en décadas, entanto que R3 y R2 son los elementos de ajuste que permiten equilibrar el puente.

E

Rx

Cx

C4

R2

D

R3 C3

En la condición de equilibrio se obtiene:

Rx = R3 C2 Cx = R3 C4 R2 C4

Sin embargo, como el puente de “Schering” se usa sobre todo para materiales aislantes, no interesa tanto la resistencia Rx, sino el factor de pérdidas, que es: D = w C3 R3 La operación más fácil para obtener el equilibrio se consigue manteniendo constantes los valores de R3 y C4, y regulando R2 y C3. En este caso se consigue la lectura independiente, pues C3 no entra en la fórmula de Cx e interviene directamente en la determinación de D. En cambio R2 entra solamente en el cálculo de Cx.

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Aplicaciones de los instrumentos de medida basados en microcontrolador

Información general sobre sensores inteligentes Un sensor inteligente es aquel que combina la función de detección y alguna de las funciones de pro-cesamiento de la señal y comunicación. Dado que estas funciones adicionales suele realizarlas un mi-croprocesador, cualquier combinación de sensor y microprocesador se denomina sensor inteligente. Aunque no tiene que ser un elemento monolítico, se sobreentiende que un sensor inteligente está basa-do, total o parcialmente en elementos miniaturizados, y con un encapsulado común. Un sensor inteli-gente es inevitablemente más costoso que un sensor convencional. Pero si además del costo de compra se consideran el mantenimiento, fiabilidad, etc; el costo total de un sensor convencional puede ser mu-cho mayor. El nivel de complejidad de un sensor inteligente puede variar. Además de la detección o traducción puede incluir acondicionamiento de señal, correcciones de cero, ganancia y linealidad, compensación ambiental, escala de conversión de unidades, comunicación digital, autodiagnóstico, decisión e incluso activación sobre el sistema donde se conecta. De esta manera los sensores inteligentes incluyen, además del sensor primario, cuando menos algún algoritmo de control, memoria y capacidad de comunicación digital. La repercusión inmediata de los sensores inteligentes en un sistema de medida y control es que redu-cen la carga sobre los controladores lógicos programables (PLC). Criterios para la disminución del error en la medida y en la transmisión

La medición, sobretodo en valores pequeños de capacidad, puede verse modificada por la presencia de capacidades parásitas, interferencias y ruido eléctrico, por lo cual se aconseja una cercanía entre el capacitor a medir y el circuito, en caso de utilizar cables, deben ser blindados y de longitud limitada, también debemos dotar de un blindaje eléctrico al circuito comprometido. Debemos utilizar la menor cantidad de conexiones de contacto óhmico. En el caso de necesitar medir capacidades muy pequeñas con gran exactitud y precisión debemos re-chazar (ya que no se puede minimizar mas aún) el ruido que se induce en la red R-C ya que produce una alteración en la curva del transitorio carga-descarga del capacitor. Esto se realiza sustituyendo al temporizador 555 por un arreglo de amplificadores operacionales, en una configuración que tenga elevado rechazo al ruido de entrada.

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Generalidades sobre sistemas de comunicación para sensores e instrumentos digitales Las señales obtenidas con los sensores, una vez acondicionadas, hay que comunicarlas a un receptor o dispositivo de presentación, cercano o remoto. Cuando el receptor y el emisor no están muy lejos, se suele emplear transmisión por hilos (Cables conductores). También se emplea transmisión por hilos en instalaciones extensas que incluyan un diseño adecuado. Para distancias muy grandes se emplea telemedida (Transmisión remota de la medida) vía radio. Para distancias cortas se utilizan también radiación infrarroja o fibras ópticas sobre todo cuando estamos en presencia de interferencias electromagnéticas fuertes, ya que la luz no se ve afectada (Por lo menos apreciablemente) por las interferencias de carácter electromagnético. Cualquiera sea el medio de comunicación empleado, es necesario acondicionar las señales de los sen-sores para adaptarlas a las características de aquél.Este proceso puede necesitar más de una etapa. En primer lugar, la señal del sensor, una vez acondicionada mediante un circuito inmediato a él, se modu-la (si su salida es analógica) o codifica (si su salida es digital), para poder ser combinadas con otras que vayan a compartir el mismo medio, o simplemente para hacerla compatible con el modulador de transmisión. En algunos casos puede suceder que se disponga de una línea propia, transmitiéndose por ella directa-mente un nivel de tensión, corriente o una frecuencia procedente de este codificador o modulador. Si la información se transmite en forma de tensión continua proporcional a la magnitud medida, la distancia cubierta debe ser pequeña porque, en un entorno industrial, las tensiones parásitas inducidas en el bucle formado por los conductores puede falsear totalmente la medida (debemos utilizar cables apantallados). La telemedida por frecuencia tiene mayor inmunidad a las interferencias, pero no hay normas que permitan utilizar en un mismo sistema transmisores de distintos fabricantes. Además, las señales de frecuencia transmitidas pueden ser fuente de interferencia en circuitos próximos. La tele-medida por corriente supera estos problemas. Telemedida por corriente En la telemedida por corriente la magnitud medida se convierte en una corriente continua proporcio-nal, que se envía por la línea y es detectada en el extremo receptor midiendo la caída de tensión en una resistencia de valor ómhico conocido. Los valores de corriente normalizados son: (4-20, 0-5, 0-20, 10-50, 1-5, 2-10) mA. Los termopares parásitos y las caídas de tensión en los hilos de conexión tampoco afectan, siempre y cuando el emisor sea capaz de imponer el valor de la corriente en el circuito. Esto permite utilizar un hilo más fino y por lo tanto menos costoso. Otra ventaja es que un mismo receptor pueda explorar varios canales (en donde hay colocados sensores) con distinta longitud de cable si que ésta afecte a la exactitud. El valor de corriente habitual es 4-20 mA.

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Diagrama de flujo de partida para la programación del capacímetro

Inicio

Medir con escala inicial Cambio de red

¿Última escala

¿Fuera de escala?

Pasar a escala si-guiente

Almacenamiento lugar coma,

unidad de medida y tipo de medición

Frecuencia?

Realizar la división

Convertir dígitos BCD a 7 segmentos

Convertir número bina-rio

en tres dígitos BCD

Mostrar número, coma y unidad de medida

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Código de programa del capacímetro versión prototipo

La versión prototipo desarrollada para placa experimental produce lecturas confiables desde 1nF a 9990µF. Esta versión de código de programa fue realizada en “assembler”, es de notar que la versión del código detallada a continuación está actualizada y se logró realizar todas las medidas en base a la medición de período, por lo cual no se utiliza el algoritmo de división. A continuación se detalla el código de programa utilizado: ;CUIDADO LOS ARCHIVOS .ASM DEBEN TENER UN NOMBRE CORTO PARA QUE MPASM GENERE EL .HEX ;este programa funciona ;los caracteres responden a display anodo comun con el punto apagado ;se tomaron las resistencias multiplo de 1.44 ;las temporizaciones de las ventanas que miden frecuencia son multiplo de 1ms LIST p=16F84 ; PIC16F844 is the target processor #include "P16F84.INC" ; Include header file cblock 0x10 ; Temporary storage registers (entre cblock y endc declaro variables) PDel0 ;sirve para temporizacion PDel1 ;sirve para temporizacion PDel2 timer16 ; junto a TMR0 hace que la cuenta sea un numero de 16 bits como maximo escala ;indica escala pico nano micro mili punto ;coloca punto si lo hubiese numh ; numh y numl contienen el resultado en formato binario de 16 bits numl unidadmil centena decena unidad

aux ;auxiliar cont ;contador auxiliar

endc


23

org 0x00 ;indica al ENSAMBLADOR la direccion de memoria de programa donde se guardara la instruccion que vaya a continuacion goto prin ;cuidado, el programa no se debe traslapar el programa de interrupcion que co-

***************************************************

************

rin bsf STATUS,RP0 ;Debido a que OPTION se encuentra en banco1 bsf OPTION_REG,T0SE ;Configura incremento del timer0 cada flanco descendente

t enable cuando se desborde saltara a 0x04 ;Configura a timer0 para que cuente pulsos por RA4

clrf TRISA

estan en banco0

ovwf PORTA

*******Visualizacion*************************************

: g f e d c b a - 5 4 3 2 1 0

f |__| b ; e | | c

-- ; d ;;Tabla de numeros decimales adaptados a 7 Segmentos para encender los segmentos con un ;;0 (cero) lógico ya que el puerto puede drenar mas corriente que la que puede suministrar

m entrada del sensor

addwf PCL ; -fedcbap retlw b'10000001' ;0

mienza en 0x04 ;*****************; Test Program ;********************************************************* org 0x07 p bsf INTCON,GIE ;Global interrupt enable bsf INTCON,T0IE ;Timer0 interrup bsf OPTION_REG,T0CS clrf TRISB bsf TRISA,4 bcf STATUS,RP0 ;debido a que tmr0 y port movlw 0xFF m movwf PORTB bcf PORTA,0 ;red R=1.44M goto vedin2 ;********************************* ; Codificaci¢n --> Segmento ; RB 7 6 ; ; a ; -- ; ; ;;Los display deben estar conectados a la Puerta B, y deben ser anodo comun ;;dejo sin usar el RB0/Int ya que lo uso co o Tabla

24

retlw b'11110011' ;1 retlw b'01001001' ;2

b'00110011' ;4 b'00100101' ;5

retlw b'00000101' ;6

7 segmentos el contenindo de CENTENA, DECENA, UNIDAD

bilita transistores poniendoles un 1 a cada salida

specífico ecodificar

ón del dato ;Dato decodificado a puerto ;Habilita Q unidad

do de dígito nhabilita Q unidad

to 2 por un tiempo específico

mcf PORTA,2 ;Habilita Q decena ll ret2.5 ;Retardo de dígito

ilita Q decena

mpo específico

ec a,W odificar bla del dato

c w '11111 punto si lo hubiese

ificado a puerto RT ,1 ntena

t2.5

retlw b'01100001' ;3 retlw retlw retlw b'11110001' ;7 retlw b'00000001' ;8 retlw b'00100001' ;9 retlw b'01010111' ;n 10 retlw b'11000111' ;u 11 ;vis muestra por 4 displays de ESCALA. vis movlw 0x0F ;inha movwf PORTA movlw .255 ;valor de repeticion visualizacion movwf aux LoopDisp ; ;Sacar al puerto el Dato 1 por un tiempo e movf escala,W ;Dato para d call Tabla ;Decodificaci movwf PORTB bcf PORTA,3 call ret2.5 ;Retar bsf PORTA,3 ;I ;Sacar al puerto el Da ; movf unidad,W ;Dato para decodificar call Tabla ;Decodificación del dato ovwf PORTB ;Dato decodificado a puerto b ca bsf PORTA,2 ;Inhab ;Sacar al puerto el Dato 3 por un tie ; movf d en ;Dato para dec call Ta ;Decodificación btfs punto,1 andl b 110' ;colocamos movwf PORTB ;Dato decod bcf PO A ;Habilita Q ce call re ;Retardo de dígito

25

bsf PORTA,1 ;Inhabilita Q centena ;Sacar al puerto el Dato 4 por un tiempo específico ; m

bla ;Decodificación del dato btfsc punto,0 andlw b'11111110' ;colocamos punto si lo hubiese

ilita Q centena

0 ;Inhabilita Q centena

aux,F ;Decrementa aux, elude sig. sí cero to LoopDisp ;Repite ciclo

vemos a empezar con 1.44M

max 10ms (max=999hz min=100hz); 10us

110'

movwf punto e capacidad

btfsc STATUS,Z ;si hay desborde en numl incrementamos numh

nop

1024 y se sale

umple un periodo de tmr0 se sale

era igual o menor a 1023 goto menor9

movlw .24 ;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando bande-

negativo el nro es menor a 1000

ivo C=0

ovf centena,W ;Dato para decodificar call Ta movwf PORTB ;Dato decodificado a puerto bcf PORTA,0 ;Hab call ret2.5 ;Retardo de dígito bsf PORTA, decfsz go movlw b'1110' ;luego de mostrar el nro vol movwf PORTA goto vedin2 ;*******************1era ventana es dinamica periodo;para contar 999 los incrementos deberan ser de;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101;si no hay cuenta salimos con el perro guardian vedin1 movlw b'1' clrf numh ;contienen la cuenta d clrf numl clrf TMR0 sincro1 btfss TMR0,0 goto sincro1 incr1 incf numl incf numh nop btfsc numh,2 ;cuenta hasta goto vedin2 btfss TMR0,1 ;para tmr0=1cuando se c goto incr1 movlw .253 ;resto 00000011 addwf numh,W btfss STATUS,C ;si C=0 el numero s finved1ras addwf numl,w ;si la resta da btfss STATUS,C goto convbcd ;cuando la resta da negat

26

;*******************2da ventana es dinamica periodo max 100ms (max=99.9hz 10.0hz minimo); er de 100us

etardo de visualizacion

i R=1.44K

ovlw b'10'

;lo usamos para escapar si se coloca una frec alta

;1era pasada tmr0=1 2da 11

;en el enganche tmr0=10

l TUS,Z ;si hay desborde en numl incrementamos numh

;cuenta hasta 1024 y se sale

o repentinamente aumenta frec

ovlwaddlw .1

,Z

ndo se cumple un periodo de tmr0 se sale goto incr2 movlw .253 ;resto 00000011 (.768) 1023-768=255 nro de 8bits

; i numh menor a 768 C=0, entonces vemos si es menor a 100

;para contar 999 los incrementos deberan s vedin2 movlw 0x4F movwf PORTB movlw .50 movwf cont ;r movlw .10 movwf escala ;mide en nano movlw .11 btfss PORTA,1 ;mide en u s movwf escala m movwf punto clrf timer16 clrf TMR0 sincro2 clrf numh clrf numl incf TMR0 incr2 movlw .254 addwf TMR0,W btfsc STATUS,Z goto sincro2 incf num btfsc STA incf numh btfsc numh,2 goto vedin3 movlw .255 ;sale de la ventana cuand addwf timer16,w btfsc STATUS,C goto vedin1 m .235 ;produce una demora para que los pasos sean de 100us ret2 btfss STATUS goto ret2 btfss TMR0,2 ;para tmr0=100cua addwf numh,W btfss STATUS,C ;s goto escvent ;si no el numero sera igual o menor a 1023

27

finved2 movlw .24 ;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101110' 1000=768+232 , do en 8bits

resente entonces podemos saber si el nro 2 ;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando banderas ;cuando la resta da negativo C=0

** ***3era es ventana dinamica periodo max 1s (max=9.99hz min=1.00)******* s

rdo de visualizacion

;1era pasada tmr0=1 2da 11 cr3 movlw .254

;si hay desborde en numl incrementamos numh ,2 ;cuenta hasta 1024 y se sale

vlw ;sale de la ventana cuando repentinamente aumenta frec addwf timer16,w btfsc STATUS,C goto vedin2

tmr0=100cuando se cumple un periodo de tmr0 se sale

oto cr3 0

,C

;si la resta da negativo el nro es menor a 1000 ;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando banderas

en donde 232 esta conteni addwf numl,w ;tenemos que 768 esta pes menor a 1000 restando 23 btfss STATUS,C goto convbcd ;********* ******;para contar 999 los incrementos deberan ser de 1m;1023=b'11 11111111' y 1000=b'11 11101110' vedin3 movlw .128 movwf cont ;reta clrf punto clrf timer16 clrf TMR0 sincro3 clrf numh clrf numl incf TMR0 in addwf TMR0,W ;en el enganche tmr0=10 btfsc STATUS,Z goto sincro3 incf numl btfsc STATUS,Z incf numh btfsc numh goto finved3 mo .255 movlw .10 ret3 addlw .1 btfss STATUS,Z goto ret3 btfss TMR0,2 ;para g in movlw .253 ;resto 0000011 addwf numh,W btfss STATUS goto convbcd ;el numero sera igual o menor a 1023 movlw .24 ;.24 addwf numl,w btfss STATUS,C ;cuando la resta da negativo C=0 goto convbcd

28

finved3 btfss PORTA,1 ;si estabamos en la red 1.44K y no encontramos el valor e c

4 ;vamos a la ventana dinamica 4

;si estamos en la red 1.44M, A ;hay que cambiar a la de 1.44K

*******4ta ventana es dinamica periodo max 10s (max=0.999hz

entos deberan ser de 10ms =b'11 11101110'

edin4 ;mostramos u

retardo de visualizacion

;1era pasada tmr0=1 2da 11

wf 0,W ;en el enganche tmr0=10 btfsc STATUS,Z

l incrementamos numh

;cuenta hasta 1024 y se sale

entana cuando repentinamente aumenta frec

tfsc

cumple un periodo de tmr0 se sale

;resto 00000011

;el numero sera igual o menor a 1023

d goto vedin setesc movlw b'1101' btfss PORTA,0 movwf PORT goto vedin2 ;*****************min=0.10)******** ;para contar 999 los increm;1023=b'11 11111111' y 1000 v movlw 0xC7 movwf PORTB movlw .255 movwf cont ; clrf escala clrf timer16 clrf TMR0 sincro4 clrf numh clrf numl incf TMR0incr4 movlw .254 add TMR goto sincro4 incf numl btfsc STATUS,Z ;si hay desborde en num incf numh btfsc numh,2 goto finved4 movlw .255 ;sale de la v addwf timer16,w b STATUS,C goto vedin2 call retven4 btfss TMR0,2 ;para tmr0=100cuando se goto incr4 movlw .253 addwf numh,W btfss STATUS,C goto convbcd movlw .24 ;.24

29

addwf numl,w ;si la resta da negativo el nro es menor a 1000 ;sumo el cmp2 de .232 porque subwf no me esta activando banderas

nved4 movlw b'1110' ;debido a que solo entramos en ventana 3 con 1.44K A ;empezamos de nuevo con 1.44M

*******************

0

,f

m

addwf unidad,f

andlw 0x0F

rlf unid d,f

m an lw 0 F

m

movlw 0x0A

btfss STATUS,C ;cuando la resta da negativo C=0 goto convbcd fi movwf PORT goto vedin2 ;****************Conversion a BCD****************** convbcd swapf numh,w andlw 0x0F addlw xF0 movwf unidadmil addwf unidadmil addlw 0xE2 movwf centena addlw 0x32 movwf unidad ovf numh,w andlw 0x0F addwf centena,f addwf centena,f addlw 0xE9 movwf decena addwf decena,f addwf decena,f swapf numl,w addwf decena,f addwf unidad,f rlf decena,f rlf unidad,f comf unidad,f a ovf numl,w d x0 addwf unidad,f rlf unidadmil ovlw 0x07 movwf aux

30

Lb1: addwf unidad decf decena btfss 3,0 goto Lb1 Lb2: addwf decena decf centena

goto Lb2

a,

il

goto Lb4

***********escoge ventana*************************** h

btfss STATUS,Z ;si numh distinto de 0 el nro sera mayor a 100 cd

,W ;sumo el complemento a 2 de 100 (resto 100)

US,C ;si carry=0 el nro era menor a 100, salto a otra ventana goto convbcd

*cambio de red si no hay capacitor**************

h S,Z

goto convbcd ;si Z=0 entonces numh distinto de cero ;complemento de 9 (resto 9)

l,W btfss STATUS,C

etesc

**********retardo de 1s**********************

0 .72

el1 8 movlw .247

el2,1 op9

btfss 3,0 Lb3: addwf centen decf unidadmil btfss 3,0 goto Lb3 Lb4: addwf unidadm decf aux,f btfss 3,0 goto vis ;******************escvent movf num goto convb movf numl addlw .156 btfsc STAT goto vedin1;***************menor9 movf num btfss STATU movlw .247 addwf num goto s goto finved1 ;****ret1s movlw .14 movwf PDelPLoop7 movlw movwf PDPLoop movwf PDel2PLoop9 clrwdt decfsz PD goto PLo

31

decfsz PDel1,1

oop7

*******retardo 2.5ms****************************

7 Del0 .88

movwf PDel1

re

ardo de la ventana 4*****************

m

jecucion de la interrupcion*********************** ;indica al ENSAMBLADOR que el pc salta aqui cuando hay una inte-

0IF ;T0IF indica desbordamiento,lo ponemos a cero nuevamente ;Incrementa timer16 en uno y almacena el resulado en timer16

goto PLoop8 decfsz PDel0,1 goto PL return ;*******************ret2.5 movlw . movwf PPLoop3 movlw PLoop4 clrwdt decfsz PDel1, 1 goto PLoop4 decfsz PDel0, 1 goto PLoop3 PDelL4 goto PDelL5 PDelL5 clrwdt turn ;*********************retretven4 movlw .12 ; 9.989ms movwf PDel0 PLoop1 movlw .207 ovwf PDel1 PLoop2 clrwdt decfsz PDel1, 1 goto PLoop2 decfsz PDel0, 1 goto PLoop1 return ;********************e org 0x04 rrupcion bcf INTCON,T incf timer16,F retfie END

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liografía, sitios web consultados y envío de material

puntes de Cátedra Medidas Electrónicas 1 Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional

as Electrónicas 1 Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional

e Un Capacitómetro Utilizando el CPLD Valeriano, C. Ojeda, G. Calva AM. Laboratorio de Electrónica.

adores PIC, Editorial Paraninfo

teli s e Instru

Bib

A

Villa María

Apuntes de Cátedra Medid

Mendoza

Diseño e Implantación DEPM7128SLC84-15. J. Centro de Instrumentos UN

M. Angulo Microcontrol

A 555 Timer IC Tutorial © by Tony van Roon Sensores In gente mentación Digital

Hoja de datos del microcontrolador PIC16F84A: http://www.microchip.com

Instrumentos digitales: http://elm-chan.org/

Operaciones matemáticas para microcontroladores:

ttp://www.restena.lu/convict/Jeunes/Math/Fast_operations.htmh

Tanto para obtener este informe en formato digital mo para solicitar el envío del código fuente (as-

sembler) para el PIC16F84A, o simplemente ponerse en contacto, enviar un mensaje de correo elec-

trónico con la correspondiente solicitud a la siguiente dirección:

[email protected]

co

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capac i metro

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